Министерство связи и массовых коммуникаций РФ
Федеральное государственное образовательное бюджетное
учреждение высшего профессионального образования «СибГУТИ»
(ФГОБУ ВПО «СибГУТИ»)
Б.Н.Маглицкий
Спутниковые и радиорелейные
системы передачи
Учебное пособие
КОСМИЧЕСКАЯ СТАНЦИЯ
08.10.2012 18:11
С и РРСП (лекции
Б.Н.Маглицкого)
Новосибирск - 2012
9
Содержание
Введение………………………………………………………………….
1 Цифровые радиорелейные системы перелачи…………………….
1.1 Основные понятия и определения……………………………………
1.2 Планы распределения частот на РРЛ. Общие сведения……………
1.3 Контрольные вопросы…………………………………………………
1.4 Цифровые радиорелейные станции………………………………….
1.4.1 Основные преобразования сигналов на ЦРРЛ………………
1.4.2 Принципы построения ЦРРС ПЦИ…………………………..
1.4.3 Контрольные вопросы……………………………………...
1.4.4 Радиоприемные устройства ЦРРС…………………………..
1.4.5 Радиопередающие устройства ЦРРС………………………..
1.4.6 Количество стволов на ЦРРЛ и схемы
резервирования………………………………………………
1.4.7 Контрольные вопросы…………………………………………
1.5 Качественные показатели ЦРРЛ……………………………….
1.5.1 Нормирование качественных показателей цифровых
радиорелейных линий………………………………………
1.5.2 Энергетические соотношения на пролетах ЦРРЛ…………..
1.5.3 Интерференционные замирания на пролете ЦРРЛ…………
1.5.4 Замирания, вызываемые экранирующим действием
препятствий на пролете РРЛ……………………………….
1.5.5 Влияние атмосферной рефракции
на распространение радиоволн…………………………….
1.5.6 Влияние гидрометеоров……………………………………..
1.5.7 Графические зависимости множителя ослабления от
величины просвета…………………………………………
1.5.8 Методы борьбы с замираниями……………………………..
1.5.9 Контрольные вопросы………………………………………..
1.6 Методика расчета устойчивости связи на ЦРРЛ…………………
1.6.1 Расчет замираний из-за экранирующего действия
препятствий на пролете РРЛ………………………………..
1.6.2 Расчет замираний из-за интерференции прямой и
отраженной от земной поверхности волн…………………
1.6.3 Расчет замираний, обусловленных интерференцией
прямой волны и волн, отраженных от слоистых
неоднородностей тропосферы………………………………..
1.6.4 Расчет замираний на пролете, обусловленных
потерями энергии в осадках………………………………….
1.6.5 Расчет устойчивости связи при наличии резервирования…….
1.6.6 Контрольные вопросы………………………………………..
1.7 Основные типы и параметры антенн…………………………..
-2-
6
6
6
8
12
12
12
15
20
21
26
27
30
30
30
32
34
36
37
39
39
41
42
43
44
47
48
48
49
49
50
2 Спутниковые системы передачи…………………………………….
2.1 Основные понятия и определения……………………………………
2.2 Классификация ССС…………………………………………………..
2.3 Принципы построения ССС………………………………………….
2.3.1 Орбиты искусственных спутников Земли……………………
2.3.1.1 Основные параметры орбит ИСЗ…………………………..
2.3.1.2 Классификация орбит ИСЗ………………………………….
2.3.1.3 Зона видимости и зона обслуживания……………………..
2.3.2 Структура спутниковой системы связи………………………
2.3.3 Контрольные вопросы………………………………………...
2.4 Особенности построения бортовых ретрансляторов ССС…………
2.4.1 Основные требования к бортовым ретрансляторам…………
2.4.1.1 Упрощенная структурная схема ретранслятора…………...
2.4.1.2 Варианты структурных схем ретрансляторов……………..
2.5 Структурные схемы земных станций……………………………….
2.5.1 Основные параметры БРТК и земных станций……………..
2.5.2 Контрольные вопросы………………………………………..
2.6 Энергетический расчет спутниковой линии связи…………………
2.6.1 Расчет коэффициента ошибок на выходе линии в
случае БРТК с обработкой сигналов на борту………………
2.6.2 Определение параметров земных станций при заданном
качестве передачи мнформации…………………………….
2.6.3 Расчет коэффициента ошибок на выходе линии при
отсутствии регенерации сигнала в БРТК…………………….
2.6.4 Краткая характеристика факторов, влияющих на
энергетику CCC…………………………………………..
2.6.4.1 Поглощение энергии сигналов в атмосфере…………
2.6.4.2 Ослабление сигнала, вызванное дождем…………….
2.6.4.3 Ослабление сигнала в тумане и облаках……………..
2.6.5 Пример энергетического расчета спутниковой линии…….
2.6.6 Контрольные вопросы………………………………………..
2.7 Краткий обзор существующих ССС……………………………..
2.7.1 Области применения ССС………………………………….
2.7.2 Сети подвижной спутниковой службы…………………….
2.7.2.1 Сети «Inmarsat»……………………………………………
2.7.2.2 Глобальная спутниковая система связи
«Globalstar»……………………………………………….
2.7.2.3 Низкоорбитальная система связи Iridium………………..
2.7.3 Современное состояние и перспективы развития
российской национальной спутниковой группировки……
3 Методы модуляции в цифровых системах радиосвязи …………..
3.1 Классификация методов модуляции………………………………….
3.2 Двухпозиционные методы модуляции……………………………….
3.2.1 Частотная модуляция………………………………………….
3.2.1.1 Способы формирования сигналов FSK……………………
-3-
56
56
56
58
58
59
61
65
69
77
77
77
78
79
84
85
86
87
87
90
92
92
92
94
94
95
101
107
102
105
105
111
115
120
125
125
128
129
130
3.2.1.2 Частотная модуляция с минимальным сдвигом……………
3.2.2 Двухпозиционная фазовая манипуляция……………………..
3.2.2.1 Синхронная двухпозиционная фазовая модуляция
(ФМ)…………………………………………………………..
3.2.2.2 Двоичная дифференциальная фазовая манипуляция
BDPSK………………………………………………………..
3.2.2.3 Спектральная и энергетическая эффективность
двухпозиционных методов модуляции……………………..
3.2.3 Контрольные вопросы…………………………………………
3.3 Многопозиционные методы модуляции……………………………..
3.3.1 Классификация многопозиционных методов
модуляции………………………………………………………
3.3.2 Квадратурная фазовая манипуляция QPSK…………………..
3.3.2.1 Формирование сигнала QPSK……………………………….
3.3.2.2 Спектральная и энергетическая эффективность QPSK……
3.3.3 Дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция……
3.3.4 Квадратурная фазовая манипуляция со сдвигои…………….
3.3.5 Квадратурная амплитудная манипуляция QAM……………..
3.3.5.1 Общие сведения………………………………………………
3.3.3.2 Принцип формирования сигнала QAM……………………..
3.3.6 Контрольные вопросы………………………………………….
Библиография……………………………………………………………..
-4-
138
143
143
146
151
154
154
154
157
157
163
165
170
176
176
178
186
187
Введение
Концепция развития средств связи в ХХI веке предполагает создание
всемирной информационной инфраструктуры, объединяющей региональные и
национальные сети связи в единую сеть. При этом связь должна быть не только
глобальной, но и персональной, и, следовательно, доступной любому
потребителю.
В решении этой задачи наряду с проводными (кабельными) системами
немаловажная роль принадлежит наземным и спутниковым системам
радиосвязи, обеспечивающим передачу и прием аналоговых и цифровых
сигналов на дальние и сверхдальние расстояния.
Технологии систем радиосвязи
достигли высокого качественного и
количественного развития и продолжают непрерывно совершенствоваться. В
настоящее время системы радиосвязи являются необходимым звеном
телекоммуникационного пространства России.
В учебном пособии рассмотрены общие принципы построения систем
радиосвязи, принципы построения радиорелейных и спутниковых систем
передачи, общие принципы построения сетей цифрового непосредственного
телевизионного вещания.
Эффективность любой системы радиосвязи в значительной степени
определяется выбранным методом модуляции. В этой связи в пособии
рассматриваются существующие и перспективные методы модуляции в
космических и наземных системах радиосвязи, приведены результаты
сравнительного анализа их информационной, спектральной и энергетической
эффективности.
Рассмотрены принципы построения приемо-передающего оборудования
спутниковых и наземных систем радиосвязи, а также основы энергетического
расчета спутниковых и радиорелейных линий связи.
Учебное пособие предназначено для студентов, обучающихся по
специальности 210404 направления «Телекоммуникации».
-5-
1 Цифровые радиорелейные системы передачи
1.1 Основные понятия и определения
Радиорелейная связь – это вид радиосвязи, основанный на ретрансляции
сигналов между станциями, расположенными на поверхности Земли (рисунок
1.1).
30 - 70 км
a)
36
Рисунок 1.1 – Принцип радиорелейной связи
Различают радиорелейные линии прямой видимости (РРЛ ПВ) и
тропосферные радиорелейные
10 км линии (ТРРЛ). В первом случае РРС
(радиорелейная станция) располагаются на поверхности Земли в пределах
прямой видимости. Без
явления рефракции радиоволн расстояние прямой
200 учета
- 500 км
видимости равно:
Rïð , êì 3,57
hб)
h2 ,
1
(1.1)
где h1 , h2 – высоты подвеса антенн, м
Во втором случае РРС размещаются на расстоянии 250 – 500 км. В этом
случае используется явление дальнего тропосферного распространения
радиоволн, суть которого заключается в отражении и преломлении радиоволн
от неоднородностей тропосферы (рисунок 1.2).
В настоящее время ТРРЛ находят ограниченное применение ввиду
низкой пропускной способности и сравнительно низкого качества передачи
информации. В дальнейшем в данном учебном пособии рассматриваются РРЛ
ПВ.
-6-
30 - 70 км
36
00
0к
м
a)
10 км
200 - 500 км
б)
Рисунок 1.2 – Принцип построения ТРРЛ
Различают следующие типы РРС:
- оконечные станции (ОРС), задачей которых является ввод и вывод
информации;
- промежуточные станции (ПРС), в функции которых входят
ретрансляция и организация ввода – вывода сигналов и ответвлений от РРЛ.
При этом станции с выделеним (вводом информации) обозначают как ПРС-В.
Рассмотрим некоторые базовые определения:
Пролет – часть радиорелейной линии между двумя ближайшими РРС;
Цифровой ствол – совокупность оконечного, приемопередающего
оборудования и среды распространения радиоволн.
В самом простом случае цифровой ствол включает в себя две ОРС (один
пролет ЦРРЛ). Такой ствол называют простым (рисунок 1.3). Существует
также вполне понятный термин «составной ствол».
Радиоствол
Вход
Выход
ОС
Пд
Пр
ОС
Цифровой ствол
ОС – оборудование сопряжения;
Пд – передатчик;
Пр - приемник
Рисунок 1.3 – Цифровой ствол
Оборудование сопряжения (ОС) предназначено для согласования
параметров линейных цифровых сигналов (ЛЦС), поступающих на вход ЦРРЛ
-7-
(обычно по проводной соединительной линии), с радиостволом. Отметим, что
на рисунке 5.3 показана структура симплексного цифрового ствола.
По месту на сети связи различают магистральные, зоновые и местные
ЦРРЛ.
На современном этапе на сетях
связи Российской Федерации
применяются как аналоговые, так и цифровые РРЛ. На магистральных линиях в
основном применяются высокоскоростные ЦРРЛ синхронной цифровой
иерархии (SDH). На зоновых и местных линиях находят применение
среднескоростные и низкоскоростные ЦРРЛ плезиохронной цифровой
иерархии (PDH).
В
дальнейшем
рассматриваются
принципы
построения
и
функционирования ЦРРЛ PDH (ЦРРЛ ПЦИ).
1.2 Планы распределения частот на РРЛ. Общие сведения
В зависимости от потребностей различают ЦРРС, предназначенные для
построения линий местной, внутризоновой и магистральной связи. Для работы
данных средств выделены диапазоны частот от 0,39 до 40,5 ГГц, от 1,85 до
15,35 ГГц и от 3,4 до 11,7 ГГц соответственно.
Такое распределение частотного диапазона обусловлено как влиянием
среды на распространение электромагнитных волн, так и необходимостью
передачи значительных потоков информации, в том числе и на значительные
расстояния. Наиболее характерным с точки зрения учета перечисленных
условий является выбор диапазона частот для построения линий магистральной
связи.
Дело в том, что до частоты 10 ГГц атмосферные явления оказывают
слабое влияние на качество радиорелейной связи. В то же время на частотах
выше 15 ГГц это влияние становится заметным, а на частотах свыше 30 ГГц,
где дополнительно необходим более тщательный учет ослабления радиоволн в
газах, становится определяющим. Естественно это сказывается как на
протяженности отдельного пролета, так и на линии в целом.
Под планом распределения частот понимается расстановка частот
приема и передачи на РРЛ.
Рассмотрим планы распределения частот для одноствольных систем.
Обычно план частот изображается в виде сетки частот (рисунок 1.4а, 1.4б), где
стрелка, направленная к оси частот означает частоту приема, а стрелка от оси
частот – частоту передачи.
В случае 2-х частотного плана (рисунок 1.4а) в прямом и обратном
направлениях связи используются две одинаковых пара частот. Очевидно, что
необходимо обеспечить разнос частот приема и передачи в каждом направлении связи на необходимую величину. Величина этого разноса частот носит
название «частота сдвига» - Fсдв.
-8-
f1
Fсдв
f1
f2
f
f
f
f
f2
f3
f2
f1
f4
Fсдв
б)
а)
Рисунок 1.4 – Планы распределения частот
для одноствольных систем
2-х частотный план эффективен с точки зрения использования рабочей
полосы частот. Недостатком зтого плана частот являются повышенные требования к параметрам антенн, а именно к величине коэффициента защитного действия антенны, который характеризует величину ослабления принимаемых сигналов с обратного направления связи. Данное требование усложняет конструкцию антенны и, естественно, приводит к повышению ее стоимости.
В случае 4-х частотного плана в каждом направлении связи используются
две разных пары частот (рисунок 1.4б), что снижает требования к величине
коэффицинта защитного действия, но приводит к снижению эффективности использования рабочей полосы частот.
Отметим, что в обеих случаях станции РРЛ должны располагаться
зигзагообразно, с целью снижения величины помех «прямого прохождения»
(рисунок 1.5).
РРС 4
РРС 2
f1
α
f1
РРС 1
f1
α
f2
РРС 3
Рисунок 1.5 – Условие зигзагообразности на РРЛ
-9-
При повторении частот приема и передачи на пролетах РРЛ частота
сигнала, переданного от РРС 1 к РРС 2, совпадает с частотой сигнала,
передаваемого от РРС 3 к РРС 4. При опрелеленных условиях распространения
радиоволн (например, при наличии явления рефракции), на входе приемника
РРС 4 интерферируют сигналы от РРС 1 и РРС 3. В этом и заключается смысл
понятия «помеха прямого прохождения». Для снижения величины этих помех
угол α между направлением в сторону соседней станции и направлением на
станцию, удаленную от первой на три интервала, должен быть больше ширины
диаграммы направленности применяемых антенн. На практике минимальное
значение α составляет величину примерно 4 – 50.
РРС, на которых частота сигнала приема ниже (выше ) частоты сигнала
передачи, обозначают соответственно как НВ и ВН (рисунок 1.6).
Как правило, большинство РРЛ являются многоствольными, что
повышает их пропускную способность. Рассмотрим варианты планов частот
для многоствольных систем.
Станция ВН
Станция НВ
f1
f2
Станция НВ
f2
f1
РРС 1
РРС 2
f2
РРС 3
f1
f1
f2
Рисунок 1.6 – Расположение РРС на РРЛ
План распределения частот с чередованием частот приема и передачи.
На рисунке 1.7 в качестве примера показан вариант частотного плана для
3-х ствольной системы. В данном случае частоты приема и передачи
чередуются (отсюда и название плана частот).
f1
f2
f3
f4
f5
f6
f
f
f1
f2
f3
f4
f5
f6
Рисунок 1.7 – Частотный план с чередованием частот приема и передачи
- 10 -
Обычно на РРС используется одна приемопередающая антенна. Это
возможно ввиду достаточной широкополосности применяемых на РРЛ антенн.
Ввиду того, что в данном случае фильтры для разделения сигналов передачи и
приема трудно реализуемы, на ПРС приходится устанавливать четыре антенны.
По этой причине данный план частот находит ограниченное применение.
План распределения частот с разнесением (группированием) частот
приема и передачи.
Пример плана частот для трехствольной системы приведен на рисунке
1.8. В данном случае полоса рабочих частот разбивается на две части, в одной
из которых располагаются частоты сигналов приема, а в другой – частоты
сигналов передачи.
Полоса рабочих частот
f1
f2
f3
f0
f4
f5
f6
f
f
f1
f2
f3
f4
f5
f6
Fсдв
Рисунок 1.8 – План частот с разнесением частот приема и передачи
Ввиду достаточно большого разноса частот сигналов приема и передачи
разделительные фильтры достаточно просты в реализации и на ПРС
устанавливают только две антенны. Данный план частот широко применяется
на практике.
План распределения частот характеризуется шагом или величиной
разноса между несущими частотами стволов ЦРРС. Организационно этот план
определяется руководящими документами, технически - синтезатором или
величиной дискретной настройки частот генераторного обору-дования
приемопередающих устройств (ППУ) при их литерном исполнении. Величина
- 11 -
разноса в зависимости от используемого диапазона частот может составлять,
например, следующие значения: 1; 2; 3,5; 4; 5; 7; 10; 14; 20; 28; 40 и 56 МГц.
На рисунке 1.9 в общем виде показан реальный план распределения
частот для шестиствольной ЦРРЛ.
f0
Передача (прием)
1
2
3
4
Прием (передача)
5
6
1
2
3
4
5
6
f
∆f
Fсдв
Горизонтальная поляризация
Вертикальная поляризация
Рисунок 1.9 – Пример многоствольного плана распределения частот
Выбор производителем величины шага частот ∆f определяет
номенклатуру ряда изготавливаемых им ППУ. Стремление более эффективно
использовать частотный ресурс заставляет ужесточать требования по этому
показателю. Например, решением ГКРЧ [7] для средств ЦРРС диапазона 11 ГГц
с пропускной способностью 2хЕ1, 4 х Е1 (Е2), 8хЕ1 (2хЕ2) определяется шаг
сетки частот 5 или 10 МГц соответственно, а для передачи потока Е3 (16хЕ1) 20 МГц.
1.3 Контрольные вопросы
1. Какие элементы входят в сосьав цифрового ствола?
2. Поясните суть 2 – х частотного и 4-х частотного планов распределения
частот
3. Почему станции на РРЛ располагаюься зизагообразно?
4. Поясните назначение элементов ОРС многоствольной РРЛ
1.4 Цифровые радиорелейные станции
1.4.1 Основные преобразования сигналов на ЦРРЛ
Рассмотрим основные преобразования сигналов, передаваемых по ЦРРЛ
по схеме, приведенной на рисунке 1.10.
На вход ОРС 1 по соединительной линии подается линейный цифровой
сигнал (ЛЦС) в одном из форматов линейных кодов ЦСП. В регенераторе Р1
- 12 -
ЛЦС
Р1
ПК1
СКР
ПК2
Пд
Мд
ОРС 1
Пд
Мд
Р2
Дм
Пр
ПРС
ЛЦС
ПК4
ДСК
ПК3
Р3
Дм
Пр
ОРС 2
Рисунок 1.10 – Схема преобразований сигналов на ЦРРЛ
f
f
∆f
∆f
a)
б)
ЦСвх
ЦСвых
+
ПСП
в)
Рисунок 1.11 – Скремблирование цифрового потока
- 13 -
производится устранение искажений ЛЦС, внесенных соединительной линией.
Далее, в преобразователе кода ПК1 цифровой сигнал c целью упрощения
дальнейшей обработки из формата принятого сигнала (AMI, HDB - 3)
преобразуется в формат NRZ.
Принимаемый цифровой сигнал в общем случае может иметь
нежелательные для передачи по радиотракту свойства, а именно: содержать
периодические последовательности импульсов. В таких ситуациях ухудшается
качество работы канала тактовой синхронизации в регенераторах, что приводит
к ошибкам в принятии решений и появлению достаточно длинного пакета
ошибок в сигнале на стороне приема.
Кроме того, в упомянутых ситуациях в спектре частот модулированного
сигнала на выходе передатчика появляются составляющие, которые ухудшают
условия электромагнитной совместимости систем радиосвязи. Например, при
FSK при равновероятных двоичных символах энергия сигнала сосредоточена в
широкой полосе частот (рисунок 1.11а). В упомянутых выше ситуациях энергия
излучаемого сигнала сосредотачивается в узкой полосе частот (рисунок 5.10б).
Скремблирование – это преобразование, существенно увеличивающее
период входного потока при условии возможности его восстановления на
стороне приема при помощи дескремблера.
На рисунке 1.11в показана упрощенная структурная схема скремблера.
Входной цифровой сигнал суммируется по модулю 2 с сигналом от генератора
псевдослучайной последовательности импульсов ПСП. В результате такого
преобразования цифровой сигнал приобретает свойства почти случайного
сигнала, т.е улучшаются его статистические свойства и упомянутые выше
ситуации исключаются.
В преобразователе кода ПК2 формируется модулирующий сигнал,
который поступает на модулятор Мд. Этот модулятор, как правило, работает на
промежуточной частоте (ПЧ). Значение ПЧ зависит от типа оборудования и
схемной реализации модулятора. Вид модуляции определяется требованиями к
информационной и энергетической эффективности ЦРРЛ.
В передатчике производятся две основных операции: перенос спектра
модулированного сигнала ПЧ в рабочий диапазон частот и усиление сигнала по
мощности.
На промежуточной станции после преобразования частоты принимаемого
сигнала на ПЧ и усиления в приемнике Пр сигнал подается на демодулятор Дм.
Регенератор Р3 (регенератор радиоствола), устраняет искажения, внесенные в
цифровой сигнал при передаче по радиостволу. На выходе преобразователя
кода ПК3 формируется цифровой сигнал в формате NRZ, который подается на
дескремблер ДСК, где удаляется псевдослучайная последовательность (ПСП),
введенная в сигнал на этапе скремблирования цифрового сигнала. Затем
цифровой сигнал в ПК4 преобразуется в ЛЦС с принятыми в системе
параметрами внешнегг интерфейса.
- 14 -
1.4.2 Принципы построения ЦРРС ПЦИ
В настоящее время аппаратура ЦРРС производится в виде двух составных
частей: аппаратуры наружного размещения (ODU), включающей в себя
выносной приемопередающий модуль (ПмПд) и антенный модуль (Ант), и
аппаратуры внутреннего размещения (IDU), обычно в виде модульной
конструкции, устанавливаемой внутри производственного помещения (рисунок
1.12). В качестве примера на рисунке 1.13 показано оборудование ЦРРС фирмы
«Микран».
ODU
IDU
ПмПд
Антенный
модуль
Рисунок 1.12 – Состав аппаратуры ЦРРС
Рисунок 1.13 – Пример оборудования ЦРРС
- 15 -
Соединение между ODU и IDU производится при помощи кабельной
соединительной линии, протяженность которой зависит от первичных
параметров кабеля и вида сигналов, передаваемых по этой линии.
В ODU размещаются все элементы, зависящие от диапазона и рабочих
частот, но инвариантные к изменению скорости передачи. Оборудование
внутреннего размещения содержит лишь элементы, определяющие трафик и
интерфейсы. Поэтому блок подходит для всех рабочих диапазонов ЦРРС. На
вход IDU обычно подаются линейные цифровые сигналы (ЛЦС) от источников
информации, соответствующих различным ступеням иерархии ПЦИ.
Рассмотрим состав и принцип работы оборудования IDU. При всем
многообразии оборудования ЦРРС, выпускаемого различными фирмами,
можно выделить ряд общих принципов построения IDU:
а) в IDU производится модуляция сигнала ПЧ цифровым сигналом и
демодуляция сигнала ПЧ. В этом случае в передатчике производится перенос
спектра модулированного сигнала ПЧ в рабочую область частот и все
последующие преобразования сигнала. В приемнике сигнал преобразуется на
ПЧ. Соединение IDU и ODU производится при помощи радиочастотного
кабеля, длина которого (в зависимости от типа кабеля) может достигать 600 м;
б) модуляция несущей частоты производится в передатчике. Как правило,
в этом случае применяется прямая модуляция несущей частоты. В приемнике
производится обратное преобразование с основным усилением на ПЧ и
демодуляция сигнала. В этом случае соединение IDU и ODU производится при
помощи симметричного кабеля, по которому передается цифровой сигнал.
Длина соединительной линии может достигать нескольких километров в
зависимости от первичных параметров кабеля и типа ЛЦС.
Упрощенная структурная схема оборудования IDU, реализованного по
первому варианту для ОРС приведена на рисунке 1.14.
В состав IDU входят: модуль доступа (интерфейс каналов трафика,
интерфейс дополнительных каналов, мультиплексор и демультиплексор),
модем ПЧ, блок телеуправления и сигнализации, вторичный источник питания
ВИП, панель индикации и управления ПИУ, кабельный интерфейс.
Цифровые информационные сигналы с определенными иерархическими
скоростями (Е1, Е2, Е3) через интерфейс каналов трафика подаются на блок
мультиплексора MUX, где мультиплексируются с сигналами дополнительных
каналов, поступающих через интерфейс дополнительных каналов и сигналами
телеуправления и сигнализации ТУ - ТС, предназначенными для
телеуправления и сигнализации на ЦРРЛ.
Задачей интерфейсов является согласование параметров соединительной
линии и параметров аппаратуры, регенерация цифровых сигналов (см. рисунок
1.10).
- 16 -
МД ПЧ
MUX
ДМ ПЧ
DEMUX
Кабельный
интерфейс
интерфейс
Интерфейс
каналов трафика
ПЧ Прд
ПЧ Прм
(ТУ-ТС)лин
Uпит
ВИП
ПИУ
Телеуправление,
сигнализация
сигнализация
Интерфейс
доп. каналов
Модем ПЧ
Модуль доступа
Рисунок 1.14 - Упрощенная структурная схема IDU с модуляцией на ПЧ
На выходе мультиплексора тактовая частота цифрового сигнала
повышается по сравнению с входным сигналом. Далее сигнал подается на
модулятор ПЧ, где производится преобразование кода и скремблирование
цифрового потока, формирование модулирующего сигнала с последующей
модуляцией сигнала ПЧ. С выхода МД ПЧ сигнал через кабельный интерфейс
подается в соединительную линию. Кроме того, для контроля и управления
ODU с блока телеуправления и сигнализации через кабельный интерфейс
подаются сигналы управления и сигнализации.
В направлении приема в демодуляторе ДМ ПЧ производится
демодуляция сигнала, его регенерация, преобразование в двухуровневый
сигнал и дескремблирование. Затем сигнал подается на демультиплексор
DEMUX и далее на соответствующие интерфейсы. Для целей электропитания
оборудования установлен вторичный источник питания ВИП. При помощи
панели индикации и управления производится управление и контроль
выносного оборудования.
Через кабельный интерфейс подается также напряжение дистанционного
питания ODU (на схеме не показано).
Структурная схема приемопередающего оборудования, входящего в
состав ODU, приведена на рисунке 1.15.
- 17 -
ПРЧ
пд
ПЧпрд
УСВЧ
СтФ
Атт
ПЧпрм
Кабельный интерфейс
СЧ
ТУ
К антенному
модулю
ТУТС
ВИП
УПЧ
ПРЧ
пр
ТС
МШУ
СтФ
Рисунок 1.15 - Упрощенная структурная схема приемо-передающего модуля
с модуляцией на ПЧ
Принятый от IDU сигнал ПЧ через кабельный интерфейс подается на
преобразователь частоты передачи ПРЧ пд, на второй вход которого подается
сигнал с частотой гетеродина передачи, который вырабатывается синтезатором
частот СЧ.
Сигнал с выхода преобразователя частоты усиливается в усилителе
мощности
УСВЧ и через ствольный фильтр СтФ, аттенюатор Атт
поступает
в антенный модуль.
Управление частотой СЧ в современных ЦРРС производится с IDU. В
направлении приема принимаемый сигнал усиливается в МШУ и подается на
ПРЧпр , затем на усилитель промежуточной частоты УПЧ, с выхода которого
через кабельный интерфейс поступает в соединительную линию. Блок ТУ и ТС
служит для приема сигналов телеуправления ТУ от IDU и подачи на IDU
сигналов телесигнализации ТС. Встроенный источник питания предназначен
для электропитания приемопередающего модуля.
На рисунке 1.16 приведена структурная схема ПРС с выделением
цифровых потоков (одноствольный вариант). На этой схеме: ДП – диплексер,
МВВ – мультиплексор ввода-вывода. Назначение остальных элементов схемы
рассмотрено выше.
На рисунке 1.17 приведена структурная схема ПРС без выделения
цифровых потоков.
- 18 -
ODU
ODU
ДП
Пр
ДП
Пд
Пд
IDU
Пр
IDU
Дм
Мд
Мд
Дм
Р
СКР
СКР
Р
ДСК
ДСК
МВВ
МВВ
Интерфейс
Вывод ЦП
Интерфейс
Ввод ЦП
Ввод ЦП
Вывод ЦП
Рисунок 1.16 – Структурная схема ПРС с выделением цифровых потоков
- 19 -
ODU
ODU
ДП
ДП
Пр
Пд
Пд
Пр
Дм
Мд
Мд
Дм
Р
Р
IDU
IDU
Рисунок 1.17 – Структурная схема ПРС ЦРРЛ без выделения цифровых
потоков
1.4.3 Контрольные вопросы
Какие преобразования цифрового сигнала осуществляются на ЦРРЛ?
С какой целью применяется скремблирование цифрового потока?
Какие элементы входят в состав IDU?
Какие элементы входят в состав ODU?
Поясните назначение элементов структурной схемы ПРС с
выделением цифровых потоков
6. Поясните назначение элементов ПРС без выделения цифровых
потоков
1.
2.
3.
4.
5.
- 20 -
1.4.4 Радиоприемные устройства ЦРРС
Радиоприемное устройство (в дальнейшем «приемник») предназначено
для приема, обработки сигнала и подачи его к потребителю с нужным
качеством.
Рассмотрим основные параметры радиоприемных устройств ЦРРЛ.
В широком смысле под чувствительностью приемника понимают его
способность принимать слабые сигналы. На практике имеют дело с реальной
чувствительностью, т.е. такой чувствительностью, при которой обеспечивается
заданное качество приема сигналов. В дальнейшем будет импользоваться это
понятие.
Чувствительность приемника – минимальный уровень сигнала на входе
приемника, при котором обеспечивается требуемое значение коэффициента
ошибок на выходе приемника. В технических параметрах аппаратуры эта
величина приводится в дБВт или в дБм. На практике эта величина лежит в
пределах от минус 100 до минус 130 дБВт при значении кош = 10-3.
Избирательность радиоприемника – способность приемника выделять
нужный сигнал из множества сигналов, поступающих на его вход. Идеальная
АЧХ приемника должна быть прямоугольной (рисунок 1.18).
К/К0
1
Идеальная
0,707
Реальная
- ∆f
+ ∆f
2∆f
∆f1
∆f1
Рисунок 1.18 – Кривые избирательности приемника
- 21 -
Полоса пропускания такого приемника однозначно определяется как
2∆f. Очевидно, что такой приемник обладает идеальной избирательностью.
Частотная характеристика реального приемника отличается от
идеальной.
Полосой пропускания в данном случае называют полосу частот, в
пределах которой ослабление частотных составляющих сигнала не превышает
заданного значения.
Принято считать, что если неравномерность АЧХ в пределах полосы
пропускания не превышает 3 дБ, то искажения сигнала будут отсутствовать.
Это соответствует уровню 1 / 2 = 0, 707. Именно на этом уровне
определяется полоса пропускания.
Количественная оценка избирательности может быть также произведена
по резонансной характеристике приемника, где К/К0 – относительное усиление
приемника, К0 – коэффициент усиления на резонансной частоте (∆f = 0), К –
коэффициент усиления на произвольной частоте. Если, например, частота
помехи отличается от частоты сигнала на
±∆f1 , то в этом случае
избирательность будет означать, во сколько раз ослабляется помеха по
сранению с полезным сигналом, т.е. избирательность определяется
отношением К0/К.
Коэффициент шума приемника – параметр, характеризующий величину
мошности шумов, вносимую в тракт приема самим приемником.
Рассмотрим два варианта наиболее распространенных схем приемников
(рисунок 1.19) с использованием терминологии теории радиоприемных
устройств. В схеме приемника прямого усиления (рисунок 1.19а) входная цепь
выделяет полезный сигнал из совокупности сигналов, принятых антенной и
ослабляет мешающие сигналы.
Усилитель радиочастоты (УРЧ)
усиливает принятые сигналы и
производит дальнейшее ослабление мешающих сигналов. Детектор (Д) преобразует высокочастотное модулированное колебание в полезный сигнал низкой
частоты, который после усиления в усилителе низкой частоты (УНЧ) поступает к получателю информации.
Приемник прямого усиления не может обеспечить хорошую
избирательность и высокую чувствительность, особенно в СВЧ диапазоне. Это
объясняется тем, что по мере повышения частоты возрастает полоса
пропускания резонансной цепи, Так, полоса пропускания одиночного контура
2∆f и его добротность Q связаны соотношением:
2∆f = fс / Q,
где fс – частота принимаемого сигнала.
- 22 -
Входная
цепь
Выход
УРЧ
Д
УНЧ
a)
Преобразователь
частоты
Входная
цепь
Выход
УРЧ
См
УПЧ
Д
УНЧ
Гетеродин
б)
Рисунок 1.19 – Структурные схемы радиоприемников
Поэтому на высоких частотах увеличивается мощность помех в тракте
приема, и, следовательно, снижается чувствительность приемника.
Заметим, что сделать селективную часть приемника прямого усиления
близкой к прямоугольной практически невозможно, так как этот контур
должен быть перестраиваемым. Фильтры, обеспечивающие почти
прямоугольную АЧХ, являются многоконтурными и беспечить их
одновременную перестройку практически невозможно. Именно поэтому такой
приемник обладает плохой избирательностью.
От указанных недостаков свободен супергетеродинный приемник.
В супергетеродинном приемнике (рисунок 1.19б) принятый сигнал с
выхода УРЧ подается на преобразователь частоты. Преобразование частоты
производится с помощью нелинейного элемента – смесителя (См), на который
подается принимаемый сигнал и сигнал от гетеродина (маломощного
генератора). Целью преобразования частоты является понижение частоты
принимаемого сигнала до так называемой промежуточной частоты (ПЧ),
которая занимает промежуточное значение между частотой принимаемого
сигнала (ниже ее) и частотой полезного сигнала (выше ее).
Из спектра частот на выходе преобразователя частоты выделяется
разностная частота, которая и является прмежуточной:
fпч = fc – fг
При изменении частоты принимаемого сигнала за счет перестройки
частоты сигнала гетеродина значение ПЧ остается постоянным.
- 23 -
Название «супергетеродин» составное (супер + гетеродин), в котором
«гетеродин» указывает на наличие в приемнике харатерного каскада –
гетеродина, входящего в состав преобразователя частоты. Приставка «супер»
означает,
что
преобразованная
частота
выше
(сверх)
частоты
информационного сигнала. Преобразование частоты принимаемого сигнала в
промежуточную позволяет значительно улучшить избирательность приемника.
Поясним это на простом примере.
Пусть на входе приемника присутствуют два синала с частотами f1 = 20
МГц и f2 = 20, 2 МГц. Относительная разность частот между сигналами:
∆f/f1 = (20, 2 - 20)/20 = 0, 01 = 1%. Контур в радиочастотном диапазоне имеет
добротность 20-50, т.е. относительную полосу пропускания 5 – 2 %. Частота
сигнала f2 отличается от избранной и поэтому будет создавать заметную
помеху. Если произвести преобразование несущей частоты f1 , то при частоте
сигнала гетеродина fг = 20, 5 МГц получаются две промежуточные частоты:
fпч1 = 20, 5 – 20 = 0, 5 МГц и fпч2 = 20, 5 – 20, 2 = 0, 3 МГц. При этом
относительная разность между частотами ∆f/f1 = (0, 5 – 0, 3)/0, 5 = 40%.
Относительная разность частот увеличилась от 1 до 40%. В этих условиях
сигнал f2 не будет являться помехой для фильтров преобразователя частоты,
настроенных на частоту 0, 5 МГц, даже при сравнительно низкой
добротности.
Благодаря тому, что ПЧ постоянна и ниже частоты сигнала приема, в
усилителе промежуточной частоты (УПЧ) применяются неперестраиваемые
связанные колебательные контуры и более сложные фильтры (часто их
называют фильтрами сосредоточенной селекции). Это позволяет получить
высокую избирательность и большое устойчивое усиление на промежуточной
частоте.
