Министерство образования и науки Российской Федерации Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования «Тульский государственный университет» Институт высокоточных систем им. В.П. Грязева Кафедра радиоэлектроники МАКАРЕЦКИЙ ЕВГЕНИЙ АЛЕКСАНДРОВИЧ КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ по дисциплине «УСТРОЙСТВА СВЧ И АНТЕННЫ» Специальность подготовки: 11.05.01 (210601) Радиоэлектронные системы и комплексы Квалификация выпускника: специалист Форма обучения: очная Тула 2015 г. Конспект лекций разработан профессором кафедры радиоэлектроники, д.т.н. Макарецким Е.А. и обсуждены на заседании кафедры «Радиоэлектроника» факультета САУ ИВТС им. В.П. Грязева, протокол №_8_ от “_18_” _января__ 2012 г. Зав. кафедрой РЭ______________________Н.А.Зайцев Конспект лекций пересмотрен и утвержден на заседании кафедры «Радиоэлектроника» ИВТС им. В.П. Грязева, протокол № 1 от «28» августа 2015 г. Зав. кафедрой РЭ______________________ Н.А.Зайцев 2 ОГЛАВЛЕНИЕ Лекция №1 .......................................................................................................................................... 6 Введение. ............................................................................................................................................ 6 Лекция №2 .......................................................................................................................................... 8 Согласование в линиях передачи СВЧ. ........................................................................................... 8 Согласование с помощью нескольких реактивностей. .................................................................. 8 Схема согласования с двумя параллельными реактивностями ..................................................... 8 Принцип декомпозиции в анализе устройств СВЧ. ....................................................................... 9 Лекция № 3 ....................................................................................................................................... 11 Анализ четырехполюсников каскадной структуры с помощью матриц передачи. .................. 11 Каталог элементарных четырехполюсников. ................................................................................ 13 Элементарные четырехполюсники СВЧ ....................................................................................... 14 Пример. ............................................................................................................................................. 15 Лекция № 4 ....................................................................................................................................... 16 Полуволновый трансформатор. ...................................................................................................... 17 Четвертьволновый трансформатор. ............................................................................................... 17 Лекция №5 ........................................................................................................................................ 18 Анализ направленных ответвителей с помощью метода симметрии. ........................................ 18 Направленность типа 1. ................................................................................................................... 19 Направленность типа II. .................................................................................................................. 20 Направленность типа III. ................................................................................................................. 21 Лекция № 6 ....................................................................................................................................... 24 Кольцевые направленные ответвители. ......................................................................................... 24 1. Направленность типа I. ................................................................................................................ 25 2. Направленность типа II. .............................................................................................................. 25 3. Направленность типа III. ............................................................................................................. 26 Лекция №7 ........................................................................................................................................ 28 Направленные ответвители на связанных линиях передачи с Т-вонами. .................................. 28 Лекция № 8 ....................................................................................................................................... 31 Направленные ответвители полосковые. ....................................................................................... 31 Основные характеристики и параметры. ....................................................................................... 31 Классификация направленных полосковых ответвителей и их особенности. ........................... 32 Лекция № 9 ....................................................................................................................................... 36 Основные элементы и узлы линий передачи. ............................................................................... 36 Классификация и характеристики элементов и узлов линий передачи. .................................... 36 Лекция № 10 ..................................................................................................................................... 39 Основные свойства ферритов на СВЧ. .......................................................................................... 39 Лекция №11 ...................................................................................................................................... 44 Симметрирующие устройства. ....................................................................................................... 44 Лекция № 12 ..................................................................................................................................... 49 Соединительные устройства. .......................................................................................................... 49 Лекция № 13 ..................................................................................................................................... 58 Вращающиеся сочленения. ............................................................................................................. 58 Лекция №14 ...................................................................................................................................... 62 Фазирующие и поляризационные устройства............................................................................... 62 1. Функции, выполняемые фазирующими устройствами в линиях передачи ........................... 62 2. Принципы работы фазирующих устройств ............................................................................... 62 3. Механические фазовращатели «тромбонного» типа ................................................................ 63 4. Сжимная секция прямоугольного волновода ............................................................................ 63 5. Механический фазовращатель с диэлектрической пластинкой .............................................. 64 Лекция №15 ...................................................................................................................................... 67 Поляризационные устройства......................................................................................................... 67 3 Фазовращатель Фокса ...................................................................................................................... 67 Электрические фазовращатели на полупроводниковых диодах ................................................. 68 Лекция № 16 ..................................................................................................................................... 71 Делители мощности. ........................................................................................................................ 71 1. Назначение делителей мощности ............................................................................................... 71 2. Коаксиальный тройник ................................................................................................................ 71 3. Волноводные тройники ............................................................................................................... 71 4. Мостовые соединения. ................................................................................................................ 72 Лекция №17 ...................................................................................................................................... 77 Развязывающие устройства. ............................................................................................................ 77 Лекция № 21. .................................................................................................................................... 79 Основные элементы и узлы линий передачи. ............................................................................... 79 Развязывающие устройства. ............................................................................................................ 79 Лекция № 18 ..................................................................................................................................... 85 Аттенюаторы и нагрузки. ................................................................................................................ 85 Классификация и назначение.......................................................................................................... 85 Волноводные аттенюаторы и нагрузки.......................................................................................... 87 Лекция № 19 ..................................................................................................................................... 92 Аттенюаторы и нагрузки. ................................................................................................................ 92 Согласованные нагрузки. ................................................................................................................ 92 Полосковые аттенюаторы и нагрузки. ........................................................................................... 92 Коаксиальные аттенюаторы и нагрузки. ....................................................................................... 93 Предельные аттенюаторы. .............................................................................................................. 93 Поглощающие аттенюаторы. .......................................................................................................... 95 Лекция № 20 ................................................................................................................................... 100 Фильтры СВЧ ................................................................................................................................. 100 Краткие сведения из теории фильтров. ....................................................................................... 100 Методы аппроксимации ................................................................................................................ 101 Коаксиальные фильтры. ................................................................................................................ 104 Лекция № 21 ................................................................................................................................... 107 Полосковые фильтры. .................................................................................................................... 107 Лекция № 22 ................................................................................................................................... 110 Волноводные фильтры. ................................................................................................................. 110 Фильтры на объемных резонаторах ............................................................................................. 110 Гофрированные фильтры .............................................................................................................. 113 Фильтры на резонансных диафрагмах ......................................................................................... 114 Лекция №23 .................................................................................................................................... 115 Диодные управляющие устройства СВЧ ..................................................................................... 115 Лекция №24 .................................................................................................................................... 120 Требования к антеннам современных РТ систем........................................................................ 120 Лекция №25 .................................................................................................................................... 123 Классификация антенн .................................................................................................................. 123 Антенные решетки позволяют решить следующие задачи: ...................................................... 123 Лекция №26 .................................................................................................................................... 124 Основные характеристики антенн ................................................................................................ 124 Лекция №27 .................................................................................................................................... 126 Вибраторные антенны ................................................................................................................... 126 Расчет поля излучения. .................................................................................................................. 126 Диаграмма направленности решётки вибраторов ...................................................................... 126 Лекция №28 .................................................................................................................................... 130 Влияние земли на диаграмму направленности антенны ............................................................ 130 Лекция №29 .................................................................................................................................... 134 4 Основные типы антенных решеток. ............................................................................................. 134 Принципы работы линейных антенн и решеток. ........................................................................ 135 Режимы излучения линейной антенны. ....................................................................................... 136 Влияние амплитудного распределения на параметры линейной антенны. ............................. 137 Лекция №30 .................................................................................................................................... 139 Влияние фазовых искажений на параметры линейной антенны............................................... 139 Квадратичные фазовые искажения. ............................................................................................. 139 Кубичные фазовые искажения...................................................................................................... 140 Анализ множителя направленности равномерной линейной антенной решетки.................... 140 Методы подавления побочных главных максимумов ................................................................ 141 Лекция №31 .................................................................................................................................... 143 Подавление побочных главных максимумов .............................................................................. 143 Подавление побочных главных максимумов в АР при использовании направленных элементов. ....................................................................................................................................... 143 Подавление побочных главных максимумов в АР при неэквидистантном расположении излучателей. .................................................................................................................................... 143 КНД линейной антенной решетки................................................................................................ 144 Взаимное влияние излучателей. ................................................................................................... 144 Лекция №32 .................................................................................................................................... 146 Антенны поверхностных волн ...................................................................................................... 146 Основные типы антенн поверхностных волн.............................................................................. 146 Плоские линейные антенны поверхностных волн...................................................................... 147 Лекция №33 .................................................................................................................................... 151 Диэлектрические антенны............................................................................................................. 151 Основные разновидности диэлектрических антенн ................................................................... 152 Характеристики диэлектрических антенн ................................................................................... 153 Возбуждение диэлектрических антенн ........................................................................................ 154 Лекция №34 .................................................................................................................................... 156 Плоские спиральные излучатели ................................................................................................. 156 Волноводно-щелевая решетка ...................................................................................................... 156 Лекция №35 .................................................................................................................................... 160 Зеркальные антенны ...................................................................................................................... 160 Принципы работы и разновидности зеркальных антенн ........................................................... 160 Основные характеристики зеркальных антенн ........................................................................... 163 Конструкция зеркальных антенн .................................................................................................. 164 Сканирование луча в плоском раскрыве. .................................................................................... 165 Размещение излучателей в раскрыве плоской фазированной решетки.................................... 166 Нерегулярные размещения излучателей в плоской ФАР .......................................................... 167 Библиографический список .......................................................................................................... 167 Основная литература ..................................................................................................................... 167 Дополнительная литература ......................................................................................................... 167 5 Лекция №1 Введение. Неотъемлемыми составными частями современных радиотехнических средств являются антенные системы и обслуживающие их тракты СВЧ. Весьма важное значение в функционировании радиосистем имеют тракты, соединяющие антенны с передающей или с приемной радиоаппаратурой. Тракт осуществляет канализацию электромагнитных волн, обеспечивает правильный режим работы выходных и входных цепей передатчика и приемника, выполняет предварительную частотную фильтрацию сигналов, может содержать коммутирующие цепи и вращающиеся сочленения, устройства управлением луча антенны в пространстве и поляризацией радиоволн, устройства контроля функционирования системы. Кроме антенных устройств тракты СВЧ широко используются в разнообразной измерительной аппаратуре, в частности для определения параметров различных сред, в ускорителях элементарных частиц, при нагреве СВЧ и сушке изделий, в медицине и др. Поэтому в более широком смысле под трактом СВЧ понимают совокупность устройств СВЧ, сочлененных между собой определенным образом для достижения поставленных целей. Наиболее распространенными элементами тракта являются отрезки линий передачи, переходные и стыковочные узлы, согласующие элементы, ответвители и поглотители мощности, фильтры, фазовращатели, невзаимные устройства с ферритами, коммутирующие устройства. В подавляющем большинстве случаев как антенны, так и обслуживающие их тракты относятся к классу линейных и пассивных радиотехнических устройств и в конструктивном отношении представляют собой сочетание деталей и элементов, выполненных из проводников, диэлектриков и магнитодиэлектриков. В последние годы в антенных системах и трактах СВЧ важную роль стали играть устройства управления их работа, особенно в антеннах с быстрым перемещением луча в пространстве. Такие антенны, называемые фразированными антенными решетками (ФАР), обычно строится в виде системы большого числа отдельных излучателей, фазы высококачественного возбуждения которых регулируются независимо с помощью быстродействующих полупроводниковых или ферритовых управляющих устройств по командам ЭВМ. Вопросы создания управляющих систем для антенн и трактов относятся к курсам «Радиотехнических систем» и «Радиоавтоматика» и поэтому здесь не рассматриваются. Однако при изложении теории антенн будут специально обсуждены возможности и способы управления положением луча антенны в пространстве, а при рассмотрении элементов трактов СВЧ – технические средства для регулирования амплитуд и фаз возбуждения излучателей антенных решеток. Процесс излучения и приема радиоволн антеннами, а так же процессы передачи электромагнитных волн в трактах СВЧ и образующих их элементах относятся к весьма сложным волновым процессам. Адекватное математическое описание этих процессов дает общая теория электромагнитного поля (электродинамика), основана на решении системы дифференциальных уравнений Максвелла, дополненной материальными уравнениями для сред и граничными условиями. Несмотря на внешнюю относительную простоту и физическую четкость уравнений Максвелла, их прямое использование при проектировании конкретных антенн и трактов чаще всего не приводит к желаемым результатам из-за серьезных математических трудностей. Оказывается, что строгие и полные решения электродинамических задач даже для простейших антенн (например, уединенных вибраторов и щелевых излучателей) и типовых элементов трактов (например, скачков размеров линий передачи, диафрагм волноводов, разветвлений) приводят к слишком сложным векторным функциям напряженностей электрического и магнитного полей от трех пространственных координат. Однако в большинстве случаев при разработке антенн или трактов не обязательно воссоздавать полную картину электромагнитного поля в любой точке пространства. Важно 6 уметь определять и обеспечивать разрешенность допусков требуемой характеристики антенны (диаграммы направленности, входные сопротивления и т.д.) и ответные реакции тракта на заданное воздействие. При расчете электрических характеристик антенн или трактов наряду со строгим решением граничных задач с успехом используются и более простые инженерные подходы. Здесь в первую очередь следует отметить общую теорию цепей СВЧ, базирующуюся на матричном аппарате линейной алгебры, теории функции комплексного переменного и некоторых других разделах математики. Одной из центральных идей общей теории цепей СВЧ является возможность замены любых линий передачи электромагнитных волн эквивалентными длинными линиями с распределенными параметрами. Другим элементам тракта или элементам антенн (стыкам волноводов, нагрузкам, диафрагмам, излучающим щелям, наборам вибраторов и т.д.) ставятся в соответствие эквивалентные многополюсники. Эти многополюсники описываются либо матрицами параметров (матрицы рассеяния, сопротивления или передачи), либо схемами замещения той или иной степени сложности. Параметры эквивалентных многополюсников или их схем замещения электрических характеристик конкретного элемента в нужной полосе частот точным результатам, полученным путем строгого решения соответствующей граничной задачи электродинамики, либо из прецизионных измерений. Когда в распоряжении разработчика антенн и трактов оказывается достаточно широких набор схем замещения стандартных узлов, именуемых базовыми элементами, дальнейшая работа по анализу и синтезу сложных антенн и трактов может производиться с помощью алгоритмов объединения базовых элементов в общую схему. Подробности поведения электромагнитных полей в отдельных устройствах оказываются при этом уже ненужными, а сам алгоритм объединения реализуется с помощью ЭВМ по заранее составленным и отлаженным программам вычислений. Набор таких программ вместе с банком характеристик базовых элементов составляет ядро системы автоматизированного проектирования антенных устройств и тактов определенного класса. Наряду с общей теорией цепей СВЧ при проектировании современных антенн и трактов широко применяются и другие приближенные теории, среди которых следует отметить геометрическую оптику, физическую оптику, скалярную теорию дифракции, геометрическую теорию дифракции. 7 Лекция №2 Согласование в линиях передачи СВЧ. Согласование с помощью нескольких реактивностей. Применение одной подвижной реактивности по способу Татаринова наиболее удобно осуществляется в открытых двухпроводных линиях передачи, где имеется легкий доступ к проводникам линии и, следовательно, возможно применение короткозамкнутых (или разомкнутых) подвижных шлейфов с регулируемой длиной. В закрытых линиях передачи передвижные шлейфы конструктивно неудобны. Поэтому в 1940 г. В. В. Татариновым были предложены схемы узкополосного согласования с двумя или тремя реактивностями. В этих схемах положение реактивностей Рис. 1.14. Согласующие схемы с Рис. 1.15. К расчету двумя (а) и тремя (б) неподвижными согласования с помощью параллельными реактивностями неподвижных реактивностей схемы двух строго фиксировано и управляемыми степенями свободы являются величины реактивностей. Схема согласования с двумя параллельными реактивностями Схема согласования с двумя параллельными реактивностями приведена на рис. 1.14, а. В принципе фиксированное расстояние l2 между реактивностями может быть любым, но не слишком близким к n B , где В — длина волны в линии передачи, n=1, 2, 3 ... Для 2 . увеличения диапазона значений проводимостей нагрузок у н , для которых может быть 3 В или . Идея 8 8 настройки согласующего устройства состоит в том, что, изменяя величину первой реактивности b1 , регулируют тем самым эквивалентную нормированную проводимость в точке включения второй реактивности до тех пор, пока ее вещественная часть не станет равной единице. Компенсация оставшейся реактивной проводимости осуществляется регулировкой величины b2 , так же как и в обычном способе Татаринова На рис. 1.15 показана последовательность расчета согласования с помощью круговой номограммы, которая предварительно дополняется окружностью g=1, сдвинутой из своего достигнуто согласование, расстояние l 2 желательно выбрать равным В 8 обычного положения на расстояние l2 в сторону нагрузки (эта окружность изображена штрихпунктиром, причем для конкретности предположено, что l2 B . На номограмму 4 наносится проводимость нагрузки у Н я (точка 1). Затем эта проводимость по окружности постоянного КБВ Кн перемещается в точку 2, находящуюся на расстоянии l1 от нагрузки. Далее следует осуществить передвижение из точки 2 по соответствующей окружности g=const в точку 3, что соответствует подключению реактивной проводимости b1 b b . Точка 3 после трансформации через отрезок линии длиной l 2 (что эквивалентно перемещению по окружности постоянного КБВ на угол l 2 в сторону генератора) обязательно попадает на линию g=1 в точку 4. Подключение второй реактивной проводимости b2 b переводит точку 4 в центр номограммы 5 в обеспечивает окончательное согласование. Вместо точки 3 могла быть использована более удаленная точка 6 на штрихпунктирной окружности. Однако для этого потребуется большая величина проводимости b1 , КБВ на участке между проводимостями b1 и b2 снизится, соответственно должна будет возрасти величина b2 . В этих условиях в согласующем устройстве будет запасаться гораздо больше электромагнитной энергии, и согласующая цепь вместе с нагрузкой образует резонансную систему с более высокой добротностью (а следовательно, и с меньшей полосой частот согласования), чем при использовании точки 3. При произвольной нагрузке с помощью одной фиксированной по положению в линии передачи реактивности не всегда удается выполнить первое условие согласования, т.е. обеспечить g=1 в точке расположения второй реактивности. Поэтому часто прибегают к согласующему устройству с тремя реактивностями (см. рис. 1.14, б). В зависимости от активной проводимости нагрузки в сечении, где включается реактивность, согласование осуществляется либо первой я второй реактивностями при g Н <1, либо второй и третьей при g Н >1. Свободная реактивность исключается из схемы путем регулировки Ь=0. Однако возможны и другие способы согласования, при которых используются регулировки всех трех реактивностей. Из рассмотренных примеров следует, что в узкополосных согласующих устройствах в принципе достаточны две регулируемые степени свободы (место включения четвертьволнового трансформатора и его волновое сопротивление, величина реактивности и место ее включения, две неподвижные реактивности и т.д.). В линиях передачи с Т-волной в качестве сосредоточенных реактивностей чаще всего используют параллельные или последовательные шлейфы. В волноводах отдают предпочтение малогабаритным согласующим элементам - штырям и диафрагмам. Принцип декомпозиции в анализе устройств СВЧ. Наиболее универсальным методом расчета электрических характеристик многополюсных устройств СВЧ является расчленение (декомпозиция) сложного устройства на ряд более простых устройств, допускающих независимый анализ и характеризуемых теми или иными матрицами параметров. Эти простые устройства называют базовыми элементами. Если характеристики базовых элементов подвергнуты предварительному изучению и установлены номиналы величин, определяющих матрицу параметров каждого базового элемента, то анализ электрических характеристик сложной системы СВЧ сводится к проводимому по специальным алгоритмам расчету матриц параметров для объединения двух и более базовых элементов. В низкочастотных пассивных электрических цепях, описываемых в терминах напряжений и токов, достаточен выбор ограниченного числа базовых элементов. 9 Простейшими базовыми элементами являются: 1) резисторы (поглотители мощности); 2) конденсаторы (накопители энергии электрического поля); 3) индуктивные катушки (накопители энергии магнитного поля). При переходе к сверхвысоким частотам свойства накопления и поглощения электромагнитной энергии присущи всему внутреннему объему анализируемого устройства и выделение базовых элементов становится не столь однозначным. Традиционный подход к декомпозиции СВЧ-устройств предусматривает замену каждого выделенного базового СВЧ-элемента некоторой схемой замещения, состоящей из сосредоточенных элементов L, С и R, а также из регулярных отрезков линии передачи. Электродинамические расчеты ряда базовых элементов проделывают заблаговременно, а результаты представляют в виде приближенных формул и справочных таблиц, определяющих связь номиналов элементов схемы замещения с геометрическими размерами базового элемента, длиной волны и с параметрами магнитодиэлектриков. Преимуществами такого подхода являются универсальность, схожесть с теорией НЧ-цепей, а также наглядность представлений о функционировании сложных СВЧ-устройств, достигаемая путем разумной идеализации эквивалентных схем. Недостатками традиционного подхода являются потеря точности при использовании упрощенных схем замещения и трудности в количественной оценке погрешностей расчета. Отмеченные недостатки успешно преодолеваются в более позднем формальном электродинамическом подходе, ориентированном на прямое применение мощных ЭВМ. При прямом электродинамическом подходе осуществляется декомпозиция СВЧ-устройств на ряд базовых элементов в виде геометрических конфигураций, допускающих аналитическое или численное определение матрицы параметров путем решения уравнений Максвелла при заданных граничных условиях. Последующее нахождение матрицы параметров сложного устройства СВЧ осуществляется по точно таким же алгоритмам объединения многополюсников, как и в традиционном подходе на основе схем замещения. Электродинамический подход в принципе позволяет выполнять расчеты с любой требуемой точностью, однако при этом теряется наглядность анализа и происходит сужение класса устройств, рассчитываемых по конкретной вычислительной программе. Между традиционным и электродинамическим подходами нет глубоких принципиальных различий, и поэтому в основу последующего изложения методов анализа многополюсников СВЧ с применением принципа декомпозиции положен традиционный подход на основе схем замещения базовых элементов. При этом следует различать два уровня декомпозиции: 1) представление укрупненных базовых элементов СВЧ в виде схем замещения из отрезков линий передачи и элементов L, С и R, 2) расчленение тракта СВЧ на укрупненные базовые элементы и использование алгоритмов объединения многополюсников. 10 Лекция № 3 Анализ четырехполюсников каскадной структуры с помощью матриц передачи. Многие четырехполюсные и двухполюсные устройства СВЧ имеют каскадную структуру, характерную тем, что выход предшествующего четырехполюсника является входом последующего четырехполюсника и т. д. Каскадное соединение двух парциальных четырехполюсников показано на рис. 3.1. Анализ такого соединения значительно упрощается, если характеризовать четырехполюсники, а также и их объединение специальными матрицами - матрицами передачи. Особенностью матриц передачи является то, что в качестве воздействия на четырехполюсник используется пара электрических величин, определяющих режим одного входа (обычно второго), а в качестве реакции соответствующая пара величин, определяющая режим другого входа (обычно первого). При определении классической матрицы передачи (будем называть ее также матрицей А) связь воздействия и реакции имеет вид . . . u. u 1 a b 2 (3.1) i. c. d. . i2 1 или в алгебраической форме . . . . . u1 a u2 b i2 . . . . (3.1, a) . i1 c u2 d i2 Рис. 3.1. Каскадное соединение четырехполюсников Для определения физического смысла элементов матрицы А следует рассмотреть мысленные опыты холостого хода и короткого замыкания на входах четырехполюсника. Тогда из (3.1 а) следует: . . u1 . a . i2 0 u2 . . i1 . i1 . . b u1 . i2 (3.2) . c . i2 0 u2 . . u2 0 d . . i2 u2 0 . Следовательно, элемент a — это коэффициент передачи по напряжению при . размыкании выхода, элемент d . — коэффициент передачи по току при коротком замыкании . на выходе. Элементы b и c соответственно представляют собой нормированные взаимное 11 сопротивление при коротком замыкании и взаимную проводимость при холостом ходе на выходе. Используя (3.1), легко показать, что классическая матрица передачи составного четырехполюсника на рис. 3.1 равна произведению матриц передачи парциальных четырехполюсников: . ' . ' . ' .' . ' . ' ." . ' . ' . " ." ." u1 a1 b1 u2 a1 b1 u2 a1 b1 a1 b1 u2 .' . ' . ' .' . ' . ' ." . ' . ' ." . " ." i c d i c d i c d c d i 1 2 1 2 1 1 1 2 1 1 1 1 т. e. имеет место основное свойство матриц передачи: А=А'А". (3.3) Разумеется, это свойство матрицы передачи распространяется на любое число каскадно включенных четырехполюсников. Произведение двух матриц не подчиняется в общем случае переместительному закону, и поэтому перемножать матрицы передачи четырехполюсников при каскадировании нужно в той последовательности,. в которой они включены в тракт. Рис. 3.2 Двухполюсник каскадной структуры Наряду с классической матрицей передачи А при анализе каскадно включенных четырехполюсников СВЧ находит применение также и волновая матрица передачи Т, которая связывает между собой режимы первого и второго входов в терминах падающих и отраженных волн: . . . . t u n1 11 t12 u 02 (3.4) . . . . u o1 t 21 t 22 u n 2 Из-за смены порядка следования падающей и отраженной волн в столбце возбуждения, относящемся ко второму входу, волновая матрица передачи для каскадного соединения двух четырехполюсников определяется по правилу, аналогичному (3.3), т. е. (3.5) T T 'T " . Таким образом, при использовании любых матриц передачи— классических или волновых—матрица каскадного соединения N различных четырехполюсников получается равной произведению N матриц передачи отдельных каскадов. Следует отметить, что элементы волновой матрицы передачи Т не имеют четкого физического смысла, за . . исключением элемента t 11 , который равен обратной величине элемента s21 матрицы . . рассеяния (т. е. t11 1 / s 21 ). Остановимся кратко на анализе двухполюсников каскадной структуры (рис. 3.2). Такие двухполюсники представляют собой каскадное соединение ряда четырехполюсников, . . . последний из которых замыкается на оконечную нагрузку с сопротивлением z n (u2 / i2 ) . Входное сопротивление составного двухполюсника может быть найдено делением верхнего уравнения (3.1 а) на нижнее: . u1 . . . . a u2 b i2 . . . a zн b zв х . . . . . . . . i1 c u2 d i2 c z н d (3.6) 12 Таким образом, анализ двухполюсника каскадной структуры сводится к нахождению матрицы передачи A A1 A2... AN с последующим использованием формулы (3.6). Если оконечная нагрузка представляет собой короткое замыкание или холостой ход, то формула (3.6) упрощается и принимает одну из следующих форм: . . . . . . . . . . zв х zk b/ d при z н 0; zв х z x a/ c при z н (3.7) Анализ каскадных двухполюсников может быть произведен' и в терминах матрицы передачи T T1T2...TN . В этом случае деление второго уравнения (3.4) на первое с . . . последующей подстановкой коэффициента отражения оконечной нагрузки н u 02 / u п 2 позволяет найти входной коэффициент отражения составного двухполюсника: . . u 01 в х . u п1 . . . . . . . . t21 u02 t22 uп 2 t11 u02 t12 uп 2 . . . . . . t21 н t22 (3.8) t11 н t12 . . Входной коэффициент отражения можно найти и по обычной формуле в х zв х 1 . zв х 1 . подставляя в нее значение z в х из (3.6). Каталог элементарных четырехполюсников. Для декомпозиции большинства четырехполюсников СВЧ каскадной структуры достаточно всего шесть базовых элементов, которые будем также называть элементарными четырехполюсниками. Схемы замещения этих элементарных четырехполюсников, а также соответствующие им классические и волновые матрицы передачи сведены в табл. 3.2. Переход к другим матрицам параметров может быть легко выполнен по формулам перехода табл. 3.1. Отметим, что любой элементарный четырехполюсник в табл. 3.2 характеризуется лишь одним параметром (комплексным или вещественным). Поясним, каким образом могут быть составлены классические матрицы передачи каждого элементарного четырехполюсника. Первый четырехполюсник в табл. 3.2 представляет собой отрезок регулярной линии передачи без потерь с фиксированной электрической длиной l 2 / в . В соответствии с (3.2) элемент классической матрицы передачи этого четырехполюсника описывает распределение напряжения в регулярной . линии передачи, разомкнутой на конце, и следовательно, равен a cos l . Аналогично . . . элемент d (i 1 / i 2 ) . u 2 0 в матрице А описывает распределение тока в короткозамкнутой . . . регулярной линии передачи и равен d cos l . Элементы b и c в матрице А отрезка линии передачи имеют вид: . . . . . u 1 u1 i1 b . . . z k d jtgl cos l j sin l ; i2 . u 2 0 i1 i 2 u. 2 0 . 13 Элементарные четырехполюсники СВЧ Таблица 3.2 . . . . . i1 i1 u1 c . . . y x a jtgl cos l j sin l u2 . i 2 0 u1 u 2 i. 2 0 . . . где через z k jtgl y x обозначены входное сопротивление и входная проводимость линии передачи при коротком замыкании и холостом ходе на выходе. Аналогичным образом устанавливаются величины элементов классической матрицы передачи для второго четырехполюсника в табл. 3.2, представляющего собой отрезок регулярной линии передачи с потерями. Третий четырехполюсник в табл. 3.2 представляет собой стык двух линий передачи, отличающихся величинами волновых сопротивлений z в1 и z в 2 . В плоскости стыка . . выполняется равенство полных ненормированных напряжений и токов, т. е. U 1 U 2 и . . I 1 I 2 . Знак минус четырехполюсника. учитывает, что токи на каждом входе втекают внутрь 14 Переходя с помощью соотношения (1.18) в этих равенствах к нормированным напряжениям и токам, а также добавляя для полноты нулевые слагаемые, получаем систему уравнений: . z в1 . i1 0 u 2 . i 2 ; zв2 . . . . zв2 u 1 . u 2 0 i 2 ; z в1 . . из которой можно определить все элементы классической матрицы передачи стыка. Заметим, что стык характеризуется фактически одним вещественным параметром R z в 2 / z в1 , называемым скачком волнового сопротивления. Четвертый четырехполюсник в табл. 3.2 представляет собой сосредоточенное сопротивление z, включенное последовательно в разрыв между двумя одинаковыми линиями передачи. В соответствии с законом Ома нормированное напряжение на первом входе такого . . . . . . четырехполюсника равно u 1 u 2 u i 2 и, кроме того, имеет место равенство i 1 i 2 . Из этих двух условий и следуют значения элементов матрицы передачи А в четвертой строке табл. 3.2. Для пятого четырехполюсника в табл. 3.2, представляющего собой сосредоточенную . проводимость y , шунтирующую регулярную линию передачи, имеют место равенства . . . . . . u1 u 2 ; i1 y u 2 i 2 Из этих равенств и следуют значения элементов классической матрицы передачи в пятой строке табл. 3.2. Шестой элементарный четырехполюсник в табл. 3.2 представляет собой невзаимный фазосдвигатель, упомянутый в § 3.3. Подчеркнем, что все элементарные четырехполюсники в табл. 3.2, кроме первых двух, имеют нулевую электрическую длину и, следовательно, являются предельно упрощенными математическими моделями соответствующих реальных элементов. Неизбежное запаздывание при распространении электромагнитной волны в реальных элементах тракта, к которым применяются схемы замещения 4—6 в табл. 3.2, легко может быть учтено каскадным присоединением отрезков линий передачи на входе и выходе каждого элемента. Пример. В качестве простейшего примера декомпозиции сложного устройства на ряд каскадно включенных элементарных четырехполюсников рассмотрим линию передачи, в которой дважды осуществлено скачкообразное изменение волнового сопротивления, причем расстояние между стыками равно l (рис. 3.3). Выбирая положение плоскостей отсчета в местах изменения волнового сопротивления подводящих линий передачи с волновыми сопротивлениями Z в1 и Z в 3 , получаем четырехполюсник .каскадной структуры со следующей классической матрицей передачи: Z /Z A в 2 в1 0 cos l Z в1 / Z в 2 j sin l 0 Z в 3 / Z в1 cos l j ( Z в 3 / Z в1 / Z в 2 ) sin l j sin l Z в 3 / Z в 2 cos l 0 j ( Z в 2 / Z в1 / Z в 3 ) sin l Z в1 / Z в 3 cos l Z в 2 / Z в 3 0 (3.19) 15 При Z в1 Z в 3 формула (3.13) принимает вид cos l A sin l j zв jzв sin l cos l (3.20) где z в z в 2 / z в1 представляет собой нормированное волновое сопротивление среднего отрезка линии передачи, включенного в тракт с единичным нормированным волновым сопротивлением. Если в реальных устройствах СВЧ используются каскадно включенные отрезки с различающимися волновыми сопротив- Рис. 3.3. Трансформирующий отрезок линии передачи в тракте СВЧ лениями, то каждый отрезок с классической матрицей передачи может рассматриваться как укрупненный базовый элемент, характеризуемый двумя параметрами — волновым сопротивлением и длиной. Проанализируем поведение входного коэффициента отражения для четырехполюсника, показанного на рис. 3.3. Используя формулу перехода от матрицы передачи а виде (3.19) к матрице рассеяния, получаем: . . s11 . . . (a d ) (b c) . . . . a b c d ( Z в 3 / Z в1 Z в1 / Z в 3 ) cos l j ( Z в 2 / Z в1 / Z в 3 Z в1 / Z в 3 / Z в 2 ) sin l ( Z в 3 / Z в1 Z в1 / Z в 3 ) j ( Z в 2 / Z в1 / Z в 3 Z в1 / Z в 3 / Z в 2 ) sin (3.21) . Легко проверить, что коэффициент отражения s 11 может обращаться в нуль в следующих случаях: 1) при любых l , если Z в1 Z в 2 Z в 3 , что соответствует регулярной линии передачи; 2) при любых Z в 2 , если Z в1 Z в 3 и 0 l , что соответствует полуволновому трансформатору; причем полуволновый трансформатор является симметричным . . четырехполюсником ( a d ); 3) при l / 2 , если Z в 2 Z в1 Z в 3 что соответствует четвертьволновому трансформатору; причем четвертьволновый трансформатор является антиметричным . . четырехполюсником ( с b ). Разлагая тригонометрические функции в ряды Тейлора по относительной частотной расстройке в окрестностях точек 0 l и 0 l / 2 , можно получить простые приближенные формулы для оценки рассогласования на входах трансформаторов в полосе частот. Лекция № 4 16 1) Полуволновый трансформатор. 