стр. 117-167

Так как сопротивлениями Сф, Ср и Сэ можно пренебречь, то резисторы Дк и Л,, оказываются
включенными параллельно по переменной составляющей, которая создает на них напряжение:
U2m = I2mR2 = g21эU1mR2,
где R2 =
RкRн
.
Rк  Rrн
Это напряжение оказывается в Ко =
U 2m
 g 21эR 2 раз больше входного.
U1m
В этом и состоит эффект усиления. Для данного случая схема по переменному току будет иметь вид,
показанный на рисунке 6.8.
Здесь с целью упрощения не показаны резисторы базового делителя, фильтра и цепи эмиттера, а
конденсаторы Ср, Сф и Сэ, имеющие на средних частотах ничтожно малое сопротивление, изображены
как проводники.
ОСОБЕННОСТИ УСИЛИТЕЛЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ С ОБЩИМ ИСТОКОМ
Типовая схема усилителя на полевом транзисторе с управляющим рn - переходом и каналом р - типа
показана на рисунке 6.9.
Дадим краткую характеристику схемы: резистивный усилитель напряжения на полевом транзисторе
с общим истоком, автоматическим напряжением смещения, резисторно-емкостной связью с
последующим каскадом и последовательным стоковым питанием.
 Ес — источник постоянного напряжения. За счет него обеспечивается увеличение мощности
сигнала, а также необходимые постоянные напряжения на электродах полевого транзистора.
 VT — усилительный прибор. Он преобразует энергию источника постоянного питания в
энергию сигнала.
 Rс — резистор нагрузки полевого транзистора. На нем выделяется усиленнее напряжение
сигнала, а также через него подается постоянное напряжение на сток.
 RИ – резистор смещения. Выделенное на нем постоянное напряжение прикладывается к
частку затвор – исток.
 R3 — резистор в цепи затвора. Через него подается напряжение смещения на затвор. Кроме
того, этот резистор обеспечивает протекание, хотя и очень малого, тока затвора. Этот ток
создает на резисторе R3 незначительное напряжение. Чтобы оно заметно не меняло смещение,
максимально допустимая величина R3 оговаривается в справочнике на данный полевой
транзистор.
 Ср — разделительный конденсатор. Он разделяет каскад усилителя и нагрузку по
постоянному току и обеспечивает прохождение переменного тока сигнала.
 Rф, Сф — фильтр питания. Необходим для развязки каскадов по частоте сигнала,
питающихся от одного источника.
 СИ — блокирующий конденсатор. Блокирует по частоте сигнала RИ и тем самым устраняет
отрицательную обратную связь по переменному току.
 Rн,
Cн
эквивалентное
входное
сопротивление
последующего
каскада.
117
Рассмотрим протекание тока стока в
статическом режиме.
При
включении
постоянного
источника Ес через полевой транзистор
протекает ток стока IС по следующей
цепи (рисунок 6.9):
+Ес корпус  RИ  исток – канал р –
сток Rс Rф  -Ес.
Ток стока 1С создает на RИ постоянное
падение напряжения. Так как на резисторе
Rз напряжение пренебрежимо мало, то
напряжение URИ = IИRИ полностью
прикладывается к участку затвор-исток и
обеспечивает выбранную рабочую точку.
Рисунок 6.9 – Принципиальная схема усилителя на
полевом транзисторе с общим истоком
Стабилизация рабочей точки происходит следующим образом.
Пусть по каким-либо причинам возрос ток истока IИ. Соответственно увеличивается напряжение
URИ = IИRИ, равное напряжению UЗИ, а это приведет к сужению канала и, следовательно, к уменьшению
тока истока IИ, то есть его стабилизации.
Следует иметь в виду, что стабильность статических характеристик полевых транзисторов с
управляющим pn - переходом значительно выше, чем у биполярных транзисторов, и дополнительные
меры по стабилизации рабочей точки могут потребоваться либо при очень широком диапазоне рабочих
температур, либо при жестких требованиях к стабильности постоянных напряжений, например, в
усилителях постоянного тока. При этом схемотехнические решения повышения уровня стабилизации не
отличаются от тех, которые применяются для биполярных транзисторов.
ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
Считаем, что статический режим обеспечен и ко входу усилителя приложено гармоническое
напряжение сигнала U1. Это напряжение через конденсатор Си прикладывается к участку затвористок и управляет р-каналом.
Ток стока Iс становиться пульсирующим, то есть в его составе появляется переменная
составляющая, источником которой следует считать полевой транзистор.
Цепь протекания переменной составляющей тока стока Iс (рисунок 6.9):
сток 
Rс  Сф 
корпус  СИ  исток.
Ср  Rн 
Таким образом, на резисторе нагрузки выделяется напряжение сигнала, величина которого
U2= I2R2 = SU1R2,
где S — крутизна, a R2 =
RcRн
.
Rc  Rн
Коэффициент усиления этого усилителя
Ко 
U2
 SR 2
U1
составляет обычно единицы-десятки.
Входное сопротивление усилителя можно считать равным RBXж R3, и оно составляет сотни кОм
— единицы МОм, а выходное сопротивление RBblx  Rc — Десятки кОм.
Следовательно, по причине высокого входного сопротивления, такие усилители удобно применять в
качестве входного каскада, работающего от высокоомного источника сигнала.
ВЫВОДЫ:
1. Коэффициент усиления в области средних частот не зависит от частоты: Ко =g21ЭR2, что
является следствием пренебрежимо малого влияния на него емкостей конденсаторов Ср и Сн.
118
2. Коэффициент усиления можно изменять либо путем подбора транзистора и рабочей точки
(от этого зависит параметр g21Э), либо путем изменения сопротивления резистора RK. Однако
надо иметь в виду следующее: увеличение сопротивления резистора RK требует увеличения
напряжения источника постоянного питания, а также приводит к увеличению частотных
искажений
в области высоких частот (будет показано в дальнейшем).
2.5.2. ЭМИТТЕРНЫЙ И ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛИ
Эмиттерным и истоковым повторителями называются каскады, охваченные стопроцентной
последовательной отрицательной обратной связью. Поэтому основные свойства этих каскадов
достаточно близки, а существенные отличия обусловлены несовпадением характеристик используемых
транзисторов.
Типовая схема эмиттерного повторителя показана на рисунке 6.10. Характеристика этой схемы:
транзисторный усилитель тока с общим коллектором, фиксированным напряжением смещения,
последовательным коллекторным питанием и резисторно-емкостной связью с последующим каскадом.
Здесь коллектор является общим электродом, поскольку он соединен с корпусом по переменному
току через конденсатор Сф.
Как будет показано в дальнейшем, каскад не усиливает напряжение при увеличении мощности
сигнала, поэтому в характеристике указано «усилитель тока».
Наличие
стопроцентной
отрицательной
обратной
связи
предполагает,
что
в эмиттерном
повторителе выходной сигнал и сигнал
обратной связи равны. Последнее
возможно, если в схеме отсутствует
резистор RK в цепи коллектора, а
выходной
сигнал
снимается
непосредственно с резистора обратной
связи
Rэ.
Такие
преобразования
изменяют схему включения транзистора,
преобразуя ее в схему с общим
коллектором.
В отличие от усилителя с общим
Рисунок 6.10 – Принципиальная схема эмиттерного
эмиттером
схема с общим коллектором
повторителя
не инвертирует входной сигнал.
Действительно, если ко входу эмиттерного повторителя приложить увеличивающееся по уровню
напряжение, это приведет к увеличению его выходного напряжения. Поэтому входной и выходной
сигналы в схеме будут изменяться в фазе.
Все элементы в рассматриваемой схеме выполняют ту же роль, что и в схеме с общим эмиттером, за
исключением резистора Rэ, который по переменному току не заблокирован конденсатором Сэ и является
элементом последовательной отрицательной обратной связи по напряжению и одновременно нагрузкой
усилителя.
В статическом режиме протекают токи базы, коллектора и делителя аналогично тому, как в схеме с
общим эмиттером.
ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
В динамическом режиме при включении источника сигнала часть переменного напряжения через
резистор R3 прикладывается к участку база-эмиттер транзистора и вызывает пульсации тока базы IБ,
который в свою очередь вызывает пульсации тока коллектора Iк.
В составе коллекторного тока появляется переменная составляющая, источником которой является
транзистор.
Цепь переменной составляющей коллекторного тока (рисунок 6.11):
коллектор  Сф  корпус 
119
Rэ
 эмиттер.
Rн
Таким образом, на сопротивлении нагрузки выделяется напряжение с частотой сигнала.
Резисторы Rэ и Rн по переменному току соединены параллельно, следовательно:
R2 
RэRн
.
Rэ  Rн
(6.7)
Рассмотрим схемотехническое построение истокового повторителя на примере полевого
транзистора с управляющим рn - переходом и каналом р - типа (рисунок 6.12). Каскад с общим
истоком является аналогом каскада с общим коллектором.
По аналогии со схемой с общим коллектором характеристика схемы истокового повторителя имеет
следующий вид: резистивный усилитель тока на полевом транзисторе с общим стоком, автоматическим
напряжением смещения, резисторно-емкостной связью с последующим каскадом и последовательным
стоковым питанием.
В этом каскаде нагрузочный резистор RИ включен в цепь истока, а сток по переменным
составляющим тока и напряжения соединен с общей точкой каскада, то есть вывод стока является
общим для входной и выходной цепей усилительного каскада. Основными элементами каскада являются
резистор RИ и транзистор. Выбор и обеспечение режима покоя производятся так же, как и в каскаде с
ОИ.
Выходное напряжение, равное переменной составляющей падения напряжения на резисторе RИ,
подается через разделительный конденсатор СР в нагрузку.
Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпадает по фазе со входным напряжением
и связано с ним равенствами:
Uвых=Uвх-UЗИ; Uвых=IсRИ.
Коэффициент усиления по напряжению
повторителя описывается формулой:
КU 
SR И
.
1  SR И
(6.8)
Коэффициент усиления по напряжению
зависит от крутизны транзистора S и
сопротивления резистора в цепи истока и при
увеличении произведения SRИ стремится к
единице. Поэтому в истоковых повторителях
желательно использовать транзисторы с
высоким значением крутизны.
Входное
сопротивление
истокового
повторителя для низких и средних частот, как и
в усилительном каскаде с ОИ, определяется
величиной R3 и составляет несколько МОм.
Выходное сопротивление для каскада с ОС в
области средних частот определяется как Rвых
= 1/S.
Рисунок 6.11 – принципиальная схема
повторителя напряжения на полевом
транзисторе
ВЫВОДЫ:
1. Из практических применений эмиттерного повторителя, которые очень многочисленны,
можно отметить его использование для согласования источника колебаний, обладающего
высоким внутренним сопротивлением, с низккоомной нагрузкой.
2. Малое значение постоянного напряжения на резисторе Rэ позволяет в ряде случаев обойтись
без конденсатора Ср и тем самым улучшить частотную характеристику в области нижних
частот. Ввиду слабого влияния изменений полезной нагрузки на входное сопротивление
повторителя его часто применяют в качестве буферного каскада для развязки нестабильной
нагрузки от источника колебаний.
2.5.3 УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ И ИХ ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Усилитель мощности (УМ) — это усилитель, основной задачей которого является отдача в цепь
потребителя заданной мощности сигнала при нелинейных искажениях, не превышающих допустимые.
120
Усилители мощности обычно являются оконечными каскадами многих радиотехнических
устройств. При этом полезная мощность, выделяемая в нагрузке, соизмерима с максимально
допустимой мощностью, рассеиваемой усилительным прибором, который в данном случае будет
работать в режиме большого сигнала.
По сравнению с усилителями напряжения усилители мощности имеют ряд особенностей.
 Первая особенность заключается в том, что при работе усилительного прибора используется
большая часть всей его характеристики, включающая иногда и заведомо нелинейные области.
Вследствие этого выходной сигнал по форме может отличаться от входного, что приведет к
заметным нелинейным искажениям. При этом расчет каскада по параметрам, справедливый
только для рабочей точки и малой области около нее (режим малого сигнала), дает не
верные результаты. В связи с этим такие каскады рассчитывают для области средних частот
графически, используя статические входные и выходные характеристики. Частотные
искажения в них оцениваются обычным способом.
 Вторая особенность вытекает из того факта, что нагрузка усилителя является, как правило,
низкоомной и не соответствует оптимальной. Поэтому для усилителей мощности характерно
наличие согласующего устройства, основной целью которого является преобразование
сопротивления нагрузки и доведение его до величины, наиболее благоприятной для
эффективной работы усилительного прибора с точки зрения получения требуемой мощности
при допустимом уровне нелинейных искажений.
 Третья особенность состоит в том, что на долю усилителя мощности приходится основная
часть потребляемой энергии и зачастую он определяет экономичность всего устройства.
КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ.
Усилители мощности можно классифицировать по следующим признакам.
 По величине развиваемой мощности в нагрузке: малой (до 0,3 Вт); средней (от 0,3 до 3 Вт);
большой (более 3 Вт) мощности.
 По типу усилительного прибора: на биполярных транзисторах; на полевых транзисторах; на
электровакуумных приборах и т. д.
 По виду согласующего устройства: с трансформаторными входом и выходом; с
трансформаторным входом и бестрансформаторным выходом; с бестрансформаторным входом
и трансформаторным выходом; бестрансформаторные.
 По виду усиливаемого сигнала: с однофазным и двухфазным возбуждением.
 По способу работы усилительного прибора: однотактные и двухтактные.
 По другим признакам, таким как наличие отрицательных обратных связей по переменному
(постоянному) току, цепей НЧ- и ВЧ - коррекции и т. д.
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Усилители мощности обычно характеризуются следующими основными параметрами:
 активная мощность сигнала в нагрузке Рн;
 коэффициент гармоник КТ, определяющий нелинейные искажения;
 динамический диапазон Д;
 верхняя и нижняя граничные частоты, определяющие полосу пропускания;
 коэффициент полезного действия

Рн
100 %,
Рпотр
где Рпотр — мощность, потребляемая УМ нижних частот от источника питания. Таким образом,
наиболее важными требованиями, которые предъявляются к работе оконечного каскада, являются:
1. Получение высокого КПД. С помощью усилительного элемента происходит преобразование
энергии источника коллекторного (стокового, анодного) питания в энергию усиленного
полезного сигнала, отдаваемого в нагрузку. Чем выше КПД, тем большая часть затраченной
мощности источника питания преобразуется в полезную мощность, отдаваемую в нагрузку.
121
2. Получение максимальной мощности в нагрузке. Известно, что условием получения
максимальной мощности в нагрузке является согласование выходного сопротивления
усилительного элемента с нагрузкой.
В схемах усилителей с общим эмиттером (общим истоком или общим катодом) или общей базой
(общим затвором) сопротивление Rвых велико и составляет от сотен до сотен тысяч ом. При
включении в цепь усилителя низкоомной нагрузки (например, громкоговорителей, у которых
сопротивление составляет единицы ом, или кабельной линии с малым волновым сопротивлением)
мощность, отдаваемая источником, распределится пропорционально
сопротивлениям электронного прибора и нагрузки. В этом случае большая часть мощности
источника потеряется на усилительном элементе, а мощность, отдаваемая в нагрузку, будет очень мала.
Следовательно, в каждом отдельном случае должны быть предусмотрены меры по согласованию
сопротивления нагрузки с выходным сопротивлением усилительного элемента.
3. Минимизация нелинейных искажений. Для получения большой мощности на выходе
оконечного каскада и особенно большого КПД на вход усилительного элемента необходимо подавать
такие амплитуды напряжения, которые позволили бы добиться максимального отношения I/Iист и
U/ Еист.
Такие соотношения возможны только при использовании большей части характеристики
транзистора (лампы), включая и нелинейные участки. Естественно, что при этом форма сигнала
искажается (возникают нелинейные искажения). Таким образом, возникает противоречие между
требованием получения наибольшего КПД и минимальных нелинейных искажений. Следовательно, в
каждом отдельном случае требуется определить условия преодоления этого противоречия, то есть
возможности получения максимального КПД при минимальных нелинейных искажениях.
4. Получение минимальных частотных и фазовых искажений. Эта проблема решается таким же
путем, как и в предварительных каскадах, поскольку причины этих искажений в обоих случаях
одинаковы — наличие в схеме реактивных элементов L и С.
ОДНОТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НИЗКИХ ЧАСТОТ
Одиотактный усилитель — это каскад, имеющий один или несколько параллельно
соединенных усилительных приборов, работающих непрерывно.
Это наиболее простые усилители, работающие в режиме класса А, в котором ток через усилительный
прибор протекает в течение всего периода сигнала. Обычно в этом случае рабочая точка выбирается в
середине линейного участка ВАХ. Однотактные усилители могут быть бестрасформаторными и с
использованием трансформаторов.
Типичным бестрансформаторным каскадом усилителя мощности является ранее рассмотренный
повторитель напряжения, который широко используется как в обычных схемах, так и в микросхемах,
например в операционных усилителях.
Рассмотрим более подробно одиотактный трасформаторный усилитель мощности, у которого,
наряду с усилительным прибором и источником питания, одной из основных деталей является
трансформатор.
Конструктивно трансформатор представляет собой сложную деталь. Он имеет первичную обмотку, к
которой подводится напряжение сигнала, и одну или несколько вторичных обмоток. Принцип действия
трансформатора основан на явлении взаимоиндукции, которое проявляется только при переменном
магнитном потоке.
Трансформаторы, используемые в усилительной технике, подразделяются на входные, межкаскадные
(иногда называемые согласующими) и выходные.
В отличие от силовых трансформаторов все они называются сигнальными и имеют особенности в
электрическом и конструктивном расчетах. Связано это с тем, что к таким трансформаторам
предъявляются требования по частотному диапазону, нелинейным искажениям и другим параметрам.
Одной из характеристик трансформатора является коэффициент трансформации
n
N2
,
N1
(6.9)
где Nx — число витков первичной, a N2 — число витков вторичной обмотки.
Если п > 1 — трансформатор повышающий, а при п < 1 — понижающий.
В зависимости от способа включения один и тот же трансформатор можно использовать как для
повышения, так и для понижения напряжения.
Трансформатор как элемент связи дает возможность изменять напряжение, ток и сопротивление:
122
U 2  nU1,
I
I2  1 ,
n
Rвх 
Rн
n2
,
Rвых  n 2Rген ,
(6.10 )
(6.11)
(6.12 )
(6.13)
где U1 и I1 — напряжение и ток первичной обмотки; U2 и 12 — напряжение и ток вторичной
обмотки; RBX — сопротивление переменному току со стороны первичной обмотки; Rвых —
сопротивление переменному току со стороны вторичной обмотки.
Данные
соотношения
справедливы
в
предположении, что трансформатор идеальный.
Свойство трансформатора преобразовывать
сопротивления широко используется на практике в
различных целях: например, для получения
максимального напряжения (мощности) в нагрузке
(такой случай получил название согласование по
сигналу) либо для достижения наилучшего
отношения «сигнал-помеха». Кроме того, он
позволяет перейти от несимметричной схемы к
симметричной и наоборот, а при наличии
дополнительных
обмоток
—
осуществить
отрицательную обратную связь с требуемой
глубиной (согласование по отношению «сигналРисунок 6.12 – принципиальная схема
помеха»).
однотактного трансформатора УМ
Наряду с положительными свойствами трансформатор имеет и ряд недостатков: он вносит частотные
и нелинейные искажения, чувствителен к внешним помехам, не поддается микроминиатюризации.
Однако в ряде случаев без него нельзя обойтись, поэтому в настоящее время он еще находит
достаточно широкое применение. Принципиальная схема однотактного трансформаторного УМ
представлена на рисунке 6.12.
ОДНОТАКТНЫЙ ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ
Характеристика схемы (рисунок 6.12): однотактный трансформаторный усилитель мощности по
схеме с общим эмиттером, эмиттерной стабилизацией коллекторного тока и последовательным
коллекторным питанием.
НАЗНАЧЕНИЕ ЭЛЕМЕНТОВ УМ
RБ1, RБ2, Rэ, Rф и Сф - выполняют те же функции, что и в ранее изученных усилителях.
Тр — трансформатор для преобразования сопротивления нагрузки Rн в сопротивление R2 = Rн/n2
с целью создания оптимальных условий (по усилению и нелинейным искажениям) работы
усилительного прибора. R2 — сопротивление вторичной обмотки трансформатора по переменному
току.
СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
Рабочая точка выбранного транзистора определяется по выходным характеристикам таким образом,
чтобы обеспечить требуемую мощность в нагрузке при нелинейных искажениях, не превышающих
заданные.
С этой целью ограничивается рабочая область: слева — явно выраженной нелинейностью; сверху
и справа - IКmax, PKmax, UKmax; снизу - IКобр.