Но за счет преобразования частоты в супергетеродинном приемнике
возникают дополнительные каналы приема, главным из которых является
зеркальный канал приема.Такой канал отличается от основного по частоте на
удвоенное значение промежуточной частоты, т.е. fзк = fс + 2 fпч (рисунок 1.20).
fпч
fпч
f
fc
fг
fзк
Рисунок 1.20 – Возникновение зеркальной помехи
- 24 -
Если на вход приемника поступает сигнал с частотой основного канала
приема fс и сигнал помехи с частотой fзк, то в тракт УПЧ с выхода преобразователя частоты поступают два сигнала c ПЧ:
fпч = fc – fг = fзк - fг
Поэтому приемник должен обеспечить не только заданную
избирательность по основному каналу приема, но и требуемую
избирательность по зеркальному каналу приема. Для этого необходимо
увеличивать
избирательность
каскадов
приемника,
стоящих
до
преобразователя частоты.
Для повышения избирательности по соседнему каналу желательно
значение ПЧ выбирать высокой. При этом зеркальные помехи отстоят дальше
по частоте и входная цепь и УРЧ ослабляют мх сильнее. Однако, в этом случае
уменьшается коэффициент устойчивого усиления УПЧ и расширяется его
полоса пропускания, что приводит к снижению чувствительности приемника и
его избирательности по зеркальному каналу. Из этого следует, что требования
к значению ПЧ противоречивы.
В цифровых РРЛ требуются высокие чувствительность и
избирательность приемников (например, на магистральных линиях) )как по
соседнему, так и по зеркальному каналам приема. Это невозможно выполнить
при одной промежуточной частоте. Поэтому в таких приемниках применяют
двойное преобразование частоты. При этом первую промежуточную частоту
выбирают достаточно высокой, за счет чего обеспечивается высокая
избирательность по соседнему каналу. Вторая ПЧ выбирается достаточно
низкой, что позволяет получить высокий устойчивый коэффициент усиления и
таким образом повысить чувствительность приемника.
С учетом изложенного, строятся приемники ЦРРС. На рисунке 1.21
приведена
упрощенная структурная схема приемника ЦРРС с одним
преобразователем частоты.
На этом рисунке: СТф – ствольный фильтр (функция входной цепи
приемника), МШУ – малошумящий усилитель (усилитель радиочастоты),
См пр – смеситель приемника, Гт пр – гетеродин приемника, ФУП – фильтр
узкополосный, предназначенный для ограничения мощности тепловых шумов,
которые могут попасть в тракт приема от гетеродина приемника Гт пр, УПЧ –
усилитель промежуточной частоты. В современных ЦРРС демодулятор
приемника обычно входит в состав IDU.
Структурная схема приемника с двумя преобразованиями частоты приведена на рисунке 1.22.
- 25 -
Вход
К демодулятору
СТф
МШУ
УПЧ
См пр
Вых ПЧ
ФУП
Гт
Гтпр
пр
Рисунок 1.21 – Структурная схема приемника ЦРРС
с одним преобразованием частоты
К демодулятору
Вход
СТф
МШУ
См пр1
УПЧ1
См пр2
УПЧ 2
Вых ПЧ
ФУП
ФУП
Гт пр1
Гт пр2
Рисунок 1.22 – Структурная схема приемника с двумя преобразованиями
частоты
1.4.5 Радиопередающие устройства ЦРРС
В передатчике (рисунок 1.23а) сигнал ПЧ усиливается в МУПЧ и
подается на преобразователь частоты, состоящий из смесителя передатчика
- 26 -
Вход ПЧ
К антенне
МУПЧ
См пд
ФБП
УМ
Гт пд
а)
fпч
∆f
б)
fпд
НБ
ВБ
ВБ
∆f
∆f
∆f
в)
г)
Рисунок 1.23 – Структурная схема передатчика ЦРРЛ
(См пд) и гетеродина передатчика (Гт пд). Преобразователь частоты
осществляет перенос спектра модулированного сигнала ПЧ (рисунок 1.22б) в
рабочий диапазон частот. Частота передачи каждого ствола определяется
планом распределения частот, применяемым на ЦРРЛ. При помощи фильтра
боковой полосы (ФБП) из спектра сигнала на выходе преобразователя частоты
(рисунок 1.23в) выделяется одна из боковых полос (БП) и подоется на
усилитель мощности (УМ).
К основным параметрам передачика относятся: мощность сихнала,
подводимого к антенне, рабочий диапазон частот, стабильность частоты.
1.4.6 Количество стволов на ЦРРЛ и схемы резервирования
В большинстве случаев ЦРРЛ являются многоствольными. При
двухчастотных планах распределения частот в связи с достаточно высокой
широкополосностью применяемых антенн, возможна организация работы на
одну антенну нескольких стволов. Упрощенная структурная схема ОРС
многоствольной ЦРРЛ приведена на рисунке 1.24.
На этой схеме дополнительно к ранее рассмотренным элементам ЦРРС
устанавливаются: ФСЛ – фильтры сложения сигналов стволов на передаче; РФ
– разделительные фильтры на стороне приема; УС – усторойство совмещения
трактов передачи и приема (развязывающее усторойство).
С целью повышения качества и недежности ЦРРЛ применяется
резервирование. В любом случае речь идет о конфигурации построения СВЧоборудования РРЛ. На практике применяются различные варианты
- 27 -
комплектации РРЛ резервным оборудованием, например, 1+0, 1+1, 2+0, 2+1 и
т.д.
Различают так называемое "холодное" и "горячее" резервирование. Под
"холодным" резервом понимается наличие в составе РРЛ дополнительного
комплекта СВЧ - приемопередающего оборудования, подсоединенного к
общему антенно-фидерному тракту (АФТ), которое, однако, выключено. Под
"горячим" резервом понимается наличие в составе РРЛ дополнительного
комплекта СВЧ-оборудования, которое подсоединено к АФТ и находится во
включенном состоянии. "Горячее" резервирование применяют в тех случаях,
когда недопустимы перерывы связи, либо РРЛ задействована на важных
информационных направлениях. Напротив, "холодное" резервирование
применяется в тех случаях, когда длительность перерывов связи не критична.
На практике, как правило, осуществляется "горячее" резервирование
стволов магистральных РРЛ, а также стволов обеспечивающих передачу
телевидения.
Резервирование бывает ручным и автоматическим. При ручном
резервировании переход на резервный комплект осуществляется вручную.
Данный вариант используется при техническом обслуживании РРЛ. При
автоматическом "горячем" резервировании оборудование основного и
резервного стволов подключено к устройству анализа (оно, как правило,
входит в состав демодулятора), но только один из стволов, например, основной
- к оконечному оборудованию. При изменении качества связи ниже некоторого
допустимого значения, для оценки которого чаще всего используется
коэффициент ошибок (Кош (BER)), происходит автоматическое переключение
на резервный ствол. Различают безобрывный (без ошибок) и небезобрывный
переход (при пропадании сигнала, выходе из строя оборудования или
ухудшении качества связи). Критерии переключения и суммарное время
перехода на резервный ствол определяются руководящими документами.
Например, для магистральных линий эти величины составляют для
безобрывного перехода Кош(BER)=10-10-10-13, для небезобрывного - Кош(BER) =
10-3—10-6 и не более 50 мс, соответственно.
Скорость передачи в радиостволе складывается из сигналов основного и
дополнительного трафика. Сигналами основного трафика современных средств
ЦРРС могут быть потоки от 2,048 до 622,080 Мбит/с, в то время как сигналы
дополнительного трафика составляют потоки 2,048 Мбит/с, 64 и 9,6 кбит/с и
другие. Кратность последних может измеряться единицами.
Высокоскоростная передача с учетом ограничения на разнос между
частотами соседних стволов возможна только с использованием
многопозиционной модуляции. Чаще других в настоящее время для этих целей
применяется квадратурно-амплитудная модуляция (КАМ).
Для удобства маневрирования информационными потоками используют
мультиплексирование. Поэтому стандартизованные потоки Е2 и Е3 могут
передаваться в различных конфигурациях: 4хЕ1; 8хЕ1; 16хЕ1, 2хЕ2.
- 28 -
ОС
Пд
ОС
Пд
ФСЛ
●●●
ОС
Пд
ОС
Пр
ОС
Пр
РФ
●●●
Интерфейс
УС
●●●
Интерфейс
Следует помнить, что введение в состав ЦРРС мультиплексоров/
демультиплексоров и соответствующего интерфейсного оборудования
приводит к росту ее стоимости.
ОС
Пр
Рисунок 1.24 – Структурная схема ОРС на многоствольной РРЛ
Вид модуляции определяет помехоустойчивость приема радиосигналов и
ширину их спектра. До недавнего времени наиболее часто в средствах ЦРРС
применялась двухуровневая относительная фазовая (ОФМ-2) и частотная
модуляция. Однако необходимость повышения эффективности использования
спектра (ЭИС), под которой понимают количество передавемой информации в
единицу времени в полосе частот, равной 1 Гц (ЭИС имеет размерность
бит/с/Гц), заставляет все шире прибегать к многопозиционной модуляции. Так,
- 29 -
например, применение КАМ-128 по сравнению с классической ОФМ-2 при
заданном значении Кош (BER) = 10-6 может обеспечить повышение ЭИС до 7
раз.
Однако следует помнить, что применение методов многопозиционной
модуляции требует значительного увеличения энергетики РРЛ. Например, при
КАМ-128 и Кош (BER) = 10-6 по сравнению все с той же ОФМ-2 отношение
сигнал/шум (ОСШ) на входе приемника должно быть увеличено на 14 дБ.
Обеспечить такой прирост улучшения ОСШ только за счет увеличения
энергетических параметров трактов передачи и приема средств ЦРРС сложно.
Поэтому на практике применение многопозиционной модуляции практически
всегда сочетается с помехоустойчивым кодированием. Кроме того, к
оборудованию подобных линий предъявляются более жесткие требования по
линейности их радиотрактов. Для повышения устойчивости связи в них
используются и другие технические решения, например, применение
разнесенного приема и (или) выравнивание АЧХ с помощью эквалайзеров и
т.д. В связи с этим вполне очевидно, что высокоскоростные средства ЦРРС по
абсолютной стоимости должны превосходить средства более низкого класса.
1.4.7 Контрольные вопросы
1. Что означает термин «избирательность» приемника?
2. Что означает термин «чувствительность» приемника?
3. Поясните назначение элементов структурной схемы приемника
прямого усиления
4. Поясните назначение элементов супергетеродинного приемника
5. Что означает термин «зеркальный канал приема»?
6. С какой целью применяются приемники с двумя преобразованиями
частоты?
7. Поясните назначение элементов передатчика РРЛ
1.5 Качественные показатели ЦРРЛ
1.5.1 Нормирование качественных показателей цифровых
радиорелейных линий
Нормы основываются на рекомендациях МСЭ-Р
распространяются на линейные цифровые тракты ПЦИ:
• первичный цифровой тракт (2048 кбит/с),
• вторичный цифровой тракт (8448 кбит/с),
• третичный цифровой тракт (34368 кбит/с),
- 30 -
и
МСЭ-Т
и
• четверичный цифровой тракт (139264 кбит/с), а также на цифровые
тракты СЦИ STM-1 (155 Мбит/с) и SUB-STM -1 (51 Мбит/с), которые
могут быть организованы на ЦРРЛ ВСС РФ.
Для цифровых радиорелейных трактов нормируются показатели
качества и готовности.
Показатели качества по ошибкам нормируются рекомендациями
МСЭ – Т G.821 и G.826. При этом рекомендация G.821 основана на измерении
ошибок по битам. Используются следующие критерии:
• коэффициент ошибок по битам кош (BER), определяется как
кош = Nош/Nпер = Nош / ВТ,
•
•
•
•
(1.2)
где Nош – число ошибочных бит за интервал времени T,
Nпер – число бит информации за интервал времени T,
В – скорость передачи информации (бит/с);
секунда с ошибками (ES), определяемая как односекундный период,
содержащий один ошибочный бит или более;
секунда со значительным количеством ошибок (SES), определяется как
односекундный период, в котором кош ≥10-3 ;
коэффициент секунд с ошибками (ESR), определяемый отношением ES к
общему количеству секунд в период готовности за время измерений;
коэффициент секунд со значительным количеством ошибок (SESR),
определяемый отношением SES к общему количеству секунд в период
готовности за время измерений.
Принято различать два состояния, в которых может находиться
цифровой тракт: готовности и неготовности.
Рекомендации МСЭ – Т F.557, G.827 и G.826 определяют критерии
прохода между этими двумя состояниями:
• период времени неготовности начинается с интервала времени,
содержащего 10 последовательных секунд со значительным количеством
ошибок (SES). Эти 10 секунд включаются в период времени
неготовности;
• период времени готовности начинается с интервала времени,
содержащего 10 последовательных секунд, не имеющих SES.
Тракт считается находящимся в состоянии готовности только тогда,
когда
оба его направления находятся в состоянии готовности.
В рекомендации G.827 определены следующие параметры готовности:
• коэффициент готовности КГ, определяемый как отношение времени,
в течение которого тракт находится в состоянии готовности, к общему
времени наблюдения;
- 31 -
• коэффициент неготовности КНГ, определяемый как отношение времени, в
течение которого тракт находится в состоянии неготовности, к общему
времени наблюдения.
Кнг = (Т1 + Т2 – Т12)/Т
(1.3)
где:
Т1 – общее время неготовности для одного направления передачи;
Т2 – общее время неготовности для другого направления передачи;
Т12 – время неготовности одновременно для обоих направлений передачи;
Т – период времени наблюдения.
Коэффициент готовности и неготовности связаны соотношением:
КГ + КНГ = 1.
Значение КГ и КНГ определяются в течение времени наблюдения,
которое должно быть не менее чем 1 год.
Величина SESR соответствует проценту времени неустойчивости связи
T(Pош макс) в состоянии готовности цифрового тракта, обусловленной
процессом распространения радиоволн.
Рекомендация G.826 основана на измерении ошибок в блоках.
Показатели качества по ошибкам оцениваются за период времени в один
месяц, т.е. они должны выполняться в течение любого месяца года.
Далее будем использовать понятие T(Pош макс).
1.5.2 Энергетические соотношения на пролетах ЦРРЛ
На рисунке 1.25 приведена диаграмма уровней для одного пролета РРЛ.
Уровень мощности сигнала на входе приемника без учета влияния
тропосферы и земной поверхности определяется соотношением:
Рс вх = Рпд – Lпд + Gпд – Lо + Gпд – Lпр, дБВт,
(1.4)
Обозначим сумму величин Lпд (потери знергии сигнала в фидерном
тракте передатчика), Lпр (потери энергии сигнала в фидерном тракте
приемника), L0 (потери на трассе распространения радиоволн) как Lосн
(основные потери). Тогда выражение (5.4) будет выглядеть как:
Рс вх = Рпд + Gпд + Gпр – (Lпд + Lо + Lпр) =
= Рпд + Gпд + Gпр – Lосн, дБВт,
Величина Lо рассчитывается по известному выражению:
- 32 -
(1.5)
Lо = 10 lg((4πR)/λ)2, дБ
(1.6)
где R – длина пролета, λ – длина волны.
Р, дБ
R
Пд
Пр
Gпд
Рпд
Lпд
Lo
Gпр
Lпр
Рс вх
Рш вх
Рисунок 1.25 – Диаграмма уровней сигналов на пролете РРЛ
Для учета влияния тропосферы и земной поверхности на уровень сигнала
на входе приемника в (1.5) необходимо ввести множитель ослабления поля
свободного пространства, который показывает, во сколько раз
напряженность поля на входе приемника в реальной ситуации меньше
напряженности поля для случая свободного пространства:
V = Vр / Vсв .
или в дБ :
V = 20 lg (Vр / Vсв ), дБ
(1.7)
Таким образом:
Рс вх = Рпд + Gпд + Gпр – (Lпд + Lо + Lпр) =
= Рпд + Gпд + Gпр – Lосн – V, дБВт
(1.8)
Множитель ослабления изменяется во времени и является величиной
статистической. Поэтому на практике вводится понятие минимальнодопустимого множителя ослабления Vмин, который соответствует такому
- 33 -
уровню сигнала на входе приемника, при котором обеспечивется требуемое
качество передачи информации.
Таким образом, на ЦРРЛ, как и на аналоговых РРЛ, требуемое качество
передачи информации может быть обеспечено в течение определенного
промежутка времени, в течение которого значение коэффициента ошибок не
превышает определенной величины, которая зависит от назначения ЦРРЛ и
вида передаваемой информации. По этой причине вводится понятие
«устойчивость связи» и говорят о времени устойчивой (обеспечивается
требуемое качество), либо о времени неустойчивой работы линии (требуемое
качество связи не обеспечивается) работы ЦРРЛ.
Связь на РРЛ считается устойчивой, если выполняется условие:
Т∑ (Vмин) ≤ Тдоп ,
где:
Т∑ (Vмин) - суммарный расчетный процент времени ухудшения качества
связи на РРЛ из-за глубоких замираний; - Тдоп - допустимый процент времени
ухудшения качества связи для любого месяца года.
Основными причинами ухудшения качества связи на ЦРРЛ являются
замирания полезного сигнала, обусловленные явлениями интерференции
радиоволн, субрефракции радиоволн и поглощением энергии радиоволн в
гидрометеорах. Анализу этих явлений и получению расчетных выражений
посвящено достаточное количество учебной литературы. В данном разделе
анализируются конечные расчетные соотношения, которые применяются на
этапе проектирования ЦРРЛ.
1.5.3 Интерференционные замирания на пролете ЦРРЛ
C целью рассмотрения причин появления замираний на пролетах ЦРРЛ
воспользуемся рисунком 1.26, на котором изображен профиль пролета.
Профиль пролета представляет собой вертикальный разрез местности в
плоскости, проходящей через линию АВ и центр Земли, где АВ — линия
прямой видимости, соединяющая центры раскрыва антенн. Для удобства
профиль строят в прямоугольных координатах. Расстояния откладывают не по
дуге окружности, соответствующей поверхности гладкой Земли, а по оси
абсцисс, а высоты — не по радиусам Земли, а по оси ординат. Для того, чтобы
профиль в прямоугольных координатах соответствовал реальному, используют
параболический масштаб. В этом масштабе все высоты отсчитываются не от
оси x, а от линии условного нулевого уровня (УНУ),
имеющего вид
параболы.
Профиль пролета строят, используя топографическую карту местности.
На профиль наносят высоты, указанные для данных точек местности на
топографической карте, и местные объекты: лес, населенные пункты и др.
Обязательно указывают водные поверхности: реки, водохранилища и т. п. На
- 34 -
концах профиля откладывают высоты антенн h1 и h2 и проводят линию прямой
видимости АВ.
Неоднородность
D
A
h1
H(0)
B
C
h2
УНУ
к
0
ki
0, 5
1
Рисунок 1.26 – Профиль пролета
На профиле отмечают просвет без учета рефракции радиоволн
Н(0) — расстояние между линией прямой видимости и самой высокой точкой
профиля.
В данном случае используется упрощенная модель распространения
радиоволн (так называемая однолучевая модель).
В точке приема «В» возникает интерференция прямой волны (АВ) и
волны, отраженной от земной поверхности (АСВ), где С –точка отражения
радиоволн. Этой точкой является наивысшая точка профиля с относительной
координатой:
кi = Ri / R,
где R – длина пролета, Ri – расстояние от левого конца профиля до
наивысшей точки профиля.
Очевидно, что наличие интерференции радиоволн может привести к
замираниям сигнала, снижению отношения сигнал/шум на входе приемника и
ухудшению качества связи. В самом худшем случае, когда прямая волна и
отраженная имеют противоположные фазы, сигнал на входе приемника
- 35 -
полностью пропадает. Соотношение фаз прямого и отраженного сигналов
зависит от разности хода радиоволн:
∆r = АСВ – АВ
Значение разности хода радиоволн, а значит, и глубина замираний
зависит от высот подвеса антенн, которые выбираются на этапе
проектирования РРЛ.
Кроме рассмотренных, на пролете РРЛ существуют замирания.
Обусловленные интерференцией прямой волны и волны, отраженной от
неоднородностей тропосферы.
В тропосфере есть слои, диэлектрическая проницаемость которых
отлична на небольшую величину
от диэлектрической проницаемости
окружающей тропосферы, например облака. Их называют; слоистыми
неоднородностями. Если электромагнитная волна, отразившись от такой
неоднородности, попадет на вход приемника, то это может привести к
появлению замираний.
На реальной трассе высота и наклон слоя изменяется случайным
образом, значит, амплитуда и фаза отраженной волны величины случайные.
Возникают быстрые селективые замирания со средней длительностью доли
секунд — секунды при глубине 35 ... 25 дБ. На трассах, проходящих вблизи
водных массивов, где много слоистых неоднородностей, такие замирания
наблюдают чаще, чем на сухопутных трассах.
Отметим, что рассмотренный случай относится только к случаю
зеркальных отражений от земной поверхности, которые наблюдаются на
совершенно гладких площадках: аэродромы, гладкие водные поверхности
и т. п.
Влияние неровностей на отраженную волну состоит в том, что отражение
может носить диффузный характер. В диапазоне СВЧ большинство
поверхностей создает диффузное отражение (коэффициент отражения от
земной поверхности Ф<1).
1.5.4 Замирания, вызываемые экранирующим действием препятствий
на пролете РРЛ
Рассмотренная выше модель распространения радиоволн является
абстрактной и не учитывает реальных физических процессов при
распространении радиоволн. В реальной ситуации необходимо рассматривать
существенную область распространения радиоволн, представляющую из себя
эллипсоид вращения, в фокусах которого расположены антенны (рисунок
1.27). В этой области сосредоточено около 90% энергии электромагнитных
колебаний.
Сечение этого эллипсоида плоскостью профиля заштриховано, а сечение
его в плоскости, перпендикулярной линии АВ представляет собой круг
радиусом H0 (критический просвет), который называют первой полузоной
Френеля. Если в самой высокой точке пролета H (0)>H0, то условия
- 36 -
распространения прямой волны такие же, как и в свободном пространстве. При
H (0) H0 препятствие экранирует прямую волну. Теперь множитель
ослабления будет падать с уменьшением H(0). Он также будет зависеть от
формы и размеров препятствия, которые принято оценивать с помощью
параметра препятствия μ, характеризующего радиус кривизны препятствия.
h, м
A
B
H(0)
h1
H0
h2
УНУ
k
0
ki
0, 5
1
Рисунок 1.27 – Существенная область распространения радиоволн
При H (0) = 0 (линия прямой видимости касается наивысшей точки
проил) поле в точке приема создает дифрагирующая (огибающая препятствие)
волна. Энергия волны, дифрагирующей вокруг сферического препятствия,
почти на всем пути распространяется в непосредственной близости от Земли.
Такое препятствие экранирует ее в большей степени, чем клиновидное
препятствие.
1.5.5 Влияние атмосферной рефракции на распространение радиоволн
Тропосфера
характеризуется
относительной
диэлектрической
проницаемостью ε, которая зависит от температуры и давления сухого воздуха,
а также давления и наличия водяных паров. Значение диэлектрической
проницаемости изменяется с изменением высоты в зависимости от
перечисленных факторов. Искривление траекторий волн, обусловленное
неоднородным строением тропосферы, называется атмосферной рефракцией.
Ее характеризуют градиентом диэлектрической проницаемости воздуха
- 37 -
g= dw/ dh. В хорошо перемешанной тропосфере ε падает с ростом высоты h, т.
е. g<0, и траектория имеет выпуклую форму. Такую рефракцию называют
положительной. С учетом рефракции просвет на пролете;
H(g)=H(0)+∆H(g)
(1.9)
где ∆H (g)- приращение просвета за счет рефракции радиоволн.
Отметим, что знак приращения просвета определяется знаком
градиента диэлектрической прониаемости тропосферы.
h
А
2
1
∆H(g)
В
3
h1
H(0)
h2
УНУ
к
0
кi
0, 5
1
Рисунок 1.28 - Траектории радиоволн в отсутствие рефракции (1),
при положительной рефракции (2) и субрефракции (3)
Рефракцию, соответствующую среднему состоянию тропосферы,
называют стандартной. Для нее g = - 8 × 10-8 1/м. Это наиболее
распространенный случай.
В вечерние, ночные и утренние часы летних месяцев в тропосфере
иногда наблюдают температурные инверсии (рост температуры с высотой) и
резкое уменьшение влажности. В этих условиях может возникать критическая
рефракция, при которой траектория радиоволны концентрична земной
- 38 -
поверхности, g = gКР = -31,4 х 10-8 1/м. При g < gКР возникает сверхрефракция.
Радиоволны в этом случае преломляются к поверхности Земли и отражаются
от нее. Если в месте отражения Ф=1, то возникает тропосферный волновод.
Волна из пункта А в этом случае распространяется далеко за пределы прямой
видимости и может создавать помехи другим РРС, использующим такие же
частоты.
На участках РРЛ с низинами, где осенью или весной обычно имеют
место приземные туманы, может возникнуть отрицательная рефракция или
субрефракция, при этом g>0. Траектория радиоволны имеет вогнутый характер
и просвет H(g)<H(0). Если на трассе имеется препятствие, то в этих условиях
его экранирующее действие возрастает.
1.5.6 Влияние гидрометеоров
Гидрометеоры в тропосфере (капли дождя, тумана, град, снег и т. п.)
рассеивают энергию радиоволн, длина которых соизмерима с размерами
гидрометеоров. Кроме того, происходит нерезонансное поглощение энергии в
гидрометеорах. Эти эффекты проявляются при λ < 5 см, вызывая
дополнительное ослабление сигнала на пролете. Обычно ослабление
учитывают только для дождя. Волны с горизонтальной поляризацией
испытывают большее ослабление из-за расплющивания капель дождя.
1.5.7 Графические зависимости множителя ослабления от величины
просвета
На рисунке 1.29 приведены зависимости множителя ослабления от
относительного просвета:
p(g) = H(0) / Н0
Относительный (нормированный) просвет вводится для удобства
проведения вычислений, связанных с устойчивостью связи на РРЛ.
В зависимости от значения p(g) различают трассы: открытые при p(g) >
1, закрытые при p(g) < 0 и полуоткрытые при 1 > p(g) > 0.
На открытых трассах в точку приема приходят две волны: прямая и
отраженная от поверхности Земли. Экранирующее действие препятствия в
этом случае не учитываются. Для расчета множителя ослабления применима
интерференционная формула. Однако теперь разность хода лучей должна
быть определена с учетом приращения просвета при рефракции..
При изменении диэлектрической проницаемости воздуха множитель
ослабления может принимать максимальные значения:
Vмакс= 1+Ф (фазы прямой и отраженной волн на входе приемника
совпадают), и минимальные :
Vмин = 1- Ф (сложение этих волн в противофазе).
- 39 -
Ф – коэффициент отражения от земной поверхности. Значения Ф зависят
от характера местности и принимают значения от 1 (идеально отражающая
поверхность) до 0 (пересеченная местность).
V, дБ
Закрытые и
полузакрытые трассы
Открытые трассы
+6
Ф=1
Ф = 0,6
0
- 20
μ2
- 30
μ1
p(g)
1
1, 73
2, 44
Рисунок 1.29 – Зависимости множителя ослабления от относительного
просвета
Когда p(g) = 6n , где n = 1, 2, 3, ...; V(t) = Vмин и мощность сигнала в
точке приема резко падает. Возникают замирания сигнала, которые носят
название рефракционных замираний интерференционного типа. При n = 1
возникает первый интерференционный минимум (p(g) = 2,44).
Это быстрые замирания. Их средняя длительность при глубине 35 ... 25
дБ составляет секунды — десятки секунд. Под глубиной понимают величину,
численно равную |Vмин|. Различные стволы РРЛ используют разные частоты
(волны). Разность фаз ∆φ между приходящими на вход приемника волнами
зависит от длины волны. Поэтому замирания в ВЧ стволах происходят не
одновременно. Эту особенность используют для борьбы с замираниями, а сами
замирания характеризуют как частотно-зависимые или селективные. Если
условия распространения на трассе таковы, что n=1, то говорят, что приемная
антенна попала в первый интерференционный минимум, при п =2 — во второй
и т.п.
Первый интерференционный максимум возникает при p(g) = 1, 73. При
возрастании g просвет Н (g) на трассе уменьшается, и она может стать
полуоткрытой и даже закрытой. На рисунке 1.29 эта ситуация соответствует
значениям p(g) < 1. В данном случае возникают замирания, обусловленные
- 40 -
экранирующим действием препятствий на пролете. Эти замирания
сравнительно медленные (их длительность десятки минут — часы при глубине
35 ... 25 дБ) и наблюдаются они одновременно во всех ВЧ стволах РРЛ.
При проведении расчетов устойчивости связи препятствие на пролете
аппроксимируется сферой, радиус которой характеризует параметр μ.
Из-за случайных изменений g меняется угол прихода (выхода) радиоволн
относительно главного направления приемной (передающей) антенны. Это
явление приводит к колебаниям уровня сигнала на приеме. Такие колебания
называют замираниями из-за влияния диаграмм направленности антенн. Это
медленные замирания глубиной 10 ... 20 дБ. На практике такие замирания
ощутимы при остронаправленных антеннах с коэффициентом усиления не
ниже 45 дБ или 2q 0.5~0,9° ... 0,8°.
1.5.8 Методы борьбы с замираниями
На радиорелейных линиях применяются следующие методы борьбы с
замираниями:
1 Организационные методы: выбор достаточно коротких пролетов;
обход участков местности, имеющих большой Ф;
применение
оборудования с более высокими энергетическими параметрами;
2 Разнос антенн в пространстве;
3 Разнесение по частоте.
Принцип пространственного разнесения антенн поясняется рисунком
1.30.
В общем случае, разнос антенн можно выполнять как в горизонтальной
плоскости, так и в вертикальной. Разнос в горизонтальной плоскости
применяется в тропосферных линиях. Разнос высот в вертикальной плоскости
применяется на РРЛ.
Пд
f1
Пр 1
Вых
f1
АВ
Пр 2
Рисунок 1.30 – Принцип пространственного разнесения антенн
Оба приемника, разнесенные по высоте, работают на одной и той же
частоте. Сигналы с выходов разнесенных приемников подаются на блок
- 41 -
автовыбора (АВ), который анализирует сигналы, выбирает лучший по
определенному критерию (уровень сигнала) и переключает его на выход.
Разнос по высоте Δh≈150λ. При этом получается, что когда в одной антенне
наблюдается максимальный уровень сигнала, то в другой антенне уровень
минимальный. Замирание может произойти только тогда, когда одновременно
уровень сигнала будет минимальным на выходах обоих приемников.
Учитывая значительное увеличение объема оборудования при данном
способе резервирования, он применяется в особо тяжелых ситуациях.
Принцип частотного разнесения поясняется рисунком 1.31.
Наиболее
часто
применяют
так
называемое
поучастковое
резервирование, в случае которого на несколько рабочих имеется один или
несколько резервных стволов, работающих на других частотах. При этом,
переключение на резервный ствол производится автоматически по изменению
уровня контрольного пилот - сигнала или мощности шумов в определенной
полосе частот. Эффект от частотного разноса обусловлен тем, что быстрые
замирания не могут появляться одновременно во всем рабочем диапазоне.
Пд 1
f1
Пр 1
ФСЛ
f1
f2
Пд 2
РФ
АВ
Вых
f2
Пр 2
Рисунок 1.31 – Принцип частотного разнесения
1.5.9 Контрольные вопросы
1. Какие качественные показатели ЦРРЛ Вы знаете? Перечислите и дайте
определения
2. Поясните причины появления интерференционных замираний на
пролетах ЦРРЛ
- 42 -
3. Поясните
физический
смысл
замираний,
обусловленных
субрефракцией радиоволн
4. Каким образом влияет рефракция на условия распространения
радиоволн?
5. Поясните зависимость множителя ослабления от относительного
Просвета
6. Какие методы борьбы с замираниями Вы знаете? Поясните суть
методов
1.6 Методика расчета устойчивости связи на ЦРРЛ
Целью расчета является проверка выполнения нормы на устойчивость
связи на ЦРРЛ при выбранных высотах подвеса антенн на пролетах и известных
параметрах аппаратуры:
Т∑ (Vмин) ≤ Тдоп(Vмин), %
(1.10)
Для быстрых замираний Т∑ (Vмин) = ∑ Тпр(Vмин).
Суммарная неустойчивость связи на пролете РРЛ характеризуется суммарным процентом времени, в течение которого множитель ослабления меньше
минимально допустимого и определяется по формуле:
Т пр (V мин ) T0 (V мин ) Tn (V мин ) Tmp (V мин ) Tд (V мин )
(1.11)
n
где:
T0 (Vмин ) - процент времени, в течение которого множитель
ослабления меньше минимально допустимого за счет
экранирующего действия препятствий;
T (V
n
мин
) - процент времени, в течение которого множитель
n
ослабления меньше минимального за счет попадания точки
приема в область n-го интерференционного минимума;
Tmp (V м ин ) - процент времени, в течение которого множитель
ослабления меньше Vmin за счет интерференции
прямой волны и волн, отраженных от слоистых
неоднородностей тропосферы ;
Tд (V м ин ) - процент времени, в течение которого множитель
- 43 -
ослабления меньше Vмин за счет потерь энергии
радиоволн в различного рода осадках ( дождь, снег,
туман и т.п.).
1.6.1 Расчет замираний из-за экранирующего действия препятствий на
пролете РРЛ
Величина T0 (Vмин ) зависит от протяженности интервала, длины волны,
величины просвета, рельефа местности и рассчитывается после построения
профиля пролета и определения основных его характеристик. Предполагается,
что параметры оборудования ЦРРС и высоты подвеса антенн известны.
Порядок расчета Т0 (Vмин).
1. По исходным данным строится профиль пролета (рисунок 1.32)
2. С учетом масштаба откладываются высоты подвеса антенн и проводится
линия прямой видимости АВ
3. Рассчитывается
величина
минимально-допустимого
множителя
ослабления:
h, м
A
B
H(0)
h1
s
c
h2
H0
d
УНУ
k
0
ki
0, 5
1
Рисунок 1.32 – Профиль пролета
Vмин = Рпор – Рпд + L0 – Gпд - Gпр + Lпд + Lпр , дБ
где Рпор - пороговая мощность сигнала на входе приемника,
дБВт;
- 44 -
(1.12)
Рпд - мощность сигнала на выходе передатчика, дБВт;
L0 – затухание сигнала в свободном пространстве, дБ;
Gпд , Gпр – коэффициенты усиления антенн;
Lпд , Lпр- потери в фидерных трактах передатчика и приемника, дБ.
4. Определяется критический просвет:
Н0 = Rki(1 ki) / 3 ,
(1.13)
где: R- длина пролета; λ – длина волны; ki – относительная координата
наивысшей точки профиля.
5. На профиле пролета на рассточнии, равном Н0 от наивысшей точки
профиля проводится линия., параллельная линии прямой видимости
6. Определяется ширина препятствия на пролете (отрезок cd = s)
7. Определяется параметр μ:
= 2.02 [ к2 (1 - к)2/ l2 ] 1/3 ,
(1.14)
где: l = s / R – относительная ширина препятствия
8. На графике V = f (p(g)) на уровне, равном Vмин , проводится
горизонтальная линия и определяется величина просвета p(g0) (рисунок
1.33) в зависимости от параметра μ
V, дБ
Закрытые и
полузакрытые трассы
Открытые трассы
+6
Ф=1
Ф = 0,6
0
- 20
Vмин
- 30
μ2
μ1
p(g)
p (g0)
1
1, 73
- 45 -
2, 44
Рисунок 1.33 – Определение просвета p(g0)
Просвет p(g0) – это просвет на пролете, при котором множитель
ослабления равен минимально-допустимому значению и качество связи еще
удовлетворяет нормам. Если просвет p(g) < p(g0), необходимо учитывать
замирания, вызываемые экранирующим действием препятствий на пролете
ЦРРЛ.
При изменении градиента диэлектрической проницаемости тропосферы
изменяется величина просвета на пролете. Просвет с учетом влияния
рефракции радиоволн равен:
H(gср) = H(0) + ∆H(gср),
(1.15)
где ∆H(g) – приращение просвета за счет рефракции:
∆H(gср) = - (R2/4)gсркi (1- ki)
(1.16)
w(g)
h
А
В
g=0
g>0
УНУ
g
к
gср
а)
б)
ψ
2
3
4
5
Т0 (Vмин), %
0, 000001
5
в)
- 46 -
8
g0
Рисунок 1.34 – К расчету Т0 (Vмин)
При g > 0 возникает эффект экранирования существенной области
распространения радиоволн, что приводит к замираниям сигнала (рисунок
1.34а).
Физический смысл расчетного выражения для Т0 (Vмин) заключается в
вычислении вероятности того, что градиент g примет значения, большие, чем
g0 (заштрихованная область под кривой распределения градиента w(g)
(рисунок 1.34.б).
При этом T0 (Vмин ) находится в зависимости от параметра , который
определяется по формуле:
Ψ = 2.31 А [ р(gср) – р(g0) ]
(1.17)
Параметр А рассчитываются по формуле:
А
1
ср
R03 k (1 k )
где - стандартное отклонение градиента диэлектрической проницаемости
тропосферы;
р(gср)- относительный просвет на пролете при среднем значении
градиента диэлектрической проницаемости тропосферы:
р(gср) = [Н(0) + ∆Н (gср)] / Н0
р(g0) - относительный просвет на интервале, при котором V Vмин .
