Дегтярь УГФС

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
НОВОСИБИРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ
Г.А. Дегтярь
УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ И
ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ
Учебник для студентов высших учебных заведений, обучающихся по специальностям
200700 Радиотехника, 201500 Бытовая радиоэлектронная аппаратура,
201600 Радиоэлектронные системы, 201700 Средства радиоэлектронной борьбы,
071500 Радиофизика и электроника
направления подготовки дипломированного специалиста 654200 Радиотехника
Новосибирск, 2003
Настоящий учебник написан в виде лекций по основным вопросам, связанным с генерированием и формированием электрических сигналов в основном для целей радиосвязи и радиовещания, входящим в программу курса «Устройства генерирования и формирования сигналов» и подобным курсам, составляющим основу подготовки специалистов радиотехнического профиля.
Изложенный в лекциях материал даёт основы по соответствующей дисциплине и
позволяет студенту, усвоившему материал лекций, успешно расширять свои знания в области указанной дисциплины и изучать другие родственные дисциплины.
Необходимость подготовки настоящей работы обусловлена возрастающей тенденцией увеличения объёма самостоятельной работы студента в процессе обучения и сокращением объёма лекционных занятий. Представленные лекции облегчат студенту самостоятельное изучение дисциплины, чему также должны способствовать вопросы для самоконтроля знаний в конце каждой лекции. Некоторые из вопросов требуют от студента самостоятельного анализа отдельных положений, которые глубоко не затронуты в лекции в
силу её ограниченного объёма. В заголовке каждой лекции выделяются основные положения, рассматриваемые в ней, что облегчит студенту отыскание интересующего его материала, в том числе и при повторном обращении.
Представленный материал основывается на лекциях, читаемых автором студентам
соответствующих специальностей факультета радиотехники, электроники и физики Новосибирского государственного технического университета (НГТУ). Однако его не стоит
рассматривать, как обязательно прочитываемую лекцию, так как фактическое число лекций может отличаться от представленного по разным причинам. Кроме того, фактическая
лекция может базироваться на материале нескольких представленных лекций. Полнота
изложения затрагиваемых в лекциях вопросов ориентирована, в первую очередь, на студентов, обучающихся по специальности 200700 – радиотехника направления подготовки
дипломированного специалиста 654200 – радиотехника и перекрывает требования государственного образовательного стандарта к минимуму содержания дисциплины по другим специальностям указанного направления.
Все критические высказывания, замечания и советы по настоящей работе будут с
благодарностью приняты автором на кафедре радиоприёмных и радиопередающих
устройств НГТУ.
© Новосибирский государственный
технический университет, 2003 г.
2
ВВЕДЕНИЕ
В представляемых лекциях обсуждаются основные вопросы, связанные с генерированием, то есть созданием, высокочастотных электрических колебаний напряжения и тока
и управлением этими колебаниями информационным сигналом. Для генерирования высокочастотных электрических сигналов и управления ими используют специальные устройства, называемые устройствами генерирования и формирования сигналов (УГФС). Вырабатываемые УГФС сигналы чаще всего преобразуются в радиосигналы, то есть в электромагнитные колебания, распространяющиеся в окружающем пространстве. Используются
радиосигналы для передачи информационных сообщений, обнаружения и распознавания
материальных объектов или указания их местоположения. Технически радиосигналы получают путём преобразования электрических колебаний тока и напряжения в электромагнитные волны. Указанное преобразование осуществляется с помощью излучающих
устройств – антенн.
Из курса электродинамики известно, что электрические колебания тока и напряжения тем эффективнее преобразуются в электромагнитные волны, чем выше скорость их
изменения, то есть чем выше частота колебаний. Чем высокочастотнее электрические колебания, тем меньше оказываются размеры излучателя для эффективного преобразования
колебаний в электромагнитную волну. Использование высоких частот позволяет также
создать практически неограниченное число источников радиосигналов различного назначения без взаимных помех.
В курсе «Устройства генерирования и формирования сигналов» изучаются УГФС,
позволяющие создать электрические колебания тока и напряжения с нужными характеристиками, а вопросы преобразования этих колебаний в радиосигналы, то есть в электромагнитные волны, рассматриваются в курсе антенн.
Наиболее широко УГФС используются для целей радиосвязи, радиовещания, телевидения, радиолокации, радионавигации, радиоуправления, входя в состав радиопередающих устройств соответствующего назначения. УГФС применяются также в радиоизмерительных приборах и установках.
Родственные УГФС устройства используются в промышленности, например, для
высокочастотного нагрева металлов, сушки изделий из дерева, пластмасс и их покрытий,
обработки пищевых продуктов; в медицине, например, для прогревания органов тела,
проведения хирургических операций и в других областях.
В УГФС осуществляется преобразование электрической энергии источников питания, обычно постоянного тока (напряжения), в энергию высокочастотных электрических
колебаний, управляемых (модулируемых) информационным сигналом. В частном случае
управляющий сигнал может отсутствовать.
В самом общем виде структурная схема УГФС может быть представлена рис. В.1.
Антенна
Источник высокочастотных электрических колебаний
(генератор)
Источники
питания
Устройство управления (модулятор)
Выход к нагрузке
Управляющий
(информационный)
сигнал
Рис. В.1
3
Высокочастотный электрический сигнал, вырабатываемый УГФС, характеризуется
такими основными параметрами, как: 1) мощность (в нагрузке); 2) частота (значение частоты при отсутствии управляющего сигнала); 3) нестабильность частоты (абсолютная
или относительная). Эти и другие характеристики сигналов УГФС рассматриваются в
лекциях.
В радиотехнике сегодня применяются УГФС с мощностью от долей ватта (Вт) до
нескольких мегаватт (МВт) с рабочими частотами от сотен килогерц (кГц) до десятков гигагерц (ГГц). Существуют также генераторы электрических колебаний, преобразуемых в
электромагнитные волны, и на более низкие частоты, вплоть до единиц герц (Гц), а также
на частоты в сотни гигагерц.
Выше отмечалось, что одной из основных областей применения УГФС являются радиопередающие устройства, которые, имея, как правило, большую мощность, создают в
зоне своего расположения электромагнитные поля большой интенсивности, что неблагоприятно для биологических объектов, включая человека. Вообще любой высокочастотный
генератор электрических колебаний вблизи себя имеет электромагнитное поле той или
иной интенсивности, что требует защиты от него обслуживающего персонала. Таким образом, использование генераторных устройств создаёт экологические проблемы в добавление к общим проблемам, связанным с созданием и эксплуатацией любого промышленного объекта. В каждой стране существуют государственные (национальные) стандарты и
нормы на уровни мощности и допустимые побочные излучения генераторных устройств
различного назначения. На отдельные типы устройств имеются международные рекомендации и ограничения.
В случае мощных УГФС, а также при ограниченной мощности источников питания,
что характерно для подвижных объектов, например, летательных аппаратов различного
назначения и носимых устройств, важными являются энергетические показатели, в частности, коэффициент полезного действия (КПД) устройства, характеризующий эффективность преобразования энергии источников питания. В современных высокочастотных генераторах достижимы значения КПД до (70…90)% и более. Это означает, что примерно
(10…30)% потребляемой от источника питания мощности расходуются «бесполезно».
При большой мощности генератора (сотни киловатт – единицы мегаватт) потери составляют существенную величину, определяющую «бесполезные» затраты электрической
энергии, которая, в свою очередь, также должна быть выработана, что требует своих затрат и т.д.
Вырабатываемые УГФС сигналы, помимо упоминавшихся ранее характеристик как
мощность, частота, нестабильность частоты, должны обладать и рядом других показателей, в частности, относящихся, например, к модуляции: коэффициент модуляции при амплитудной модуляции, девиация частоты при частотной модуляции, линейность модуляции и другие. Эти показатели будут обсуждаться в соответствующих лекциях.
