1 без резисторов обратной связи

Основные параметры и уравнения
базовых схем включения
мультидифференциальных
операционных усилителей с
высокоимпедансным узлом
Н.Н. Прокопенко, Н.В. Бутырлагин, И.В. Пахомов
Россия, Донской государственный технический университет,
e-mail: prokopenko@sssu.ru, nbutyrlagin@mail.ru, pahom2191@mail.ru
ВВЕДЕНИЕ
Современная теория электронных схем предлагает для построения
микроэлектронных устройств преобразования сигналов более 50 различных типов
активных элементов (АЭ) [1]. Среди них наиболее известны операционные усилители
(ОУ). Многие из представленных в [1] АЭ имеют «экзотическое» применение, что
обусловлено иногда недостаточной популяризацией наиболее выгодных для них
областей использования. К таким АЭ относятся и мультидифференциальные
операционные усилители (МОУ), которые, несмотря на ряд уникальных свойств,
достаточно редко применяются в микроэлектронных изделиях.
Это связано с тем, что МОУ является относительно новым функциональным
узлом аналоговой микросхемотехники [2] и имеет специфические схемы включения.
Достаточно перспективно использование МОУ в инструментальных усилителях
[3], например, для работы с датчиками мостового типа. Синтез современных
устройств частотной селекции в ряде случаев существенно упрощается при наличии
МОУ [4]. Большой практический интерес представляют звенья активных фильтров на
нескольких МОУ [3-11], так как такие схемы оказываются более высокочастотными
при идентичном энергопотреблении [4].
МОУ используются в ЦАП и АЦП [12,13], специальных интерфейсах [13,15], в
акселерометрах [16], управляемых усилителях [17], преобразователях «напряжениеток» [18], схемах интегрирования и дифференцирования сигналов [19],
перемножителях
напряжений,
управляемых
резисторах,
модуляторах,
дифференциальных интеграторах [19,10].
2
ОСОБЕННОСТИ АРХИТЕКТУРЫ И СХЕМОТЕХНИКИ МОУ С ОДНИМ ВЫСОКОИМПЕДАНСНЫМ УЗЛОМ
+
I5 =3I0
2I0
I 6 =3I0
u1
A1
VT1
1
+
uвх.1
I0
I0
VT5
VT6
2
gm1
Ск
Вх.(-) 2
A2
I0
3
VT3
u3
3
+Е с
БУ
VT4
4
R2
Вх.(+)3
+1
S1
Вых.
uвх.2
4
Вх.(-) 4
I0
I0
iБУ≈0
uS
2
Вх.(+)1
Cк
i1=gm1uвх.1
-
u2
VT2
R1
I0
А1
1
2I0
А2
Вых.
+1
Σ1
+
БУ
i2=gm2uвх.2
uвых
gm2
-
Rк
u4
ПТ1
Rк
К i =-1
-
Рис. 2. Функциональная схема перспективного МОУ с
высокоимпедансным узлом S1
Рис. 1. Практическая схема МОУ на основе параллельного
включения нескольких ДК (А1, А2)
i1, i2
tg1 ~
1
Rэ
-Uгр
Imax=I0
I max  gm Uгр 
1
Uгр
Rэ
u вх.1 ,uвх.2
Uгр
-Imax=-I0
Рис. 3. Проходная характеристика преобразователей «напряжение-ток» А1, А2
МОУ с высокоимпедансным узлом S1
3
БАЗОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ
Инвертирующий усилитель с Ky=-1 без резисторов
обратной связи
Дифференциальный усилитель разности
двух сигналов без резисторов обратной связи
1
u1
uвх.1
2
А1
+
gm1
-
Σ1
uвх.2
А2
+
gm2
-
iБУ≈0
БУ
Вых.
uвх.
