Структуры динамических нагрузок на полевых

реклама
Реализация СВЧ ОУ
в ограниченном БиКМОП базисе
Крутчинский С.Г.
Жебрун Е.А.
МНТЦ "МикАн", Таганрогский технологический институт
Южного Федерального Университета
[email protected]
Исходные предпосылки
K0 
S
g н  g i  h22 оэ
S   / h11 об – крутизна биполярного транзистора;
gi
– проводимость сток-исток полевого транзистора;
h11 об , h22 оэ – входное сопротивление и выходная проводимость
биполярного транзистора;
g í – проводимость нагрузки каскада.
K ( p) 
K0
1  pK 0 в
 в  (ccb  c ds  cdg ) / S - эквивалентная постоянная времени;
ccb , cds , cdg - межэлементные ёмкости транзисторов.
Зависимость выходного сопротивления транзисторов
от режима работы
•
Полевые транзисторы значительно уступают биполярным по выходному
сопротивлению
•
Для увеличения коэффициента усиления ОУ и уменьшения «электрической» длины
во входных дифференциальных каскада, как правило, применяются динамические
нагрузки на базе транзисторов с противоположным типом электронной
проводимости
•
Увеличение крутизны биполярного транзистора за счет увеличения потребляемого
тока приводит к увеличению коэффициента усиления.
•
Динамические нагрузки на полевых транзисторах уменьшают диапазон рабочих
частот
Структуры динамических нагрузок на полевых
транзисторах
VT1
VT3
VT2
Узел А
S
Узел C
VT4
Узел В
+
gi  gi3 / 4
+
K
gi 3
S
K
gi 4
 S
K
S4
VT2
g
 K i3
4 S
VT1
Динамическая нагрузка
"двойной каскод"
Узел А
VT5
VT3
Узел C
S
 K
VT6
Узел А
S
Узел В
Динамическая нагрузка
"тройной каскод"
S
K
S6
VT3
VT5
S5 6
Узел А
в 
S5  6
(C6  C5 )
K ( p) 
(C3  C2 )
S gKi 2  S gKi1  S gKi 3   S SK1   S SK3 
 S  S 
K
S5
gi 4
1
S1  3
g i  g i 2 / 13
Узел C
VT4
K
gi 4
1
VT2
VT1
K
gi 6
S13
+
VT4
K
gi 5
gi 2
в 
Динамическая нагрузка с
дополнительным
компенсирующим
усилителем
g i  g i 4 / 5 6
VT2
 K
Узел В
+
VT1
S gKi 2  S gKi1  S gKi 3   S SK1   S SK3 
Узел C
VT3
1
1
в 
(C3 g i 4  C4 g i 3 ) 
(C3  C4 )
S  S4
S
g i  g i 2 / 13
Узел В
Динамическая нагрузка с
компенсацией Ri и
дополнительным
истоковым повторителем
p C3 g i 3  1
S4
1


g i 4  h22  g н 1  S 4 g i 3 p C3 S 4  1
 K
gi 2
S13
в 
1
S1  3
(C3  C2 )
Взаимная компенсация
Cк
К03
К02
+
К01
CП
Взаимная компенсация влияния Сп и Ск на частотные характеристики усилителя
введение Ск при выполнении
S C вП 
С П 1  К 22 К 03 
С к  С П (1  К 02 К 03 )
Ск  С П  К 02 К 03  1
S C вк 
Выбор оптимальной Ск
исключает влияние Ск и СП .
