ОГЛАВЛЕНИЕ Задание на курсовую работу…………………………………………….2 1. Анализ технического задания…………………………………………...3 2. Эскизный расчет структурной схемы приемника ОМ………………7 2.1 Расчет полосы пропускания…………………………………………7 2.2 Определение допустимого коэффициента шума приемника…...8 2.3 Определение числа и типа избирательных систем преселектора………………………………………………………..........10 2.4 Выбор детектора сигнала ОМ……………………………...........12 2.5 Выбор преобразователя частоты…………………………………12 3. Выбор активных приборов ВЧ тракта и распределение усиления по каскадам………………………………………..............13 3.1 Определение требуемого усиления ВЧ тракта……………….13 3.2 Оценка коэффициента передачи входного устройства……………………………………………………………….13 3.3 Расчет коэффициента шума приемника……………………….14 3.4 Выбор активного прибора УРЧ и оценка коэффициента передачи УРЧ………………………………………..17 3.5 Выбор активного прибора и оценка коэффициента передачи преобразователя частоты…………………………. ……24 3.6 Определение структуры тракта УПЧ………………………….25 3.7 Выбор ИМС УЗЧ, динамической головки ……………………25 4. Расчет принципиальной схемы приемника………………..............26 4.1 Расчет одноконтурного УРЧ…………………………............26 4.2 Расчет преобразователя частоты на ИМС К174ПС1…………..30 5. Расчет гетеродина……………………………………………………..33 6. Расчет детектора ОМ…………………………………………………37 7. Расчет регулировки усиления……………………………................41 8. Описание работы радиоприемника………………………………..43 Список использованной литературы…………………………………….44 ПРИЛОЖЕНИЯ 1-6 1 ЗАДАНИЕ НА КУРСОВУЮ РАБОТУ Диапазон принимаемых волн 2,0 МГц…..24 МГц; Вид модуляции: выбирается; Ширина спектра модуляции 3600 Гц; Чувствительность приемника: 2,5 мкВ при отношении мощностей С/Ш на выходе приемника 4,5; Динамический диапазон входных сигналов 75 дБ; Динамический диапазон выходных сигналов 12 дБ; Избирательность по соседнему каналу не хуже 65 дБ; Избирательность по зеркальному каналу: не хуже 70 дБ; Система ручной регулировки усиления и система автоматической подстройки частоты выбираются; Выходная мощность/нагрузка: 2,5 Вт. 2 1. АНАЛИЗ ТЕХНИЧЕСКОГО ЗАДАНИЯ В соответствии с техническим заданием ширина спектра модуляции 3600 Гц., именно такая полос частот необходима для нормального восприятия на слух речи. В случае амплитудной или узкополосной частотной модуляции ширина спектра, при полосе модулирующих частот 3600Гц, занимает полосу в два раза большую, т.е.7200 Гц. Отсюда можно сделать вывод о том, что получить ширину спектра модуляции 3600 Гц можно получить только при использовании однополосной модуляции, разновидности амплитудной модуляции при которой из спектра удалены несущая частота и одна из боковых полос (верхняя или нижняя). ОМ сигнал или сигнал с однополосной модуляцией интересен своими особенностями. При однополосной модуляции эффективность и помехоустойчивость канала связи значительно возрастают. Это объясняется не только увеличением полезной мощности передатчика, но и в значительной мере специфическими особенностями приема однополосных сигналов[1]. Сужение излучаемой полосы частот в два раза по сравнению с AM сигналом позволяет уменьшить полосу пропускания приемника вдвое. Благодаря этому напряжение шумов на выходе приемника уменьшается в ~n раз, что соответствует выигрышу в отношении сигнал / шум в два раза по мощности. Следующее важное преимущество однополосной модуляции— отсутствие несущей частоты и, как следствие, отсутствие интерференционных свистов при приеме однополосных сигналов. Это позволяет станциям располагаться не через 3 кГц, а через 2 кГц. При этом, хотя и будут прослушиваться помехи от соседних станций, разборчивость при одинаковой силе сигналов все же останется достаточной для уверенного приема, так как частотный спектр мешающих станций будет искажен до неузнаваемости и сигналы их вследствие неразборчивости будут мешать мало. 3 Поскольку любительская радиосвязь ведется на коротких волнах, нельзя не считаться с возможностью замирания радиосигналов. Замирания общего характера (более часто встречающиеся), когда все спектральные составляющие сигнала изменяются пропорционально, одинаково влияют на прием AM и ОМ сигналов. Но при избирательных замираниях, когда изменение спектральных неодновременно, составляющих однополосная модуляция сигнала происходит имеет значительные преимущества перед AM. При избирательных замираниях может иметь место ослабление несущей по отношению к уровню боковых полос, что равносильно углублению модуляции. Приемник AM сигналов с системой АРУ, увеличивающей усиление при уменьшении уровня несущей, дает при этом увеличение громкости приема. Падение уровня несущей частоты ниже суммарного уровня перемодуляции, боковых огибающая полос AM приводит сигнала к относительной искажается, возникают значительные нелинейные искажения, возрастающие с уменьшением уровня несущей. Если несущая частота полностью исчезнет, на выходе детектора останутся лишь четные гармоники частот модуляции, нелинейные искажения достигают предела и сигнал становится практически неразборчивым. При приеме ОМ такое явление исключено, ибо несущая частота вырабатывается сигнала в самом приемнике, и условия распространения радиоволн не оказывают никакого влияния на ее уровень. Избирательным замираниям, однако, может подвергаться не только несущая частота AM сигнала, но и боковые полосы. При этом происходит поворот фазы колебаний верхней боковой относительно нижней. Поэтому НЧ составляющие сигнала после детектора оказываются не в фазе и складываются геометрически, а не арифметически, как при их синфазности. В наиболее неблагоприятном случае они оказываются в противофазе, и сигнал на выходе детектора становится равным нулю на значительной части звукового спектра. Поскольку в обеих боковых полосах имеется множество составляющих с разным сдвигом фаз и разной степенью понижения уровня, сложение НЧ 4 составляющих сигнала после детектора приближается к суммированию случайных колебаний. Поскольку при приеме ОМ каждый звуковой компонент получается в результате детектирования одного ВЧ компонента боковой, здесь фазовый сдвиг компонентов боковой не играет роли. В условиях сильных избирательных замираний применение ОМ дает выигрыш по напряжению в n2 раз, а по мощности в два раза. Если учесть, что за счет сужения полосы пропускания приемника уменьшается вероятность попадания в эту полосу частот сигналов мешающих станций, эффективность канала связи еще более увеличивается. Поскольку помехи от соседних станций в переполненных любительских диапазонах представляют серьезную проблему, это преимущество ОМ связи приобретает особое значение. Статистическая обработка данных, полученных при изучении распределения силы сигналов мешающих станций в KB диапазонах, показывает, что это преимущество ОМ связи эквивалентно выигрышу по мощности