123
Для получения максимально полезной мощности в нагрузке необходимо, чтобы транзистор
полностью использовался по напряжению и току, в соответствии, с чем и строится нагрузочная
характеристика.
Однако следует учитывать, что при этом могут получиться значительные нелинейные искажения.
Поэтому, если есть запас по мощности, следует так уменьшить наклон нагрузочной характеристики,
чтобы удовлетворить требованиям по мощности при минимальных нелинейных искажениях.
По наклону нагрузочной характеристики
рассчитывается оптимальное сопротивление
R2 переменному току, после чего
находится коэффициент трансформации:
n  тр
Рисунок 6.13 – Кривые намагничивания: а – без
подмагничивания сердечника; б – с
подмагничиванием сердечника
Rн
.
R2
Только в таком смысле следует
понимать
выражение
«выходной
трансформатор служит для согласования
нагрузки или... согласования по сигналу».
Расчет
статического
режима
производится по исходным данным Uкэ,
IБ, IК, UБЭ в обычном порядке, но с учетом
того факта, что сопротивление RK здесь
приравнивается к нулю.
В статическом режиме протекают следующие токи:
 ток базы: +ЕК  корпус  Rэ  эмиттер-база VT RБ1  Rф  -Ек;
 ток коллектора: +Ек  корпус Rэ  эмиттер-база-коллектор VT  первичная обмотка Тр
Rф + -Ек;
 ток делителя: +ЕК  корпус  RБ2 RБ1 Rф  -Ек.
Коллекторный ток, проходя по первичной обмотке трансформатора Тр, создает в ней постоянный
магнитный поток. Это явление получило название подмагничиванпя сердечника. Оно является
вредным, поскольку требует некоторого увеличения размеров сердечника при передаче одной и той же
мощности. На рисунке 6.13 показаны требуемые кривые намагничивания при одинаковой амплитуде
коллекторного тока 1Кт.
Видно, что во втором случае (рисунок 6.13, б) для обеспечения линейного участка нужна более
длинная кривая намагничивания, что может быть достигнуто при увеличении поперечного сечения
сердечника, а следовательно габаритов трансформатора.
ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
Пусть на входные зажимы 1-1 подано напряжение сигнала U1, которое через конденсатор Сэ
прикладывается к участку база-эмиттер. Это приведет к пульсациям тока базы IБ. В коллекторном токе
Iк появляется переменная составляющая, которая замыкается по следующей цепи: коллектор VT 
первичная обмотка Тр  Сф  корпус  Сэ  эмиттер VT.
Следовательно, в первичной обмотке кроме постоянной составляющей протекает и переменная
составляющая тока коллектора /к. В сердечнике трансформатора будет существовать пульсирующий
магнитный поток. Постоянная составляющая магнитного потока не вызывает ЭДС во вторичной обмотке
трансформатора, а переменная наводит ЭДС взаимоиндукции, величина которой зависит от
коэффициента трансформации. Таким образом, на нагрузке будет выделяться напряжение сигнала.
ДВУХТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Применение режима В и даже АВ в однотактном каскаде приведет к недопустимо большим
нелинейным искажениям. Естественно, что работа выходного каскада с очень низким КПД при
сравнительно больших мощностях неприемлема. Решение этого противоречия было найдено с помощью
двухтактной схемы.
124
Двухтактная схема содержит два усилительных элемента (или две группы усилительных
элементов, образующих два плеча схемы), работающих на общую нагрузку. На вход каждого плеча
двухтактной схемы подаются два одинаковых по амплитуде напряжения в противофазе.
Если усилительные элементы схемы работают в режиме В, то в отсутствие сигнала, то есть в режиме
покоя, усилительные элементы не работают, ток в нагрузке отсутствует. При подаче на входы плеч
двухтактной схемы напряжения сигнала усилительный элемент одного плеча откроется. На второе
плечо будет подано равное по величине, но противоположное по фазе напряжение и усилительный
элемент второго плеча не будет работать. Из вышеизложенного следует:
 такт 1 — в нагрузке появится выходной ток первого плеча. Через полпериода переменного
тока фаза напряжения сигнала поменяется на 180°;
 такт 2 — усилительный элемент второго плеча откроется, и в нагрузке появится ток, но уже
противоположного направления.
Таким образом, если входное напряжение синусоидальное, несмотря на то что в режиме В каждый
элемент работает с углом отсечки 90°, в нагрузке будет протекать непрерывный ток — синусоида
восстановится.
Это является главной особенностью двухтактной схемы. Работая в экономичных режимах В и АВ с
высоким КПД, схема позволяет получить такие же уровни нелинейных искажений, как и в режиме А.
Бестрансформаторные схемы позволяют осуществить непосредственную связь между каскадами и
обратную связь по постоянному току, что улучшает стабильность характеристик. Такие усилители
мощности находят применение не только
в микроэлектронных устройствах, но и успешно вытесняют трансформаторные схемы из аппаратуры
обычного пользования.
Хотя они могут работать как в режиме А, так и в режиме В, на практике предпочтение отдается
режиму В (АВ).
БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ С ОДНОФАЗНЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Более совершенной является схема с использованием конденсатора значительной емкости
(рисунок 6.14).
В исходном состоянии оба транзистора закрыты, и если предположить, что они обладают
идентичными параметрами, то на них будет одинаковое напряжение, равное 0,5Ек.
До такого же напряжения будет заряжен
конденсатор Ср, причем на правой обкладке
будет «+», а на левой «-».
Пусть к зажимам 1-1 приложено напряжение
сигнала, причем в первый полупериод к зажиму
1, а следовательно и к базам транзиторов VT1,
VT2, — «+», а к зажиму 1', то есть к эмиттерам
через Rн и Ср, - «-».
Тогда транзистор VT1 будет закрыт, a VT2 —
открыт. Конденсатор Ср начнет разряжаться по
цепи: «+» правая обкладка Ср на Rн, через
Рисунок 6.14 – принципиальная схема БУМ с
транзистор VT2 на левую обкладку конденсатора
конденсатором значительной емкости
Ср.
В данном случае Ср выступает как источник, который создает через нагрузку ток в направлении на
схеме рисунка 6.14 сверху вниз. В следующий полупериод открывается VT1, a VT2 закрыт. Теперь
ток через нагрузку будет проходить от источника Ек по цепи:
+Ек Rн  Ср  VT1  -Ек.
Следует иметь в виду, что и в этом случае величину тока определяет напряжение, равное 0,5Ек,
поскольку встречно с напряжением источника Ек включен конденсатор Ср с напряжением 0,5Ек.
Таким образом, на резисторе Rн выделяется переменное напряжение с частотой сигнала.
Отметим, что по переменному току каждый из транзисторов используется как эмиттерный
повторитель (в каждый полупериод один из транзисторов закрыт), поэтому каскад работает с высокой
степенью линейности, допуская заметные различия в характеристиках используемых транзисторов.
Исключительная простота и высокий КПД в режиме. В делают эту схему особенно пригодной для
микросхемного исполнения.
125
В тех случаях, когда нельзя подобрать транзисторы с разной проводимостью на нужную выходную
мощность, можно использовать транзисторы с одинаковой проводимостью, однако для их поочередной
работы требуется двухфазное напряжение, которое создается с помощью фазоинверсных каскадов.
БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ С
ДВУХФАЗНЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Такой усилитель имеет два
принципиально
необходимых
каскада: фазоинверсный каскад и
оконечный,
собранный
на
одинаковых транзисторах VTi и
VT2.
Здесь, как и в предыдущей
схеме,
роль
дополнительного
источника выполняет конденсатор
Ср.
Рисунок 6.15 – БУМ с фазоинверсным
Фазоинвертор (рисунок 6.15),
каскадом
преобразуя
однофазное
напряжение сигнала в двухфазное,
обеспечивает поочередную работу
транзисторов оконечного каскада.
При этом коллекторный ток
транзистора VT1 обеспечивается
напряжением Ек - Uсрp 0,5Ек, а
коллекторный ток VT2
—
напряжением
заряженного
конденсатора
Ср
(емкость
которого значительна и составляет
сотни - тысячи микрофарадов),
примерно равным 0,5Ек.
Существует
несколько
вариантов
построения
фазоинверсных каскадов. Рассмотрим некоторые из них,
наиболее часто встречающиеся в
Рисунок 6.16 – БУМ с фазионверсным каскадом (УМ с
практических схемах.
разделенной нагрузкой)
Простейшим фазоинверсным
каскадом
может
служить
усилитель
с
разделенной
нагрузкой, использование которого
в
бестрансформаторном
УМ
показано на рисунке 6.16.
Здесь транзистор VT1 работает в режиме А, а транзисторы VT2 и VT3 в режиме В. При включении
сигнала напряжение на участок БЭ транзистора VT3 поступает в фазе с входным (как с эмиттерного
повторителя), а на участок БЭ транзистора VT2 — в противофазе (как с усилителя с ОЭ).
126
Рисунок 6.17 – Двухтактный УМ с
фазоинвертором на разнотипных транзисторах
Рисунок 6.18 – Двухтактный УМ с
фазоинвертором на одинаковых транзисторах
Таким образом, транзисторы VT2 и VT3
работают поочередно и на нагрузке будет
выделяться напряжение сигнала.
Недостатком
такого
фазоинвертора
является то, что у него выходные сопротивления Rвых эмиттерной и коллекторной
цепей резко отличаются и для их выравнивания приходится усложнять схему.
Лучшей симметрией обладают каскады
фазоинверторов на двух разнотипных
транзисторах
(рисунок
6.17).
Схема
фазоинвертора состоит из двух разнотипных
транзисторов и элементов, обеспечивающих
его статический режим, стабилизацию и
симметрию по выходу.
Здесь резистор R2 задает смещение на
участок БЭ транзисторов VT1 и VT2. При
поступлении сигнала на зажимы 1-1'
переменный ток будет протекать по цепи:
зажим 1  база-эмиттер VT2  R5 
эмиттер-база VTt  С  корпус  зажим 1.
Транзисторы
VT1
и
VT2
будут
одновременно
призакрываться
или
приоткрываться, но благодаря их различной
структуре на коллекторах появится напряжение противоположных знаков по отношению
к корпусу.
Другая
распространенная
схема
двухтактного усилителя на одинаковых транзисторах VT3 и VT4 вместе с фазоинверсным
каскадом на VTt и VT2 показана на рисунке
6.18.
Полупроводниковый
диод
VD,
включенный в прямом направлении, задает
небольшое начальное смещение на базы VT1
и VT2.
При поступлении сигнала переменный
ток управления проходит по цепи: зажим
1

 VD  Б  ЭVT2  R 4  Cр  Rн 
 корпус  зажим1
 Б  ЭVT1  Cр  Rн 
Если в какой-то момент времени на зажиме 1 будет «+», то транзистор VT1 открывается, а
транзистор VT2 закрывается, в результате чего ток базы IБ транзистора VT4 протекает по цепи:
«+» СрRнэмиттер-база VT4коллектор-база-эмиттер VT1 «-» Cр.
Транзистор VT4 оказывается открыт, а транзистор VT2 и ток базы транзистора VT3 протекает по
цепи:
+Ек корпусRн Ср эмиттер-базаVT3транзистор VT2  -Ек.
Теперь открывается VT3, а транзистор VT4 закрыт. Таким образом, данная схема обеспечивает
поочередную работу мощных однотипных оконечных транзисторов.
ВЫВОДЫ:
1. В приведенных схемах могут быть дополнительные элементы, а также цепи обратных связей,
способствующие достижению заданных параметров усилителя и улучшению стабильности
его работы.
127
2. Основными достоинствами двухтактной схемы являются: возможность работы усилителя в
экономичных режимах В и АВ при допустимом уровне нелинейных искажений; увеличение
КПД до 78 %.
3. Для нормальной работы двухтактной схемы требуется полная симметрия схемы и подача на оба
плеча двух одинаковых по амплитуде напряжений в противофазе.
4. Если затруднен подбор транзисторов с разными типами проводимости на нужную выходную
мощность, можно использовать на выходе транзисторы с одинаковой проводимостью. Однако
для их поочередной работы требуется двухфазное напряжение, которое создается с помощью
фазоинверсных каскадов.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:
1. Дайте определение усилителя мощности.
2. Дайте характеристику схемы однотактного трансформаторного УМ и поясните назначение ее
элементов.
3. Каковы достоинства и недостатки применения трансформаторов в выходных каскадах?
4. Покажите цепи протекания токов в статическом и динамическом режимах работы УМ.
5. Чем объяснить завалы АЧХ в области низких и высоких частот усилителя мощности?
6. Почему двухтактная схема допускает возможность работы в режимах В и АВ при низком уровне
нелинейных искажений?
7. Покажите прохождение переменной составляющей тока в различные такты работы в схеме
БУМ с конденсатором большой емкости. Поясните назначение конденсатора.
8. Для каких целей применяют фазоинверсные каскады?
9. Почему в двухтактном УМ необходима полная симметрия схемы?
10. Что дает применение комплементарных пар транзисторов в бестрансформаторных УМ?
2.5.4 ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
СХЕМА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Дифференциальный усилитель (ДУ) является широко применяемой разновидностью усилителей
постоянного тока.
Под усилителем постоянного тока (УПТ) понимается усилитель, обладающий возможностью
усилить сколь угодно медленные электрические колебания.
Низшая частота усиления стремится к нулю, а верхняя, как и в усилителе переменного тока,
выбирается в зависимости от назначения УПТ.
В последнее время наряду с использованием в измерительных и других приборах УПТ широко
применяются в качестве составной части многих видов усилителей переменного тока. Объясняется это
тем, что такого рода усилительные блоки не содержат сравнительно громоздких конденсаторов большой
емкости и поэтому могут быть реализованы как элементы интегральных схем.
Характерной чертой УПТ является дрейф нуля — самопроизвольное изменение выходного
сигнала при UBX = 0. Причинами возникновения дрейфа могут быть нестабильность источников
питания усилителей и в особенности изменение параметров полупроводниковых приборов и других
элементов схемы в результате изменения температуры окружающей среды или других дестабилизирующих факторов.
Например, при увеличении ЭДС источника питания Ек это изменение ЕК через делитель R1 и R2
(схема с ОЭ) будет передано на базу транзистора, что вызовет увеличение тока базы IБ и повлечет за
собой снижение потенциала на коллекторе транзистора.
Поскольку в схеме с ОЭ KU» 1, это изменение Uкээ может быть значительно больше, чем ЕК.
На нагрузке появится отрицательное приращение выходного напряжения — сигнал дрейфа.
Сигнал дрейфа является медленно изменяющейся величиной. При работе усилителя необходимо
обеспечить Uвх » Uдр, иначе дрейф на выходе невозможно отличить от полезного сигнала. Для
создания качественных УПТ необходимо снижать, а по возможности — полностью исключать дрейф
нуля.
Стабилизация источников питания, рабочих режимов, температуры оказыва ется для этого
неэффективной, так как малейшие отклонения усиливаются УПТ.
128
Эффективным средством борьбы с дрейфом нуля стало применение каскадов, построенных
по принципу уравновешенных мостов. Наиболее распространенными из них являются
дифференциальные усилители.
При рассмотрении каскада с ОЭ обнаружен ряд трудностей, возникающих при создании
усилителей:
1. При стабилизации режима покоя с помощью резистора R3 происходит значительное
уменьшение коэффициента усиления каскада в результате действия отрицательной
обратной связи.
2. При связи каскадов друг с другом К и уменьшается за счет потерь на резистивных
элементах. Для исключения снижения Ки необходимо применять схемы со сложным
источником питания.
3. В усилителях имеется дрейф нуля.
Эти широко известные недостатки частично или полностью исключены в дифференциальном
каскаде, который находит широкое применение в практических схемах. Свое название ДУ
получил благодаря тому, что имеет два входа и реагирует только на разность напряжений
(сигналов) на них. Одна из возможных схем ДУ показана на рисунке 6.19.
Принцип
действия
такого
усилителя основан на свойстве
равновесия
моста.
Высокие
показатели
ДУ
могут
быть
достигнуты только при высокой
симметрии (балансировке) моста
(рисунок 6.20).
Транзисторы VTl и VT2, резисторы
RK1 и RK2 образуют мост, в одну
диагональ
которого
включается
источник питания Ек, а в другую
нагрузка Rн. Кроме того, должно
выполняться
условие:
RVT1RK2
=
RVT2RК2.
Рисунок 6.19 – Принципиальная схема
В симметричном каскаде RKl = RK2,
дифференциального каскада
а также транзисторы должны быть
идентичны по своим параметрам.
Последнее достижимо только при изготовлении транзисторов на одном кристалле по одной
технологии, поэтому дифференциальные каскады используют в настоящее время только в виде (или в
составе) ИМС.
Дифференциальный каскад нередко называют параллельно-балансным каскадом.
В построении ДУ есть существенные отличия: он имеет два входа (или симметричный вход) и
общее сопротивление Rэ в цепях эмиттеров.
Следует обратить внимание также на то, что в ДУ общим проводом является провод, соединенный со
средней точкой источника питания. Это позволяет путем подбора величин сопротивлений схемы
устранить большое постоянное напряжение на коллекторах транзисторов по отношению к корпусу и
тем самым обеспечить подключение нагрузки без разделительной цепи.
Кроме того, в этом случае имеется возможность обойтись без делителей в цепях баз транзисторов.
Напряжение смещения подается на базы через внутреннее сопротивление источников сигналов,
подключаемых к зажимам Вход 1 и Вход 2. При этом для снижения дрейфа нуля необходимо, чтобы эти
сопротивления были равны.
Наличие двух входов позволяет осуществить усиление как двухфазных, так и однофазных
сигналов.
В свою очередь, двухфазный сигнал может быть парафазным (дифференциальным) или синфазным.
Парафазный сигнал характеризуется разными знаками потенциалов на зажимах цепи по отношению к
корпусу, а синфазный — одинаковыми.
129
Рисунок 6.20 – Принцип
балансировки моста
При усилении однофазного сигнала потенциальный
проводник от предыдущего каскада соединяется с одним из
входов ДУ. Второй вход ДУ соединяется с корпусом через
резистор, сопротивление которого равно внутреннему сопротивлению предыдущего каскада.
Рассмотрим принцип работы дифференциального каскада,
изображенного на рисунке 6.20.
При отсутствии сигнала на входах напряжения Uкэ1 и Uкэ2
равны, поэтому выходное напряжение Uн = UKЭ2 - UKЭ1 = 0.
Теперь подадим на схему парафазные сигналы, то есть на
Вход 1 и Вход 2 напряжения различной полярности,
например на Вход 1 «+», а на Вход 2 «-».
Транзистор VT1 откроется больше, а транзистор VT2, наоборот, призакроется. Это приведет к
увеличению Iк1. Следовательно, уменьшится напряжение UКЭ1. ToK IК2 уменьшится, а следовательно,
увеличится напряжение UКЭ2. В цепи сопротивления нагрузки возникнет ток в направлении 2'—2.
При смене полярности напряжения на входах схемы (напряжения источника сигнала) будет
наблюдаться обратный процесс.
Если на входы 1 и 2 подать одинаковые сигналы одной полярности, то оба транзистора
приоткроются (или призакроются) и выходное напряжение Uн =UКЭ1 - UКЭ2 = 0.
Эти свойства широко используются на практике, если усилитель подключается к источнику сигнала
с помощью проводов и работает в условиях больших высокочастотных помех. Провода, даже если они
экранированы, воспринимают эти помехи.
Если вход несимметричный, то побочные сигналы (помехи) будут восприниматься и усиливаться
вместе с полезным сигналом. Но если усилитель имеет дифференциальный вход, то на оба входа будет
поступать одинаковое напряжение помех, в результате чего они будут подавлены самой схемой.
Способность усилителя выделять малые дифференциальные сигналы на фоне больших синфазных
помех является одной из важнейших характеристик ДУ.
Резистор Rэ создает в каждом транзисторе отрицательную обратную связь, уменьшающую
усиление синфазных сигналов и дрейф нуля на выходе каскада при воздействии различных
дестабилизирующих факторов.
Эффективность его действия увеличивается с ростом номинала сопротивления. Однако прямой
путь увеличения сопротивления резистора Rэ неприемлем, так как с конструктивной точки зрения при
его увеличении возрастают падения напряжения на эмиттерах транзисторов VT{ и VT2 и мощность,
рассеиваемая на резисторе Rэ. Следовательно, будет уменьшаться амплитуда выходного напряжения
всего каскада.
Практическим решением этого противоречия является использование электронного резистора
вместо резистора Rэ, у которого сопротивление по переменному току намного больше сопротивления
постоянному току. Схема одного из вариантов такого «резистора» называется генератором
стабильного тока (ГСТ) и изображена в составе ДУ на рисунке 6.21.