Линии и системы радиосвязи, соответственно входящие в них УГФС, должны удовлетворять требованиям электромагнитной совместимости (ЭМС), что предполагает, в
первую очередь, отсутствие взаимных помех: одна линия или система радиосвязи не
должна нарушать нормальную работу других линий и систем. Например, радиовещательная станция не должна создавать помехи работе радиолокационной станции аэропорта, а
радиолокационная станция аэропорта не должна создавать помехи приёму сигнала телевизионного изображения. Эти вопросы частично также затрагиваются в лекциях.
Для более полного изучения дисциплины, как в процессе чтения лекций, так и после
его завершения, следует обращаться к учебникам, учебным пособиям и другим изданиям,
рекомендуемым лектором.
4
1.
2.
3.
4.
5.
Вопросы для самоконтроля знаний:1
Перечислите известные вам области применения УГФС. Какие из названных областей, по вашему мнению, являются основными?
Воспроизведите структурную схему УГФС. Осмыслите назначение составляющих блоков схемы.
Назовите основные характеристики и показатели электрических сигналов, вырабатываемых УГФС.
Осмыслите их. Вспомните, что вам известно из других курсов.
В чём проявляется воздействие УГФС на экологию? Обоснуйте своё мнение.
Как вы понимаете электромагнитную совместимость (ЭМС) линий и систем радиосвязи, радиотехнических комплексов и устройств?
Раздел 1. Генераторы с внешним возбуждением
Лекция 1
Назначение генератора с внешним возбуждением (ГВВ). Классификация ГВВ по режимам: усиление напряжения, усиление мощности, умножение частоты, преобразование частоты. Принципиальная схема, основные элементы, принцип работы ГВВ
на электронной лампе и биполярном транзисторе. Амплитудные и фазовые соотношения между сигналами во входной и выходной цепях лампового и транзисторного
ГВВ.
Генератор с внешним возбуждением является преобразователем электрической энергии источника, обычно постоянного тока (напряжения), в энергию электрических колебаний высокой частоты f , причём указанное преобразование осуществляется при подаче на
управляющий электрод генераторного прибора внешнего высокочастотного сигнала, чаще
как напряжения, реже как тока, изменяющегося с частотой f ВХ . Частота электрических
колебаний, вырабатываемых генератором, либо равна частоте внешнего сигнала, то есть
f = f ВХ , либо кратна ей в целое число раз: f = n f ВХ , где n = 2, 3,… , либо отличается на
заданную величину f << f ВХ , то есть f = f ВХ ±  f . Соответственно, ГВВ выполняет
функции усилителя напряжения или усилителя мощности, когда f = f ВХ , умножителя частоты, когда f = n f ВХ , преобразователя частоты, когда f = f ВХ ±  f .
Внешний высокочастотный сигнал, подаваемый на управляющий электрод генераторного прибора от некоторого источника, называется сигналом возбуждения, что и обусловило название – генератор с внешним возбуждением (ГВВ). Такие генераторы называют также генераторами с независимым возбуждением, отражая в названии факт независимости возбуждения от самого генератора.2
ГВВ могут быть построены на электронных лампах с электростатическим управлением (в основном, на триодах и тетродах, редко на пентодах), на транзисторах (биполярных и полевых), на приборах с распределённым взаимодействием электронов с электромагнитным полем – приборах СВЧ (ЛБВ, пролётных клистронах, амплитронах).
Наиболее часто радиоспециалисту приходится разрабатывать ГВВ на электронных
лампах и транзисторах. Что касается ГВВ на ЛБВ, пролётных клистронах, амплитронах,
то здесь задача радиоспециалиста после выбора соответствующего прибора, как правило,
сводится к разработке необходимого источника питания.
Поэтому в настоящих лекциях в основном рассматриваются ГВВ на электронных
лампах и транзисторах.
1
Если какой-то вопрос, из приводимых в конце каждой лекции, вызывает затруднение с ответом, запишите
вопрос и ответ. Возможно, материал следующих лекций позволит вам дать более полный ответ на вопрос и
углубить его понимание
2
Существуют генераторы с самовозбуждением, называемые также автогенераторами. Рассматриваются в
лекциях 19-23
5
Схема и принцип работы ГВВ на электронной лампе и транзисторе
Основными элементами ГВВ на электронной лампе и транзисторе являются: генераторный прибор – лампа или транзистор, именуемый в дальнейшем активным элементом
(АЭ); нагрузка в выходной цепи АЭ (в подавляющем большинстве случаев параллельный
колебательный контур или родственная ему электрическая цепь); электрические источники питания (анода, сеток, накала в случае ламп; коллектора, базы в случае биполярного
транзистора; стока и затвора в случае полевого транзистора); цепь возбуждения.
На рис.1.1 приведены принципиальные схемы ГВВ на электронной лампе – триоде
при включении по схеме с общим катодом и на биполярном транзисторе n-p-n типа по
схеме с общим эмиттером. При использовании биполярного транзистора p-n-p типа схема
ГВВ имеет аналогичный вид и отличается только полярностью источников питания. В то
же время высокочастотные транзисторы, которые для устройств генерирования и формирования сигналов (УГФС) представляют первоочередной интерес, в подавляющем большинстве случаев являются транзисторами n-p-n типа,3 поэтому мы в дальнейшем будем
приводить схемы ГВВ применительно к этому типу биполярных транзисторов. Полевые
транзисторы также существуют двух типов: с затвором p-типа и с затвором
n-типа, что сказывается только на полярности источников питания. Класс биполярных
транзисторов для УГФС существенно шире, чем полевых. Достижимые уровни мощности
у биполярных транзисторов больше, чем у полевых. В то же время полевые транзисторы
работают на более высоких частотах и имеют существенно больший коэффициент усиления по мощности.
Когда говорят о мощности любого электрического генератора, то понимают под нею
так называемую активную мощность, выделяемую на активной (резистивной) составляющей сопротивления нагрузки, то есть ту мощность, которая, так или иначе, превращается в
тепло. В электрических цепях стараются избегать больших реактивных мощностей и вообще желательно их исключать. В ламповых и транзисторных ГВВ реактивная мощность
будет отсутствовать, если в качестве нагрузки используется резистор. Однако в высокочастотных ГВВ трудно, а с ростом частоты вообще невозможно, реализовать нагрузку в виде резистора. Кроме того, как известно из теории усилительных устройств низкой частоты, при использовании резистора в качестве нагрузки лампы или транзистора коэффициент полезного действия (КПД) усилительного каскада оказывается низким, что невыгодно
при больших уровнях мощности. Большее значение КПД может быть получено в усилителях низкой частоты по двухтактной схеме с трансформаторным выходом. Хотя и существуют трансформаторы, позволяющие реализовать усилители до частот в несколько десятков и даже сотен мегагерц, но это составляет малую часть диапазона радиочастот, используемого сегодня. Кроме того, далеко не каждая реальная нагрузка генератора может
быть эффективно соединена с лампой или транзистором через трансформатор. Поэтому в
высокочастотных ГВВ чаще всего в качестве нагрузки АЭ используется настроенный параллельный колебательный контур, представляющий чисто активное (резистивное) сопротивление для выходного тока АЭ, частота которого совпадает с частотой настройки контура. Применение параллельного колебательного контура в качестве нагрузки АЭ позволяет существенно повысить КПД генератора по сравнению с резисторной нагрузкой. Кроме того, параллельный колебательный контур обладает свойством трансформации активной (резистивной) составляющей сопротивления полезной нагрузки генератора, что весьма важно для реализации оптимального режима работы АЭ. На этих вопросах мы остановимся более подробно в лекции 10. Здесь же отметим, что на схемах рис.1.1 параллельный
колебательный контур образован элементами C К (ёмкость контура) и LК (индуктивность
3
В транзисторах n-p-n типа токи электродов обусловливаются перемещением электронов, а в транзисторах
p-n-p типа перемещением дырок. Скорость перемещения электронов в теле полупроводника существенно
больше, чем у дырок. Поэтому транзисторы n-p-n типа оказываются менее инерционными, соответственно
более высокочастотными, чем транзисторы p-n-p типа.
6
контура). Сопротивления активных потерь в элементах контура, равно как и полезная
нагрузка ГВВ, на схемах не показаны, так как для понимания принципа работы ГВВ их
отображение на схемах не является необходимым. В ламповом ГВВ не показана также
цепь питания накала.
iA
Tp
eA
iC
uC
eC
I
Cn
I C 0 СБЛ С
EC
uK
An
n 1
n 1
 EC
LK


