Рисунок 3 - Автоматизированная информационная система ГУ
реклама
МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ
РЕСПУБЛИКИ КАЗАХСТАН
СЕМИПАЛАТИНСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
имени ШАКАРИМА
Документ СМК 3
УМКД
УМКД 042-16-13.1.07
уровня
/03-2013
УМКД
Учебно-методические
Редакция № 4
материалы по
от 10.01.2013 г.
дисциплине
«Радиоэлектроника»
УЧЕБНО-МЕТОДИЧЕСКИЙ КОМПЛЕКС
ДИСЦИПЛИНЫ
«Радиоэлектроника»
для специальности 5В011001 – «Физика»
УЧЕБНО-МЕТОДИЧЕСКИЕ МАТЕРИАЛЫ
Семей
2013
Содержание
1.
2.
3.
4.
Глоссарий
Лекции
Лабораторные занятия
Самостоятельная работа студента
3
11
187
261
1 ГЛОССАРИЙ
В настоящем УММ использованы
соответствующими определениями:
следующие
термины
с
А
Адаптер ( adapter ) — вспомогательное приспособление . В последнее время чаще
применяется для названия блока питания портативных радиоустройств
( радиоприёмников , плейеров и т . д .) от сети переменного тока . Иногда адаптером
называют устройство для зарядки аккумуляторов . В прошлом , адаптером называли
звукосниматель в электропроигрывателе граммпластинок .
Ai - функция — в аудиотехнике позволяет запомнить собственную звуковую настройку
системы ( DSP , BBE , Super T - Bass ). При необходимости ее вызывают нажатием одной
кнопки , что очень удобно , если приходится делать настройку тембра .
Амплитуда обратного напряжения кенотрона — параметр , представляющий величину
амплитуды разности потенциалов между катодом и анодом лампы при появлении на катоде
более высокого потенциала относительно анода .
Анодная характеристика электронной лампы , представляет графическую зависимость
анодного тока от анодного напряжения при постоянном сеточном напряжении .
Анодно - сеточная характеристика электронной лампы — это график , показывающий , как
изменяется анодный ток лампы в зависимости от изменения напряжения на управляющей
сетке , при условии , что напряжение на аноде и на остальных электродах постоянно .
В
Варикап — диод , емкость которого зависит от величины приложенного к нему обратного
напряжения . Емкость варикапа в зависимости от приложенного к нему обратного напряжения
можно определить по формуле :
C ( U ) = C (0)[ Uo /( U 0 + U )]1/ n ,
где C ( U ) — емкость диода при обратном напряжении U , С (0) — емкость при нулевом
напряжении , Uo — величина постоянного Напряжения ( несколько десятых долей вольта ), п
— коэффициент , зависящий от типа варикапа ( n = 2...3); емкость варикапов и варикапных
матриц при различных напряжениях смещения можно оценить по приближенной формуле :
С=2С0/и1'2,
где С о — паспортное значение емкости при напряжении смещения 4 В , U — напряжение
смещения ; коэффициент перекрытия по емкости К с — отношение емкостей прибора при
двух заданных значениях обратного напряжения :
Кс = Смакс / Смин .
где С мак c , и С мин . — максимальные и минимальные емкости диода соответственно при
максимальном и минимальном номинальном напряжении смещения ;
Вариконд ( от английских слов vari ( able ) — cond ( enser ) — конденсатор ) — представляет
собой саморегулируемый конденсатор , емкость которого зависит от приложенного
напряжения к его обкладкам . Вариконд обозначается на схемах как обычный конденсатор ,
только возле него ставят символ напряжения U .
Вибратор — устройство , в котором возбуждаются колебания , продолжающееся дольше
вызванного их возбуждения .
Видеовход по низким и высоким частотам ( Composite Video Imput ) — понимают
различные способы подключения видеотехники к телевизору по высоким частотам — через
обычные антенные разъемы , имеющиеся на обоих аппаратах , по низким частотам — через
специальные разъемы , которые могут быть разных типов : « DIN » — круглый 5- или 6контактный разъем , используемый в зарубежной и отечественной технике ; стандарт «
SCART » — прямоугольный удлиненный разъем с 20 контактами , используемый чаще в
аппаратах европейского производства ; стандарт RCA — круглый небольшой коаксиальный
разъем , называемый в обиходе «тюльпан» или «колокольчик» ; стандарт BNC — круглый
коаксиальный разъем , несколько больше стандарта RCA , чаще применяется в
профессиональной технике . На качество изображения подключение по ВЧ и НЧ не влияет ,
но каждая из них имеет свое назначение . Для записи с эфира на видеомагнитофон можно
использовать только ВЧ - вход , а для просмотра видеокассет лучше всего подходит НЧ - вход
.
Внутреннее сопротивление Rj электронной лампы — отношение изменения анодного
напряжения ? U a ( В ) к соответствующему . изменению анодного тока ? I а ( А ) при
постоянном сеточном напряжении :
Rj = ? U a /? la .
Наименьшее внутреннее сопротивление имеют выходные триоды , тетроды и пентоды .
Входная емкость электронной лампы — статическая емкость управляющей сетки по
отношению к тем электродам , на которых в рабочем режиме лампы нет переменных
потенциалов частоты напряжения , приложенного к цепи управляющей сетки .
Выходная емкость электронной лампы — статическая емкость анода по отношению к тем
электродам , на которых в рабочем режиме лампы нет переменных потенциалов той же
частоты , какую имеет переменное напряжение на сопротивлении нагрузки лампы .
Выходная мощность электронной лампы — мощность переменной составляющей
анодного тока , отдаваемая в нагрузку . Чем больше крутизна характеристики выходной
лампы , тем при меньшем напряжении сигнала на входе оконечного каскада можно получить
требуемую выходную мощность .
Г
Гармоники — гармонические ( синусоидальные ) колебания , частоты которых в целое число
раз больше основной частоты данного колебания . Номер гармоники указывает , во сколько
раз ее частота больше основной . Колебание основной гармоники называют также первой
гармоникой
Гептод — семиэлектродная электронная лампа имеющая : анод , катод , две управляющие ,
две экранных и одну защитную сетки . Используется главным образом для преобразования
электрических колебаний высокой частоты в радиоэлектронных устройствах .
Гетеродин — вспомогательный генератор гармонических электрических колебаний ,
используемый для преобразования несущей частоты сигналов в радиоаппаратуре .
д
Дальность приёма — предельное расстояние , на котором для данного приёмника возможен
ещё приём конкретной станции . Существенное влияние на дальность приёма оказывает
время суток ( ночью лучше , чем днем ); время года ( зимой лучше , чем летом );
географическая широта ( в тропиках х уже , чем в умеренном климате ) и т . д .
Динамический диапазон по блокированию ( забитию ) — диапазон от минимального
уровня принимаемого сигнала до максимального уровня сигнала на входе приемника , при
котором сохраняется его линейность . Проявляется в том , что при наличии мощных сигналов
в соседних каналах ( даже далеких по частоте ) прекращается прием корреспондента в
основном канале . Чем динамический диапазон больше , тем лучше .
Динамический диапазон при интермодуляции — параметр , характеризующий
возникновение помехи в основном канале при воздействии на вход приемника двух или более
сигналов других частот . Проявляется в том , что происходит прослушивание
корреспондентов , работающих в других каналах . Чем это параметр больше , тем лучше .
И
Инвертирующий вход ( вход «—» операционного усилителя ) — при подаче сигнала на
этот вход , его фаза оказывается сдвинутой на 180 ° по отношению к фазе выходного сигнала
.
Интегральная схема — электронное устройство , содержащее миниатюрные транзисторы и
другие радиокомпоненты схемы , которые размещены на одном чипе . Синонимы : чип ,
микрочип
К
Карточка - квитанция ( QSL ) — документ , подтверждающий установление радиосвязи
между радиолюбителями . QSL — карточки подразделяются для приемопередающих и
наблюдательных станций . Определенное количество карточек дает право на получение того
или иного радиолюбительского диплома .
Кенотрон — двухэпектродная вакуумная лампа , применяется для выпрямления переменного
электрического тока в постоянный .
Коаксиальный кабель — кабель , состоящий из проводника , как правило , это тонкий
медный провод или трубка , который покрыт изоляцией и находится внутри медной трубки или
оплетки .
Коэффициент нелинейных искажений электронной лампы — отношение квадратного
корня из суммы квадратов выходных напряжений всех высших гармоник ( практически , только
учитываются вторая и третья гармоники ), возникающих при усилении , к напряжению
усиленного сигнала .
Коэффициент широкополосности электронной лампы — отношение крутизны
характеристики ( в миллиамперах на вольт ) к сумме входной и выходной емкостей ( в
пикофарадах ) пампы .
Коэффициент усиления µ электронной лампы представляет отношение приращения
анодного напряжения ди а к приращению напряжения первой ( управляющей ) сетки ? U C i .
при постоянной величине анодного тока : µ= ? U а / U С i. Коэффициент усиления m есть
безразмерная величина , которая характеризует влияние сеточного и анодного напряжений на
анодный ток . Наибольшим коэффициентом усиления обладают высокочастотные пентоды .
Крутизна преобразования частотопреобразовательных ламп — показывает , какую
амплитуду тока промежуточной частоты , в анодной цепи лампы , создает напряжение
сигнала амплитудой в один вольт .
Крутизна характеристики S электронной лампы — величина , которая показывает , на
сколько миллиметров изменяется анодный ток ? I а ( мА ) при изменении сеточного
напряжения ? U С i ( В ) на 1 В при постоянном напряжении на аноде : S = ? I а /? U С 1.
Большая часть современных триодов имеют крутизну в пределах 1 ...20 мА / В .
КСВ - метр — измеритель коэффициента стоячей волны антенны , с его помощью производят
проверку антенны после сильного ветра , обледенения и т . д . Эффективность работы
антенны выше , если значение КСВ близко к 1. При КСВ = 2 — требуется производить ремонт
антенны , появляется возможность выхода из строя транзисторов передатчика .
М
Магнетрон — электровакуумный прибор для генерации электромагнитных колебаний
диапазона сверхвысоких частот , в котором для создания н уж ных траекторий электронов
применяется постоянное магнитное поле .
Микроэлектроника — область техники , использующая полупроводниковые материалы для
создания миниатюрных устройств на электронных схемах .
Модуль полного электрического сопротивления микрофона — нормированное значение
выходного или внутреннего электрического сопротивления микрофона на частоте 1 кГц .
Мультисистемный телевизор ( Multisystem TV ) — аппарат , воспроизводящий . сигнал во
всех телевизионных стандартах , принятых в мире , например , PAL / SECAM / NTSC .
Н
Направленность микрофона — характеристика , представляющая зависимость
чувствительности микрофона на данной частоте от угла между акустической осью микрофона
и направлением , откуда приходит звук . Зависимость принято представлять графически , в
полярной системе координат в виде линии , очерчивающей в плоскости границы зоны , в
которой микрофон воспринимает звуковые сигналы . Типовые диаграммы направленности
микрофонов : восьмерка , кардиоида , су - перкардиоида , гиперкардиоида и ненаправленная .
Неинвертирующий вход ( вход « + » операционного усилителя ) — при подаче сигнала на
этот вход , его фаза совпадает с фазой выходного сигнала .
Нелинейные искажения на выходе усилителя — нарушение формы
выходного напряжения . Другими словами , в спектре выходного напряжения усилителя ,
кроме основной частоты , поданной на вход усилителя , появляются дополнительные частоты
. Для определения нелинейных искажений необходимо исследовать форму колебаний на
выходе испытываемого усилителя . К примеру , это можно сделать с помощью осциллографа
по степени искажения формы синусоиды .
Номинальный диапазон частот громкоговорителя — диапазон частот , в котором
громкоговоритель отвечает параметрам , приведенным в его паспортных данных .
Номинальная мощность громкоговорителя — это подводимая к громкоговорителю
электрическая мощность в ваттах , при которой нелинейные искажения не превышают норм .
В зависимости от назначения громкоговорителя выпускаются головки различной мощности .
Номинальное электрическое сопротивление громкоговорителя
определяется на частоте 400 Гц . Этот параметр необходимо учитывать при подкпючении
громкоговорителя к усилителю . Головки для малогабаритной РЭА делят на низкоомные
(0.5...10 Ом ) и высокоомные ( около 60 Ом ).
Номинальное сопротивление нагрузки микрофона — сопротивление нагрузки , при котором
обеспечиваются заданные параметры микрофона . Как правило , номинальное сопротивление
нагрузки микрофона равно его внутреннему сопротивлению , т . к . в этом случае в нагрузку
отдается максимальная мощность .
О
Оптрон — прибор для связи отдельных частей электронных устройств , когда необходима их
гальваническая развязка .
П
Паспортная ( максимальная шумовая ) мощность громкоговорителя —
мощность , соответствующая наибольшей мощности усилителя , с которым может работать
данный громкоговоритель . Эта мощность , как правило , в 1.3...2 раза больше номинальной .
Пентод — пятиэлектродная пампа , по сравнению с тетродом , добавлена еще одна сетка ,
пятая называемая антидинатронной ( Сз ). Лампа применяется в схемах генерирования ,
усиления колебаний звуковой и высокой частот .
Поиск по индексу ( Index Search ) — сервисная функция магнитофона , позволяющая по
специальной магнитной метке ( индексу ), которая наносится простым нажатием кнопки , легко
и быстро отыскать н уж ный фрагмент записи , без перемотки ленты .
Полное электрическое сопротивление громкоговорителя — это отношение напряжения на
выводах звуковой катушки к току , протекающему в ней . Это сопротивление определяется
активным сопротивлением звуковой катушки , ее индуктивностью и вносимым в
электрическую цепь механическим сопротивлением подвижной системы громкоговорителя .
Полоса пропускания приемника — полоса частот колебаний , пропускаемых
радиоприемником при допустимых искажениях сигнала . Для удовлетворительного приема
радиовещательных станций полоса пропускания приемника должна быть не менее 4...5 кГц .
Военные радиоприемники , обычно , имеют полосу пропускания меньше указанной величины ,
а некоторые из них содержат устройство для регулирования полосы пропускания .
Преселектор — часть супергетеродинного радиоприёмника , содержащая входные цепи и
усилитель радиосигналов до преобразователя частоты .
Проходная емкость электронной лампы — емкость между анодом и управляющей сеткой
лампы .
Р
Радиомикрофон ( «жучок» ) — микрофон , конструктивно объединенный с
радиопередатчиком и предназначенный для перехвата акустической информации . В его
состав могут входить устройства управления и устройства записи . Эти устройства только
расширяют возможности радиомикрофона и не являются его обязательными частями .
Радиоприёмник прямого преобразования . В основе лежит принцип приёма радиосигналов
, сходный с супергетеродинным , но отличается тем , что после преобразования получается
не сигнал относительно высокой промежуточной частоты , а непосредственно низкочастотный
. Необходимая полоса частот выделяется фильтром звуковой частоты .
Радиоприёмник прямого усиления . В приёмнике этого типа производится усиление
сигнала до детектора без преобразования частоты в промежуточную .
Радиоприёмник супергетеродинный — это приёмник , в котором производится
преобразование радиочастоты сигнала в промежуточную .
Разъем AUX ( auxiliary — дополнительный , вспомогательный ) — вспомогательный
разъем , который иногда используется в видеомагнитофоне для управления паузой или
подключения к нему видеокамеры .
Ревербератор — устройство для создания искусственной реверберации электрическими или
электроакустическими методами .
Реверберация — послезвучание , наблюдаемое в закрытых помещениях после выключения
источника звука и обусловленное приходом в данную точку запоздавших отраженных или
рассеянных сигналов .
Рефлектор антенны — элемент направленной антенны , располагаемый сзади излучателя и
предназначенный для концентрации принимаемой или излучаемой электромагнитной энергии
в требуемом направлении .
С
Саморазряд источника — нежелательный медленный химический процесс , при
отключенной нагрузке . Саморазряд является причиной уменьшения срока сл ^ кбы источника
после длительного хранения .
Сверхрегенератор ( суперрегенератор ) — детекторный каскад или каскад усиления
высокой частоты с положительной обратной связью .
Светодиод — диод , служащий для зрительного восприятия отображаемой ими информации ,
а также включения готовности аппаратуры к работе .
CD - преобразователь ( CD - Changer ) — специальное устройство установки , смены и
проигрывания компакт - дисков . Устройство позволяет поставить в магнитолу несколько
дисков одновременно с возможностью в произвольной последовательности , а также и
непрерывно слушать выбранные мелодии . Чаще всего используется в автосистемах .
Синхростарт ( CD - Synchro ) — система в магнитофоне , обеспечивающая синхронный
старт кассеты компакт - диска при перезаписи . С помощью синхростарта , при включении
магнитофона на запись , с небольшой задержкой для пропуска ракорда стартует компакт диск .
Сканирование — последовательный просмотр определенной части каналов связи ,
осуществляемый путем их переключения по определенному закону .
Скважность импульсов или скважность последовательности импульсов
— это отношение периода следования импульсов к их длительности .
Смеситель частот ( преобразователь частот ) — устройство , осуществляющее
преобразование частоты подводимого к нему сигнала в результате периодического
изменения его параметров под воздействием колебаний от местного гетеродина ( гетеродина
или синтезатора ).
Собственная емкость катушки — параметр катушки , связанный с близким расположением
витков обмотки . Действие собственной емкости подобно включению конденсатора
параллельно катушке , что не всегда желательно . Наличие собственной емкости ведет к
увеличению потерь энергии и уменьшению стабильности настройки контура . В связи с этим ,
этот параметр называют паразитным . В диапазонных контурах собственная емкость
уменьшает коэффициент перекрытия диапазона :
Сопряжение контуров — обеспечение согласованного изменения резонансных частот
колебательных контуров в супергетеродинном приёмнике ( контуров входной цепи , усилителя
радиочастоты и гетеродина ) с помощью одной ручки настройки .
Стабилитроны или опорные диоды , которые работают на обратной ветви вольт амперной характеристики . Предназначены для стабилизации напряжения и подключаются к
источнику напряжения в обратном направлении , то есть катод к плюсу , а анод — к минусу .
Для двухстороннего стабилитрона нет необходимости соблюдать это условие . При
включении стабилитрона в прямом направлении получаются малые образцовые напряжения
0,7...0,8 В , как и у кремневых диодов , включенных аналогично .
Стабисторы — диоды , предназначенные для стабилизации низких напряжений , отличаются
от стабилитронов тем , что работают на пря - мой ветви вольт - амперной характеристики (
включаются в прямом , проводящем направлении ).
Стандартное звуковое давление громкоговорителя ( Н / м 2 ) — характеристика ,
используемая для сравнения между собой различных громкоговорителей . Измеряется на
расстоянии 1 м от громкоговорителя по его рабочей оси при подведении постоянного
напряжения в 0,1 Вт при частоте 1000 Гц .
Средняя отдача наушника — среднеквадратичное значение звукового давления , которое он
развивает в номинальном диапазоне рабочих частот в заданной точке свободного поля .
Параметр характеризует эффективность работы наушника , его отдачу и измеряется в
паскалях ( Па ).
Супер громкоговоритель низкой частоты ( Sub Woofer ) — название разъема для
подключения дополнительного басового динамика ( реже — двух ) для улучшения
воспроизведения низких частот .
Т
Телетекст ( TV - text decoder ) — закодированная информация , которая полностью
расшифровывается и выводится на экран телевизора . В России телетекст передается по
пяти основным / каналам . Телетекст содержит последние новости , обзоры газет ,
коммерческую и справочную информацию о репертуарах театров , киноафишу и т . д . В
нашей стране принят мировой стандарт телетекста — WST . По этому стандарту можно .
передавать до 8 «журналов» , каждый из которых содержит до 100 условных страниц
объемом с экран . Управление телетекста производится с пульта дистанционного управления
телевизора ,
Температурный коэффициент емкости конденсатора ( ТКЕ ) — параметр , который
указывает на обратимое изменение относительной ёмкости конденсатора при изменении
температуры на ГС и измеряется в миллионных долях на градус (10" 6 ГС ). Этот параметр
может принимать отрицательное или положительное значение . В зависимости от
температурной стабильности конденсаторы делятся на группы , которые кодируются
буквенным обозначением и цветом окраски корпуса .
Температурный коэффициент индуктивности ( ТКИ ) характеризует относительное
изменение индуктивности катушки при изменении температуры окружающей среды на ГС .
ТКИ имеет положительное значение и для его компенсации в контурах применяют
конденсаторы с отрицательным ТКЕ .
Тетрод — четырехэпекгродная электронная пампа , которая отличается от триода наличием
экранной сетки ( с 2). Эта сетка располагается между управляющей сеткой и анодом для
устранения паразитной емкости между названными электродами . Каскад на тетроде дает
большее усиление , чем на триоде . Наличие у этой лампы динатрон - ного эффекта ,
является ее недостатком . Этот недостаток устранен в ламповом пентоде . Если тетрод имеет
специальные электроды - пластинки , соединенные с катодом , и способствующие
образованию электронных лучей , то его называют лучевым тетродом .
Тиристор — управляемый диод , предназначенный для переключения электрических цепей
регулирования напряжения , преобразования постоянного тока в переменный и т . д .
Тонкомпенсация ( Loudness ) — особый фильтр , служащий для коррекции частотной
характеристики усилителя . Применяется в режиме малой громкости ( примерно до 1/4
регулировки громкости ) для компенсации снижения чувствительности уха в области низких и
высоких частот при тихом сигнале . Фильтр чаще всего дает подъем характеристики ниже 100
Гц на +6 дБ и выше 10 кГц на +30 дБ . Обычно включается ступенчатым коммутатором с
положениями «включено - выключено» .
Точность изготовления катушки индуктивности или допуск , который показывает
отклонение фактической индуктивности от номинальной в процентах . Для большинства типов
катушек допуск находится в пределах от 1 до 10%.
Траверса ( траверза ) — в машиностроении , поперечная перекладина , прикрепляемая к
опорам . Элемент конструкций антенн , например , «Двойной квадрат» .
Трансивер — аппарат , в одном корпусе которого смонтированы передатчик и приемник ,
работающие на общую антенну .
Триггер — импульсное устройство , имеющее два состояния устойчивого равновесия и
переключаемое из одного состояния равновесия в другое при каждом воздействии внешнего
управляющего сигнала . Бывают триггеры асинхронные , симметричные и синхронные . Схема
триггера , в некоторой мере , напоминает схему мультивибратора , но в отличии от
последнего , имеет вход для подачи импульсного сигнала .
Туннельный диод — без инерционный прибор , использующийся в различных схемах
усиления , генерирования и быстродействующих импульсных и переключающих схемах с
малым временем переключения ( единицы наносекунды ).
Тюнер — бытовой радиоэлектронный аппарат , предназначенный для приема
радиовещательных станций и рассчитанный на совместную работу с отдельным усилителем
звуковой частоты .
У
Усилитель звуковой частоты ( Audio Amplifier ) — устройство , выполняющее функции
усиления напряжения и тока в диапазоне звуковых частот , сокращенно — УЗЧ . В литературе
можно встретить названия «усилитель низкой частоты» , «усилитель мощности» , «
Poweramplifer » . Обычно УЗЧ имеет регулятор громкости , иногда имеет регулировки тембра
и коммутаторы входов различных источников звукового сигнала , анализаторы спектра
сигнала , индикаторы частот и т . д .
Усилитель промежуточной частоты — усилитель сигналов промежуточной частоты ,
поступающих с преобразователя частоты .
Ч
Чувствительность громкоговорителя — отношение среднего звукового давления ,
развиваемого в номинальном диапазоне частот на рабочей оси на расстоянии 1 м от рабочего
центра , к корню квадратному из подводимой электрической мощности .
s
S - выход — специальный 4- х контактный разъем , позволяющий выводить изображение ,
снятое в форматах Hi 8 и S - VHS с разделением цветового и яркостного сигналов .
2 ЛЕКЦИИ
Лекция 1. Введение в радиоэлектронику
Общие представления о радиоэлектронике. История развития радиоэлектроники. Понятие
информации, обобщенная структурная схема передачи информации. Классификация,
прием, излучение и распространение радиоволн. Структурная схема радиотехнической
системы передачи информации.
Термин "радиоэлектроника", появившийся в середине ХХ века, объединил две области
техники: радиотехнику и электронику. Традиционно к радиотехнике относятся методы и
средства передачи и приема сигналов без проводов. Под электроникой понимают
совокупность технических решений, связанных с обработкой информации и
автоматическим управлением.
К началу 50-х годов ХХ века уже был накоплен большой практический опыт радиосвязи в
различных диапазонах длин волн, разработана элементная база радиоустройств, созданы
радиопередатчики и радиоприемники различного назначения, полным ходом велась
разработка телевизионных, радиолокационных и радиотелеметрических систем.
Примерно в то же время оформились основные положения теории информации.
Появились первые электронные вычислительные машины, создавались проекты систем
автоматического управления, устройства записи и хранения информации.
В дальнейшем эти два направления все теснее интегрировались между собой, что в
конечном итоге и послужило основание рассматривать единую область науки и техники –
радиоэлектронику.
В табл. 1.1 приведены основные этапы развития и области применения радиоэлектроники.
Таблица 1.1
Этапы развития и области применения радиоэлектроники
Элементная
Радиосвязь,
радиоприемные и
база
радиопередающи
радиоэлектроник
е устройства
и
Оптикоэлектронные и
телевизионные
системы
Робототехника,
кибернетика,
ЭВМ, системы
записи и
хранения
информации
Телеметрия,
радиолокационн
ые и
радионавигацион
ные системы
1865 г. Д.Максвелл предложил теорию электромагнитного поля, ввел понятие токов смещения
1888 г. Г.Герц экспериментально доказал наличие токов смещения
Когерер Бранли,
селеновые
фотоэлементы
1895 г.
Первый проект
ТВС проф.
А.С. Попов создал
А. де Пайва,
первый
Первое
электрическое
устройство для
радиоприемник – 1878 г.
"Грозоотметчик"
записи и
хранения
информации
(фонограф)
Т.Эдисон, 1877 г.
Я. Флеминг,
Искровые
Электромеханиче Первое
электровакуумны передатчики,
ские ТВ-системы с устройство
й диод, 1901 г.
детекторные
диском Нипкова магнитной
приемники,
записи, Паульсен,
К.Браун
первая
1898 г.
кристаллический
радиосвязь через
детектор 1906 г.
Атлантику
Г. Маркони
Ли де Форест,
Электромашинны
е генераторы,
электровакуумны
патент на
й триод, 1907 г.
генератор с
положительной
обратной связью
А. Мейсснер
1913 г.,
регенеративный и
супергетеродинн
ый (1917 г.)
приемники
Проект
электронной ТВС
А. Суинтон,
1912 г.
Создание первых
систем записи на
грампластинки
(1925 г.)
ЭВП триоды,
тетроды,
пентоды, октоды,
мощные
генераторные
ЭВП с водяным
охлаждением
(100 кВт –1924 г.)
В.К.Зворыкин
высоковакуумный
кинескоп
(1929 г.);
иконоскоп
(1933 г.).
Предложен
способ
противошумовой
коррекции
Г.В.Брауде
(1933 г.)
Предложена
триггерная схема
У. Икклз,
Ф. Джордан
(1925 г.)
Многоламповые
радиопередатчик
ии
радиоприемники,
12 кВт
радиостанция им.
Коминтерна (1922
г.)
Предложена
схема АРУ
(Г.Уилер, 1926г.)
Предложен
усилитель с ООС
(Г.Блэк, 1927 г.)
Создание первых
импульсных
радиолокаторов
(1935 г.)
Построен первый
радиотелескоп
(США, 1937 г.)
Разработан
многокамерный
магнетрон (СССР,
1935 г.)
Изобретен
усилительный
Предложена
схема ФАПЧ (Х. де
Бельсиз, 1932 г.)
клистрон (США,
1937 г.)
1948 г. выход в свет трудов Н.Винера и К.Шеннона по теории информации и кибернетике
Дж. Бардин,
У.Браттейн и У.
Шокли первый
биполярный
транзистор,
1949/49 гг
Первое
упоминание
термина
"мобильный
телефон" (1946 г.)
Разработка
Первая цифровая
видикона фирмой вычислительная
RCA (1950 г.)
машина "Эниак"
(США, 1946 г.)
Внедрение
прикладных ТВС
Создание
полевого
транзистора,
У.Шокли1952 г.
Создание
международного
комитета
регистрации
частот (МКРЧ,
1947 г.)
Создание
системы цветного
телевидения NTSC
(1954 г.)
Разработка
масочного
цветного
кинескопа
Разработана
солнечная
кремниевая
батарея (США,
1954 г.)
Разработка
планарной
технологии
изготовления
ИМС Дж.Килби и
Р. Нойс 1958 г.
Патент на ППЗУ
Й.Чоу 1956 г.
ЧСоздан
туннельный диод
Л.Эсаки, 1958 г.
Создание первого
лазера Т.Мейман
1960 г. Создание
светодиодов на
основе арсенида
галлия 1962 г.
Разработка
оптоволокна К.
Разработка
импульснодоплеровских
РЛС
Разработана ЭВМ
"Сетунь" на
основе магнитных
логических
элементов
троичной логики
(Н.Брусенцов,
СССР 1959 г.)
Создание систем Предложена
звукового
система SECAM
стереофоническог (1956 г.)
о вещания с
полярной
модуляцией
(СССР) и пилотсигналом (США)
(1960 г.)
Появление
первых ЭВМ 2-го
поколения на
транзисторах
(США, 1956 г.)
Создание первых
алгоритмических
языков (Фортран
1954 г., Кобол
1959 г.)
Начало
функционировани
я глобальной
наземной
радионавигацион
ной системы
ЛОРАН (США, 60-е
гг.)
Переход к
внедрению
однополосной
модуляции в
связных
радиопередатчик
ах (60-е гг.)
Разработка ЭВМ
3-го поколения
(быстродействие
1 млн оп./сек.)
БЭСМ-6 (СССР),
Создание РЛС САР
(РЛС "Азимут,
СССР, 1961 г.)
Создание первых
Разработана
система PAL
В.Брух (1962 г.)
ТВ передача из
Америки в Европу
через спутник
ILLIAC-IV (США)
"Телстар" (1962г.)
Као, Г.Хокхем,
1966 г.
транкинговых
систем связи (60-е
гг.)
Создание
операционного
усилителя
Р. Уидлар, 1962 г.
Внедрение
методов
синхронного
детектирования
Появление ИМС
малой и средней
степени
интеграции
Запущен первый
геостационарный
связной спутник
В СССР вошла в
строй
спутниковая ТВС
"Орбита" (1967 г.)
Синком-3
Создание первой
сотовой системы
подвижной
радиосвязи
(Япония, 1979 г.)
Разработка
технологии CCD
(1975 г.)
Идея
объединения
канальных
транзисторов в
Появление
выходном
первых
каскаде
микросхем ПЛИС.
радиопередатчик
а фирма NEC,
Разработка
1980 г.
элементов
функциональной
электроники
(диоды Ганна,
акустооптические
процессоры)
Создание первой
микросхемы
Flash-памяти
(1989 г.)
Появление т.н.
"цифровых"
радиопередатчик
ов (1985 г.)
Создание
фазированных
антенных
решеток (ФАР)
Создание
управляющих
ЭВМ PDP-11.
Появление ЕСЭВМ
(США, 1964 г.)
Первый
микропроцессор
Intel-4004, 1971 г.
Первая ЭПРОМ с
УФ стиранием
Появление ЭВМ
4-го поколения с
быстродействием
до 15 млн оп./сек
Появление
первых кассетных
магнитофонов
Разработка
плюмбикона
(1973 г.)
Создание
твердотельных
датчиков ТВсигнала В.Бойл,
Д.Смит (1970 г.)
Разработка мини- Появление
ЭВМ
первого
радиолокатора
Первый
подповерхностног
персональный
о зондирования
компьютер
1976 г.
"Altair" (1975 г.)
Ввод в строй
радиотелескопа
РАТАН-600 (СССР,
1977 г.)
Начало
развертывания
глобальных
спутниковых
навигационных
систем GPS (США)
и ГЛОНАСС (СССР)
Разработана
система
видеозаписи
формата Video-8
Создание 16разрядного
компьютера IBM
PC (1981 г.)
Радиолокационна
я съемка
поверхности
Венеры (1983 г.)
(Япония, 1983 г.)
Выпуск
однокристальной
Предложен
32-разрядной
проект стандарта
ЭВМ (1984 г.)
по ТВВЧ (1989 г.)
Микропроцессор
ы 286, 386
Идея RISCтехнологии
А. Боген,
В. Воллен (1995 г.)
Разработка
системы
цифрового
радиовещания
"Эврика-147"
(1994 г.)
Предложены
цифровые ТВС
высокой четкости
ATSC (США) и ISDB
(Япония)
Первые 486-е
процессоры (1991
г.)
Первые
процессоры
5-го поколения
Pentium-60
(1993 г.)
Разработка
Переход к
стандарта Blue-ray многоядерной
DVD (2002 г.)
техно-логии
процессоров (с
2007 г.)
Появление
технологии
HAARP (с 2000 г.)
В отличие от электротехники, главной задачей которой является максимизация
эффективности использования энергии, в радиоэлектронике на первый план выходит
проблема получения, передачи и обработки информации с минимальными потерями.
Понятие информации неразрывно связано с понятием случайности. Существуют два
определения:
1) случайность – это непознанная закономерность;
2) случайность – это очень большая сложность.
Рассмотрим простой пример, позволяющий понять сущность информации.
Пусть имеется непрерывная случайная величина х с дифференциальным законом
распределения вероятностей р(х).
Введем понятие энтропии Н(х) = – J(х).
Если случайная величина непрерывна, то
Н(х) = – p( x) log p( x)dx .
(1.1)
Для дискретной случайной величины
n
Н(х) = – Pi log Pi .
(1.2)
i 1
От основания логарифма зависят единицы измерения информации:
логарифм по основанию – бит;
десятичный логарифм – дит;
натуральный логарифм – нат.
При равновероятных значениях дискретной случайной величины Рi = 1/n получим
n
1
1
Н(х) = – Pi log Pi = – n log = log n.
n
n
i 1
(1.3)
Пусть имеется только два состояния (бинарная случайная величина) n = 2, вероятность
которых равна Р1 и Р2 соответственно.
Согласно теореме о полной вероятности Р1+Р2 = 1, тогда Р2 = 1 – Р1.
После несложных преобразований окончательно получаем:
Н = – Р1log2P1 – P2log2P2 = –P1log2P1 – (1–P1)log2(1–P1).
Учитывая, что J = –H, построим график функции (1.4). Полученная зависимость
приведена на рис. 1.1.
J
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1
P
Максимум J соответствует наиболее неопределенному состоянию (P = 0,5), поэтому
информацию можно трактовать как меру неопределенности. Если после получения
некоторого количества информации неопределенность уменьшается, то считают, что
информация положительна, если увеличивается – то отрицательна (дезинформация).
Когда состояние системы строго определено (Р =0 или Р=1) информация равна нулю.
Рассмотрим обобщенную структурную схему передачи информации (рис. 1.2).
(1.4)
c(t)
Отправитель
s'(t)
Передатчик
s''(t)+n(t)
Линия связи
s'''(t)+n'(t)
Приемник
Получатель
n(t)
Источник
помех
Рис. 1.2
Отправитель должен передать получателю сообщение c(t), которое преобразуется в сигнал
s(t), проходит через передатчик, линию связи и принимается приемником. В процессе этих
преобразований возникают искажения, сообщение видоизменяется – c'(t). Кроме того, на
все составляющие могут воздействовать помехи (шумы) n(t).
В радиотехнических системах линией связи является так называемый "эфир": радиоволны
распространяются в свободном пространстве. Поскольку исходное сообщение, как
правило, имеет неэлектрическую природу и скорость его изменения относительно
невелика, то для эффективной передачи по радиоканалу необходимы дополнительные
преобразования (рис. 1.3).
c(t)
О
А1
s(t)
Д
Код
Мод
ЗУ
ГН
А2
s'(t)
ИЦ
Дет
У
ДК
c'(t)
ПСС
П
Рис. 1.3
Исходное сообщение с(t) от отправителя (О) преобразуется датчиком (Д) в электрический
сигнал s(t). Кодер (Код) осуществляет кодирование сигнала для повышения
эффективности передачи информации. Запоминающее устройство (ЗУ) может
накапливать информацию для последующей "пакетной" передачи в течение малого
интервала времени. Модулятор (Мод) и генератор несущей (ГН) служат для эффективного
излучения радиосигнала через антенну передатчика (А1) в эфир.
На приемной стороне слабый полезный сигнал с помехами, принимаемый приемной
антенной (А2), проходит через избирательную цепь (ИЦ), предназначенную для
фильтрации и поступает на усилитель (У), увеличивающий отношение сигнал/шум.
Детектор (Дет) и декодер (ДК) выделяют из сигнала полезную информацию, которая
преобразуется преобразователем сигнал/сообщение (ПСС) к виду, удобному для
получателя (П).
Поскольку для передачи сигнала в радиотехнике используются радиоволны, характер
связи существенно зависит от их свойств.
По своей физической природе радиоволны относятся к электромагнитным поперечным
волнам и на шкале электромагнитных волн (рис. 1.4) занимают участок от 100 км до 0,1
мм.
Длина волны
НЧ колебания
Частота
100 км
0,1 мм
Радиоволны
ИКВидимый
УФРентгеновская
Гаммаизлучение
свет
излучение
область
излучение
3000 ГГц 400 ТГц
800 ТГц
100 ПГц
300 ЭГц
3 кГц
760 нм
Электротехника Радиотехника
380 нм
Оптика
3 нм
1 пм
Квантовая физика
Примечание: 100 ПГц (петагерц) = 1001015 Гц; 300 ЭГц (эксагерц) = 3001018 Гц
Рис. 1.4
В табл. 1.2 приведена классификация радиоволн.
Таблица 1.2
Классификация радиоволн
Название
Диапазон длин волн
Диапазон частот
100...10 км
3...30 кГц
Сверхдлинные
Километровые
10...1 км
30...300 кГц
Длинные (ДВ)
Гектометровые
1000...100м
300...3000 кГц
Средние (СВ)
Декаметровые
100...10 м
3...30 МГц
Короткие (КВ)
10...1 м
30...300 МГц
Дециметровые
100...10 см
300...3000 МГц
Сантиметровые
10...1 см
3...30 ГГц
Миллиметровые
10...1мм
30...300 ГГц
Децимиллиметровые
1...0,1 мм
300...3000 ГГц
Световые
< 0,1 мм
> 3000 ГГц
Мириаметровые
Метровые
Нерекомендуемый
термин
Ультракороткие
(УКВ)
Субмиллиметровые
Основные законы распространения радиоволн следуют из системы уравнений Максвелла:
rot Н = E + D J пр ;
(1.5)
rot E = B ;
t
(1.6)
div E = /;
(1.7)
div B = 0;
(1.8)
D = E ; B = Н ; J пр = E .
(1.9)
t
Здесь E и Н – электрический и магнитный векторы; D и B – векторы электрической и
магнитной индукции; , , – электрическая и магнитная проницаемости среды и ее
удельная проводимость; – объемная плотность заряда; J пр – плотность тока
проводимости.
Следствия.
Из уравнений (1.5) и (1.6) следует, что характер распространения электромагнитных волн
зависит от длины волны. Эффективность излучения электромагнитной энергии в
пространство увеличивается с ростом скорости изменения электрической и магнитной
индукции (т.е. с повышением частоты или уменьшением длины волны).
Из уравнений (1.7) и (1.9) следует, что характер распространения определяется
параметрами среды ( и ).
Из уравнения (1.7) следует, что характер распространения электромагнитных волн зависит
от наличия свободных электрических зарядов.
Из уравнения (1.8) следует замкнутость линий магнитного поля (магнитных зарядов в
природе нет).
В соответствии с изложенным различают следующие основные случаи распространения
радиоволн:
1. Прямолинейное распространение (x,y,z,t) = const и (x,y,z,t) = const.
2. Рефракция (огибание препятствий, размер которых много больше длины волны) =
f(x,y,z,t); = f(x,y,z,t).
3. Преломление и отражение 1 2, 1 2.
4. Полное внутреннее отражение.
5. Дифракция (огибание препятствий соизмеримых по размерам с длиной волны).
6. Затухание (уменьшение энергии электромагнитной волны из-за явлений рассеяния,
поглощения, конвекции).
На распространение радиоволн оказывает влияние состояние ионосферы, состоящей из
нескольких слоев (наиболее важные из которых D, E, F1, F2) на высотах от 50 до 300 км.
Распространение мириаметровых и километровых (сверхдлинных) волн иллюстрирует
рис. 1.5. Особенность – возможность проникать под воду.
Ионосфера,
Пространственная
волна
слой D
Поверхностная
волна
Приемник
Передатчик
Рис. 1.5
Распространение гектометровых (средних) волн иллюстрирует рис. 1.6. Наблюдается
рефрация – огибание препятствий соизмеримых по размерам с длиной волны.
Слой E
Слой D
Рис. 1.6
Поверхностная и пространственная волны, встречаясь в точке приема, вызывают глубокие
замирания. Качество радиосвязи зависит от времени суток, времени года, солнечной
активности и т.п. факторов.
Распространение декаметровых (коротких) волн иллюстрирует рис. 1.7. Возможна
интерференция двух пространственных волн. Наблюдаются замирания. Радиосвязь
возможна на большие расстояния при малой мощности радиопередатчика.
Слой F
Слой E
Слой D
Рис. 1.7
Распространение метровых (ультракоротких) волн иллюстрирует рис. 1.8. Ионосфера не
является препятствием для УКВ. Возможна связь с ИСЗ, использование их в качестве
активных ретрансляторов. Поверхностная волна распространяется в пределах прямой
видимости на расстояние
R = 4,12( h1 h2 ),
(1.10)
где R в км, h1 , h2 – высота передающей и приемной антенн в метрах. Работа
радиорелейных линий и систем сотовой связи на УКВ не зависит от метеоусловий.
ИСЗ
Слои F1, F2
Слой D
РРЛ
Рис. 1.8
Лекция 2. Сигналы и их временные модели
Основные радиотехнические процессы. Сигналы, радиосигналы и их модели.
Классификация колебаний. Энергетические и информационные параметры и
характеристики сигналов. Понятие базы сигнала, простые и сложные
сигналы.
Основные процессы в радиотехнике (см. рис. 1.3) – фильтрация, генерация, модуляция,
детектирование, кодирование и декодирование. Все радиотехнические процессы
подразделяются на линейные и нелинейные. Фильтрация представляет собой пример
линейного процесса, генерация – нелинейного.
На рис. 2.1 приведена классификация сигналов.
Сигналы
Случайные
Детерминированные
(шумовые)
Управляющие
Немодулированные
Модулированные
(модулирующие)
ВЧ-колебания
(радиосигналы)
(несущая)
Аналоговы
е
Дискретны
е
(квантован
ные)
Цифровые
АМК
ЧМК
ФМК
КМК
ИМК
Рис. 2.1
Под детерминированным понимают такой сигнал, все параметры которого (амплитуда,
мгновенная частота, фаза) в заданный момент времени известны со 100%-ной
вероятностью. Пример – гармонический сигнал (рис. 2.2).
Параметры случайного сигнала можно определить с вероятностью меньше 100%. Пример
– белый шум (рис. 2.3).
U
U
U0, f0, 0
0
t0
6ш
t
0
Рис. 2.2
t
Рис. 2.3
Управляющие (модулирующие) сигналы – это сравнительно низкочастотные колебания,
которые содержат полезную информацию, но непригодны для непосредственной передачи
в эфир с помощью радиоволн.
Немодулированные ВЧ-колебания способны распространяться на большие расстояния, но
не несут полезной информации.
Модулированные сигналы – это высокочастотные колебания один или несколько
параметров которых изменяются по закону управляющего сигнала. ВЧ-колебания, в
отличие от низкочастотных сигналов, иногда называют радиосигналами.
В общем случае модулированный сигнал можно представить как
s(t) = Um(t)cos(t + (t)),
(2.1)
где Um – амплитуда сигнала, – мгновенная частота, – начальная фаза.
Если изменяется амплитуда, то имеем АМК – амплитудно-модулированные колебания,
подробно рассмотренные далее в лекции 5.
Когда меняется мгновенная частота, получаем ЧМК – частотно-модулированные
колебания.
Фазомодулированные колебания (ФМК) имеют место при изменении полной фазы по
закону управляющего сигнала.
Поскольку изменение мгновенной частоты всегда приводит к изменению полной фазы и
наоборот, ЧМК и ФМК по сути представляют собой две разновидности колебаний с так
называемой угловой модуляцией (УМК), описанные в лекции 6.
Если меняется несколько параметров, говорят о колебаниях с комбинированной
модуляцией (КМК).
Отдельную группу составляют импульсно-модулированные колебания (ИМК).
Модулирующие низкочастотные сигналы подразделяются на аналоговые, дискретные и
цифровые.
Аналоговый сигнал непрерывный как по времени, так и по уровню, он существует в
каждый момент времени в течение заданного интервала и принимает любое значение из
определенного диапазона.
Дискретный (иногда его называют дискретизированным) сигнал непрерывен по уровню и
дискретен по времени, т.е. он существует только в определенные моменты времени, число
которых ограничено (счетное множество).
Дискретизированный сигнал можно подвергнуть квантованию по уровню. Значения
квантованного сигнала принадлежат некоторому счетному множеству значений из
заданного диапазона.
После операций дискретизации и квантования можно осуществить кодирование сигнала.
В результате получаем цифровой сигнал.
На рис. 2.4 показан пример преобразования аналогового сигнала в цифровой.
Umax
7,1
1
4,2
4
Umin
4,6
5
2,3
7
tн
2,0
8
1,7
3
tд
1,19
tк
t
7,1
1
2,3
7
1,19
t1
t2
tN t (N)
7
Uк
5
4
2
2
2
1
1
U1
0
2
1
0
1
N N (t)
0
0
1
1
1
U0
Рис. 2.4
Основные преимущества цифровых сигналов перед аналоговыми:
N
бóльшая точность (заранее определенная погрешность, ошибки не
накапливаются в процессе передачи и обработки сигнала);
применение алгоритмов, нереализуемых в аналоговых системах, например
рекурсивных;
высокая надежность (в том числе помехоустойчивость);
универсальность (возможность передачи информации различного рода);
унификация (использование одинаковых структурных элементов);
технологические, экономические, эргономические и т.п. преимущества
цифровых сигналов, методов и систем обработки и передачи информации.
К недостаткам цифровых систем можно отнести повышенную сложность.
Характеристики и параметры сигналов подразделяются на энергетические и
неэнергетические.
К энергетическим параметрам относятся энергия и средняя мощность.
Энергия сигнала s(t) конечной длительности равна
tк
2
s (t )dt ,
Э=
(2.2)
tн
где tн и tк – моменты времени начала и окончания сигнала.
Для периодических сигналов используют другой параметр – среднюю мощность на
некотором интервале времени (обычно его выбирают кратным периоду Т):
1 t1 T 2
Рср = Э/Т =
s (t )dt ,
T t1
(2.3)
где t1 – произвольный текущий момент времени.
Очевидно, что формула (2.3) позволяет рассчитать среднюю мощность бесконечного
сигнала.
Примеры неэнергетических параметров сигнала – мгновенная частота, начальная фаза.
Еще один важный неэнергетический параметр – база сигнала:
B = tактfакт,
(2.4)
где tакт – активная длительность сигнала, fакт – активная полоса частот.
Из формулы (2.4) ясно, что база – безразмерная величина.
В зависимости от величины базы различают простые (В 1) и сложные
сигналы.
(В >> 1)
Поскольку в выражение (2.4) входит и время и частота, понятие базы можно
рассматривать как информационную характеристику сигнала: чем больше В, тем бóльшее
количество информации заложено в данный сигнал.
Пример простого радиосигнала – одиночный импульс прямоугольной формы,
заполненный синусоидальной несущей. Пример сложного радиосигнала – прямоугольный
импульс с частотно-модулированным заполнением.
Информационная структура сигналов, встречающихся в радиоэлектронике, весьма
сложна, поэтому их анализ проводят как во временной, так и частотной области.