+1
i2=gm2uвх.2
uвых
u  u2
Т
(u1  u 2 )  1
 u1  u 2 ,
1 Т
1  Т 1
Если g m1  g m 2 , то при
uвых
Rк K БУ  
g
 (u1  u2 ) m1 .
gm2
А2
+
gm2
-
БУ
i БУ  0
uвых
Rк
Рис. 5. Инвертирующий усилитель с Ky=-1
Основные уравнения при gm1  gm2  gm :
u вых  K БУ Rк g m (u вх.1  u вх.2 ) , u вых  T (u вх  u вых ) ,
u вых (1  T )  Tu вх , где T  K БУ Rк g m  1
Таким образом,
Ку 
u вых 
Т
u вх  K y u вх  u вх
1 Т
1
 1 - модуль коэффициента передачи.
1  Т -1
Когда g m1  2 g m 2 или g m2  2 g m1
где
получаем соответственно
В тех случаях, когда g m1  g m 2 , Rк K БУ   :
uвых  2(u1  u2 ),
y вх.1
u2 0
u вых  0,5(u1  u 2 )
 y d12  y c1 ,
y вх.2
u1  0
 y d 21  y c 2
Вых.
+1
i2 =gm2 uвх.2
4
Рис. 4. Дифференциальный усилитель на основе МОУ
u S  [(u1  u 2 ) g m1  u вх.2 g m2 ]Rк
S1
uвх.2
Cк
i1 =gm1 uвх.1
2
3
Rк
4
u вых 
А1
+
gm1
-
1
uвх.1
u2
3
Cк
i1=gm1(u1-u2)
uвых 
g m1
uвх .
gm2
4
БАЗОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ
Неинвертирующий усилитель напряжения
Вх.
uвх
А1
1
+
gm1
-
uвх.1
i1=gm1uвх.1
2
Σ1
А2
3
+
gm2
-
uвх.2
4
Неинвертирующий сумматор двух сигналов
u1
iБУ≈0
uвх.1
i1=gm1uвх.1
2
БУ
Σ1
Вых.
Cк
iБУ≈0
А2
+
gm2
-
3
i2=gm2uвх.2
uвых
u3
uвх.2
u S  Rк ( g m1u вх.1  g m2 u вх.2 ),
u вых  K БУ Rк g m (u вх.1  u вх.2 ),
2u вх
2Т
u вх 
 K y u вх  2u вх ,
1 Т
1  Т 1
Если g m1  g m 2 , то при Rк K БУ  

g 
uвых  1  m1 uвх .
 gm2 
Входная проводимость схемы рис. 6:
Rк
Основные уравнения:
u вых  K БУ u S  Rк g m K БУ (u вх.1  u вх.2 ),
где T  K БУ Rк g m  1 , K y  2(1  T )
uвых
Рис. 7. Неинвертирующий сумматор двух сигналов
Основные уравнения при gm1  gm 2 :
1 1
Вых.
i2=gm2uвх.2
4
Rк
БУ
+1
+1
Рис. 6. Неинвертирующий усилитель
u вых 
А1
+
gm1
-
1
Cк
gm  gm1  gm2 ; T  K БУ Rк g m  1
2 .
u вых 
u1  u 2
 u1  u 2 .
1  Т 1
В общем случае при g m1  g m 2 и T  1
u вых 
y вх  y d12  y c1  y c3  y d34 (1  T )
u вых
g m1  2 g m 2
 2u1  u 3
g m1
u1  u 3 .
g m2
u вых
g m 2  2 g m1
 0,5u1  u 3
5
ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ
Быстродействие МОУ
Схемы МОУ с рассматриваемой архитектурой потенциально имеют более высокое
быстродействие, чем классические ОУ. С учетом [20] можно показать, что скорость
нарастания выходного напряжения ( вых ) схем с МОУ:
вых  2f 1U гр
,
где f1 – частота единичного усиления по петле обратной связи скорректированного МОУ;
U гр – диапазон активной работы входных преобразователей «напряжение-ток» А1, А2
(например, U гр  2  3 В ).
Таким образом, сформулированные ранее требования к входным каскадам А1, А2
рассматриваемого подкласса МОУ способствуют (в сравнении с классическими ОУ [20]
при идентичных f1), повышению  вых в N  - раз, где N   10  30 .