I
CK
I A0 СБЛ А
 EA
EA
a
iK
Tp
CK
eК
iБ
uБ
еБ
I
Бn
Кn
n 1
n 1
IБ0
uK


I
LK
CБЛ Б
IК 0
CБЛ К
 EК
 EБ
eБ
EК
EБ
б
Рис.1.1
Сигнал возбуждения подаётся от некоторого внешнего источника через высокочастотный трансформатор Тр на сетку лампы, базу транзистора. Считаем этот сигнал в виде
напряжения u С , u Б , соответственно, и принимаем его в дальнейшем изменяющимся по
косинусоидальному закону, то есть
7
u С U МС cos(2 f ВХ t ) U МС cos  t ;
u Б U МБ cos(2f ВХ t ) U МБ cos  t ,
где U МС ,U МБ - амплитуда соответствующего напряжения;   2 f ВХ - круговая частота
входного сигнала; t - текущее время.
На сетку лампы и базу транзистора, кроме напряжения возбуждения u С , u Б , подаётся
постоянное напряжение EC , E Б для выбора рабочей точки, которое называется напряжением смещения. В случае ламп напряжение смещения, как правило, отрицательно относительно катода. В случае биполярных транзисторов n-p-n типа это напряжение также отрицательно относительно эмиттера, а в случае транзистора p-n-p типа положительно, хотя
может быть и наоборот. Подробно вопрос о выборе напряжения смещения в транзисторных генераторах рассматривается в лекции 6.
Конденсаторы C БЛ С , С БЛ Б - блокировочные конденсаторы в цепи возбуждения
(в цепи сетки, в цепи базы) служат для подачи напряжения возбуждения на катод, эмиттер, минуя источник напряжения смещения. Чем меньше величина сопротивления этих
конденсаторов на частоте входного сигнала, тем лучше. Как выбрать ёмкость этих конденсаторов, рассматривается в лекции 13.
Результирующее напряжение между сеткой и катодом, базой и эмиттером в ГВВ при
принятых на схемах рис.1.1 направлениях приложенных напряжений согласно второму
закону Кирхгофа определяется, соответственно, соотношением:
eC  u C  EC U МС cos  t  EC ;
(1.1)
eБ  u Б  Е Б  U МБ cos  t  E Б .
Определяемое (1.1) напряжение носит название мгновенного напряжения на сетке,
базе, соответственно. Максимальное значение мгновенного напряжения:
eС МАКС U МС  ЕС ;
eБ
eБ МАКС  U МБ  Е Б .
На рис.1.2 графически представлено изменение мгновенного напряжения согласно
(1.1) в обозначениях лампового ГВВ. Помимо указанных выше напряжений, на рис.1.2
отмечено также минимальное значение мгновенного напряжения на сетке:
eС МИН   U МС  ЕС .
eC
eC MAKC
t
0
 EC
U MC
eС МИН
Рис.1.2
Аналогично для транзисторного ГВВ: eБ МИН   U МБ  Е Б .
8
Поток электронов, исходящий с катода лампы или из эмиттера транзистора4 и обусловливающий в АЭ токи электродов, распределяется между электродами в зависимости
от соотношения напряжений, приложенных к ним. Величина тока в цепи того или другого
электрода АЭ может быть определена по семейству статических вольт-амперных характеристик (ВАХ) лампы или транзистора.
На рис.1.3 показаны без привязки к конкретному прибору статические ВАХ электронной лампы при включении по схеме с общим катодом и статические ВАХ биполярного транзистора при включении его по схеме с общим эмиттером. Подобные ВАХ мы
найдём в справочниках по генераторным лампам и транзисторам. Отметим, что на приведенных характеристиках eC , e A , eБ , eК - постоянные напряжения между сеткой – катодом;
анодом – катодом; базой – эмиттером; коллектором – эмиттером, соответственно.
iA , iC
eA1
eA1  eA2  eA3
eA 2
eA 3
iA , iC


 iA


eC 3
eC 2
i
еА2 
C

еА1
 EC  EC  EC 0
eC 4



 iA



eC 3
0
eC
при при при
eA
a
eA1 еA2 еA3
iK
}
eK 1  eK 2
eC1
eC 2
eC1
еА3
iK,iБ
eC1  eC 2  eC 3  eC 4
iK
iБ1 > iБ2 > iБ3
iБ1
eK 1
eК2
iБ 2
iБ
}
eК2
iБ 3
еК1
0
EБ
0
еБ
eK
б
Рис.1.3
Задавая напряжения на электродах eC , e A в случае лампы, eБ , eК в случае транзистора, можно по статическим ВАХ определить соответствующие этим напряжениям токи
электродов.
В ГВВ при наличии сигнала возбуждения напряжение на входе АЭ не остаётся постоянным, а изменяется во времени согласно (1.1). Если, например, ось eC рис.1.2 совместить с осью eC рис.1.3, то нетрудно заключить, что в определённые моменты времени t
анодный ток i A и сеточный ток iC равны нулю (отсутствуют), а в определённые моменты
4
Относится к транзисторам n-p-n типа. У транзисторов p-n-p типа токи электродов обусловливаются перемещением дырок. Суть дальнейших рассуждений от этого не зависит.
9
времени t эти токи отличны от нуля. Очевидно,
i A > 0 при
eC
>
 EС/ ,
где  EС/ - напряжение отсечки анодного тока (напряжение запирания, зависящее в общем
случае от напряжения между анодом и катодом); iC > 0 при eC > 0.
Как видно из рис.1.2, результирующее напряжение на входе лампы периодически
изменяется, что обусловливает соответствующее периодическое изменение токов электродов i A , iC , которые в общем случае будут носить импульсный характер.
Периодический характер токов позволяет представить их рядом Фурье, то есть в виде суммы постоянной и гармонических составляющих:

i A  I A0   I An cos(n t   0 n )  I A0  I A1 cos( t   01 )  I A 2 cos(2 t   02 ) 
n 1
 I A3 cos(3 t   03 )  ..... ;