Собственно сигнал существует в области времени, а в частотной области ему
соответствует спектр. Понятия "частотное представление сигнала" и "спектральное
представление сигнала " в этом смысле являются синонимами.
Помимо параметров (одиночных численных значений) для анализа сигналов применяют
функциональные зависимости – характеристики.
Наиболее часто используемые характеристики в области времени – автокорреляционная
функция (АКФ) и автосвертка сигнала:
K() = s(t) s(t) =
s(t ) s(t )dt ;
(2.5)
С()= s(t) * s(t) =
s(t ) s( t )dt ,
(2.6)
где – временной сдвиг.
Основные свойства АКФ:
аргумент – временной сдвиг , а не время t;
четная симметрия относительно оси ординат;
максимум при = 0 равен энергии сигнала;
при > tс АКФ обращается в нуль;
ширина
АКФ обратно пропорциональна полосе частот, занимаемой
спектром сигнала.
Рассмотрим примеры АКФ простейших сигналов.
Пример 2.1. Пусть сигнал представляет собой прямоугольный импульс длительностью tи
(рис. 2.5).
s(t)
Um
0
t0
t0+tи
t
Рис. 2.5
Вычисления по формуле (2.5) в случае сдвига в сторону запаздывания дают
K() =
rect(t )rect(t )dt
tи
= U m dt U m (t и ) ,
2
2
где rect – прямоугольная функция.
При сдвиге в сторону опережения получаем
K() =
tи
2
2
rect(t )rect(t )dt = U m dt U m ( tи ) .
Окончательно с учетом симметрии АКФ равна
K() = U mtи (1 / tи ) .
2
(2.7)
На рис. 2.6 приведен график АКФ прямоугольного видеоимпульса. Как видим форма АКФ
треугольная с максимумом при нулевом сдвиге, функция монотонно убывает до нуля при
= tи. Временной сдвиг t0 не влияет на АКФ.
K()
Um2tи = Э
–tи
+tи
0
Рис. 2.6
Пример 2.2. АКФ радиоимпульса длительностью tи с синусоидальным ВЧ-заполнением с
частотой f0 (рис.2.7).
s(t)
Т0=1/f0
+Um
0
t0
t0+tи
–Um
Рис. 2.7
t
При построении графика учитываем то обстоятельство, что огибающая результирующей
АКФ совпадет по форме с АКФ из примера 2.1, а заполнение будет косинусоидальным с
частотой f0. На рис. 2.8 приведен график АКФ радиоимпульса. Из рис. 2.8 видно, что
функция имеет несколько локальных минимумов и максимумов.
K()
Um2tи = Э
0
–tи
+tи
Т0=1/f0
Рис. 2.8
Пример 2.3. Построим АКФ пачки из трех прямоугольных импульсов длительностью tи,
следующих с интервалом Ти (рис. 2.9).
Построение осуществляем только при сдвигах в сторону запаздывания (рис. 2.10), а
результирующую функцию можно получить согласно свойству зеркальной симметрии.
s(t)
Ти
Ти
Um
0
tи
tи
Рис. 2.9
t
K()
3Um2tи = 3Э1
2Э1
Э1
Ти
0
tи
2Ти
2tи
3Ти
Рис. 2.10
Анализируя рис. 2.10 можно сделать следующие практически важные выводы:
1. АКФ пачки импульсов существует только на дискретных интервалах времени 2tи, а в
остальной области равна нулю.
2. Огибающая первичных АКФ соответствует АКФ одиночного импульса.
3. Огибающая вторичной АКФ (показана пунктиром) соответствует АКФ прямоугольного
импульса длительностью, равной длительности всей пачки.
4. Максимальное значение АКФ в три раза больше, чем максимум АКФ одиночного
импульса.
В заключение заметим, что АКФ существуют как для детерминированных, так и для
случайных сигналов. Физический смысл АКФ заключается в том, что она дает
представление об интегральной скорости изменения сигнала: чем быстрее меняется
сигнал, тем ýже АКФ и наоборот.
Большое значение при анализе сигналов имеет взаимная корреляционная функция (ВКФ):
K12() = s1(t) s2(t) =
s1 (t ) s2 (t )dt ;
(2.8)
K21() = s2(t) s1(t) =
s2 (t ) s1 (t )dt .
(2.8а)
Здесь s1(t) и s2(t) – два различных сигнала.
В отличие от АКФ, взаимная корреляционная функция двух сигналов может не обладать
симметрией и иметь максимум при ненулевом сдвиге. Максимальное значение ВКФ
численно равно взаимной энергии сигналов.
Физический смысл ВКФ – мера сходства двух сигналов. Чем больше один сигнал похож
на другой, тем больше максимум ВКФ.
Таким образом, АКФ является частным случаем ВКФ при s1(t) = s2(t).
Характеристики сигналов в области частот – спектральные характеристики – подробно
рассматриваются далее.
Лекция 3. Сигналы и их спектры
Основы спектрального анализа детерминированных сигналов. Спектральный
анализ периодических и непериодических сигналов. Ряд Фурье. Примеры
спектров простейших сигналов.
Спектральный анализ радиосигналов основан на разложении по базису ортогональных
функций.
В математике понятие ортогональности функций y(x) в общем виде формулируется
следующим образом:
ym ( x) yn ( x)dx 0 при m n ;
ym ( x)yn ( x)dx 0
при m = n .
(3.1)
Применительно к радиотехнике с физической точки зрения это означает, что некоторые
два сигнала обладают ненулевой собственной энергией, но их взаимная энергия равна
нулю. Таким образом, при спектральном разложении соблюдается закон сохранения
энергии: энергия исходного сигнала равна совокупности энергии спектральных
составляющих.
Самый распространенный в радиоэлектронике базис – базис тригонометрических
функций (разложение по гармоническим сигналам).
Основные свойства гармонических сигналов, которые обусловливают их применимость:
условие ортогональности выполняется на интервале, кратном периоду;
форма гармонических сигналов сохраняется при линейных преобразованиях
(изменяется только амплитуда и фаза);
возможно использование методов анализа и синтеза, разработанных в
электротехнике применительно к синусоидальным колебаниям.
В случае периодического исходного сигнала при разложении в спектр получаем
бесконечную сумму ряда
s(t) = a0/2 +
[ancos(2nf0t) + bnsin(2nf0t)],
n 1
где an и bn – коэффициенты разложения (спектральные коэффициенты), n – номер
гармоники, f0 – частота первой гармоники.
Выражение (3.2) известно как тригонометрический ряд Фурье. Коэффициент a0/2
называют постоянной составляющей сигнала.
(3.2)
На практике формула (3.2) неудобна, поскольку коэффициенты разложения an и bn не
имеют подходящей физической интерпретации.
Учитывая, что любую тригонометрическую функцию можно привести к виду A0cos(2f0 +
0) приведем альтернативную запись тригонометрического ряда Фурье:
s(t) = А0/2 +
[Аncos(2nf0t) + n].
(3.3)
n 1
Связь коэффициентов в формулах (3.2) и (3.3):
An =
an2 bn2 , n = – arctg (bn /an).
(3.4)
Физически коэффициенты An – это амплитуда, а n – фаза гармоники. Совокупность
спектральных коэффициентов называют спектром сигнала в выбранном базисе.
Коэффициенты спектрального разложения вычисляют по следующим формулам:
2 t0 T
an =
s(t ) cos(2nf0t )dt ;
Т t0
2 t0 T
bn =
s(t ) sin( 2nf0t )dt ,
Т t0
(3.5)
Рассмотрим примеры разложения наиболее часто встречающихся сигналов по
гармоникам.
Пример 3.1. Пусть задан исходный периодический сигнал sп(t) в виде бесконечной
последовательности униполярных прямоугольных импульсов (рис. 3.1).
sп(t
)
Ти
Ти
Um
...
...
0
tи
t
Рис. 3.1
Воспользовавшись формулами (3.4), (3.5) и проведя несложные преобразования, получим
An = (2Umtи/Tи) sinc(nf0tи ) ;
n = 0, , 2 и т.д.
Здесь использована функция sinc (x) = sin(x)/x (рис. 3.2).
1,2
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
-25
-20
-15
-10
0
-5
5
10
15
20
25
-0,2
-0,4
Рис. 3.2
На рис. 3.3 приведено графическое представление спектра амплитуд и фаз рассмотренной
последовательности прямоугольных импульсов.
An
A1
A2
2f0 = 2/Ти
sinc(ftи)
A0/2
...
...
2/tи
f0=1/Ти
3/tи
f
1/tи
n
...
2/tи
...
3/tи
...
–
Рис. 3.3
Анализируя рис. 3.3, можно сделать следующие основные выводы:
1. Спектр бесконечной последовательности прямоугольных импульсов бесконечен.
2. При f = 0 имеем амплитуду постоянной составляющей A0/2.
3. Спектральные составляющие существуют только при определенных дискретных
значениях частоты, кратных f0.
4. Амплитуда спектральных составляющих убывает с ростом частоты по закону функции
sinc.
5. При частотах, кратных 1/tи амплитуда равна нулю.
6. Фаза принимает значения 0, .
Рассмотрим как влияет изменение длительности импульсов и периода их следования на
результирующий спектр.
f
1. Пусть Tи = const, tи var. Частоты гармоник не зависят от tи и остаются постоянными.
При увеличении длительности импульсов величина 1/tи уменьшается, спектр сжимается
(рис. 3.4); при уменьшении длительности импульсов спектр растягивается (рис. 3.5). Для
наглядности фазы n не показаны.
2. Пусть tи = const, Tи var. Очевидно, что ширина спектра не зависит от Tи и будет
неизменной. Изменяется число спектральных составляющих.
Примем для определенности, что период уменьшается, тогда величина 1/Tи растет, а число
гармоник уменьшается (рис. 3.6). С ростом Tи насыщенность гармониками возрастает и в
пределе при Tи расстояние между соседними спектральными составляющими
стремится к нулю и спектр становится сплошным (рис. 3.7). Попутно заметим, что при Tи
периодическая последовательность превращается в одиночный импульс
(непериодический сигнал). Непериодические сигналы и их характеристики будут
подробнее рассмотрены в лекции 4.
An
A1
A2
A0/2
...
...
2/tи
3/tи
1/tи
f0=1/Ти
Рис. 3.4
An
A1
f
A2
A0/2
...
...
2/tи
1/tи
f0=1/Ти
3/tи
f
Рис. 3.5
An
A1
A2
A0/2
...
f0=1/Ти
...
2/tи
3/tи
f
1/tи = const
Рис. 3.6
An
sinc(ftи)
A0/2
...
2/tи
1/tи = const
Рис. 3.7
3/tи
f
Пример 3.2. Пусть задан сигнал в виде бесконечной синусоиды с постоянной амплитудой
и нулевой начальной фазой (рис. 3.8):
s(t) = Um sin (2f0t).
(3.6)
U
Um
...
...
–
+
t
0
T0 = 1/f0
Рис. 3.8
Формально сигнал вида (3.6) представить в виде разложения на элементарные
математические функции невозможно, поскольку для него не выполняется условие
абсолютной интегрируемости. Не вдаваясь в подробности, получим спектральное
представление на основе эмпирических соображений.
Сравнивая (3.2) и (3.6) , замечаем, что бесконечная сумма ряда вырождается в
единственное слагаемое b1 sin (2f0t), следовательно а0 = а1 = ... аn = 0, b2 = b3 = = ... bn =
0, лишь при n = 1, b1 = Um.
На оси частот имеем единственную точку с ненулевой амплитудой A1 при
3.9).
f = f0 (рис.
An
0
f
f0=1/Т0
Рис. 3.9
В таком случае считается, что спектр бесконечного синусоидального сигнала с
постоянной амплитудой и мгновенной частотой представляет собой одну бесконечно
узкую составляющую (единственную гармонику).
П р и м е ч а н и е . На самом деле энергия сигнала, рассмотренного в примере 3.2, будет
бесконечно велика, поэтому согласно закону сохранения такой же должна быть и энергия
спектра. С другой стороны при бесконечной длительности синусоидального сигнала его
спектральная составляющая должна иметь бесконечно малую ширину. Это невозможно
для элементарных математических функций. Чтобы обойти данное противоречие в
радиоэлектронике прибегают к физической абстракции – сигналу в виде -функции
Дирака, обладающей бесконечной малой длительностью и бесконечно большой энергией.
На рис. 3.9 приведено ее обозначение в виде стрелки с символом .
Пример 3.3. Сигнал представляет собой бесконечную последовательность гауссовых
импульсов длительностью tи, следующих с интервалом Ти (рис. 3.10).
s(t)
Ти
...
Um
...
0
tи
t
Рис. 3.10
При построении спектральной диаграммы учтем то обстоятельство, что гауссовому
сигналу вида 1exp(–1t 2) в частотной области соответствует тоже гауссова функция, но
отличающаяся масштабом: 2exp(–2 f 2).
Второе эмпирическое правило, помогающее получить спектр данного сигнала, состоит в
том, что при переходе от времени к частоте огибающей исходного сигнала будет
соответствовать заполнение спектральной диаграммы, а заполнению сигнала – огибающая
спектра.
Третье важное правило, сформулированное в примере 3.1, связывает масштаб сигнала и
спектра: коротким сигналам соответствуют протяженные спектры и наоборот спектры
сигналов с большой длительностью имеют малую ширину.
Таким образом, на оси частот относительно короткому гауссовому импульсу будет
соответствовать относительно протяженная гауссова огибающая, а равномерной
бесконечной огибающей соответствуют бесконечно короткие
-функции заполнения,
следующие с интервалом f0=1/Ти. Постоянная составляющая будет равна средней
мощности сигнала.
В результате амплитудный спектр будет выглядеть так, как показано на рис. 3.11.
An
A1
Огибающая спектра
(гауссова функция)
A2
Спектральные
составляющие
(заполнение)
-функции
A3
...
0
f1=1/Ти
f
f2=2/Ти
Рис. 3.11
Пример 3.4. Рассмотрим практически важный случай бесконечной периодической
последовательности прямоугольных импульсов с синусоидальным заполнением (рис.
3.12).
sп(t)
Ти
...
Ти
+Um
...
0
t
–Um
Т0
tи
Рис. 3.12
При построении спектральной диаграммы воспользуемся примерами 3.1, 3.2 и 3.3.
Из изложенного ранее можно сделать ряд выводов.
1. Поскольку последовательность бесконечная и периодическая, то спектральные
составляющие будут представлять собой бесконечно короткие -функции следующие с
интервалом по частоте равным 1/Ти.
2. Так как импульсы прямоугольные, огибающая спектра является функцией sinc(ftи).
3. Нули функции sinc(ftи) находятся в точках с координатами кратными 1/tи.
4. Поскольку заполнение синусоидальное и Ти >> T0, постоянная составляющая равна
нулю.
5. И самое важное: центральная частота спектра не ноль, как во всех предыдущих
примерах, а fц = 1/T0, т.е. определяется частотой синусоидального заполнения (частотой
несущей).
Полный амплитудный спектр приведен на рис. 3.13.
An
sinc(ftи)
A1
A2
1/Ти
0
fц–1/tи
fц=1/Ти
fц+1/tи
fц+2/tи
Рис. 3.13
Анализируя рис. 3.13 можно понять механизм переноса спектра в ВЧ-область,
реализуемый в процессе модуляции.
Исходный спектр НЧ-сигнала (см. пример 3.1) располагается в окрестности нуля частот.
Гармоническое заполнение приводит к смещению спектральных составляющих на
величину fц, соответствующую частоте несущей. Структура спектра (амплитуды и фазы
составляющих) при таком линейном переносе по частоте полностью сохраняется.
На этом основано использование ВЧ-несущей в радиосвязи: полезная информация,
заложенная в структуру НЧ-сигнала (а следовательно и в структуру спектра) сохраняется,
а сам сигнал является высокочастотным (его спектр располагается симметрично
относительно частоты несущей fц) и будучи передан в антенну, порождает
электромагнитные волны эффективно распространяющиеся в пространстве.
В заключение рассмотрим еще один пример, иллюстрирующий важное свойство спектров,
– их суперпозицию.
Пример 3.5. Пусть сигнал представляет собой последовательность импульсов сложной
формы (рис. 3.14). Требуется построить его спектральную диаграмму.
f
sп(t
)
Um
Ти
Um/2
...
...
0
t
tи/3
tи
Рис. 3.14
Для решения задачи сначала представим исходный сигнал в виде суммы двух
вспомогательных сигналов (рис. 3.15):
sп(t) = s1(t) + s2(t).
Поскольку вспомогательные сигналы представляют собой последовательности
прямоугольных импульсов, то их спектральные диаграммы легко получить по аналогии с
примером 3.1, учитывая, изменение амплитуды и длительности.
Теперь по принципу суперпозиции получим результирующую спектральную диаграмму
(рис. 3.16) как сумму спектров вспомогательных сигналов.
П р и м е ч а н и е . Для упрощения приведен только спектр амплитуд, изменение фазовых
соотношений из-за смещения импульсов не учитываем.
s1(t)
Ти
Um/2
...
...
0
t
2tи/3
s2(t)
Um
Ти
...
...
0
t
tи/3
Рис. 3.15
Рис. 3.15
An
Гармоники сигнала s2
Гармоники сигнала s1
...
3/2tи
Рис. 3.16
3/tи
Рис. 3.16
На рис. 3.16 огибающая спектра сигнала s1 показана штрихпунктирной линией,
огибающая спектра сигнала s2 – пунктирной линией; спектральные составляющие
(гармоники) сигнала s2 изображены сплошной линией, гармоники сигнала s1 –
утолщенной линией.
Лекция 4. Дискретизация сигнала и спектра
Преобразование Фурье и его свойства. Спектральная плотность.
Дискретизация и квантование. Алгоритмы ДПФ и БПФ. Теорема
Котельникова. Дискретизированный сигнал и его спектр.
Пусть имеется произвольный периодический сигнал sп(t) причем время задано в пределах
от – до + (рис. 4.1).
sп(t)
Ти
Um
– . . .
. . . +
0
t
tи
Рис. 4.1
Рассмотрим предельный переход
lim sп (t ) = s(t).
Tи
Преобразовав выражения (3.5), учитывая, что при Ти , nf0 f , получим
A(f) =
s(t ) cos(2ft )dt ,
B(f) =
s(t ) sin( 2ft )dt .
(4.1)
Введем комплексную функцию
S ( f ) = A(f) –i B(f) = S ( f ) e iθ ( f ) .
Величина S ( f ) носит название спектральной плотности одиночного сигнала s(t).
Воспользовавшись теоремой Эйлера
(4.2)
e–i = cos – i sin ,
преобразуем (4.1) и (4.2) так
S ( f ) = s(t ) exp(i 2ft )dt = F[s(t)].
(4.3)
Непериодический сигнал при этом будет равен
s(t) =
S ( f ) exp(i 2ft )df = F–1[ S ( f ) ].
(4.4)
Выражения (4.3) и (4.4) носят название "прямое и обратное преобразование Фурье" (в
литературе встречается также термин интеграл Фурье).
Физический смысл спектральной плотности состоит в распределении энергии сигнала
вдоль частотной оси: на каких-то интервалах плотность энергии больше, а где-то меньше.
Размерность модуля спектральной плотности – Вс, т.е. В/Гц.
Перечислим основные свойства преобразования Фурье.
1. Свойство линейности (теорема наложения, принцип суперпозиции):
F[as1(t) + bs2(t)] = aF[s1(t)] + bF[s2(t)].
(4.5)
Иными словами спектральная плотность суммы равна сумме спектральных плотностей
слагаемых. С проявлением этого свойства мы уже встречались, рассматривая пример 3.5.
2. Свойство симметрии (теорема двойственности, дуальность времени и частоты):
S ( f ) = S * ( f ) ,
(4.6)
т.е. для вещественного сигнала спектральная плотность является четной функцией.
3. Теорема о центральной ординате
S(f=0) =
s(t )dt .
Значение ординаты спектральной плотности на нулевой частоте численно равно
"площади" сигнала.
4. Свойство инвариантности к смещению (теорема запаздывания):
(4.7)
F[s(t–t0)] = S(f)exp (–i2f t0).
(4.8)
Следствие: при изменении начала отсчета времени амплитудный спектр сигнала остается
неизменным, изменяется только фазовый спектр.
5. Свойство неинвариантности к масштабированию (теорема об изменении масштаба):
F[s(t)] =
1 2f
S(
).
(4.9)
При "сжатии" сигнала (>1) спектр расширяется, амплитуда составляющих уменьшается.
При "растяжении" сигнала (<1) спектр сужается, амплитуда спектральных составляющих
увеличивается.
6. Теорема о дифференцировании:
ds(t )
] = i2f S ( f ) .
dt
(4.10)
s()d ] = S ( f ) /( i2f).
(4.11)
F[s1(t)s2(t)] = F[as1(t) + bs2(t)] = F[s1(t)] * F[s2(t)],
(4.12)
F[
7. Теорема об интегрировании
F[
8. Теорема о произведении:
где значком "*" обозначена операция свертки функций (см. формулу (2.6)).
Преобразование Фурье от произведения двух сигналов равно свертке спектральных
плотностей.
9. Теорема о свертке
F[s(t) * h(t)] = F[s(t)] F[h(t)].
(4.13)
Преобразование Фурье от свертки двух функций равно произведению их Фурье-образов.
10. Теорема Парсеваля
2
2
s(t ) dt = S (2f ) df .
Другими словами энергия сигнала равна энергии спектра.
(4.14)
Перечисленные свойства позволяют существенно упростить спектральный анализ
сигналов.
Рассмотрим несколько примеров.
Пример 4.1. Пусть имеется сигнал в виде одиночного импульса прямоугольной формы,
причем начало отсчета времени соответствует середине импульса (рис. 4.2). Найдем его
спектральную плотность.
Поставим выражение для сигнала в формулу (4.3):
t и / 2
tи / 2
S ( f ) = s(t ) exp(i 2ft )dt = Erect(t / tи ) exp(i 2ft )dt = E exp(i 2ft )dt =
t и / 2
= E
cos(2ft ) i sin( 2ft )dt
tи / 2
cos(2ft )dt
= 2E
tи / 2
= E/f sin (ftи) =
0
= Etи sinс (ftи).
График спектральной плотности приведен на рис. 4.3. Как видим для четной функции
получился чисто вещественный спектр, что соответствует свойству 2.
s(t)
Е
0
–tи/2
tи/2
t
Рис. 4.2
S(f)
Etи
–1/tи
0
1/tи
f
Рис. 4.3
П р и м е ч а н и е . График спектральной плотности на рис. 4.3 симметричен относительно
оси ординат (слева находится область отрицательных частот). Отрицательные частоты не
имеют физического смысла, их появление – следствие комплексного характера
спектральной плотности. При переходе от комплекснозначной функции к вещественной
компоненты, располагающиеся в левой полуплоскости, суммируются с компонентами в
правой полуплоскости.
Пример 4.2. Рассмотрим односторонний экспоненциальный импульс (рис. 4.4).
s(t)
E
Eexp (–t)
0
t
tи
Рис.4.4
Вычисление спектральной плотности осуществляем аналогично предыдущему примеру:
0
S ( f ) = E exp(t ) exp(i 2ft )dt = E exp[( i 2f )t ]dt =
=
E
2 (2f )
–i
2
E 2f
2 (2f ) 2
E
=
i 2f
.
Таким образом, несимметричный сигнал имеет комплексную спектральную плотность,
состоящую из вещественной и мнимой частей.
Поскольку спектральная плотность комплексная, то для ее графического представления
следует выделить модуль и аргумент:
S ( f )
E
(2f )
2
2
= A(f) – спектр амплитуд;
arg{ S ( f ) } = –arctg(2f /) = (f) – спектр фаз.
Графики амплитудного и фазового спектров приведены на рис. 4.5.
A(f)
0
f
(f)
/2
0
f
–/2
Рис. 4.5
Пример 4.3. Сигнал представляет собой одиночную пачку с прямоугольной огибающей
длительностью tп, состоящую из трех гауссовых импульсов длительностью tи, следующих
с интервалом Ти (рис. 4.6).
s(t)
Ти
Um
tи
0
t
tп
Рис. 4.6
При построении спектральной диаграммы учтем то обстоятельство, что гауссовому
сигналу вида 1exp(–1t 2) в частотной области соответствует тоже гауссова функция, но
отличающаяся масштабом: 2exp(–2 f 2).
Второе эмпирическое правило, помогающее получить спектр данного сигнала, состоит в
том, что при переходе от времени к частоте огибающей исходного сигнала будет
соответствовать заполнение спектральной диаграммы, а заполнению сигнала – огибающая
спектра.
Огибающая сигнала – прямоугольная функция длительностью tп. Ее спектральная
плотность была получена в примере 4.1 – это функция sinc. Поскольку интервал tп велик,
то согласно свойству 5, ширина функции sinc будет мала.
Заполнение – гауссовы импульсы – порождает такую же функцию в области частот.
Длительность гауссовых импульсов мала, следовательно, ширина гауссовой огибающей
будет большой.
Окончательно, амплитудный спектр будет выглядеть так, как показано на рис. 4.7.
S(f)
1/Ти
1/tп
0
f
1/tи
Рис. 4.7
Операции дискретизации и квантования уже упоминались в лекции 2. Рассмотрим их
подробнее.
Упрощенная структурная схема аналого-цифрового преобразователя, осуществляющего
дискретизацию и квантование, приведена на рис. 4.8.
Входной аналоговый сигнал поступает на коммутатор (К) управляемый от тактового
генератора (ТГ), выборка сигнала запоминается в ячейке памяти (ЯП) и поступает на
устройство сравнения (УС), сюда же подается эталонное напряжение от источника
опорных напряжений (ИОН). В зависимости от результата сравнения соответствующий
разряд устанавливается в логический ноль или логическую единицу. Далее цифровой код
поступает в кодирующее и запоминающее устройство (КЗУ) и на выход АЦП в виде
цифрового потока данных.
s(t)
К
ТГ
ЯП
УС
КЗУ
Цифровой
поток
ИОН
Рис. 4.8
В дальнейшем цифровой поток может быть обработан в соответствии с необходимыми
алгоритмами в цифровом процессоре.
Подобная схема позволяет выполнять преобразование сигналов и спектров по специально
разработанным алгоритмам дискретного и быстрого преобразования Фурье (ДПФ и БПФ),
а также дискретной свертки (ДС) подробнее см. в [2].
Не вдаваясь в детали, отметим, что указанные алгоритмы позволяют существенно
уменьшить необходимый объем вычислений и тем самым повысить быстродействие
систем обработки сигналов.
Характерной особенностью цифровых методов обработки сигналов является их
дискретный характер.
Анализ дискретных сигналов и спектров базируется на фундаментальной теореме
отсчетов, сформулированной в разное время независимо друг от друга Е. Уитеккером,
Х. Найквистом и В.А. Котельниковым и обобщенной К. Шенноном.
Приведем формулировку теоремы, данную В.А. Котельниковым.
Пусть имеется сигнал s(t), спектр которого ограничен максимальной частотой fmax. Тогда
при дискретизации этого сигнала последовательностью бесконечно коротких импульсов с
интервалом
t = 1/2fmax
потерь информации при восстановлении дискретизированного сигнала на приемной
стороне не происходит.
Для иллюстрации этого рассмотрим дискретизированный сигнал и его спектр. Для
упрощения спектральных преобразований в качестве огибающих сигнала (и
соответственно спектра) примем гауссовы функции.
На рис. 4.9 слева показан идеальный случай дискретизации бесконечно короткими функциями. На рис. 4.10 – реальный случай, сигнал, дискретизированный
последовательностью коротких прямоугольных импульсов.
(4.15)
s(t)
0
S(f)
t
sп(t)
0
tд
0 fmax
f
fд
f
Sп(f)
t
0
sд(t)
0
S(f+fд)
Sд(f)
...
t
S(f)
S(f–fд)
...
0
Рис. 4.9
f
s(t)
S(f)
0
0 fmax
t
sп(t)
f
Sп(f)
sinc
tи
0 tд
t
fд
0
sд(t)
0
t
Sд(f)
...
...
0
fд
fmax
Рис. 4.10
f
f
Анализируя рис. 4.9 и 4.10 можно сделать следующие выводы:
1. Спектр дискретизированного сигнала состоит из клонированных спектров исходного
сигнала, он периодичен, причем период повторения по частоте равен величине, обратной
интервалу дискретизации по времени.
2. В идеальном случае амплитуда клонированных спектров остается неизменной, в
действительности она уменьшается с ростом частоты.
3. При точном выполнении условия теоремы Котельникова, точки смыкания первичных и
вторичных спектров на частотной оси совпадают, поэтому при восстановлении сигнала с
помощью идеального ФНЧ потерь информации не происходит.
4. На практике возможно перекрытие спектров и приходится нарушать т. Котельникова
(4.15), вводя защитный интервал по частоте (уменьшая период следования
дискретизирующих импульсов): tд =
1
.
(4...10) f max
5. Восстановление дискретизированного сигнала целесообразно проводить в области,
близкой к нулю частот, где сосредоточена бóльшая часть его энергии.
Иногда теорему отсчетов рассматривают как интерполяционную формулу. В этом случае
говорят о разложении некоторой функции по ортогональному базису функций sinc.
В области времени получим разложение вида
s(t) = s(nt) sinc[ fmax(t – nt)].
В такой интерпретации теорема отсчетов справедлива и для дискретизированных
спектров:
S(f) = S(nf) sinc [ tmax(f – nf)].
Попутно заметим, что дискретному сигналу соответствует периодический спектр (см. рис.
4.9 и 4.10), а дискретному спектру будет соответствовать периодический сигнал (см. рис.
3.9, 3.10). Таким образом, при переходе от временного представления к частотному
дискретизация всегда порождает периодичность.
Лекция 5. Амплитудно-модулированные колебания
Радиосигналы с амплитудной модуляцией. Временное и спектральное и
векторное представление АМК. Энергетические характеристики АМК.
Сигналы с балансной, однополосной и полярной модуляцией. Достоинства,
недостатки и применение сигналов с амплитудной модуляцией.
Как уже упоминалось в лекции 2, модуляция служит для повышения эффективности
передачи информации с помощью радиоволн. Амплитудно-модулированные колебания
появились исторически одними из самых первых. Уже к середине 30-х годов ХХ века
была предложена теория амплитудной модуляции и первые практические реализации
передатчиков и приемников с АМК. В дальнейшем появились усовершенствованные
способы амплитудной модуляции: балансная и однополосная АМ, а к середине ХХ века
разработаны многочисленные виды модуляции для стереофонического вещания, наиболее
распространенными из которых являются полярная амплитудная модуляция и модуляция
с пилот-тоном.
При АМ гармоническим сигналом мгновенная частота и начальная фаза колебания
неизменны, а амплитуда изменяется прямо пропорционально модулирующему сигналу:
U(t) = U0 + kАМSmcos (F0t + 0),
(5.1)
где U0 – амплитуда несущей (при отсутствии модуляции) kАМ – коэффициент
пропорциональности, Sm – амплитуда модулирующего сигнала, F0, 0 – мгновенная
частота и начальная фаза модулирующего сигнала.
Произведение kАМSm = U представляет собой изменение амплитуды сигнала.
Величину равную M = U/ U0 называют коэффициентом амплитудной модуляции.
С учетом этого выражение (5.1) можно записать в виде
U(t) = U0 [1+ Mcos (F0t + 0)].
(5.2)
Окончательно АМК запишется в виде
uАМ(t) = U(t)cos(f0t+0) = U0 [1+ Mcos (F0t + 0)] cos(f0t+0),
где f0, 0 – мгновенная частота и начальная фаза несущей.
Выражение (5.3) называют канонической формой записи АМК.
(5.3)
На рис. 5.1 проиллюстрирован процесс модуляции так называемым "чистым" тоном
(гармоническим сигналом с частотой F0). Сверху изображен низкочастотный
синусоидальный модулирующий сигнал U(t), под ним немодулированная
высокочастотная несущая uн(t), внизу результирующий амплитудно-модулированный
сигнал uАМ(t).
U(t)
Sm
t
0
TF = 1/F0
uн
U0
t
0
Tf = 1/f0
uАМ
U
...
Umax
Umin
t
0
Рис. 5.1
Рассмотрим спектр АМК при модуляции чистым тоном. Раскрыв скобки, преобразуем
выражение (5.3) так
uАМ(t) = U0 [1+ Mcos (F0t + 0)] cos(f0t+0) =
= U0cos(f0t+0) + U0Mcos (F0t + 0) cos(f0t+0).
Воспользуемся тригонометрической формулой для произведения косинусов:
uАМ(t) = U0cos(f0t+0) +
+
MU 0 cos [(f +F )t + + ] +
0
0
0
0
2
MU 0 cos [(f –F )t + – ].
0
0
0
0
2
(5.4)
Рассмотрим подробнее каждое слагаемое выражения (5.4).
Очевидно, что первое слагаемое соответствует немодулированной несущей с амплитудой
U0 , частотой f0 и начальной фазой 0. Второе слагаемое – гармонический сигнал с
амплитудой
MU 0
, частотой f0 +F0 и начальной фазой 0 + 0. Это верхнее боковое
2
колебание (ВБК). Наконец, третье слагаемое представляет собой гармонический сигнал с
амплитудой
MU 0
, частотой f0 – F0 и начальной фазой 0 – 0 и носит название нижнего
2
бокового колебания (НБК).
На частотной оси сигналу вида (5.4) соответствует спектр из трех компонентов,
изображенный на рис. 5.2.
An
U0
MU0/2
0
f0–F0
F0=1/ТF
f0=1/Тf
MU0/2
f0+F0
f
n
0 – 0
0
0
0 + 0
f0=1/Тf
Рис. 5.2
П р и м е ч а н и е . Соотношения амплитуд и фаз на рис. 5.2 носят качественный характер.
f
Из рис. 5.2 очевидно, что амплитуды верхнего и нижнего боковых колебаний равны
между собой и меньше, чем амплитуда несущей (поскольку М1). Спектр амплитуд
симметричен относительно вертикальной оси, проходящей через точку с частотой f0.
Таким образом, в процессе амплитудной модуляции осуществляется перенос НЧ
спектральной составляющей с частотой F0, в область частот в окрестности f0, причем F0 <<
f0 .
Отметим, что ширина спектра амплитудно-модулированного колебания оказывается
равной удвоенной частоте модулирующего сигнала:
fАМ = 2F0.
(5.5)
Рассмотрим более сложный случай модуляции произвольным сигналом.
Из лекции 3 известно, что произвольный сигнал можно представить в виде суммы
гармоник:
U(t) = [Uncos(2nF0t) + 0].
n 0
(5.6)
Примем для упрощения, что 0 = 0 = 0, и ограничимся рассмотрением спектра амплитуд.
Пусть постоянная составляющая в модулирующем сигнале отсутствует.
С учетом этого, подстановка (5.6) в (5.4) даст следующий результат:
uАМ(t) = U0cos(f0t+0) +
+ {
n 1
M nU 0
M nU 0
cos [(f0 +Fn)t ] +
cos [(f0 –Fn)t ]},
2
2
где Mn = Un /U0 парциальные коэффициенты модуляции, Fn – частоты исходных
спектральных составляющих модулирующего сигнала.
Воспользуемся также сформулированным ранее правилом, что для физически
реализуемого сигнала с ростом частоты амплитуда спектральных составляющих, как
правило, убывает. Следовательно, с ростом n Mn будет уменьшаться. Рисунок 5.3
качественно иллюстрирует исходную и результирующую спектральные диаграммы.
(5.7)
Un
U1
U0
Un
Fmin
0
Fmax
f0=1/Тf
Un
MnU0/2
U0
M1U0/2
M1U0/2
f0–Fmax
f0–Fmin f0
0
f
f0+F0
f0+Fmax
f0+Fmin
f
Рис. 5.3
Таким образом, при модуляции структура спектра модулирующего НЧ-сигнала полностью
сохраняется, а ширина спектра результирующего АМК равна 2Fmax, где Fmax –
максимальная частота в спектре исходного НЧ сигнала.
При рассмотрении АМК сигнал удобно представить на комплексной плоскости в виде
векторной диаграммы (рис. 5.4). Длина вектора соответствует амплитуде, а его угловое
положение – фазе. Вращение вектора с некоторой угловой скоростью = 2f
имитируется поворотом самой координатной системы и соответствует изменению
времени t.
Im
U(t)
0
0
0 t1
Re
Мгновенное значение сигнала
в момент времени t1
Re'
Рис. 5.4
На рис. 5.5 представлена векторная диаграмма АМК при модуляции чистым тоном.
Im
0
U
UНБК
0
0'
0
UВБК
U0
0
0
0
0
Re
Рис. Рис.
5.5 5.5
Вектор несущей отложен из точки 0, он имеет амплитуду U0 и начальную фазу 0.
Векторы боковых колебаний отложены из точки 0'. В результате сложения векторов
получается результирующий вектор U. С течением времени происходит вращение
векторов боковых колебаний с угловой скоростью
0 = 2F0. Сама координатная
система поворачивается вокруг точки 0 с угловой скоростью 0 = 2f0.
Поскольку амплитуды (UНБК , UВБК), фазы 0 и угловые скорости 0 ВБК и НБК равны, то
в процессе модуляции с течением времени изменяется длина результирующего вектора U
, а его угловое положение остается неизменным, т.е. 0 = const.
Рассмотрим теперь энергетические характеристики АМК.
АМК представляет собой периодический процесс, следовательно, основной
энергетической характеристикой служит средняя мощность, определяемая по формуле
(2.3), интегрирование в которой осуществляется в течение интервала, равного периоду.
Из выражения (5.3) очевидно, что существует два существенно различных периода:
1) период огибающей TF = 1/F0 ;
2) период несущей Tf = 1/f0.
Определим сначала среднюю мощность АМК за период несущей.
Так как Tf << TF, то на протяжении интервала времени, равного периоду несущей,
изменениями амплитуды можно пренебречь и считать U(t) = const.
Возможны три основных случая:
1. cos (F0t + 0) = 0; U(t) =0; uАМ(t) = U0cos(f0t+0), тогда
Tf
Pср = 1/ Tf
U02cos2(f0t+0) dt = U02/2 = P0.
(5.8)
0
2. cos (F0t + 0) = 1; U(t) = Umax ; uАМ(t) = U0 (1+M)cos(f0t+0), тогда
Pср = Pmax = U02/2 (1+M)2 = P0(1+M)2 .
(5.9)
3. cos (F0t + 0) = –1; U(t) = Umin ; uАМ(t) = U0 (1–M)cos(f0t+0), тогда
Pср = Pmin = U02/2 (1–M)2 = P0(1–M)2 .
Пример 5.1.
Пусть M = 1. Рассчитать Pmax и Pmin.
Решение.
Подставив коэффициент модуляции в формулы (5.9) и (5.10), получим
Pmin = 0; Pmax = 4P0 , т.е. мощность АМК с течением времени значительно меняется,
поэтому во всем динамическом диапазоне мощностей необходимо обеспечить
неискаженную передачу сигнала.
Теперь найдем среднюю мощность за период огибающей.
(5.10)
Допущение о постоянстве амплитуды на этом временном интервале не справедливо,
поэтому представим формулу (5.4) в следующем виде:
uАМ(t) = uн(t) + uнбк(t) + uвбк(t),
где
uн(t) = U0cos(f0t+0);
MU 0 cos [(f –F )t + – ];
0
0
0
0
2
MU 0 cos [(f +F )t + + ].
uвбк(t) =
0
0
0
0
2
uнбк(t) =
При интегрировании по формуле (2.3) учтем, что несущая и боковые ортогональны, в
результате окончательно получим:
Pср = Р0 + Рнбк + Рвбк = U02/2 + 1/2(МU02/2)2 + 1/2(МU02/2)2 = Р0(1+М2/2).
Аналогичный результат можно получить, воспользовавшись спектральным
представлением АМК и теоремой Парсеваля.
Заметим, что формула (5.11) дает возможность определить полную мощность АМК, а
полезная мощность в выражении (5.11) равна сумме мощностей боковых колебаний
Рп = Рнбк + Рвбк.
Пример 5.2.
Пусть M=0,5. Определить, какую долю общей мощности составляет полезная мощность
АМК.
Решение.
Из формулы (5.11) получаем
Рп = Р0М2/2 = 0,125 Р0.
Полезная мощность мала по сравнению с общей затрачиваемой мощностью, для
улучшения энергетических характеристик используют разновидности АМК: балансную и
однополосную модуляцию.
Идея балансной амплитудной модуляции (БАМ или DSB) заключается в изменении фазы
несущей за половину периода огибающей. В результате за полный период огибающей
несущая компенсируется и сигнал БАМ при модуляции чистым тоном описывается
следующим выражением:
uБАМ(t) =
MU 0 cos [(f –F )t + – ] + MU 0 cos [(f +F )t + + ].
0
0
0
0
0
0
0
0
2
2
(5.11)
Идеальная спектральная диаграмма БАМ при модуляции произвольным сигналом
изображена на рис. 5.6.
Un
MnU0/2
M1U0/2
M1U0/2
f0–Fmax
f0–Fmin
0
f0+Fmax
f0+Fmin
Рис. 5.6
Как видим, в идеальном случае спектральная составляющая несущей отсутствует, на
практике на частоте несущей f0 передают относительно небольшой по уровню пилотсигнал для улучшения демодуляции на приемной стороне.
В результате энергетические характеристики по сравнению с классической АМ
улучшаются, а ширина спектра остается неизменной.
Дальнейшим улучшением АМ является однополосная модуляция (ОБП или SSB).
При ОБП на частоте несущей передают небольшой по уровню пилот-сигнал, а из
информационных составляющих оставляют только верхнюю (или нижнюю) боковые
полосы. В результате доля полезной мощности возрастает, а ширина спектра по
сравнению с обычной АМ и БАМ уменьшается в 2 раза.
Однополосная и балансная модуляция особенно целесообразны в условиях
ограниченности частотного диапазона: для профессиональной и любительской
радиосвязи, а также при передаче широкополосных сигналов, например сигнала
изображения в телевидении.
Особая разновидность амплитудной модуляции – полярная модуляция.
Сигналы с полярной модуляцией были предложены для организации стереофонического
радиовещания еще в 60-е гг. ХХ века.
Суть метода иллюстрирует рис. 5.7.
Предположим, что в правом и левом канале передаются гармонические сигналы с
частотами, различающимися в 2 раза (Uпк и Uлк на рис. 5.7 вверху).
Эти сигналы модулируют ВЧ поднесущую uпн так, что в результате получается
несимметричный сигнал (uПМ на рис. 5.7 внизу).
В СССР была принята система с полярно-модулированным (ПМ) сигналом (стандарт
Международной организации радиовещания и телевидения OIRT). При этом частота
поднесущей равна fпн = 31,25 кГц , а ее уровень подавляется на 14 дБ. В принятом
практически во всем мире стандарте международного консультативного комитета по
радиовещанию (CCIR), разработанном в США, при формировании стереосигнала
f
поднесущая 38 кГц подавляется полностью, а для ее восстановления в приемнике
передается пилот-тон на частоте fпн/2 = 38/2 =19 кГц.
Схематично спектры сигналов OIRT и CCIR изображены на рис. 5.8.
OIRT
CCIR
U
U
П+Л
Л–П
Л–П
fпн
П+Л
f
Л–П
Л–П
fпн/2
f
Рис. 5.8
Обозначения "П+Л" и "Л–П" на рис. 5.8 соответствуют спектральным компонентам
суммарного и разностного сигналов правого и левого каналов.
В заключение перечислим основные недостатки сигналов с амплитудной модуляцией:
1. Информационная избыточность и чрезмерная полоса частот, занимаемая сигналом с
АМ: несущая не содержит полезной информации, а боковые колебания дублируют друг
друга.
2.Невыгодные энергетические соотношения: даже в идеальном случае (при M=1) доля
полезной мощности не превышает 50%, на практике она еще меньше (см. пример 5.2), в
результате бόльшая часть мощности радиопередатчика с АМ расходуется на передачу
несущей.
3.Ограниченный динамический диапазон: поскольку пределы изменения амплитуды
ограничены (0<M<1), расширение динамического диапазона на практике связано с
существенными затратами, необходимостью повышать питающее напряжение,
отдаваемую выходную мощность каскадов и т.п.
4. Плохая помехоустойчивость: аддитивные и мультипликативные помехи, воздействуя на
сигнал с АМ, приводят к искажению передаваемой информации, т.к. она заложена в
изменение амплитуды.
5. Изменение выходной мощности в широких пределах: как было показано в примере 5.1,
выходная мощность радиопередатчика с АМ может изменяться в пределах от нуля до 4P0 ,
следовательно, необходимо обеспечить работы выходных каскадов радиопередатчика в
режиме класса "А", т.е. даже при отсутствии модулирующего сигнала такой
радиопередатчик будет расходовать мощность источника питания (существуют токи
покоя), а значит КПД окажется невысоким.
Указанные недостатки связаны с самим процессом модуляции, поскольку изменяется
энергетический параметр (амплитуда), их уменьшение возможно при переходе к
альтернативным видам модуляции, рассматриваемым далее.
Лекция 6. Колебания с угловой и импульсной модуляцией
Радиосигналы с угловой модуляцией. Временное, спектральное и векторное
представление УМК. Понятие девиации частоты и индекса модуляции.
Сигналы с импульсной модуляцией.
При угловой модуляции управляющий сигнал воздействует на полную фазу несущей.
Поскольку мгновенная частота и полная фаза связаны между собой:
(t) =
t
2f ()d ,
2f (t) =
d (t )
,
dt
(6.1)
то возможна реализация частотной или фазовой модуляции, которые тоже взаимосвязаны.
П р и м е ч а н и е : в дальнейшем для упрощения постоянный множитель 2 опущен.
При частотной модуляции мгновенная частота изменяется по закону модулирующего
сигнала:
f (t) = f0 + fд s(t),
(6.2)
где fд – девиация частоты (максимальное отклонение от среднего значения).
Воспользовавшись (6.1), запишем
чм(t) =
t
t
[ f 0 f д s()]d = f0t + fд s()d ,
т.е. полная фаза изменяется по закону интеграла от модулирующего сигнала.
Выражение для сигнала с ЧМ окончательно принимает вид:
uчм(t) = U0 cos [ f0t + fд
t
s()d +0].
При модуляции чистым тоном имеем
s(t) = Smcos F0t,
f(t) = f0t + fд cos F0t,
причем fд = kчмSm , т.е. девиация частоты прямо пропорциональна амплитуде
модулирующего сигнала и не зависит от его частоты F0.
Полная фаза колебания окажется равной
(6.3)
чм(t) = f0t + (fд/ F0 )sin F0t + 0 = f0t + msin F0t + 0.
Здесь параметр m = fд/ F0 носит название индекса частотной модуляции.
Окончательное выражение для ЧМ-сигнала при модуляции чистым тоном:
uчм(t) = U0 cos [ f0t + msin F0t + 0].
(6.4)
При фазовой модуляции по закону управляющего сигнала изменяется полная фаза
колебания:
чм(t) = f0t + ms(t) + 0 .
(6.5)
Основной параметр здесь индекс m – максимальное отклонение фазы от среднего
значения.
С учетом сказанного выражение для ФМ приобретает следующий вид:
uфм(t) = U0 cos [ f0t + ms(t) + 0].
Мгновенная частота при этом меняется по закону производной от управляющего сигнала
f (t) =
d (t )
ds(t )
= f0 + m
.
dt
dt
При модуляции чистым тоном имеем
чм(t) = mcos(F0t) + 0
m = kфмSm ,
т.е. индекс модуляции при ФМ прямо пропорционален амплитуде модулирующего
сигнала и не зависит от его частоты F0.
Мгновенная частота определится согласно формулам (6.1):
f (t) =
d (t )
= f0 – m F0 sin(F0t) = f0 – fд sin(F0t) ,
dt
где fд = m F0 – девиация частоты при ФМ.
(6.6)
Окончательное выражение для ФМ-сигнала при модуляции чистым тоном:
uчм(t) = U0 cos [ f0t + mcos F0t + 0].
(6.7)
Сравнивая (6.4) и (6.7), можно сделать вывод, что при угловой модуляции гармоническим
сигналом (чистым тоном) ЧМ и ФМ оказываются неразличимы.