6
ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ
Петлевое усиление МОУ в схемах с отрицательной обратной связью. Преобразование
токов i1, i2 в напряжение uвых в схеме рис. 2 ведется на достаточно большом
сопротивлении Rк   . Это позволяет получить большой коэффициент преобразования
напряжений uвх.1, uвх.2 в напряжение uвых, который влияет на петлевое усиление Т>>1.
В связи с малыми значениями крутизны передачи (gm) А1, А2 получение больших
значений петлевого усиления T  К БУ g m Rк  1 при К БУ  1 , связано, прежде всего,
с увеличением эквивалентного сопротивления (Rк) в высокоимпедансном узле S1 .
Оно зависит от выходных сопротивлений этих каскадов, а также входного сопротивления
буферного усилителя БУ Rвх.БУ    .
В этой связи для увеличения Rк целесообразно использовать в выходных цепях А1, А2
каскодное включение транзисторов. Это позволит увеличить Rк до уровня
сопротивления rк закрытых коллекторных переходов выходных транзисторов А1, А2, и,
следовательно, получить
Tmax 
rк
r
g m  к  1 .
2
2Rэ
Необходимо также принимать меры для минимизации входной проводимости БУ.
Заметим, что полевые транзисторы в каскодных выходных цепях подсхем А1, А2 окажут
положительное влияние на эквивалентное сопротивление Rк.
7
ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ
Для получения в МОУ на биполярных транзисторах эквивалентных выходных
сопротивлений Rк  rк можно использовать схемотехнику, рассмотренную в [21].
Так, численное значение Rк в схеме рис. 8 определяется уравнением
1   2 3 1   1 4 
Rк  


r
r2
к1


1
 rк1  rк2 ,
где  i  1 - коэффициенты усиления по току эмиттера i-го транзистора .
Это позволяет увеличить петлевое усиление T  1 в МОУ.
+
R1>>rэ1
Вх.i1
α4i2
VT1
i1
VT2
+Ec1
α1α4i1
rк1
i1
α2i1
Рис. 8. Метод повышения выходного
сопротивления Rк в высокоимпедансном узле 1
БУ
Вых.
Σ1
+1
uΣ1
α3α2i1
α4i2
rк2
i2
VT4
Ec2
VT3
α2i1
Вх.i2
R2>>rэ3
-
8
ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ СХЕМОТЕХНИКИ МОУ
Дрейф нуля МОУ
Точностные характеристики рассмотренных архитектур на основе МОУ (в частности
напряжение смещения нуля Uсм), несколько хуже, чем у обычного ОУ. Действительно,
расширение диапазона активной работы входных каскадов А1, А2 сопровождается
ухудшением коэффициента усиления по напряжению (Ku) этих каскадов [20,22]. В
свою очередь уменьшение Ku увеличивает приведенный ко входу дрейф э.д.с.
смещения нуля, обусловленный влиянием второго каскада МОУ. Для разрешения
этого противоречия рекомендуется использовать предлагаемые в [22] методы
минимизации Uсм, связанные с введением слабой токовой асимметрии в структуру
входных каскадов А1, А2.
В работе [3] рассмотрены инструментальные усилители (ИУ) на базе двух МОУ. При
выполнении ряда параметрических условий в таких ИУ минимизируется дрейф нуля
[3]. В практическом отношении это позволяет решить важную задачу построения
прецизионных аналоговых интерфейсов для мостовых резистивных датчиков,
функционирующих в широком температурном диапазоне, а также использовать
многоразрядные АЦП с менее стабильным опорным напряжением [3].
9
Выводы
Выполненный выше анализ, а также данные различных литературных
источников показывают, что мультидифференциальный операционный
усилитель с высокоимпедансным узлом характеризуется следующими
основными свойствами и параметрами:
1. Обладает высокой степенью универсальности, вытекающей из свойств
его структуры. МОУ обеспечивает реализацию многих функций,
нереализуемых обычными ОУ, либо реализуемых с большими элементными,
технологическими или энергетическими затратами.