2) Четвертьволновый трансформатор. Полуволновый трансформатор. В окрестности точки 0 l представить аргумент тригонометрических функций можно следующим образом: 2l 2l 0 * l , , 0 . 0 0 (Для простоты предположено, что фазовая скорость в линии передачи не зависит от частоты.) Полагая в (3.21) Z в1 Z в 3 , cos l 1 и sin l , т. е. удерживая величины первого порядка малости по , получаем . j Z в 2 Z в1 j 1 zв s11 2 Z в1 Z в 2 2 zв 0 (3.22) где z в Z в 2 / Z в1 —нормированное волновое сопротивление трансформатора. Четвертьволновый трансформатор. Используя представление частотной переменной l 2 , где , 2 0 0 и полагая в (3.21) Z в 2 Z в1 Z в 3 , sin l 1 и cos l , получаем Z в1 j Z в 3 j 1 R , (3.23) 2 Z в1 Z в 3 4 R 0 где R Z В 3 / Z В1 — скачок волновых сопротивлений для линий передачи, соединяемых между собой посредством четвертьволнового трансформатора. Лекция № 7. . s11 17 Лекция №5 Анализ направленных ответвителей с помощью метода симметрии. Направленные ответвители образуют обширный класс укрупненных базовых элементов, используемых как при построении разветвленных трактов СВЧ, так и в различных измерительных устройствах. Напомним, что направленным ответвителем называют реактивный восьмиполюсник, имеющий две пары идеально согласованных и взаимно развязанных входов. Большинство направленных ответвителей имеет плоскость симметрии и поэтому подбор номиналов входящих в них элементов и анализ получающихся матриц рассеяния может производиться методом симметричного и антисимметричного возбуждения (см. § 2.10). Введем нумерацию входов восьмиполюсника, показанную на рис. 3.7,а. В соответствии с формулами (2.74) и (2.75) матрица рассеяния восьмиполюсника при наличии плоскости симметрии P1 должна иметь структуру: S S2 1 S1 ( S S ) ; S 1 ; 2 S 2 S1 причем матрицы рассеяния второго порядка . . . . 1 t 1 t S . . . ; S . t t 2 2 S2 1 (S S ) 2 относятся к парциальным четырехполюсникам симметричного и антисимметричного возбуждения, показанным на рис. 3.7,6 и рис. 3.7, в. Эти четырехполюсники представляют собой верхние половины восьмиполюсника, отсекаемые плоскостью симметрии с граничным условием Ht=0 (симметричное возбуждение, индекс «+») или с граничным условием Et 0 (антисимметричное возбуждение, индекс «—»). Независимые между собой элементы матрицы рассеяния восьмиполюсника на рис. 3.7, а следующим образом выражаются через . . коэффициенты отражения четырехполюсников: и коэффициенты . . . . 1 . 1 . s11 ( 1 1 ) ; s 22 ( 2 2 ) ; 2 2 . . . . . 1 1 . s 31 ( 1 1 ) ; s 42 ( 2 2 ) ; 2 2 . . . . 1 . . 1 . . s 21 s12 (t t ) ; s 41 s 32 (t t ) 2 2 причем следствием реактивности парциальных равенства . . 1 2 . и t . 1 1, 2 передачи t парциальных (3.31) четырехполюсников являются 2 . Реактивный восьмиполюсник на рис. 3.7, а превратится в идеальный направленный ответвитель, если будет обеспечено согласование . . входов s 11 s 22 0 и одновременно достигнута развязка каких-либо двух пар входов. В зависимости от того, между какими входами достигается развязка, различают следующие типы направленности: 1) типа 1 при развязке пар входов 1—3 и 2— 4; 2) типа II при развязке пар входов 1—4 и 2—3; 3) типа III при развязке пар входов 1— 2 и 3— 4. 18 Рис. 3.7. К анализу направленных ответвителей методом симметрии: а – общая схема; б четырехполюсник симметричного возбуждения; в — четырехполюсник антисимметричного возбуждения Рассмотрим последовательно каждый из типов направленности. Направленность типа 1. . . Совместное выполнение условий согласования входов ответвителя s 11 s 22 0 и раз . вязки s 31 0 согласно формулам (3.31)эквивалентно равенствам . . . . . 1 1 2 2 0 ; t e j ( / 2) (3.32) т. е. для достижения направленности типа 1 оба парциальных четырехполюсника симметричного и антисимметричного возбуждения должны быть идеально согласованными . . и отличаться лишь фазами коэффициентов передачи t . и t . Разность фаз этих . коэффициентов передачи arg t arg t называют дифференциальным фазовым сдвигом для волн, проходящих через согласованные парциальные четырехполюсники симметричного и антисимметричного возбуждения. Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя типа 1 при выполнении условий (3.32) имеет структуру: .0 S 1 s 21 0 s. 41 . s 21 0 0 s 41 . . s 41 0 . 0 s 21 . s 41 0 . ; s 21 0 . s 21 e j cos 2 . ; s 41 je j sin 2 (3.33) Направленные ответвители типа 1 относятся к сонаправленным ответвителям, так как волна во вторичной линии передачи 3—4 движется в ту же сторону, что и возбуждающая ее волна в первичной линии 1—2. Кроме того, направленные ответвители типа 1 являются . . квадратурными, т. е. фазовый сдвиг между элементами s 21 и s 41 в матрице рассеяния равен / 2 . В направленном ответвителе типа 1, как правило, имеется вторая плоскость симметрии (по крайней мере электрической), проходящая между парами входов 1—3 и 2—4. Условия (3.32), определяющие направленность типа 1, могут быть переписаны в терминах 19 . . a b для парциальных четырехполюсников. C классических матриц передачи A . . c d помощью формул перехода между матрицами А и S из табл. 3.1 получаем уравнения . . . . . . (a d ) (b c ) 0 , из которых с учетом вещественности элементов a и d и мнимости . . элементов b и c в реактивном четырехполюснике следует: . . a d направленность типа 1. . . b c Дифференциальный фазовый сдвиг легко определяется . . (3.34) из соотношения . t a b , приводящего к формуле e j . . . t a b . . a a arctg . arctg . . b b Выражения для ненулевых элементов идеальной матрицы рассеяния направленного ответвителя типа 1 с учетом условий (3.34) принимают вид . . . . . 1 (a a ) (b b ) s 21 . . . . . . . . . s 41 2 (a a b b ) (a b a b ) (3.35) . . где верхний знак относится к элементу s 21 , а нижний—к элементу s 41 . Направленность типа II. . . . Совместное выполнение условий развязки s 41 0 и согласования входов s 11 s 22 0 . . в соответствии с формулами (3.31) возможно только при выполнении равенств t t и . . 1, 2 1, 2 . С учетом канонической матрицы четырехполюсника (2.54) это приводит к выражениям . . рассеяния недиссипативного . (3.36) 1 cos e j ; 2 cos e j ( 2 2 1 ) , t sin e j ; где , 1 , 2 — независимые вещественные параметры, определяющие матрицу рассеяния реактивного четырехполюсника. Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя типа II при выполнении условий (3.36) приобретает вид: . . 0 s s 0 21 31 . . . . . s 21 0 0 s j 2 11 j1 42 s t sin e S . ; ; ; (3.37) s 21 31 . 1 cos e s 0 0 s 21 31 . 0 s. s 21 0 42 . . s 42 2 cose j ( 2 2 1 ) Направленные ответвители типа II относятся к противонаправленным ответвителям, так как волна во вторичной линии передачи 3—4 движется в противоположную сторону по отношению к возбуждающей ее волне в первичной линии передачи 1—2. Если 20 направленный ответвитель типа II имеет вторую плоскость симметрии, проходящую между . . . . парами входов 1—3 и 2—4, то 1 2 , что означает s 42 s 31 и 2 1 / 2 . Следовательно, при наличии двух плоскостей симметрии направленный ответвитель типа II оказывается квадратурным. Если же второй плоскости симметрии нет, но подбором параметров парциальных четырехполюсников обеспечено равенство 1 2 , то . . направленный ответвитель типа II получается синфазно-противофазньм, т. е. s 42 s 31 . . . . . Условия t t , 1, 2 1, 2 определяющие направленность типа II, в терминах классических матриц передачи парциальных четырехполюсников выглядят следующим образом: . . . . . . . . . . (a d ) (b c ) (a d ) (b c ) ; . . . . . . (a d ) (b c ) (a d ) (b c ) . . . . Отсюда с учетом вещественности элементов a и d и мнимости элементов b и c в реактивных четырехполюсниках следуют условия: . . a d направленность типа II, (3.38) . . b c с учетом которых получаем выражения для расчета элементов идеальной матрицы рассеяния (3.37): . 2 . s 21 . s 31 ; . . . . . . . . . (a a ) (b b ) (3.39) . . (a a ) (b b ) (a a ) (b b ) . . s 42 . . . (a a ) (b b ) . . . . (a a ) (b b ) Направленность типа III. . . . Совместное выполнение условий развязки s 21 0 и согласования входов s 11 s 22 0 в соответствии с формулами (3.31) возможно только при выполнении равенств . . . . 1, 2 1, 2 (т.е. S S ). t t ; С учетом канонической матрицы рассеяния реактивного четырехполюсника эти условия принимают вид: . . . . . . 2 cos e j ( 2 2 1 ) 2 t sin e j 2 t ; 1 cos e j1 1 ; (3.40) Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя типа III при выполнении условий (3.40) имеет структуру: 21 0 0 S 111 .0 . 0 s 31 s 41 . s. 41 s 42 . s 41 . s 42 ; 0 0 . s 31 . s 41 0 0 . . s 31 1 cos e j1 ; . . s 42 2 cose j (22 1) ; (3-41) . . s 41 t sin e j2 . . . . Условия t t и 1,2 1,2 , определяющие направленность типа III, в терминах классических матриц передачи парциальных четырехполюсников дают уравнения . . . . . . . . . . . . (a d ) (b c ) (a d ) (b c ) . . . . (a d ) (b c ) (a d ) (b c ) , . . . . из которых в силу вещественности элементов a и d и мнимости элементов b и c в реактивном четырехполюснике следуют условия: . . a d направленность типа III, (3.42) . . b c и с учетом этих условий получаем следующие выражения для элементов идеальной матрицы рассеяния (3.41): . . . s 31 . . ( a a ) (b b ) . . . . . s 42 ; . . . . . (a a ) (b b ) . . . . (3.43) (a a ) (b b ) ( a a ) (b b ) Рис. 3.8. Взаимное преобразование направленности типов I и III 2 . s 41 . . . . (a a ) (b b ) К направленным ответвителям типа III могут быть отнесены направленные ответвители типа 1, если они имеют вторую плоскость геометрической симметрии P2 (рис. 3.8, а). Действительно, поворот направленного ответвителя типа 1 в плоскости рисунка на 90° по часовой стрелке и перенумерация входов 1 2 , 2 4 , 3 1 и 4 3 приводят к ответвителю с матрицей рассеяния вида (3.41), т. е. к направленному ответвителю типа III, имеющему плоскость симметрии P2 . Поэтому в направленных ответвителях с двумя 22 плоскостями геометрической симметрии настройка парциальных четырехполюсников симметричного и антисимметричного возбуждения по условиям (3.34) и (3.42) в ряде случаев может оказаться эквивалентной и привести к одинаковым схемам ответвителей (с точностью до перенумерации входов). Пользуясь сформулированными условиями согласования и развязки входов направленных ответвителей в терминах параметров парциальных четырехполюсников, можно не только легко уяснить принцип действия того или иного ответвителя (разумеется, имеющего плоскость симметрии), но а получить соотношения, необходимые для его проектирования. 23 Лекция № 6 Кольцевые направленные ответвители. Рис. Кольцевой а—общая схема; б—схема замещения парциальных четырехполюсников восьмиполюсник: Выясним возможности создания направленных ответвителей на основе восьмиполюсника с плоскостью симметрии P1 , выполненного в виде замкнутого кольца из четырех отрезков линий передачи (для определенности коаксиальных волноводов) с Тволной (рис. 3.9, а). Волновые сопротивления z B1 , z B 2 , z B 3 и длины отрезков линий передачи l1 и l2 являются варьируемыми параметрами, а длина отрезка l2 выбрана равной B 4 . Четырехполюсники симметричного и антисимметричного возбуждения имеют одинаковые схемы замещения (рис.3.9,б), в которых эквивалентные шунтирующие реактивные проводимости b1 и b3 относятся к параллельным шлейфам длиной l1 / 2 и l3 / 2 с условиями холостого хода (индекс «+») и короткого замыкания (индекс «—») и согласно формулам (1.31) определяются выражениями l1, 3 l1, 3 1 1 ; b1,3 . b1,3 tg ctg zB1,3 2 zB1,3 2 (3.44) Классические матрицы передачи четырехполюсников симметричного и антисимметричного возбуждения определяются путем вычисления произведения трех матриц передачи, две из которых относятся к шунтирующим проводимостям b1,3 , а третья принадлежит четвертьволновому трансформатору с волновым сопротивлением zB 2 . . A a. c b 1 . jb d 1 . 0 0 j 1 zB 2 jzB 2 1 0 jb3 zB 2b3 jzB 2 0 1 (3.45) j zB 2b1 b3 zB 2b1 1 zB 2 24 Рассмотрим последовательно возможности получения направленности всех трех типов. 1. Направленность типа I. . . . . Условия a d и b c , во-первых, означают равенство проводимостей b3 b1 , а во-вторых, приводят к квадратному уравнению 2 1/ zB 2 zB 2 b1 zB 2 (3.46) с корнями b1 1/ zB2 2 1 . Равенство b1 b1 имеет следствием [см. (3.44)]: ctg ( l1,3 / 2) tg ( l1,3 / 2) , поэтому длину отрезков линий передачи l1 и l3 следует выбрать l1 l3 B 4 . Тогда b1 1 / zB1 и zB3 zB1 . Согласно формулам (3.35) с учетом (3.46) элементы идеальной матрицы рассеяния получившегося направленного ответвителя типа I . . s21 jzB 2 ; s41 zB 2 / zB1 , . 2 (3.47) 2 . причем равенство s21 s41 zB2 2 zB2 2 / zB2 1 1, являющееся следствием унитарности матрицы рассеяния (3.33), совпадает с уравнением (3.46). Таким образом, выбирая соответствующие волновые сопротивления z B1 и zB 2 , можно устанавливать заданное деление мощности на развязанных выходах ответвителя. Например, для равного деления мощности со входа 1 между выходами 2 и 4 следует выбирать zB1 1 и zB 2 1 . 2 Получившееся устройство с равным делением мощности называется квадратным (или шлейфным) мостом. В полосе частот свойства согласования и развязки входов не сохраняются и квадратный мост характеризуется следующими параметрами: . 1 s11 1)входным КБВ K ; . 1 s11 . 2) развязкой входов 1 и 3, определяемой в виде L31 20 lg( 1 / s31 ) , дБ; . 3) коэффициентами связи, задаваемыми соотношениями L21 20 lg( 1 / s21 ) , дБ. Зависимости этих параметров от частоты изображены на рис. 3.10, где также приведен один из возможных рисунков печатной платы, получаемый при реализации квадратного моста на полосковых линиях передачи. 2. Направленность типа II. . . . . Условия a d и b c в матрице передачи (3.45), во-первых, заставляют положить b3 b1 , а во-вторых, приводят к квадратному уравнению 1/ zB 2 zB 2 (b1 )2 zB 2 (3.48) с корнями b1 1 1 2 . Равенства b1 b1 и b3 b1 могут быть выполнены, zB 2 если выбрать [см. формулы (3.44)]: z B1 z B 3 ; l1 B ; l 3B , что обеспечивает 3 4 4 b1 1 z . Согласно формулам (3.39) с учетом (3.48) элементы идеальною матрицы B1 рассеяния получившегося направленного ответвителя типа II . . . s31 j / zB1; s42 j / zB1; s21 j / zB 2 . (3.49) 25 2 . . 2 причем равенство s31 s21 1 2 1 2 1, являющееся следствием унитарности z B1 zB 2 матрицы рассеяния, совпадает с уравнением (3.48) при b1 1 z . Полученное устройство B1 относится к противонаправленным ответвителям синфазно-противофазного типа и носит специальное название гибридное кольцо. Подбирая соответствующие волновые сопротивления zB1 и zB2 отрезков кольца, можно устанавливать на его выходах заданное деление мощности. Например, для достижения равного деления мощности между выходами 2 и 3 при возбуждении входа 1 следует выбрать волновые сопротивления отрезков кольца zB1 zB2 zB3 zBK 2 . Частотные характеристики параметров гибридного кольца с равным делением мощности изображены на рис.3.11. Где также показан один из возможных рисунков печатной платы при выполнении гибридного кольца на полосковых линиях передачи. 3. Направленность типа III. . . . . Условия a d и b c , которым должны отвечать элементы матрицы передачи (3.45), во-первых, означают равенство проводимостей b3 b1 , а во-вторых, приводят к квадратному уравнению 1/ z B1 z B 2 b1 z B 2 2 (3.50) с корнями b1 1 1 2 . Поэтому минимальные длины отрезков l1 и l 2 следует zB2 выбрать равными B . Таким образом, b1 1 . Согласно формулам (3.43) с учетом z B1 4 (3.50) элементы идеальной матрицы рассеяния получившегося направленного ответвителя типа III . . . . z s 42 s 31 jzB1; s 41 s 32 B1 . (3.51) zB2 Легко убедиться, что полученный кольцевой направленный ответвитель типа III в точности соответствует направленному ответвителю типа I, но с заменой z B2 z B1 и Рис. 3.10. Частотные характеристики Рис. 3.11. Частотные характеристики квадратного (шлейфного) моста гибридного кольца 26 перенумерацией входов. Таким образом, реализация направленности типа III в данном случае не приводит к новой схеме ответвителя (см. рис. 3.8 и пояснения к нему в тексте). Итак, исследование восьминполюсного устройства, показанного на рис. 3.9, позволяет с единых позиций объяснить принцип действия широко распространенных укрупненных базовых элементов — квадратного моста и гибридного кольца. Подобные элементы можно выполнять на многих типах линий передачи, включая прямоугольные волноводы. В последнем случае чаще используется не параллельное, а последовательное подключение выходных волноводов к замкнутому волноводному кольцу (т.е. в Е- плоскости), Это заставляет изменить схемы парциальных четырехполюсников на рис. 3.9, б путем замены параллельных реактивностей шлейфов jb1,3 на последовательные реактивности jx1,3 . Получение расчетных соотношений для кольцевых направленных ответвителей различных типов с последовательным подключением выходных волноводов к кольцу рекомендуется читателям в качестве упражнения. 27 Лекция №7 Направленные ответвители на связанных линиях передачи с Т-вонами. Наиболее компактные и широкополосные направленные ответвители в СВЧ диапазоне волн получаются при использовании эффектов взаимной связи в многопроводных линиях передачи с Т-волнами. На рис. 3.12 показаны эскизы двух ответвителей такого типа. Анализ ответвителей на связанных линиях передачи удобно проводить методом симметричного и антисимметричного возбуждения, используя продольную плоскость симметрии, расположенную между первичной 1—2 и вторичной 3—4 линиями передачи. Парциальные четырехполюсники симметричного и антисимметричного возбуждения приобретают вид отрезков регулярной линии передачи с Т-волной, причем длины этих отрезков l совпадают с длиной участка связи, а волновые сопротивления z B зависят от того, какое граничное условие (Ht=0 или Еt=0) имеет место в плоскости симметрии ответвителя. Конфигурации поперечных сечений и структуры поперечного электрического поля в Рис. Направленные ответвители на связанных линиях передачи с Т – волной: а – на двухпроводной линии; б – на полосковой линии парциальных четырехполюсниках симметричного и антисимметричного возбуждения для трех разновидностей связанных линий передачи показаны на рис. 3.13. Из сравнения структур электрического поля следует, что погонная емкость линии передачи в режиме симметричного возбуждения (граничное условие Ht=0) должна быть меньше погонной емкости в режиме антисимметричного возбуждения (граничное условие Et=0), и, следовательно, волновые сопротивления z B и z B в парциальных четырехполюсниках удовлетворяют неравенству z B z B . Полагая, что входные линии передачи ответвителя имеют единичное нормированное волновое сопротивление, можно на основании формулы (3.20) следующим образом записать классические матрицы передачи парциальных четырехполюсников: 28 Рис. Поперечные сечения связанных линий передачи и соответствующие сечения парциальных четырехполюсников в методе симметрии: а – кругло-двухпроводный волновод; б, в – полосковые линии . cos l jzB sin l b j sin j . При таком виде матриц передачи . cos l d zB парциальных четырехполюсников возможна реализация только направленности типа II с условиями на элементы матриц A вида (3.38). Согласно этим условиям равенство элементов a d обеспечивается при одинаковых коэффициентах фазы в . A a. c . . парциальных четырехполюсниках, а равенство элементов b c будет иметь место при специальном подборе волновых сопротивлений: (3.52) z B z B 1 Существенно, что условия реализации направленности получились не зависящими от электрической длины участка связи l , и, следовательно, идеальная развязка и полное согласование входов будут обеспечиваться на любой частоте. От частоты будет зависеть лишь распределение мощности на выходах ответвителя. Используя формулы (3.37) и правила перехода от матрицы передачи к матрице рассеяния (см. табл. 3.1), после несложных тождественных преобразований с учетом условия (3.52) получаем: . s 21 1 M 2 1 M 2 cos l j sin l . . ; s 31 s 42 jM sin l 1 M 2 cos l j sin l , (3.53) z B z B где M вспомогательный параметр, имеющий смысл модуля коэффициента z B z B отражения от стыка линий передачи с волновыми сопротивлениями z B и z B . Из формулы (3.53) следует, что если длина участка связи l (2m 1) B (m 1,2,3,.....) , то коэффициент 4 29 . передачи s 31 максимален и равен параметру М. Если же длина участка связи кратна . полуволне, то s 31 0 и вся мощность со входа 1 проходит на вход 2. На рис. 3.14 показано . . изменение модулей s 31 и s 21 в направленном ответвителе на связанных линиях передачи в зависимости от электрической длины l при параметре M 1 . 2 Направленный ответвитель на связанных линиях передачи имеет две плоскости симметрии, и поэтому относится к квадратурным направленным ответвителям, т. е. . . arg s 31 arg s 21 2 Рис. Частотные характеристики трехдецибельного направленного ответвителя на связанных линиях передачи Чаще всего применяются направленные ответвители на полосковых и микрополосковых линиях. При проектировании таких ответвителей с заданными . . . 2 . 2 коэффициентами передачи s 31 и s 21 , удовлетворяющими условию s 21 s 31 1 , длину участка связи l можно выбирать произвольно (чаще всего B ), после чего на основании 4 формул (3.53) находят параметр М и определяют значения волновых сопротивлений z B и z B . По этим сопротивлениям рассчитывают необходимые размеры полосковых проводников в поперечном сечении ответвителя и определяют требуемый зазор между ними. На этой стадии расчета приходится обращаться или к справочным материалам по волновым сопротивлениям z B и z B связанных линий передачи, или использовать специальные программы для ЭВМ, составленные применительно к выбранной геометрии поперечного сечения связанных линий передачи. Наиболее трудной является реализация направленных ответвителей с сильной связью (М>0,3), так как в этом случае обычно требуется чрезвычайно малый зазор между проводниками (см. рис. 3.12) и возникают технологические трудности при обеспечении его стабильности в процессе производства. При создании направленных ответвителей на связанных несимметричных микрополосковых линиях передачи возникает еще одна трудность, связанная с некоторым различием коэффициентов фазы и для волн симметричного и антисимметричного возбуждения в пределах участка связи. Необходимое выравнивание этих скоростей может быть достигнуто нанесением дополнительного диэлектрического слоя на связанные проводники или добавлением компенсирующих реактивных элементов по концам участка связи. 30 Лекция № 8 Направленные ответвители полосковые. Основные характеристики и параметры. Полосковые направленные ответвители представляют собой четырехплечные взаимные устройства (восьмиполюсники), предназначенные для направленного отбора части СВЧ мощности из одного (основного) канала в другой (дополнительный - рис. 5.1). Направленная передача энергия в таких устройствах связана с условием полного согласования всех его плеч. При идеальном согласовании одно ид плеч дополнительного канала развязано и мощность в него не поступает. В двух других плечах называемых рабочими, входная мощность распределяется в соответствии с выбранной величиной связи между каналами. Указанные свойства позволяют использовать такие устройства для построения полосковых делителей мощности, смесителей, модуляторов, дискриминаторов, сумматоров мощности и т. д. Кроме того, направленные ответвители можно использовать как самостоятельные узлы, необходимые для проведения различного рода измерений в СВЧ диапазоне. Следует, однако, заметить, что в реальных конструкциях направленных ответвителей идеальное согласование не достигается и. следовательно, в теоретически развязанное плечо частично попадает мощность, действующая на его входе. Рисунок Функциональная схема направленного ответвителя Для характеристики свойств реальных направленных ответвителей используют следующие параметры. Рабочее затухание, или выраженное в децибелах отношение мощностей на входе и выходе основного канала: P С12 10 Lg 1 P2 Переходное ослабление (связь), или отношение мощности P1 на входе основного канала к мощности Р3, существующей на выходе рабочего плеча дополнительного канала (дБ): P С13 10 Lg 1 P3 Развязка, или отношение мощности P1 на входе основного канала к мощности Р4 существующей на выходе развязанного плеча дополнительного канала (дБ): 31 P1 P4 Направленность, или отношение мощностей на выходе рабочего и развязанного плеча дополнительного канала (дБ): P С14 10 Lg 3 P4 Коэффициент деления мощности, или отношение мощностей на выходе рабочих плеч основного и дополнительного каналов (дБ): P С 23 10 Lg 2 С13 С12 P3 КСВН—коэффициент стоячей волны (параметр, характеризующий степень согласования плеч направленного ответвителя с нагрузками). Величина КСВН со стороны любого плеча направленного ответвителя определяется (измеряется) при условии полного согласования всех оставшихся плеч; f-рабочая полоса направленного ответвителя, т.е. участок частот, на котором неравномерность связи (отклонение связи от среднего значения) или неравномерность величины направленности C34 не превышает заданного значения; f0—средняя частота рабочей полосы ответвителя, равная среднеарифметическому значению крайних частот f1 и f2: f0= (f1+f2)/2; 0- центральная длина волны рабочей полосы ответвителя: 0=212/(1+2), где 1 и 2 наибольшая и наименьшая длина волны в пределах рабочей полосы f. Для характеристики свойств направленных ответвителей, работающих в полосе частот, нужно также определить частотные зависимости указанных выше параметров C13, C14, C34, C23. При проектировании и создании направленных ответвителей обеспечение тех или иных параметров в большинстве случаев определяется конкретными условиями их применения. Так, при использовании ответвителей в однотактных смесителях величина переходного ослабления C13 обычно составляет 15 ... 25 дБ и выбирается в зависимости от величины мощности гетеродина, допустимой реакции цепи гетеродина на основной канал и т. д. При использовании ответвителей в рефлектометрах и измерителях проходящей мощности с целью снижения погрешности измерений связь с дополнительным каналом ответвителя выбирается еще более слабой: C13==20 ... 30 дБ. Как уже отмечалось, величина направленности С34 реальных конструкций имеет конечное значение, которое определяется типом ответвителя, качеством согласования плеч с нагрузками, диапазоном частот и находится в пределах 15 ... 40 дБ. Этот параметр во всех случаях желательно иметь как можно большим. Например, в ответвителях предназначенных для смесителей, снижение величины направленности C34, приводит к снижению развязки (C14=C13+C34) и увеличению проникновения мощности гетеродина во входную цепь смесителя. Последнее обстоятельство, как известно, является крайне нежелательным. При проектировании направленных ответвителей для широкополосных устройств необходимо, чтобы рабочая полоса f ответвителя была шире полосы устройства, причем неравномерность связи C13 и неравномерность направленности C34 в полосе не должны превышать заданных требований, например ±0,3 дБ. Широкополосность же ответвителя, как будет сказано ниже, обеспечивается выбором типа связи, числом элементов связи, конструкцией и зависит от величины переходного ослабления и заданной неравномерности C13. С14 10 Lg Классификация направленных полосковых ответвителей и их особенности. 32 По виду связи между основным и дополнительным каналом полосковые направленные ответвители делятся на три типа: а) с распределенной электромагнитной связью; б) со связью шлейфного тина; в) с емкостной связью. По степени связи полосковые направленные ответвители делятся на два типа: а) с сильной связью (связь меньше 10 дБ); б) со слабой связью (связь больше 10 дБ). В зависимости от типа используемых полосковых волноводов направленные ответвители бывают симметричные и несимметричные. По виду диэлектрика, используемого в полосковом волноводе, различают направленные ответвители с воздушным и твердым заполнителем, а также микрополосковые направленные ответвители, изготовленные на основе методов СВЧ печати с большим значением относительной диэлектрической проницаемости подложки. Полосковые направленные ответвители с распределенной электромагнитной связью (рис. 5.2) представляют собой параллельно расположенные и электромагнитно связанные полосковые волноводы с волной типа ТЕМ. Ответвленная в дополнительный полосковый волновод мощность распространяется в направлении, обратном направлению распространения ее в основном волноводе. Такие ответвители носят название «противонаправленных». В зависимости от электрической длины участка связи направленные ответвители могут быть однозвенными (одноступенчатыми) (рис. 5.2,а) и многозвенными (многоступенчатыми) (рис. 5.2,6). Рисунок.2. Однозвенный направленный ответвитель с электромагнитной связью (а) и многозвенный (б) Многозвенные ответвители позволяют увеличить связь и широкополосность системы. Например, трехзвенные ответвители на симметричных полосковых волноводах с переходным ослаблением на средней частоте С13=3 дБ обеспечивают коэффициент перекрытия kf=f1/f2 при отклонении связи от среднего значения на С13=0,4 дБ и kf=3 при С13=0,1 дБ. Однозвенные ответвители обеспечивают коэффициент перекрытия kf2 при С13=3 дБ и С13=0,3 дБ. Причем частотная характеристика переходного ослабления однозвенного ответвителя имеет форму косинусоиды, в то время как характеристика многозвенных ответвителей может быть сделана максимально плоской или чебышевской (с равным отклонением от среднего значения). С ростом переходного ослабления при фиксированных значениях С13 рабочая полоса ответвителя сужается. Величина направленности теоретически идеальна (бесконечна) в неограниченной полосе частот. Напряжения в выходных плечах 2 и 4 направленного ответвителя не зависят от частоты и имеют постоянный фазовый сдвиг, равный л/2. Наибольшее распространение среди направленных ответвителей со слабой электромагнитной связью получили ответвители с боковой связью (рис. 5.3,а). Они чаще всего выполняются на основе СВЧ методов печати, как на симметричных, так и на несимметричных полосковых волноводах. Среди разновидностей направленных ответвителей со слабой связью следует отметить ответвители с диафрагмой между 33 параллельно расположенными полосковыми волноводами (рис. 5.3.6, в). Величина связи такой конфигурации может регулироваться путем изменения величины зазора в диафрагме. Рисунок 3 Поперечное сечение полосковых направленных ответвителей со слабой электромагнитной связью: а - с боковой связью на симметричном полосковом волноводе; б - со связью через диафрагму на симметричном полосковом волноводе; в - со связью через диафрагму на несимметричном полосковом волноводе с твердым диэлектриком. К направленным ответвителям с сильной связью (малым переходным ослаблением) следует отнести ответвители с так называемой лицевой связью или со связью по широким сторонам полосковых волноводов. При этом связанные полосковые волноводы располагаются либо параллельно, либо перпендикулярно заземленным пластинам. Поскольку каждой полосковый волновод расположен несимметрично относительно внешних заземленных пластин, то в подобных направленных ответвителях возможно возникновение различных видов колебаний. Однако путем полной экранировки ответвителя либо введением дополнительной уравновешивающей полоски паразитные виды колебаний можно исключить практически полностью. Следует заметить, что направленные ответвители с сильной связью можно создать также при использовании боковой связи между полосковыми волноводами (рис. 5.3,а). При этом толщина полосковых волноводов должна быть выбрана такой, чтобы зазор между ними при заданной величине связи был технологически выполнимым. Рисунок 5. Схема n-шлейфного направленного ответвителя Ответвители шлейфового типа состоят из двух параллельных передающих полосковых волноводов, связанных рядом параллельных шлейфов (рис. 5.5). Длина шлейфов и расстояние между ними равны одной четверти длинны волны (или нечетному числу четвертей волн) в полосковом волноводе на средней частоте. Ответвленная мощность в дополнительный канал распространяется в нем в том же направлении, как и в основном полосковом волноводе. Наименьшее число шлейфов, при котором происходит направленное ответвление мощности, равно двум. В зависимости от числа шлейфов этот тип направленных ответвителей подразделяется на двух-, трех- и, в общем случае, n-шлейфные ответвители. С ростом числа шлейфов их частотные характеристики улучшаются. Фазовый сдвиг напряжений на выходных плечах 2 и 3 ответвителя составляет 90°. 34 Шлейфные направленные ответвители применяются, как правило, для получения сильной связи при использовании как симметричных, так и несимметричных полосковых волноводов, поскольку обеспечение слабой связи сопряжено с конструктивными и технологическими трудностями выполнения весьма малого поперечного сечения шлейфов. Направленные ответвители с емкостной связью предназначены для симметричных полосковых волноводов на частотах ниже 4 ГГц (рис. 5.6.а). Нежелательная индуктивная связь выводов отрезков полосковых волноводов ослабляется из-за перпендикулярного расположения полосковых волноводов в местах их связи, где они отделены друг от друга диэлектриком. Расстояние между участками связи равно четверти длины волны в полосковом волноводе. С увеличением числа последовательно включенных ответвителей (рис. 5.6,б) направленность возрастает. Связь в таких направленных ответвителях выбирается достаточно сильной, поскольку ограничивающим фактором выбора более слабой связи является пропорциональное уменьшение направленности. Рисунок 5.6. Схемы односекционного (а) и двухсекционного (б) ответвителей с емкостной связью. 35 Лекция № 9 Основные элементы и узлы линий передачи. Классификация передачи. и характеристики элементов и узлов линий В фидерном тракте кроме направленной передачи электромагнитной энергии осуществляются деление и сложение мощности, всевозможные переключения, амплитудная, частотная и фазовая обработка высокочастотных сигналов, селекция сигналов по частоте и поляризации, калиброванное ослабление сигналов и т.д. Поэтому количество типов элементов и узлов линий передачи, разработанных к настоящему времени, весьма велико. Условимся называть элементом линии передачи простейшее одиночное устройство, выполняющее одну функцию в данной линии передачи, а узлом линии передачи устройство, выполняющее одну или несколько функций и состоящее из двух и более элементов. Элементом, например, является волноводный уголок, а узлом вращающееся сочленение. 1. Классификация элементов и узлов линий передачи. Будем классифицировать элементы и узлы по функциям, которые они выполняют в линии передачи, независимо от того, для какой цели выполняется та или иная функция. Основные типы элементов и узлов, разделенные по указанному признаку, приведены в табл. 18.1. 2. Многополюсники, эквивалентные данному элементу или узлу, составляются обычно на основе равенства их коэффициентов отражения и передачи соответствующим коэффициентам реальных элементов и узлов. Фидерный узел и его эквивалентная схема в общем виде показаны на рис. 18.1,а и б соответственно. Узел, или элемент, извне ограничивается выходными (входными) соединительными фланцами I или другими соединительными устройствами. Каждый отдельный вход или выход узла (элемента) называется плечом. Подключаемые к плечам узла отрезки линий передачи, ведущие к другим элементам фидерного тракта (нагрузкам II, источникам электромагнитной энергии III и т. п.), называются каналами фидерного узла. Нумерацию плеч и каналов обычно делают одинаковой. На эквивалентной схеме каждое плечо изображается двумя клеммами (полюсами) эквивалентных двухпроводных линий. Если фидерный узел содержит N плеч, то эквивалентная ему схема будет 2N-полюсником. Например, трехплечий узел по эквивалентной схеме будет шестиполюсником и т.д. 3. Электрические характеристики фидерных элементов и узлов многообразны, их набор и значения различны для различных узлов. Имеется, однако, ряд характеристик, общих для всех элементов и узлов. К ним относятся: электрическая прочность; выражается в предельно допустимой мощности, передаваемой через узел, в предельно допустимом напряжении (для элементов и узлов с волной типа ТЕМ) или в предельной напряженности электрического поля (для волн типа Н или Е); ширина полосы рабочих частот f; коэффициент полезного действия или потери мощности в узле, выражаемые в децибелах; коэффициент передачи по мощности Lij()=Pij/Pi, (1) где Pij активная мощность, поступившая от i-го плеча, на выходе j-го плеча при подключении к нему и всем другим плечам согласованных нагрузок, а Pi активная мощность на входе i-го плеча; для взаимных устройств (не меняющих своих свойств при изменении направления передачи) Lij= Lji, для невзаимных устройств это равенство не имеет места. Коэффициент передачи по мощности часто выражается в децибелах 36 Lij()= 10lg(Pij/Pi), (2) причем знак минус перед логарифмом обеспечивает получение положительных значений коэффициентов передачи (в пассивных элементах и узлах всегда Рij<Рi); комплексный коэффициент отражения на входе t-го плеча (3) Г i ( ) U iотр U iпад , где U iотр и U iпад комплексные амплитуды отраженной и падающей волн на входе i-го плеча при условии, что ко всем остальным плечам подключены согласованные нагрузки. Таблица 1 Наименование класса элементов Функциональные признаки (узлов) 1 Отрезки регулярных линий Направленная передача передачи электромагнитной энергии 2 Соединительные устройства: Соединение отрезков регулярных а) неподвижные и подвижные линий, элементов или узлов сочленения; б) уголки и изгибы; в) трансформаторы и фильтры типов волн; г) вращающиеся сочленения 3 Делители мощности Разделение энергии, канализируемой в одном канале, на несколько каналов или сложение энергии из нескольких каналов в одном 4 Переключающие устройства Временные соединения различных (коммутаторы) каналов 5 Развязывающие устройства: Понижение уровня мощности, а) аттенюаторы; проходящей из одного канала в другой, б) направленные ответвители; или полная развязка между каналами в) циркуляторы 6 Поляризационные Преобразование поляризации преобразователи проходящих волн 7 Фазирующие устройства: Поддержание или изменение фазы а) фазовращатели; или разности фаз колебаний в линии б) секции дифференциального фазового сдвига 8 Мостовые (гибридные) Сложение, вычитание и соединения: калиброванное разделение мощности а) двойные Т-образные: электромагнитных колебаний в б) щелевые; четырехканальном соединении в) кольцевые; г) шлейфовые 9 Защитные устройства Предохранение нагрузки или узла от чрезмерной мощности 10 Согласующие устройства Согласование фидерного тракта в целом, его отдельных элементов и узлов для получения заданного коэффициента отражения 11 Симметрирующие устройства Переход от несимметричной линии или узла к симметричной линии или узлу, 37 и наоборот Рис. 18.1. Фидерный узел с N каналами (а) и его эквивалентная схема в виде 2Nполюсника (б). Определенные соотношениями (18.1) и (18.3) коэффициенты передачи и отражения, которые характеризуют собственно узел, не нужно путать с этими же коэффициентами, определяемыми для конкретных включений узла, когда некоторые плечи могут оказаться не согласованными со своими каналами. Для каждого направления передачи через узел (от i-го входа к j-му выходу) будут свои значения каждой из перечисленных характеристик. Количество коэффициентов отражения, которые необходимо знать для полной характеристики узла, равно числу плеч N, а количество каждой из остальных характеристик (Pмакс, f, , L) для взаимных устройств равно, очевидно, числу сочетаний из N элементов по два: С2N=N!/(N-2)!2!. (18.4) Если устройство невзаимное, то Lij Lji, f ij f ji и т. д., поэтому количество каждой из этих характеристик, требуемых для полного описания свойств узла, определяется числом размещений из N элементов по два: А2N=N!/(n-2)!. (18.5) В том случае, когда одни направления передачи содержат невзаимные элементы, а другие нет, число необходимых характеристик будет промежуточным между С 2N и А2N и должно вычисляться особо. 38 Лекция № 10 Основные свойства ферритов на СВЧ. Распространение электромагнитных волн в гиротропных средах и свойства ферритов в диапазоне СВЧ обычно подробно изучаются в курсах теории электромагнитного поля. В этом параграфе для напоминания приводятся основные сведения из указанной области, необходимые при изучении узлов линий передачи, включающих различные ферритовые элементы. 1. Ферриты представляют собой химические соединения, получаемые из магнетита (закись-окись железа FeO Fe2О3) путем замещения двухвалентного железа в нем некоторыми другими металлами. Изготовляются ферриты из порошкообразных смесей магнетита и окислов соответствующих металлов. Феррит является полупроводником с низкой проводимостью. Диэлектрическая проницаемость ферритов r на СВЧ колеблется в пределах 515, а магнитная при отсутствии подмагничивания близка к единице. В отсутствие внешнего постоянного магнитного поля ферриты при всех частотах воздействующего на них электромагнитного поля являются изотропными материалами с взаимными свойствами. 2. Ферриты в постоянном магнитном поле за счет прецессии электронов под воздействием электромагнитного поля СВЧ изменяют свои параметры при изменении направления вращения волн круговой поляризации и при изменении направления распространения электромагнитных волн по отношению к направлению приложенного постоянного магнитного поля. Благодаря этим свойствам фидерные элементы и узлы с ферритами изменяют свои характеристики при изменении направления распространения волны, т. е. не подчиняются принципу взаимности. Невзаимные эффекты наблюдаются в феррите как при продольном подмагничивающем поле (направление поля совпадает с направлением распространения электромагнитных волн), так и при поперечном подмагничивающем поле. 3. Эффект Фарадея заключается в повороте плоскости поляризации электромагнитных волн при их распространении в феррите вдоль силовых линий постоянного магнитного поля. Пусть электромагнитное поле имеет в некоторой точке A (рис. 18.2,а) вертикальную поляризацию и распространяется (вектор П) вдоль силовых линий постоянного магнитного поля. После прохождения пути длиной это же поле в точке Б будет иметь электрический вектор, повернутый на угол по часовой стрелке. Если, не изменяя магнитного поля Нo, направить электромагнитные волны от точки Б к точке А (рис. 18,2,б), то электрический вектор повернется на тот же угол , но по ходу волны против часовой стрелки. Нетрудно видеть, что в пространстве электрический вектор поворачивается в одну и ту же сторону. В этом и заключается одно из проявлений необратимости. Эффект Фарадея объясняется тем, что в гиротропных средах эффективные магнитные проницаемости для волн круговой поляризации имеют различные значения при правом вращении (г+) и левом вращении (г-) и по-разному зависят от приложенного магнитного поля. Это поясняется рис. 18.2,в, на котором приведены графики значений r для сравнительно слабых постоянных магнитных полей, которые и используются в устройствах, основанных на эффекте Фарадея. 39 Рис 18.2. К пояснению эффекта Фарадея. Поворот плоскости поляризации линейно-поляризованного поля можно объяснить на основе представления поля линейной поляризации Е как суммы двух полей круговой поляризации правого Е+ и левого вращения Е (рис. 18.2,г). Скорости распространения и длины волн полей разного направления вращения будут разными. ф с r r ф с r r ; (18.6) r r r r . Рассмотрим теперь картину сложения полей в один и тот же момент времени в точках А и Б. Предположим, что направление распространения совпадает с вектором Но (Но>0 на рис. 18,2,в). Векторы Е+ и Е в точке Б (рис. 18,2,д) будут отставать по фазе от соответствующих векторов в точке А (рис. ,18.2,г) за счет разности хода на угол 2 2 r r . Так как при Но>0 r+<r, то вектор Е+ отстанет на меньший угол, чем вектор Е. При этом результирующий вектор повернется вправо по ходу волны на угол =0,5(+). Пусть теперь картина рис. 18.2,г соответствует точке Б и волна распространяется навстречу полю Но, что соответствует отрицательным значениям Но на рис. 18.2,в. Так как при этом r+>r, то в точке А (рис. 18.2,е) вектор Е+ отстанет на больший угол, чем вектор Е и результирующий вектор повернется влево на угол =0,5(+). Нужно иметь в виду, что на рис. 18.2,е волна идет на читателя, поэтому вращение векторов на чертеже по часовой стрелке соответствует левому вращению. При слабых магнитных полях угол пропорционален Но и . С увеличением Но наступает эффект насыщения, и угол зависит в основном от длины пройденного волной пути. 4. Ферромагнитный резонанс возникает в ферритах как с продольными, так и с поперечными подмагничивающими полями. При продольном подмагничивании резонанс наблюдается в том случае, когда частота волн круговой поляризации правого вращения приближается к частоте прецессии электронов (к частоте гиромагнитного резонанса) f0=2,84Н0. Поперечное подмагничивание дает большую резонансную частоту f, чем продольное (при одинаковых Но). На заданной рабочей частоте поперечный резонанс возникает при меньших напряженностях поля Соотношения между резонансными частотами и соответствующими значениями подмагничивающего постоянного поля имеют вид f || f o 2,84H o ; f fo 1 Mo Ho , (18.7) 40 где М0 намагниченность феррита; f выражена в мегагерцах, а Н0 в эрстедах. Относительная магнитная проницаемость ферритов является комплексной величиной и может быть записана в виде г+='r+i"г+; r='r+i"r. Членами с двумя штрихами определяются потери в феррите, причем "r<<"r+. Рис 18.3. Зависимость магнитной прониРис 18.4 К пояснению эффекта нецаемости феррита на СВЧ от постоянного обратимого фазового сдвига. подмагничивающего поля Примерный вид зависимости магнитной проницаемости от подмагничивающего поля показан на рис. 18.3 для некоторой фиксированной частоты распространяющихся колебаний. Частоту ферромагнитного резонанса f0 изменением приложенного поля Н0 можно подобрать равной частоте колебаний поля. При этом волны правого вращения будут резко ослабляться, в то время как волны левого вращения пройдут без заметного затухания. Изменение направления распространения волн круговой поляризации при фиксированном Н0 эквивалентно изменению направления вращения. Таким образом, при f=f 0 волны правого вращения, распространяющиеся вдоль Н0, будут испытывать затухание, а распространяющиеся против Н0 не будут. 