Сопротивление ГСТ по постояному и переменному
токам различно. Это легко можно видеть по выходным
характеристикам транзистора. Представим формулы
для сопротивлений ГСТ по постоянному и
переменному токам:
Rпост 
Uкэ
Uкэ
; Rдинам 
 Rпост.
Iк
Iк
ГСТ выполнен на транзисторе VT3. Резисторы Rh
R2 и транзистор VT4, включенный как диод, служат
для задания и стабилизации режима покоя транзистора
VT3.
Современные ДУ выполняются по различным
схемам, но в них всегда используется ГСТ. Для таких
ДУ коэффициент ослабления сигнала (Косс) обычно лежит в пределах 60-100 дБ.
Рисунок 6.21 – Принципиальная схема
дифференциального каскада с СГТ
130
Таким образом, для того чтобы ДУ качественно и надежно выполнял свои функции, а также мог в
процессе длительной работы сохранять свои параметры и свойства, в реальных усилителях требуется
выполнить два основных требования:
1. Должна быть обеспечена симметрия обоих плеч ДУ. Необходимо обеспечить идентичность
параметров каскадов с общим эмиттером, образующих ДУ. Если это требование выполнено полностью,
то больше ничего и не требуется для получения идеального ДУ.
Действительно, при UBX.1 = UBX 2 = 0 достигается полный баланс моста, то есть потенциалы
коллекторов обоих транзисторов одинаковы, следовательно, напряжение на нагрузке равно нулю.
При одинаковом дрейфе нуля в обоих каскадах (плечах ДУ) потенциалы коллекторов транзисторов
будут изменяться всегда одинаково, поэтому на выходе дифференциального усилителя дрейф нуля будет
отсутствовать.
За счет симметрии плеч ДУ обеспечивается высокая стабильность при изменении напряжения
источника питания, температуры, радиационного воздействия и т. д.
2. Второе требование состоит в обеспечении глубокой ООС для синфазного сигнала (одинаковые по
амплитуде, фазе и форме сигналы).
Если на входах ДУ присутствуют напряжения UBX i = UBX 2, причем с совпадающими фазами, то
можно говорить о поступлении на вход ДУ синфазного сигнала. Синфазные сигналы обычно
обусловлены наличием помех, наводок и т. д. Часто они имеют большие амплитуды (значительно
превышающие полезный сигнал) и являются крайне нежелательными для любого усилителя.
Выполнить второе требование позволяет введение в ДУ резистора Rэ (или его электронного
эквивалента — ГСТ).
Если на вход ДУ поступает синфазная помеха, например положительной полярности, то
транзисторы VTi и VT2 приоткроются и токи их эмиттеров возрастут. В результате через резистор Rэ
будет протекать суммарное приращение этих токов, образующее на нем сигнал ООС. Нетрудно
показать, что R3 образует в ДУ последовательную ООС по току (во входной цепи вычитаются
напряжения UBX и Uoc). При этом будет наблюдаться уменьшение коэффициента усиления по
напряжению для синфазного сигнала каскадов с общим эмиттером, образующих общие плечи ДУ.
Для коэффициента усиления ДУ в случае синфазного сигнала можно записать: КUсф =
Rк
. Чем
Rэ
лучше симметрия плеч ДУ, тем меньше RK.
Поскольку идеальная симметрия невозможна даже в монолитной ИМС, то чаще всего Rк 0. При
заданном RK уменьшить KUсф удается за счет увеличения глубины ООС, то есть увеличения
резистора Rэ. В результате удается значительно подавить синфазную помеху.
ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
К основным показателям ДУ относят: коэффициент усиления К 0 , коэффициент ослабления
синфазных сигналов (помех) Коос, входное и выходное сопротивления, частотный диапазон.
Коэффициент усиления можно определить следующим образом. Если к входным зажимам
приложено напряжение сигнала Uвх, то к участку база-эмиттер каждого транзистора ( VT1, VT2)
будет приложено напряжение
Uвх
и на коллекторах появятся потенциалы, равные по величине g21э
2
Uвх
Rк , но противоположные по знаку. Разность этих потенциалов будет равна g21эUвхRк, откуда
2
Ко = g21эRк.
При подключении к зажимам 2-2' сопротивления нагрузки Rн коэффициент усиления будет
равен:
К0 = g21эR2,
где R2 =
RкRн
, то есть это значение равно коэффициенту усиления схемы с общим
Rкк  Rн
эмиттером.
Коэффициент ослабления синфазного сигнала оценивается соотношением
Коос 
131
Кс
,
Ко
где Кс — коэффициент усиления синфазного сигнала. Величина Кс тем меньше, чем меньше
дрейф нуля, то есть чем качественнее симметрия схемы и чем больше величина динамического
сопротивления ГСТ. Реально несложно получить Косс = 10-4 — 10-5, что в большинстве случаев
является вполне приемлемым.
Входное сопротивление ДУ для парафазного сигнала равно сумме входных сопротивлений
транзисторов, то есть RBX ду = 2h11Э и составляет единицы-десятки килоом.
Выходное сопротивление ДУ Roux ду  2RK по величине составляет также единицы-десятки
килоом.
АЧХ ДУ в областях низких и средних частот не имеет искажений, а в области высоких
частот наблюдается спад коэффициента усиления, обусловленный на личием емкости
нагрузки.
Следует иметь в виду, что существует множество схемных решений, позво ляющих
улучшить вышеперечисленные показатели. Так, для увеличения коэффициента усиления может
использоваться динамическая нагрузка (вместо RK включаются транзисторы); для увеличения RBX ду
— полевые и составные биполярные транзисторы и др.).
ДУ широко используются как основной схемотехнический элемент для схем с повышенной
интеграцией. В частности, ДУ является составной частью операционных усилителей.
ОСНОВНЫЕ СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ ПОСТРОЕНИЯ
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Недостатком ДУ является отсутствие общей точки между источниками сигнала и нагрузкой. Этого
недостатка лишен несимметричный дифференциальный каскад, у которого сигнал снимается с
коллектора VT2 (рисунок 6.22).
Рисунок 6.22 – Принципиальная схема
нексимметричного дифференциального усилителя
Рисунок 6.23 – Принципиальная схема
дифференциального усилителя с несимметричным
входом и выходом
132
Эта
схема
также
обладает
стабилизацией точки покоя, поскольку IЭ1 +
IЭ2 = = const, при этом в ней нет обратной
связи по переменной составляющей тока.
В многокаскадных усилителях первые
(первый) каскады выполняются в виде
симметричного
ДУ
и
обеспечивают
предварительное усиление сигнала практически без дрейфа; дополнительное усиление
может быть осуществлено в несимметричном
ДУ.
Таким образом, на практике ДУ может
использоваться как с симметричными, так и
с несимметричными входами и выходами.
Схема с несимметричными выходами
применяется, как правило, для согласования
ДУ с каскадами, выполненными на
одиночных транзисторах. При этом резистор
в коллекторной цепи транзистора, не
связанного с выходом усилителя, в общем
случае может отсутствовать.
Если к ДУ необходимо подключить
каскад с несимметричным входом, напряжение неиспользуемого входа, как правило,
фиксируют на неизменном уровне. Для этой
цели
может
быть
использован
дополнительный делитель напряжения.
Пример каскада с несимметричным
входом и выходом приведен на рисунке
6.23.
Следует отметить, что отсутствие
второго коллекторного резистора RK приводит
к
уменьшению
суммарного
Рисунок 6.24 – Дифференциальный каскад на полевых
транзисторах с управляющим рn – переходом и
каналом n – типа
Рисунок 6.25 – Дифференциальный каскад на
составных транзисторах
коэффициента
усиления
каскада,
а
использование несимметричных входов и
выходов усилителя — к возрастанию
величины его дрейфа.
Входное сопротивление ДУ может быть
существенно увеличено при использовании в
каскаде
полевых
транзисторов.
При
построении таких схем предпочтение
отдается
полевым
транзисторам
с
управлющим рn - переходом.
Это
обусловлено
следующими
причинами: более высокой стабильностью их
характеристик;
большой
электрической
прочностью затвора (меньше боится пробоя
статическим
электричеством);
большей
допустимой разностью входных напряжений
(до 20-30 В).
Типовая схема ДУ на полевых
транзисторах с управляющим ри-переходом
и каналом n -типа приведена на рисунке
6.24. Особенностью этой схемы является
использование в качестве истокового
токозадающего элемента источника тока на
полевом транзисторе VT3 и резисторе RH.
Резисторы Rсм1 и RCM2 предназначены
для задания начального смещения на
затворах транзисторов VТ1 и VT2.
Входное
сопротивление
ДУ,
выполненного на биполярных транзисторах,
тоже может быть значительно увеличено
благодаря использованию в каскаде составных транзисторов. Следствием этого
является уменьшение входного тока усилителя, что крайне важно при его
использовании в виде интегральной схемы.
Схема ДУ на составных транзисторах
приведена на рисунке 6.25. Применение составных транзисторов кроме увеличения
Rвх.ДУ позволяет значительно повысить
усиление каскада.
Иногда для увеличения Rвх.ДУ в дифференциальном усилителе используют комбинированные
составные транзистолры.
Таким образом, выше рассмотрены основные типовые схемотехнические решения по
построению дифференциальных каскадов усилителей, наиболее часто используемые в аппаратуре
связи.
ВЫВОДЫ:
1. Диффиеренциальные каскады предназначены для усиленя сколь угодно медленно
изменяющихся во времени сигналов, частотный диапазон которых начинается от 0 Гц.
2. ДУ имеет следующие достоинства: малый дрейф нуля; возможность непосредственного
соединения с соседнтими каскадами; высокая степень подавления синфазных помех;
относительно высокие коэффициенты усиления и выходное сопротивление; возможность
микроминиатюризации.
3. Недостатки ДУ: требует двухполярного источника питания; необходима очень высокая
симметрия схемы.
133
4. Для увеличения коэффициента усиления может использоваться динамическая нагрузка
(вместо резисторов Rк влючаются транзисторы).
5. С целью повышения входного сопротивления в цепях ДУ применяются полевые и составные
транзисторы.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:
1. Что такое дифференциальный усилитель?
2. Поясните принцип балансировки моста.
3. Какие напряжения называют синфазными?
4. За счет чего возникает дрейф нуля и как он устраняется в дифференциальных каскадах?
5. Почему коэффициент усиления ДУ при заданной стабильности тока покоя всегда больше
коэффициента усиления на одиночном транзисторе?
6. Докажите, что при использовании схемы генератора тока в эмиттерной цепи транзисторов
дифференциального каскада коэффициент усиления синфазных составляющих снижается.
7. Какие имеются возможности изменения параметров в дифференциальных каскадах?
2.5.5 МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Как правило, коэффициент усиления одиночного транзисторного каскада не превышает нескольких
десятков. Поэтому в случае необходимости получения больших значений коэффициента используют
многокаскадные усилители (МКУ), построенные путем последовательного соединения нескольких
одиночных каскадов. При таком соединении встает проблема согласования входных и выходных сигналов
различных каскадов как по переменному, так и по постоянному току.
Ранее отмечалось, что усилительные устройства могут классифицироваться, в частности, по виду
межкаскадных связей. При этом были выделены две группы усилителей: усилители переменного тока и
усилители постоянного тока.
К первой группе относятся усилители с трансформаторными и RС - связями.
Вторую группу в основном представляют усилители с гальваническими связями. Между
отдельными каскадами усилителя осуществляется так называемая гальваническая связь: связь
посредством элементов, обеспечивающих двустороннюю передачу сколь угодно медленных изменений
сигнала (напряжения или тока). В частном случае при отсутствии каких-либо дополнительных
элементов гальваническая связь превращается в непосредственную.
Особенностью усилителей первой группы является отсутствие связи по постоянному току между
отдельными каскадами. Ввиду этого в каждом отдельном каскаде можно установить оптимальный
режим работы по постоянному току, например, с точки зрения коэффициента усиления или
вносимых искажений.
Однако если в этих усилителях входной сигнал кроме переменной содержит и постоянную
составляющую, то после усиления информация о постоянной составляющей будет потеряна.
В усилителях с гальваническими связями необходимо заботиться о согласовании сигналов как по
постоянному, так и по переменному току. Это накладывает определенные ограничения на выбор
режимов работы транзисторов и в большинстве случаев существенно затрудняет проектирование
усилителя.
Теоретически в составе МКУ может быть любое число каскадов, но на практике используются
только от двух до четырех. Они могут выполняться по одинаковой схеме (обычно с общим эмиттером),
однако чаще в силу некоторых обстоятельств выполняются по разным схемам (например, общий
коллекторобщий эмиттер). Нелинейные искажения обычно определяются последним каскадом, так как
на его вход подается наибольшая амплитуда сигнала. Шумовые свойства, как правило, определяются
первым каскадом, поскольку здесь амплитуда входного сигнала незначительна и может быть сравнима с
напряжением шумов.
В МКУ существенной оказывается паразитная связь через источник питания, внутреннее
сопротивление которого является общим нагрузочным сопротивлением для всех каскадов.
При трех и более каскадах эта связь может привести к самовозбуждению усилителя. Для устранения
этой опасности применяют следующие меры:
 увеличение емкости выходного конденсатора сглаживающего фильтра питания;
 введение в выпрямитель электронного стабилизатора напряжения с низким выходным
сопротивлением;
 устройство двух- или трехсекционного сглаживающего фильтра с питанием выходного и
134
предварительных каскадов усилителя от различных секций;
применение дополнительных развязывающих цепочек RфСф в каждом каскаде, кроме
последних одного-двух.
Эти же мероприятия способствуют уменьшению фона переменного тока при питании усилителей от
сети.
Второй причиной появления паразитных обратных связей могут быть электростатические наводки с
выходных цепей на входные, приводящие также к искажениям частотных характеристик
преимущественно на высоких частотах. Их предотвращают конструктивные меры, в частности
правильный выбор точек заземления цепей различных каскадов.
Большое значение при построении МКУ имеют способы соединения каскадов между.

УСИЛИТЕЛИСНЕПОСРЕДСТВЕННЫМИСВЯЗЯМИ
В
обычных
схемах
с
транзисторами
одинаковой
структуры
непосредственную
связь чаще всего
осуществляют только
между
двумя
соседними каскадами.
Простейшая схема
такого
усилителя
показана на рисунке
6.26.
Рисунок 6.26 – Прниципиальная схема двухкаскадного усилителя с
непосредственной связью
Связь с соседними каскадами осуществляется с помощью разделительного конденсатора или
трансформатора.
Назначение элементов такое же, как и в ранее рассмотренной схеме с общим эмиттером. Однако
здесь для второго каскада роль базового делителя выполняют резистор RK1 и цепочка RЭ1 – RVТ1.
СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
Статический режим первого каскада не отличается от ранее изученной схемы с ОЭ. Для второго
каскада он будет несколько другим (цепи протекания токов по постоянной составляющей):
 ток базы IБ2:
+Ек корпус  RЭ2 эмиттер-база VТ2  Rк1  Rф  -Ек;
 ток коллектора IК2:
+Ек  корпус  RЭ2  эмиттер-база-коллектор VТ2  RК2  -Ек;
 ток делителя Iд2:
+Ек  корпус  RЭ1  эмиттер-база-коллектор VТ1  RК1  Rф-Ек;
Смещение на переходе база-эмиттер транзистора VТ1 определяется следующим образом:
UБЭ1 = URБЭ2 – URЭ1.
Смещение на переходе база-эмиттер транзистора VT2 равно:
UБЭ2 = Uдел2 – URЭ2= (URЭ1 + UЭК VТ1) – URЭ2.
Если предположить, что VTl и VT2 работают в одинаковых режимах (например, при UБЭ = 0,2 В и
UKЭ = 3 В), то нетрудно убедиться, что для питания второго каскада требуется более высокое
постоянное напряжение за счет вынужденного увеличения напряжения на RЭ2, так как R32 > RЭ1.При наличии третьего каскада потребовалось бы еще большее увеличение Ек, поскольку UБЭЗ = (URЭ2
+ UЭK VТ2) – URЭ3. В численном выражении URЭ3 = (5,8 + 3) - 0,2 = 8,6 В. Таким образом, в нашем
примере: URЭ3 = 3 В; URЭ2= 5,8 В; URЭ3 = 8,6 В. Видно, что с увеличением числа каскадов требуется
увеличивать напряжение источника питания Ек. Этот факт является недостатком усилителей с
непосредственными связями на однотипных транзисторах.
135
В случае, если напряжение Ек оказывается недостаточным, применяют схемы на транзисторах с
различным типом проводимости, которые включаются поочередно друг за другом. Хотя здесь и не
требуется увеличения напряжения источника питания (берется как для одного каскада), однако с точки
зрения эксплуатации и изготовления это нежелательно из-за увеличения разнотипности деталей.
Поэтому такая мера используется лишь в крайних случаях.
ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ

Пусть статический режим обеспечен и к зажимам 1-1' приложено напряжение сигнала U1 . Это
напряжение через СЭ1 прикладывается к участку база-эмиттер VT1 и вызывает пульсации тока базы,
который в свою очередь вызывает пульсации тока коллектора. Таким образом, в составе тока Iк
появляется переменная составляющая, источником которой является транзистор VT{. Цель
протекания переменной составляющей коллекторного тока (рисунок 6.26):
коллектор VТ1 
 R к1  Сф
 корпус  Сэ1  эмиттерVТ 1.
 эмиттер  базаVТ 2  Сэ2
Ток базы транзистора VT2 становится пульсирующим и вызывает пульсации коллекторного тока
Iк транзистора VT2, то есть происходит управление транзистором VT2. В коллекторном токе IК2
появляется переменная составляющая, которая протекает по цепи:
коллектор VТ2 
 R К 2  Сф
 корпус  СЭ2  эмиттерVТ 2 .
 резисторнагрузки Rн
СТАБИЛИЗАЦИЯ СТАТИЧЕСКОГО РЕЖИМА
Покажем динамику стабилизации статического режима на примере вышеприведенной схемы
(рисунок 6.27). Опишем процессы только во втором каскаде, поскольку стабилизация первого не
отличается от ранее рассмотренной схемы с общим эмиттером.
Рисунок 6.27 – Параллельная ООС по постоянному току
Пусть
увеличилась
температура. Тогда уменьшится
сопротивление
RVТ1,
следовательно, уменьшится также
сопротивление (RVТ1 + RЭ1)
значит, уменьшится (Uкэ1 + URЭ1).
В результате: UЪЭ2  = (UKЭl +
URЭ1 )  - URЭ2  => IK2   const,
то
есть
второй
каскад
стабилизируется
лучше,
чем
первый. Стабилизация второго
каскада еще больше улучшится,
если учесть, что здесь RЭ2 > RЭ1.
На практике для улучшения стабилизации статического режима усилителей с непосредственными
связями широко используется межкаскадная ООС по постоянному току.
Реализации межкаскадной ООС по постоянному току достаточно разнообразны. Однако суть их в
упрощенном варианте можно свести к двум схемам: параллельная ООС по постоянному току
(рисунок 6.27.) и последовательная ООС по постоянному напряжению (рисунок 6.28).
Для рисунка 6.27 действие цепи ООС можно объяснить следующим образом. Пусть температура
увеличилась, что влечет за собой уменьшение сопротивления обоих транзисторов и увеличение их
коллекторных токов (IK1, IК2).
Поскольку ток базы IБ1 транзистора VT1 протекает по цепи:
корпус  RЭ1  эмиттер-база VТ1 Rос 
эмиттер – база VТ2  …  -Ек,
то он увеличится более существенно благодаря уменьшению сопротивления транзистора VT2.
136
В результате транзистор VT1
откроется сильнее, напряжение
Uк1 - корпус резко уменьшится, а это
приведет к такому же уменьшению
тока базы VT2. Как следствие,
уменьшится ток IК2 транзистора
VT2.
Затем
уменьшится
и
коллекторный ток транзистора VTl.
Таким образом, осуществляется
стабилизация коллекторных токов
транзисторов VT1 и VT2.
Аналогично можно объяснить
Рисунок 6.28 – Последовательная ООС по постоянному
стабилизацию статического режима
напряжению
для схемы на рисунке 6.28.
Пусть по каким-либо причинам увеличилось напряжение UКЭ2 (увеличился потенциал точки К2).
Следовательно, возрастет напряжение UЭ – корпус VТ1, а это, в свою очередь, вызовет увеличение тока
IЭБ (В сторону REi). Транзистор VT1 открывается сильнее и через него пойдет больший ток IК1.
Увеличится падение напряжения на резисторе RK1 (увеличится потенциал точки K1).
Следовательно, транзистор VT2 призакроется и уменьшится ток коллектора IкVТ2, а значит, и падение
напряжения на резисторе RK2 (уменьшится потенциал точки К2). Резистор Roc задает степень
открывания транзистора VT1 то есть определяет совместно с RБ1, RБ2 и RЭ1 смещение на базу этого
транзистора.