Величину T0 (Vmin ) в зависимости от параметра ψ можно определить
графическим путем (рисунок 1.34в).
1.6.2 Расчет замираний из-за интерференции прямой и отраженной от
земной поверхности волн
В общем случае
T (V
n
min
) определяется по формуле:
n
Tn (V ìèí ) f p( g ), A
n
V ìèí2 (1 Ô) 2
100% ,
Ô
где: f p( g ), A - двумерная функция, определяется графическим
путем.
- 47 -
(1.18)
Ф - коэффициент отражения от земной поверхности. Эта величина
зависит от типа подстилающей поверхности. Если профиль пролета плоский
и гладкий, то величина Ф = 1. На пересеченных пролетах Ф = 0. Если
профиль пролета имеет гладкую выпуклую форму, то значение Ф можно
определить из выражения:
Фвып = Фпл Dn
где Dn- коэффициент расходимости радиоволн.
Отметим, что физический смысл выражения (1.18) заключается в
нахождении суммарноц вероятности попадания точки приема в область n –
го интерференционного минимума (рисунок 1.33).
1.6.3 Расчет замираний, обусловленных интерференцией прямой волны
и волн, отраженных от слоистых неоднородностей тропосферы
Величину Tmp (V м ин ) рассчитывают по формуле:
Tmp (V ) V м2ин T ( )
(1.19)
где T ( ) - параметр, учитывающий вероятность возникновения
многолучевых замираний, обусловленных отражениями радиоволн от
слоистых неоднородностей тропосферы с перепадом диэлектрической
проницаемости воздуха ( ) :
T ( ) 4,1 10 -4 Q R 2
f 03 ,
(1.20)
где Q - климатический коэффициент, равный единице для сухопутных
районов и равный 5 для приморских районов, а также для районов вблизи
водохранилищ и крупных рек и озер.
В формулу величина R подставляется в километрах, f 0 - в ГГц. В этом
случает величина T ( ) и Tmp (V м ин ) получаются в процентах.
1.6.4 Расчет замираний на пролете, обусловленных потерями энергии
в осадках
Замирания радиоволн из-за деполяризации и ослабления в дожде сказываются на частотах от 8 ГГц и выше. Для определения длительности замираний по известному Vмин определяют минимально допустимую
интенсивность дождей Iдоп для данного пролета.
После этого по найденному Iдоп для заданного климатического района
можно определить процент времени, в течение которого I I доп , т.е. искомую
величину Tд (V м ин ) .
- 48 -
.
1.6.5 Расчет устойчивости связи при наличии резервирования
В случае поучастковой системы резервирования неустойчивость связи на
ЦРРЛ в пределах одного участка резервирования может быть рассчитана:
2
k
k
N 1
Tуч (Vмин ) T0 (Vмин ) C f
10 2 Tmp (Vмин ) Tn (Vмин ) Tд (Vмин ) ,%
2
1
1
n
1
k
(1.21)
где k - число пролетов на участке резервирования,
N - число рабочих стволов на участке;
C f -поправочный коэффициент, учитывающий корреляцию
разнесенных сигналов. Обычно в расчетах для учебных целей
принимают равным единице.
Для всей проектируемой ЦРРЛ с поучастковым резервированием
неустойчивость связи определится по формуле:
m
Tцррл (V м ин ) Tуч (V м ин ) ,
(1.22)
1
где т - число участков резервирования.
В случае пространственного разнесения антенн неустойчивость связи на
всей линии определяется как сумма неустойчивости связи на отдельных
пролетах:
Тпр(Vмин)= Т0(Vмин) + [ ∑ Тn (Vмин) +Ттр(V)мин ]н х [∑ Т0 (V)мин +
+ Ттр(Vмин)]в +Тд((Vмин),%
(1.23)
Тлин(Vмин)= ∑ Тпр (Vмин)
Индексы «н» и «в» относятся соответственно к нижней и верхней антеннам.
В том случае, если и при наличии резервирования не выполняются нормы на
устойчивость связи, необходимо привести перечень возможных мероприятий,
направленных на повышение устойчивости связи.
1.6.6 Контрольные вопросы
- 49 -
1. Дайте определение минимально-допустимого множителя ослабления
2. Поясните расчетное выражение для минимально-допустимого
множителя ослабления на цифровых РРЛ
3. Поясните физический смысл критического просвета
4. Каким образом при расчете устойчивости связи учитывается явление
рефракции радиоволн?
5. Поясните расчетное выражение для расчета устойчивости связи при
поучастковом резервировании
6. Поясните расчетное выражение для расчета устойчивости связи в
случае пространственного разнесения антенн
1.7 Основные типы и параметры антенн на ЦРРЛ
Наибольшее распространение на ЦРРЛ получили зеркальные антенны.
Это направленные антенны, содержащие первичный излучатель и отражатель
антенны в виде металлической поверхности. Первичным излучателем (или
облучателем) называют излучающий элемент антенны, связанный с фидером.
На ЦРРЛ, используют следующие зеркальные антенны: параболические,
двухзеркальные и др.
Принцип формирования направленного излучения рассмотрим на
примере передающей параболической антенны (рисунок 1.35а). Поверхность
отражателя 1 является вырезкой из параболоида вращения и представляет
собой металлическое зеркало. С фокусом зеркала F совмещен центр
облучателя 2. Фокусное расстояние обозначено F*. Широко распространены
рупорные облучатели, питаемые от волновода 3.
Рупор излучает сферическую волну, которая, отражаясь от отражателя,
превращается в плоскую в раскрыве антенны. Ход лучей показан на рисунке
1.35а и в тонкими линиями со стрелками. Раскрывом называют плоскость S,
перпендикулярную фокальной оси MN и ограниченную кромкой зеркала
(рисунок 1.35а) либо проекцией на нее этой кромки (рисунок 1.35в). В
плоскости раскрыва все лучи должны быть параллельны, т.е. иметь
одинаковую фазу. Кроме того, амплитуды лучей также должны быть
одинаковы. За счет этого мощность излучения концентрируется в направлении,
перпендикулярном плоскости раскрыва. Чем больше S, тем уже главный
лепесток ДН антенны и больше G. На практике амплитуда поля в раскрыве S
обычно спадает к краям. Следовательно, в создании направленного излучения
участвует не вся апертура S, а ее часть, называемая эффективной площадью
антенны.
Чтобы лучше использовать антенну, стараются повысить ее КИП. С этой
целью применяют рупорные облучатели с улучшенной ДН. На КИП влияют
также точность изготовления поверхности зеркала, затенение раскрыва и др.
Атмосферные осадки, скапливаясь на поверхности отражателя или попадая на
облучатель, ухудшают электрические параметры антенны. Поэтому антенны
- 50 -
защищают от осадков, применяя радиопрозрачные материалы. Облучатели
закрывают кожухами, а раскрывы антенн – чехлами из гибкой пленки или
защитными крышками.
Рисунок 1.35 – Схемы параболических антенн:
а – осесимметричной; б – осесимметричной
улучшенной;
в – неосесимметричной (1 – отражатель; 2 – облучатель; 3 – фидер).
Параболические антенны (ПА). В симметричной ПА (рисунок 1.35а,б)
форма отражателя симметрична относительно фокальной оси. Облучатель
оказывается в поле плоской волны. Часть энергии последней возвращается к
облучателю, попадает в волновод и нарушает его согласование с антенной.
Кроме того, облучатель и волновод затеняют раскрыв антенны, снижая ее КИП
и ухудшая ее направленные свойства. Для улучшения согласования ПА
устанавливают металлический диск 5 (рисунок 1.35б) на некотором расстоянии
r от зеркала 1. Диаметр диска d и расстояние r подбирают такими, чтобы
волны, переизлученные диском и зеркалом, у облучателя оказались в
противофазе и компенсировали друг друга. Такая компенсация возможна
только в узкой полосе частот, в пределах 0,1f, так как d и r зависят от f. Угол
раскрыва параболического зеркала 2Y 0 (рисунок 6.3б) выбирают близким к p ,
что позволяет реализовывать kз(q ) = 45…50дБ. При меньших углах раскрыва
возрастает излучение рупора за кромку зеркала и падает k з. Его повышают,
устанавливая металлические защитные экраны 4 (рисунок 1.35б) в виде
цилиндрических насадок на кромку зеркала. В таких улучшенных антеннах
получают kз(q ) = 55…70дБ. Коэффициент использования поверхности ПА
около 0,5; диаметр зеркала 1…5м. Осесимметричные ПА достаточно просты в
изготовлении и сравнительно недороги.
Отражатель неосесимметричной ПА (рисунок 1.35в) не имеет симметрии
относительно фокальной оси MN. Рупор оказывается вне поля плоской волны,
переизлученной зеркалом. Поэтому у такой антенны согласование облучателя
- 51 -
с волноводом много лучше, чем у осесимметричной и она имеет более
широкий диапазон. Угол раскрыва зеркала неосесимметричной ПА не велик.
Это снижает ее защитное действие. Для повышения kз устанавливают
дополнительные
экраны.
На
отечественных
РРЛ
применяют
неосесимметричные антенны с круглым раскрывом диаметром 1,1 и 1,5 м типа
АНК-1,1 и АНК-1,5. Зеркало представляет собой вырезку из параболоида
вращения цилиндром. К нижней части зеркала присоединен металлический
экран, улучшающий защитное действие антенны. Облучатель выполнен на
основе рупора с изломом образующей и закрыт крышкой из радиопрозрачного
материала. Для каждого рабочего диапазона антенну комплектуют своим
облучателем. Коэффициент усиления АНК-1,1 меняется от 31 (4ГГц) до 40,6дБ
(11ГГц); для АНК-1,5 соответственно от 33,6 до 43 дБ; КИП составляет
0,6…0,7. Защитное действие в диапазонах 4 и 11 ГГц в секторе углов180± 45 0
не хуже 53 и 70 дБ. Благодаря наклону зеркала на рабочей поверхности почти
не скапливаются осадки. Поэтому антенны можно эксплуатировать без чехла
для укрытия зеркала. Эти антенны при соизмеримых с осесимметричными ПА
габаритах, массе и стоимости имеют более низкий уровень гарантированных
огибающих боковых лепестков.
Двухзеркальные антенны. У них облучатель состоит из двух элементов
(рисунок 1.36) рупора 1 и вспомогательного зеркала 2 (контррефлектора).
Фазовый центр рупора совмещен с одним из фокусов F1 контррефлектора, а
фокус параболического отражателя 3 – со вторым его фокусом F2.
Параболическое зеркало излучает так, будто облучатель расположен в фокусе
F2.
Антенна двухзеркальная гиперболическая (АДГ) имеет гиперболическое
вспомогательное зеркало (рисунок 1.36а). Хотя рупор и вынесен из поля
плоской волны, но часть лучей, отражаясь от гиперболического зеркала,
возвращается в рупор. Это ухудшает согласование рупора с фидером и снижает
диапазон АДГ, хотя и в меньшей степени чем ПА. Кроме того, контррефлектор
и элементы его крепления затеняют раскрыв и снижают КИП. В АДГ получают
kи = 0,45…0,5 и kз(q )= 65дБ при углах раскрыва 1800.
Антенна двухзеркальная эллиптическая (АДЭ) имеет вспомогательное
зеркало 2 в форме конуса, образующая которого представляет собой часть
эллипса (рисунок 1.36б). Один из фокусов эллипса F1 лежит на оси симметрии
антенны АВ. Геометрическое место фокусов F2 образует фокальное кольцо
диаметром d. Параболическое зеркало состоит из двух симметричных частей.
Их фокальные оси MN смещены относительно АВ на 0,5d. Вершина конуса 2,
фокус F2 и точки кромки зеркала 3 лежат на одной прямой. Лучи, отраженные
от эллиптического зеркала, на попадают в рупор, что обуславливает широкий
диапазон АДЭ. Эллиптическое зеркало направляет центральные лучи рупора
на периферию параболического отражателя, а крайние лучи (их амплитуды
ниже) – к центру. Распределение амплитуды поля в раскрыве антенны
становится более равномерным, чем у АДГ. Это позволяет получить kи =
0,6…0,65. Повышению КИП способствует отсутствие металлических тяг
крепления конррефлектора. Последний соединяют с рупором в неразборный
- 52 -
герметический
блок
путем
заливки
пространства
между
ними
пенополиуретаном, который также предохраняет облучатель от осадков.
Рисунок 1.36 – Схемы двухзеркальных антенн с гиперболическим (а) и
эллиптическим (б) контррефлекторами
Высокое защитное действие (не хуже 65 дБ) обеспечивают выбором Y 0
=210 и установкой дополнительных экранов. К кромке зеркала крепят
цилиндрическую насадку, внешний срез которой меняется по специальному
закону. Кроме того, ставят металлические кольца с тыльной стороны
отражателя. При одинаковом с РПА усилении антенны типа АДЭ имеют
меньшую массу и габаритные размеры. Так, например, антенна диаметром 3,5
м (АДЭ-3,5) в диапазоне 6 ГГц обеспечивает g=43,5 дБ, но имеет массу в 3 раза
меньшую, чем РПА-2п-2. Ее высота с экраном 3736 см. Применен
расфазированный рупор с плавным переходом, обеспечивающий работу АДЭ3,5 в смежных диапазонах 4 и 6 ГГц, и сменный облучатель для диапазона 2
ГГц. Промышленность выпускает ряд двухзеркальных эллиптических антенн:
АДЭ-1; АДЭ-3,5; АДЭ-5; АМД-2,5 и др.
На радиорелейных и спутниковых линиях связи применяют
приемопередающие направленные антенны. Поле излучения антенны
формируется в пространстве на некотором расстоянии от антенны, в так
называемой дальней зоне. В этой зоне амплитуды векторов электрического Е и
магнитного полей Н убывают пропорционально расстоянию от антенны.
Коэффициент направленного действия (КНД) антенны равен
отношению квадрата напряженности поля, создаваемого антенной в данном
направлении, к среднему квадрату напряженности поля по всем направлениям.
Обычно антенну характеризуют значением КНД в главном направлении D.
Если приводят значения КНД в других направлениях, то их записывают вместе
с указанием угла q , т.е. в виде D(q). Угол q отсчитывают относительно
главного направления. Нормированный КНД
0
- 53 -
Квадрат напряженности поля антенны пропорционален мощности
излучения, следовательно, (q) характеризует угловое распределение этой
мощности.
Диаграмма направленности (ДН) антенны – это графическое
представление F(q) в заданной плоскости. Для антенн измеряют ДН в двух
взаимно перпендикулярных плоскостях, одна из которых совпадает с
плоскостью вектора Е поля излучения, а другая – с плоскостью вектора Н.
Такая пара ДН дает полное пространственное представление о направленных
свойствах антенны. Лепесток ДН, соответствующий q =0, называют главным,
лепесток в направлении q =180° – задним, остальные – боковыми.
Приближенно ДН оценивают шириной главного лепестка по половинной
мощности 2q 0,5 (уровень минус 3 дБ) и шириной по минимуму поля 2q 0.
Коэффициент полезного действия антенны h А равен отношению
мощности излучения к мощности радиочастотного сигнала, подводимого к
антенне. Для антенн СВЧ диапазона h А»1
Коэффициент усиления антенны G показывает, во сколько раз придется
увеличить подводимую мощность, если данную направленную передающую
антенну заменить ненаправленной, при условии, что напряженность поля в
точке приема не изменится. Коэффициент усиления характеризует способность
передающей антенны сконцентрировать основную часть излучаемой мощности
в главном направлении, которая получила название эквивалентной изотропноизлучаемой мощности (ЭИИМ):
,
где Рп – мощность передатчика; h п – КПД передающего фидера.
Принято указывать коэффициент усиления в децибелах, т.е. g = 10lgG.
Коэффициент усиления антенны в любом направлении, отличном от главного,
приводят вместе с указанием угла ДН, т.е. в виде g(q ).
Эффективная площадь приемной антенны Sэ равна отношению
максимальной мощности, которая может быть отдана приемной антенной в
согласованную нагрузку, РА к плотности потока мощности сигнала у антенны
w , т.е. Sэ=РА w. Эффективная площадь характеризует способность антенны
принять основную часть приходящей мощности, в то время как коэффициент
усиления характеризует аналогичное качество передающей антенны. Эти
передающей антенны. Эти величины связаны между собой соотношением
G=4π Sэ/λ 2 ,
где λ - длина волны.
В диапазоне СВЧ применяют антенны, в которых поле излучения
формирует отражающая поверхность (например, параболическое зеркало). Для
таких антенн
Sэ=Skн
- 54 -
где S – площадь раскрыва (апертуры); kн – коэффициент использования
поверхности (КИП); у лучших антенн КИП около 0,7.
Защитное действие антенны kз характеризует ее способность ослаблять
помеху с частотой сигнала, приходящую с направлений под углами q
=90…270° , т.е. с заднего полупространства. Защитное действие антенны при q
=180° оценивают по уровню заднего лепестка kз = g-g( 180° ). При других
значениях q - по уровням боковых лепестков kз(q ) = g-g(q б), где q б – угол,
соответствующий максимуму бокового лепестка ДН. По значениям kз(q )
строят гарантированную огибающую боковых лепестков ДН. Антенны РРЛ,
работающие по двухчастотному плану, принимают с заднего полупространства
сигнал соседней станции, который может вызвать переходные шумы в каналах.
Чтобы обеспечить незначительную мощность этих шумов необходимы
антенны у которых kз(q )³ 65 дБ.
Диапазон антенны – это диапазон частот, в котором параметры антенны
остаются в заданных пределах. Для антенн магистральных РРЛ он должен
составлять 400…500 МГц, поскольку на одну антенну часто работают все
четные (нечетные) стволы системы. В некоторых случаях антенны могут
работать в смежных диапазонах частот, например 4 и 6 ГГц.
- 55 -
2 Спутниковые системы передачи
2.1 Основные понятия и определения
Космическая радиосвязь – это радиосвязь, при которой используются
космические станции, расположенные на космических объектах, в частности,
на ИСЗ.
Космическая станция (КС) – станция (в интересующем нас случае
приемопередающая), расположенная на ИСЗ.
Земная станция (ЗС) - станция радиосвязи, расположенная на земной
поверхности, предназначенная для связи с космическими станциями или с
другими ЗС через космические.
Спутниковая связь - связь между земными станциями через космические
станции. Данный вид радиосаязи является частным случаем космической
радиосвязи.
В этом разделе и далее рассматриватся принципы построения и
функционирования спутниковых систем связи (ССС).
2.2 Классификация ССС
Принцип построения спутниковых систем связи представляет собой по
существу развитие идеи радиорелейных линий с тем отличием, что
промежуточная станция – спутниковый ретранслятор (СР) – размещается на
ИСЗ.
Важнейщие определения, относящиеся к ССС, таковы:
По охватываемой территории ССС подразделяются на:
- международные, в состав которых входят ЗС различных стран.
Различают:
а) глобальные (со всемирным охватом) - Интерспутник, Интелсат;
б) региональные - Евтелсат, Арабсат;
- национальные - все ЗС находятся в пределах одной страны - Экран,
Москва, Орбита, различают:
а) зоновые, ЗС находятся в пределах одной из зон (районов);
б) ведомственные, ЗС принадлежат одному ведомству (организации,
фирме).
ССС применяют для передачи различных видов информации:
- программ телевидения; при этом различают системы обмена
телевизионными программами между равноправными ЗС и системы
циркулярного распределения программ от передающей ЗС к большому
числу приемных ЗС;
- других видов симплексных сообщений, чаще всего циркулярного
характера: программ звукового вещания, изображений газетных полос;
- телефонных сообщений, дуплексных по своему характеру.
- 56 -
В зависимости от типа ЗС и назначения системы различают следующие
службы спутниковой радиосвязи:
- фиксированная спутниковая служба (ФСС) - служба радиосвязи между
ЗС, расположенными в определенных (фиксированных) пунктах, при
использовании одного или нескольких СР;
- подвижная спутниковая служба (ПСС) - между подвижными ЗС при
использовании одного или нескольких СР. Различают сухопутную,
морскую и воздушную ПСС.
- радиовещательная спутниковая служба (РСС) - сигналы от СР
предназначены для непосредственного приема населением. Возможен
индивидуальный и коллективный прием. В последнем случае
программа вещания (телевизионная или звуковая) доставляется
абонентам с помощью наземной системы распределения программкабельной или эфирной.
Регламентом радиосвязи для ССС выделены дискретные диапазоны частот
в пределах от 235 МГц до 275 ГГц. Эти диапазоны различны для
фиксированных радиовещательных и подвижных служб, с некоторым
исключением. Например, частично совпадают диапазоны частот космос-земля
фиксированной и радиовещательной служб. Применительно к ССС
используются условные буквенные обозначения диапазонов частот (таблица
2.1).
Таблица 2.1 – Диапазоны частот для ССС
Диапазон
Частота, ГГц
L
S
C
Ku
Ka
Q/V
0,5 – 1,5
1,5 – 2,5
4-8
12 - 18
20 – 40
40 - 74
Служба радиосвязи
ПСС
ПСС
ФСС
ФСС
ФСС, ПСС (перспектива)
Распространены также и цифровые обозначения частот приема/передачи
спутниковых ретрансляторов. Так, С – диапазону соответствует диапазон 6/4
ГГц, Ku – диапазону 14/12 ГГц, а Q/V – диапазону – 50/40 ГГц.
На начальной стадии развития ССС предпочтение отдавалось L, S и C
диапазонам, соответствующим «радиоокну прозрачности» земной атмосферы,
расположенному в пределах от 1 ГГц до 10 ГГц. Однако, L и S – диапазоны уже
были заняты другими радиослужбами, что не позволяло достичь необходимой
пропускной способности ССС. Поэтому первым выбором стал С – диапазон,
который достаточно широко используется и в настоящее время. Недостатком
диапазона 6/4 ГГц является наличие взаимных помех между ССС и наземными
радиорелейными линиями связи. По мере постепенного насыщения С –
диапазона и прогресса в области произволства СВЧ
- компонентов
- 57 -
радиоэлектронной аппаратуры началось освоение Ku – диапазона. В этом
диапазоне можно использовать антенны меньших размеров (для примера на
рисунке 2.1 показан наземный комплекс в Рейстинге в Германии с диаметром
антенны 32 метра), лучше условия электромагнитной совместимости с другими
радиослужбами, но проявляется влияние состояния земной атмосферы на
поглощение и рассеяние радиоволн, что требует наличия определенного
энергетического запаса радиолинии. Тем не менее, Ku – диапазон давно
опробирован на практике, технология производства радиоаппаратуры
отработана и в настоящее время диапазон 14/12 ГГц используется
большинством действующих СР. В последние годы идет интенсивная
подготовка к использованию Ka и Q/V – диапазонов.
Наземный комплекс компании (Emerging Markets Communications (ЕМС)
Телепорт в Рейстинге (Германия)
Диаметр антенны 32 метра!
среда, 22 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
245
Рисунок 2.1 – Пример наземного комплекса ССС
2.3 Принципы построения ССС
2.3.1 Орбиты искусственных спутников Земли
Траектория движения искусственного спутника Земли (ИСЗ) называется
его орбитой. Во время свободного полета, когда бортовые реактивные
двигатели выключены, спутник Земли движется как небесное тело, под
воздействием гравитационных сил и инерции, причем главенствующей
гравитационной силой является притяжение Земли. Если упрощенно считать
Землю строго сферической, а гравитационное поле Земли — единственным
воздействующим на ИСЗ, то движение ИСЗ вокруг Земли подчиняется
законам Кеплера.
Согласно 1-му закону Кеплера плоскость орбиты ИСЗ расположена в
плоскости, проходящей через центр Земли и в общем случае представляет
- 58 -
из себя эллипс, в одном из фокусов которого находится Земля (рисунок
2.2).
ИСЗ
F2
Апогей
F1
Перигей
Земля
С и РРСП
доц. Б.Н.Маглицкий
Рисунок 2.2
– Первый
закон Кеплера
четверг, 16 февраля
2012 г.
22
Согласно 2 –му закону Кеплера, радиус-вектор, соединяющий центр
Земли и ИСЗ, в равные промежутеи времени описывает равные площади
(рисунок 2.3).
• 2-й закон Кеплера
ИСЗ
F2
F1
Земля
Рисунок 2.3 – Второй закон Кеплера
четверг, 16 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
23
2.3.1.1 Основные параметры орбит ИСЗ
Плоскость орбиты в общем случае пересекается с плоскостью экватора
(рисунок 2.4). Линия пересечения плоскости орбиты с плоскостью экватора
называется линией узлов, точка пересечения орбитой ИСЗ плоскости экватора
при переходе ИСЗ из южного полушария в северное — восходящим узлом,
точка пересечения при движении ИСЗ с севера на юг — нисходящим узлом.
Важная характеристика орбиты спутника — наклонение ее плоскости
к плоскости экватора, характеризуемое углом i между этими плоскостями
(отсчитывается в восходящем узле, против часовой стрелки от восточного
«направления) (рисунок 2.4).
- 59 -
Высота орбиты: Н = r - R
i – наклонение к плоскости экватора
ВУ, НУ – восходящий
и нисходящий узлы
Р – подспутниковая
точка
Рисунок
2.4 – Нисходящий и восходящий узлы орбиты ИСЗ
2012 г.
четверг, 16 февраля
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
27
Орбита спутника характеризуется еще периодом обращения Т,
который может быть определен, например, как время между двумя
последовательными прохождениями спутника через восходящий узел.
Для систем связи и вещания необходима прямая видимость между
спутником и земными станциями в течение сеанса достаточной
длительности. Если сеанс связи не круглосуточный, то удобно, чтобы он
повторялся ежесуточно в одно и то же время. Поэтому особый интерес
представляют собой синхронные орбиты с периодом обращения, равным
или кратным времени оборота Земли вокруг оси (т. е. звездным суткам).
Период обращения ИСЗ TQ = T3m/n (где Т3—длительность звездных
суток: m и n — целые числа), число витков спутника за сутки
N=T3/TQ =n/m.
Апогей – максимальное удаление ИСЗ от Земли.
Перигей – минимальное удаление ИСЗ от Земли.
Угол места (угол возвышения) – угол между касательной,
проведенной через точку расположения ЗС и направлением на ИСЗ
(рисунок 2.5).
ИСЗ
Подспутниковая
точка
Угол места
β
ЗС
Касательная
Земля
Рисунок 2.5 – К определению угла места
пятница, 17 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
- 60 -
33
Наклонная дальность и азимут (рисунок 2.6).
б) Наклонная дальность и азимут
Центральный угол
Рисунок
2.6 – Наклонная
дальность
суббота, 18 февраля
С и РРСП доц.
Б.Н.Маглицкий и азимут
29
2012 г.
Наклонная дальность – расстояие между точкой расположения ЗС и ИСЗ.
Азимут – угол между касагельной к земной поверхности, проведенной через
точку расположения ЗС, и направлением на север.
2.3.1.2 Классификация орбит ИСЗ
Орбиты космических аппаратов (КА) классифицируются: по форме,
периодичности прохождения над точками земной поверхности и наклонению.
По форме различают следующие типы орбит:
- круговые – трудно реализуемые на практике и требующие частой
коррекции с помощью бортовых корректирующих двигателей КА;
- близкие к круговым. Это наиболее распространенный тип орбит в
системах спутниковой связи. На таких орбитах высоты апогея (Hа) и
перигея (Hп) различаются на несколько десятков километров;
- эллиптические. На и Hп могут значительно различаться (например, На =
38000- 40000 км, Нп=400-500 км; см.рисунок 2.7);
- геостационарные - круговые экваториальные орбиты с периодом обращения спутника, равным периоду обращения Земли (T = 23 ч 56 мин).
На такой орбите КА располагается на высоте На = Hп = 36000 км и
находится постоянно над определенной точкой экватора Земли. (рисунок
2.8). Космические аппараты, находящиеся на геостационарной орбите,
имеют большую площадь обзора Земли, что позволяет с успехом
использовать их в системах персональной спутниковой связи.
- 61 -
Рисунок 2.7 – Эллиптическая орбита связного спутника
Рисунок 2.8 – Геостационарная орбита спутника - ретранслятора
По периодичности прохождения КА над точками земной поверхности различают следующие типы орбит:
- синхронные. Они, в свою очередь, подразделяются на синхронные
изомаршрутные и синхронные квазиизомаршрутные. Изомаршрутные
орбиты характеризуются тем, что проекции орбиты КА на земную
поверхность (трассы) совпадают ежесуточно. Квазиизомаршрутные
орбиты характеризуются тем, что проекции орбиты КА на земную
поверхность совпадают один раз в несколько суток;
- 62 -
- Несинхронные. Характеризуются тем, что трассы, соответствующие
любым двум оборотам КА вокруг Земли, не совпадают.
Под наклонением i орбиты понимается угол между плоскостями экватора
Земли и орбиты КА (см. рисунок 2.7). Наклонение отсчитывается от плоскости
экватора до плоскости орбиты против часовой стрелки. Оно может изменяться
от 00 до1800. В зависимости от наклонения различают следующие типы орбит:
- прямые (i < 900);
- обратные (i > 900);
- полярные (i = 900).
Экваториальные (i = 0 или i = 180.). При i = 0 КА движется по
направлению вращения Земли с запада на восток, при i = 180 КА движется
против направления вращения Земли с востока на запад. Значению i = 0
соответствуют геостационарные (круговые экваториальные) орбиты.
Прецессия орбиты КА. Несферичность Земли и неравномерность
распределения ее массы, силы притяжения Луны и Солнца приводят к
прецессии плоскости орбиты КА, что влечет за собой прецессию линии апсид
(линии, соединяющей апогей и перигей) орбиты. При этом скорость названных
выше прецессий зависит от формы орбиты, высоты апогея и перигея, а также от
наклонения. Прецессия плоскости орбиты приводит к смещению восходящего и
нисходящего узлов относительно первоначального положения (в момент
вывода КА на орбиту).
Величина прецессии плоскости орбиты КА зависит в основном от
напряженности гравитационного поля Земли. Увеличение напряженности при
водит к «спрямлению» орбиты вблизи экватора за счет увеличения скорости
движения КА в направлении экватора. При этом КА, движущийся по прямой
орбите, начинает отклоняться влево по ходу движения, а КА, движущийся по
обратной орбите, - наоборот, вправо по ходу движения, первом случае
плоскость орбиты прецессирует в западном направлении, а во втором - в
восточном. Плоскости полярных орбит (имеющих наклонение i = 90.) не
прецессируют.
Дестабилизирующие факторы, влияющие на бортовую аппаратуру. В
процессе полета на работоспособность бортовой аппаратуры спутника и срок
его активного существования влияет ряд факторов:
- радиационные воздействия космического пространства;
- температурные воздействия космической среды;
- механические воздействия, обусловленные динамикой полета.
Все перечисленные факторы могут действовать независимо друг от друга
и различаться по интенсивности и продолжительности. Наиболее жесткими
являются требования к защищенности бортовой аппаратуры от воздействия
ионизирующего и электромагнитного излучений, способных привести к
- 63 -
частичной или даже полной потере работоспособности приемопередающего
ретранслятора. Основными
источниками радиационного воздействия на
бортовую аппаратуру являются:
- электроны и протоны естественных радиационных поясов Земли,
которые известны под названием поясов Ван Алена, их энергия зависит
от высоты орбиты;
- солнечные космические лучи, обусловленные вспышками на Солнце;
при нормальной солнечной активности такие вспышки происходят не
чаще одного раза в месяц, а при высокой активности - до одного раза в
сутки;
- галактические космические лучи, состоящие из тяжелых ионов и частиц
с высокой энергией; способны проникнуть через защитные кожухи и
корпуса приборов спутника и ионизировать микросхемы.
Эффект полной (накопленной) дозы воздействия дестабилизирующих
факторов на электронные компоненты проявляется в постепенном ухудшении
их характеристик и увеличении энергопотребления, наступает их частичная или
полная деградация (выход из строя).
Высота орбит связных СР. Высота орбит КА выбирается на основании
анализа многих факторов, включая энергетические характеристики
радиолиний, задержку при распространении радиоволн, близость к орбите
радиационных поясов Ван Аллена , размеры и расположение обслуживаемых
территорий. Кроме того, на высоту орбиты влияют способ организации связи и
требования по обеспечению необходимого значения угла места.
При выборе местоположения орбитальной группировки (ОГ) учитывают
природные ограничения - это пространственные пояса заряженных частиц,
захваченных магнитным полем Земли, так называемые радиационные пояса
Ван Аллена. Первый устойчивый пояс высокой радиации начинается примерно
на высоте 1500 км и простирается до нескольких тысяч километров, его
«размах» составляет примерно 300 км по обе стороны от экватора. Второй пояс
столь же высокой интенсивности (10000 имп./с) располагается на высотах от 13
000 до 19 000 км, охватывая около 500 км по обе стороны от экватора.
Анализируя низкоорбитальные группировки LEO (Low Earth Orbit)
различных космических систем, следует, что высоты круговых орбит КА
большинства из этих группировок находятся в диапазоне от 700 до 1500 км. Это
обусловлено следующими факторами. На орбитах, расположенных ниже 700
км, плотность атмосферы достаточно высока, что вызывает уменьшение
эксцентриситета и постепенное снижение высоты апогея. Дальнейшее
уменьшение высоты орбиты приводит к повышенному расходу топлива и
увеличению частоты маневров для поддержания заданной орбиты. На высотах
выше 1500 км располагается первый радиационный пояс Ван Аллена, в
котором невозможна работа электронной бортовой аппаратуры.
Средневысотные орбиты МЕО (Мean Earth Orbit) с высотой от 5000 до 15
000 км над поверхностью Земли находятся между первым и вторым
радиационными поясами Ван Аллена. В системах, использующих КА,
- 64 -
расположенные на таких орбитах, задержка распространения сигналов через
спутник-ретранслятор составляет примерно 130 мс, что практически неуловимо
для человеческого слуха и, следовательно, позволяет использовать такие
спутники для радиотелефонной связи.
Геостационарные космические системы GЕО (Geostacioпary Earth Orbit) с
высотой орбит спутников примерно 36 000 км обладают двумя важными
преимуществами:
- спутники всегда находятся над определенной точкой Земли;
- система, состоящая из трех геостационарных спутников, практически
обеспечивает глобальный обзор земной поверхности.
Орбитальным группировкам, состоящим из геостационарных спутников,
присущ один крупный недостаток - большое время распространения радиосигналов, что приводит к задержкам передачи сигналов при радиотелефонной связи.
Системы, использующие спутники с высотой орбиты 700 -1500 км, имеют
лучшие энергетические характеристики радиолиний, чем системы c высотой
орбит спутников, равной примерно 10000 км, но уступают им в
продолжительности активного существования КА. При периоде обращения КА
около 100 мин (для низких орбит) в среднем 30 мин из них приходится на
теневую сторону Земли. Поэтому бортовые аккумуляторные батареи получают
от солнечных батарей приблизительно 5000 циклов заряда/разряда в год. Для
круговых орбит с высотой 10000 км период обращения составляет около 6
часов, из которых лишь несколько минут КА проводит в тени Земли. КА ,
находящийся на низкой орбите, попадает в зону прямой видимости абонента
лишь на 8-12 мин, т.е для обеспечения непрерывной связи любого абонента
потребуется много КА, которые должны последовательно (при помощи
шлюзовых станций или межспутниковой связи) обеспечивать непрерывную
связь. С увеличением высоты орбиты КА зона прямой видимости спутникаретранслятора и абонента увеличивается, это приводит к уменьшению
количества спутников, необходимых для обеспечения непрерывной связи, т.е с
увеличением высоты орбиты увеличиваются время размеры зоны
обслуживания и, следовательно, требуется меньшее число спутников для
охвата одной и той же территории (см. таблицу 4.2).
2.3.1.3 Зона видимости и зона обслуживания
Зоны охвата территории Земли ИСЗ, расположенными на разных орбитах,
показаны на рисунке 2.9.
Территория, с которой виден ИСЗ при минимальных углах места,
называется зоной радиовидимости (рисунок 2.10).
Если на ИСЗ, расположенным на геостационарной орбите, установлена
антенна с шириной диаграммы направленности φ = 17.3° (глобальная антенна),
то в зоне радиовидимости оказывается 1/3 поверхности Земли, т.е. все ЗС
- 65 -
расположенные в зоне видимости могут поддерживать связь между собой через
этот ИСЗ (рисунок 2.11).
Таблица 2.2 - Системы, использующие спутники на GEO - MEO - и
LEO- орбитах
Показатель
LEO
GEO
Высота орбиты, км
36000
3
Количество спутников в орбитальной
группировке
Зона покрытия одного спутника (угол
радиовидимости), % от поверхности
34
Земли
Время пребывания спутника в зоне
24 ч
радиовидимости (в сутки)
Задержка
при
передаче
речи
600
(глобальная связь), мс
Задержка при передаче речи
500
(региональная связь), мс
Время
переключения
с
одного Не
спутника на другой, мин
требуется
Время перехода из одного луча в
10 - 15
другой
MEO
500015000
8 - 12
500 - 2000
48 - 66
25 - 28
3-7
1,5 - 2ч
10 - 15мин
250 - 400
170 - 300
80 - 130
20 - 70
50
8 - 10
5-6
1,5 - 2,0
Зоны охвата территории Земли (СС на разных орбитах)
суббота, 18 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
Рисунок 2.9 – Зоны охвата территории Земли
- 66 -
36
Зона радиовидимости
суббота, 18 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
38
Рисунок 2.10 – Зона радиовидимости
12.2 Зона видимости геостационарного спутника
5
81,40 с.ш.