примерно до 6 дБ (в четыре раза) для случая, когда мешающие сигналы имеют сравнительно узкий спектр. Выигрыш этот несколько уменьшается при помехах с более широким спектром, когда вероятности появления мешающего сигнала в каждом из соседних каналов ОМ связи (шириной 3 кГц) уже не оказываются более независимыми, так как если помеха имеет достаточно широкий спектр, переход на соседний канал (или перемена верхней боковой на нижнюю без перестройки несущей) не всегда дает избавление от помехи. К этим преимуществам однополосного приема следует добавить такое важное достоинство, как ослабление (влияния помех перекрестной модуляции. Перекрестная модуляция наблюдается тогда, когда при наличии на входе приемника двух сигналов разных частот амплитуда выходного напряжения одного из сигналов зависит от амплитуды другого сигнала, причем влияние это взаимное. Перекрестная модуляция заметно снижает реальную избирательность приемника. Когда один из сигналов модулирован по амплитуде, перекрестная модуляция проявляется в том, что амплитуда другого сигнала будет изменяться в соответствии с огибающей 5 модулированного сигнала, т. е. происходит перенос модуляции. В случае приема AM сигналов перекрестная модуляция вызывает следующее явление: в паузах модуляции принимаемого сигнала прослушивается модуляция мешающего сигнала, которая при исчезновении несущей желаемого сигнала также исчезает. При приеме однополосных сигналов благодаря отсутствию несущей частоты такое явление, разумеется, исключено. Еще одно важное преимущество приема ОМ заключается в том, что синхронному ОМ детектору свойственна частотная избирательность, позволяющая принимать слабые сигналы в условиях помех от сильных соседних сигналов. Наиболее слабые принимаемые сигналы любительских радиостанций имеют величину порядка нескольких десятых долей (0,1—0,5) микровольта, тогда как наиболее сильные могут доходить до нескольких милливольт, а то и более, т. е. отличаются по силе в тысячи раз. Вследствие загруженности диапазонов в любительских условиях часты случаи, когда слабую станцию приходится принимать в непосредственном соседстве по частоте с сильными сигналами мешающих станций. Для решения задачи восстановления несущего колебания в месте приема и для нормальной работы автоматических регулировок (АРУ и АПЧ) в системах связи предусматривается излучения остатка несущего колебания определенного уровня или специального пилотсигнала, частота которого выбирается вне спектра боковых частот и отличается от частоты несущей на определенную величину. При использовании пилот-сигнала восстановление несущей осуществляется за счет дополнительного преобразования частоты, выделенного пилот-тона [2]. 6 2. ЭСКИЗНЫЙ РАСЧЕТ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА ОМ При эскизном расчете следует учитывать не только требования технического задания, но и необходимость соблюдать требования ГОСТ определяющие классификацию приемных устройств по стандартизованным электрическим параметрам, в частности разрабатываемый приемник относится к приемникам ОМ КВ диапазона частот имеющих промежуточную частоту 500 кГц. Перекрытие всего диапазона частот изменением емкости одиночного контура с помощью конденсатора переменной емкости или варикапа не представляется возможным ввиду конечного отношения максимальной емкости к минимальной, которое для варикапа составляет 4…5, а для конденсатора переменной емкости 2,5…3. Выбрав перестройку частоты с помощью варикапа весь частотный диапазон можно разбить на два поддиапазона с коэффициентом КП = 3,5. Тогда границы поддиапазонов составят: 24/3,5 = 7,0 МГц 1 поддиапазон; 7,0/3,5 = 2,0 МГц. 2.1 Расчет полосы пропускания приемника Вычислим полосу сигнала с учетом нестабильности несущей частоты передатчика, частоты гетеродина. ПС = 3600 Гц. Δ𝐹ПР = ПС + 2𝛥𝐹З = 3600 +2∙276,5 = 4,7 кГц ПШ = 1,1∙4,7 = 5,2 кГц – шумовая полоса пропускания приемного устройства. ∆𝐹з = 2 ∙ √(δс ∙ fс )2 + (δг ∙ fг )2 + (δн ∙ fпч )2 7 где δс ∙ fс – нестабильность частоты сигнала передатчика; δг ∙ fг – нестабильность частоты гетеродина; δн ∙ fпч – нестабильность частоты настройки контуров РПрУ. Значения этих величин выберем следующие: δн = 0 δг = 10−5 δс = δг 10 = 10−6 Тогда, подставим численные значения и определим суммарное значение нестабильности частот. ∆Fз = 2 ∙ √10−10 ∙ (22,0 ∙ 106 )2 + 10−8 ∙ (0,5 ∙ 106 )2 ∆Fз ≈ 276,5 Гц. 2.2 Расчет допустимого коэффициента шума приемника Определим ЭДС шумов на выходе антенны, с учетом полосы пропускания приемника [1-6]. E2шА=4kTArAПш – данное выражение учитывает лишь температуру антенны, величину rA (геометрию антенны) и шумовую полосу пропускания приемного устройства [1-6]. Антенна приемника должна функционировать в широкой полосе рабочих частот может быть согласована с входной избирательной цепью в одной частотной точке, например на верхней частоте, где сопротивление антенны будем считать rA = 75 Ом. Тогда EША=√4 · 1,38 · 10−23 · 300 · 75 · 13319,24 =1,48·10−8 В =0,148 мкВ. В соответствии с техническим заданием учитывать внешние шумы не требуется, поэтому на выходе приемной антенны будем 8 действовать сигнал собственных шумов, уровень, который составляет: UΣ = 0,148 мкВ. Тогда, допустимый коэффициент шума приемника[8]: 2 Е NДОП = [( А ) − 𝑈Σ2 · ℎд2 ]· 𝛾ВХ 1 4·𝑘·𝑇0 ·ПШ ·𝑟𝐴 Величина (минимальное отношение сигнал/шум на входе приемника) определяется типом демодулятора и заданным отношением вых сигнал – шум на выходе демодулятора. В частности, если используется телефонная связь, то вых=3...10, а для радиовещательного АМ-приема вых = 10...20. Связь между отношениями сигнал – шум на выходе демодулятора и входе приемника определяется следующими выражениями. Коэффициент различимости на выходе линейного тракта приемника Р ɣВЫХ = √( С )вых = √4,5 = 2,12 РШ АМ-сигнал: ɣ ɣВХ = ВЫХ · √ 2 )·𝐹 (2+𝑚𝐴 𝑚𝑎𝑥 ·1,1 𝑚𝐴 ПШ = 2,12 0,8 ·√ (2+(0,8)2 ·3600·1,1 5200 = 3,7 где mA – коэффициент амплитудной модуляции, Fmax – максимальная частота модуляции сигнала. 𝐸 2 NДОП = [( 𝐴 ) − Е2П · ℎД2 ] · 𝛾ВХ (0,148 · 10−6 )2 · (0,75)2 ]· 1 4·К·Т0 ·ПШ ·𝑟𝐴 2,5·10−6 = [( 1 4·1,38·10−23 ·300·5200·75 3,7 2 ) − = 2,11 Пересчет в дБ дает результат в 6,48 дБ. 9 2.3 Определение числа и типа избирательных систем преселектора Число избирательных систем преселектора заданного ослабления зеркального канала определяют исходя из (σЗК), обеспечиваться на максимальной частоте диапазона которое должно (f0 = fМАКС), т.