Таким образом, ток базы транзистора VT1 будет меняться, как и в предыдущем случае, в
зависимости от сопротивления транзистора VT2, что и приводит к появлению ООС, стабилизирующей
статический режим. Следует иметь в виду, что стабилизация статического режима — это не самоцель.
В конечном счете, ее осуществление приводит к меньшей зависимости внешних показателей
усилителей (частотных и других характеристик) от различных дестабилизирующих факторов.
Однако описанных приемов зачастую оказывается недостаточно. Более высокие результаты
достигаются, если наряду с ООС по постоянному току применяется ООС по частоте сигнала.
МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С ОБЩЕЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ
СВЯЗЬЮ
В МКУ может применяться как местная, так и общая (межкаскадная) ООС по
переменному току.
При использовании только местной ООС получается наиболее точное управление
величиной коэффициента усиления. Однако общая ООС при равном проигрыше в усилении
может быть значительно глубже и, следовательно, эффективнее нескольких местных. Поэтому,
несмотря на усложнение техники расчета и налаживания усилительного устройства, часто
стремятся охватить весь усилитель общей петлей ООС.
Обычно такая обратная связь осуществляется с помощью резистора, задающего ее глубину,
и подается с оконечного каскада на первые, но может охватывать и часть каскадов, например
первый и второй, второй и третий.
При использовании общей ООС возникают проблемы, которые обусловливают схемное
построение усилителей.
 Проблема инвертирования фазы сигнала. Необходимо такое включение цепи ОС, чтобы
напряжение с выхода поступало на вход в противофазе с сигналом.
 Обеспечение устойчивости МКУ. Для обеспечения устойчивости при глубокой ОС,
особенно при широкой полосе частот, используются различные приемы, в том числе и
корректирующие цепи.
НЕКОТОРЫЕ СПОСОБЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ МЕЖКАСКАДНОЙ ООС
На рисунке 6.29 показана упрощенная схема двухкаскадного усилителя с общей последовательной ООС по напряжению.
Здесь напряжение ОС с коллектора транзистора VT2 прикладывается к эмиттеру транзистора VTi
через цепочку RОС -CОС. Такое решение обусловлено тем, что напряжение на коллекторе транзистора
VT2 находится в фазе с входным. Поэтому если его подавать на базу транзистора VT1, то ОС окажется
положительной.
137
Рисунок 6.29 – Общая
последовательность ООС по
напряжению
Как видно, в первом каскаде осуществлена местная
ООС. Глубина ООС определяется резисторами Roc и RОС1.
Она тем больше, чем меньше Roc и чем больше Rос1.
На рисунке 6.30 показан другой вариант осуществления
ООС в двухкаскадном усилителе. Поскольку напряжение на
Roc2 находится в фазе с напряжением на коллекторе
транзистора VTlt а оно, в свою очередь, — в противофазе с
входным, то цепь ОС подключается к базе транзистора VTt.
Таким образом осуществляется параллельная ООС по
току. Глубина ОС определяется резисторами ROC1 и Roc2 ,
причем она тем глубже, чем меньше R0C] и чем больше RОC2.
Из схемы видно, что во втором каскаде осуществлена
также местная ООС.
Следует иметь в виду, что рассмотренные выше обратные
связи способствуют изменению входного и выходного
сопротивлений, но только в одном, свойственном данному
виду связи, направлении. Так, в схеме на рисунке 6.29
увеличивается Rвх и уменьшается Rвых, а в схеме на
рисунке 6.30 уменьшается RBX и увеличивается RBba.
Степень вносимого изменения оказывается тем заметнее, чем
больше глубина ОС. Кроме того, величина входного и
выходного сопротивлений получается зависимой от многих
показателей усилителя, в частности от его собственных соРисунок 6.30 – Общая
противлений и усилительных свойств. И наконец, у подобных
параллельная ООС по току
устройств изменение внешних сопротивлений на входе и
выходе (источник сигнала и нагрузка) сказывается на
величине глубины ОС.
Получить нужные входные и выходные сопротивления и устранить указанные недостатки
позволяет применение комбинированной {смешанной) ООС. Эти свойства являются весьма ценными
при построении так называемых линейных усилителей многоканальной аппаратуры связи. К таким
усилителям предъявляются особо жесткие требования по стабильности всех параметров, нелинейным и
частотным искажениям. Перечисленные требования могут быть удовлетворены благодаря применению
глубокой ООС. Причем во избежание искажений сигналов усилитель должен быть согласован по
входу и выходу с подключенными к нему устройствами (линией).
Отсюда возникает требование получения определенных величин входных и выходных
сопротивлений и их высокой стабильности. Все эти требования вместе и диктуют необходимость
применения комбинированной ООС.
КОРРЕКЦИЯ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Коррекция МКУ осуществляется либо с целью обеспечения устойчивости, либо для придания АЧХ
нужной формы.
Обратная связь в усилителе с числом каскадов более двух, выполненная в середине рабочего диапазона
как ООС, может оказаться положительной на его краях или за его пределами из-за фазовых сдвигов,
вносимых усилителями и цепью ОС.
В этом случае могут возникнуть условия, в которых на выходе появляется напряжение при
отсутствии сигнала на входе. Возникновение собственных колебаний в усилителе называется
самовозбуждением или генерацией.
Собственные колебания обычно оказываются настолько мощными, что подавляют полезный
сигнал. Поэтому возникновение генерации в усилительном устройстве недопустимо. Одной из
основных задач проектирования является ее предотвращение. С этой целью применяются
корректирующие цепи, которые могут вводиться как непосредственно в усилители, так и в цепи
обратной связи, причем раздельно для НЧ - и ВЧ - областей частотного диапазона.
В области нижних частот обеспечить устойчивость сравнительно легко. Здесь в качестве
корректирующей цепи широко используется резистор R3 и конденсатор Сэ. В этом случае величина Сэ
берется меньше обычной, за счет чего в области НЧ, где возникает опасность самовозбуждения,
появляется местная ООС, которая уменьшает усиление и, следовательно, придает устойчивость
усилителю.
138
В области верхних частот обеспечение устойчивости вызывает большие трудности. Связано это с
тем, что здесь определенную роль начинают играть трудно учитываемые различного рода паразитные
связи.
Для предотвращения самовозбуждения и ограничения диапазона усиления в области ВЧ
применяются в основном конденсаторы и ЛС - цепочки, включение которых в схему может быть самым
разнообразным.
Так, например, широко используется местная частотно-зависимая параллельная ООС по
напряжению посредством включения конденсатора небольшой емкости между базой и коллектором;
включение параллельно входу или выходу усилителя конденсатора или последовательной RС-цепочки,
которые на ВЧ оказывают шунтирующее действие и снижают усиление; включение дополнительного
конденсатора или ЛС-цепочки в цепь общей ООС с таким расчетом, чтобы на высоких частотах
глубина ООС возрастала и тем самым снижала величину коэффициента усиления.
Улучшению устойчивости способствует также введение в усилительное устройство эмиттерных
повторителей. Коррекция с целью придания АЧХ нужной формы может осуществляться ранее
описанными способами в отдельных каскадах или с помощью цепей общей ООС.
Принцип коррекции остается прежним: если требуется увеличить усиление в какой-либо области
частот, то на этих частотах глубина ООС должна уменьшаться, если наоборот — увеличиваться. С этой
целью используются различные схемы включения конденсаторов, катушек индуктивности,
колебательных контуров.
ВЫВОДЫ:
1. Коэффициент усиления и коэффициент частотных искажений МКУ равен произведению
коэффициентов усиления или коэффициентов частотных искажений всех каскадов.
2. Нелинейные искажения МКУ в основном определяются нелинейностью усилительного
элемента оконечного каскада.
3. Применение ООС по току и по напряжению существенно влияет на параметры усилителя.
Изменяются входное и выходное сопротивления, улучшаются частотные свойства,
стабилизируется коэффициент усиления. Однако при этом RBX и RBblK каскада, как правило,
зависят от сопротивления нагрузки, источника сигнала и коэффициента усиления
усилительного элемента. Поэтому для обеспечения независимости от этих факторов применяют
комбинированную ОС.
4. Для стабилизации режима работы МКУ с непосредственной связью используют ООС по
постоянному току.
5. Формирование АЧХ обеспечивается включением соответствующих корректирующих элементов.
6. Самовозбуждение МКУ может возникнуть за счет паразитных ОС. Из них наиболее
опасными являются паразитные ОС через общий источник питания, где для их устранения
применяются развязывающие фильтры в цепях питания усилительных элементов.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:
1. Как определить общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя?
2. Каким образом учитываются коэффициенты частотных искажений и углы сдвига фаз,
вносимые отдельными каскадами, в многокаскадном усилителе?
3. В чем отличие стабилизации статического режима во втором каскаде (последующем) от
стабилизации в первом каскаде?
4. Покажите цепи протекания постоянной и переменной составляющей токов в различных
каскадах многокаскадного усилителя.
5. Что называют самовозбуждением или потерей устойчивости усилителя? При каких условиях
возникает самовозбуждение усилителя?
6. Может ли усилитель с отрицательной обратной связью потерять устойчивость?
7. Какие меры применяют для обеспечения устойчивости усилителя с отрицательной обратной
связью?
139
2.5.6 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Современный этап развития электроники характеризуется тем, что при проектировании электронных
средств различного назначения используют не дискретные элементы (транзисторы, диоды, резисторы,
конденсаторы и т. п.), а законченные функциональные узлы, выполненные в виде ИС. Такой подход
позволяет значительно повысить статические, динамические, эксплуатационные и надежностные
показатели аппаратуры. Применительно к цифровым устройствам выбор ИС с нужными свойствами
достаточно формализован и практически не представляет трудностей.
В то же время выбор и применение аналоговых ИС (АИС) достаточно специфичен и оставляет
большой выбор для творчества.
В настоящее время разработано большое количество АИС как общего, так и специального
назначения. К ним в первую очередь следует отнести АИС усилителей постоянного тока (операционных
усилителей), схем сравнения (компараторов), источников питания (непрерывных стабилизаторов
напряжения).
Большую группу составляют специализированные АИС, предназначенные для построения бытовой
аппаратуры. Однако, несмотря на различия используемой элементной базы, функционального
назначения и технологии изготовления, основой большинства из них является схемотехника
дифференциальных усилителей. Дифференциальный усилитель в настоящее время, по существу,
является основным схемотехническим элементом современной интегральной аналоговой электроники.
Именно по этой причине интегральные усилители постоянного тока являются наиболее массовым
типом АИС.
Остановимся на особенностях построения и функционирования наиболее распространенной АИС —
операционном усилителе.
Операционный усилитель (ОУ) — это унифицированный многокаскадный усилитель
постоянного тока, удовлетворяющий следующим требованиям к электрическим параметрам: Кu ;
Rвх ; Rвых 0; в .
История названия ОУ связана с тем, что подобные усилители постоянного тока использовались в
аналоговой технике для реализации различных математических операций, например суммирования,
интегрирования и др. В настоящее время эти функции хотя и не утратили своего значения, однако
составляют лишь малую часть списка возможных применений ОУ.
Являясь, по существу, идеальным усилительным элементом, ОУ составляет основу всей
аналоговой электроники, что стало возможным в результате достижений современной
микроэлектроники, позволившей реализовать достаточно сложную структуру ОУ в интегральном
исполнении на одном кристалле.
Все это позволяет рассматривать ОУ в качестве простейшего элемента электронных схем подобно
диоду, транзистору и т. п. Следует отметить, что на практике ни одно из перечисленных выше
требований к электрическим параметрам ОУ не может быть удовлетворено полностью, так как между
выполнением отдельных требований существуют противоречия, которые нетрудно понять на основе
ранее проведенного анализа работы усилителей на дискретных элементах.
Рисунок 6.31 – Операционный усилитель: а – условно – графическое обозначение; б –
схема включения
Условное обозначение ОУ показано на рисунке 6.31. Это треугольник, у которого на стороне
основания показаны два входа, а справа, в вершине — выход.
140
Вход со знаком «+» является неинвертирующим, то есть при подаче входного сигнала на этот
вход полярность сигнала на выходе остается неизменной.
Вход со знаком «-» является инвертирующим, то есть при подаче сигнала на этот вход на выходе
его полярность изменяется на противоположную.
На боковых сторонах треугольника расположены выводы подключения источников питания.
По принципу действия ОУ сходен с обычным усилителем. Он предназначен для усиления
напряжения или мощности входного сигнала.
Однако ОУ специально создан для использования в схемах с глубокой ОС так, чтобы параметры
устройства преимущественно определялись параметрами цепи ОС, а сам ОУ должен быть
функционально незаменим. Такой ОУ по своим свойствам приближается к идеальному.
На практике ни один из параметров идеального ОУ не может быть реализован, однако к этому
можно приблизиться с достаточной точностью.
В большинстве случаев ОУ используется с обратной связью. Применение ООС позволяет: увеличить
входное сопротивление RBX, уменьшить Rвых; уменьшить искажения; увеличить стабильность и
точность, с которой задается коэффициент усиления.
Если ОУ охвачен положительной ОС, то может возникнуть самовозбуждение автоколебаний:
усилитель превратится в генератор, и все параметры ОУ ухудшатся.
Практическое использование ОУ часто не требует знания внутренней структуры усилителя. Изучение
принципа действия основных функциональных и схемотехнических особенностей узлов позволяет
определить предельные технические возможности ОУ и корректировать его характеристики и параметры
с помощью внешних устройств.
ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Операционный усилитель является сложным электронным устройством, правильное применение
которого зависит от понимания особенностей его работы и знания основных параметров. Ниже
приводятся основные параметры ОУ, характеризующие его работу.
Коэффициент усиления К равен отношению выходного напряжения к вызвавшему это приращение
дифференциальному входному сигналу при отсутствии обратной связи (составляет 103-107) и
определяется при холостом ходе на выходе:
К
Uвых
.
Uвх .д
(6.10)
Напряжение смещения пуля UCM показывает, какое напряжение необходимо подать на вход ОУ
для того, чтобы на выходе получить UВЫХ = 0 (составляет 0,5-0,15 мВ). Это является следствием
неточного согласования напряжений эмиттер-база входных транзисторов.
Входной ток Iвх определяется нормальным режимом работы входного дифференциального каскада
на биполярных транзисторах. Это ток базы входного транзистора ДУ. Если же в дифференциальном
каскаде используются полевые МДП-транзисторы, то это токи утечек.
При подключении ко входам ОУ источников сигнала с разными внутренними сопротивлениями
создаются различные падения напряжений на этих сопротивлениях токами смещения. Появившийся
дифференциальный сигнал изменяет входное напряжение. Для его уменьшения сопротивления
источников сигнала должны быть одинаковыми.
Разность входных токов Iвх равна разности значений токов, протекающих через входы ОУ при
заданном значении выходного напряжения, и составляет 0,1-200 нА.
Входное сопротивление Rвх (сопротивление между входными выводами) равно отношению
приращения входного напряжения к приращению входного тока на заданной частоте сигнала. Оно
определяется для области низких частот. В зависимости от характера подаваемого сигнала входное
сопротивление бывает дифференциальное (для дифференциального сигнала) и синфазное (для
синфазного сигнала).
Дифференциальное входное сопротивление — это полное сопротивление со стороны любого
входа, когда другой вход соединен с общим выводом; составляет десятки килоом — сотни мегаом.
Такое большое i?I!X получается за счет входного ДУ.
Синфазное входное сопротивление — это сопротивление между замкнутыми выводами входов и
землей. Оно характеризуется изменением среднего входного тока при приложении к входам синфазного
сигнала и на несколько порядков выше Rвх.диф,
Коэффициент ослабления синфазного сигнала Косс определяется как отношение напряжения
синфазного сигнала, подаваемого на оба входа, к дифференциальному входному напряжению,
вызывающему такое же значение выходного напряжения. Коэффициент ослабления показывает, во
141
сколько раз коэффициент усиления дифференциального сигнала больше коэффициента усиления
синфазного входного сигнала, и составляет 60-120 дБ:
Коос 
Кдиф
.
Ксф
(6.11)
Выходное сопротивление Rвых определяется отношением приращения выходного напряжения к
приращению активной составляющей выходного тока при заданном значении частоты сигнала и
составляет единицы-сотни Ом.
Температурный дрейф напряжения смещения равен отношению максимального изменения
напряжения смещения к вызвавшему его изменению температуры и оценивается в мкВ/град:
см 
Uсм
.
Т
(6.12)
Температурные дрейфы напряжения смещения и входных токов являются причиной
температурных погрешностей устройств ОУ.
Коэффициент влияния нестабильности источника питания на выходное напряжение
показывает изменение выходного напряжения при изменении напряжения питания на 1 В и
оценивается в мкВ/В.
Максимальное выходное напряжение UВЫХ тах определяется предельным значение выходного
напряжения ОУ при заданном сопротивлении нагрузки и напряжении входного сигнала,
обеспечивающем стабильную работу ОУ. Uвых.max на 1-5 В ниже напряжения питания.
Максимальный выходной ток Iвых тах ограничивается допустимым коллекторным током выходного
каскада ОУ.
Потребляемая мощность — мощность, рассеиваемая ОУ при отключенной нагрузке.
Частота единичного усиления 1 — это частота входного сигнала, при котором коэффициент
усиления ОУ равен единице:
К(1)=1.
(6.13)
У интегральных ОУ частота единичного усиления достигает значения 1000 МГц.
Частота среза с ОУ — частота, на которой коэффициент усиления снижается в 2 раз. Она
определяет полосу пропускания ОУ и составляет десятки мегагерц.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения vUвых. max определяется
наибольшей скоростью изменения выходного напряжения О У при действии на входе импульса
прямоугольной формы с амплитудой, равной максимальному значению входного напряжения, и лежит
в пределах 0,1-100 В/мкс. Этот параметр указывается для широкополосных и импульсных устройств на
основе ОУ. Он характеризует быстродействие ОУ в режиме большого сигнала.
Время установления выходного напряжения tycт (время затухания переходного процесса) —
это время, необходимое для возвращения усилителя из состояния насыщения по выходу в линейный
режим.
Это время, в течение которого после скачка входного напряжения выходное напряжение отличается
от установившегося значения на величину допустимой относительной погрешности Uвых.
За время tуст выходное напряжение ОУ при воздействии входного напряжения прямоугольной
формы изменяется от уровня 0,1 до уровня 0,9 установившегося значения.
Напряжение шумов, приведенное ко входу, определяется действующим значением напряжения на
выходе усилителя при нулевом входном сигнале и нулевом сопротивлении источника сигнала, деленным
на коэффициент усиления ОУ. Спектральная плотность шумов оценивается как корень квадратный из
квадрата приведенного напряжения шума, деленного на частоту, в которой выполнено измерение
напряжения шума. Размерность данного параметра мВ/л/Гц. В технических условиях на ОУ иногда
задают коэффициент шума в децибелах, определяемый как отношение приведенной мощности шума
усилителя, работающего от источника с внутренним сопротивлением Rr, к мощности шума активного
сопротивления:
Кш  10 lg
Uвх .m 
2
Uвх
.m
4kТR г
;
2
2
Uш
 Iш
Rг
 4kTRг .
f
(6.14)
(6.15)
где Uш — приведенное напряжение шумов при Rг = 0; 4kTRг — спектральная плотность
теплового шума резистора.
142
Требования, предъявляемые к параметрам ОУ, зависят от выполняемых им функций. Желательно
во всех практических случаях уменьшить погрешность выполняемых операций, повысить надежность,
быстродействие. Одновременное улучшение всех параметров выдвигает противоречивые требования к
схеме и ее изготовлению.
Все это объясняется большим разнообразием ОУ, у которых оптимизированы лишь конкретные
параметры за счет ухудшения других. Так, в измерительной аппаратуре используются прецизионные ОУ,
обладающие большим коэффициентом усиления, большим входным сопротивлением, малым напряжением смещения нуля и малыми шумами. А быстродействующие ОУ должны обладать большой
скоростью нарастания выходного напряжения, большой полосой пропускания и малым временем
установления выходного напряжения. Такие ОУ нашли применение в импульсных и широкополосных
усилительных устройствах и в устройствах аналого-цифровых преобразователей.
Для создания компараторов, которые служат для сравнения мгновенных значений двух напряжений,
используются скоростные ОУ, работающие в режиме переключения.
КЛАССИФИКАЦИЯ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
В соответствии с ГОСТ 4.465-86 все ОУ делятся на следующие группы по совокупности их
параметров: универсальные, или общего применения; прецизионные, или инструментальные;
быстродействующие; микромощные. Приведем сравнительные данные для некоторых типов ОУ из
различных групп.
БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ОУ
Используются для преобразования быстроизменяющихся сигналов. Они характеризуются высокой
скоростью нарастания выходного сигнала, малым временем установления, высокой частотой единичного
усиления, а по остальным параметрам уступают операционным усилителям общего применения.