N
Линия горизонта
17,30
ИСЗ
Земля
R=6370км
35860 км
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
60
Рисунок 2.11 – Зона
радиовидимости геостационарного
ИСЗ
суббота, 18 февраля
2012 г.
Если на ИСЗ установлена антенна с диаграммой направленности
φ<
17.3°, то освещается только часть зоны видимости. Эта зона называется
зоной покрытия. Если φ = 17.3°, тогда зона видимости совпадает с зоной
покрытия. При узконаправленных антеннах, размещенных на ИСЗ,
устанавливается связь только между теми ЗС, которые находятся в зоне
покрытия (рисунок 2.12).
Что такое зона обслуживания?
В пределах зоны обслуживания угол возвышения, или, что то же самое,
угол места антенн земных станций
не должен быть менее некоторого
порогового значения, определяемого назначением сети (рисунок 2.13).
- 67 -
Зона покрытия
СП
Подспутниковая
точка
Эквато
р
Нгео = 36000 км
ЮП
Зона
покрытия
С и–
РРСП
доц. Б.Н.Маглицкий
Рисунок 2.12
Зона
покрытия
Зона видимости и зона обслуживания
суббота, 18 февраля
2012 г.
62
ЗС
ЗС
Зона
обслуживания 1
Зона
обслуживания 2
Зона видимости
суббота, 18 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
63
Рисунок 2.13 – Зона обслуживания
Малые углы возвышения приводят к возможности затенения ГСР
местными предметами, окружающими ЗС, к увеличению потерь полезного
сигнала в
атмосфере и шумов антенной системы ЗС, обусловленных
радиошумовым излучением Земли. Для сетей фиксированной спутниковой
службы, в которых затенение можно исключить путем выбора места установки
ЗС, угол места ограничивается снизу величиной 10°-12°. Для сетей же
персональной подвижной службы угол возвышения ГСР над горизонтом
должен быть не менее 30°. В любой точке зоны обслуживания при заданных
параметрах ЗС на линии связи должны обеспечиваться энергетические
соотношения не хуже заданных.
Область обслуживания определяется пересечением областей видимости
и покрытия. Идея создания глобальной системы связи с использованием
геостационарных ИСЗ впервые была сформулирована А.Кларком (рисунок
2.14).
- 68 -
Глобальная система связи (предложил А.Кларк)
Рисунок 2.14 – Глобальная система связи
суббота, 18 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
61
Площадь зоны обслуживания зависит от угла места (рисунок 2.15).
Угол места и размеры зоны обслуживания
ИСЗ
Точка прицеливания
Широта
β1
β2
β1 < β2
Долгота
суббота, 18 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
64
Рисунок 2.15 – Угол места и размер зоны обслуживания
2.3.2 Структура спутниковой системы связи
В состав любой спутниковой системы связи (рисунок 2.16 ) входят:
- космический сегмент, состоящий из нескольких спутниковретрансляторов;
- наземный сегмент, состоящий из центра управления системой,
центра запуска спутников, командно- измерительных станций,
центра управления связью и шлюзовых станций;
- пользовательский (абонентский) сегмент, осуществляющий связь
при помощи персональных спутниковых терминалов;
- Наземные сети связи, с которыми через интерфейс связи
- 69 -
сопрягают шлюзовые станции спутниковой связи.
Рисунок 2.16 – Общая структура спутниковой системы связи
Через центры управления сетью {NOC — Network Operation Center} производится координация и протоколирование процесса функционирования сети.
В частности, осуществляется синхронизация всех ЗС в составе сети,
обеспечивается процедура включения новых ЗС в сеть, распределяются между
ЗС связные ресурсы сети, архивируются данные об использовании этих
ресурсов
каждым
пользователем,
осуществляется
маршрутизация
информационных потоков по каналам связи сети, выполняется тарификация.
При помощи контрольно-измерительной станции сети центр управления
полетом {FCC — Flight Control Center} получает и обрабатывает данные
внешнетраекторных измерений параметров орбиты ГСР и поступающую с него
телеметрическую информацию. На основании анализа этих данных
формируются соответствующие управляющие воздействия, обеспечивающие
штатный режим работы бортовых систем ретранслятора, которые в виде
цифровых команд передаются на СР.
Центр управления системой осуществляет слежение за спутниками,
расчет их координат, сверку и коррекцию времени, диагностику
работоспособности бортовой аппаратуры, передачу служебной (командной)
- 70 -
информации и т. д. Функции управления выполняются на основе
телеметрической информации, поступающей от каждого спутника орбитальной
группировки. Для управления космической группировкой в различных режимах
работы используют как штатные каналы связи (с учетом перекрестной
спутниковой связи), так и отдельные, территориально разнесенные командноизмерительные станции. Благодаря этому центр управления системой
позволяет обеспечить с достаточно высокой оперативностью:
- контроль запуска и точность вывода спутника на заданную орбиту;
- контроль состояния каждого спутника;
- контроль и управление орбитой отдельного спутника;
- контроль и управление спутником в нештатных режимах работы;
- вывод спутника из состава орбитальной группировки.
Управление космической группировкой осуществляется специалистами
группы управления и анализа. Передачу служебной информации на спутник
осуществляют через территориально-разнесенные основные и резервные
командно-измерительные станции.
Центр запуска спутников определяет программу запуска, осуществляет
сборку ракеты-носителя, ее проверку, а также определяет полезную нагрузку
спутника и проводит предстартовые проверки и испытания. После запуска
ракеты-носителя производятся траекторные измерения на активном участке
полета, которые транслируются в центр управления системой, где для
формирования промежуточной орбиты корректируются расчетные траекторные
данные.
Последующее
управление спутником осуществляется центром
управления системой при помощи командно-измерительных станций по
следующей программе:
- раскрываются солнечные батареи спутника;
- производится кратковременное включение корректирующих двигателей
для перевода спутника на основную орбиту;
- для контроля состояния бортового оборудования спутника снимается
телеметрическая информация.
Центр управления связью планирует использование ресурса спутника,
координируя эту операцию с центром управления системой. Центр управления
связью осуществляет через национальные шлюзовые станции анализ и
контроль связи, а также управление.
В штатных условиях работы орбитальной спутниковой группировки связь
со шлюзовыми станциями и пользовательскими терминалами осуществляется
автономно. В нештатных ситуациях (в случае вывода отдельного спутника из
группировки или при выходе из строя элементов шлюзовой станции) центр
управления связью переходит в режим поддержания связи с повышенной
нагрузкой, а в особых случаях предусматривается также возможность
реконфигурирования сети.
- 71 -
Шлюзовая станция (шлюз) выполняет функции сопряжения между
наземными сетями (пользователями) и ССС и состоит из нескольких
приемопередающих комплексов (обычно не менее трех), в каждом из которых
имеется следящая параболическая антенна. Конструкция антенны включает
зеркало с облучателем, антенно-волноводный тракт, опорно-поворотное
устройство с электроприводом, аппаратуру наведения и автосопровождения.
Зеркало антенны состоит из отдельных секций, выполненных из алюминиевых
сплавов и имеющих требуемый профиль поверхности, а в качестве облучателя
обычно используется конический рупор. Число секций зеркала зависит от
размера антенны (например, при диаметре 12 м их может быть 15).
Современные высокоточные технологии позволяют изготавливать антенны с
коэффициентом усиления 60 - 70 дБ.
В ЗС осуществляется преобразование форматов и протоколов передачи
данных, используемых в наземных сетях, в форматы и протоколы,
позволяющие эффективно
использовать связные ресурсы спутниковых
каналов.
В зависимости от назначения и пропускной способности основные
параметры и конструктивные особенности ЗС современных ССС колеблются в
широких пределах, начиная от портативных персональных терминалов типа
«трубка в руке» с выходной мощностью в доли ватт и фиксированных
малогабаритных станций с диаметром антенн 0,5-2 метра с выходной
мощностью 1-20 Вт (рис. 1.1.1.2а), до весьма громоздких конструкций с
большими антеннами диаметром 25-30 метров и передатчиками мощностью до
десятков кВт, оформленных в виде специально построенных зданий в
специально выбранных местах.
К конструкции антенных систем предъявляются очень жесткие
требования. Антенна должна оставаться работоспособной при скорости ветра
20-25 м/с и не разрушаться при 40 - 50 м/с. Для работы наземных станций в
условиях сложной электромагнитной совместимости необходимо обеспечить
малый уровень мощности излучения на боковых лепестках диаграммы
направленности антенн. В сложных климатических условиях обычно
применяют антиобледенительную систему подогрева зеркала с помощью
электрических нагревателей, монтируемых на его задней поверхности. Для
предохранения от солнечной радиации излучающую поверхность антенны
покрывают специальными радиопрозрачными диффузионными красками.
Применение нескольких приемопередающих комплексов позволяет
практически без нарушения связи переходить последовательно от одного СР к
другому.
Космический сегмент включает в себя несколько спутниковретрансляторов, которые образуют космическую группировку. Спутникиретрансляторы, как правило, размещаются равномерно на определенных
орбитах.
В состав любого спутника-ретранслятора входят следующие основные
элементы (рисунок 2.17):
- 72 -
- центральный процессор;
- радиоэлектронное оборудование БРТК;
- антенные системы;
- система ориентации и стабилизации;
- двигательная установка;
- система электропитания (аккумуляторные и солнечные батареи).
БРТК
Система
ориентации
Антенные
системы
Центральный
процессор
Система
электропитания
Двигательная установка
Рисунок 2.17 – Основные элементы спутника-ретранслятора
Для обеспечения связью абонентов не только в зоне видимости одного
спутникa, но и на всей поверхности Земли, соседние спутники связываются
между собой и передают информацию по цепочке, пока она не дойдет до адресатa. Эту задачу в некоторых системах выполняют наземные шлюзовые станции, которые транслируют информацию с одного спутника на другой. Для
надежного охвата всей территории Земли используют большое количество
спутников. С увеличением высоты орбиты уменьшается необходимое
количество спутников, т. к. увеличиваются время и зона видимости, что
обусловливает
снижение
стоимости
орбитальной
группировки
и,
соответственно, услуг. Но при этом неизбежно усложняются и становятся более
дорогими персональные спутниковые терминалы (из-за увеличения дальности
связи Земля-Космос-Земля.
В настоящее время наиболее широко используется геостационарная
орбита (ГО). Уникальной особенностью ГО является неподвижность (на
практике - достаточно малая подвижность) СР относительно земной
поверхности.
Это позволяет:
- во многих практических приложениях использовать на ЗС антенны с
- 73 -
фиксированным наведением, что существенно удешевляет оборудование и позволяет отказаться от услуг высококвалифицированного
обслуживающего персонала;
- обеспечить непрерывность связи с использованием единственного
ГСР;
- минимизировать негативное влияние доплеровского сдвига частоты;
- обеспечить почти непрерывное питание бортовой аппаратуры от
первичного источника энергии («ночь» на ГО длится не более 72
минут).
Быстрое развитие ССС потребовало разработки и принятия ряда
международных конвенций, соглашений и норм. Технические вопросы,
связанные с использованием частот и расположением спутниковретрансляторов на орбитах, обеспечивающих отсутствие взаимных помех друг
другу, решаются в рамках МСЭ–Р и Международного комитета по регистрации
частот (МКРЧ).
Развитие спутниковых систем связи не находится в стороне от развития
систем связи вообще, тенденцией развития которых является переход к
цифровым системам связи. Потоки проходящей через системы связи
информации растут в прогрессирующем объеме. Одновременно растут потоки
аналоговой информации. Возможны несколько путей построения систем,
предназаченных для передачи аналоговой и цифровой информации.
Первый путь состоит в использовании универсальных трактов и каналов,
образуемых стандартными системами с частотным разделением каналов. При
этом аналоговые сигналы передаются обычным способом без дополнительных
преобразований. Потоки цифровой информации передаются по тем же трактам,
оборудованным адаптивными гармоническими корректорами.
Второй путь предусматривает преобразование всех видов аналоговой
информации в цифровую и передачу ее по трактам широкополосных систем
совместно с цифровой информацией, полученной от средств передачи данных.
Третий путь построения цифровых систем предусматривает всеобщий
характер преобразования аналоговой информации в цифровую (например, в
телефонном аппарате). В такой системе осуществляются только коммутация,
объединение и разделение цифровой информации.
В настоящее время развитие цифровых систем связи идет по второму
пути. Однако, применительно к собственно спутниковым системам связи два
последних пути по существу одинаковы: на земную станцию должны поступать
потоки цифровой информации.
В зависимости от назначения и пропускной способности основные
параметры земных станций колеблются в широких пределах, начиная от
портативных терминалов типа «трубка в руке» с выходной мощностью в доли
ватт и фиксированных малогабаритных станций с диаметром антенн 0,5 – 2
метра с выходной мощностью 1 – 20 Вт (рисунок 2.18) до весьма громоздких
конструкций с антеннами диаметром 25 – 30 метров и передатчиками мощ-
- 74 -
Абонентские станции VSAT
Рисунок 2.18 – Пример земной станции
ностью до десятков кВт, оформленных в втде специально построенных
зданий (рисунок 2.19).
22.02.2012 14:28
С и РРСП (лекции
Б.Н.Маглицкого)
293
Рисунок 2.19 – Пример земной станции ССС
- 75 -
Пользовательский сегмент включает в себя все виды стационарных и
подвижных объектов наземного, морского и воздушного базирования, включая
персональных пользователей. Абонентские станции (терминалы) могут быть
стационарными, возимыми и носимыми и их конструктивные особенности
зависят от условий эксплуатации. Персональные терминалы современных ССС
мало чем отличаются от существующих моделей сотовых телефонов и могут
быть двух типов – однорежимные, работающие только в сети данной ССС, и
двухрежимные, рассчитанные на обслуживание абонентов как в сети данной
спутниковой системы, так и в региональной сети сотовой связи.
На рисунке 2.20 в качестве примера изображена структура российской
низкоорбитальной системы “Сигнал”, предназначенной для обслуживания
абонентов на территории Европы и континентальной части Азии.
КА НССС «Сигнал»
СР
СР
СР
Самолеты
ЦБС
БС
УС
АТ
АТ
Морские
суда
Приемник
персонального
вызова
ЦУС
ТФ ОП
ЦУП
Проводные,
сотовые,
транкинговые,
пейджинговые
сети
ЦБС – центральная
базовая станция
БС – базовая станция
УС – узловая станция
АТ - абонентский терминал
Рисунок 2.20 – Структура системы НССС «Сигнал»
- 76 -
Система "Сигнал" не имеет межспутниковых фидерных каналов связи,
которыми могут располагать другие системы; связь между любыми
абонентскими станциями происходит через КА и наземные базовые станции.
Для связи между базовыми станциями и КА предусмотрены специальные
магистральные стволы в диапазонах 11/14 (15/19) ГГц и 20/30 ГГц.
2.3.3 Контрольные вопросы
1. Какие диапазоны частот отведены для ССС?
2. Сформулируйте 1-й закон Кеплера
3. Сформулируйте 2-й закон Кеплера
4. Что означают понятия «нисходяший» и «восходящий» узлы орбиты;
5. Дайте определение угла места
6. Как определяется наклонная дальность?
7. Какие типы орбит ИСЗ Вы знаете?
8. Каким образом определяется зона видимости и зона обслуживания?
9. Поясните назначение элементов ССС
2.4 Особенности построения бортовых ретрансляторов ССС
2.4.1 Основные требования к бортовым ретрансляторам
Одним из основных требований, предъявляемых ко всем комплексам,
входящим в состав бортовой аппаратуры и оборудования спутниковой связи,
является их высокая надёжность, обеспечивающая безотказную работу в
условиях космического пространства в течение длительного времени. Наряду с
этим выбор возможного варианта построения бортового оборудования должен
определяться минимальным весом, минимальной потребляемой мощностью и
наименьшими размерами. Технология изготовления отдельных элементов,
блоков и деталей, входящих в состав бортового оборудования, а также методы
их контроля обусловлены тем, что при запуске эти изделия будут подвергаться
ударным и вибрационным воздействиям, а в космическом пространстве –
радиации.
Несмотря на большое разнообразие, варианты построения ретрансляторов
можно подразделить на несколько групп, отличающихся друг от друга
следующими основными признаками (определяемыми в основном принятым
построением системы связи через ИЗС):
- видами модуляции на участке Земля – спутник и на участке
спутник – Земля;
- способом использования ретранслятора (однократное или многократное
применение) и видом многостанционного доступа;
- требованием к обработке сигнала на борту спутника (например, регенерация);
- методом ретрансляции сигнала (усиление на промежуточной частоте (ПЧ)
- 77 -
или СВЧ, наличие или отсутствие в ретрансляторе детектирования и
модуляции сигналов).
При разработке схемы ретранслятора учитывают, что детектирование
колебаний СВЧ или ПЧ и последующая модуляция групповым спектром
колебаний СВЧ неизбежно будут приводить к появлению искажений, а,
следовательно, к увеличению шумов на выходе канала связи. Поэтому такие
виды преобразования передаваемого сигнала нежелательны.
Схема ретранслятора в значительной степени определяется особенностями существующих электронных приборов. При выборе типа электронных приборов необходимо учитывать диапазон частот, продолжительность
службы, размер, массу, надёжность, защищённость от радиации и
механических воздействий, потребляемую мощность и рабочие напряжения,
КПД, ширину полосы, в которой может быть осуществлена эффективная
работа, и некоторые другие параметры.
Условиям работы в схемах ретранслятора удовлетворяют самые
разнообразные электронные приборы: полупроводниковые (туннельные диоды,
варакторы, транзисторы и др.), клистроны, амплитроны, ЛБВ. Последние
преимущественно используют в мощных (оконечных) каскадах БРТ.
Одним из главных требований к БРТ является требование уверенного
приема сигналов. Для повышения отношения сигнал/шум линии связи
необходимо, чтобы величина шумов на входе приёмного устройства
ретранслятора была возможно меньшей. Для этого необходимо предельно
снизить потери в фидерах и входных фильтрах, уменьшить величины шумов
самого приёмного устройства. Поэтому на входе ретранслятора следует
применять малошумящий усилитель, однако выбор его существенно зависит от
уровня шумов на входе приемника. Уровень шумов, приведенных ко входу
приемника БРТ, определяется тепловыми шумами первых каскадов, шумами
антенно-фидерного тракта и внешних источников : тепловыми шумами Земли
и атмосферы, шумами Галактики, Солнца и планет
2.4.1.1 Упрощенная структурная схема ретранслятора
Принятый сигнал в бортовом приёмнике может усиливаться как на СВЧ, так
и на ПЧ. При выборе варианта усилителя следует учитывать, что уровень
сигнала на входе приёмника ретранслятора будет изменяться вследствие
изменения расстояния между Землей и движущимися ИЗС, а также некоторых
нарушений ориентации антенн, изменения поглощения атмосферы и т.п. Кроме
того, для уменьшения искажений при нелинейных преобразованиях сигналов в
БРТ их количество стремятся сделать минимальным.
Большинство спутников связи содержат несколько параллельных
ретрансляторов, часто с несколькими узконаправленными антеннами, чтобы
облегчить проблему многостанционного доступа, особенно при сильном
различии уровней принимаемых сигналов. В настоящее время приеняется
термин «транспондер», под которым подразумевается приемопередающее
оборудование. Упрощеннвя структурная схема одного ствола ретранслятора
- 78 -
приведена на рисунке 2.21. На этой схеме покзаны только принципиально
важные элементы: ствольный полосовой фильтр (преселектор ПРС),
малошумящий усилитель, преобразователь частоты ПРЧ, полосовой усилитель
УС и возможный усилитель – ограничитель Огр. Входная и выходная полосы
частот транспондера разносятся достаточно далеко с целью предотвращения
возможности самовозбудления ретранслятора. В данной схеме ретранслятора
осуществляется только одно преобразование частоты сигнала.
МШУ
Прс
ПРЧ
УС
Линия
«вверх»
Линия
«вниз»
fв
fн
Входные
сигналы
Огр
ЛБВ
Сигналы
линии
«вниз»
Рисунок 2.21 – Упрощенная структурная схема одноствольного
ретранслятора
2.4.1.2 Варианты структурных схем ретрансляторов
В подавляющем большинстве существующих ГСР используется
непосредственная ретрансляция сигналов. При этом спутник принимает
сигналы от ЗС (линия «ввер»), осуществляет перенос спектра сигнала,
фильтрацию и переизлучает сигнал на линии «вниз».
БРТК
(бортовой
ретрансляционный
комплекс)
спутников
с
непосредственной ретрансляцией могут использовать однократное
или
двойное преобразование частоты.
Упрощенная структурная схема БРТК с непосредственной ретрансляцией и
однократным преобразованием частоты приведена на рисунке 2.22.
После предварительного усиления и фильтрации спектр принятого сигнала
смещается в достаточно далеко отстоящую область более низких частот с
центральной частотой f2 .
- 79 -
f1
УCВЧ 1
См
сдв.
АРУ
От командной
радиолинии
УСВЧ 2
РУ
f2
УМ
f2 = f1 - fг
fг
Г
Рисунок 2.22 – Непосредственная ретрансляция с одним
преобразованием частоты
Разнос центральных частот радиолиний «вниз» и «вверх» должен быть не
менее полосы ретранслируемых частот. Далее сигнал усиливается до уровня,
необходимого для раскачки оконечного усилителя мощности (УМ) и
излучается в направлении ЗС. Для поддержания необходимого уровня сигнала
на входе УМ обычно используется автоматическая регулировка усиления, либо
регулировка
усиления
по
командной
радиолинии.
Стабильность
преобразования
спектра
обычно
обеспечивается
синхронизацией
высокочастотного гетеродина от высокостабильного эталона частоты при
помощи петли фазовой автоподстройки частоты (ФАП).
При двойном преобразовании частоты (рисунок 2.23) спектр входного
сигнала смещается в область промежуточных частот (ПЧ), на которых
осуществляется основное усиление и фильтрация. Затем спектр переносится в
область частот радиоканала вниз». Использование достаточно низких ПЧ
позволяет повысить стабильность усиления и улучшить подавление
внеполосного шума по сравнению с однократным преобразованием. В
наибольшей степени это преимущество двойного преобразования проявляется
при передаче узкополосных сигналов.
На практике полоса пропускания ретранслятора, которая может составлять
сотни мегагерц, разбивается на ряд более узких полос, каждая из которых преобразовывается, усиливается и фильтруется при помощи отдельных
стволов(приемопередатчиков). Общими для стволов являются антенны,
широкополосные предварительные усилители и генераторы эталонных частот.
Многоствольность БРТК является следствием технологической сложности
создания
сверхширокополосных
усилителей,
имеющих
приемлемые
амплитудно- и фазочастотные характеристики. Типовые значения полосы
пропускания стволов составляют 24, 36, 72 МГц и по мере совершенствования
технологии имеют тенденцию к расширению.
- 80 -
От командной
радиолинии
АРУ
f1
УРЧ
СМ 1
УПЧ
СМ 2
fпч = f1 – fг 1
fг 1
УМ
f2
f2 = fпч – fг 2
fг 2
Г1
РУ
Г2
Рисунок 2.23 – Непосредственная ретрансляция с двойным
преобразованием частоты
Традиционной схемой построения БРТК с непосредственной
ретрансляцией является мньогоствольная схема с числом стволов до
нескольких десятков и двойным преобразованием частоты в каждом стволе.
Альтернативой непосредственной ретрансляции является использование
ретрансляторов с обработкой сигналов. Упрощенная структурная схема БРТК
ретранслятора с обработкой приведена на рисунке 2.24. С выхода линейной
части приемника (преобразование частоты, усиление, линейная фильтрация)
сигнал поступает в демодулятор, зате регенерируется. Обработанные сигналы
кодируются, модулируют несущее колебание, усиливаются и излучаются. Бортовая обработка обеспечивает следующие преимущества:
- исключается возможность непосредственного проникновения шумов радиоканала «вверх», в радиолинию «вниз», появляется возможность
независимого выбора оптимальных структур сигналов в радиолиниях
«вверх» и «вниз»;
- при использовании многолучевых бортовых передающих антенн появляется возможность коммутации информационных потоков между лучами,
что позволяет существенно повысить пропускную способность сети;
- прииспользовании многолучевых передающих антенн БРТК появляется
возможность существенно повысить пропускную способность сети.
f2
f1
ЛЧП
ДМ
Р
ДК
ИСС
М
Рисунок 2.24 – Ретрансляция с бортовой обработкой
- 81 -
УМ
ЛЧП- линейная часть приёмника, ДМ - демодулятор, - регенератор, ДКдекодер, ИСС- изменение структуры сигнала и кодирование, М- модулятор, УМ
– усилитель мошности.
Но при бортовой обработке неизбежно теряется универсальность
(ограничения, накладываемые выбранными методами модуляции и кодирования, регенерация), а усложнение бортовой аппаратуры обостряет проблему
обеспечения заданного уровня надежности.
Регенерация цифровых сигналов в БРТ с демодуляцией позволяет
получить выигрыш примерно в 3 дБ по сравнению с линейными (без
демодуляции) методами их построения. Однако это справедливо МШУ при
условии, что отношение сигнал/шум на входах бортового приемника и
приемника ЗС примерно одинаковы, т.е. помеховая обстановка как на линии
вверх, так и на линии вниз должна быть одинаковой при одинаковых
параметрах приемников. На практике отношение сигнал/шум, рассчитываемое
на линии вверх, значительно выше соответствующего отношения на линии вниз
и получаемый выигрыш оказывается эффективным лишь при наличии на линии
вверх мешающих радиосигналов, существенно искажающих структуру
ретранслируемых цифровых сигналов. Отметим также и то, что выполнение
регенерации сигналов на борту требует значительного усложнения бортовой
аппаратуры.
Попыткой компромисса, сочетающего достоинства непосредственной
ретрансляции и бортовой обработки является двухскачковая схема передачи,
предусматривающая наличие центральной станции, которая осуществляет
демодуляцию сигналов, извлекает необходимую маршрутную информацию
иосуществляет целенаправленную коммутацию информационных потоков
(рисунок 2.25). Но в этом случае наличие двух скачков сигналов при передаче
удваивает задержку распространения сигналов, а необходимость дваждв
переизлучать одни и те же сигналы приводит к дополнительным затратам
ресурсов ГСР: в два раза возрастает требуемая полоса пропускания и
возрастают требования к его энерговооруженности.
ГСР
ЗС
ЦС
Рисунок 2.25 – Двухскачковая схема
- 82 -
ЗС
В многоствольных ретрансляторах в целях сокращения бортовой
аппаратуры стремятся создать общие блоки усиления для нескольких стволов.
Пример схемы бортового оборудования, рассчитанного на передачу пяти
стволов, показан на рисунке 2.26.
Основное усиление в каждом стволе осуществляется сравнительно
узкополосным УПЧ на разных промежуточных частотах, а затем, после
ограничения и смещения в область СВЧ, все стволы объединяются для последующего усиления с помощью ЛБВ. В УПЧ каждого ствола имеется
ограничитель амплитуды и система АРУ.
Необходимо еще раз отметить, что одновременное прохождение сигналов
нескольких стволов через общий усилитель, характеристики которого всегда
имеют некоторую нелинейность, будет приводить к появлению переходных
шумов.
УПЧ
f1…f5
См.пд
ПФ
к ЛБВ
ГС
См.пр.
УПЧ
См.сдв.
УПЧ
Гет
См.пд
См.пд
УПЧ
См.пд
ПФ
ПФ
ПФ
ГС – генератор сдвига
См.сдв.- смеситель сдвига
Рисунок – 2.26 – Упрощенная структурная схема многоствольного
ретранслятора
В частности, при одновременном усилении нескольких стволов общей ЛБВ
вследствие нелинейности амплитудной и фазовой характеристик между
стволами возникнут переходные невнятные шумы. При наличии паразитной
амплитудной модуляции хотя бы в одном из стволов с ЧМ нелинейность
фазовоамплитудной характеристики ЛБВ приведёт к появлению внятных переходных шумов.
Уровень как невнятных, так и внятных переходных шумов зависит от
режима работы ЛБВ и мощности сигналов на её входе. Поэтому при
одновременном усилении сигналов нескольких стволов общими усилителями
на ЛБВ или других приборах расчётная величина шумов ретранслятора должна
быть увеличена. Поскольку суммарное значение шумов на выходе канала
определяется рекомендациями МСЭ-Р и остаётся неизменным, то отмеченное
- 83 -
увеличение шумов ретранслятора приведёт к необходимости уменьшить
тепловые шумы на участках Земля - СР и СР - Земля.
Последнее возможно только при увеличении мощности, излучаемой
передающей станцией. На основе этого можно сделать вывод, что
использование в ретрансляторе блоков, в которых осуществляется
одновременное усиление нескольких стволов, требует увеличения мощности
бортового и земного передатчика или повышения коэффициента усиления
передающих антенн.
Кроме того, одновременное усиление сигналов нескольких стволов
приводит к непропорциональному росту номинальной выходной мощности
выходного каскада, так как вследствие нелинейности амплитудной
характеристики выходная мощность передатчика должна быть больше суммы
мощностей отдельных стволов. Величина этого различия определяется числом
стволов и степенью нелинейности амплитудных характеристик выходного
каскада.
2.5 Структурные схемы земных станций
Земные станции ССС различаются по функциональному назначению,
пропускной способности, составу и параметрам оборудования и стоимости. На
рисунке 2.27 приведена упрощенная структурная схема ЗС, включающая
принципиально важные элементы.
На вход станции от канальных модемов поступают модклированные
сигналы ПЧ. Коммутатор по промежуточной частоте КМ ПЧ обеспечивает
подключение абонентского сигнала к одному из преобразователей частоты и
автоматическое переключение на резерв в случае аварийной ситуации.
Каждый из преобразователей частоты транспонирует сигнал ПЧ в рабочий
диапазон частот ССС (возможно обно или два преобразования частоты).
Синтезаторы частот СЧ обычно снабжены системой ФАПЧ. Усиление СВЧ
сигналов осуществляется в предварительном усилителе мощности и выходном
усилителе мощности УМ. В этих усилителях чаще всего применяют ЛБВ. Далее
выходной сигнал подвергается фильтрации с целью уменьшения
нежелательных продуктов недтнейных искажений. На схеме показаны так же
коммутаторы КМ.
Затухание сигнала в тракте распространения, обусловленное потерями в
свободном пространстве достигает 200 дБ (эта величина меняется в
зависимости от используемого диапазона частот). Следовательно, должна быть
обеспечена чрезвычайно большая развизка между трактами передачи и приема,
которая обеспечивается дуплесером ДП и фильтрами в трактах передачи и
приема. Принимаеиые сигналы усиливаются МШУ и поступают на делитель
мощности Д, который распределяет принимаемые сигналы на ряд понижающих
преобразователей частоты.
- 84 -
КМ ПЧ
●●●
От канальных модемов
См. 1
ПУ
См. 2
СЧ
∑
КМ
УМ
КМ
ПУ
См. N
КМ
ПФ
УМ
ДП
МШУ
КМ ПЧ
К канальным модемам
См. 1
СЧ
См. 2
Д
См. N
КМ
КМ
ПФ
МШУ
Рисунок 2.27 – Упрощенная структурная схема земной станции ССС
Преобразователь частоты сигнала «вниз» преобразует СВЧ сигнал в
сигнал промежуточной частоты. Обычно на передаче и приеме исполтзуются
одинаковые промежуточные частоты, что позволяет организовать шлейф при
проведении измерений.
2.5.1 Основные параметры БРТК и земных станций
В основном БРТК характеризуется теми же показателями, что и ЗС:
рабочим диапазоном частот, добротностью, и ЭИИМ. Различия в значениях
параметров.
Добротность приемного тракта БРТК составляет –20…-3 дБ/К. ЭИИМ не
превышает значений 213…45 дБ.
Для БРТК существуют характерные для них показатели:
- пропускная способность. Число организованных через ИСЗ
телефонных и (или) телевизионных каналов. Зависит от многих
факторов. Главные из них число стволов, полоса пропускания и ЭИИМ
Понятие ствол для бортового ретранслятора имеет следующее
значение, весь диапазон частот, в котором работает система связи,
имеет участки шириной 35 и 40МГц; 80…120МГц. Усиление сигналов
в этих участках осуществляется отдельным трактом – стволом
(транспондером). Обычно на ИСЗ число стволов 6…12, на более
мощных, например Интелсат VI: 27…48 стволов.
- зона покрытия. Часть поверхности земного шара в пределах, которой
- 85 -
-
обеспечивается уровень сигналов от ИСЗ, необходимый для их приема
с заданным качеством на ЗС определенной добротности. А также
гарантируется способность принять на входе ИСЗ сигналы от ЗС,
обладающих определенной ЭИИМ. В основном определяется шириной
диаграммы направленности бортовых антенн и их ориентацией.
срок службы ИСЗ. Время наработки на отказ одного или нескольких
стволов КС с вероятностью не менее 0,9 в современных ИСЗ 3-7 лет.
Основные показатели ССС включают в себя показатели как ЗС, так и КС,
но эти показатели характеризуют интегральные параметры системы в целом:
- зона видимости ИСЗ - часть поверхности земли, с которой ИСЗ виден
под углом места больше некоторого минимально допустимой величины в
течение заданной длительности сеанса связи;
- зона покрытия - часть зоны видимости, в которой обеспечиваются
необходимые энергетические соотношения на линии связи при определенных
энергетических параметрах ЗС:
- она обслуживания - часть поверхности земли, на которой расположены
ЗС данной сети, т.е. зона в которой необходимо обеспечить нормальную работу
земных станций;
- зона обслуживания системы - объединение зоны обслуживания
отдельных ИСЗ, входящих в систему. Термин объединение применен потому,
что зоны отдельных ИСЗ накладываются друг на друга, поэтому общая зона,
оказывается, по площади меньше суммы площадей отдельных зон.
2.5.2 Контрольные вопросы
1. Поясните назначение элементов ретранслятора с одним
преобразованием частоты
2. Поясните назначение элементов ретранслятора с двумя
преобразованиями частоты
3. Поясните принцип работы ретранслятора с бортовой обработкой
4. Из каких элементов состоит многоствольный ретранслятор?
5. Поясните назначение элементов
- 86 -
2.6 Энергетический расчет спутниковой линии связи
Цель энергетического расчета радиолиний, входящих в сеть
спутниковой связи, состоит в обоснованном выборе энергетических
параметров аппаратуры земных и космических станций, при которых
обеспечивается требуемое качество передачи информации.
Решение поставленной задачи осуществляется в соответствие со
следующим алгоритмом:
1 Анализ исходных данных, нормирование требований к качеству
участков связи, выбор (обоснование) недостающих параметров;
2 Расчёт ослабления радиосигнала на участках линии спутниковой
связи;
3 Расчёт энергетических параметров приёмных устройств;
4 Расчёт энергетических параметров передающих устройств;
5 Анализ полученных результатов и обоснование принятых технических
решений.
Основными техническими требованиями, предъявляемыми к линии,
являются следующие: пропускная способность, достоверность передачи
сообщений,
помехозащищённость,
надёжность
и
живучесть,
электромагнитная совместимость с другими линиями, массогабаритные
параметры.
На рисунке 2.29 представлена обобщенная структурная схема
радиолинии спутниковой связи.
2.6.1 Расчет коэффициента ошибок на выходе линии в случае
БРТК с обработкой сигналов на борту
В данном случае известны все энергетические параметры БРТК и
земных станций: мощности сигналов на выходах передатчиков, потери в
АФТ, коэффициенты усиления антенн, шумовые параметры приемников.
В линии с обработкой сигналов в ретрансляторе коэффициенты ошибок
на ее участках являются независимыми, поэтому:
кош вых = 1 – (1 – кош 1)(1 – кош 2) = кош 1 + кош 2 - кош 1 кош 2 = кош 1 + кош 2 , (2.1)
так как кош 1 кош 2 << (кош 1 + кош 2 ), где цифры в индексах обозначают
соответственно «линию вверх» и линию «вниз».
- 87 -
АФТ
АФТ
АФТ
Пд ЗС
БР
ηпр
Пр ЗС
ηпр
ηпд Б
Б
Выход
З
Gпд Б
Рпд З
Рпд Б
L0
Lдоп
Gпр З
Gпр Б
L0
(Рс-Рш)вых
З
Gпд З
ηпд
Р, дБ
АФТ
Р пр Б
Р пр З
Lдоп
Рш.Б
Рш.ЗС
Рисунок 2.29 - Структурная схема спутниковой радиолинии,
состоящей из двух участков
Поэтому в ходе расчета необходимо определить отношения сигнал/шум
на входах приемников соответстиующих участков линии связи (Р пр вх /Рш ∑ ))
и найти кош вых.