iC  I C 0   I Cn cos(n t   0Cn )  I C 0  I C1 cos( t   0C1 )  I C 2 cos(2 t   0C 2 ) 
n 1
 I C 3 cos(3 t   0C 3 )  ..... ,
где I A0 , I C 0 - постоянные составляющие анодного и сеточного токов, соответственно;
I A1 , I A 2 ,... - амплитуда первой, второй и т.д. гармоники (гармонической составляющей)
анодного тока; I C1 , I C 2 ,... - амплитуда первой, второй и т.д. гармоники сеточного тока;
 0 n , 0Cn - начальные фазы соответствующих гармоник токов, которые в общем случае полагаются отличными от нуля.
Для транзистора справедливы аналогичные рассуждения применительно к коллекторному i К и базовому i Б токам. В отличие от лампы у биполярного транзистора коллекторный и базовый токи начинаются (прекращаются) при одном и том же напряжении E Б/ ,
также называемом напряжением отсечки. Соответственно, i К > 0, i Б > 0 при eБ > E Б/ .
Напряжение отсечки анодного тока  EC/ и напряжение отсечки коллекторного тока
E Б/ является одним из важных параметров статических ВАХ лампы и транзистора, соответственно. Если  EC/ для большинства ламп существенно зависит от напряжения питания анода (постоянное напряжение между анодом и катодом E A на схеме рис.1.1,а),5 то
E Б/ практически не зависит от напряжения коллекторного питания (постоянное напряжение между коллектором и эмиттером E К на схеме рис.1.1,б). У кремниевых транзисторов
величина E Б/ = (0,4…0,7)В, а у германиевых E Б/ = (0,2…0,3)В.
Пути протекания составляющих токов электродов АЭ показаны на схемах рис.1.1.6
Постоянные составляющие токов I A0 , I К 0 , I C 0 , I Б 0 протекают через источники питания постоянного напряжения: источник питания анода E A , источник питания коллектора E К ,
источник смещения EC или E Б , соответственно; через индуктивность контура LК ; через
АЭ – лампу, транзистор. Переменные составляющие токов анода, коллектора замыкаются
через блокировочные конденсаторы C БЛ А , С БЛ К , соответственно; параллельный колебательный контур C К , LК ; лампу (промежуток анод-катод), транзистор (промежуток коллек5
Связь между указанными напряжениями рассматривается в лекции 4.
Обратим внимание, что направления токов электродов формально могут быть выбраны произвольно. Но в
данном случае, чтобы не искажать рассмотрение физики процессов, учтено, как принято считать, что ток,
протекает против направления движения электронов, перемещающихся в вакууме лампы или в теле полупроводника транзистора n-p-n типа. У транзистора p-n-p типа направление токов противоположное.
6
10
тор-эмиттер), соответственно. Переменные составляющие токов сетки, базы замыкаются
через блокировочные конденсаторы C БЛ С , С БЛ Б , соответственно; источник возбуждения,
отображаемый трансформатором Тр; промежуток сетка-катод у лампы, база-эмиттер у
транзистора. Блокировочные конденсаторы защищают источники постоянного напряжения от попадания в них переменных токов, предотвращая этим нарушение нормального
режима их работы и выделение мощности переменных токов на источниках.
Параллельный колебательный контур C К , LК может быть настроен на частоту любой
гармонической составляющей выходного тока АЭ. При настройке на частоту первой гармоники ГВВ работает в режиме усиления: частота выходного сигнала равна частоте входного; а при настройке на частоту более высокой гармоники (n ≥ 2) – в режиме умножения
частоты: частота выходного сигнала в целое число раз выше частоты сигнала возбуждения.
Для тока резонансной частоты параллельный колебательный контур оказывает практически наибольшее, причём чисто активного (резистивного) характера сопротивление
Roe - эквивалентное сопротивление контура, а для токов других частот контур представляет небольшое сопротивление явно выраженного реактивного характера. Поэтому с достаточным основанием, чтобы не усложнять получаемые результаты и их трактовку, будем считать, что для всех составляющих выходного тока АЭ, кроме той, на частоту которой контур настроен, сопротивление параллельного контура C К , LК равно нулю.7
Падение напряжения на контуре от той гармоники выходного тока АЭ, на частоту
которой он настроен, называется колебательным напряжением на контуре u К . Если контур настроен на первую гармонику выходного тока, то, согласно закону Ома,
в случае лампы
u К  I A1 Roe cos  t  U МК cos  t ,
в случае транзистора
u К  I к1 Roe cos  t U МК cos  t ,
где U МК - амплитуда колебательного напряжения.
Если контур настроен на высшую гармонику выходного тока, то
u К  I An Roe cos n t  U МК cos n t ;
u К  I Кn Roe cos n t  U МК cos n t.
В дальнейшем будем считать, что контур C К , LК настроен на первую гармонику выходного тока. Соответственно ГВВ представляет усилитель напряжения или мощности.8
При чисто активном (резистивном) характере сопротивления контура C К , LК напряжение на контуре совпадает по фазе с выделяемой гармоникой выходного тока АЭ, что
учтено в записи приведенных выше выражений для колебательного напряжения. Так как
АЭ полагается безинерционным прибором на рабочей частоте, когда токи электродов
можно определять, используя статические ВАХ, то, как будет показано ниже, а также в
лекции 3, выходной ток АЭ в ГВВ в общем случае представляет импульсы, симметричные
относительно периода сигнала возбуждения, что позволяет считать начальные фазы гармонических составляющих выходного тока  0 n в приведенной ранее записи в виде ряда
Фурье равными нулю. Аналогичное утверждение справедливо и для входного тока: тока
сетки, тока базы.
Так как по высокой частоте АЭ и контур C К , LК соединены через конденсатор C БЛ А
или С БЛ К параллельно, то амплитуда переменного напряжения между анодом и катодом
7
Конечное значение сопротивления параллельного колебательного контура на гармониках выходного тока
АЭ, частота которых отличается от резонансной частоты контура, то есть от частоты его настройки, учитывается, в частности, при рассмотрении фильтрации побочных компонент выходного тока (лекция 11).
8
Отличие усилителя напряжения от усилителя мощности рассматривается в лекции 2.
11
лампы, коллектором и эмиттером транзистора практически равна амплитуде колебательного напряжения на контуре в силу того, что сопротивление блокировочных конденсаторов мало для переменных составляющих выходного тока и падением напряжения на конденсаторах можно пренебречь.
На основании второго закона Кирхгофа при принятых на рис.1.1 направлениях
напряжений результирующее напряжение между анодом и катодом лампы или между
коллектором и эмиттером транзистора в ГВВ определяется соотношениями:
e A  E A  u К  Е А  U МК cos  t  E A  U МА cos  t ;
(1.2)
eK  E K  u K  E K  U MK cos  t  E K  U MКОЛ cos  t ,
где U МА ,U МКОЛ - соответственно амплитуда переменного напряжения на аноде лампы,
коллекторе транзистора, принимаемая равной амплитуде колебательного напряжения на
контуре U МК . В дальнейшем для транзисторного генератора с целью сокращения записи и
сходства с ламповым генератором принимаем обозначение U МКОЛ  U МК .
Соотношения (1.2) определяют, соответственно, мгновенное напряжение на аноде
(между анодом и катодом) и мгновенное напряжение на коллекторе (между коллектором и
эмиттером) в ГВВ – усилителе. Очевидно, подобные соотношения будут справедливы и
для ГВВ – умножителя частоты. Отличие будет только в увеличении аргумента косинуса в
n раз.
Согласно (1.2) мгновенное напряжение на аноде, коллекторе в ГВВ равно разности
напряжений источника питания анода, коллектора E A , E К и колебательного напряжения
на контуре u К .
Минимальное значение напряжения на аноде, коллекторе называется остаточным и
равно, соответственно,
e А МИН  e А ОСТ  Е А  U МА ;
eК МИН  eК ОСТ  Е К  U МК .
На рис.1.4 представлено изменение мгновенного напряжения согласно (1.2) в обозначениях лампового ГВВ.
eA
e A MAKC
U MA
EA
e A МИН
t
0
Рис 1.4
Сопоставляя рис.1.2 и рис.1.4, видим, что напряжение на аноде изменяется в противофазе с напряжением на сетке. Напряжение на аноде достигает минимального (остаточного) значения e А МИН , когда напряжение на сетке достигает своего максимального значения eС МАКС . И наоборот, напряжение на аноде достигает своего максимального значения
e А МАКС  Е А  U МА , когда напряжение на сетке достигает минимального значения
12
eС МИН  U МС  ЕС , то есть максимального отрицательного значения, определяющего
максимальную величину так называемого обратного напряжения.9 Аналогично обстоит
дело и в случае транзисторного ГВВ: напряжение на коллекторе минимально, когда
напряжение на базе максимально, и наоборот.
Если обратиться к статическим ВАХ рис.1.3 и совместить ось eC с соответствующей
осью рис.1.2, а ось e A совместить с соответствующей осью рис.1.4, то нетрудно заключить, что анодный и сеточный токи достигают своих максимальных значений в моменты
времени, когда мгновенное напряжение на сетке максимально eС МАКС , а мгновенное
напряжение на аноде минимально e А МИН . Форма изменения каждого тока оказывается
симметричной относительно значений ωt = 0; 2π; 4π; и т.д., то есть относительно значений
ωt = n 2π, где n = 0, 1, 2, … .
Если закоротить контур C К , LК в выходной цепи АЭ, то в этом случае колебательное
напряжение на нём будет отсутствовать, то есть u К  0 , а мгновенные напряжения на
электродах согласно (1.1) и (1.2), например, у лампового генератора определяются соотношениями:
eC  U МС cos  t  EC ;
e A  E A  const.
Изменение анодного тока в этом случае будет происходить в пределах изменения
напряжения eC по закону статической ВАХ в системе координат i A , eC при e A  E A ,
а изменение сеточного тока будет происходить в тех же пределах изменения eC по закону
статической ВАХ в системе координат iC , eC при e A  E A , что показано на рис.1.5 для
i A , iC
i A , iC
eA  E A
iA
I MC
I MA
I MA
iC
eA  E A
I MC
 E C  E C
C