5. Необратимый фазовый сдвиг волн круговой поляризации наблюдается в продольно намагниченных ферритах, т.е. при распространении волн вдоль Но. Из рис 18.2,в следует, что для волн разного направления распространения (разного направления вращения) величины 'r, а вместе с ними и фазовые скорости, будут различными (на рис 18.2,в r='r). Явление необратимого фазового сдвига имеет место также в тонких ферритовых пластинах при поперечном подмагничивании в прямоугольном волноводе с волной типа Н 10 (рис 18.4,а). Ферритовая пластинка располагается между серединой волновода и одной из стенок и подмагничивается слабым магнитным полем Н0, перпендикулярным направлению распространения. Структура поля волны типа Н10 в волноводе при небольшой толщине пластинки почти не нарушается. Магнитное поле волны типа Н10, как известно [1], имеет вращающуюся поляризацию во всех точках, за исключением средней плоскости волновода (х=а/2). В системе координат рис. 18.4 выражения для комплексных амплитуд магнитного поля имеют вид iB 2a sin x e iz , H x a x B cos e iz , H z a 41 где В коэффициент, характеризующий амплитуду; постоянная распространения; верхние знаки соответствуют распространению в сторону положительных, а нижние отрицательных z. Отсюда видно, что составляющие магнитного поля отличаются по фазе на ±/2, т.е. магнитное поле имеет вращающуюся поляризацию относительно оси, перпендикулярной широким стенкам волновода. Чисто круговая поляризация имеет место при таких значениях х, когда Нх=Нz, т.е. в точках плоскостей, отстоящих от узких стенок волновода на расстоянии a d arctg . 2a Результирующий вектор вращается в сторону отстающей по фазе компоненты. При распространении волн в сторону отрицательных z (рис. 18.4,6) в точках справа от середины волновода (х<а/2) отстающей по фазе является компонента Hz, и поле вращается против часовой стрелки, т.е. имеет левую поляризацию, если смотреть на волновод сверху вниз в сторону отрицательных у. В точках слева от середины волновода поле имеет поляризацию правого вращения. При изменении направления распространения на обратное направление вращения также изменится на обратное во всех точках внутри волновода. При распространении волны в сторону отрицательных z (рис. 18.4,б) справа там, где расположена ферритовая пластинка, поле имеет поляризацию левого вращения. Так как вектор Н0 направлен навстречу оси вращения поля, то фазовая скорость определяется некоторым эффективным значением r. При распространении в сторону положительных z в области пластинки магнитное поле имеет поляризацию правого вращения и фазовая скорость определяется эффективной проницаемостью r+. Так как r+ и r имеют разные значения, то и фазовый сдвиг на единицу длины пластинки при прямом и обратном направлениях распространения будет разным, т.е. необратимым. Для пластинок феррита ограниченной длины вводится понятие дифференциального (разностного) фазового сдвига, равного разности фазовых сдвигов при прохождении электромагнитных волн вдоль пластинки в прямом и обратном направлениях. При этом одному направлению распространения приписывается фазовый сдвиг, равный нулю, а другому получающийся дифференциальный фазовый сдвиг (обычно отрицательный, соответствующий запаздыванию по фазе). Рис. 18.5. Эффект "смещения" поля. В отношении дифференциального фазового сдвига перенос пластинки от правой стенки к левой эквивалентен изменению направления распространения. А. Л. Микаэлян показал , что для очень тонких ферритовых пластинок максимальное значение дифференциального фазового сдвига получается при da/4. С увеличением толщины пластинки для получения максимума пластинку нужно передвигать ближе к боковой стенке. При заданных подмагничивающем поле и характеристиках феррита можно найти такую толщину пластинки, которая обеспечивает максимум при расположении пластинки у самой стенки. Это широко используется для упрощения конструкции устройств и улучшения теплоотвода от пластинки. 42 6. Эффект "смещения поля" наблюдается в волноводах со сравнительно толстыми ферритовыми пластинками при намагничивании сильным поперечным полем Н0. Суть явления заключается в том, что при одном направлении распространения феррит имеет магнитную проницаемость, поля заметно превышающую единицу, и концентрирует вблизи себя электромагнитное поле, а при обратном направлении распространения магнитная проницаемость феррита близка к единице, и феррит мало влияет на структуру поля. Разница в магнитных проницаемостях объясняется соображениями, изложенными в предыдущем пункте. На рис 18.5,а показано распределение амплитуд электрического поля в поперечном сечении волновода для распространения в сторону положительных z, а на рис. 18.5,б в сторону отрицательных z. 7. В заключение отметим, что в устройствах с ферритами различие в их свойствах наблюдается не только при изменении направления распространения, но и при изменении направления постоянного магнитного поля Н0 на обратное. По своему действию эти изменения равнозначны. Благодаря этому и использованию коммутируемых соленоидов для создания подмагничивающего поля Н0 оказывается возможным построить быстродействующие вентильные, коммутирующие, разветвительные, развязывающие, поляризационные и другие узлы. 43 Лекция №11 Симметрирующие устройства. 1. Проблема симметрирования возникает при необходимости подключения устройств с симметричными выходными клеммами к устройствам с несимметричными входными клеммами, или наоборот. Напомним, что симметричным называется двухполюсный вход или выход многополюсника, напряжения на клеммах которого по отношению к телу нулевого потенциала (в дальнейшем экрану) равны по величине и обратны по знаку. Таким образом, проблема симметрирования относится главным образом к устройствам, в которых используются электромагнитные волны типа ТЕМ, так как только для этих волн понятие напряжения может иметь смысл. В частности, двухпроводная линия с волной типа ТЕМ называется симметричной, если в каждом ее сечении напряжения проводов по отношению к экрану равны по величине и противоположны по знаку. При этом токи в проводах линии в каждом сечении также равны по величине и противоположно направлены. Рис. 18.6. Несимметричное питание симметричного вибратора. Непосредственное соединение симметричного и несимметричного устройств, как правило, недопустимо, ибо ведет к различным нарушениям в работе радиолинии. Например, непосредственное подключение к симметричному полуволновому вибратору коаксиального кабеля, как показано на рис 18.6, приводит к несимметричному распределению тока и заряда на вибраторе, к изменению его входного сопротивления (вибратор расстраивается), а также к появлению тока Iф на наружной оболочке кабеля, который представляет собой разность противофазных токов, наведенных на оболочке кабеля полями от неодинаково возбужденных плеч вибратора. Электромагнитное поле, излученное током Iф, искажает диаграмму направленности антенны, снижая ее КНД и к.п.д. в режиме передачи и уменьшая помехозащищенность радиолинии в режиме приема. Эти нежелательные последствия непосредственного соединения несимметричного кабеля с симметричной антенной называются антенным эффектом фидера. Антенный эффект возникает и в симметричной двухпроводной линии, когда она непосредственно подключается к несимметричному устройству или же несимметрично расположена относительно окружающих предметов. При этом токи в проводах линии будут разными, возникает разностный ток, который интенсивно излучает. 2. Симметрирующее устройство представляет собой четырехполюсник (рис. 18.7) с одной парой несимметричных и одной парой симметричных клемм. В дальнейшем будем рассматривать симметрирующие устройства с несимметричными входными и симметричными выходными клеммами. Симметрирующее устройство обеспечивает получение на выходных клеммах равных и противофазных напряжений по отношению к экрану (в том числе и по отношению к экрану коаксиального кабеля его наружной оболочке). Если теперь к симметричному выходу подключить нагрузку (антенну, линию передачи), имеющую электрическую симметрию относительно экрана, то токи в экране наводиться не будут, так как симметрично расположенные элементы этих нагрузок наведут на симметрично расположенных участках экрана равные по величине и противоположно направленные токи. 3. Симметрирующие устройства в виде элементов с сосредоточенными реактивностями применяются там, где сосредоточенные реактивности (катушки, 44 конденсаторы, трансформаторы и т.п.) физически реализуемы, т.е. в диапазонах от длинных волн до дециметровых. Рис. 18.7. Общая схема симметрирующего устройства. Простейшим симметрирующим устройством рассматриваемого типа является симметрирующий трансформатор, схема которого показана на рис. 18.8,а. На этом же рисунке показаны эпюры напряжений по виткам первичной и вторичной обмоток. Между обмотками трансформатора прокладывается электростатический экран, который представляет собой незамкнутый виток фольги или однослойную обмотал, соединяемую одним концом с заземленной клеммой. Этот экран устраняет непосредственную емкостную связь между первичной и вторичной обмоткой, за счет чего витки вторичной обмотки, симметрично расположенные относительно ее середины, имеют одинаковую емкость по отношению к экрану. На рис. 18.8,6 показано симметрирующее устройство, построенное на основе одиночного Т-звена с индуктивной настройкой. Из теории четырехполюсников известно, что если резонансная частота в 2 раз больше рабочей частоты, то напряжения на входе и выходе Т-звена (при отсутствии потерь в катушке и конденсаторах) равны по величине и обратны по знаку. Таким образом, клеммы А и Б симметричны относительно экрана. , то UАБ2Uвх, и это симметрирующее устройство трансформирует Если L>> Z н сопротивление нагрузки ко входным клеммам в отношении 1:4. На аналогичном принципе работают и многозвенные симметрирующие устройства, которые имеют расширенную полосу пропускания по сравнению с однозвенными. Однозвенные и многозвенные симметрирующие устройства имеют небольшие потери и поэтому широко применяются в передающих устройствах в диапазонах от ДВ до ДЦВ. Рис. 18.8. Симметрирующие устройства на элементах с сосредоточенными параметрами 4. Симметрирующие устройства, состоящие из отрезков коаксиальных линий, применяются в метровом и дециметровом диапазонах волн. Наиболее распространенные конструкции этою типа и их эквивалентные схемы показаны на рис. 18.9. В линиях с гибкими коаксиальными кабелями широко применяется так называемое «U-колено», показанное на рис. 18.9,а. В этом симметрирующем устройстве центральный провод питающего кабеля непосредственно подсоединяется к одной клемме симметричной нагрузки; к другой клемме напряжение подводится через отрезок коаксиального кабеля длиной /2, где =/ длина волны в кабеле. Напряжения на клеммах 1 и 2 по отношению к экрану оказываются противофазными и равными по амплитуде, если пренебречь потерями в полуволновом отрезке кабеля. Из приведенной на рисунке эквивалентной схемы видно, что входное сопротивление симметрирующего устройства Z 13 Z н 4 , так как полуволновый отрезок линии не трансформирует сопротивлений, и сопротивление Z Z 2 оказывается включенным 2 3 параллельно входным клеммам. Трансформация н сопротивлений в отношении 1:4 45 оказывается полезной при питании петлевого вибратора, имеющего входное сопротивление около 300 Ом, коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 75 Ом. U-колено является узкополосным устройством, так как при изменении частоты длина колена становится отличной от /2 и противофазность напряжений на выходных клеммах нарушается. На рис. 18.9,б показано симметрирующее устройство запирающего типа "четвертьволновый стакан". В этом устройстве стакан и наружная оболочка коаксиального кабеля образуют замкнутую на конце коаксиальную линию. Если ее длина ш=/4, то входное сопротивление Z 23 очень велико, высокочастотные токи не могут затекать на внешнюю поверхность наружной оболочки коаксиального кабеля и она оказывается изолированной от экрана. При этом токи через клеммы 1 и 2 нагрузки будут одинаковыми. Если пренебречь потерями, то входное сопротивление короткозамкнутого отрезка коаксиальной линии (шлейфа) равно Z iW tg . Z ш 2 3 ш ш Оно быстро изменяется с частотой, поэтому "четвертьволновый стакан" является узкополосным симметрирующим устройством. Реактивность шлейфа иногда используется для компенсации реактивной составляющей сопротивления нагрузки. Рис. 18.9. Симметрирующие устройства, состоящие из отрезков коаксиальных линии. Симметрирующее устройство, сохраняющее симметрию в широкой полосе частот, образуется подключением к центральному проводу кабеля короткозамкнутого шлейфа, точно такого, как шлейф у наружной оболочки кабеля. Рис. 18.10. Симметрирующая приРис. 18.11. Симметрирующие пристав-ставка кольцевого типа. ки из двухпроводных линии. 5. Симметрирующие приставки позволяют достаточно простыми средствами обеспечить симметрирование в метровом и дециметровом диапазонах волн. Принцип действия этих устройств поясним на примере кольцевой симметрирующей приставки, изображенной на рис. 18.10. Наружная оболочка коаксиального кабеля и дополнительная трубка одинакового с ней диаметра образуют кольцо, разрезанное так, что длины полуколец, образованных кабелем и приставкой, точно равны. В разрезе кольца центральная жила кабеля соединена с приставкой. Симметричная нагрузка подключается к точкам 1 и 2 в разрезе наружной части кольца. 46 Ток, выходящий с внутренней поверхности наружной оболочки (экрана) коаксиального кабеля Iэ в точке 1 разветвляется на ток Iн1 идущий в нагрузку, и на ток I1, текущий но наружной поверхности экрана, причем Iэ=Iн1+I1. Ток во внутренней жиле коаксиального кабеля Iвн в точке 2 складывается из тока Iн2, вытекающего из нагрузки, и тока I2 с наружной поверхности приставки, т.е. Iвн=Iн2+I2. Как известно, в любом сечении коаксиального кабеля токи в центральном проводе и на внутренней поверхности экрана равны: Iвн=Iэ. Отсюда Iн1+I1 = Iн2+I2. Токи I1 и I2 равны между собой благодаря геометрической симметрия кольца и подключаемой нагрузки. При этом из последнего равенства следует, что Iн1=Iн2, т.е. ток, входящий в нагрузку, и ток, выходящий из нее, равны. Таким образом, показано, что кольцевая симметрирующая приставка обеспечивает симметрирование независимо от длины плеч кольца, т.е. имеет по симметрирующему действию широкую полосу частот. Рис. 18.12. Щелевые симметрирующие устройства. Входное сопротивление приставки в точках 1-2, если пренебречь потерями в металле, чисто реактивное и приближенно равно входному сопротивлению завороченной двухпроводной линии длиной, равной длине полукольца. Это реактивное сопротивление сильно изменяется при изменении частоты. Если длина полукольца примерно равна /4, то входное сопротивление приставки очень велико и мало влияет на входное сопротивление нагрузки. Практически симметрирующие приставки выполняются в виде прямых стержней (рис. 18.11), которые вместе с верхней частью наружной оболочки кабеля образуют короткозамкнутый шлейф. Если провода этого шлейфа расположены симметрично но отношению к окружающим предметам и подключаемой нагрузке, то его симметрирующее действие будет таким же, как у рассмотренного выше кольца. Симметрия шлейфа может нарушиться, если его провода окажутся расположенными не симметрично относительно окружающих предметов, что весьма вероятно при размещении симметрирующего устройства, к примеру, на борту самолета. Для устранения влияния окружающих предметов симметрирующий шлейф помещают в экранирующий металлический стакан (рис. 18.11), который снаружи может быть присоединен к окружающим металлическим предметам ("заземлен""). 6. Щелевые симметрирующие устройства применяются в сантиметровом и дециметровом диапазонах волн для питания полуволновых вибраторов с помощью жестких коаксиальных линий. Эскизы этих устройств показаны на рис. 18.12. Как известно, продольные щели в наружной оболочке коаксиального кабеля не пересекаются линиями поверхностного тока и потому не возбуждаются. Для возбуждения продольных щелей в симметрирующих устройствах наружный и внутренний провода коаксиальной линии в области щели закорачиваются перемычкой П. При этом в кабеле возбуждается коаксиально-волноводная волна типа Н11. Эта волна имеет продольную составляющую магнитного поля, которая создает на внутренней поверхности наружной оболочки кабеля поперечные токи, возбуждающие щель. Волна типа Н11 быстро затухает при удалении от перемычки, так как диаметр кабеля выбирается меньше критического для этого типа волны. Если прорезать две продольные щели симметрично, то напряжения в щелях будут синфазными и одинаково направленными в пространстве (рис 18.12,б). При этом две половины разрезанной щелями наружной оболочки кабеля образуют двухпроводную линию. 47 На рис. 18.12,а доказано симметрирующее устройство с четвертьволновыми щелями. Его свойства такие же, как у симметрирующей приставки (см. рис. 18.11). Симметрирующее устройство с полуволновыми щелями (рис. 18.12,б) получается из устройства с четвертьволновыми щелями. Такой отрезок кабеля имеет большое сопротивление как по основной волне в кабеле, так и по волне в двухпроводной линии и поэтому не нарушает симметрии возбуждения вибратора. Устройство с полуволновыми щелями более диапазонное, чем с четвертьволновыми. У него отсутствует излучение из открытого конца коаксиального кабеля, искажающее ДН вибратора. Это устройство имеет также ряд конструктивных преимуществ. Согласование питающего кабеля с вибратором производится подбором места включения короткозамыкающей перемычки. Рис. 18.13. Симметрирующие устройства, построенные на основе плавных переходов. Наружную оболочку кабеля щелевых симметрирующих устройств можно "заземлять" слева и справа от щелей. В целях устранения непосредственного излучения щелей щелевые симметрирующие устройства часто помещают в экран, в котором делают два отверстия, через которые выводят провода, подключаемые к нагрузке. 7. Симметрирующие устройства, построенные на основе плавных переходов, имеют ряд преимуществ по сравнению с рассмотренными выше устройствами, особенно по ширине полосы частот, в которой сохраняется симметрирующее действие и согласование с нагрузкой. Принципиальные конструктивные схемы этих устройств поясняются рис. 18.13. В устройстве с экранирующим диском (рис. 18.13,а) при диаметре диска в одну длину волны и более устраняется затекание токов на наружную оболочку коаксиального кабеля, так как электромагнитное поле, возбуждаемое выведенным наружу центральным проводом, почти полностью перехватывается диском. Плавный переход от диска к одному из проводов двухпроводной линии улучшает согласование и позволяет получить симметричное возбуждение двухпроводной линии при несколько меньшем диаметре диска, чем в случае прямого подсоединения провода к диску. В устройстве, изображенном на рис. 18.13,б, переход от несимметричной волны ТЕМ в коаксиальном кабеле к симметричной волне ТЕМ в двухпроводной линии осуществляется косым срезом наружной оболочки коаксиального кабеля. Если длина среза составляет длину волны и более, то затекания токов на наружную поверхность кабеля практически не наблюдается. Симметрирующие устройства, построенные на основе плавных переходов, находят применение в сантиметровом и дециметровом диапазонах, где их геометрические размеры, примерно равные длине волны, могут считаться приемлемыми. 48 Лекция № 12 Соединительные устройства. 1. При соединении отрезков линий передачи и узлов требуются специальные соединительные устройства. Кроме того, если соединяются участки фидерного тракта с различными типами волн, то необходимы специальные переходные устройства, которые называются трансформаторами типов волн. Они также могут быть отнесены к числу соединительных устройств. Наиболее общими специфическими требованиями ко всем соединительным устройствам являются: надежный электрический контакт по высокой частоте в месте соединения; минимум отражений электромагнитных волн в заданной полосе частот; минимальный уровень просачивания электромагнитной энергии через места соединения в окружающее пространство. 2. Неподвижные прямые соединения коаксиальных линий выполняются в виде высокочастотных штепсельных разъемов (фишек). На рис. 18.14 в качестве примера показан один из стандартных штепсельных разъемов для гибких коаксиальных кабелей. Этот разъем, предназначенный для применения в бортовых авиационный устройствах, имеет хотя и сложную, но надежную конструкцию. Герметизация обеспечивается резиновой прокладкой 1, а надежный электрический контакт применением пружинных юбок 2 на внешнем и внутреннем проводах соединения. 3. Устройства для неподвижного прямого соединения волноводов называются фланцами. Рис 18.14. Штепсельный разъем для соединения коаксиальных кабелей: 1 уплотняющая резиновая прокладка; 2 контактные пружинные юбки; 3центральная жила; 4 наружная оплетка; 5 защитное покрытое; 6 согласующие центрирующие шайбы; 7 высокочастотный диэлектрик. У наиболее простых по устройству контактных фланцев (рис. 18.15) волноводы стягиваются винтами 1 и гладкими фланцами 3, несколько смещенными от плоскостей обреза 4; это обеспечивает плотность соединения и надежный электрический контакт между фланцами. Направляющие штифты 2 устраняют смещение волноводов. Рис. 18.15. Контактный фланец для соединения волноводов. При частых сборках и разборках соединения простые контактные фланцы малонадежны. В этих случаях применяются контактные фланцы с мягкими (лепестковыми) прокладками или бесконтактные дроссельно-фланцевые соединения. Одна из конструкций последних показана на рис. 18.16. Соединение состоит из дроссельного фланца 4 и гладкого 49 фланца 5. Для герметизации применяется резиновое кольцо 6. Плоскость 7 и гладкий фланец образуют плоскую радиальную линию, в которой распространяется волна типа ТЕМ, возбужденная продольными токами на широких стенках, разорванных зазором 1 между волноводами. Длина радиальной линии в вертикальном сечении 1=/4. На конце этой линии в сечении 2 осуществляется гальванический контакт между фланцами. Кольцевая выточка между сечениями 2 и 3 является отрезком коаксиальной линии, затороченным на конце. Длина этой линии 2 Н1 1 4 , где Н1 1 длина волны коаксиально-волноводных колебаний типа Н11. Именно эти колебания, как показано на рис. 18.16, возбуждаются в кольцевой выточке. Нулевое сопротивление в сечении 3 четвертьволновой линией трансформируется в большое сопротивление в сечении 2, где при этом не требуется хорошего контакта. Это большое сопротивление четвертьволновым отрезком 1 вновь трансформируется в очень малое сопротивление на входе зазора 1. Идея дроссельного соединения, таким образом, заключается в том, что ненадежный гальванический контакт между торцами волновода заменяется надежным коротким замыканием, выполненным на расстоянии в полволны от места соединения торцов волновода. Рис. 18.16. Дроссельно-фланцевое волноводное соединение. Если между различными участками приемопередающего фидерного тракта требуется большая развязка (60 дБ и более), то к качеству гальванического контакта в сечении 2 предъявляются повышенные требования с тем, чтобы через него не просачивалась наружу электромагнитная энергия. Размеры 1 и 2 зависят от рабочей частоты: 1/4, 2 4 1 D , (18.8) где D=кри11 критическая длина волны колебаний типа Н11 в выточке; D диаметр средней окружности выточки. Ширина полосы пропускания рассмотренной конструкции тем больше, чем больше отношение у/х. Если фланцы установлены недостаточно точно друг против друга, т.е. несколько сдвинуты или повернуты, то в кольцевой выточке кроме волны типа Н11 возбуждается несимметричная волна типа Н21, за счет которой возрастает отражение от соединения и уменьшается полоса пропускания. От этого недостатка свободны несколько более сложные дроссельно-фланцевые соединения с неполной кольцевой выточкой (рис. 18.17). 2 Рис. 18.17. Дроссельно-фланцевое волноводное соединение с неполной кольцевой выточкой. 4. Подвижные соединения позволяют смещать и поворачивать в небольших пределах одну часть фидерного тракта относительно другой. К числу подвижных соединений 50 относятся гибкие волноводы. Они разделяются на два основных класса нерезонансные и резонансные. Нерезонансные гибкие волноводы имеют или гофрированные стенки (рис. 18.18,а), или стенки, навитые спирально с зацеплением гусеничного типа (рис. 18.18,б). Последняя конструкция более совершенна, так как кроме изгиба обеспечивает скручивание. Рис. 18.18. Гибкие волноводы. Резонансный гибкий волновод (панцирный волновод) (рис. 18.18,в) состоит из последовательного ряда дроссельных секций 2, осуществляющих замыкание по высокой частоте в местах разрыва волновода. Зазоры между секциями обеспечивают возможность небольших смещений секций. Чем больше секций, тем больше может быть угол изгиба или скручивания. Дроссельные секции выполняются в виде шайб толщиной примерно /4; при этом отражения волн, возникающие в соседних разрывах волновода, взаимно компенсируются. Шайбы крепятся в резиновом кожухе 1, обеспечивающем необходимую гибкость и герметичность. Панцирный волновод имеет повышенные потери за счет просачивания электромагнитной энергии в зазоры между секциями и поэтому всегда применяется в виде коротких отрезков. Для экранировки резонансного гибкого волновода применяется гибкая металлическая сетка. В коаксиальных линиях подвижные соединения выполняются с помощью гибких кабелей. Эти кабели используются иногда и в качестве подвижных соединений между волноводами. 5. Волноводные уголки и изгибы (рис. 18.19) используются при изменении направления передачи электромагнитной энергии прямоугольным волноводом с волной типа Н10 и соединяют прямые отрезки волноводов. Эти устройства выполняются как в виде отдельных узлов (и в этом случае имеют с обеих сторон фланцы), так и в виде изгибов цельного отрезка волновода. Рис. 18.19. Волноводные уголки и изгибы. Простейшим устройством для резкого изменения направления передачи является волноводный уголок. Уголки могут быть выполнены как в Е-, так и в Н-плоскости. Кроме того, уголки могут быть простые и двойные. Реактивность, вносимая в волновод простым уголком любого типа, представляется эквивалентной схемой в виде Т-образного четырехполюсника с последовательными индуктивностями и параллельной емкостью (рис. 18.19,е). Уголки в плоскости Н (рис. 18.19,а, в) представляют в основном индуктивное сопротивление (проводимость ВC мала), а уголки в плоскости Е (рис. 18.19,б, г) емкостную проводимость (сопротивление ХL мало). Простой уголок без компенсации (рис. ,18.19,д, б) в практических конструкциях применяется лишь в тех случаях, когда угол поворота в не превышает 3040°. 51 Наиболее широко в узкополосных линиях передачи (с полосой 510%) применяется простой уголок с компенсацией (рис. 18.19,в, г). Подбором расстояния с всегда можно добиться компенсации отражений на средней длине волны диапазона. Диапазонные свойства простого компенсированного Е-плоскостного уголка несколько лучше, чем Н-плоскостного. По пропускаемой мощности соотношение качеств обратное. Двойной уголок (рис. 18.19,д) имеет две разнесенные неоднородности. Поэтому имеется возможность подобрать расстояние L так, чтобы отражения от этих неоднородностей скомпенсировались в некоторой полосе частот. Кроме уголков часто применяются Н и Еплоскостные изгибы (рис. 18.19,ж, з соответственно). Длина волны в изогнутом волноводе с достаточной для практики точностью может считаться равной длине волны в прямом волноводе. Волновое сопротивление изогнутого волновода больше волнового сопротивления прямого волновода. Различие тем больше, чем меньше радиус изгиба R. Коэффициенты отражения в сечениях А и Б имеют одинаковый модуль, а по фазе отличаются на , так как в сечении А имеет место переход от меньшего волнового сопротивления к большему, а в сечении Б от большего к меньшему. Поэтому для компенсации отражений от сечений А и Б расстояние L между ними, измеренное вдоль средней линии, должно быть кратным целому числу полуволн, так как при этом разность фаз за счет разности хода между отраженными волнами от сечений А и Б будет равна нулю. Рис. 18.20. Волноводная скрутка. 6. Волноводные скрутки (рис. 18.20) используются для поворота плоскости поляризации (чаще всего на угол 45 или 90°). Длина волны в скрученном волноводе примерно такая же, как и в прямом, а волновое сопротивление несколько увеличено. Поэтому длина скрутки выбирается из тех же соображений, что и длина изгиба. Для работы в широкополосных .устройствах длина скрутки должна быть более 1,5210. 7. Трансформаторы типов волн применяются для соединения участков линий передачи, в которых используются различные типы волн. Эти трансформаторы иногда называют возбуждающими устройствами. На практике наиболее широко применяются семь типов волн: Н10, Н20 и Н11 в прямоугольном волноводе; Е01, Н01 и Н11 в круглом и волна ТЕМ. Соответственно количество применяемых на практике типов трансформаторов для указанных типов волн равно 21. Фактически применяется гораздо больше этих устройств, так как переход между двумя данными типами волн может осуществляться с помощью нескольких трансформаторов, основанных на различных принципах. Ниже рассматривается лишь несколько наиболее характерных конструкций этих устройств. Основная идея конструирования переходов между линиями с различными типами волн состоит в том, что переход должен создавать электромагнитное поле, которое имеет такие же компоненты, как и поле необходимого типа волны, и по возможности не должен создавать (или создавать с малой интенсивностью) компоненты, не содержащиеся в нужном типе вола. Если последние все же возникают, то они должны быть отфильтрованы специальными фильтрами типов волн, которые усложняют конструкцию трансформаторов, снижают их электрическую прочность и полосу пропускания. Трансформаторы типов волн, как правило, являются обратимыми элементами линий передачи, так что конструкция, обеспечивающая переход, скажем, Н10Е01 , обеспечивает и обратный переход, т.е. Е01Н10. 52 8. Соединение коаксиальной линии с прямоугольным волноводом, показанное на рис. 18.21, является трансформатором типа ТЕМ-Н10 и относится к числу так называемых зондовых переходов. Рис. 18.21. Зондовый коаксиально-волноводный переход. В этом трансформаторе отрезок центральной жилы коаксиального кабеля длиной является антенной в волноводе, излучающей электромагнитную энергию в волновод или отбирающей ее из волновода. Здесь поле необходимой волны типа Н10 имеет компоненты Нх, Еу, Hz. Зонд, перпендикулярный широкой стенке, создает поле с перечисленными компонентами и, кроме того, составляющие Ех, Еz небольшой амплитуды за счет искривления силовых линий в районе зонда. Если же зонд отклонен от вертикали на заметный угол, то указанные "паразитные" составляющие электрического поля и сопутствующего ему магнитного поля резко возрастут. Поля этих компонент, создающих волны высших типов, будут реактивными и отражения от перехода также резко возрастут. На расстоянии z0 от зонда, несколько меньшем /4, волновод с одной стороны закорочен стенкой или поршнем. При этом волны, отраженные от стенки, при распространении вправо, сложатся в фазе с волнами, идущими вправо непосредственно от зонда (четверть волны до стенки, четверть волны обратно и поворот фазы на я при отражении от металлической стенки итого 2). Подбирая , z0 а x0, можно добиться хорошего согласования коаксиальной линии с волноводом в некоторой полосе частот. Если зонд расположен в середине широкой стенки (х0=а/2), то согласование достигается при указанной величине z0 и при 0,2. Зондовые переходы наиболее просты, но они имеют узкую полосу пропускания и пониженную электрическую прочность за счет большой концентрации электрического поля на вершине зонда. 9. Трансформаторы типов волн с Т-вибратором (рис. 18.22) также относятся к числу переходов типа ТЕМН10. Они имеют полосу пропускания до 30% за счет того, что поперечный стержень обеспечивает равномерность и малую зависимость от частоты распределения тока на вертикальной части зонда. Электрическая прочность такой конструкции также велика. Рис. 18.22. Коаксиально-волноводный переход с Т-вибратором. 10. Клиновидный трансформатор типов волн ТЕМН10 показан на рис. 18.23. В нем обычный прямоугольный волновод с помощью клиньев длиной (23) переходит в Н-образный волновод, имеющий пониженное волновое сопротивление. Зазор между клиньями в месте присоединения коаксиальной линии выбирается таким, чтобы волновые сопротивления волновода и линии были равны. Переход с клиньями является распределенной неоднородностью с малым уровнем отражений, поэтому он имеет почти такую же полосу пропускания, как и регулярный волновод. 53 Рис. 18.23. Клиновидный коаксиально-волноводный переход. На аналогичном принципе построен один из переходов между волноводом и полосковой несимметричной линией (рис. 18.24). Здесь используется последовательность: прямоугольный волновод, П-образный волновод, полосковая линия. 11. Трансформатор типов волн Н10Н11. Волны типа Н10 в прямоугольном волноводе и Н11 в круглом имеют весьма сходную конфигурацию поля. Поэтому наиболее естественным переходом для этих типов волн является переход с плавным изменением размеров и конфигурации поперечного сечения. Эскиз такого перехода показан на рис 18.25. Если длина перехода составляет примерно длину волны в волноводе или больше ее то его полоса пропускания равна полосе рабочих длин волн круглого волновода с волной типа Н11. Размеры прямоугольного и круглого волноводов должны быть такими, чтобы в них в заданном рабочем диапазоне волн могли распространяться только низшие типы воли Н10 и Н11 соответственно. 12. Трансформатор типов волн Н10Н20. В переходах от прямоугольного волновода с волной типа Н10 к прямоугольному волноводу с волной типа Н20 кроме согласования возникает проблема подавления волны типа Н10 в широком волноводе. Требуется, чтобы мощность в ненужном типе волны не превышала долей процента мощности основной волны в рабочем диапазоне. По электрическим характеристикам наиболее качественным переходом этого типа является плавный переход, эскиз которого показан на рис. 18.26,а. Прямоугольный волновод по узкой стенке расщепляется на два. Затем эти волноводы плавными скрутками разворачиваются и соединяются так, чтобы направления электрических векторов в их сечениях были противоположны, что и требуется для возбуждения волны типа Н 20. При точном выдерживании продольной симметрии волна типа Н10 не возбуждается. Согласование в полосе частот порядка 50% достигается в переходах длиной (23). Такие переходы сложны в изготовлении и дороги. Рис. 18.24. Клиновидный переход от Рис. 18.25 Плавный трансформатор типов волн волновода к полосковой линии. Н10Н11. Для работы в узкой полосе частот может быть применен более простой и компактный переход, показанный на рис. 18.26,б. В этом переходе связь между волноводом 1с волной типа Н10 и волноводом 2 с волной типа Н20 осуществляется с помощью двух отверстий, прорезанных в общей стенке волноводов: узкой для волновода с волной типа Н10 и торцевой для волновода с волной типа Н20. Отверстия возбуждаются поперечными токами, текущими по узкой стенке волновода с волной типа Н10. Расстояние между отверстиями равно половине длины волны в волноводе с волной типа Н10, поэтому поля, возбуждаемые отверстиями в волноводе с волной типа Н20, противоположны по фазе, что обеспечивает возбуждение волны типа Н20. Диафрагма 3 служит для согласования и обеспечения чистоты волны типа Н20. 54 Рис. 18.26. Переходы между прямоугольными волноводами с волнами типов Н10 и Н20. 13. Трансформатор типов волн Н10Н11. Простейший способ возбуждения волны типа Н11 в прямоугольном волноводе поясняется рис. 18.27. К прямоугольному волноводу с близкими размерами поперечного сечения а и б, в котором может распространяться волна типа Н11, с торца присоединяется волновод с волной типа Н10, причем так, что продольные оси обоих волноводов совпадают, а их главные плоскости развернуты на некоторый угол . При таком способе соединения в большом волноводе возбуждаются волны типов Н10 и Н01, соотношение амплитуд которых зависит от угла . Если а=б, то одинаковые интенсивности этих волн получаются при =45°. При аб одинаковой интенсивности волн типов Н10 и Н01 всегда можно добиться подбором угла . Наложение полей волн типов Н10 и Н01 образует суммарную волну типа Н11, структура электрического поля которой показана на рис. 18.27. Если размеры а и б большого волновода одинаковы, то изображенная на рис. 18.27 структура поля волны типа Н 11 остается одинаковой в любом сечении волновода. Разница в размерах а и б вызовет разность фазовых скоростей волн типов Н10 и Н01, что, в свою очередь, вызовет изменение структуры поля при переходе от одного сечения волновода к другому. Рис. 18.27. Трансформатор типов Рис. 18.28. Плавный переход между волн Н 10Н 11. прямоугольными волноводами с волнами типов Н10 и Н11. Рассмотренный прямой переход имеет узкую полосу по согласованию даже при применении согласующей диафрагмы. Согласование в широкой полосе частот может быть достигнуто плавным переходом от волны типа Н10 к волне типа Н11, как показано на рис. 18.28. Волна Н10 в прямоугольном волноводе 1 плавным переходом 2 длиной в (1,52) переводится в волну типа Н11 в квадратном волноводе 3. 14. Трансформатор типов волн Н10Е01 находит широкое применение во вращающихся сочленениях, так как обеспечивает возбуждение в круглом волноводе волны типа E01, все составляющие поля которой полностью симметричны относительно продольной оси волновода. Конструктивно наиболее простым переходом от волны типа H10 к волне типа Е01 является переход, изображенный на рис. 18.29,б. Возможность возбуждения в круглом волноводе волны типа Е01 с помощью показанного соединения круглого и прямоугольного волноводов под прямым углом объясняется наличием в месте перехода составляющей электрического поля, параллельной продольной оси круглого волновода. Так как переход не симметричен, то в круглом волноводе кроме волны Е01 возбуждается волна типа Н11, низшая по отношению к волне типа Е01. Плоскость поляризации волны типа Н11 я круглом волноводе содержит оси круглого и прямоугольного волноводов. 55 Волна типа Н11 переносит довольно значительное количество энергии 1% и больше. Для подавляющего большинства волноводных трактов современных радиотехнических устройств процентное содержание низших несимметричных типов волн во вращающихся сочленениях должно быть по мощности не более 0,1%. Столь высокую степень чистоты основного типа волны можно получить лишь с помощью специальных устройств, фильтрующих низшие типы волн. Для фильтрации волны типа Н11 в переходах от волны типа Н10 к волне типа Е01 в узкополосных устройствах применяются короткозамкнутые шлейфы в круглом волноводе (рис. 18.29,а). Как видно из рисунка, волны, идущие влево и вправо по круглому волноводу от места возбуждения, имеют противоположную фазу в равноотстоящих от перехода сечениях. Поэтому, если сделать длину шлейфа L кратной целому числу полуволн волны типа Е01, то в круглом волноводе в направлении распространения прямая и отраженная волны сложатся, т.е. при этом будет обеспечено максимальное возбуждение волны типа E01. Если одновременно выполнить условие кратности длины шлейфа нечетному числу четвертей длины волны в круглом волноводном шлейфе для волны типа Н11, то в направлении распространения в круглом волноводе прямая и отраженная волны этого типа вычтутся, что обеспечивает минимум возбуждения волны типа Н11. Исходя из этих условий, составляются два уравнения, которые определяют оба размера шлейфа длину и диаметр: L n E 01 2 2m 1 H11 4 , n = 1, 2, 3, . . . (18.9) Так как H1 1 E 0 1 ,то длина шлейфа должна быть такой, чтобы на ней укладывались одна полуволна для волны типа E01 и три четверти длины волны для волны типа Н11, т.е. необходимо взять n=1 и m=1. Указанные выше условия можно выполнить и при больших значениях n и m, однако диапазонность перехода резко падает при увеличении длины шлейфа. Рис. 18.29. Трансформаторы типов волн Н10Е01. Шлейфовые переходы к волне типа Е01 являются узкополосными устройствами из-за большого объема резонансной камеры, которую представляет собой шлейфовый фильтр. Более широкополосными и в то же время более компактными являются переходы к волне типа Е01 с резонансным кольцом в качестве устройства для фильтрации волны типа Н11. Эскиз перехода с резонансным кольцом показан на рис. 18.29,в. Круглый волновод соединяется с прямоугольным по верхней широкой стенке. Нижняя широкая стенка прямоугольного волновода одновременно является дном круглого волновода. Подавление волны типа Н11 в круглом волноводе осуществляется с помощью резонансного фильтрующего кольца, принцип действия которого поясняется рис. 18.29,г. Силовые линии электрического поля волны типа Е01 везде перпендикулярны кольцу, а силовые линии магнитного поля параллельны ему, поэтому волна типа E 01 при точной центровке кольца не возбуждает в нем токов и кольцо практически не влияет на прохождение волны типа Е01. Прямоугольный волновод возбуждает в круглом волноводе 56 кроме волны типа Е01 волну типа Н11 с ориентацией электрического поля, показанной на рис. 18.29,г. Поле волны типа Н11 имеет составляющие электрического поля, касательные кольцу, и возбуждает в нем токи (пунктир на рис. 18.29,г). Если длина кольца примерно равна длине волны в воздухе, в нем наступает резонанс тока. Токи в кольце возбуждают в волноводе также волну типа Н11 с фазой поля, сдвинутой на по отношению к фазе возбуждающего поля. Поэтому за кольцом в круглом волноводе возбуждающее и «переизлученное» поля волн типа Н11 взаимно уничтожаются, что обеспечивает высокую степень чистоты волны типа Е01. Крепление кольца осуществляется с помощью металлических стержней, припаиваемых к кольцу и стенкам волновода так, как это показано на рис. 18.29,г. Стержни располагаются перпендикулярно диаметральному вектору напряженности электрического поля волны типа Н11 и поэтому не влияют на ее распространение и на резонансное свойства кольца. Эти стержни создают небольшие отражения волны типа Е01, которые легко компенсируются согласующими устройствами. Рассмотренные примеры далеко не исчерпывают все возможные способы возбуждения волны типа Е01. 15. Трансформатор типов волн Н10Н01 используется в линиях передачи электромагнитной энергии на большие расстояния и во вращающихся сочленениях. Свойства волны типа Н01 были описаны в п. 4 § 17.3 Как было отмечено, возбуждение волны типа Н 01 в чистом виде является очень сложной задачей, так как при выполнении условий распространения волны типа Н01 в волноводе могут также распространяться волны типов Н11, Е01, Н21 и Е11. Рис. 18.30. Переход Саусворта. Наиболее совершенным по согласованию и чистоте волны типа Н01 является переход Саусворта, схематически изображенный на рис. 18.30. В нем переход к волне типа Н 01 осуществляется путем постепенного изменения конфигурации поперечного сечения прямоугольного волновода с волной типа Н20 к круглому волноводу. Для работы в широкой полосе частот длина перехода должна быть около полутора-двух длин волн в прямоугольном волноводе с волной типа Н20. Диапазонное возбуждение волны типа Н20 в чистом виде в прямоугольном волноводе может быть осуществлено с помощью перехода, показанного на рис. 18.26,а. Разработано довольно много способов непосредственного возбуждения волны типа Н01 в круглом волноводе с помощью прямоугольного волновода с волной типа Н10. Многие из этих способов позволяют получить более компактную конструкцию, чем переход Саусворта, однако их диапазонность по согласованию и особенно по чистоте волны типа Н01 меньше, чем у перехода Саусворта. 57 Лекция № 13 Вращающиеся сочленения. 1. Назначение вращающихся сочленений состоит в обеспечении невозмущенной передачи электромагнитной энергии (без модуляции за счет вращения) при непрерывном круговом вращении одной части фидерного тракта относительно другой. Вполне естественно поэтому, что во вращающихся сочленениях используются в основном круглые волноводы и коаксиальные линии с типами волн, поля которых имеют осевую симметрию относительно продольной оси волновода (Е01, Н01, ТЕМ и др.) 2. Коаксиальные вращающиеся сочленения изготавливаются из отрезков жестких коаксиальных линий. Разработаны два основных типа коаксиальных вращающихся сочленений: 1) контактное, которое применяется при малых скоростях вращения и низких уровнях мощности в метровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах радиоволн, а также в подвижных соединениях (с малым углом поворота) жестких коаксиальных линий передачи; 2) бесконтактное (дроссельное), применяющееся при больших скоростях вращения и всех уровнях мощности в дециметровом и сантиметровом диапазонах. 3. Бесконтактные (дроссельные) коаксиальные вращающиеся сочленения. Один из вариантов бесконтактного вращающегося сочленения показан на рис. 18.31. Принцип работы этого сочленения такой же, как у дроссельного фланца (см. п. 3 § 18.4); электрическое короткое замыкание в кольцевых разрывах внешнего и внутреннего проводов коаксиальной линии (сечение А) получается трансформацией четвертьволновыми коаксиальными отрезками 1, 2 и 1', 2' гальванического замыкания в сечениях Б а В. Надежность трущихся контактов 3 при этом не играет существенной рели, в частности в этих местах вообще может не быть гальванического контакта. Рис. 18.31. Бесконтактное Рис. 18.32. Волноводное вращающееся коаксиальное дроссельное сочленение с волной типа Е01. вращающееся сочленение. Необходимость в отрезках линий длиной четверть волны ограничивает применение дроссельных сочленений диапазоном дециметровых и сантиметровых волн и, кроме того, обусловливает малую ширину полосы пропускания сочленения. Следует иметь в виду, что наличие дросселей, особенно во внутреннем проводе, приводит к уменьшению максимально возможной передаваемой мощности. 