е. в “худшей точке”. Задаемся значением конструктивной (максимальной реализуемой на данной частоте) добротности контура преселектора Q К. Ориентировочные значения QК , КВ - от 80 до 180. Оцениваем значения добротности эквивалентного контура QКЭ = (0,6...0,8)QК = 0,8×180 = 144 и его полосы пропускания ∆FКЭ = f0 / QКЭ = 24,0·106/ 144 = 0,167 МГц. Частота зеркального канала fзк = f0 ±2𝑓ПЧ fзк1 = 24,0 + 2∙0,5= 25 МГц; fзк2 = 24,0 - 2∙0,5= 23 МГц; Для одиночного контура: ΞЗК = QКЭ ( fзк / f0 - f0 / fзк ) σЗК = 10 ∙ lg (1 + ξЗК2 ) ξЗК1 = 144 ( 25 / 24 - 24 / 25 ) = 11,76 ξЗК2 = 144 ( 24 / 23 - 23 / 24 ) = 12,3 σЗК1 = 10 ∙ lg (1 + (11,76)2 ) = 21,8 дБ σЗК2 = 10 ∙ lg (1 + (12,3)2 ) = 22,1 дБ. Учитывая, что селективных систем, возможно, установить три (входная цепь, две селективные системы в усилителе радиочастоты) общая минимальная селективность по зеркальному каналу составит: σЗКмин = 3∙ 𝜎зк1 = 3∙21,8 = 65,4 дБ. 10 В случае достаточного усиления в усилителе радиочастоты можно применить один каскад с одной селективной системой, а входную цепь приемного устройства выполнить в виде двухконтурной цепи. В современных приемниках избирательность тракта ПЧ обеспечивается ФСИ. Выбор ФСИ производят исходя из требований ТЗ по ослаблению соседнего канала (σСК = - 65 дБ) и выбранного значения полосы пропускания приемника. Для выбранного ФСИ по указанному затуханию определяют его коэффициент передачи напряжения на центральной частоте K0Ф. В качестве ФСИ выбирается электромеханический фильтр (ЭМФ) ЭМФ-9Д-500-3С, имеющий следующие технические характеристики: K0 ф = - 4 дБ (0,63), RВХ = 3 кОм, RВЫХ = 1,0 кОм. Таблица 1 Тип фильтра ЭМФ-9Д-500-3С Центральная частота полосы пропускания, кГц (f0) 500,0 Относительн ое затухание Полоса пропускания (σ) при на уровне 6 дБ, кГц расстройке (∆F) (∆f) 6,2 σ, дБ 65 ∆f, кГц 6 Таким образом, требования по селективности по соседнему каналу, зеркальному каналу и каналу прямого прохождения выполняются. В тракте ВЧ применим две одноконтурные системы, а в тракте ПЧ будет применен электромеханический фильтр ЭМФ-9Д-500-3С. 11 2.4 Выбор детектора сигнала ОМ Детектор однополосного сигнала можно выполнить с использованием аналогового перемножителя на микросхеме К174ПС1, на один вход которого подается детектируемый сигнал, а на второй - опорное колебание частоты несущей (500 кГц) от специального генератора. В схеме опорного генератора будем использовать кварцевый резонатор. Выполнить генератор можно либо на отдельном транзисторе, либо на микросхеме К174ПС1. Напряжение сигнала на входе такого детектора должно составлять UВХ Д = 1...2 мВ. 2.5 Выбор преобразователя частоты Преобразователь частоты целесообразно выполнить на микросхеме 174ПС1. ИМС позволяет реализовать разнообразные варианты построения ПрЧ, отличающиеся способом подключения нагрузки, видами связей с предшествующим УРЧ и с цепями гетеродина. ИМС позволяет также выполнить ПрЧ с внешним и с совмещенным гетеродином [1,3,4,5,6]. Нагрузкой ПрЧ является ФСИ, подключаемый через согласующий контур LК, CК. При несимметричном подключении контура к выходу ИМС спектр выходного тока соответствует балансной схеме, при симметричном - кольцевой. В обоих случаях в ПрЧ обеспечивается ослабление помехи с частотой, равной промежуточной. Для реализации преимуществ кольцевой схемы необходимо обеспечить высокую степень симметрии контурной катушки относительно центрального отвода. Способ подключения нагрузки определяет различие в значениях параметров y21 ПР, gВЫХ, CВЫХ ИМС. ИМС позволяет использовать симметричное и несимметричное подключение входов ИМС к выходам УРЧ и гетеродина (при работе от внешнего гетеродина). 12 3. ВЫБОР АКТИВНЫХ ПРИБОРОВ ВЧ ТРАКТА И РАСПРЕДЕЛЕНИЕ УСИЛЕНИЯ ПО КАСКАДАМ 3.1 Определение требуемого усиления ВЧ тракта Исходными величинами для расчета требуемого коэффициента усиления ВЧ тракта являются заданное в ТЗ значение чувствительности по напряжению UА0 [мкВ] = 2,5 мкВ, и выбранное напряжение на входе детектора UВХ Д = 2 мВ. С учетом производственного разброса параметров и старения элементов необходимо обеспечить K0 ТРЕБ > (2...3) UВХ Д / UА0 = 2,0∙ 10−3 ∙ 3/2,5∙10−6 = 2400 Каскады ВЧ тракта (ВхУ, УРЧ, ПрЧ, ФСИ, УПЧ) должны в совокупности обеспечить усиление не менее K0 ТРЕБ, то есть необходимо иметь: K0 вх · K0 урч ·K0 пр ·K0 ф · K0 упч > K0 треб . 3.2 Оценка коэффициента передачи входного устройства Значение K0 ВХ существенно зависит от типа первого активного прибора (АП1). При использовании биполярного транзистора колебательный контур входного устройства подключается ко входу транзистора частично с коэффициентом включения приблизительно 0,1...0,3. Ориентировочные значения K0 ВХ при использовании в качестве АП1 полевого транзистора в диапазоне КВ обычно 0,6….1,0. К затвору полевого транзистора контур входного устройства, как правило, может быть подключен полностью, поэтому K0 ВХ будет в несколько раз больше, по сравнению с биполярным транзистором, однако полевой транзистор требует разнополярного питания, что является нежелательным для приемников переносного типа, так как питание его осуществляется от аккумулятора или батарейки. Здесь следует отметить, что до детального электрического расчета о параметрах отдельных каскадов можно судить лишь ориентировочно. В частности, коэффициент передачи входного устройства может значительно отличаться от того значения, которое выбирается на данном этапе. 13 3.3 Расчет коэффициент шума приемника Коэффициент шума N определяется для полосы частот приемника Пш (полосы пропускания фильтра последней ПЧ), минимальной мощности входного сигнала Pвх (чувствительности) с учетом постоянной Больцмана k и абсолютной комнатной температуры T0 для соотношения сигнал/помеха на входе линейного тракта приемника γ в случае настроенной антенны [1-6]. Ранее был рассчитан допустимый коэффициент шума приемника, при заданном отношении сигнал/шум на выходе линейной части приемника, который составил 6,48 дБ. Превышение этой величины недопустимо. Шумовые свойства приемного устройства оцениваются коэффициентом шума N. Этот параметр является одним из основных для приемников, где собственные шумы являются определяющими помехами. Теоретически на величину коэффициента шума влияют все каскады приемного устройства, но практически основная доля приходится на первый каскад приемника. Коэффициент шума супергетеродинного приемника: N0 = (NВЦ +( NУРЧ1 – 1)/КР ВЦ +( NУРЧ2 – 1)/КРВЦКРУРЧ1 + ( NПЧ – 1)/КРУРЧ2КРУРЧ1KP ВЦ ) + [(NУПЧ1 -1)/КРПЧКРУРЧ2КРВЦ КРУРЧ1])/ Lф Nвц, Nурч, Nпч, Nупч - коэффициенты шума входной цепи, УРЧ, преобразователя частоты и УПЧ соответственно; Kpвц, Kpурч, Kpпч - коэффициенты передачи мощности входной цепи, УРЧ и преобразователя частоты, усилителя промежуточной частоты соответственно; 14 Lф - коэффициент передачи мощности антенно-фидерного тракта; В техническом задании на разрабатываемый приемник не указана длина фидера, не указан тип фидер, поэтому примем потери фидера 0,05 дБ/м, как среднюю величину для частот этого диапазона. Тогда потери в фидере составят 0,5 дБ или 0,89 (раз). В предварительном расчете будет подобрана такая структура приемного тракта, при которой наряду с прочими заданными параметрами (чувствительностью, избирательностью) будет обеспечен коэффициент шума не более допустимого, найденного по приведенным выше соотношениям. Определим величины, входящие в вышеприведенную формулу. При согласовании антенны с входом приемника Kсв = Kопт. Тогда для входной цепи коэффициент передачи по мощности и коэффициент шума: КРВЦ = 0,5 NВЦ = 2 Под рабочий диапазон рабочих частот приемника очень подходит биполярный транзистор имеет нормированный КТ399 именно этот транзистор коэффициент шума. При этом будем учитывать усредненные коэффициенты шума входной цепи, усилителя смесителя, радиочастоты, усилителя промежуточной частоты, указанные в таблице 1 [1, 3, 4, 5]. 