2. Имеет, как минимум, два идентичных входных дифференциальных
каскада (ДК) – один для входных сигналов (ДК1), другой – для сигналов
обратной связи (ДК2). Каждый из входных ДК МОУ является интерфейсом
для входной дифференциальной цепи и дифференциальной цепи обратной
связи (ООС). Это так называемая активная обратная связь.
Данная архитектура устраняет прямое взаимодействие между сигналом ООС
и входной цепью, которое традиционно вызывает проблемы с деградацией
некоторых параметров в схемах на обычных ОУ (входное сопротивление Rвх,
коэффициент ослабления входных синфазных сигналов Кос.сф и т.п.).
10
3. Проводимости передачи входных ДК имеют небольшую величину. Это крайне
важное ограничение. Оно означает, что входы МОУ способны воспринимать
большие дифференциальные напряжения (например, 2÷3 В) и, в отличие от
классических ОУ, линейны в широком диапазоне дифференциальных сигналов.
Данное обстоятельство является обязательным условием минимизации
нелинейных искажений сигналов, подаваемых на дифференциальные входы ДК1 и
ДК2 в устройствах на основе МОУ.
Таким образом, принципиальное отличие МОУ от классического ОУ состоит в том,
что диапазон линейной работы их входных каскадов (ДК1, ДК2), который
характеризуется напряжением ограничения (Uгр), должен быть достаточно
U  U  2  3 В.
широким, например,
В то же время у классического ОУ на
биполярных транзисторах U  50 100мВ.
4. Максимальные синфазные напряжения на входах универсального МОУ также
должны быть большими. Таким образом, все четыре входных вывода МОУ с двумя
ДК могут находиться при существенно разных потенциалах. Поэтому понятие
«виртуального потенциального нуля», которое используется для обычных ОУ, для
МОУ неприменимо.
Когда к дифференциальным входам ДК1, ДК2 приложены одинаковые по величине,
но противоположные по знаку дифференциальные напряжения, выходные токи ДК1
и ДК2 под действием обратной связи компенсируют друг друга в узле
суммирования. То есть в высокоимпедансном узле S1 происходит алгебраическое
суммирование выходных токов входных ДК1, ДК2, причем сумма этих токов в
установившемся режиме равна нулю. В этом смысле узел S1 можно рассматривать
11
как «виртуальный токовый ноль».
вх
гр
гр
5. Потенциально МОУ имеет значительно лучшие параметры по быстродействию
(максимальной скорости нарастания выходного напряжения, вых ) по сравнению с
классическим ОУ. Это объясняется тем, что в нем минимизированы нелинейные
режимы работы входных каскадов, ухудшающие вых . Данное качество МОУ связано
с обязательным построением ДК1 и ДК2 на основе дифференциальных усилителей с
местной отрицательной обратной связью, которая реализуется за счет введения
сравнительно высокоомных резисторов Rэ в эмиттерные цепи транзисторов каждого
дифференциального каскада МОУ (ДК1, ДК2).
6. Динамические характеристики для некоторых схем включения МОУ (например,
инвертирующий и неинвертирующий инструментальные усилители) одинаковы
(например, Rвх, Кос.сф и др.). Это выгодно отличает МОУ от классических усилителей
с ООС по напряжению и ООС по току. В МОУ без резисторов обратной связи
обеспечиваются симметричные характеристики как с коэффициентом передачи Ky=1, так и с коэффициентом передачи Ky=+1. Это позволяет переключать
дифференциальные входы «сигнального» ДК с целью изменения полярности (фазы)
усиления.
7. МОУ имеет во многих схемах включения, в т.ч. без резисторов обратной связи,
низкую чувствительность параметров усиления к сопротивлению источника сигнала,
т.к. его высокое Rвх определяется входным сопротивлением «сигнального» ДК1 с
глубокой местной отрицательной обратной связью, которая вводится резистором Rэ.
8. В связи с особенностями архитектуры МОУ имеет ряд уникальных свойств.