4. Вращающиеся волноводные сочленения с симметричными волнами должны содержать переход от прямоугольного волновода с волной типа Н10 к круглому с симметричной волной, переход от круглого волновода снова к прямоугольному и устройство, которое обеспечивает вращение одной части круглого волновода относительно другой вез нарушения условий распространения симметричных волн в круглом волноводе. Волна типа Е01 в круглом волноводе создает интенсивные продольные поверхностные токи. Поэтому в сочленениях с волной типа Е01 требуются дроссельные соединения. Для вращающихся сочленений с волной типа Н01 в дроссельных секциях нет необходимости, так как этот тип волн не создает в волноводе продольных поверхностных токов. 5. Вращающееся волноводное сочленение с волной типа Е01 показано на рис. 18.32 в продольном сечении. В нем используются трансформаторы волн Н10Е01 с шлейфовыми фильтрами для волны типа Н11. 58 В местах перехода от круглого волновода к прямоугольному возникают отражения как волны типа E01, так и оставшейся неотфильтрованной волны типы Н11. Если расстояние L между переходами кратно целому числу половин длины волны в волноводе для волны типа E01 или Н11, то для волны соответствующего типа вращающееся сочленение будет являться настроенным объемным резонатором. Резонанс во вращающемся сочленении вреден, так как полоса пропускания резонансной системы мала, однако при резонансе условия передачи электромагнитной энергии несколько улучшаются. Поэтому резонанс для волны типа Е01 не является столь опасным как для волны типа Н11. При резонансе вращающегося сочленения для волны типа Н11 получается усиление этого типа колебаний и паразитная модуляция при вращении может оказаться ярко выраженной несмотря на то, что переход к волне Е01 сам по себе обеспечивает достаточно хорошую фильтрацию волны типа Н11. Таким образом, длина сочленения L не может быть произвольной и должна быть, во первых, кратна целому числу полуволн в волноводе для волны типа Е01 L n E 0 1 2 ,n = 1, 2, 3, ..., и, во-вторых, по возможности точнее удовлетворять условию кратности нечетному числу четвертей длины волны для волны типа Н11 L 2n 1 H1 1 4 , n=l, 2, 3, ..., которое обеспечивает гашение волны типа Н11. Чем меньше длина сочленения, тем менее ярко выражены его резонансные свойства и тем шире полоса пропускаемых частот. Однако слишком малое расстояние между входным и выходным прямоугольными волноводами приведет к непосредственной связи между ними. При вращении связь будет изменяться и условие независимости передачи электромагнитной энергии от угла поворота нарушится. Установлено, что для устранения непосредственной связи расстояние L должно быть не менее (12) H1 1 . Рис. 18.33. Коаксиально-волноводное вращающееся сочленение. Для обеспечения вращения одной части сочленения относительно другой круглый волновод разрезается перпендикулярно оси. Короткое замыкание в месте разреза для продольных токов осуществляется с помощью дроссельного соединения, которое действует точно так же, как дроссельное соединение на наружном проводе коаксиальной линии в коаксиальном вращающемся сочленении (см. п. 3). 6. Коаксиально-волноводное вращающееся сочленение состоит из двух переходом от волновода к коаксиальной линии и коаксиальной линии между ними. Вращающееся соединение осуществляется в коаксиальной линии. Размеры коаксиальной линии подбираются так, чтобы в ней могла распространяться только основная волна типа ТЕМ. Рис. 18.34. Вращающееся сочленение с волной круговой поляризации. 59 На рис. 18.33 показана конструкция компактного коаксиально-волноводного вращающегося сочленения, использующего, с одной стороны, зондовый переход, а с другой переход с Т-образным вибратором. В этой конструкции дроссельная секция необходима лишь для внешнего провода коаксиальной линии. Шарик на конце зонда служит как для расширения полосы пропускания, так и для увеличения пропускаемой мощности. 7. Вращающееся сочленение с волной типа Н11 круговой поляризации имеет то достоинство, что в нем не возникает проблемы подавления воли низших типов Благодаря осевой симметрии круглого волновода поле круговой поляризации в нем не изменяется при вращении волновода вокруг продольной оси. На рис. 18.34 показана схема одного из широкополосных вращающихся сочленений с круговой поляризацией. Сочленение состоит из двух одинаковых секций, соединенных бесконтактным вращающимся сочленением 5. Каждая секция включает прямоугольный волновод 1 (9) с волной типа H10, плавный переход 2 (8) к круглому волноводу с волной типа Н11 и секцию дифференциального фазового сдвига, состоящую из круглого волновода 3 (6) и тонкой диэлектрической пластинки 4 (7). На выходе плавного перехода 2 получается волна типа Н11, диаметральный вектор которой имеет такую же поляризацию, как и в прямоугольном волноводе. Диэлектрическая пластинка наклонена к этому вектору (и к плоскости широкой стенки прямоугольного волновода 1) под углом 45о. Поле волны типа Н11 можно представить как сумму двух взаимно перпендикулярных синфазных полей волн типа Н11 с вектором Е, перпендикулярным пластинке, и вектором Е||, параллельным пластинке. Поле с вектором Е|| распространяется с несколько меньшей фазовой скоростью, чем поле с вектором Е, из-за того, что пластинка по отношению к волне с вектором Е|| находится в максимуме электрического поля. Дифференциальный (разностный) сдвиг фаз этих волн зависит от длины и толщины пластинки и от материала, из которого она сделана. На выходе поляризатора дифференциальный фазовый сдвиг должен быть равен /2 для получения круговой поляризации. Подбором толщины и материала пластинки можно добиться, что такой сдвиг получится при длине пластинки в полволны. Отражения от концов пластинки при этом компенсируются. Клиновидный скос пластинок уменьшает уровень отражений от концов, что способствует расширению полосы пропускания по согласованию. При указанном на рис. 18.34 расположении пластинки и распространении электромагнитных волн слева направо линейная поляризация преобразуется в круговую правого вращения. Действительно, поле вращается в сторону отстающей по фазе компоненты, которой является в этом случае Е||. Полученное поле круговой поляризации без искажений проходит по отрезку круглого волновода с дроссельным вращающимся соединением на вход поляризатора 6 с пластинкой 7. Эта пластинка также повернута на 45о относительно плоскости широкой стенки волновода 9, только в другую сторону по сравнению с относительным поворотом пластинки 4 и волновода 1. При любом угле поворота правой секции сочленения относительно левой поле вращающейся поляризации, набегающее слева, можно представить в виде суперпозиции полей с электрическим вектором Е'||, параллельным пластине 7, и E', перпендикулярным ей. Эти поля распространяются вправо с разной фазовой скоростью. Пластинка 7 точно такая же, как и пластинка 4. Поэтому поле с вектором Е' || задерживается по фазе на /2 относительно поля с вектором Е'. Так как на входе пластинки 7 поле имеет поляризацию правого вращения, то опережающей составляющей на входе будет Е'||. Будучи задержанной пластинкой по фазе на /2 относительно составляющей Е', она на выходе пластинки будет иметь такую же фазу, что и Е'. Эти две синфазные составляющие образуют вместе поле Н11 линейной поляризации с диаметральным вектором, перпендикулярным широкой стенке прямоугольного волновода. Плавным переходом 8 волна типа Н11 переводится в волну типа Н11. 60 Таким образом, при любом относительном положении левой и правой секций электромагнитная энергия из левого прямоугольного волновода полностью (если не считать потерь в диэлектрике пластин и в металле) переходит в прямоугольный волновод правой секции. Точно так же будет при передаче справа налево. Можно показать, что если принять разность фаз колебаний на выходе волновода 9 и на входе волновода 1 при положении пластин, изображенном на рис. 18.34, за нуль, то при повороте одной части сочленения относительно другой на угол (в пространстве) эта разность фаз изменяется на величину 2. 8. Вращающееся сочленение с волной типа Н01 обладает тем достоинством, что в месте разреза круглого волновода (для обеспечения вращения) нет необходимости устанавливать дроссельное вращающееся соединение, поскольку волна типа Н 01 не создает на стенках волновода продольных токов. Однако сложной задачей является обеспечение чистоты волны типа Н01 при ее возбуждении. Поэтому такие вращающиеся сочленения применяются в основном там, где требуется широкая полоса пропускания. 61 Лекция №14 Фазирующие и поляризационные устройства. 1. Функции, выполняемые фазирующими устройствами в линиях передачи Функции, выполняемые фазирующими устройствами в линиях передачи, заключаются в следующем: плавное или дискретное изменение фазы колебании в одном сечении линии передачи относительно фазы колебаний в другом сечении этой же линии или в одном канале фидерного узла относительно фазы колебаний в другом канале узла; устройства, выполняющие эту функцию, называются фазовращателями; создание фиксированного или изменяемого дифференциального (разностного) сдвига фаз колебаний, распространяющихся по линии передачи в противоположных направлениях; создание фиксированного или изменяемого дифференциального сдвига фаз колебаний разных типов волн; создание фиксированного или изменяемого дифференциального сдвига фаз колебаний разных поляризаций. Устройства, выполняющие три последние функции, называются секциями дифференциального фазового сдвига. В ряде случаев фазирующие устройства используются для автоматического ила неавтоматического поддержания заданной разности фаз при изменении внешних условий. 2. Принципы работы фазирующих устройств Принципы работы фазирующих устройств, используемые в настоящее время, можно свести к двум основным: изменение электрической длины отрезка линии передачи =2/, где геометрическая длина отрезка линии, а длина волны колебании в этом отрезке; включение в линию передачи сосредоточенной реактивности (в общем случае изменяемой). Применительно к волноводам выражение для электрической длины имеет вид 2 2 2 r r 0 , 2 1 (18.10) кр 0 кр где кр критическая длина волны волновода, зависящая от типа волны и поперечного размера волновода; 0 длина волны в свободном пространстве и длина волны в неограниченной среде, имеющей такие же параметры r и r, что и среда, заполняющая волновод. Если волновод в поперечном сечении заполнен диэлектриком или магнитным материалом частично, то r и r есть эффективные проницаемости, т.е. проницаемости некоторой среды, сплошь заполняющей волновод и обеспечивающей такую же фазовую скорость, как реальная среда при частичном заполнении. Из выражения (18.10) видно, что при неизменной частоте колебаний (0=const) электрическую длину отрезка линии можно изменять изменением его геометрической длины , изменением критической длины волны кр (за счет изменения размеров поперечного сечения), изменением эффективных значений диэлектрической r и магнитной r проницаемостей за счет введения в волновод диэлектрической или napa-либо диамагнитной пластинок. Фазовращатели, основанные на этих принципах, называются механическими. Управление электрической длиной можно осуществлять также изменением эффективных проницаемостей r и r за счет приложения внешних постоянных (медленно 62 меняющихся) электрических или магнитных полей к расположенным внутри волновода пластинкам, электрические параметры которых зависят от величины и направления приложенных внешних полей. Фазовращатели, использующие управление такого типа, называются электрическими. К электрическому способу управления фазой относится также управление за счет изменения длины волны 0 (рабочей частоты) колебаний. Механические фазовращатели имеют большую точность установки фазы и малую ее зависимость от внешних условий по сравнению с электрическими. Достоинством электрических фазовращателей является возможность получения высоких скоростей изменения фазы до нескольких десятков мегагерц (вместо сотен герц для механических фазовращателей). 3. Механические фазовращатели «тромбонного» типа Механические фазовращатели «тромбонного» типа реализуются в виде отрезка волновода переменной длины (рис. 18.35). Если максимальная длина хода подвижной части, то наибольшее изменение фазы определится величиной 2, которую и нужно подставить в формулу (18.10) вместо . Рис. 18.35. Механический фазоРис. 18.36. Сжимная волноводвращатель «тромбонного» типа: ная секция. 1 неподвижные секции волноводного тракта; 2 подвижная секция; 3 скользящие контакты. Фазовращатели «тромбонного» типа находят широкое применение и в коаксиальных линиях. 4. Сжимная секция прямоугольного волновода Сжимная секция прямоугольного волновода с волной типа H10 показана на рис. 18.36. На участке волновода длиной по средней линии обеих широких стенок прорезаются продольные щели шириной d. Это дает возможность приложением внешних сил Р к узким стенкам волновода в середине выбранного участка сжимать волновод. При снятии сжимающей силы волновод выпрямляется силами упругости материала стенок волновода. Для обеспечения заметного сдвига фазы при приемлемых значениях длины секции продольные щели приходится делать достаточно широкими. При этом излучение щелей становится заметным. Для предотвращения излучения из щелей, а также в целях герметизации волноводного тракта щели обычно запаивают гибкими пластинками, которые в поперечном сечении имеют вид одной полуволны гофра (на рисунке не показано). При отсутствии сжимающей силы волновод на всей длине секции имеет одинаковую ширину a0. При полном сжатии ширина волновода изменяется от a0 у краев щели до a0d в середине. Для расчетов вводят понятие эффективной ширины волновода aэ. Это есть ширина одинаково по всей длине сжатой секции, которая обеспечивает такой же фазовый сдвиг, что и неравномерно сжатая секция. Обычно аэмин на 2030% больше а0d. Максимальный фазовый сдвиг макс, который может обеспечить сжимная секция, рассчитывается с помощью выражения (18.10), в котором нужно положить r=1, r=1 (волновод заполнен воздухом), 0= и кр=2а. Электрическая длина несжатой секции равна 63 0 21 1 2a 0 , а полностью сжатой секции 2 21 1 2a э мин , 2 Максимальный фазовый сдвиг равен 2 2 макс 0 2 1 1 . 2 a 2 a э мин 0 (18.11) При сжимании волновода величина принимает отрицательные значения. Это означает, что при сжатии секция обеспечивает получение опережающего сдвига фазы. 5. Механический фазовращатель с диэлектрической пластинкой Механический фазовращатель с диэлектрической пластинкой показан на рис. 18.37. Пластинка 2 из материала с r>1 и с малыми потерями с помощью керамических стержней 3 может перемещаться от стенки волновода с волной типа Н10 до его середины. Когда пластинка находится у стенки волновода, она практически не влияет на распространение электромагнитных волн в волноводе. Если поместить пластинку в середине волновода, то она окажется в пучности электрического поля, заметно увеличивая его индукцию (уменьшая напряженность). Это эквивалентно тому, что как будто бы волновод на участке с пластиной оказался заполненным сплошной средой с некоторой эффективной диэлектрической проницаемостью rэ>1, причем r>rэ. Величина rэ при перемещении пластинки от стенки к середине волновода изменяется от единицы до некоторой максимальной величины, что, как видно из выражения (18.10), приводит к плавному увеличению электрической длины. Рис. 18.37. Механический фазовращатель с диэлектрической пластинкой: 1 волновод; 2 диэлектрическая пластинка; 3 керамический стержень. Для улучшения согласования длина пластинки выбирается примерно кратной целому числу половин длины волны в волноводе, а края ее скашиваются на клин. 6. Фазовращатели электрического типа Фазовращатели электрического типа конструируют, размещая в волноводе СВЧ ферриты, подмагничиваемые внешним постоянным магнитным полем. Применяется как продольное, так и поперечное подмагничивающее поле (см. § 18.2). При изменении величины внешнего подмагничивающего поля изменяется магнитная проницаемость r феррита, что, как видно из выражения (18.10), ведет к изменению электрической длины участка волновода, в котором размещен феррит. Секции дифференциального фазового сдвига для волн противоположного направления распространения используют обычно эффект необратимого фазового сдвига в продольно- или поперечно-намагниченных ферритах (см. п. 5 § 18.2). Необратимый фазовый сдвиг будет иметь место только в том случае, если на участке волновода, где расположен феррит, возбуждаются волны круговой поляризации, направление вращения которых вокруг оси, совпадающей с направлением подмагничивающего поля, изменяется при изменении направления распространения электромагнитных волн. В поперечно-намагниченных ферритах, используемых в прямоугольных волноводах, это достигается правильным размещением пластинки относительно узких стенок волновода. Продольно-намагниченные ферриты должны быть расположены вдоль оси круглого или квадратного волноводов, в которых возбуждается поле круговой поляризации. Поле круговой поляризации создается с 64 помощью специальных поляризационных устройств, одно из которых было рассмотрено в § 18.5, п. 7. Для расчета дифференциального фазового сдвига предположим, что длина отрезка волновода с ферритом равна и что при распространении волны слева направо в феррите возбуждается волна круговой поляризации левого вращения, при которой участок волновода с ферритом будет иметь некоторую эффективную магнитную проницаемость r и электрическую длину ; при распространении справа налево эффективная магнитная проницаемость будет равна r+, а электрическая длина . При этом с помощью выражения (18.10) получим 2 2 0 0 2 r r r r .(18.12) 0 кр кр Часто секции такого типа применяются для получения фиксированного дифференциального фазового сдвига, например /2 или . В этих случаях для создания внешнего магнитного поля вместо соленоида можно использовать компактный постоянный магнит. Секции дифференциального фазового сдвига для волн перпендикулярной поляризации основаны обычно на применении вставок в волноводе, избирательно влияющих на скорость распространения электромагнитных волн, электрическое поле которых параллельно (Е||) или перпендикулярно (E,) вставкам (обычно пластинкам). Пример конструктивного выполнения и применения такой секции уже был рассмотрен в § 18 5, п. 7 применительно к волне типа Н11. Эскиз секции дифференциального фазового сдвига для волн типа H10 и Н01 в квадратном волноводе показан на рис. 18.28. Здесь используется тонкая диэлектрическая пластинка 4 с r >1 и с внутренними скосами для улучшения согласования. Для волны типа H10 пластинка параллельна электрическому вектору и находится в пучности электрического поля. При этом эффективное значение rэ>1. Для волны типа Н01 пластинка перпендикулярна силовым линиям электрического поля и благодаря малой толщине почти не влияет на фазовую скорость этой волны. Таким образом, для волны типа H01 rэ1. За счет разности в rэ для волн типа Н10 и Н01 и создается дифференциальный фазовый сдвиг. Рис. 18.38. Секции дифференциального фазового сдвига для волн перпендикулярной поляризации в круглом волноводе: 1 волновод с волной типа Н11, 2 металлические вставки; 3 металлические штыри. В последнее время в секциях дифференциального фазового сдвига все шире стали применяться металлические вставки и штыри, которые обеспечивают меньшие потери и большую пропускаемую мощность, чем диэлектрические. Их недостатком является сложность изготовления и настройки. 65 На рис. 18.38 показаны эскизы секций с металлической вставкой (рис. 18.38,а) и со штырями (рис. 18.38,б для =/2 и рис. 18.38,e для =) применительно к круглому волноводу с волной типа Н11. Аналогичные устройства могут быть использованы и в секциях с квадратным волноводом. Продольные металлические вставки в случае, когда их плоскость параллельна электрическому вектору (рис. 18.38,д), увеличивают критическую длину волны волновода так же, как продольные гребни в П- и Н-волноводах. При перпендикулярной поляризации электрического вектора (рис. 18.38,г) критическая длина волны изменяется очень мало и тем меньше, чем тоньше вставки. Как видно из выражения (18.10), разность в критических длинах волн позволяет получить дифференциальный фазовый сдвиг =||. Для улучшения согласования на концах вставок делаются ступеньки или клиновидные скосы. Металлические штыри, поставленные по диаметру круглого волновода с волной типа H11, при параллельной поляризации электрического вектора, являются сосредоточенной реактивностью с индуктивным сопротивлением, благодаря чему электромагнитное поле в сечении волновода, где расположен штырь, получает опережение по фазе. Для улучшения согласования обычно ставят несколько стержней, отражения от которых компенсируют друг друга. Кроме того, увеличение числа штырей диктуется и необходимостью получения больших фазовых сдвигов, так как один штырь создает фазовый сдвиг не более 5060°. На распространение волн перпендикулярной поляризации штыри практически не оказывают никакого влияния, Дифференциальный фазовый сдвиг для волн перпендикулярной поляризации может быть получен и в волноводах без вставок. Например, если прямоугольный волновод с разными размерами сторон поперечного сечения а и b допускает распространение волн типа H10 и H01 (см. рис. 18.27), то в отрезке такого волновода длиной можно получить дифференциальный фазовый сдвиг 2 2 0 0 Н1 0 Н 0 1 2 1 1 . (18.1З) 2а 2b 66 Лекция №15 Поляризационные устройства Поляризационные устройства используются для преобразования волн линейной поляризации в эллиптически поляризованные волны, и наоборот. Они делятся на механические и электрические, причем в последних используются в основном ферриты. В волноводной технике применяются поляризационные устройства, преобразующие волну линейной поляризации типа H10 в прямоугольном волноводе в волну круговой поляризации типа Н11 в круглом или прямоугольном волноводе. Они содержат трансформаторы волн Н11Н11 или Н10Н11 (см. § 18.4, пп. 11 и 13 соответственно) и секцию дифференциального фазового сдвига для волн перпендикулярной поляризации. Трансформатор волн Н10Н11 располагается по отношению к круглому волноводу таким образом, чтобы диаметральный электрический вектор волны типа Н11 составлял угол примерно 45° по отношению к плоскости, в которой расположена пластина или другая замедляющая структура (см. рис. 18.34), с тем, чтобы полученные в результате расщепления секцией взаимно перпендикулярные волны типа Н11 имели примерно равные амплитуды. Для получения волн круговой поляризации секция дифференциального фазового сдвига должна обеспечить сдвиг по фазе =/2. Необходимые для этого параметры секции могут быть найдены с помощью уравнения = || = /2, где || и определяются выражением (18.10). Фазовый сдвиг /2 можно получить с помощью штыревой секции, содержащей всего два штыря, расположенные на расстоянии примерно /4 друг от друга (рис. 18.38,б). 10. Выше были рассмотрены фазирующие и поляризационные устройства простейших типов. На практике, однако, применяются и гораздо более сложные устройства для выполнения тех же функций, но с лучшими характеристиками повышенной точностью, большей полосой пропускания, удобством управления фазой или поляризацией и т.п. К таким сложным устройствам относится фазовращатель, использующий вращающееся сочленение с круговой поляризацией волны типа Н11. В § 18.5, п. 7 было указано, что при повороте одной части сочленения относительно другой на угол фаза колебаний на выходе сочленения изменяется на 2. Недостатком этого сочленения как фазовращателя является необходимость вращения одного прямоугольного волновода относительно другого. Фазовращатель Фокса Фазовращатель Фокса (рис. 18.39) также основан на том, что фазовый сдвиг получается вращением одного участка линии передачи относительно другого. Элементы 14 слева и 69 справа неподвижны друг относительно друга и являются поляризационными устройствами, преобразующими поле линейной поляризации волны типа Н 10 в поле круговой поляризации Н11 и обратно, такими же, как во вращающемся сочленении, изображенном на рис. 18.34. В фазовращателе Фокса фазосдвигающие пластины 4 и 7 параллельны друг другу. Между поляризационными устройствами находится вращающаяся вокруг оси секция 10 дифференциального фазового сдвига на (называемая 180°), представляющая собой круглый волновод с волной типа Н11. В разрывах 5 к 12 круглого волновода должны быть установлены вращающиеся соединения дроссельного тира. Фазосдвигающие элементы 4, 7 я 11 могут быть любого типа металлические или диэлектрические пластинки, штыри и т.п. Конструкция секции 180°, использующая штыри, изображена на рис. 18.38.в. 67 Рис. 18.39. Фазовращатель Фокса. Рассмотрим принцип действия фазовращателя, считая, что электромагнитные волны распространяются слева направо. Волны линейной поляризации в сечениях I и II секцией 3 преобразуются в волны типа Н11 круговой поляризации правого вращения. Секция 10 изменяет направление вращения волн круговой поляризации на обратное, а секция 6 преобразует эти волны в волны линейной поляризации (Н11 в сечении V и Н10 в сечении VI). Фазовый сдвиг колебаний в сечении VI (ЕVI) относительно фазы колебаний в сечении I I (Е ) зависит от углового положения пластины 11 относительно неподвижных координатных осей в поперечном сечении (х или у). Для того чтобы убедиться в этом, рассмотрим два положения пластины 11 параллельное пластинам 4 и 7 (случай А) и перпендикулярное им (случай Б). Одинаковый для всех волн фазовый сдвиг при прохождении волн от сечения I до сечения VI при отсутствии пластин в волноводах учитывать не будем, т.е. будем учитывать только дифференциальные фазовые сдвиги. Волна типа Н11 вертикальной поляризации в сечении II расщепляется пластиной 4 на две взаимно перпендикулярные волны с равными амплитудами Е II||=EII и с одинаковыми фазами. В случае А волна Е, не получает дополнительного фазового сдвига при прохождении секции с пластинами, поэтому ЕV=ЕII. Волна Е|| получает запаздывание по фазе, в сумме равное З60. В результате ЕV||=ЕII||. Таким образом, полученные в результате расщепления поля в сечении V складываются в фазе, образуя поле линейной поляризации волны типа Н11 с амплитудой ЕV. Это поле плавным переходом 8 преобразуется в поле волны типа H10 с амплитудой EVI и с фазой, такой же, как в сечении I. В случае Б обе составляющие Е|| и Е, получают одинаковую задержку по фазе, равную 180. При этом в сечении V образуется поле линейной поляризации, вектор ЕV которого направлен по оси у. Это поле переходит затем в поле волны типа Н 10, которое в сечении VI имеет амплитуду EVI и фазу, отличающуюся на 180° от фазы колебаний в сечении I. Таким образом, вращение секции 10 не влияет на амплитуду колебаний на выходе, но изменяет фазу на величину 2 при повороте секции на угол . Вращение секции 10 с угловой скоростью ± приводит к изменению частоты колебаний проходящих волн на величину ±2. Фазовращатель Фокса является высокоточным фазирующим устройством и поэтому широко применяется в различных измерительных приборах. Электрические фазовращатели на полупроводниковых диодах Электрические фазовращатели на полупроводниковых диодах применяются в тех случаях, когда требуются большие скорости изменения фазы Чаще всего используются диоды с р-n и p-i-n полупроводниковой структурой. Так как диоды имеют большой разброс параметров, особенно динамических характеристик, то перспективно их использование в ключевых режимах («открытзакрыт»), т.е. для дискретного управления фазой. Они удобны в работе с цифровыми управляющими машинами Находят применение, однако, и диодные фазовращатели с непрерывным управлением фазой. 68 Рис. 18.40. Полупроводниковый диод в волноводе и его эквивалентные схемы на СВЧ: Др, Сб элементы высокочастотной блокировки; Сп емкость патрона и элементов крепления диода; L индуктивность ввода диода, Rпр сопротивление диода; Rд сопротивление базы диода; Сд емкость рn перехода. В волноводах обычно применяется параллельное включение диодов, как показано схематически на рис. 18.40,а. Эквивалентная схема диода в волноводе показана на рис. 18.40,б. Согласно этой схеме диод является сосредоточенной неоднородностью, вносящей в волновод параллельно включенное комплексное сопротивление Z д , которое изменяется с изменением управляющего напряжения. Рассмотрим работу диода р-n структуры. Сопротивление базы диода Rд как в открытом, так и в закрытом состоянии много больше реактивного сопротивления емкости диода 1/Сд, поэтому его можно не учитывать при анализе работы схемы. При подаче на диод смещения в направлении пропускания (Uупр> 0) емкость С+д становится большой, так что величина 1/Сд0, а сопротивление R+пр имеет малую величину. Эквивалентная схема для этого случая изображена на рис. 18.40,в. Величины L, и Сп подбирают таким образом, чтобы на рабочей частоте образовавшийся параллельный контур был настроен в резонанс. Эквивалентное сопротивление этого контура Rэl/2C2пR+пр, очень велико и будучи подключенным к волноводу параллельно незначительно влияет на распространение электромагнитных волн. Таким образом, подача небольшого положительного смещения на диод (доли и единицы вольт) соответствует режиму «пропускания». При подаче управляющего напряжения в направлении запирания диода реактивное сопротивление емкости Сд становится соизмеримым с сопротивлением других элементов, а прямое сопротивление почти не меняется (RпрR+пр). При запирании диода могут реализоваться три режима работы. I. Режим «запирания» (выключения) волновода. Для осуществления этого режима диод включается так, чтобы на рабочей растете элементы L и Сд образовали последовательный резонансный контур (рис. 18.40,г). При этом волновод шунтируется очень малым сопротивлением Rпр. Режим «запирания» волновода диодом применяется как в различных коммутационных устройствах, так и в дискретных фазовращателях, использующих короткозамкнутые отрезки волноводов (фазовращатели отражательного типа). II. Режим непрерывного изменения фазы. Величины L и Сп подбираются так, чтобы их реактивности взаимно компенсировались. При этом эквивалентная схема диода будет иметь вид, изображенный на рис. 18.40,г пунктиром. Волновод оказывается нагруженным на комплексное сопротивление с емкостной реактивностью, величину которой можно изменять в некоторых пределах изменением величины запирающего напряжения. Емкостная реактивность вызывает запаздывание по фазе колебаний, проходящих через сечение волновода, где установлен диод. Расчеты и опыт показывают, что с помощью одного диода можно получить задержку по фазе до 45°. III. Режим фиксированного фазового сдвига «на проходе». Он отличается от предыдущего только тем, что напряжение запирания диода фиксировано, что обеспечивает постоянную величину Сд в режиме запирания и соответственно фиксированный фазовый сдвиг проходящих волн. 69 Для получения даже небольших фазовых сдвигов «на проходе» (менее 45°) нельзя применять один диод, так как он вносит рассогласование и в открытом и в закрытом состояниях. При необходимости получения 45° применяют два диода. Подбирая их расположение вдоль продольной оси (обычно расстояние между ними близко к /4) и в поперечной плоскости волновода, а также параметры самих диодов, добиваются минимального уровня отражений от фазосдвигающей секции. Иногда для согласования фазосдвигающей секции с волноводом приходится применять ступенчатые трансформаторы. Фазосдвигающая секция при 45°90° должна иметь не менее трех диодов, а при 90°180° не менее пяти. Рис. 18.41. Линейный полупроводниковый фазовращатель: а схема соединения диодов; б знаки напряжений на диодах секций при различных фазовых сдвигах. При необходимости получения большого фазового сдвига с помощью диодных фазовращателей «проходного» типа применяется каскадное включение в линию нескольких фазовращателей, которые образуют так называемый линейный полупроводниковый фазовращатель. На рис. 18.41,а показана схема такого фазовращателя для дискретного изменения фазового сдвига от 0 до 360° через 45°. Фазовращатель состоит из трех разных секций: секция 1 в закрытом состоянии (UI<0) обеспечивает фазовый сдвиг 45°, секция II 90° и секция III 180°. Режим питания секций, указанный на этом рисунке, обеспечивает суммарный фазовый сдвиг 270°. В таблице рис. 18.41,б показаны режимы питания секций для получения различных фазовых сдвигом через 45°. Заметим, что если бы для решения этой задачи были применены одинаковые секции с =45°, то число диодов пришлось бы увеличить с 10 до 14. Диоды p-i-n (или n-i-p-i-n) структуры имеют эквивалентную схему в виде параллельно включенных емкости С и сопротивления R, причем изменение напряжения смещения почти не влияет на величину емкости С, но в сотни раз изменяет сопротивление R. Поэтому такие диоды используются главным образом в коммутационном режиме. В заключение отметим, что техника полупроводниковых коммутаторов и фазовращателей находится пока в стадии развития. Основным препятствием в их широком применении является пока довольно высокий уровень потерь и нестабильность параметров при изменении температуры. В настоящее время разработаны диоды с р-n структурой, обеспечивающие время переключения из одного состояния в другое 1081010 с, однако пропускаемые ими мощности СВЧ колебаний невелики единицы ватт. Диоды с p-i-n структурой имеют примерно на два порядка больше время переключения, но пропускают гораздо большие мощности сотни киловатт в импульсном режиме. 70 Лекция № 16 Делители мощности. 1. Назначение делителей мощности Назначение делителей мощности разделение энергии из одного канала в несколько каналов или сложение ее из нескольких каналов в одном. В последнем случае делители мощности называются сумматорами. Простейшими делителями мощности являются тройники. Более сложными делителями являются направленные ответвители и мостовые соединения. Так как эти устройства выполняют, кроме разделения, другие функции, то они рассматриваются в следующих параграфах отдельно. 2. Коаксиальный тройник Коаксиальный тройник показан на рис. 18.42,а. Если два плеча этого соединения нагружены на сопротивления, равные волновому, то третье, питающее плечо оказывается рассогласованным; в этом плече Kбв=0,5. Тройник в жесткой коаксиальной линии показан на рис. 18.42,б. Для компенсации емкостной реактивности в месте разветвления применяется утолщение центрального провода. Согласование тройников выполняется с помощью четвертьволновых трансформаторов и короткозамкнутых шлейфов. Рис. 18.42. Коаксиальный тройник. 3. Волноводные тройники Волноводные тройники (Т-образные разветвления) показаны на рис. 18.43. Нплоскостное разветвление (рис. 18.43,а) на эквивалентной схеме (рис. 18.43,б) представляется [2] параллельным соединением линий, так как продольные токи на широких стенках волновода в месте соединения разветвляются на два направления. При переходе электромагнитной энергии из бокового ответвления 3 в основной волновод 12 направление электрического вектора в месте разветвления не изменяется. Поэтому на одинаковых расстояниях от разветвления колебания в плечах 1 и 2 будут иметь одинаковую фазу. Нплоскостной тройник выполняется обычно так, что размеры поперечного сечения и, следовательно, волновые сопротивления всех трех волноводов одинаковы. Если плечи 1 и 2 нагружены на одинаковые сопротивления, отстоящие на одинаковых расстояниях от разветвления, то мощность, поступающая в плечо 3, поровну делится между плечами 1 и 2. Аналогичная картина будет наблюдаться при передаче мощности из любого плеча. 71 Рис. 18.43. Волноводные тройники. При нагрузке двух плеч согласованными сопротивлениями третье, питающее плечо оказывается рассогласованным. Рассогласование вызывается также наличием отражений от неоднородности, которую представляет собой разветвление. На приближенной эквивалентной схеме влияние неоднородности представляется реактивным сопротивлением X, подключаемым параллельно разветвлению. В зависимости от соотношения между рабочей длиной волны и размерами волноводов это сопротивление может быть как индуктивным, так и емкостным. Эскиз Т-образного разветвления в плоскости Е представлен на рис. 18.43,в. Ответвление в плоскости Е (от широкой стенки) является последовательным, так как продольный поверхностный ток полностью проходит через ответвление. Как и всякая неоднородность в плоскости Е, Т-образное разветвление вносит добавочную реактивность емкостного характера, представленную на эквивалентной схеме (рис. 18.43,д) в виде реактивной проводимости В, включаемой параллельно ответвлению и последовательно с основным волноводом. Волновое сопротивление ответвления W' в общем случае отлично от волнового сопротивления основной линии W, так как размеры узкой стенки b' и b ответвления и основного волновода могут быть разными. Рис. 18.44. Y-образное разветвление. Т-образное разветвление в плоскости Е обладает тем свойством, что при переходе электромагнитной энергии из ответвления 3 в основной волновод 12 фазы вектора напряженности электрического поля в сечениях, находящихся на одинаковых расстояниях от оси разветвления, противоположны (рис. 18.43,г). При одинаковых нагрузках плеч 1 и 2, расположенных на одинаковых расстояниях от оси разветвления, мощность, поступающая из плеча 3, поровну делится между этими нагрузками. При подаче мощности в плечи 1 или 2, даже при нагрузке других плеч согласованными сопротивлениями, мощности в двух других плечах в общем будут разными. Компенсация отражений от тройников, возникающих как за счет соединения плеч, так и за счет неоднородности, которой является разветвление, производится в основном индуктивными диафрагмами и ступенчатыми трансформаторами, устанавливаемыми во всех трех плечах. Сравнивая Е- и Н-разветвления, можно отметить, что Н-разветвление может пропустить большую мощность, а Е-разветвление меньше меняет реактивность в диапазоне частот, т.е. имеет несколько большую полосу пропускания, однако оба они являются узкополосными элементами. 4. Более широкую полосу пропускания имеют Y-образные разветвления. На рис. 18.44,а показано Y-разветвление для разделения мощности на две равные части, а на рис. 18.44,б разветвление с изменяемым коэффициентом деления. И в том и в другом случае используется делительная металлическая вставка, по ширине равная размеру широкой стенки волновода. 4. Мостовые соединения. 1. Двойной Т-мост показан на рис. 18.45. Его основные свойства заключаются в следующем: 72 1) Если плечи А и Б (прямые плечи) нагружены на одинаковые сопротивления (не обязательно согласованные с волноводом), находящиеся на одинаковом расстоянии от моста, то при подаче электромагнитной энергии в плечо Г (Н-плечо) она разделяется поровну между нагрузками плеч А и Б и не проходит в плечо В. Энергия из плеча В при тех же условиях не проходит в плечо Г. Таким образом, плечи В и Г моста оказываются развязанными. Величина развязки (коэффициента передачи между плечами В и Г) выражается обычно в децибелах. 2) Электромагнитные волны, поступающие в основной волновод из плеча В, расходятся в плечи А и Б в противофазе. 3) Электромагнитные волны, поступающие в основной волновод из плеча Г, расходятся в плечи А и Б в фазе. и 4) Если к мосту из плеч А и Б приходят волны с комплексными амплитудами U А , то волны в плече Г пропорциональны сумме комплексных амплитуд, а в плече В их U Б разности. Благодаря этому двойной Т-мост, как и другие мосты, применяют в качестве суммарно-разностных устройств. 5) При подключении к любым трем плечам согласованных нагрузок четвертое плечо также оказывается согласованным. Из-за наличия в месте разветвления реактивных полей высших типов волн даже при точном выполнении Т-моста между плечами В и Г имеется емкостная связь. Поэтому, если необходимо добиться большой развязки плеч В и Г, принимают специальные меры по устранению этой связи. Рис. 18.45. Двойной Т-мост. 2. Волноводно-щелевой мост (рис. 18.46,а) представляет собой два прямоугольных волновода, соединенных по узкой стенке, часть которой на участке удалена, образуя щель. Основное свойство моста заключается в том, что мощность электромагнитных волн, поступивших в плечо 1, делится поровну между плечами 3 и 4, не ответвляясь в плечо 2; волны на выходе плеч 3 и 4 сдвинуты по фазе на /2. Принцип его работа состоит в следующем (рис. 18.46,б). Рис. 18.46. Волноводно-щелевой мост. Ширина волноводов а выбрана такой, что во всех четырех плечах может распространяться только волна типа Н10. Пространство в области щели образует волновод в 73 котором могут распространяться волны типов Н'10 и И'20 (см. сечение III на рис. 18.46,б)* . При переходе электромагнитной энергии из плеча 1 в расширенный волновод в сечении II возникают волны Н'10, Н20, Н30 и более высоких типов. Первые две волны распространяются вправо по расширенному волноводу, а остальные быстро затухают при удалении от сечения II, образуя вблизи этого сечения реактивные поля. В поперечном сечении II (рис. 18.46,б), где изображены эпюры амплитуд поперечных составляющих векторов электрического поля, граничные условия выполняются сложением электрических полей волн типов Н'10 и Н30 (волны более высоких типов в первом приближении можно не учитывать). При таком сложении в сечения II плеч 1 и 2 существуют синфазные волны типа Н10, которые обозначим Н1010, а амплитуду напряженности их электрического поля Е10. Волна типа Н20 обусловливает существование в том же сечении двух противофазных волн типа Н10, которые будем обозначать Н1020, а амплитуду напряженности их электрического поля Е20. У обозначения волн два нижних индекса указывают на тип возбужденной волны, а два верхних какой волной возбуждена данная волна в плече. Рассмотрим теперь сложение полей на векторной диаграмме в комплексной плоскости (см. чертеж слева на рис. 18.46,б). В сечении II входного плеча 1 волны типов Н1010 и Н1020 имеют одинаковую фазу. Их сумма есть поле падающей волны типа Н10 в этом сечении. В сечении II плеча 2 поля волн типов Н1010 и Н1020 оказываются в противофазе и, имея одинаковую амплитуду, полностью компенсируются. Таким образом, из плеча 1 в плечо 2 электромагнитная энергия не проходит и эти плечи оказываются развязанными. Распространяясь вправо по расширенному волноводу, волны Н'10 и Н20 достигают сечения IV, где волновод вновь делится на два плеча 3 и 4. Средняя металлическая стенка не влияет на распространение волны типа Н20; электромагнитная энергия этой волны возбуждает в плечах противофазные волны типа Н1020 одинаковой напряженности Е20. Колебания волны типа Н'10 в сечении IV существовать не могут. Граничные условия в этом сечении требуют появления волны высших типов. Появляется волна типа Н 30 и волны более высоких типов. За счет сложения полей волн Н'10 и Н30 в плечах 3 и 4 возбуждаются синфазные волны Н1010 одинаковой напряженности Е10. Сложение волн в плечах 3 и 4 иллюстрируется векторной диаграммой в сечении IV на рис. 18.46,б. На этой диаграмме разность фаз колебаний за счет разных скоростей распространения волн Н20 и Н'10 в расширенном волноводе (у волны Н'10 скорость распространения меньше). Здесь расширенный волновод выступает как секция дифференциального фазового сдвига для волн различных типов. Из векторной диаграммы видно, что если Е10=Е20 (мост настраивается так, чтобы это равенство выполнялось), то в плечах 3 и 4 колебания всегда будут сдвинуты по фазе точно на /2, независимо от разности фаз , причем поле в прямом плече 3 опережает по фазе поле в боковом плече 4. Из этой же диаграммы нетрудно получить выражение для отношения амплитуд в плечах 3 и 4 p = Е3 / Е4 = ctg(/2). (18.14) Разность фаз полей волн типов Н'10 и Н20, полученная в результате прохождения ими расстояния, равного длине щели, равна = 2(1/'10 1/20), (18.15) где '10 1 4a , 20 1 a длины волн в расширенном волноводе. При работе рассматриваемого устройства в качестве моста требуется, чтобы амплитуды полей в согласованных плечах 3 и 4 при питании через плечо 1 были одинаковыми. Как видно из выражения (18.14), это будет обеспечено при =/2. Необходимую для этого длину щели получим из формулы (18.15) 2 2 Штрих у обозначения типа волны поставлен для различения волн одного типа в разных волноводах. * 74 2 2 (18.16) 4 1 4a 1 a . Развязка между плечами 1 я 2 (отношение мощности в плече 1 к мощности, просочившейся в плечо 2) достигает 3035 дБ. Для получения высокой развязки, хорошего согласования и выравнивания мощностей в выходных плечах применяется небольшое сужение расширенного волновода и подстройка с помощью емкостного штыря 5 в середине щели. Этим добиваются выравнивания амплитуд Е10 и Е20 и нужного фазового сдвига синфазного и противофазного полей. Данное устройство может служить регулируемым или фиксированным делителем мощности в любом отношении. Для этого достаточно любым способом изменить . Если 2n, где n=0, 1, 2, ..., то большая мощность проходит в плечо 3, а если (2n+1) в плечо 4. Если разница мощностей в плечах 3 и 4 составляет 10 дБ и более, то это устройство является направленным ответвителем (см. § 18.9). 