Основной особенностью спутниковой линии связи является большая
про-тяженность. Энергетические параметры каждого из участков зависят от
ряда факторов. Это прежде всего потери, связанные с распространением
радиоволн в свободном пространстве, потери в волноводных трактах приема
и передачи, потери, связанные с поглощением атмосферы, потери от
фарадеевского вращения плоскости поляризации, рефракции, деполяризации
и т.д.
Полный учет всех потерь представляется достаточно сложной задачей,
поэтому рассмотрим лишь основные факторы, влияющие в наибольшей
степени на энергетику систем.
Введем обозначения: Рпд – эффективная мощность сигнала на выходе
передатчика, ηпд – коэффициент передачи АФТ по мощности (КПД), Gпд коэффициент усиления передающей антенны относительно изотропного
излучателя.
Введем понятие эквивалентной изотропной излучаемой мощности
(ЭИИМ):
Рэиим = Рпд ηпд Gпд ,
(2.2)
- 88 -
которая является произведением мощности передатчика на усиление
антенны. В теории спутниковой связи эту характеристику рассматривают как
один из важнейших показателей ССС. Отметим также, что параллельно с
ЭИИМ для характеристики энергетических показателей ССС вводят также
понятие добротности станции:
Q=G/Т
(2.3)
где G – усиление антенны на частоте приема; Т – суммарная шумовая
температура станции.
Если считать, что излучаемая волна сферическая и распространяется во
всех направлениях равномерно, то с изменением расстояния плотность
потока мощности уменьшается пропорционально квадрату расстояния d, т.е.
Тогда мощность входного сигнала приемника:
Рпр вх = (Рпд ηпдηпр Gпд Gпр ) / Lсв
(2.4)
Основные потери Lсв = (4πd / λ)2 , где d - наклонная дальность.
Эффективная площадь апертуры связана с коэффициентом усиления
антенны следующим выражением:
G = (4πSэфф ) / λ2
(2.5)
Рпр вх = (Рпд ηпдηпр Gпд Gпр ) / Lсв
(2.6)
В выражении (2.6) числитель характеризует аппаратурные параметры
линии, а знаменатель – потери в свободном пространстве. В теории
радиосвязи уравнение (2.6) называют основным уравнением радиосвязи,
устанавливающим связь между мощностями сигналов приема и передачи в
свободном пространстве.
Очевидно, что кроме основных потерь существует и ряд
дополнительных потерь, упомянутых ранее. Суммарные потери могут быть
учтены, если в знаменатель выражения (4.6) вместо
Lсв подставить
множитель
L∑ = L0 Lдоп
(2.7)
где Lдоп - дополнительные потери.
Рпр вх = (Рпд ηпдηпр Gпд Gпр ) / L∑
(2.8)
Соответственно, воспользовавшись уравнением (4.8), можно определить
требуюму мощность передатчика при заданной мощности сигнала на входе
приемника участка линии связи ССС:
- 89 -
Рпд = (Рпр вх L∑ ) / (ηпдηпр Gпд Gпр)
(2.9)
Cуммарная мощность аддитивных шумов, связанных в основном с тепловыми процессами, может быть аппроксимирована как
РШ ∑ = к Т∑ ∆fш
(2.10)
где к = 1,38 • 10-23 Вт/Гц • град - постоянная Больцмана;
∆fш - эквивалентная шумовая полоса приемника, Гц;
Т∑
- эквивалентная шумовая температура приемной станции,
приведенная ко входу приемника.
Таким образом, используя полученные выражения, можно определить
значения коэффициентов ошибки на каждом из участков линии и
результирующее отношение кош вых на выходе линии при заданных
параметрах оборудования.
2.6.2 Определение параметров земных станций при заданном качестве
передачи мнформации
Отметим, что в данном случае известны энергетические параметры
БРТК, так как предполагается, что спутник связи уже выбран.
Как правило, жесткие ограничения накладываются на энергетические
показатели линии «вниз».
Полагая, что доля ошибок, вносимых первым и вторым участками линии,
составляет 1/а и 1/b соответственно от их общего количества, получаем:
кош вых = (1/а) кош вых + (1/в) кош вых
(2.11)
При этом 1/а + 1/в =1,
где а и в – коэффициенты запаса,
характеризующие энергетические затраты на участках радиолинии.
На практике:
- значения коэффициентов а и b всегда больше 1;
- равенство коэффициентов соответствует случаю равенства
энергетических затрат на обоих участках линии;
- область выбора коэффициентов в зоне 1<b<2 соответствует
варианту, когда энергетика ретранслятора жёстко ограничена, а
земной станции — нет;
- область выбора коэффициентов 1<а<2 соответствует
обратной ситуации.
Рекомендуемая последовательность расчетов следущая:
- 90 -
1 Расссчитывается требуемое значение коэффициента ошибок на линии
«вниз» с учетом предварительно выбранного коэффициента запаса «в»:
кош тр 2 = кош вых / в
(2.12)
2 По соответствующим аналитическим или графическим зависимостям
определятся требуемое значение отношения сигнал/шум (Рпр тр /Рш)З тр.
3 Рассчитывается величина мощности шумов на входе приемника:
РШ ∑ = к Т∑ ∆fш
(2.13)
Значение шумовой полосы приемника необходимо рассчитать с учетом
заданной скорости передачи информации и метода модуляции в радиостволе.
Например, при многопозиционной фазовой модуляции ширина спектра частот
модулированного сигнала по первым нулям спектра принимается равной:
∆fш = В / log2 М,
(2.14)
где В – скорость передачи информации ;
М – позиционность модуляции.
4 Значение требуемой мощности сигнала на входе приемника равно:
Рпр тр = А ∆fш ,
(2.15)
где А – полученное значение требуемого коэффициента ошибок.
5 Используя выражение (2.9), можно определить требуемое значение
коэффициента усиления приемной антенны земной станции:
Gпр З = (Рпр вх L∑ ) / (Рпд Б ηпдηпр)
(2.16)
6 Производится выбор антенны приемной антенны ЗС с нужным
усилением
7 Определяется значение коэффициента «а»:
а = в / (в - 1)
- 91 -
(2.17)
8 Производится расчет требуемого отношения сигнал/шум на линии
«вверх»:
кош тр 1 = кош вых / в
(2.18)
9 В изложенной выше последовательности определяется кош 1 и
требуемые значения мощности передатчика и усиления передающей
антенны ЗС.
2.6.3 Расчет коэффициента ошибок на выходе линии при отсутствии
регенерации сигнала в БРТК
В данном случае происходит накопление шумов на линии спутниковой
связи. Поэтому кош вых определятся следующим образом:
кош вых = f [(Рпр вх) / Рш л],
(2.19)
где Рш л = Рш 1 + Рш 2 – суммарная мощность шумов на входе приемника
ЗС.
2.6.4 Краткая характеристика факторов, влияющих на энергетику
CCC
2.6.4.1 Поглощение энергии сигналов в атмосфере
Распространение радиоволн на линиях ССС связано с потерями
энергии на поглощение в ионосфере и тропосфере, причем в диапазоне
частот выше 500 МГц наиболее существенными являются тропосферные потери, вызванные так называемыми «глазами тропосферы» - кислородом и
водяными парами, а также гидрометеорами и дождями.
Величина ослабления в условиях «ясного неба» зависит от погонного
ослабления в кислороде и водяном паре, которое зависит от частоты и
концентрации водяного пара, от эквивалентной толщины (высоты) кислорода
и водяного пара.
Частотные зависимости суммарного молекулярного ослабления
показаны на рисунке 2.30. Видно, что с ростом частоты ослабление сигнала в
тропосфере существенно увеличивается и для миллиметровых волн это
ослабление может достигать значений более 10 дБ по мощности.
Усредненные значения погонного ослабления в диапазоне частот от 10
до 20 ГГц приведены в таблице 4.3. Необходимо отметить то, что, если
ослабление в кислороде в этом диапазоне практически постоянно и в
- 92 -
основном определяется эквивалентной толщиной слоя кислорода h02 , то
поглощение в парах воды зависит от плотности водяного пара ρ, г /м3.
а, дБ/км
100
10
φ = 00
1,0
φ = 100
φ = 900
0,1
f, ГГц
0,01
0,1
1,0
10
100
Рисунок 2.30 – Частотные зависимости молекулярного
ослабления
Таблица 2.3 – Значения погонного ослабления
ЧастоОслабление Ослабление
Ослабление
та,
в кислороде, в парах воды
в парах воды
ГГц
дБ/км
при ρ = 7,5 г/м, при ρ = 20 г/м,
дБ/км
дБ/км
10,0
0,02
0,004
0,01
15,0
0,02
0,03
0,08
20,0
0,02
0,3
0,3
Суммарное
погонное ослабление,
дБ/км
0,024...0,03
0,05...0,1
0,12...0,32
Плотность водяного пара ρ = 7,5 г /м3 является типичной (стандартной)
для континентальных районов с умеренным климатом. Плотность ρ = 20 г /м3
характерна для нижних слоев тропосферы над морями субтропической и
тропической зон, а также для прибрежных районов суши в этих широтах.
Если считать, что средние значения эквивалентных толщин слоев
кислорода и водяного пара составляют соответственно 6 и 2,2 км, то с
учетом данных таблицы 2.3 можно рассчитать общее погонное ослабление
La 0 , которое, в частности, на частоте 20 ГГц составляет:
- 93 -
Lаo =0,02- 6 + 0,1 -2,2 = 0,32 дБ при р = 7,5 г/м3 и 0,78 дБ при р = 20г/м3.
2.6.4.2 Ослабление сигнала, вызванное дождем
Интенсивность рассеивания и поглощения энергии радиоволн в дожде
зависит от интенсивности дождя lт, мм/ч. Кроме того, существенную роль
играют размер области, занятой дождем, электрические свойства частиц,
климатический район расположения наземной станции, а также такой фактор, как неравномерность дождя. Дожди сильной интенсивности локализованы и имеют ярко выраженное ядро большой интенсивности, а также
обширную зону (крылья), в которой интенсивность убывает по мере удаления
от ядра. Характерно и то, что чем выше интенсивность дождя, тем меньше
его продолжительность. Так, например, по данным многочисленных
наблюдений при интенсивности дождя 2 - 4 мм/ч диаметр дождевого облака
равен примерно 30 - 45 км, а продолжительность дождя может составить от 5
до 13 час, а при интенсивности 64 мм/ч эти же показатели соответственно
равны 1 км и 0,06 ч. Важным фактором для расчетов ослабления сигнала в
дождях является также их средняя продолжительность в данном климатическом районе или среднегодовая интенсивность, которая для этого района не
превышает реальную продолжительность 99% времени в году, или,
наоборот, превышает ее 0,01% времени.
Строгая количественная оценка коэффициента ослабления в дожде с
учетом всех влияющих факторов затруднена и обычно используют
усредненные эмпирические оценки для той или иной климатической зоны с
учетом данных многочисленных экспериментальных наблюдений. Поэтому
здесь приведем методику расчета ослабления сигнала в дожде,
рекомендуемую МККР (отчет 564-2), в соответствии с которой множитель
ослабления в дожде, превышающий в 0,01% времени года, определяют как
Lд = ξд dд r0,01
(2.20)
где ξд - погонное ослабление сигнала в дожде, дБ/км; dд - наклонная
дальность в дожде; r0,01 - фактор уменьшения, учитывающий неравномерность дождя в 0,01% времени.
В этом случае сначала определяют высоту нулевой изотермы (линии
постоянной температуры) в зависимости от широты земной станции, затем
определяют высоту дождя, км и далее вычисляют длину пути сигнала (в км)
по наклонной трассе от станции до высоты дождя.
Фактор уменьшения r0,01, учитывающий неравномерность дождя
для 0,01% времени, можно рассчитать как:
r0,01 = 90 / (90 + dд cos φ0))
2.6.4.3 Ослабление сигнала в тумане и облаках
- 94 -
(2.21)
Ослабление сигнала в тумане и облаках существенно меньшее, чем в
дожде, даже в мощных конвекционных облаках, однако вероятность
(длительность) ослаблений значительно больше. Так, например,
распространение в облаках на частотах 10...30 ГГц может приводить к
продолжительным ослаблениям сигнала в течение 5... 10% времени на 0,5...
1 дБ и 4...5 дБ в малых процентах времени (порядка 0,1%).
Ослабление в тумане зависит от количества жидкой воды в единице
объема, т.е. от так называемой водности Мт, измеряемой в Гм3. Значение
множителя ослабления в тумане зависит также и от значения удельного
погонного ослабления
кт, измеряемого в дБм3/Гкм. Таким образом
множитель ослабления сигнала в тумане может быть представлен в виде
Lт = Кт Мт rт
(2.22)
где гт - длина пути распространения сигнала в тумане. Значение множителя
удельного погонного ослабления Кт в диапазоне частот 10...20 ГГц при
температуре воздуха от минус 8 до минус 20оС лежит в пределах 0,1 ...0,5
дБм3/Гкм, а при температуре от 0 до 20оС на частоте 12 ГГц этот
коэффициент составляет 0,1...0,5 дБм3/Гкм, т.е. с ростом температуры
уменьшается. Водность Мт зависит от оптической видимости и тем больше,
чем меньше оптическая (таблица 2.4).
Таблица 2.4
Водность, Г/м3
2
1
0,5
0,2
0,1
0,05
Оптическая видимость, м
30
50
80
200
300
400
Вероятность появления туманов в равнинной местности в холодное
время года составляет 3...5% и 0,6...2% в теплое. Приземные туманы могут
захватывать большие районы, при этом горизонтальные размеры таких
туманов могут лежать в пределах от нескольких сот метров до нескольких
сот километров, а вертикальные от 300 м до 2,5 км.
2.6.5 Пример энергетического расчета спутниковой линии
В процессе энергетического расчета решаются два типа задач:
1) Расчет качества передачи информации по линии при заданных
параметрах ССС;
2) Расчет требуемых параметров оборудования ССС при заданном
качестве передачи информации.
Рассмотрим
порядок
решения
- 95 -
задач
первого
типа.
Исходные данные для расчета:
- ИСЗ расположен на геостационарной орбите;
- Рпрд зс = 100 Вт; Рпрд б = 10 Вт;
- диаметры приемной и передающей антенн БРТК Dпрм б , = Dпрд б 2,5 м;
- диаметр передающей антенны ЗС равен Dпрд зс = 12 м;
- усиление приемной антенны ЗС – 20 дБ;
- шумовая температура бортового приемника – 3000 К
- шумовая температура приемника ЗС – 5000 К
- наклонная дальность R0 = 40000 км;
- угол места α = 10°;
- Lф прм зс = Lф прм б = 1, 0 дБ;
- Lф прд зс = Lф прд б = 1, 0 дБ;
- Lпол прд = Lпол прм = 1, 0 дБ;
- Lатм и Lд малы и в совокупности равны 1 дБ;
- частота сигнала на линии «вверх» - 6 ГГц;
- частота сигнала на линии «вниз» - 4 ГГц.
Обобщенная структурная схема ССС приведена на рисунке 2.31.
Проведем расчет отношений сигнал/шум на выходах бортового и земного
приемников (наличие регенератора на БРТК).
Найдем отношение сигнал/шум на выходе приемника бортового
ретранслятора.
Мощность полезного сигнала на входе бортового приемника равна:
РС ВХ Б РЭИИМ ЗС GПРМ Б LФ ПРМ Б LΣ1 , дБВт
где LΣ1 - суммарные потери на 1-м участке ЗС1-ИСЗ:
L1 LСВ LАТМ LД LПОЛ , дБ
Lсв - потери в свободном пространстве; Lатм - потери обусловленные
поглощением радиоволн в атмосфере без дождя;
Lд - потери в дожде и других гидрометеорах;
Lпол - потери из-за несовпадения плоскостей поляризации сигнала и
антенны.
Передающая станция характеризуется
излучаемой мощностью (ЭИИМ).
Для ЗС1 ЭИИМ будет равна:
- 96 -
эквивалентной
изотропно-
БРТК
ТΣб
ПРМ
Рпрд б
ПРД
Gпрм б
Gпрд б
f2 = 4 ГГц
f1 = 6 ГГц
2
1
Gпрм зс
Gпрд зс
МОД
Рпрд зс
УМ
ПРМ
ЗС1
ДЕМОД
ТΣзс
ЗС2
Рисунок 2.31 - Структурная схема ССС
PÝÈÈÌ
ÇÑ
GÏÐÄ
ÐÏÐÄ
ÇÑ
GÏÐÄ
2 D2
2
ÏÐÄ ÇÑ
ÇÑ
ÇÑ
LÔ ÏÐÄ
ÇÑ
, дБВт
0,7 310000
где: D - диаметр антенны; 0,7 - КПД антенны,
Так как λ = с/f, f1 = 6 ГГц, то λ = 5 см,
Рпрд зс = 10 lg Рпрд = 10 lg 100 = 20 дБВт,
Gпрд зс = 10 lg Gпрд зс = 10 lg 31000 = 55,2 дБ, .
Рэиим зс = 20 +55,2 – 1 = 74,1 дБВт
Ослабление энергии в свободном пространстве определяется уменьшением
плотности мощности при удалении от излучателя:
4R0
LСВ
,
2
- 97 -
где R0 - расстояние между ЗС и ИСЗ в км;
Потери в свободном пространстве:
10 lg Lсв = 200 дБ;
В атмосфере кислород и водяные пары поглощают энергию радиоволн.
Потери при распространении в атмосфере зависят от длины пути сигнала в
атмосфере, и определяются углом места α. Толщина дождевой зоны при α = 10º
составляет обычно 2 км. В соответствии с исходными данными:
LΣ1 = 204 дБ
Учитывая, что Gпрм б = 30 дБ (диаметр антенны 2,5 м), мощность сигнала на
входе приемника ИСЗ будет равна:
РС ВХ Б РЭИИМ ЗС GПРМ Б LФ ПРМ Б L1. = 74, 1 + 30 – 204 = - 99, 9 дБВт
Уровень шумов на выходе приемника (вход демодулятора) определяется в
основном эффективной шумовой температурой антенны Та. и шумовыми
свойствами приемника. Суммарная эффективная шумовая температура антенны
ТаΣ учитывает влияние антенны, среды распространения радиоволн и фидера
(рисунок 2.32).
Тпр
Та
Т0
ПРМ
Рисунок 2.32 - Суммарная эффективная шумовая температура антенны ТаΣ
Та ∑ = Та + Т0
где Та - эффективная шумовая температура антенны (ЭШТ);
Т0 - шумовая температура фидера;
Антенна ИСЗ главным лепестком диаграммы направленности
ориентирована на Землю. И при учете всех факторов суммарная ЭШТ может
быть определена из выражения:
ÒàΣ ècç Òçåì Òàòì 2 ÒÊ 290 30 6 326Ê
При
f = 6 ГГц и α = 10°, Татм = 300 К, Тк ≤ 100 К и Тзем = 2900 К; ε = 0,3
коэффициент, учитывающий прием шумов Тзем боковым лепестком диаграммы
- 98 -
направленности антенны; ΔТ ≈ 0, т.к. приращение шумов из-за омических
потерь в антенне равно ΔТ = 20 К.
Мощность тепловых шумов на входе приемника без учета шумовых
свойств определяется выражением:
РШ ВХ ПРМ k Т а f УПЧ ,
где k 1,38 10 23
Âò
ãðàäóñ - постоянная Больцмана,
Ãö
Δfупч - шумовая полоса пропускания приемника, в которой оцениваются
шумы.
При ∆fУПЧ = 40 МГц мощность шумов равна:
Р ш вх прм = 1,38 х 10-23 х 326 х 40000000 = 1,8 х102 х 10-16 = 1,8 х10-14 Вт
Или в дБВт: Р ш вх прм, дБВт = 2, 5 - 140 = -137,5 дБВт.
Найдем мощность шумов на выходе приемника:
Рш вых прм = к Т∑ ∆fУПЧ = 1, 38х10-23 (326 + 300) х 40000000
= 3,4 х 103 х 10-16 = 3, 4 х 10-13 Вт
Или в дБВт: Рш вых прм = 5, 3 – 130 = 124, 7 дБВт
Таким образом, отношение сигнал/шум на входе бортового приемника
равно:
(Рс / Рш )Б = Рс вх б - Р ш вых прм = - 99, 9 + 124, 7 = 25 дБ
Предположим, что на линии «вверх» используется QPSK. Тогда по кривой
рисунка 2.33 можно определить коэффициент ошибок:
кош = < 10-10
- 99 -
Pош
1
10-1
10-2
10-3
10-4
10-5
10-6
10-7
10-8
10-9
10
Eb/N0 ,dB
-10
0
2
4
6
8
10
12
14
Рисунок 2.33 –Зависимость коэффициента ошибок от
отношения сигнал/шум
Проведем аналогичный расчет для линии «вниз».
Мощность полезного сигнала на входе приемника ЗС2 равна:
РС ВХ ЗС2 РЭИИМ Б GПРМ ЗС2 LФ ПРМ ЗС2 L 2 ,
где LΣ2 - суммарные потери при распространении на 2-м участке ИСЗЗС2;
f2 = 4 ГГц, т.е. λ = 7,5 см,
Рпрд б = 10 дБВт, ;
Gпрд б = 30 дБ;
Рэиим б = 10 + 30 – 1 = 39 дБВт,
Lсв = 197 дБ;
Gпрм зс2 = 20 дБ
Рс вх прм зс2 = 39 – 197 + 20 + = – 115,5 дБВт
Мощность шумов на выходе приемника ЗС:
Рш вых прм = к Т∑ ∆fУПЧ = 1, 38х10-23 (326 + 500) х 40000000
= 4, 5 х 103 х 10-16 = 4, 5 х 10-13 Вт
Или в дБВт:
- 100 -
Рш вых прм = 5, 6 -130 = - 124,4 дБВт
Отношение сигнал / шум на выходе приемника земной станции:
(Рс / Рш )З = - 115,5 + 124, 4 = 8,9 дБ
Значение коэффициента ошибок на выходе приемника земной станции:
кош = = 10-5,5
При наличии регенепатора на БРТК результирующий коэффициент ошибок
на выходе приемника земной станции равен:
кош ∑ = кош 1 + кош 2
В нашем случае можно считать, что кош ∑ = кош 2 , так как кош 2 >> кош 1 .
Проведем расчет качества передачи для случая отсутствия регенератора
на БРТК.
В данной ситуации при расчете величины (Рс / Рш )З вместо Рш необходимо
подставить значение суммарной мощности шумов на линиях «вверх» и «вниз» ,
т.е.:
Рш = 3,4 х 10-13 + 4,5 х 10-13 = 7, 9 х 10-13 , Вт
Или в дБВт: Рш = 8,8 – 130 = - 121 дБВт
Таким образом:
(Рс / Рш )З = - 115,5 + 121 = 6, 0 дБ;
кош ∑ = 0,8 х 10-3
2.6.6 Контрольные вопросы
1. Что понимается под параметром «эквивалентная изотропно
излучаемая мощность»?
2. Каким образом определяется добротность приемной станции?
3. Поясните, как рассчитывается коэффициент ошибок на выходе
линии радиосвязи при наличии (отсутствии) регенератора на БРТК
4. Запишите и поясните выражение для расчета коэффициента усиления
антенны
5. Объясните физический смысл величин, входящих в основное
уравнение радиосвязи
7. Каким образом рассчитывается мощность шумов на входе
- 101 -
приемника?
8. Поясните физический смысл коэффициентов запаса
9. Назовите и поясните основные причины потерь энергии сигнала в
спутниковых линиях связи
2.7 Краткий обзор существующих ССС
2.7.1 Области применения ССС
Области применения ССС, как и любой крупномасштабной технической
системы, в различных сферах общества определяются политическими,
экономическими, социальными, техническими и корпоративными интересами.
Спутниковым системам отводится важная роль в формировании национальных и глобальной информационных структур, а также во всех сферах
деятельности государств. При реализации ССС каждое государство
руководствуется внешними и внутриполитическими интересами. ССС
рассматриваются
правительствами стран как стратегический ресурс,
приобретение и эффективное использование которого являются задачами
национального масштаба. Из общих задач, решаемых с использованием ССС,
можно выделить следующие:
• обеспечение национальной безопасности;
• беспрепятственное распространение открытой информации о
жизнедеятельности государства;
• сохранение и развитие контактов граждан;
• развитие образования, науки, техники и культуры;
• обеспечение доступа граждан, предприятий и организаций, органов
государственного управления к национальным и международным
информационным ресурсам по различным сферам согласованной
деятельности;
• обеспечение информационной безопасности;
• взаимодействие в области чрезвычайных ситуаций, стихийных
бествий и катастроф, своевременное информирование по этим
вопросам и информационное сопровождение при их ликвидации;
• создание условий взаимовыгодного использования информационных
ресурсов различных государств,
• координация действий в борьбе с терроризмом, организованной
преступностью, наркобизнесом и др.
Спутниковая связь обладает важнейшими достоинствами, необходимыми
для построения крупномасштабных телекоммуникационных сетей:
1. С помощью ССС можно достаточно быстро сформировать сетевую
инфраструктуру, охватывающую большую территорию и не зависящую от
состояния наземных каналов связи.
- 102 -
2. Использование современных технологий доступа к ресурсам
спутников- ретрансляторов и возможность одновременной доставки
информации практически неограниченному числу пользователей значительно
снижают затраты на создание и эксплуатацию сети.
2. Использование ССС в новых информационных технологиях
3. По одному и тому же каналу можно передавать разнородную
информацию
(голос,
данные,
изображения,
Интернет-приложения)
непосредственно в любую периферийную точку сети. Эти достоинства
спутниковой связи делают её весьма привлекательной и высоко-эффективной
даже в регионах с хорошо развитыми телекоммуникациями. В
развитых странах существует устойчивая тенденция роста загородных поселков
для финансово обеспеченных слоев общества, которые являются
потребителями самых современных услуг связи и готовы платить за эти услуги.
Более того, многие компании с территориально-распределенной структурой
крайне заинтересованы в снижении затрат на оплату услуг связи и все чаще
отказываются от сетей общего пользования, предпочитая создавать
собственные более экономичные спутниковые сети связи.
Современный
рынок услуг ССС изобилует широким спектром технических решений для
построения такого рода сетей.
Можно выделить следующие традиционные и новые области применения
перспективных ССС:
• организация магистральных, внутризоновых и местных линий связи в
составе существующих национальных сетей;
• предоставление связных ресурсов для сетей передачи данных;
• развитие корпоративных сетей связи с использованием современных
VSAT-технологий;
• развитие сетей международной телефонной связи;
• распределение по территории страны государственных, региональных,
местных и коммерческих теле- и радиопрограмм;
• развитие сетей передачи электронных версий периодических изданий и
рекламы;
• резервирование магистральных каналов наземных сетей;
• создание широкополосных сетей интегрального обслуживания
индивидуальных и корпоративных пользователей;
• организация сети магистральных каналов для объединения в единую
инфотелекоммуникационную структуру наземных локальных, городских и
районных широкополосных сетей интегрального обслуживания;
• непосредственное вещание на индивидуальные приемные терминалы
пользователей теле- и радиопрограмм;
• создание региональных и глобальных сетей подвижной и персональной
подвижной спутниковой связи, базирующихся на различных типах
орбитальных группировок ретрансляторов;
• предоставление связных ресурсов для глобальных сетей сбора
информации и мониторинга;
• организация каналов связи для удаленных подвижных пользователей
- 103 -
(корабли, самолеты) и других пользователей, не имеющих непосредственного
кабельного соединения с наземными сетями общего пользования.
В последние два десятилетия телевидение, в том числе и спутниковое,
активно ориентируется на цифровые способы передачи, поскольку они дают
более
высокое качество изображения и одновременно обеспечивают
экономический эффект для пользователей, а также дополнительные прибыли
для операторов спутниковых и кабельных вещательных сетей.
Длительное время основным препятствием для внедрения цифровой
передачи являлась сложность аналого-цифрового преобразования. Аналоговый
ТВ сигнал занимает полосу частот около 6 МГц, что в соответствии с теоремой
Котельникова требует частоты дискретизации не менее 12 МГц. Один кадр
цветного телевизионного изображения содержит более 150000 элементов
(пискселей — pixels). При частоте следования кадров 25-30 Гц и использовании
традиционного подхода к преобразованию в цифровую форму телевизионный
сигнал требует передачи со скоростью более 200 Мбит/с. Очевидны проблемы,
возникающие при передаче и хранении столь высокоскоростных потоков.
Например, если стандартные дискеты имеют емкость 1,44 Мбайт A1,5
Мбит), то для хранения обычного кинофильма продолжительностью 100 минут
потребовалось бы более 100000 дискет. Скорость обмена между жестким
диском и процессором бытового компьютера составляет величину порядка 2
Мбайт/с, а скорость считывания с компакт диска (CD) равна примерно 1,5
Мбит/с, что значительно ниже требуемой скорости обмена.
Полоса
пропускания стандартных спутниковых приемопередатчиков Ки -диапазона
обычно не превышает 72 МГц и не позволяет обеспечить ретрансляцию
широкополосного цифрового ТВ сигнала.
С другой стороны, известно что телевизионный сигнал в значительной
мере избыточен в том смысле, что скорость передачи (полоса частот)
цифрового ТВ-потока может быть существенно сокращена без заметного
снижения качества передаваемого изображения. Используя алгоритмы
уменьшения избыточности (сжатия) телевизионного сигнала, можно снизить
требуемую скорость передачи до приемлемого уровня. Известно много
способов сжатия телевизионного сигнала. Для обеспечения совместимости
телевизионной аппаратуры и каналов передачи в 1988 году в рамках
совместной деятельности Международной организации по стандартизации ISO
(International Standards Organization) и
Международной электрической
комиссии IEC (International Electrotechnical Commission) был сформирован
подкомитет, получивший название MPEG (Motion Picture Experts Group).
Результатом деятельности этой группы явилась разработка в середине 90-х
годов семейства стандартов сжатия и передачи телевизи- онного сигнала,
получивших одноименное название MPEG. Основными целями разработки и
внедрения стандартов были:
• снижение скорости цифрового потока до технически и экономически
приемлемого значения при сохранении высокого качества передаваемого
изображения;
- 104 -
• устранение разрыва между европейской F25 строк, частота кадров 25
Гц) и американской E25 строк, частота кадров 30 Гц) телевизионными
системами;
• преодоление рассогласования между принципами формирования
телевизионного (черезстрочная развертка) и компьютерного (прогрессивная
развертка) изображений;
• согласование разных методов кодирования цвета и геометрических
форм элементов изображения, используемых в различных аналоговых
телевизионных системах.
Сжатие телевизионного сигнала обеспечивает:
• значительное сокращение требуемой скорости передачи (полосы
частот);
• более высокое качество передачи изображения, проявляющееся в резком
снижении многоконтурности, шумов в виде «снега» и прочих искажений,
присущих аналоговым способам передачи;
• большую устойчивость по отношению к шумам и помехам;
• возможность использования менее мощных передатчиков;
• возможность использования более простых и дешевых приемных
устройств;
• быструю окупаемость инвестиций в производство аппаратуры,
благодаря снижению стоимости космического сегмента сети;
• увеличение числа транслируемых телевизионных каналов при
неизменной пропускной способности ретранслятора.
Для систем телевизионного вещания, в том числе спутникового,
разработан стандарт MPEG-2 (ISO/IEC 13818-2).
Устройства, осуществляющие сжатие и восстановление цифрового
телевизионного сигнала, получили название кодеков {CODEC —
COderDECoder}.
Новым направлением в области спутникового ТВ-вещания является
трансляция телевизионных каналов для подвижных средств (поезда, яхты,
воздушные и речные суда, грузовики дальних перевозок и т.д.).
Перспективным направлением считается и непосредственное спутниковое
цифровое радиовещание {DAB — Digital Audio Broadcasting} для
фиксированных и подвижных пользователей, обеспечивающее трансляцию
новостей, музыки и прочих программ, справочно-информационных данных.
2.7.2 Сети подвижной спутниковой службы
2.7.2.1 Сети «Inmarsat»
Подвижная спутниковая связь стала реальностью в начале 80-х годов
прошлого столетия с введением в эксплуатацию геостационарной сети
Inmarsat, предназначенной для телефонной связи и передачи данных между
морскими судами и береговыми ЗС, выполняющими функции шлюзов с
наземными сетями связи общего пользования.
- 105 -
Корабельные терминалы Inmarsat оснащались достаточно громоздкими
антенными системами с высоким коэффициентом усиления и в принципе мало
отличались от ЗС среднего класса фиксированной спутниковой службы. В
начале 90-х годов технологический прогресс привел к появлению
персональных автомобильных и носимых (в виде кейса) пользовательских
терминалов. Услуги, предоставляемые сетями подвижной спутниковой службы
(СПСС), достаточно широки:
• телефонная связь;
• пейджинговая связь;
• передача данных;
• электронная почта (в том числе передача речевых пакетов);
• диспетчерская связь;
• местоопределение пользователей;
• глобальный роуминг.
Местоопределение является дополнительной услугой.
В состав любой сети подвижной спутниковой службы, показанной на
рисунке 2.34, входят один или несколько спутников-ретрансляторов, одна или
несколько шлюзовых станций (ШС), осуществляющих стыковку с наземными
сетями,
центральная земная станция (ЦЗС) и большое количество
пользовательских терминалов, устанавливаемых на подвижных средствах
(морские и речные суда, самолеты, автомобили и т.п.), а также переносные
терминалы.
В СПСС обычно предусмотрен информационный обмен только между
подвижными абонентами и фиксированными абонентами, входящими в состав
наземных сетей. При многостанционной работе используется частотное или
временное уплотнение каналов с применением протокола множественного
доступа предоставления каналов по требованию.
По области обслуживания можно выделить глобальные, региональные и
национальные сети подвижной спутниковой службы.
В принципе, СПСС мало отличаются от сетей фиксированной
спутниковой службы за исключением того, что приемопередающие антенны
пользовательских терминалов имеют, по понятным причинам, небольшой
коэффициент усиления и используются другие диапазоны частот. Радиолинии
связи между подвижными пользователями и ретрансляторами (абонентские
линии) работают в диапазоне частот 1-3 ГГц (I- и 5-диапазоны), а между
ретрансляторами и ШС (фидерные линии) в диапазоне 4-30 ГГц, в специально
выделенных участках спектра.
Все эксплуатирующиеся СПСС до недавнего времени базировались на
геостационарных ретрансляторах. Для организации СПСС могут быть
использованы специализированные спутники либо задействованы отдельные
стволы универсальных ретрансляторов.
- 106 -
СР
Авиапользователи
ШС
Морские
пользователи
ШС
Сухопутные
пользователи
Наземные сети
общего пользования
Рисунок 2.34 – Конфигурация сети ПСС
Рассмотрим более подробно первую глобальную СПСС Inmarsat,
владельцем которой является одноименная организация Inmarsat (International
Maritime Satellite Organization) — Международная организация морской
спутниковой связи. Сеть Inmarsat используют в 80 странах мира. Изначально
она создавалась для обеспечения связью военно-морского флота и морских
перевозок, последняя ее реализация рассчитана также и на сухопутные и
воздушные транспортные средства.
Структура ССПС Inmarsat показана на рисунке 2.35.
Как и большинство систем спутниковой связи, система «Инмарсат» состоит
из следующих сегментов:
- космического;
- наземного;
- пользовательского.
Космический сегмент состоит из геостационарных спутников и включает
четыре основных, один запасного, а также четыре спутника второго поколения,
запущенных ранее и находящихся в эксплуатации.
- 107 -
ИСЗ
запасной
ИСЗ
действующий
СЗС
СЗС
БЗС
БЗС
КСС
БЗС
Наземные сети связи
Рисунок 2.35 - Структурная схема сети «Инмарсат»
Основные спутники получили свои названия
территориями, над которыми они расположены:
в
соответствии
с
- Индоокеанский спутник (IOR) – 64, 50 в.д.;
- Тихоокеанский спутник (POR) – 1780 в.д.;
- Восточно-Атлантический спутник – 15, 50 з.д.;
- Западно-Атлантический спутник – 540 з.д.
Карта покрытия территории Земли приведена на рисунке 2.36.
Спутники «Инмарсат» покрывают окло 98% земной поверхности. гарантированное покрытие обеспечивается в среднем от 700 ю.ш. до 700 с.ш.
Радиально-узловая топология сети Inmarsat обеспечивает взаимодействие
мобильных и стационарных терминалов с центрами управления, но не
поддерживает режим прямой связи мобильных абонентов между собой. Это до
нескольких минут замедляет обмен сообщениями за счет накопления и
обработки информации на узловых станциях. Однако для аварийных и
экстренных сообщений предусмотрен специальный режим, при котором
обработка занимает всего несколько секунд.
В перечень услуг, предоставляемых системой Inmarsat, входят также
автоматизированный сбор информации с датчиков транспортных средств,
определение координат абонента, координация поисково-спасательных работ и
отслеживание угона транспортных средств.
- 108 -
Рисунок 2.36 – Карта покрытия системы «Инмарсат»
В настоящее время спутниковая группировка включает в себя 11
спутников. В настоящее время основная часть потока данных обрабатывается
спутниками третьего поколения (5 спутников), запущенными в 1996—1998
годах. Они постепенно заменяются спутниками четвёртого поколения;
запущено четыре спутника (Inmarsat-4), два в 2005 году и один в 2008 году, и
четвертый в 2009.