15 Таблица 2 – Коэффициенты шума каскадов приемного устройства Оценим коэффициент шума приемника без УРЧ. При использовании смесителя на полевом транзисторе коэффициент шума равен 4NMIN= 6 дБ., в случае использования транзистора КТ399 коэффициент шума для УПЧ транзистора КТ399: NТР = 1,5 дБ; Коэффициент шума первого каскада УПЧ: NУПЧ = 1,5 дБ; Коэффициент шума приемника без УРЧ: N0 = (NВЦ + (NПЧ -1)/KP ВЦ) + [(NУПЧ -1)/КРПЧ])/ Lф N0 = [(2 + (6-1)/0,5)]/0,89 =13,48 дБ. Рассчитанный коэффициент шума приемника (13,48 дБ.) больше допустимого (6,48 дБ), а, следовательно, на входе необходимо установить малошумящий усилитель радиочастоты и, таким образом, уменьшить коэффициент шума приемника. NУРЧ = 1,5 дБ; Курч = 10. N0 = (2 + (1,5-1)/0,5) + [(6 – 1 )/10·0,5]/0,89 = 5,61 дБ. Предварительная проработка радиовещательного показала возможность использования приемника смесителя на транзисторе 16 КТ3106 или микросхеме 174ПС1, на входе приемного устройства необходим малошумящий усилитель на транзисторе КТ3106 и усилителя промежуточной частоты на транзисторе КТ3106. В этом случае коэффициент шума приемника будет ниже допустимого (рассчитанного по параметрам заданным в ТЗ на приемник), а сигнал на выходе линейной части приемника будет превышать шум на величину заданную в ТЗ на радиовещательный приемник. 3.4 Выбор активного прибора УРЧ и оценка коэффициента передачи УРЧ Каскады УРЧ выполняют, как правило, на дискретных транзисторах. В УРЧ находят применение как биполярные (БТ), так и полевые (ПТ) транзисторы [4]. Биполярные транзисторы обладают большей проводимостью прямой передачи (y21) и работают при небольшом потребляемом токе. Конкретный тип транзистора УРЧ выбирают из следующих соображений: 1. В пределах диапазона рабочих частот модуль проводимости прямой передачи (y21) должен оставаться приблизительно постоянным. 2. Коэффициент шума транзистора должен быть по возможности малым. 3. Коэффициент устойчивого усиления на высшей рабочей частоте (K0 УСТ) и предельный коэффициент усиления (K0 ПРЕД), рассчитанные по выражениям, представленным ниже, желательно иметь как можно больше. 𝑦 К0 УСТ = √(0,2 … 0,4) · 21 К0ПРЕД = 𝑦12 𝑦21 2·√𝑔11 ·𝑔22 Для определения K0 УСТ и K0 ПРЕД проведем расчет h- параметров транзистора КТ3106А, транзистора наиболее подходящего для проектирования 17 радиоприемного устройства, с точки зрения частотного диапазона, нормированного коэффициента шума, напряжения источника питания (9 В). Графоаналитический расчет h-параметров транзистора КТ3106А Рисунок 3.1а Входные характеристики транзистора КТ3106А 18 Рисунок 3.1б Выходные характеристики транзистора КТ3106А На выходной вольтамперной характеристике построим гиперболу PKДОП = IKmax·UКЭ (на рисунке 3.1 обозначена красным цветом) указывающую безопасную область работы. На вольт-амперных характеристиках рисунок 3.1а и рисунок 3.1б построим нагрузочную прямую и обозначим рабочую точку, обеспечивающую линейный режим усиления: UКЭ0 = 6,5 В; IК0 = 3,0 мА; IБ0 = 0,05 мА; UБЭ = 0,8 В. Нагрузочную прямую обозначенную зеленым цветом можно увидеть на рисунке 3.1б. Именно для этого режима рассчитаем h параметры транзистора в выбранной рабочей точке и вычислим параметры Т – образной эквивалентной схемы. 19 h11э −входное сопротивление транзистора (рисунок 3.1) (соответствующих выбранному напряжению на коллекторе – UКЭ =const) h11э = ∆Uбэ ∆Iб = Uбэ2 −Uбэ1 Iб2 −Iб1 0,840−0,760 = (0,1−0,02)∙10−3 = 816 Ом. h12э −коэффициент обратной связи по напряжению транзистора (рисунок 2.1) (т.е. обеспечиваем выполнение условия IБ =const) h12э = ∆Uбэ ∆Uкэ = Uбэ2 −Uбэ1 Uкэ2 −Uкэ1 = 0,836−0,8 15,0−5,0 = 0,0036. h22э −выходная проводимость транзистора (рисунок 2.1) (выбирается одна из имеющихся характеристик IБ и на ней отмечаются две точки) h22э = ∆Iк ∆Uкэ = Iк2 −Iк1 Uкэ2 −Uкэ1 = (3,4−2,6)∙10−3 7,5−5,5 = 0,4 ∙ 10−3 См. h21э − коэффициент передачи тока транзистора (рисунок 2.1) (необходимо выбрать значение UКЭ и на кривых, соответствующим двум значениям тока базы) h21э = ∆Iк ∆Iб I −Iк1 = к2 ∆Iб = (4,0−1,5)∙10−3 0,07∙10−3 −0,04·10−3 = 83,3. Рассчитанный параметр h21э = 83,3 соответствует паспортному значению, которое должно быть в пределах 50…350. На основании вычисленных h-параметров построим эквивалентную схему транзистора для схемы включения с ОЭ. Рисунок 3.2 Эквивалентная схема БТ с использованием h-параметров для схемы включения ОЭ. На основании вычисленных h-параметров построим Т-образную модель транзистора (рисунок 3.3). 20 Рисунок 3.3 Т-образная физическая эквивалентная схема n-p-n БТ. 𝑟 1+𝛽 𝑟К 𝑟К h11Э = rБ +(1+β)·rЭ ; h12Э = ≈ (1 + 𝛽) · Э ; h22Э ≈ ; β = h21Э Из представленных формул определим значения элементов эквивалентной схемы: rК = 1+𝛽 ℎ22Э ℎ = ·𝑟 1+83,3 0,4·10−3 rЭ = 12Э К = 1+𝛽 = 210,8 кОм ; 0,0036·210800 1+83,3 = 9,1 Ом; rБ = h11Э – (1+β)·rЭ = 816,0 – 84,3·9,1 = 48 Ом. На рисунке 3.4 представлена эквивалентная схема на основе y- параметров. Рисунок 3.4 Эквивалентная схема БТ с использованием y-параметров для схемы включения ОЭ. y11Э = 1/h11Э = 1/816,0 = 1,3·10-3 см y12Э = -h12Э/h11Э = -0,0036/816,0 = - 4,4·10-6. y21Э = -h21Э/h11Э = -83,3/816,0 = - 0,102. y22Э = h22Э = 0,4·10-3 см. 21 Рисунок 3.5 Эквивалентная малосигнальная схема БТ для схемы включения ОЭ На рисунке 3.6 представлена ВАХ транзистора для определения напряжения Эрли - UY = -100 В. Параметры модели: крутизна S , дифференциальное входное сопротивление rБЭ , дифференциальное выходное сопротивление rКЭ , определяются не только графическим образом, но и вычисляются аналитически в рабочей точке БТ на основании уравнения Эберса-Молла. S = IK/UT = 3·10-3/0,026 = 115,4 мА/В rБЭ = β/S = 83,3/115,4·10-3 = 721,8 Ом. rКЭ = UY/IK = 100/3·10-3 = 33,3 кОм. где I K – постоянная составляющая тока коллектора БТ в рабочей точке, U T – термический потенциал, rЭ – выходное сопротивление БТ со стороны эмиттера, – дифференциальный коэффициент передачи тока, U Y – напряжение Эрли (напряжение сдвига). 22 23 Вычислим коэффициент устойчивого усиления и предельный коэффициент усиления транзистора КТ3106А на основе вычисленных выше параметров. 