Сказанное иллюстрирует рис. 6.1 (слева – ЧМ, справа – ФМ).
sу(t)
sу(t)
Sm
Sm
t
t
(t)
f(t)
0
f0
m
fд
t
t
(t)
f(t)
0
f0
fд
m
t
t
Рис. 6.1
fд
m
fд
m
F
F
Рис. 6.2
Чтобы выяснить, с какой модуляцией мы имеем дело, следует определить, как меняется
индекс и девиация частоты при изменении частоты гармонического модулирующего
сигнала F0 (рис. 6.2, слева – ЧМ, справа – ФМ). Если девиация неизменна, а индекс
уменьшается обратно пропорционально росту частоты, то это частотная модуляция. Если
постоянен индекс, а девиация прямо пропорциональна частоте модулирующего сигнала,
то это фазовая модуляция.
Различие между ЧМ и ФМ сигналами в полной мере проявляется, когда модуляция
осуществляется сигналом произвольной формы.
Пример 6.1.
Пусть исходный модулирующий сигнал имеет треугольную форму (sу(t) на рис. 6.3
вверху). Построить временные диаграммы при частотной и фазовой модуляции.
Решение.
Воспользуемся соотношениями (6.1). Учитывая, что производная линейно-нарастающего
сигнала равна постоянной, а интеграл представляет собой параболическую функцию
времени (рис. 6.3, слева – ЧМ, справа – ФМ).
sу(t)
sу(t)
Sm
Sm
t
t
(t)
f(t)
0
f0
fд
m
t
t
(t)
f(t)
0
f0
fд
m
t
t
Рис. 6.3
Сигнал с УМК можно представить в комплексной форме
uум(t) = U (t ) exp(i 2f 0t ) = U 0 exp[ i(t )] exp( i 2f 0 t ) .
Здесь U (t ) – медленно меняющаяся комплексная огибающая.
Векторная диаграмма УМК на комплексной плоскости изображена на рис. 6.4.
Im
m
U0
m
(t)
0
0
Re
Рис. 6.4
В процессе модуляции длина вектора U0 остается неизменной, а изменяется угловое
положение (отсюда термин "угловая модуляция"). Максимальное угловое отклонение
равно индексу модуляции m. Таким образом, наглядной иллюстрацией УМК на
комплексной плоскости служит "качающийся" вектор.
Чтобы получить спектральное представление сигнала с угловой модуляцией, рассмотрим
частный случай. Пусть модуляция осуществляется чистым тоном, причем индекс мал m
<< 1 (узкополосная УМ).
Перепишем выражение (6.3) так
uум(t) = U0 cos [ f0t + (t)].
(6.8)
Используя известное соотношение
cos (+) = cos cos – sin sin, преобразуем (6.8) так
uум(t) = U0 cos[(t)] cos (f0t) – U0 sin[(t)] sin (f0t).
(6.9)
Сомножители U0 cos[(t)] = Uс(t) и U0 sin[(t)] = Us(t) в (6.9) можно рассматривать как
медленно меняющуюся амплитуду некоторого гармонического колебания, имеющего
частоту f0.
Тогда УМК представляет собой сумму двух амплитудно-модулированных гармонических
колебаний находящихся в квадратуре (т.е. со сдвигом фаз, равным 90).
При модуляции чистым тоном (t) = m sin F0t (см. формулу (6.4)).
Перепишем (6.9) с учетом этого так
uум(t) = U0 cos[m sin F0t ] cos (f0t) – U0 sin[m sin F0t] sin (f0t).
(6.10)
Если m << 1 , то cos[m sin F0t ] 1, а sin[m sin F0t] m sin F0t.
Тогда (6.10) запишется в виде
uум(t) = U0 cos (f0t) – U0 m sin F0t sin (f0t) =
= U0 cos (f0t) + U0 m /2 cos [(f0 + F0 )t ] – U0 m /2 cos [(f0 – F0 )t ].
(6.11)
Сравнивая (6.11) и (5.4), можно сделать вывод, что в данном случае УМК представляет
собой АМК, в котором НБК инвертировано.
На рис. 6.5 изображена спектральная диаграмма, соответствующая (6.11).
An
U0
f0–F0
0
f0
mU0/2
f0+F0
mU0/2
Рис. 6.5
Наглядное представление об этих преобразованиях дает векторная диаграмма (рис. 6.6).
f
Im
0
А
U0m/2
U
UНБК при АМ
0'
0
U0
m
m
0
0
0
Re
Рис. 6.6
Пунктиром на векторной диаграмме обозначено положение вектора НБК при АМ. При
УМ этот вектор поворачивается на угол 180 против часовой стрелки. Длина векторов
боковых колебаний одинакова и равна mU0/2.
Результирующие векторы в разные моменты времени показаны штрихпунктирной линией.
Их максимальное отклонение от исходного положения равно m.
Треугольник 00'А прямоугольный, поэтому U > U0 , т.е. в процессе угловой модуляции
амплитуда не остается постоянной (наблюдается паразитная АМ), но поскольку m<<1 ,
этим изменением можно пренебречь (треугольник 00'А считать равнобедренным).
Таким образом, при узкополосной УМ ширина спектра равна удвоенной частоте
модулирующего сигнала.
В случае широкополосной УМ переход от (6.10) к (6.11) будет более сложным. Опуская
промежуточные преобразования, рассмотрим окончательный результат (рис. 6.7).
J1(m)U0
J2(m)U0
J0(m)U0
J2(m)U0
...
...
f0–F0
f0–2F0
f0
f0+F0
f0+2F0 f0+3F0
–J3(m)U0
–J1(m)U0
Рис. 6.7
Спектральная диаграмма содержит бесконечный набор гармоник, амплитуды которых
зависят от номера, U0 и m .
f
(1) n
Здесь Jn(m) =
exp(im sin ) cosnd – функция Бесселя, значения которой
0
табулированы.
Проанализируем рис. 6.7 и сделаем некоторые выводы.
1. Спектр дискретный, гармоники существуют на частотах кратных F0.
2. Спектральные компоненты в области с частотами меньшими f0 знакопеременные.
3. С ростом номера амплитуда гармоник быстро уменьшается.
4. Теоретически спектр бесконечен, поэтому на практике его приходится ограничивать.
5. При n > m+1 Jn(m) < 0,01, поэтому практическая ширина спектра широкополосного
УМК равна 2(m+1) F0, что существенно превышает ширину спектра узкополосного УМК
и АМК (2F0).
Общий вывод – при угловой модуляции произвольным сигналом порождается
бесконечное число составляющих с частотами kf0 lF0, где k и l = {0, 1, 2 ...}.
Рассмотрим влияние амплитуды и частоты модулирующего сигнала на спектр ЧМК и
ФМК (табл. 6.1).
Таблица 6.1
Зависимость ширины спектра ЧМ и ФМ от параметров модулирующего сигнала
ЧМК
ФМК
Несущая частота f
Частота модулирующего сигнала F
Амплитуда модулирующего сигнала Sm
Ширина спектра 2f = 2F(m+1)
Ширина спектра 2f = 2F(m+1)
Девиация частоты fд = kчмSm
Индекс m = kфмSm
Индекс m = fд/F
Девиация частоты fд = mF
Sm F = const
fд
m
m
fд
2f
2f
Sm = const F
fд = const
m = const
m
fд
2f const
2f
Из табл. 6.1 видно, что с увеличением динамического диапазона модулирующего сигнала
ширина спектра как ЧМ, так и ФМ сигнала возрастает. Расширение частотного диапазона
приводит к увеличению ширины спектра ФМ колебания.
Энергетические соотношения УМК легко получить.
Поскольку амплитуда сигнала с угловой модуляцией остается постоянной и равна U0 , то
средняя мощность тоже неизменна
Рср ум = Р0 = U02/2.
Это означает, что выходные каскады радиопередатчиков с УМ могут работать в режиме
"В" или "С" с наибольшим КПД. В процессе модуляции мощность перераспределяется
между спектральными составляющими.
Отсюда преимущества УМК:
1. Хорошие энергетические характеристики.
2. Высокая помехоустойчивость.
3. Потенциально широкий частотный и динамический диапазон модулирующего сигнала.
4. Простота технической реализации.
5. Отсутствие ограничений на режимы работы выходных каскадов радиопередатчика.
Основной недостаток – большая полоса частот, занимаемая УМ-сигналом при больших
индексах модуляции.
Отметим две разновидности УМК, принадлежащие к группе сложных сигналов (с
большой базой): линейно-частотно-модулированный сигнал (ЛЧМ-сигнал) и сигнал с
относительной фазовой манипуляцией (ОФМ-сигнал). Оба этих сигнала широко
применяются в радиолокационных, телеметрических системах и системах
телеуправления. Увеличение базы достигается введением сложных законов модуляции
несущей: с переменной мгновенной частотой или фазой. База таких сигналов достигает
значений 100 и более. Подробнее о ЛЧМ- и ФМ-сигналах см. в [2, 9].
Переходя к импульсной модуляции, рассмотрим сначала основные параметры
импульсных сигналов. Пусть имеется периодическая последовательность, состоящая из
импульсов sи(t), следующих с периодом Тп (рис. 6.8).
sи(t)
Umax
tи
0
tз
tф
tв
tх
tс
t
Тп
Рис. 6.8
Основные параметры импульсной последовательности:
амплитуда импульса Umax;
активная длительность импульса tи;
время задержки tз;
скважность q = Тп/ tи;
число импульсов на определенном временном (тактовом) интервале N.
Собственно отдельный импульс имеет дополнительные параметры: длительности фронта,
вершины, спада и "хвоста" (tф, tв, tс, tх).
Основные виды импульсной модуляции:
1. Амплитудно-импульсная модуляция (АИМ): Umax var.
2. Фазово-импульсная модуляция (ФИМ): tз var.
3. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ): q var.
4. Кодово-импульсная модуляция (КИМ): N var.
Рассмотрим несколько примеров.
Пример 6.2. Пусть имеется кодовая последовательность 2-4-7-5-2-2-1. Необходимо
передать ее по каналу связи с использованием импульсно-модулированных сигналов.
Решение.
Представим последовательность в двоичном виде (для этого достаточно трехразрядных
кодовых слов):
010 100 111 101 010 010 001
В случае АИМ каждому значению будут соответствовать некоторое значение амплитуды
равное nUmax, где n – кратный множитель (рис. 6.9).
При ФИМ временное кодовому слову соответствует определенное временное смещение
импульса в пределах тактового интервала ntз (рис. 6.10).
Простейшая реализация КИМ для BNC-кодирования была приведена на рис. 2.4.
Umax
Тт
Рис. 6.9
t
Umax
Тт
Рис. 6.10
При АИМ в простейшем случае весь динамический диапазон амплитуд делится на равные
интервалы, соответствующие разрядности кодового слова (в нашем случае 7 интервалов).
Амплитуда импульса на каждом тактовом интервале кратна значению кодового слова.
При простейшей реализации ФИМ амплитуда и длительность импульса остаются
неизменными, а задержка относительно начала тактового интервала кратна значению
кодового слова.
Для КИМ характерна взаимосвязь между числом импульсов на тактовом интервале и
значением кодового слова.
Помимо рассмотренных простейших реализаций создано множество более сложных для
специальных применений.
t
В табл. 6.2 приведено сравнение параметров различных видов амплитудной модуляции
при условии, что уровни исходного сигнала равновероятны. Видно, что наилучшими
параметрами обладает КИМ.
Таблица 6.2
Сравнение простейших сигналов с импульсной модуляцией
Вид модуляции
Параметр
АИМ
ФИМ
КИМ
1/3Тт
8/3Тт
1/Тт
0,36U 2max
0,125U 2max
0,5U 2max
сигнала
Ширина спектра
Средняя мощность
Преимущества сигналов с импульсной модуляцией:
1. Высокая помехоустойчивость и точность передачи информации.
2. Возможность использования различных кодов, в том числе корректирующих и
исправляющих ошибки.
3. Возможность шифрования передаваемых сообщений.
4. Возможность временного и частотного уплотнения каналов связи.
Среди недостатков следует отметить сложность аппаратуры синхронизации, кодирования
и декодирования.
Одним из примеров применения является тональная КИМ, при которой лог. 0" кодируется
одной частотой, а лог. "1" – другой. Подобные разновидности импульсной модуляции
используются, например в системах радиолюбительского телетайпа (RTTY), при
факсимильной телетайпной и др. видах связи.
Лекция 7. Линейные радиотехнические цепи
Классификация радиотехнических цепей. Параметры и характеристики
линейных цепей. Методы анализа линейных цепей. Прохождение
радиосигналов через линейные цепи.
Классификация радиотехнических цепей (систем) приведена на рис. 7.1.
1-го
порядка
2-го
порядка
...
n-го
порядка
С точки
зрения
теоретического
описания
Радиотехнические
цепи (системы)
Нелинейные
Линейные
n-полюсники
Стационарные
Нестационарные
Пассивные
Активные
Узкополосные
Широкополосные
Цепи с ПОС
Цепи с ООС
Апериодические
Резонансные
Аналоговые
Цифровые
С распределенными
параметрами
С сосредоточенными
параметрами
С последействием
Безынерционные
С точки
зрения
практического
назначения
2-х
полюсники
4-х
полюсники
...
силовые;
высокочастотные;
высоковольтные;
постоянного тока;
и т.д.
Рис. 7.1
сигнальные;
низкочастотные;
низковольтные;
переменного тока;
и.т.д.
Любая цепь как система описывается совокупностью дифференциальных уравнений n-го
порядка. Максимальный порядок дифференциальных уравнений, описывающих
радиотехническую цепь, определяется числом независимых реактивных элементов
(емкостей и индуктивностей). Так цепь на рис. 7.2, а первого порядка, а на рис. 7.2, б –
второго.
C1
Uвх
C2
R1
C1
R2
Uвых
Uвх
C2
R1
а
R2
Uвых
б
Рис. 7.2
Число полюсов определяется количеством независимых контуров цепи. Как правило,
рассматривают многополюсники с четным числом полюсов. Самые распространенные из
них – четырехполюсники, имеющие один вход и один выход (рис. 7.2). Для
теоретического описания четырехполюсников разработаны системы Y-, Z-, H- и Gпараметров. Пример – описание транзистора как четырехполюсника системой Hпараметров:
U вх h11
I h
вых 21
h12 I вх
.
h22 U вых
Здесь h11 – входное сопротивление, h12 – коэффициент обратной связи по напряжению, h21
– коэффициент передачи по току, h22 – выходная проводимость.
Подразделение цепей (систем) на линейные и нелинейные – одно из фундаментальных.
В теории систем рассматривают две основные задачи: анализ и синтез.
С точки зрения анализа цепь считают линейной, если она состоит только из линейных
элементов (сопротивлений, емкостей, индуктивностей без сердечника, источников
напряжения и тока). Для таких элементов выполняется закон Ома: линейная связь между
падением напряжения на элементе и током через него. Добавление хотя бы одного
нелинейного элемента (например, вентильного диода) превращает всю цепь в
нелинейную.
С точки зрения синтеза ставят вопрос о назначении цепи. Некоторые задачи хорошо
выполняют линейные цепи, а в других случаях без нелинейных элементов не обойтись. В
самом общем случае можно считать, что линейные цепи выполняют фильтрацию сигнала,
т.е. пропускание одних спектральных составляющих и подавление других. В процессе
фильтрации происходит обеднение спектра сигнала. Нелинейные цепи способны
порождать новые спектральные составляющие, которые отсутствовали в спектре
исходного сигнала. Различия между линей
ной и нелинейной цепью иллюстрирует
рис. 7.3.
На рис. 7.3, а изображен RC-фильтр низких частот, очевидно, что это линейная схема. При
прохождении входного сигнала через такой фильтр постоянная составляющая передается
без изменений, а далее с ростом частоты амплитуда гармоник уменьшается. Для
определенности подадим на вход цепи синусоидальный сигнал с некоторой частотой f0,
лежащей в середине диапазона пропускания фильтра. Форма сигнала на выходе
сохранится (это тоже будет гармонический процесс), изменятся только параметры:
амплитуда и фаза сигнала.
(7.1)
Если в схему добавить полупроводниковый диод VD (рис. 7.3, б), то характер процессов
существенно изменится. Предположим, что емкость С отсутствует, тогда при подаче на
вход непрерывного гармонического сигнала выходной сигнал будет представлять собой
прерывистую последовательность косинусоидальных импульсов, обладающую сложным
спектральным составом. Добавление емкости C приведет к сглаживанию сигнала (RСфильтр подавляет высшие частоты и на выходе получаем постоянную составляющую
(которой не было в спектре входного сигнала), т.е. постоянный ток: схема работает как
однополупериодный выпрямитель.
VD
Uвх
Uвх
C
R
Uвых
Uвх
а
C
R
Uвых
б
Uвх
t
t
Uвых
Uвых
t
Sвх
t
Sвх
Uвх, вх
Sвых
f0
Uвх, вх
Sвых
f
U0
Uвых, вых
f0
f
Kф
Un
f0
0
f
fn
...
f
Рис. 7.3
Стационарной называют такую цепь или систему, все параметры и характеристики
которой остаются неизменными на интервале наблюдения, в противном случае система
будет нестационарной.
В отличие от активной, пассивная цепь не содержит в своем составе источников ЭДС или
тока.
Для широкополосной цепи выполняется соотношение
f/f0 >> 1,
(7.2)
где f – рабочая полоса частот, f0 – центральная частота.
Если соотношение (7.2) не справедливо, то цепь узкополосная. Узкополосные цепи
инерционны, а широкополосные – быстродействующие.
Цепь с обратной связью состоит из основного звена с коэффициентом передачи
амплитуды K и фазовым сдвигом и звена обратной связи с коэффициентом передачи
амплитуды и фазовым сдвигом (рис. 7.4). Характер цепи с обратной связью зависит от
соотношения амплитуд и фаз входного воздействия и сигнала обратной связи.
K,
,
K
Рис. 7.4
Суммарный коэффициент передачи определяется по формуле
K
K
.
1 K
Точки в (7.3) над K и означают комплексный характер этих величин, знак "плюс"
соответствует отрицательной ОС, "минус" – положительной.
При ПОС знаменатель (7.3) может обращаться в ноль:
1 – K 0.
Отсюда получаем так называемые условия баланса амплитуд и фаз:
K 1 (т.е. суммарное усиление в петле ОС равно единице),
ArgK n2 (т.е. суммарный сдвиг фаз в петле ОС кратен 360).
При выполнении этих условий в системе возникают автоколебания (система становится
генератором незатухающих колебаний).
При подаче импульсного сигнала на вход апериодической цепи отклик изменяется
монотонно, для резонансной цепи сигнал на выходе имеет несколько локальных
экстремумов.
(7.3)
Определить является ли цепь аналоговой или цифровой можно, выделив центральный
обрабатывающий элемент (процессор). Если основная обработка сигнала осуществляется
аналоговым процессором, то вся цепь аналоговая, если процессор цифровой, то цепь
цифровая, независимо от наличия каких-либо вспомогательных (аналоговых или
цифровых) цепей.
Элементы в цепях с сосредоточенными параметрами представляют собой отдельные
конструктивы (конденсаторы, обладающие емкостью, резисторы, имеющие определенное
сопротивление и т.п.). Цепи с распределенными параметрами (иначе их называют
длинными линиями) характеризуются погонными величинами (на пример емкость на
единицу длины), выделить емкость в виде отдельного элемента – конденсатора – в таких
цепях нельзя.
Реакция безынерционной цепи на входное воздействие наступает мгновенно и независимо
от предыдущего состояния. Цепи с последействием обладают "памятью": сигнал на
выходе определяется не только мгновенным, но и предыдущими значениями входного
сигнала. Как правило, сложную цепь при анализе разделяют на безынерционные
нелинейные элементы и линейные (инерционные) каскады.
На практике часто пользуются упрощенной классификацией цепей по их назначению. Так
разделяют силовые и управляющие (сигнальные) цепи, цепи постоянного и переменного
тока и т.п.
Основные характеристики линейных цепей:
1. Импульсная h(t) – реакция цепи на входное воздействие в виде -функции (см.
примечание к рис. 3.9).
2. Переходная g(t) – реакция цепи на входное воздействие в виде ступенчатой -функции
(единичного скачка).
3. Передаточная H ( f ) – реакция цепи на входное воздействие в виде гармонического
сигнала.
Все эти характеристики взаимосвязаны друг с другом:
h(t) =
d
g(t);
dt
t
g(t) =
h()d ;
H ( f ) = F[h(t)] = h(t ) exp(i 2ft )dt .
Комплексный характер передаточной характеристики означает учет изменения не только
амплитуды, но и фазы сигнала. Модуль H ( f ) – это амплитудно-частотная
характеристика цепи (АЧХ), аргумент H ( f ) – фазо-частотная характеристика (ФЧХ).
Рассмотрим практически важный пример.
Пример 7.1.
(7.4)
Необходимо найти передаточную характеристику неискажающей цепи.
Решение.
Сигнал на выходе неискажающей цепи описывается следующим выражением:
sвых(t) = K0 sвх(t – t0),
где K0 – постоянный масштабирующий множитель, t0 – постоянный временной сдвиг
(запаздывание сигнала).
Таким образом, сигнал на выходе представляет собой копию входного сигнала с
амплитудой, измененной в K0 раз, смещенную вправо по оси времени на величину t0 .
Найдем спектральную плотность выходного сигнала:
Sвых ( f ) = F[sвых(t)] = F[K0 sвх(t – t0)] = K0 F[sвх(t – t0)].
Воспользуемся теоремой запаздывания (см. формулу (4.8)), получим:
Sвых ( f ) = K0 Sвх ( f ) exp(–i2f t0).
Произведение K0 exp(–i2f t0) здесь не что иное, как комплекснозначная передаточная
функция неискажающей цепи:
H ни ( f ) = K0 exp(–i2f t0).
(7.5)
Отсюда получим выражения для АЧХ и ФЧХ неискажающей цепи (рис. 7.5):
АЧХ H ни ( f ) = K0 = const – равномерная во всем диапазоне частот входного сигнала;
ФЧХ Arg H ни ( f ) = –2t0 f – линейная во всем диапазоне частот.
(f)
K(f)
0
K0
0
f
f
Рис. 7.5
Теперь можно определить импульсную характеристику неискажающей цепи:
Согласно (7.4) hни(t) = F–1[ H ни ( f ) ] = F–1[K0 exp(–i2f t0)]. Воспользовавшись теоремой
двойственности (4.6), окончательно получим
hни(t) = K0 (t–t0).
(7.6)
Существует два основных метода анализа цепей:
1. Временнóй – с использованием импульсной характеристики.
2. Частотный – с помощью передаточной характеристики.
В основе указанных методов лежит принцип суперпозиции (4.5), который можно
сформулировать так: "результат суммы есть сумма результатов".
При временнóм методе сигнал в области времени разбивают на короткие интервалы, т.е.
представляют в виде суммы коротких импульсов (рис. 7.6). Импульсная характеристика
выступает в роли весовой функции. Сигнал на выходе цепи вычисляют с помощью
интеграла Дюамеля:
tк
sвых(t) =
sвх ()h(t )d .
(7.7)
tн
Сравнивая (7.7) и (2.6), можно сделать вывод, что отклик представляет собой свертку
входного сигнала с импульсной характеристикой цепи:
sвых(t) = sвх(t) * h(t).
(7.8)
sвх(t)
tн
+d
tк
t
Рис. 7.6
Суть временного метода можно пояснить так: сложный входной сигнал представлен в
виде совокупности элементарных воздействий – бесконечно коротких импульсов (функций). Отклик цепи на каждую такую -функцию – это импульсная характеристика
h(t). Параметр соответствует смещению импульсной характеристики от момента начала
tн до окончания tк входного воздействия. Далее согласно принципу суперпозиции в
результате интегрирования получаем выходной отклик цепи.
Таким образом, алгоритм временнóго метода заключается в вычислении свертки (при
вычислении на компьютере используют алгоритмы дискретной свертки)
Спектральный метод расчета включает три этапа.
1. Преобразование исходного сигнала во входной спектр:
sвх(t) Sвх ( f ) .
2. Вычисление спектра на выходе цепи:
Sвых ( f ) = Sвх ( f ) H ( f ) .
(7.9)
3. Преобразование выходного спектра в сигнал на выходе.
Sвых ( f ) sвых(t) .
Таким образом, в качестве весовой функции здесь выступает передаточная
характеристика цепи.
На первом этапе по формуле, аналогичной (4.3) вычисляют Фурье-образ входного
сигнала.
На втором этапе находят произведение спектральной плотности и передаточной
характеристики.
Третий этап заключается в обратном преобразовании Фурье по формуле, аналогичной
(4.4).
Окончательно формула для расчета выходного сигнала спектральным методом получается
такой
sвых(t) =
Sвх ( f )H ( f ) exp(i 2ft )df .
(7.10)
При аналитическом расчете спектральным методом часто применяют преобразование
Лапласа:
sвых(t) =
S вх ( p)H ( p) exp( pt)dp ,
где р = i2f.
Взаимосвязь временнóго и спектрального метода можно проиллюстрировать так. Возьмем
выражение (7.8) и выполним преобразование Фурье:
F [sвых(t) ] = F [sвх(t) * h(t)].
По теореме о свертке (4.13) получим
Sвых ( f ) = F [sвх(t)] F [h(t)] = Sвх ( f ) H ( f ) ,
что эквивалентно выражению (7.9).
При расчетах на компьютере используют алгоритмы дискретного и быстрого
преобразования Фурье (ДПФ и БПФ).
(7.11)
Сравнивая вычислительную реализацию спектрального и временнóго метода, можно
сделать вывод об отсутствии преимуществ одного метода перед другим. Выбор того или
иного метода расчета определяется разработчиком исходя их условий конкретной
практической задачи. Например, если по условию имеется спектр сигнала на входе, то
целесообразнее воспользоваться спектральным методом расчета.
Рассмотрим примеры прохождения радиосигналов через линейные цепи.
Пример. 7.2. Прохождение прямоугольного импульса через идеальную и реальную
дифференцирующую цепь.
Пусть на вход цепи подан одиночный прямоугольный импульс амплитудой Um и
длительностью tи (см. рис. 2.5). Цепь осуществляет дифференцирование по времени.
Определить АЧХ и ФЧХ цепи и найти сигнал на выходе.
Решение.
Сигнал на выходе идеальной дифференцирующей цепи равен
sвых(t) = K0dsвх(t)/dt.
Перейдем в область частот, согласно теореме о дифференцировании (4.10) получим
Sвых ( f ) = F[sвых(t)] = i2f K0 Sвх ( f ) .
Сравнивая полученное выражение с (7.9), можно сделать вывод, что передаточная
характеристика идеальной дифференцирующей цепи
H идц ( f ) = i2f K0.
Отсюда АЧХ H идц ( f ) = K0 f , а ФЧХ идц(f) = /2 (рис. 7.7).
идц(f)
Kидц(f)
/2
K0 f
0
f
0
f
Рис. 7.7
Простейшая цепь, осуществляющая операцию дифференцирования (ФВЧ), изображена на
рис. 7.8, а, а выходные сигналы, соответствующие прямоугольному импульсу,
продифференцированному идеальной и реальной цепями – на рис. 7.8, б и в
соответственно. Чтобы реальная цепь приближалась по свойствам к идеальной,
необходимо уменьшать значение RC.
С
tи
R
Вход
tи
Выход
t
а
б
tс = RC
t
в
Рис. 7.8
Пример 7.3. Прохождение прямоугольного импульса через идеальную и реальную
интегрирующую цепь.
Пусть на вход цепи подан одиночный прямоугольный импульс амплитудой U0 и
длительностью tи (см. рис. 2.5). Цепь осуществляет интегрирование по времени.
Определить АЧХ и ФЧХ цепи и найти сигнал на выходе.
Решение.
Сигнал на выходе идеальной дифференцирующей цепи равен
tи
sвых(t) = K0
sвх ()d .
0
Перейдем в область частот, согласно теореме о дифференцировании (4.11) получим
Sвых ( f ) = F[sвых(t)] = (1/i2f) K0 Sвх ( f ) .
Сравнивая полученное выражение с (7.9), можно сделать вывод, что передаточная
характеристика идеальной дифференцирующей цепи
H ииц ( f ) = K0/i2f.
Отсюда АЧХ H ииц ( f ) = K0 /f , а ФЧХ ииц(f) = –/2 (рис. 7.9).
идц(f)
Kидц(f)
0
f
K0/ f
–/2
0
f
Рис. 7.9
Простейшая цепь, осуществляющая операцию интегрирования (ФНЧ), изображена на рис.
7.10, а, а выходные сигналы, соответствующие прямоугольному импульсу,
продифференцированному идеальной и реальной цепями – на рис. 7.10, б и в
соответственно. Чтобы реальная цепь приближалась по свойствам к идеальной,
необходимо увеличивать значение RC.
R
Вход
С
Выход
tи
а
t
t
б
в
Рис. 7.10
Пример 7.4. Прохождение АМК через избирательную цепь.
Пусть на вход цепи подан амплитудно-модулированный сигнал. Амплитуда несущей
равна U0 , частота – f0. Модуляция осуществляется чистым тоном, частота модулирующего
сигнала равна F0 (см. рис. 5.1). Положим, что начальные фазы несущей и боковых равны
нулю.
АЧХ и ФЧХ избирательной цепи описывается выражениями
K(f) =
Q
1 (Qf / f ц )
2
, (f) = arctg (Qf/fц).
Найти сигнал на выходе.
Решение.
Поскольку по условию задачи известны АЧХ и ФЧХ цепи, воспользуемся спектральным
методом.
Спектр АМК при модуляции чистым тоном был получен в лекции 5 (см. рис. 5.2).
Графики АЧХ и ФЧХ избирательной цепи приведены на рис. 7.11.
(f)
K(f)
/2
0
fц
–/2
0
fц
f
Рис. 7.11
Проанализируем процесс прохождения сигнала через цепь в двух случаях:
f
1. При fц = f0 , так называемая точная настройка.
2. При расстройке fц f0 .
Совместим спектральную диаграмму АМК и графики АЧХ и ФЧХ избирательной цепи и
выполним графическое перемножение.
Полученные результаты для точной настройки иллюстрирует рис. 7.12, для расстройки –
рис. 7.13.
Очевидно, что при точной настройке изменяются амплитуды несущей и боковых
колебаний, кроме того боковые спектральные составляющие приобретают
дополнительные равные по величине и противоположные по знаку фазовые сдвиги. В
целом симметрия спектральной диаграммы выходного сигнала сохраняется.
В случае расстройки изменяются амплитуды несущей и боковых, причем эти изменения
различны для спектральных составляющих ВБК и НБК. Спектральные составляющие
несущей НБК и ВБК приобретают различные по величине фазовые сдвиги. В результате
спектральная диаграмма выходного сигнала теряет симметрию, следовательно, форма
выходного сигнала искажается.
Sвх(f)
U0
MU0/2
MU0/2
f0 – F0
0
f0
f0 + F0
K(f)
f
Q
0
fц
(f)
f
/2
в = н
0
н
f
–/2
Sвых(f)
QU0
M'U0/2, в
M'U0/2, н
0
f ц = f0
Рис. 7.12
f
Sвх(f)
U0
MU0/2
MU0/2
f0 – F0
0
f0 + F0
f0
K(f)
f
Q
0
f0
(f)
fц
f
/2
в н
f0
0
н
0 0
fц
f
–/2
Sвых(f)
U0K(fц–f0), 0
M'U0/2, в
M''U0/2, н
0
f0 fц
Рис. 7.13
f
Лекция 8. Нелинейные радиотехнические цепи
Понятие безынерционного нелинейного элемента. Аппроксимация вольтамперных характеристик нелинейных элементов. Нелинейные цепи и
особенности их применения в радиоэлектронике. Основы цифровой
обработки сигналов. Цифровые фильтры.
Как уже упоминалось ранее, наличие в составе цепи хотя бы одного элемента с
нелинейной ВАХ делает нелинейной всю цепь. Нелинейные цепи описываются системами
нелинейных дифференциальных уравнений, их решение значительно сложнее, чем
линейных. Поэтому для упрощения вычислений часто используют различные виды
аппроксимации нелинейных ВАХ.
Нелинейный элемент считается безынерционным, если сигнал на его выходе определяется
только текущим мгновенным значением входного сигнала и не зависит от предыдущего
состояния. Реальные нелинейные элементы (например, диоды или транзисторы) можно
считать безынерционными, если их паразитные емкости и индуктивности пренебрежимо
малы. На практике это зависит от рабочей частоты цепи. При малых частотах паразитные
реактивности не сказываются на работе нелинейного элемента, но с ростом частоты их
влияние становится все заметнее.
Рассмотрим основные способы аппроксимации ВАХ.
1. Кусочно-линейная аппроксимация (линеаризация).
В этом случае реальная ВАХ заменяется отрезками прямых, т.е. на каждом отдельном
участке нелинейный элемент заменяют линейным, определяемым так называемым
дифференциальным сопротивлением.
Простейший вариант – наличие двух участков кусочно-линейной ВАХ (рис. 8.1). До
некоторого напряжения Uн ток равен нулю, а после этого линейно возрастает с некоторой
крутизной S:
0 при u U н ,
S (u U н ) при u U н .
i(u) =
(8.1)
I
Кусочно-линейная
аппроксимация
Реальная ВАХ
0
Uн
U
Рис. 8.1
2. Полиномиальная аппроксимация.
Кусочно-линейная аппроксимация пригодна лишь при больших амплитудах сигнала. При
незначительных изменениях амплитуды используют степенную аппроксимацию в
окрестности рабочей точки A при напряжении U0 (рис. 8.2).
I
i
А
u
0
U0
U
Рис. 8.2
Нелинейную функцию i = f(u) в окрестности точки А можно представить в виде ряда
Тейлора:
i(u) = a0 + a1(u – U0) + a2(u – U0)2 + a3(u – U0)3 + ...
Коэффициенты an =
1 d ni
.
n! du n
Погрешность аппроксимации уменьшается с ростом числа слагаемых ряда.
(8.2)
Очевидно, что кусочно-линейную аппроксимацию можно рассматривать как частный
случай степенной при n = 1.
3. Показательная и логарифмическая аппроксимация.
В ряде случаев используют показательную и логарифмическую функции.
Обобщенная формула для показательной аппроксимации
i(u) = i0 ua.
Логарифмическая аппроксимация описывается обобщенным выражением
i(u) = i0 loga(u).
4. Экспоненциальная аппроксимация.
Часто встречается на практике, например, ВАХ полупроводникового диода описывают
выражением
i(u) = I0[exp (u/т) – 1],
где т = 25 мВ – так называемый тепловой потенциал.
5. Специальные виды аппроксимации.
При необходимости применяют специальные виды аппроксимирующих функций,
например многочлены Чебышева, функции Уолша и др.
Пример 8.1. Рассмотрим преобразование спектра сигнала безынерционным нелинейным
элементом с кусочно-линейной ВАХ.
Пусть характеристика нелинейного элемента описывается выражением (8.1)
0 при u U н ,
S (u U н ) при u U н .
i(u) =
На вход подан сигнал вида
uвх(t) = U0 + Umcos(f0t+0).
Найти спектральный состав выходного тока.
Решение.
Представим для наглядности вольт-амперную характеристику нелинейного элемента и
соответствующие эпюры входного и выходного сигналов (рис. 8.3).
I
iвых
I = S(u – Uн)
0
U0
Uн
U
0
t0
t
0
uвх
Um
T0 = 1/f0
t
Рис. 8.3
Из рис. 8.3 видно, что выходной сигнал представляет собой периодическую
последовательность косинусоидальных импульсов длительностью t0. период следования
импульсов совпадает с периодом входного сигнала Т0.
Введем новую величину
= t0/Т0,
называемую углом отсечки.
Итак, угол отсечки – это половина интервала времени (выраженного в радианах или
градусах) в течение которого через нелинейный элемент протекает ток. Угол отсечки
удобен, поскольку его величина зависит только от соотношения между Uн , U0 и Um , а не
от частоты входного сигнала:
= arccos [(Uн – U0)/ Um].
(8.3)
Как было указано ранее спектр последовательности косинусоидальных импульсов
содержит бесконечное число составляющих на частотах кратных f0.
Найдем амплитуды этих спектральных составляющих. Опуская промежуточные
преобразования, сразу приведем окончательные результаты:
I0 = S Um 0() = Im 0();
I1 = S Um 1() = Im 1();
I2 = S Um 2() = Im 2();
(8.4)
...
In = S Um n() = Im n().
Здесь n() и n() – функции Берга, показывающие зависимость амплитуды n-й
гармоники спектра выходного сигнала от амплитуды напряжения (или тока) входного
синусоидального сигнала.
Приведем общие выражения для вычисления функций Берга для n 2
n() =
sin n cos n cos n sin
,
n(n 2 1)
n() = n()/(1–cos).
(8.5)
Практическое значение рассмотренного примера состоит в возможности оптимизации
режимов работы нелинейных элементов в резонансных усилителях и умножителях
частоты.
Существует эмпирическая формула для оптимального угла отсечки:
опт = 2/3n,
где n – номер гармоники.
Если необходимо обеспечить максимум первой гармоники выходного сигнала (режим
резонансного усиления), то угол отсечки следует выбирать равным = 120.
В режиме умножения частоты, когда необходимо получить максимум второй гармоники,
= 60, для третей гармоники = 40.
Пример 8.2.
Пусть ВАХ нелинейного элемента описывается выражением вида (8.2)
i(u) = a0 + a1(u – U0) + a2(u – U0)2 + a3(u – U0)3 + ...
Входной сигнал аналогичен примеру 8.1, но для упрощения положим начальную фазу
равной нулю:
uвх(t) = U0 + Umcos(f0t).
(8.6)
Решение.
Если в (8.2) подставить u = uвх и выполнить тригонометрические преобразования, то
можно получить следующие результаты:
i(u) = I0 + I1cos f0t + I2cos2 f0t + I3cos3 f0t + ...
Здесь
I0 = a0 + (1/2)a2Um2 +(3/8) a4Um4 + ...
I1 = a1Um + (3/4)a3Um3 +(5/8) a5Um5 + ...
I2 = (1/2)a2Um2 +(1/2) a4Um4 + ...
I3 = (1/4)a3Um3 +(5/16) a5Um5 + ...
...
Анализируя полученные выражения можно сделать основные выводы.
1. Амплитуды четных гармоник зависят от четных степеней разложения, нечетных
гармоник – от нечетных степеней.
2. Амплитуда n-й гармоники зависит от членов разложения порядка n и более, и не
зависит от членов меньшего порядка.
3. Наивысшая гармоника в спектре тока определяется максимальной степенью
аппроксимирующего полинома.
Пример 8.3. Рассмотрим воздействие произвольного сигнала на нелинейный элемент с
ВАХ аппроксимированной полиномом (8.2).
Решение.
Входной сигнал произвольной формы можно разложить в ряд Фурье:
uвх(t) = U0 +
U n cos(2f n t ) .
n 0
Опуская громоздкие преобразования приведем общее выражение для выходного сигнала:
uвых(t) =
U l ,k cos[lf1 kf 2 ] .
l 0 k 0
Введем обозначение N = l+k – порядок комбинационной частоты.
При N = 1 в спектре выходного сигнала присутствуют кратные частоты f1, f2, f3, f4 и т.д.
При N = 2 в спектре выходного сигнала присутствуют кратные частоты 2f1, 2f2, 2f3 и т.д., а
также комбинационные частоты вида fn fm
При N = 3 в спектре выходного сигнала присутствуют кратные частоты 3f1, 3f2, 3f3 и т.д., а
также комбинационные частоты вида 2fn fm и fn 2fm.
. . . и т.д.
Широкие возможности линейной и нелинейной обработки сигналов обеспечивают
цифровые фильтры.
На рис. 8.4 приведена обобщенная структурная схема цифрового устройства обработки
сигналов.
Р
ЦП
X = {xi}
sвх(t)
АЦП
ОЗУ
АЛУ
ПЗУ
Y = {yi}
ИОН
ТГ
ЦАП
ФФ
sвых(t)
Рис. 8.4
Входной аналоговый сигнал поступает на АЦП (см. рис. 4.8) и преобразуется в исходную
кодовую последовательность X. Множество отсчетов сигнала {xi} запоминается в
оперативном запоминающем устройстве (ОЗУ) и обрабатывается в арифметикологическом устройстве (АЛУ). Промежуточные результаты хранятся в ОЗУ и во
внутренних регистрах (Р) цифрового процессора (ЦП), команды поступают из
постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), здесь же хранятся необходимые
константы. ЦП реализует предусмотренный алгоритм линейной или нелинейной
фильтрации. Результирующая кодовая последовательность Y передается в ЦАП, где
преобразуется в аналоговый сигнал. Для окончательного формирования выходного
сигнала служит формирующий фильтр (ФФ). Синхронизацию работы всех цифровых
элементов обеспечивает тактовый генератор (ТГ). Для повышения точности аналогоцифрового преобразования предусмотрен источник опорного напряжения (ИОН).
Существуют две основные разновидности цифровых фильтров:
1. Трансверсальные или КИХ-фильтры.
2. Рекурсивные или БИХ-фильтры.
Сигнал на выходе трансверсального фильтра зависит от текущего и предыдущих значений
сигнала на его входе. Импульсная характеристика такого фильтра содержит конечное
число отсчетов.
На вход рекурсивного фильтра поступает не только текущее и предшествующие значения
входного сигнала, но и предшествующие значения сигнала на выходе, т.е. реализуется
обратная связь. Число отсчетов импульсной характеристики рекурсивного фильтра
бесконечно. Рекурсивные алгоритмы, реализуемые цифровыми фильтрами, в аналоговых
системах, как правило, невозможны.
Лекция 9. Радиопередатчики
Радиопередающие устройства. Основные параметры радиопередатчиков.
Структурные схемы радиопередатчиков с АМ и УМ. Примеры схемотехники
основных каскадов радиопередатчиков.
Назначение радиопередающего устройства – эффективно преобразовать
информационный сигнал и с максимальным КПД передать его в антенну для
излучения в эфир.
Наиболее распространенные типы радиопередатчиков:
радиовещательные передатчики диапазонов ДВ, СВ и КВ;
радиовещательные передатчики диапазона УКВ;
телевизионные передатчики МВ и ДМВ;
передатчики систем спутникового телевидения;
передатчики радиорелейных линий связи;
передатчики подвижных систем связи;
стационарные передатчики сотовых систем связи;
мобильные передатчики сотовых систем связи;
передатчики радионавигационных станций;
передатчики радиолокационных станций;
радиолюбительские передатчики.
Технические, конструктивные и эксплуатационные
передатчикам разных типов существенно различаются.
требования
к
Основные параметры радиопередатчика – номинальная выходная
мощность и полоса частот, занимаемая спектром излучения. Мощность
передатчика выражается в абсолютных (Вт) или относительных (дБ/Вт)
единицах. В последнем случае значение отсчитывается в децибелах
относительно мощности, равной 1 Вт:
Р [дБ/Вт] = 10lg(P0 /1Вт) = 10lgP0,
где Р0 – номинальная мощность радиопередатчика, Вт.
Излучаемая через антенну электромагнитная мощность радиопередатчика
в общем случае складывается из нескольких излучений.
Перечислим главные из них:
основное излучение на номинальной частоте;
излучение на гармониках;
комбинационные составляющие;
интермодуляционные компоненты;
внеполосные излучения;
шумовые помехи.
На рис. 9.1 приведен пример энергетического спектра излучения
радиопередатчика. Номинальная рабочая частота радиопередатчика f0
определяет ось симметрии спектра (на рисунке показана штрихпунктирной
линией).
(9.1)
f0
0 дБ
–30 дБ
Х дБ
–60 дБ
Вн
Вк
Взан
Рис. 9.1
Основное излучение занимает полосу частот Вн, за счет внеполосных излучений общая
полоса расширяется до Взан. Ширина контрольной полосы частот Вк определяется на
уровне –30 дБ. Необходимая и контрольная полосы частот различны для
радиопередатчиков разных типов.
Структурная схема радиопередатчика диапазона ДВ, СВ или КВ с амплитудной
модуляцией приведена на рис. 9.2.
Возбудитель представляет собой высокостабильный кварцевый генератор или синтезатор
частоты с цепью фазовой автоподстройки. Частота на выходе синтезатора частот (СЧ) в
несколько раз ниже рабочей частоты радиопередатчика, но ее стабильность достаточно
высокая.
Умножитель частоты (УМЧ) служит для увеличения частоты до значения f0,
соответствующего несущей требуемого диапазона (ДВ, СВ или КВ).
Предварительный усилитель (ПУ) формирует необходимую амплитуду несущей для
обеспечения оптимального режима работы модулятора (М).
Низкочастотный модулирующий сигнал проходит через предварительный (ПК) и
выходной (ВК) каскады усиления. В результате формируется сигнал с амплитудой,
обеспечивающей максимальный КПД модулятора, поскольку именно этот каскад
определяет номинальную выходную мощность передатчика.
На выходе модулятора формируется амплитудно-модулированный сигнал, который далее
поступает на фильтр гармоник (ФГ), предназначенный для того, чтобы уменьшить
паразитные излучения.
После этого окончательно сформированный сигнал через фидер (Ф) поступает в
передающую антенну (А). Иногда для радиопередатчиков употребляют специальный
термин "антенно-фидерное устройство" (АФУ). АФУ – сложная система кабелей и
излучателей, предназначенная для излучения электромагнитной волны с заданными
параметрами в требуемом направлении.
А
Uнч(t)
СЧ
УМЧ
ПУ
Ф
ПК
ВК
М
ФГ
Рис. 9.2
В современных радиопередатчиках с АМ используют балансную или однополосную виды
модуляции. В этих случаях изменения касаются преимущественно модулятора,
повышенные требования предъявляют также к фильтрам гармоник.
На рис. 9.3 приведена структурная схема радиовещательного передатчика диапазона УКВ
с угловой модуляцией.
Возбудитель передатчика представляет собой комбинацию высокостабильного кварцевого
задающего генератора (ЗГ) и синтезатора частоты (СЧ).
Низкочастотный модулирующий сигнал проходит через УНЧ и поступает на генератор,
управляемый напряжением (ГУН). Частота ГУН зависит от амплитуды низкочастотного
сигнала. Далее этот сигнал подается на смеситель (СМ), куда поступает также сигнал
несущей от возбудителя.
В результате на выходе смесителя формируется высокочастотный сигнал с требуемой
рабочей частотой f0 и заданной девиацией частоты fд (или индексом модуляции m).
Далее сигнал с угловой модуляцией поступает на усилитель мощности (УМ),
обеспечивающий номинальную мощность передатчика и через фильтр гармоник и фидер
передается в антенну.
Таким образом, модуляция здесь осуществляется в маломощных каскадах с высоким
КПД.
А
ФГ
Uнч(t)
УНЧ
ГУН
ЗГ
СЧ
СМ
УМ
Возбудитель
Рис. 9.3
Поскольку, как упоминалось в лекции 6, полоса частот, занимаемая УМ-сигналом
достаточно велика, вещание возможно на больших частотах только в УКВ-диапазоне, где
обеспечивается отсутствие помех соседних радиостанций. Качество передачи
аудиосигнала при этом оказывается высоким. Такой способ используется также при
передаче звукового сопровождения в аналоговом телевидении.
Основная проблема создания мощных радиовещательных и телевизионных передатчиков
– обеспечение высокого КПД.
Уже в 30-е годы ХХ века были созданы специальные электровакуумные приборы с
воздушным или водяным охлаждением, позволяющие достичь мощности передатчиков в
десятки киловатт. Разумеется, потребляемая мощность при этом в несколько раз
превышала полезную, и КПД оказывался невысоким.
Появление полупроводниковых приборов не решило эту проблему.
Мощность отдельных биполярных транзисторов была на несколько порядков меньше, чем
радиоламп, а создание транзисторных усилителей с параллельно работающими приборами
наталкивается на принципиальные трудности обеспечения надежности.
Только в 1980-е годы было найдено кардинальное решение – созданы полностью
транзисторные радиопередатчики мощностью в десятки киловатт. Выходные каскады
таких передатчиков содержали объединенные параллельно работающие мощные полевые
транзисторы.