Наземный сегмент включает береговые земные станции (БЗС). Включает в
себя глобальную сеть береговых земных станций (Coast (Land) Earth Station,
CES, LES), координирующие станции сети (КСС) (Network Coordination Station,
NCS) и Центр эксплуатации сети в Лондоне. БЗС обеспечивают линию связи
между спутником и наземными сетями связи и одновременно могут
предоставлять несколько каналов для связи с СЗС. БЗС связаны с береговыми
коммуникационными сетями:
международная
сеть
телекс
(telex);
- коммутируемые телефонные сети общего пользования (PSTN);
сеть
цифровых
телефонных
станций
(ISDN);
- сеть передачи данных с пакетной коммутацией (PSDN);
- Internet, E-mail и др.
Через БЗС осуществляется связь со спасательно-координационым центром,
а также со специальными службами с помощью двузначных кодов. Через КСС
- 109 -
осуществляется передача сообщений РГВ. КСС связана со всеми БЗС своего
океанского района, с КСС других океанских районов и с Центром эксплуатации
сети «Инмарсат в» Лондоне.
Используемые диапазоны частот:
БЗС – спутник……….6425 – 6443 МГц;
Спутник – БЗС………3600 – 3623 МГц.
Парк терминалов на подвижных объектах – судовые земные станции (СЗС)
(Ship Earth Station – SES). Терминалы связи, устанавливаемые на борту судна,
предназначенны для связи с береговыми абонентами через спутник и БЗС.
На
территории Российской
Федерации услуги
«Инмарсат»
предоставляет ФГУП «Морсвязьспутник».
Отличительной особенностью судовых станций стандарта Инмарсат-С
является малогабаритная всенаправленная антенна, которая также позволяет
работать в системе GPS (рисунок 4.37). СЗС Inmarsat-C, как правило, имеют
встроенный приемник РГВ для приема сообщений службы безопасности
мореплавания (Safety NET) и коммерческой службы флота (Fleet NET).
Развитие ССС «Инмарсат» осуществляется гармонично на основе
принципов преемственности и сохранения ранее введенных стандартов по
услугам связи. С учетом вышесказанного в данном подразделе в качестве
базового варианта при изложении материала по принципам построения ССС
«Инмарсат» используется описание «Стандарта-А».
Рисунок 2.37 - Антенна СЗС «Inmarsat-C», с круговой диаграммой
- 110 -
направленности
.
2.7.2.2 Глобальная спутниковая система связи «Globalstar»
Система Globalstar представляет собой консорциум Globalstar L.P.,
состоящий из международных телекоммуникационных компаний Loral Space &
Telecommunications, Qualcomm, Elsag Baily, Space Systems/Loral, Daimler-Benz
Aerospace, Alenia, Alcatel, Hyundai, Dacom и операторов связи - France Telecom,
Vodafone Goup. Консорциум был основан в 1991 году. Система Globalstar
формировалась как система, предназначенная для взаимодействия с
существующими сотовыми сетями, дополняя и расширяя их возможности за
счет осуществления связи за пределами зон покрытия. Кроме того, система
предоставляет возможность использования ее в качестве альтернативы для
стационарной связи в удаленных районах, где пользование сотовой связью или
сетью общего пользования по каким-либо
причинам
невозможно.
В России оператором спутниковой системы связи Globalstar является
закрытое акционерное общество «ГлобалТел». Как эксклюзивный поставщик
услуг глобальной подвижной спутниковой связи системы Globalstar, ЗАО
«ГлобалТел» предоставляет услуги связи на территории всей Российской
Федерации. Благодаря созданию компании ЗАО «ГлобалТел», у жителей
России появилась еще одна возможность связаться через спутник из любой
точки России практически с любой точкой мира (рисунок 2.38).
Рисунок 2.38 – Территория обслуживания ЗАО «ГлобалТел»
Система Globalstar предоставляет спутниковую связь высокого
качества для своих абонентов с помощью 48 рабочих и 8 запасных
- 111 -
низкоорбитальных спутников, находящихся на высоте 1410 км. (876 миль) от
поверхности Земли (рисунок 2.39). Система обеспечивает глобальное покрытие
практически всей поверхности земного шара между 700 Северной и Южной
широты с расширением до 740. Спутники способны принимать сигналы до 80%
поверхности Земли, т.е. практически из любой точки земного шара за
исключением полярных областей и некоторых зон центральной части океанов
(рисунок 2.40).
Спутники Globalstar
Размещение базовых
станций
Globalstar на
С и РРСП доц.
Б.Н.Маглицкий
территории
шара
Рисунок 2.39 –земного
СР системы
Globalstar
пятница, 24 февраля
2012 г.
пятница, 24 февраля
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
246
242
г. – Размещение базовых станций Globalstar на территории Земли
Рисунок 2012
2.40
Используемые частоты приведены в таблице 4.6.
Таблица 2.6 – Частоты системы Globalstar
Направление
- 112 -
Частоты, МГц
Телефон -Спутник
1610 - 1625
Спутник - Телефон
2483 - 2500
Спутник – Станция сопряжения
6875 -7055
Станция сопряжения - Спутник
5091 - 5250
Структура системы Globalstar показана на рисунке 2.41.
Структура системы Globalstar
пятница, 24 февраля
2012 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
239
Рисунок 2.41 – Структура системы Globalstar
Наземный сегмент системы Globalstar состоит из центров управления
космическими аппаратами, центров управления связью, сети региональных
наземных узловых станций сопряжения и сети обмена данными.
Станции сопряжения предназначены для организации радиодоступа
пользователей системы Globalstar к центрам коммутации системы при
установлении связи между пользователями системы, а также с пользователями
наземных и спутниковых сетей фиксированной и подвижной связи, с
операторами которых осуществляется межсетевое взаимодействие. Станции
сопряжения являются частью системы Globalstar и обеспечивают надежные
телекоммуникационные услуги связи для стационарных и мобильных
абонентских терминалов по всей глобальной зоне обслуживания Наземные
центры управления планируют графики связи для станций сопряжения, а также
контролируют выделение спутниковых ресурсов каждой станций сопряжения.
Центр управления спутниковым сегментом следит за системой
спутников. Вместе со средствами резервного Центра он производит контроль
орбит, обработку телеметрической информации и выдачу команд на
- 113 -
спутниковую группировку. Спутники системы Globalstar непрерывно передают
данные телеметрии, контролирующие исправность системы, а также
информацию об общем состоянии спутников. Центр также отслеживает запуски
спутников и процесс их развертывания в космосе. Центр управления
спутниковым сегментом и наземные центры управления поддерживают между
собой постоянный контакт через сеть передачи данных Globalstar.
Основные сведения о космическом сегменте системы Globalstar
приведены в таблице 2.7.
Таблица 2.7 – космический сегмент системы Globalstar
Активные космические аппараты
48
Число орбитальных плоскостей
8
Количество резервных КА в орбитальной плоскости
8
Всего активных КА в группировке
56
Высота орбит
1410 км
Наклонение орбит
520
Время функционирования
10 лет
Пользовательский сегмент системы Globalstar состоит из следующих
видов абонентских терминалов:
▪
▪
▪
▪
портативных многомодовых "трубок" (мобильных спутниковых
телефонов), аналогичных сотовым, имеющими сравнимые размеры, вес и
функциональные возможности. ЗАО «ГлобалТел» предлагает три типа
мобильных спутниковых аппаратов производства «Qualcomm», «Telit» и
Ericsson». Аппараты Ericcsson и Telit совместимы со стандартом GSM, a
Qualcomm, помимо Globalstar, работает в сетях AMPS и СDМА;
автомобильных комплектов, которые возможно смонтировать на любом
транспортном средстве: автомобиле, судне, самолете, и т.п.
стационарных комплектов с возможностью подключения обыкновенного
телефонного аппарата, малой офисной АТС либо таксофона;
спутниковых модемов, предназначенных для использования в различных
решениях, таких как обмен файлами между удаленными объектами,
WEB-серфинг, e-mail и т.п. на скоростях до 76,8 кбит/c. Модемы
обеспечивают двухсторонний канал связи с наземным, морским или
авиационным коммуникационным оборудованием. Модемы могут
использоваться совместно с мониторинговыми, измерительными
системами, системами телеметрии, SCADA-приложениями, в любых
применениях для передачи данных и т.п.
- 114 -
Спутники работают по архитектуре "согнутой трубы" (bent-pipe) принимая сигнал абонента, несколько спутников, используя технологию
CDMA, одновременно транслируют его на ближайшую наземную станцию
сопряжения. Наземная станция сопряжения, выбирает наиболее сильный
сигнал, авторизует его и маршрутизирует его до вызываемого абонента.
Система Globalstar разработана для предоставления высококачественных
спутниковых услуг для широкого круга пользователей, включающих:
голосовую связь, службу коротких сообщений, роуминг, позиционирование,
факсимильную
связь,
передачу
данных,
мобильный
Интернет.
Абонентами, пользующимися портативными и мобильными аппаратами,
могут стать деловые и частные лица, работающие на территориях, которые не
охвачены сотовыми сетями, либо специфика работы которых предполагает
частые деловые поездки туда, где нет связи или плохое качество связи. Система
рассчитана на широкого потребителя: представители средств массовой
информации, геологи, работники добычи и переработки нефти и газа,
драгметаллов, инженеры-строители, энергетики. Сотрудники государственных
структур России - министерств и ведомств (например, МЧС), могут активно
использовать
спутниковую
связь
в
своей
деятельности.
Специальные комплекты для установки на транспортных средствах могут
быть эффективны при использовании на коммерческом автотранспорте, на
рыболовных и других видах морских и речных судов, на железнодорожном
транспорте и т.д.
2.7.2.3 Низкоорбитальная система связи Iridium
Система Iridium относится к классу низкоскоростных персональных
систем радиотелефонной связи. Её отличительными особенностями являются
совместимость с наземными сетями сотовой радиотелефонной связи,
предоставление полного набора услуг (наряду с радиотелефонной связью),
возможность круглосуточной связи в любое время суток в режиме реального
времени, наличие корректируемой орбитальной группировки, которая
обеспечивает глобальное покрытие земной поверхности без мертвых зон в
наиболее обжитых районах мира. Система является международной, и для
предоставления и реализации её услуг на территории России и стран СНГ
создана операторская компания "Иридиум Евразия", ведущим звеном которой
выступает ракетно-космическая компания РФ - Государственный космический
научно-производственный Центр (ГКНПЦ) им. Хруничева, который не только
участвует в проекте как инвестор, но и осуществляет запуски КА Iridium с
помощью ракетоносителя "Протон".
Система Iridium предоставляет абонентам следующие виды услуг:
- речевую связь со скоростью передачи 2,4 кбит/с. Продолжительность
переговоров 30 с (без прерывания связи) обеспечивается с вероятностью 98%.
Время установления связи аналогично времени соединения абонентов наземной
- 115 -
сотовой связи и не превышает 2 с. Максимальная задержка сигнала при
международной связи – 410 мс для 90% вызовов, для местной и зоновой связи –
в среднем 240 мс;
- прозрачную передачу данных с переменной длиной сообщения и
скоростью передачи 2,4 кбит/с с вероятностью ошибки в радиоканале не хуже
10 6 . Предусмотрена также возможность передачи коротких сообщений,
определяющих местоположение и статус абонента;
- обмен факсимильными сообщениями со скоростью 2,4 кбит/с;
- персональный вызов как с помощью специальных приемников
(пейджеров), так и портативных радиотелефонных терминалов;
-определение местоположения координат пользователей без специальной
радионавигационной аппаратуры путем измерения разности между реальным и
ожидаемым временем прихода сигналов.
В состав системы Iridium входят пять сегментов: космический, наземный
сегмент управления системой; сегмент станций сопряжения, пользовательский
сегмент и средства вывода спутников на орбиту. Структура системы Iridium
показана на рисунке 2.42.
Наземная инфраструктура управления системой включает в себя
основной и резервный центры управления, а также земные станции,
предназначенные для передачи команд и телеметрической информации.
Средства центра управления обеспечивают контроль функционирования
каждого КА и всей системы Iridium в целом. Системой управляет два
территориально разнесенных центра управления, находящихся на территории
США.
Рисунок 2.42 - Структура системы Iridium
- 116 -
Основной центр управления (Чендлер, штат Аризона) выполняет анализ
работоспособности элементов системы и контроль за работой всех КА,
входящих в орбитальную группировку.
В наземный сегмент входит также система управления и контроля сети
Iridium, которая обеспечивает глобальное администрирование сети, включая
планирование запусков, отслеживание работоспособности КА, сбор и анализ
телеметрической информации с КА. Первая станция расположена на севере
штата Вирджиния (США}, а вторая (резервная) - в Риме (Италия).
Наличие межспутниковых линий в Iridium не требует большого числа
станций сопряжения (СС). На первом этапе образовано 20 СС, в том числе по
две в США и России.
Орбитальная группировка системы Iridium состоит из 66 основных КА,
выведенных на орбиту высотой 780 км над поверхностью Земли, и 6 резервных
КА (высота орбиты около 645 км). Спутники на основной орбите находятся в
шести равноудаленных друг от друга орбитальных плоскостях по 11 КА в
каждой плоскости. Угловой разнос между КА в одной плоскости составляет
32,7°. Соседние орбитальные плоскости разнесены примерно на 31,6°, а разнос
между первой и шестой плоскостями составляет 22,1°. Вид орбиты –
квазиполярная круговая с наклонением 86,4°. Период обращения -100 мин 28 с .
Каждый КА формирует зону обслуживания диаметром 4700 км и
площадью около 19 млн. км2. Зоны обслуживания спутников разделены на
сотовые ячейки (до 48 на один КА).
Конфигурация орбитальной группировки выбрана управляемой, что
позволяет наиболее эффективно осуществить глобальное обслуживание
абонентов. Система с заданной конфигурацией обеспечит 100%-ный охват
поверхности Земли в течение 99,5% времени.
Между КА организуется межспутниковая связь. Любой спутник может
одновременно связаться с четырьмя другими спутниками:
- двумя спутниками, расположенными впереди и позади в той же
орбитальной плоскости;
- двумя спутниками, находящимися слева и справа в соседних
орбитальных плоскостях.
В КА использована трехосная стабилизация на основе автономной
навигационной подсистемы со встроенными датчиками астроориентирования.
Эта подсистема периодически с шагом 0,25 мс формирует данные с точностью
± 0,25° о пространственном положении и ± 20 км – по местоположению.
Выходная мощность панелей солнечных батарей равна 1430 Вт.
Напряжение первичного электропитания СЭП – 22…36 В. Мощность
потребления оборудования L диапазона – 230 Вт. В качестве буферного
источника
питания
использована
22-элементная
никель-водородная
аккумуляторная батарея емкостью 48 А/ч. Она обеспечивает автоматическое
поддержание напряжения питания до выхода КА из зоны тени. Масса КА – 690
кг. Расчетный срок службы – 5 лет.
На КА установлены три группы антенн:
- 117 -
- шесть фазированных антенных решеток, формирующих 48 парциальных
лучей на прием и передачу в диапазоне 1616…1626,5 МГц;
четыре антенны для организации связи со станциями сопряжения
в диапазоне 19,4…19,6 ГГц и 29,1…29,3 ГГц;
- четыре волноводно-щелевые антенны для межспутниковой связи
в диапазоне 23,18…23,38 ГГц.
Диаграммы направленности АФАР задают программным способом, что
позволяет независимо изменять параметры каждого луча. Это дает возможность
избежать перекрытия зон обслуживания смежных КА, особенно при их
смещении к полюсу.
Вид поляризации: правая круговая в фидерной и абонентской линиях и
вертикальная в межспутниковых линиях.
На КА использована 48-лучевая антенная система, состоящая из шести
активных фазированных антенных решеток, каждая из которых формирует
восемь лучей. Один луч высвечивает на поверхности Земли зону обслуживания
диаметром порядка 600 км. В совокупности 48 лучей формируют
квазисплошную подспутниковую зону диаметром более 4000 км.
В системе применена комбинация частотного и временного методов
многостанционного доступа МДЧР/МДВР. Для разделения смежных лучей
используют различные частоты (метод МДЧР).
Одним из ключевых аспектов в системе Iridium является механизм
перехода абонента из луча в луч (из одной соты в другую), а также с одного КА
на другой. При максимальном времени пребывания абонента в зоне
радиовидимости одного КА порядка 8 – 10 мин и при 48 лучах на каждом КА
интенсивность переходов может составить до одного раза в минуту. С учетом
того, что в соседних лучах использованы разные рабочие частоты, процедура
перехода в новую зону (соту) должна повлечь за собой и смену рабочей
частоты абонентского терминала, т.е. в системе применен достаточно сложный
алгоритм переключения рабочих частот наземных терминалов[10].
В системе Iridium организованы абонентские, фидерные и
межспутниковые линии связи, а также каналы для обмена команднотелеметрической информацией.
Для связи с подвижными абонентами в Iridium выделен L-диапазон
(1610…1626,5 МГц). Учитывая тот факт, что в полосе частот 1610…1616 МГц
работает на первичной основе российская навигационная система "Глонасс" (24
спутника, каждый из которых имеет отдельную несущую с разносом 562,5 кГц),
а полоса 1610,5…1613,5 МГц выделена для радиоастрономических служб, то
указанные участки спектра для работы Iridium исключены. Исходя из этого, в
системе выбран диапазон частот 1616…1626,5 МГц. Однако и в оставшейся
части диапазона служба Iridium вынуждена работать на вторичной основе. Это
означает, что она не должна создавать помех для служб с первым приоритетом,
частоты которым уже присвоены или могут быть присвоены в ближайшее
время.
В абонентских станциях применяют антенны типа "четырехзаходная
спираль" с коэффициентом усиления 1…3 дБ. Антенна обеспечивает прием
- 118 -
радиосигналов в секторе углов 3600 по азимуту и 10°…90° по углу места.
Максимальная ЭИИМ абонентской станции – 5,9…8,8 дБВт. Добротность
приемника G/T лежит в пределах от -23,8 до -21,8 дБ/К (шумовая температура
составляет 5530К). Пороговое отношение сигнал/шум равно 3,1 дБ при
вероятности ошибки 10-6.
Основные характеристики абонентских, фидерных и межспутниковых
линий приведены в таблице 2.8.
Таблица 2.8 - Основные характеристики абонентских, фидерных
и межспутниковых линий системы «Iridium»
Характеристики Абонентская
Направление связи Вверх Вниз
Фидерная
Вверх Вниз
Диапазон частот, 1,6160… 1,6160……1,6255 29,1…
ГГц
…1,6255
…29,3
Число каналов
64(9)
29(4)
6
19,4…
…19,6
6
Межспутниковая
КА-КА
23,18… …23,38
8
Скорость
передачи, кбит/с
ЭИИМ, дБВт
180
400
12500
8,45
24,5
68
14…27
37,9
G/T, дБ/К
-4,4
-23,8
-1,0
-24,5
5,3 …7,0
25000
Связь по фидерной линии между КА и станцией сопряжения (СС)
осуществляется в диапазоне частот 19,4…19,6 ГГц. Каждый КА Iridium
обеспечивает возможность работы в дуплексном режиме одновременно по двум
линиям связи (с двумя СС или станциями управления КА), в каждой из которых
передачу можно выполнять по шести каналам. Скорость передачи информации
в фидерной линии – 12,5 Мбит/с. Разнос между каналами равен 15 МГц. В
фидерной линии использовано помехоустойчивое кодирование, что
обеспечивает вероятность ошибки на бит не хуже 10-4.
На спутнике применены антенны типа АФАР. Коэффициент усиления в
максимуме диаграммы направленности составляет 18 дБ в линии "СС-КА" и
21,5 дБ в линии "КА-СС". Шумовая температура приемных устройств
фидерной линии равна 14540 К.
Глобальная пропускная способность системы Iridium определяется
следующим образом. Каждый из 66 КА, используя 48 лучей, формирует на
поверхности Земли в каждый момент времени 3168 зон. С учетом того, что
одновременно активными могут быть только 70% от числа зон, то общее число
активных зон сократится до 2150. Теоретически максимальная пропускная
способность составит 172000 дуплексных каналов. Следует отметить, что
реальная пропускная способность может оказаться существенно ниже
указанной.
Одной из составляющих снижения реальной пропускной способности
является практически отсутствие абонентов севернее 80° с.ш. и южнее 55°
- 119 -
ю.ш., в результате чего из 66 КА одновременно могут быть использованы не
более 46 .
2.7.3 Современное состояние и перспективы развития российской
национальной спутниковой группировки
Орбитальная группировка гражданских спутников связи и вещания
государственного
назначения
в
2009
году
состояла
из
11
телекоммуникационных спутников, находящихся на геостационарной
орбитальной дуге (рисунок 2.44). Орбитальная группировка решала следующие
задачи в интересах органов власти и управления, государственных организаций
и коммерческих потребителей:
- распространение на 5 вещательных зон Российской Федерации и страны
зарубежья государственных и коммерческих телевизионных и радиопрограмм;
- передачу телефонного трафика, потоков данных и Интернет,
организацию магистральных спутниковых связей;
- обеспечение подвижной связи в L-диапазоне;
- спутниковое непосредственное телевизионное вещание;
- развертывание VSAT сетей, обеспечивающих организацию специальных
локальных сетей, сетей корпоративной связи и мультимедийных услуг и
приложений.
Зоны обслуживания космических аппаратов (КА) охватывают всю
территорию России, страны СНГ, Европы, Ближнего Востока, Африки,
Азиатско-Тихоокеанского региона, Северной и Южной Америки, Австралии.
Рисунок 2.44 – Российская орбитальная группировка
- 120 -
Распределение видов услуг на КА орбитальной группировки составляет :
- телефония, передача данных и т.д. – 70%;
- VSAT – 14%;
- ТВ+РВ – 16%.
Для организации телевизионных и радиоканалов на постоянной основе,
для организации ТВ-каналов по заявкам, а также для VSAT сетей используется
спутниковая емкость всех КА орбитальной группировки. Основу спутниковой
группировки составляют 5 спутников серии «Экспресс-АМ», выведенные на
орбиту в период с 2003 по 2008 год, а также спутники непосредственного
телерадиовещания «Бонум-1» и «W4».
Для организации связи между центральной избирательной комиссией
Российской Федерации (ЦИК) и избирательными комиссиями субъектов
Российской Федерации, находящимися в удаленных регионах России, в ГАС
«Выборы» задействованы спутниковые каналы связи ФГУП «Космическая
связь», которые используются для передачи данных, организации
видеоконференцсвязи, факсимильной связи и ведомственной телефонной связи
(Рисунок 2.45).
Информация от избирательных комиссий субъектов Российской
Федерации Северо-Западного и Сибирского Федерального округов,
оборудованных земными станциями спутниковой связи, через спутники
«Экспресс-АМ1» (40 в.д.) и «Экспресс-АМ33» (96,5 в.д.) поступает на
центральную станцию спутниковой связи ГП КС, расположенную на КС
«Дубна» (Московская область). Затем по наземным каналам, организованным
по ВОЛС, через Технический центр «Шаболовка» ГП КС и ММТС-10 ОАО
«Ростелеком» полученная информация передается в КСА ГАС «Выборы» ЦИК
России. В Дальневосточном Федеральном округе передача информации от
избирательных комиссий субъектов РФ в ЦИК РФ осуществляется через
спутник «Экспресс-АМ3» (140 в.д.), центральную станцию спутниковой связи
ГП КС, расположенную на ЦКС «Хабаровск» и наземные каналы,
организованные ОАО «Ростелекома».
Передача данных через спутниковые каналы осуществляется со
скоростью 64 Кбит/с, видеоконференцсвязь – со скоростью 512 Кбит/с.
Для обслуживания территории приполярных областей земного шара
планируется
использовать
космические
аппараты
«Экспресс-РВ»,
располагаемые на высокоэллиптических орбитах.
Это
позволит
решить
следующие
задачи
по
развитию
инфокоммуникационной инфраструктуры:
- создание и поддержка надежной системы связи и вещания в
приполярных областях, в том числе для обеспечения государственного
управления и функционирования органов государственной власти;
- 121 -
Рисунок 2.45 - Организация передачи данных в ГАС «Выборы» через
спутниковые каналы связи ФГУП ГПКС
- поддержка социальной инфраструктуры с акцентом поддержки
интересов коренных народов Севера (в области здравоохранения, науки и
образования путем создания дистанционных систем оказания медицинской
помощи, обмена научной информацией и проведения дистанционного
обучения);
- создание космического сегмента непосредственного радиовещания для
обеспечения территории России;
- обеспечение информационного взаимодействия с воздушными,
морскими и речными судами в арктических широтах.
Организация спутникового вещания общероссийских телерадиопрограмм
осуществляется по пяти вещательным зонам (рисунок 2.46).Выбранный
принцип зонирования обеспечивает возможность населению смотреть и
слушать общероссийские телерадиопрограммы в режиме местного времени.
- 122 -
Рисунок 2.46 - Вещательные зоны Российской Федерации
Запуск спутников «Экспресс–АМ5, –АМ6, –АМ7, –АМ8» в период до
2015 года обеспечит возможность приема обязательных телерадиопрограмм с
помощью комплектов СНТВ в малых населенных пунктах, что позволит
обеспечить полный охват населения России цифровым многоканальным телевизионным и радиовещанием, с гарантированным предоставлением
обязательных общедоступных каналов всему населению страны.
В состав ГП КС входят 6 телепортов на территории от Владимирской
области до Хабаровского края. ФГУП самостоятельно осуществляет
управление спутниками серии «Экспресс-А» и «Экспресс-АМ», а также
космическим аппаратом непосредственного вещания «Бонум-1», что позволяет
обеспечивать высокое качество управления и контроля каналов связи и
вещания. ГП КС располагает центром компрессии сигналов телерадиопрограмм
и формирования транспортных потоков в стандарте MPEG-2/DVB, который
обеспечивает формирование пакетов федеральных теле- и радиопрограмм.
В рамках Программы обновления российской государственной
спутниковой орбитальной группировки гражданского назначения и
Федеральной космической программы России (ФКП) на период 2006–2015 гг.,
утвержденной постановлением Правительства РФ № 635 от 22 октября 2005 г.,
в 2008 году успешно осуществлен запуск нового российского спутника связи и
вещания «Экспресс-АМ33». Спутник «Экспресс-АМ33» изготовлен ФГУП
- 123 -
«НПО ПМ им. М. Ф. Решетнева» (Красноярск) совместно с компанией Thales
Alenia Space (Франция). «Экспресс-АМ33» – первый спутник, созданный по
заказу ГП КС в рамках ФКП (рисунок 2.47).
Рисунок 2.47 - КА «Экспресс-АМ33» на старте
Спутник предназначен для предоставления современных услуг связи и
вещания в C- и Ku-диапазоне, включая цифровое телерадиовещание в
стандартном качестве и в формате высокой четкости, широкополосный доступ
к сети Интернет и передачу данных, видеоконференцсвязь, создание
мультисервисных сетей VSAT. Кроме того, спутник оснащен ретранслятором
L-диапазона для предоставления услуг подвижной президентской и
правительственной связи.
- 124 -
3 Методы модуляции в цифровых системах радиосвязи
3.1 Классификация методов модуляции
Под модуляцией сигналов понимается преобразование сигналов с целью
повышения эффективности и помехоустойчивости процесса передачи
информации. В большинстве случаев методы модуляции основываются на
управлении параметрами сигналов в соответствии с информационным
сообщением.
Информационный сигнал (сообщение) обозначим (t) , сигнал-переносчик,
параметр которого изменяется в соответствии с сообщением, обозначим s(t).
При модуляции выполняется преобразование этих двух сигналов в один
модулированный сигнал (t ) в соответствии с уравнением
(t ) M [ s (t ), (t) ]
(3.1 )
где: M [.]– оператор, определяемый видом модуляции. Для выделения
сообщения (t) на приёмной стороне необходимо выполнить обратное
преобразование (демодуляцию), т.е.
(t ) M 1 [ (t ) ]
(3.2 )
На рисунке 3.1 приведена классификация методов модуляции.
Методы
модуляции
Двухпозиционные
методы
Многопозиционные
методы
Рисунок 3.1 – Классификация методов модуляции
- 125 -
При модуляции сигналов изменяется их форма и спектральные характеристики. Особенности спектров сигналов имеют важное значение для
систем связи и телекоммуникаций.
В цифровых системах радиосвязи связи могут использоваться те же виды
модуляции, что и в аналоговых системах: амплитудная (АМ), частотная (ЧМ),
и фазовая (ФМ). При цифровом способе передачи эти параметры изменяются
дискретно. По числу позиций (значений) модулируемого параметра несущей М
различают двухпозиционные методы модуляции (М=2) и многопозиционные
(М > 2) методы модуляции (правильнее манипуляции) амплитуды (частоты
или фазы).
При этом следует заметить, что многопозиционные виды
манипуляции используют либо для увеличения пропускной способности
цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания тракта, либо для
формирования сигналов с более узкой полосой передачи при фиксированной
скорости передачи цифрового сигнала [13].
При М–позиционной модуляции подразумевается, что осуществляется
переход от двоичного алфавита исходного сообщения к М–ичному:
Ì
2m , m log 2 Ì
,
(3.3)
где : m – длина преобразуемой последовательности,
М – объем алфавита.
Так как один из М символов или сигналов передается в течение тактового
интервала Ти , то скорость передачи информации :
Br = m /Ти = (log2 M) / Ти , бит/с
(3.4)
При этом скорость передачи символов Rс будет связана со скоростью
передачи Br , следующим соотношением:
Rc = Br / (log2 M)
(3.5)
Методы модуляции могут быть разделены на две группы: методы
модуляции с постоянной огибающей (constant envelope) и с изменяющейся
огибающей (variable envelope) [13]. Первая группа методов имеет постоянную
амплитуду промодулированного сигнала, что допускает использование в
передатчиках нелинейных усилителей мощности. Примером такой модуляции
является GFSK сигнал - гауссовская частотная манипуляция (Gaussian filtered
frequency shift keying) [18].
Сигналы с постоянной огибающей более эффективны энергетически
(power efficient), чем спектрально (spectrally efficient). В большинстве систем
связи информационный сигнал подвергается предварительной гауссовской
фильтрации с целью формирования более эффективного спектра сигнала.
Передатчики, использующие такие виды модуляции, должны соответствовать
требованиям спектральной маски так, чтобы излучаемый сигнал не создавал
помехи в соседних каналах.
- 126 -
У сигналов с изменяющейся огибающей типа квадратурной фазовой
манипуляции QPSK (quadrature phase shift keying) происходит вариация и
амплитуды и фазы, что приводит к необходимости использования на выходе
передатчика высоко линейного усилителя мощности. Они спектрально
компактны, но энергетически не очень эффективны (power-efficient). Такие
сигналы формируются на промежуточной частоте с использованием схем
косвенной и прямой квадратурной модуляции и далее преобразуются вверх по
частоте на радиоканал.
Для многих видов манипуляции предполагается использование
манипулирующих сигналов, отличающихся по структуре от исходного
двоичного сигнала. Для формирования манипулирующих сигналов
применяется специальное устройство – кодер модулятора. При демодуляции
радиосигналов на приёмном конце с помощью декодера демодулятора
производится обратное преобразование, в результате чего формируется
исходный двоичный сигнал. Обобщённая структурная схема модема для
цифровой системы связи приведена на рисунке 3.2.
Декодированию предшествует регенерация сигнала, в результате которой
из продетектированного искажённого сигнала формируется сигнал, имеющий
структуру модулирующего сигнала.
ЦС
Кодер
модулятора
Устройство
модуляции
Радиоканал
Детектор
модулятор
Регенератор
Декодер
демодуляра
ЦС
демодулятор
Рисунок 3.2 – Структурная схема модема цифровой системы
радиосвязи
При сравнении методов модуляции обычно используют понятия спектральной и энергетической эффективности.
Спектральную эффективность различных видов модуляции принято
оценивать удельной скоростью передачи Vуд ,( бит/с) / Гц:
Vуд = Br / W ,
где: Br = m / Tи – скорость передачи информации,
W - полоса частот, необходимая для передачи сигналов с
выбранным видом модуляции.
- 127 -
(3.6)
Энергетическую эффективность различных видов модуляции оценивают
удельными энергетическими затратами:
h2=Eb / N0=P / (N0Rb)
(3.7)
т.е. отношением энергии, затрачиваемой на передачу одного бита сообщения
Eb, к спектральной плотности белого шума N0, при заданном значении
вероятности ошибки. Чем меньше эта величина, тем меньший энергетический
потенциал радиолинии требуется для передачи сообщений с заданными
скоростью и достоверностью. Виды модуляции с низкими значениями h
принято относить к классу энергетически эффективных.
Напомним, что согласно теореме Шеннона предельное значение
удельных энергетических затрат составляет 1,6 дБ. Отношение средней
мощности сигнала P к мощности шума (отношение сигнал/шум) может быть
выражено через указанные показатели энергетической и спектральной
эффективности видов модуляции следующим образом:
P / N0W = (E b / N0)(Rb / W)
(3.8)
Из приведенного выражения следует, что спектрально-эффективные
виды модуляции требуют при передаче сообщений больших значений
отношения сигнал/шум и, наоборот, виды модуляции с низкой спектральной
эффективностью — небольших значений этого отношения.
Выбор метода передачи цифровой информации зависит от совокупности
требований, часто являющихся противоречивыми: качество передачи и
пропускная способность (скорость передачи), эффективность использования
спектра и диапазона частот, электромагнитная совместимость и ряд других.
Приоритет, отдаваемый при выборе метода модуляции – демодуляции тому или
иному из перечисленных требований, как правило, определяется назначением
системы радиосвязи, хотя существует принципиальная возможность
применения любых из известных способов изменения одного из трех
параметров гармонического сигнала: амплитуды, частоты, фазы или их
комбинаций.
3.2 Двухпозиционные методы модуляции
Классификация двухпозиционных методов модуляции приведена на рисунке 3.3.
Рассмотрим и проведем сравнительный анализ наиболее распространенных
двухпозиционных
видов модуляции с позиций их спектральной и
энергетической эффективности.
- 128 -
3.2.1 Частотная модуляция
Частотно-манипулированные сигналы - одни из самых распространенных в
современной цифровой связи. Это обусловлено прежде всего простотой их
формирования и демодуляции, ввиду нечувствительности к начальной фазе.
Двухпозиционные
методы модуляции
Частотная
модуляция
Частотная
модуляция
с разрывом
фазы
MSK
Амплитудная
модуляция
Частотная
модуляция с
непрерывной
фазой
Фазовая
модуляция
BPSK
BDPSK
GMSK
MSK – модуляция с минимальным частотным сдвигом
(minimum shift keying),
GMSK – гауссовская модуляция с минимальным частотным
сдвигом (gaussian minimum shift keying),
BPSK – синхронная двоичная фазовая модуляция (binary phase
shift keying),
BDPSK- двоичная дифференциальная фазовая модуляция
( binary differential phase shift keying).
Рисунок 3.3 – Классификация двухпозиционных методов модуляции
- 129 -
3.2.1.1 Способы формирования частотно-модулированных сигналов
Двухпозиционная частотная модуляция (FSK - frequence shift keying)
является простейшим видом модуляции с постоянной амплитудой.
Очевидный способ формирования ЧМ сигнала состоит в том, чтобы коммутировать сигналы двух независимых генераторов в соответствии с модулирующим цифровым сигналом
(рисунок 3.4б). Информационный сигнал
преобразуется в двуполярный сигнал в формате NRZ–L c помощью
преобразователя кода ПК и подается на управляемый ключ К. На выходе ключа
формируется сигнал FSK (диаграммы на рисунке 3.4г).
В этом случае радиосигнал имеет разрывную фазу, что приводит к
расширению его спектра за счет резкого изменения фазы передаваемого
сигнала в момент переключения генераторов (G(f) – энергетический спектр
сигнала). На рисунке 3.4б показано два генератора, формирующие колебания
f1(t) и f2(t) на различных частотах (смотри поясняющие осциллограммы рисунка
3.4г). Также имеется электронный ключ К, управляемый цифровым сигналом
таким образом, что при передаче логической «1» на выход подается сигнал f1(t),
а при передаче логического «0» - сигнал f2(t). Таким образом, частота
выходного сигнала «манипулируется» в зависимости от информационной
последовательности. Несмотря на простоту приведенной схемы, она на
практике не применяется, поскольку требуется очень быстродействующий
ключ с минимальным переходным процессом, а также при произвольной
начальной фазе генераторов возможны скачки по фазе при смене символа, что в
свою очередь приводит к расширению спектра.
Так как начальные фазы генераторов никак не связаны друг с другом, то
этот вид модуляции получил название частотной модуляции с разрывной
фазой. Кроме того, в этом виде модуляции начальные фазы частот f1 и f2
некогерентны по отношению к модулирующему сигналу, поэтому такой вид
модуляции часто называют некогерентной ЧМ. Однако, справедливости ради,
следует отметить, что некогерентной может быть и частотная модуляция с
непрерывной фазой.