𝑦 К0 УСТ = √(0,2 … 0,4) · 21 = √0,2 · 𝑦12 К0ПРЕД = 𝑦21 2·√𝑔11 ·𝑔22 = 0,102 4,4·10−6 0,102 2·√1,3·10−3 ·0,4·10−3 = 68,1 = 70,7 3.5 Выбор активного прибора и оценка коэффициента передачи преобразователя частоты Преобразователь частоты может быть выполнен как на дискретных транзисторах, так и на ИМС [4]. В последнем случае открывается возможность реализации преимуществ компенсационных схем преобразователей частоты. Параметры ИМС в режиме преобразования частоты приведены в ПРИЛОЖЕНИИ 3. При построении преобразователя частоты на ИМС К174ПС1 обычно не возникает проблем с получением нужного коэффициента усиления. На этапе эскизного расчета примем коэффициент передачи преобразователя частоты K0 ПР = 15. 3.6 Определение структуры тракта УПЧ Оцениваем требуемое усиление тракта УПЧ исходя из вычисленного выше коэффициента устойчивого усиления транзистора КТ3106А: Примем К0УРЧ = 30; К0ВХ = 0,8; К0Ф = 0,63; К0ПР = 10 K0 УПЧ ТРЕБ = K0 ТРЕБ / ( K0 ВХ K0 УРЧ K0 ПР K0 Ф) = 2400/(0,8×30×15×0,63) = = 10,6. 24 Таким образом, видно, что при заданных коэффициентах передачи имеется возможность использовать один каскад усилителя промежуточной частоты, имея запас по усилению. Учитывая необходимость регулировки усиления, в каскаде УПЧ применить усилитель на микросхеме 174ПС1, которая позволяет осуществить регулировку усиления. В приемниках АМ и ОМ сигналов последний каскад УПЧ желательно выполнять по схеме с резонансной нагрузкой. Это позволит ослабить влияние высших гармоник промежуточной частоты на работу детектора. 3.7 Выбор ИМС УЗЧ, динамической головки и узлов блока питания Динамическая головка проектируемого приемника выбирается из условия обеспечения номинальной выходной мощности и заданного диапазона воспроизводимых частот [1]. Для УЗЧ выберем ИМС отечественного производства: К174УН7. Выбранная ИМС обеспечивает номинальную выходную мощность не ниже указанной в ТЗ при минимально возможном токе покоя. Предпочтительны ИМС, не требующие большого числа дополнительных элементов [2]. Так как проектируемый приемник предназначен к использованию как переносной приемник, то в качестве источника питания можно использовать либо аккумуляторы, либо использовать батарейное питание. Усилитель мощности звуковой частоты, как правило, должен быть рассчитан на выходную мощность не менее 3,0 Вт. По всем параметрам подходит динамическая головка 3 ГДШ-2. ТИП RН Мощность уровнем чувствительности Диапазон частот РАЗМЕРЫ 3ГДШ-2 4 3,0 90 140-12500 160х100х47 25 4. РАСЧЕТ СХЕМЫ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА 4.1 Расчет одноконтурного УРЧ На рисунке 4.1 приведена принципиальная схема УРЧ. Сопротивления R1, R2, Rэ обеспечивают режим транзистора по постоянному току и термостабилизацию УРЧ. Неполное включение в колебательный контур транзистора и нагрузки обеспечивает заданную степень подавления помех и большой коэффициент усиления [1,3,4,5,6]. Так как параметры транзистора, используемые при расчете, во многом зависят от частоты и тока коллектора при отсутствии сигнала, то перед началом расчета была задана рабочая точка и вычислены h- параметры (см. раздел 3). Исходные данные для расчета: 𝐸𝑝 = 12 В − напряжение питания. 𝑓 = 2000…24000 кГц – заданная частота входного сигнала УРЧ (резонансная частота колебательного контура). 𝐼к0 = 3 мА − ток коллектора в отсутствие сигнала. 𝑅н = 2 кОм − сопротивление нагрузки (сопротивление следующего каскада). 𝐶н = 10 пФ − емкость нагрузки (входная емкость следующего каскада). 𝑑эр = 0,0154 − эквивалентное затухание контура УРЧ. 𝑑0 = 0,007 − собственное затухание контура УРЧ. Пределы изменения температуры при эксплуатации приемника −40 ... +60 °C. По справочным данным определяют следующие параметры транзистора: − 𝐼кб0 = 1 ∙ 10−6 А − обратный ток коллектора; − Cбк = 2 пФ – емкость «база – коллектор». УРЧ обеспечивает подавление зеркальной помехи с частотой fз = f0 − 2fпч, где f0 – частота резонанса; fпч = 500 кГц – промежуточная частота. 26 Рисунок 4.1 Схема электрическая УРЧ Ранее были рассчитаны h-параметры транзистора КТ3106А и параметры его эквивалентной схемы в выбранной рабочей точке. Для обеспечения работы транзистора в выбранной рабочей рассчитаем величины резисторов R1, R2, RЭ, СЭ для схемы, представленной на рисунке 4.1. Расчет УРЧ по постоянному току Определим изменение обратного тока коллектора для кремниевых транзисторов: ΔIкб0 = Iкб0·20,2(Тmax – T0) = 1∙10−6 ∙20,2(333−293) = 25,6∙10−5 А, (42) где Tmax = 60 + 273 = 333 K − максимальная абсолютная температура эксплуатации транзистора; T0 = 20 + 273 = 293 K – абсолютная нормальная температура. Найдем тепловое смещение напряжения базы: ΔUэб = γ(Тmax − Тmin) = 1,8∙10−3(333 − 233) = 0,18 В, (43) где γ=1,8∙10−3 В/К; Тmin = 273 − 40 = 233 K – минимальная абсолютная температура эксплуатации. Нестабильность коллекторного тока 27 ΔIк= Iк (Тmax − Тmin) / T0 = 3(333 − 233)/293 = 0,406 мА. Находим величину (44) эмиттерного сопротивления: 𝑅э=(Δ𝑈эб+(10…20)Δ𝐼кб0𝑔11)Δ𝐼к= = (0,18+(10…20)25,6∙10−5·1,2∙10−3)/0,406∙10−3= =25…111=47,9 Ом. (45) Определим сопротивления 𝑅2, 𝑅1 делителя напряжения в цепи базы (коэффициенты в скобках принимаем равными 15 из диапазона значений 10 ... 20): 𝑅2 = (10 … 20)𝐸𝑝 / 𝑅э𝐼к𝑔11 = (10 … 20)·9/ 47,9 ∙3 ∙10-3·1,2 ∙ 10-3 = 26,27 кОм; (46) 𝑅1 =(10 … 20)𝐸𝑝/𝑔11(𝐸𝑝 − 𝑅э𝐼к) = (10 … 20)·9/ (9 – 47,9 ∙ 3 ∙ 10-3)1,2 ∙ 10-3 = 4,47 кОм. (47) Расчет УРЧ по переменному току в режиме максимального усиления Определим значение круговой частоты: ω = 2π𝑓СР = 2π ∙ 1326,7 ∙ 103 = 8,3 ∙ 106 рад/с. fСР = √𝑓𝐻 · 𝑓𝐵 = √3500 · 4000 = 3741,7 кГц Рассчитаем емкости конденсаторов: 𝐶э = 500/ ω𝑅э = 500/ 3,741 ∙ 106 ∙ 47,9 =2,8 ∙10-6 Ф; (48) 𝐶𝑝 = 500·g11/ ω = 500 ∙1,2·10-3/ 3,8 ∙106 =490 ∙10-9 Ф. Определим допустимую степень D увеличения (49) затухания контура (расширения полосы пропускания) при подключении к нему внешних цепей: 𝐷 = 𝑑эр /𝑑0 = 0,0154 /0,007 = 2,2. (50) Найдем проводимость нагрузки: Gн = 1/Rн = 1/2000 = 5·10-4 См. Пользуясь данными [3], определим значения емкостей, формирующих эквивалентную емкость колебательного контура. Сп = 25 пФ − подстроечная емкость контура; CL = 4,5 пФ − паразитная емкость катушки индуктивности; Cmin = 4 пФ − минимальная емкость конденсатора контура; См = 15 пФ − паразитная емкость монтажа. Рассчитаем эквивалентную емкость колебательного контура: 𝐶эк ≥ (𝐶п + 𝐶𝐿 + 𝐶min )/(1 − 0,5(𝐶н + 𝐶м)(𝐷 − 1)𝑑0ω𝑅н) ≥ 28 ≥ (25 + 4,5 + 4+15)10-12/(1 − 0,5 ∙ (10 + 15) 10-12· (2,2 − 1) 0,007 ∙ 25,12 ∙ 106 ∙2 000) = 427,4 ∙ 10-12 Ф. Принимаем Cэк = 430 пФ. Определим индуктивность контура: 𝐿к=1/ω 2𝐶эк=1/(25,12∙106)2·430∙10-12=3,7∙10-6 Гн. (51) Рассчитаем собственную проводимость контура: 𝐺к=𝑑0ω𝐶эк=0,007∙25,12∙106∙430∙10-12=75,6∙10-6 См. Определим значения коэффициентов включения, обеспечивающих максимальный коэффициент усиления для заданной величины D увеличения затухания контура при подключении к нему внешних цепей: 𝑚1=√(𝐷−1)𝐺к/2𝑔22=√(2,2−1)·75,6∙10-6/2∙0,4∙10-3=0,37; (52) 𝑚2=√(𝐷−1)𝐺к/2𝐺н=√(2,2−1)·75,6∙10-6/2∙5∙10-4=0,29. (53) Определим индуктивность связи трансформатора, принимая Kсв = 0,447 (коэффициент связи следует выбирать из условия Kсв≤0,5): 𝐿св=𝑚12𝐿к/Kсв2=0,372∙3,7∙10-6/0,4472=2,20∙10−6 Гн. (54) Рассчитаем эквивалентную проводимость контура: 𝐺эк=𝐷𝐺к=2,2∙75,6∙10−6=166,4∙10−6 См. Определим коэффициент усиления усилителя: K0=|𝑌21|𝑚1𝑚2/𝐺эк=0,102∙0,25∙0,12/(166,4∙10−6)=64,2. (55) Найдем максимально допустимый коэффициент усиления по условиям устойчивости: Kуст=0,45𝑚2√|𝑌21|/𝑚2(ВЦ)√|𝑌12|=0,45∙0,12√0,102/0,25√4,4∙10−6 =67. (56) Полученный коэффициент усиления несколько меньше рассчитанного ранее коэффициента устойчивого усиления КУСТ = 68,1 и предельного коэффициента усиления КПРЕД = 70,7, следовательно, каскад УРЧ будет работать устойчиво. 