Некоторые параметры широкополосных ОУ приведены в таблице 6.1.
Таблица 6.1 – Параметры широкополосных операционных усилителей
Тип ОУ
К140УД10
К140УД11
К544УД2
К1407УД1
f 1,
МГц
15
15
15
10
v Uвых.max ,
В/мкс
30
30
20
10
t уст,
мкс
1
25
-
I вых.max,
мА
8
15
5
Rн.min ,
кОм
2
2
2
-
I пот ,
мА
10
8
7
10
Uсм ,мВ
Примечание
4
5
10
10
t уст до 0,1%
t уст до 0,05%
Iупр =0, 9мА
ПРЕЦИЗИОННЫЕ (ВЫСОКОТОЧНЫЕ) ОУ
Используются для усиления малых электрических сигналов (в составе измерительных приборов),
сопровождаемых высоким уровнем помех, и характеризуются малым значением напряжения смещения
и его температурным дрейфом, большими коэффициентами усиления и подавления синфазного
сигнала, большим Rux и низким уровнем шумов. Как правило, имеют невысокое быстродействие.
Параметры некоторых прецизионных ОУ приведены в таблице 6.2.
Таблица 6.2 – Параметры прецизионных операционных усилителей
Тип ОУ
Uсм ,мкВ
К140УД13
К140УД21
К140УД25
К140УД26
70
70
30
30
Uсм /Т,
мкВ/ 0 С
0,5
0,5
0,6
0,6
К Uo, тыс.
I вх , нА
f 1 , МГц
0,007
1000
1000
1000
1,0
1,1
40
40
0,006
1,0
3,0
20
v Uвых.max ,
В/мкс
1,5
1,7
11
ОУ ОБЩЕГО ПРИМЕНЕНИЯ
Используются для построения узлов аппаратуры, имеющих суммарную приведенную погрешность
на уровне 1 %. Характеризуются относительно малой стоимостью и средним уровнем параметров.
Наиболее важные параметры этих операционных усилителей приведены в таблице 6.3.
143
Таблица 6.3 – Параметры операционных усилителей общего применения
Uсм /Т,
мкВ/ 0 С
К140УД1
7
20
К140УД8
20
50
К140УД22
10
20
К153УД1
5
20
К157УД4
5
50
К533УД1
2
20
К1401УД6*
5
*ОУ + компаратор; ** типовое значение
Тип ОУ
Uсм ,мВ
К Uo, тыс.
I вх , нА
f 1 , МГц
8
50
50
20
50
15
25
7000
0,2
0,2
600
300
200
250
8
1
5*
1
1
1
1**
v Uвых.max ,
В/мкс
0,4
10
7,5
0,06
0,5
0,2
-
ОУ С МАЛЫМ ВХОДНЫМ ТОКОМ
Это в основном усилители с входным каскадом, построенным на полевых транзисторах. Входной
ток Iвх  100 пА. Некоторые параметры таких ОУ приведены в таблица 6.4.
Таблица 6.4 – параметры операционных усилителей с малым входным током
Тип ОУ
I вх , пА
Uсм ,мВ
К140УД24
К544УД1
К1409УД1
К1429УД1
10
50
50
50
0,005
15
15
15
Uсм /Т,
мкВ/ 0 С
0,05
20
100
-
К Uo, тыс.
f 1 , МГц
1000
100
20
10
0,8
1,0
4,5
-
v Uвых.max ,
В/мкс
2,0
5,0
4,5
-
МОЩНЫЕ И ВЫСОКОВОЛЬТНЫЕ ОУ
Усилители с выходными каскадами, построенными на мощных высоковольтных элементах.
Например: К157УД1, К1040УД2.
Их основные параметры: выходной ток Iвых  100 мА; выходное напряжение Uвых  15 В.
МИКРОМОЩНЫЕ ОУ
Необходимы в случаях, когда потребляемая мощность жестко лимитирована (переносные приборы с
автономным питанием, приборы, работающие в ждущем режиме). Ток потребления Iпот.max  1 мА.
Это такие усилители, как К140УД14, 28. К153УД4 и др.
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ ОУ
Имеют параметры, аналогичные усилителям общего применения или микромощным усилителям с
добавлением такого параметра, как коэффициент разделения каналов. Они служат для улучшения
массогабаритных показателей и снижения энергопотребления аппаратуры. Западные фирмы выпускают
сдвоенные прецизионные и быстродействующие усилители. Примером могут быть: К140УД20,
К157УД2, К574УД2, К1040УД1 и др.
ВЫВОДЫ:
1. Требования, предъявляемые к параметрам ОУ, зависят от выполняемых функций. В каждом
конкретном случае выбирают тот тип ОУ, у которого параметры в наибольшей степени
удовлетворяют предъявленным требованиям.
2. В связи с тем, что существует определенное противоречие в получении нескольких групп
оптимальных параметров ОУ, приходится изготовлять ОУ специального назначения.
Например, высокочастотные ОУ с широкой полосой пропускания, большой скоростью
нарастания выходного напряжения и т. д. Однако в этом случае трудно получить ОУ с
минимальными погрешностями на выходе. В других случаях добиваются наибольшей точности
144
параметров. Такие ОУ получили название прецизионных (высокоточных).
3. Имеются ОУ общего применения — универсальные, многофункциональные, которые больше
всего применяют в аппаратуре связи.
АМПЛИТУДНО - И ФАЗОЧАСТОТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОПЕРАЦИОННОГО
УСИЛИТЕЛЯ
Частотные свойства ОУ описываются его амплитудно-частотной характеристикой. Хотя
коэффициент усиления каждого усилителя в некоторой полосе частот почти постоянен, однако ни один
усилитель не имеет постоянного усиления во всем частотном диапазоне. В связи с этим АЧХ ОУ
определяет устойчивость работы всего устройства. Так как все каскады ОУ имеют гальваническую связь,
то АЧХ операционного усилителя не имеет спада коэффициента усиления в диапазоне низких частот, а
только в диапазоне высоких частот. Этот спад обусловлен наличием распределенной емкости монтажа
усилителя и емкости переходов транзисторов. С ростом частоты емкостное сопротивление ОУ падает,
возникает емкостная составляющая сопротивления сигнала, что приводит к уменьшению переменного
сигнала в нагрузке и коэффициента усиления. Коэффициент усиления ОУ на низких и средних частотах
определяется следующим выражением:
КU 
К U оу
f 
1   
 fс 
2
(6.16)
,
где КU оу — коэффициент усиления ОУ без обратной связи на низких частотах; f — рабочая
частота; fс— частота среза (сопряжения, граничная), на которой коэффициент усиления уменьшается
в 2 раз или на 3 дБ.
Если Rн » Rвых, то f c 
1
,
2RвыхС
где С — сумма паразитной емкости монтажа и емкости переходов транзисторов.
Для удобства, наглядности и компактности при построении АЧХ коэффициент усиления измеряют в
децибелах, а частоту откладывают в логарифмическом масштабе. Такую АЧХ ОУ принято называть
логарифмической амплитудно-частотной характеристикой (ЛАЧХ), а выражение (16.6) для
ЛАЧХ представляется в виде:
f 
К U  20 lg К Uоу  20 lg 1   
 fс 
2
(16.17)
В диапазоне низких и средних частот ЛАЧХ представляет собой прямую линию, параллельную оси
частот. С ростом частоты входного сигнала коэффициент усиления падает, начинает проявляться влияние
паразитной емкости. Уменьшение коэффициента усиления с ростом частоты называют спадом. Спад
принято выражать в децибелах на октаву или в децибелах на декаду. Октавой называется изменение
(увеличение или уменьшение) частоты в 2 раза. Декадой называется десятикратное увеличение или
уменьшение частоты.
Рассмотрим спад ЛАЧХ при изменении частоты в высокочастотном диапазоне, причем f2 >f1 >fс.
Изменение коэффициента усиления будет равно:
f
К U  К U (f 2 )  К U (f1)  20 lg К U оу  20; lg 2 
fc
f1
f1
f2
f
 (20 lg К U оу  20 lg )  20 lg  20 lg
 20 lg 1 .
fc
fc
fc
f2
(6.18)
Если f2 = 10f1, то КU= 201g (0,1) = -20 дБ.
Следовательно, коэффициент усиления уменьшается на 20
дБ, то есть в 10 раз. При f2 = 2ft имеем КU =20lg (1/2)=6дБ.
Таким образом, спад 20 дБ/дек соответствует спаду
коэффициента усиления 6 дБ/окт. На рисунке 6.31, а
представлена ЛАЧХ, соответствующая функции (6.18).
Реальная ЛАЧХ ОУ (штриховая линия) несколько
отличается от теоретической характеристики. Разница
между ними на частоте среза составляет около 3 дБ. Однако
145
Рисунок 6.32 – Характеристики ОУ:
а – логарифмическая АЧХ;
б – логарифмическая ФЧХ
для
удобства
анализа
частотных свойств ОУ
аппроксимируют АЧХ прямолинейными отрезками.
Кусочно-линейную аппроксимацию амплитудно- и
фазочастотных характеристик называют диаграммами Боде.
Фазочастотная
характеристика,
соответствующая
функции (6.16), описывается выражением:
  arctg
Рисунок 6.33 – Передаточная
характеристика ОУ
f
fc
(6.19)
и представлена на рисунке 6.31, б.
Она показывает зависимость от частоты фазового сдвига
выходного сигнала относительно входного. Для построения
ФЧХ используется логарифмический масштаб по оси
частот. Реальная логарифмическая ФЧХ (ЛФЧХ)
отличается от аппроксимированной незначительно, и
максимальная погрешность составляет не более 6°. На
частоте среза фазовый сдвиг составляет 45°, а на частоте
10/с (единичного усиления) сдвиг не превышает 90°.
Амплитудные (передаточные) характеристики ОУ представляют собой две кривые,
соответствующие инвертирующему и неинвертирующему входам (рисунок 6.32). Режимам открытого
или закрытого выходного каскада ОУ соответствуют горизонтальные участки характеристики Uвых min
и Uвых.max, близкие к напряжению источников питания.
Наклонный участок кривых соответствует зависимости Uвых =(UBX), угол наклона соответствует
коэффициенту усиления по напряжению.
СХЕМА СДВИГА УРОВНЯ
Усилители на ИМС, собранные по схеме с непосредственной связью между каскадами, по существу,
являются УПТ и должны обеспечить в отсутствие сигнала на входе нулевые напряжения на выходе. В то
же время постоянное коллекторное напряжение на транзисторе предыдущего каскада подается на вход
следующего каскада в виде прямого смещения. Это является причиной появления эмиттерного и
коллекторного токов в транзисторе следующего каскада.
В принципе, проблема может быть решена включением резистора с большим сопротивлением в цепи
эмиттера последующего каскада.
Падение напряжения по постоянному току на этом резисторе является, как известно, обратным
смещением для эмиттерного ри-перехода, и оно может скомпенсировать прямое смещение на переходе
за счет коллекторного напряжения предыдущего каскада.
Недостаток метода в том, что за счет падения напряжения переменной составляющей на этом
резисторе создается ООС, снижающая усиление каскада. Поэтому во многих усилительных ИМС
применяют специальные схемы сдвига уровня.
Таким образом, назначение схем сдвига уровня — компенсация постоянного напряжения
предыдущего каскада при непосредственной связи между каскадами. При этом схема сдвига уровня
должна быть построена так, чтобы переменную составляющую, то есть полезный сигнал, передать на
следующий каскад без ослабления.
Схема сдвига уровня строится по принципу делителя напряжения. При этом верхнее плечо делителя
должно иметь максимальное сопротивление для постоянного тока, с тем, чтобы коэффициент передачи
по постоянному току был близким к нулю, но в то же время минимальное сопротивление для сигнала
переменного тока, чтобы коэффициент передачи делителя по переменному току был близким к
единице.
146
В основу построения схем сдвига уровня
берется эмиттерный повторитель, который
позволяет успешно решать поставленные задачи.
Имея коэффициент передачи переменной
составляющей около единицы, ЭП может
сдвинуть уровень напряжения на определенную
величину. Для стабилизации тока эмиттера IЭ
обычно в качестве нагрузки ЭП берется схема ГСТ.
Рассмотрим схему сдвига уровня (рисунок 6.33).
Эмиттерный повторитель
собран на
транзисторе VT1. В нагрузке включен делитель
напряжения, собранный на резисторе R, и ГСТ
— на транзисторах VТ2 и VT3.
Рисунок 6.33 – Схема сдвига уровня
Так как выходное сопротивление ГСТ составляет сотни килоом, а сопротивление резистора R —
единицы или десятки килоом, то фактически потери полезного сигнала на резисторе R
незначительны. За счет падения напряжения
U = IэR создается дополнительный сдвиг уровня
напряжения.
Благодаря ГСТ обеспечивается стабильный ток 1Э. Недостаток данной схемы — большое
выходное сопротивление за счет сопротивления резистора R, который создает ООС по току.
Для уменьшения выходного сопротивления ставится дополнительный эмиттерный повторитель.
ИНВЕРТИРУЮЩИЕ УСИЛИТЕЛИ (ИНВЕРТОРЫ)
Источником входного сигнала служит генератор UBX, который подключается к инверсному входу
ОУ через резистор Rit играющий роль внутреннего сопротивления генератора (рисунок 6.34).
Напряжение ОС с выхода ОУ через резистор Roc также подается на инверсный вход. Прямой вход ОУ
заземляется.
Проанализировать изображуннею схему нетрудно, если воспользоватлься вышеизложенными
параметрами идеализированного ОУ.
Так как прямой вход заземлен, то и потенциал
инвертирующего входа можно считать практически
равным потенциалу «земли».
Поскольку на самом деле инвертирующий вход ОУ
имеет большое Rвх то такое состояние можно назвать
мнимым заземлением.
Равенство нулю потенциала инвертирующего входа
означает, что падение напряжения на R1 равно UBX, а
падение напряжения на резисторе Roc равно Uвых.
Рисунок 6.34 – Принципиальная схема
Через входную цепь усилителя ток не проходит
инвертирующего усилителя
(RBX.ОУ стремится к бесконечности), поэтому
Iвх =
Iос.
Так как Iвх = UBX/R1 , а Uвых = -RосIос>, то получаем:
К
Uвых
Rос

.
Uвх
R1
(6.20)
Таким образом, коэффициент усиления инвертирующего усилителя определяется отношением
Rос

, а для его расчета не требуется точно знать параметры ОУ, что весьма удобно. Знак «-» в (6.20)
R1
означает лишь то, что фаза напряжения на выходе усилителя противоположна фазе входного
напряжения.
Максимальный коэффициент усиления зависит от предельно допустимого значения
сопротивления резистора Rос, которое определяется из условия линейности режима ОУ (| [Uвых | < Е).
С учетом формулы для коэффициента усиления получим следующее выражение:
147
Uвх

Е
Rос / R1
.
Основной недостаток инвертора состоит в том, что он имеет малое входное сопротивление RBX = Rit
а в усилителях с большим коэффициентом усиления величина R1 обычно небольшая. Этот
недостаток устранен в схеме неинвертирующего усилителя.
СЛОЖЕНИЕ АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ (СУММАТОР)
Для сложения аналоговых сигналов можно использовать инвертирующий усилитель, в котором на
инвертирующий вход ОУ подается несколько напряжений, подлежащих сложению (рисунок 6.35).
Снова обратимся к идеализированным
характеристикам ОУ, то есть будем считать,
что
U+ = U- = 0 и входной ток ОУ
равен нулю.
При этом токи на входе сумматора будут
иметь следующие значения:
I1 
Uвх.1
Uвх .2
; I2 
; Iос  I1  I2.
R1
R2
Рисунок 6.35 – Сумматор на ОУ
(6.21)
а выходное напряжение:
 Rос

Rос
Uвых 
Uвых .1 
Uвх 2 ,
R2
 R1

то есть в рассматриваемом случае Uвых есть инвертированная взвешенная сумма UBX 1 и Uвх 2,
весовые же коэффициенты слагаемых определяются отношением сопротивлений соответствующих
резисторов. При Rt = R2 = R получаем:


 Rос 
Uвых  
 R вх.1  U вх.2   К U вх.1 U вх .2 ,
 R 
(6.22)
а схема, приведенная на рисунке 6.35, превращается в простой сумматор.
Пример. Найти Uвых сумматора, представленного на рисунке 6.35, если UBX.1 = 2 В; UBХ.2 - 3 В, а
сопротивления всех резисторов одинаковы и равны 10 кОм.
 10 
 Uвх.1  Uвх.2   2  3  5В.
 10 
Решение: Uвых  
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Во многих практических случаях требуются усилители
с
дифференциальными
входами.
Такого
типа
дифференциальные усилительные устройства легко можно
создать на базе ОУ. Простейшая схема усилителя с
дифференциальными входами на базе ОУ приведена на
рисунке 6.36.
Выходное напряжение определяется выражением:
R
Uвых  U 2  U1  2 .
R1
Рисунок 6.36 – Простейшая схема ДУ
на ОУ
(6.23)
Недостаток схемы — низкое входное сопротивление.
Для его увеличения применяют повторители. За счет очень
больших входных сопротивлений повторителей эта схема
практически не потребляет ток от источников сигнала.
148
ИНТЕГРАТОР И ДИФФЕРЕНЦИАТОР
Рисунок 6.37 – Интегратор
Если в цепь ОС операционного усилителя между
выходом и входом подключить конденсатор, то получим
схему интегрирующего усилителя (интегратора) (рисунок
6.37).
По-прежнему будем рассматривать ОУ как идеальный. А
это означает, что потенциалы его инверсного и прямого входов
одинаковы, входные же токи равны нулю. В этом случае, как
и для инвертирующего усилителя, получаем: Uвх = Ri;
Uвых = Uc.
Так как ток через конденсатор и напряжение на нем связаны известным соотношением:
Uc 
1
 icdt ,
C
то
Uвых  
1
 Uвхdt.
RC
(6.24)
Знак «-» отражает лишь свойство рассматриваемой схемы изменять фазу выходного напряжения
на 180° по сравнению с входным.
Основные трудности в работе такой схемы связаны с медленными изменениями уровня
постоянного напряжения на входе интегратора и токами утечки конденсатора С. Обе они приводят к
ошибкам в интегрировании, которые оказываются особенно значительными в случае больших
интервалов интегрирования, измеряемых секундами.
Поэтому в схеме интегратора необходимо использовать высококачественные компоненты, в
частности, нельзя применять электролитические конденсаторы, которым присуща большая утечка
заряда.
В схемах перед интегратором и после него необходимо иметь высококачественные ОУ, обращая
особое внимание на неизменность их постоянного выходного напряжения и на величину входногб
сопротивления.
Если в схеме интегратора поменять местами резистор
и
конденсатор,
получим
схему
простейшего
дифференциатора (рисунок 6.38).
Работа дифференциатора анализируется так же, как
интегратора: Uвх=Uс; Uвых=Rосi.
Поэтому с учетом того, что в конденсаторе
 dUвх 
i  C
,
 dt 
Рисунок 6.38 – Дифференциатор на ОУ
получим:
 dUвх 
Uвых  RосС
.
 dt 
(6.25)
149
Так как с уменьшением частоты сопротивление
конденсатора С увеличивается, коэффициент усиления
ОУ оказывается неодинаковым на различных частотах
(на высоких частотах он много больше, чем на низких).
Это приводит к тому, что схема простейшего
дифференциатора становится весьма восприимчивой к
случайным высокочастотным помехам. Более того, она
часто оказывается неустойчивой. Для устранения этого
недостатка
схему
усложняют,
вводя
в
нее
последовательно с конденсатором низкоомный резистор
(сопротивление порядка нескольких десятков ом), что
снижает коэффициент усиления ОУ (рисунок 6.39).
Кроме этого, добавляют конденсатор Сос, который
играет ту же роль, что и Rb — выравнивет частотную
характеристику ОУ.
Рисунок 6.39 – Усовершенствованная
схема дифференциатора
Операционный усилитель используют не только для усиления или выполнения разнообразных
математических операций (суммирования, дифференцирования, интегрирования и др.), но и в качестве
элементов автогенераторов, импульсных и измерительных устройств, источников питания и т. д.
КОМПАРАТОР
Компаратор — это устройство, предназначенное для сравнения входного напряжения с
заданным напряжением (опорным), то есть это аналоговая ИС, предназначенная для сравнения двух
напряжений и выдачи результата сравнения в логической форме: больше или меньше.
Компаратор напряжения (рисунок 6.40.) чувствителен к полярности напряжения, приложенного
между его сигнальными входами. Напряжение на выходе будет иметь высокий уровень ( U1вых ) всякий
раз, когда разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим сигнальными входами
положительна. И наоборот, если разностное напряжение отрицательно, то выходное напряжение
компаратора соответствует логическому нулю ( U 0вых ).