Основным является то, что возможно множество схем включения без резисторов
обратной связи. Внешние резисторы для многих включений МОУ – не требуются. 12
9. Традиционное построение входных каскадов МОУ – на основе дифференциальных
усилителей с местной резистивной отрицательной обратной связью (Rэ),
подчеркивает влияние второго каскада МОУ на напряжение смещения нуля (Uсм).
Это связано с тем, что увеличение Rэ до единиц (иногда до десятков килом) приводит
к уменьшению проводимости передачи ДК1 и ДК2 и увеличивает вклад в Uсм второго
каскада.
10. Одна из проблем построения широкополосных МОУ с двухкаскадной
архитектурой – повышение эквивалентного сопротивления в высокоимпедансном
узле до единиц-десятков мегаом. Это позволяет при малых проводимостях передачи
входных ДК получить большие значения петлевого усиления, определяющего
погрешности многих схем включения МОУ.
11. Наличие емкости коррекции Ск в МОУ приводит к появлению на АЧХ полюса и
она становится похожей на АЧХ обычного ОУ. Амплитудно-частотная характеристика
МОУ с одним высокоимпедансным узлом и методы ее коррекции такие же, как в
классическом ОУ.
12. Схемотехника МОУ по элементным затратам, а также промежуточным и
выходным каскадам, практически не отличается от схемотехники классических ОУ .
13. Наличие у МОУ как минимум двух входных дифференциальных каскадов (ДК1,
ДК2) позволяет во многих задачах преобразования сигналов уменьшить общий ток
потребления микросхемы, который в основном связан с выходным и
промежуточным каскадами.
13
14. Специфика работы входных дифференциальных каскадов МОУ (широкий диапазон
допустимых входных дифференциальных напряжений) позволяет в ряде случаев
избежать включения на их входах защитных нелинейных ограничителей напряжений
(например, встречно-параллельно включенных p-n переходов). В конечном итоге это
уменьшает эквивалентную входную емкость МОУ, расширяет его диапазон рабочих
частот в основных схемах включения.
15. Одно из перспективных направлений практического использования МОУ –
инструментальные усилители.
Практическую значимость вышеназванных свойств МОУ трудно переоценить. Это
позволяет сделать важный вывод – при планировании номенклатуры перспективной
элементной базы для аналого-цифровых интерфейсов и датчиковых систем
необходимо предусмотреть выпуск (в рамках программ импортозамещения)
российских МОУ со схемотехникой нового поколения.
Полученные в статье основные уравнения МОУ позволяют выполнять сравнительно
простые аналитические расчеты как известных, так и новых схем их включения.
14
ЛИТЕРАТУРА
1. Dalibor Biolek, Raj Senani, Viera Biolkova. Active Elements for Analog Signal Processing:
Classification, Review, and New Proposals // Radioengineering. 2008. Vol. 17. No. 4. Pp.1532.
2. Säckinger E., Guggenbühl W. A versatile building block: the CMOS differential difference
amplifier // IEEE J. Solid-State Circuits. 1987. Vol. SC-22. Pp. 287-294.
3. Крутчинский С.Г. и др. Прецизионные аналоговые интерфейсы на базе двух
мультидифференциальных операционных усилителей // Электронный научный
журнал «Инженерный вестник Дона», №3. 2013.
http://ivdon.ru/magazine/archive/n3y2013/1802.
4. Крутчинский С.Г. Принцип собственной компенсации в прецизионных RС-фильтрах.
Шахты: ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2012. 100 с.
5. Singh, В., Singh, A. K., & Senani, R. A new universal biquad filter using differential
difference amplifiers and its practical realization // Journal of Analog Integrated Circuits and
Signal Processing. 2013. Vol. 75. Pp. 293-297.
6. Viera Biolkova, Zdenek Kolka, and Dalibor Biolek. Dual-Output All-Pass Filter Employing
Fully-Differential Operational Amplifier and Current-Controlled Current Conveyor // 7th
International Conference on Electrical and Electronics Engineering (ELECO), 2011. Pp. II-340
- II-344
7. Shu-Chuan Huang. A Wide Dynamic Range CMOS Differential Difference Amplifier Design
with Application to Continuous-time Filters. Ohio State University. 1990. 148 p.