29 4.2 Расчет преобразователя частоты на ИМС К174ПС1 Преобразователь частоты целесообразно выполнить на микросхеме 174ПС1. ИМС позволяет реализовать разнообразные варианты построения ПрЧ, отличающиеся способом подключения нагрузки, видами связей с предшествующим УРЧ и с цепями гетеродина. ИМС позволяет также выполнить ПрЧ с внешним и с совмещенным гетеродином. Нагрузкой ПрЧ является ФСИ, подключаемый через согласующий контур LК, CК. При несимметричном подключении контура к выходу ИМС спектр выходного тока соответствует балансной схеме, при симметричном - кольцевой. В обоих случаях в ПрЧ обеспечивается ослабление помехи с частотой, равной промежуточной. Для реализации преимуществ кольцевой схемы необходимо обеспечить высокую степень симметрии контурной катушки относительно центрального отвода. Способ подключения нагрузки определяет различие в значениях параметров y21 ПР, gВЫХ, CВЫХ ИМС. ИМС позволяет использовать симметричное и несимметричное подключение входов ИМС к выходам УРЧ и гетеродина (при работе от внешнего гетеродина). Симметричная схема предпочтительна при трансформаторных связях, что реализуется в настоящей работе. Остановим выбор на симметричной схеме связи ПрЧ с усилителем радиочастоты и симметричную схему связи ПрЧ с ФСС. Схема представлена на рисунке 4.2. 30 Рисунок 4.2 Схема симметричного включения нагрузки к выходу ИМС К174ПС1 Для расчета воспользуемся справочными данными микросхемы 174ПС1 представленными в методических указаниях. Задачей расчета является определение параметров элементов согласующего контура (рисунок 4.2) и коэффициента его включения ρФ во входную цепь ФСС. Исходными данными для расчета являются: – значение промежуточной частоты приемника, fПЧ = 500,0 кГц; – полоса пропускания ФСС, ПФ = 6 кГц; 31 – входная проводимость ФСС, gВХ Ф = 0,00033 см; – конструктивная добротность катушки СК на fПЧ, QК = 60; – крутизна преобразования ИМС, Y21 ПР =10·10-3 см; – выходная проводимость ИМС на fПЧ, gВЫХ = 2,9 мксм. Для обеспечения оптимальной полосы пропускания добротность со гласующего контура рекомендуется выбрать из условия QКЭ = (2,5...3,5) QФ. Величина индуктивности согласующего контура на выходе смесителя выбирается LK = 120 мкГн. 1 1 ПР 4𝜋2 ·0,25·1012 ·120,0·10−6 СКЭ = (2𝜋·𝑓 )^2·𝐿 = 𝐾 = 820·10-12 Ф. Значение емкости конденсатора контура определяется выражением CК = CКЭ – CМ – C1. Полагая конструктивную добротность контура Q = 80...150 и убедившись, что она не менее чем в 2,5...3 раза выше значения нагруженной добротности QЭ, вычисляем проводимости ненагруженного и нагруженного (эквивалентного) контуров 1 gК = (2𝜋·𝑓 )·𝐿 𝐾 ·𝑄𝐾 ПР = 1 gКЭ = (2𝜋·𝑓 )·𝐿 𝐾 ·𝑄𝐾Э ПР 1 2𝜋·0,5·106 ·120,0·10−6 ·100 = 1 2𝜋·0,5·106 ·120,0·10−9 30 =2,6·10-5 см. = 8,8·10-5 см. и сопротивление шунтирующего резистора RШ = 1 0,5·𝑔КЭ −𝑔𝑘 −𝑔ВЫХ = 1 0,5·8,8·10−5 − 2,6·10−5 −2,9·10−6 = 65,5 кОм. Коэффициент включения согласующего контура во входную цепь ФСС, при котором обеспечивается согласование: 𝑔 +𝑔вых +𝑔ш nФ = √ 𝑘 𝑔вхф = √ 2,6·10−5 +2,9·10−6 +1,6·10−5 0,00033 = 0,37 gвх ф — входная проводимость ФСС. 32 Индуктивность катушки связи согласующего контура с ФСС LФ= 2 𝐿𝐾 ·𝑛Ф К2 = 120·10−6 ·0,372 0,252 =262,8 мкГ. где k — коэффициент магнитной связи — зависит от типа применяемых сердечников; для однослойных катушек с ферритовым подстроечным сердечником при fПЧ=500,0 МГц k = 0,25...0,35. Коэффициент усиления преобразователя частоты: К0ПР = |𝑌21ПР |·𝑛Ф 𝑔КЭ = 10·10−3 ·0,37 8,8·10−5 = 42 или в пересчете в дБ (32,5 дБ). 5. РАСЧЕТ ГЕТЕРОДИНА 5.1 Расчет сопряжения настроек гетеродина и преселектора Параметры элементов колебательного контура гетеродина при известных параметрах контура преселектора выбирают из соображений обеспечения сопряжения настроек гетеродина и преселектора с допустимой погрешностью. Контур гетеродина перестраивается в диапазоне частот от fг мин = fмин + fпч до fг макс = fмакс + fпч , где fМИН и fМАКС - крайние частоты настройки преселектора с учетом запаса по перекрытию. Контур гетеродина имеет коэффициент перекрытия по частоте KДГ = fГ МАКС / fГ МИН = 24,5/7,5 = 3,28 отличающийся от коэффициента перекрытия по частоте контура преселектора KД = fМАКС / fМИН = 24,0/7,0 = 3,43 что и вызывает погрешность сопряжения при одноручечной настройке. Погрешность сопряжения определяется выражением δfСОПР = δfСОПР / f0 ПРЕС = | fГ - f0 ПРЕС - fПЧ | / f0 ПРЕС, 33 где f0 ПРЕС - частота настройки преселектора, изменяющаяся от fМИН до fМАКС. Значительная погрешность сопряжения приводит к различию частот настройки преселектора и приемника в целом, в результате чего ухудшается чувствительность и избирательность приемника. Выбор числа точек точного сопряжения Число точек точного сопряжения определяется значением коэффициента перекрытия по частоте рассчитываемого диапазона KД. При 1,1 < KД < 1,7 необходимы две точки сопряжения, а при большей величине необходимы три точки сопряжения. Контур имеет вид, показанный на рисунке 5.1 Рисунок 5.1 Эквивалентная схема гетеродина В случае простого контура рассчитывают Cкг мин = (Cн макс - Cн мин) / (KДГ2 - 1) и определяют C1Г = CКГ МИН - CН МИН. В процессе налаживания приемника с помощью подстроечного конденсатора и подвижного сердечника катушки гетеродина добиваются, чтобы при крайних положениях ручки настройки приемник был настроен на минимальную и максимальные частоты, соответственно: f / МИН = fМИН (1 - δ fСОПР МАКС), f / МАКС = fМАКС (1 - δ fСОПР МАКС). 