Ск
С к  С П (1  К 02 К 03 )
СВЧ ОУ на компонентах техпроцесса SGB25VD
+2,5V
VT1
VT3
VT7
Cк
VT8
VT2
VT4
OUT
VT6
VT5
In2
In1
V11
VT12
I0
VT9
VT10
Rэ
-2,5V
АЧХ простейшего ОУ
ФЧХ простейшего ОУ
Принципиальная схема простейшего
однокаскадного СВЧ ОУ
Диапазон выходных напряжения ОУ
Временная характеристика СВЧ ОУ
Сравнение СВЧ ОУ с различными нагрузками
Результаты моделирования СВЧ ОУ с различными нагрузками в режиме малых токов
параметр
Kоссн
дБ
fгр_оссн
МГц
Кд
дБ
fгр
МГц
f1
ГГц
υфронта+
кВ/мкс
υфронтакВ/мкс
Uвых.max+
В
Uвых.minВ
Eсм
мВ
Iк
мА
"двойной каскод"
96
135.8
60
13.28
5.66
6.24
1.51
2.1
-2.23
0.5
0.2
"тройной каскод"
86
3357
66
7.42
5.17
11.2
1.79
1.67
-2.14
-0.23
0.2
с доп. компенс.
усилителем
82
2957
61
12.38
5.68
18
1.87
1.5
-2.23
-0.13
0.2
с компенс. Ri и доп.
истоковым повторителем
108
50.42
58
17.96
4.07
13.01
1.87
1.54
-2.23
3.89
0.2
идеальная нагрузка
51
-
63
12.4
6.86
4.87
1.27
3
-2.23
-0.34
0.2
Аналог IHP
58
29.5
30
88.91
3
1.7
0.7
1.6
-1.2
4.1
0.2
схема ОУ
с динамической нагрузкой
Результаты моделирования при оптимальных токах биполярных транзисторов
параметр
схема ОУ
с динамической нагрузкой
Kоссн
дБ
fгр_оссн
МГц
Кд
дБ
fгр
МГц
f1
ГГц
υфронта+
кВ/мкс
υфронтакВ/мкс
Uвых.max+
В
Uвых.minВ
Eсм
мВ
Iк
мА
"двойной каскод"
95
0.53
58
83.7
18.8
18.7
5.99
1.77
-2.23
-0.014
1
"тройной каскод"
82
0.6
60
56.41
15.84
14.7
7.5
1
-2.23
-0.9
1
с доп. компенс.
усилителем
99
146.4
59
77.21
18.4
41.6
8.68
1
-2.23
1.49
1
с компенс. Ri и доп.
истоковым
повторителем
101
593.7
56
107.8
14.2
29.45
8.87
1.16
-2.23
2.97
1
идеальная нагрузка
58
-
56
121.7
25.02
25.1
6.07
3
-2.23
2.84
1
Аналог IHP
57
3359
36
247.5
17.5
7.97
5.15
1.6
-1.6
18.4
1
Инструментальный усилитель на основе СВЧ ОУ
K0  1  2 R / r
U äð 
K0
( Eñì 2  Eñì 1 )  2 Eñì 3
2
K ñí min  K 0 ( K î ññí 2  K î ññí 1 )  K î ññí 3
Инструментальный усилитель
с двухканальной структурой на базе трех ОУ
АЧХ инструментального усилителя
Кд
дБ
26
fгр_д
МГц
767
Ксн fгр_сф Uдр
дБ КГц
мВ
-108 219 -1,85
Коэффициент подавления синфазного сигнала
инструментального усилителя
Основные выводы
Полученные результаты позволяют сделать ряд важных выводов:
Цепи
собственной
компенсации
малосигнальных
параметров
транзисторов увеличивают достижимый коэффициент усиления ОУ при низкой
параметрической чувствительности и сохранении неизменной граничной частоты
Цепь взаимной компенсации влияния паразитных емкостей активных
элементов не только расширяет диапазон рабочих частот ОУ, но и позволяет
сохранить необходимый запас устойчивости по фазе ;
Равенство вкладов биполярных транзисторов с гетеропереходом и МОП
транзисторов в достижимые ОУ параметры позволяет существенно расширить
область применения компонентно-ограниченного БиКМОП базиса в сложнофункциональных блоках современных микропроцессорных систем
При создании масштабных или инструментальных усилителей, когда
требуемая глубина обратной связи оказывается неизменной, можно за счет
увеличения корректирующей емкости в несколько раз увеличить граничную
частоту ОУ при сохранении необходимого запаса устойчивости по фазе ;
Скачать