0
eC МАКС
eC
0 C 
2
2 C
t
2
2
2 C
2
t
Рис.1.5
случая  EC >  EC/ .
9
Обсуждается в лекции 6.
13
В системе координат i A , e A для анодного тока, а в системе координат iC , e A для сеточного тока при закороченном контуре C К , LК изменения токов будут происходить по
вертикальным линиям, как показано на рис.1.6.
iA
iC
eC MAKC
I MA
eC MAKC
I MC
0
EA
eA
0
EA
eA
Рис. 1.6
При наличии настроенного контура C К , LК оба напряжения eC , e A изменяются в
процессе работы ГВВ, но в каждый момент времени получается своя пара напряжений,
определяемых (1.1), (1.2), зная которые, по семейству статических ВАХ можно найти значение соответствующего тока. При этом происходит переход с одной статической ВАХ на
другую и получающееся геометрическое место точек, соответствующих мгновенным значениям тока электрода в зависимости от мгновенных значений напряжений на электродах,
образует динамическую характеристику тока. Очевидно, при закороченном контуре
C К , LК динамическая характеристика анодного (или сеточного) тока в системе координат
i A , eC (или iC , eC ) совпадает с частью статической ВАХ при e A  E A и осью абсцисс eC
(см. рис.1.5); в системе координат i A , e A (или iC , e A ) динамическая характеристика анодного (или сеточного) тока представляет отрезок вертикальной прямой, выходящей из точки
на оси абсцисс e A  E A и доходящей до статической ВАХ, соответствующей eС МАКС (см.
рис.1.6).
Сказанное выше справедливо и для транзисторного ГВВ.
Очевидно, в общем случае, независимо от того закорочен контур или нет, анодный и
сеточный токи носят импульсный характер с периодом повторения, определяемым частотой сигнала возбуждения. Импульсы токов можно характеризовать двумя параметрами:
максимальным (или амплитудным) значением соответственно анодного тока I МА , сеточного тока I МС , коллекторного тока I МК , базового тока I МБ и углом нижней отсечки10 соответственно анодного тока θ, сеточного тока  C , коллекторного тока θ, базового тока  Б .
В случае биполярного транзистора  Б = θ, так как базовый и коллекторный токи начинаются и прекращаются при одном напряжении E Б/ . В случае лампы  C < θ. Углом нижней
отсечки тока электрода АЭ в ГВВ принято называть половину той доли периода сигнала
возбуждения, выраженную в градусах или радианах, в течение которой через электрод
протекает ток. Слово «нижний» в определении угла отсечки тока электрода, как видно из
рис.1.5, отражает факт отсечки импульсов тока снизу.
Отношение амплитуды переменного напряжения на аноде (или коллекторе) к постоянному напряжению на нём, которое в схемах рис.1.1 равно напряжению источника пита10
Принято обозначать буквой греческого алфавита θ – тхэта с индексом соответствующего электрода, при
необходимости.
14
ния E A (или E К ), называется коэффициентом использования анодного (коллекторного)
напряжения
(в
литературе
обозначается
буквой
греческого
алфавита
ξ – кси):
U МА Е А   ;
U МК Е К   .
В большинстве случаев ξ < 1 (при закороченном контуре C К , LК ξ = 0). Однако, при
некоторых режимах возможно получение ξ > 1 благодаря наличию в выходной цепи АЭ
высокодобротного параллельного колебательного контура.
Обобщая изложенное выше, можно сказать, что преобразование энергии источника
постоянного тока (напряжения E A или E К ) в энергию высокочастотных электрических
колебаний в ГВВ осуществляется с помощью АЭ: лампы или транзистора, играющего
роль своеобразного ключа, замыкающего и размыкающего внешнюю для источника питания E A или E К цепь. Управление ключом осуществляется с помощью переменного
напряжения, подаваемого от внешнего источника через цепь возбуждения на управляющий электрод АЭ, что обусловливает в выходной цепи АЭ, в общем случае, импульсный
ток с частотой управляющего напряжения. С помощью параллельного колебательного
контура, размещаемого в выходной цепи АЭ, из выходного тока выделяется составляющая любой частоты, кратной частоте управляющего напряжения.
Подобным образом протекают процессы и в ГВВ – преобразователе частоты, а также
при управлении АЭ внешним сигналом в виде тока.11
Очевидно, работа ГВВ возможна и без размыкания внешней цепи, то есть без полного прекращения тока от источника E A или E К . Достаточно, чтобы изменялась величина
этого тока в соответствии с управляющим напряжением. АЭ в этом случае может рассматриваться как управляемое сопротивление, изменяющее ток в выходной цепи АЭ, из
которого с помощью параллельного колебательного контура выделяется составляющая
тока с частотой сигнала возбуждения. При таком режиме работы АЭ возможно только
усиление сигнала. Однако КПД усилителя в этом случае будет относительно невысоким.
Умножение и преобразование частоты при таком режиме работы АЭ может вообще оказаться невозможным.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 1:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
Дайте определение ГВВ. Осмыслите классификацию ГВВ по режимам.
Приведите принципиальную схему ГВВ на биполярном транзисторе p-n-p типа. Укажите направления
токов и напряжений, учитывая тип проводимости транзистора.
Чем отличается подключение контура C К , LК к лампе и транзистору на схемах рис.1.1? Какие особенности представленных включений контура вам известны? Почему на рис.1.1 показаны такие включения? Можно ли сделать наоборот?
Вспомните, как определяется эквивалентное сопротивление параллельного колебательного контура на
резонансной частоте. Запишите все известные вам соотношения. Какие вы знаете способы неполного
включения контура и как определяется эквивалентное сопротивление контура относительно точек подключения.
Посмотрите в справочниках статические ВАХ генераторных ламп и транзисторов. Попрактикуйтесь в
определении по ним токов анода, управляющей сетки, экранной (экранирующей) сетки, коллектора, базы при разных напряжениях на электродах.
Вспомните, что вам известно из математики по вопросу представления функций гармоническим рядом
Фурье. Вспомните определение коэффициентов ряда Фурье.
Уясните по статическим ВАХ смысл напряжений отсечки
 EC/ , E Б/ . Какое ещё название этих напря-
жений вам известно?
11
Как отмечалось в начале лекции, возможно управление АЭ не напряжением, а током. Подобный режим
часто встречается в ГВВ на биполярных транзисторах в диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ). Однако суть
рассматриваемого процесса от этого не изменяется.
15
8.
Осмыслите
б)
9.
рис.1.5.
Как
изменятся
импульсы
токов,
если
принять
а)
 EC   EC/ ;
 EC <  EC/ ?
Что понимается под амплитудой и углом нижней отсечки тока электрода АЭ в ГВВ? Осмыслите понятие: «нижний» угол отсечки анодного, коллекторного тока.
10. Что понимается под динамической характеристикой тока электрода АЭ в ГВВ? Как динамическая характеристика тока электрода связана с семейством статических ВАХ? Изобразите динамические характеристики анодного и сеточного, коллекторного и базового токов при наличии настроенного параллельного колебательного контура в анодной, коллекторной цепи АЭ и при его закорачивании.
11. Сформулируйте физическую суть процесса генерации высокочастотных электрических колебаний тока
и напряжения в ГВВ.
16
Лекция 2
Энергетические соотношения в выходной и входной цепях ГВВ. Возможности повышения энергетических показателей ГВВ на электронных лампах и транзисторах.
Произведение мгновенного напряжения u на некотором участке электрической цепи
на мгновенный ток i через этот участок определяет мгновенную мощность p на этом
участке. В случае периодического сигнала среднее за период значение интеграла от p соответствует активной мощности на данном участке электрической цепи. С учётом физической связи между током и напряжением на участке цепи значение мгновенной мощности
может быть положительным, то есть p = u i > 0, или отрицательным: p = u i < 0. Если физически связанные напряжение и ток на участке цепи направлены в одном направлении,
то p > 0, если физически связанные ток и напряжение на участке цепи имеют противоположные направления, то p < 0. Положительное значение активной мощности соответствует потреблению её на участке цепи, тогда как отрицательное значение активной мощности
соответствует отдаче её этим участком электрической цепи, необходимым условием чего
является наличие на этом участке источника мощности. Обратим внимание, что наличие
источника на участке цепи является необходимым, но недостаточным условием отдачи
мощности этим участком цепи. Как ниже увидим, в ГВВ на отдельном участке, несмотря
на наличие в нём источника, происходит не отдача мощности этим источником, а потребление им мощности другого источника.
Определим мощности1 в выходной (анодной, коллекторной) и входной (сеточной,
базовой) цепях ГВВ, связанные с основными элементами схем рис.1.1.
Основные участки, выделяемые в выходной цепи ГВВ: контур C К , LК ; источник питания анода E A или коллектора E К ; АЭ – лампа или транзистор.
Мощность на контуре C К , LК можно определить как
T
PКОНТ
T
1
1
1
  p КОНТ dt   u КОНТ i КОНТ dt 
T 0
T0
2
2
u
i
КОНТ КОНТ
d t ,
0
где p КОНТ  u КОНТ i КОНТ - мгновенная мощность на контуре, определяемая мгновенным
напряжением на контуре u КОНТ и мгновенным током через контур i КОНТ ; Т - период частоты выделяемого сигнала (Т=1/f=1/n f ВХ = 2π/nω, n=1 в режиме усиления, n ≥ 2 в режиме
умножения частоты).
В схемах рис.1.1 через контур протекает полный ток выходного электрода АЭ, то
есть ток анода i A или ток коллектора i К . Следовательно, i КОНТ = i A или i КОНТ = i К . Выше
мы приняли (см. лекцию 1), что сопротивление контура для всех гармоник выходного тока, кроме той, на частоту которой он настроен, равно нулю. Следовательно, на контуре
присутствует только напряжение одной гармоники, называемое колебательным напряжением на контуре и определяемое в общем случае выражением
u К  U МК cos n t ,
где n = 1, 2, 3, … - в зависимости от режима ГВВ: усиление или умножение частоты.
Обратим внимание, что мгновенная мощность на контуре p КОНТ  u КОНТ i КОНТ > 0, так
как напряжение и ток на участке контура согласно закону Ома имеют одинаковое направление.
Таким образом, мощность на контуре в терминах, например, лампового ГВВ
2

1
PКОНТ 
U
cos
n

t

(
I

I An cos n t ) d t.

МК
A0
2 0
n 1
1
Речь будем вести об активных мощностях. Определение «активная» принято опускать при рассмотрении
вопроса.
17
Подынтегральное выражение, если раскрыть скобки, распадается на бесконечное число
слагаемых, но отличный от нуля результат будет только от одного слагаемого, определяемого произведением напряжения на ток, изменяющийся с такой же частотой nω, то есть
2
2
1
1
1
U МК cos n t  I An cos n t  d t 
U МК I An cos 2 n t  d t  U МК I An .


2 0
2 0
2
Согласно полученному результату при принятом подходе на контуре выделяется
мощность только одной гармоники, и именно той, на частоту которой контур настроен.
Мощность РКОНТ носит название колебательной мощности и обычно обозначается P~ . Это
обозначение мы и будем использовать. Таким образом,
1
P~  U МК I An .
2
Так как U МК  I An Roe  U МА , то справедливы также соотношения:
PКОНТ 
2
2
1 2
1 U МК
1 U МА
I An Roe 

.
2
2 Roe
2 Roe
Если контур настроен на первую гармонику (режим усиления), то
2
2
1
1 2
1 U МК
1 U МА
P~  U МК I A1  I A1 Roe 

.
2
2
2 Roe
2 Roe
Полученный результат следовало ожидать: колебательная мощность определяется
известным соотношением для мощности гармонического сигнала на активной нагрузке –
резистивном сопротивлении.
Очевидно, колебательная мощность транзисторного генератора в режиме усиления
2
1
1 2
1 U МК
P~  U МК I К 1  I К 1 Roe 
.
2
2
2 Roe
В режиме умножения частоты вместо тока I К 1 будет ток соответствующей гармоники I Кn .
Мощность на участке выходной цепи ГВВ, включающем только источник напряжения питания анода E A или коллектора E К ,
P~ 
T
PИСТ 
1
1
p ИСТ dt 

T0
2
2
p
ИСТ
d t ,
0
где мгновенная мощность p ИСТ   Е А i A в ламповом ГВВ и p ИСТ   Е К i К в транзисторном
ГВВ. Нетрудно видеть, что мощность на участке выходной цепи ГВВ, включающем только источник питания анода E A или коллектора E К , оказывается отрицательной, так как
направление напряжения источника и направление тока через него противоположны. Это
означает, что источник питания выходного электрода АЭ ГВВ отдаёт мощность. Отдаёт
он её, очевидно, во внешнюю относительно источника цепь, включающую контур C К , LК
и АЭ. Действительно, на участке АЭ – контур C К , LК действует напряжение E A или E К , а
ток на этом участке i A или iK совпадает по направлению с напряжением. Следовательно,
мгновенная мощность на этом участке цепи положительна и участок потребляет мощность, которая оказывается по величине равной мощности, отдаваемой соответствующим
источником питания E A или E К . Величину мощности, отдаваемой источником питания
анода E A , коллектора E К , принято обозначать P0 . В обозначениях лампового ГВВ получаем
T
2
2

1
1
1


P0  PИСТ   E A i A dt 
E
i
d

t

E
I

I An cos n t  d t  E A I A0 .