34 После этого с помощью подстроечного конденсатора и подвижного сердечника катушки преселектора добиваются точного сопряжения на частотах f1 и f2 и f3. Построение ПрЧ с совмещенным гетеродином позволяет уменьшить число активных элементов в приемнике, однако схема переключения диапазонов оказывается сложнее, чем при использовании ПрЧ с отдельным гетеродином, поэтому ПрЧ с совмещенным гетеродином целесообразно применять при отсутствии коммутации в цепях гетеродина (например, в блоке УКВ приемника), что соответствует разрабатываемому приемному устройству. В разрабатываемой схеме, в соответствии с ТЗ, частота контура гетеродина изменяется с помощью варикапа, который подключен к контуру через разделительные конденсаторы CР. Варикапная настройка может быть использована и при трансформаторных связях (рисунок 5.2). Рисунок 5.2 При построении преобразователя частоты с совмещенным гетеродином контур гетеродина к транзисторам ИМС может быть подключен 35 в соответствии со схемой рисунок 5.2. Задача расчета емкостей C2, C3, C4, обеспечивающих режим автогенерации. У транзисторов ИМС значение эмиттерного тока при отсутствии генерации ориентировочно IЭ = 0,5 мА. Выбираем амплитуду первой гармоники эмиттерного тока транзисторов гетеродина, исходя из условия: Im1Э = (1,6...1,8) IЭ = 0,85·10-3 А. Выбираем амплитуду напряжения на контуре гетеродина из условия уменьшения наводок на другие каскады приемника и паразитного излучения: Um КГ < (1,5...2 ) В = 1,8 В. Задаемся значением конструктивной добротности QКГ контура гетеродина и рассчитываем резонансное сопротивление контура гетеродина на минимальной частоте Примем СКГ = 47·10-12 Ф Rое = ωГ МИН LКГ QКГ = 2π·10,9·106·90·73·10-9 = 72,7 Ом. 1 LКГ = (2𝜋·𝑓 )^2·𝐶 Г 𝐾Г = 1 4𝜋2 ·506,25·1012 ·47,0·10−12 = 1,1·10-6 Г. Определяем коэффициент включения контура гетеродина в цепь эмиттеров транзисторов ИМС с учетом шунтирующего действия резисторов R4, R5, R6, R7 : R4=R5; К6=R7 Рассчитываем коэффициент включения контура между базами транзисторов из условия обеспечения устойчивой работы генератора: 0,04 𝑅 + 4) 𝑈𝑚КГ 𝑅𝑂𝑒 𝑅−√𝑅 2 −2·𝑅6 ·(𝑅4 +𝑅6 )·( 2 рЭ= 𝑅4 +𝑅6 = 0,18 при R6 = 0,36 кОм. pБ = pЭ + 0.28 / Um КГ = 0,18 +0,28·1,8 = 0,68 Принимаем R4= 100 кОм 100·103 где R=(Im1 Э R4 – 0,28) R4 / Um КГ = (0,85·10-3·100·103-0,28)· 1,8 = 4,7 МОм. 36 задаемся суммарной емкостью последовательно включенных конденсаторов C2, C3, C4 приблизительно равной С = (0.07...0.15) CКГ = 10 пФ и рассчитываем CБ = C / pБ = 10/0,68 = 14,7 пФ, CЭ = C / pЭ = 10/0,18 = 56,0 пФ, C3 = C / (1 - pБ - pЭ) = 10,0/0,14 = 71 пФ. С учетом входных емкостей ИМС C/2 и C/4 (приблизительно 3...4 пФ) рассчитываем значения: C2 = CБ - C/2 = 14,7 -3 =11,7 пФ. C4 = CЭ - C/4 = 56,0-3 = 53 пФ. Выбираем значения емкостей конденсаторов C2, C3, C4 из стандартного ряда Е24. 6. РАСЧЕТ ДЕТЕКТОР ОМ СИГНАЛА Принципиальная схема детектора ОМ сигнала приведена на рисунке 6.1. Детектор выполнен на ИМС К174ПС1, осуществляющей перемножение двух колебаний: - ОМ сигнала, поступающего на входы 7,8 ИМС с выхода УПЧ; - напряжения восстановленной несущей (fПЧ = 500 кГц), генерируемого в гетеродинной части ИМС. В отличие от обыкновенного автогенератора, выполненного на паре транзисторов входящих в состав микросхемы, здесь частота генератора несущей стабилизирована кварцевым резонатором ZQ. При этом резонатор выполняет роль подключается эквивалентной внешняя индуктивности, параллельно емкость C, образуемая которой последовательно соединенными емкостями конденсаторов C2,C3,C4: 37 Рисунок 6.1 Схема электрическая детектора ОМ сигнала С= 1 1 1 1 + + С2 С3 С4 Исходными данными для расчета являются параметры резонатора: LКВ, rКВ, C0, fПОСЛ. Выбираем кварцевый резонатор на частоту 500 кГц. Желательно выбрать резонатор с большей добротностью QКВ = 2 πfПОСЛ LКВ / rКВ = 2π·500·103·38,5/580 = 2,1·105 Выбираем кварц с параметрами: fПОСЛ = 500 кГц; LКВ = 38,5 Гн; rкв = 580 Ом; С0 = 38 пФ. так как такие резонаторы обладают и лучшей стабильностью частоты. Рассчитываем значение динамической емкости кварцевого резонатора CКВ = 1 / (2 𝜋 fПОСЛ)2 LКВ = 1/(2·π·500·103)2·38,5 = 2634,4 пФ. и частоту его параллельного резонанса fпар = 1 С ·С 2𝜋·√𝐿КВ · КВ 0 СКВ +С0 = 1 2·𝜋·√38,5· 38·2634,4 38+2634,4 = 499990,00 Гц. 38 Убеждаемся, что интервал между fПОСЛ и fПАР не превышает нескольких десятков герц. Частота генерируемых колебаний (fГ) должна находиться в этом интервале. Значение fГ в небольших пределах зависит от внешней емкости C, которую выбирают из следующих соображений. Увеличение C ослабляет влияние нестабильностей емкостей ИМС, зависящих от температуры, питающих напряжений и времени. При этом значение fГ приближается к fПОСЛ. Однако чрезмерное увеличение C приводит к ухудшению условий самовозбуждения автогенератора и росту рассеиваемой в резонаторе мощности. Выбираем C из условия: 1/(5 · 2 π fПОСЛ rКВ) - C0 > C > 3C0 С= 76 пФ. Уточняем частоту генерации fГ = 1 = ·(С +С) С 0 СКВ +(С0 +С) 2𝜋·√𝐿КВ · КВ 1 2634,4·(38+76) 2·𝜋·√38,5· 2634,4+38+76 = 499999,21 Гц. Убеждаемся, что частота генерации отстоит от fПОСЛ не более, чем на четверть интервала fПОСЛ-fПАР. Если это условие не выполняется или необходимо еще более приблизить fГ к fПОСЛ, то следует увеличить значение C. СН ≤ √М2В −1 2·𝜋·𝐹𝐵 ·𝑅Н = √1,252 −1 2𝜋·3400·2000 = 17,6 нГ Выберем значение R2 = (0.3...0.5) RВХ УЗЧ. и рассчитаем CР1, CР2: СР1 = СР2 = 1 2 −1 2𝜋·𝐹𝐻 ·𝑅2 ·√𝑀𝐻 = 1 2𝜋·300·300·√1,252 −1 1 2 −1 2𝜋·𝐹𝐻 ·(𝑅2 +𝑅ВХУМЗЧ )·√𝑀𝐻 = = 3,14 мкФ. 1 2𝜋·300·(300+600)·√1,252 −1 = 78,6 мкФ. Входная проводимость детектора (gВХД=1/RВХД) равна входной проводимости ИМС К174ПС1. 39 Определяем коэффициент передачи детектора ОМ сигнала Далее определяем коэффициенты включения эквивалентного контура в эмиттерную и базовую цепи ИМС (pЭ и pБ) и рассчитываем значения емкостей C2,C3,C4. У транзисторов ИМС значение эмиттерного тока при отсутствии генерации ориентировочно IЭ = 0,5 мА. Выбираем амплитуду первой гармоники эмиттерного тока транзисторов гетеродина, исходя из условия: Im1Э = (1,6...1,8) IЭ = 0,85·10-3 А. Выбираем амплитуду напряжения на контуре гетеродина из условия уменьшения наводок на другие каскады приемника и паразитного излучения: Um КГ < (1,5...2 ) В = 1,8 В. Значение конструктивной добротности QКГ = 2,1·105 контура гетеродина и рассчитываем резонансное сопротивление контура гетеродина на минимальной частоте Rое = ωГ МИН LКГ QКГ = 2π·4,0·106·2,1·106·38,5 = 501·1012 Ом. LКГ = 38,5 Гн. Определяем коэффициент включения контура гетеродина в цепь эмиттеров транзисторов ИМС с учетом шунтирующего действия резисторов R4, R5, R6, R7 : R4=R5; К6=R7 Рассчитываем коэффициент включения контура между базами транзисторов из условия обеспечения устойчивой работы генератора: 0,04 𝑅 + 4) 𝑈𝑚КГ 𝑅𝑂𝑒 𝑅−√𝑅 2 −2·𝑅6 ·(𝑅4 +𝑅6 )·( 2 рЭ= 𝑅4 +𝑅6 = 0,18 при R6 = 0,36 кОм. pБ = pЭ + 0.28 / Um КГ = 0,18 +0,28·1,8 = 0,68 Принимаем R4= 100 кОм 100·103 где R=(Im1 Э R4 – 0,28) R4 / Um КГ = (0,85·10-3·100·103-0,28)· 1,8 = 4,7 МОм. 40 задаемся суммарной емкостью последовательно включенных конденсаторов C2, C3, C4 приблизительно равной С = (0,07...0,15)·CКГ = 7 пФ и рассчитываем CБ = C / pБ = 7/0,68 = 10,5 пФ, CЭ = C / pЭ = 7/0,18 = 39,0 пФ, C3 = C / (1 - pБ pЭ) = 7,0/0,14 = 50 пФ. С