8. Stornelli V., Pantoli L., Leuzzi G., Ferri G. Fully differential DDA-based fifth and seventh
order Bessel low pass filters and buffers for DCR radio systems // Analog Integrated Circuits
15
and Signal Processing. 2013. Vol. 75. No 2. Pp. 305-310.
9. Toker, A., & Özoğuz, S. Novel all-pass filter section using differential difference amplifier
// AEU - International Journal of Electronics and Communications. 2004. Vol. 58. No. 2. Pp.
153-155.
10. Mahmoud S.A., Soliman A.M. The Differential Difference Operational Floating
Amplifier: A new block for analog signal processing in MOS technology // IEEE Trans. On
CAS – II. 1998. Vol. 45. No. 1. P. 148-158.
11. Крутчинский С.Г., Старченко Е.И. Мультидифференциальные операционные
усилители и прецизионная микросхемотехника // Электроника и связь / Под ред. Ю.И.
Якименко. 2004. T. 9. № 21. С. 101–107.
12. Shu-Chuan Huang, Mohammed Ismail. Design of a CMOS Differential Difference
Amplifier and its Applications in A/D and D/A Converters // IEEE Asia-Pacific Conference on
Circuits and Systems. 1994. Pp. 478-483.
13. Theory and Monolithic CMOS Integration of a Differential Difference Amplifier : A
dissertation submitted to the Swiss Federal Institute of Technology Zurich for the degree of
Doctor of Technical Science / Eduard Säckinger. Hartung-Gorre Verlag, 1989. 213 p.
14. Cilingiroglu U., Hoon S.K. An accurate self-bias threshold voltage extractor using
differential difference feedback amplifier // IEEE International Symposium on Circuits and
Systems. 2000. Vol. 5. Pp. V-209 – V-212.
15. Shin-Il Lim, In-Sub Choi, Han-Ho Lee. Biochemical Sensor Interface Circuits with
Differential Difference Amplifier // IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems.
2012. Pp. 176-179.
16
16. Jiangfeng Wu, Gary K. Fedder, and L. Richard Carley. A Low-Noise Low-Offset Capacitive
Sensing Amplifier for a 50  g Hz Monolithic CMOS MEMS Accelerometer // IEEE
journal of solid-state circuits. May 2004. Vol. 39. No. 5. Pp. 722-730.
17. Kai-Wen Yao, Wei-Chih Lin, Cihun-Siyong Alex Gong, Yu-Ying Lin, and Muh-Tian Shiue. A
Differential Difference Amplifier for Neural Recording System with Tunable Low-Frequency
Cutoff // IEEE International Conference on Electron Devices and Solid-State Circuits. 2008.
Pp. 355-358.
18. S.-C. Huang. M. Ismail, and S. R. Zarabadi. A wide range differential difference amplifier:
A basic block for analog signal processing in MOS technology // IEEE Transactions on
Circuits and Systems-II: Analog and digital signal processing. May 1993. Vol. 40. No. 5. Pp.
289-301.
19. Kewei Yang, Andreas G. Andreou. A Multiple Input Differential Amplifier Based on
Charge Sharing on a Floating-Gate MOSFET // Analog Integrated Circuits and Signal
Processing. 1994. Vol. 6. Issue 3. Pp. 197-208.
20. Анисимов В.И., Капитонов М.В., Прокопенко Н.Н., Соколов Ю.М. Операционные
усилители с непосредственной связью каскадов. Л.: 1979. 148 с.
21. Прокопенко Н.Н. , Ковбасюк Н.В. Архитектура и схемотехника аналоговых
микросхем с собственной и взаимной компенсацией импедансов. Шахты: Изд-во
ЮРГУЭС, 2007. 326 с.
22. Прокопенко Н.Н., Серебряков А.И. Архитектура и схемотехника операционных
усилителей. Методы снижения напряжения смещения нуля в условиях
температурных и радиационных воздействий. Изд-во: LAP Lambert Academic
17
Publishing. 2013. 127 c