В дальнейшем это удачное схемотехническое решение было использовано при разработке
серийных передатчиков метрового и дециметрового диапазонов длин волн.
Рассмотрим схемотехнику некоторых блоков радиопередатчиков.
Наибольший интерес представляют выходные усилители. Возможны две их
разновидности:
с последовательным питанием (рис. 9.4, а);
с параллельным питанием (рис. 9.4, б).
С
L
КС
ИП
КС
АЭ
ИП
АЭ
а
б
Рис. 9.4
В первом случае активный элемент АЭ (электровакуумный или полупроводниковый
прибор), колебательная система (КС) и источник питания могут соединяться
непосредственно (рис. 9.4, а). Недостаток данной схемы – напряжение питания
непосредственно приложено к колебательной системе.
В схеме с параллельным питанием необходимы дополнительные элементы:
разделительный конденсатор С и развязывающий дроссель L (рис. 9.4, б). Конденсатор
препятствует замыканию постоянного тока источника питания через малое активное
сопротивление колебательной системы. Дроссель, напротив, предотвращает замыкание
переменной высокочастотной составляющей полезного сигнала через малое внутреннее
сопротивление источника питания.
Пример усилителя мощности на биполярном транзисторе с последовательным питанием
приведен на рис. 9.5.
+Uип
А
Ср2
Cбл
Lф1
Т3
Uвх
Ср1
Т1
Т2
Lф2
Сф1
Сф2
Сф3
VT
Рис. 9.5
Усилитель на рис. 9.5 однокаскадный, выполнен на мощном биполярном n-p-nтранзисторе. Входной сигнал через разделительный конденсатор Ср1 и два
последовательно включенных согласующих трансформатора Т1 и Т2 подается на базу
транзистора VT. Каскад собран по схеме с общим эмиттером. Нагрузкой транзистора
служит широкополосный трансформатор Т3, связанный через двухзвенный LC-фильтр с
гармоник с передающей антенной А. Разделение постоянной и переменной составляющей
обеспечивают разделительный конденсатор Ср2 и блокирующий конденсатор Сбл. Точками
обозначено начало каждой обмотки трансформаторов.
Особенность схемы – наличие нескольких трансформаторов. Их основное назначение –
согласование входных и выходных импедансов каскада. Как известно, биполярные
транзисторы управляются током и имеют относительно малое входное и выходное
сопротивления. Схемотехническое решение, показанное на рис. 9.5 позволяет повысить
входное сопротивление усилителя в несколько раз.
Отметим, что данные трансформаторы должны быть широкополосными, чтобы при
согласовании качество работы схемы не ухудшилось.
На рис. 9.6 приведен пример усилителя на мощном полевом транзисторе.
А
+Uип
Cбл
Lр
VT
Uвх
Ср2
Сд1
Ср1
Lк
Rз
Рис. 9.6
Ск
Сд2
В отличие от биполярных полевые транзисторы управляются напряжением,
прикладываемым к затвору, они обладают высоким входным сопротивлением, поэтому не
нужны дополнительные согласующие элементы, но полоса частот усилителя оказывается
меньше, чем для схемы по рис. 9.5.
Входной сигнал проходит через разделительный конденсатор Ср на затвор МДПтранзистора с n-каналом VT. Исток и подложка транзистора заземлены. Это схема с
параллельным питанием. Напряжение питания подается через развязывающие элементы
Сбл и Lр. Далее усиленный сигнал поступает на колебательный контур, состоящий из
элементов Ск и Lк. Антенна подключается к выходу усилителя через емкостной делитель,
образованный конденсаторами Сд1 и Сд2.
На рис. 9.7 приведен пример АМ-радиопередатчика, выполненного на ЭВП.
А
+Uип
Ск2
Lк2
Lсв
R2
VL
Сc
BQ
R1
Lк1
Ск1
Cбл
Ucм
Рис. 9.7
Активный элемент в данной схеме мощный электровакуумный прибор – пентод.
Задающий генератор собран по классической схеме "индуктивной трехточки".
Колебательная система задающего генератора выполнена на элементах Ск1 и Lк1,
настроенный на частоту f1. RС-цепь на элементах R1 и Cc необходима для обеспечения
плавного режима самовозбуждения генератора. Катод электронной лампы VL подключен
к отводу контурной катушки Lк1. Таким образом, часть контурной катушки одновременно
является катушкой обратной связи. В анодную цепь включен колебательный контур на
элементах Ск2 и Lк2, настроенный на частоту f2 = 2f1. Следовательно, реализуется режим
удвоения частоты. Схема выполнена с последовательным питанием. На вторую сетку
пентода через резистор R2 подается положительный потенциал от источника анодного
питания. Катушка Lсв обеспечивает индуктивную связь передатчика с антенной. Изменяя
коэффициент индуктивной связи между Lк2 и Lсв обеспечивают оптимальное согласование
с антенной.
Амплитудная модуляция реализована подачей сигнала от микрофона BQ на третью сетку
пентода. Для обеспечения устойчивой работы необходим дополнительный источник
смещения Uсм.
Как видим ЭВП выполняет сразу три функции: работает в трехточечной схеме задающего
генератора, обеспечивает усиление мощности и умножение частоты, а также
осуществляет амплитудную модуляцию звуковым сигналом.
Лекция 10. Радиоприемники
Радиоприемные устройства. Основные параметры радиоприемников.
Структурные схемы приемника прямого усиления и супергетеродинного
приемника. Входные цепи, схемные решения, основные характеристики.
Преобразователи частоты. Смесители и гетеродины. УПЧ. Детекторы.
Регулировка в радиоприемниках.
Радиоприемное устройство служит для выделения полезного сигнала на фоне помех,
преобразования его для извлечения передаваемой информации и выдачи ее потребителю.
Типы радиоприемников соответствуют перечисленным в лекции 9 типам
радиопередатчиков.
Основные параметры радиоприемников:
1. Чувствительность – минимальный уровень сигнала на входе приемника, при котором
обеспечивается заданный уровень сигнала на выходе; измеряется в абсолютных единицах
(микровольтах, мкВ или мВ/м2) или относительных (как правило в децибелах на
фемтоватт, дБф ). Пересчет из абсолютных в относительные единицы осуществляется по
формуле аналогичной (9.1) с учетом входного сопротивления приемника (обычно равного
50 Ом).
2. Динамический диапазон – отношение максимального к минимальному уровню сигнала,
выраженное в децибелах.
3. Избирательность – такой относительный уровень сигнала на входе приемника (по
отношению к помехе), при котором на выходе обеспечивается заданный уровень
полезного сигнала. Различают основную избирательность (по соседнему каналу),
избирательность по зеркальному (побочному) каналам и др.
4. Полоса пропускания – диапазон частот, в пределах которого приемник обеспечивает
заданные чувствительность и избирательность.
5. Для стереофонических приемников дополнительно вводят коэффициент разделения
стереоканалов.
6. Коэффициент нелинейных искажений (коэффициент гармоник) характеризуется
отношением основной гармоники (полезного сигнала) к сумме гармоник, вызванных
нелинейными искажениями сигнала в тракте приемника.
7. Для телевизионных, радиолокационных и др. типов приемников используют
специальные параметры, например "чувствительность, ограниченная синхронизацией"
или "коэффициент шума".
Наиболее полной характеристикой радиоприемника является характеристика
восприимчивости (рис. 10.1).
В пределах полосы пропускания f симметрично относительно рабочей частоты fр
обеспечивается максимальное усиление (в данном случае выраженное как минимальный
уровень сигнала по мощности) Pпр min.
За пределами полосы пропускания приемник характеризуется допустимыми уровнями
помех Р1, Р2.
Динамический диапазон D зависит от расстройки относительно fр.
fр
f1
f max
0 дБ
f
f , Гц
P1
P2
D1
D3
Х дБ
Pпр min
Рис. 10.1
Существует три основных структурных схемы радиоприемников:
приемник прямого усиления;
супергетеродин;
приемник прямого преобразования.
Рассмотрим их по порядку.
Структурная схема приемника прямого усиления приведена на рис. 10.2.
А
ВЦ
УВЧ
(УРЧ)
Д
УНЧ
ОУ
Рис. 10.2
От приемной антенны радиосигнал поступает на входную избирательную цепь (ВЦ),
осуществляющую селекцию полезного сигнала на фоне помех. Далее ВЧ-сигнал
усиливается усилителем высокой частоты (УВЧ, иногда его называют усилителем
радиочастоты УРЧ). Назначение УВЧ обеспечение амплитуды ВЧ-сигнала,
необходимой для работы детектора (Д). Детектор выделяет НЧ-сигнал, содержащий
полезную информацию. После этого НЧ-сигнал усиливается усилителем низкой частоты
(УНЧ, иногда его называют видеоусилителем) до уровня, необходимого для правильной
работы оконечного устройства (ОУ). Вид оконечного устройства зависит от назначения
радиоприемника. Самое распространенное оконечное устройство громкоговоритель
(наушники). Оконечное устройство тракта обработки изображений телевизионного
приемника кинескоп или матричный индикатор. Радиолокационный приемник снабжен
оконечным устройством специального типа, например индикатором кругового обзора и
т.д.
Основное достоинство приемника прямого усиления простота.
Два главных недостатка низкая чувствительность и плохая избирательность сильно
ограничивают области применения таких радиоприемников.
Указанные недостатки обусловлены тем обстоятельством, что основную обработку в
данной схеме выполняет УВЧ, а обеспечить одновременно высокое усиление и заданную
полосу пропускания на высоких частотах сложно технически.
Перестройка по частоте приемника прямого усиления также осуществляется недостаточно
эффективно.
Устранить недостатки приемников прямого усиления позволяет супергетеродинный
приемник, основные блоки которого приведены на рис. 10.3.
А
ПЧ
ПС
УВЧ
fc
См
fпч
УПЧ
Д
к УНЧ
fг
Гет
Рис. 10.3
Приемная антенна (А) связана с преселектором (ПС), роль которого аналогична входной
цепи (ВЦ) на рис. 10.2. С выхода УВЧ сигнал на частоте fc поступает на преобразователь
частоты (ПЧ), состоящий из смесителя (См), на который подается напряжение гетеродина
(Гет) с частотой fг. В результате на выходе преобразователя частоты формируется сигнал
на промежуточной частоте fпч. Этот сигнал усиливается усилителем промежуточной
частоты (УПЧ), который обеспечивает основное усиление и основную избирательность
всего радиоприемника. После УПЧ сигнал детектируется детектором, поступает на УНЧ и
далее к оконечному устройству.
Если частота входного сигнала выше, чем частота гетеродина, то выполняется следующее
соотношение:
fпч = fc fг = const.
(10.1)
Когда выше частота гетеродина, формула видоизменяется так
fпч = fг fс = const.
Поскольку промежуточная частота должна быть неизменной, то необходимо
перестраивать не только преселектор и УВЧ, но и гетеродин.
Обычно fпч << fc , поэтому на сравнительно низкой (причем постоянной) частоте гораздо
легче реализовать большое усиление и хорошую избирательность. Это главные
преимущества супергетеродинов.
Процесс преобразования частоты в обычном супергетеродинном приемнике
иллюстрирует рис. 10.4.
(10.2)
Детектирование
fнч
Преобразование
частоты
fпч
fг
fс
f
Рис. 10.4
Супергетеродинные приемники составляют подавляющее большинство всех
выпускающихся приемных устройств. По супергетеродинной схеме строятся вещательные
и связные радиоприемники, приемные тракты телевизоров, приемные устройства
радиолокационных станций и многие другие.
Долгое время даже считалось, что применять другие типы радиоприемников
нецелесообразно. Однако к концу 60-х годов ХХ века вновь обратились к
предшественнику супергетеродина, так называемому гетеродинному приемнику (без
префикса «супер»).
На самом деле супергетеродинный приемник не лишен недостатков.
Помимо основного канала приема супергетеродин имеет множество так называемых
побочных каналов, самым нежелательным из которых считается зеркальный (рис. 10.5).
Еще один недостаток возможность излучения в эфир через приемную антенну сигнала
внутреннего
гетеродина, что ухудшает электромагнитную
обстановку.
а)
б)
fпч
fн
fпч
fг
fпч
fзк f
fзк
fпч
fг
fн
f
Рис. 3.1
Рис. 10.5
П р и м е ч а н и е . В процессе совершенствования методов радиоприема были разработаны
супергетеродинные приемники, в которых осуществляется несколько преобразований
частоты. Как правило, первая промежуточная частота при этом выше, чем частота
входного сигнала, а последующие промежуточные частоты ниже. Такой метод
позволяет эффективнее подавить помехи по зеркальному и побочному каналам приема.
Наконец, очевидно, что по сравнению с приемником прямого усиления супергетеродин
сложнее в изготовлении, настройке и эксплуатации.
Еще один недостаток, присущий не только классическим супергетеродинам, но и простым
приемникам прямого усиления наличие нелинейного амплитудного детектора. Такой
детектор вносит нелинейные искажения, он способен работать только при достаточно
большом уровне входного сигнала и обладает малой помехоустойчивостью.
В современных решениях обычный диодный детектор заменен так называемым
синхронным детектором, представляющим собой, по сути, преобразователь частоты.
Гетеродинный приемник иногда так и называют «супергетеродин с нулевой ПЧ», известно
и другое название приемник прямого преобразования DCR (Direct Conversion Receiver).
Структурная схема DCR приведена на рис. 10.6.
СД
А
fc
ПС
УВЧ
fпч = fнч
См
УНЧ
ОУ
fг = fс
Гет
Рис. 10.6
Как видно из рис. 10.6 многие блоки DCR аналогичны супергетеродину и служат для тех
же целей. Преобразователь частоты выполняет демодуляцию сигнала и называется
«синхронным детектором» (СД). Поскольку центральная частота сигнала равна частоте
гетеродина, на выходе синхронного детектора сразу получаем полезный низкочастотный
сигнал. Таким образом, в отличие от двухступенчатого процесса, показанного на рис. 10.4,
здесь выполняется линейный перенос спектра полезного сигнала сразу в низкочастотную
область.
Все преимущества классических супергетеродинов в приемниках прямого преобразования
сохраняются, к тому же схема оказывается проще, а нелинейные искажения меньше. Вот
почему принцип синхронного детектирования нашел самое широкое практическое
применение. Сейчас он используется при разработке радиоприемных устройств
повсеместно.
К сожалению, в DCR сохраняются некоторые недостатки обычных супергетеродинов: есть
побочные каналы приема и возможность паразитного излучения гетеродина.
Рассмотрим некоторые схемотехнические решения различных каскадов радиоприемников.
Входные цепи могут выполняться с емкостной, трансформаторной или
автотрансформаторной связью (рис. 10.7, а, б и в, соответственно). Первая схема
используется преимущественно на высоких рабочих частотах, вторая на низких
частотах. Третий вариант представляет собой компромисс, позволяющий избежать
шунтирования входного каскада УВЧ.
А
А
С
С
А
Uвых
Uвых
Uвых
Ск
Ск
Lк
Lк
Lсв
а
Ск
Lк
в
б
Рис. 10.7
В каскадах УВЧ биполярные транзисторы, включают по схеме с общей базой (так удается
уменьшить влияние паразитных емкостей прибора), полевые транзисторы используют по
схеме с общим истоком (это обеспечивает высокое входное сопротивление).
На рис. 10.8 приведен пример УВЧ на двухзатворном МДП транзисторе.
+Uип
R5
Сбл3
Сбл4
R1
R4
VT
Lк2
Uвых
Lсв
Uвх
Cк1
Lк1
Сбл1
Сп1
R2
R3
Сбл2
Рис. 10.8
Ск2
Сп2
Входной сигнал выделяется колебательным контуром, состоящим из элементов Lк1, Ск1 и
Сп1 и поступает на первый затвор МДП-транзистора VT. Резистивный делитель R1, R2
создает на втором затворе транзистора постоянное напряжение смещения, определяющее
статический режим каскада. Резистор R3 стабилизирует работу схемы. Нагрузкой
транзистора служит контур, образованный элементами Lк2, Ск2 и Сп2. Выходное
напряжение снимается с катушки связи Lсв. Для развязки постоянной и переменной
составляющих предусмотрены блокировочные конденсаторы Сбл1...Сбл4. Настройка
каскада осуществляется одновременным изменением емкости переменных конденсаторов
Ск1 и Ск2.
Цепь второго затвора можно использовать для осуществления автоматической
регулировки усиления (АРУ), коэффициент усиления можно регулировать, изменяя отвод
катушки Lк2.
В гетеродинах радиоприемников могут применяться известные схемы емкостной и
индуктивной трехточки. На рис. 10.9 приведен пример гетеродина на биполярном
транзисторе по схеме емкостной трехточки.
Контур задающего генератора образован элементами Lк, Ск , а также Ск1, Ск2 и Ск3,
образующими емкостной делитель для обеспечения условия баланса амплитуд.
Транзистор VT1 включен по схеме с общим эмиттером, выходной сигнал снимается с
нагрузки Rк. Для улучшения характеристик гетеродина предусмотрен буферный каскад на
транзисторе VT2, включенном по схеме с общим коллектором (эмиттерный повторитель),
выходной сигнал снимается с нагрузки каскада Rэ. Развязку по питанию обеспечивает
дроссель Lр и блокировочный конденсатор Сбл. Резисторные делители R1, R2 и R3, R4
задают статические режимы транзисторов VT1 и VT2.
Lр
Сбл
Rк
R1
Ср
VT2
Uвых
Ск2
Cк
Lк
R3
VT1
Ск1
+Uип
R2
R4
Ск3
Rэ1
Rэ2
Рис. 10.9
Существует много различных вариантов смесителей. Все схемы можно условно разделить
на активные и пассивные. Первые обеспечивают больший коэффициент передачи, но
имеют меньшее отношение сигнал/шум. Схемотехника активных смесителей аналогична
усилителям. Поэтому здесь рассмотрим примеры схем пассивных смесителей.
На рис. 10.10 приведен пример диодного балансного смесителя.
VD1
Uс
Сп1
L1
Lсв
VD2
Сп2
Rн
Lф
Сф1
Uвых
Сф2
Uг
Рис. 10.10
Входной сигнал Uc поступает на катушку связи Lсв. Отвод катушки L1 делит ее поровну на
две части. В результате напряжения на диодах VD1 и VD2 оказываются равными. Сигнал
гетеродина Uг подается на емкостной делитель, образованный подстроечными
конденсаторами Сп1 и Сп2. В результате на резисторе нагрузки Rн формируется
напряжение биений с разностной частотой fc – fг . Балансировка схемы осуществляется
подбором емкостей конденсаторов Сп1 и Сп2, а также сопротивления резистора Rн.
НЧ-фильтр из элементов Lф, Сф1 и Сф2 необходим для уменьшения паразитных
высокочастотных составляющих.
П р и м е ч а н и е . Рассмотренная схема обладает свойством обратимости: при подаче на ее
выход напряжения сигнала, на входе получим промодулированное ВЧ-колебание, т.е.
получим балансный модулятор.
Еще один интересный пример приведен на рис. 10.11 – смеситель на встречно
соединенных полевых транзисторах.
VТ1
Lф
Uвых
Uс
Сф1
VТ2
L1
Сф2
Uг
Lсв
L2
Рис. 10.11
В схеме нет источника питания. Здесь полевые транзисторы VT1 и VT2 работают по сути
как управляемые переменные резисторы, чем объясняется исключительно малый уровень
собственных шумов смесителя. Для правильной работы схемы необходимо выполнить
важное условие fг = fc /2. Это позволяет также улучшить развязку входных цепей и
гетеродина. Связь со входом автотрансформаторная через отвод катушки L1. Катушка L2
состоит из двух равных частей. Связь с цепями гетеродина осуществляется через катушку
Lсв. Назначение остальных элементов аналогично схеме на рис. 10.10.
Схемы амплитудных диодных детекторов имеют много общего со схемами выпрямителей
(см. рис. 7.3), отличия наблюдаются только из-за разницы частотных диапазонов. Иначе
строятся частотные и фазовые детекторы.
На рис. 10.12 приведена схема частотного дискриминатора. Особенность в наличии
одновременно индуктивной (за счет взаимной индукции М между L1 и L2) и емкостной
(через конденсатор Ссв) связей с предыдущим каскадом.
Элементы схемы выбраны так, что если частота входного сигнала равна центральной f0, то
напряжения компенсируются и выходной сигнал равен нулю. Изменение частоты в ту или
другую сторону нарушает симметрию схемы и на выходе дискриминатора появляется
ненулевой продетектированный диодами VD1 и VD2 сигнал.
Ссв
VD1
М
Uвх
L2
R1
С1
L1
Rн
Uвых
VD2
R2
Рис. 10.12
С2
Усилители промежуточной частоты строятся по стандартным схемам многокаскадных
избирательных усилителей, здесь широко используются специализированные
интегральные микросхемы. Особенности схемотехники УНЧ связаны только с оконечным
устройством. При этом важно обеспечить максимальный КПД или специальные
требования.
Чаще всего в радиоприемниках используют два вида автоматических регулировок:
регулировку усиления (АРУ) и автоподстройку частоты (АПЧ).
АРУ необходима для поддержания неизменного уровня сигнала на выходе
радиоприемника при изменении уровня входного сигнала. Цепью АРУ могут быть
охвачены каскады УРЧ или УПЧ. На рис. 10.13 приведен пример структурной схемы АРУ,
реализованной в каскаде УПЧ супергетеродина.
УПЧ
См
Дет
УНЧ
Инт
Рис. 10.13
Сигнал АРУ снимается с детектора (Дет) и проходит через интегратор (Инт), поскольку
цепь АРУ должна работать по среднему уровню сигнала, не реагируя на мгновенные
выбросы. Цепь АРУ рассчитывают таким образом, чтобы при уменьшении амплитуды
сигнала со смесителя, усиление УПЧ возрастало и наоборот. АРУ – эффективный способ
борьбы с замираниями.
Существуют специальные схемы АРУ: ВАРУ (временная АРУ), ШАРУ (широкополосная
АРУ), МАРУ (мгновенная АРУ) и др. Их применяют в приемниках специального
назначения: радиолокационных, радионавигационных и т.п.
На рис. 10.14 приведен пример реализации петли фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ) приемника прямого преобразования.
СД
ФНЧ
УНЧ
ГУН
УПТ
Инт
Рис. 10.14
Сигнал АПЧ проходит через интегратор и усилитель постоянного тока (УПТ) и поступает
на гетеродин, в качестве которого использован генератор, управляемый напряжением
(ГУН). Схема действует так, что при расстройке по частоте сигнал АПЧ изменяет частоту
гетеродина в нужную сторону, чтобы выходной сигнал оставался неизменным.
П р и м е ч а н и е . Системы фазовой и частотной автоподстройки часто используют и в
задающих генераторах передатчиков для повышения стабильности частоты.
В заключение рассмотрим интересный пример радиоприемника УКВ-диапазона с ФАПЧ
(рис. 10.15).
+Uип
А
Сбл
Rн
Lк2
Ссв
R1
VT
Ср
Сос
+
Cк1
Lк1
Rэ
Рис. 10.15
Контур Lк1 , Ск1 настраивают на частоту 70 МГц, Lк2 , Ск2 – 35 МГц. Транзистор VT
работает одновременно как гетеродин, синхронный детектор и УНЧ. Звуковой сигнал
снимается с нагрузки Rн в качестве которой использован телефонный капсюль. ФАПЧ
осуществляется за счет изменения паразитной емкости транзистора (и частоты
гетеродина) при изменении протекающего тока.
Лекция 11. Основные принципы телевидения, датчики ТВсигнала
Объекты телевизионного наблюдения и их характеристики. Устройство, принцип работы
и основные характеристики фотоэлектрических преобразователей.
Телевидение представляет собой способ передачи на расстояние изображения объекта с
помощью электрических сигналов.
Изображение отличается от электрического сигнала, во-первых, диапазоном
электромагнитных волн и, во-вторых, двумерным характером. Следовательно,
обобщенная структурная схема телевизионной системы (ТВС, рис. 11.1) должна включать
преобразователь свет-сигнал (ПСвС), осуществляющий переход от двумерного
оптического изображения к одномерному электрическому сигналу, преобразователи
сигнал-сигнал (ПСС), необходимые для передачи и приема информации на расстояние по
линии связи (ЛС) и преобразователь сигнал-свет (ПССв) формирующий оптическое
двумерное изображение на приемной стороне.
ПСвС
ПСС
ЛС
ПСС
ПССв
Объект
Изображение
Рис. 11.1
На рис. 11.2 приведена классификация объектов телевизионного наблюдения.
Объекты
Плоские
Объемные
Неподвижные
Движущиеся
Монохромные
Цветные
Самосветящиеся
Отражающие
Диффузн
о
Зеркально
Поляриз.
Рис. 11.2
Реальные объекты, как правило, объемные, движущиеся (или ТВ-камера перемещается
относительно неподвижного объекта), цветные и несамосветящиеся. Передача всех
характеристик объектов технически невозможна или экономически нецелесообразна. На
практике различают три уровня точности соответствия свойств объекта и его
изображения.
1. Физически точное воспроизведение: амплитуда, фаза, спектральный состав и
поляризация излучения от каждой точки изображения соответствует исходному объекту.
2. Физиологически точное воспроизведение: наблюдатель практически не ощущает
разницы между объектом и изображением, но физические характеристики каждой точки
изображения не соответствуют объекту.
3. Психологически точное воспроизведение (реализованное в телевидении): объект и его
изображение существенно различаются, но по общему восприятию кажутся схожими для
наблюдателя.
При создании ТВ-систем учитывались особенности зрительной системы человека:
световая чувствительность (динамический диапазон по яркости) от 10–5 до 104 кд/м2;
спектральный диапазон от 360 до 780 нм;
число различимых градаций яркости 200;
разрешающая способность 1', т.е. глаз различает объекты, расстояние между
которыми равно 0,3 мм при наблюдении на дальности 1 м;
инерционность зрения критическая частота мельканий Fкр 45 Гц;
восприятие объема (бинокулярное зрение).
С одной стороны характеристики зрительной системы использовались для согласования с
параметрами разрабатываемых технических систем, а с другой стороны некоторые
механизмы, созданные природой, заимствовались при проектировании.
Поскольку оптическая система (объектив) является неотъемлемой частью любой ТВС,
кратко перечислим основные характеристики объективов.
1. Фокусное расстояние; в зависимости от значения этого параметра различают
– короткофокусные объективы f < 40 мм;
– обыкновенные 40 мм < f < 80 мм;
– длиннофокусные или телеобъективы f > 80 мм;
– объективы с переменным фокусным расстоянием или вариообъективы (трансфокаторы)
характеризуют кратностью
k = fmax/fmin,
(11.1)
где fmax и fmin – наибольшее и наименьшее фокусное расстояние.
2. Угол поля зрения; в зависимости от него различают
– широкоугольные объективы >100;
– нормальные 40...60;
– телеобъективы < 30.
3. Относительное отверстие
= D/f,
(11.2)
S = ()2,
(11.3)
где D – предел диафрагмирования.
4. Светосила
где – пропускание объектива ( 0,6 для обычных объективов, 0,9 – для
просветленных).
5. Разрешающая способность
R = D/1,22f,
(11.4)
где – длина волны света.
Итак, фотоэлектрический преобразователь (ФЭП) выполняет две основные функции:
преобразует оптические величины в электрические и осуществляет переход от двумерного
пространственного сигнала (зависящего от координат x, y) к одномерному электрическому
(зависящему от времени t).
В основе фотоэлектрического преобразования лежат два вида фотоэффекта:
внешний (эффект Столетова): выбивание электронов из металла при освещении;
внутренний (изменение проводимости материала или генерация носителей заряда).
Пример ФЭП, основанного на эффекте Столетова, – диссектор (рис. 11.3).
ФК
+Uа
ОК
+Uд2
ВЭУ
Rн
Uвых
М
Дн2
Дф
А
Дн1
СП
+Uд1
Дн3
+Uд3
Рис. 11.3
Диссектор представляет собой электровакуумный прибор, состоящий из секции переноса
(СП) и вторичного электронного умножителя (ВЭУ).
Изображение объекта фокусируется объективом на двухслойную мишень (М). В
результате фотоэффекта образуется поток электронов, который фокусируется с помощью
фокусирующих катушек (ФК) и перемещается отклоняющими катушками относительно
диафрагмы (Дф). Таким образом, в каждый момент времени часть электронов,
пропорциональная освещенности данного участка мишени проходит сквозь диафрагму и
притягивается высоким положительным потенциалом первого динода (Дн1). Потенциал
второго динода выше, чем первого, третьего – выше, чем второго. В результате
наблюдается эффект лавинного размножения носителей ток анода становится
существенным. Полезный сигнал снимают с резистора нагрузки Rн.
Особенности внешнего фотоэффекта обусловливают линейность свет-сигнальной
характеристики диссектора, однако этот ФЭП обладает весьма малой чувствительностью,
поскольку величина сигнала определяется мгновенным значением фото-ЭДС.
Для повышения чувствительности ФЭП был предложен принцип накопления заряда, суть
которого состоит в интегрировании фото-ЭДС за некоторый продолжительный период
времени (как правило за время, равное периоду кадровой развертки):
Э=
Тк
Ф( t )dt ФТк .
0
Таким образом, величина сигнала увеличится в число раз, приблизительно равное числу
элементов разложения изображения.
В качестве элемента накапливающего энергию можно использовать конденсатор. Этот
принцип реализован в таких ФЭП, как видикон и ПЗС-матрицы.
Устройство видикона иллюстрирует рис. 11.4.
(11.5)
Рис. 11.4. Устройство и схема включения видикона
Основной элемент видикона – полупроводниковая мишень, которая устроена следующим
образом. На внутреннюю поверхность торцевой стенки баллона нанесена полупрозрачная
металлическая пленка, играющая роль сигнальной пластины. Эта пленка соединена с
металлическим кольцом, сваренным с торцевой стенкой и цилиндрической частью колбы.
Поверх металлической колбы нанесена тонкая пленка полупроводника (например,
сульфид сурьмы). В цепь сигнальной пластины включены сопротивление нагрузки Rн и
источник постоянного напряжения Uсп (плюсом к сигнальной пластине).
У видикона с разверткой медленными электронами около мишени всегда имеется
металлическая тормозящая сетка. Механизм образования сигнала в видиконе при
развертке медленными электронами поясняется рис. 11.5.
Рис. 11.5. График потенциала мишени
Начнем рассматривать процесс с момента, когда мишень не освещена (изображения нет) и
луч электронной развертки не включен. Каждый элементарный участок
полупроводниковой мишени можно представить в виде элементарного конденсатора С,
зашунтированного сопротивлением утечки Rу. При отсутствии освещения поверхность
мишени, обращенная к прожектору, приобретает за счет темновой проводимости
потенциал сигнальной пластины, т.е. положительный потенциал, равный напряжению
источника в цепи нагрузки Uсп, при этом элементарный конденсатор С не заряжен
(рис. 11.6, а).
Рис. 11.6. Распределение потенциалов элементарных участков мишени для различных
условий
При включении луча пучок замедленных электронов обегает мишень и доводит ее
потенциал до потенциала катода, при этом элементарные конденсаторы заряжаются до
напряжения источника Uсп (рис. 11.6, б). В интервалах между коммутациями потенциал
мишени немного растет благодаря разряду элементарных конденсаторов за счет темновой
проводимости. Если на мишень спроецировать оптическое изображение, проводимость ее
освещенных элементов резко возрастет, элементарные конденсаторы будут разряжаться
быстрее и в момент перед коммутациями потенциал мишени будет тем выше, чем сильнее
освещенность.
Максимальный потенциал сигнальной пластины для затемненной мишени:
UA1 = Uсп{1 – exp[–(Tк–эл)/RтС]}.
(11.6)
То же для освещенной мишени:
UA2 = Uсп{1 – exp[–(Tк–эл)/RсвС]} > UA1.
(11.7)
Результирующая разность потенциалов:
U = UA2 – UA1.
В момент коммутации будет происходить подзаряд элементарных емкостей и
подзарядный ток, протекая через сопротивление нагрузки, будет создавать импульсы
сигнала изображения. Полярность сигнала в видиконе позитивная.
С сопротивления нагрузки видикона видеосигнал поступает на вход предварительного
усилителя. Предварительный усилитель предназначен для усиления видеосигнала,
поступающего с передающей трубки, до величины, достаточной для передачи по
камерному кабелю. Основным требованием к предварительному усилителю является
малый уровень собственных шумов.
Шумы, возникающие как непосредственно в передающих трубках в процессе
преобразования оптического изображения в электрический сигнал, так и в
предварительном усилителе, ограничивают чувствительность телевизионных устройств.
Наличие шумов ухудшает качество изображения, так как приводит к уменьшению числа
различимых градаций яркости и снижает разрешающую способность телевизионной
системы. Основная задача предварительного видеоусилителя – усиление видеосигнала без
ухудшения отношения сигнал/шум на его выходе. Отношение сигнал/шум на выходе
усилителя зависит, с одной стороны, от подобного отношения на выходе передающей
трубки, т. е. на входе усилителя, и от собственных шумов усилителя. Отношение
сигнал/шум на выходе передающей трубки зависит от ее типа. Трубки без вторичноэлектронного усиления, такие как видикон, обеспечивают высокое отношение сигнал/шум
(100 – 200 В полосе 6,5 МГц), однако величина самого сигнала на выходе трубки мала
(ток в цепи сигнальной пластины менее 0,2 мкА), поэтому отношение сигнал/шум на
выходе передающих камер с такими трубками в основном определяется шумами
предварительного усилителя. На выходе передающих трубок с вторично-электронным
усилением (например у суперортикона) уровень видеосигнала велик (15 – 30 мкА), однако
отношение сигнал/шум низкое. Поэтому отношение сигнал/шум на выходе камеры с
такими трубками определяется главным образом шумами самой трубки, а шумами
предварительного усилителя в этом случае можно пренебречь. Собственные шумы
предварительного усилителя определяются первым каскадом, поскольку в последующих
ступенях уровень собственных шумов много меньше полезного сигнала. Источником
шумов в предварительном усилителе является нагрузочное сопротивление трубки, на
котором возникают тепловые шумы и шумы первого каскада усилителя.
Плюмбикон – усовершенствованный ФЭП в котором вместо фоторезистора использован
фотодиод, что увеличило линейность свет-сигнальной характеристики.
Наиболее совершенные датчики ТВ-сигнала – ПЗС-матрицы (ПЗС или англ. CCD – прибор
с зарядовой связью, встречается другое название – ППЗ – прибор с переносом заряда). Их
принцип действия основан на генерации под действием света и накоплении носителей
заряда в полупроводниковых МОП-структурах.
Структура элементарного МОП-конденсатора приведена на рис. 11.7.
(11.8)
+ Uэ
h
МЭ
SiO2
ДС
+
+
p -Si
p -Si
ПП
ЗП
p -Si
П
Рис. 11.7
На металлическую подложку (П) нанесен слой полупроводника (ПП), обычно это кремний
(p-Si), в верхней части структуры – высоколегированный кремний (p+-Si).
Диэлектрический слой ДС (как правило из оксида кремния) отделяет полупроводник от
металлического (обычно алюминиевого) электрода (МЭ), к которому приложен
положительный потенциал +Uэ. Так образуется МОП-конденсатор.
Свет приводит к накоплению под электродом неосновных носителей заряда – здесь
электронов, образующих так называемый "зарядовый пакет" (ЗП). Величина
накопленного заряда прямо пропорциональна освещенности МОП-конденсатора. Области
высоколегированного кремния (p+-Si) препятствуют "растеканию" заряда.
Простейший датчик на основе ПЗС-структуры – линейка ПЗС – приведен на рис. 11.8.
Линейка состоит из нескольких электродов, находящихся на общей полупроводниковой
подложке. Подача напряжения на электроды приводит к перемещению накопленных
зарядовых пакетов в направлении, показанном стрелкой.
+ Uэ1
+ Uэ2
+ Uэ3
...
+ Uэn
p -Si
Рис. 11.8
Существуют два способа разделения зарядовых пакетов: временной и пространственный.
Первый способ может быть реализован, например подачей трехфазного напряжения на
электроды (рис. 11.9).
U1
U2
U3
U1
U2
t
U3
t
t
Рис. 11.9
Последовательная коммутация напряжений на цепочке электродов приводит к
перемещению зарядовых пакетов в направлении, показанном стрелкой (отсюда и
аббревиатура ППЗ – прибор с переносом заряда).
Принцип пространственного разделения иллюстрирует рис. 11.10. В этом случае секция
накопления (СН) и секция переноса (СПр) разделены управляемым затвором (УЗ). Подача
управляющего напряжения на затвор приводит к перемещению зарядов в ячейки секции
переноса, а оттуда – в сдвиговый регистр.
СН
СПр
УЗ
Рис. 11.10
Принцип действия двумерных ПЗС-матриц иллюстрируют рис. 11.11 и 11.12. Существуют
приборы с кадровым (FT), строчным (IT) и комбинированным переносом заряда.
Матрица с покадровым переносом состоит из двух идентичных секций накопления (СН) и
переноса (СПр). За время кадра происходит накопление заряда, в течение малого
промежутка времени обратного хода по кадру осуществляется перенос накопленного в
каждой ячейке заряда в аналогичную ячейку секции переноса. Поскольку свет не может
воздействовать на секцию переноса, эти заряды сохраняются неизменными в течение
всего следующего кадрового периода и считываются в сдвиговый регистр (СР). Так
осуществляется преобразование двумерного изображения в одномерный электрический
видеосигнал.
Свет
Тк
СН
Тох к
СПр
Тк
Uвых
СР
Рис. 11.11
Отличие в работе матрицы с построчным переносом (рис. 11.12) состоит только в том, что
цикл накопления и переноса происходи за время прямого и обратного хода по строке.
Свет
...
СН
Uвых
СПр
Тс
Тс
Тох с
Рис. 11.12
Преимущества ПЗС-датчиков ТВ-сигнала.
СР
1. Высокая точность, отсутствие геометрических искажений.
2. Исключительно высокая линейность свет-сигнальной характеристики.
3. Большой динамический диапазон по яркости.
4. Отсутствие эффекта "спаривания" строк.
5. Возможность работы в ИК-области спектра.
6. Низкие питающие напряжения, хорошая совместимость с цифровыми системами
обработки сигналов.
7. Малые размеры, вес, технологичность изготовления и высокая надежность.
Рассмотрим основные характеристики фотоэлектрических преобразователей.
Одна из важных характеристик ФЭП – спектральная характеристика – зависимость
чувствительности от диапазона длин волн света. Как правило, спектральная
характеристика ФЭП определяется фоточувствительным материалом и технологией
изготовления мишени. На рис. 11.13 для примера приведено семейство спектральных
характеристик фотокатодов диссектора.
Рис. 11.13
Кривая 1 соответствует магниевому катоду с увиолевым окном, 2 – сурьмьяно-цезиевому
с кварцевым окном, 3 – многощелочному, 4 – кислородно-серебряно-цезиевому.
Важную роль играет свет-сигнальная характеристика.
На рис. 11.14 для примера приведено семейство свет-сигнальных характеристик видикона.
iвых , мкА
0,5
1
2
3
0,2
0,1
0,1
1
10
100
103 Ем , лк
Рис. 11.14
Кривая 1 соответствует наименьшему напряжению на сигнальной пластине, кривая 3 –
наибольшему. Видно, что при большой освещенности мишени имеет место участок
насыщения (выходной сигнал остается постоянным).
Свет-сигнальную характеристику ФЭП часто аппроксимируют зависимостью вида
ic = k E ,
где k – масштабирующий размерный множитель, = 0,6 ... 0,8 – параметр наклона.
Еще одна важная характеристика ФЭП – апертурная – показывает изменение
разрешающей способности прибора в зависимости от размеров деталей изображения.
Апертурой называют минимальный размер чувствительной области ФЭП. Для диссектора
это будет диаметр диафрагмы, для видикона – диаметр электронного пучка, для ПЗСприборов геометрические размеры (диагональ) отдельной фоточувствительной ячейки.
Рис. 11.15 иллюстрирует влияние апертуры на форму результирующего видеосигнала для
тестового изображения, представляющего собой ступенчатый переход от черного к
белому.
Из-за конечного размера апертуры величина сигнала меняется плавно, поэтому границы
крупных деталей размываются, мелкие детали изображения плохо различаются, а
элементы изображения, меньшие размера апертуры становятся невидимыми.
(11.9)
Апертура
Eоб
х
Uc
t
Рис. 11.15
Типовая апертурная характеристика ФЭП приведена на рис. 11.16. В телевидении обычно
рассматривают зависимость глубины модуляции сигнала М в процентах от числа
элементов разложения z в твл. С уменьшением размера детали (ростом z) глубина
модуляции падает, величина М < 50% считается пределом разрешающей способности.
М,%
100
50
200
400
Рис. 11.16
600
800
z, твл
Лекция 12. Спектр полного телевизионного сигнала
Развертка ТВ-изображения. Спектр телевизионного сигнала и полоса частот,
занимаемая им. Искажения в телевидении и их коррекция.
Развертка служит для преобразования двумерного пространственного сигнала
(изображения) в одномерный временной электрический сигнал.
Существуют два основных вида развертки изображения: детерминированная (траектория
развертки наперед задана) и недетерминированная (траектория развертки зависит от
характера изображения).
Различают также линейную развертку: построчно-прогрессивную (рис. 12.1, а),
чересстрочную (рис. 12.1, б), построчно-реверсивную (рис. 12.1, в) и нелинейную
развертку, например, спиральную (рис. 12.1, г). Существуют и другие, специальные виды
разверток, например стохастический растр (рис. 12.1, д).
а
б
в
г
д
Рис. 12.1
Рассмотрим подробнее линейные виды разверток: построчную и чересстрочную,
применяемую в вещательном аналоговом телевидении.
При идеальной построчной развертке обратный ход отсутствует, поэтому число элементов
разложения равно:
по вертикали Ny = z = 625;
по горизонтали Nx = kz = 833.
(12.1)
Таким образом, общее число элементов разложения оказывается равным
N = NxNy = kz2 = 520833.
(12.2)
Время развертки элемента
эл = Тк /N = Tк /kz2 = 38,4 мкс.
(12.3)
Отсюда максимальная частота в спектре ТВ-сигнала
fmax = 1/2эл = kz2 /2Tк = 0,5 kz2 fк 13 МГц.
(12.4)
При наличии обратного хода развертки (в реальном случае) потери на обратный ход
составят
по строкам с = Тос /Тпс = 0,18;
по кадру к = Ток /Тпк = 0,08.
(12.5)
Активное число строк
za = z(1–к) = 575.
(12.6)
Активное число элементов разложения
Nа = kzа2 = 477968.
(12.7)
Время развертки элемента
эл = Тка /Nа = Tк /kz2 = 34 мкс.
(12.8)
Максимальная частота в спектре ТВ-сигнала оказывается еще больше
fmax = 1/2эл = 0,5 kz2 fк
1 к
15 МГц.
1 с
(12.9)
Вывод: использование построчной развертки в телевидении нецелесообразно из-за
чрезмерной полосы частот, занимаемой сигналом.
Чтобы уменьшить максимальную частоту используют чересстрочную развертку.
При этом кадр разбивается на два поля, состоящие из условно нечетных (1-й, 3-й ... ) и
условно четных (2-й, 4-й ...) строк.
Поскольку общее число строк разложения в ТВ-стандарте, принятом в нашей стране равно
625 (нечетное число), то первое поле начинается с целой строки, а заканчивается с
половинки строка, а второе наоборот начинается с полстроки, а завершается целой
строкой.
При этом время кадра складывается из двух периодов полей и оказывается вдвое больше,
чем время кадра при построчной развертке:
Тк' = Тп1 + Тп2 = 2Тк.
(12.10)
Соответственно вдвое увеличивается и время элемента, а максимальная частота
уменьшается в два раза
f'max = 0,5 fmax 6,5 МГц.
(12.11)
Следует отметить, что чересстрочная развертка дает возможность уменьшить полосу
частот при неизменном общем числе строк и сохранении частоты мельканий на
приемлемом уровне.
Полный телевизионный сигнал содержит три составляющие:
сигнал яркости;
сигнал гашения;
сигналы синхронизации.
В зависимости от сигнала яркости различают позитивный и негативный ТВ-сигналы (рис.
12.2).
изображение
Uпоз
Uнег
t
t
Рис. 12.2
Негативный сигнал позволяет уменьшить среднюю мощность сигнала при ТВ-вещании, а
также имеет некоторые преимущества по помехоустойчивости (помехи в виде темных
точек менее заметны на изображении, чем помехи в виде "снега") и позволяет проще
реализовать привязку к уровню черного. В нашей стране принят негативный ТВ-сигнал.
Рассмотрим полный ТВ-сигнал на длительности, равной одной строке (рис. 12.3).
Кроме сигнала яркости здесь присутствуют также импульсы гашения по строкам и
строчные синхроимпульсы.
Тс = 64 мкс
Уровень синхронизации
tсси = 4,7 мкс
Уровень гашения
Уровень черного
tсги = 12 мкс
tзащ = 1,5 мкс
Уровень белого
Рис. 12.3
Назначение этих сигналов ясно из названия: синхроимпульсы предназначены для
синхронизации времени начала развертки по строке на передающей и приемной стороне,
гасящие импульсы служат для гашения обратного хода по строке.
ТВ-сигнал на длительности, равной одному кадру, приведен на рис. 12.4.
Рис. 12.4
Помимо сигналов гашения и синхронизации (назначение которых аналогично строчным
гасящим и синхроимпульсам) здесь предусмотрены также врезки и уравнивающие
импульсы для обеспечения точной развертки и синхронизации полей.
Теперь перейдем от временного к спектральному представлению. Спектр ПТВС сложен и
содержит много различных составляющих.
Нижняя частотная граница спектра определяется кадровой разверткой и в нашей стране
равна 50 Гц.
Верхняя частотная граница зависит от времени развертки элемента (12.9, 12.11). При
чересстрочной развертке принятой в отечественном аналоговом телевидении
максимальная частота, как уже упоминалось, составляет около 6,5 МГц.
Отдельное внимание нужно уделить постоянной составляющей. Частоты меньшие 50 Гц
не передаются, но восстанавливаются косвенным образом, поскольку они необходимы для
получения информации о средней яркости передаваемой сцены.
Чтобы получить представление о спектре ПТВС, сначала рассмотрим простейший случай
передачи неподвижного изображения. Из изложенного ясно, что минимальная частота fmin
= fк = 50 Гц, а максимальная fmax = 6,5 МГц в промежутке между этими частотами спектр
содержит дискретный набор гармоник строчных частот, вокруг которых группируются
дискретные гармоники кадровых частот (рис. 12.5).
Огибающая первичного
спектра
Огибающая вторичного
спектра
fк
2fк
fc
2fc
3fc
kfc
Рис. 12.5
Анализ рис. 12.5 позволяет сделать основные выводы.
f
1. Структура спектра видеосигнала не зависит от характера изображения, а определяется
только параметрами развертки.
2. Гармоники кадровых частот группируются относительно соответствующих гармоник
строчных частот.
3. Характер изображения влияет только на амплитуды и фазы спектральных
составляющих.
4. С ростом частоты амплитуды кадровых и строчных гармоник уменьшаются.
5. В области верхних частот имеются "провалы" спектра (пустые пространства), где
можно осуществить частотное уплотнение (например передавать информацию о цвете).
Если изображение подвижно, то происходит незначительное смещение по частоте только
кадровых составляющих видеосигнала, поскольку частоты строчных гармоник достаточно
велики.
Рассмотрим интервал между соседними строчными гармониками. При построчной
развертке структура спектра выглядит так, как на рис. 12.6. Соседние ниже- и
вышележащие кадровые гармоники точно совпадают по частоте.
mfc
(m+1)fc
50 Гц
31250 Гц
f
Рис. 12.6
В случае чересстрочной развертки, как уже было сказано, спектр сужается вдвое, при этом
соседние нижележащие гармоники кадровой частоты располагаются точно посередине
между соответствующими вышележащими кадровыми гармониками (рис. 12.7).