учетом входных емкостей ИМС C/2 и C/4 (приблизительно 3...4 пФ) рассчитываем значения: C2 = CБ - C/2 = 10,5 -3 =7,5 пФ. C4 = CЭ - C/4 = 39,0-3 = 36 пФ. Выбираем стандартные значения емкостей конденсаторов C2, C3, C4. Выбираем сопротивление нагрузки аналогового перемножителя RН=1...2 кОм. Вычисляем емкость конденсатора СН, обеспечивающего ослабление высокочастотных составляющих на выходе детектора, из условия допустимых линейных искажений на максимальной частоте модуляции KД = y21 ПР / (1/ RН + gВЫХ) = 5·10−3 /(5 · 10−4 +2,0·10−6 )= 9,6 Вычисляем напряжение на входе УЗЧ UВХ УЗЧ = UВХ Д KД и определяем требуемый коэффициент усиления УЗЧ. КД = √РВЫХ · 𝑅𝐻 /𝑈ВХУМЗЧ = √1 · 4/250 ·10-3 = 8 7. РАСЧЕТ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ Задача АРУ состоит в изменении коэффициента усиления радио тракта в зависимости от уровня входного сигнала. При увеличении входного сигнала коэффициент усиления должен уменьшаться и наоборот. Обычно не требуется строгого постоянства выходного напряжения радио тракта и для упрощения конструкции регулятора допускают некоторые изменение напряжения при условии, что при этом не будет заметного искажения сигнала. Следует помнить, что выработка управляющего напряжения в цепи АРУ из-за наличия в ней инерционных звеньев (в частности ФНЧ) происходит с некоторой задержкой. Входной сигнал, в соответствии с 41 заданием может изменяться на 75 дБ, т. е. от минимального значения 2,5∙10−6 до величины 3,5∙10−2 В α= 𝑈ВХ МАКС β= 𝑈ВЫХ МАКС 𝑈ВХМИН = 5623,4 изменение сигнала на входе приемника; 𝑈ВЫХМИН 𝛾= = 5,6 изменение сигнала на выходе приемника; 𝛼 𝛽 = 5623,4 5,6 = 1004,4- эффективность АРУ В 1004,2 раза необходимо уменьшить коэффициент передачи для реализации заданной системы АРУ. Так как коэффициент передачи МШУ 10 дБ, то реализовать АРУ представляется возможным только в трехкаскадном УПЧ, а в МШУ и смесителе применить элементы позволяющие работать в широком динамическом диапазоне. Наиболее простой способ осуществления РРУ использование готовой микросхемы аналогового аттенюатора HCMC346ALP3E имеющего динамический диапазон соответствующий требованию ТЗ и управляемому напряжением или использовать микросхему 174ПС1 в качестве усилителя промежуточной частоты с регулируемым коэффициентом передачи. 42 8. ОПИСАНИЕ РАБОТЫ РАДИОПРИЕМНИКА Входной сигнал радиочастоты диапазона 2,0…7,0 и 7,0...24,0 МГц поступает на вход приемника ОБП от согласованной антенны через кабель, поддиапазон выбирается вручную, выделяется входной цепью и поступает на УРЧ выполненный транзисторе КТ3106А. Выделенный входной цепью полезный сигнал, находящийся в рабочей полосе приемника поступает на смеситель, туда же поступает сигнал гетеродина. Сигнал с выхода смесителя через узкополосный фильтр сосредоточенной селекции, обеспечивающий селекцию по соседнему каналу поступает на однокаскадный усилитель промежуточной частоты, усиливающий сигнал до уровня обеспечивающего нормальную работу синхронного детектора. На второй вход синхронного детектора поступает сигнал, имеющий нестабильность частоты 10-6, обеспечивающий восстановление подавленной несущей частоты, тем самым позволяя после смешения двух сигналов выделить полезный сигнал в диапазоне частот 300 Гц…..3400 Гц. Далее этот полезный сигнал поступает на вход усилителя мощности звуковой частоты, где усиливается до уровня 2,5 Вт. Питание приемника батарейное или от аккумулятора. 43 СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ 1. А.П. Сиверс. Проектирование радиоприемных устройств. «Советское радио». М-1976 г. 2. В. В. Палшков. Радиоприемные устройства. «Радио и связь» М-1984 Г. 3. Атаев Д.И., Болотников В.А. Аналоговые ИМС для бытовой радиоаппаратуры. Справочник. - М.: МЭИ, 1993. 4. Бобров Н.В. Расчет радиоприемников. - М.: Радио и связь, 1981. 5. Буга Н.Н., Конторович В.Я., Сенина Р.С., Шапиро Д.Н. Электромагнитная совместимость систем и средств радиосвязи. Уч. пособие. - Л.: ЛЭИС, 1982. 6. ГОСТ 5651-89. Устройства радиоприемные бытовые. Общие технические условия. 7. Дроздов В.В. Любительские КВ трансиверы. - М.: Радио и связь, 1988. 8. Калантаров П.Л., Цейтлин Л.А. Расчет индуктивностей. - Л.: Энергоатомиздат, 1986. 9. Кононович Л.М. Современный радиовещательный приемник. - М.: Радио и связь, 1986. 10. Макаров О.В., Олендский В.А., Палшков В.В. Руководство по курсовому проектированию радиоприемников. - СПб.: ЭИС, 1992. 44 ПРИЛОЖЕНИЕ 1 45 ПРИЛОЖЕНИЕ 2 46 ПРИЛОЖЕНИЕ 3 47 48 з 49 ПРИЛОЖЕНИЕ 4 Электромеханические фильтры на частоту 500 кГц KP = - 4 дБ, RВХ = 3 кОм, Тип фильтра RВЫХ = 1.0 кОм. Центральная частота полосы пропускания, кГц (f0) Полоса пропускания на уровне 6 дБ, кГц (F) Относительное затухание () при расстройке (f) ЭМФ-9-500-3В 501.85 3.1 60 3.0 ЭМФ-9-500-3Н 498.15 3.1 60 3.0 ЭМФ-9-500-3С 500.0 0.3 65 0.4 ЭМФ-9-500-6С 500.0 6.2 60 6.0 дБ | f, кГц 50 ПРИЛОЖЕНИЕ 5 Кварцевые резонаторы Эквивалентная схема КР (для области частот, близкой к основной резонансной частоте) имеет вид: CКВ LКВ rКВ C0 LКВ, CКВ, rКВ - динамические индуктивность, емкость и сопротивление пьезоэлемента; C0 - статическая емкость пьезоэлемента и кварцедержателя. Зависимость реактивного сопротивления КР от частоты характеризуется наличием последовательного и параллельного резонансов на частотах fПОСЛ и fПАР соответственно. X fПОСЛ fПАР f КР обладают малой нестабильностью частоы последовательного резонанса (10-6...10-9)и высокой добротностью (104...106). 51 Номинальная частота КР - частота последовательного резонанса fПОСЛ. Частота параллельного резонанса зависит от подключаемой к резонатору емкости и не нормируется. Разница частот fПОСЛ и fПАР не превышает 0.04%. Частота генерируемых колебаний зависит от схемы автогенератора и обычно находится в интервале между fПОСЛ и fПАР. Дополнительные сведения о КР и автогенераторах с КР содержатся в [19]. Параметры КР (fПОСЛ = 500.0 кГц) Тип LКВ , Гн rКВ , Ом C0 , пФ 1 5.3 95 40 2 12.7 320 45 3 38.5 580 38 4 67.3 1030 50 5 88.4 1470 40 52 ПРИЛОЖЕНИЕ 6 ИМС К174ПС1 Схема принципиальная электрическая 3 2 5 R2 7 VT1 VT4 VT2 VT5 2,2к R3 R1 8к 8 2,2к R4 3,3к 13 11 VD1 T7 VD2 VT3 VT6 R5 10 3,3к R6 R7 1,4к 1,4к 12 VD3 VD4 1, 4, 6, 9, 14 Параметры ИМС: напряжение питания UП = 9 + 0.9 В; потребляемый ток I < 2.5 мА; входная емкость CВХ = 20 пФ; проходная емкость CПРОХ = 0.02 пФ; минимальный коэффициент шума KШ МИН < 7дБ; оптимальная по шумам проводимость генератора gГ ОПТ = 1 мСм; 53 f, МГц 0.1 1.0 10 40 80 100 gВХ, мСм 0.41 0.45 0.70 1.3 1.7 1.9 4.1 5.8 8.2 10 12 2.0 2.9 4.1 5 6 5.5 7.7 11 13 18 ПрЧ с несиммет. y21 ПР, мСм 5 включен.нагрузки CВЫХ, пФ 6 (рис.6.1) gВЫХ, мкСм 3.8 ПрЧ с симметр. y21 ПР, мСм 10 включен.нагрузки CВЫХ, пФ 3 (рис.6.2) gВЫХ, мкСм 1.9 УПЧ с несиммет. y21 , мСм 15 включен.нагрузки CВЫХ, пФ 6 (рис.9.3) gВЫХ, мкСм 5.1 54 55