A A
A  A0


T0
2 0
2 0 
n 1

18
Как видим, величина отдаваемой источником питания выходного электрода АЭ ГВВ
мощности равна произведению величины постоянного напряжения источника питания на
величину постоянной составляющей тока этого электрода, протекающей через источник.
Мощность на участке выходной цепи ГВВ, включающем только АЭ – лампу или
транзистор, определяется, например, в терминах лампового ГВВ, выражением
T
2
1
1
PA   p A dt 
p A d t ,
T0
2 0
где мгновенная мощность на лампе p A  e A i A . Мгновенная мощность на транзисторе
p К  e К i К . Символы А и К в обозначениях мощностей обусловлены, соответственно,
названиями электродов: Анод у лампы, Коллектор у транзистора.
Учитывая, что мгновенное напряжение на аноде e A  E A  u К  E A  U МК cos n t ,
получаем
2

1




PA 
E

U
cos
n

t

I

I An cos n t d t  P0  P~ .


A
МК
A
0

2 0
n 1


Мощность PA выделяется на аноде лампы и разогревает его. Физически это обусловлено тем, что электроны, преодолевшие промежуток катод-анод в лампе, приобретают кинетическую энергию, которую передают аноду, ударяясь об его поверхность. Аналогичная мощность выделяется на коллекторе транзистора ГВВ:
PК  P0  P~ .
Сказанное объясняет введение в обозначение данной мощности символа соответствующего электрода АЭ: анода или коллектора.
Таким образом, мощность, выделяемая на выходном электроде АЭ (аноде, коллекторе), равна разности мощностей, потребляемой от источника питания P0 и колебательной
P~ . Полученный результат отражает закон сохранения энергии в выходной цепи ГВВ и
означает, что мощность P0 , потребляемая от источника питания в этой цепи, преобразуется частично в колебательную мощность P~ , а оставшаяся часть выделяется на выходном
электроде АЭ: на аноде или коллекторе. Выделяемая на аноде, коллекторе мощность носит название рассеиваемой мощности, соответственно, на аноде лампы, на коллекторе
транзистора.
Эффективность преобразования энергии источников питания выходной цепи АЭ
ГВВ в энергию переменного тока высокой частоты оценивается, соответственно, КПД
анодной цепи, КПД коллекторной цепи, определяемом из соотношения2  А, КОЛ  P~ P0 .
Для КПД анодной цепи получаем в режиме усиления
1
U I
P~ 2 МА A1 1 I А1
A  
 
.
(2.1)
P0
E A I A0
2 I A0
В режиме умножения частоты, очевидно, вместо тока I A1 будет ток I An . Аналогично определяется КПД коллекторной цепи  КОЛ .
Как видно из (2.1), для увеличения КПД анодной (коллекторной) цепи необходимо
увеличивать коэффициент использования анодного (коллекторного) напряжения ξ и отношение амплитуды тока выделяемой гармоники выходного тока к его постоянной составляющей. Использование параллельного колебательного контура в качестве нагрузки в
выходной цепи АЭ ГВВ позволяет существенно увеличить КПД анодной (коллекторной)
цепи, соответственно и КПД генератора в целом, по сравнению с усилителем с нагрузкой
– резистором и трансформаторной нагрузкой, так как, во-первых, колебательный контур,
2
Принято обозначать буквой греческого алфавита η – эта с соответствующим символом.
19
благодаря резонансным свойствам, принципиально позволяет получить большее значение
ξ, нежели при трансформаторной нагрузке и особенно при нагрузке – резисторе, и, вовторых, реализовать большее отношение I A1 I A0 (в общем случае отношение I An I A0 ),
что, как показано в лекции 5, имеет место при малых значениях нижнего угла отсечки
анодного (коллекторного) тока θ. Нежелательные гармонические составляющие выходного тока, уровень которых становится соизмеримым с уровнем выделяемой гармоники при
уменьшении нижнего угла отсечки,3 отфильтровываются контуром благодаря его избирательным свойствам.
Колебательная мощность P~ , выделяемая на контуре, частично расходуется (теряется) в элементах контура C К , LК из-за их неидеальности: помимо реактивного сопротивления в элементе присутствует и небольшое активное (резистивное) сопротивление, а большая часть колебательной мощности переходит в полезную нагрузку генератора и носит
название полезной мощности P~ Н . Отношение полезной мощности к суммарной мощности, расходуемой всеми источниками питания генератора (в случае лампы сюда относится
и источник питания накала), определяет промышленный КПД генератора. Очевидно, промышленный КПД генератора всегда ниже, чем КПД анодной цепи  A или коллекторной
цепи  КОЛ . Величина последних, как следует из (2.1), ограничена в режиме усиления физическим пределом
I
  A1, К 1 < 2.
I A0 , К 0
В общем случае ГВВ – усилителя или умножителя частоты величина  A ,  КОЛ ограничивается пределом
I
  An , Кn < 2.
I A0 , К 0
Во входной цепи ГВВ выделяют участки: источник возбуждения; промежуток сеткакатод у лампы, база-эмиттер у транзистора; источник смещения с напряжением
EC или E Б .
Мгновенная мощность на участке источника возбуждения, отображаемого в схемах
рис.1.1 трансформатором Тр, определяется соотношениями: p ВОЗБ  u C iC в ламповом
ГВВ и p ВОЗБ  u Б i Б в транзисторном ГВВ. Знак « – » у мгновенной мощности обусловлен
противофазностью напряжения и тока на этом участке цепи и указывает на отдачу мощности источником возбуждения во внешнюю по отношению к нему цепь, включающую
промежуток сетка-катод у лампы, база-эмиттер у транзистора и источник смещения с
напряжением EC или E Б . Величина отдаваемой источником возбуждения мощности,
называемой мощностью возбуждения, определяется выражением
2
1
PВОЗБ 
p ВОЗБ d t.
2 0
В терминах лампового генератора, учитывая, что u C  U МС cos  t , получаем
2

1


1
U
cos

t

I

I Cn cos n t  d t  U МС I C1 .


МС
C0

2 0
2
n 1


Обратим внимание, что по форме мощность возбуждения определяется подобно колебательной мощности и соответствует мощности гармонического сигнала на резистивной нагрузке.
PВОЗБ 
3
Связь гармоник выходного тока АЭ с нижним углом отсечки его рассматривается в лекции 5.
20
1
Очевидно, в транзисторном генераторе PВОЗБ  U МБ I Б1 .
2
Мощность на промежутке сетка-катод в ламповом ГВВ и на промежутке базаэмиттер в транзисторном ГВВ, соответственно,
2
2
1
1
PC 
p C d t 
eC iC d t ;
2 0
2 0
2
2
1
1
PБ 
p Б d t 
e Б i Б d t .

2 0
2 0
Рассматриваемая мощность выделяется на управляющем электроде АЭ: на управляющей сетке у лампы, на базе у транзистора и носит название рассеиваемой мощности на
сетке PC , на базе PБ , соответственно. Как и рассеиваемая на аноде, коллекторе мощность,
мощность, рассеиваемая на управляющем электроде, физически обусловливается передачей сетке, базе кинетической энергии электронов, попавших на этот электрод при движении от катода, эмиттера в сторону анода, коллектора. Рассеиваемая на управляющем электроде мощность разогревает его.
Учитывая (1.1), в терминах, например, лампового генератора, получаем для рассеиваемой на сетке мощности
2

1


1


PC 
U
cos

t

E

I

I Cn cos n t  d t  U МС I C1  EC I C 0  PВОЗБ  ЕС I C 0 .