Прибавление к сигналу яркости гасящих и синхронизирующих импульсов приводит лишь
к увеличению амплитуд отдельных гармоник в области средних частот (менее 2 МГц).
mfc
(m+1)fc
50 Гц
25 Гц
15625 Гц
f
Рис. 12.7
В телевизионном передатчике осуществляется однополосная амплитудная модуляция ВЧнесущей сигналом изображения. Отдельно передается сигнал звукового сопровождения (с
частотной модуляцией ВЧ-поднесущей). В результате ТВ-сигнал, излучаемый
передатчиком, занимает полосу частот, изображенную на рис. 12.8.
Нижняя
боковая
полоса
Верхняя боковая полоса
сигналов изображения
ЧМ сигнал
звука
fн из – 0,75 МГц
fнес из.–1,25 МГц
fнес из
6,5 МГц
fнес зв
8,0 МГц
Рис. 12.8
Реальные ТВ-системы к сожалению вносят различные искажения. Различают линейные и
нелинейные искажения.
К линейным относятся амплитудные, фазовые и апертурные искажения.
Нелинейные искажения бывают геометрическими и градационными.
Особо выделяют искажения изображения, вызванные наличием шумов.
Амплитудные и фазовые искажения связаны с изменением формы АЧХ канала передачи.
Если условие неискаженной передачи сигнала см. формулу (7.5) не выполняется, то
возникают различные нарушения при передаче крупных (в НЧ-области) и мелких (в ВЧобласти) деталей объекта.
Так, например, уменьшение усиления в области низких частот приводит к появлению
тянущихся продолжений (так называемых "тянучек") возле границ крупных деталей.
При спаде АЧХ в области верхних частот, напротив, сливаются мелкие детали
изображений.
Нарушения фазочастотной характеристики приводят к весьма неприятным явлениям –
появлению дополнительных контуров изображаемых объектов.
Для коррекции амплитудно-фазовых искажений используют корректирующие звенья и
фильтры.
Апертурные искажения уже упоминались ранее. Следует заметить, что это особый вид
амплитудных искажений, которые не сопровождаются фазовыми искажениями.
Коррекция апертурных искажений осуществляется специальными схемами апертурных
корректоров.
Различают несколько видов геометрических искажений растра: "трапеция",
"параллелограмм", "подушка", "бочка", кривизна краев (рис. 12.9, а – д). Для их коррекции
предусматривают специальные схемы линеаризации разверток. Следует отметить, что в
настоящее время внедрение плоских ЖК-экранов практически полностью устранило
проблему геометрических искажений растра.
а
б
в
г
д
Рис. 12.9
Характерные искажения могут возникнуть при наличии нелинейности развертки:
изображение растягивается или сжимается по горизонтали или вертикали (пример
нелинейности строчной развертки приведен на рис. 12.10).
Для количественной оценки геометрических искажений используют испытательные
сигналы "шахматное поле" или "сетчатое поле"
Рис. 12.10
Градационные искажения возникают из-за нелинейности амплитудной (свет-сигнальной)
характеристики ФЭП и устройства отображения. Если амплитудная характеристика
представлена зависимостью вида (11.9), то при =1 она линейна и все градации
передаются без искажений (рис. 12.11). Если 1, то передача полутонов искажается
(рис. 12.12). На практике для ФЭП обычно = =0,6...0,8, для кинескопов и ЖК-экранов
=1,2...1,5. Чтобы результирующая характеристика передачи от объекта до изображения
была линейной используют -корректоры. Это особенно важно в цветном телевидении,
так как искажение градаций там связано с нарушением цветопередачи, особенно
заметному для наблюдателя.
Рис. 12.11
Рис. 12.12
И наконец, весьма неприятными являются флюктуационные (шумовые) помехи на
изображении в виде полос или пятен, хаотически перемещающихся по изображению (рис.
12.13).
а
б
Рис. 12.13. Флюктуационная помеха со спектром в диапазоне 0 ... 20 кГц (а)
и 0 ... 6,5 МГц (б)
Флюктуационные помехи можно уменьшить, применяя специальные малошумящие
элементы или другие схемотехнические меры, например, противошумовую коррекцию.
Лекция 13. Аналоговые системы цветного телевидения
Физические принципы цветного телевидения. Принципы построения
цветных телевизионных систем. Совместимые цветные ТВ системы (NTSC,
SECAM, PAL).
Передача цветов в телевидении основана на трехкомпонентной теории цветового зрения.
Считают, что человеческий глаз обладает рецепторами, чувствительными к синей,
красной и зеленой областям спектра.
Цвет характеризуется тремя величинами:
яркостью;
насыщенностью;
цветовым тоном.
Яркость характеризует количественную составляющую цвета, а цветовой тон и
насыщенность – качественную.
Существует множество систем представления цвета. Наиболее распространенная –
система XYZ – применяемая в отечественном телевидении. Все существующие в природе
цвета можно представить в виде так называемого цветового графика или локуса цветов
(рис. 13.1).
Рис. 13.1
Вдоль границ локуса располагаются спектрально чистые цвета со 100%-ной
насыщенностью, при движении к центру локуса насыщенность цветов падает, и точка с
координатами x= 0,33 y =0,33 соответствует равноэнергетическому белому цвету.
В телевидении воспроизводимые цвета определяются первичными цветами устройства
отображения (в кинескопе – цвета люминофоров триады, в ЖК-экране – цвета триадных
светофильтров), поэтому область сужается до треугольника.
При технической реализации цветных ТВ-систем действует принцип двойной
совместимости: цветные телепередачи можно смотреть на монохромных телевизорах, а
черно-белые телепередачи – на цветных телевизорах.
Канал R
Линия
связи
Канал R
Канал G
Линия
связи
Канал G
Канал B
Линия
связи
Канал B
Электрооптический
преобразователь
(синтезатор)
Фотоэлектрический
преобразователь
(анализатор)
Структура гипотетической цветной ТВ-системы приведена на рис. 13.2.
Рис. 13.2
Принцип передачи цветного изображения таков:
многоцветное изображение преобразуется в три одноцветных (красное, зеленое и синее);
полученные монохромные изображения преобразуются в электрические сигналы;
сигналы преобразуются в трех каналах и передаются по трем линиям связи получателю;
на приемной стороне осуществляются обратные преобразования.
Таким образом, в совместимой системе цветного телевидения необходимо передавать
четыре сигнала: сигнал яркости (Y) и три сигнала цветности (R, G, B).
Как видим, рассмотренная гипотетическая система явно избыточна.
На практике передачу сигналов яркости и цветности осуществляют по общему каналу с
помощью различных методов временного или частотного разделения.
Один из основополагающих принципов цветного телевидения – принцип матрицирования.
Известно, что белый цвет получается при сложении первичных цветов в следующей
пропорции:
EY = 0,30ER + 0,59EG + 0,11EB .
(13.1)
Сигнал EY передается обязательно, чтобы не нарушался принцип двойной совместимости,
тогда из сигналов цветности достаточно передавать лишь два: ER и EB. Недостающий
сигнал зеленого EG на приемной стороне получается согласно соотношению
EG = (EY – 0,30ER – 0,11EB).
(13.2)
Экспериментально было установлено, что по каналу связи целесообразнее передавать не
сигналы цветности, а цветоразностные сигналы:
ER–Y = ER – EY = 0,70ER – 0,59EG – 0,11EB ;
(13.3)
EB–Y = EB – EY = 0,89EB – 0,59EG – 0,30ER.
(13.4)
Третий цветоразностный сигнал можно получить из двух предыдущих
EG–Y = –0,51 ER–Y – 0,19 EB–Y.
Особенность цветоразностных сигналов – они равны нулю при передаче оттенков серого.
Кроме того при использовании цветоразностных сигналов уменьшаются помехи при
воспроизведении изображений на черно-белых телевизорах.
Из множества предложенных аналоговых систем цветного телевидения наибольшее
распространение получили три: американская NTSC, французская SECAM и немецкая
PAL.
В системе NTSC для передачи информации о цвете используется квадратурная
амплитудная модуляция.
На рис. 13.3 приведена диаграмма цветности NTSC.
(13.5)
Рис. 13.3
Амплитуда вектора на рис. 13.3 соответствует насыщенности цвета, а фаза – цветовому
тону. Сигналы I (синфазный) и Q (квадратурный) получают согласно формулам
I = 0,877ER–Y cos33 – 0,493EB–Y cos57,
Q = 0,877ER–Y cos57 + 0,493EB–Y cos33.
(13.6)
Структура кодера NTSC приведена на рис. 13.4.
R
G
B
Y
Кодирую
щая
матрица
I
Q
Линия
задержки
Линия
задержки
Фильтр
0...1,3 МГц
АМ
Фильтр
0...0,6 МГц
АМ
Uпн
Сумма
тор
90
Рис. 13.4
Исходные сигналы цветности поступают на кодирующую матрицу, на выходе которой
получаются сигналы яркости Y и цветности I (синфазный) Q (квадратурный). Сигналы
цветности проходят через ФНЧ и далее поступают на амплитудные модуляторы (АМ).
Сюда же подается сигнал цветовой поднесущей Uпн с частотой 3,5795 МГц.
Промодулированные сигналы цветности и сигнал яркости поступают в сумматор, на
выходе которого образуется композитный сигнал NTSC. Для обеспечения синхронности
всех сигналов предусмотрены линии задержки. Фазовращатель на 90 обеспечивает
получение квадратурных составляющих.
Упрощенная схема декодера NTSC приведена на рис. 13.5.
Линия
задержки
Полосовой
фильтр
СД
Фильтр
0...1,3 МГц
Uвх
СД
Режекторный
фильтр
Y
Линия
задержки
I
Фильтр
0...0,6 МГц
Q
R
Декодир
ующая
матрица
G
B
90
Рис. 13.5
Входной композитный сигнал NTSC проходит через полосовой фильтр, выделяющий
полосу частот, соответствующую сигналам цветовых поднесущих и далее на синхронные
детекторы (СД), осуществляющие выделение сигналов I и Q. Правильную работу
синхронных детекторов обеспечивают фазовращатели. Для их формирования
предусмотрены также ФНЧ, аналогичные кодеру и линии задержки. Отдельно
формируется сигнал яркости Y. Режекторный фильтр вырезает компоненты цветовых
поднесущих в канале яркости.
Все три сигнала синхронно подаются на декодирующую матрицу, на выходе которой
формируются сигналы цветности (R, G, B).
Система NTSC обладает одним существенным недостатком – она чувствительна к
дифференциально-амплитудным и дифференциально-фазовым искажениям сигналов. В
результате наблюдается искажение цветопередачи весьма заметное для наблюдателя.
Метод компенсации дифференциально-фазовых искажений был реализован при
разработке системы PAL.
Основная идея – сдвиг фазы на 180 при передаче строк через одну. На приемной стороне
сигналы двух следующих друг за другом строк складываются так, что фазовые сдвиги
компенсируются. Для "запоминания" текущей строки предусмотрена специальная линия
задержки на 64 мкс.
Упрощенные структуры кодера и декодера PAL приведены на рис. 13.6 и 13.7.
Стандартная частота цветовой поднесущей равна 4,43 МГц.
R
G
Y
Линия
задержки
Кодирую
R–Y
Фильтр
щая
0...1,3 МГц
матрица
АМ
Фильтр
0...1,3 МГц
АМ
B
B–Y
K
180
Сумма
тор
Рис. 13.6
Режекторный
фильтр
Линия
задержки
ЛЗ
64 мкс
СД
–
Y
180
R-Y
R
Декодир
ующая
матрица
G
K
B
СД
B-Y
Рис. 13.7
Следует заметить, что снижение хроматической четкости по вертикали из-за повторного
использования информации о цвете в двух соседних строках наблюдатель не замечает
вследствие высокой разрешающей способности по яркости.
Основное отличие – наличие инверторов (сдвиг фазы на 180) и коммутаторов K,
обеспечивающих компенсацию фазовых искажений. Принцип компенсации фазовых
искажений в системе PAL иллюстрирует рис. 13.8.
Рис. 13.8
Иной принцип положен в основу функционирования системы SECAM. Основное отличие
– частотная модуляция цветовых поднесущих. Поскольку одновременно модулировать по
частоте одну поднесущую невозможно, приходится использовать две независимые
частоты: 4,406 МГц для сигнала ER–Y и 4,25 МГц для EB–Y.
Упрощенная схема кодера SECAM приведена на рис. 13.9.
R
G
Y
Линия
задержки
Кодирую
R–Y
Фильтр
щая
0...1,5
МГц
матрица
ФП
Фильтр
0...1,5 МГц
ФП
B
B–Y
Сумма
тор
K
ЧМ
АФ
Рис. 13.9
Цветоразностные сигналы дополнительно подвергаются предыскажениям с помощью
фильтров (ФП) и после коммутации осуществляется частотная модуляция (ЧМ). Для
повышения помехоустойчивости предусмотрен специальный антиклеш-фильтр (АФ).
Назначение остальных блоков пояснений не требует.
Упрощенная структура декодера SECAM приведена на рис. 13.10.
Режекторный
фильтр
Линия
задержки
Uвх
R-Y
КФ
ЛЗ
64 мкс
Y
R
ОГ
ЧД
ФК
ОГ
ЧД
ФК
К
Декодир
ующая
матрица
G
B
B-Y
ТС
СО
Рис. 13.10
Входной сигнал поступает одновременно в каналы яркости и цветности. В канале
цветности он проходит через клеш-фильтр (КФ), АЧХ которого обратна антиклешфильтру кодера, далее поступает на линию задержки 64 мкс и на коммутатор К. Сигналы с
коммутатора проходят через усилители-ограничители (ОГ) на частотные детекторы (ЧД).
Продетектированные цветоразностные сигналы через фильтры-корректоры
предыскажений подаются на декодирующую матрицу, на выходе которой формируются
сигналы цветности.
Для правильной работы коммутатора предусмотрена дополнительная схема опознавания
цвета (СО) и триггерная схема управления коммутатором (ТС).
Три рассмотренные основные аналоговые системы цветного телевидения имеют
множество модификаций (рис. 13.11). Так, например, в Бразилии принята единственная в
мире система M-PAL, отличающаяся от стандартной системы PAL поднесущей частотой
цветности. В нашей стране действует система D,K-SECAM, а к примеру во Франции – LSECAM с позитивным видеосигналом. Система K1-SECAM принятая в Нигерии
несовместима с системой B,G-SECAM, действующей в Ливии и т. д.
Разработка проекта единого стандарта по телевидению высокой четкости также не
увенчалась успехом: в разных странах были созданы многочисленные конкурирующие
системы.
Выход из создавшегося положения – использование мультистандартной аппаратуры и
постепенный переход к цифровым телевизионным системам.
Рис. 13.11
Лекция 14. Спутниковое телевидение
Общие сведения о спутниковом телевидении. Вещательные спутниковые ТВсистемы. Структурная схема и принцип действия индивидуальной приемной
установки спутникового ТВ. Принципы цифрового телевизионного вещания.
Спутниковую ТВ-вещательную систему можно рассматривать как однонаправленную
радиорелейную линию с одним промежуточным ретранслятором (ИСЗ). Сигнал от
наземной вещательной станции передается на ИСЗ, где преобразуется и ретранслируется
обратно на Землю (рис. 14.1). В отличие классической РРЛ (см. рис. 1.8), прием может
осуществлять сразу несколько наземных станций, расположенных в зоне охвата.
Диапазоны дли волн, пригодные для спутникового ТВ-вещания, находятся в УКВобласти, поскольку, как упоминалось в лекции 1, сигналы передатчиков диапазонов КВ,
СВ и ДВ отражаются ионосферой.
ИСЗ
Приемные
наземные станции
Передающая
наземная станция
Зона охвата
Рис. 14.1
Различают два вида спутниковых ТВ-систем:
фиксированную спутниковую службу (ФСС) и
радиовещательную спутниковую службу (РВС).
Наземные станции ФСС расположены (фиксированы) в определенных географических
точках, сигналы, принятые ими с ИСЗ поступают далее в местную трансляционную сеть.
Мощность передатчика, установленного на ИСЗ, может быть минимальной, а
оборудование наземных передающих и приемных станций – достаточно сложным. Такие
системы предназначены для передачи ТВ-сигнала на большие расстояния и
международного обмена программами. Пример ФСС – спутниковая система "Орбита".
Для РВС характерно наличие зоны обслуживания с ограниченными размерами (как
правило, определяемыми государственными границами) прием ТВ-программ, в пределах
которой осуществляется на простые индивидуальные установки.
В настоящее время практически все системы СТВ РВС базируются на ИСЗ, находящихся
на геостационарной орбите (рис. 14.2). Масса геостационарных спутников составляет
0,5...3 т. Мощность первичных источников питания (солнечных батарей) – 300...1200 Вт (у
вновь создаваемых более 2 кВт). Как правило, многофункциональные спутники
многоствольные (до 48 стволов), в основном это маломощные стволы. Для
многофункциональных ИСЗ эквивалентная изотропно излучаемая мощность составляет от
20 до 50 дБВт, на вещательных спутниках достигает 65 дБВт. Размеры антенны на ИСЗ не
превышают 2...2,5 м. Антенны с большими размерами (до 5...10 м) в транспортном
положении складываются. Кроме обычных одно- или двухзеркальных антенн с
параболическим отражателем используют остронаправленные многолучевые антенны.
Это позволяет концентрировать энергию в зоне обслуживания, а следовательно,
уменьшить диаметр приемной антенны на Земле и эффективнее использовать ресурс ИСЗ.
Рис. 14.2
Структурная схема приемного устройства системы СТВ (рис. 14.3) состоит из двух частей:
внешней (наружной), содержащей антенну (А) и конвертер (Кон.), и внутренней,
состоящей из тюнера (Тюн.) и стандартного телевизионного приемника (ТВ).
Микроволновый сигнал, принятый антенной (мощность около 150 пВт с вещательных
спутников, около 3 пВт с телекоммуникационных спутников), усиливается усилителем с
малым уровнем шума, а затем преобразуется по частоте в диапазон около 1 ГГц.
Сигнал первой промежуточной частоты (ПЧ) с помощью коаксиального кабеля (КК)
подводится к тюнеру, в котором выполняется второй перенос частоты с одновременным
выбором желаемого канала. Сигнал второй ПЧ демодулируется по частоте и на выходе
демодулятора формируется полный сигнал изображения в стандарте ПАЛ, СЕКАМ или
D2-MAC совместно с сигналом поднесущей или сигналами поднесущих звука.
Дополнительно из этого сигнала выделяются сигналы изображения в виде сигналов
основных цветов R,G,B или Y,U,V.
ИСЗ
Внутренняя
часть
Наружная часть
А
Кон.
КК
Тюн.
ТВ
Рис. 14.3
Сигналы эти, совместно с сигналами звука, подводятся к НЧ-входу стандартного
телевизионного приемника. Для приемников старого типа, не имеющих НЧ-входа
(Euroconnector), тюнер снабжают амплитудным модулятором, позволяющим формировать
телевизионный ВЧ-сигнал как правило в диапазоне ДМВ (стандарт ПАЛ или СЕКАМ),
который затем подводится к антенному гнезду телевизионного приемника.
В комплект приемника спутникового телевизионного вещания могут входить и
дополнительные устройства с различными сервисными функциями: поляризатор, блок
дистанционного управления антенной, дешифраторы закодированных программ и др.
Рассмотрим компоненты приемной системы более подробно.
Приемная антенна предназначена для преобразования электромагнитных волн,
принимаемых ею со спутника, в высокочастотный радиосигнал, канализируемый далее
фидером ко входу приемника. Она характеризуется следующими основными
параметрами: коэффициентом усиления, диаграммой направленности, уровнем боковых
лепестков, входным сопротивлением.
Коэффициент усиления антенны характеризует степень концентрации энергии в заданном
направлении для передающей антенны. Он показывает, во сколько раз нужно увеличить
мощность, подводимую к изотропно излучающей антенне, чтобы получить одинаковую
напряженность поля в точке, расположенной в направлении максимального излучения
данной антенны.
Коэффициент усиления зеркальной параболической антенны равен:
G' = (D/2)2Kип,
(14.1)
где D – диаметр апертуры (раскрыва антенны); Kип – коэффициент использования
поверхности зеркала антенны.
На рис. 14.4 приведены основные параметры параболического рефлектора: диаметр
апертуры D, угол раскрыва апертуры 2, фокусное расстояние F, глубина рефлектора В и
диаграмма направленности параболической антенны. Точка А – фокус параболы, где
размещается контррефлектор (облучатель). Иногда для оценки антенн используют
параметр F/D, т. е. отношение фокусного расстояния к диаметру. Для параболических
антенн F/D = 0,4...0,67.
В лучших антеннах Kип достигает 0,6 ... 65. Значение Kип зависит от способа облучения
рефлектора: при нормальном облучении Kип будет максимальным, однако при этом
заметно увеличивается уровень боковых лепестков, достигая значений 14 ... 16 дБ. При
уменьшении облучения к краям зеркала уровень боковых лепестков уменьшается, но при
этом снижается Kип.
Рис.14.4
Антенна – наиболее сложный элемент приемной установки СТВ, и от ее качества
изготовления зависят технические характеристики – коэффициент усиления, уровень
боковых лепестков, определяющие качество принимаемого сигнала.
Наиболее распространены однозеркальные осесимметричные антенны, позволяющие
получать достаточно низкий уровень боковых лепестков диаграммы направленности,
хорошее согласование с фидером и шумовую температуру не выше 80 К при углах места
более 10. При диаметре более 1,5 м у осесимметричных антенн рефлектор выполняется
разборным.
Переход от приема сигналов с вертикальной поляризацией к горизонтальной
производится поляризаторами механического или магнитного типа. В настоящее время
широко распространены механические поляризаторы. В них выбор поляризации
производится поворотом электрического вибратора, расположенного в отрезке волновода
и выполненного в виде штыря (рис. 14.5, а). При дистанционном управлении это
достигается с помощью специального привода поляризатора. В магнитных поляризаторах
(рис. 14.5, б) поворот плоскости поляризации производится изменением тока в катушке,
намотанной вокруг ферритового стержня. При распространении волны вдоль
намагниченного феррита направление поляризации изменяется на угол, зависящий от
длины стержня и тока в катушке. При тщательной настройке поляризаторы обоих типов
позволяют получать развязку до 25...28 дБ, при этом вносимое ими затухание в полосе
частот 10,7...12,5 ГГц не превышает 0,2...0,4 дБ.
а
б
Рис. 14.5
Несмотря на простоту конструкции, симметричная параболическая антенна имеет два
серьезных недостатка. Первый – это затенение части поверхности рефлектора
облучателем и конвертером, приводящее к снижению эффективной поверхности антенны
и, как следствие, – к уменьшению коэффициента усиления. Второй недостаток
заключается в воронкообразном эффекте, когда при атмосферных осадках на зеркале
антенны накапливается влага, вызывающая снижение коэффициента усиления вплоть до
полного прекращения приема.
В профессиональных приемных устройствах (с антеннами более 3 м) зеркало
подогревается, снег и лед растапливаются; в индивидуальных установках подогрев, как
правило, не используется из-за существенного удорожания антенной установки.
Для устранения этих недостатков иногда применяют антенны с вынесенным облучателем
(так называемые офсетные, рис. 14.6); в этом случае облучатель и конвертер не затеняют
пучок лучей, падающих на поверхность рефлектора.
Рис. 14.6
Антенна должна работать при скорости ветра до 70 км/ч, а конструкция ее выдерживать
порывы ветра скоростью до 120 км/ч. Подвеска антенны должна быть такой, чтобы
отклонение оси антенны, вызванное давлением ветра, не превышало одной десятой
ширины диаграммы направленности главного лепестка. Это значит, что для антенны с
диаметром рефлектора 1,8 м допустимая погрешность не может быть более 0,1.
При наведении антенны на спутник, необходимо определить углы, под которыми он виден
в некоторой местности. По географической карте определяют широту и долготу местности и вычисляют угловые координаты спутника по формулам:
α arctg
cos l cos b - R/( R D)
1 (cos l cos b)
2
; arctg
tgl
,
sin b
(14.2)
где α – угол места спутника; β – азимут спутника; b – географическая широта места
приема; l – разность географической долготы точки стояния спутника и места приема; R =
6,378 км – радиус Земли; D = 35,768 км – радиус геостационарной орбиты.
Типовая структурная схема конвертера приведена на рис. 14.7. Сигнал, собранный в
фокусе антенны, подводится к поляризатору, выбирающему сигнал с нужной
поляризацией. Как известно, для увеличения пропускной способности каналов передача
может осуществляться сигналами с горизонтальной, вертикальной или круговой (правого
или левого вращения) поляризацией. В диапазоне 10,7...12,5 ГГц применяют, как правило,
линейную поляризацию (горизонтальную или вертикальную). Поляризатор обеспечивает
развязку двух сигналов в пределах 25...30 дБ.
Малошумящий усилитель (МШУ) позволяет снизить собственные шумы приемника до
минимального значения за счет применения активных элементов (транзисторов) с
наилучшими характеристиками и правильного построения схемы.
Рис. 14.7
Полосовой фильтр (ПФ) подавляет помехи от соседних каналов и, что особенно важно, –
помеху от зеркального канала приема, отстоящую на удвоенную ПЧ1. Ещё одна функция
полосового фильтра на входе смесителя – подавление собственного излучения гетеродина.
На смеситель (См) конвертера подаются принимаемый сигнал fс и напряжение от
стабилизированного гетеродина (Гет) – fг.
На выходе смесителя появляются комбинационные частоты fпч = fc fг. Обычно
выделяется разностная частота fпч = fc – fг или fг – fс = fпч.
К гетеродину (Гет) предъявляют достаточно жесткие требования по стабильности его
частоты с учётом больших перепадов температуры и влажности окружающей Среды.
В зависимости от рабочей частоты принимаемых со спутника сигналов (в полосе
0,95...1,75 ГГц) на выходе смесителя выделяется разностная частота, усиливается в УПЧ1
до уровня (50...60) дБВт, что позволяет компенсировать потери в коаксиальном кабеле,
соединяющим наружный блок с внутренним. В последнее время европейские страны
начали выпускать тюнеры с расширенной полосой ПЧ1 0,95...2,05 ГГц.
Малошумящие усилители широко используют не только в спутниковых системах, но и в
наземных радиорелейных линиях, так как за счет улучшения шумовых свойств приемника
в несколько раз снижается излучаемая мощность передатчика.
В конце 80-х годов для диапазона 10...12 ГГц были разработаны арсенид-галлиевые
полевые транзисторы, позволяющие реализовать усилители с коэффициентом шума
1,5...1,7 дБ и усилением на один каскад до 12 дБ.
В 90-е годы появились транзисторы с высокой подвижностью электронов (ТВПЭ или поанглийски, HEMT – High Elektron Mobility Transistor), у которых коэффициентом шума
уменьшен до 0,7...0,8 дБ на частоте 12 ГГц.
МШУ приемников спутникового ТВ вещания многокаскадный. При проектировании
МШУ следует обеспечить минимальный коэффициент шума при наилучшем согласовании
по входу и выходу. Поэтому МШУ выполняют обычно для работы в разных диапазонах
частот в общей полосе 10,7...12 ГГц, например на диапазон 10,7...11,7 ГГц один МШУ и
на диапазон 11,7...12,5 ГГц другой МШУ.
К гетеродину предъявляются следующие требования: выходная мощность в пределах 1 ...
10 мВт в зависимости от типа смесителя, нестабильность частоты 1 МГц (10-4) в
интервале температур –30 ... + 40 С, генерация по возможности на одной частоте.
Наибольшее распространение получили генераторы на диодах Ганна и полевых
транзисторах с барьером Шотки, стабилизированные диэлектрическими резонаторами. С
учетом необходимости получения высокого КПД в современных конвертерах
предпочтительнее применять генераторы на полевых транзисторах с барьером Шотки,
стабилизированные диэлектрическими резонаторами. Диэлектрический резонатор играет
роль частотно-задающего колебательного контура в цепи обратной вязи генератора. При
изготовлении диэлектрических резонаторов широко применяют термостабильную
керамику с температурным коэффициентом частоты (1...5) 10-6 К-1 и диэлектрической
проницаемостью 37...80.
Наибольшее распространение в приемных установках СТВ получили балансные
смесители на диодах с барьером Шотки и смесители на полевых транзисторах
обеспечивающие подавление в нем амплитудных шумов гетеродина и шумов, принятых
по зеркальному каналу, а также подавление четных гармоник гетеродина.
Отличительная особенность усилителя ПЧ1 – широкополосность, а именно для приема
сигналов СТВ общая полоса на выходе смесителя около 800 МГц или f/f = 0,7. Это
требует применения широкополосных согласующих цепей и специальных мер по
поддержанию постоянства коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот. В УПЧ1
можно применять как полевые, так и биполярные транзисторы. Если учесть большую
критичность схем на полевых транзисторах к порядку включения и разнополярность
питающих напряжений, а также необходимость защиты от переходных процессов, то
следует отдать предпочтение схемам на биполярных кремниевых транзисторах.
Тюнер – это часть приемного устройства спутникового ТВ вещания, расположенная в
помещении и выполняющая функции выбора канала, преобразования сигнала в ПЧ2,
демодуляции с последующей обработкой для подачи на один из входов стандартного
телевизионного приемника либо на вход маломощного ретранслятора.
Структурная схема тюнера профессионального приемника приведена на рис. 14.8.
Входной фильтр с полосой 0,95 ... 1,75 ГГц подавляет помехи по зеркальному каналу.
Усилитель ПЧ1 компенсирует потери сигнала в соединительном кабеле, а также играет
роль согласующего устройства между входным фильтром и перестраиваемым полосовым
фильтром (ППФ). Перестраиваемый полосовой фильтр настраивается на центральную
частоту принимаемой программы, подавляя зеркальную частоту не менее чем на 30 дБ.
Управление центральной частотой фильтра производится с блока выбора программ,
работающего от микропроцессора, сигнал с которого изменяет постоянное напряжение,
подаваемое на перестраиваемый гетеродин. На выходе смесителя См выделяется сигнал
ПЧ2, на которую настроен полосовой фильтр ПФ. Усилитель ПЧ2 обеспечивает основное
усиление сигнала перед частотным демодулятором (ЧД) и выполняет функции
ограничителя амплитуды, устраняющего паразитную амплитудную модуляцию.
Частотный демодулятор выделяет видео- и ЧМ- сигнал поднесущей звука. Сигнал
звукового сопровождения выделяется в демодуляторе. Выделенные видео- и звуковые
сигналы подаются на соответствующие входы бытового ТВ приемника. При отсутствии
таких входов полный ТВ сигнал после преобразования в АМ и ЧМ модуляторах в один из
каналов метрового или дециметрового диапазонов подается на антенный вход ТВ
приемника.
Схема и конструкция УПЧ2 тюнера аналогична УПЧ1 конвертера, при этом надо
учитывать согласование нагрузок по входу и выходу. Полоса перестраиваемого
полосового фильтра должна перестраиваться синхронно с изменением частоты второго
гетеродина. Наиболее распространенной является схема полосового фильтра, частота
которого перестраивается с помощью варикапа.
Рис. 14.8
При выборе частоты гетеродина выше частоты сигнала общая полоса перестройки будет
около 800 МГц (частота гетеродина изменяется в пределах 1,75...2,55 ГГц).
В тракт второй ПЧ входят усилитель с коэффициентом усиления 40 ... 60 дБ,
ограничители уровня или цепь автоматической регулировки усиления (АРУ), полосовой
фильтр ПЧ2. Применяют широкополосные усилители, в которых избирательность
реализуется фильтром ПЧ2, или резонансные усилители на биполярных транзисторах с
резонансными контурами в каждом каскаде. Полосовой фильтр ПЧ2 должен обеспечивать
полосу пропускания 27 МГц. При частотах до 480 МГц используют фильтры на
поверхностных акустических волнах (ПАВ). Предельная частота таких отечественных
фильтров не превышает 500 МГц. На более высоких частотах можно применить фильтры
на коаксиальных резонаторах.
В качестве частотных демодуляторов применяют синхронно-фазовые детекторы,
позволяющие повышать чувствительность приемника.
Перестраиваемый полосовой фильтр в рабочей полосе 15 МГц имеет полосу, близкую к
удвоенной полосе модулирующего сигнала, т.е. примерно в 2,5 раза меньше полосы
входного сигнала. Напряжение с выхода частотного детектора через фильтр ФНЧ
воздействует на устройство перестройки УП, изменяя среднюю частоту перестраиваемого
полосового фильтра (ППФ) в соответствии с принимаемым сигналом.
На выходе частотного детектора получаем два сигнала: видеосигнал и поднесущую,
частотно-модулированную сигналами звукового сопровождения в полосе 5 ... 9 МГц в
зависимости от стандарта, в котором передается ТВ программа. В некоторых программах
звуковое сопровождение идет одновременно на нескольких языках, а значит и на
нескольких поднесущих.
В приемниках СТВ желательно предусмотреть переключение полярности видеосигнала,
так как одни спутники излучают сигналы с позитивной, другие с негативной полярностью.
Рассмотрим энергетический баланс СТВ.
Плотность потока мощности пропорциональна эквивалентной изотропно
излучаемой мощности (ЭИИМ), т. е. произведению мощности спутникового передатчика
Рп на коэффициент усиления подключенной к нему антенны Gп, и обратно
пропорциональна квадрату расстояния от спутника до точки приема:
S = PпGп(, )/4R2,
(14/3)
где Gп(, ) – функция коэффициента усиления, описывающая направленные
свойства спутниковой антенны в сферической системе координат.
Мощность, подводимая ко входу приемника, пропорциональна плотности потока
мощности и эффективной поверхности приемной антенны (Аэфф):
Рпр = SАэфф.
(14.4)
Эффективная поверхность антенны и ее коэффициент усиления связаны следующей
зависимостью
Аэфф = (2/4)G,
(14.5)
где – длина волны.
Мощность шума на входе приемника пропорциональна шумовой температуре системы Т
(шумовая температура приемника + шумовая температура антенны) и эквивалентной
шумовой ширине полосы приемника В:
N = kTВ,
(14.6)
где k = 1,3810-23 Дж/К – постоянная Больцмана.
С учетом вышеприведенных формул отношение сигнал/шум на входе можно записать в
виде:
S/N = (2SG)/(4kTB).
(14.7)
Для практического использования представим это выражение в логарифмическом виде (в
децибелах):
S/N=K+S+G/T,
(14.8)
где K=10 lg(2 /4kTB) =10 lg(c2 /4k f2B), дБ; c = 2,998108 м/c – скорость света в вакууме, f
– частота принимаемого сигнала; G/T – коэффициент добротности, дБ – важнейший
параметр приемной станции.
Обычно для приема сигналов спутникового телевидения используют параболические
антенны. Коэффициент усиления параболической антенны диаметром D выражается
соотношением
G = (D/)Kип,
(14.9)
где Kип – коэффициент использования поверхности антенны. В условиях спутникового
телевидения можно принять Kип = 0,65 и =2,56 см. Тогда для коэффициента усиления,
выраженного в децибелах, можно записать
G = 39,9 + 20 lgD,
(14.10)
а для коэффициента добротности
G/T = 39,9 + 20 lgD – 10 lgT.
(14.11)
Вычисленное значение S/N следует уменьшить на так называемый коэффициент (поле)
допуска. Он учитывает потери, связанные с затуханием электромагнитных волн во время
сильного дождя, неизбежные потери в радиоканале, связанные с ошибкой ориентации
приемной антенны.
В диапазоне частот свыше 10 ГГц дождь интенсивностью более 100 мм/ч приводит к
заметному затуханию электромагнитных волн. В климатических условиях Европейской
части нашей страны следует ожидать добавочное затухание более 1 дБ в течение 0,1
времени худшего месяца года. Рекомендуется принять коэффициент допуска в границах
от 2 до 3 дБ.
Отношение мощности сигнала к мощности шума на выходе приемника на основе
известного отношения на входе приемника вычисляется в два этапа. Сначала вычисляем
невзвешенный коэффициент отношения мощности сигнала к мощности шума на выходе
приемника. В телевидении это отношение мощности сигнала яркости к невзвешенной
мощности шума, которое зависит от вида используемой модуляции и для ЧМ равно
S/NЧМ = 3/2(f/fв) (S/N),
где f – девиация частоты, fв – ширина полосы видеосигнала.
Очень хорошее качество приема обеспечивает взвешенное отношение сигнал/шум на
выходе демодулятора свыше 46 дБ, хорошее – более 40 дБ, нормальному качеству
соответствует величина 38 дБ, при отношении порядка 36 дБ качество оценивается как
удовлетворительное, а при меньшем – как неудовлетворительное.
(14.12)
В диапазоне частот 11,7 ... 12,5 ГГц расположено порядка 40 каналов, оставлены
защитные поля: 14 МГц на нижнем конце диапазона и 11 МГц на верхнем,
обеспечивающие надежную защиту для служб, использующих соседние диапазоны
частот. Расстройка между частотами соседних каналов составляет 19,18 МГц – меньше
ширины каналов. Вследствие этого несколько возрастают межканальные
интерференционные помехи, но большое число каналов позволяет уменьшить помехи
общих (совместных) каналов. Средняя частота канала, МГц,
f = 11708,30 + 19,18n,
(14.13)
где n – номер канала.
В последние годы в разных странах мира интенсивно исследуются возможности передачи
телевизионных сигналов в цифровом виде. Цифровые сигналы обладают большей
помехозащищенностью от гладких шумов и менее чувствительны к неравномерности
амплитудной и нелинейности фазовой характеристик приемопередающего тракта. Однако
цифровые сигналы требуют значительного расширения полосы частот, занимаемой
передаваемым сигналом, что практически нереально для СТВ, для которого отводится
полоса 27 МГц.
Специалисты Великобритании разработали и предложили для реализации в первом
поколении систем СТВ комбинированный цифроаналоговый метод передачи (стандарт
МАС – Myltiplexing Analogue Components – уплотнение аналоговых компонент), при
котором сигналы яркости и цветности сжимаются во времени и передаются поочередно на
периоде активной части строк. Сжатие аналоговых сигналов производится
стробированием с некоторой тактовой частотой, накоплением их в буферной памяти,
ускоренным считыванием с новой, более высокой тактовой частотой и обратным
преобразованием в аналоговую форму. Сигналы звукового сопровождения, данных и
синхронизации передаются в предложенной системе в цифровом виде, при этом
применяется помехозащищенное кодирование. Сигналы МАС в меньшей степени
подвержены перекрестным искажениям яркостных и цветоразностных компонент и менее
чувствительны к шумовой помехе, особенно сигналы цветности.
В настоящее время предложено и реализовано шесть модификаций системы МАС
применительно к разным стандартам видеосигнала (625 или 525 строк), отличающимся
тактовыми частотами, числом тактовых интервалов, структурой уплотнения, опорными
сигналами, параметрами преобразования сигналов яркости и цветности, а также методами
кодирования и параметрами модуляции звука. Принципиальной особенностью системы
МАС является возможность передачи данных при пакетном или непрерывном методе
передачи.
Объединение цифровых потоков видеосигнала, нескольких каналов звука (от 4 до 8),
телетекстовой информации производится пакетным методом, для чего в начале каждой
строки передается кодовое слово. Кадровая синхронизация и сведения о методе
засекречивания, числе звуковых каналов вводятся в последнюю строку. Видеосигналы
передаются в 24-й, 310-й и 336-й, 622-й строках (в стандарте 625 строк). В остальные
строки может быть введена телетекстовая информация.
В связи с широким распространением в Западной Европе, на американском континенте и
в других странах систем кабельного телевидения был предложен стандарт D2MAC/packet, который предназначен для передачи по существующей широкополосной
сети кабельного телевидения. Передачи спутникового ТВ вещания в стандарте D2-MAC
ведутся во Франции и Германии через свои вещательные спутники TV-SAT и TDF. В
скандинавских странах (Швеция, Норвегия) ведутся экспериментальные передачи в
стандарте С-МАС через европейские спутники.
Лекция 15. Запись и хранение информации
Радиоэлектронные системы записи и хранения информации. Принципы
записи на магнитные и оптические носители. Принципы записи и хранения
информации в ОЗУ и ПЗУ. Принцип действия Flash-памяти.
Основные характеристики запоминающего устройства плотность записи Jз и время
доступа tд.
Сравнение различных систем записи и хранения информации иллюстрирует рис. 15.1.
Jз ,
бит/см2
109
108
3
107
6
4
2
106
7
10
5
104
1
103
5
8
I
100
10
1
II
0,1 102 103
104
105
106
107
108
tд , с
Рис. 15.1
В области I системы записи с механическим доступом: 1 магнитная лента на бобине, 2
кассетный магнитофон, 3 оптический диск, 4 магнитный диск. В области II системы с
электрическим доступом: 5 запоминающие устройства на магнитных доменах, 6
голографическая память, 7 полупроводниковая память на МОП-структурах, 8
полупроводниковые запоминающие устройства на биполярных структурах. Очевидно, что
наибольшую плотность записи обеспечивают оптические диски, а наименьшее время
доступа соответствует быстродействующим запоминающим устройствам на биполярных
транзисторах.
Помимо перечисленного важно учитывать срок хранения, необходимость регенерации,
возможность стирания и число циклов перезаписи.
Основные технические проблемы записи сигналов на магнитную ленту были решены в 30
– 40 годы ХХ столетия. В конце этого периода первые магнитофоны появились и на
потребительском рынке. Новый импульс развития технике магнитной записи придало
появление компьютеров и систем электронного телевидения. С этого времени все усилия
разработчиков направлены на решение противоречия между увеличением количества
информации, записываемого на магнитную ленту, и уменьшением расхода этой ленты.
Физический принцип магнитной записи на ленту несложен. Носителем информации
является тонкая лента, покрытая слоем из магнитотвердого вещества, которая
протягивается с постоянной скоростью мимо записывающего устройства (магнитных
головок). Магнитная головка представляет собой кольцевой сердечник с размещенными
на нем обмотками. При записи в обмотку подается переменный ток записываемого
сигнала. Сердечник имеет зазор, прилегающий к поверхности ленты. Магнитный поток,
возбуждаемый в сердечнике током обмотки, в области зазора выходит наружу и
намагничивает возбуждаемый ферромагнитный слой ленты в зависимости от изменения
тока записи. При воспроизведении магнитный поток ленты, проходя через сердечник
головки, наводит в ее обмотке ЭДС самоиндукции в полном соответствии с записанным
сигналом.
Таким образом, в процессе магнитной записи происходит преобразование временных
изменений амплитуды сигнала в пространственные изменения намагниченности носителя
(рис. 15.2).
Рис. 15.2. Принцип записи информации на магнитную ленту
Плотность записи характеризуется минимальной длиной волны, которую можно записать
в данной системе:
min = v /f ,
где v – относительная скорость перемещения ленты; f – максимальная частота в спектре
записываемого сигнала.
Для записи высоких частот необходимо уменьшать ширину зазора магнитной головки, а
это приводит к снижению глубины намагничивания магнитного слоя и ограничивает
реальную эффективность процессов записи и воспроизведения. Другой возможностью
(15.1)
повысить верхнюю граничную частоту записываемого сигнала является использование
специальных магнитных носителей (многослойных лент и др.).
Очевидно, что повысить плотность записи можно, помимо уменьшения зазора магнитной
головки и улучшения характеристик носителя, только увеличивая относительную
скорость движения ленты.
Еще один важный принцип магнитной записи – ВЧ-подмагничивание. Для уяснения
необходимости подмагничивания рассмотрим типовую кривую намагниченности (рис.
15.2).
B
H
Рис. 15.2
Основные особенности зависимости B(H) – нелинейность и наличие гистерезиса при
намагничивании в том и другом направлении (переменным током).
Поэтому при непосредственной записи НЧ-сигнала наблюдаются значительные
искажения.
Высококачественную запись можно получить, подавая на магнитную головку наряду с
информационным НЧ-сигналом ВЧ-ток подмагничивания (при аудиозаписи частота
информационного НЧ-сигнала находится в диапазоне 20 ... 2104 Гц, тока ВЧподмагничивания – 50 ... 100 кГц). Из-за существенной разницы частот сигналы не влияют
друг на друга и при воспроизведении помехи от сигнала подмагничивания практически
отсутствуют.
Напряжение подмагничивания приводит к использованию наиболее линейных участков
кривой B(H). Физически эффект подмагничивания можно объяснить "раскачкой" доменов
ферромагнетика, разрушением жестких связей между ними, что облегчает
намагничивание материала.
В зависимости от назначения магнитные головки подразделяются на записывающие,
воспроизводящие, стирающие и универсальные. Последние предназначены как для
записи, так и для считывания сигнала. Существует множество различных схем
магнитофонов. Рассмотрим для примера одну из них.
Упрощенная структурная схема аудиомагнитофона с универсальной магнитной головкой
и раздельными усилителями записи и воспроизведения приведена на рис. 15.3.
При записи сигнал проходит через входное устройство (ВУ), систему шумоподавления
(СШП) на усилитель записи (УЗ) и далее через коммутатор (К) на универсальную
магнитную головку (МГУ). Сюда же поступает ток подмагничивания от генератора
стирания и подмагничивания (ГСП). Для контроля сигнал с выхода УЗ подается на
индикатор уровня записи/воспроизведения (ИУЗВ).
При воспроизведении коммутатор отключает ГСП от МГУ и подключает ее к усилителю
воспроизведения (УВ). Далее сигнал проходит через систему шумоподавления и подается
на усилитель мощности (УМ) к которому подключена акустическая система (АС).
Одновременно сигнал со входа УМ подается на линейный выход и на ИУЗВ.
МГС
МГУ
ГСП
Линейный
выход
Uвх
ВУ
СШП
УЗ
К
УВ
СШП
УМ
АС
ИУЗВ
Рис. 15.3
При магнитной видеозаписи для повышения относительной скорости перемещения ленты
и магнитной головки применяют дополнительные методы: вращающиеся магнитные
головки, специальный формат видеодорожки, частотную модуляцию видеосигнала и др.
Так, например, стандартом VHS предусмотрен наклонно-строчный формат записи и
считывания (рис. 15.4).
Основное достоинство VHS – высокая плотность записи. Запись и считывание
осуществляют несколько (не менее двух) магнитных головок, размещенных в блоке
вращающихся головок (БВГ). При низкой скорости движения ленты (2,339 см/с) ширина
видеодорожек (видеострочек) равна 49 мкм. Защитные полосы между ними отсутствуют, а
для устранения взаимного влияния сигналов соседних строчек зазоры видеоголовок
повернуты на угол = 6 относительно перпендикуляра к видеострочке. В результате при
записи соседние строчки имеют различные направления намагниченности, а при
воспроизведении каждая головка считывает сигналы, соответствующие "своей"
ориентации, паразитный же сигнал соседней строчки оказывается очень слабым. При
ширине зазора 0,4 мкм и относительной скорости движения 4,84 м/с возможна запись
сигнала с максимальной частотой 5 МГц. Каждая видеострочка при этом соответствует
одному телевизионному полю. Стандартом предусмотрены также продольные магнитные
дорожки для записи стереофонического звукового сопровождения и дорожка для записи
управляющих сигналов.
Рис. 15.4
Еще одна трудность аналоговой видеозаписи связана с большой шириной спектра
телевизионного сигнала. Как известно, телевизионный сигнал занимает полосу частот от 0
до 6,5 МГц, однако в пределах этого частотного диапазона энергия гармоник
распределяется очень неравномерно. С другой стороны, канал магнитной записи, помимо
ограничения по максимальной частоте, имеет и ограничение по ширине спектра. Запись и
воспроизведение верхних частот ограничивается потерями в головке, невозможностью
применять сколь угодно малый зазор и скоростью перемещения ленты относительно
головки.
Воспроизведение нижних частот ограничивается конструктивно приемлемыми размерами
полюсных наконечников головок, поскольку отдача головок падает и с уменьшением
частоты. Получить ЭДС, превышающую шум, можно только за счет увеличения длины
полюсных наконечников и числа витков обмотки, что, в свою очередь, снижает верхнюю
частотную границу системы. Помимо этого при больших скоростях протяжки ленты
возникает паразитная амплитудная модуляция сигнала из-за непостоянства контакта
ленты с головкой, а также невозможность применить высокочастотное подмагничивание
для устранения нелинейных искажений.