Разнос частот ∆fр (значит, и индекс частотной модуляции) выбирается
заранее и определяет режим узкополосной или широкополосной передачи.
На практике получила распространение FSK модуляция с непрерывной
фазой CPFSK. Рассмотрим данный вид модуляции более подробно.
Метод формирования сигнала CPFSK использует для формирования
частотной модуляции генератор, управляемый напряжением (ГУН) или
частотный модулятор (рисунок 3.4в). Ключевой особенностью ГУН является
мгновенное изменение частоты, пропорциональное модулирующему сигналу
m(t), при этом фаза должна быть пропорциональна интегралу модулирующего
сигнала.
В математической форме передаваемый сигнал можно записать в виде
следующего выражения:
- 130 -
∆fр
●
fо
f1= fo - ∆f
f2= fo + ∆f
а)
Г1
ЦС
ЦС
FSK
ПК
ПК
К
ГУН
б)
Г2
FSK
в)
Tб
ЦС
ЦС
t
t
ПК
ПК
t
FSK
f2
f1
t
FSK
f2
f1
f2
f1
f2
t
t
∆fр
∆fр
G(f)
G(f)
f
f1
fo
f
f1
f2
fo
f2
д)
г)
Рисунок 3.4 - Способы формирования сигнала FSK
(3.9)
где:
Φ(t) = ωсt + fс +ψ(t)
e(t) - модулированное несущее колебание;
Ac - амплитуда немодулированного сигнала;
- 131 -
ωс- циклическая частота немодулированной несущей;
fс- начальная фаза несущей;
ψ(t)- мгновенная фаза, зависящая от модулирующего сигнала m(t);
Применив уравнение Эйлера для комплексной экспоненты, перепишем
уравнение (3.9) в следующем виде:
(3.10)
где
(3.11)
Здесь m(t) - это модулирующий сигнал, а K - коэффициент
пропорциональности. Подставляя уравнение, описывающее изменение фазы
(3.9), в уравнение несущего колебания получим выражение для несущего
колебания с частотной модуляцией с непрерывной фазой (CPFSK):
(3.12)
В случае, когда модулирущий сигнал m(t) является биполярным сигналом,
логическая единица представляется напряжением +U, а логический ноль напряжением -U, этот сигнал может быть записан в виде следующего
выражения:
(3.13)
где: Sn = +1, -1 - соответствует полярности входных двоичных данных
r(t) - прямоугольный импульс длительностью T и амплитудой 1/2T.
Подставив выражение модулирующего сигнала (3.13) в уравнение
изменения фазы несущего колебания, получим выражение для фазы
генерируемого колебания:
(3.14)
Перепишем это выражение в следующем виде
(3.15)
Для интервала передачи одного символа 0 ≤ t < T выражение (3.15) можно
упростить:
- 132 -
(3.16)
(3.17)
Используя результирующее выражение , выражение частотномодулированного сигнала с непрерывной фазой может быть записано в следующем
виде:
(3.18)
Заметим, что передаваемый сигнал с непрерывной фазой можно
одновременно рассматривать и как частотную и как фазовую модуляцию
несущего колебания с частотой ωс. Это следует из выражения (3.18).
Отметим, что при разрывном модулирующем сигнале отклонение фазы
сигнала от фазы несущего колебания пропорционально интегралу от u(t) и,
следовательно, является непрерывной функцией. По этой причине спектр
сигнала CPFSK является более компактным, чем спектр сигнала FSK (рисунок
3.4д). Отметим, что характер спектров сигналов на рисунках 3.4г и 3.4д
позволяет провести только качественное их сравнение.
На рисунке 3.5в сплошными тонкими линиями , изображена фазовая
решетка FSK - сигнала с непрерывной фазой.
Жирной ломаной линией здесь представлена возможная фазовая
траектория – отклонение мгновенной фазы сигнала от текущей фазы
немодулированного несущего колебания. Эта траектория соответствует
последовательности импульсов положительной и отрицательной полярности
модулирующего сигнала, изображенной на рисунке 3.5б. На рисунке 3.5а
приведена последовательность исходных двоичных символов. Отрезки фазовой
траектории с положительным значением производной соответствуют более
высокой частоте несущего колебания fв f 0 f , а отрезки с отрицательным
f n f 0 f по сравнению с
значением производной – более низкой частоте
частотой немодулированного несущего колебания.
- 133 -
U
Tб
a)
0
1
1
0
1
1
t
U
б)
t
2 1
1
в)
t
0
1
2 1
г)
fH
f
B
f
B
f
H
f
B
f
B
t
Рисунок 3.5 – Изменения частоты и фазы несущей при модуляции CPFSK
Спектр FSK сигнала S(ω) есть сумма спектров SL(ω) + SН(ω) сигналов SL(t) и SН(t) . SL(t) и SН(t) - перенесенные на соответствующие частоты
сигналы bL(t) и bН(t) , которые в свою очередь представляют собой последовательность импульсов длительности T = 1/Br (рисунок 3.6).
Видно, что составляющие FSK сигнала разнесены на удвоенную
девиацию частоты ∆ω. Девиация частоты зависит от битовой скорости Br и
индекса модуляции mчм. При фиксированной битовой скорости составляющие
спектра FSK сигнала будут тем ближе, чем меньше индекс FSK модуляции.
Рассмотрим теперь спектральную эффективность FSK, или удельную
скорость передачи. В общем случае эта величина определяется как:
Vуд = Br / W
- 134 -
SL(ω)
ω
ω0 - ∆ω
ω0
SН(ω)
ω
ω0
S(ω)
ω0 + ∆ω
2∆ω
ω
ω0 - ∆ω
ω0
ω0 + ∆ω
Рисунок 3.6 - Спектр FSK сигнала
Для ЧМ сигналов с прямоугольными огибающими и несущими,
выбранными с постоянным шагом по частоте [6]:
W = 2 / Tи + (M – 1)∆f
где ∆f – частотный интервал между соседними несущими.
Известно, что минимальное значение ∆f =1/2Ти (в общем случае
- 135 -
(3.19)
для обеспечения ортогональности сигналов ЧМ нужно, чтобы выполнялось
условие ∆f =L/2Ти, где L – целое. Тогда для полосы частот, занимаемой
FSK – сигналами [6]:
W = 2/Tи + (М - 1)/2Ти = (М + 3)/2Ти = (2m + 3)/2Ти
(3.20)
Таким образом, для FSK :
Vуд = 2m/(2m + 3)
(3.21)
На рисунке 3.7 приведена соответствующая графическая зависимость.
Vуд
1.0
0,5
m = log2M
0
1
2
3
5
4
6
7
Рисунок 3.7 – Спектральная эффективность сигналов FSK
Для оценки энергетической эффективности сигналов FSK воспользуемся
соотношением для вероятности ошибки [6]:
Pe = ≤ (M - 1)Q(E/N0)1/2
где: E - энергия сигнала,
N0 - спектральная плотность мощности АБГШ,
- 136 -
(3.22)
Функция Q , используемая в выражении (3.22), не выражается через
элементарные функции и вычисляется численно. На практике она может быть
найдена из таблиц. Чаще, однако, в руководствах по теории вероятностей
встречаются таблицы значений гауссовской функции распределения,
определенной как:
x
F(x) =
(1 /
2 ) ( exp(-z2/2) dz
(3.23)
Связь между ней и функцией Q(x) задается равенством Q(x) = 1− F(x) .
Часто встречаются также таблицы так называемой функции ошибок и
дополнительной функции ошибок, определенных следующим образом:
erf(x) =
2
exp( z
2
(3.24)
)dz
и
erfc(x) =
2
exp( z
2
)dz 1 erf ( x)
(3.25)
0
Связь функции Q(x) с erfc(x) задается равенством:
Q(x) = erfc(x/ 2 )/2
(3.26)
На рисунке 3.8 показаны графики зависимости вероятности ошибки от
отношения сигнал/шум.
Pe
10-0
10-2
M=2
10-4
10-6
E / N0 , дБ
10-8
4
6
8
10
12
14
Рисунок 3.8 - Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум
для сигналов FSK
- 137 -
3.2.1.2 Частотная модуляция с минимальным сдвигом
В общем случае, при частотной модуляции спектр сигнала более широкий,
чем при амплитудной модуляции. Расширение спектра, свойственное угловой
модуляции, частным случаем которой является CPFSK, зависит от индекса
модуляции - одного из её основных параметров. Индекс модуляции - это
величина, характеризующая изменение фазы, обусловленное модуляцией.
Характер изменения фазы зависит от формы модулирующей функции . Для
обычной FSK эта функция прямоугольна. Как уже отмечалось., частотную
модуляцию подразделяют на узкополосную и широкополосную, зависящие от
величины индекса модуляции. При узкополосной FSK, характеризуемой малым
индексом (mчм 0,5), спектр сигнала сосредоточен, в основном, в полосе,
определяемой удвоенным спектром манипулирующих посылок (практически
без расширения). Отметим, что при узкополосной FSK частота манипуляции
больше девиации частоты: Fс
2 f. Широкополосная FSK, применяемая, в
основном, в качестве аналоговой (например, в радиовещательном УКВдиапазоне), характеризуется большим индексом и, соответственно,
расширением спектра ЧМ - сигнала.
.Частотная модуляция с минимальным сдвигом (MSK) - это частный
случай CPFSK модуляции, при минимально возможном индексе mчм,
обеспечивающим ортогональность сигналов передающих «0» и «1» цифровой
информации. Другими словами, MSK сигнал - сигнал с минимальным
разносом частот, используемых для передачи двоичных «0» и «1» (т.е. с
минимальной девиацией), при котором эти частоты можно различить на
интервале времени Т.
Пусть «0» и «1» цифровой информации передаются при помощи CPFSK
модуляции. Тогда логической «1» будет соответствовать сигнал
S1(t) = cos((ω0 + ∆ω)t), а логическому нулю S0(t) = cos((ω0 - ∆ω)t ,
где ω0 - несущая частота. Сигналы S1(t) и S0(t) будут ортогональны на
интервале времени Т при условии:
T
s0(t)s1(t)dt = 0
(3.27)
0
Рассчитаем минимальный индекс модуляции m чм , при котором
выполняется условие ортогональности.
T
cos((ω0 - ∆ω)t cos((ω0 + ∆ω)t)dt
0
- 138 -
(3.28)
T
T
cos(2ω0t)dt +
cos(2∆ωt)dt =0
(3.29)
0
0
Поскольку на интервале Ти укладывается множество периодов на удвоенной
частоте несущего колебания 2ω0, то первый интеграл можно считать равным
нулю (так как площадь косинуса будет равна нулю). Остается второй интеграл:
T
cos(2∆ωt)dt = 0
0
( 1/2∆ω) sin (2 ∆ω Tи) = 0
Таким образом, можно записать:
2 ∆ω Tи = k , где k = 0, ±1, ±2…..
Так как ∆ω = π Вr m и Tи Br = 1, получим:
2π m = km, где к = 0, ±1,±2…..
Поскольку индекс модуляции не может быть отрицательный и не может
равняться 0, то минимальное mчм будет при к = 1, т.е.
mчм = 0,5
Таким образом, mчм = 0,5 - это минимальный индекс CPFSK, при котором
возможно выделение цифровой информации. Конечно, при меньших также
возможно выделить информацию, но будут иметь место ошибки, связанные с
неортогональностью сигналов «0» и «1» (за счет межсимвольной
интерференции).
Следовательно, при mчм = 0,5 частотная манипуляция с непрерывной
фазой CPFSK превращается в минимальную частотную манипуляцию MSK.
Набег фазы на одном тактовом интервале можно рассчитать следующим
образом:
∆φ = π m
Тогда в случае MSK при mчм = 0,5 ∆φ = π/2.
Рассмотрим параметры MSK сигнала более подробно.
Можно сказать, что основная цель MSK – формирование компактного
спектра радиосигнала.
Сигнал MSK можно представить как:
- 139 -
S (t ) cos 0t 2 f i dt
где:
, 0 < t < Tи
(3.30)
fi = f1=1/4Ти - для символа «1»,
fi = f2= -1/4Ти - для символа «0»
Текущая фаза непрерывного сигнала:
(t ) 0 t
t
2 Tи
т.е., набег фазы на интервале Ти равен:
2
,
а мгновенная частота:
(t )
d (t )
F
0
2 f 0 ,
dt
2 Tи
4
(3.31)
где F- тактовая частота модулирующего сигнала.
В данном случае разность частот f1 и f2 является минимально возможной,
при которой обеспечивается ортогональность этих частот на тактовом
интервале и равна:
f f 1 f 2
F
2
Основная особенность MSK состоит в том, что приращение фазы несущего колебания на Tи всегда равно + 90 или – 90 градусов в зависимости от
знаков символов модулирующего сигнала. Например, фаза несущего колебания
в начале очередного тактового интервала 0 , далее фаза несущего колебания
линейно нарастая или убывая, достигает значения 0 90 к концу
очередного тактового интервала. Так как мгновенная фаза несущего колебания
изменяется линейно, то мгновенная частота радиосигнала будет изменяться
скачками.
Формирование сигнала MSK в соответствии с представлением (3.30)
поясняется диаграммами, приведенными на рисунке 3.9. Закон изменения фазы
сигнала MSK приведен на рисунке 3.10. Таким образом, фаза сигнала MSK на
0
0
0
тактовом интервале может принимать значения 0 , 90, 90 .
0
- 140 -
Tи
a)
t
б)
t
в)
t
φ
/2
t
г) 0
/ 2
а) цифровой сигнал ; б) сигнал немодулированной несущей ;
в) сигнал MSK ; г) изменение фазы модулированного сигнала ;
Рисунок 3.9 – Формирование сигнала MSK
- 141 -
3
2
2
0
t
TИ
2TИ
3TИ
4TИ
5TИ
2
3
2
Передача “0”
Передача “1”
Рисунок 3.10 - Изменения фазы сигнала MSK
На рисунке 3.11 представлен амплитудный спектр MSK сигнала. Из
анализа спектра можно сделать вывод, что ширина главного лепестка спектра
MSK сигнала равна ∆f0 = 1,5 Br, что является минимальным значением среди
всех видов модуляции на основе двоичной частотной манипуляции. Это
обстоятельство обеспечило очень широкое распространение MSK сигналов.
Кроме того, на основе MSK была реализована гауссовская MSK (GMSK),
нашедшая повсеместное применение в стандарте сотовой связи GSM.
Оценку уровня помех в соседних по частоте каналах можно произвести по
скорости убывания составляющих спектра при больших расстройках за
пределами главного лепестка спектра. Эта скорость зависит от числа
непрерывных производных текущей фазы сигнала. Если р - число непрерывных
производных, то спектр при расстройках пропорционален
f 2p-4 . При MSK фаза сигнала изменяется без разрывов, но скачки претерпевают
изменения частоты (р=0). Поэтому спектр убывает как f -4. . Для сравнения при
PSK убывание составляющих спектра пропорционально f -2 .
Для сравнения
на рисунке 3.11 показаны мощности внеполосного
излучения для различных видов модуляции.
- 142 -
Таким образом, в случае MSK спектр боковых полос спадает быстрее , чем
при двухпозиционной или четырехпозиционной PSK , даже когда ширина
полосы на уровне 3 дБ при четырёхпозиционной PSK значительно меньше.
A
100
ФМ
10
4-ФМ
1
MSK
0.1
0.01
0.5
1
1.5
2
f
B
А – относительная доля ( % ) мощности сигнала вне данной полосы
частот,
В – скорость передачи информации.
Рисунок 3.11 – Мощность внеполосного излучения при PSK, QPSK и
MSK
3.2.2 Двухпозиционная фазовая манипуляция
3.2.2.1 Синхронная двухпозиционная фазовая модуляция (ФМ)
Англо – язычное название данного вида модуляции –BPSK ( binary phase
shift keying).
Модулированный сигнал можно записать в виде:
UBPSK = Acos [ωt + φ(t)],
(3.32)
где: φ(t)- мгновенная фаза, зависящая от модулирующего сигнала,
А – амплитуда сигнала.
Наиболее простая практическая реализация модулятора BPSK приведена
на рисунке 3.12.
.
- 143 -
ЦС
ПК
П
ПФ
ФМ
Гнес
ПК – преобразователь кода, П – перемножитель, ПФ –полосовой фильтр
Рисунок 3.12 - Структурная схема модулятора BPSK
Принцип формирования BPSK–сигнала поясняется диаграммами,
приведёнными на рисунке 3.13.
На выходе преобразователя кода ПК формируется манипулирующий
сигнал в формате NRZ – L (рисунок 3.13б). Генератор несущей Гнес
вырабатывает сигнал несущей частоты (рисунок 3.13в). Перемножитель П
предназначен для перемножения сигнала несущей частоты и манипулирующего
сигнала. Полосовой фильтр ПФ предназначен для «очистки» спектра
модулированного сигнала. Сигнал BPSK (ФМ - сигнал) показан на диаграмме
3.13г.
В случае синхронной PSK начальная фаза несущей частоты на тактовом
интервале Ти может принимать два значения (0 и π).
Для того, чтобы определить, какой из двух вариантов сигнала передан, в
приёмнике должна быть известна начальная фаза ожидаемых вариантов
сигнала. Если она неизвестна, то приёмник может регистрировать не само
значение фазы несущей, а только её изменение.
Задача определения начальной фазы сигнала связана с необходимостью
создания в передатчике и приёмнике когерентных колебаний. Разработаны
многочисленные способы выделения когерентного колебания из принимаемого
сигнала. Однако во всех способах начальную фазу удается установить только с
точностью до Π. Поэтому в системах с BPSK имеет место неопределенность
начальной фазы сигнала, что может привести к явлению “обратной работы” и,
как следствие, к резкому увеличению коэффициента ошибок. Поэтому в
«чистом» виде BPSK в настоящее время не применяется.
- 144 -
Ти
+1
а)
t
0
+1
t
б) 0
-1
t
в)
t
г)
а) исходный цифровой сигнал; б) манипулирующий сигнал;
в) немодулированный сигнал несущей частоты;
г) BPSK – сигнал; Ти – тактовый интервал
Рисунок 3.13 – Формирование BPSK – сигнала
- 145 -
3.2.2.2 Двоичная дифференциальная фазовая манипуляция BDPSK
( binary differential phase shift keying)
Данный вид модуляции часто называют относительной. Отличительной
особенностью методов относительной модуляции является существенное
снижение требований к постоянству параметров каналов связи. При этом
устраняется влияние нестабильности начальной фазы, приводящее к явлению
“обратной работы”.
Действительно, разность фаз несущей на двух соседних тактовых
интервалах равна:
( n о ) ( n 1 о ) n n 1 ,
(3.33)
и не зависит от начальной фазы.
Информационный параметр сигнала ∆φ может принимать конечное число
значений. В данном случае таких значений два.
Число вариантов информационного параметра определяет кратность
системы с относительной ФМ. По установившейся терминологии кратность
определяется количеством двоичных единиц информации, содержащихся в
каждой посылки сигнала. Система с BDPSK является однократной (два
варианта разностей фаз).
В случае BDPSK манипуляция фазы несущей частоты производится по
определенному правилу, а именно: при передаче двоичного символа “0” фаза
несущей частоты остаётся такой же, как на предыдущем тактовом интервале, а
при передаче двоичного символа “1” на очередном тактовом интервале фазы
несущей изменяется на 1800 по отношению к фазе несущей на предыдущем
тактовом интервале. Данный алгоритм может быть практически реализован по
разному. Наиболее сложный вариант реализации предполагает анализ фазы
несущей, анализ модулирующего сигнала, принятие решения о сохранении
либо изменении фазы несущей частоты.
На практике применяется наиболее простой в реализации вариант,
предполагающий перемножение модулирующего сигнала и сигнала несущего
колебания.
В схеме модулятора BDPSK (рисунок 3.14) цифровой сигнал ЦС в
абсолютном коде в преобразователе кода ПК преобразуется в сигнал в
относительном коде формата NRZ – M (рисунок 3.15б) и поступает на
перемножитель П, на второй вход которого подается сигнал несущей частоты
от генератора Г. В дальнейшем работа модулятора аналогична рассмотренному
выше модулятору BPSK.
- 146 -
ЦС
ПК
BDPSK
П
fн
Г
Рисунок 3.14 - Упрощенная структурная схема модулятора BDPSK
Ти
+1
а)
t
0
+1
t
б) 0
-1
t
в)
t
г)
Рисунок 3.15 - Формирование BDPSK сигнала
Математический переход от абсолютного кода к относительному
записывается в виде:
- 147 -
aiо тн ai 1о тн aiа б с ,
где
aiо тн
и
ai 1о тн
(3.34)
— смежные двоичные символы цифрового сигнала в
относительном коде;
aiа б с — очередной двоичный символ в абсолютном коде.
- операция сложения по mod 2.
Преобразователь кода в схеме модулятора BDPSK может быть реализован
в виде триггера, работающего в счетном режиме.
Основная особенность радиосигналов DPSK и BDPSK состоит в том, что
их текущая фаза имеет
скачки в моменты изменения полярности
модулирующего сигнала. Эти скачки фазы на 180° являются основной
причиной того, что спектральная плотность мощности сигналов в радиоканале оказывается существенно отличной от нуля в очень широкой полосе
частот. Поэтому в таком виде эти сигналы практически не используются. Для
уменьшения занимаемой ими полосы частот они подвергаются фильтрации.
Осуществлять фильтрацию этих сигналов после модулятора на высокой
частоте трудно, так как потребовались бы узкополосные высокодобротные
фильтры для каждой частоты несущего колебания. Число таких частот в
современных цифровых системах связи может достигать нескольких десятков.
Поэтому операция фильтрации практически всегда выполняется над
модулирующим сигналом до модуляции. Соответствующий фильтр является
низкочастотным, хотя и достаточно сложным. Современные достижения
радиоэлектроники обеспечивают его реализацию, а большое число частотных
каналов в этом случае можно получить, если использовать несущее колебание с
набором соответствующих частот. Такой фильтр называют фильтром основной
полосы.
При уменьшении полосы частот, занимаемой
радиосигналом при
фильтрации сигнала необходимо учитывать возникающую при этом проблему
межсимвольной интерференции.
На рисунке 3.16а показана функциональная схема передатчика со
сглаживающим фильтром, а на рисунке 3.16б его частотные характеристики при
различных значениях параметра сглаживания , формирующего сигналы
двухпозиционной фазовой манипуляции.
Здесь после модулятора включены усилитель мощности радиосигнала и
узкополосный высокочастотный фильтр. Основное назначение фильтра состоит
в том, чтобы ослабить излучение передатчика на частотах, кратных основной
частоте несущего колебания. Опасность таких излучений обусловлена
нелинейными эффектами в усилителе мощности, которые, как правило, имеют
место и усиливаются при увеличении коэффициента усиления этого усилителя.
Часто такой фильтр используется одновременно и для приемника; он подавляет
- 148 -
сильные сторонние сигналы вне полосы частот полезных радиосигналов до
преобразования частоты «вниз».
С одной стороны, применение сглаживающих фильтров приводит к
увеличению спектральной эффективности, а с другой – к увеличению
межсимвольной интерференции, следствием чего является снижение
помехоустойчивости и соответственно энергетической эффективности.
Поэтому выбор параметров сглаживания определяется компромиссом
между частотной и спектральной эффективностью.
ЦС
Фильтр
основной
полосы
Модулятор
Усилитель
Полосовой
фильтр
Вых
Генератор
несущей
частоты
а)
H (f)
α=0
α = 0,5
α=1
-1/Т
-1/2Т
0
1/2Т
1/Т
б)
Рисунок 3.16 – Функциональная схема передатчика двухпозиционной
РSK со сглаживающим фильтром
Спектры сигналов BPSK и BDPSK идентичны и описываются выражением:
- 149 -
G (f) = A2 Tc [sin2 (2πfTc)] / (2πfTc)2
(3.35)
где: А2Т – энергия сигнала.
Спектральная плотность мощности (3.41) показана на рисунке 3.17.
G (f),
дБ
5
-5
2
1
-15
-25
fT
1
2
3
1 – без предмодуляционного фильтра,
2 – с предмодуляционным фильтром типа «приподнятый
косинус»
Рисунок 3.17 – Спектральная плотность мощности сигналов
DPSK и BDPSK
Таким образом, при наличии предмодуляционной фильтрации основная
мощность радиосигнала сосредоточена в полосе 0,8 / Тс.
Как уже указывалось, основными критериями эффективности различных
видов модуляции являются критерии спектральной и энергетической
эффективности. Энергетическая эффективность характеризует энергию,
которую необходимо затратить для
передачи информации с заданной
достоверностью (вероятностью ошибки). Спектральная эффективность
характеризует полосу частот, необходимую для того, чтобы передавать информацию с определенной скоростью. Кроме данных критериев, виды
модуляции сравниваются по устойчивости к различным типам помех и
искажений и сложности аппаратной реализации. Существуют также
- 150 -
специфические критерии, существенные для отдельных систем связи,
отражающие особенности канала связи.
Практически во всех системах связи используются фильтры,
ограничивающие спектр сигнала. Для амплитудных, фазовых и амплитуднофазовых видов модуляции чаще всего используется фильтр с характеристикой
приподнятого косинуса, для частотных – гауссовский фильтр. Таким образом,
спектральная эффективность для амплитудных, фазовых и амплитуднофазовых видов модуляции одинакова и определяется полосой фильтра.
3.2.2.3 Спектральная и энергетическая эффективность
двухпозиционных методов модуляции
Сопоставим сигналы BPSK, BDPSK, FSK и MSK по характеристикам спектральной и энергетической эффективности.
Сравнительные характеристики сигналов приведены в таблице 3.1, откуда
следует, что наименьшей спектральной эффективностью (удельной скоростью
передачи) обладает FSK .
Как уже отмечалось, компактность спектра удобно характеризовать
относительной величиной мощности, сосредоточенной в заданной полосе F ,
симметрично расположенной относительно центральной частоты спектра:
F/2
P( F )
G( f ) / S
0
G( f ) df
(3.36)
0
Сравним двухпозиционные виды модуляции по критерию энергетической
эффективности. Для этого оценим для каждого вида модуляции требуемую
энергию для передачи информации с одинаковой вероятностью ошибки на бит.
В [8, 32] определены соотношения, связывающие вероятность битовой ошибки
с величиной Eb / N0 для различных видов модуляции:
BER = f (Eb / N0),
где BER – вероятность ошибки, Eb – энергия, необходимая для передачи
одного бита информации, N0 – спектральная плотность мощности белого шума
в канале. Если мощность передатчика равна P, то величина энергии,
приходящаяся на один бит информации, равна Eb = P Tb , где Tb - длительность
бита. В таблице 3.2 приводятся зависимости вероятности ошибки на бит от
отношения Eb / N0 для различных видов модуляции.
- 151 -
Таблица 3.1 – Спектральная эффективность двухпозиционных сигналов
Vуд , бит/(с. Гц)
Вид
Энергетический
Полоса
Общее
Значение
модуляции
спектр
W, Гц
выражение
BPSK
BDPSK
G(f)=2Eb (
MSK
G(f)=8Eb
sin 2fTs 2
)
2fTs
1 cos 4fTs
2 (1 16 f 2Ts2 ) 2
Применение
предмодуляционного
GMSK
гауссовского фильтра в
(BT=0,5) модуляторе GMSK
приводит к следующим
изменениям в MSK:
- уменьшается ширина
GMSK
главного лепестка и
(BT=0,3) уровень боковых
лепестков спектра, что
приводит к увеличению
спектральной эффективности
*
FSK
CPFSK
Аналитически
не выражается
2B
m/2
1/2
1,5В
B/W
2/3
1,5В
B/W
2/3
0,75B
B/W
1,3
2m/(2m + 3)
2/5
(2m+ 3)/2Т
Примечание* : При минимальном значении разноса частот ∆f =1/2Т, когда
обеспечивается ортогональность сигналов FSK (4.18).
- 152 -
Таблица 3.2 - Вероятность ошибки на бит для различных видов модуляции
Вид
модуляции
Вероятность ошибки на бит (BER)
BPSK
Q ( 2 Eb / N 0 )
Некогерентна
1
exp (- Eb / N0)
2
я
DBPSK
FSK
MSK
Q [ (1- sin 2πm/2πm) Eb/N0 ]1/2
Q ( Eb / N 0 )
В таблице 3.2: Q(x) = (1/ 2 ) exp( t 2 / 2)dt - интеграл ошибок , m – индекс
x
частотной модуляции
Зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум показаны на
рисунке 3.18.
Таким образом, как правило, при увеличении спектральной эффективности
энергетическая эффективность уменьшается.
Отметим, что наибольшей спектральной эффективностью среди частотных
видов модуляции обладает модуляция MSK. Сравнение MSK c гауссовой
фильтрацией (модуляция GMSK) и относительной полосой BTb = 0.3 и
модуляции QPSK с фильтром приподнятого косинуса с коэффициентом
скругления α = 0.35 (оптимальные для многих систем связи параметры)
выявляет, что 99% мощности содержится в относительной полосе 1 для QPSK и
2,6 для GMSK. Таким образом, MSK является спектрально в 2.6 раза менее
эффективной, чем QPSK и в 1.3 раза менее эффективной, чем BPSK.
Однако, здесь следует сделать одно существенное замечание относительно
модуляции GMSK. Ее спектральная эффективность ниже, чем QPSK, в
системах с линейным усилением. GMSK, как частотный вид модуляции,
позволяет использовать высокоэффективные нелинейные усилители и
ограничители, что дает энергетический выигрыш. При прохождении QPSK
через подобные устройства, ее спектр расширяется
(происходит некоторое восстановление боковых лепестков). Поэтому, в
некоторых случаях GMSK может иметь большую эффективность, чем QPSK. В
частности, в стандарте GSM выбор сделан в пользу GMSK, а в CDMA –
OQPSK.
- 153 -
BER
1,0
10-1
10-2
BPSK
FSK
-3
10
10-4
MSK
10-5
10-6
DBPSK
-7
10
10-8
10-9
Eb/Nо ,дБ
10-10
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
Рисунок 3.18 – Зависимости вероятности ошибки от отношения
сигнал/шум
3.2.3 Контрольные вопросы
1. Какие двухпозиционные методы модуляции Вы знаете?
2. Поясните алгоритм формирования сигналов BPSK
3. В чем заключается основное преимущество BDPSK по сравнению с
BPSK?
4. С какой целью используется гауссовский фильтр в модуляции GMSK?
5. Поясните принцип формирования сигналов при модуляции с
миниальным сдвигом
6. Дайте определения сректральной и энергетической эффективности
Сигналов
7. Какие из духпозиционных методов модуляции имеют наибольшую
спектральную эффективность?
3.3 Многопозиционные методы модуляции
3.3.1 Классификация многопозиционных методов модуляции
Напомним, что многопозиционные методы модуляции применяются для
повышения информационной и спектральной эффективности систем радиосвязи.
- 154 -
Классификация применяемых и перспективных многопозиционных методов модуляции в цифровых системах радиосвязи показана на рисунке 3.19.
Многопозиционные
методы модуляции
MFSK
QPSK
DQPSK
MPSK
Кодовая
модуляция
QAM
π / 4 DQPSK
OQPSK
MPSK
M>4
QPSK- Квадратурная фазовая манипуляция
DQPSK - Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция
OQPSK - Квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом
π / 4 DQPSK - Дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция со
сдвигом π/4
QAM – Квадратурная амплитудная модуляция
Рисунок 3.19 – Классификация многопозиционных методов модуляции
Выбор конкретного вида многопозиционной
производиться с учетом следующих факторов:
модуляции
должен
• минимизация вероятности ошибки на бит;
• минимизация требуемого энергетического потенциала;
• максимизация спектральной эффективности;
• минимизация сложности аппаратуры формирования и обработки
сигналов.
Наибольшее распространение на практике получили многопозиционные
методы фазовой (МPSK) модуляции.
Полезным и наглядным является графическое представление возможных
значений огибающей фазоманипулированного сигнала на комплексной плоско- 155 -
сти. Такое изображение называют сигнальным созвездием. Геометрическая
иллюстрация формируемого ансамбля ФМ сигналов изображена на рисунке
3.20.
01
00
Eс
0
11
Eс
1
10
б) М=4
а) М=2
110
010
01
11
111
Eс
011
00
10
Eс
001
101
100
000
г) М=8
в) М=4
Рисунок 3.20 – Примеры созвездий сигнальных точек
Здесь сигнальные точки лежат на окружности, радиус которой
определяется энергией Е, сигналов. Можно заметить, что PSK сигналы
обладают некоторыми общими свойствами с АМ сигналами. Действительно, с
увеличением M (M >2) размерность сигнального пространства не изменяется. А
это означает, что с увеличением М возрастает спектральная эффективность.
Но с другой стороны, с увеличением М при постоянной энергии сигналов
происходит сближение сигнальных точек.
- 156 -
Поэтому для поддержания вероятности ошибки на прежнем уровне
приходится увеличивать энергию сигналов (увеличивать радиус окружности).
Иначе говоря, здесь, как в случае АМ сигналов, увеличение спектральной
эффективности достигается за счет снижения энергетической
эффективности.
3.3.2 Квадратурная фазовая манипуляция QPSK
3.3.2.1 Формирование сигнала QPSK
Перед рассмотрением алгоритма формирования сигнала QPSK на простых
примерах рассмотрим суть многопозиционных методов.
На рисунке 3.21а приведена упрощенная структурная схема обработки
двух цифровых сигналов в случае 4–х позиционной фазовой модуляции.
ЦС1
Р1
Вых
ПК
ЦС2
ФМд
Р2
а)
ЦС1
1
0
0
1
0
t
0
1
0
1
1
t
ЦС2
Вых.ПК
3
2
1
0
t
Ти
б)
Рисунок 3.21 – Пояснение принципа 4–х позиционной
фазовой модуляции
- 157 -
Передаваемые цифровые потоки после восстановления в регенераторах
Р1 и Р2 подаются на преобразователь кода ПК. На выходе ПК в зависимости
от возможных сочетаний двоичных символов:
{0 0}, {0 1}, {1 0}, {1 1}
формируется 4-х уровневый сигнал (диаграммы на рисунке 3.21б).На выходе
фазового модулятора ФМд в данном случае необходимо сформировать
сигнал с 4-мя значениями фазы несущей частоты, соответствующими
уровням 4-х уровневого сигнала на выходе ПК. Ширина спектра
модулированного сигнала зависит от длительности тактового интервала Ти.
Так как в данном случае величина Ти сохраняется неизменной, можно
сделать вывод: увеличение позиционности модуляции позволяет увеличить
скорость передачи информации при сохранении полосы частот.
Предположим теперь, что на вход ПК подан один цифровой сигнал.
Очевидно, что в этом случае на выходе ПК может быть сформирован 4-х
уровневый сигнал. Но при этом каждый из его уровней должен
соответствовать одному из 4-х возможных сочетаний бит на двух соседних
тактовых интервалах. При этом длительность тактового интервала Ти
увеличивается в два раза по сравнению с исходным значением.
Следовательно, можно сделать вывод, что увеличение позиционности
модуляции при неизменной информационной скорости позволяет
сформировать более узкополосный спектр модулированного сигнала, т.е.
повысить спектральную эффективность.
Практическая реализация рассмотренных вариантов модуляторов
затруднена в связи со сложностью выполнения ФМд.
Наиболее широкое распространение получили модуляторы, основанные
на квадратурном представлении сигналов.
Любой сигнал с произвольной начальной фазой φ0 и частотой f можно
представить в виде:
s (t) = A cos (2 π f t + φ0)= А[ cos (2 π f t) cos φ0 - sin (2 π f t) sin φ0]
(3.37)
где: I (t) = Acos φ0 и Q (t) = Asin φ0 носят название квадратурных
коэффициентов соответственно синфазного и квадратурного каналов.
Упрощенная структурная схема квадратурного модулятора QPSK
приведена на рисунке 3.22. Цифровой сигнал в делителе потока ДП
разделяется на два цифровых потока А и В. Развернутая структурная схема
ДП приведена на рисунке 3.23а, а на рисунке 3.23б приведены
соответствующие временные диаграммы. Разделение входного потока на
два производится в демультиплексоре DMX .
- 158 -
Q(t)
П1
А
Вход
ДП
Выход
π/2
ЛС
∑
В
Г
I(t)
П2
Рисунок 3.22 - Структурная схема квадратурного модулятора QPSK
1
ТИ
ЦС
3
2
Удв.
Дл.
4
Удв.
Дл.
5
А
В
а)
DMX
ТИ
ЦС
t
Т.1
t
Т.2
t
Т.3
t
Т.4
t
Т.5
t
б)
Рисунок 3.23 – Диаграммы работы делителя потоков
- 159 -
Более детальные диаграммы работы модулятора QPSK приведены на
рисунке 3.24. На этих диаграммах:
а) исходный цифровой сигнал,
б) исходный сигнал в коде NRZ – L,
в), г) манипулирующие сигналы синфазного (I) и квадратурного (Q)
каналов,
д), е) изменения фазы квадратурных несущих,
ж) изменения фазы выходного сигнала модулятора.