3. Кольцевой мост может быть построен с использованием линий передачи любого типа. На рис. 18.47 изображен мост с параллельным подключением плеч к кольцу (применяются также мосты с последовательным подключением плеч и комбинированным: часть последовательно, а часть параллельно). Мост состоит из кольцевой линии длиной 1,50 с волновым сопротивлением Wк и четырех плеч с волновыми сопротивлениями W, расположенных по кольцу на расстоянии 0/4 друг от друга. Здесь длина волны в кольцевой линии на средней частоте диапазона. Для пояснения принципа действия моста предположим, что генератор подключен к плечу 2 и что входные сопротивления плеч 1 и 3 одинаковы ( Z 1 Z 3 ). Электромагнитные волны от плеча 2 расходятся в обе стороны, имея одинаковые амплитуды и фазы. Разность хода противоположно распространяющихся волн до плеч 1 и 3 одинакова и равна длине волны. Поэтому на входах этих плеч бегущие в обе стороны волны складываются в фазе, образуя пучность напряжения. Разность хода вола от плеча 2 до плеча 4 равна 0/2. Поэтому на входе плеча 4 образуется узел напряжения и электромагнитные колебания не проходят в плечо 4. Таким образом, плечи 2 и 4 оказываются развязанными. Рис. 18.47. Кольцевой мост. Плечи 1 и 3 находятся в одинаковых условиях относительно плеча 2, поэтому поступающая из него мощность делится поровну между плечами 1 и 3. Входные сопротивления плеч 1 и 3 четвертьволновыми отрезками линии с волновым сопротивлением Wк трансформируются к сечению 2 и, складываясь параллельно, образуют сопротивление нагрузки для генератора, равное W 2 2Z . Z (18.17) 2 к 1 Если оба плеча нагружены на сопротивления, равные волновому сопротивлению плеч W, то Z 1 Z 3 W . Для согласования генератора с мостом необходимо выполнить условие W . Из приведенной выше формулы следует, что полное согласование достигается при Z 2 условии Wк W 2 . (18.18) 75 При выполнении этого соотношения на средней частоте диапазона развязка между плечами 2 и 4 очень велика (до 60 дБ в практических конструкциях), К бв в питающем плече 2 близок к единице и мощность от генератора поровну делится между плечами 1 и 3. Пользуясь приведенным выше методом, можно показать, что: при подключении генератора к плечу 4 мощность делится поровну между плечами 1 и 3 и не проходит в плечо 2; при подключении генератора к плечу 3 мощность делится поровну между плечами 2 и 4 и не проходит в плечо 1; при подключении генератора к плечу 1 мощность делится поровну между плачами 2 я 4 и не проходит в плечо 3; волны из плеч 1 и 3 суммируются в плече 2 и вычитаются в плече 4, соответственно волны из плеч 2 и 4 суммируются в плече 3 и вычитаются в плече 1. 76 Лекция №17 Развязывающие устройства. 1. Типичными развязывающими устройствами являются: поглотительные, предельные и вентильные аттенюаторы; направленные ответвители; циркуляторы. Перечисленные устройства могут быть выполнены в коаксиальном, полосковом волноводном вариантах. Рассмотренные в § 18.8 мосты могут также использоваться и в качестве развязывающих устройств. Специфическими электрическими характеристиками развязывающих устройств являются: переходное затухание (ослабление) Lз и направленность Lн. Эти величины есть соответствующие коэффициенты передачи по мощности (см. § 18.1, п. 3). Обозначим номером 1 плечо, из которого электромагнитные колебания поступают в узел, 2 и 3 плечи, в которые передаются электромагнитные колебания с требуемым ослаблением, и 4 плечо, в которое колебания не должны поступать, т.е. плечо, развязываемое от входного плеча 1. Для двуплечих взаимных узлов определяется только ослабление; оно равно Lз=10lg(P12/P1). В четырехплечих узлах величины Lз12=10lg(Р12/P1) и Lз13=10lg(Р13/P1) являются ослаблением для соответствующих направлений передачи, а величины Lн24=10lg(Р14/P12) и Lн34=10lg(Р14/Р13) определяют направленность передачи в каналы 2 и 3 соответственно по отношению к каналу 4. 2. Аттенюаторы являются двуплечими устройствами, предназначенными для заданного фиксированного или регулируемого ослабления интенсивности электромагнитных колебаний. 3. Аттенюаторы поглотительного типа работают по принципу поглощения и рассеяния на тепло части мощности проходящей электромагнитной волны. Рис. 18.48. Аттенюаторы. На рис. 18.48,а изображен вариант выполнения волноводного регулируемого аттенюатора. В прямоугольном волноводе 1 с волной типа Н10 в середине широкой стенка прорезана узкая продольная щель 2, через которую в волновод вдвигается поглощающая пластинка 3. Она представляет собой диэлектрическую пластинку, покрытую слоем сажи, графита или другого материала, интенсивно поглощающего электромагнитные волны. Степень поглощения, т.е. величина ослабления, зависит от площади пластинки, находящейся внутри волновода. На этом же принципе могут быть построены и фиксированные аттенюаторы. Отражения в аттенюаторах поглотительного типа малы, а ослабление слабо зависит от частоты. 4. Аттенюаторы предельного типа основаны на использовании линий передачи, поперечные размеры которых меньше критических для распространяющегося типа волны. На рис. 18.48,б показан предельный коаксиальный аттенюатор. Он образован коаксиальной линией 1, центральный провод 2 которой имеет разрыв на участке 3 длиной . Этот 77 участок коаксиальной линии является круглым волноводом, в котором с помощью диска 4 возбуждается волноводная волна типа Е01. Диаметр D волновода выбирается так, чтобы критическая длина волны кр01=1,305D была меньше рабочей длины волны. Волновод 3 и диски 4 составляют собственно предельный аттенюатор. Его ослабление быстро возрастает при уменьшении относительного диаметра D/. Длина предельного аттенюатора получается небольшой. Так, для получения ослабления Lз=30 дБ (уменьшение передаваемой мощности в 1000 раз) на волне =10 см при D=1,5 см необходимая длина аттенюатора составляет всего 1 см. Ослабление предельных аттенюаторов сильно зависит от частоты. На эквивалентной схеме аттенюатор представляется емкостью С (рис. 18.48,б), величина которой тем меньше, чем больше Lз. На входе аттенюатора происходит сильное отражение электромагнитных волн, тем большее, чем больше Lз. Поэтому такие аттенюаторы являются узкополосными. 5. Аттенюаторы с использованием невзаимных свойств ферритов отличаются тем, что их ослабление зависит от направления распространения, т.е. для этих устройств Lз12Lз21. Это свойство определяет вентильное действие невзаимных устройств с двумя входами. Вентильные свойства характеризуются направленностью Lн. Величина направленности (в децибелах) может быть рассчитана через известные переходные затухания до формуле Lн = Lз21 Lз12. На рис. 18.48,в показано поперечное сечение вентиля, основанного на эффекте смещения поля в прямоугольном волноводе. Вентиль содержит поперечно-намагниченную ферритовую пластинку 1, на которую нанесен поглощающий слой 2. Эскиз этой пластинки показан на рис. 18.48,г. Если на рис. 18.48,в направление хода волны соответствует направлению от читателя за чертеж, то, обращаясь к рис. 18.5,а можно видеть, что поглощающая пластинка находится вне области интенсивного электрического поля. Поглощение при этом будет небольшим. При распространении волн в обратном направлении поглотитель будет находиться в максимуме распределения электрического поля, что вызовет интенсивное поглощение. Рис. 18.49. Принципиальная схема направленного ответвителя. 6. Направленные ответвители предназначены для направленной передачи электромагнитной энергии из одной линии передачи в другую, причем так, что направление передачи энергия во второй линии зависит от направления передачи в первой линии. Бели из одной линии в другую передается заметная часть мощности, то направленные ответвители можно отнести к классу делителей мощности, а если небольшая часть, то к классу развязывающих устройств. Направленные ответвители могут быть как взаимными, так и невзаимными. На рис. 18.49 показана принципиальная схема включения, направленного ответвителя, соединяющего линии 1-2 и 3-4. Если электромагнитная энергия передается из плеча 1 в плечо 2, то часть ее ответвляется в плечо 4, а в плечо 3 энергия не поступает. Если передача идет из плеча 2 в плечо 1, то часть ее ответвляется в плечо 3, а в плечо 4 энергия не поступает. Пусть основная передача идет в направлении от плеча 1 к плечу 2. Тогда величина Lз12 называется ослаблением в прямом направлении, величина Lз14 ослаблением в направлении ответвления, а величина Lн=10lg(P13/Р14) направленностью направленного ответвителя. 7. Основные типы направленных ответвителей: коаксиальные и волноводные с одиночными элементами связи, обладающими собственной направленностью (отверстия и петли связи); 78 коаксиальные и полосковые двух- и многошлейфовые; полосковые с использованием полей рассеяния; волноводные многодырочные и многостержневые; волноводные со щелевой связью. В конструкциях и принципах действия направленных ответвителей и мостов много общего. Например, направленный ответвитель, у которого ослабление равно 3 дБ (мощность плеча 1 поровну делится между плечами 2 и 4), является мостом. Этот режим, однако, не характерен для направленных ответвителей. Создано большое количество различных по принципу действия и характеристикам направленных ответвителей [1, 35]. Рассмотрим один из наиболее широко распространенных. 8. Волноводный многодырочный направленный ответвитель (рис. 18.50) состоит из основного волновода с плечами 1 и 2 и вспомогательного волновода с плечами 3 и 4. Волноводы на некотором участке соединяются по широкой или узкой стенке. В общей стенке прорезаются отверстия 5, от числа, диаметра и расположения которых зависят ослабление и направленность. Для вспомогательного волновода отверстия связи являются излучателями, образующими линейную решетку. Если основной волновод в области отверстий имеет постоянную ширину, а отверстия расположены на одинаковом расстоянии друг от друга то эта решетка будет линейно-фазной. Разность фаз возбуждения отверстий =2d/. Электромагнитные волны во вспомогательном волноводе, возбужденные отверстиями распространяются влево и вправо по волноводу. При этом разность фаз за счет разности хода полей от соседних излучателей при равной ширине волноводов равна 2d/. Таким образом, разность фаз возбуждения излучателей равна разности фаз за счет разности хода электромагнитных волн между ними. Как показано в гл. 3, такая решетка является решеткой продольного излучения с максимумом излучения, ориентированным в сторону отстающих по фазе излучателей. При указанном на рис. 18.50 направлении распространения ответвление мощности будет происходить в основном в плечо 4 и в меньшей степени в плечо 3. Чем больше число отверстий, тем больше направленность. Рис. 18.50. Многодырочный волноводный Рис. 18.51. Принципиальная направленный ответвитель. схема четырехплечевого циркулятора. Расстояние d может быть любым, однако наилучшие результаты по согласованию и направленности получаются при d=0/4 где 0 длина волны в волноводе на средней частоте рабочего диапазона. Если ответвление мощности необходимо только при передаче в направлении 1-2, то в плечо 3 ставится нагрузка, которая поглощает ответвленную мощность при передаче в обратном направлении. Лекция № 21. Основные элементы и узлы линий передачи. Развязывающие устройства. 9. Циркуляторы это развязывающие многоканальные устройства, в которых электромагнитные волны распространяются из одного канала в другой только в определенной последовательности. Принципиальная схема четырехплечего циркулятора показана на рис. 18.51. Стрелками на рисунке показаны направления передачи. Если электромагнитная энергия подается в 79 плечо 1, то она пройдет в плечо 2 и не пройдет в другие плечи. При подключении генератора к плечу 2 электромагнитная энергия пройдет только в плечо 3 и т. д. В рассматриваемом примере циркуляция происходит в последовательности 1 2 3 4 1. (18.19) Могут быть, конечно, и другие последовательности. 10. Фазовый циркулятор с двумя волноводно-щелевыми мостами состоит (рис. 18.52) из двух последовательно расположенных волноводно-щелевых мостов I и II, диэлектрической пластинки Д и ферритовых пластин Ф с поперечным намагничивающим полем, создающих дифференциальный фазовый сдвиг. Свойства волноводно-щелевого моста описаны в § 18.8 п. 2, а секции дифференциального фазового сдвига в § 18.8, п. 7. Рассмотрим работу циркулятора, изображенного на рис. 18.52,а. Параметры ферритовых пластин и постоянное поперечное подмагничивающее поле подобраны так, что в верхнем волноводе при передаче слева направо создается сдвиг по фазе /2 (отставание по фазе), а при передаче справа налево создается сдвиг по фазе, который считается равным нулю. В нижнем волноводе ферритовая пластинка обеспечивает фазовый сдвиг /2 при передаче справа налево и нуль при обратном направлении передачи. Указанные фазовые сдвиги в двух ферритовых пластинках, расположенных по обеим сторонам разделительной стенки, получаются при намагничивании обеих пластинок поперечным полем одного направления. Это удобно, так как требуется один магнит. В верхнем волноводе установлена диэлектрическая пластинка Д, которая создает обратимый фазовый сдвиг /2 по отношению к волне в волноводе без этой пластинки. Рассмотрим теперь фазовые соотношения в циркуляторе. При этом будем учитывать только разностные фазовые сдвиги. Пусть генератор подключен к плечу 1, а к остальным плечам подключены согласованные нагрузки. Волны из плеча 1 попадают в волноводно-щелевой мост I и разделяются им на два потока равной амплитуды, которые идут в направлении плеч 2 и 4. После моста I колебания в верхнем волноводе отстают по фазе на /2 от колебаний в нижнем волноводе, фазу которых примем за нулевую. После прохождения участков волноводов с ферритовыми и диэлектрической пластинками колебания на входе моста II в верхнем волноводе получат запаздывание по фазе на З/2, а в нижнем волноводе запаздывание, которое принимается равным нулю. Мостом II каждая половина мощности делится еще пополам. Электромагнитные волны, проходя из нижнего волновода в верхний и из верхнего в нижний, получают запаздывание по фазе /2. Если теперь просуммировать все относительные фазовые сдвиги, то окажется, что колебания, пришедшие по двум путям в плечо 4, отличаются до фазе на , а пришедшие в плечо 2, имеют одинаковую фазу. Так как амплитуды волн, пришедших разными путями, одинаковы, то в плече 4 волны полностью взаимно компенсируются, а в плече 2 складываются, образуя волну такой же интенсивности, как в плече 1. Таким образом, электромагнитная анергия из плеча 1 проходит только в плечо 2. 80 Рис. 18.52. Фазовый ферритовый циркуляр на волноводно-щелевых мостах Рис. 18.53. Фазовый ферритовый циркулятор с волноводно-щелевым и двойным Тмостом. Аналогичным образом можно показать, что из плеча 2 колебания попадут в плечо 3, из плеча 4 в плечо 1. Следовательно, в рассмотренном циркуляторе реализуется последовательность (18.19). Если направление подмагничивающего поля поменять на обратное, то ферритовые пластины будут создавать фазовые сдвиги, указанные на рис. 18.52,б. Нетрудно убедиться, что в таком циркуляторе реализуется последовательность соединения каналов 1 4 3 2 1. (18.20) 11. Фазовый циркулятор с двойным Т-мостом (рис. 18.53) состоит из последовательно расположенных двойного Т-моста (см. § 18.8, п. 1), прямые плечи которого согнуты под углом 90° и соединены по узкой стенке, фазовращателя с ферритовыми пластинками и волноводно-щелевого моста. Плечо 1 циркулятора является Н-плечом Т-моста, а плечо 3 Е-плечом Т-моста. При поступлении волн в плечо 1 они поровну и в одинаковой фазе придут к сечениям I и II и не попадут в плечо 3. При поступлении волн в плечо 3 они не попадут в плечо 1, но в равных долях и в противофазе придут к сечениям I и II. Постоянное магнитное поле и параметры ферритовых пластинок подбираются так, что образуются указанные на рисунке дифференциальные фазовые сдвиги. 81 Рис. 18.54. Поляризационный ферритовый циркулятор. Пути прохождения электромагнитных волн после Т-моста показаны стрелками, там же указан дополнительный фазовый сдвиг на /2 при прохождении щелевого моста. Если сложить все фазовые сдвиги и учесть фазовые свойства Т-моста, то окажется, что из плеча 1 волны проходят только в плечо 2 (для этого случая на рисунке показаны суммарные фазовые сдвиги), из плеча 2 в плечо 3 и т.д. Таким образом, в данном случае реализуется последовательность (18.19). При изменении направления магнитного поля дифференциальные фазовые сдвиги в фазовращателе изменятся. Это изменение переведет последовательность (18.19) в последовательность (18.20). На основе циркуляторов с ферритами могут быть построены различные волноводные схемы, свойствами которых можно управлять, изменяя подмагничивающее поле. 12. Поляризационный циркулятор (рис. 18.54,а) основан на использовании эффекта Фарадея в продольно-намагниченном феррите. Соленоид, создающий постоянное магнитное поле Н0, на рисунке не показан. Рассматриваемый циркулятор четырехплечий, невзаимный. Плечи 1 и 2 это прямоугольные волноводы, которые плавными переходами соединяются с круглым волноводом в торец. Плечами 3 и 4 являются прямоугольные волноводы, которые образуют с круглым волноводом Т-образное параллельное соединение. Эти плечи называются боковыми. Размеры круглого волновода выбираются так, что в нем может распространяться только волна типа Н11, а в прямоугольных только волна типа Н10. Если поляризация поля волны типа Н11 такая, как показано на рис. 18.54,б, то говорят, что боковой волновод 3 находится в положении пропускания, а торцевой волновод 1 в положении запирания по отношению к волне Н11. При поляризации поля волны типа Н11, изображенной на рис. 18.54,в, в положении пропускания находится торцевой волновод 1, а в положении запирания боковой волновод 3. В положении запирания круглый и прямоугольный волноводы развязаны, а в положении пропускания электромагнитная энергия полностью переходит из прямоугольного волновода в круглый, и наоборот. Положения затирания и пропускания для волноводов 2 и 4 определяются так же, как и для волноводов 1 и 3. Плоскости широких стенок волноводов 1 и 2 повернуты вокруг оси круглого волновода на 45° относительно друг друга. Волноводы 3 и 4 также развернуты на угол 45° (рис. 18.54,г). По оси круглого волновода установлен ферритовый стержень. Подмагничивающее поле направлено продольно по отношению к стержню (вдоль оси волновода). При указанном на рис. 18.54,а направлении Н0 плоскость поляризации волны типа Н11 поворачивается против часовой стрелки при передаче от плеча 1 к плечу 2 и по часовой стрелке при передаче от плеча 2 к плечу 1. Параметры ферритового стержня и величина подмагничивающего поля выбираются так, что на длине стержня плоскость поляризации волны типа Н11 поворачивается на угол 45°. Рассмотрим передачу электромагнитной энергии через циркулятор при подключении генератора к плечу 1 и согласованных нагрузок к остальным плечам. Плечо 3 будет при этом в положении запирания. Пройдя феррит, волна типа Н11 повернется против часовой стрелки на 45° и будет иметь поляризацию, при которой плечо 4 находится в положении запирания, а плечо 2 пропускания. При этом волны проходят в плечо 2 и не проходят в плечо 4. Таким образом, из плеча 1 электромагнитная энергия проходит только в плечо 2. 82 Подключим генератор к плечу 2. Плечо 4 при этом заперто. Пройдя феррит, волна Н11 поворачивается на 45° по часовой стрелке и оказывается по отношению к плечу 5 в положении пропускания, а к плечу 1 запирания. Согласование круглого волновода с плечом 3 осуществляется подбором расстояния между волноводом 3 и эффективной плоскостью отражения от плеча 1 в положении его запирания. Таким образом, электромагнитная энергия из плеча 2 переходит только в плечо 3. Рис. 18.55. Ферритовый YРис. 18.56. Примеры использования циркулятор. циркуляторов. Рассуждая аналогичным образом, можно показать, что из плеча 3 электромагнитная энергия передается только в плечо 4, а. из плеча 4 в плечо 1. Итак, если вектор постоянного магнитного поля направлен к плечу 1, то циркулятор реализует последовательность (18.19). При изменении направления подмагничивающего поля на обратное циркулятор реализует последовательность (18.20). 13. Ферритовый Y-циркулятор (рис. 18.55) представляет собой три прямоугольных волновода, 1, 2, 3, в которых распространяется волна типа H11, соединенных между собой под углом 120° в Н-плоскости. В центре сочленения волноводов размещается ферритовый стержень или диск 5, намагниченный вдоль оси перпендикулярно широким стенкам волноводов. Высота стержня равна высоте волноводов или меньше ее. Стержень обычно помещается в диэлектрический цилиндр 4, который заметно улучшает работу циркулятора и упрощает его настройку, расширяя полосу пропускания. Если в тройнике нет феррита, то волна, поступающая в плечо 1, делится поровну между плечами 2 и 3. При наличии намагниченного феррита волны, проходящие в плечи 2 и 3, будут суперпозицией двух полей: первичного, обозначенного E2 и Е3, и вторичного, переизлученного ферритовым стержнем (E'2, Е'3). Первичные поля в плечах 2 и 3 в силу симметрии будут синфазны и равны по амплитуде. Амплитуды и фазы вторичных полей в плечах 2 и 3 зависят от размеров и электрических параметров ферритового стержня и диэлектрического цилиндра. Параметры феррита можно регулировать подмагничивающим полем. Регулировками можно добиться, чтобы поля Е2 и Е'2 в плече 2 были синфазны, а Е3 и E'3 в плече 3 противофазны, а их амплитуды одинаковы. При этих условиях электромагнитная энергия из плеча 1 полностью переходит в плечо 2. Так как система симметричная, то колебания из плеча 2 будут передаваться только в плечо 3, а из плеча 3 в плечо 1, т.е. будет реализована последовательность передачи 1-2-3-1. При изменении направления внешнего магнитного поля последовательность передачи также изменится на обратную: 1-3-2-1. Y-циркуляторы могут быть выполнены также на коаксиальных на полосковых линиях. Рассмотрим несколько применений циркуляторов в фидерных трактах. 14. Быстродействующий коммутатор на два направления (рис. 18.56,а). Из четырех плеч циркулятора в нем задействовано три. К плечу 1 подключают источник элек83 тромагнитных волн Г, а к плечам 2 и 4 нагрузки H1 и Н2 (скажем, две антенны). При одном направлении подмагничивающего поля электромагнитная энергия в соответствии с последовательностью (18.19) проходит в нагрузку H1. Поменяв направление тока в соленоиде, создающем подмагничивающее поле, перейдем к последовательности (18.20). При этом электромагнитная энергия пойдет в нагрузку Н2. Так как в фазовых циркуляторах подмагничивающее поле имеет небольшую величину, то частота переключении может достигать 10 МГц. 15. Антенный переключатель радиолокационных станций схематически изображен на рис. 18.56,б. В нем применен циркулятор фазового типа с постоянным магнитом. Направление магнитного поля подобрано так, что реализуется последовательность (18.19). В режиме передачи электромагнитные волны поступают из плеча 1 в антенну А, подключенную к плечу 2. В режиме приема сигналов, отраженных от цели, электромагнитные колебания поступают в приемник Пр, подключенный к плечу 3, и не поступают к передатчику. К плечу 4 подключается поглощающая нагрузка П, в которой поглощаются колебания, неизбежно просачивающиеся в это плечо из-за неполной развязки между плечами циркулятора. Из-за неполной развязки часть мощности от генератора поступает и на вход приемника. Для защиты его входных цепей от повреждения на входе приемника ставится защитное устройство в виде разрядника или управляемого вентиля. 16. Вентильное устройство (рис. 18.56,в) служит для развязки генератора и нагрузки. При реализации в циркуляторе последовательности (18.19) электромагнитные волны поступают от генератора в нагрузку Н. Если нагрузка не согласована, то появляются отраженные волны, которые поступают через плечо 2 в плечо 3, где поглощаются в поглотителе П3. Поглотитель П4 устраняет отражение волн, просочившихся в плечо 4. Таким образом, отраженные волны не поступают на выход генератора и условия его работы не зависят от степени согласования нагрузки с линией передачи, подключаемой к плечу 2. 84 Лекция № 18 Аттенюаторы и нагрузки. Классификация и назначение. Аттенюатором называется устройство, предназначенное для ослабления мощности, поступающей от источника колебаний. Основной характеристикой аттенюатора является величина вносимого им ослабления мощности P С 10 lg в х дб. Pв ых (5.1) где С - ослабление в децибелах; Рвх — мощность на входе аттенюатора; Рвых — мощность на выходе аттенюатора. Аттенюаторы подразделяются на следующие типы. 1. Предельные, основанные на принципе затухания электромагнитного поля в волноводах, размеры которых меньше критических. Если для данной частоты f или длины волны волновод находится в за критическом режиме, то есть >кр (где кр — критическая длина волны), то поле в таком закритическом волноводе будет экспоненциально убывать. Это затухание поля связано не с поглощением, а отражением энергии. Показатель экспоненциального закона возрастает с уменьшением поперечных размеров при постоянной длине волны. Величина затухания предельного аттенюатора равна: С 54,5 x кр 1 кр дб, 2 (5.2) здесь х — расстояние между элементами связи. Обычно аттенюаторы рассчитываются на определенный тип волны Е и Н, возбуждаемых в круглом волноводе. При этом получается наиболее простая конструкция. Волноводные предельные аттенюаторы применяются редко, поэтому в дальнейшем они рассматриваться не будут. Схематично конструкции коаксиальных предельных аттенюаторов показаны на рис. 5.1. Аттенюаторы для волн типа Е01 имеют емкостную связь (рис. 5.1, а, б), а аттенюаторы с индуктивной связью (рис. 5.1, в) возбуждают в круглом волноводе волны типа Н11. а) Рис. 5.1. Предельные аттенюаторы: а—прямой емкостного типа; б—уголковый емкостного типа; в—прямой индуктивного типа. Для круглого волновода диаметром 2г критическая длина волны типа Е01 равна: 85 крЕ 2,61r r , 01 (5.3) а для волны Н11 равна: крH 3.41r r , 11 (5.4) Если r<<, то затухание аттенюатора для волны типа E01 может быть определено по формуле С 20,9 x дб, r (5.5) 16 x дб, r (5.6) и для волны H11 С Отсюда видно, что затухание пропорционально расстоянию между элементами связи. Однако эта пропорциональность существует только при больших значениях х, о чем более подробно будет сказано в § 5.2. 2. Поглощающие аттенюаторы, основанные на принципе поглощения электромагнитной энергии поглощающими материалами. 3. Аттенюаторы, основанные на принципе деления мощности. В качестве таких аттенюаторов используются направленные ответвители, основные типы которых рассмотрены ранее. При выборе типа аттенюатора следует руководствоваться следующими основными параметрами: рабочим диапазоном частот fмин - fмакс (макс—мин), вносимым ослаблением — С, дб начальным ослаблением — Смин, дб (для переменных аттенюаторов), максимальной рассеиваемой мощностью — Рмакс, коэффициентом бегущей волны (Кбв), полной погрешностью С. Обычно в качестве измерительных и развязывающих аттенюаторов используются аттенюаторы поглощающего типа, а при точных измерениях и в качестве эталонов — предельные аттенюаторы. Достижимая точность измерения предельных аттенюаторов 0,05 дб, поглощающих — 0,1 дб. Начальное ослабление предельных аттенюаторов не может быть получено менее 10 дб. У поглощающих аттенюаторов при определенной конструкции начальное ослабление может быть получено практически равным нулю. Максимальное ослабление предельных аттенюаторов порядка 100—140 дб, поглощающих — до 4060 дб. Конструктивно аттенюаторы выполняются в виде переменных и фиксированных волноводных, коаксиальных и полосковых. Согласованные нагрузки широко используются в измерительной технике в качестве эквивалентов устройств СВЧ. Нагрузки часто являются составляющей частью направленных ответвителей и служат для поглощения обратной волны во вспомогательной линии. Основными являются следующие параметры нагрузок. Рабочий диапазон частот. Волноводные нагрузки обычно работают во всем рабочем диапазоне частот применяемого волновода. Величина Кбв в рабочем диапазоне частот. У хороших нагрузок Кбв порядка 0, 95— 0, 97. Величина рассеиваемой мощности. Если нагрузка рассчитывается на рассеяние средних и больших мощностей, то в этом случае качество согласования не имеет решающего значения и допустимой является величина Кбв порядка 0,91. Конструктивно нагрузки выполняются в виде отрезка короткозамкнутой линии, внутри которого помещается поглощающий элемент. В качестве нагрузок могут использоваться согласованные аттенюаторы, затухание которых не менее 25 дб. Ниже будут рассмотрены нагрузки, рассчитанные на малые и средние мощности. 86 Волноводные аттенюаторы и нагрузки. Наибольшее распространение получили поверхностные Поглощающие Волноводные аттенюаторы, которые представляют собой отрезок волновода с помещенной в него пластиной, выполненной из поглощающего материала или диэлектрика, на который нанесен тонкий поглощающий слой. Поверхностные аттенюаторы широко используются как в качестве фиксированных, так и в качестве переменных. Конструктивно поверхностные аттенюаторы подразделяются на три типа: аттенюаторы ножевого типа; аттенюаторы с пластиной (или пластинами), перемещающейся от узкой стенки к центру волновода; аттенюаторы поляризационного типа. Аттенюаторы ножевого типа представляют собой отрезок волновода, в который через продольную щель и середине широкой стенки вводится поглощающая пластина со скосами для согласования (рис. 5.2, а). Поскольку в волноводе распространяется волна типа Н10, то поперечные токи в середине широкой стенки отсутствуют и, следовательно, продольная щель, прорезанная точно в середине широкой стенки, не будет излучать и влиять на структуру поля внутри волновода. При максимальном погружении пластины в волновод затухание, вносимое аттенюатором, будет максимальным. Начальное ослабление таких аттенюаторов порядка 0,30,5 дб, максимальное ослабление порядка 20—40 дб, Кбв порядка 0,850,95. Поверхностное сопротивление поглощающих пластин 150-:-400 ом/см2. В сантиметровом диапазоне волн наиболее широко в качестве поглощающих покрытий диэлектрических пластин используются углеродистые покрытия, в миллиметровом — нихромовые. Максимальная входная мощность таких аттенюаторов порядка 0, 1 вт. Рис5.2. Переменный аттенюатор ножевого типа: а – схема: б – градуированная кривая: в – кулачок. Для аттенюаторов с невысокой точностью и сравнительно небольшим допустимым Кбн диэлектрическую пластину, служащую основанием для поглощающего покрытия, можно изготовлять из гетинакса или другого диэлектрика, обладающего средними качествами в 87 отношении стабильности параметров в зависимости от температуры, влажности и времени. У точных аттенюаторов пластина должна изготовляться из таких диэлектриков, как кварц, слюда, керамика. При проектировании аттенюаторов на большие значения входных мощностей поглощающая пластина изготовляется целиком из поглощающих материалов. Например, аттенюаторы с поглощающей пластиной, изготовляемой из армированного СКБ-90, выдерживают мощности до 3 вт. До настоящего времени не существует точных методов расчета размеров поглощающих пластин. Длина ее со скосами для согласования лежит в пределах (3,56) 0, где 0 — средняя длина волны рабочего диапазона. Для линеаризации кривой зависимости ослабления от глубины погружения поглощающей пластины применяются кулачки со специальным профилем, позволяющие вводить поглощающую пластину по определенному закону. Расчет профиля кулачка производится на основании графика зависимости ослабления поглощающей пластины от глубины погружения ее Сдб=f(l). Этот график строится на основании экспериментальных данных. Ниже будет рассмотрен один из способов расчета профиля кулачка для кривой Сдб=f(l), показанной на рис. 5.2,б. Весь диапазон ослаблений аттенюатора разбивается на n одинаковых частей и по кривой Сдб=f(l) находятся величины l1, l2, l3, и т. д. Затем вычерчивается окружность радиусом r, который определяет начальное положение поглощающей пластины (нулевое затухание), рис. 5,2, в. Окружность делится на (n+1) частей. Через полученные деления на окружности и центр проводятся прямые. На первой прямой откладывается расстояние r+l 1 на 2-й — r+l2 и т. д. Точки А1, А2, А3, и т. д. определяют профиль кулачка. Основными недостатками аттенюаторов ножевого типа являются значительная зависимость ослабления от частоты и невысокая точность. Обычно они используются в качестве развязывающих. Аттенюаторы ножевого типа могут быть созданы во всем практически применяемом диапазоне, включая миллиметровый. Аттенюаторы с пластиной, перемещающейся от узкой стенки к центру волновода, представляют собой отрезок волновода, в который помещается поглощающая пластина параллельно узкой стенке (рис. 5,5, а). Пластина крепится на диэлектрическом стержне, позволяющем передвигать ее от узкой стенки к центру волновода. При помещении поглощающей пластины в центр волновода, то есть в максимум напряженности электрического поля, ослабление аттенюатора будет максимальным. Для согласования пластины с волноводом на ней сделаны скосы. Рис. 5.5. Переменные аттенюаторы с поглощающими пластинами, перемещающимися от узкой стенки к центру волновода: а - с одной пластиной; б - с двумя пластинами. 88 Помимо аттенюаторов с одной поглощающей пластиной, нашли применение аттенюаторы с двумя пластинами, одновременно вдвигаемыми в волновод (рис. 5.5, б). Они позволяют получить большее ослабление и менее критичны к частоте. Диапазон частот их порядка 50%, а у аттенюаторов с одной пластиной порядка 30%. Пределы ослабления таких аттенюаторов порядка 0,340 дб, Кбв0,850,95. Выбор материала для пластин, покрытий их производится из тех же соображений, что и для аттенюаторов ножевого типа. Поглощающее покрытие обычно наносится на одну сторону диэлектрической пластины. Для уменьшения начального затухания пластина устанавливается поглощающим слоем в сторону ближайшей узкой стенки. Если пластина будет целиком покрыта поглощающим слоем или выполнена целиком из поглощающего материала, то начальное затухание таких аттенюаторов получается порядка нескольких децибел. При определенных высотах пластин наступает резонанс, существенно ухудшающий характеристики аттенюатора. Обычно высота пластин выбирается порядка ll=(0,85 - 0,87)b, (5.7) где b — размер узкой стенки волновода. Длина пластины выбирается обычно в пределах 1=(2 - 5)в, (5.8) где в — длина волны в волноводе. Максимальное затухание аттенюаторов с пластинами такой длины лежит в пределах 20—40 дб. Толщина пластин берется порядка 0,5З мм. Длина скосов пластины для обеспечения хорошего согласования берется приблизительно равной длине волны. Для линеаризации градуировочной кривой ослабления применяются кулачки, расчет профиля которых приведен в предыдущем разделе. Рис. 5.6. Поляризационный аттенюатор: а — схема аттенюатора; б—векторные диаграммы Аттенюаторы рассматриваемого типа обладают приблизительно теми же недостатками, что и аттенюаторы ножевого типа. Диапазон использования их несколько уже, чем аттенюаторов ножевого типа. Рассматриваемое аттенюаторы не используются в миллиметровом диапазоне из-за малых размеров применяемых волноводов. Аттенюаторы поляризационного типа конструктивно состоят из трех полноводных секций — I, II, III (рис. 5.6, а), в которые помещены диэлектрические пластины, покрытые поглощающим слоем и разделяющие секции волноводов на 2 равные части. В крайних секциях (I, III) поглощающие пластины расположены в одной плоскости. Средняя секция II представляет собой отрезок круглого волновода и может вращаться вокруг продольной оси вместе с поглощающей пластиной. Крайние секции — I и III представляют собой переходы от прямоугольного к круглому волноводу. С помощью этих переходов происходит трансформация волны типа Н10 для прямоугольного волновода в волну типа Н11 для круглого волновода и наоборот. Поглощающие пластины в крайних секциях расположены так, что линии электрического поля распространяющейся волны нормальны плоскости 89 поглощающих пластин. Если поглощающую пластину средней секции расположить в плоскости крайних пластин (°==0°), то в этом случае волна будет проходить через аттенюатор без ослабления. При повороте средней секции на некоторый угол ° электрическая составляющая электромагнитной волны может быть разложена на две составляющие: параллельную Е1 и перпендикулярную Е 2 к плоскости поглощающей пластины (рис. 5.6, б): (5.9) Е1 Е sin Е2 Е cos . Электрическая составляющая, параллельная пластине II секции — Е1 , поглотится пластиной, а на нормальную составляющую Е 2 пластина не будет оказывать влияния. Составляющая Е 2 на входе секции III будет находиться под углом (90°—°) к поглощающей пластине секции III. Ее в свою очередь можно разложить на две составляющие: параллельную Е1 и перпендикулярную Е2 к поглощающей пластине секции III. Е1 Е2 cos90 Е2 sin , (5.10) Е2 Е2 sin 90 Е2 cos E cos2 . Нормальная составляющая — Е2 без ослабления пройдет через секцию III, а составляющая Е1 полностью поглотится. Таким образом, коэффициент передачи по напряженности будет равен k =cos2, (5.11) 2 4 по мощности — k = cos . (5.12) Ослабление аттенюатора в децибелах будет С == -40 lg cos дб. (5.13) Полученное выражение показывает, что при отсутствии отражений от концов пластин и в случае бесконечно большой поглощающей способности пластин ослабление аттенюатора зависит только от угла поворота пластины средней секции и не зависит от частоты. Частотный диапазон таких аттенюаторов ограничивается волноводом. Аттенюаторы поляризационного типа в основном применяются в качестве прецизионных. Обычно начальное ослабление таких аттенюаторов порядка 1—2 дб, максимальное ослабление порядка 40—60 дб, Кбв0,870,9, допустимая мощность рассеяния до 1 вт. Выбор диаметра круглого волновода производится из условия существования только волны основного типа Н11 и отсутствия волн высших типов ( в первую очередь волн Е01 и Н21}. Наличие волн высших типов приводит к появлению значительных ошибок. При этом наибольшее влияние на точность работы аттенюатора окажет волна типа Н21, поскольку волна Е01 поглотится пластиной. Это становится понятным при рассмотрении структуры поля этих волн. Следовательно, условие существования в круглом волноводе только волны основного типа запишется крН 2 1 крН1 1 , где крН21 — критическая длина волны типа Н21, крН11 — критическая длина волны типа Н11, — рабочая длина волны. Или, подставляя значения критических длин волн, 2,057r<< 3,412r, где r — радиус круглого волновода. Отсюда, условие для выбора радиуса круглого волновода запишется: 3,412 r 2,057 . (5.16) 90 Наиболее технологической конструкция будет в том случае, если диаметр круглого волновода равен диагонали прямоугольного волновода. При этом условие (5.16) соблюдается. Длина пластины средней секции выбирается исходя из величины требуемого максимального ослабления. Так, например, для получения ослабления в 45 дб в аттенюаторах с нихромовым покрытием поглощающих пластин длина средней секции берется порядка l=(35,5)макс. (5.17) В качестве основы поглощающих пластин обычно берется слюда, обладающая малой толщиной и стабильной формой. Поглощающим покрытием обычно служит нихром или платина. Длина переходов от прямоугольного волновода к круглому выбирается в пределах lпер=(24)макс, (5.18) здесь макс —максимальная длина волны рабочего диапазона в волноводе. Достоинствами поляризационных аттенюаторов являются: широкополосность (зависимость ослабления от частоты практически отсутствует); возможность градуировки расчетным путем; отсутствие зависимости ослабления от изменения (в некоторых пределах) поверхностного сопротивления поглощающих пластин. К недостаткам относятся различные конструктивные и технологические трудности. Погрешность, обусловленная разрешающей способностью механизма перемещения, растет с увеличением угла , то есть с увеличением вводимого ослабления. Так, например, если допустимая погрешность составляет 0,1 дб при ослаблении 45 дб, то разрешающая способность механизма перемещения должна быть равна 5 угловым минутам. Таким образом, к конструкции прецизионных аттенюаторов должны предъявляться высокие требования. 91 Лекция № 19 Аттенюаторы и нагрузки. Согласованные нагрузки. Волноводные согласованные нагрузки выполняются в виде отрезков волноводов с клинообразными поглощающими вкладышами. Длина клина обычно не менее двух длин волн в волноводе L 2в . При этом можно получить Кбв порядка 0,95. В нагрузках, рассчитанных на малые мощности, могут быть использованы поглощающие пластины (например, текстолит с графитовым покрытием), помещаемые в максимум электрического поля параллельно вектору Е. Чаще применяются нагрузки с клиньями из поглощающих масс типа СКБ-90, ПМ и др. В нагрузках, рассчитанных на единицы ватт, используются армированные поглощающие материалы. В таблице 5.1 приведены характеристики нагрузок с такими клиньями, используемыми в волноводных устройствах различных сечений. № 1 Сечен ие волновода аb, мм 178,0 Длина клина Диапа зон L, мм Кбв, не менее Рассеи ваемая мощность, вт частот , Ггц 120 17,4412,05 2 2310, 130 8,024 0 3 2812, 160 3515, 170 4020, 180 4824, 200 5825, 220 7234, 280 5,64,84,942,600 0 9 1 3,200 0 8 0,97 3,940 0 7 6,854,800 0 6 8,245,640 0 5 9,936,850 6 4 12,05- 9045, 310 0 3,22,140 Полосковые аттенюаторы и нагрузки. В полосковых (особенно в печатных) аттенюаторах и нагрузках широко используются поглощающие ленты толщиной 0,1—0,2 мм, имеющие поверхностное сопротивление порядка 100 ом/см2, а также ленты из сплавов высокого сопротивления (например, нихрома). Для нихрома затухание на 9Ггц составляет 20 дб/м, а для посеребренного проводника 2дб/м. 92 Рис. 5.15. Включение фиксированного аттенюатора и согласованной нагрузки в полосковую линию: 1 — центральный проводник полосковой линии; 2—фиксированный аттенюатор; 3—согласованная нагрузка Аттенюатор или нагрузка в полосковой линии могут быть образованы путем подпаивания кусков поглощающей ленты определенной формы к диэлектрической пластине и к центральному проводнику полосковой линии (рис. 5.15). Подбором формы поглощающей ленты можно получить Кбв не хуже 0,95 в 20%-ном диапазоне частот и не хуже 0,83 в двухкратном диапазоне. Величина затухания аттенюатора определяется величиной h. Аттенюатор выполненный так, как показано на рис. 5.15, может обеспечить затухание не более 7 дб. Для получения больших ослаблении небольшой участок центрального проводника заменяется поглощающим материалом. Если нагрузка выполняется в виде короткозамкнутой нихромовой линии, то для сокращения габаритов эта линия сворачивается в спираль. Затухание нихромовой короткозамкнутой линии на 1 м составляет 40 дб. Центральный проводник основной линии в месте подсоединения нагрузки делается со скосами, чтобы устранить отражения от места стыка, при этом длина скосов выбирается равной l=(2—3)d (d — ширина центрального проводника). Конструкции аттенюаторов и нагрузок на полосковых линиях с воздушным заполнением принципиально не отличаются от конструкций подобных коаксиальных элементов. Коаксиальные аттенюаторы и нагрузки. Предельные аттенюаторы. В коаксиальных конструкциях нашли применение как предельные аттенюаторы, так и поглощающие. Предельные аттенюаторы. Коаксиальные предельные аттенюаторы могут быть выполнены с емкостной (рис. 5.1, а, б) н индуктивной связью (рис. 5.1, в). В емкостных аттенюаторах имеют место волны типа Е01, а в индуктивных — волны типа Н11. Обычно предельные аттенюаторы делаются с плавной регулировкой ослабления. При этом один из элементов связи фиксируется, а другой перемещается, изменяя величину зазора х между элементами связи. Наибольшее распространение получили аттенюаторы с емкостной связью. Основными недостатками аттенюаторов с индуктивной связью являются следующие: значительная частотная зависимость ослабления; трудность, согласования в широкой полосе частот; довольно жесткие требования к конструкции аттенюатора. Из формул (5.2) и (5.5) следует, что затухание аттенюатора пропорционально расстоянию между элементами связи. Однако эта пропорциональность при малых расстояниях х нарушается вследствие существования волн других типов (отличных от Е01 или Н11). При больших же расстояниях х все волны высших типов затухают. Для аттенюаторов с емкостной связью градировочная кривая линейна начиная от 15—20 дб, а для аттенюатора с индуктивной связью - от 25—30 дб. Наклон линейного участка характеризуется величиной затухания (формулы (5.2) или 93 (5.5), (5.6). Наименьшее практически достижимое в предельных аттенюаторах затухание C1 составляет порядка 10 дб. Расчетные и экспериментальные данные затухания на линейном участке точно совпадают. Причем затухание не зависит от частоты, пока выполняется условие (5.19) x D 2 , где x — величина измерения зазора между пластинами элементов связи; D=2r — диаметр внешнего проводника. Если условие (5.19) не выполняется, то изменение затухания аттенюатора при изменении зазора x необходимо подсчитывать по формуле x 4,8 x x D дб. 4,1 2 D (5.20) здесь — затухание на единицу длины дб/ед. дл. В случае тройниковой конструкции ослабителя (рис. 5.1, b) формула (5.20) справедлива, когда подвижный элемент связи расположен глубоко в трубе, где уже не оказываются краевые искажения. Входные и выходные пластины связи аттенюатора являются реактивными сопротивлениями, которые вызывают значительные отражения и сильную частотную зависимость. Для устранения этих нежелательных явлений на входе и выходе аттенюаторов в разрыв внутреннего проводника коаксиальной линии обычно включаются высокочастотные согласующие сопротивления (типа УНУ или МОУ), равные волновому сопротивлению линии. Через тройниковый ослабитель для различных целей (например, измерительных) может производиться отбор части энергии из фидерного тракта без внесения в него рассогласования. Схема тройникового ослабителя показана на рис. 5.8, б. Ослабитель состоит из регулируемой емкости связи Сх, постоянного конденсатора Со и сопротивления Rвых равного волновому сопротивлению коаксиальной линии. Если реактивное сопротивление емкости Со мало по сравнению с сопротивлением Rвых, то сопротивление Rвых рассматриваемое со стороны выхода ослабителя, представляет собой согласованное оконечное сопротивление коаксиальной линии. Для затухания аттенюатора приближенно справедливо соотношение С 20 lg C0 дб, (С0 С x ) CX (5.21) Пример конструкции емкостного аттенюатора тройникового тина показан на рис. 5.8, в. Зазоры между пластинами связи 3 регулируется с помощью установочной гайки 6. Диаметр предельной трубки D должен быть выбран так, чтобы суммарная погрешность затухания, обусловленная частотной погрешностью С1 погрешностью изготовления предельной трубки С2 и погрешностью за счет определения местоположения воспринимающего элемента связи С3 была бы меньше заданной величины погрешности С. СС1+С2+С3 дб. (5.22) Частотная погрешность в децибеллах, обусловленная приближением диаметра предельной трубки к критическому значению для волны типа Е01, равна С1=0,9310-3D2C(f22 – f12 ) дб, где f1 и f2 — крайние частоты, Ггц; С — общая величина ослабления линейного участка, дб; D — диаметр предельной трубки, см. Погрешность затухания в децибелах за счет изготовления предельной трубки равна С2 С D дб D (5.24) 94 где D — допуск на изготовление предельной трубки, см. Эта погрешность обычно лежит в пределах 0,2—0,4 дб. Погрешность затухания в децибелах за счет неточности установки воспринимающего элемента связи равна С 3 l 41,8 дб D (5.25) где l — погрешность установки, воспринимающего элемента связи, см. Если при любых диаметрах предельной трубки неравенство (5.22) не выполняется, то необходимо уменьшить составляющие погрешности, то есть увеличить точность изготовления ослабителя. В коаксиальных конструкциях нашли применение как предельные аттенюаторы, так и поглощающие. Поглощающие аттенюаторы. Наибольшее распространение среди коаксиальных переменных поглощающих аттенюаторов получили аттенюаторы с подвижной поглощающей пластиной и аттенюаторы на поверхностных высокочастотных сопротивлениях с емкостной связью (рис. 5.10). В сантиметровом диапазоне волн коаксиальные фиксированные ослабители обычно получают путем помещения внутрь коаксиальной линии поглощающего материала. Для согласования поглощающей вставки используются плавные переходы. В дециметровом и метровом диапазонах используются омические ослабители, подробно рассмотренные ниже. Переменные аттенюаторы с подвижной поглощающей пластиной применяются обычно в том случае, когда необходимо получить начальное ослабление, приблизительно равное нулю, и максимальное ослабление порядка 20 дб. Конструктивно они представляют собой отрезок коаксиальной линии, в которую через щель вводится поглощающая пластина. Пластины изготовляются или из какого-либо поглощающего материала или из диэлектрика, покрытого поглощающим слоем (углерода, нихрома и т. п.). Величина ослабления аттенюатора увеличивается по мере приближения пластины к центральному проводнику. Выбор толщины и длины пластины, расчет механизма перемещения пластины производится аналогично тому, как это делалось в случае волноводных поглощающих аттенюаторов (§ 5.1). Рис. 5.10. Переменный аттенюатор с емкостной связью: а – конструкция; б – эквивалентная схема. Для увеличения максимального ослабления до величины порядка 30 дб можно вводить не одну, а две пластины с 2-х диаметрально противоположных сторон линии. Аттенюатор, показанный на рис. 5.10, представляет собой делитель с емкостной связью. Он выполняется из отрезка коаксиальной линии, в разрыв которой помещается трубчатое высокочастотное сопротивление типа МОУ или УНУ (1), равное волновому 95 сопротивлению линии (Rвх=). Внутрь трубчатого сопротивления помещается металлический плунжер (2), соединенный через стержневое малогабаритное сопротивление (8) типа МОУ со штоком (4), служащим внутренним проводником линии, заканчивающейся выходным разъемом. Шток плунжера связан с механизмом перемещения. Выходное (Rвых) сопротивление равно волновому сопротивлению линии. Через стенку входного трубчатого сопротивления осуществляется емкостная связь между входом и выходом аттенюатора. При перемещении плунжера от начала трубчатого сопротивления к концу величина ослабления изменяется от минимального значения (приблизительно 8 дб) до максимального (порядка 40 дб). Значительное начальное затухание является основным недостатком таких аттенюаторов по сравнению с поглощающими. Омические ослабители представляют собой четырехполюсники с активными сопротивлениями н собираются как по Т-образной, так и по П-образной схеме (рис. 5.11, а, б). Они используются в качестве поглотителей при независящей от частоты нагрузке, равной волновому сопротивлению линии Z=p. Применять их рекомендуется в дециметровом и метровом диапазонах волн. Рис. 5.11. Омические ослабители: а - Т-образная ячейка; б — П-образная ячейка; в - зависимость сопротивлений омических ослабителей от величины затухания. Поскольку ослабители не должны вносить рассогласования в линию, сопротивления их R1 и R2 при данном ослаблении С выбираются таким образом, чтобы входное сопротивление ослабителей равнялось волновому сопротивлению линии . В случае необходимости можно последовательно включать любое количество таких ослабителей. При этом общее ослабление в децибелах будет равно сумме отдельных ослаблении. Сопротивления R1 и R2 ослабителей рассчитываются по следующим формулам: для Т-образной ячейки R1 10 10 Cдд 20 Сдб 20 1 Ом. 1 R2 2 R12 2R1 Ом. (5.26) для П-образной ячейки R1 10 10 Cдд 20 Сдб 20 1 1 2 2 R1 ом. Ом, R2 2 R1 2 (5.27) На рис. 5.11, в приведены кривые зависимости нормированных относительно сопротивлений R1 и R2 от затухания Сдб для Т-образной н П-образной ячеек. Из рисунка 96 видно, что нормированные сопротивления R1 для Т-образной ячейки всегда меньше единицы, а для П-образной всегда больше единицы. В качестве сопротивлении ослабителей используются высокочастотные сопротивления типа УНУ или МОУ. В метровом диапазоне могут быть использованы графитовые сопротивления типа ВС, УМЛ и т. п. Поскольку сопротивления выпускаются с определенными производственными допусками и существующие номиналы сопротивлений могут отличаться от рассчитанных, имеет смысл производить расчет погрешности затухания С. Для Т-образной ячейки R1 R2 R1 R2 С 20 lg 1 дб R 2 1 2 R 1 (5.28) Для П-образной ячейки R2 R1 R2 R1 С 20 lg 1 дб R 1 2 1 R2 (5.29) Чтобы правильно выбрать сопротивления R1 и R2 с точки зрения мощности, необходимо произвести расчет распределения входной мощности Pвх между сопротивлениями. Для Т-образной схемы мощность, рассеиваемая на сопротивлении R1, включенном на входе схемы, равна P1 Pвх R1 , Вт (5.30) на сопротивлении R1, включенном на выходе схемы, равна P1 Pв х R1 10 Cдд 10 , Вт (5.31) на сопротивлении R2 равна R R 1 P2 Pв х 1 1 1 1 , Вт. Cдб 10 10 (5.32) Для П-образной схемы можно использовать эти же формулы, только вместо необходимо подставить его обратную величину R1 R1 . Если в ослабителях используются стержневые сопротивления типа МОУ или УНУ, то, чтобы эти сопротивления не давали отражений, наружные проводники должны соответствующим образом плавно изменяться. 