Существуют многочисленные модификации формата VHS, например VHS-C и S-VHS, а
также формат Video-8 с 8-мм лентой, разработанные специально для камкордеров. Для
примера спектры сигналов стандартов VHS и S-VHS приведены на рис. 15.5, а и б. (1 –
сигнал управления, 2 – сигналы цветности, 3 – сигнал яркости).
Рис. 15.5
Одновременно с ленточными записывающими устройствами развивались и
совершенствовались системы записи информации на магнитные диски. Физические
принципы подобны рассмотренным, а отличия заключаются только в конструкторскотехнологических методах изготовления конкретных изделий.
Существенно повысить плотность записи позволили оптические методы. Принцип
оптической записи информации иллюстрирует рис. 15.6.
На прозрачную поликарбонатную основу оптического носителя (показатель преломления
1,55) нанесен тонкий (10 мкм) алюминиевый отражающий слой, а на него – защитный
непрозрачный слой. Луч лазера проходит сквозь прозрачный материал, фокусируется на
его микронеровностях (питах) и затем отражается от зеркально-отражающего слоя или
рассеивается микронеровностью. Диаметр сфокусированного лазерного пятна примерно
1,5 мкм. Конфигурация микронеровности ("точка" 0,8 мкм или "тире" 3,1 мкм)
соответствует записанной информации (лог. "0" или лог. "1"). Необходимо отметить, что
размеры микронеровности не должны быть меньше, чем длина волны излучения лазера.
Поскольку диаметр лазерного пучка на поверхности составляет около 1 мм, что на
несколько порядков больше сфокусированного пятна, загрязнения и царапины
поверхности диска мало влияют на полезный сигнал.
Дополнительно помехоустойчивость системы увеличивает применение корректирующего
кода Рида-Соломона и наличие специальных систем слежения и удержания луча на
дорожке.
Рис. 15.6
На рис. 15.7 приведена разметка оптического компакт-диска и микрофотография его
поверхности.
Центральное отверстие предназначено для совмещения диска с вращающим механизмом.
Записываемая (считываемая) информация расположена на спиральных дорожках в зоне
программы. Расстояние между дорожками равно 1,6 мкм. Расстояние между соседними
микронеровностя+ми дорожки приблизительно 1 мкм.
Для точного совмещения лазерной головки с носителем предназначены зоны ввода и
вывода.
Рис. 15.7
Два варианта систем слежения за дорожкой (однолучевая и трехлучевая) приведены на
рис. 15.8.
Рис. 15.8
Формируются три сигнала (формулы для трехлучевого способа):
полезный информационный сигнал Uи = A + B + C + D;
фокусирующий сигнал Uф = A + C – B – D;
управляющий сигнал радиальной ошибки Uу = F – E.
Здесь латинскими буквами A ... F условно обозначены сигналы от соответствующих
фотодетекторов (рис. 15.8, справа).
Преимущества оптических систем записи и хранения информации:
высокая потенциально достижимая плотность записи (увеличивается с уменьшением
длины волны света);
длительный срок хранения записанной информации;
возможность использования реверсивных оптических сред для стирания и перезаписи;
большая устойчивость носителя к механическим повреждениям и нечувствительность к
электромагнитным полям;
возможность защиты от несанкционированного копирования информации;
дешевизна и технологичность изготовления оптических компакт-дисков.
Стандарты оптической записи информации постоянно развиваются, а устройства
непрерывно совершенствуются: повышается плотность записи и возрастает скорость
записи/считывания.
Очередной этап развития оптических носителей – появление DVD-дисков с
потенциальной емкостью до 30 Гбайт. Увеличение плотности записи достигнуто за счет
оптимизации дискового пространства, перехода к двусторонним и двухслойным
оптическим носителям. Разработано множество DVD-форматов, к сожалению не все из
них совместимы между собой (например, несовместимы форматы DVD–R/–RW и
DVD+R/+RW).
В заключение кратко рассмотрим принципы записи, хранения и считывания информации
в микросхемах ОЗУ и ПЗУ.
Различают энергозависимую (вся информация стирается при выключении питания) и
энергонезависимую (информация хранится независимо от подачи питания) память.
Простейшая ячейка энергозависимой памяти – D-триггер – обладает двумя устойчивыми
состояниями и способна хранить 1 бит информации. В дальнейшем были созданы
триггерные микросхемы памяти большей емкости. Следует отметить, что такие элементы
памяти обладают наивысшим быстродействием и максимальным энергопотреблением.
Элемент памяти современных быстродействующих микросхем ОЗУ большой емкости
представляет собой специализированный конденсатор. Информация хранится в течение
некоторого периода (такта), а затем должна обновляться (регенерироваться).
Первые энергонезависимые ПЗУ содержали пережигаемые перемычки. Наличие
перемычки рассматривалось как логическая единица, отсутствие – как логический ноль
(или наоборот). Однажды записанная информация в таком ПЗУ не подлежала перезаписи.
В дальнейшем были созданы микросхемы памяти с электрической записью и так
называемым ультрафиолетовым стиранием, их физический принцип действия подобен
ПЗС-устройствам, рассмотренным в лекции 11. Следующая модификация – электрически
перепрограммируемые ПЗУ, запись, считывание и стирание информации в которых
происходит под действием управляющих электрических сигналов. В таких микросхемах
использовались двухзатворные МОП-транзисторы с "плавающим" и управляющим
затворами. В результате подачи напряжения на управляющий затвор, второй затвор –
плавающий – оказывается заряженным или разряженным, что ведет к наличию или
отсутствию в транзисторе проводящего канала. Заряд в плавающем затворе после снятия
повышенных программирующих напряжений оказывается запертым в "ловушке", где
может сохраняться много лет. Записанная информация стирается ультрафиолетовыми
лучами через прозрачное (кварцевое) окошко в корпусе или подачей "стирающих"
сигналов на управляющие затворы.
Наиболее совершенные устройства подобного типа – микросхемы Flash-памяти.
Быстродействие подобных устройств сравнительно невелико, но достаточная емкость и
невысокое энергопотребление при записи/считывании (нулевое – при хранении
информации) делают их вполне конкурентоспособными на рынке.
Лекция 16. Радиолокационные системы
Физические принципы радиолокации. Методы измерения дальности,
скорости и направления. Примеры построения радиолокационных и
радионавигационных систем.
Радиолокация обнаружение и слежение за объектами, находящимися на удалении от
места расположения наблюдателя посредством радиоволн. Радионавигация определение
собственного местоположения с помощью радиоволн.
Наиболее часто встречаются 4 метода определения координат объекта.
1. Наиболее распространенный метод дальномерно-угломерный используется в
импульсных радиолокационных станциях.
Координаты объекта радиолокационного наблюдения определяются как точка
пересечения окружности радиусом R (дальность) и прямой с пеленгом (рис. 16.1).
N
Объект
R
Рис. 16.1
2. При дальномерном методе определяют дальность до объекта из двух разнесенных точек
пространства (рис. 16.2) местоположение объекта радиолокационного наблюдения
получают как точку пересечения двух окружностей. Данный метод применяют в
радионавигации.
Объект
R1
1
R2
2
Рис. 16.2
3. В случае угломерного метода определяют два пеленга на цель (рис. 16.3). Точка
пересечения двух прямых дает местоположение объекта. На этом принципе построено
большинство радиопеленгаторов.
N
Объект
1
1
N
2
Рис. 16.3
2
4. При разностно-дальномерном методе местоположение объекта определяется как точка
пересечения двух гипербол (рис. 16.4). Необходимы три разнесенные точки, поэтому
метод чаще всего встречается в радионавигации.
3
R2
Объект
2
R1 R2 = const
R1
R3
1
Рис. 16.4
R4
R3 R4 = const
В табл. 16.1 приведена классификация, а на рис. 16.5 16.8 структурные схемы
наиболее распространенных радиолокационных систем.
Таблица 16.1
РЛС
Пассивная
Активная
Пассивный
Пассивная радиолокация
Классическая радиолокация
Активный
Беззапросная система
Система с активным ответом
Объект
РЛС
С
Прд
Объект
АП
И
А
Прм
Рис. 16.5
Импульсная однопозиционная радиолокационная станция (рис. 16.5) включает передатчик
(Прд) излучающий зондирующий сигнал и приемник (Прм), принимающий сигнал,
отраженный от объекта. Развязку цепей передатчика и приемника обеспечивает антенный
переключатель (АП), к которому через фидер подключается антенна (А). Для
синхронизации работы передатчика предусмотрен синхронизатор (С). Информация о
местоположении объекта отображается на индикаторе (И).
Структура системы с активным ответом приведена на рис. 16.6.
РЛС
С
Прд
АП
И
Объект
Прд
А
А
Прм
Код
Прм
Рис. 16.6
Работает система следующим образом: активная РЛС излучает исходный закодированный
сигнал (запрос). На объекте имеется приемник принимающий запрос и кодер (Код),
перекодирующий информацию. Передатчик, расположенный на объекте излучает
ответный сигнал, содержащий дополнительную информацию об объекте. РЛС принимает
ответный сигнал и на индикаторе отображается информация об объекте. Помимо
местоположения подобная система может определять другие характеристики объекта,
например государственную принадлежность самолета.
На рис. 16.7 приведена структура беззапросной системы.
Объект
РЛС
И
Прм
А
А
Прд
ЭЧВ
Инф.
ЭЧВ
Рис. 16.7
Сигнал, содержащий информацию о местоположении, излучает только передатчик,
установленный на объекте. РЛС пассивна. Для синхронизации работы передатчика на
объекте и приемника РЛС необходимы два эталона времени и частоты (ЭЧВ).
Беззапросные системы встречаются редко.
Наибольшей скрытностью обладает пассивная радиолокационная система (рис. 16.8).
РЛС
Объект
И
Прм
А
Рис. 16.8
РЛС содержит только антенну, приемник и индикатор и способна принимать сигнал,
излучаемый объектом. Чаще всего подобные системы работают в ИК-диапазоне, поэтому
такой метод получил название радиотеплолокация. Созданы пассивные системы и в
оптическом диапазоне.
Наиболее важная для практики характеристика РЛС максимальная дальность
наблюдения.
Дальность радиолокационного наблюдения для импульсной РЛС (наиболее
распространенной) определяется следующей формулой:
Rmax = 4
Pпрд A 2 об
4Pпр min 2
.
Рассмотрим подробнее величины, входящие в эту формулу:
Рпрд мощность передатчика РЛС, Рпр min пороговая чувствительность приемника РЛС,
А эффективная площадь антенны, об эффективная поверхность рассеяния (ЭПР)
объекта, длина волны.
(16.1)
Из формулы (16.1) видно, что увеличить дальность радиолокационного наблюдения
можно путем повышения мощности передатчика или чувствительности приемника РЛС, а
также увеличения эффективной площади антенны (что не всегда возможно по
конструктивно-технологическим соображениям). Длина волны обычно задана изначально
при проектировании РЛС. Сильно влияет на дальность величина ЭПР объекта. Упрощая
можно сказать, что ЭПР в основном зависит от размеров, материала и конфигурации
объекта, а также от направления, под которым наблюдается объект. Для реальных
объектов, например самолетов или кораблей ЭПР довольно сложна и может быть
получена только эмпирическим путем.
Рассмотрим методы определения расстояния до объекта, применяющиеся в радиолокации.
Существует три метода.
1. Импульсный метод основан на излучении относительно коротких зондирующих
импульсов. Поскольку скорость распространения радиоволн известна с = 3108 м/с, то
дальность до объекта можно определить по времени прихода отраженного импульса: з =
2R/c , откуда
R = cз/2.
(16.2)
Для точного измерения временной задержки между излученным и принятым импульсом
необходима синхронизация передатчика и индикатора.
Импульсный метод обладает довольно высокой точностью, позволяет однозначно
определять дальность до нескольких объектов одновременно, прост в технической
реализации и поэтому широко распространен.
2. Частотный метод основан на излучении непрерывного частотно-модулированного
зондирующего сигнала и оценке девиации частоты принятого отраженного сигнала.
Дальность до объекта определяется соотношением
R = cfи/2,
(16.3)
где fи девиация частоты излученного сигнала, = dfи/dt скорость изменения частоты.
Недостаток частотного метода он пригоден для определения дальность только до одного
объекта. Чаще всего частотный метод применяется в радиовысотомерах.
3. Фазовый метод основан на измерении сдвига фаз между излученным и отраженным
сигналами. Дальность оценивается по формуле
R = c/2(),
(16.3)
где сдвиг фазы, скорость изменения фазы.
Точность фазового метода максимальна, но он не обладает разрешающей способностью,
поэтому не пригоден для определения местоположения нескольких объектов.
Методы измерения радиальной скорости объекта основаны на эффекте Доплера: при
приближении объекта к РЛС, частота отраженного сигнала (fо) возрастает, при удалении
снижается:
Fд = fи fо = 2vр fо/(с vр) 2vр fо/с,
(16.4)
откуда
vр =
с Fд
.
2 fo
(16.5)
При совместном определении дальности и скорости возникает противоречие: чем точнее
измеряется дальность, тем больше погрешность измерения скорости и наоборот. Говорят
о так называемом принципе неопределенности в радиолокации (рис. 16.9).
Fд
Тело неопределенности
1/и
з
и/2
Рис. 16.9
Повышение точности определения дальности и скорости возможно при использовании
сигналов с большой базой, так например для ЛЧМ-сигнала получим результат,
изображенный на рис. 16.10.
Fд
f
1/и
1/f
и/2
з
Рис. 16.10
За счет увеличения базы сигнала обеспечивается высокая разрешающая способность как
по дальности, так и по скорости.
При измерении угловых координат (направления на объект) используют два метода:
амплитудный и фазовый.
Существуют две разновидности амплитудного метода: способ максимума (рис. 16.11, а) и
способ минимума (рис. 16.11, б).
А
а
ДН антенны РЛС
Объект
0
А
б
Объект
Две ДН антенны РЛС
Равносигнальное
направление
0
Рис. 16.11
Слева на рис. 16.11 изображена диаграмма направленности (ДН) антенны РЛС в полярных
координатах, а справа зависимость амплитуды А от направления (азимута) .
При методе максимума направление на объект определяется по максимуму сигнала. При
методе минимума формируется так называемое равносигнальное направление. Если
наблюдаемый объект находится на равносигнальном направлении, то сигналы от двух
каналов примерно равны и после вычитания получают минимум амплитуды
результирующего сигнала. Метод минимума обеспечивает меньшую погрешность.
Упрощенная структурная схема фазового измерителя направления приведена на рис.
16.12. Две антенны расположены на расстоянии B. В результате разность фаз сигналов в
двух каналах зависит от направления прихода отраженного сигнала (от разности фаз или
разности хода l).
При точной ориентации на объект разность фаз будет минимальной. Если в одном из
каналов установить фазоинвертор, то амплитуда результирующего сигнала будет
наименьшей.
Для отображения результатов определения углового положения необходим индикатор (И).
Точность фазового метода выше, чем амплитудного, однако существует неоднозначность
(из-за периодического изменения фазы на 360), поэтому на практике обычно сначала
грубо определяют направление на объект амплитудным методом, а затем при
необходимости уточняют координаты фазовым методом.
РЛС
Объект
А1
Прм1
ФИ
В
И
А2
Прм2
l
Рис. 16.12
Современные радиолокационные и радионавигационные станции представляют собой
сложный комплекс технических средств, как правило, управляемый компьютером. Это
позволяет не только обеспечивать слежение за многими объектами в реальном масштабе
времени, но и осуществлять прогнозирование местоположения объектов,
аппроксимировать траектории их движения, хранить и накапливать полученную
информацию об объекте.
Антенные системы таких РЛС представляют собой набор отдельных управляемых
излучателей, называемый фазированной антенной решеткой (ФАР). Перемещение и
изменение конфигурации диаграммы направленности ФАР может осуществляться
автоматически и очень быстро.
Разрабатываются лазерные системы измерения местоположения лидары. Их основная
особенность чрезвычайно узкие диаграммы направленности оптических антенн.
Интенсивно развиваются спутниковые радионавигационные системы, позволяющие
определять местоположение объекта, находящегося в любой точке земного шара.
Таким образом, проявляется основная тенденция развития радиоэлектронных систем
внедрение цифровых методов.
3. Лабораторные занятия
Правила внутреннего распорядка и техники безопасности
при выполнении лабораторных работ
При работе в лаборатории «Основы радиоэлектроники» во избежании
несчастных случаев, а также преждевременного выхода из строя приборов и
электрооборудования студент при выполнении лабораторных работ должен
выполнять следующие правила внутреннего распорядка и техники
безопасности:
1. После ознакомления с правилами внутреннего распорядка и инструктажа
по технике безопасности студент должен расписаться в соответствующем
журнале.
2. При работе в лаборатории категорически запрещается приносить с собой
вещи и предметы, загромождающие рабочие места. Способствующие
созданию условий, могущих привести к нарушению правил техники
безопасности.
3. В лаборатории запрещается громко разговаривать, покидать рабочие
места и переходить от одного стенда к другому.
4. Студенческая группа делиться на подгруппы (не более 8 студентов), а
подгруппы – на бригады, которые затем распределяются по
лабораторным стендам. В бригаде должно быть не менее двух студентом.
Работа одного студента на лабораторном стенде категорически
запрещена.
5. Сборку электрической цепи производят соединительными проводами при
выключенном напряжении питания в строгом соответствии со схемой,
представленной в лабораторном практикуме, обеспечивая при этом
надежность электрических контактов всех разъемных соединений.
6. Приступая к сборке электрической цепи, необходимо убедиться в том, что
к стенду не подано напряжение.
7. При сборке электрической цепи необходимо следить за тем, чтобы
соединительные провода не перегибались и не скручивались петля.
8. Собранная электрическая цепь предъявляется для проверки
преподавателю.
9. Включение электрической цепи под напряжение производится только с
разрешения и в присутствии преподавателя.
10.При обнаружении неисправностей в электрической цепи необходимо
немедленно отключить ее от питающей сети и доложить об этом
преподавателю.
11.Переключения и исправления в собранной электрической цепи
разрешается производить только при отключенном напряжении питания.
12. Запрещается прикасаться пальцами, ручками и другими предметами
оголенных токоведущих частей электрической цепи, находящихся под
напряжением.
13.При обнаружении повреждений электрического оборудования и
приборов стенда, а также при появлении дыма, специфического запаха
или искрения необходимо немедленно выключить напряжение питания
стенда и известить об этом преподавателя.
14.После выполнения лабораторной работы необходимо выключить
напряжение питания стенда, разобрать исследуемую цепь и привести в
порядок рабочее место.
Общие методические рекомендации и указания
по выполнению лабораторных работ
Подготовка к лабораторным работам. Лабораторные работы в
группах проводятся в соответствии с расписанием учебных занятий в
университете и в течение определенного времени. Поэтому для
выполнения лабораторных работ студент должен руководствоваться
следующими положениями:
1) предварительно ознакомиться с графиком выполнения лабораторных
работ;
2) внимательно ознакомиться с описанием соответствующей лабораторной
работы и установить, в чем состоит основная цель и задача этой работы;
3) по лекционному курсу и соответствующим литературным источникам
изучить теоретическую часть, относящуюся к данной лабораторной
работе;
4) до проведения лабораторной работы подготовить в рабочей тетради
соответствующие схемы, таблицы наблюдений и расчетные формулы;
5)неподготовленные студенты к выполнению лабораторных работ не
допускаются.
Выполнение
лабораторных
лабораторных
работ
может
быть
работ.
Успешное
достигнуто
в
том
выполнение
случае,
если
экспериментатор отчетливо представляет себе цель эксперимента и
ожидаемые результаты, поэтому важным условием обстоятельности
проводимых исследований является тщательная подготовка студента к
лабораторной работе. При этом необходимо соблюдение следующих
требований.
1.Перед сборкой электрической цепи студенты должны предварительно
ознакомиться с электрическим оборудованием и его номинальными
данными (номинальными данными являются значения тока, напряжения и
мощности, на которые рассчитаны соответствующие устройства), а также с
измерительными
приборами,
предназначенными
для
проведения
соответствующей лабораторной работы.
2.Сборку электрической цепи необходимо
производить в точном
соответствии с заданием.
3.После окончания сборки электрическая цепь должна быть предъявлена
преподавателю. Включать цепь под напряжением только с разрешения
преподавателя.
4.Запись показаний всех приборов в процессе выполнения лабораторной
работы следует производить по возможности одновременно и быстро.
5.Результаты измерений заносятся студентом в свою рабочую тетрадь.
6.После выполнения лабораторной работы результаты эксперимента вместе
с простейшими контрольными расчетами предъявляются для проверки
преподавателю до разборки электрической цепи.
7.После окончания работы в лаборатории рабочее место должно быть
приведено в порядок.
8.В течении всего времени занятий в лаборатории студенты обязаны
находиться на своих рабочих местах. Выходить из помещения лаборатории
можно только с разрешения преподавателя.
Оформление отчета по лабораторным работам. Составление
отчета о проведенных исследованиях является важнейшим этапом
выполнения лабораторной работы. По каждой выполненной
лабораторной работе составляется отчет (листы формата А4).
Схемы и графики выполняются с
соблюдением принятых
стандартных обозначений. Требования по содержанию отчета
приводится в каждой лабораторной работе. Отчет по каждой
лабораторной работе должен содержать основные выводы.
Лабораторная работа № 1
Изучение стенда лабораторного К 4826
1 Назначение
Стенд предназначен для проведения лабораторных работ по курсу
«Основы радиоэлектроники».
2 Состав стенда
В состав стенда входит: блок питания (БП), генератор сигнала (ГС),
генератор трехфазного напряжения (ГТН), панель монтажная, прибор
комбинированный 43101,
прибор комбинированный Ц 4342-М1,
осциллограф С1-101, вольтметр М 903/4, набор радиодеталей, перемычки,
набор проводов со штекерами.
3 Краткие сведения по приборам, входящим в состав стенда
3.1 Блок питания стенда
Блок обеспечивает напряжения и токи, указанные в таблице.
Входные
напряжения, В
5
+ 15
- 15
~8
~ 24
Максимально допустимый
ток, А
0,1
0,1
0,1
0,1
0,1
Таблица.
Предел регулирования
напряжения, В
Нерегулируемое
от 5 до 20
от 5 до 20
Нерегулируемое
Нерегулируемое
Включение БП осуществляется тумблером "СЕТЬ ВКЛ". Контроль
выпрямленных постоянных (напряжений) осуществляется вольтметром
903/4, путём его подключения к каждому из выходов (5V,+15V,-15V)
переключателем "СТАБ. НАПРЯЖЕНИЯ".
Плавная регулировка
напряжений выходов « +15V» и «-15V» осуществляется переменными
резисторами "ПЛАВНАЯ РЕГУЛИРОВКА НАПРЯЖЕНИЯ".
3.2 Генератор сигналов
Генератор обеспечивает выходные сигналы следующей формы:
- прямоугольной «
»;
- пилообразной
«
»;
- треугольной
«
»;
- синусоидальной «
».
Частота сигналов синусоидальной формы регулируется в пределах от
20 Гц до 20 000 Гц с помощью переключателя "ЧАСТОТА Hz" и
переменного резистора "ПЛАВНО". Частота сигнала пилообразной формы в
два раза выше. Форма сигналов изменяется переключателем "ФОРМА
СИГНАЛА". Плавное и ступенчатое регулирование амплитуды сигналов
осуществляется до 5V на нагрузке 3к переключателем "ВЫХ.
НАПРЯЖЕНИЕ,V" и переменным резистором "ПЛАВНО". Включение ГС
осуществляется тумблером "ВКЛ" после включения блока питания (БП).
3.3 Генератор трёхфазного напряжения
Генератор обеспечивает амплитуду выходного напряжения каждой
фазы не менее 8V. Диапазон частоты ГГН от 5 кГц до 20 кГц. Регулируется
переменным резистором "ЧАСТОТА Кгц". Включается генератор тумблером
"ВКЛ" после включения БП.
3.4 Прибор измерительный комбинированный 43101
3.4.1 Назначение
Прибор предназначен для измерения напряжения и силы постоянного
тока, среднеквадратичного значения напряжения и силы переменного тока
синусоидальной формы, сопротивления постоянному току, электрической
ёмкости.
3.4.2 Технические характеристики
Технические характеристики прибора (пределы шкал измеряемых
величин, частотный диапазон) приведены в техническом описании. Питается
прибор от встраиваемых (с тыльной стороны прибора) электрохимических
источников тока. При измерении ёмкости используется дополнительно
наружный источник переменного напряжения.
3.4.3 Подготовка прибора к работе и порядок работы
Для получения правильных результатов измерений и предупреждения
возможных повреждений прибора необходимо придерживаться следующих
правил:
- установить электрохимические источники тока в камеру прибора, соблюдая
полярность;
- установить прибор в горизонтальном положении, а стрелку прибора
установить на отметку механического нуля
корректором;
- проконтролировать (при необходимости)
исправность электрохимического тока и
работоспособность защиты прибора (при
нажатии на кнопку
должно сработать предварительно включённое устройство защиты прибора, а
стрелка должна отклониться на 37-47 делений по шкале V, а в режиме
измерительно-постоянного тока без удвоения);
- нажатием кнопки
включить автоматическую защиту от
перегрузок;
- включить
прибор
в
схему
по
одному из
рисунков 1 5 с помощью проводников, при обесточенной исследуемой схеме ;
Рисунок 1- Схема подключения
прибора при измерении напряжения
Рисунок 2- Схема подключения
прибора при измерении тока
Рисунок 3 - Схема подключения
прибора прибора при измерении
сопротивлений
сопротивлений (в положении
переключателя ).
Рисунок 4 - Схема подключения
при измерении
(в положении переключателя К).
Рисунок 5 - Схема подключения прибора
при измерении ёмкости (0 - 1000 пФ)
- нажать одну из кнопок переключателя рода работы «»,
« » или обе одновременно (при измерении сопротивления току и
электрической емкости);
- установить переключатель диапазонов измерений в одном из
фиксированных положений, соответствующее предлагаемому значению
измеряемой величины;
- при одновременном нажатии кнопок «V,mAx2» и « » или «V,mAx2» и «
» конечные значения диапазонов измерений силы и напряжения
постоянного и переменного тока удваивается;
- перед измерением сопротивлений в диапазоне «» ручной установки нуля
омметра установить стрелку прибора на отметку « » и шкалы «», а в
диапазоне измерений «k, пФ» этой же ручкой установить стрелку на
отметку «0» шкалы «k, пФ» замкнув предварительно зажим накоротко, а
при измерении емкости подав на соответствующие зажимы переменного
напряжения питания рисунок 5;
включить
питание
исследуемой
схемы
и
определить
значение
измеряемой величины по
соответствующей
шкале
отсчетного устройства и
положением переключателя
диапазонов
и
кнопки
«V,mAx2»;
-после окончания измерений переключатель диапазонов установить в
положение «500V» а кнопки переключателя рода работ отпустить и
выключить защиту прибора нажав кнопку « «
».
Внимание. Не допускается переключение прибора с одного вида измерений
на другой, а также переключение диапазонов измерений без отключений
прибора от исследуемой схемы.
3.5 Прибор измерительный комбинированный
Ц 4342 - М1
3.5.1 Назначение
Прибор предназначен для измерения силы и напряжения постоянного
тока, среднеквадратичного значения силы и напряжения я переменного
синусоидального тока, сопротивления постоянному току, абсолютного
уровня значения сигнала по напряжению переменного тока, параметров
биполярных транзисторов мощностью до 150 mW (статистического
коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером h21E, обратных
токов коллектора ICBO и эмиттера IEBO; коллектор -эмиттер ICEO при
замкнутом выводе базы и коллектор -эмиттер ICES при короткозамкнутых
выводах эмиттера и базы диапазонных измерений силы постоянного тока).
3.5.2 Технические характеристики
Технические характеристики прибора (пределы измеряемых величин,
частотный диапазон прибора) приведены в техническом описании. Питается
прибор от электрохимических источников питания напряжением (3,7-4,7)V.
При измерении параметров транзисторов типа n-p-n схема автоматической
защиты от перегрузок отключается.
3.5.3 Подготовка прибора к работе и порядок работы
Для получения достоверных результатов измерений и для
предупреждения
возможных
повреждений
прибора
необходимо
придерживаться следующих правил:
- установить в приборе электрохимические источники тока, если они не
установлены;
- установить прибор в горизонтальное положение;
- установить корректором « O,? » указатель измерительного механизма
прибора (стрелку) на метку механического нуля;
- включить автоматическую защиту прибора от перегрузок, нажав до упора
кнопку «
»;
- проверка работоспособности встроенных в прибор источников тока и реле
автоматической защиты осуществляется при помощи кнопки «
»;
- включить (после проверки) защиту, установить кнопку переключателя
видов работы « ,- », rx, h21E, n-p-n, p-n-p в положение, соответствующее
виду измерений величины;
- перед измерением сопротивлений в диапазоне «» вращением ручки «O,?»
установить стрелку прибора на отметку «». Шкалы «,h21E», а в диапазонах
«K», «Kx10», «Kx100» и «М» - на отметку « 0» шкалы «K,М»,
предварительно закоротив соединительными проводами гнездо «K» и
гнездо «V, mA, , k, M», для диапазонов «K», «Kx10», «Kx100» или
зажимы «ж» и «V, mA, ,K, M» - для диапазонов «М». После этого
разомкнуть провода. В случае невозможности установки стрелки на
указанные отметки, следует сменить источник тока;
- подключить прибор к объекту измерения по одной из схем рисунков 1- 4 и
произвести отсчет результатов и произвести отсчёт результатов измерений
по соответствующей шкале отсчётного устройства. При этом схема рисунок 3
используется в положении «» и «М» переключателя пределов.
Для измерения статистического коэффициента передачи тока транзистора
h21E необходимо:
- установить кнопку «rx ,h21E»переключателя видов измерений в нижнее
фиксированное положение, а кнопку «n-p-n, p-n-p» в положение
соответствующее типу проводимости транзистора ;
- установить ручку переключателя диапазонов измерений в положение Ic
(при измерении в диапазоне «h21E») или IC1 (при измерении в
диапазоне»h21Eх10»);
- подключить (в соответствии с маркировкой) выводы транзистора к
одноименным гнездам прибора «Е», «В», «С», «Е»;
- вращением ручки «O, ?» установить стрелку прибора на отметку « »
шкалы «,h21E»;
- перевести ручку переключателя диапазонов измерений из положения «IC1» в
положение «Kx10, h21E» или из положения «IC1»в положение «K; h21Ex10»
и произвести отсчет результатов измерений по шкале «; h21» отсчетного
устройства.
Для измерений обратных токов транзистора необходимо:
- установить кнопку «Zx;h21E» переключателя видов измерений в нижнее
фиксированное положение, а кнопку «p-n-p, n-p-n» в положение,
соответствующее типу проводимости транзистора;
- повернуть по часовой стрелке до упора ручку «О, ?»;
- установить ручку переключателя диапазонов в положение «0,05 mA»,
подключить выводы транзистора к гнёздам прибора в соответствии с рис. 6-9
в зависимости от измеряемого тока и произвести отсчёт результатов
измерений по шкале «-V,A» отсчётного устройства .
Рисунок 6 - Измерение тока ICBD
IЕBD
Рисунок 8 - Измерение тока ICED
Рисунок 7 - Измерение тока
Рисунок 9 - Измерение тока
ICES
Внимание. Все измерения проводить при напряжении источника питания
прибора в пределах (3,7-4,7)V;
По окончанию работы (измерений) сопротивлений постоянному току в
диапазоне «» во избежании разряда источников тока, кнопку «h 21E,rx»
следует установить в верхнее фиксированное положение, нажав любую
кнопку.
По окончании измерений следует включить защиту прибора, нажав
кнопку
«
».
3.6 Осциллограф универсальный С1-101
3.1.6 Назначение
Универсальный осциллограф С 1-101 предназначен для исследования
формы периодических сигналов путём визуального наблюдения и измерения
амплитуды в диапазоне от 0,01 до 100 В и временных интервалов от 0,3 10 -6
до 0,4 ( диапазон частот от 0 до 5 мГц).
3.1.7 Технические данные
Технические характеристики прибора приведены в техническом
описании. Потребляемая мощность прибора 18 Вт.
3.1.8 Принцип действия прибора
Осциллограф содержит следующие основные функциональные узлы:
- осциллографический индикатор;
- аттенюатор вертикального входа;
- усилитель вертикального отклонения;
-селектор синхронизации;
-устройство синхронизации (усилитель синхронизации, формирователь
синхроимпульсов, устройство автоматического выбора полярности
синхронизации);
- устройство автоматического выбора работы генератора развёртки;
- триггер управления развёрткой;
- генератор пилообразного напряжения;
- усилитель развёртки;
- калибратор амплитуды и длительности;
- усилитель амплитуды;
- узел питания (блоки питания И.22.087.457, N.22.087.459 , делитель
преобразователя);
Исследуемый сигнал подаётся на гнездо « 1М, 40pF» канала
вертикального отклонения. При помощи входного аттенюатора выбирают
величины сигналов, удобные для наблюдения на экране осциллографа.
Исследуемый сигнал усиливается усилителем вертикального отклонения
луча, в котором находятся элементы для смещения луча по вертикали « » и
калибровки «Y ». Калибратор амплитуды и длительности служит для
периодической проверки коэффициента отклонения вертикального входа и
проверки калибровки длительности развёртки. Устройство синхронизации
усиливает исследуемый сигнал до необходимой величины и преобразует его
в импульсы, запускающие генератор пилообразного напряжения, которым
осуществляется временная развертка луча ЭЛТ. Устройство автоматического
выбора полярности в зависимости от исследуемого сигнала автоматически
меняет полярность синхронизации.
Генератор развертки может работать как в автоматическом, так и в
ждущем режиме. Выбор режима производится с помощью устройства
автоматического выбора режима работы генератора.
Устройство блокировки обеспечивает работу генератора развертки в
автоматическом режиме, а также предупреждает повторный запуск при
обратном ходе развертки.
Усилители развертки усиливают пилообразное напряжение до
величины, необходимой при нормальной работе ЭЛТ.
С триггера управлений разверткой прямоугольные импульсы подаются
на Усилитель Z и далее на блокирующие пластины ЭЛТ для гашения
обратного хода развертки.
Узел питания обеспечивает всю схему необходимыми питающими
напряжениями.
3.1.9 Описание органов управления
- ручкой регулируется яркость изображения;
- ручкой регулируется чёткость(фокус) изображения;
- ручкой регулируется астигматизм;
- ручкой «УСТАНОВКА ЛИНИИ ЛУЧА» совмещается линия развёртки с
горизонтальной осью шкалы ЭЛТ;
- переключателем «Y/ДЕЛ» устанавливаются калиброванные коэффициенты
отклонения канала усилителя « Y»;
- ручкой « » регулируется положение луча по вертикали;
- переключателем режима работы в положении « » обеспечивается подача
сигнала на вход вертикального отклонения через разделительный
конденсатор, в положении « » обеспечивается отключение входа усилителя
от источника исследуемого напряжения, а в положении « -, »
обеспечивается подача исследуемого сигнала с постоянной составляющей
(открытый вход);
- на разъём «1М,40pF»(с правой стороны прибора) подаётся исследуемый
сигнал;
- через отверстие под отвёртку в верхней крышке
прибора «Y»
осуществляется калибровка коэффициента отклонения;
- ручкой «УРОВЕНЬ» выбирается уровень исследуемого сигнала, при
котором происходит запуск развёртки;
- переключателем синхронизации в положении «ВНУТР» обеспечивается
синхронизация исследуемым сигналом усилителя вертикального отклонения,
а в положении «ВНЕШН» обеспечивается синхронизация внешним
сигналом;
- переключателем «ВРЕМЯ/ДЕЛ» устанавливается коэффициент развёрток;
- потенциометром « » перемещается луч по горизонтали;
- тумблером «ПИТАНИЕ» включается и выключается прибор.
Кроме того на правой боковой стенке прибора расположены:
- гнездо « » - корпус прибора;
- разъём «
» выход пилообразного напряжения;
- разъём « /V,1kHZ» выход калибратора;
- разъём «ВНЕШН 1:1» подачи сигнала внешней синхронизации без
ослабления;
- разъём « ВНЕШН 1:10» подачи сигнала внешней синхронизации с 10кратным ослаблением.
На задней панели прибора расположены:
-разъём штепсельный 12В для подсоединения кабелей И24.864.060 ;
И24.864.060.01; И24.864.060-02.И24.853.482;
- держатель предохранителя «IA»;
- тумблер «220В, 50 HZ, 400HZ-115V, 400HZ» для переключения
напряжения питания;
- клемма «» для заземления корпуса прибора.
На нижней крышке находится отверстие « X» для калибровки
коэффициентов развёртки.
3.1.10 Включение прибора и проверка работоспособности
Установить ручки органов управления в следующем положений
« » - в крайнее левое;
« » - в среднее;
«V/ДЕЛ» - в положение «0,01»;
«- ,,» - в положение «»;
« » - в среднее;
«ВРЕМЯ/ДЕЛ» - в положение «1ms»;
«ВНУТР, ВНЕШН»- в положение «ВНУТР»;
«УРОВЕНЬ»- влево и вправо на 45-50° от среднего (нулевого) положений;
« »- в среднее положение.
При питании от сети используется блок питания и 22.087.459, разъём
х2 которого подключается к разъему х8 (И22.044.09Э.3) на задней стенке
прибора. Тумблер «220V 50HZ,400HZ- 115V, 400HZ» блока питания
установить в первое положение, а корпусную клемму « » подключить к
контуру защитного заземления.
Включить тумблер «ПИТАНИЕ» на передней панели прибора. При
этом должна загореться сигнальная лампочка. После прогрева (5мин) ручкой
« » установить яркость изображения удобную для наблюдения. Ручкой «»
совместить линию развёртки с центром экрана. Ручкой « » установить
одинаковую четкость изображения по всей линии луча.
Установить
переключатель «V/ДЕЛ» в положение «5 ДЕЛ». Установить поворотом
ручки «УРОВЕНЬ» устойчивое изображение на экране ЭЛТ. Поворотом
ручки «» до упора убедиться в перемещении изображения по горизонтали.
Установить переключатель «V/ДЕЛ» в положение «0,2», а переключатель «» в положение «- ». Соединить с помощью кабеля вход «1M,40pF» с
выходом калибратора «1V,1kHZ». Величина изображения импульсов должна
составлять 5 делений шкалы экрана.
Установить переключатель развёртки в положение «1mс» поворотом
ручки «» совместить начало первого периода сигнала с первой
вертикальной линией экрана ЭЛТ. На всей длине экрана (8делений) должно
поместиться 8 периодов.
3.1.11 Проведение измерений
Для проведения измерений выполните следующие операции:
а) подайте сигнал на гнездо «
1МΩ40рF»;
б) установите переключатель «V/ДЕЛ» в такое положение, чтобы амплитуда
изображения составила около пяти делений;
в) установите переключатель « , , ~ » в положение « ~ »;
Примечание. Для НЧ сигналов частотой ниже 50 Гц рекомендуется использовать положение « »;
г) ручкой «УРОВЕНЬ» установите устойчивое напряжение. Установите
переключатель «ВРЕМЯ/ДЕЛ» в положении, при котором наблюдается
несколько периодов исследуемого сигнала;
д) установите ручку « ↕ » вертикального перемещения так, чтобы минимальный уровень сигнала совпадал с одной из нижних линий, а
максимальный - находился в пределах экрана. Ручкой « ↔ » горизонтального
перемещения сместите изображение таким образом, чтобы один из верхних
пиков находился на вертикальной средней линии шкалы (рисунок 10);
Максимум расположен на градуированной
линии.
вертикальной
Um
Рисунок 10 - Измерение полного размаха переменного напряжения
е) измерьте деления между крайними точками размаха амплитуды
вертикального отклонения.
Примечание. Этот метод может быть использован не только для
определения напряжения между пиками, но и между двумя любыми точками
сигнала;
ж) умножьте расстояние, измеренное в подпункте
е), на показание переключателя «V/ДЕЛ».
Пример. Предположим, что размах вертикального отклонения составляет
6,6 деления, используя делитель 1:10, переключатель «V/ДЕЛ» установлен в
положение «0,5».
Напряжение амплитуды составляет:
5,6 дел × 0,5 В/дел × 10 = 28В
Для измерения мгновенного значения сигнала с постоянной составляющей выполните следующие операции:
а) поставьте переключатель «ВНУТР. ВНЕШН» в положение «ВНУТР»;
б) расположите линию развертки ниже средней линии сетки или другой
контрольной линии. Если напряжение отрицательно относительно «ЗЕМЛИ»,
переместите луч к верхней линии шкалы. Не следует перемещать ручку « ↕ »
после установки контрольной линии;
в) подайте сигнал на входной разъем «
1МΩ40рF»;
г) установите переключателем «V/ДЕЛ» импульс равный по амплитуде 3 - 5
делений шкалы.
A
Um
контрольная линия
Примечание. Для измерения уровня напряжения относительно другого
напряжения, а не корпуса, проделайте следующее:
установите переключатель « , , ~» в положение «
», подайте опорное
напряжение на гнездо «
1МΩ40рF» усилителя и расположите линию
развертки на контрольной линии;
установите ручкой «УРОВЕНЬ» устойчивое изображение. Переключатель
«ВРЕМЯ/ДЕЛ » установите в положение, при котором на экране
наблюдается несколько периодов исследуемого сигнала;
д) определите расстояние в делениях между контрольной линией и точкой на
линии сигнала, в которой нужно измерить напряжение.
Например, измерение производится между контрольной линией и точкой А
(рисунок 11);
ж) умножьте полученный размер в делениях на коэффициент отклонения.
Следует также учитывать коэффициент ослабления выносного делителя, если
он используется.
Пример. Допустим, что измеренное расстояние составляет 3 деления
(рисунок 11), сигнал положительной полярности (изображение находится
выше контрольной линии). Переключатель «V/ДЕЛ» находится в положении
«2». При измерении используется делитель напряжения 1 : 10.
Измеренное мгновенное значение напряжения будет:
2В х З х 10-60 В
Рисунок 11- Измерение переменного напряжения с постоянной
составляющей
Для измерения длительности сигнала между двумя его точками
произведите следующие операции:
а) подайте исследуемый сигнал на гнездо с «
1МΩ40рF»;
б) установите переключатель «V/ДЕЛ» в такое положение, чтобы изображение на экране составляло около 3 - 5 делений по амплитуде;
в) установите переключатель «ВРЕМЯ/ДЕЛ» в такое положение, при котором расстояние между измеряемыми точками будет меньше 8 делений;
г) установите ручкой «УРОВЕНЬ» устойчивое изображение на экране ЭЛТ;
д) переместите ручкой « ↕ » изображение так, чтобы точки, между которыми
измеряется время, находились на горизонтальной линии;
е) установите ручкой « ↔ » изображение так, чтобы точки, между которыми
измеряется время., находились в пределах восьми центральных делений
сетки;
ж) измерьте горизонтальное расстояние между измеренными точками;
з) умножьте расстояние, измеренное в подпункте ж), на коэффициент развертки.
Пример. Допустим, что расстояние между измеренными точками А и В составляет 6 дел. (рисунок 12), а переключатель «ВРЕМЯ/ДЕЛ» установлен в
положение «0,2 ms».
Время Т= 0,2ms·6= 1,2ms.
Для измерения частоты периодических сигналов проделайте
следующее:
а) измерьте длительность времени одного периода сигнала (рисунок 11);
б) рассчитайте частоту сигнала fc по формуле: fc=1/T, где fc — частота, Гц, Т
— длительность периода, с.
Пример. Частота сигнала с длительностью периода 1,2 ms будет равна:
fc=1/1,2·10-3 = 833 Гц
Измерение времени нарастания основано на том же методе, что и
измерение длительности времени. Основная разница только в точках, между
которыми производится измерение. Ниже приводится методика измерения
времени нарастания между точками импульса на уровне 0,1 и 0,9.
Измерение времени нарастания основано на том же методе, что и
измерение длительности времени. Основная разница только в точках, между
которыми производится измерение. Ниже приводится методика измерения
времени нарастания между точками импульса на уровне 0,1 и 0,9.
A
B
T
Горизонтальное расстояние
Рисунок 12- Измерение длительности и частоты
Время спада можно измерить аналогичным образом на заднем фронте
импульса:
а) подайте сигнал на гнездо «
1МΩ40рF»;
б) установите переключателем «V/ДЕЛ» максимально возможное изображение сигнала по амплитуде;
в) установите изображение симметрично средней горизонтальной линии,
г) установите переключатель «ВРЕМЯ/ДЕЛ» на наибольшую скорость
развертки, при которой изображение между точками импульса на уровнях 0,1
и 0,9 будет занимать не более 8 дел. по горизонтали;
д) определите точки уровней 0,1 и 0,9 на нарастающей части импульса.
е) ручкой « ↔ » совместите точку уровня 0,1 с одной из вертикальных линий
шкалы экрана ЭЛТ в левой части экрана (рисунок 12).
3.1.12 Проведение измерений
Методика проведения измерений исследуемого сигнала приведена в
техническом описании.
4 Подготовка стенда к работе и порядок работы
- Установить стенд на рабочее место, открыть крышку и зафиксировать ее с
помощью ограничителей;
- подключить корпусную клемму стенда (на задней стенке футляра) к
контуру защитного заземления. Шнур питания подключить к разъему «сеть»;
- включить тумблер «СЕТЬ» блока питания и проверить напряжение
источников питания вольтметра М 903/4.
Включить тумблер «ГС. ВКЛ» и подключив к гнёздам «U m» осциллограф,
проверить наличие всех видов выходных сигналов на одной из частот в
положении «Х1» переключателя «V». Выключить генератор сигналов ГС
тумблером и включить тумблер «4 ГТН ВКЛ». С помощью осциллографа
проверить напряжение между фазами АВС и нулём, а также между фазами
АВ, ВС, СА. Включить «ГТН ВКЛ» и «СЕТЬ».
Собрать на монтажной панели из имеющегося набора радиодеталей
схему, соединив их, измерительные приборы и клеммы блока питания по
схеме, приведены в описании выполняемой лабораторной работы с помощью
проводников и перемычек. Включить питание стенда, установить
необходимые напряжения на входах исследуемой схемы и вычислить
необходимые измерения по лабораторному заданию.
После измерения выключить питание стенда, приборов, разобрать
схему.
Лабораторная работа № 2
Исследование полупроводниковых элементов
Цель работы:
- изучение
устройства,
работы
полупроводниковых
диодов,
полупроводниковых стабилитронов, тиристоров;
- изучение характеристик и параметров полупроводниковых диодов,
полупроводниковых стабилитронов, тиристоров.
1 Сведения из теории
1.1 Диоды, р-n – переход
Понятие «диод» объединяет широкий круг приборов различного
назначения с разными принципами действия. В начале XX в. появился
электровакуумный диод - электронная лампа с двумя электродами:
подогреваемым катодом и холодным анодом (рисунок 1). Такой диод
пропускает ток только в одном направлении, так как носителями тока в
вакууме являются испускаемые раскаленным заряд в области р-n - перехода
катодом электроны. Вакуумный диод в настоящее время повсеместно
вытеснен полупроводниковыми диодами и применяется лишь в
высоковольтных выпрямителях (рентгеновские установки, источники
напряжения для телевизионных трубок) и при некоторых физических
измерениях, требующих полного отсутствия обратного тока.
Рисунок 1- Обозначение (а) и
вольт-амперная характеристика (б)
диода
Рисунок 2- Пространственный заряд в
области p-n-перехода вакуумного
Электронно-дырочный,
или
р-n-переход
это
область
полупроводников, в которой имеет место пространственное изменение типа
проводимости от электронной (n) к дырочной (р). В n-области основными
подвижными носителями электрического заряда являются электроны, в робласти - дырки. Находящиеся вблизи р-n-перехода подвижные носители
заряда диффундируют в область с проводимостью, обусловленной
носителями противоположного знака, и взаимно рекомбинируют. В
результате у р-n-перехода образуется обедненный свободными носителями
двойной слой пространственного заряда (рисунок 2). В р-области этот слой
создается оставшимися после рекомбинации свободных носителей
связанными с кристаллической решеткой отрицательными ионами
акцепторной примеси, в n-области - положительными ионами донорной, и
его электрическое поле противодействует дальнейшей диффузии. Разность
потенциалов между р и n областями, или потенциальный барьер, составляет
десятые доли вольта.