Это правило записывают следующим образом:
U1
при Uвх   Uвх _, или Uвх  0
Uвых   вых
,
0
U
 вых при Uвх   Uвх _, илиUвх 0
(6.26)
При рассмотрении типовых характеристик современных ОУ было установлено, что если в ОУ без
ОС входные напряжения отличаются более чем на 1 мВ, то выходное напряжение достигает
насыщения и оказывается равным +Е при U+ > U- и -Е при U+ < U-.
Это ненужное при усилении входных
напряжений свойство ОУ оказывается
полезным при сравнении напряжений (при
построении компараторов). Если использовать ОУ без ОС (рисунок 6.40),
заземлить его инверсный вход, а на
прямой
вход
подать,
например,
гармоническое
напряжение,
то
при
прохождении последнего через нуль
напряжение на выходе ОУ будет скачком
изменяться от -Е до +Е и наоборот.
Рисунок 6.40 – Компаратор и временные диаграммы
Переход Uвых из одного состояния в
его работы
другое показывает, когда и в каком направлении Uвх пересекает опорный
уровень напряжения.
Опорное напряжение можно подавать и на прямой вход. При этом работа компаратора
принципиально не изменится, меняется только полярность выходного напряжения.
Промышленностью выпускается большое число специально спроектированных устройств
(компараторов):
 общего применения (К521СА2, К521СА5, К554СА2);
150
прецизионные (К521САЗ, К597САЗ);
быстродействующие (К597СА1, К597СА2);
специализированные (К521СА1, К521СА4, К1121СА1).
Основными параметрами компараторов являются: чувствительность; точность, с которой
компаратор может различить входной и опорный сигнал, быстродействие; нагрузочная способность.
Компараторы используются в самых различных областях: для сравнения уровня сигнала с
пороговым значением; для получения прямоугольных сигналов из треугольных; в усилителях класса D;
при импульсно-кодовой модуляции; для переключения источников питания и т. д.



ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АКТИВНЫХ ЯС-ФИЛЬТРАХ
ARC-фильтры (активные RC-фильтры) — это фильтры, использующие для формирования
частотной характеристики заданного вида как пассивные (в основном R и С), так и активные
(усилительные) элементы.
Применение усилительных элементов выгодно отличает активные фильтры от фильтров на
пассивных элементах. К преимуществам активных фильтров в первую очередь следует отнести:
 способность усиливать сигнал, лежащий в полосе их пропускания;
 возможность отказаться от применения таких нетехнологичных элементов, как индуктивности,
использование которых несовместимо с методами интегральной технологии;
 легкость настройки;
 малые масса и объем, которые слабо зависят от полосы пропускания, что особенно важно при
разработке устройств, работающих в низкочастотной области;
 простота каскадного включения при построении фильтров высоких порядков.
Вместе с тем данному классу устройств свойственны недостатки, в некоторой степени
ограничивающие область их применения: невозможность использования в силовых цепях, например, в
качестве фильтров выпрямителя; необходимость источника, предназначенного для питания усилителя;
ограниченный частотный диапазон, определяемый собственными частотными свойствами
используемых усилителей.
Несмотря на перечисленные недостатки, АRC - фильтры находят широкое применение в аппаратуре
связи. Существует большое количество схемных реализаций ЛйС-фильтров. Среди них большое
применение получили звенья, содержащие ОУ.
Частотный диапазон, в котором могут использоваться АRС - фильтры, определяется частотными
свойствами используемых усилителей. Быстрое совершенствование технологии производства и качества
ОУ, снижение потребляемой ими мощности и уровня собственных шумов обусловливает
преимущественное применение ЛЯС-фильтров в перспективной аппаратуре.
В аппаратуре связи применяют ARС – фильтры различных порядков. Так, если для фильтра 1-го
порядка скорость спада АЧХ составляет 20 дБ/дек, то для фильтра 2-го порядка — 40 дБ/дек, а для 3го порядка — 60 дБ/дек и т. д. Таким образом, с увеличением частоты в 10 раз коэффициент
усиления КU уменьшается на 20 дБ.
На каждый порядок фильтра в реальной схеме ARC-фильтра обычно приходится один конденсатор.
При практической реализации ARC - филътра следует помнить, что возрастание порядка фильтра
приближает его АЧХ к идеальной, но при этом затрудняется настройка фильтра и ухудшается
стабильность его параметров. Максимальная добротность ARС - фильтра в области НЧ обычно не
превышает 100.
Широко применяются ARС - фильтры на основе источника напряжения, управляемого напряжением
(ИНУН).
На рисунке 6.41 приведена принципиальная схема простейшего активного ФНЧ на ИНУН 1-го
порядка.
Такой ARС - фильтр состоит из пассивного RС-фильтра и изолирующего (буферного) каскада на
ОУ с большим RBX и малым Rвых.
В полосе пропускания коэффициент передачи фильтра КUo = 1, а спад его составляет 20 дБ/дек
(как в однозвенной RC-цепи).
Преимущество фильтра на ИНУН состоит в отсутствии влияния нагрузки на его АЧХ, что
обеспечивает постоянство параметров фильтра при изменении Rir
В активных фильтрах более высоких порядков ИНУН (ОУ) охватывается частотно-избирательной
положительной ОС.
151
Для получения ARС-фильтров более высоких порядков
следует использовать последовательное включение фильтров 1го и 2-го порядков.
Так, последовательное (каскадное) включение фильтров 1-го
и 2-го порядков дает фильтр 3-го порядка, последовательное
включение двух фильтров 2-го порядка - фильтр 4-го порядка,
и т. д.
Помимо ФНЧ и ФВЧ на ИНУН могут быть выполнены
полосозаграждающие и полосопропускащие ARС - фильтры.
На рисунке 6.42, а приведена принципиальная схема
полосопропускающего активного фильтра с мостом Вина.
Рисунок 6.41 – Принципиальная
схема простейшего ФНЧ на
ИНУН 1-го порядка
Здесь мост Вина (рисунок 6.42, б), состоящий из резисторов R{, R2 и конденсаторов С), С2,
включен в цепь ПОС ОУ. При частоте сигнала, равной 0, по цепи ПОС поступает на вход ОУ
максимальное напряжение обратной связи. Следовательно, на этой частоте имеет место максимальное
Uвых. При отклонении частоты сигнала от 0 напряжение ПОС будет уменьшаться. В результате Uвых
ARC - филътра будет становиться меньше и сформируется АЧХ, показанная на рисунке 6.42, в.
Для успешного функционирования рассматриваемого фильтра необходимо, чтобы глубина ООС
была больше глубины ПОС. Таким образом, серьезным недостатком полосопропускающего
ARС - фильтра с мостом Вина является возможность самовозбуждения, что вообще свойственно
устройствам с ПОС.
Как и фильтры на пассивных элементах, активные фильтры классифицируются на:
 фильтры нижних частот (ФНЧ), пропускающие сигналы с частотой от  до некоторого ср;
 фильтры верхних частот (ФВЧ), пропускающие сигналы с частотой от =ср до ;
 полосовые фильтры (ПФ), пропускающие сигналы в диапазоне частот от 1 =до2;
 режекторные (заградительные) фильтры — не пропускающие сигналы в узком
диапазоне частот от 1 =до2.
Следует отметить, что основным
параметром фильтра является его
полоса пропускания. Как и в
усилителях, она определяется по
уровню
падения
коэффициента
передачи в 1,41 раза (на 3 дБ).
Для решения конкретных задач в
настоящее
время
разработано
множество разнообразных
ARС
- фильтров. Наиболее известными из
них являются фильтры Чебышева,
Баттерворта и Бесселя.
В отличие от пассивных ARС фильтры
обеспечивают
более
качественное
разделение
полос
Рисунок 6.42 – принципиальная схема полосопропускающего
пропускания и затухания. В них
активного фильтра с мостом Вина
сравнительно просто можно регулировать неравномерности ЧХ в
области пропускания и затухания, не
предъявляется жестких требований к
согласованию нагрузки с фильтром.
Все эти преимущества активных фильтров обеспечили им самое широкое применение.
ВЫВОДЫ:
1. Основные узлы, построенные на базе ОУ, в настоящее время находят широкое применение при
разработке различных аналоговых и импульсных электронных устройств. Объясняется это тем,
что, введя в цепи прямой и обратной передачи его (ОУ) различные линейные и нелинейные
устройства, можно направленно синтезировать узлы с требуемым алгоритмом преобразования
входного сигнала.
2. Поскольку все операции, выполняемые при помощи ОУ, могут иметь нормированную
152
погрешность, то к его характеристикам предъявляются определенные требования. Требования
эти в основном сводятся к тому, чтобы ОУ как можно ближе соответствовал идеальному
источнику напряжения, управляемому напряжением с бесконечно большим коэффициентом
усиления. А это значит, что: RBX должно быть равно бесконечности (следовательно, входной
ток равен нулю); Rвых должно быть равно нулю, следовательно, нагрузка не должна влиять на
выходное напряжение; частотный диапазон должен простираться от постоянного напряжения до
очень высокой частоты.
3. В настоящее время ОУ выполняют роль многофункциональных узлов при реализации
разнообразных устройств электроники различного назначения.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:
1. Каковы основные требования, предъявляемые к ОУ?
2. Чем отличаются передаточные характеристики ОУ по инвертирующему и неинвертирующему
входам?
3. Каковы пути повышения входного сопротивления ОУ?
4. Как добиваются получения минимального выходного сопротивления ОУ?
5. Какой вид имеет ЛАЧХ стандартного ОУ?
6. Какова природа протекания входного тока ОУ?
7. Зачем во входном каскаде ОУ используют ДУ?
8. Что такое частота единичного усиления ОУ?
9. Объясните, с какой целью в ОУ используют схемы ГСТ и сдвига уровня.
10. С чем связаны ошибки интегрирования сигнала в ОУ?
11. Объясните схемы реализации инвертора, интегратора и сумматора на базе ОУ.
12. Поясните основные достоинства ARС-фильтров.
13. Как соотносится порядок ARC - филътра. со спадом ЛАЧХ ОУ?
2.7 ГЕНЕРАТОРЫ
Генераторы являются одними из наиболее важных и незаменимых элементов различных устройств.
Генераторы используются при измерениях в аппаратуре связи, автоматике и телемеханике. В зависимости от условий работы к генераторам предъявляются разные требования в отношении
стабильности частоты, амплитуда и формы колебаний. Генераторы, которые должны обеспечивать!
относительную нестабильность частоты не хуже 1 10-6, делают с кварцевой стабилизацией частоты. В
этих генераторах кварцевый резонатор определяет все основные параметры. Кварцевые генераторы
являются сложными устройствами. Если стабильность частоты не столь важна, то генераторы
выполняются с параметрической стабилизацией.
В аппаратуре находят применение генераторы гармонически! колебаний, импульсные генераторы
и управляемые генераторы. Все они могут быть с фиксированной и перестраиваемой частотой.
Генераторы с перестраиваемой частотой имеют, значительно более широкие возможности. Однако они
конструктивно сложнее. Изменение частоты осуществляется за счет изменения номиналов элементов R
и С. В качестве переменного сопротивления можно использовать полевой транзистор.
Генераторы гармонических колебаний являются одними из наиболее важных и незаменимых
элементов различных устройств. Генераторы используются при измерениях в аппаратуре связи,
автоматике, телемеханике.
В качестве активного элемента в генераторах применяются усилительные каскады и устройства с
отрицательным дифференциальным сопротивлением. Фазосдвигающие цепи построены на RC- и
RLС-элементах. На частотах выше 100 кГц используют в основном LRC-элементы, а на частотах
ниже 20 кГц — генераторы на RС-элементах.
В аппаратуре находят применение генераторы с фиксированной и с перестраиваемой частотой.
Генераторы с перестраиваемой частотой имеют большие возможности. Однако они конструктивно сложнее. Изменение частоты осуществляется за счет изменения номиналов R и С элементов. В качестве
переменного сопротивления можно использовать полевой транзистор. Во всех генераторах частотнозависимые цепи стоят в цепи положительной обратной связи.
В существующих схемах генераторов могут появляться два вида искажений формы сигнала. Вопервых, искажения, возникающие за счет нелинейной схемы стабилизации амплитуды колебаний.
Во-вторых, за счет нелинейности характеристики транзистора.
153
Колебания на выходе различных устройств имеют место только в том случае, когда на их входы
подаются определенные сигналы. Колебания, вызываемые внешними воздействиями, называется
вынужденными. Форма вынужденных колебаний и такие их основные параметры, как амплитуда и
частота колебаний, зависят как от особенностей данного устройства, так и от характера и
параметров входных сигналов.
В отличие от вынужденных колебаний колебания, самостоятельно возникающие, называются
автоколебаниями, а устройства, в которых они возникают, — автоколебательными. Такими устройствами являются генераторы колебаний, которые нередко называют автогенераторами.
Автоколебания обладают следующими основными особенностями: возникают они не за счет
воздействия внешнего сигнала, а благодаря наличию некоторых особенных свойств системы;
форма возникающих колебаний, их амплитуда «частота также определяются свойствами самой
системы; возникающие автоколебания, например напряжение на контуре генератора, обладают
определенной энергией.
Следовательно, в состав автоколебательной системы должен входить источник энергии, за
счет расхода которой поддерживаются колебания. В большинстве случаев в автогенераторах используются источники энергии постоянного тока.
Автоколебательные системы встречаются во многих областях техники и природы. К их числу
относятся часы, автомобиль и др. Нередко автоколебания оказываются нежелательными и условия их
возникновения изучаются для того, чтобы предотвратить их появление. К числу таких явлений
относятся: самовозбуждение усилителей; автоколебания систем автоматического регулирования
мостов, крыльев самолета, колес автомашин и самолетов и др.
На рисунке 7.1, а показана электрическая простейшая схема генератора с колебательным
контуром. Прежде всего, остановимся на качественном объяснении процессов, происходящих в
схеме. В большинстве случаев источником возникновения автоколебаний в генераторах являются
флуктуации, всегда имеющие место в элементах реальной схемы. Так, ток, протекающий через
активный элемент (полевой транзистор), флуктуирует из-за наличия изменений в транзисторе. Из-за
этих изменений во всех элементах схемы случайным образом меняются напряжение и токи.
Предположим, что такие флуктуации появились в затворе транзистора. Они вызовут появление
переменной составляющей в токе стока. Этот ток создает на контуре напряжение с частотой, определяемой элементами L и С. Колебания в контуре трансформируются в затвор. Если эти колебания
совпадут по фазе с первоначальными колебаниями, то образуются суммарные колебания большей
амплитуды. Большие колебания вызовут большое изменение тока стока, что приведет к
образованию еще большего напряжения на контуре и, как следствие, еще большее напряжение на
затворе. В итоге процесс самовозбуждения колебаний будет развиваться, амплитуда колебаний будет
возрастать. Очевидно, это имеет место, если коэффициент передачи напряжения по замкнутой цепи
генератора больше единицы (К> 1).
Нарастание колебаний происходит до тех пор, пока из-за нелинейности усиления
коэффициент К не уменьшится до единицы (К = 1). При этом установится стационарный
динамический режим, которому соответствует определенная амплитуда колебаний.
При математическом описании процессов, происходящих в схеме генератора, и условий
возникновения колебаний принимаются два условия: условие баланса амплитуд, условие баланса
фаз. По первому условию в стационарном режиме значение коэффициента передачи по замкнутому
контуру генератора равно единице. По второму условию — колебания в цепи замкнутого контура
должны совпадать по фазе.
Поскольку практически невозможно рассмотреть все типы генераторов мы ограничимся лишь
несколькими схемами, которые наиболее широко распространены. Теорию генераторов в рамках
этого курса рассмотреть невозможно. Устойчивые колебания возникают при наличии
положительной обратной связи, которая реализуется для коэффициента передачи больше единицы,
а полный фазовый сдвиг равен нулю.
154
Рисунок 7.1 – Схемы генераторов гармонических колебаний:
a — схема генератора на колебательном контуре;
б — схема генератора на фазо-сдвигающей СЛ-цепи;
в — АЧХ и ФЧХ; г — схема генератора на мосте Вина;
д - АЧХ и ФЧХ; е — схема генератора на СЛ-фильтре;
ж — схема генератора на RС-фильтре;
з — схема генератора на двойном Т - образном мосте;
и — транзисторная схема генератора инфранизких частот на фильтре Вина
Генератор с фазосдвигающей RC - цепью показан на рисунке 7.1, б. Частотная и фазовая
характеристики представлены на рисунке 7.1, в. На частоте wK фаза колебаний становится равной ,
при этом амплитуда на резисторе R{ уменьшается до значения 1/29. Поэтому для возникновения
колебаний необходимо иметь коэффициент передачи операционного усилителя (ОУ) К = 29. Частота
колебаний
F= 1/(2RC60,5).
Если в этой схеме поменять местами R и С, то частота определяется выражением
F=60,5/(2nRC).
При этом коэффициент передачи ОУ К= R2/R1 = 18,4.
Недостатком этого генератора является большое количество элементов в цепи положительной
обратной связи (ОС). Он трудно перестраивается.
В генераторе на мосте Вина квазирезонансная RC-цепь настраивается на частоту
= 1/(R1 R2С1 С2)0,5.
Коэффициент передачи ОУ К= R2/R1 = 3 (рисунок 7.1, г, д).
На рисунке 7.1, е, ж изображены схемы генераторов, у которых ОУ имеет коэффициент
передачи, равный единице. Особенности этих схем в том, что пассивная RC-цепь имеет
коэффициент передачи К= 30/29 > 1, а резонансная частота определяется выражением
= 60,5/(RС).
155
На рисунке 7.1, з изображена схема, где генератор собран на одном транзисторе, в цепь
обратной связи которого включен двойной Т – мост. В зависимости от параметров моста схема
формирует колебания с частотой от 20 Гц до 20 кГц. Частоту можно регулировать резистором
R:
=1,610 4 / RC,
где R – сопротивление, Ом; С – емкость, мкФ;  - частота, Гц. На рисунке 7.1, и показана
схема генератора инфранизких частот. Амплитуда колебаний равна 12 В, частота – 1Гц.
Обратная связь построена на мосте Вина. Схема (рисунок 7.2, а) имеет генератор на двух
Рисунок 7.2 – генераторы, перестраиваемые и на туннельных эквивалентах:
а – генератор на эквиваленте туннельного диода;
б – ВАХ схемы на полевых транзисторах;
в – перестраиваемый генератор низкочастотных колебаний;
г – генератор высокочастотных колебаний на емкостной трехточке;
д – генератор с кварцевым резонатором
156
полевых транзисторах, которые образуют устройство, которое имеет характеристику с
дифференциальным отрицательным сопротивлением (рисунок 7.2, б). Для установки рабочей точки
служит потенциометр. Выходной сигнал с амплитудой 1 В имеет частоту 1кГц. Генератор (рисунок
7.2, в) формирует сигналы с частотой от 20 Гц до 200 кГц. Это достигается переключением
конденсаторов в цепи обратной связи. Выходное напряжение — 1 В. Коэффициент гармоник
составляет 0,5 %. Терморезистор осуществляет автоматическую регулировку амплитуды колебаний и
уменьшает нелинейные искажения.
Для получения сигналов на более высоких частотах существуют схемы на LC-элементах
(рисунок 7.2, г). Выходной сигнал с амплитудой 1 В имеет частоту 10 МГц. В схеме (рисунок 7.2, д)
применяется кварц для стабилизации частоты.
За счет изменения номиналов конденсаторов можно менять в небольших пределах частоту
выходного сигнала (таблица 7.1). Стабильность частоты равна 1 10-6.
Таблица 7.1
, МГц
3...6
6...15
15...30
С1 , пФ
560
560
200
С2, пФ
470
220
100
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:
1. Какое назначение генераторов гармонических колебаний?
2. Какие существуют способы стабилизации частоты?
3. Какой принцип работы генератора с фазосдвигающей цепью?
4. Какой принцип работы генератора с мостом Вина?
5. Какой принцип работы генератора на двойном Т - образном мосте?
6. Какой принцип работы генератора с элементом, имеющим участок
ВАХ с отрицательным дифференциальным сопротивлением?
7. Какой принцип построения перестраиваемого генератора?
8. Какой принцип работы генератора на колебательном контуре?
9. Какой принцип работы генератора с кварцевой стабилизацией?
2.7 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Еще в ламповый период развития электроники большое внимание уделялось уменьшению
габаритных размеров, массы, потребляемой электроэнергии, повышению надежности электронных
приборов.
Создание в 1948 г. транзисторов и последовавшее затем широкое внедрение различных
полупроводниковых приборов в электронную аппаратуру были огромным шагом вперед на пути развития
электроники.