97 На рис. 5.11, а, б схематично показаны Т- и П-образные ячейки, выполненные на коаксиальных линиях. Стрелками показано направление прохождения высокочастотной энергии. Через qn (n=1, 2, 3...) обозначены отношения диаметров наружного и внутреннего проводников в начале и в конце каждого сопротивления. Эти отношения могут быть подсчитаны по следующим формулам для обеих схем: q1 10 138 , q5=1; (5.33) для Т-образной схемы: q2 10 ( R1 ) r R1 138 138 ; q3 10 для П-образной схемы: ; q4 10 R2 138 (5.34) R1 r R2 r R 138 1 1 R2 138 q3 10 ; ; q 4 10 (5.35) здесь г — относительная диэлектрическая проницаемость среды. В качестве сопротивлений, включаемых в поперечной цепи (R2 — для Т-образной схемы, R1 — для П-образной), могут быть использованы шайбовые высокочастотные сопротивления. Поскольку выпускаемые в настоящее время промышленностью шайбовые сопротивления типа УНУ-Ш и МОУ-Ш рассчитаны на мощности лишь до 0,25 вт, то ослабители с использованием этих сопротивлений могут быть изготовлены на небольшие мощности. В метровом диапазоне ослабители могут быть выполнены на графитовых сопротивлениях типа УМЛ, помещаемых в экран. В заключение следует отметить, что рассмотренные выше схемы ослабителей могут применяться при соответствующем выборе сопротивлений для согласования нагрузки с фидерным трактом, когда Z2Z1 (рис. 5.12). q 2 q3 10 138 Рис. 5.12. Схемы омических ослабителей при неравенстве входного сопротивления и сопротивления нагрузки Сопротивление Z1, может быть как входным, так и выходным. Значения сопротивлений R1, R2, R3 при Z2Z1 могут быть определены из следующих выражений: для Т-образной схемы: Z1 k 1 2 z1 z 2 k , Ом, k 1 Z k 1 2 z1 z 2 k R2 2 , Ом, k 1 2 z1 z 2 k R3 , Ом, k 1 R1 (5.36) (5.37) (5.38) для П-образной схемы: 98 k 1z z , Ом k 1 z 2 kz k 1z z R , Ом k 1 z 2 kz k 1 z z , R Ом R1 1 2 2 1 2 1 2 1 2 (5.40) 2 1 3 (5.39) 2 k (5.41) Cдб 10 здесь k 10 - относительный коэффициент ослабления. Когда четырехполюсники используются в качестве согласующих элементов, то обычно требуется, чтобы они обладали минимальными потерями. Минимальный относительный коэффициент ослабления рассчитывается по формуле k м ин 2 z1 z z 1 2 1 1 1 z1 z2 z2 (5.42) Минимальное ослабление в децибелах равно Смин=10lg kмин дб (5.43) 99 Лекция № 20 Фильтры СВЧ Краткие сведения из теории фильтров. Фильтры — неотъемлемая часть многих СВЧ устройств. Они используются для целей разделения и суммирования сигналов с различными частотами в многоканальных устройствах, в преобразователях и умножителях частоты, для повышения избирательности приемных устройств, для ограничения спектра передатчика и т. д. Столь широкое применение фильтров в технике СВЧ привело к большому многообразию их схем и конструкций. Наибольшее распространение нашли фильтры СВЧ, полученные из низкочастотных фильтров путем замены элементов с сосредоточенными параметрами элементами СВЧ устройств, обладающих теми же характеристиками в определенной области частот. Фильтры СВЧ, как и фильтры с сосредоточенными параметрами, представляют собой один или N последовательно соединенных четырехполюсников, избирательно пропускающих определенную полосу частот. В зависимости от полосы пропускания фильтры разделяются на следующие типы: фильтры нижних частот (ФНЧ), пропускающие частоты от нуля до частоты среза - f1 (рис 4.1, а); фильтры верхних частот (ФВЧ), пропускающие частоты от f1 до (рис. 4.1, б); полосовые фильтры (ПФ), пропускающие определенную полосу частот от f-n до fn (рис. 4.1, в); заграждающие (режекторные) фильтры (ЗФ), не пропускающие полосу частот от f-з до fз (рис. 4.1, г). Практически такие идеальные частотные характеристики неосуществимы, поэтому при проектировании фильтров задаются отклонения от этих идеальных характеристик. Каждый фильтр характеризуется следующими параметрами: граничные частоты полосы пропускания f-n, fn (для ФНЧ и ФВЧ — частоты среза f1); граничные частоты полосы заграждения f-з, fз; максимально допустимое затухание в полосе пропускания - bn, дб; Рис. 4.1. Идеальные частотные характеристики фильтров: а - ФНЧ; б - ФВЧ; в - ПФ; г - ЗФ. 100 минимальное затухание на границах полосы заграждения - bn, дб; номинальное характеристическое сопротивление, выбираемое из конструктивных соображений. В зависимости от предъявляемых требований к фильтру применяются различные схемы фильтров и разнообразное их конструктивное выполнение. У полосовых фильтров наибольшее распространение получили следующие схемы звеньев: трехэлементная схема (рис. 4.2, а, Т-образная схема); четырехэлементная схема (рис. 4.2, б, П-образная схема}. Каскадное соединение этих звеньев образует общую лестничную структуру фильтра (рис. 4.2, в, г). Задачей проектирования является обеспечение требуемой полосы пропускания, допустимых уровней затухания в полосе пропускания, обеспечение требуемого динамического диапазона, минимального веса и габаритов, сохранение работоспособности в ухудшенных климатических условиях, простоты настройки и изготовления и максимальной надежности. Существуют два метода расчета фильтров: по характеристическим параметрам; по рабочим параметрам. Рис. 4.2. Схемы фильтров: а —трехэлементная схема звена; б — четырехэлементная схема звена; в, г —- лестничные схемы фильтров трех- и четырехэлементные соответственно. Все расчеты по характеристическим параметрам являются частными случаями расчетов по рабочим параметрам, а следовательно, более просты. Метод расчета по характеристическим параметрам применяется в том случае, если допускается значительная неравномерность характеристики частотного затухания фильтра в полосе прозрачности. В этом случае фильтр состоит из N одинаковых звеньев. Параметром является характеристическое сопротивление фильтра, выбираемое из конструктивных соображений и используемое для определения элементов схемы фильтра. По методу характеристических параметров рассчитывается трехэлементная схема (рис. 4.2, а, в), выполненная на коаксиальных линиях и получившая наибольшее практическое распространение. Метод расчета по рабочим параметрам позволяет получить заданную частотную характеристику фильтра при минимальном числе элементов, исходя из условий физической реализуемости. В качестве рабочих параметров используются следующие: требуемая полоса пропускания — f-nfn; максимально допустимое затухание в полосе пропускания — bn; минимально допустимое затухание в полосе заграждения — bз. Требуемая частотная характеристика затухания аппроксимируется физически реализуемой функцией, через параметры которой определяются элементы схемы фильтра. Методы аппроксимации Существует несколько способов аппроксимации: аппроксимация с помощью максимально гладкой кривой, описываемой полиномом Баттерворса, 101 аппроксимация с помощью полиномов Чебышева, аппроксимация с помощью эллиптической функции Якоби. Наибольшее распространение получили первые два способа аппроксимации. При аппроксимации с помощью максимально гладкой (плоской) кривой частотная характеристика полосового фильтра имеет вид, показанный на рис.4.3, а (парабола 2 N-го порядка). В этом случае частотная характеристика описывается формулой 2N b 10 lg 1 h 2 , дб , S где f f (4.2) S n n 0 ; f0 fn S - масштабный множитель, f f (4.3) 0; f0 f - частотная переменная; f0 - средняя частота диапазона; N - число звеньев фильтра; h - амплитудный множитель; Г макс (4.4) h , 2 1 Г макс Гмакс - максимально допустимый коэффициент отражения в полосе f-nfn, связанный с максимально допустимыми потерями в полосе пропускания формулой Рис. 4.3. Частотные характеристики полиномиальных полосовых максимально гладкая; б - чебышевская. 1 bn 10 lg . (4.5) 2 1 Г м акс фильтров: а - 102 При аппроксимации с помощью полиномов Чебышева частотная характеристика имеет вид, показанный на рис.4.3, б. В этом случае частотная характеристика описывается формулой b 10 lg 1 h 2TN2 ( ), дб , (4.6) S где T N ( ) -полином Чебышева 1-го рода, N-го порядка, (2.9) - (2.12); S N — число звеньев фильтра. Чебышевские фильтры имеют более крутые склоны частотной характеристики, чем фильтры с максимально гладкой характеристикой. Выбор того или иного типа частотной характеристики определяется заданными требованиями к фильтру. По выбранному типу частотной характеристики и заданным f-n, fn, f-з, fз, bn, bз определяется число звеньев фильтра N. Для полосового фильтра число звеньев определяется по формулам: для максимально гладкого фильтра L3 1 lg Ln 1 (4.7) N , lg 3 n где Lз, Lп - коэффициенты передач, определяемые из формул b3 10 lg L3 , bn 10 lg Ln ; arch для чебышевского фильтра N L3 1 Ln 1 arch 3 n . (4.8) Следующим этапом синтеза является определение численных значений элементов схемы фильтра. Для упрощения методики расчета по рабочим параметрам используется нормализованный расчет, то есть для «прототипа» — фильтра нижних частот (рис. 4.4), из которого можно получить элементы схемы проектируемого фильтра. Элементы «прототипного» ФНЧ для фильтров с максимально гладкой характеристикой определяются по формуле (2k 1) g k 2 sin (4.9) , k 1,2...N 2N Для фильтра с чебышевской формой характеристики элементы прототипа определяются из следующих выражений: 1) для нечетных N r 1, для четных N r th 2 , 4 b 2) ln cth n , 17,37 где bn — максимально допустимая пульсация в полосе пропускания фильтра, дб (рис. 4.3); 103 Рис. 4.4. Схема прототипа фильтра нижних частот для четных и нечетных N. sh ; 2N (2k 1) k sin , k 1,2...N ; 2N k bk 2 sin 2 ( ); (4.10) N 2 g1 1 ; 4 g k k 1 k , k 2,3...N . bk 1 g k 1 Приведенные формулы выведены при следующих предположениях: 1. Сопротивление нагрузки в левой части схемы равно 1 Ому. 2. Первый элемент g1 — шунтирующая емкость в фарадах, последовательные элементы — индуктивности в генри. 3. Сопротивление r в правой части схемы равно 1 Ому для всех рассматриваемых случаев. Исключение представляют чебышевские фильтры с четным N. Элементы схем других фильтров определяются через известные элементы прототипа путем соответствующих преобразований. Формулы для этих преобразовании разработаны для конкретных схем. После расчета элементов фильтра остается задача его реализации с помощью элементов СВЧ. Методы реализации фильтров с помощью элементов СВЧ будут освещены в следующих разделах при рассмотрении типичных схем фильтров. Коаксиальные фильтры. Коаксиальные фильтры получили распространение в метровом, дециметровом и длинноволновой части сантиметрового (более 5 см) диапазонах радиоволн. Наибольшее распространение получили фильтры на коротких отрезках. В фильтрах на коротких отрезках линий передач используется свойство эквивалентности коротких отрезков линий ( l ), нагруженных на сопротивление в 8 несколько раз меньше волнового - последовательной индуктивности, а коротких отрезков линий передач, нагруженных на сопротивление большее волнового — параллельной емкости. Фильтры на коротких отрезках выполняются по трехэлементной схеме звена (рис. 4.2, а, в). Расчет коаксиальных фильтров производится методом характеристических параметров, то есть выбирается характеристическое сопротивление фильтра из условия конструктивной реализации элементов, определяются элементы схемы фильтра и геометрические размеры. 104 Фильтры нижних частот на коротких отрезках состоят из последовательно соединенных отрезков линий передач с высоким и низким волновым сопротивлением. Конструктивно ФНЧ представляют собой жесткую коаксиальную линию, внешний проводник которой выполнен из латунной трубы диаметром D (рис. 4.5). Внутренний проводник фильтра, работающего в сантиметровом диапазоне волн, представляет собой латунный стержень, состоящий из отрезков разного диаметра d1 и d2 (рис. 4.5, а), в дециметровом и метровом диапазонах волн отрезки проводника с меньшим диаметром заменены спиральными линиями (рис. 4.5, б). Каркас спиральной линии и диэлектрическая втулка между внутренним и внешним проводниками коаксиальной линии (параллельная емкость) изготовляется из высокочастотных диэлектриков с малыми потерями типа ПТ, полистирола, фторопласта-4, и т. д. Эквивалентная схема звена фильтра с достаточной для практики точностью может быть представлена схемой фильтра нижних частот типа К, собранного по Т- или П-образной схеме (рис. 4.5, в, г.). Показанный на рис. 4.5, а фильтр имеет Т-образную схему звеньев. Отрезки линий длиной l1, с большим волновым сопротивлением 01 (рис. 4.5, а), и спиральные линии (рис. 4.5, б) эквивалентны сосредоточенным индуктивностям, отрезки линии длиной l2 с малым волновым сопротивлением 02 —емкостям. Законы изменения характеристических сопротивлений для Т- и П-образных фильтров различны и показаны на рис. 4.5, в, г. Для обеспечения наилучшего согласования Zхар фильтра с сопротивлением нагрузки Zн в полосе частот от 0 до f1 необходимо, чтобы Zо было равно: для Т-образного звена Z0 1,41 Zн, (4.11) для П-образного звена Z0 Zн/1.41. (4.12) Рис. 4.5. Фильтр нижних частот: а — ФНЧ сантиметровых воли; б—ФНЧ дециметровых и метровых волн; в—зависимость Zхар от частоты для Тобразной схемы; г — для П-образной схемы. Величины емкости и индуктивности звена связаны следующими соотношениями: 105 Z0 (4.13) , Гн, f 1 1 C , Ф. (4.14) f 1 Z 0 Граничная частота f1 и сопротивление Zо равны: 1 (4.15) f1 , Гц, LC L (4.16) Z0 ,Ом. C Элементы звена связаны с конструктивными размерами следующими соотношениями: l (4.17) L 01 1 , Гн, V1 l (4.18) С 2 , Ф, 02V2 здесь V1, V2— скорости распространения волн в линиях 01 , 02 для фильтра рис. 4.5, L а: V1= 31010 см/сек, 3 1010 см/сек. V2 r 106 Лекция № 21 Полосковые фильтры. Полосковые линии передач являются наиболее удобными для конструирования фильтров СВЧ в метровом и дециметровом диапазонах. Рис.4.9 Элементы полосковых линий, эквивалентные сосредоточенным элементам: а последовательная индуктивность; б - последовательная емкость; в - параллельная емкость; г параллельная индуктивность. Применение печатных полосковых схем позволяет получить малогабаритные и дешевые конструкции фильтров. При создании фильтров на полосковых линиях применяются те же методы, что и при проектировании фильтров на других типах линий передач, то есть используются некоторые простые элементы линий, эквивалентные сосредоточенным реактивностям. Элементы симметричных полосковых линий, широко используемые для конструирования фильтров СВЧ, показаны на рис. 4.9. Резонансные элементы могут быть выполнены с помощью /4 и /2 отрезков. Используя приведенные на рис. 4.9 элементы, можно осуществить многие схемы фильтров. Простой многозвенный фильтр нижних частот типа К может быть спроектирован с помощью отрезков линий с высоким волновым сопротивлением, эквивалентных сосредоточенным индуктивностям, и разомкнутых плеч длиной меньше /4, эквивалентных емкостям. 107 Рис. 4.10. Схемы полосовых фильтров на связанных резонаторах: а — с «последовательной» связью; б — с «параллельной» связью с разомкнутыми резонаторами; в—с «параллельной» связью с короткозамкнутыми резонаторами. Методика расчета фильтра аналогична методике расчета коаксиального фильтра нижних частот, приведенной в § 4.2. Для определения геометрических размеров отрезков с требуемым волновым сопротивлением используются графики рис. 1.4, 1.5. Простыми с конструктивной точки зрения являются схемы полосовых фильтров на связанных резонаторах с «последовательной» и «параллельной» связью (рис. 4.10). Фильтры с «параллельной» связью (рис. 4.10, б, в) малогабаритны и просты по конструкции, особенно в печатном варианте, поэтому они нашли более широкое применение в технике СВЧ, чем фильтры с «последовательной» связью между резонаторами. Фильтры с «параллельной» связью представляют собой разомкнутые или короткозамкнутые полуволновые резонаторы с распределенной электромагнитной связью. Для анализа фильтров на связанных линиях используются понятия об инверторах (преобразователях) сопротивлений (или проводимостей). Идеальный инвертор обладает свойством четвертьволнового трансформатора преобразовывать параллельный контур в последовательный. При помощи инверторов сопротивлений эквивалентная схема фильтра па связанных линиях может быть представлена обычной лестничной схемой полосового фильтра (рис. 4.2), расчет которой производится по уже известной методике. Дальнейшим развитием фильтров на резонаторах с параллельной связью явились фильтры на стержневых структурах. Конструктивно такие фильтры выполнены в виде ряда отрезков проводников одинаковой длины, расположенных параллельно друг другу (рис. 4.12). Проводники помещаются между параллельными заземленными пластинами (симметричная схема). Каждый из проводников имеет на одном конце короткое замыкание, а на другом — холостой ход (рис. 4.12, а, б) или емкость, включенную между концами проводника и заземленными пластинами (рис. 4.12, в). За счет распределенного электромагнитного поля осуществляется связь между проводниками вдоль всей их длины. Фильтры на стержневых структурах более компактны, имеют лучшие электрические характеристики, чем фильтры с параллельной связью (рис. 4.10, б, в). Рис. 4.13. Образование четвертьволнового резонатора из полуволнового: а — полуволновой; б — четвертьволновой. Поэтому в настоящее время в технике СВЧ при проектировании полосковых фильтров используются в основном фильтры на стержневых структурах. Фильтры, приведенные на рис. 4.12, а, б, называются фильтрами со встречными стержнями. Фильтры, приведенные на рис. 4.12, в - гребенчатыми фильтрами. При проектировании фильтров с шириной полосы менее 30% целесообразно использовать гребенчатые фильтры и фильтры со встречными стержнями с короткозамкнутыми входными линиями (рис. 4.12, а). При проектировании широкополосных фильтров (более 30%,) попользуются фильтры со встречными стержнями с разомкнутыми входными линиями (рис, 4.12. б). Теория расчета фильтров, приведенная в работе [9], основывается на эквивалентности между фильтрами с параллельной связью и фильтрами на стержневых структурах. 108 Эквивалентность этих схем вблизи средней частоты полосы пропускания (f0) очевидна из рис. 4.13. При расчете фильтров на стержневых структурах, как и для фильтров с параллельной связью, используются инверторы сопротивлений (проводимостей), через которые определяют сначала собственные Ск/, нагрузочные СKS и взаимные емкости стержней Сk, k+1/, а затем и геометрические размеры стержней. Ниже приведена методика расчета фильтров на стержневых структурах по заданным требованиям. Для удобства расчетов процесс проектирования разделен на три этапа: Выбор схемы фильтра и определение его основных характеристик. Определение электрических параметров стержневой решетки. Определение геометрических размеров стержневой решетки. 109 Лекция № 22 Волноводные фильтры. В сантиметровом диапазоне выполнение коаксиальных и полосковых фильтров становится затруднительным из-за малых размеров элементов фильтра и жестких допусков. Использование волноводных линий передач для построения фильтров позволяет получить лучшие электрические характеристики. В настоящее время существует много типов волноводных фильтров. Наибольшее распространение получили полосковые фильтры на объемных резонаторах с четвертьволновыми и непосредственными связями между резонаторами, гофрированные фильтры (фильтры на отрезках линий передач с высоким и низким волновым сопротивлением и переменной длиной) и фильтры на резонансных диафрагмах. Ниже приведен расчет и конструкции перечисленных типов полосовых фильтров. Фильтры на объемных резонаторах Фильтры на объемных резонаторах используются обычно при проектировании узкополосных фильтров с шириной полосы не более 10%. Объемный резонатор представляет собой отрезок волновода длиной l, ограниченный с обеих сторон двумя неоднородностями (jВ). Такой резонатор будет вести себя как и любой колебательный контур. Наиболее ясно это можно представить себе следующим образом. Если в волновод поместить неоднородность, например индуктивный штырь, то на определенном расстоянии от этого штыря (неоднородности) входное сопротивление будет иметь емкостный характер с той же величиной реактивности и активной составляющей, равной волновому сопротивлению. Если в этом сечении поместить опять индуктивный штырь, то он скомпенсирует реактивную составляющую входного сопротивления и система будет неотражающей на рассматриваемой частоте. Условие резонанса такого резонатора: 2l 2 tg , (4.88) ВО В где l — длина резонатора; В — нормированная проводимость неоднородностей; во — резонансная длина волны в волноводе. Для повышения избирательности фильтров применяются несколько последовательно соединенных резонаторов. В зависимости от способа соединения резонаторов между собой различаются фильтры с четвертьволновыми и непосредственными связями. Четвертьволновой метод связи основан на свойстве отрезков l=/4 трансформировать сопротивление нагрузки в соответствии с соотношением Z вх 02 (4.89) , ZH где 0 — волновое сопротивление липни; ZH — сопротивление нагрузки. Следовательно, если сопротивление нагрузки состоят из последовательного резонансного контура, то на входе четвертьволновой линии полная проводимость равна полной проводимости настроенного параллельного контура. Если сопротивление нагрузки — параллельный контур, то четвертьволновая линия преобразует его в последовательный контур (рис. 4.11). 110 Рис. 4.15. Представление многозвенной цепи параллельными контурами, расположенными через четвертьволновые отрезки. Это свойство четвертьволновой линии дает возможность представить эквивалентную схему фильтра лестничной схемой обычного низкочастотного фильтра (рис. 4.15). Резонаторные фильтры с /4 связями применяются при ширине полосы менее 1%. В таких фильтрах для получения заданной полосы пропускания требуются меньшие реактивные проводимости связей, чем в фильтрах с непосредственной связью, что приводит к более свободным допускам на изготовление фильтров. Для широкополосных фильтров (с шириной полосы более 1%) лучшим является фильтр с непосредственной связью между резонаторами. При использовании фильтров с непосредственными связями длина фильтра значительно короче фильтра с четвертьволновыми связями. Для расчета фильтров с /4 и непосредственными связями используют метод синтеза с использованием прототипа фильтра нижних частот. Независимо от того, используется /4 связь или непосредственная, в расчет включаются четвертьволновые трансформаторы (инверторы сопротивлений), при помощи которых эквивалентная схема фильтра может быть представлена лестничной схемой полосового фильтра. В случае непосредственных связей преобразователями сопротивлений являются короткие отрезки линий с включенными реактивностями. Рис. 4.17. Практически используемые индуктивности для волноводов: а — круглое отверстие в сплошной перегородке; б — симметричная диафрагма; в—тройка штырей; г— одиночный штырь в центре волновода. В качестве неоднородностей (элементов связи) могут быть использованы индуктивные диафрагмы, штыри, емкостные диафрагмы. Чаще используются индуктивные элементы связи, так как они по сравнению с емкостными элементами относительно легко изготовляются и менее критичны к допускам. Практически применяются четыре формы индуктивностей, приведенных на рис. 4,17. Физическая конфигурация индуктивностей связи 111 определяет ненагруженную добротность Qо резонатора. Связь через круглое отверстие (рис. 4.17, а) позволяет получить наибольшее Qо. Связь, осуществляемая одиночным штырем, дает наименьшую величину Qо. Наиболее простыми в изготовлении являются фильтры, использующие индуктивные штыри, позволяющие отказаться от дорогостоящих фрезерных работ, необходимых для создания пазов при установке диафрагм в волновод. Пайку штырей выполнить значительно легче, чем пайку диафрагм. Штыри не перекрывают внутреннюю полость трубы, что позволяет визуально контролировать качество внутренней поверхности трубы и процесс пайки. Поэтому фильтры на индуктивных штырях получили наибольшее распространение. Для увеличения Qо резонаторов применяются многоштыревые конструкции: двух-, трех-, четырехштыревые, чаще используются одно- и трехштыревые конструкции. По выбранному типу неоднородностей и по известной величине нормированной проводимости определяются их геометрические размеры. Для одноштыревой конструкции (рис. 4.17, г) 2 B 0 1 (4.93) B , 4a a ln( ) d где а — размер широкой стенки волновода; В — нормированная проводимость неоднородности; 1 i=0,1...N, B , xi ,i 1 d — диаметр штыря. Для трехштыревой конструкции (рис. 4.17, б) при симметричном расположении штырей на расстоянии a/4 B 16 BO (4.94) , 2 a a r a 12,83 9,2 lg 30,3 0,125 r a 0 где r — радиус штыря; а — размер широкой стенки волновода; 0 — средняя длина волны полосы пропускания в воздухе. Приведенные виды связи могут быть использованы при d/a << 0,08. При больших величинах d начинает сказываться влияние продольных импедансов штырей, что приводит к невозможности получения желаемых характеристик. Для осуществления неоднородностей с большим В используются другие виды связей (рис. 4.17, а, 6). Для связи в виде круглого отверстия (рис. 4.17, а) 3 ab B BO , (4.95) 2 D 3 где а — размер широкой стенки волновода; b — размер узкой стенки волновода; D — диаметр отверстия связи. Для связи в виде прямоугольного окна (рис. 4.17, в) d (4.96) B BO ctg 2 , a 2a где d — ширина окна отверстия связи. Формулы (4.95), (4.96) справедливы при толщине диафрагм t<<0 (t12 мм). Выбранный тип неоднородностей определяет конструкцию фильтра. Пример конструкции фильтра с использованием троек и одиночных штырей приведен на рис. 4.18. 112 Приведенный метод расчета можно применить и для расчета фильтров с четвертьволновыми связями с использованием нескольких дополнительных преобразований, в результате которых прототипный фильтр нижних частот преобразуется в лестничный полосовой фильтр (рис. 4.2, г). Через элементы прототипа фильтра нижних частот определяются нагруженные добротности контуров полосового лестничного фильтра (рис 4.15). Рис. 4.18. Конструкция трехрезонаторного фильтра сантиметрового диапазона. Добротности звеньев равны: g 1 (4.97) Qk k , k=1,2,3...N fn f0 2 f0 fn здесь gk — соответствующие элементы прототипа, определяемые по формулам (4.9), (4.10) для фильтров с максимально гладкой и чебышевской характеристиками соответственно; fn - верхняя частота полисы пропускания фильтра (рис. 4.3). По известным добротностям определяются нормализованные проводимости по формуле B4 B2 2 (4.98) arctg . 4 B Далее выбор и расчет геометрических размеров неоднородностей производится аналогично описанному для фильтров с непосредственными связями. По формуле (4.92) определяются длины резонаторов. Длины соединительных линий (расстояние между резонаторами) определяются с помощью уравнения l l (4.99) l k ,k 1 k k 1 BO , 2 4 где k — номер резонатора. Геометрические размеры неоднородностей должны быть выполнены по третьему классу точности. Qk Гофрированные фильтры Гофрированные фильтры представляют собой фильтры на отрезках линий передач с высоким и низким волновым сопротивлением и переменной длиной. Перепад волновых сопротивлений осуществляется изменением узкой стенки волновода в. 113 Рис. 4.19. Гофрированный волноводный фильтр: а — конструкция; б — эквивалентная схема звена; в — частотная характеристика. Ширина волновода а остается постоянной (рис. 4.19, а). Нижняя граница полосы прозрачности гофрированного фильтра, определяемая критической частотой самого волновода, имеет малую крутизну, поэтому эти фильтры в волноводной технике обычно используют как фильтры нижних частот. Эквивалентная схема звена фильтра и частотная характеристика приведены на рис. 4.19, б. Конструкция гофрированного фильтра приведена на рис. 4.21. Рис. 4.21. Конструкция гофрированного волноводного фильтра. Она представляет собой цельнофрезерованные гребенки, соединенные друг с другом при помощи штифтов и винтов. Размеры гребенок и положение штифтов должны быть выдержаны по 3 классу точности. В конструкции фильтра предусматриваются четвертьволновые трансформаторы для согласования волнового сопротивления фильтра с волновым сопротивлением стандартного волновода. Фильтры на резонансных диафрагмах Фильтры на резонансных диафрагмах нашли широкое применение при проектировании фильтров с шириной полосы более 10%. Волноводные фильтры на резонансных диафрагмах позволяют наиболее простым методом осуществить реализацию лестничной схемы полосового фильтра, приведенной на рис. 4.2, путем установки в волноводе резонансных диафрагм на расстоянии B/4 друг от друга (рис. 4.23). Каждая диафрагма эквивалентна резонансной ветви схемы, четвертьволновые расстояния между диафрагмами осуществляют преобразование параллельных ветвей в последовательные. Для расчета фильтров на резонансных диафрагмах в качестве прототипа 114 используется схема лестничного LС полосового фильтра (рис. 4.2, г), для расчета которой применяют метод синтеза. Лекция №23 Диодные управляющие устройства СВЧ Управление амплитудой СВЧ сигналов может производиться с помощью выключателей (импульсных модуляторов), переключателей (коммутаторов), аттенюаторов, модуляторов, ограничителей. Выключатели дискретно изменяют мощность СВЧ сигнала (включеновыключено), коммутаторы осуществляют переключение распространения сигнала с входной СВЧ линии на любую из выходных. Модуляторы и аттенюаторы обеспечивают плавное изменение амплитуды сигнала, причем аттенюаторами обычно называют модуляторы с низким быстродействием управления. Все эти устройства имеют практически одинаковые схемные и отличаются друг от друга управляющим элементом и характеристиками управляющего воздействия. Все устройства управления амплитудой СВЧ сигналов с электрически управляющим воздействием основаны на использовании переключающих p-n или p-i-n диодов. Диоды с переходом p-n типа обеспечивают высокое быстродействие (до единиц наносекунд), но имеют низкую электрическую прочность, что ограничивает пропускаемую СВЧ мощность (до десятков ватт). Подобные диоды используются в модуляторах и быстродействующих выключателях СВЧ мощности. Диоды p-i-n типа имеют невысокое быстродействие, но позволяют пропускать большую мощность. Диодное управляющее устройство представляет собой (рисунок 1) отрезок линии передачи с включенным в нее параллельно или последовательно диодом. В волноводных устройствах обычно удобно использовать параллельное включение, в коаксиальных и полосковых - как параллельное, так и последовательное включение. Принцип работы управляющих устройств основан на эффекте изменения сопротивления диода. Подавая прямое напряжение смещения на диод, уменьшают его сопротивление, что шунтирует или даже закорачивает линию передачи. При обратном смещении большое сопротивление диода не оказывает влияния на передачу энергии по линии. Lбл Cбл Rогр Rогр Lбл Cсв Z0 Lбл Cсв Z0 VD Lбл а) VD Z0 Z0 б) Рисунок 1. Схемы диодных управляющих устройств: а) параллельное включение диода; 115 б) последовательное включение диода; Cбл - блокировочный конденсатор; Lбл - блокировочная индуктивность; Cсв - конденсатор связи. На практике диод не является идеальным электронным ключом с сопротивлениями Rmin = 0 и Rmax = , поэтому диодное управляющее устройство пропускает часть мощности в закрытом состоянии и вносит определенное затухание в открытом состоянии. В волноводных конструкциях диодных управляющих устройств получили применение n-i-p-i-n структуры с выводом от центральной p-области. Обычно бескорпусный n-i-p-i-n диод монтируется в резонансную диафрагму (рисунок2). Такая конструкция называется волноводным щелевым диодным модулем и размещается поперек волновода. Вывод диода изолирован диэлектрической трубкой и поскольку он проходит перпендикулярно силовым линиям электрического поля в диафрагме, то практически не оказывает влияния на функционирование устройства на высокой частоте. Размеры щели диафрагмы таковы, что с учетом емкости диода при обратном и нулевом смещении имеет место параллельный резонанс и диафрагма пропускает по волноводу энергию с малыми потерями Lп. При подаче прямого смещения диафрагма шунтируется малым прямым сопротивлением диода и почти вся энергия отражается (потери за счет поглощения в диоде до 0,5 дБ), а проходящая мощность меньше падающей примерно на 20 дБ. 1 2 3 4 Рисунок 2. Конструкция волноводного щелевого диода: 1 - вывод диода, 2 - диод, 3 - изолирующая трубка, 4 - отверстие волноводной диафрагмы. Полосковые управляющие устройства выполняются на основе отрезков микрополосковых линий. Для увеличения затухания обычно производится каскадное включение нескольких p-i-n диодов (рисунок 3) через четвертьволновые отрезки линий передачи. Цепи питания выполняются на основе четвертьволновых шлейфов и индуктивностей. Многокаскадные микрополосковые управляющие устройства способны обеспечить затухание более 25 дБ на каскад в закрытом состоянии и не более 0,3-0,4 дБ на каскад в открытом состоянии. Их достоинствами по сравнению с волноводными конструкциями являются технологичность и малые габариты и масса. На основе диодных микрополосковых модуляторов (аттенюаторов, выключателей) могут быть созданы переключатели и коммутаторы. Пример схемы и топологии переключателя приведен на рисунке 4. /4 /4 Выход Вход /4 /4 Uсм /4 VD1 VD2 /4 /4 VD3 /4 /4 /4 /4 2 4 3 Uсм 1 1 /4 2 4 3 Uсм а) 2 1 3 б) 116 Рисунок 3. Схема (а) и топология (б) микрополоскового диодного управляющего устройства : 1 - p-i-n диоды , 2 - короткозамкнутые 4 шлейфы , 3 - разомкнутые 4 шлейфы , 4 - отрезки линии 4 . Вых. 2 Вых. 2 /4 /4 VD2 /4 /4 /4 Uсм2 /4 /4 Lшп /4 VD1 /4 /4 Uсм2 /4 /4 Uсм1 Вход 1 Uсм1 а) Вход 1 б) Рисунок 4. Схема (а) и топология (б) микрополоскового диодного переключателя. В подобном двухканальном переключателе на расстоянии 4 от точки разветвления включены p-i-n диоды, осуществляющие коммутацию. Развязка по постоянному току выполнена на основе разомкнутых четвертьволновых отрезков линий передачи, которые в точках подключения напряжений смещения Uсм1 и Uсм2 создают режим короткого замыкания по сигналу СВЧ. Расчет характеристик управляющих устройств производится на основе эквивалентной схемы диодов (рисунок 5). r0 Ls Cp Ls r3 a) Ci б) Рисунок 5. Эквивалентные схемы управляющих диодов в открытом (а) и закрытом (б) состояниях: 117 r0 - сопротивление потерь открытого диода, Cp - емкость корпуса диода, rз - сопротивление закрытого диода, Ci - емкость перехода, Ls - индуктивность выводов диода. Для управляющих диодов наиболее важным их параметром является коэффициент качества, определяемый отношением малого сопротивления диода в открытом состоянии (рисунок 5,а) к большому сопротивлению диода в закрытом состоянии (рисунок 5,б). В соответствии с эквивалентными схемами для параллельного и последовательного резонанса соответственно получаем: (1) Zдо rо Z дз rз (1 2 C 2i rз2 ) 0 ,5 (2) и коэффициент качества диода Кд rз (3) rо 1 (Crз ) 2 где - резонансная частота. Коэффициент передачи линии (волновода) с неоднородностью (диодом) определяется соотношениями: 1 Г ; D где 2 ; T D (4) - комплексный коэффициент передачи, D Г - комплексный коэффициент отражения, Т - коэффициент передачи по мощности. Zд Zв Zв Zн=Zв Рисунок 6. Эквивалентная схема управляющего устройства: Zв - волновое сопротивление линии, Zд - сопротивление диода. В соответствии с эквивалентной схемой устройства (рисунок 6) выражения для коэффициентов отражения и передачи приобретают вид: Zв Zд Zв Zд Zв Г Z Z Z в 2Z д Zв в д Zв Zд Zв 2Z д T D Z в 2Z д 2 (5) 2 (6) 118 Учитывая соотношения для сопротивления диода в открытом и закрытом состояниях (1), (2), получаем величины затухания устройства в от- крытом Lо и закрытом Lз состояниях: 2Z д L 10 lg T 20 lg , дБ Zв Zд (7) 119 Лекция №24 Требования к антеннам современных РТ систем. Антенно-фидерные устройство, обеспечивающее излучение и прием радиоволн, является неотъемлемая часть любой радиотехнической системы. Требования к техническим характеристикам антенн вытекают из назначения РТС, условий размещения, режима работы, допустимых затрат и т.д. Реализуемость необходимых направленных свойств, помехозащищенности, частотных, энергетических и других характеристик антенн во многом зависят от диапазона волн. Набольшее распространение в последнее время получил СВЧ диапазон, позволяющий создавать остронаправленные антенны с шириной диаграммы направленности до долей градуса. Это дает возможность использовать антенну не только для излучения и приема радиоволн, но и для пеленгации, борьбы с помехами, обеспечения электромагнитной совместимости и ряда других задач. Антенно-фидерное устройство, обеспечивающее излучение и и прием радиоволн,— неотъемлемая часть любой радиотехниче-ской системы. Требования к техническим характеристикам антенн вытекают из назначения радиосистемы, условий размеще-ния, режима работы, допустимых затрат и т. д. Реализуемость необходимых направленных свойств, помехозащищенности, частотных, энергетических и других характеристик антенн во многом зависит от рабочего диапазона волн. Хотя в радиотехнических системах используют разные диапазоны частот, сверхвысокие частоты (СВЧ) получают все более широкое применение. Это объясняется возможностями реализации в антеннах СВЧ характеристик, влияющих на важнейшие показатели качества всей радиосистемы. Так, в диапазоне СВЧ антенны могут создавать остронаправленное излучение с лучом шириной до долей градуса и усиливать сигнал в десятки и сотни тысяч раз. Это позволяет использовать антенну не только для излучения и приема радиоволн на большие расстояния, но и для пеленга-ции, борьбы с помехами, обеспечения ЭМС систем и ряда других задач. Антенны СВЧ широко применяют в различных областях радиоэлектроники — связи, телевидении, радиолокации, радиоуправлении, а также в системах инструментальной посадки летательных аппаратов, радиоэлектронного противодействия, ра-диовзрывателей, радиотелеметрии и др. Успешное развитие радиоастрономии и освоение космоса во многом связаны с достижениями антенной техники СВЧ. В последние годы намечаются новые области использования СВЧ антенной техники, например для передачи СВЧ энергии на большие расстояния, Широкое распространение получили остронаправленные сканирующие антенны. Сканирование позволяет осуществлять об-зор пространства, сопровождение движущихся объектов и опре-деленне их угловых координат. Замена слабонаправленных или ненаправленных антенн, например связных, остронаправленны-ми сканирующими позволяет не только получать энергетиче ский выигрыш в радиотехнической системе за счет увеличения коэффициента усиления антенн, но и в ряде случаев ослаблять взаимные влияния одновременно работающих различных систем, т. е. обеспечивать их электромагнитную совместимость (ЭМС). При этом могут быть улучшены помехозащищенность, скрытность действия и другие характеристики системы. При механическом сканировании, выполняемом поворотом всей антенны, максимальная скорость движения луча в пространстве ограничена и при современных скоростях летательных аппаратов оказывается недостаточной. Поэтому возникла необходимость в разработке новых типов антенн. Применение ФАР для построения сканирующих остронаправленных антенн позволяет реализовать высокую скорость обзора пространства и способствует увеличению объема информации о распределении источников излучения или отражения электромагнитных волн (ЭМВ) в окружающем пространстве. Современные устройства СВЧ с электронными приборами и электрически управляемыми средами позволяют не только 120 создать управляемое фазовое распределение в антенной решетке (т. е. осуществить электрическое сканирование), но и первоначально обработать поступающую информацию (просуммировать поля, преобразовать частоты, усилить сигнал и т. д.) непосредственно в СВЧ тракте антенны. Дальнейшей улучшение характеристик радиотехнических систем с ФАР, таких как разрешающая, способность, быстродействие, пропускная способность, дальность обнаружения, помехозащищенность и др., можно обеспечить, совершенствуя методы обработки (в общем случае пространственно-временной) сигналов, излучаемых и принимаемых антенной. При этом антенна служит первичным звеном обработки и в значительной мере определяет основные характеристики всей системы. Обычно используют далеко не всю информацию, содержащуюся в ЭВМ, падающей на остронаправленную приемную антенну, в которой поля от отдельных излучателей суммируются в одном СВЧ тракте. Наиболее полную информацию можно получить, обрабатывая раздельно каждый принятый антенной решеткой сигнал, т. е. ряд выборок из пространственного распределения приходящей ЭМВ. В зависимости от назначения системы и требований к ее характеристикам применяют антенны с различными методами обработки. Одним из вариантов является адаптивная антенная решетка, которую в системе обработки радиосигнала можно рассматривать как динамический самонастраивающийся пространственно-временной фильтр с автоматически меняющимися характеристикой направленности, частотными свойствами и другими параметрами. Известны также иные антенны с обработкой сигнала: самонастраивающаяся, с синтезированным раскрывом, с временной модуляцией параметров, с цифровой обработкой, с аналоговой пространственно-временной обработкой методом когерентной оптики и т. д. Расширение и усложнение задач, решаемых современной радиоэлектроникой, стимулировали в последние десятилетия интенсивное развитие теории и техники антенн. В ряде случаев антен-ные системы должны решать задачи получения внекоординатной информации об отражающем объекте, т. е. кроме дальности и угловых координат объекта получать сведения о его массе, габаритных размерах, характеристиках вращения, вибрации и т. д., и осуществлять распознавание образов. С освоением все более коротких волн в антенных системах появляется возможность ис-пользовать голографические методы преобразования приходящих ЭВМ. В других задачах возникает необходимость пространственно-временной фильтрации полей источников, расположенных в зоне Френеля. Таким образом, применяемые на практике антенны из простых устройств превратились в сложнейшие системы, имеющие более десятков тысяч излучателей, активных элементов, фазовращателей, управление которыми обеспечивается специальной ЭВМ. Сложная конструкция таких антенн в основном определяет габаритные размеры и стоимость всей радиосистемы, что и привлекает к антеннам особое внимание. Характеристики антенны предопределяют ряд основных параметров всей радиосистемы. Так, в радиолокационных станциях (РЛС) разрешающая способность и точность определения угловых координат, скорость перемещения луча в пространстве, помехозащищенность и т. д. зависят от антенных характеристик. Бурное развитие микроэлектроники отразилось и на антенной технике. В последние годы стали широко использовать микроэлектронные устройства СВЧ, полосковые и микрополосковые линии передачи, в том числе выполненные на них фазовращатели, коммутаторы, вентили, усилители и т. п. Потенциальные возможности микроэлектроники в уменьшении массы и объема радиоаппаратуры могут быть реализованы при соответствующем построении антенн, отказе от традиционных их типов и переходе к печатным антенным решеткам. Действительно, в самолетных РЛС зеркальная антенна с обтекателем, механизмом привода, волноводным трактом и устройством СВЧ имеет значительные габаритные размеры и массу по сравнению с остальными устройствами станций. Радиолокационная станция в микроэлектронном исполнении на полупроводниковых устройствах СВЧ позволяет значительно уменьшить размеры и массу такой системы. 