МС
C
C0

2 0
2
n 1


1
Аналогично, рассеиваемая на базе мощность PБ  U МБ I Б1  Е Б I Б 0  РВОЗБ  Е Б I Б 0 .
2
Согласно последним соотношениям, выделяемая на управляющем электроде: сетке
или базе мощность, равна разности подводимой от источника возбуждения мощности
PВОЗБ и мощности, расходуемой в цепи смещения, величина которой в случае лампового
генератора PC 0  EC I C 0 , а в случае транзисторного генератора PБ 0  Е Б I Б 0 . Таким образом, рассеиваемая на сетке или базе мощность
PC  РВОЗБ  РС 0 ;
РБ  РВОЗБ  РБ 0 .
(*)
Величину расходуемой в цепи смещения мощности можно определить как среднее
значение соответствующего интеграла. Так, применительно к ламповому генератору,
2
2
2

1
1
1


PC 0 
p
d

t

E
i
d

t

E
I

I Cn cos n t  d t  EC I C 0 .


C0
C C
C
C0



2 0
2 0
2 0 
n 1

Обратим внимание, что в схемах рис.1.1 на участке источника смещения направления напряжения и тока совпадают, что соответствует потреблению мощности этим участком. Потребляемая источником смещения мощность определяется аналогично мощности
P0 , отдаваемой источником питания в цепи анода, коллектора. Это неудивительно, так как
источники питания анода, коллектора и источники смещения сетки, базы являются источниками постоянного напряжения. Однако, если у источников питания анода, коллектора
во внешней цепи ток протекает через АЭ от полюса источника положительной полярности « + » к полюсу отрицательной полярности « – », то у источников смещения во внешней цепи ток протекает через АЭ от полюса источника отрицательной полярности « – » к
полюсу положительной полярности « + ». Это различие и обусловливает, что источники
питания анода, коллектора отдают мощность, а источники смещения потребляют мощность.
Таким образом, мощность возбуждения ГВВ частично рассеивается на управляющем
электроде АЭ: на управляющей сетке лампы или на базе транзистора, а частично затрачивается в цепи источника смещения, что соответствует закону сохранения энергии во входной цепи ГВВ.
21
Если в схемах рис.1.1 принять положительное смещение, то есть сменить полярность
присоединения источников смещения к электродам, то на участке источника смещения
направления тока и напряжения будут противоположными, и это будет означать, что источник смещения отдаёт мощность во внешнюю по отношению к нему цепь. Величина
отдаваемой источником смещения мощности по-прежнему будет определяться приведенными выше соотношениями: PC 0  EC I C 0 и PБ 0  Е Б I Б 0 . Эта мощность будет рассеиваться
на управляющем электроде: сетке, базе. Полная мощность, рассеиваемая на сетке, базе в
этом случае
PC  PВОЗБ  РС 0 ;
РБ  РВОЗБ  РБ 0 .
(**)
Однако, так как в подавляющем большинстве случаев смещение отрицательное,4 то
источник смещения не отдаёт, а потребляет мощность от источника возбуждения. Для
убедительного подтверждения этого можно привести следующее. Как известно из курса
усилительных устройств низкой частоты, и мы об этом также будем говорить в лекции 13,
отрицательное смещение может быть подано от специального источника: выпрямителя,
батареи, аккумулятора или обеспечено автоматически с помощью резистора в соответствующей цепи.5 Резистор, очевидно, может только потреблять электрическую мощность,
но не производить её. При использовании для отрицательного смещения источника: выпрямителя, батареи, аккумулятора мощность PC 0 или PБ 0 , расходуемая в цепи смещения,
идёт «на подзарядку» этого источника, увеличивая его отрицательное выходное напряжение, следовательно, и отрицательное смещение. Последнее объясняется тем, что постоянная составляющая входного тока I C 0 или I Б 0 протекает против ЭДС источника смещения
и создаёт падение напряжения на внутреннем сопротивлении источника. Любой реальный
источник электрической энергии имеет внутреннее сопротивление конечной величины.
Бесконечно малое внутреннее сопротивление источника напряжения означает, что такой
источник в состоянии развивать во внешней цепи неограниченную мощность, что физически нереально.
Соотношения (**), как и (*), соответствуют закону сохранения энергии во входной
цепи ГВВ.
Отношение колебательной мощности генератора к мощности, затрачиваемой источником возбуждения, определяет коэффициент усиления генератора по мощности. Обозначается чаще всего символом K p . Таким образом,
K p  P~ PВОЗБ .
Если воспользоваться, например, соотношениями для лампового ГВВ, то можно записать
1
U МА I A1
P~
Kp 
 2
 Ku Ki .
PВОЗБ 1
U МС I C1
2
Правая часть последнего соотношения применима к любому ГВВ, где K u - коэффициент
усиления по напряжению (в общем случае K u определяется как отношение амплитуды
колебательного напряжения, то есть напряжения на выходе, к амплитуде напряжения возбуждения, то есть напряжения на входе); K i - коэффициент усиления по току (в общем
случае K i определяется как отношение амплитуды выделяемой гармоники тока, то есть
амплитуды гармоники тока на выходе, к амплитуде первой гармоники входного тока).
4
Исключение составляет,как будет показано в дальнейшем (см. лекцию 13), случай маломощного транзисторного ГВВ, когда смещение положительное. В ламповых ГВВ смещение всегда отрицательное.
5
Вопрос об автоматическом смещении затрагивается в лекции 8 и подробно рассматривается в лекции 13.
22
Коэффициент усиления генератора по мощности зависит от схемы ГВВ, типа АЭ и
режима его работы. У ламповых ГВВ значение K p может колебаться в очень широких
пределах: от единиц до нескольких десятков. Если сеточный ток отсутствует, то РВОЗБ  0
и значение K p бесконечно. В этом случае ГВВ рассматривается как усилитель напряжения с коэффициентом усиления K u , имеющим конечное значение. Коэффициент усиления
по току K i у усилителя напряжения имеет бесконечное значение. При конечном значении
K p ГВВ рассматривается как усилитель мощности.6 Значение K p у ГВВ на биполярных
транзисторах обычно невелико и лежит в пределах 5…10. ГВВ на биполярных транзисторах всегда рассматриваются как усилители мощности (в отличие от лампы у биполярного
транзистора выходной – коллекторный и входной – базовый токи существуют одновременно, поэтому значения K u и K i у такого генератора всегда конечны). ГВВ на полевых
транзисторах имеют значения K p , примерно, как в ламповых генераторах.
Очевидно, желательно иметь генератор с большим значением КПД анодной цепи  A
или КПД коллекторной цепи  КОЛ и с большим значением K p . Однако, как будет показано в лекции 6, требования получения большого значения КПД и большого значения K p
являются часто противоречивыми и поэтому приходится принимать компромиссное решение.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 2:
1.
2.
Какие мощности определяют в выходной и входной цепях ГВВ? Уясните их смысл и определение. Запишите все известные вам соотношения. Есть ли различие в определении мощностей в цепях ГВВ на
транзисторах n-p-n и p-n-p типа?
Укажите связи между выделяемыми мощностями в цепях ГВВ. Подтвердите их соотношениями. Приведите соотношения, связывающие мощности в выходной цепи ГВВ с использованием КПД анодной цепи
 A , КПД коллекторной цепи  КОЛ .
3.
4.
В чём сходство и в чём отличие между усилителем напряжения и усилителем мощности? Поясните.
Объясните существование физического предела на величину КПД анодной цепи, КПД коллекторной
цепи в ГВВ.
5. В чём проявляется закон сохранения энергии в выходной и входной цепях ГВВ?
6. В каком случае источник смещения отдаёт мощность, а в каком случае он является потребителем мощности другого (какого?) источника в ГВВ?
7. Поясните, на что расходуется мощность, потребляемая в цепи смещения ГВВ.
8. В чём сходство и в чём различие мощностей, связываемых с источником питания анода (коллектора) и
источником смещения? Поясните.
9. Запишите соотношения для коэффициентов усиления по напряжению и по току в обозначениях лампового и транзисторного ГВВ.
10. Почему ГВВ на биполярном транзисторе всегда рассматривается как усилитель мощности? Поясните.
6
Термин «усилитель», очевидно, применим, если значение, соответственно,
K u или K p больше единицы.
Часто используют понятие коэффициента передачи по напряжению или мощности, которое является более
общим для характеристики как генератора электрических колебаний, так и любой электрической цепи.
23
Лекция 3
Динамические характеристики и формы импульсов выходного тока генераторной
лампы и транзистора. Классификация режимов работы ГВВ по напряжённости и
нижнему углу отсечки выходного тока АЭ.
Величина и форма выходного тока АЭ ГВВ определяются значениями и фазовыми
соотношениями напряжений, действующих на электродах АЭ, что в самом общем виде
можно представить следующими функциями:
для триода i A  f (e A , eC );
для тетрода i A  f (e A , eC , eC 2 );
(*)
для пентода i A  f (e A , eC , eC 2 , eC 3 );
для биполярного транзистора i К  f (e К , е Б ),
где i A , i К - соответственно, ток анода, коллектора; е А , еС , еС 2 , еС 3 - соответственно, напряжение на аноде, на первой (управляющей) сетке, на второй (экранной) сетке,1 на третьей
(защитной или антидинатронной) сетке относительно катода; еК , еБ - соответственно,
напряжение на коллекторе и базе относительно эмиттера.
Зависимости (*) применимы, в частности, к семейству статических ВАХ лампы и
транзистора, обычно снимаемым экспериментально.
При работе генератора изменение выходного тока АЭ (и вообще тока любого электрода) происходит не по закону статических ВАХ, а по закону динамической характеристики (ДХ), под которой понимают, как уже отмечалось в лекции 1, геометрическое место
точек в семействе статических ВАХ, соответствующих мгновенным значениям тока в зависимости от мгновенных значений напряжений на электродах АЭ.
Строятся ДХ с использованием выражений (1.1), (1.2) и семейства статических ВАХ.
При известных значениях E A , EC ,U МС ,U МА для лампового ГВВ и Е К , Е Б ,U МБ ,U МК
для транзисторного ГВВ, задавая значения фазы ωt в пределах (0…2π) радиан2 через
определённые интервалы, можно определить из (1.1), (1.2) мгновенные напряжения eC , e A
или еБ , еК . Каждой паре значений eC , e A или еБ , еК соответствует определённое значение
анодного или коллекторного тока, которое может быть найдено по статическим ВАХ. В
случае тетрода, пентода необходимо использовать семейство статических ВАХ, снятых
при выбранных значениях напряжений eC 2 , eC 3 , которые, обычно, остаются неизменными
при работе генератора. Геометрическое место точек на статических ВАХ, соответствующее найденным значениям тока, образует ДХ. ДХ строятся аналогичным образом для тока
любого электрода АЭ в соответствующем семействе статических ВАХ.
В качестве примера рассмотрим построение ДХ анодного тока генераторной лампы
в анодной i A , e A и в анодно-сеточной i A , eC системах координат. Для определённости примем напряжение смещения равным напряжению запирания, то есть  EC   EC/ .3 Амплитуду напряжения возбуждения U MC и амплитуду колебательного напряжения U MA примем такими, чтобы напряжения eC MAX и e A МИН приходились на основную область семейства статических ВАХ анодного тока лампы, что возможно, в частности, если принять
U MC  1,2...1,5  EC/ , а U MA  0,5...0,6 E A .
1
Вторая сетка предназначена играть роль экрана между анодом и управляющей (первой) сеткой, чтобы
уменьшить ёмкостную связь между ними. Отсюда и название – экранная сетка. Однако часто её называют
также экранирующей сеткой.
2
Очевидно, значения фазы можно задавать в пределах (0…360)°.
3
Такая запись означает, что напряжение смещения по величине равно напряжению запирания и также отрицательно относительно катода.
24
Мгновенные напряжения на сетке и аноде описываются (1.1), (1.2), согласно которым
eC  U МС cos  t  EC/ ;
(3.1)
e A  E A  U MA cos  t.
Характер изменения мгновенных напряжений (3.1) аналогичен представленным на рис.1.2
и рис. 1.4, соответственно.
На рис.3.1 показаны статические ВАХ анодного тока в соответствующих системах
координат, с осями напряжений которых совмещены соответствующие оси рис. 1.2 и
рис.1.4. Обратим внимание, что в данном случае на рис.1.2 следует считать  EC   EC/ .
Точки 1 – 9 на рис.3.1 определяются при значениях текущей фазы ωt от 0 до 2π с шагом π/4 рад. Соответственно координаты точек согласно (3.1):
точка 1: ωt = 0;
e A  E A  U МА  е А МИН ;
еС  U МС  EC/  еС МАКС ,
e A  E A  0,707U МА ;
еС  0,707 U МС  EC/ ,
точка 3: ωt = π/2;
eA  E A ;
еС   EC/ ,
точка 4: ωt = 3π/4; e A  E A  0,707U МА ;
еС   0,707 U МС  EC/ ,
точка 2: ωt = π/4;
точка 5: ωt = π;
e A  E A  U МА  е А МАКС ;
еС  U МС  EC/  еС МИН .
После точки 5 мгновенные напряжения на электродах начинают изменяться в обратную сторону, и происходит совпадение точек: 6 – 4, 7 – 3, 8 – 2, 9 – 1. Затем всё повторяется. При принятом смещении  EC   EC/ в точке 3 при движении к ней от точек 1, 2
происходит прекращение анодного тока и при дальнейшем движении к точкам 4, 5 лампа
остаётся закрытой, несмотря на то, что мгновенное напряжение на аноде нарастает. Дело в
том, что мгновенное напряжение на сетке в это время уменьшается быстрее, то есть, становится более отрицательным, нежели нарастает напряжение на аноде.
Обратим внимание, что на рис.3.1 из всего семейства статических ВАХ анодного тока лампы представлены только четыре характеристики в пределах крайних значений
напряжений на аноде e А МАКС , е А МИН и на сетке еС МАКС , еС МИН . Характеристики за пределами
этих напряжений не представляют интереса, так как при работе генератора напряжения на
электродах лампы не выходят за указанные пределы. Внутри этих пределов, чтобы не загружать рисунок ненужными элементами, представлены только две характеристики, удовлетворяющие координатам промежуточных точек 2 (также 8) и 3 (также 7).
Как видно из рис.3.1, ДХ имеет наклонный участок. Очевидно, что наклон и положение ДХ зависят от соотношения мгновенных напряжений на электродах лампы.
А так как колебательное напряжение на аноде зависит от величины нагрузки в его цепи
Roe , то и наклон ДХ будет зависеть от величины этой нагрузки.
Статические ВАХ токов АЭ в общем случае не являются линейными и строго параллельными друг другу, поэтому и ДХ, в свою очередь, не будут прямолинейными.
25
iA
eC МАКС
1,9
eC при ωt =π/4
2,8
Участки ДХ
 E C
eAМИН
1
0
3,7
2
5 eA МАКС
4,6
eС МИН
eA
3
 /2
4
5