Однако аппаратура продолжала усложняться, появились устройства, содержащие сотни тысяч
электронных полупроводниковых элементов, поэтому габаритные размеры, масса, потребляемая
мощность возрастали, а надежность уменьшалась. Потребовались новые решения конструктивнотехнологических, схемотехнических, физических проблем.
Эти решения привели к созданию новой отрасли электроники — микроэлектроники, которая
охватывает проблемы разработки и применения новых электронных приборов — интегральных
микросхем (ИМС).
Таким образом, микроэлектроника — это область электроники, занимающаяся созданием
функциональных электронных узлов, блоков и устройств в микроминиатюрном интегральном
исполнении. Ход развития электроники был предопределен резким увеличением функций,
выполняемых РЭА, и повышением требований к ее надежности.
ИМС становятся основной элементной базой в технике связи, в космической электронике и
особенно в ЭВМ.
Интегральная микросхема — это микроэлектронное изделие, выполняющее определенную
функцию преобразования, обработки сигнала и (или) накапливания информации и имеющее высокую
плотность упаковки электрически соединенных элементов (элементов и компонентов) и (или)
157
кристаллов, которое с точки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое (ГОСТ 17021-88).
Таким образом, исходя из определения, ИМС обладает следующими особенностями:
1. Состоит из множества элементов и выполняет определенную функцию: усиление, генерацию,
выпрямление, выполнение отдельных логических операций или нескольких функций.
2. Элементы ИМС не являются дискретными: диоды, транзисторы, конденсаторы, резисторы и
соединяющие их элементы составляют единое целое.
3. Все элементы ИМС заключены в один герметический корпус с выводами наРУХУ.
Необходимо отметить, что основным новшеством при создании ИМС стала не элементная база
(транзисторы, диоды, резисторы, конденсаторы и т. д.), а сам принцип создания и соединения
существовавших элементов.
ИМС могут быть классифицированы по нескольким признакам.
1. Конструктивно-технологическому, то есть в зависимости от технологии и материалов при
изготовлении: полупроводниковые, пленочные, гибридные.
2. По степени интеграции: малые (МИС), средние (СИС), большие (БИС), сверх большие (СБИС).
3. По функциональному принципу, то есть в зависимости от функции, выполняемой схемой, —
генерация, усиление, логические операции и т. д.: аналоговые ИС, цифровые ИС.
4. По физическому принципу различают два класса полупроводниковых ИС: биполярные ИС,
МДП ИС.
Полупроводниковая микросхема — это такая микросхема, в которой все элементы и
межэлементные соединения выполнены в объеме и на поверхности полупроводникового материала.
В теле полупроводникового материала создают слои резисторов и структуры транзисторов,
выполняющие заданные электронные функции.
Полупроводниковые ИС (ПИС) наиболее распространены на практике и перспективны, так как
позволяют создавать надежные и достаточно сложные в функциональном отношении электронные
устройства малых размеров при незначительной их стоимости.
Характерной особенностью ПИС является отсутствие среди ее элементов катушки индуктивности и
тем более трансформатора. Это объясняется тем, что до сих пор не удалось использовать в твердом теле
какие-либо физические явления, эквивалентные электромагнитной индукции. Поэтому при разработке
ИС стараются реализовать необходимую функцию без использования индуктивных элементов или
«навешивают» эти элементы.
В качестве резисторов и конденсаторов в ПИС используют соответственно сопротивление и
зарядную емкость Сзар pn - перехода, что позволяет обеспечить единый технологический цикл
изготовления структур транзисторов, диодов и конденсаторов при производстве полупроводниковых ИС.
В большинстве полупроводниковых ИС элементы располагаются в тонком (толщина 0,5-10 мкм)
приповерхностном слое полупроводника. Так как удельное сопротивление полупроводника невелико
(1-10 Ом), а элементы должны быть изолированы друг от друга, необходимы специальные
изолирующие области.
Основной элемент биполярных ИС — ири-транзистор, а в МДП ИС — МДП-транзистор с
индуцированным каналом.
Все остальные элементы схемы (диоды, резисторы и конденсаторы) изготавливают на базе
основного элемента и одновременно с ним.
Пленочная микросхема — это такая микросхема, все элементы и межэлементные соединения
которой выполнены только в виде проводящих пленок и диэлектрических материалов.
В настоящее время существуют два класса пленочных микросхем:
 тонкопленочные;
 толстопленочные.
Все элементы ИС (кроме активных) наносят на диэлектрическую пластину (подложку) в виде
поликристаллических или аморфных слоев (пленок), выполняющих заданные функции пассивных
элементов. Полученную ИС при необходимости помещают в корпус с внешними выводами.
Различие между тонкопленочными и толстопленочными микросхемами может быть
количественным и качественным. К тонкопленочньм (условно) относят ИМС с толщиной пленок
менее 1 мкм, а к толстопленочным — более 1 мкм.
Деление пленочных ИС обусловлено не столько толщиной пленок, сколько методом их нанесения в
процессе создания пассивных элементов. Пассивные элементы тонкопленочных схем наносят на
подложку преимущественно с использованием термовакуумного распыления и катодного осаждения, а
158
пассивные элементы толстопленочных схем получают нанесением и вжиганием проводящих и
резистивных паст.
Активные элементы (диоды и транзисторы) «навешивают» на пленочную схему, в результате чего
получают смешанную (плепочно-дискретную) ИС, которую называют гибридной.
Частным случаем гибридной ИС является многокристальная ИС, содержащая в качестве
компонентов несколько бескорпусных полупроводниковых схем на одной подложке. Наиболее
распространены в настоящее время полупроводниковые и гибридные ИС.
Число элементов в данной ИС характеризует ее степень интеграции.
Степень интеграции — это функциональная сложность ИС, то есть число элементов, чаще
всего транзисторов, входящих в состав интегральной схемы.
В соответствии со степенью интеграции все интегральные схемы условно делятся на:
 малые (МИС), до 102 элементов на кристалл;
 средние (СИС), до 103 элементов на кристалл;
 большие (БИС), до 104 элементов на кристалл;
 сверхбольшие (СБИС), до 106 элементов на кристалл;
 ультрабольшие (УБИС), до 109 элементов на кристалл;
 гигабольшие (ГБИС), более 109 элементов на кристалл.
Иногда степень интеграции определяют величиной
K = lgN,
(8.1)
где N — число элементов, входящих в ИС.
Значение К определяется до ближайшего целого числа в сторону увеличения.
Например, ИС первой степени интеграции (К= 1) содержит до 10 элементов, второй степени
интеграции (К = 2) — от 10 до 100, третьей степени интеграции (К = 3) - от 100 до 1000, и т. д.
Создание БИС явилось новым шагом в электронике, БИС содержат более 1000 элементов и
являются сложными функциональными устройствами.
По функциональному назначению интегральные микросхемы делятся на аналоговые и цифровые.
Цифровая интегральная микросхема (ЦИМ) — это микросхема, предназначенная для
преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции (например,
выраженные в двоичном или другом цифровом коде).
Цифровые ИС представляют собой множество транзисторных ключей, обладающих двумя
устойчивыми состояниями (разомкнутым и замкнутым).
Частным случаем ЦИМ является логическая микросхема, выполняющая операции с двоичным
кодом, которые описываются логической алгеброй и реализуют такие функции, как И, ИЛИ, НЕ и др.
Аналоговая интегральная микросхема (АИМ) — это микросхема, предназначенная для
преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции.
Из изложенной выше классификации ИС по степени интеграции, в зависимости от типа ИС
(аналоговая или цифровая) и класса транзисторов (биполярный или полевой) следует, что применение
цифровых методов обработки информации способствует более эффективному решению вопроса
микроминиатюризации электронных средств.
Однако применение цифровых методов не всегда возможно. Так, при разработке конкретного
электронного устройства к нему могут предъявляться требования, выполнение которых методами
цифровой электроники будет неоптимальным, например, с точки зрения стоимости или других
показателей, или вообще недостижимым. В первую очередь это касается требуемого быстродействия и точности электронного устройства.
Поэтому поиск оптимального решения должен базироваться на использовании всего набора
имеющихся электронных устройств: аналоговой, цифровой и импульсной электроники.
Одновременно с понятием БИС в ГОСТ 17021-88 присутствуют два термина: БИС и базовый
комплект БИС. Это обстоятельство вызвано необходимостью совместной комплексной разработки и
применения БИС, представляющих собой узлы и блоки радиоэлектронной аппаратуры.
Большие интегральные микросхемы (БИС), составляющие комплект, хотя и выполняют
различные функции, но совместимы по конструктивному исполнению и электрическим параметрам.
Они позволяют использовать при построении микроэлектронной аппаратуры общие «архитектурные»
приемы.
Базовый комплект БИС — это минимальный состав комплекта БИС, необходимый для решения
определенного круга аппаратурных задач.
159
В настоящее время наряду с разработкой микросхем общего назначения широкое распространение
получило создание сложных микросхем, в разработке и организации производства которых принимает
участие как предприятие – заказчик, так и предприятие – изготовитель.
Таким образом, ИМС можно разделить на микросхемы общего назначения, полузаказные и
заказные.
Заказная ИМС – это микросхема, разработанная на основе стандартных и (или) специально
созданных элементов и узлов по функциональной схеме заказчика и предприятия и предприятия для
определенной радиоэлектронной аппаратуры.
Полузаказная ИМС – микросхема, разработанная на основе базовых (в том числе матричных)
кристаллов и предназначенная для определенной радиоэлектронной аппаратуры.
ИМС общего назначения — микросхема определенного функционального назначения,
предназначенная для различных видов радиоэлектронной аппаратуры.
Микросхема, имеющая время задержки распространения сигнала 2,5 не или нижнюю границу
рабочего диапазона тактовых частот не менее 300 МГц, называется сверхскоростной ИМС
(ССИС).
ЭЛЕМЕНТЫ КОНСТРУКЦИИ МИКРОСХЕМ
Рассмотрим некоторые общие и специальные термины, встречающиеся при опи сании
конструкций микросхем.
Корпус — часть конструкции интегральной микросхемы, предназначенная для защиты ИМС от
внешних воздействий и для соединения с внешними электрическими цепями посредством
выводов.
Типы и размеры корпусов ИМС, расположение и число их выводов стандартизированы.
Подложка — заготовка из диэлектрического материала, предназначенная для нанесения на нее
элементов гибридных и пленочных ИМС, межэлементных и (или) межкомпонентных
соединений, а также контактных площадок.
Плата — часть подложки (или вся подложка) гибридной интегральной схемы, на поверхности
которой нанесены пленочные элементы микросхемы, межэлементные и межкомпонентные
соединения и контактные площадки.
Полупроводниковая
пластина
—
заготовка
из
полупроводникового
материала,
предназначенная для изготовления полупроводниковых интегральных мик росхем.
Кристалл — часть пластины, в объеме и на поверхности которой сформированы элементы
полупроводниковой микросхемы, межэлементные соединения и контактные площадки.
Контактная подложка — металлизированный участок на плате или кристалле или на корпусе
ИМС, служащий для соединения выводов компонентов и кристаллов, а также для контроля ее
электрических параметров и режимов.
Бескорпусная интегральная микросхема — кристалл микросхемы, предназначенный для
монтажа в гибридную интегральную микросхему.
Если в обычной микросхеме корпус служит для защиты от внешних воздействий, то
бескорпусная ИМС такой собственной защиты (по крайней мере, от механических
воздействий) не имеет.
Для соединения с внешними электрическими цепями бескорпусная интегральная микросхема
имеет собственные выводы, а ее полная защита обеспечивается корпусом устройства, в которое
эта микросхема установлена.
Вывод бескорпуспой интегральной микросхемы — проводник, соединенный электрически с
контактной площадкой кристалла или механически с его поверхностью.
Главным назначением вывода является обеспечение электрического контакта одной из
цепей ИМ С при ее соединении с внешними электрическими цепями. По выводам от
бескорпусной ИМС отводится часть тепла.
СИСТЕМА ОБОЗНАЧЕНИЙ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
Первый элемент — цифра, соответствующая конструктивно-технологической группе:
 полупроводниковые — 1, 5, 6, 7 — бескорпусная;
 гибридные — 2, 4, 8;
 прочие — 3 (пленочные, вакуумные, керамические).
Второй элемент — две-три цифры, обозначающие порядковый номер разработки данной
серии микросхем.
160
Первый и второй элементы составляют номер серии.
Третий элемент — две буквы, обозначающие функциональную классификацию, при этом
существует 19 подгрупп:
 первая буква — подгруппа микросхемы;
 вторая буква — вид микросхемы.
Четвертый элемент — порядковый номер разработки микросхемы в данной серии по
функциональному признаку (может быть несколько цифр).
Пример. 1533ЛАЗ:
 1 — полупроводниковая;
 533 — порядковый номер разработки данной серии;
 1533 - серия ИМС;
 ЛА — логический элемент И-НЕ;
 3 — порядковый номер разработки ИМС в данной серии по функциональному признаку.
«К» в начале условного обозначения означает «микросхема широкого приме нения». После
буквы «К» стоят буквы, обозначающие материал и тип корпуса, например «КР531».
Обозначения типов корпусов:
 А — пластмассовый (4);
 Р — пластмассовый (2);
 Б — бескорпусная;
 Н — керамический;
 Е — металлополимерный (2);
 С — стеклокерамический (2);
 И — стеклокерамический (4);
 Ф — пластмассовый микрокорпус;
 М — металлокерамический (2).
В соответствии с ГОСТ принято пять типов корпусов.
В конце условного обозначения буквенные индексы (А-Я) выражают отличие ИМС данного типа по
числовому значению одного или нескольких параметров.
Примеры. К140УД8А, К140УД8Б:
 К — ИМС широкого применения;
 1 — полупроводниковая;
 40 — порядковый номер разработки данной серии;
 УД — усилитель операционный;
 8 — порядковый номер разработки в данной серии по функциональному признаку;
 А (Б) — отличие по параметру;
 140 - серия ИМС.
Применение ИС вместо дискретных элементов в качестве базы РЭА дает значительные
преимущества по надежности, габаритам, стоимости и другим показателям.
Это связано с тем, что при использовании ИС отпадает необходимость в многочисленных паяных
соединениях (основной фактор снижения надежности), резко сокращаются габариты и масса
электронных устройств (благодаря отсутствию корпусов и внешних выводов у каждого элемента ИС),
существенно снижается их стоимость за счет исключения множества сборочных и монтажных
операций.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:
1. Какими особенностями обладает ИМС?
2. По каким признакам производится классификация ИМС?
3. В чем отличие полузаказной ИМС от заказной?
4. Назовите все элементы конструкции ИМС.
5. В чем отличие гибридной и пленочной ИМС?
6. Дайте определение базового комплекта БИС.
7. Дайте определение степени интеграции.
8. Какие элементы системы обозначений ИМС составляют номер серии?
2.8 СХЕМОТЕХНИКА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТОВ
161
На начальном этапе развития цифровой электроники было разработано большое количество
всевозможных схемотехнических решений, реализующих основные логические операции. Однако
широкое применение на практике получили только некоторые из них.
Эти элементы наилучшим образом сочетают ряд важных как для потребителя, так и для
изготовителя характеристик.
В настоящее время при разработке интегральных схем (ИС) наибольшее распространение получили
следующие базовые логические элементы: диодно-транзисторная логика (ДТЛ); эмиттерно-связанная
логика (ЭСЛ); интегрально-инжекционная логика (ИИЛ, или И2Л); логика на однотипных полевых
транзисторах (n - МОП и р - МОП); логика на комплементарных полевых транзисторах (КМОП).
Первые три типа элементов используют биполярные транзисторы, последние два — полевые.
Распространение нескольких типов логики, выполняющих одни и те же логические функции,
объясняется различием их основных характеристик, что в зависимости от технических требований и
условий эксплуатации позволяет строить электронные устройства с необходимыми параметрами.
Самыми распространенными на сегодняшний день являются ИС, реализующие ТТЛ и ее
разновидности. Этот тип интегральных схем, судя по прогнозам специалистов, останется наиболее
массовым и в ближайшем будущем.
Интегральные схемы данного типа обладают средним быстродействием (= 20-50 МГц) и
средней потребляемой мощностью.
Интегральные схемы, реализующие ЭСЛ, являются наиболее быстродействующими, но мощность,
потребляемая этими элементами, превышает мощность элементов ТТЛ. Однако гибкость
схемотехнических решений ЭСЛ позволяет достаточно просто реализовать сложные логические
функции.
Базовые элементы ИИЛ (И2Л) были разработаны специально для использования в БИС. Их
отличает высокая, недоступная для ТТЛ и ЭСЛ степень интеграции, пониженное напряжение питания,
простота согласования с элементами ТТЛ и возможность регулировать в широких пределах
быстродействие путем изменения потребляемой мощности.
Особенностью интегральных схем, выполненных на полевых транзисторах, является малая
потребляемая мощность. Однако по быстродействию эти элементы пока уступают логике на биполярных
транзисторах. Интегральные схемы на полевых транзисторах также обладают высокой
помехоустойчивостью. В сравнении с биполярными полевые транзисторы имеют меньшие размеры и
проще в изготовлении, что позволяет разместить на единице площади кристалла больше элементов.
В соответствии с перечисленными особенностями область применения логики на полевых
транзисторах ограничивается функционально сложными устройствами невысокого быстродействия и
малого токопотребления. Прогнозы показывают, что по мере совершенствования технологии
изготовления, направленной на повышение быстродействия, этот класс интегральных схем постепенно
станет массовым. В первую очередь это касается интегральных схем КМОП.
ПАРАМЕТРЫ ЦИФРОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
Логические и схемотехнические возможности базовых функциональных элементов определяются
совокупностью электрических и функциональных параметров, которые являются основными для
микросхем. Основные параметры являются общими для всех существующих и возможных логических
ИМС и позволяют сравнивать между собой микросхемы различных типов. К этими параметрам относятся:
 реализуемая логическая функция;
 быстродействие;
 коэффициент объединения по входу;
 коэффициент разветвления по выходу (нагрузочная способность);
 помехоустойчивость;
 потребляемая мощность;
 устойчивость против внешних воздействий;
 степень интеграции, надежность.
162
Быстродействие ИС определяется средним временем задержки (tзд) сигнала. Оно определяет
время прохождения сигнала через одну микросхему в устройстве. При определении средней задержки в
качестве границ временных интервалов обычно берут точки на фронтах, соответствующие половине
перепада напряжения, или точки, соответствующие уровням 0,1 и 0,9 этого перепада (рисунок 9.1).
Если цепь состоит из N последовательно включенных однотипных логических ИМС, то время
прохождения сигнала по цепи одной ИС:
Т
N
N
t зд.вкл.  t зд.выкл. ,
2
2
(9.1)
тогда среднее время задержки определяется как tзд.ср = (tзд.вкл + tзд.выкл) / 2 и зависит от
режима работы транзистора в микросхеме и потребляемой мощности.
По среднему времени задержки ИС делятся на:
 сверхбыстродействующие, tзд.ср < 5нс;
 быстродействующие, 10 нс > tзд.ср > 5 нс;
 среднего быстродействия, 100 нс > tзд.ср > 10 нс;
 низкого быстродействия, tзд.ср > 100 нс.
Схемы ТТЛ - типа относятся к схемам среднего
быстродействия: 5 нс < tзд.ср < 50 нс. Наибольшее
быстродействие имеют транзисторные логические схемы с
эмиттерными связями (ЭСЛ): tзд.ср = 1-10 нс.
Коэффициент объединения по входу т — это
максимальное число входов, которое может иметь
логический элемент. С его увеличением расширяются возможности микросхемы за счет выполнения более сложных
функций на одном типовом элементе. Увеличение
коэффициента объединения по входу ухудшает другие
параметры
микросхемы:
быстродействие,
Рисунок 9.1 – Схема прохождения
помехоустойчивость и нагрузочную способность. Чаще
сигнала через интегральную
всего он не превышает 8, что определяется ограниченным
логическую схему
числом выводов ИС.
Для увеличения т в ИМС вводят специальную схему (логический расширитель), подключение
которой к основному элементу позволяет увеличить его до 10 и более.
Коэффициент разветвления по выходу п (нагрузочная способность) определяется числом схем
этой же серии, входы которых могут быть присоединены к выходу данной схемы без нарушения ее
работоспособности. Чем выше п, тем шире логические возможности микросхемы и тем меньше таких
микросхем необходимо для построения сложного вычислительного устройства. Однако с увеличением
этого коэффициента ухудшаются помехоустойчивость и быстродействие.
Нагрузочная способность ИС в значительной степени определяется типом применяемого в них
инвертора. Для простейшего инвертора, состоящего из одного транзистора, п = 2-4, для сложных — п =
10-20.