В полупроводниках постоянно образуются и рекомбинируют тепловые
электронно-дырочные пары, создавая некоторое количество неосновных
носителей (электронов в р-области и дырок в n-области). Находящиеся
вблизи р-n-перехода неосновные носители, прежде чем успеют
рекомбинировать с основными, могут попасть в поле потенциального
барьера и служить причиной дрейфового тока. При отсутствии внешних
воздействий этот ток постоянно компенсируется диффузионным током
основных носителей: устанавливается динамическое равновесие.
Рисунок 3 - Вольтамперная характеристика р - n-перехода
Если к р-области приложить отрицательный относительно n-области
потенциал (обратное смещение), то его поле будет направлено по полю
потенциального барьера. С увеличением напряжения обратного смещения
диффузионный ток основных носителей убывает и далее совсем
прекращается, а дрейфовый ток неосновных носителей (обратный ток)
возрастает, быстро достигая насыщения (рисунок 3). Обратный ток
ограничивается интенсивностью образования электронно-дырочных пар,
поэтому он сильно зависит от температуры перехода.
Если к р-области приложить положительный относительно n-области
потенциал (прямое смещение), то его поле будет направлено против поля
потенциального барьера. С увеличением напряжения прямого смещения
потенциальный барьер снижается и далее исчезает, а диффузия, подвижных
носителей заряда через р-n-переход возрастает. Пересекающие переход
носители становятся неосновными и рекомбинируют с основными
носителями области, в которую они диффундировали. Пополнение
рекомбинировавших основных носителей обеспечивается притоком их из
внешней цепи - через р-n-переход протекает прямой ток. Этот ток называют
диффузионным, так как он поддерживается за счет диффузии подвижных
носителей заряда через р-n-переход.
На основе р-n-переходов изготавливают выпрямительные и
импульсные
диоды,
стабилитроны,
диоды
СВЧ,
фотодиоды,
светоизлучающие диоды, полупроводниковые квантовые генераторы.
Выпрямительные диоды выпускают на токи до 500 А. Допустимые
обратные напряжения лежат в диапазоне от 20 В до 2 кВ. Диоды для токов
до 100 мА называются универсальными и могут иметь различные
применения. Из-за большого времени жизни инжектированных дырок (~10 5
—104 с) выпрямительные диоды применяются на частотах 50—2000 Гц.
Технологические приемы, такие, например, как легирование германия
и кремния золотом, позволили создать быстродействующие импульсные
диоды, имеющие время переключения до 10-10 с.
1.2 Некоторые специальные диоды
При больших обратных смещениях резко возрастает обратный ток
вследствие пробоя р-n-перехода (рисунок 4). Пробой возникает при
достаточно сильном электрическом поле, когда неосновные носители
ускоряются настолько, что ионизируют атомы полупроводника. Если
мощность, выделяющаяся в р-n-переходе, поддерживается на допустимом
уровне, диод сохраняет работоспособность и после пробоя. Такой пробой
является основным рабочим режимом для диодов, называемых
стабилитронами.
Рисунок 4 - Вольтамперная характеристика стабилитрона
При изменении величины обратного смещения (потенциального
барьера) емкость между р и n областями) (барьерная емкость изменяется.
Это явление используется в диодах, называемых варикапами, в которых
постоянная составляющая приложенного напряжения меняет условия
прохождения переменной составляющей небольшой амплитуды.
Приборы, в которых используется зависимость емкости от
мгновенных значений приложенного напряжения, называются
варакторами.
Если р и n области сильно легированы, то при малых значениях
приложенного напряжения существен вклад тока через р-n-переход,
обусловленного туннельным эффектом. Диоды с использованием этого
эффекта, или туннельные диоды, имеют вольтамперную характеристику с
областью отрицательного сопротивления, в которой ток возрастает при
уменьшении напряжения (рисунок 5, а). Туннельный пробой при обратном
смещении положен в основу действия низковольтных стабилитронов.
При очень сильном легировании резкое нарастание обратного тока
начинается сразу же с увеличением обратного напряжения от нуля и
обратная ветвь оказывается круче прямой ветви (рисунок 5, б). Диоды с
такой характеристикой называются обращенными и применяются в схемах с
низкими уровнями напряжения.
Рисунок 5 - Типичные вольтамперные характеристики туннельного (а) и
обращенного (б) диодов: 1 - туннельный ток; 2 - диффузионный ток
1.3. Тиристоры
Тиристор - это управляемый диод с четырехслойной р-n-р- nструктурой. Средние слои носят название р и n базы, крайние - р и n
эмиттеры или соответственно анод и катод. У тиристоров с катодным
управлением делается вывод от р-базы (рисунок 6, а), при анодном
управлении управляющий электрод подключается к n-базе. Если
управляющий электрод отключен и к тиристору приложено напряжение Uа
прямой полярности (рисунок 6,а), то первый (П1) и третий (Пз) р-n-переходы
смещаются в прямом направлении, а второй (П2) - в обратном. Через р - nпереходы П1 и Пз в соседние области инжектируются неосновные носители,
которые, проникая в область перехода П2, увеличивают ток через этот
переход и уменьшают падение напряжения на нем. Тем не менее
наибольшее падение напряжения в цепи при небольших Uа происходит на
обратно смещенном переходе П2. Когда напряжение на тиристоре достигает
Uпер, происходит лавинообразное нарастание тока до величины,
определяемой сопротивлением включенного в цепь тиристора резистора R.
Процесс перехода тиристора в состояние с высокой проводимостью можно
объяснить, представив тиристор в виде комбинации двух транзисторов
(рисунок 7.).
Тогда равные эмиттерные токи каждого транзистора Iэ1 и Iэ2 могут быть
определены как сумма коллекторных токов этих транзисторов и обратного
тока коллектора Iко:
I = Iэ1 = Iэ2 = Iк1 + Iк2 + IКО.
Выразим коллекторные токи через эмиттерные и коэффициенты
передачи тока 1 и 2 соответственно транзисторов VT1 иУТ2:
IК1 = 1Iэ1 = 1I,
IК2 = 2Iэ2 = 2I,
I= IКО (1-(1+2)).
При малых токах коэффициенты 1, 2 и их сумма существенно меньше
единицы. С увеличением тока значения этих коэффициентов растут. При
1+2 l ток возрастает скачкообразно до величины, определяемой
сопротивлением R. Возврат в состояние с низкой проводимостью происходит
при токе Iуд<Iпер (рисунок 6, в).
Рисунок 6 - Структура (а), обозначение (б) и вольтамперная характеристика
при разомкнутом ключе Кл (в) тиристора с катодным управляющим
электродом
Рисунок 7 - Представление тиристора в виде комбинации двух транзисторов
Рассмотренный режим работы неуправляемого тиристора, или просто
динистора, применяется сравнительно редко. Чаще используется режим, в
котором при положительном напряжении между анодом и катодом
коротким
импульсом
на
управляющем
электроде
(например,
кратковременным замыканием ключа Кл на рисунке 6,а) тиристор
переводится в состояние с высокой проводимостью. Выключение тиристора
происходит обычно при смене полярности напряжения источника.
Промышленность выпускает тиристоры на токи от 1 мА до 10 кА и
напряжения от единиц вольт до нескольких киловольт. Типичные значения
времени включения - от долей до десятков микросекунд, времени
выключения - от единиц до сотен микросекунд, к. п. д. тиристоров в режиме
управляемого вентиля достигает 99%. Графическое обозначение тиристора
показано на рисунке 6, б.
2 Экспериментальная часть
Лабораторная работа по исследованию полупроводникового диода
проводится в следующей последовательности:
2.1. Собрать схему согласно рисунка 8, потенциометр установить в нижнее по
схеме положение.
2.2. Изменяя напряжение Uпр. от 0 до 1 V, измерить прямой ток Iпр. для
диодов КД209А, КД521А.
PA1 - прибор комбинированный 43101; PV1 - прибор комбинированный
Ц4342; R1 - резистор 470 Ω; R2 - резистор 470 Ω; R3 - резистор 680 Ω
Рисунок 8
2.3. Построить график: Iпр. = f (Uпр.).
Лабораторная работа по исследованию полупроводникового
стабилитрона проводятся в следующей последовательности:
2.4. Собрать схему согласно рисунка 9.
2.5. Установить переключатель блока ПГ в положение « + 15 » , а ручку « +
15 » - в левое крайнее положение.
2.6. Подключить схему к гнездам « + 15 »; « 0 ».
2.7. Увеличивая напряжение ручкой « + 15 » до максимального значения,
снять зависимость тока стабилитрона (Icm) от напряжения стабилитрона (Ucm)
(прямая ветвь).
2.8. Включить стабилитрон в обратном направлении и снять зависимость
тока стабилитрона (Icm) от напряжения стабилитрона (Ucm) (обратная ветвь).
2.9. По данным измерений построить графики прямой и обратной ветви,
вольт-амперной характеристики стабилитрона.
PA1 - прибор комбинированный 43101; PV1 - прибор комбинированный
Ц4342; R1 - резистор 470 Ω
Рисунок 9
Лабораторная работа по исследованию работы тиристора проводится
в следующей последовательности:
2.10. Собрать схему согласно рисунка 10.
PA2, PA1 - комбинированный прибор 43101; PV1 - комбинированный прибор
Ц4342; R1 - резистор переменный 22 kΩ; R2 - резистор 100 Ω; R3 - резистор
470 Ω; VD1 - тиристор КУ101А
Рисунок 10
2.11. Подключить схему к гнездам блока ПГ « + 5 », « + 15 », « - 15 ».
2.12. Изменяя ручками « + 15 », « - 15 » на блоке ПГ напряжение питания,
снять вольт-амперную характеристику триодного тиристора. Iпр. = f (Uпр.) при
токах в управляющем
электроде 5, 10, 15 mA, управляющий ток
устанавливается с помощью переменного резистора R1.
2.13. По данным измерениям построить вольт-амперную характеристики
динистора и диодного тиристора.
3 Контрольные вопросы
3.1. Что представляет собой p-n и n-p- переходы?
3.2. Нарисуйте вольт-амперную характеристику полупроводникового диода и
сравните ее с теоретической вольт-амперной характеристикой n-pперехода?
3.3. Расскажите о влиянии температуры на вольт-амперную характеристику?
3.4. Какими параметрами характеризуются выпрямительные диоды?
3.5. Нарисуйте вольт-амперную характеристику варикапа, расскажите о его
основных параметрах?
3.6. Нарисуйте вольт-амперную характеристику
Расскажите о его основных параметрах?
туннельного
диода.
3.7. Нарисуйте вольт-амперную характеристику стабилитрона. Расскажите о
его основных параметрах?
3.8. Какими параметрами характеризуются переключательные диоды?
3.9. Нарисуйте вольт-амперную характеристику тиристора. Расскажите о его
основных параметрах?
3.10. Какие типы тиристоров вы знаете?
4 Требования по содержанию отчета
Отчет должен содержать:
4.1. Титульный лист.
4.2. Схему рисунка 8.
4.3. Значения измеренного прямого тока Iпр для диодов КД209А, КД521А.
4.4. График зависимости Iпр. = f (Uпр.).
4.5. Схему рисунка 9.
4.6. Зависимость тока стабилитрона (Icm) от напряжения стабилитрона (Ucm)
(прямая ветвь).
4.7. Зависимость тока стабилитрона (Icm) от напряжения стабилитрона (Ucm)
(обратная ветвь).
4.8. Графики прямой и обратной ветви вольт-амперной характеристики
стабилитрона.
4.9. Схему рисунка 10.
4.10. Вольт-амперную характеристику триодного тиристора. Iпр. = f (Uпр.) при
токах в управляющем электроде 5, 10, 15 mA.
4.11. График вольтамперной характеристики динистора и диодного
тиристора.
Лабораторная работа № 3
Исследование транзистора в схеме с общей базой
Цель работы:
- ознакомление с принципом работы транзистора и схемами их
включения;
- ознакомление с методикой измерения входных и выходных
характеристик транзистора в схеме с общей базой.
1 Сведения их теории
Транзисторы - полупроводниковые приборы, способные усиливать или
генерировать электрические колебания. Транзистор состоит из двух
электронно-дырочных переходов, выполненных на одном кристалле
(рисунок 1).
В транзисторе имеются три области: эмиттерная, базовая и коллекторная. Переход, который образуется на границе областей эмиттер база называется эмиттерным, а на границе база-коллектор - коллекторным.
Проводимость базы может быть как электронной, так и дырочной,
соответственно транзисторы бывают р-n-р или n-р-n-типа.
а)
б)
Рисунок 1
Принцип работы транзисторов обоих типов одинаков, различие
заключается в том, что в транзисторе р-n-р - типа ток через базу переносится
дырками, инжектированными из эмиттера, а в транзисторе n-р-n-типа электронами. В усилительном режиме работы эмиттерный переход смещен в
прямом направлении, коллекторный - в обратном.
Процессы, которые происходят при рассмотрении р-n перехода, будут
иметь место и в переходах транзистора.
Если бы эмиттерный и коллекторный переходы находились на большом
расстоянии друг от друга и ширина базы была бы значительно больше
диффузионной длины, то дырки, инжектированные эмиттерным переходом, не
доходили бы до коллектора, а рекомбинировали бы в базе. И такая система из
двух разнесенных переходов вела бы себя как два изолированных диода.
Причем вольт-амперная характеристика эмиттерного перехода представляла
бы прямую, а коллекторного - обратную ветвь характеристики диода.
Особенность транзистора по сравнению с такой
заключается во взаимном влиянии переходов друг на друга.
конструкцией
Для того чтобы конструкция р-n-р работала как транзистор, необходимо
чтобы почти все инжектированные эмиттером дырки доходили до
коллекторного перехода, т. е. ширина базы транзистора W должна быть
тонкой W<L р (для транзисторов типа n-р-n W<L n ).
Одной из особенностей конструкции транзистора является то, что
сопротивление эмиттерной области выбирается во много раз меньше, чем
базовой, для конструкции типа р-n-р это означает, что концентрация дырок в
эмиттерной области много больше, чем в базовой. Если бы концентрации
были равны, то эмиттерный ток состоял бы наполовину из электронов,
инжектированных из базы в эмиттер, наполовину из дырок,
инжектированных из эмиттера в базу. Так как концентрация дырок в эмиттере
очень высокая, практически весь эмиттерный ток состоит из дырок,
инжектированных в базу.
Поскольку коллекторный переход включен в обратном направлении,
концентрация неосновных носителей около него будет пониженной и в базе
устанавливается градиент концентрации дырок, инжектированные дырки
диффундируют от эмиттера к коллектору. Сопротивление переходов
транзистора при нормальной работе выше, чем сопротивление объема,
поэтому напряжение батареи смещения оказывается приложенным главным
образом к переходам и электрическое поле в базе транзистора невелико.
Следовательно, током проводимости по сравнению с диффузионным можно
пренебречь.
Если увеличить прямое смещение эмиттерного перехода, то
концентрация дырок около эмиттера возрастает, а около коллектора
останется по-прежнему равной нулю. При этом увеличится градиент
концентрации и, следовательно, возрастет диффузионный ток дырок к
коллектору. Общий заряд, накопленный в базе, изменится. Эквивалентную
емкость, обусловленную изменением заряда в базе, называют, как и в диоде,
диффузионной емкостью.
Если бы в базе не было рекомбинации, то все инжектированные дырки
доходили бы до коллектора и коллекторный ток был бы равен дырочной
составляющей эмиттерного тока, которая фактически равна току эмиттера.
Однако, поскольку дырки рекомбинируют в базе, к коллектору доходит
только часть эмиттерного тока:
I к I э I ко
Коэффициент α называют коэффициентом передачи транзистора по
току, или иногда коэффициентом усиления по току, второе название
неточное, поскольку α всегда меньше единицы.
Выражение описывает семейство коллекторных характеристик IK=f(UK),
или, как их часто называют, статические выходные характеристики
транзистора.
Рассмотренные нами характеристики соответствуют включению
транзистора по схеме с общей базой (рисунок 2). Эта схема называется так,
поскольку в ней электрод базы является общим для входной и выходной
цепей. Как видно из рисунка 3, в схеме с ОБ ток эмиттера - входной, а ток
коллектора - выходной.
Рисунок 2
1.1 Принцип работы транзистора
Рассмотрим принцип работы транзистора. Когда ключ К на рисунке 3
разомкнут, ток в цепи эмиттера отсутствует. При этом в цепи коллектора
имеется небольшой ток, называемый обратным током коллектора и
обозначаемый ICBO. Этот ток очень мал, так как при обратном смещении
коллекторного перехода потенциальный барьер велик и непреодолим для
основных носителей - дырок коллектора и свободных электронов базы.
Коллектор легирован примесью значительно сильнее, чем база. Вследствие
этого не основных носителей в коллекторе значительно меньше, чем в базе,
и обратный коллекторный ток создается главным образом не основными
носителями: дырками, генерируемыми за счет тепловых колебаний решетки
в базе, и электронами, генерируемыми в коллекторе.
Рисунок 3
У р-n-р-транзистора, каким является рассматриваемый транзистор,
принято отрицательное напряжение коллектор-база откладывать вправо по
оси абсцисс.
Нижняя кривая соответствует разомкнутому положению ключа в цепи
эмиттера и показывает зависимость обратного тока коллектора от
напряжения на коллекторном переходе.
Замыкание ключа в цепи эмиттера приводит к появлению тока в этой
цепи, так как смещение эмиттерного р-n-перехода в прямом направлении
понижает потенциальный барьер для дырок, переходящих из эмиттера в
базу, и для электронов, переходящих из базы в эмиттер. Нас интересуют
только избыточные дырки, попадающие из эмиттера в базу, потому что
только они создают коллекторный ток, говорят, что эти дырки
инжектируются в базу через переход,
В базе обычного транзистора электрическое поле отсутствует, поэтому
дальнейшее движение инжектированных дырок определяется процессом
диффузии. Так как толщина базы транзистора значительно меньше длины
свободного пробега дырки до рекомбинации, то большая часть
инжектированных дырок достигает коллекторного перехода, благодаря
чему увеличивается коллекторный ток. Семейство выходных
характеристик транзистора показано при некоторых постоянных значениях
эмиттерного тока.
Ток эмиттера есть сумма базового и коллекторного токов:
Iэ= Iб+ Iк
Отношение приращения коллекторного тока к приращению
эмиттерного тока называется коэффициентом передачи тока эмиттера:
= Iк Iэ
Обычно коэффициент близок к единице (0,99).
Отметим, что на ток в цепи коллектор - эмиттер накладывается
обратный ток коллектора Iко, обусловленный тепловой генерацией
электронно-дырочных пар вблизи коллекторного перехода, поэтому
уравнение коллекторного тока имеет вид
Iк = Iэ + Iко,
однако Iко<Iэ и в большинстве случаев величиной Iко можно пренебречь.
Изменение Uбэ приводит к изменению Iэ и, следовательно, к
изменению Iк. Большое сопротивление смещенного в обратном
направлении коллекторного перехода позволяет выбрать большую величину
сопротивления нагрузки в коллекторной цепи, и в этой цепи мощность
электрического сигнала может быть значительно больше мощности,
затраченной в цепи эмиттерного перехода.
Подобные процессы имеют место и в транзисторах типа р-n-р, только
электроны и дырки в них меняются ролями, а полярность источников
питания следует изменить на противоположную.
Зависимость тока эмиттера от напряжения на эмиттерном переходе при
различных значениях коллекторного напряжения представляет входную
характеристику транзистора: Iэ=f(Uэб) при Uк в качестве параметра. На
рисунке 4,а показаны входные характеристики для транзистора типа П16.
Как и следовало ожидать, входные характеристики имеют тот же вид,
что и вольт-амперная характеристика р-n перехода, включенного в прямом
направлении; при изменении коллекторного напряжения входная
характеристика несколько смещается, т. е. в транзисторе существует
внутренняя обратная связь.
а)
б)
Рисунок 4
На графике, изображающем коллекторные характеристики (рисунок
4, б), можно выделить три основные области, соответствующие трем
различным режимам работы транзистора:
I область - активный режим, соответствующий значениям Uк-б<0, Uк-э >0.
Этот режим является основным в усилительной технике. Для всей активной
области характерно, что ток коллектора пропорционален току эмиттера.
II область - режим насыщения, соответствующий значениям Uк-б>0, Uк-э<0.
Режим насыщения характерен для большинства ключевых импульсных схем.
III область - режим отсечки Uк-б<0, Uк-э <0. Транзистор находится в запертом
состоянии.
Во многих случаях нет необходимости иметь семейства характеристик
транзисторов: достаточно знать основные параметры, которые легко могут
быть получены из этих характеристик. При этом, так же как и для
характеристик, необходимо указывать схему включения транзистора.
Основные параметры транзистора в схеме с общей базой - следующие:
дифференциальный коэффициент передачи эмиттерного тока
= d I k d IэUк=соnst
дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода
R э = d U Э d IЭ
Uк=соnst
дифференциальное сопротивление коллекторного перехода
Rк = d U к d Iк
Iэ=соnst
коэффициент внутренней обратной связи по напряжению, характеризующий
влияние коллекторного напряжения на эмиттерное:
эк = d U Э d U к
Iэ=соnst
Помимо перечисленных параметров важную роль в работе
транзистора играет обратный ток коллектора Iко (ток в цепи коллектора при
рабочем напряжении на коллекторе и токе эмиттера, равном нулю).
Рассмотренные транзисторы называют биполярными, так как в них
действуют положительные и отрицательные носители электрического тока.
1.3 Схема включения транзистора с общей базой
При рассмотрении принципа работы транзистора, постоянные
напряжения на эмиттер и коллектор подавались относительно базы,
выполняющей роль общей точки. Такая схема включения транзистора
называется схемой с общей базой. Схему, приведенную на рисунке 3, можно
преобразовать в усилитель напряжения. Для этого в цепь эмиттера включают
источник переменного напряжения, которое нужно усилить, а в цепь
коллектора включают сопротивление нагрузки и снимают с него усиленное
переменное напряжение. Такой усилитель показан на рисунке 5, а.
В этой схеме использовано общепринятое условное изображение
транзистора р-n-p-типа. Условное обозначение для транзистора n-p-n-типа
показано на рисунке 5, б. У транзистора n-p-n-типа полярность напряжений,
подаваемых на эмиттер и коллектор, противоположна полярности
напряжений в схеме с p-n-p-транзистором.
Рисунок 5
Коэффициентом передачи напряжения Kн называют отношение
амплитуд или действующих значений переменных напряжений на выходе
(Uвых) и на входе (Uвх) усилителя. Входом усилителя являются зажимы
эмиттер-база, а выходом считается вход следующего каскада или зажимы,
к которым подключается внешняя нагрузка.
Как правило, сопротивление RE во много раз превышает входное
сопротивление транзистора переменному току Rвх
RE Rвх
Для схемы с общей базой входное сопротивление транзистора очень
близко к величине дифференциального сопротивления диода
re rd 25 / I E ,
где IE - постоянная составляющая тока эмиттера, мА. Поэтому можно считать,
что ток от источника сигнала - генератора (Ег, Rг), показанного на рисунках 5,
а и б, не ответвляется в сопротивление RE и целиком течет в эмиттер,
Емкость разделительного конденсатора С1 берут достаточно большой,
чтобы выполнялось условие
X C1 ( Rг Rвх )
где Rг - сопротивление источника переменного напряжения, RBX - входное
сопротивление транзистора, равное для рассматриваемой схемы rd
X C1 1/ C1 .
Входной переменный ток
I вх E Г /( RГ Rвх )
Чтобы не проявлялась нелинейность входной
необходимо иметь сопротивление источника сигнала
RГ Rвх
характеристики,
Для выполнения данного условия при малом сопротивлении источника
сигнала включают дополнительное сопротивление. Таким образом, в данном
случае можно считать
I вх E Г / RГ
Выходные характеристики транзистора почти параллельны оси
абсцисс. Это говорит о том, что выходное сопротивление транзистора для
переменного тока в схеме с общей базой очень велико и составляет
несколько мегом.
Выходное сопротивление транзистора в схеме с общей базой на
практике всегда много больше сопротивления нагрузки. Поэтому можно
считать, что выходной переменный ток не зависит от сопротивления
нагрузки и равен
I вых h21b I вх .
Параметр h21b называется коэффициентом передачи тока при малом
сигнале в схеме с общей базой в режиме короткого замыкания коллекторной
цепи и по определению равен
h21b
ic
ie
uc const
.
Коэффициент h21b является характеристикой передачи малого сигнала в
отличие от введенного ранее параметра h21B в, являющегося
характеристикой передачи большого сигнала.
Так как
U вых I вых Rн h21b I вх Rн ,
U вх I вх Rвх I вхre
коэффициент передачи напряжения
K н U вых / U вх h21b Rн / re .
Если в схемах на рисунке 5 включена внешняя нагрузка Rн, показанная
штриховой линией, то
K н h21b Rн / re , где
Rн
Rн Rн
.
Rн Rн
2 Экспериментальная часть
Лабораторная работа по снятию входных и выходных характеристик
транзистора с общей базой проводится в следующей последовательности:
2.1. Собрать схему согласно рисунка 6. PA1
VT1
SA1
R1
PS 1
+15 V
N
C1
5V
R2
0
+
PA1 - прибор комбинированный 43101; R1 - резистор 100 ; R2 - резистор
переменный 470 ; С1 - конденсатор 3300 pF (подключается при наличии
помех ); VT1 - транзистор КТ315А; PS1 - осциллограф; SA1 - тумблер МТ1.
Рисунок 6
2.2. Подключить схему к гнездам блока ПГ " + 5 V "; " + 15 V "; " – 0 ".
2.3. Изменяя резистором R2 входные напряжения (Uэб) от 0 до 0,9 V, снять
входную характеристику транзистора Iэ = f (Uэб) при напряжении коллектора
(Uкб) 0; 5; 10 V (Uкб = 0 при отключенном тумблере SA1)
2.4. Собрать схему согласно рисунка 7.
2.5. Изменяя резистором R4 напряжение Uкб от 0,8 до 0 V, снять
отрицательную ветвь выходной характеристики транзистора Iк = f (Uкб) при
установке эмиттерного тока 10, 20, 30 mA.
PA1
VT1
PA2
+
0
R1
R3
PV1
C1
5V
R2
R4
Uэб
Uкб
+
-
PA1, PA2 - комбинированный прибор 43101; PV1 - комбинированный прибор
Ц4342; R1 - резистор 100 ; R2 - резистор переменный 2,2 ; R3 - резистор
3,3 k; R4 - резистор переменный 470 ; VT1 - транзистор КТ315А.
Рисунок 7
2.6. Собрать схему согласно рисунка 8.
PA1
+
VT1
PA2
SA1
+
R1
PV1
C1
5V
R2
Uкб
Uэб
-
0
PA1, PA2 - комбинированный прибор 43101; PV1 - комбинированный прибор
Ц4342; R1 - резистор 100 ; R2 - резистор переменный 470 ; SA1 - тумблер
MTD - 1; С1 - конденсатор 3300 pF (подключается при наличии помех)
Рисунок 8
2.7. Изменяя ручкой " + 15 V " на блоке ПГ напряжение коллектора (Uкб) от 0
до 10 V, снять положительную ветвь выходной характеристики транзистора
Iк = f (Uкб) при установке эмиттерного тока (Iэ) 10, 20, 30 mA.
2.8. По данным измерений построить входные и выходные характеристики
транзистора.
Примечание: Конденсатор C1 подключается в случае наводок на схему.
3 Контрольные вопросы
3.1. Как устроен транзистор?
3.2. Принцип действия биполярного транзистора?
3.3. Какие способы включения биполярного транзистора вы знаете?
3.4. Дайте определение входной характеристики транзистора?
3.5. Дайте определение выходной характеристики транзистора?
3.6. Нарисуйте и объясните ход вольтамперной характеристики транзистора,
включенного по схеме с общей базой?
3.7. С какой целью в цепь эмиттера включают источник переменного
напряжения?
3.8. Какими параметрами характеризуется транзистор и как они зависят от
режимов работы?
4 Требования по содержанию отчета
Отчет должен содержать:
4.1. Титульный лист.
4.2. Схему рисунка 6.
4.3. Входную характеристику транзистора Iэ = f (Uэб).
4.4. Схему рисунка 7.
4.5. Отрицательную ветвь выходной характеристики транзистора Iк = f
(Uкб).
4.6. Схему рисунка 8.
4.7. Положительную ветвь выходной характеристики транзистора Iк = f (Uкб).
4.8. По данным измерений построенные входные и выходные
характеристики транзистора.
4.9. Выводы по работе.
Лабораторная работа № 4
Исследование транзистора в схеме с общей эмиттером
Цель работы:
- ознакомление с принципом работы транзистора и схемами их
включения;
- ознакомление с методикой измерения входных и выходных
характеристик транзистора в схеме с общей эмиттером и
определение коэффициента усиления.
1 Сведения из теории
Рассмотренные в предыдущей работе характеристики соответствуют
включению транзистора по схеме с общей базой. Эта схема называется так,
поскольку в ней электрод базы является общим для входной и выходной
цепей. В схеме с ОБ ток эмиттера - входной, а ток коллектора - выходной.
Однако при снятии статических характеристик, а также в электронных
схемах возможны и другие варианты включения транзистора - с общим
эмиттером (рисунок 1), с общим коллектором (рисунок 2).
Рисунок 1
Рисунок 2
В схеме с общим эмиттером входным током является ток базы
I б I э I к I э I э (1 ) I э .
Входным напряжением Uб.э является то же напряжение, что и в схеме
с ОБ, только с другим знаком. Поскольку ток базы значительно меньше тока
эмиттера, входное сопротивление транзистора в схеме с ОЭ значительно
выше, чем в схеме с ОБ.
Выходным током в схеме с ОЭ, так же как и в схеме с ОБ, является ток
коллектора, а выходным напряжением является Uк.э.
Статические характеристики для транзистора, включенного по схеме с
ОЭ, т. е. IK=f(Uк. э) при различных токах базы и Iб=f(Uб-э) при различных
напряжениях Uк.э, показаны на рисунке 3.
а)
б)
Рисунок 3
Из рисунка 3 видно, что расстояние между коллекторными характеристиками неодинаковое, несмотря на то, что приращение базового
тока везде составляет 200 мкА. Это объясняется тем, что коэффициент
передачи транзистора по току не остается постоянным и падает с
увеличением коллекторного тока. Поэтому в области больших токов
характеристики располагаются более густо.
Как и для схемы с ОБ, в схеме с ОЭ возможно выделить три основных
режима работы транзистора: активный режим (область I), режим насыщения
(область II), режим отсечки (область III). Однако в отличие от схемы с ОБ в
режиме насыщения выходное напряжение Uк.э остается отрицательным
(рисунок 3, б). Это объясняется тем, что Uк-э=Uк-б + Uб.э и в режиме насыщения
напряжение Uб.э - отрицательное и по абсолютной величине больше, чем Uк-б.
1.2 Включения транзистора с общим эмиттером
Наиболее часто транзисторы включаются по так называемой схеме с
общим эмиттером, когда общим зажимом для входного и выходного
напряжений является эмиттер. На рисунке 4 показана простейшая схема
усилителя с общим эмиттером.
На схеме приведены направления токов эмиттера, базы и коллектора,
выбранные в качестве положительных.
.
Рисунок 4
Ток коллектора равен
ic ie ib .
С учетом коэффициента h21B , имеем
ic I CBO h21B ie .
Исключив ток эмиттера из равенств, получим
ic
I CBO
h
21B ib .
1 h21B 1 h21B
Первый член называется обратным током коллектор—эмиттер при токе
базы ib = 0. Этот ток обозначают через ICEO, Таким образом,
I CEO I CBO /(1 h21B ) .
Так как коэффициент h21 в по абсолютной величине очень близок к
единице и может достигать значений 0,980—0,995, ток IСЕО в 50—200 раз
больше тока ICBO.
Коэффициентом передачи тока в схеме с общим эмиттером в режиме
больших сигналов
h21E h21B /(1 h21B ) .
Выразим коэффициент h21B через токи IC, IE и ICBO:
h21B ( I C I CBO ) / I E ,
h21E ( I C I CBO ) /( I B I CBO ) .
Когда ток коллектора велик по сравнению с ICBO, имеем
h21E I C / I B .
Величина коэффициента передачи тока в режиме больших сигналов
h21E зависит от тока коллектора и от напряжения на коллекторе.
На рисунке 5 дана зависимость коэффициента передачи тока в режиме
больших сигналов от величины тока коллектора.
Рисунок 5
Ток коллектора можно вычислить как
ic I CEO h21E ib .
Коэффициентом полезного действия усилителя называют отношение
мощности переменного тока на выходе усилителя Р~ к мощности Р=,
поступающей от источника постоянного тока в коллекторной цепи:
P~ / P .
2 Экспериментальная часть
Лабораторная работа по снятию входных и выходных характеристик
транзистора в схеме с общим эмиттером и определению коэффициента
усиления проводится в следующей последовательности:
2.1 Собрать схему согласно рисунка 6.
2.2. Подключить схему к гнездам блока ПГ " + 5 V "; " + 15 V "; " – 0 ".
2.3. Изменяя резистором R1 входное напряжение (Uбэ) от 0 до 0,9 V, снять
зависимость базового тока (Iб) от напряжения база-эмиттер (Uбэ) при
установке коллекторного напряжения (Uкэ) 0; 5; 10 V (входная характеристика
транзистора Iб = f (Uбэ ); Uкэ = 0 обеспечивается при включенном тумблере
SA1.
2.4. Изменяя напряжение коллектора (Uкэ) ручкой " + 15 V " на блоке ПГ от 0
до 8 V, снять зависимость коллекторного тока (Iк) от напряжения коллекторэмиттер (Uкэ) при установке тока базы (Iб) 0,1; 0,2 mA (выходная
характеристика транзистора Iк = f (Uкэ). При поведении работы не допускать
зашкаливания прибора PA2.
2.5. По данным измерений построить входные и выходные характеристики
транзистора.
PA1
VT1
PA2
SA1
+
R1
PS1
N
PV1
0 - 10 V
C1
R2
Uбэ
Uкэ
0
С1 - конденсатор 3300 pF (подключается при наличии помех); PA1, PA2 комбинированный прибор 43101; PV1 - комбинированный прибор Ц4342; R1
- резистор 1 ; R2 - резистор переменный 470 ; SA1 - тумблер MT - 1; PS1 осциллограф.
Рисунок 6
2.5. Определить по характеристикам транзистора графоаналитическим
методом следующие параметры транзистора:
2.5.1 Входное сопротивление транзистора:
Rвх
2.5.2. Выходное сопротивления транзистора: Rвх
U бэ
.
I б
U кэ
.
I к
2.5.3. Коэффициент усиления:
I к
.
I б
3 Контрольные вопросы
3.1. Назовите типы транзисторов?
3.2. Какие способы включения транзистора вы знаете?
3.3. Установите взаимосвязь между токами эмиттера, коллектора и базы
транзистора?
3.4. Приведите семейство входной и выходных характеристик транзистора,
включенного по схеме с общим эмиттером?
3.5. Как по статическим характеристикам транзистора определить
коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером?
3.6. Укажите преимущества схемы включения транзистора с общим
эмиттером по сравнению со схемой с общей базой?
3.7. Нарисуйте типовую схему усилительного каскада с общим эмиттером?
3.8. Поясните, как влияет увеличение сопротивления резистора Rк на
коэффициент усиления усилительного каскада с общим эмиттером?
3.9. Поясните назначение делителя напряжения R1 - R2 усилительного
каскада с общим эмиттером?
3.10. Укажите назначение цепи Rэ - Cэ в усилительном каскаде с общим
эмиттером?
4 Требования по содержанию отчета
Отчет должен содержать:
4.1. Выводы по работе
4.2 Схему рисунка 6.
4.3. Зависимость базового тока (Iб) от напряжения база-эмиттер (Uбэ) при
установке коллекторного напряжения (Uкэ) 0; 5; 10 V.
4.4. График входной характеристика транзистора Iб = f (Uбэ); Uкэ = 0.
4.5. Зависимость коллекторного тока (Iк) от напряжения коллектор-эмиттер
(Uкэ) при установке тока базы (Iб) 0,1; 0,2 mA.
4.6. График выходной характеристика транзистора Iк = f (Uкэ ).
4.7. Выводы по работе.
Лабораторная работа № 5
Исследование усилителей низкой частоты
Цел ь р або ты :
- изучение основных схем усилителей низкой частоты;
- ознакомление с методами исследования и
характеристик усилителей низкой частоты.
анализа
основных
1 Сведения из теории
1.1 Общие сведения
Электронным усилителем называется устройство, предназначенное для
усиления одного из параметров электрического сигнала (тока, напряжения
или мощности). Усилитель состоит из транзистора, источника питания и
вспомогательных элементов - резисторов, конденсаторов, дросселей.
Вспомогательные элементы определяют необходимый режим работы
транзисторов. Сочетание транзистора со всеми относящимися к ним элементами схемы называют усилительным каскадом.
В зависимости от частоты усиливаемого сигнала различают усилители
постоянного тока, низкой частоты, высокой частоты и сверхвысокой частоты.
По назначению, т. е. в зависимости от того, какой параметр усиливается,
существуют усилители напряжения, тока и мощности. По характеру усиливаемого сигнала различают усилители непрерывных сигналов и усилители
импульсных сигналов.
Усилитель имеет входные и выходные зажимы. К входным зажимам
подводится электрический сигнал. Для источника входного сигнала сам
усилитель представляет некоторое сопротивление, называемое входным. На
этом сопротивлении расходуется мощность источника сигнала, которую
желательно иметь как можно меньше. Этого стараются достигнуть
увеличением входного сопротивления усилителя.
К выходным зажимам усилителя присоединяется нагрузка. На ней
создается переменное напряжение и выделяется мощность усиленных
колебаний
Рвых
U 2 вых. м акс.
2 Rн
Для оценки работы усилителя вводится понятие коэффициента
усиления по мощности
Кр
Рвых
Рвх
Как правило, одного каскада недостаточно для нужного усиления
сигнала. Тогда усилитель составляется из нескольких каскадов.
Электрический сигнал, усиленный первым каскадом, подается на вход
второго каскада и т. д. Источники питания в большинстве случаев являются
общими для всех каскадов усилителя. В радиоприемниках последний
выходной-каскад обеспечивает нагрузку (громкоговоритель) необходимой
мощностью.
Предыдущие каскады обеспечивают предварительное усиление
сигнала. Каскады на транзисторах в отличие от ламповых каскадов при
отсутствии тока во входной цепи не работают. Для них существенным
показателем работы усилителя служит коэффициент усиления по току
КI
I вых. макс.
I вх. макс.
Для многокаскадного усилителя коэффициент его усиления равен
произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов
К общ. К 1 К 2 К 3
Классы усиления. В зависимости от выбранного режима работы
транзистора различают три класса усиления (рисунок 1).
Рисунок 1 - Классы усиления.
При работе транзистора в режиме А переменный ток протекает в
выходной цепи в течении всего периода, т.е. в процессе работы не
происходит запирание транзистора. Коэффициент полезного действия
получается невысоким.
Режим В характерен тем, что ток покоя равен нулю, ток протекает в
течение одного полупериода колебания. При отсутствии сигнала усилитель
не потребляет мощности от источника питания. Режим В характеризуется
более высоким коэффициентом полезного действия и применяется в
мощных усилителях.
Режим АВ является промежуточным между А и В. Значения к. п. д. и
искажения занимают среднее положение между соответствующими
параметрами режимов А и В.
Основное назначение усилителя - усиливать колебания, не искажая их
формы. Но в усилителях всегда есть реактивные элементы, сопротивление
которых зависит от частоты, транзисторы имеют нелинейные характеристики.
Поэтому усилитель сам искажает усиливаемый сигнал. Различают частотные,
фазовые и нелинейные искажения.
Каждый усилитель характеризуется диапазоном частот (полосой), в
пределах которого он может усиливать напряжение или мощность. Разность
максимальной и минимальной частот, которые способен усиливать усилитель,
называют полосой пропускания усилителя. Она обозначается 2Δf:
2Δf = fв – fн.
Для характеристики работы усилителя при разных амплитудах
колебаний, подведенных к его входу, строят амплитудную характеристику
(рисунок 2). Обычно УНЧ содержит один или несколько каскадов
предварительного усиления и один оконечный каскад.
Рисунок 2 - Амплитудная характеристика УНЧ.
Каскады предварительного усиления выполняются по схеме с RСсвязью. Рассмотрим схему каскада усилителя (рисунок 3).
Входной сигнал поступает в цепь базы транзистора (схема с общим
эмиттером). Получаемый на резисторе Rк усиленный сигнал через
разделительный конденсатор С2 проходит в цепь базы транзистора
следующего каскада. Смещение на базу транзистора подают от общего
источника питания усилителя через делитель напряжения R1 R2
(отрицательное напряжение смещения равно десятым долям вольта).
Смещение в цепи базы равно падению напряжения на резисторе R2 и
достаточно стабильное.
При изменении температуры существенно изменяются параметры
транзисторов. Для их стабилизации в цепь эмиттера включают резистор Rэ,
на котором создается дополнительное смещение между базой и эмиттером,
противоположное напряжению смещения, выделенному на резисторе R2.
Положение рабочей точки на характеристике транзистора зависит от соотношения сопротивлений резисторов R1, R2, Rэ. Величина тока базы,
определяющего рабочую точку, зависит от напряжения Uсм(бэ).
Если ток эмиттера возрастет, то падение напряжения на резисторе Rэ
увеличится, а отрицательное смещение на базе уменьшится, что приведет к
снижению токов эмиттера и коллектора. Обратная связь по переменному
току устраняется подключением к резистору Rэ конденсатора большой
емкости Сэ (>10 мкф). Для того чтобы по постоянному току база не
соединялась с эмиттерам через источник входного сигнала, последний
включен через разделительный конденсатор С1 .
Рисунок 3 - Схема каскада транзисторного УНЧ
2 Экспериментальная часть
Лабораторная работа по исследованию резисторного усилителя низкой
частоты проводится в следующей последовательности:
2.1. Собрать схему рисунка 4.
2.2. Подключить схему к гнездам " +15 V " , " 0 " , " Um " и установить
необходимое напряжение питания.
2.3. Подать на выход усилителя с блока ПГ напряжение синусоидальной
формы 25 mV частотой 1000 Hz, изменяя величину резистора R2 и Uвх
добиться на нагрузке максимального неискаженного выходного сигнала.
2.4. Изменяя входной сигнал от 0 до ограничения выходного сигнала, снять с
помощью осциллографа амплитудную характеристику усилителя Uвых = F(Uвх)
на частоте входного сигнала 200, 1000, 10000 kHz.
2.5. Установить входной сигнал напряжением, равным половине значения
сигнала, при котором начинается ограничение, и снять частотную
характеристику усилителя Ku = F(f).
2.6. По данным измерений построить характеристики: амплитудную Uвых =
f(Uвх)
и частотную Ku = F(f).
С1,С2 - конденсатор 10F, 16 V; C3 - конденсатор 50 F, 16 V; R1 – резистор
150 k; R2 - резистор 47 k; R3 - резистор 10 k; R4 - резистор 680 ; R5 резистор 22 k; VT1 - транзистор КТ315А; PS1 - осциллограф.
Рисунок 4
3 Контрольные вопросы
3.1.Что называется электронным усилителем?
3.2. Из каких элементов состоит усилитель?
3.3. Что называется усилительным каскадом?
3.4. Что называется коэффициентом мощности?
3.5. С какой целью применяют несколько каскадов в усилителях?
3.6. Как вычисляется коэффициент усиления многокаскадного усилителя?
3.7. Перечислите классы и охарактеризуйте усиления усилителя?
3.8. Что называют полосой пропускания усилителя?
3.9. Нарисуйте амплитудную характеристику усилителя низкой частоты?
3.10. Нарисуйте схему каскада транзисторного усилителя низкой частоты и
расскажите как она работает?
4 Содержание отчета
Отчет должен содержать:
3.1. Титульный лист.
3.2. Тему и цель работы.
3.3. Схема рисунка 4.
3.4. Значения амплитудных характеристик усилителя Uвых = F(Uвх) на частоте
входного сигнала 200, 1000, 10000 kHz.
3.5. Значения частотной характеристики усилителя Ku = F(f).
3.6. Графики характеристик амплитудной Uвых=F(Uвх) и частотную Ku=F(f).
3.7. Выводы по работе.
Лабораторная работа № 6
Исследование однотактного трансформаторного усилителя мощности
Цель работы:
- ознакомление
с
принципиальными
схемами
однотактных
трансформаторных усилителей мощности;
- ознакомление с методикой измерения основных параметров
однотактных трансформаторных усилителей мощности
1 Сведения из теории
1.1 Усилители мощности
1.1.1 Общие сведения
Основным требованием, предъявляемым к каскадам усиления
мощности является обеспечение в заданном нагрузочном сопротивлении
возможно большей или заданной величины мощности сигнала. Эта
мощность должна быть отдана при допустимом уровне нелинейных и
частотных искажений, а также при возможно меньшем потреблении
мощности от источника питания. Поэтому основными исходными данными
при расчете каскада являются: мощность Pн отдаваемая в нагрузку; уровень
частотных M и нелинейных К r искажений; рабочая полоса частот н в ,
коэффициент полезного действия каскада . Усилитель мощности обычно
является выходным каскадом усилительного устройства.
Сопротивление нагрузки усилителя мощности, как правило, не
превышает величину нескольких десятков или сотен Ом. Если низкоомную
нагрузку включить непосредственно в выходную цепь транзистора
выходного каскад, имеющего обычно большое выходное сопротивление, то
мощность сигнала в нагрузке окажется очень малой. В этом случае
согласование выходного сопротивления усилительного каскада и
сопротивления нагрузки осуществляется с помощью выходного трансформатора. Если нагрузка достаточно высокоомная, то она может быть включена
непосредственно в выходную цепь оконечного усилительного каскада.
На вход каскада мощного усиления поступает сигнал большой
амплитуды, захватывающий всю рабочую область характеристик
усилительного элемента, и поэтому параметры усилительного элемента за
период сигнала изменяются в широких пределах. Вследствие этого,
аналитические расчеты каскада с использованием малосигнальных параметров усилительного элемента дают большую погрешность и расчет всех
показателей каскада усиления мощности проводится графически по
выходным характеристикам. Рабочая область характеристик располагается
левее гиперболы потерь и ограничивается максимально допустимыми для
данного усилительного элемента значениями выходного тока и напряжения,
а также условиями получения минимальных искажений и минимального
потребления мощности источника питания. Рабочая область выходных
характеристик транзистора для схемы включения с общим эмиттером в
режиме усиления мощности представлена на рисунке 1.
Рисунок 1 - Рабочая область выходных характеристик транзистора в
режиме усиления мощности
Каскады усиления мощности, могут выполняться как одно- и
двухтактные. В зависимости от выбора рабочей точки и величины
возбуждающего напряжения в этих каскадах используется тот или иной
режим усиления. Однотактные каскады работают в режиме А. В двухтактных
схемах, кроме режима А, широко применяются режимы В и АВ.
1.1.2 Однотактные каскады усиления мощности
Усилительные каскады, содержащие один или несколько
параллельно включенных усилительных элементов, на входы которых
подают одно входное напряжение и с выхода которых снимают одно
выходное напряжение усиленного сигнала, называют однотактными.
Используются они для получения в нагрузке сравнительно небольших
мощностей.
Однотактные каскады могут выполняться в зависимости от величины
нагрузки с бестрансформаторным и трансформаторным ее включением в
выходную цепь каскада.
1.1.3 Однотактный трансформаторный каскад
Принципиальные схемы однотактных трансформаторных усилителей
мощности при включении транзисторов по схеме с общим эмиттером и
общей базой приведены соответственно на рисунке 2,а и 2,б. На рисунке 3
показана линия нагрузки каскада по переменному току, позволяющая провести анализ работы схемы (рисунке 2,а) графоаналитическим методом с
использованием выходных характеристик транзистора.