121 Необходимость существенного улучшения параметров радиотехнических систем или создание новых перспективных летательных аппаратов зачастую диктует требования к антенным характеристикам, не выполнимым при традиционном подходе к решению задач. Изыскание новых путей построения антенн для решения различных задач требует системного подхода и совместной работы специалистов по прикладной электродинамике, системотехнике, радиоустройствам, электронике, автоматике, метрологии, конструированию и технологии производства. Стремление сократить время создания новой техники, увеличить производительность труда, оптимизировать параметры создаваемых систем привело к необходимости автоматизации проектирования. Однако автоматизация проектирования антенн и СВЧ устройств существенно отличается of автоматизации проектирования в микроэлектронике, системотехнике и радиоэлектронике и включает разработку, во-первых, физических, математических и электродинамических моделей разного уровня сложности, адекватных реальным устройствам; во-вторых, численных методов решения краевых задач электродинамики; втретьих, алгоритмов и программ решения систем операторных уравнений. Поэтому круг исследователей, работающих в антенной технике, существенно пополнится специалистами в области радиофизики, прикладной и вычислительной математики . Характерной особенностью современных антенн является их многообразие (непрерывно появляются новые типы). В соответствии с решаемыми радиотехнической системой задачами антенны СВЧ, работающие в дециметровом, сантиметровом или миллиметровом диапазонах волн, имеют принципиально различные характеристики и отличаются конструкцией, технологией изготовления,, эксплуатацией и т. д. Таким образом, в теории и технике антенн в настоящее время сформировался ряд самостоятельных научных направлений, каждое из которых охватывает определенный круг теоретических задач и практических вопросов, связанных с излучением, приемом, обработкой сигнала и другими ранее рассмотренными аспектами антенной техники. Независимое развитие отдельных научных направлений антенной техники со своими терминологией и математическим аппаратом в значительной мере затрудняет знакомство широкого круга радиоспециалистов и особенно студентов с последними достижениями в антенной технике. Поэтому необходимо рассматривать существующие и развивающиеся направления антенной техники с единой позиции. 122 Лекция №25 Классификация антенн Антенны можно классифицировать по следующим признакам: по диапазону длин волн: антенны ДВ, СВ, КВ, УКВ, СВЧ и оптического диапазона; по виду диаграммы направленности: антенны с круговой (тороидальной) ДН; веерной ДН; игольчатой ДН; ДН специальной формы (например, косекансной); по методу формирования поля излучения: элементарные излучатели (электрический и магнитный вибраторы; щелевые и печатные излучатели; рамочные излучатели и др.); антенны бегущей волны (спиральные, диэлектрические, директорные и др. ); антенные решетки; апертурные антенны (рупорные, линзовые, зеркальные). В последнее время широкое распространение получили остронаправленные сканирующие антенны. Сканирование позволяет осуществлять обзор пространства, сопровождение движущихся объектов и определение их угловых координат. Замена слабонаправленных или не направленных антенн остронаправленными сканирующими, позволяет получать энергетический выигрыш за счет увеличения коэффициента усиления антенн, ослаблять взаимное влияние одновременно работающих систем. При этом могут быть улучшены помехозащищенность, скрытность и другие характеристики. Наиболее перспективным типом антенн для построения остронаправленных сканирующих являются антенные решетки, образованные большим числом отдельных излучателей, расположенных в пространстве. Антенные решетки позволяют решить следующие задачи: Электрическое сканирование в широком спектре углов. Получение диаграммы направленности заданной формы путем регулирования амплитуд и фаз возбуждения отдельных излучателей. Возможность когерентного сложения в одном луче мощностей генераторов или СВЧ усилителей мощности, для получения больших мощностей излучения. Долее полное извлечение информации, из приходящих к антенне электромагнитных волн в результате применения методов параллельной обработки сигналов, принимаемых отдельными элементами антенной системы. Возможность синфазного сложения сигналов, принимаемых системой крупных антенн, для получения очень больших эффективных поверхностей при радиоприеме. Повышение надежности радиосистемы, вследствие параллельного действия многих элементов. Выход части из строя не приводит к отказу РТС, а лишь несколько ухудшает характеристики. 123 Лекция №26 Основные характеристики антенн Основная характеристика всякой антенны — это функция, описывающая зависимость напряженности поля волны, излученной антенной, от углов. Определим поле волны в дальней зоне, т. е. на достаточно большом расстоянии от антенны там, где лучи, приходящие в некоторую произвольную точку пространства от любой точки антенны, можно считать параллельными. Как правило, мы будем говорить о напряженности электрического поля Е, имея в виду, что в дальней зоне напряженность магнитного поля находится по простой формуле: где er - орт сферической системы координат; ε0 и μ0, - магнитная и диэлектрическая проницаемости свободного пространства. Напряженность поля характеризуется амплитудой, фазой и поляризацией. Можно записать: где ; r0 - расстояние от центра сферической системы координат до точки в дальней зоне Назовем соответственно; Ф(,α) амплитудной; (,α) - фазовой; е(,α) - поляризационной диаграммами направленности. Последняя представляет собой единичный вектор, учитывающий направление вектора Е в дальней зоне. Используем обозначение: Векторную функцию Ф(,α) называют комплексной векторной диаграммой направленности. Она объединяет в себе амплитудную, фазовую и поляризационную диаграммы направленности антенны. В большинстве случаев используем обозначение: и назовем эту функцию комплексной диаграммой направленности Амплитудная диаграмма направленности |Ф(,α)| - функция, учитывающая зависимость напряженности поля излученной волны в дальней зоне от углов θ и α. Нас интересуют антенны, концентрирующие энергию в узком конусе - главном луче антенны. В этом случае |Ф(,α)| имеет один главный максимум. Положение этого максимума характеризуется угловыми координатами 0 и α0.Будем считать, что углы 0 и α0 определяют направление максимального излучения антенны. Главный луч антенны характеризуется шириной, которую принято измерять на уровне 0,707 |Ф(0,α0)|. Ширину луча обозначим через и α. Идеальная антенна должна концентрировать всю излученную энергию в главном луче, однако у реальных антенн часть энергии рассеивается за пределами главного луча, образуя боковое излучение, которое характеризуется либо отдельными лепестками, либо общим фоном, занимающим иногда достаточно большие пространственные углы. 124 Боковое излучение будем характеризовать отношением максимальной напряженности поля за пределами главного луча к напряженности поля в направлении максимального излучения; это отношение обозначим через и назовем его уровнем боковых лепестков. Амплитудная диаграмма направленности определяет распределение потока мощности, излучаемого антенной. Иногда бывает удобно говорить о диаграмме направленности антенны по мощности — Р(,α). Очевидно, что Имея диаграмму направленности антенны по мощности, можно вычислить весьма важный параметр антенны - ее коэффициент направленного действия: Фазовая диаграмма направленности и фазовый центр антенны Как видно из (1), фаза поля в точках дальней зоны определяется величиной фазового сдвига, складывающегося из двух слагаемых kr0 и (,α). Первое из них определяет величину фазового сдвига, который получается за счет распространения волны от избранного начала отсчета до рассматриваемой точки. Второе характеризует зависимость фазовых сдвигов уже не от расстояния, а от угловых координат. Смысл зависимости, описываемой функцией (,α), таков: если двигаться по поверхности сферы радиусом r0, описанной вокруг исходного центра (начала отсчета), то зависимость фазовых сдвигов от углов как раз и будет описываться функцией (,α). Эту функцию принято называть фазовой диаграммой направленности антенны. Для того, чтобы было легче представить себе все особенности, связанные с фазовой диаграммой направленности, полезно ввести в рассмотрение поверхности равных фаз, т. е. поверхности, на которых фаза волны неизменна под всеми углами ,α. В сферической системе координат поверхности равных фаз описываются следующими функциями, показывающими зависимость от угловых координат длины радиус-вектора каждой точки поверхности: причем центр сферической системы здесь тот же, что и центр, от которого отсчитывается r0 . Если (,α)= 0, то это означает, что ρ(,α) = r0, т. е. поверхность равных фаз - сфера. В этом случае говорят, что антенна имеет фазовый центр и этот центр расположен в центре избранной системы координат. Фазовым центром антенны называется точка, относительно которой фронт волны в дальней зоне имеет вид сферы (за вычетом скачков на /2 при переходе через ноль амплитудной диаграммы направленности). 125 Лекция №27 Вибраторные антенны Расчет поля излучения. Расчет поля излучения по известному распределению токов и диаграммы направленности антенны, т.е. зависимости напряженности излучаемого поля от направления излучения, сводится к суммированию полей, создаваемых всеми токами в антенне. При расчете поля в дальней зоне в выражениях для компонент поля, создаваемого элементом тока Id в сферической системе координат r , θ , , в которой угол θ отсчитывается от оси, совпадающей с направлением тока, 60 Id ξ 1 β iβ r Er cosθo i 3 2 )e β r r ; E 30 Id ξ 1 β β 2 iβ r sin θi i 3 2 i )e β r r r ; E 0 (*) отбрасывают члены убывающие с расстоянием быстрее, чем 1 / r , и (*) принимает вид iβ r Id ξ e Eθ 60 π i sin θ Er E 0 λ r ; (1) Поле, создаваемое в дальней зоне симметричным вибратором, по которому течет ток I ( ) , в сферической системе координат, ось которой совпадает с осью вибратора (рис. 1.1), описывается с учетом (1) выражением iβ r l ξ 60 πi e E Eθ sin θ I (ξ ) d ξ ξ r λ l ξ (2) r Входящая в это выражение величина ξ может быть разложена в ряд по степени ξ : ξ 2sin 2θ r r ξsinθ r r ξ r . В знаменателе (2) можно положить ξ , а в показателе r r ξsinθ экспоненты ξ . Кроме того, для достаточно удаленной точки наблюдения O sin θξ sin θ можно положить . С учетом этих приближений (2) принимает вид l 60 πi iβ r i βξ cosθ Eθ e sinθ I (ξ )e dξ λr l (3) Из (3) видно, что небольшие отклонения от точной формы распределения тока при интегрировании усредняются и мало сказываются на диаграмме направленности; поэтому при расчетах обычно можно пользоваться синусоидальным законом распределения тока: I (ξ) I sin β(l ξ ) .Вычисление (3) в этом случае дает Eθ 60 i I cos(βl cos θ) cos βl iβ r e r sin θ (4) Диаграмма направленности решётки вибраторов Рассмотрим линейную решетку из n одинаковых вибраторов, расположенных с шагом d (рис. 2). Общее излученное поле, создаваемое такой решеткой, равно сумме полей, создаваемых каждым вибратором с учетом фазы, с которой эти поля приходят в точку 126 наблюдения O . Геометрическая разность хода волн до отдаленной точки наблюдения для соседних вибраторов равна d sin θcos , и результирующее поле описывается выражением e iβ r cos(βl cos θ) cos βl i( n1)u / 2 iu Eθ 60 i [e (I I e 1 2 r sin θ I ei 2u I ei( n1)u )] 3 n (5) где u βd sin θ cos рис. 1.1 рис. 1.2 Выражение, стоящее в прямоугольных скобках, называется множителем решетки или множителем композиции. Таким образом, результирующая ДН представляется в виде произведения ДН одного излучателя на множитель решетки. Это свойство является общим для антенных решеток, выполненных из одинаковых и одинаково ориентированных излучателей независимо от конкретного вида последних. В частности, большая антенная решетка может быть образована из набора малых «подрешеток», которые при этом могут рассматриваться как некоторые сложные излучатели. Если токи во всех вибраторах решетки одинаковы, множитель решетки sin( nu / 2) Ie i ( n 1)u / 2 (1 eiu ei 2u ei ( n 1)u ) I sin( u / 2) (6) Максимум диаграммы направленности соответствует u 0 и лежит в плоскости, перпендикулярной оси решетки, проходящей через ее центр. Если фаза токов линейно u0 изменяется вдоль решетки, так что сдвиг фаз в соседних вибраторах равен , множитель решетки описывается выражением Ie i ( n 1)( u u ) / 2 i (u u ) i 2(u u ) i ( n 1)( u u ) 0 0 e 0 e 0 ) (1 e I sin[ n(u u0 ) / 2] sin[( u u0 ) / 2] (7) Таким образом, наличие линейного фазового сдвига приводит к повороту ДН. sin θ cos [u0 /(βd )] u u0 Максимум множителя решетки соответствует , т.е. , и лежит на поверхности конуса, вершина которого находится в центре решетки, а образующая arccos[ u0 /(βd )] составляет с осью y угол . n ny Перейдем к рассмотрению двумерной прямоугольной решетки, состоящей из x одинаковых вибраторов (рис. 1.3.). 127 Рис. 1.3 Положение точки наблюдения O будем характеризовать углами ψ и χ , которые образуют с осями x и y радиус-вектор r , проведенный в точку наблюдения из центра x ,y решетки. Расстояние от излучающего элемента с координатами i i до точки наблюдения ri r xi cos ψ - yi cos χ x . Пусть шаг решетки в направлении оси равен d x , а в n . Решетку можно представить в виде набора y строк, идущих в направлении оси x или nx столбцов, идущих в направлении оси y . Положение излучателя направлении оси y - dy задается номерами m и k , соответствующими его положению в m -й строке и k -м столбце. Множитель решетки при этом можно записать в виде e i ( n x 1) u / 2 i ( n y 1) v / 2 e I e k 1 где u βd x cos ψ ; ny nx m 1 i ( ku mv ) mk (8) v βd y cos χ . Если распределение токов в антенне таково, что I km Ak Bm , множитель решетки представляется в виде произведения F1(ψ) F2 (χ ) , где F1(ψ) e i ( nx 1)u / 2 F2 (χ ) e i ( n y 1)v / 2 nx Ak eiku k 1 ny ; Bmeimv m 1 . Первый множитель описывает диаграмму линейки облучателей , ось которой совпадает с осью x , второй – диаграмму направленности линейки, ось которой совпадает с осью y . Этот результат можно было получить, рассматривая каждый столбец как некоторый сложный излучающий элемент, а всю решетку – как линейку таких сложных излучателей. В частном случае, когда токи во всех излучателях равны, множитель решетки имеет вид sin( nxu / 2) sin( n y v / 2) I sin( u / 2) sin( v / 2) (9) Максимум излучения без учета направленных свойств отдельных излучателей соответствует углам ψ 90 и χ 90 . Наличие линейного фазового сдвига между токами в излучателях приводит к повороту диаграммы направленности. Если сдвиг фазы между соседними столбцами равен u0 , а между соседними строками v0 , направление χ arccos[v0 /(βd y )] максимального излучения соответствует углам ψ0 arccos[u0 /(βd x )] , 0 . 128 В реальных антеннах из-за взаимного влияния излучателей, влияние земли и других причин токи в вибраторах при одинаковых напряжениях источников питания получаются неодинаковыми, и диаграмма направленности отличается от идеализированных выражений (6), (9). Однако указанные факторы, оказывают заметное влияние на входное сопротивление антенны, обычно значительно слабее сказывается на форме диаграммы направленности, и эти выражения пригодны для приближенных оценок. 129 Лекция №28 Влияние земли на диаграмму направленности антенны В случае идеальной, обладающей бесконечной проводимостью плоской земли влияние токов, возникающих на ее поверхности, можно учесть, вводя зеркальные изображения токов антенны. Рассмотрим диаграммы направленности симметричного вибратора, ориентированного вертикально либо горизонтально по отношению к земле, вертикальной плоскости, проходящей в случае вертикального вибратора через его ось (меридиональная плоскость), а в случае горизонтального вибратора – через центр вибратора перпендикулярно его оси (экваториальная плоскость). Обозначим через E1 напряженность электрического поля волны, создаваемой вибратором, а через E2 - напряженность электрического поля волны, создаваемой зеркальным изображением. Расстояние от центра вибратора до поверхности земли обозначим H (рис. 1.4). рис. 1.4 рис. 1.5 На больших расстояниях r H лучи от вибратора и зеркального изображения могут считаться параллельными. При этом в случае вертикального вибратора E2 E1e i p , а в i p p случае горизонтального вибратора E2 E1e , где - сдвиг фаз, определяемый разностью хода лучей от вибратора и его зеркального изображения. Разность хода CB 2H sin и p 2βH sin . Таким образом, напряженность поля вертикального вибратора Eв E1 E2 E1(1 ei 2βH sin ) . Напряженность поля горизонтального вибратора Eг E1 E2 E1(1 ei 2βH sin ) . Согласно (4) для вертикального вибратора (θ 90 ) 60 I cos(βl sin ) cos βl E1 r cos а для горизонтального вибратора (θ 90 ) 60 I E1 (1 cos βl ) r . Подставляя в выражение для Eв и Eг значения E1 и заменяя показательные функции тригонометрическими, получаем с точностью до множителей, характеризующих фазу: Eв 120 I cos(βl sin ) cosβl cos(βH sin ) r cos (10) 130 120 I (1 cos βl ) sin( βH sin ) r (11) В случае реальной земли возникающая в ней под влиянием поля вибратора система токов не эквивалентна зеркальному изображению вибратора. Однако и в этом случае при расчете поля на больших расстояниях от вибратора можно пользоваться методом подобным методу зеркальных изображений. Пусть над поверхностью земли расположен элементарный вибратор, излучающий сферическую волну. Строгий анализ влияния земли на структуру поля источника сферических волн достаточно сложен. Сферическая волна, излучаемая источником, может быть представлена в виде суперпозиции плоских волн, каждая из которых отражается от плоской поверхности земли в соответствии с законами геометрической оптики. Коэффициент отражения зависит от параметров земли, угла падения и поляризации падающего поля. Различают параллельную и нормальную поляризации. Параллельно-поляризованной называется волна, у которой вектор напряженности электрического поля лежит в плоскости падения. Нормально-поляризованной называется волна, у которой вектор напряженности электрического поля перпендикулярен плоскости падения. Плоскостью падения называется перпендикулярная к отражающей поверхности плоскость, в которой лежит направление распространения луча. Иногда используют термины «вертикальная» и «горизонтальная» поляризации по отношению к поверхности земли. Вертикальный вибратор создает только параллельно-поляризованное электромагнитное поле (поле с вертикальной поляризацией). Горизонтальный вибратор создает в экваториальной плоскости только нормально-поляризованное электромагнитное поле (поле с горизонтальной поляризацией), в меридиональной плоскости – только параллельно-поляризованное электромагнитное поле, в других плоскостях – поля обеих поляризаций. Коэффициенты отражения для плоских волн, известные под названием коэффициентов Френеля, описываются выражениями: Eг ρ ρ e iФ ε r sin ε r cos2 ε r sin ε r cos2 поля) ρ ρ eiФ1 (вертикальная компонента (12) sin ε r cos 2 sin ε r cos 2 (13) где εr εr i160σλ - комплексная диэлектрическая проницаемость земли; σ удельная проводимость земли. Согласно результатам теории Вейля поле в достаточно удаленной точке приема определяется в основном полями парциальных плоских волн, направления распространения которых близки к направлению геометрического хода луча, приходящего в точку приема. При этом независимо от высоты излучателя над землей волна, отраженная от земли, характеризуется коэффициентом Френеля, причем угол падения берется в соответствии с геометрическим направлением приходящего в точку наблюдения луча. Таким образом, в случае реальной земли, как и идеально проводящей, при определении поля на большом расстоянии от вибратора земля может быть заменена зеркальным изображением вибратора, причем ток в изображении должен равняться току вибратора, умноженному на коэффициент отражения. Как видно из (12), (13) коэффициент отражения зависит от угла наклона. Соответственно амплитуда и фаза тока изображения 131 зависят от местонахождения точки наблюдения. Отличие от формул, соответствующих идеально проводящей земле, сводится к умножению величины E2 на коэффициент Френеля: Eв E1[1 ρ e i(Ф 2 βH sinΔi ] ; Eг E1[1 ρ ei(Ф 2 βH sinΔi ] . Подставляя соответствующие выражения для E1 , производя несложные преобразования и опуская множители, характеризующие фазу напряженности поля, получаем следующие выражения для диаграмм направленности в вертикальной плоскости вертикального и горизонтального (в экваториальной плоскости) вибраторов: 2 60I cos(βl sin ) cos βl 1 ρ 2 ρ cos(Ф 2βH sin ) r cos ; (14) 60 I 2 Eг (1 cos βl ) 1 ρ 2 ρ cos(Ф 2βH sin ) r (15) в горизонтальной плоскости диаграмма направленности вертикального вибратора имеет форму окружности. В случае горизонтального вибратора излучаемое им поле следует разложить на волны с параллельной и нормальной поляризациями и раздельно рассматривать процесс отражения от земли каждой из этих волн. Это удобно сделать, разлагая элемент тока Idl в вибраторе на две составляющие – лежащую в плоскости падения и нормальную к ней. Первая составляющая создает поле только с параллельной поляризацией, а вторая – с нормальной поляризацией. Положение точки приема будем характеризовать азимутальным углом , отсчитываемым от вертикальной плоскости, в которой лежит вибратор (cos θ cos cos ) . тогда параллельная и нормальная к плоскости падения составляющие тока равны соответственно I cos dl и I sin dl . Выражения для параллельной и нормальной составляющих поля можно получить из (4), умножив последнее на cos и sin соответственно. Кроме того, полученные выражения Eв необходимо разделить sin θ (множитель, учитывающий направленные свойства элемента тока Idl ) и добавить множители, описывающие направленные свойства параллельной и нормальной составляющих тока sin и 1. заменяя, наконец, θ на его выражения через и , получаем: 60iI cos(βl cos ) cos βl E1 cos sin eir 2 2 r 1 cos cos 60iI cos(βl cos cos ) cos βl E1 sin eir 2 2 r 1 cos cos . E При определении параллельной составляющей поля, отраженной от земли, 1 ρ следует умножить на . Знак «минус» ставится потому, что при горизонтальном расположении провода направление вектора напряженности поля, распространяющегося по направлению к земле и создающего отраженный луч, противоположно направлению вектора напряженности поля луча, прямо попадающего в точку приема (рис. 5). Результирующее поле в точке приема, создаваемое горизонтальным вибратором, содержит, таким образом, две компоненты, описываемые выражениями: 132 E E1 [1 e i (Ф 2βH sin ) ] 60iI cos(βl cos cos ) cosβl r 1 cos2 cos2 cos sin 1 e iβr e 2 cos(Ф 2βH sin ) iν arctg где 2 (16) sin( 2βH sin Ф ) 1 cos( 2βH sin Ф ) ; 60iI cos(βl cos cos ) cos βl E E1 [1 ei (Ф 2βH sin ) ] r 1 cos 2 cos 2 sin 1 2 cos(Ф 2βH sin )e ir ei 2 , (17) sin( Ф 2βH sin ) arctg 1 cos(Ф 2βH sin ) . где В общем случае и поле в точке приема имеет эллиптическую поляризацию. Поле с произвольной эллиптической поляризацией удобно представить в виде 2-х ортогональных составляющих, сдвинутых по фазе во времени на 90 . 133 Лекция №29 Основные типы антенных решеток. Превращение антенны из устройства в систему требует новых признаков классификации антенн, новым признаком в этом случае является обработка информации (сигнала), происходящая в антенне и СВЧ тракте. Такая обработка может осуществляться на частотах принимаемого (излучаемого) сигнала, на более высоких или низких частотах, быть линейной или нелинейной и т.д. Многоэлементные антенны (ненаправленные, совмещенные по диапазону, АБВ и др.); обработка сигнала в них не производится. Многолучевые (моноимпульсные, формирующие одновременно 3- луча – ортогональные ДН). Переизлучающие (пассивные или активные), осуществляющие направленное переизлучение волны в направлении падающей волны. Активные, содержащие СВЧ генераторы или усилители, что позволяет увеличить излучаемую мощность, уменьшить потери, повысить надежность. Динамические антенны, параметры которых изменяются во времени (антенны с временной модуляцией параметров). Изменяемыми могут быть амплитудное или фазовое распределение поля, линейные размеры и т.д. Позволяют формировать необходимую ДН и сканировать луч в пространстве. Адаптивные, характеристики которых оптимизируются в процессе работы и меняющимся внешним условиям. Адаптация производится автоматически в соответствии с заложенным алгоритмом. Антенны с нелинейной обработкой сигнала, выходной сигнал которых является произведением или корреляционной функцией сигналов, поступающих от отдельных элементов. Позволяют уменьшить ширину ДН и УБЛ. Антенны с синтезированной апертурой – создание сплошной апертуры с помощью небольшого числа подвижных антенн траектории движения, которых известны. Сигналы антенн для различных моментов времени запоминаются, обрабатываются, как в настоящей ФАР. Они перспективны для бортовых РЛС с повышенной разрешающей способностью. Цифровые антенные решетки. Включают в себя систему усилителей, смесителей, фазовых детекторов и АЦП, с помощью которых осуществляется цифровое формирование ДН. Радиооптические АР – приемные антенны с оптической обработкой сигнала. Принятые излучателями сигналы преобразуются на оптическую, промежуточную частоту и после усиления обрабатываются в когерентном оптическом процессоре. Голографические антенны – новый класс планарных антенн в виде амплитудных или фазовых структур, обладающих фокусировавшими свойствами зонных пластин и секционированных линз. Типы антенных решеток. Антенные решетки принято классифицировать в зависимости от расположения излучателей в пространстве, размещения их в решетке, способа возбуждения и сканирования, а также типа излучателя. Различают: линейные, криволинейные, плоские, конические, цилиндрические и сферические АР. В зависимости от расположения в пространстве выделяют выпуклые (конические, цилиндрические и сферические, конформные, многогранные) и плоские АР. Размещение излучателей в решетке описывается с помощью координатной сетки, в узлах которой располагаются излучатели. Наиболее распространены эквидистантные 134 решетки (с постоянным шагом). Координатная сетка может быть прямоугольной или гексагональной. По способу возбуждения выделяют АР с оптическим возбуждением (пространственным) или фидерным (закрытым) возбуждением. При этом возможны последовательная, параллельная и двоично –этапная (ёлочка) схемы питания. По типу используемых излучателей выделяют: вибраторные, печатные, щелевые, волноводные, диэлектрические, спиральные и зеркальные АР. Принципы работы линейных антенн и решеток. Линейной излучающей системой называют систему из одинаковых источников ЭМП, называемых элементарными, распределенных непрерывно или дискретно вдоль заданного направления в пространстве. В целом линейная излучающая система полностью определяется законом размещения центров излучателей вдоль оси и законом распределения комплексных амплитуд возбуждения по отдельным элементам (АФР). В соответствии с теоремой перемножения ДН линейной излучающей системы можно представить в виде: f ( , ) FЭЛ ( , ) f ( ) где FЭЛ ( , ) - векторная ДН элемента; (1) f ( ) - скалярный комплексный множитель направленности системы изотропных излучателей, располагаемых в точках размещения центров элементов вдоль оси системы. Для дискретной системы излучателей, располагаемых в N заданных точках Zn – на оси, множитель направленности может быть записан в виде: N f ( ) I n e jZ n cos (2) n 1 I n I n exp( jФФ) - комплексная амплитуда возбуждения излучателя; Zn cos θ – разность хода лучей, идущих из начала общей системы координат и из точки расположения излучателя с номером n в точку наблюдения. В случае непрерывной излучающей системы множитель направленности имеет вид: f ( ) L/2 I ( Z )e jZ cos dZ L / 2 (3) Если ввести переменную ξ=βcosθ, называемую пространственной частотой, последнее выражение приводится к виду интегрального преобразования Фурье: f ( ) I ( Z )e jZ dZ (4) Идеальный линейный излучатель (ИЛИ). ИЛИ называют линейный излучатель с распределением возбуждения I ( Z ) I 0e j Z ; Z L / 2 (5) ξ=с/v –коэффициент замедления волны. Множитель направленности ИЛИ определяется выражением: 135 f ( ) sin где ψ=0,5 βL (cos θ-ξ). Обобщенная угловая переменная ψ имеет смысл половины разности фаз колебаний, приходящих в удаленную точку наблюдения от крайних точек излучателя, с учетом как пространственной разности хода βL cosθ, так и полной разности фаз возбуждения крайних точек излучателя. sin Функция имеет один главный лепесток при ψ=0 и ряд боковых лепестков, располагающихся по обе стороны главного лепестка. Главный лепесток имеет ширину по нулям 2π, а боковые лепестки вдвое уже. Нули излучения располагаются в точках πn, n=±1,±2,±3… Уровень самого большого первого бокового лепестка составляет 0,21 (-13,2 дБ). Максимальное ψmax=0,5 βL (1-ξ) и минимальное ψmin=-0,5 βL (1+ξ) значения функции f(ψ), определяющей формирования множителя направленности. Полная протяженность этого участка ψmax- ψmin= βL определяется только электрической длинной антенны. Чем больше длина, тем больше лепестков попадает внутрь рабочего участка, называемого областью реальных углов наблюдения. Режимы излучения линейной антенны. Угловое положение главного максимума излучения определяется: Ψ0=0; cosθ0=ξ; θ0 = arcos (ξ) при ξ ≤1. (7) При синфазном возбуждении элементов угловое положение главного максимума перпендикулярно оси антенны и имеет место режим поперечного излучения (ξ=0). При 0< ξ < 1 главный лепесток отклоняется от нормали к осиантенны в сторону движения волны возбуждения. Это режим наклонного излучения. При изменении замедления в пределах [–1,1], главный лепесток решетки сканируется в пределах 1800> θ0 > 0. При ξ →1 главный лепесток начинает уходить за границу области видимости и при ξ =1 главный максимум ориентирован точно в направлении оси антенны. Это режим осевого излучения. При ξ >1 главный максимум уходит за пределы области реальных углов. Из – за нелинейной зависимости Ψ θ ширина ДН по уровню половины мощности оказывается не постоянной при сканировании и резко изменяется при переходе к осевому излучению. Ширина ДН определяется: 510 0,5 (8) L sin 0 0 Ширина главного максимума ДН тем уже, чем больше относительная длинна антенны L/λ и чем ближе направление излучения к нормали (θ=π/2). При осевом излучении ширина луча: 0,5 1080 / L (9) что существенно больше, чем при поперечном излучении. 136 Главный максимум ДН при осевом излучении можно заметно сузить, если перейти к режиму небольшого замедления ξ >1. В этом случае центральная часть главного лепестка уходит в область мнимых углов и главный лепесток сужается, однако одновременно наблюдается повышение уровня боковых лепестков. Удовлетворительный компромисс между сужением главного лепестка и ростом УБЛ достигается при расположении области видимости в точке Ψ θ ≈-π/2 это условие (Хансена - Вудворта) обеспечивает максимальный КНД линейной антенны: опт 1 ( 1) (10) 2 Первый боковой лепесток имеет уровень 1/3 (-9,45 дБ по нулю), а ширина главного лепестка ДН: 2L ; Lопт ( 0,5 ) опт 60,60 / L (11) КНД линейной антенны в режиме наклонного (к поперечному) излучения оценивается соотношением: D 2L / при L (12) При осевом излучении КНД: D 4L / (13) а в оптимальном режиме КНД достигает: Dopt 7,2 L / (14) Приведенные результаты описывают антенну из ненаправленных элементов. Собственная направленность элемента изменяет как общий КНД, так и его зависимость. Влияние амплитудного распределения на параметры линейной антенны. Антенны с равномерным амплитудным распределением обладают высоким уровнем боковых лепестков (-13,2дБ). Снижение этого уровня можно получить, используя неравномерное распределение возбуждения, спадающее к краям. Однако это сопровождается расширением главного лепестка ДН. Наиболее распространенными функциями, определяющими амплитудное распределение излучателей являются парабола и косину (см. таблицу) Множитель Амплитудное К У К β Δ направленности распределение РЛ БЛ ИП б 1 1 0 0 «Косинус на ,0 13,2 ,0 ,1 1 sin 2 cos 2 2 0 пьедестале» 1 0 < (1 4 /,33 ) (1,12 20,5 ,93 0,03 1 ∆)+∆cos(πZ/L) 1 0 < ,0 ,35 23,5 ,81 0,005 1 0 0 0 2 ,04 15,8 ,99 ,07 sin d sin ,8 1-(1-Δ)4Z2/L2 (1 ) 1 0 0 2 «Парабола на 0 d ,09 17,1 ,97 ,03 пьедестале» ,5 1 0 < 0 ,29 20,6 ,83 0,005 137 Переход к спадающему амплитудному распределению ведет к снижению КНД антенны и за уменьшение УБЛ приходится расплачиваться не только расширение луча, но и уменьшением КНД, называемым коэффициентом использования поверхности (КИП): КИП=D/D0 (15) Имеется в виду уменьшение эффективной поверхности антенны, связанной с КНД: 2 (16) ЭФ . Параметры синфазных антенн со спадающими амплитудными распределениями возбуждения (УБЛ, КИП, КРЛ) сохраняются в режиме сканирования, если только главный лепесток ДН не приближается к оси линейной антенны ближе 2 –3 значений его ширины по уровню половины мощности. D 4S / 138 Лекция №30 Влияние фазовых искажений на параметры линейной антенны. Из-за несовершенства конструкции распределителя и неточностей изготовления элементов антенной системы линейность фазового распределения возбуждения искажается, что ведет к нарушению формы ДН и снижению КНД. Распределение детерминированных фазовых ошибок обычно представляют в виде степенного ряда: I(z) I(z)e j(( z ) z ) ; (z) 1 ( 2z ) 2 ( 2z ) 2 3 ( 2z )3 ... L L L Коэффициенты i представляют собой максимальное значение фазовой L ошибки степени i антенны z . 2 Проанализируем влияние различных видов фазовых искажений на параметры антенны. Линейные фазовые искажения. В этом случае общий линейный закон распределения фазы сохраняется, и влияние искажений изменяет коэффициент замедления волны эк 21 . L В результате происходит смещение максимума ДН на относительную величину 1 , где ширина луча. 0.5 158 При спадающем амплитудном распределении абсолютное смещение максимума излучения при постоянной величине остается неизменным, однако относительная ошибка уменьшается из-за расширения луча 1 . 0.5 158 K рл Квадратичные фазовые искажения. Анализ показывает, что квадратичные фазовые искажения не вызывают смещения максимума ДН, однако приводят к расширению главного лепестка ДН и “заплыванию” минимумов ДН. Наиболее сильно квадратичные фазовые искажения сказываются при равномерном амплитудном распределении. При > наблюдается раздвоение главного лепестка. При спадающем амплитудном распределении расфазированные края антенны дают меньший выпад в общее излучаемое поле и искажения ДН меньше. Квадратичные фазовые искажения чаще всего встречаются в коротких рупорных антеннах и в параболических зеркальных антеннах при осевом смещении облучателя из фокуса параболоида. Поэтому их часто называют дефокусирующими. Изменение формы ДН при квадратичных фазовых искажениях приводит к снижению КНД, т.е. к уменьшению коэффициента использования поверхности антенны. При равноамплитудном распределении фазовые искажения приводят к уменьшению КИП на 20%. 4 139 Кубичные фазовые искажения. Кубичные фазовые искажения приводят к сдвигу максимума ДН в сторону края антенны с дополнительным фазовым запаздыванием и искажениями ДН, заключающимся в расширении главного лепестка ДН, его несимметричности, боковые лепестки по одну сторону главного лепестка увеличиваются, а по другую – уменьшаются. Снижение КИП при фазовых искажениях на краю составляют 5%. Для спадающего к краям амплитудного 4 распределения влияние кубической фазовой ошибки на форму ДН снижается. Кубические фазовые ошибки имеют место в параболических зеркальных антеннах при смещении облучателя из фокуса в боковом направлении (вместе с сопутствующим линейным изменением фазы по раскрыву). Случайные фазовые искажения приводят к снижению КНД D D 0 (1 ) , где 2 (z) - дисперсия фазовой ишибки. Наиболее неприятным следствием случайных фазовых искажений является возрастание уровня боковых лепестков. Средние значения УБЛ боковых лепестков, ближайших к главному, составляет: , L f б2 f б20 где -радиус корелляции фазовой ошибки, L – размер антенны. Анализ множителя направленности равномерной линейной антенной решетки. В эквидистантной линейной антенной решетке одинаковые излучатели располагаются с постоянным шагом d в точках z n ( n 1)d и возбуждаются токами равной амплитуды с линейно нарастающим вдоль решетки фазовым сдвигом I n I 0 e j( n 1) , где - разность фаз между двумя любыми соседними излучателями. Такая излучающая система является дискретным аналогом идеального линейного излучателя. Коэффициент замедления в этом случае . Выражение для множителя d направленности эквидистантной АР приводится к геометрической прогрессии N N n 1 n 1 f N () I 0 exp j(n 1)(d cos ) I 0 q где q exp j d (cos ) . n 1 1 qN I0 , 1 q 140 x dcos d d d N-1 N 1 2 3 L=Nd После преобразований получаем для нормированного множителя направленности: FN () sin ; N sin( ) N 0.5Nd(cos ) . Если при L =const увеличивать N, то последняя формула переходит в формулу для идеального линейного излучателя. Поэтому при больших N и малых ψ ИЛИ и эквидистантная решетка ведет себя практически одинаково, т.е. форма главного лепестка и поведение ближайших к нему боковых лепестков практически совпадают. Основное отличие в поведении множителей направленности непрерывной антенны и решетки заключается в том, что множитель решетки является периодической функцией с периодом Nπ и при значениях аргумента M M , M 1,2... , обращающих N знаменатель в нуль, множитель имеет максимум единичного уровня. Это означает, что в ДН АР, кроме основного главного лепестка, имеются побочный главные максимумы порядка M. Для эквидистантной решетки max 0.5Nd(cos ) , min 0.5Nd(cos ) , эквивалентная длина решетки L Nd , а положение области видимости можно регулировать, подбирая фазовый сдвиг , определяющий коэффициент замедления. Направление главного максимума излучения определяется cos 0 . В область видимости могут попасть несколько максимумов, что обычно нежелательно. Методы подавления побочных главных максимумов Основными методами подавления побочных главных максимумов является ограничение шага решетки, применение направленных элементов, и неэквидистантного расположения излучателей. Если обобщенная угловая переменная ψ изменяется в пределах ( N 1) ( N 1) , то побочные главные максимумы в ДН отсутствуют и уровень боковых лепестков не превышает уровня первого бокового лепестка. Поэтому, если границы области видимости min 0.5Nd(1 ) ( N 1) max 0.5Nd(1 ) ( N 1) , то появление побочных главных максимумов в области реальных углов невозможно. Оба неравенства эквивалентны одному условию: d N 1 . N 141 Отсюда, в режиме поперечного излучения ( 0 ) допустимое расстояние между ( N 1) , т.е. не превышает длины волны. При N сканировании в секторе углов от 0 до 0 , коэффициент замедления равен cos 0 cos 0 соседними излучателями d max и допустимое расстояние между излучателями уменьшается до значений d max ( N 1) . N 1 cos 0 В режиме осевого излучения ( 1 ) допустимое расстояние между элементами не должно превышать Иногда . 2 допустимый интервал изменения переменной полагают N N , что гарантирует в области видимости убывающий закон изменения 2 2 уровня боковых лепестков в обе стороны от главного лепестка. В этом случае d 2(1 ) и решетка должна иметь полуволновый шаг в поперечном и четвертьволновый шаг при осевом излучении. 142 Лекция №31 Подавление побочных главных максимумов Подавление побочных главных максимумов в АР при использовании направленных элементов. В соответствии с теоремой перемножения, полная ДН АР есть произведение ДН одного элемента на множитель направленности АР. Поэтому если один элемент имеет незначительное излучение в направление побочного максимума решетки, то он окажется подавленным. Однако применение направленных элементов ограничивает сектор сканирования линейной антенной решетки, поскольку при этом снижается уровень главного максимума ДН и возрастание уровня побочного главного лепестка. Подавление побочных главных максимумов неэквидистантном расположении излучателей. в АР при Возникновение побочных главных максимумов в эквидистантных АР объясняется тем, что синфазное сложение излучаемых колебаний от любой пары соседних элементов возможно для ряда направлений M , в котором сумма пространственной разности хода d cos и фазового сдвига между соседними излучателями равна нулю или кратна 2 : Для главного лепестка АР M 0 и его направление не зависит от шага решетки d. d Направления же побочных максимумов существенно зависят от шага . Если нарушить постоянство шага решетки, но сохранить значение фазовой скорости возмущения , d то направление главного максимума для любой пары элементов сохраняется неизменным, а направления побочных максимумов окажутся различными и произойдет “размазывание” побочных главных лепестков по широкой зоне углов. Данная идея приводит к неэквидистантным АР, в которых положения отдельных элементов не подчиняются периодическому закону. ДН такой решетки вычисляется по общей формуле N f () I n e jz cos , где n i 1 I n I n exp( jn ) - комплексная амплитуда возбуждения излучателей. 143 Задача синтеза оптимального замена распределения излучателей оказывается сложной и обычно решается численно. КНД линейной антенной решетки. Используя аналогию между непрерывной линейной антенной и линейной АР, можно оценить КНД, заменяя длину антенны L на эквивалентную величину Nd. Тогда в режиме наклонного и поперечного излучения D 2 Nd ; 1 ; Nd в режиме осевого излучения D 4 Nd ; и в оптимальном режиме D 7.2 Nd ; опт 1 . 2 Nd Данные формулы применимы при отсутствии в ДН побочных главных максимумов излучения. При изменении шага решетки d КНД изменяется за счет появления побочных главных максимумов и может быть оценен выражением D 2N d d 2E ( ) 1 d ; где E ( ) - означает целую часть d . Взаимное влияние излучателей. Теоретические и экспериментальные исследования АР показали, что при расчете их параметров нельзя не учитывать взаимное влияние излучателей. Оно проявляется в следующем: входное сопротивление излучающего элемента в АР отличается от сопротивления элемента в свободном пространстве и является функцией сканирования; изменяется ДН элемента; искажаются поляризационные характеристики. Иногда взаимодействие элементов в АР приводит к резкому рассогласованию между раскрывом антенны и цепями питания. В больших АР в этом случае наблюдается эффект ослепления, когда практически прекращается излучение и прием электромагнитных волн. Одной из важнейших характеристик АР является ДН одного излучателя при условии, что все остальные нагружены на согласованные нагрузки. В этом случае из-за взаимной связи индуцируются токи на соседних излучателях и ДН возбужденного элемента создается суперпозицией полей излучателей, нагруженных на пассивные нагрузки. При этом в фидерах последних возбуждаются волны и часть энергии поглощается в нагрузках. Реальная ДН АР равна сумме ДН излучателей, умноженных на амплитуды волн фидерных линий, возбуждающих их. Для АР конечных размеров входное сопротивление и ДН одного излучателя зависят от его положения в АР, поскольку взаимные связи проявляются по-разному. Следовательно, принцип перемножения ДН может оказаться не применимым в АР с относительно небольшим числом излучателей. В центральной части больших плоских АР свойства 144 излучателей практически идентичны и их свойства можно описать используя приближение бесконечной АР. Модель бесконечной АР позволяет рассматривать ее как периодическую структуру, для исследования которых существуют аналитические и численные методы. Эффект ослепления АР может рассматриваться как результат возбуждения поверхностной волны в соответствующей структуре излучателей. В результате волны, распространяющиеся в волноводах (случай щелевых АР с волноводным питанием) полностью отражаются в направлении к генератором. Если в излучателях волны высших типов являются распространяющимися или слабо закритическими, то при некоторых углах сканирования возбуждение волн высших типов в волноводе приводит к гашению поля излучаемой плоской волны, полному отражению и ослеплению решетки. 