В схемах на основе МДП - транзисторов входы последующих схем в статическом режиме
практически не нагружают выходы предыдущих. Это дает возможность получить очень большой
коэффициент разветвления по выходу. Однако в динамическом режиме емкости присоединенных
входов замедляют переходные процессы и увеличивают ток, потребляемый данной схемой.
Помехоустойчивость Un max — это наибольшее значение напряжения на входе микросхемы, при
котором еще не происходит изменение уровней выходного напряжения. Помехоустойчивость определяет
работоспособность логического элемента при наличии различных помех, действующих на входе ИМС
наряду с полезным сигналом. Помехи могут как возникать в самих логических схемах, так и
наводиться от посторонних устройств.
Помехи бывают статические и динамические. Под статическими понимают помехи, длительность
которых значительно превосходит длительность переходных процессов в логических элементах.
К импульсным (динамическим) помехам относятся кратковременные импульсы, длительность
которых соизмерима с длительностью переходных процессов в логических элементах.
Статическая помехоустойчивость — это наименьшее постоянное напряжение, которое, будучи
добавлено (при самом неблагоприятном сочетании обстоятельств) к полезному входному сигналу,
смещает рабочую точку на передаточной характеристике в область переключения, что вызывает ложное
срабатывание по всей последующей цепи логических схем. Логическая ИМС в статическом режиме
163
может находиться в одном из двух состояний — открытом или закрытом. Поэтому различают
помехоустойчивость закрытой схемы по отношению к отпирающим помехам и помехоустойчивость
открытой схемы по отношению к запирающим.
Причиной появления статических помех в большинстве случаев является падение напряжения на
проводниках, соединяющих микросхемы в устройстве. Наиболее опасные помехи возникают в шинах
питания. Для исключения подобных ситуаций необходимо внимательно относиться к расположению
проводников, подводящих напряжение питания, увеличивать по возможности их сечение.
По статической помехоустойчивости логические элементы условно можно разделить на элементы:
 с низкой помехоустойчивостью, Ua ст = 0,2-0,4 В;
 со средней помехоустойчивостью, Un ст = 0,4-0,8 В;
 с высокой помехоустойчивостью, Ua ст > 0,8 В.
Импульсная помехоустойчивость всегда выше статической. Это вызвано тем, что при коротком
импульсе помех паразитные емкости в логическом элементе не успевают перезарядиться до пороговых
уровней переключения ИМС. Поэтому при одинаковой статической помехоустойчивости схемы с
меньшим временем задержки сильнее подвержены действию импульсных помех.
Мощность, потребляемая микросхемой от источника питания, определяется выражением
j0
Р   Uипj Ij,
(9.2)
j1
где Uипj — напряжение j-гo источника питания; Ij — ток в соответствующем выводе схемы.
Потребляемая схемой мощность в любой момент времени не является постоянной, а зависит от
логического состояния и типа логического элемента и изменяется при переключении схемы. Поэтому в
качестве основного параметра используют не мгновенное, а среднее значение мощности, потребляемой
микросхемой за достаточно большой промежуток времени:
Рср 
1
(Ро  Р1),
2
(9.3)
где Ро и Р1 — мощности, потребляемые схемой в состоянии логического нуля и логической
единицы.
Такое определение справедливо, когда мощность, потребляемая схемой во время переходных
процессов, значительно меньше мощности, потребляемой в одном из статических состояний. В
противном случае микросхема характеризуется еще и средним значением мощности, потребляемой при
максимальной частоте переключения элемента.
По потребляемой мощности ИМС делятся на:
 мощные, 25 мВт  Рср  250 мВт (ЭСЛ - схемы);
 средней мощности, 3 мВт  Рср  25 мВт (ТТЛ - схемы);
 маломощные, 0,3 мВт < Рср < 3 мВт;
 микромощные, 1 мВт  Рср < 300 мкВт (КМДП - схемы);
 нановаттные, Рср < 1 мкВт (И2Л).
Потребляемая мощность зависит от напряжения источника питания Uип. При снижении Uип
уменьшается потребляемая мощность, ухудшаются помехоустойчивость, нагрузочная способность, а
иногда и быстродействие. В связи с этим Uип выбирается с учетом требований, предъявляемых ко
всем параметрам ИМС. Значение Uип должно соответствовать одному из значений стандартного
ряда напряжений питания: 1,2; 1,6; 2,0; 2,4; 3,0; 4,0; 5,0; 6,3; 9,0 и 12,6 В. Для цифровых микросхем
на биполярных транзисторах типовые значения Uип составляют 2-5 В, для схем на
МДП - транзисторах — 5-9 В.
Помимо номинального значения Uип определяется допустимое отклонение питания
п=Uип / Uип. Для цифровых устройств п = 0,05—0,1, так как при более низких значениях
существенно повышаются требования к источникам питания.
Цифровые ИМС, потребляющие большую мощность, характеризуются наибольшим
быстродействием и применяются для создания быстродействующих вычислительных устройств.
В устройствах, для которых быстродействие не является определяющим параметром, применяются
мало- и микромощные схемы.
Для оценки мощности, потребляемой схемой во время переключения, используется интегральный
параметр, называемый энергией переключения. Он определяется как произведение потребляемой мощности
Рср на время задержки зд: Рср зд. Работа, затрачиваемая на выполнение единичного переключения, и
называется энергией переключения.
164
Снижение потребляемой мощности ИМС при сохранении высокого быстродействия является одной
из важных проблем микроэлектроники. В настоящее время наметились два пути снижения
потребляемой мощности:
 создание логических элементов, работающих при минимально допустимых токах и
напряжениях;
 создание логических элементов, потребляющих энергию только при переключениях и
практически не потребляющих ее в статических состояниях.
Надежность интегральных логических элементов определяет их способность выполнять заданные
функции при сохранении эксплуатационных показателей в заданных пределах в течение требуемого
промежутка времени или требуемой наработки на отказ.
Надежность интегральных логических элементов характеризуется количеством отказов соединений
между контактными площадками на кристалле и выводами корпуса в единицу времени.
Надежность ИМС в нормальных условиях эксплуатации значительно выше надежности аналогичных
схем на дискретных элементах. Надежность ИМС сильно зависит от температурных изменений
электрических параметров транзисторов, диодов, резисторов, входящих в ИМС. Поэтому для ИМС
всегда задается диапазон рабочих температур, в котором значения параметров не выходят за допустимые
значения.
ЭЛЕКТРОННЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
Электронной логической схемой называют схему, в которой выходной электрический сигнал связан
с входным по законам алгебры логики.
Поскольку в алгебре логики переменные могут принимать только два значения («О» и «1»), то все
электрические сигналы в электронных логических схемах имеют только два резко отличающихся
значения, одно из которых соответствует логическому пулю, а другое логической единице.
В простейшем случае электрическими сигналами цифры «О» и «1» могут быть представлены
двумя способами: потенциальным и импульсным.
При потенциальных сигналах значениям «О» и «1» соответствуют разные уровни напряжения
U(о) и U(1)
или тока I(0) и I(1). Если за «1» принимают более высокий уровень напряжения (тока),
говорят о положительной логике (рисунок 9.2, а),
если же за «1» принимают более низкий уровень напряжения (тока), говорят об отрицательной
логике (рисунок 9.2, 6).
Приведем в качестве примера значения логических нуля и единицы для элементов ТТЛ: U(0) 0,4 В
(в серии К155 0,1-0,2 В); U(1) > 2,4 В (в серии К155 3,2-3,5 В). При этом соответствующий уровень
напряжения (тока) сохраняется в течение всего времени представления данной цифры. Если подряд
следуют несколько одинаковых цифр, уровень напряжения (тока) сохраняется и в промежутках между
ними (рисунок 9.2, в).
Рисунок 9.2 – Временные диаграммы,
поясняющие принцип положительной (а)
и отрицательной (б) логики
Логический перепад — это разность между
уровнями «0» и «1».
При импульсных сигналах цифры выражаются
импульсами определенной (строго фиксированной)
длительности. Например, наличие импульса соответствует
«1», а его отсутствие — «0».
В связи с тем, что наиболее прогрессивными с
конструктивной точки зрения являются интегральные
схемы, а по интегральной технологии невозможно изготавливать трансформаторы и трудно — конденсаторы
большой емкости, то выбирают такие сигналы, при
воздействии которых нет необходимости в этих элементах.
Ими являются потенциальные сигналы, поэтому в
настоящее время наиболее распространены логические
интегральные схемы, предназначенные для работы с
потенциальными сигналами.
Электронные логические схемы реализуются на
различной элементной базе.
165
Так как в интегральной микроэлектронике наиболее технологичны резисторы, диоды, биполярные и
полевые транзисторы, именно эти элементы используются в логических схемах, выпускаемых
отечественной промышленностью.
Рассмотрим работу схем, выполняющих простейшие логические операции. В таблице 9.1
приведены основные логические функции, обозначения элементов и их схемы.
Таблица 9.1 – Основные логические функции, обозначения и схемы элементов
Элемент
НЕ
Обозначение
ЛН
И
ЛИ
И – НЕ
ЛА
ИЛИ
ЛЛ
ИЛИ – НЕ
ЛЕ
И – ИЛИ
ЛС
И – ИЛИ - НЕ
ЛР
Выполняемая функция и схема
ОПЕРАЦИЯ НЕ
Для реализации логической операции НЕ (инверсии) требуется инвертор, в ка честве
которого используется обычный транзисторный ключ (рисунок 9.3).
В отсутствие входного сигнала (на входе
«О») транзистор закрыт, падение напряжения
на резисторе Rк практически равно нулю, а
напряжение на выходе равно Ек, то есть Uвых =
U(1) (на выходе имеем «1»).
При
подведении
положительного
напряжения ко входу инвертора транзистор
открывается и его выходное напряжение (при
Рисунок 9.3 – Логическая операция НЕ: а –
насыщении) становится равным нулю, Ugux =
реализация; б – временные диаграммы,
U(0) (на выходе «О»), то есть ключ преобразует
поясняющие работу схемы; в – условно –
«О» в «1» и наоборот, что соответствует
графическое обозначение; г – таблица
логической операции НЕ.
истинности
ОПЕРАЦИЯ ИЛИ
166
Рисунок 9.4 – Логическая операция ИЛИ:
а – реализация; б – временные диаграммы,
поясняющие работу схемы;
в – условно – графическое обозначение;
г – таблица истинности
Для реализации логической операции ИЛИ
(логическая сумма событий, дизъюнкция) можно
использовать
диодно-резисторную
схему
(рисунок 9.4).
В отсутствие входных сигналов (на входах
Х1, Х2 – «0») оба диода закрыты и выходное
напряжение равно нулю (на выходе «О»).
При подведении сигнала к любому входу
через нагрузку R пойдет ток, а на выходе
появится напряжение (на выходе «1»).
Следовательно, если хотя бы на один вход будет
подан сигнал, то и на выходе также появится
сигнал. Работа схемы соответствует операции
ИЛИ.
ОПЕРАЦИЯ И
Один из вариантов схемы, реализующий логическую операцию И (логическое произведение,
конъюнкция) для двух входов показан на рисунке 9.5, а. Схема создает импульс на выходе только при
совпадении входных импульсов во времени.
Она может быть построена и на большее количество входов, но всегда имеет только один выход Y.
При отсутствии входных сигналов оба диода
открыты, падение напряжения на резисторах R{ и
R2 будет мало и UВЫХ  0 (на выходе «О»).
При подаче сигнала на один из входов (Хх =
«1» или Х2 = «1») положение не изменится:
напряжение UВЬ1Х по-прежнему останется равным нулю
(на выходе «О»).
Только при одновременной подаче сигналов
на входы (X1 = «1» и Х2 = «1») оба диода
закроются и напряжение Uвых окажется
примерно равным Е (на выходе «1»).
Рисунок 9.5 – Логическая операция И:
Работа схемы соответствует логической
а – реализация; б – временные диаграммы,
операции И. Если число входов схемы И
поясняющие работу схемы;
достаточно велико, то напряжение Uвых
в – условно – графическое обозначение;
изменится в зависимости от числа сигналов,
г – таблица истинности
поданных на входы.
Следовательно, на выходе будет некоторое
Uвых, называемое помехой.
Для устранения помехи на выходе схемы И вводят гасящий диод VD3. При наличии диода VD3,
когда одновременно на всех входах нет сигналов, Uвых < Е3, диод VD3 открывается и £/вых = Е3. Это
равенство будет иметь место при подаче любого числа сигналов на входы, кроме случая, когда имеются
сигналы на всех входах и Uвых = Е.
ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНОЙ ЛОГИКИ
В каждой серии интегральных схем имеется базовый элемент, выполняющий основную
логическую операцию, и ряд дополнительных элементов. Так как дополнительные элементы играют
вспомогательную роль, для анализа работы определенной серии достаточно рассмотреть лишь базовый
элемент.
Принципиальная схема базового логического элемента диодно-транзисторной логики (ДТЛ),
реализующая операцию И-НЕ, показанная на рисунке 9.6, а представляет собой сочетание диодной
схемой И (VD1, VD2, VD3, R0, источник +Ео) и транзисторного инвертора.
Связь входной схемы И с инвертором осуществляется с помощью VJ34 и VD5, на которых
создается напряжение смещения Uсм.
167
При наличии положительного
потенциала на всех входах (на
входах И только «1») диоды VD1
- VD3 оказываются закрытыми,
а потенциал в точке М — высоким.
За
счет
высокого
потенциала
точки
М
транзистор VT открывается и
входит в режим насыщения. При
потенциал
коллектора
Рисунок 9.6 – Принципиальная этом
транзистора приближается к нулю.
схема логического элемента
На выходе схемы получаем «О».
диодно – транзисторной
Если хотя бы на одном входе
логики, реализующая операцию
имеется
нулевой
потенциал
И – НЕ:
(логический
нуль),
один
из
а – с простым инвертором;
диодов VD1 –VD3 оказывается
б – со сложным инвертором;
открытым и потенциал в точке
в – таблица истинности
М будет низким, следовательно,
транзистор закрыт (на выходе схемы
логическая единица).
Диоды VDA и VD5 играют вспомогательную роль. Падение напряжения на диодах (UCM) остается
практически постоянным, поэтому напряжение смещения транзистора также оказывается постоянным
(не зависит от числа открытых диодов VD1 -VD3).
Приведенная схема простейшего ДТЛ - элемента обладает существенным недостатком: его
сопротивление RBblx при логической единице на выходе оказывается достаточно большим, а это создает
определенные трудности при подключении нагрузки. Для устранения этого недостатка используют
сложный инвертор (рисунок 9.6, б). Введение транзисторов VT2 и VT3, по существу, увеличивает
выходную мощность Рвых ДТЛ - элемента и приводит к тому, что выходное сопротивление RBUX схемы
оказывается малым как при логической единице, так и при логическом нуле на выходе схемы.
ВЫВОДЫ:
1. В интегральной микроэлектронике наиболее технологичны резисторы, диоды, биполярные и
полевые транзисторы, поэтому именно эти элементы используются в логических схемах,
выпускаемых отечественной промышленностью.
2. Для надежной работы цифровых интегральных схем необходимо, чтобы все составляющие
элементные блоки были совместимы по уровням входного и выходного напряжений, а также
могли обеспечить требуемые значения нагрузочной способности, формирующих свойств и
помехоустойчивости.
3. Недостаток схемы простейшего ДТЛ - элемента (большое выходное сопротивление при
логической единице) устраняется применением сложного инвертора (введением транзисторов
VT2 и VT3).
ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНОЙ ЛОГИКИ
Разработка
технологии
изготовления
многоэмиттерного транзистора привела к созданию
транзисторно-транзисторных
логических
(ТТЛ) схем. Простейшая схема базового элемента
ТТЛ, реализующая операцию И-НЕ, показана на
рисунке 9.7, а. Она аналогична схеме ДТЛ элемента. В ТТЛ - элементе роль входных диодов
играют эмиттерные переходы, а роль диода
смещения — коллекторный переход транзистора
VТ1.
168
Транзистор VT2 вместе с резистором RK
представляют собой инвертор. Как видно из
Рисунок 9.7 – Схема базового элемента ТТЛ,
реализующая операцию И – НЕ: а – с простым схемы на рисунке 9.7, а, необходимости в
резисторе RE нет.
инвертором; б – со сложным инвертором
Кроме того, многоэмиттерный транзистор VTt занимает на кристалле меньше места, чем диоды в
ДТЛ - элементе, поэтому ТТЛ - элементы более удобны в интегральных схемах.
Рассмотрим принцип действия схемы (рисунок 9.7, б), реализующей логическую операцию И-НЕ
ТТЛ (штрих Шеффера). Транзисторы VTb VT2 — схема И-НЕ, а транзисторы VT3, VT4 —
неинвертирующий выходной каскад, предназначенный для усиления мощности выходного сигнала.
1. Пусть на входы Хь Х2, Х3 поступает напряжение, равное напряжению логической единицы. Все
эмиттерные переходы транзистора VT1, смещены в обратном направлении и не пропускают ток.
Коллекторный переход транзистора VT1 включен прямо.
Через резистор Ro и коллекторный переход VT1 от источника питания +ЕК в базу транзистора VT2
поступает ток, достаточный для насыщения транзистора (напряжение на коллекторе транзистора VT2
близко к нулю). Имеет место «О».
Итак, при «О» на коллекторе VT2, который находится в открытом состоянии (режим насыщения),
часть его эмиттерного тока втекает в базу транзистора VT4 и насыщает его, то есть транзистор VT4
открыт, а транзистор VT3 закрыт, так как на коллекторе транзистора VT2 уровень напряжения
соответствует напряжению логического нуля.
Таким образом, на выходе логического элемента получаем сигнал с уровнем логического нуля,
поскольку на открытом транзисторе VT4 имеется малое падение напряжения.
2. Подадим на один из входов Х1, Х2, Х3 напряжение, равное напряжению логического нуля. Один
из эмиттерных переходов VTI сместится в прямом направлении. Ток от источника питания +ЕК через
резистор Ro устремится во входную цепь, обладающую меньшим сопротивлением, чем входное сопротивление транзистора VT2.
В результате ток базы транзистора VT2 будет стремиться к нулю, следовательно, транзистор VT2
закрывается, а на его коллекторе устанавливается высокий потенциал напряжения, близкий к
потенциалу источника питания +ЕК («1»).
Такое состояние транзистора VT2 (на коллекторе транзистора VT2 уровень «1», он заперт)
является причиной прекращения поступления тока базы в транзистор VT4, и он тоже запирается.
Высокое напряжение на коллекторе транзистора VT2 вызывает насыщение транзистора VT3. В
результате на выходе логического элемента появляется «1».
Первым разработчиком ИМС по технологии ТТЛ является фирма Texas Instruments, выпустившая
ИМС серии SN74.
Основные серии и параметры логических ИМС ТТЛ приведены в таблице 9.2 и 9.3. По
сочетанию параметров наибольшее распространение получили ИМС серии SN74LS (аналог
отечественной серии 555). ИМС этой серии работают при напряжении питания +5 В ±5 %.
Обозначения:
 L (low) — маломощная серия;
 Н (high) — быстродействующая серия;
 LS (low, Shottky) — маломощная с диодами Шоттки;
 ALS — усовершенствованная с диодами Шоттки;
 F (fast) — сверхбыстродействующая;
 S (Shottky) — с диодами Шоттки.
Таблица 9.2 – Серии логических ИМС ТТЛ
Серия
SN74
SN74L
SN74H
SN74LS
SN74S
SN74ALS
SN74F
Аналог
155
158
131
555
531
КР1533
КР1531
Серия
SN54
SN54L
SN54H
SN54LS
SN54S
SN54ALS
SN54F
169
Аналог
133
136
130
533
530
1533
1531
Таблица 13.3. Основные параметры ИМС ТТЛ
Серия ИМС
74
74L
74Н
74LS
74S
74ALS
74F
Потребляемая
мощность, мВт
10
1
22
2
19
1
4
Задержка
распространения,
НС
10,0
33,0
6,0
9,5
3,0
4,0
2,0
170
Максимальная
частота, МГц
35
3
50
45
125
50
130
Коэффициент
разветвления
10
10
10
20
10
40
33
Учебное пособие
ЭЛЕКТРОННАЯ ТЕХНИКА
для студентов
среднего профессионального образования
Отв. за выпуск Л.Н. Подкладкина
Подготовка оригинал-макета И.М. Никиташина
Подписано в печать 21.03.2008 г. Формат 60х84/8 Бумага писчая.
Печ.л. ….. Усл. печ. …… л.. Гарнитура Таймс. Тираж
Заказ №
Издательско-полиграфический центр Ульяновского авиационного колледжа.
Лецензия ПЛД № 78 – 33 от 15 июня 1998 г.
432059, г. Ульяновск, проспект Созидателей, 13
171