Рисунок 2 - Принципиальные схемы однотактных каскадов усилителей
мощности с трансформаторной обратной связью
Порядок построения линии нагрузки следующий. Вначале строится
линия нагрузки по постоянному току. Транзистор в каскаде с
трансформаторным включением нагрузки нагружен по постоянному току
малым сопротивлением первичной обмотки трансформатора. Если R э 0 то
напряжение на коллекторе мало отличается от напряжения E к источника
питания и линия нагрузки по постоянному току пройдет очень круто вверх из
точки E к на оси напряжений (прямая R к ). Рабочая точка О каскада
находится на этой нагрузочной прямой и ее положение определяется
величиной U ок E к E к , где E к падение напряжения на активном
сопротивлении первичной обмотки трансформатора при выбранном
значении тока покоя коллектора.
Рисунок 3 - Характеристики однотактного каскада усиления мощности с
трансформаторной связью.
Рабочая точка О одновременно должна находиться на линии
нагрузки каскада по переменному току. Поэтому для построения этой
нагрузочной прямой необходимо найти одну из двух крайних ее точек на
выходных характеристиках транзистора. Обычно этой точкой выбирается
точка А, лежащая на перегибе одной из выходных характеристик. Такое
расположение точки А, как нетрудно убедиться, обеспечивает для
выбранного режима наименьшие нелинейные искажения при наименьшем
потреблении мощности источника питания.
Полученное значение Iк max не должно превышать Iк доп для данного типа
транзистора. Через точки А и О проводится линия нагрузки каскада по
переменному току (прямая Rк~). Точку В не располагают ниже характеристики, снятой при i б 0 , что определяется также условиями получения
минимальных искажений при минимальном потреблении энергии от
источника питания. При построении линии нагрузки стремятся обеспечить
равенство участков АО 0В. Тогда амплитуды выходного тока и
напряжения в оба полупериода будут равны, т. е. I кm I кm '' I кm и
''
U кm U кm U кm .
Максимальная амплитуда переменной составляющей на коллекторе
транзистора
U кm U ок U к. min E к E к U к. min .
Максимальная величина напряжения на коллекторе, как видно из рис.
3, а, равна U к. max 2U кm U к. min . Эта величина не должна превышать значение
максимально допустимое для выбранного типа транзистора.
Максимальная амплитуда тока в выходной цепи транзистора
I ок I к. min . Мощность, отдаваемая транзистором, численно равна
I кm
1
2
площади треугольника АОD (треугольника мощности), т. е. Pвых U кm I кm . В
нагрузку же будет передаваться мощность сигнала, равная Pн Pвых тр , где тр
— к. п. д. выходного трансформатора. При практических расчетах нагрузку
каскада усиления мощности полагают чисто активной. Поэтому оптимальная
нагрузка R к ~
U кm
, в которую транзистор отдает максимальную мощность,
I кm
может быть определена с учетом лишь активных сопротивлений обмоток
выходного трансформатора и нагрузки R к ~ R н ' r1 r ' 2 ,
где r1 — активное
трансформатора;
'
Rн -
сопротивление
сопротивление первичной обмотки
нагрузки,
приведенное
к
первичной
выходного
обмотке
трансформатора; r2 ' - активное сопротивление вторичной обмотки выходного
трансформатора, приведенное к первичной.
Мощность, потребляемая усилительным каскадом от источника
питания за период действия входного сигнала определяется, как P0 E к I ок .
Тогда к.п.д. усилителя мощности равен
А
Pвых 1 I кm (E к E к U к. min )
*
.
P0
2
(I кm I к. min )E к
При малых значениях E к , U к. min и I к. min , к. п. д. каскада приближается к
0,5 (50 %). Однако чрезмерное уменьшение U к. min и I к. min приводит к резкому
увеличению нелинейных искажений усиливаемого сигнала. Поэтому
трансформаторные однотактные усилители мощности работают практически
с к. п. д. порядка 25—40 %.
Для расчета параметров входной цени каскада на входную
характеристику, снятую при U к 0 , переносятся крайние точки А и В
нагрузочной прямой по переменному току и определяются размах входного
тока и напряжения (рис. 3, б), а затем рассчитываются значения входного сопротивления R вх ~ и мощности Pвх входного сигнала
R вх ~ =
2I 2 U
2U бm
; Pвх бm бm .
2I бm
8
Мощность Pк , рассеиваемая коллектором транзистора (мощность
потерь) Pк P0 Pвых . Или, после некоторых преобразований Pк 1 А Pвых .
А
Если, в предельном случае, к. п. д. каскада равен 0,5, то Pк Pвых . Поэтому на
практике для однотактного каскада усиления мощности транзисторы
выбираются из условия Pк.доп Pвых или, с учетом выражения для Pн ,
Pк.доп
Pн
тр
.
С целью уменьшения насыщения трансформатора его сердечник в
однотактных усилителях мощности выполняется с воздушным зазором.
2 Экспериментальная часть
Лабораторная
работа
трансформаторного усилителя
последовательности:
по
исследованию
мощности проводится
однотактного
в следующей
2.1.Собрать схему согласно рисунка 4.
С1 - конденсатор 10 μF, 16 V; С2 - конденсатор 100 μF, 16 V; R1 - резистор 470
кΩ; R2 - резистор 47 кΩ; RЗ - резистор переменный 47 кΩ; R4 - резистор 100 Ω;
R5 - резистор 33 Ω; VT1 - транзистор КТЗ15А; TV - трансформатор выходной
T1; PS1 - осциллограф.
Рисунок 4
2.2.Установить необходимые напряжения на блоке БП и ГС, и затем
подключить схему к гнездам «+15 V», «0», «Um».
2.3.Подать на вход схемы от блока ГС синусоидальный сигнал напряжением
150 mV частотой 1000 Hz , и с помощью резистора R3 добиться
максимального неискаженного выходного сигнала на резисторе R5.
2.4.Измерить с помощью осциллографа Uвх , UR , Uвых, U вых при частоте
входного сигнала 1000 Нz и вычислить коэффициент усиления усилителя по
мощности:
Кp
2
U
Pвых
; Pвх U вх I вх U вх R1 ; Pвых U вых .
R1
Pвх
R5
2.5.Изменяя частоту входного сигнала, снять частотную характеристику
усилителя К u F(f ) при Uвх 150mV ( К u U вых ).
U вх
2.6. По данным измерений построить частотную характеристику.
3 Контрольные вопросы
3.1. В чем заключаются основным требованием, предъявляемым к
каскадам усиления мощности?
3.2. Чем является обычно усилитель мощности?
3.3.Что произойдет в цепи если низкоомную нагрузку включить
непосредственно в выходную цепь транзистора выходного каскад?
3.4.Как включается достаточно высокоомная нагрузка?
3.5.Что собой представляют рабочая область выходных характеристик
транзистора для схемы включения с общим эмиттером в режиме усиления
мощности?
3.6. Что представляют собой однотактные каскады усиления мощности?
3.7. Что представляют собой двухактные каскады усиления мощности?
3.8. В зависимости от каких параметров происходит выбор режим усиления?
3.9.Что называют однотактным каскадом усиления мощности?
3.10. Что собой представляет принципиальная схема однотактного каскада
усиления мощности?
3.11. Как влияет на однотактные каскады величина нагрузки
с
бестрансформаторным и трансформаторным включением в выходную цепь
каскада.
4 Требования к содержанию отчета
Отчет должен содержать:
4.1. Титульный лист.
4.2. Тему и цель работы.
4.3. Схему рисунка 4.
4.4. Значения измеренных с помощью осциллографа U вх , U R1 и U вых при
частоте входного сигнала 1000 Нz.
4.5. Вычисленный коэффициент усиления усилителя по мощности по
формулам:
Pвых
U R1
U 2 вых
Кp
; Pвх U вх I вх U вх
; Pвых
.
Pвх
R1
R5
4.6. График частотной характеристики усилителя К u F(f ) при Uвх 150mV
( Кu
U вых
).
U вх
4.7. Выводы по работе.
Лабораторная работа № 7
Исследование двухтактного трансформаторного усилителя
мощности
Цель работы:
- изучение работы двухтактного трансформаторного усилителя
мощности;
- ознакомление
с методами измерения основных параметров
двухтактного трансформаторного усилителя мощности.
1 Сведения из теории
1.1 Двухтактные каскады усиления мощности
Двухтактный усилитель мощности состоит из двух симметричных плеч,
работающих на общую нагрузку. Транзисторы в каждом плече
подбираются с максимально близкими характеристиками и работают в
одинаковом режиме. Единственным отличием в работе плеч усилителя
является противофазность переменных составляющих выходных напряжений и токов.
1.1.1 Трансформаторный двухтактный каскад в режиме А
Однотактные трансформаторные каскады в режиме А имеют малый к. п. д.
и применяются, когда необходимо получить в нагрузке небольшую
мощность (до 5 Вт) с низким уровнем нелинейных искажений. Используя в
схеме более мощные транзисторы, можно повысить отдаваемую неискаженную мощность. Однако к. п. д. каскада при этом не увеличивается. Кроме
того, в первичной обмотке трансформатора имеется большой
подмагничивающий ток, что приводит к увеличению искажений, габаритов и
массы трансформатора. Двухтактные каскады, работающие в режиме A,
требуют подачи во входные цепи транзисторных плеч двух сигналов,
сдвинутых по фазе на 180°. Это условие может быть выполнено либо
включением в предоконечном каскаде специальной фазоинверсной схемы,
либо включением на входе каскада усиления мощности трансформатора,
вторичная обмотка которого имеет заземленную среднюю точку. Такие
каскады усиления мощности для включения транзисторов с общим
эмиттером показаны на рисунке 1,а и 1,б.
Рисунок 1- Принципиальные схемы двухтактных каскадов усиления
мощности с трансформаторной связью в режиме А
Если в каскаде усиления мощности включены транзисторы по схеме с
общей базой, то входные токи каждого из плеч велики и на входе
обязательно включается трансформатор, вторичная обмотка которого имеют
заземленную среднюю точку (рисунок 1,в).
Резистор R э в схемах служит для стабилизации режима работы
транзисторных плеч. Для исключения возможной разбалансировки
выходных токов покоя при изменениях температуры (т. к. температурные
коэффициенты напряжения транзисторов различны) и старении элементов в
эмиттерную цепь каждого транзистора иногда включают небольшие,
порядка (0,2...0,3) R э , резисторы R ' э и R '' э .
Если подавать на базы обоих транзисторов напряжения
синусоидальной формы, сдвинутые по фазе на 180°, то коллекторные токи
будут получать приращения, образующие переменные составляющие, также
сдвинутые на 180 При отсутствии нелинейных искажений и полной симметрии плеч iк1 I ок I1m sin t , iк 2 I ок I1m sin t ,
где I ок - коллекторный ток покоя плеча; I1m - амплитуда первой гармоники
входного тока. Поскольку токи плеч создают противоположно направленные
магнитные потоки, то суммарный намагничивающий ток is будет равен
разности токов плеч
is iк1 iк 2 2I1m sin t .
Как видно из последнего выражения, в намагничивающем токе
отсутствует постоянная составляющая, что устраняет необходимость
завышать сечение сердечника трансформатора. Потребляемый от источника
питания ток I 0 равен сумме токов плеч
I 0 iк1 iк 2 2I ок
и не содержит первой гармоники усиливаемого сигнала.
Таким образом мощность Pн , отдаваемая двухтактным каскадом,
работающим в режиме А, возрастает по сравнению с однотактным каскадом
в два раза, но при этом в два раза увеличивается мощность P0 , потребляемая
от источника питания, и поэтому к. п. д. схемы не возрастает Pн 2 тр Pвых .
Расчет двухтактного каскада, работающего в режиме А, производят для
одного плеча по методике расчета однотактного каскада. Элементы для
второго плеча выбираются идентично первому.
1.1.2 Трансформаторный двухтактный каскад в режиме В
Для получения большой мощности (более 5 Вт) с высоким к. п. д.
применяют двухтактные каскады, работающие в режиме В. Принципиальная
схема каскада с включением транзисторов по схеме с общим эмиттером
представлена на рисунке 2,а, а с включением транзисторов по схеме с общей
базой на рисунке 2, б.
Рисунок 2 - Принципиальные схемы двухтактных каскадов усиления
мощности с трансформаторной связью в режиме B
В режиме покоя на базы транзисторов обоих плеч подается смещение,
близкое к нулю ( U об = 0,1...0,3 В). При этом рабочая точка О располагается
несколько выше выходной характеристики, снятой при i б = 0, а в цепи
коллектора
I к . min
каждого транзистора
0,050,15I к . max (рисунок 3).
протекает
некоторый
ток
В этом случае не существует чистого режима В, но в связи с тем, что
исключается влияние начального нелинейного участка статической входной
характеристики транзистора, наблюдается
значительное уменьшение
нелинейных искажений усиливаемого сигнала.
Схема может работать и без смещения, т. е. в чистом режиме В, при
R2= 0. В этом случае рабочая точка О (рисунок 3) находится на пересечении
статической выходной характеристики, снятой при i1 = 0, с линией нагрузки
по переменному току и в выходной цепи протекает неуправляемый
начальный ток коллектора. При этом, хотя и наблюдается некоторое
увеличение к. п. д., происходит резкое возрастание нелинейных искажений
усиливаемого сигнала за счет нелинейности начального участка входной
статической характеристики транзистора.
Рисунок 3 - Выходные характеристики двухтактного каскада усиления
мощности с трансформаторной связью в режиме В
Так как оба транзистора работают в режиме, близком к режиму В, т. е.
с отсечкой, то следовательно, при подаче на вход двухтактного каскада
гармонического сигнала транзисторы будут открываться поочередно и через
первичную обмотку выходного трансформатора Т2 будут протекать в течение
каждого полупериода токи iк1 либо iк 2 , сдвинутые по фазе на 180°. В общем
случае, при разложении токов iк1 и iк 2 в ряд Фурье можно записать
i к1 I ок I1m cos t I 2 m cos 2t I 3m cos 3t ,
i к 2 I ок I1m cost I 2m cos 2t I 3m cos 3t
I 3m cos 3t I ок I1m cos t I 2m cos 2t I 3m cos 3t ,
где I ок — постоянная составляющая тока; I1m , I 2m , I 3m , ...— амплитудные
значения 1-й, 2-й, 3-й и т. д. гармоник. Поскольку токи плеч создают
противоположно направленные магнитные потоки, то суммарный
намагничивающий ток is , будет равен разности токов плеч
is iк1 iк 2 2I1m cos t 2I 3m cos 3t .
Из последнего выражения следует, что амплитуда первой гармоники
усиленного сигнала равна удвоенному значению амплитуд коллекторных
токов отдельных плеч, что позволяет получить удвоенное значение полезной
мощности по сравнению с однотактным каскадом. Кроме того, в на-
магничивающем токе отсутствует постоянная составляющая, что исключает
подмагничивание трансформатора и, следовательно, позволяет уменьшить
его габариты и массу по сравнению с трансформатором однотактной схемы.
Еще одним достоинством двухтактной схемы в режиме В является то, что из
состава намагничивающего тока, а, следовательно, и выходного сигнала
выпадают все четные гармоники. Это уменьшает нелинейные искажения
усиливаемого сигнала, т. к. коэффициент гармоник, будет определяться как
I 2 3m I 2 5 m
Кr
.
I1m
Потребляемый от источника питания ток I 0 равен сумме токов
I 0 iк1 iк 2 2I ок 2I 2 m cos 2t 2I 4 m cos 4t
и содержит кроме удвоенного среднего значения тока Iон лишь четные
гармоники, амплитуды которых малы. Поэтому ток, протекающий в общих
цепях обоих плеч, близок по форме к постоянному, что снижает требования к
конденсаторам, включаемым в эти цепи.
Следует отметить, что все преимущества двухтактного усилителя
мощности могут быть реализованы при достаточно высокой степени
электрической симметрии плеч.
Расчет энергетических показателей двухтактного усилителя мощности в
режиме В проводят также, как и для двухтактной схемы, работающей в
режиме А, для одного плеча. Порядок построения линии нагрузки плеча по
переменному току (рисунок 3) такой же, как и однотактного трансформаторного каскада усиления мощности.
Максимальная амплитуда переменной составляющей напряжения на
коллекторе транзистора
U кm E к E к U к . min .
Максимальная амплитуда тока коллектора I кm I к . max I к . min . Поскольку
намагничивающий ток содержит удвоенную первую гармонику I кm 2I1m , то
мощность, отдаваемая транзисторами плеч двухтактного каскада в
первичную обмотку выходного трансформатора Т2 равна
Pвых
1
I кm U кm ,
2
т. е. пропорциональна площади треугольника АОD. Мощность
отдаваемая в нагрузку
Pн ,
Pн Pвых тр .
Мощность, потребляемая обоими плечами от источника питания
P0 2E к I ок I к . min .
Постоянная
составляющая
из
I ок
разложения
в
ряд
Фурье
полусинусоидального импульса коллекторного тока с амплитудой I кm равна
I ок
I кm
.
Коэффициент полезного действия двухтактного каскада усиления
мощности в режиме В равен
в
Pвых
I кm
U
*
* кm .
P0
4 I кm I к . min E к
4
Если I кm I к . min ,то в , где
U кm
коэффициент использования
Eк
коллекторного питания. При полном использовании коллекторного питания
1 и к. п. д. приближается к величине
0.786 (78.6%). Практически в
4
двухтактных усилителях мощности в режиме В невозможно исключить
потери в выходном трансформаторе, из-за неидеальности усилительных
элементов невозможно обеспечить полное использование источника
коллекторного питания. Поэтому эти каскады работают с к. п. д. порядка 70
%.
Мощность, рассеиваемая коллектором одного транзистора (мощность
потерь),
Pк
1
P0 Pвых 1 в Pвых .
2
2в
Если принять в 0,7 , то Pк
Pвых
.
5
Таким образом, выбранный для конкретной схемы усилителя
мощности транзистор должен обладать
Pк .доп
Pвых
5
. С учетом возможности
местных перегревов транзисторов на практике при выборе усилительных
элементов для двухтактного каскада усиления мощности в режиме В следует
ориентировочно исходить из соотношения
Pк . max
Pн
3 тр
Pк . max
Pвых
3
или из соотношения
.
2 Экспериментальная часть
Лабораторная
работа
трансформаторного усилителя
последовательности:
по
исследованию
мощности проводится
двухтактного
в следующей
2.1.Собрать схему согласно рисунка 4.
С1 - конденсатор 3300 рF; С2 - конденсатор 0,1 μF; R1 - резистор 100 Ω;R2 резистор 8,2 кΩ; RЗ - резистор переменный 22 кΩ; R4 - резистор 4,7 кΩ; R5, Rб
- резистор 27 кΩ; R7 - резистор 33 Ω; VT1 транзистор КТ315А; VT2 - транзистор
КТ315А; ТV1 - трансформатор Т1; ТV2 - трансформатор Т2; РS1 - осциллограф.
Рисунок 4
2.2. Установить необходимое напряжение питания на блоке БП и затем
подключить схему к гнездам «+15 V», «0», « U m ».
2.3. Подать на вход схемы от блока ГС синусоидальный сигнал малой
величины (20 mV) частотой 1000 Нz и с помощью резистора RЗ и ручек «V»
блока ГС добиться максимального неограниченного выходного сигнала на
резисторе R7.
2.4.Увеличивая входной сигнал, определить максимальное значение U вхm ,
при котором выходное напряжение еще не ограничивается по амплитуде и
измерить с помощью осциллографа U вхm , U R1 и U вых при частоте входного
сигнала 1000 Нz.
2.5. По данным измерений вычислить коэффициент усиления усилителя по
мощности К p :
Кp
Pвых
U 2 вых
U
; Pвх U вх I вх U вх R1 ; Pвых
.
R7
Pвх
R1
2.6. Изменяя частоту входного сигнала, снять частотную характеристику
усилителя К u F(f ) при
0,5 U вхm (К
U вых
).
U вх
По данным измерений построить частотную характеристику.
3 Контрольные вопросы
3.1. Перечислите и охарактеризуйте основные требования, предъявляемые к
усилителям мощности.
3.2. Как работает трансформаторный двухтактный каскад в режиме А?
3.3. Как можно повысить отдаваемую неискаженную мощность?
3.4. Как можно доказать, что мощность Pн , отдаваемая двухтактным
каскадом, работающим в режиме А, возрастает по сравнению с однотактным
каскадом в два раза?
3.5. Как работает трансформаторный двухтактный каскад в режиме В?
3.6. Определите мощность Pн , развиваемую однотактным усилителем в
нагрузке, и к. п. д. каскада, если максимальная амплитуда тока в выходной
цепи транзистора I кm =0,3 A, ток покоя коллектора I ок =0,4 A , оптимальная
нагрузка R к~ 33 Ом, к. п. д. выходного трансформатора каскада гр = 0,9,
напряжение питания усилительного каскада E к = 12 В.
3.7. Определите мощность Pн развиваемую двухтактным усилителем,
работающим в режиме В, в нагрузке, и к.п.д. каскада, если ток коллектора
транзистора одного плеча изменяется от I к. min 0,05A до I к. max 1,5A ,
оптимальная нагрузка плеча R к 18 Ом, мощность, потребляемая обоими
плечами от источника питания P0 = 17 Вт.
4 Требования к содержанию отчета
Отчет должен содержать:
4.1.Титульный лист.
4.2. Тему и цель работы.
4.3. Схему рисунка 4.
4.4. Измеренные с помощью осциллографа U вхm , U R1 и U вых при частоте
входного сигнала 1000 Нz;
4.5. Вычисленный коэффициент усиления усилителя по мощности К p :
Кp
U
U 2 вых
Pвых
; Pвх U вх I вх U вх R1 ; Pвых
.
R7
R1
Pвх
4.6.График частотной характеристики усилителя К u F(f ) при
0,5 U вхm (К
4.7. Выводы по работе.
U вых
).
U вх
4. Самостоятельная работа студента
Практикум предназначен для организации самостоятельной работы
студентов
Назначение компьютерного практикума:
Знакомство с современным программным обеспечением,
используемым для моделирования электронных цепей;
Знакомство с принципами построения математических моделей
электронных устройств;
Исключение громоздких рутинных расчетов при исследовании
сложных цепей, возможность детального исследования характеристик
таких цепей;
Получение элементарных навыков расчета и проектирования
электронных цепей.
Компьютерный практикум включает:
Программы схемотехнического моделирования;
Библиотеки моделей компонентов;
Описание программ, указания по их установке и подключению
библиотек;
Краткие методические рекомендации по использованию
моделирующих программ;
Методические указания по выполнению экспериментов;
Методические материалы.
МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ
по использованию пакета электронного моделирования
Electronics Workbench (EW) в лабораторном практикуме
по курсу “Радиоэлектроника”
Помимо
лекционного
курса
предусматривается
выполнение
лабораторного цикла из восьми четырехчасовых лабораторных работ.
Лабораторные работы выполняются на ПЭВМ с применением стандартных
программ
моделирования
работы
логических
схем
Electronics
Workbench (EW). Данная программа предоставляет широкие возможности для
синтеза
цифровых
и
аналоговых
электронных
схем.
В
настоящих
методических указаниях будут рассмотрены лишь те аспекты работы с
программой,
которые
связаны
с
разработкой
и
моделированием
комбинационных и цифровых схем.
Общие сведения
Программа EW работает под
запускается стандартным образом.
управлением
Microsoft
Windows
и
Рассмотрим экран EW сразу после запуска программы. Большое окно в
центре экрана - это рабочее пространство, где Вы будете моделировать
электронные схемы. Рабочее пространство можно перемешать и изменять
его размеры. Реальное рабочее пространство может быть больше чем его
видимая часть на экране. Для того чтобы перемещаться по рабочему
пространству, нужно использовать линейки прокрутки. Если рабочее
пространство скрыто от Вас другими окнами, Вы можете поставить его на
первый план, щелкнув мышью по заголовку (навести указатель мыши на
изображение и нажать левую кнопку мыши) или выбрав его в меню Window.
Сбоку от рабочего пространства находится панель деталей. Панель
деталей содержит элементы, необходимые для синтеза схем. Как и другие
окна, Вы можете передвигать панель деталей, изменять ее размеры и
перемещаться внутри окна. В верхней части экрана находятся меню,
измерительные приборы и выключатель питания.
Меню и измерительные приборы будут описаны подробно ниже.
Выключатель питания служит для включения и выключения схемы.
Чтобы включить схему, нужно щелкнуть мышью на выключателе или выбрать
Activate в меню Circuit. После окончания эмуляции схема будет
выключена автоматически. Для принудительного выключения
щелкните
мышью по выключателю или выберете Stop (Pause) в меню Circuit.
Меню
Работая в EW, Вы можете выбирать команды из следующих меню: File,
Edit, Circuit, Window, Help. Ниже каждое из этих меню будет
рассмотрено подробно.
Команду из меню можно выбрать двумя способами:
1.Щелкнуть мышью по заголовку меню, так чтобы оно открылось и
затем щелкнуть по необходимой команде.
2.Нажать комбинацию клавиш (Alt+подчеркнутая буква в названии
меню). (Например, для выбора меню Circuit нужно нажать Alt+C). Затем,
нажать подчеркнутую букву в названии необходимой команды.
Команда, записанная серым светом (“погашенная”) не может быть
выбрана в данный момент.
Меню File
Меню File содержит команды для работы с файлами. Рассмотрим эти
команды:
New (CTRL+N) - начать моделировать новую схему. После выполнения
этой команды появится новое рабочее пространство. Если в ранее
созданную схему были внесены изменения, то прежде чем выполнить
команду New, программа предложит сохранить схему.
Open... (CTRL+O) - открыть ранее созданный файл. После выбора
команды появится диалоговое окно, которое позволит Вам изменить диск и
папку, если это необходимо, и выбрать нужный файл.
Save (CTRL+S) - записать созданную Вами схему в файл. Команда
Save может быть использована как для записи схем уже сохраненных на
диске, так и для записи вновь созданных схем. Если Вы записываете
схему в первый раз, появится диалоговое окно, которое позволит Вам
изменить диск и папку, если это необходимо, и выбрать имя файла.
Save As... - записать созданную Вами схему в файл с новым именем.
После выбора команды появится диалоговое окно, используя которое, вы
можете задать новое имя файла. Команду Save As... целесообразно
использовать при экспериментальной модификации схемы, если изменение
оригинала нежелательно. В этом случае Вы запишете видоизмененную схему
в другой файл, а оригинал оставите без изменений.
Revert to Saved - восстановить схему, в том состоянии которое
соответствовало последней записи схемы в файл.
Print... (CTRL+P) - распечатать созданную Вами схему. После
выбора команды появится диалоговое окно. Оно позволит Вам выбрать
параметры схемы (метки и параметры элементов схем, сетка и так далее),
которые будут отражены при печати. Определив все параметры, нажмите
клавишу Accept.
Print Setup... - параметры распечатки схем. После выполнения этой
команды Вы попадете в диалоговое меню, где можете задать следующие
параметры:
1. Изменить принтер. Для этого нужно щелкнуть мышью по
кнопке Specific Printer и выбрать нужный принтер из списка
установленных.
2. Выбрать ориентацию изображения при печати горизонтальную
или вертикальную.
3. Изменить размер и источник бумаги. Для этого нужно
щелкнуть мышью по ранее заданным параметрам и выбрать новые из
списка.
Exit (ALT+F4) - выход из EW.
Install... - установить дополнительные компоненты EW.
Меню Edit
Меню Edit позволяет удалять и копировать компоненты в схемах EW.
Рассмотрим команды этого меню:
Cut (CTRL+X) - удалить выделенные элементы или текст. Выделенная
информация помещается в буфер обмена и может быть использована позже.
Copy (CTRL+C) - копировать выделенные элементы или текст.
Копируемая информация помещается в буфер обмена. Важно помнить, что
при копировании элемента Вы копируете также его метку и его параметры.
Paste (CTRL+V) - поместить информацию в активное окно из буфера
обмена. Команда не может быть выполнена, если буфер обмена не содержит
информации, которую можно поместить в данное окно. Выполнение команды
не влияет на состояние буфера обмена.
Delete (DEL) - удалить выделенные элементы или текст. Выделенная
информация не помещается в буфер обмена и не влияет на его состояние.
Внимание: Удаленная информация не может быть восстановлена.
Select All (CTRL+A) - выделить всю информацию в активном окне.
Например, если активным является окно рабочего пространства,
выполнение команды приведет к выделению всех приборов и элементов в
данном окне.
Show Clipboard - просмотреть буфер обмена.
Copybits (CTRL+I) - копировать все части окна в буфер обмена по
битам. Для выполнения копирования:
1. Подведите
перекрестье
к
одному
из
углов
копируемого
окна.
2. Нажмите левую кнопку мыши и, не отпуская ее, растяните
копируемое окно до требуемых размеров.
Команда может быть полезна для передачи данных в другие
приложения Windows.
Меню Circuit
Меню
Circuit
содержит
команды
позволяющие
испытывать электронные схемы. Опишем эти команды:
моделировать
и
Activate (CTRL+G) - включить схему. После выполнения команды, EW
начнет моделировать поведение схемы.
Stop (CTRL+T) - выключить схему.
Pause/Resume (F9) - временно прервать процесс моделирования схемы
/ возобновить процесс моделирования схемы.
Label... (CTRL+L) - создать метку для элемента.
Если после выполнения команды метка не изображается на экране,
выберете команду Preferences из этого же меню и включите Show labels.
Model... (CTRL+M) - изменить модель компонента. После выбора
команды появится диалоговое окно, в котором Вы можете выбрать нужную
модель. По умолчанию элементам соответствуют идеальные модели.
Zoom (CTRL+Z) - расширенный просмотр инструментов или подсхем.
Rotate
(CTRL+R)
-
вращение
элемента.
Большинство
вращаются
по
часовой
стрелке
на
90.
При
соединительные провода вращаются вместе с ними.
вращении
элементов
элементов
Subcircuit... (CTRL+B) - объединить часть схемы в подсхему.
Wire Color... - изменить цвет провода. После выбора команды
появится диалоговое окне, в котором Вы можете выбрать нужный цвет
провода.
На
осциллографе
и
логическом
анализаторе
сигналы
будут
изображаться тем же цветом, что и провода, соединяющие эти приборы со
схемой.
Preferences... (CTRL+E) - позволяет сделать следующие установки:
1. Show grid - отображать сетку.
2. Use grid - использовать сетку.
Использование сетки
делает схему более красивой, так как элементы располагаются в
соответствии с узлами сетки.
3. Show labels - отображать метки.
4. Show values - отображать параметры элементов.
5. Show models - отображать модели элементов.
Analysis Options... (CTRL+Y) - параметры анализа схем. Данные
параметры
определяют,
как
будет
моделироваться
работа
схемы.
Рассмотрим их.
1. Тип анализа
Transient - переходный. В данном режиме при моделировании
работы схемы будут учтены переходные процессы, возникающие при
включении питания.
Steady-state - устойчивый. В данном режиме моделируется
только устойчивые состояния (без учета переходных процессов,
возникающих при включении питания).
2. Моделирование работы активных элементов
Assume linear operation - работать с линейными элементами.
Включение
этой
опции
ускоряет
работу
программы,
однако
результаты моделирования будут иметь силу только для линейных
схем.
3. Работа с осциллографом
Pause after each screen - прерывать моделирование каждый
раз после заполнения экрана осциллографа.
Store results for all nodes - сохранять осциллограммы для
всех узлов схемы.
Tolerance
результатов.
-
допуск.
Устанавливает
точность
моделируемых
Значения допусков представлены в экспоненциальной форме.
По умолчанию установлен допуск в 1. Уменьшение допуска приводит
к увеличению времени моделирования.
Два параметра описанные
моделировании аналоговых схем
полноты описания команд меню.
ниже применяются только
и приводятся здесь лишь
при
для
Points per cycle - число точек в цикле. Цикл, используемый
при анализе схемы, определяется частотой, задаваемой генератором
функций, источником тока или источником напряжения. По умолчанию
в каждом цикле анализируются 100 точек. Данная опция позволяет
увеличить число точек в цикле.
Bode plotter points per cycle - число точек в цикле для
частотного анализатора.
Увеличение двух последних параметров приводит к увеличению
времени моделирования.
Temporary file size
файла при моделировании.
for
simulation
-
размер
временного
По умолчанию размер временного файла равен 10 Мб. Во
временном файле хранится информация получаемая при моделировании
той или иной схемы. Когда объем полученной информации будет так
велик, что размер временного файла достигнет максимума, Вы
можете:
1. Прекратить моделирование работы схемы.
2. Удалить
полученные
до
этого
момента
продолжить моделирование.
3. Увеличить размер временного файла.
данные
и
Меню Window
Меню Window служит для организации работы с окнами. Рассмотрим
команды этого меню.
Arrange (CTRL+W) - упорядочить окна. Данная команда позволяет
упорядочить расположение окон, а также увеличивает, насколько это
возможно, их размеры.
Circuit - поставить окно рабочего пространства на первый план.
Description (CTRL+D) - открыть окно описаний. В окне описаний Вы
можете помещать информацию по схеме.
В меню Window Вы также можете переключаться между различными
наборами элементов панели деталей.
Меню Help
Меню Help предоставляет доступ к справочной системе EW. Опишем
команды этого меню:
Help (F1) - справка. После выполнения этой команды на экране
появится содержание справочной системы, используя которое, Вы можете
найти нужную информацию. Если необходима справка по конкретному
компоненту EW, выберете его перед выполнением команды.
Help Index... - предметный указатель.
About Electronics Workbench - информация о версии EW, серийном
номере и владельце.
Общие принципы работы
Использование мыши и клавиатуры
Моделировать схемы в Electronics Workbench вы можете в основном с
помощью мыши. Хотя некоторые операции можно делать при помощи
клавиатуры,
но
они,
как
правило,
касаются
ввода
текста
и
дополнительных операций.
Перемещение
экрана
элементов
и
приборов
относительно
Для перемещения объекта укажите на него (просто подведите
курсор к объекту, так чтобы курсор принял вид руки), нажмите левую
кнопку мыши, и удерживая ее, переместите объект в необходимое место
рабочего пространства.
Для перемещения нескольких объектов выберете их (ниже указано
как это сделать), укажите на один из объектов и проделайте ту же
операцию.
Выбор элементов и приборов
Для выбора объекта укажите на него, и нажмите левую кнопку
мыши. Объект выделится другим цветом.
Выбрать группу объектов можно двумя способами.
1. Выберете первый объект, используя левую кнопку мыши, а
последующие указывая на них и нажимая уже правую кнопку мыши;
2. С помощью рамки. Представьте прямоугольник в рабочем
пространстве, так чтобы он закрывал часть схемы с теми элементами,
которые вам нужны. Затем укажите курсором мыши на любой угол части
схемы / представленного прямоугольника (так чтобы курсор не попал
на прибор или элемент), нажмите на левую кнопку мыши, и удерживая
ее, перемещайте курсор в противоположный угол прямоугольника (по
диагонали). При этом вы увидите рамку, в которую будут включены
выбираемые объекты. После этого отпустите кнопку мыши. Все
выбранные объекты будут выделены другим цветом.
После выбора одного или нескольких объектов к ним можно применять
команды из меню Edit и Circuit.
Выделение части схемы в подсхему
Выберете группу элементов.
Выберете Subcircuit из подменю Circuit.
Наберите имя подсхемы в диалоговом окне.
Выберете способ выделения: Copy from circuit - копирование из
схемы; Move from circuit - перемещение из схемы; Replace in circuit
- заменить в схеме.
Появятся раскрытое окно подсхемы и новый элемент на панели
Custom.
Использование двойного щелчка левой кнопкой мыши
Указав курсором мыши на объект, и быстро нажав два раза на левую
кнопку мыши, вы можете:
установить номинал элемента (например, величину сопротивления
для резистора), или выбрать модель (например, тип транзистора), или,
для элементов без этих параметров, назначить метку;
раскрыть окно прибора или подсхемы;
изменить цвет проводника.
Ввод текста и клавиши редактирования
Ввод текста используется в следующих случаях:
при определении меток, значений, модели элемента;
при описании схемы (в окне Description);
при вводе значений в приборах (например, программируя Word
Generator - генератор слов).
При редактировании текста вы можете использовать следующие
клавиши:
BACKSPACE
или DEL - удаление символов соответственно слева
или справа от курсора;
клавиши перемещения курсора;
HOME или END - перемещение текстового курсора соответственно
в начало или в конец;
TAB - вставка символа табуляции.
Также клавиша(и):
DEL соответствует удалению выбранного элемента схемы (кроме
приборов);
ESC приведет к закрытию диалогового окна;
курсора, при выбранном элементе или приборе приведет к его
перемещению.
Построение и проверка схемы
Чтобы построить и проверить схему вы должны:
переместить
компоненты
из
панели
деталей
пространство (обратным действием можно удалить деталь);
соединить их проводниками;
установить номиналы и типы элементов;
подключить приборы;
провести включение схемы.
в
рабочее
Соединение проводниками
Каждый элемент, прибор и подсхема имеет выводы, при указании на
один из них появится черная точка. Для соединения объектов между собой
необходимо: указать на вывод одного элемента; нажать на левую кнопку
мыши, и удерживая ее подвести курсор к выводу другого объекта;
отпустить кнопку мыши.
Для соединения проводников между собой используется узел,
имеет четыре вывода. Соединение можно провести тремя способами.
он
1. Переместите узел с панели деталей Passive в рабочее
пространство. Подведите необходимые проводники.
2. При существующем одном проводнике наложите на него узел (так
можно поступить и с любым другим компонентом), и подведите другой
проводник к выводу узла.
3. Как разновидность второго способа, можно просто подвести один
проводник к другому, при этом автоматически появится узел.
Установка номиналов и типов элементов
Если элемент требует установки номинала/типа, то необходимо
вызвать соответствующее диалоговое окно, двойным щелчком левой кнопкой
мыши или при помощи меню Circuit.
Измерительные приборы
Панель приборов располагаются над окном рабочего пространства и
предоставляет в распоряжение пользователю 7 приборов:
Мультиметр
Генератор функций
Осциллограф
Частотный анализатор
Генератор слов
Логический анализатор
Логический преобразователь
Для использования любого прибора нужно:
Поместить прибор в окно рабочего пространства.
Соединить прибор со схемой.
Открыть окно прибора(двойной щелчок мышью по
прибора).
изображению
С помощью управляющих клавиш задать режим работы прибора.
Для удаления прибора нужно поместить его обратно на панель
приборов. При удалении прибора все провода, соединяющие его со схемой,
будут удалены.
Мультиметр (Multimeter)
Используется для измерения электрических напряжения,
тока, сопротивления или потерь (в децибелах) между двумя точками
в электрической цепи.
Для
настройки
мультиметра
выбрать следующие опции:
вы
можете
Тип измерения (Meter type): измерение
тока - A, напряжения - V, сопротивления
- или потери сигнала - dB.
Тип сигнала (Signal): сигнал переменного
- AC или постоянного - DC тока.
Установки
(Settings):
позволяют
учесть
влияние
подключенного прибора на параметры моделируемой сети.
Генератор Функции
Генератор функции - источник напряжения, который
формирует аналоговые сигналы в форме синуса, прямоугольных
и треугольных импульсов. Можно задавать частоту и амплитуду
сигнала,
скважность импульсов и режим устранения из сигнала
постоянной составляющей (DC).
Источники напряжения:
Источник
постоянного
напряжения
(DC
)
или батарея
обеспечивает стабильное значение напряжения, не зависящее
от
изменений
нагрузки
и
шума
в
виде
переменной
составляющей (AC).
Источник переменного напряжения (AC) - генератор сигнала,
обеспечивающий
свободную
от
искажения
форму
волны,
содержащую только основную частоту AC генератора без так
называемых гармонических частот
("harmonics").
Часто используется как генератор
высокостабильного сигнала переменной
частоты,
выходное
сопротивление
которого
(impedance)
остается
постоянным.
Управление генератором функций
Можно задать:
Форму волны (Waveform): синусоида, прямоугольные или
треугольные импульсы;
Частоту (Frequency)в пределах от 0,1 Гц до 999 МГц;
Скважность импульсов (Duty cycle) от 0,1 до 99 %. При
скважности 50% длительность положительной и отрицательной
частей импульсного сигнала одинакова;
Амплитуду (Amplitude)напряжения сигнала от 1 мкВ до 999 кВ
относительно нулевой клеммы;
Исключение
постоянной
составляющей
сигнала
(Offset):
уровень постоянной составляющей задается в пределах 999
кВ.
Положительная клемма(Positive terminal)- место подключения
положительного сигнального провода электрической цепи;
Общая клемма(COM (common) terminal)земляного провода электрической цепи;
место
подключения
Отрицательная клемма (Negative terminal)- место подключения
отрицательного сигнального провода электрической цепи.
Осциллограф (Oscilloscope)
Осциллограф показывает изменение во времени двух
электрических сигналов, подаваемых на входы канала А и канала B,
так что два различных сигнала могут быть показаны одновременно.
Можно масштабировать как амплитуду сигналов, так и время
развертки сигналов в широких пределах, что позволяет сравнивать
форму волны и мгновенные значения одного сигнала с аналогичными
параметрами другого.
Частотный анализатор (Bode plotter)
Частотный анализатор используется для измерения
либо отношения величин (усиление напряжения, в децибелах), либо
сдвига фаз (в градусах) двух сигналов в электрической цепи.
Сигналы подаются на клеммы IN и OUT анализатора.
Генератор слов
Генератор
слов
предназначен
для
формирования
заданных двоичных последовательностей и синхросигналов
на входе комбинационной схемы.
Информационные выходы располагаются в один ряд в нижней части
прибора, девятый выход (крайний справа) является синхровыходом.
Левая часть окна содержит 16 строк. Каждая строка в определенный
момент времени поступает на выход генератора.
В
правой
части
находятся кнопки управления.
окна
Чтобы
задать
двоичную
последовательность, которую будет
формировать
генератор
слов,
щелкните
мышью
по
тому
биту,
который хотите задать, и введите с
помощью
клавиатуры
0
или
1.
Дальнейшее перемещение по полю
ввода можно осуществлять с помощью
клавиш курсора.
Существует
три
способа
подключения генератора слов:
Step - подать на моделируемую схему выделенное слово.
Burst - подать на моделируемую схему последовательность из
16 слов, начиная с выделенного.
Cycle - подать на моделируемую схему слова,
выделенного, до принудительной остановки генератора слов.
начиная
с
Для удаления заданной информации, сохранения и загрузки с диска
заданных двоичных слов следует использовать кнопки Clear, Save, Load в
правом верхнем углу окна генератора слов.
Генератор слов может переключаться между словами (то есть
переходить от одного слова на выходе прибора к последующему) ,
используя внутренний генератор синхросигналов или внешний триггер. При
использовании генератора синхросигналов переключение происходит через
каждый период работы генератора. Внешний триггер подключается к правой
верхней клемме. При подключений внешнего триггера нужно включить
кнопку External, а также указать каким уровнем сигнала будет
осуществляться переключение.
Частота генератора синхросигналов задается в блоке с заголовком
Frequency.
Логический анализатор.
Восьмиканальный логический анализатор предназначен
для анализа последовательностей двоичных сигналов на
выходах цифровых комбинационных схем. Прибор также выдает
двоичные и шестнадцатеричные эквиваленты для каждого набора сигналов.
Выходы цифровой схемы
логического анализатора.
нужно
подключить
к
В левой части окна изображаются состояния
анализатора (высокий или низкий уровень).
нижнему
ряду
сигналов
на
клемм
входе
В левой нижней части окна прибора расположены двоичные и
шестнадцатеричный эквиваленты (в положительной логике) состояний для
набора из 8 сигналов.
Нажатием кнопки Clear очищается экран логического анализатора.
Блок Time Base
секунды на деление).
позволяет
установить
шкалу
прибора
(в
долях
Блоком Trigger определяется начальное состояние анализатора (вид
фронта сигнала, запускающего анализатор) для каждого канала. Для
выбора общего начального состояния для всех каналов нажимается кнопка
Burst и кнопка, символизирующая верхний (1) или нижний(0) уровень.
Для выбора отдельного начального состояния для каждого канала
нажимается кнопка Pattern и вводится нужная последовательность
начальных состояний. Для выбора начального состояния (для всех
каналов) можно также использовать внешний триггер. Подключение его к
данному прибору аналогично подключению триггера к генератору слов.
Логический преобразователь
Логический
преобразователь
позволяет
осуществлять
любые
преобразования
между
таблицей
истинности,
аналитической
формой
переключательной функции и реализующей ее комбинационной схемой.
Окно
логического
преобразователя
Для
работы
с
логическим
преобразователем
необходимо:
подключить
прибор к схеме, задать
таблицу
истинности,
задать переключательную
функцию в аналитической
форме.
К логическому преобразователю можно подключить схему, содержащую
не более восьми входов и один выход. Входы схемы подключаются к
верхнему ряду клемм слева, а выход к правой верхней клемме.
Для выбора числа аргументов функции используются кнопки с буквами
от A до H в левой верхней части окна прибора. Число аргументов должно
соответствовать числу нажатых кнопок. После выбора числа аргументов в
окне под кнопками нужно задать значение функции (0,1 или x) на каждом
из наборов аргументов.
Для
ввода
переключательной
функции
в
аналитической
форме
используется
строка
в
нижней
части
окна
прибора.
Вводимая
переключательная функция должна зависеть не более чем от восьми
аргументов. Аргументы функции обозначаются латинскими буквами от A до
H. Приняты следующие условные обозначения логических операций: А’ инверсия переменной А; АВ, А+В соответственно конъюнкция и дизъюнкция
переменных А и В.
Ввод функции осуществляется
использование круглых скобок.
в
произвольной
форме.
Допускается
Для управления прибором используются кнопки в правой части окна
логического
преобразователя
в
блоке
Conversions.
Рассмотрим
в
последовательности сверху вниз функции этих кнопок.
Построение по комбинационной схеме таблицы истинности
реализуемой функции.
Переход от таблицы истинности к аналитическому представлению
переключательной функции.
Переход от таблицы истинности к аналитическому представлению
переключательной функции в минимальной форме.
Переход от аналитического представления переключательной
функции к таблице истинности.
Переход от аналитической формы переключательной функции к
комбинационной схеме.
Переход от аналитической формы переключательной функции к
комбинационной схеме в базисе И-НЕ.
В качестве примера рассмотрим синтез комбинационных схем на
дешифраторах и мультиплексорах для функции F (x1x2x3x4x5) = V (2, 5, 6,
8, 9, 10, 13, 15, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24, 26, 28, 29, 31).
Синтез на дешифраторах
В качестве дешифратора возьмем ИМС 74154. Она имеет четыре
адресных входа - D-A; два стробирующих входа - G1, G2; и шестнадцать
инверсных выходов 0-15.
Выполним следующие действия:
Выберем
панель
деталей
IC(интегральные
микросхемы),
переместим корпус 741xx в рабочее пространство, раскроем его, и
выберем в списке 74154. Так как нам понадобится два дешифратора, то
скопируем уже имеющийся дешифратор в рабочее пространство.
Для соединения выходов дешифраторов используем элемент И-НЕ
на 13 входов - 74133 из той же серии. Их нам понадобится также два.
Для задания константы ‘1’ используем элемент НЕ с панели
деталей Gates.
Соединим входы и выходы микросхем согласно заданию.
Окончательный вид схемы:
Синтез на мультиплексорах
В качестве мультиплексора используем микросхему 74151. Она имеет
три адресных входа - C, B, A; восемь информационных - D0-D7; 1
стробирующий G; и два выхода: прямой - Y и инверсный - W.
Окончательный вид схемы:
Примечания:
1) Можно также использовать дешифратор и мультиплексор с панели
Comb’l;
2) Разнообразные вентили представлены на панели Gates. Для
изменения количества входов нужно вызвать диалоговое окно двойным
щелчком мыши или из подменю Circuit, выбрав его элемент Zoom.
Максимальное количество входов - 8.
Проверка схем
Для
проверки
синтезированных
схем
используем
преобразователь, и построим с помощью него таблицу
Подключение прибора:
Таблица истинности, полученная прибором:
логический
истинности.