Ти
а)
1
0
1
1
0
0
1
0
t
+1
t
б)
-1
I(t)
+1
в)
t
-1
Q(t)
+1
t
г)
-1
φ,
I
д)
φ,
Q
е)
φ
ж)
π
t
0
π
t
0
7/4 π
5/4 π
¾π
π /4
0
t
Рисунок 3.24 – Диаграммы работы модулятора QPSK
- 160 -
В данном случае формируется созвездие сигнальных точек, показанное
на рисунке 3.25. В таблице 3.3 приведен вариант манипуляционного кода для
QPSK.
Таблица 3.3 – Манипуляционный код для QPSK
Комбинации
двоичных
символов
11
Значения манипулирующих
сигналов в квадратурных
каналах
I
Q
+1
-1
Фаза
несущей
частоты
π /4
01
-1
+1
3/4 π
00
-1
-1
5/4 π
10
+1
-1
7/4 π
Q (t)
11
●
01
●
π/4
00
●
I (t)
● 10
Рисунок 3.25 – Созвездие сигнальных точек сигнала QPSK
- 161 -
Для характеристики свойств модулированных сигналов используют
диаграммы фазовых переходов, которые представляют собой графические
изображения траекторий перемещений сигнальных точек в сигнальном созвездии
при переходе от одного передаваемого канального символа к другому (рисунок
3.26).
Q (t)
11
●
01
●
π/4
00
●
I (t)
● 10
Рисунок 3.26 – Диаграмма фазовых переходов сигнала QPSK
На этой диаграмме сигнальная точка с координатами (1,1) расположена на
линии, образующей угол 45° с осями координат и соответствует передаче
символов 1 и 1 в квадратурных каналах модулятора. Если следующей парой
символов будет (0,1), которой соответствует угол 135°, то из точки (1,1) к точке
(0,1) можно провести стрелку, характеризующую переход фазы радиосигнала от
значения 45° к значению 135°.
Полезность такой диаграммы можно проиллюстрировать на следующем
примере. Из рисунка 3.26 видно, что четыре фазовые траектории проходят
через начало координат. Например, переход из точки сигнального созвездия (1,
1) в точку (0, 0) означает изменение мгновенной фазы высокочастотного
несущего колебания на 180°. Так как на выходе модулятора обычно
устанавливают узкополосный высокочастотный фильтр, то такое изменение
фазы сигнала сопровождается существенным изменением значений огибающей
сигнала на выходе этого фильтра и, следовательно, во всей линии передачи. В
цифровых системах передачи непостоянство значений огибающей радиосигнала
по многим причинам является нежелательным.
Отметим еще одну важную особенность сигнального созвездия QPSK.
В многопозиционных ансамблях сигналов каждый символ содержит
информацию о нескольких двоичных символах. Для минимизации вероятности
ошибки на двоичный символ необходимо оптимизировать манипуляционный
код, сопоставляющий каждому символу сигнала набор двоичных
- 162 -
информационных символов. Ошибки чаще происходят за счет переходов в
области соседних символов. Поэтому информационные комбинации,
соответствующие соседним символам, должны отличаться наименьшим числом
двоичных символов. Этому условию удовлетворяет код Грея (рисунок 3.25).
Здесь переход из любой сигнальной точки в соседнюю приводит к ошибке
только в одном разряде двухразрядной кодовой комбинации. Естественно, что
сигнальные точки, разнесенные на π , соответствуют комбинациям двоичных
символов, отличающимся в двух разрядах.
Каждому значению фазы модулированного сигнала соответствует 2 бита
информации, и поэтому изменение модулирующего сигнала при QPSKмодуляции происходит в 2 раза реже, чем при BPSK-модуляции при
одинаковой скорости передачи информации. Известно [2], что спектральная
плотность мощности многоуровневого сигнала совпадает со спектральной
плотностью мощности бинарного сигнала при замене битового интервала Tb на
символьный Tc = Tb log2M. Для четырехуровневой модуляции M=4 и,
следовательно, Tc = 2Tb .
3.3.2.2 Спектральная и энергетическая эффективность QPSK
Спектральная плотность мощности QPSK-сигнала при модулирующем
сигнале с импульсами прямоугольной формы на основании определяется
выражением:
G(f) = 2A2 Tb [(sin (π/fc – f/2Tb) / (π/fc – f/2Tb)]2
(3.38)
Из данной формулы видно, что расстояние между первыми нулями
спектральной плотности мощности сигнала QPSK равно ∆ f = 1/Tb, что в 2 раза
меньше, чем для сигнала BPSK. Другими словами, спектральная эффективность
квадратурной модуляции QPSK в 2 раза выше, чем бинарной модуляции BPSK.
Характер энергетического спектра сигнала QPSK показан на рисунке
3.27. На этом же рисунке для сравнения приведен спектр сигнала BPSK.
Таким образом, при QPSK полоса частот сокращается в два раза по
сравнению с BPSK. В этом нет ничего удивительного. QPSK, оставаясь
двоичным каналом, представляет его потенциальные возможности.
Поэтому в рамках теории информации BPSK может служить примером
бесполезного расширения полосы частот без получения энергетического
выигрыша, а QPSK следует считать эталонной моделью двоичного
радиоканала связи, которую можно использовать при сравнении
эффективности способов обмена энергетического потенциала на полосу
частот.
Отметим, что спектральная эффективность QPSK близка к 2 бит/с/Гц.
- 163 -
G (f) / G (0),
дБ
0
BPSK
-10
QPSK
- 20
- 30
fT
0
0,5
1,0
1,5
2,0
Рисунок 3.27 – Энергетический спектр сигнала QPSK
Энергетическая эффективность QPSK описывается выражением:
BER = Q ( (Eb/N0)1/2)
Графическая зависимость приведена на рисунке 3.32.
Таким образом, сигналы BPSK и QPSK
имеют одинаковую
энергетическую эффективность.
С увеличением позиционности модуляции, вероятность битовой ошибки
увеличивается , Q(x) является убывающей функцией аргумента. Таким образом,
как правило, при увеличении спектральной эффективности энергетическая
эффективность уменьшается.
Однако BER для BPSK и QPSK описываются одинаковыми формулами,
при этом QPSK в 2 раза спектрально эффективнее, чем BPSK. Следовательно,
QPSK всегда существенно эффективнее, чем BPSK, и, обыкновенно, имеет
смысл использовать QPSK, а не BPSK. Физически, это объясняется тем, что в
случае QPSK добавляется дополнительная степень свободы: квадратурная
составляющая Q(t). В случае BPSK используется только синфазная
составляющая I(t). Квадратурная форма когерентного фазового демодулятора
приводит к тому, что два канала детектора обеспечивают независимый прием
двух бинарных фазомодулированных сигналов.
- 164 -
Pош
1
10-1
10-2
10-3
10-4
10-5
10-6
10-7
10-8
10-9
Eb/N0 ,dB
10-10
0
2
4
6
8
10
12
14
Рисунок 3.28 – Энергетическая эффективность QPSK
3.3.3 Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция DQPSK
(differential quadrature phase shift keying)
3.3.3.1 Общие пояснения
Практическая реализация QPSK предполагает когерентную демодуляцию
принимаемого сигнала. При когерентной демодуляции PSK сигналов
предполагается, что в демодуляторе обеспечивается формирование
когерентного опорного сигнала с требуемой точностью. Однако практически
сформировать такой сигнал не всегда возможно.
Обычно фазовая ошибка содержит две составляющие, обусловленные
особенностями работы блока восстановления несущей из принимаемого
сигнала: одна вызвана воздействием шума и представляет собой случайный
процесс,
другая — детерминированная составляющая и определяется
возможной неоднозначностью при восстановлении несущей из PSK сигнала.
Например, при восстановлении несущей из QPSK сигнала принимаемый
сигнал должен быть возведен в четвертую степень для устранения фазовой
манипуляции. При формировании когерентного опорного сигнала частоту
полученного сигнала необходимо разделить на 4. В результате возникает
фазовая неоднозначность кратная л/4.
- 165 -
Для устранения этой фазовой неоднозначности необходимо осуществлять
относительное кодирование символов передаваемого сообщения так, чтобы
необходимая информация содержалась в разности фаз двух последовательно
передаваемых PSK сигналов. В этом случае говорят об относительной
фазовой манипуляции
или фазовой манипуляции с относительным
кодированием символов передаваемого сообщения.
При демодуляции решение относительно переданного символа
сообщения принимается на основе разности фаз сигналов в смежных
интервалах времени. В результате фазовая неоднозначность может быть
устранена. Для реализации рассмотренного метода передачи в фазовом
модуляторе сигнала производится относительное кодирование символов
передаваемого сообщения, а затем осуществляется абсолютная фазовая
манипуляция. Таким образом, для передачи k символов сообщения требуется
(k+1) абсолютных значений фазы. Иначе говоря, для устранения фазовой
неоднозначности необходимая избыточность составляет один символ.
В качестве примера рассмотрим преобразование абсолютного кода в
относительный (относительный кодер) для М = 2 . Технически данное
преобразование осуществляется при помощи логической схемы «исключающее
ИЛИ» (рисунок 3.29):
bк
=1
●
dк
dк-1
Тз=Ти
dk – символ на выходе кодера в относительном коде,
bk – текущий символ в абсолютном коде,
dk – 1 – предыдущий символ в относительном коде,
Рисунок 3.29 - Преобразование двоичных символов в относительный
код
В случае DQPSK относительное кодирование осуществляется с помощью
более сложного алгоритма.
Наиболее проста реализация модулятора DQPSK на основе квадратурного
представления сигналов (рисунок 3.30). Эта схема во многом совпадает со
схемой модулятора QPSK. Дополнительно в схему введен преобразователь кода
ПК, выполняющий преобразование символов потоков А и В из абсолютного в
относительный код.
- 166 -
П1
Аман
Аотн
А
Вход
ПК
ДП
В
Q(t)
Выход
π/2
ЛС
∑
Вотн
Г
Вман
П2
I(t)
Рисунок 3.30 – Структурная схема модулятора DQPSK
В схеме модулятора имеется опорный генератор (Г), формирующий
синфазную (I) и квадратурную (Q) составляющие несущего колебания, которые
подаются на перемножители (П1 и П2).
Выработка напряжений, обеспечивающих изменение фазы несущего
колебания в соответствии с манипуляционным кодом производится с помощью
логической схемы (ЛС). Результирующий сигнал DQPSK формируется на
выходе сумматора (С).
При этом значение фаз несущих синфазного и квадратурного каналов А и
В , равные в момент начала рассмотрения соответственно А и В , изменяются
0
0
в соответствии с таблицей 3.4.
Диаграмма фазовых переходов для сигнала DQPSK точно такая же, как и
для сигнала QPSK. Это означает, что сигнал DQPSK , как и сигнал QPSK имеет
изменение фазы несущей частоты на 1800 при одновременной смене символов
в квадратурных каналах.
Относительное кодирование приводит, грубо говоря, к увеличению
вероятности ошибки вдвое. Это является платой за возможность устранения
фазовой неоднозначности. Кроме того, при демодуляции относительных
сигналов возникающие ошибки группируются в пары. Действительно, если
значение абсолютной фазы определено ошибочно, то это вызывает появление
ошибок в двух смежных тактовых интервалах Ти.
Таким образом, формируется «созвездие» сигнала DQPSK (рисунок 3.31).
Формирование сигнала DQPSK при помощи квадратурного модулятора
поясняется диаграммами, приведенными на рисунке 3.32.
- 167 -
Таблица 3.4 – Изменения фаз квадратурных несущих DQPSK
Аотн
0
Вотн
φа
0
φА0
0
1
1
1
1
0
01
φВ
Δφ°
φВ0
φА0
0°
φВ0+180°
90°
φА0+180°
φВ0+180°
180°
φА0+180°
φВ0
270°
А0
00
Q
В0
В 0
I
11
А0
10
Рисунок 3.31 – Созвездие сигнальных точек сигнала DQPSK
- 168 -
Ти
ЦС
t
0
А
t
0
В
t
0
Аотн
t
0
Вотн
t
0
Аман
1
t
0
-1
Вман
1
t
0
-1
DQPSK
t
∆φ=7/4π
∆φ=π
∆φ=7/4π
∆φ=π
∆φ=π/2
Рисунок 3.32 – Формирование сигнала DQPSK
На рисунке 3.32 приняты следующие обозначения:
А , В – последовательности двоичных символов на выходе делителя
потоков ДП,
Аотн, Вотн – последовательности А и В в относительном коде
- 169 -
(NRZ – S),
Аман, Вман – манипулирующие последовательности синфазного и
квадратурного каналов соответственно (выход логической
схемы ЛС),
DQPSK – выходной сигнал модулятора (в целях упрощения рисунка на
этой диаграмме показан один период несущей частоты).
Сформулируем краткие выводы:
Энергетический спектр сигнала DQPSK совпадает со спектром сигнала
QPSK.
Модуляция OQPSK является более эффективной, чем QPSK, в системах с
нелинейным усилением. Как можно заметить из сигнального созвездия QPSK,
при переходе из одного символьного состояния в другое, возможно изменение
фазы либо на 900, либо на 1800. Таким образом, максимальное изменение фазы
равно 1800. Временная форма сигнала QPSK с импульсами прямоугольной
формы имеет постоянную огибающую. Однако после ограничения спектра
форма импульсов становится непрямоугольной и огибающая перестает быть
постоянной. Появляется паразитная амплитудная модуляция. Оказывается, что
чем больше изменение фазы при переходе от одного символьного значения к
другому, тем больше будет скачок амплитуды и больше глубина паразитной
амплитудной модуляции. Паразитная АМ приводит к повышению требований
линейности усилителя мощности и снижению энергетической эффективности.
Если ограничить величину максимального изменения фазы, то можно
существенно снизить уровень паразитной АМ. Данная идея реализована в
сигнале OQPSK.
3.3.4 Квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом OQPSK (offset
QPSK)
В цифровых системах радиосвязи часто используются узкополосные
фильтры, которые в ряде случаев вызывают существенные искажения
проходящих через них сигналов. Эти фильтры являются существенными
элементами аппаратуры. Сюда входят усилители промежуточной частоты,
фильтры для предотвращения перегрузки аппаратуры, подавления паразитных
помех излучений .Ограничение полосы сигнала QPSK приводит к появлению
амплитудной модуляции, обусловленной переходными процессами (в основном,
при скачках фазы на 1800). С подобным явлением мы уже сталкивались при
рассмотрения методов BPSK и BDPSK. Изменения огибающей нежелательны,
так как дополнительное усиление сигнала нелинейными элементами может
увеличить энергию боковых полос, увеличить помехи в соседних каналах и
вызвать искажения из – за влияния преобразования АМ / ФМ (амплитуднофазовая конверсия).
В случае обычных двухпозиционных методов модуляции фаза несущего
колебания изменяется скачком от одного возможного значения к другому в
- 170 -
соответствии с модулирующим сигналом. Рассмотрим в качестве примера
процесс формирования сигнала DPSK (относительная фазовая модуляция). На
рисунке 3.33 приведены диаграммы, поясняющие этот процесс..
Исходный цифровой сигнал (рисунок 3.33а) предварительно преобразуется
в относительный сигнал (в данном случае NRZ - M) (рисунок 3.33б).Затем этим
сигналом производится модуляция несущей (рисунок 3.37в –немодулированная
несущая) по принципу синхронной PSK (BPSK). В результате формируется
сигнал DPSK (рисунок 3.33г). С целью упрощения на рисунке 3.33 показан
один период несущей частоты.
При таких изменениях фазы несущего колебания энергетический спектр
модулированного сигнала имеет высокий уровень боковых лепестков. С целью
формирования спектра модулированный сигнал подвергается фильтрации .
Влияние фильтрации поясняется рисунком 3.34.
Как следует из рисунка 3.34б, в результате фильтрации сигнал приобретает
паразитную амплитудную модуляцию. Огибающая модулированного сигнала
“ проваливается “ до нуля в моменты времени, соответствующие
скачкообразному изменению фазы несущего колебания на 180 . Это явление
приводит к заметному снижению средней мощности радиосигнала и снижению
помехоустойчивости.
Ти
t
а)
t
fн
б)
t
в)
t
г)
Рисунок 3.33 – Формирование сигнала DPSK
- 171 -
Tи
a)
t
б)
t
в)
t
а) DPSK сигнал до фильтрации,
б) DPSK сигнал после фильтрации,
в) DPSK сигнал после ограничения и усиления
Рисунок 3.34 – Влияние фильтрации на DPSK сигнал
Спектр случайной последовательности радиоимпульсов с детерминированным тактовым интервалом определяется амплитудным спектром огибающей
одиночного радиоимпульса. На рисунке 3.34в показана огибающая
радиосигнала после прохождения нелинейного элемента ( ограничитель,
усилитель ) . Как следует из этого рисунка , огибающая одиночного
радиоимпульса вновь становится прямоугольной и энергетический спектр
последовательности радиоимпульсов приближается к спектру сигнала DPSK до
фильтрации. По этой причине, например, в приемопередатчиках ЦРРС не
используются амплитудные ограничители, а усилители должны работать в
линейном режиме .
Вместо разбиения интервала возможных значений мгновенной фазы несущего колебания на небольшие интервалы и переходов между ними скачка-ми
можно переходить от одного значения фазы к другому плавно по какому-либо
закону ( например, по линейному ). Если при этом сигнальная точка остается на
окружности радиусом единица , то формируется сигнал с постоянным
значением амплитуды .
В сигнале OQPSK такие скачки фазы несущей отсутствуют, так как
формирование сигнала производится с использованием двух квадратурных
каналов, смещенных по времени на величину тактового интервала Ти. При этом
скачки фазы на 900 остаются.
- 172 -
Диаграмма фазовых переходов для сигнала QPSK со смещением
представлена на рисунке 3.35.
Q
01
11
●
●
π/4
00 ●
I
● 10
Рисунок 3.35 – Диаграмма фазовых переходов для сигналов ОQPSK
Схема квадратурного модулятора OQPSK отличается от схемы модулятора
QPSK тем. что в схеме делителя потока устраняется линия задержки на
тактовый интервал Ти). Очевидно, что аналогичным образом может быть
получена смещенная DQPSK.
В качестве примера формирование манипулирующих сигналов для
ODQPSK поясняется диаграммами на рисунке 3.36.
На диаграммах приняты следующие обозначения:
А и В – последовательности двоичных символов на выходе делителя
потоков,
А отн и В отн - последовательности А и В в относительном коде NRZ - M,
Аман и Вман – манипулирующие последовательности на выходе
логической схемы ЛС.
Таким образом,
в случае OQPSK максимальное изменение фазы
составляет π / 2 .Максимальный уровень изменения амплитуды огибающей для
OQPSK составляет 30% по сравнению со 100% для обычной QPSK.
- 173 -
Ти
ЦС
t
0
А
t
0
В
t
0
Аотн
t
0
Вотн
t
0
Аман
1
t
0
-1
Вман
1
t
0
-1
Рисунок 3.36 – Формирование манипулирующих сигналов для
ODQPSK
- 174 -
Pош
1
10-1
10-2
10
2
-3
1
-4
10
10-5
10-6
10-7
10-8
10-9
Eb/N0 ,dB
10-10
0
2
4
6
8
10
12
14
1 – BPSK, DBPSK, 2 – 8 PSK
Рисунок 3.37– Зависимости вероятности ошибки от отношения
сигнал/шум
Таблица 3.6 – Вероятность ошибки на бит для BPSK и BDPSK и MPSK
Вид модуляции
Вероятность ошибки на бит
BPSK
Q ( (Eb/N0)1/2)
QPSK, код Грея
Q ( (2Eb/N0)1/2)
MPSK
2 [1 – Ф (
- 175 -
Åb/No sin
π /М)]
3.3.5 Квадратурная амплитудная манипуляция QAM
3.3.5.1 Общие сведения
В высокоскоростных системах радиосвязи актуальной становится задача
повышения информационной, спектральной и энергетической эффективности.
Данная задача решается путем рационального выбора метода модуляции.
Как известно, модуляция может быть линейной или нелинейной. Для
линейных типов модуляции справедливо линейное соотношение между
спектром модулирующего сигнала и спектром модулированного колебания.
Также линейны соотношения между амплитудой модулированного сигнала и
исходным информационным сигналом и полной фазой модулированного
сигнала и информационным сигналом. К линейным видам модуляции относятся
амплитудная и фазовая. Частотная модуляция является нелинейной.
Для линейных процессов справедлив принцип суперпозиции, поэтому для
них можно параллельно изменять 2 параметра несущего колебания.
В этой
связи используются обычно комбинации из «классических методов
модуляции», в частности, различные варианты амплитудно-фазовой
модуляции. Очевидно, что для повышения спектральной эффективности
методов модуляции необходимо повышение позиционности модуляции. При
этом важным становится выбор варианта созвездия сигнальных точек,
обеспечивающего
наибольшую
спектральную
и
энергетическую
эффективность.
Для пояснения преимущества таких комбинированных методов модуляции
над "классическими" методами могут быть применены так называемые
констелляционные (от слова constellation – созвездие) или треллис (от слова
trellis – решетка) диаграммы. На рисунке 3.38 показаны некоторые варианты
созвездий сигнальных точек.
Используется также вариант названия – квадратурные диаграммы,
напрямую связанные со способом изображения на комплексной плоскости
гармонических функций при их разложении на синусоидальную ("мнимую" –
Im) и косинусоидальную ("вещественную" – Re) составляющие.
Энергия сигналов PSK в процессе модуляции не изменяется и
геометрическим местом сигнальных точек является окружность. При сравнении
ансамблей сигналов важным является, в первую очередь, минимальное
расстояние между сигнальными точками D.
С повышением позиционности фазовой модуляции величина D
уменьшается, что приводит к снижению помехоустойчивости. Поэтому, как
уже отмечалось, на практике не используются сигналы с фазовой модуляцией
при М › 8. Другими словами при фазовой манипуляции сигнальное
пространство используется неэффективно. Более благоприятными являются
сигналы с квадратурной амплитудной модуляцией (QAM).
- 176 -
Варианты «созвездий» сигнальных точек
Im
Im
Re
Re
а)
в)
Im
Im
Re
Re
г)
б)
воскресенье, 24
октября 2010 г.
С и РРСП доц. Б.Н.Маглицкий
92
Рисунок 3.38 – Варианты созвездий сигнальных точек
Для сравнения на рисунке 3.39 приведены сигнальные созвездия для
сигналов PSK – 16 и QAM -16. Ансамбль QAM – сигнала содержит точки,
находящиеся на разном расстоянии от начала координат. Энергия сигнала не
постоянна и зависит от конкретной реализации сигнала. Сигнальное
пространство при QAM используется более эффективно (при одинаковой
позиционности модуляции), чем при PSK, что проявляется в увеличении
минимального расстояния между сигнальными точками.
Значения минимальных расстояний, выраженные через среднюю энергию
сигнала Ес = Еб / М равны:
для QPSK : D = Еб ,
для PSK -8: D = 1,325 Еб ,
для PSK -16: D = 0.78 Еб ,
для QAM -16: D = 1,265 Еб .
Наибольшее распространение на практике получил вариант решетчатого
расположения сигнальных точек (рисунок 3.38в).
- 177 -
D
D
QAM -16
PSK -16
Рисунок 3.39 – Сигнальные созвездия для PSK -16 и QAM -16
3.3.5.2 Принцип формирования сигнала QAM
Алгоритм квадратурной амплитудной модуляции (QAM, Quadrature
Amplitude Modulation) представляет собой разновидность многопозиционной
амплитудно-фазовой модуляции.
При использовании данного алгоритма передаваемый сигнал кодируется
одновременными изменениями амплитуды синфазной (I) и квадратурной (Q)
компонент несущего гармонического колебания (fc), которые сдвинуты по фазе
друг относительно друга на π/2 радиана. Результирующий сигнал Z
формируется при суммировании этих колебаний. Таким образом, QAM модулированный сигнал может быть представлен соотношением:
Zm(t) = Im cos(2 π fc t) + Qm sin(2 π fc t),
(3.39)
где: Im и Qm — квадратурные коэффициенты.
Этот же сигнал также может быть представлен в комплексном виде:
- 178 -
Z = I + j Q, или
Zm = Am exp (2 p fc t + jm),
где:
Am = (Qm2 + Im2)1/2 — алгоритм изменения амплитуды
модулированного сигнала,
jm = arctg (Qm / Im) — алгоритм изменения фазы.
Таким образом, при использовании квадратурной амплитудной модуляции
передаваемая информация кодируется одновременными изменениями
амплитуды и фазы несущего колебания.
На рисунке 3.40 представлен принцип формирования результирующего
колебания Z путем суммирования вектора квадратурной составляющей Qm с
вектором синфазной составляющей Im. Амплитуда вектора Zm определяется
соотношением Am, а угол, который этот вектор образует с осью абсцисс,
определяется соотношением jm.
Q
Zm
Qm
jm
I
Im
Рисунок 3.40 – Принцип формирования сигнала QAM
Для данного алгоритма существенно, что при модуляции синфазной и
квадратурной составляющей несущего колебания используются дискретные
значения
изменения
амплитуды.
Поэтому
окончания
векторов
модулированного колебания образуют прямоугольную сетку на фазовой
плоскости действительной - Re{Z} и мнимой составляющей вектора
модулированного сигнала - Im{Z}. Число узлов этой сетки определяется типом
используемого алгоритма QAM. Схему расположения узлов на фазовой
- 179 -
плоскости модулированного QAM колебания принято называть созвездием
(constellation ).
Модулирующие сигналы принимают дискретные значения 1 ; 3 ,
5 и т.д . На рисунке 3.41 показаны некоторые созвездия сигналов QAM при
различных значениях М.
Сигнал на выходе модулятора QAM в общем случае промодулирован как
по амплитуде, так и по фазе. Рассмотрим в качестве примера реализацию
модулятора QAM-16 (рисунок 3.42). Входной цифровой сигнал
восстанавливается в регенераторе (Р), затем в преобразователе кода (ПК)
формируется
бинарный
однополярный
сигнал,
подвергающийся
скремблированию в скремблере (СКР).
Q
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
5
3
●
●
●
●
●
●
●
М=32
М=64
●
●
●
●
●
●
●
М=16
●
●
-3
-5
●
●
●
●
1
-1
●
●
1
●
●
М=4
3
5
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
-1
●
●
●
●
●
●
●
●
-3
-5
●
●
●
●
Рисунок 3.41 – Сигнальные созвездия QAM
- 180 -
I
6
ДП3
ЦАП
5
Р
ПК
Скр
Q(t)
sin ωt
2п
ЦС
ПФ2
П2
π/2
ДП1
∑
Вых
Г
1п
cos ωt
4
ДП2
ЦАП
П1
ПФ1
I(t)
3
Рисунок 3.42 – Структурная схема модулятора QAM -16
В делителе потока ДП1 входной сигнал разбивается на два потока, каждый
из которых затем в ДП2 и ДП3 разделяется на потоки 3,4,5,6. В цифроаналоговых преобразователях ЦАП происходит формирование 4-х уровневых
сигналов квадратурных каналов (каждому из четырёх возможных сочетаний
двоичных символов входных потоков (3;4) или (5;6) ставится в соответствие
определённый уровень сигнала на выходе ЦАП).
Сигналы квадратурных несущих формируются с помощью генератора (Г) и
фазосдвигающей цепи на
. В перемножителях П1 и П2 происходит
2
перемножение 4х- уровневых сигналов и квадратурных несущих (фактически
осуществляется амплитудная модуляция несущих).
Полосовые фильтры в схеме модулятора производят сглаживание фронтов
х
4 - уровневых сигналов. Данный модулятор работает на промежуточной
частоте, поэтому сигнал с его выхода поступает на передатчик (Пд). На выходе
сумматора формируется выходной сигнал.
Преобразование блоков из 4-х двоичных символов в значения
модулирующих сигналов I и Q производится в соответствии с таблицей 3.8.
При этом формируется сигнальное созвездие, приведенное на рисунке
3.43. Преобразование блоков двоичных символов в модулирующие
квадратурные сигналы с целью повышения помехоустойчивости производится
с применением кода Грея. Дело в том, что при приеме сигнала QAM -16 на
фоне помех наиболее вероятна ситуация перехода вектора сигнала в соседнюю
область принятия решений. Сказанное поясняется рисунком 3.44, где показан
фрагмент сигнального созвездия QAM -16 («а» -неискаженный сигнал,
искаженный сигнал – вектор «б»). Под воздействием помех искажается как
амплитуда, так и фаза сигнала. Момент принятия решения в демодуляторе
условно отмечен как «t1».В данном случае в демодуляторе будет
зарегистрирована комбинация двоичных символов 0000.
- 181 -
Таблица 3.8 – Правило манипуляции для QAM -16
Уровни
сигналов
каналах
Блоки двоичных
символов
I
в
Уровни
сигналов
каналах
Блоки двоичных
символов
Q
в
I
Q
0
1
0
1
3
3
1
0
0
1
-1
3
0
1
0
0
3
1
1
0
0
0
-1
1
0
1
1
0
3
-1
1
0
1
0
-1
-1
0
1
1
1
3
-3
1
0
1
1
-1
-3
0
0
0
1
1
3
1
1
0
1
-3
3
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
-3
1
0
0
1
0
1
-1
1
1
1
0
-1
-1
0
0
1
1
1
-3
1
1
1
1
-3
-3
Q
3
1101
1001
0001
0101
1
1100
1000
-3
-1
0000
1
0100
I
3
-1
1110
1010
0010
0110
0011
0111
-3
1111
1011
Рисунок 3.43 – Сигнальное созвездие QAM -16
- 182 -
Область принятия решений
Q
Помеха
3
0101
0001
●
D
а
t1
б
1
●
●
0000
0100
I
3
1
Рисунок 3.44 – Воздействие помех на сигнал QAM -16
Нетрудно видеть, что в данном случае ошибка появляется только в одном
разряде 4-х разрядной группы двоичных символов.
Отметим, что оптимальный в рассмотренном смысле манипуляционный код
получается в случае, если в квадратурных каналах разрешенным уровням
ставятся в соответствие двухразрядные сочетания двоичных символов в коде
Грея, которые затем объединяются в 4-х разрядные.
Спектральная плотность мощности сигнала QAM -16 совпадает со
спектром радиоимпульса длительностью Т = Т0 / log M (Т0 –длительность
информационного символа):
G (f) = A2ср/2 [(sin π (f – f н) Т)/ π (f - fн)Т] 2
(3.40)
где Аср – среднее значение амплитуды сигнала QAM.
Для уменьшения полосы частот применяются предмодуляционные
фильтры типа «приподнятый косинус». Спектр сигнала QAM – 16 приведен на
рисунке 3.45. Спектральная эффективность данного сигнала равна 4 бит/с/Гц.
Удобным и наглядным способом оценки качества передачи являются
«глаз –диаграммы». Гдаз-диаграмма для сигнала QAM – 16 в синфазном
канале показана на рисунке 3.46.
- 183 -
G (f)/ G(0),
дБ
0
QPSK
-10
QAM -16
-20
-30
fT
-40
0
0,5
1,0
1,5
2,0
Рисунок 3.45 – Энергетические спектры сигналов QAM – 16 и QPSK
Рисунок 3.46 – Глаз – диаграммы сигнала QAM - 16
Для оценки энергетической эффективности сигналов воспользуемся
соотношением:
- 184 -
для k = log2M , k – четное
BER = (2P0 - (P0)2 / log2M, где
P0 = [(2( M - 1))/ M ] Q [( ((3 log 2 M ) /( M - 1) /( M - 1))( Eb / N 0 ) ]
для нечетных к:
BER ≤ (1/log2M) [1 – (1 – 2Q( ((3 log 2 M ) /( M - 1) /( M - 1))( Eb / N 0 ) )2]
(3.41)
На рисунке 3.47 приведена соответствующая графическая зависимость
для QAM-16 в сравнении с 16-PSK.
Pош
1.0
10-1
10-2
2
10-3
10-4
1
10-5
10-6
10-7
Eb/No, дБ
10-8
0
5
10
15
20
25
30
35
1 – 16 QAM
2 – 16 PSK
Рисунок 3.47 – Зависимости рош от отношения сигнал/шум
При сравнении M-PSK с M-QAM видно, что M-QAM превосходит по
эффективности M-PSK, причем энергетический выигрыш M-QAM
увеличивается с ростом M. Например, для M=16 выигрыш составляет около 4
дБ, а при M=64 около 10 дБ. Физически это объясняется тем, что расстояние
между соседними точками в сигнальном созвездии M-PSK меньше, чем MQAM. Сигнальное созвездие M-PSK представляет собой окружность с
равномерно распределенными на ней точками, а созвездие M-QAM – квадрат с
- 185 -
равномерно распределенными по его площади точками. Чем больше расстояние
между точками в созвездии, тем менее вероятна ошибка в детектировании
соседнего символа.
3.3.6 Контрольные вопросы
С какой целью применяются многопозиционные методы модуляции?
Поясните алгоритм формирования сигнала QPSK
Поясните назначение элементов схемы модулятора QPSK
Изобразите и поясните диаграмму фазовых переходов QPSK
Объясните алгоритм формирования сигнала DQPSK
В чем заключается отличие структурных схем модуляторов QPSK
и DQPSK?
7. Изобразите «созвездие» сигнальных» точек сигнала QAM – 16.
8. Поясните поструктурной схеме принцип работы
модулятора QAM – 16.
1.
2.
3.
4.
5.
6.
- 186 -
Библиография
1 Банкет В.Л., Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковойсвязи. – М.:
Радио и связь, 1988. – 240 с.
2 Бартенев В.А., Болотов Г.В., Быков В.Л. и др. Спутниковая связь и
вещание: Справочник. - 3-е изд., перераб. и доп. Под ред. Л.Я. Кантора. –
М.: Радио и связь, 1997. - 528 с.: ил.
3 Гомзин В. Н., Лобач В. С., Морозов В. А. Расчет параметров цифровых РРЛ,
работающих в диапазонах частот выше 10 ГГц / СПбГУТ.- СПб, 1998.
4 Данилович О.С. и др. Методические указания к расчету устойчивости
работы РРЛ прямой видимости / ЛЭИС.-Л., 1987.
5 Иванов В.И., Гордиенко В.Н., Попов К.Н. и др. Цифровые и аналоговые
системы передачи: Учебник для вузов. - 2-е изд. Под ред. В.И. Иванова. –
М.: Горячая линия - Телеком, 2003. - 232 с.: ил.
6 Калашников Н.И. и др. Системы радиосвязи: Учебник для ВУЗов. - М.:
Радио и связь, 1988. - 352с.
7 Калашников Н.И. Системы связи через искусственные спутники
Земли. М.: Связь, 1969. – 354 с.
8 Маглицкий Б.Н.Основы технологии множественного доступа с
кодовым разделением каналов : Учебное пособие / СибГУТИ.-2007
г.- 120 с.
9 Маглицкий Б.Н. Спектрально-эффективные методы модуляции в
цифровых системах радиосвязи: Учебное пособие / СибГУТИ.2009 г.- 139 с.
10 Маглицкий Б.Н. Основы технологий множественного доступа в сетях
сотовой связи: Учебное пособие/СибГУТИ.-2011 г.- 142 с.
11 Маглицкий Б.Н. Сигнально – кодовые конструкции для цифровых
систем передачи: монография/СибГУТИ.- 2006 г.- 104 с
12 Маглицкий Б.Н. Эффективность методов модуляции в цифровых
системах радиосвязи: монография/СибГУТИ, Новосибирск, 2011 209 с.
13 Маглицкий Б.Н. Космические и наземные системы радиосвязи: Учебное
пособие/СибГУТИ.-2011 г.- 290 с.
14 Немировский А.С., Данилович О.С., Маримонт Ю.И. и др. Радиорелейные
и спутниковые системы передачи: Учебник для вузов. Под ред. А.С.
Немировского. - М.: Радио и связь, 1986. - 392 с.: ил.
15 Прокис Дж. Цифровая связь/ Пер. с англ. под ред. Д.Д. Кловского. –
М.: Радио и связь, 2000. – 800 с.
16 Регламент радиосвязи. – М.: Радио и связь, 1985.Т.1. – 509 с.
17 Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое
применение, 2-е издание. Пер. с англ. – М.: Издательский дом
“Вильямс”, 2003. – 1104 с.
18 Справочник по спутниковой связи и вещанию / Под ред. Л.Я. Кантора. – М.: Радио и связь, 1983. – 288 с.
19 Системы спутниковой связи: Учеб.пособие для вузов / Под ред.
- 187 -
Л.Я. Кантора. – М.: Радио и связь, 1992. – 224 с.
20 Справочник по радиорелейной связи / Под ред. С.В. Бородича. -М.: Радио
и связь, 1981.
21 Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. – М.: Связь, 1979. – 592 с.
22 Чернявский Г.М., Бартенев В.А. Орбиты спутников связи. – М.:
Связь, 1978. – 224 с.
- 188 -
Борис Николаевич Маглицкий
Спутниковые и радиорелейные
системы передачи
Учебное пособие
Редактор: Г.А.Воинцев
Корректор: Д.С.Шкитина
__________________________________________________________
Подписано в печать
формат бумаги 60х84/16, отпечатано на ризографе, шрифт № 10,
изд.л.18,3; заказ № , тираж 300, СибГути
630102, Новосибирск, ул. Кирова, 86
- 189 -