145 Лекция №32 Антенны поверхностных волн Основные типы антенн поверхностных волн. Антенна поверхностных волн состоит из возбудителя и направителя (рис.14.1). Возбудитель конструируют так, чтобы он передавал как можно большую часть энергии от генератора в направитель, причем волна, распространяющаяся вдоль направителя, является поверхностной волной. Излучающим элементом антенны является в основном направитель. Непосредственное излучение возбудителя обычно бывает слабонаправленным и поэтому образует боковые лепестки ДН. Кроме того, оно интерферирует с излучением направителя и искажает главный лепесток. Направитель представляет собой отрезок линии передачи поверхностной волны. Как известно, фазовая скорость такой волны меньше скорости света. Для формирования поверхностной волны в качестве направителя используют замедляющие структуры. Обычно направитель бывает либо диэлектрическим (рис.14.1, а, в, д), либо металлическим ребристым (рис.14.1, 6, г, е). По форме направителя антенны поверхностных волн подразделяют на плоские линейные (рис.14.1, а, б), стержневые (рис.14.1, в, г) и дисковые (рис.14.1, д, е). У линейных и дисковых антенн замедляющую структуру обычно располагают на экране - металлической подложке. Наибольшее распространение получили антенны, изображенные на рис.14.1, в, г. Первая называется диэлектрической стержневой антенной, а вторая - ребристостержневой антенной. Рис. 14.1. Типы антенн поверхностных волн: 1 - возбудитель; 2 - направитель. Для согласования антенны со свободным пространством толщину направителя к его концу уменьшают, благодаря чему фазовая скорость поверхностной волны в конце направителя приближается к скорости света и устраняется отраженная волна. Таким образом, вдоль направителя распространяется бегущая волна. Это позволяет рассматривать антенну поверхностных волн как разновидность антенн осевого (продольного) излучения. У таких антенн, как известно (см. §3.4), главный лепесток ДН ориентирован вдоль направления движения волны (в данном случае от возбудителя к концу направителя). С другой стороны, антенну поверхностных волн можно отнести к апертурным антеннам, рассматривая в качестве апертуры поверхность направителя. Следовательно, если определить касательные составляющие электрического и магнитного полей на поверхности направителя и рассматривать каждый элемент поверхности как элементарный излучатель, то, пользуясь апертурным методом, изложенным в гл. 4, можно определить поле излучения антенны поверхностных волн. В качестве возбудителей плоских линейных и стержневых антенн используют односторонне направленные излучатели: рупор, вибратор с рефлектором, решетку щелей, 146 открытый конец волновода. Возбудитель дисковой антенны должен быть не направленным в плоскости диска. Обычно для этой цели используют несимметричный вибратор. Плоские линейные антенны поверхностных волн. 1. Антенны с диэлектрическим направителем. Рассмотрим антенну, изображенную на рис. 14.2. Будем считать, что длина выступающей за пределами направителя части экрана LЭ=. Пусть относительная диэлектрическая проницаемость направителя равна Г. Рис. 14.2. Плоская линейная антенна поверхностных волн. Волны типа Е, как известно из теории электромагнитного поля [1], могут распространяться вдоль направителя, если в раскрыве возбуждающего рупора электрический 1 , то будет распространяться вектор параллелен оси у. Если толщина направителя h< 2 Г только волна типа Е0 (рис.14.3, а), не имеющая критической длины волны. Амплитуда поля будет убывать по экспоненциальному закону в направлении оси Oy (рис.14.3, б). Волна типа Ео имеет две составляющие: Еу и ЕZ. Поверхностная волна будет распространяться вдоль оси Оz с фазовой скоростью vф, которая может быть определена из трансцендентного уравнения: tg kh Г 2 2 1 , (14.1) Г 2 где коэффициент замедления =с/vФ. Если kh0, то 1 и vФc. Если kh растет, то Г и vФ=c/ Г . Таким образом, фазовая скорость находится в пределах: c/ Г vФ с. Пренебрегая излучением с боковых и торцевой стенок направителя, можно в первом приближении считать, что антенна имеет излучающий раскрыв с размерами L и а. Амплитудно-фазовое распределение в этом раскрыве можно приближенно считать разделяющимся. Вдоль оси Oz фаза изменяется по закону бегущей волны, а амплитуду в первом приближении можно считать неизменной (если потери в диэлектрике и в подложке малы). Вдоль оси Ох распределение поля такое же, как в возбудителе. Г Рис. 14.3. Структура поля волны типа Е0 (а); убывание составляющей Еу вдоль координаты у (б). 147 Из сказанного следует, что ДН антенны в плоскости yOz (Е-плоскости) зависит только от продольного размера L и по теореме умножения диаграмм может быть представлена в виде: f()=fо()fС(). (14.2) Здесь fо() - ДН элементарного излучателя, в качестве которого можно принять полоску длиной dz (см. рис.14.2). Так как у поверхности направителя касательная составляющая электрического поля ориентирована вдоль оси Oz (перпендикулярно краям полоски), то такую полоску можно рассматривать как прямолинейную щель, для которой в Е-плоскости fo()=1 (см. §10.3); fС() - ДН непрерывной прямолинейной равноамплитудной системы осевого излучения. Как было показано ранее (см. §3.4), fC , sin 0,5kL cos (14.3) 0,5kL cos Так как >1, то главный лепесток ДН ориентирован вдоль оси Oz. ДН имеет вид, типичный для антенн осевого излучения. Для оценки формы ДН можно обратиться к рис.3.12, в котором, однако, из-за бесконечной длины металлического экрана имеет смысл только верхняя половина ДН. Формула (14.3) получена в предположении, что толщина направителя не меняется по длине антенны, т.е. =const. В действительности для согласования антенны со свободным пространством ее толщину уменьшают к концу (пунктирные линии на рис.14.2). В этом случае в формулу (14.3) нужно подставлять среднее значение по длине антенны. Оптимальная длина антенны (при которой КНД максимален) определяется по формуле (3.63) LОПТ = /2(-1). (14.4) Диаграмма направленности антенны в плоскости хОz (H-плоскости) определяется также по формуле (14.2), в которой под fo() следует понимать ДН полоски шириной а и длиной dz, но теперь уже в плоскости Н, т. е. fo() есть ДН возбудителя в плоскости Н, так как размер и амплитудно-фазовое распределение вдоль оси Ох у полоски и возбудителя одинаковы. Рис. 14.4. ДН антенны поверхностных волн в плоскости, перпендикулярной экрану. У реальных антенн длина экрана не бесконечна. У края экрана происходит дифракция волн, что влияет на форму ДН. Если La=0, то для расчета ДН в освещенном полупространстве формула (14.2) применима, но хорошее совпадение расчетных и экспериментальных ДН получается в том случае, если в формуле (14.2) под fo() понимать ДН излучателя Гюйгенса, расположенного в раскрыве антенны. Можно показать [2], что f 0 ( ) 2 cos 2 . (14.5) Так как максимумы функций fо() и fс() имеют место соответственно при углах = 90° н = 0, то главный лепесток ДН отклонен от экрана на некоторый угол, который тем 148 меньше, чем больше длина антенны и чем больше замедление . Типичная ДН приведена на рис. 14.4. Некоторое излучение наблюдается и в затененное полупространство (ниже экрана). Если L = 0, то для определения поля излучения нужно учитывать еще излучение токов, обтекающих выступающую часть экрана, что значительно усложняет расчет [2]. Волны типа Н будут распространяться вдоль направителя в том случае, если электрический вектор поля в раскрыве возбудителя (см. рис.14.2) параллелен оси Ох. Для того чтобы распространялась только основная магнитная волна типа Но, необходимо 0,75 выполнить условие: h . Г 1 В отличие от волны типа Еo волна типа Нo имеет критическую длину волны, поэтому 0,25 для того чтобы волна Но могла существовать, необходимо выполнить условие: h . Г 1 Расчет поля излучения антенны в случае волны типа Но производится так же, как и в случае волны типа Ео. Различие между двумя антеннами состоит в том, что в случае волны типа Но не только при конечной длине экрана, но и при бесконечной его длине главный лепесток отклонен от плоскости экрана. Это объясняется тем, что касательная составляющая электрического вектора в раскрыве антенны параллельна оси Ох (см. рис.14.2), а следовательно, ДН элементарного излучателя в плоскости yOz должна рассчитываться как для элементарной щели в H-плоскости по формуле fо()=sin. Таким образом, излучения вдоль экрана (при = 0) нет в случае волны типа Но. 2. Антенны с ребристым направителем. Из теории электромагнитного поля известно [1], что вдоль ребристой структуры могут распространяться поверхностные волны типа Е. Наибольший интерес представляет основная волна типа Ео, структура которой подобна структуре волны типа Ео, распространяющейся над диэлектрическим замедлителем (см. рис.14.3). Рис. 14.5. Ребристая структура. Рис. 14.6. Зависимость обратной величины коэффициента замедления (1/=vф/с) от параметров ребристой структуры. Условие существования поверхностной волны имеет вид: l</2, где l - период ребристой структуры (рис.14.5). Поверхностная волна типа Ео распространяется в 149 направлении оси z, перпендикулярной ребрам, с фазовой скоростью, которая может быть приближенно определена по формуле: 2 c d (14.6) 1 tg kh , l vФ где h и d - соответственно глубина и ширина канавок. Из формулы (14.6) видно, что с увеличением глубины канавки фазовая скорость убывает и при h=/4 она равна нулю, что соответствует срыву распространения поверхностной волны. Детальный анализ показывает [1], что отношение h/, при котором происходит срыв, зависит от «густоты» структуры, т. е. отношения h/l. Результаты расчета фазовой скорости волны типа Ео, распространяющейся вдоль ребристой структуры, приведены на рис.14.6. Обрывы кривых соответствуют срыву поверхностной волны. При известной фазовой скорости расчет направленных свойств ребристых антенн ничем не отличается от расчета антенн с диэлектрическим направителем. 150 Лекция №33 Диэлектрические антенны Диэлектрические антенны (ДА) относятся к антеннам бегущей волны с замедленной фазовой скоростью (vф < c). Они применяются в полосе частот от 2 до 10 ГГц. ДА представляет собой диэлектрический стержень (рисунок 1), возбуждаемый круглым волноводом с возбудителем и питающим фидером. Диэлектрический стержень антенны можно рассматривать как отрезок диэлектрического волновода, в котором могут распространяться волны различных типов. Наиболее благоприятной для излучения является несимметричная волна HE11. Для предотвращения высших типов волн диаметр стержня а0 необходимо выбирать из условия [2]: а0 1,22 , 1 (1) где - длина волны излучения; , - относительные диэлектрическая и магнитная проницаемости стержня соответственно. В отличие от волны типа H11 в круглом металлическом волноводе, касательные составляющие электрического поля волны HE11 на границе раздела диэлектрика отличны от нуля из-за существования поля вне диэлектрического стержня. Скорость распространения волны вдоль диэлектрического стержня мало зависит от длины волны. Волна HE11 не испытывает отсечки (fкр = 0). Поэтому диэлектрические антенны широкополосны и их полоса пропускания ограничивается, в основном, диапазонными свойствами возбуждающего устройства и может достигать 40 50%. Преимуществами диэлектрических антенн являются малые поперченные размеры и простота конструкции. Как и у всех антенн типа бегущей волны с замедленной фазовой скоростью, их особенностью является то, что сужение диаграммы направленности (ДН) происходит за счет увеличения не поперечных размеров антенны, а продольных размеров при малом поперечном. Недостатками диэлектрических антенн являются невысокая пропускаемая мощность и малая направленность излучения. Стержневые диэлектрические антенны могут использоваться как в качестве самостоятельных слабонаправленных антенн или в составе антеннах решеток. Основными материалами для изготовления стержней являются полиэтилен ( = 2,2), полистирол ( = 2,54) и фторопласт - 4 ( = 2,1). Трубчатые стержни часто изготавливаются из текстолита ( 6). Y L1 Z1 1 Z a0 3 4 X 2 L 151 Рисунок 1. Диэлектрическая стержневая антенна: 1 - диэлектрический стержень; 2 возбуждающее устройство; 3 - возбудитель; 4 - питающий фидер. a0 Z1 4 b 1 3 2 L Рисунок 2,а. Схема возбуждения диэлектрического стержня антенны прямоугольным волноводом: 1 - прямоугольный волновод; 2 - переход от прямоугольного волновода к круглому; 3 - круглый волновод; 4 - диэлектрический стержень. 3 1 2 4 x 2 b a Рисунок 2,б. Волноводное питание диэлектрической антенны: 1 - коаксиальный переходник; 2 - переход в прямоугольном волноводе; 3 - переход в круглом волноводе; 4 - диэлектрический стержень. Основные разновидности диэлектрических антенн Основной элемент диэлектрической антенны - диэлектрический стержень может быть выполнен различной формы, что позволяет достигнуть требуемых параметров антенны. Наиболее часто используются следующие виды антенн: антенны с цилиндрическими стержнями; являются наиболее распространенными из-за конструктивной простоты; - антенны с коническими стержнями; они позволяют получить большее ослабление боковых лепестков ДН, чем цилиндрические, однако длина конических стержней при одинаковой ширине ДН больше, чем цилиндрических; - антенны с диэлектрическими стержнями половинного поперечного сечения, помещенными на металлическом экране; это позволяет увеличить коэффициент направленного действия вдвое и создать маловыступающие антенны; 152 - антенны с диэлектрическими трубами; подобные антенны имеют сравнительно малый уровень боковых лепестков (около 10% по полю). Кроме диэлектрических в качестве продольных излучателей могут использоваться ферритовые стержни. Преимуществом ферритовых стержней является большое значение диэлектрической проницаемости (10-15), что позволяет уменьшить размеры излучателя и иметь возможность управления характеристиками излучения при подмагничивании стержней. о о Одиночный стержень позволяет сформировать ДН шириной 2 0,5 20 25 . Для получения более узких ДН используются антенные решетки, в которых стержни являются отдельными излучателями. Характеристики диэлектрических антенн Направленные свойства диэлектрических антенн описываются ее ДН. ДН цилиндрического стержня в плоскости электрического поля E определяется выражением [1]: L ka F() cos 1 0 sin e jz e jkz cos dz, 2 0 (2) где - угол между направлением на точку наблюдения и осью стержня; а0 диаметр стержня; L - длина стержня; - постоянная распространения волны вдоль стержня; 1 - лямбда-функция [3]; k 2 . Первый множитель в выражении (2) характеризует влияние на ДН одиночного элемента тока, второй - влияние поперечного размера стержня, последний - описывает влияние продольного размера стержня. В плоскости H первый множитель отсутствует и ДН несколько шире, чем в плоскости E. Второй множитель оказывает заметное влияние лишь при а0 > 2, а при а0 < им можно пренебречь. Последний множитель оказывает определяющее влияние на ДН. В приближении пренебрежимо малого затухания волны в стержне он может быть записан в виде: kL kL (3) F3 () sin cos cos . 2 2 Коэффициент замедления c зависит от диэлектрической проницаемости vф стержня и его относительного диаметра [1]. Расчет ДН на основе соотношения (3) дает удовлетворительные результаты для длин стержней, не превышающих (4 - 6). Для длинных стержней (L > 8) основной лепесток ДН по мере увеличения L антенны не уменьшается по ширине и существует некоторая предельная направленность диаграммы, которую можно получить для выбранных а0 и стержня. Оптимальная длина стержня может быть определена из соотношения: 2 Lопт 1 . 1 (4) Для стержней с L < Lопт характерно увеличение ширины основного лепестка ДН и уменьшение уровня боковых лепестков (УБЛ). При L > Lопт основной лепесток ДН сужается, но быстро растет УБЛ. Дальнейшее увеличение длины стержня может привести к раздвоению основного лепестка ДН (рисунок 3). 153 L < Lопт L > Lопт L = 2Lопт Рисунок 3. Изменение диаграммы направленности антенны в зависимости от длины стержня L. УБЛ, 20,5 2 0,4 0,8 0,6 1 a1 2 Рисунок 4. Зависимости ширины диаграммы направленности 20,5 (график 1) и уровня боковых лепестков УБЛ (график 2) от диаметра стержня. Расчет ДН антенны с коническим стержнем проводится так же, как и для антенны с цилиндрическим стержнем, при условии замены конического стержня цилиндрическим среднего диаметра. Коэффициент направленного действия (КНД) диэлектрической стержневой антенны оптимальной длины вычисляется по формуле L D (7 8) . (5) Поскольку потери мощности в диэлектрике пренебрежимо малы, коэффициент усиления антенны можно считать равным КНД. Излучение, формируемое диэлектрической антенной в дальней зоне имеет поляризацию, близкую к линейной. Диапазон рабочих частот обычно ограничивается устройством возбуждения антенны. Возбуждение диэлектрических антенн Возбуждение волны типа HE11 в диэлектрическом стержне может производиться следующими основными методами: 1) штыревой вибратор в круглом волноводе, заполненном диэлектриком (рисунок 1); 2) линейная щель, прорезанная в торцевой стенке круглого волновода; 3) штыревой вибратор в прямоугольном волноводе с волной H10, который переходит в круглый волновод с волной H11 и через конический переход - в круглый волновод с диэлектрическим заполнением с волной HE11 (рисунок 2,а). 4) волноводное питание прямоугольного волновода с двойным коаксиальным переходом прямоугольный волновод - круглый волновод (рисунок 2,б). Первый метод получил наибольшее распространение при длинах волн > 8 см, остальные методы - при < 8 см. 154 Входное сопротивление антенны определяется методом возбуждения. При использовании первого метода (волноводно-коаксиальный переход) комплексное входное сопротивление Zвх = Rвх + jXвх, где активная часть Rвх может быть рассчитана по формуле 4 L2д 2 R вх 211 2 sin Z1 , a max в11 где 11 377 к р11 (6) 2 - волновое сопротивление для круглого волновода для 3,41а 0 волны H11; к р11 ; Lд - действующая длина вибратора; в11 2 к р11 2 - длина волны H11 в волноводе с диэлектриком. Из выражения (6) следует, что величина Rвх может существенно изменяться с изменением Z1 (рисунок1) и достигает максимального значения при Z1 = в11/4. Согласование с питающей линией обычно производиться изменением длины вибратора Lд при Z1 = в11/4. Длина стакана L1 от вибратора до раскрыва круглого волновода выбирается так, чтобы высшие типы волн не искажали распределение поля основной волны в раскрыве. Ослабление амплитуд ближайших к основной волне высших типов волн составляет min [ дБ] 8,686a mn L1 , (7) где a mn 2 2 к р mn . Величина ослабления mn должна быть более 40 дБ (для ближайшей волны E01 с к р 01 2,61а 0 ). 2 При условии идеального согласования устройства возбуждения КСВ фидера будет определяться отражениями от конца диэлектрического стержня КСВ 1 Г ; 1 Г (8) где Г 1 , - коэффициент замедления. 155 Лекция №34 Плоские спиральные излучатели Спиральные антенны принимают и излучают поля с вращающейся поляризацией в широком диапазоне частот. Т.к. спиральные атненны являются слабонаправленными, их можно использовать в составе АР. Плоские спирали, имеющие небольшие габаритные размеры, применяются для невыступающих конструкций, а также в качестве самостоятельных антенн, облучателей зеркальных и линзовых антенн, возбудителей волноводно – рупорных антенн. Плоские спирали используются в диапазоне частот 0,2 – 18 ГГц. Для частот более 2ГГц их изготавливают по интегральной технологии СВЧ. Это позволяет миниатюризировать антенны и унифицировать их основные узлы. Преимущество печатных спиралей и антенных решеток их них – малые габаритные размеры, масса и стоимость при высокой точности изготовления и воспроизводимости характеристик, а также возможности работы при малых и средних уровнях мощности. Конструктивными особенностями печатных спиралей являются полосковая структура, наличие слоистой среды и способ возбуждения, реализуемый с помощью коаксиальных или полосковых линий и переходов. Для печатных спиралей требуется одностороннее излучение, которое получают, размещая спиральную плату в резонаторе или над экране. Обычно спирали имеют две ветви, которые возбуждаются линией передачи. Получили распространение логарифмические (равноугольные) и архимедовы спирал, а также их комбинации. Логарифмическая спираль отличается широкополосностью, однако она имеет сравнительно большие размеры. Архимедова спираль проще по топологии и отличается более плотной намоткой витков на её концах. В зависимости от способа возбуждения спирали могут работать в режиме осевого и ненаправленного излучений. Режим осевого излучения – основной и возникает при противофазном возбуждении ветвей спирали, причем главный лепесток ДН направлен по нормали к плоскости спирали. При синфазном возбуждении ветвей спирали имеет место режим ненаправленного излучения с воронкообразной ДН. Излучение архимедовой спирали происходит следующим образом: возбуждающие токи в плечах распространяются по виткам вплоть до излучающей кольцевой области и оказывается в смежных витках синфазными. Излучение происходит во всех кольцах, средний периметр которых составляет нечетной число длин волн. Однако за пределами основного излучающего кольца с периметром, равным рабочей длине волны , дополнительные кольцевые области излучают лишь малую часть энергии. При изменении длины волны основное кольцо перемещается по спирали. Следствием является независимость ДН спирали частоты. Поле круговой поляризации имеет направление вращения, совпадающее с направлением намотки спирали. Диаграмма направленности архимедовой спирали описывается соотношениями: f , jJ n 1 n sin J n 1 n sin cos e jn f , jJ n 1 n sin J n 1 n sin e jn где J n1 x - функции Бесселя (n=1 – для противофазного возбуждения, n=2 для синфазного). Ширина ДН спиральной антенны при противофазном возбуждении может составлять более 120°. Волноводно-щелевая решетка 156 Излучающими элементами в таких антеннах являются щели, которые прорезаются в стенках волновода, объемного резонатора или металлических оснований полосковых линий. Волноводно-щелевые решетки имеют следующие достоинства: отсутствие выступающих частей позволяет совместить их излучающую поверхность с внешней поверхностью летательного аппарата, при этом не вносится дополнительного аэродинамическое сопротивление; возможность реализации оптимальных ДН, т. к. смогут быть сформированы различные законы распределения поля в раскрывве антенны, за счет изменения связи излучателей с волноводом; простота эксплуатации и несложное устройство возбуждения. Недостатком ВЩР является ограниченность диапазонных свойств. Щель в волноводе возбуждается, если её широкая сторона пересекает поверхностные токи, текущие по внутренним стенкам. На рисунке показаны четыре основных типа излучающих щелей в прямоугольном волноводе. Щель I возбуждается поперечными токами, если она смещена относительно средней линии широкой стенки волновода на расстояние х1. Интенсивность возбуждения возрастает с увеличением х1. При х1 = 0 излучение отсутствует. Щель II возбуждается продольными токами. При увеличении смещения щели от средней линии интенсивность излучения уменьшается. Щель III пересекается как продольными, так и поперечными токами. При х 1 = 0 и угле наклона щели 0 излучение отсутствует. Щель IV, прорезанная в большой стенке волновода, при 0 не возбуждается. Путем комбинирования щелей I и II можно получить крестообразную щель. При определенном расположении её центра возникает поле излучения с круговой поляризацией. Эквивалентные схемы щелей: 157 Щель прорезанная в волноводе нарушает режим его работы, вызывая отражение энергии: часть её излучается, остальная проходит по волноводу дальше. Поэтому представление о влиянии щели на поле в волноводе и её эквивалентной схеме можно получить, заменив волновод эквивалентной длинной линией, в которую включены нагрузки, описывающие свойства щелей. Длина щели обычно равна половина длины волны (резонансная щель), но она зависит от ширины щели. Ширина щели выбирается исходя из условий обеспечения необходимой электрической прочности и требуемой полосы пропускания. Различают ВЩР резонансного типа, нерезонансные и с согласованными щелями. В резонансных антеннах расстояние между соседними щелями равно â (для синфазных щелей) или â (для переменно – фазных щелей). Т. о., резонансные антенны являются 2 синфазными и направление максимума ДН перпендикулярно оси антенны. Резонансную антенны можно хорошо согласовать с питающей линией только в очень узкой полосе частот. â В нерезонансных антеннах расстояние между щелями d . В результате 2 обеспечивается широкая полоса частот, в пределах которой имеет место хорошее согласование, т.к. происходит компенсация отражений от различных щелей. Однако отличие 158 расстояний между щелями от â приводит в из несинфазному возбуждению, и 2 отклонению направления главного максимума от нормы. Для устранения отражения от конца питающего волновода обычно устанавливается согласованная нагрузка, что приводит к дополнительным потерям СВЧ энергии. В антеннах с согласованными щелями каждая щель согласована с волноводом с помощью реактивного вибратора или диафрагмы и не вызывает отражений. В таких антеннах с оконечной поглощающей нагрузкой устанавливается режим бегущей волны. ВЩР позволяет производить сканирование максимума ДН при изменении частоты СВЧ сигнала. Для обзора пространства в достаточно большом секторе требуется генератор с электрической перестройкой частоты в широком диапазоне. 159 Лекция №35 Зеркальные антенны Принципы работы и разновидности зеркальных антенн Зеркальные антенны относятся к апертурным антеннам, у которых может быть выделена плоская поверхность раскрыва, формирующая остронаправленное излучение. Зеркальная антенна состоит из облучателя и зеркала (или зеркал). Облучатель является слабонаправленной антенной, обеспечивающей формирование сферического или цилиндрического фронта волны и создание амплитудного распределения в раскрыве зеркала при минимальном излучении вне угла раскрыва. Зеркальные антенны являются наиболее распространенными остронаправленными антеннами. Их достоинствами являются конструктивная простота, возможность получения различных типов ДН, высокий КПД, малая шумовая температура, хорошие диапазонные свойства, возможность сканирования ДН. Классификация зеркальных антенн может производиться по различным признакам: - по количеству зеркал выделяют одно- , двух- , и многозеркальные антенны; - по форме (профилю) отражателя выделяют антенны с зеркалом в виде параболоида вращения, параболического цилиндра, участка сферической поверхности, сложных криволинейных поверхностей, плоских поверхностей; - по типу облучателя выделяют антенны с вибраторными облучателями, щелевыми, рупорными и др. Принцип работы антенны заключается в следующем: Параболоид вращения (рисунок 1) возбуждается слабонаправленным облучателем, расположенным в фокусе зеркала. Отраженная волна преобразуется в плоскую волну. Геометрические свойства параболы таковы, что лучи, направляемые из фокуса и отражаемые от параболы, становятся параллельными ее оси. Длина пути от фокуса до параболы и затем до линии раскрыва одинаковы для любого угла . Таким образом, в раскрыве формируется синфазная поверхность и излучение антенны оказывается остронаправленным. x D3 f r 0 0 z 20 F раскрыв f 160 Рисунок 1. Принципиальная схема параболической зеркальной антенны В декартовой системе координат параболоид вращения описывается уравнением x2 + y2 = 4f z (1) а в сферической системе координат - уравнением () = 2f 1 + cos (2) Различают длиннофокусные и короткофокусные параболические антенны. В первом случае 20 < , во втором 20 > . Приблизительный расчет поля зеркальных антенн можно выполнить методом поверхностных токов или апертурным методом [1]. Оба метода применяют в предположении, что размеры зеркала и радиусы кривизны его поверхности намного больше длины волны. При расчете пренебрегают токами на теневой стороне зеркала, дифракцией на его кромке, затеняющим действием облучателя, реакцией зеркала на характеристики и параметры облучателя. Важным элементом зеркальной антенны является облучатель, во многом определяющий характеристики всей антенной системы. К облучателям предъявляются следующие требования: - амплитудная ДН должна обеспечивать выбранное амплитудное распределение в раскрыве и иметь минимальное излучение вне угла раскрыва; - фазовая характеристика направленности должна иметь фазовый центр, совмещаемый с фокусом зеркала; - поперечные размеры облучателя не должны быть большими, чтобы избежать затенения раскрыва; - рабочая полоса частот должна соответствовать требуемой полосе частот радиосистемы; - облучатель должен обладать необходимой электрической прочностью; Наиболее широкое распространение получили следующие типы облучателей: - дипольные облучатели (наиболее часто - двойной диполь или система дипольдисковый контррефлектор, рисунок 2); эти облучатели можно использовать как с коаксиальной линией передачи, так и волноводами; максимальные теоретические значения коэффициента использования площади антенны, которые можно получить с облучателями типа двойной диполь или диполь-контррефлектор составляют 0,77 и 0,69 соответственно; - волноводные (рупорные) облучатели; обычно используются прямоугольный волновод с волной H01 и круглый волновод с волной H11 , или волноводы, нагруженные на рупор; круглый волновод имеет преимущество по сравнению с прямоугольным в том, что позволяет создать более равномерное облучение зеркала и поэтому обеспечивает формирование одинаковых ДН в плоскостях E и H; когда волновод соединен с небольшим рупором, фазовый центр облучателя расположен в вершине рупора; - щелевой облучатель (обычно используется двухщелевой облучатель с обратным излучением, рисунок 3) облучатель создает сравнительно малое затенение апертуры и имеет фазовый фронт волны, близкий к сферическому; - спиральный облучатель, обычно используется для создания круговой поляризации излучения; могут использоваться цилиндрические, конические и плоские спирали. Основными разновидностями зеркальных антенн являются антенны Кассегрена (рисунок 4,а), антенна Грегори (рисунок 4,б), антенны со сферическим зеркалом. В антенне Кассегрена для получения синфазного распределения поля в раскрыве используются две отражающие поверхности: вогнутое главное параболическое зеркало и выпуклое вспомогательное зеркало в виде гиперболоида вращения. Один из фокусов вспомогательного гиперболического зеркала совмещается с фокусом главного зеркала. Двухзеркальная антенна 161 Кассегрена имеет ряд преимуществ. Она дает возможность укоротить тракт СВЧ и разместить основную часть конструкции облучателя за зеркалом. При оптимизации размеров облучателя и малого зеркала можно получить сравнительно высокий коэффициент использования площади. 0 = 2 Dб 4f б 1 tg 1 tg tg + (3) = 2f м Dм (4) - Lв 2 1=2 + fм sin 2 (5) + 2 L= - sin 2 (6) sin sin где L - эксцентриситет гиперболоида. Остальные обозначения показаны на рисунке4,а. В общем случае параметры DM , fM , fC и r можно определить, зная характеристики антенны и ее пространственные размеры. действительный фокус Dб 0 0 fба) fм DМ F2 F1 мнимый фокус б) 162 Рисунок 4. Геометрические соотношения в антенне Кассегрена (а) и антенне Грегори (б) В двухзеркальной антенне Грегори используются два вогнутых зеркала: главное зеркало с параболической формой поверхности и вспомогательное с эллиптической формой поверхности. Один из фокусов вспомогательного зеркала совмещается с фокусом главного зеркала. Во второй фокус эллипса помещается фазовый центр облучателя. Анализ характеристик антенны Грегори показывает, что общий коэффициент использования площади для нее получается несколько выше, чем в антенне Кассегрена и схема Грегори предпочтительнее при строительстве крупных антенн. Антенны со сферическими зеркалами обладают симметричностью. В такой антенне возможно осуществление сканирования в пределах широкого углового сектора без искажения ДН. Фазовый фронт в раскрыве антенны со сферическим зеркалом фазовые ошибки (сферическая аберрация), которые могут уменьшаться за счет использования ограниченной части апертуры сферического зеркала большого радиуса или компенсироваться с помощью фазированного линейного облучателя. Основные характеристики зеркальных антенн При определении ДН зеркальной антенны по полю в ее раскрыве используется соотношение вида D f(,) ~ 22 E(r , )exp(jkz sincos( - )) r dzd (7) 0 0 , - угловые координаты точки наблюдения; E(r',') - амплитудное распределение поля в раскрыве антенны; r',' - координаты в раскрыве антенны; k - волновое число; f(,) - ДН антенны. Для определения поля в раскрыве антенны используются методы геометрической оптики. Так, для параболоида вращения амплитудное распределение в раскрыве где E(r',') = f(,') 1 + cos 2 (8) где f(,') - амплитудная ДН облучателя. Связи между угловой координатой и пространственной определяется соотношениями: = 2 arctg r' = 2f tg 2 в раскрыве r' 2f (9) Максимальная величина коэффициента направленного действия (КНД) зеркальной параболической осесимметричной антенны может быть вычислена по выражению: 2 0 D з 2 0 f ( ) tg d D = D обл ctg 2 0 2 2 (10) 163 где Dз - Dобл КНД облучателя; длина волны; диаметр зеркала; f() - ДН облучателя. Из соотношения (10) видно, что при заданных диаметре зеркала Dз и ДН облучателя КНД антенны является функцией только угла раскрыва зеркала. Эта функция имеет максимальное значение при некотором угле раскрыва, который для данного облучателя является оптимальным. Величина оптимального раскрыва сравнительно слабо зависит от вида ДН облучателя. Для большинства применяющихся на практике облучателей соответствует направлениям, в которых излучение облучателя ослабевает на 9 - 10 дБ. Поэтому на практике считают, что угол раскрыва зеркала должен равняться ширине ДН облучателя на уровне 0,1 по мощности. Коэффициент использования площади антенны определяется как отношение КНД антенны диаметром D к КНД, создаваемому апертурой того же диаметра с равноамплитудным синфазным распределением. Коэффициент использования площади антенны определяет ее эффективность. Он зависит от амплитудно-фазового распределения, создаваемого облучателем на апертуре, затенения апертуры облучателем, неточностей изготовления антенны. В большинстве случаев он находится в пределах 0,6-0,75. Излучение в дальней зоне, создаваемое антенной, содержит кроме основной поляризации (определяемой поляризацией облучателя) и кросс-поляризационные составляющие. Анализ показывает, что кросс-поляризационная составляющая имеет большую величину при малых отношениях. В общем случае в двух главных плоскостях поля излучения отсутствуют кросс-поляризационные составляющие, они достигают максимума в плоскостях, повернутых на 45o к оси симметрии апертурного распределения. Облучатели типа круглого волновода и небольшого круглого рупора имеют малую величину паразитных составляющих поляризации. Конструкция зеркальных антенн При проектировании зеркальных антенн необходимо определить не только электрические параметры антенны, но и решить целый ряд конструктивных вопросов. а) Влияние зеркала на облучатель. Отраженная от центральной части зеркала волна попадает в облучатель и увеличивает КСВ в фидерном тракте. Для уменьшения КСВ воздействия отраженной от зеркала волны на облучатель используются следующие методы: - установка компенсирующей пластины у вершины зеркала; - развязка по поляризации между отраженной от зеркала волной и облучателем; - удаление облучателя из отраженной от зеркала волны. Компенсирующая пластина у вершины зеркала устанавливается так, чтобы отраженная от нее волна была противофазна волне, отраженной от зеркала. Развязка по поляризации применяется в антеннах с линейной поляризацией. Поверхность зеркала выполняется таким образом, чтобы отраженная от нее волна имела поляризацию, перпендикулярную поляризации падающей на зеркало волны [1]. Вынос облучателя из поля отраженной волны получают, поворачивая его на некоторый угол относительно зеркала и используя только часть поверхности зеркала, расположенную выше оптической оси. б) Облегченные конструкции зеркал. В целях облегчения зеркала и уменьшения его ветровой наглядности, зеркало может быть выполнено не сплошным, а из сетки проводников, параллельных пластин или перфорированных листов металла (рисунок 5). Конструкция зеркала должна быть разработана таким образом, чтобы коэффициент прохождения зеркала волной не превышал 1% [1]. 164 в) Допуски на размеры антенны. При изготовлении антенной системы необходимо, чтобы геометрия системы возможно меньше отличалась от идеальной. На практике профиль зеркала может отличаться от параболического из-за случайных или сисетематических погрешностей изготовления конструкции. Кроме того, облучатель может быть смещен из фокуса. Комбинация всех этих факторов создает фазовые ошибки в распределении поля по апертуре и искажает ДН антенны. При оценке допусков обычно используются следующие соотношения: - максимально допустимая неровность или отклонение от идеального параболического профиля не должна превышать 32 ; - максимальное смещение облучателя d 0 вдоль оси относительно фокуса d 0 8(1 cos 0 ) (12) - максимальное смещение облучателя d п перпендикулярно оси антенны f 16f 2 D 2з dп 4D з D 2з (13) Сканирование луча в плоском раскрыве. Положением луча плоского раскрыва в пространстве можно управлять , создавая линейное фазовое распределение возбуждения. Пусть в раскрыве размером а · в задано АФР возбуждения в виде суперпозиции двух волн, бегущих вдоль осей х и у. İ(х,у)=Ιо e -β(ξхx+ξy y) β=2π/λ где |ξх|<1 и |ξу| <1 – коэффициенты замедления фазовой скорости. Выражение для нормированного множителя направленности после интегрирования примет вид: sin x sin y F ( x , y ) x y Sээ dxdy ψх=0,5βa(sinθocosφ-ξx);ψу=0,5βb(sinθsinφ-ξу) Направление главного максимума излучения опркделяется условием ψ х=0, ψу =0, приводящим к так называемым формулам фазирования: ξх=sinθocosφ, ξу=sinθosinφо. Эти формулы позволяют найти коэффициенты замедления фазовой скорости, необходимые для ориентации главного максимума излучения в заданном направлении θ 0, φ0 и являются справедливыми при любой форме раскрыва и произвольном АФР. Входящие в форму выражения sinθocosφ= cosαх, sinθosinφо=cosαу являются направляющими косинусами углов αх, αу, образованных направлением наблюдения θ, α с осями раскрыва х и у. Сканирование направления главного максимума сопровождается снижением КПД по закону косинуса D D0 cos 0 4Sээ cos j 2 165 и расширением главного лепестка в плоскости отклонения луча. Если сканирование происходит в главных плоскостях прямоугольного раскрыва с равноамплитудным АФР, то изменение ширины луча описывается формулами: х 51 51 ; у а cos o в cos o Размещение решетки. излучателей в раскрыве плоской фазированной Важным вопросом при создании ФАР является выбор способа расположения элементов в раскрыве. Среди регулярных способов размещения элементов наиболее распространено размещение их в узлах прямоугольной и треугольной (гексагональной) сетки. При этом излучатели равномерно располагаются на плоскости, т.е. на каждый излучатель ФАР приходится одинаковая площадь раскрыва: для прямоугольной Sэл =dxdy, для треугольной Sэл= 3 а2/2 Рассмотрим свойства сеток с точки зрения возникновения побочых главных максимумов при сканировании. Для этого рассмотрим эквивалентные линейки излучателей, образованные проекциями узлов сети на направлении в плоскости раскрыва, задаваемые углом φ0. Для прямоугольной сетки достаточно рассмотреть неблагоприятные направления φ0=0; φ0=π/2 и φ0=arctg(dy/dx) , в которых эквивалентные линейки имеют наибольший постоянный шаг dx, dy и dx dy . Все остальные направления образуют эквивалентные линейки с более плотным расположением излучателей. Требование отсутствия побочного, главного максимума в области видимости при отклонении луча на угол θmax от нормали к раскрыву выполняется при следующих ограничениях: dx dy 1 sin x max ; 1 sin y max где θхmax, θymax – максимальные углы сканирования в плоскостях ZOx и ZOy. При θxmax=θymax надо использовать квадратную сетку с 2 S эл 1 sin max . a Для треугольной сети выбор шага сетки производится по неравенству: 2 2 31 sin max ) . На один элемент решетки с треугольной сеткой приходится площадь: 2 S эл 2 31 sin max ) , 166 Примерно на 15% превышающая площадь одного элемента при квадратной сетке, т.е. общее число элементов ФАР с треугольной сеткой может, снижено на 13% по отношению к числу по отношению к числу элементов ФАР с квадратной сеткой. Увеличенные размеры элемента в треугольной сетке облегчают размещение фазовращателей около излучателей ФАР. Нерегулярные размещения излучателей в плоской ФАР Практически полное подавление побочных, главных максимумов плоскости ФАР возможно при нерегулярном размещении в раскрыве относительно небольшого числа слабонаправленных излучателей, во много раз меньшего числа элементов в плоских ФАР с регулярной структурой. Этот способ аналогичен использованию линейных неэквидистантных АР. Выбор нерегулярного расположения элементов в плоском раскрыве чаще всего осуществляется с помощью случайной процедуры. Исходная сетка N*N, в узлах которой располагается М излучателей. При N2>>M уровень фона добавочного, бокового излучения составляет ~1/м и не зависит от N2, т.е. от размеров раскрыва. Побочные, главные максимумы не возникают, т.к. в любой плоскости сканирования эквивалентная линейная излучающая система представляет собой неэквидистантную антенную решетку, содержащую все М излучателей. Оценки показывают, что при числе узлов сетки ~104, уровень боловых летстиов – 20дб, может быть обеспечен при М≈0,1N2, т.е. 100 излучателях. Однако неполное заполнение решетки сопровождается заметным снижением коэффициента использования площади (КИП) раскрыва и снижением КНД. Для частичнозаполненной антенны КИП≈M/N2, т.е. АР имеют низкий КНД, несмотря на то, что форма главного лепестка непрерывного раскрыва. Снижение КИП объясняется рассеянием мощности почти в равномерный фон бокового излучения. По этой причине разряженные решетки редко используются в радиовещании, а находят основное применение в радиоастрономии. Библиографический список Основная литература 1. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток : учеб. пособие для вузов / Д.И.Воскресенский [и др.];под ред.: Д.И.Воскресенского .— 3-е изд.,доп.и перераб. — М. : Радиотехника, 2003 .— 632с. 2. Антенны с обработкой сигнала : Учеб.пособие для вузов / Д.И.Воскресенский.— М. : Сайнс-Пресс, 2002 .— 80с. 3. Ротхаммель К. Антенны : пер.с нем. Т.1 / К.Ротхаммель,А.Кришке .— / 11-е изд.,перераб.и доп. — М. : Данвел, 2007 .— 416с. 4. Ерохин Г.А. Антенно-фидерные устройства и распространение радиоволн : учебник для вузов / Г.А.Ерохин, О.В.Чернышев, Н.Д.Козырев, В.Г.Кочержевский; под ред.Г.А.Ерохина .— 2-е изд..испр. — M. : Горячая линия-Телеком, 2004 .— 491с. Дополнительная литература 5. Автоматизированное проектирование антенн и устройств СВЧ /Д.И. Воскресенский, С.Д. Кременецкий, А.Ю. Гринев, Ю.В. Котов: Учебн. пособие для вузов.М.: Радио и связь, 1988.240 с. 167 6. Петров Б.М. Логопериодические вибраторные антенны : учебное пособие для вузов / Б.М.Петров,Г.И.Костромитин,Е.В.Горемыкин .— М. : Горячая линия-Телеком, 2005 .— 239с. 7. Вендик О.Г., Парнес М.Д. Антенны с электрическим сканированием (Введение в теорию): учебн. пособие для вузов/ Под ред. Л.Д. Бахраха. – М.: Сайнс-пресс, 2002. – 232 с. 8. Микроэлектронные устройства СВЧ/ Учебн. пособие/ Под.ред. Г.И. Веселова. – М.: Высшая школа, 1988. – 280 с. 9. Братчиков А.Н. Активные фазированные антенные решетки / А.Н.Братчиков [и др.];под ред.:Д.И.Воскресенского,А.И.Канащенкова .— М. : Радиотехника, 2004 .— 488с. : ил. — Библиогр.в конце гл. — ISBN 5-93108-045-7 : 494.00 10. Чебышев В.В. Микрополосковые антенны и решетки в слоистых средах : Учеб.пособие / В.В.Чебышев .— М. : Радиотехника, 2003 .— 104с. : ил. — Библиогр.в конце кн. — ISBN 5-93108-042.2 : 120.00. 11. Зелкин Е.Г. Задачи синтеза антенн на новые методы их решения / Е.Г.Зелкин,В.Ф.Кравченко .— М. : ИПРЖР, 2002 .— 72с. : ил. — (Соврем.методы аппроксимации в теории антенн ; Кн.1) .— Библиогр.в конце кн. — ISBN 5-93108-027-8 : 102.00. 12. Зелкин Е.Г. Синтез антенн на основе атомарных функций / Е.Г.Зелкин,В.Ф.Кравченко;Под ред.В.Ф.Кравченко .— М. : Радиотехника, 2003 .— 72с. : ил. — (Соврем.методы аппроксимации в теории антенн ; Кн.2) .— Библиогр.в конце кн. — ISBN 5-93108-024-4 : 90.00. 13. Разевиг В.Д., Потапов Ю.В., Курушин А.А. Проектирование СВЧ устройств с помощью Microwave Office. Под ред. В.Д. Разевига. – М. СОЛОН-Пресс, 2003. – 496 с. 14. Макарецкий Е.А., Зайцев Н.А. Автоматизированное проектирование СВЧ устройств и антенн: Учеб. пособие/ - Тула, Изд-во ТулГУ, 2006. - 114 с. 15. Банков С.Е., Курушин А.А., Разевиг В.Д. Анализ и оптимизация СВЧ структур с помощью HFSS. Под редакцией д.т.н., проф. Банкова С.Е. – М, СОЛОН-Пресс, 2003. 168