6
3 / 2
7
8
2
t
9
U MA
U MA
a
iA
eAМАКС
eAМИН
EA
Участки ДХ
1,9
2,8
eCМИН
 E C
5
3,7
4,6
eC МАКС
1
0
2
3
4
Статическая ВАХ
для e A при t   / 4
eC
 /2

5
6
3 / 2
7
8
U MC
9
2
U MC
t
б
Рис.3.1
По ДХ можно построить форму тока электрода АЭ. Для этого надо от напряжений
перейти ко времени t или фазе ωt, то есть осуществить представление ДХ во временной
26
области. На рис.3.2 показана форма анодного тока, соответствующая ДХ рис.3.1, где цифрами обозначены соответствующие точки ДХ. Как видно, в рассматриваемом примере
анодный ток представляет периодическую последовательность импульсов, симметричных
относительно периода сигнала возбуждения, о чём мы говорили в лекции 1. Подобные
импульсы будут характерны и для тока сетки. Аналогичные импульсы токов будут и в
транзисторном ГВВ в силу сходства статических ВАХ ламп и транзисторов. Как отмечалось в лекции 1, импульсы токов можно характеризовать двумя параметрами: максимальным значением (амплитудой) и углом нижней отсечки. Более подробно эти параметры
обсуждаются в лекции 4.
iA
2
2
8
3 4
0
9
91
1

2
5

6
3 4 5 67 
7
3
2
8
2
5
2
7
2
4
t
Рис.3.2
Если при выбранных напряжениях построить импульсы, например, анодного тока
для конкретной лампы, то можно провести расчёт параметров режима анодной цепи ГВВ
на этой лампе. Расчёт проводится так называемым графоаналитическим методом, в основе
которого лежит разложение в ряд Фурье графически заданной функции, каковой в данном
случае оказывается анодный ток. Определив постоянную составляющую и амплитуду
первой гармоники анодного тока, при известных напряжениях по формулам лекции 2
находятся все мощности в анодной цепи ГВВ и КПД анодной цепи. Аналогично можно
провести расчёт параметров режима сеточной цепи ГВВ. Также можно рассчитать параметры режима ГВВ на транзисторе.
Как видно из рис.3.1,а, ДХ анодного тока в системе координат i A , e A имеет участок с
отрицательной крутизной, когда увеличению напряжения на аноде соответствует уменьшение анодного тока, а уменьшению напряжения – увеличение тока. Именно наличие у
ДХ анодного тока участка с отрицательной крутизной делает возможным производить
усиление и ряд других преобразований сигнала в ГВВ на лампе. При этом лампа может
рассматриваться как отрицательное сопротивление.
Всё сказанное выше применимо и к ГВВ на транзисторе в силу уже отмечавшегося
сходства статических ВАХ ламп и биполярных транзисторов.
Если в рассмотренном выше примере построения ДХ анодного тока изменять амплитуду колебательного напряжения U МА , то есть изменять коэффициент использования
анодного напряжения ξ, то можно построить семейство ДХ. При этом каждой ДХ соответствует своя форма импульсов анодного тока.
На рис.3.3 представлены ДХ и формы импульсов анодного тока лампы при разных
значениях ξ (на рис.3.3 показаны только половины импульсов). Режим ξ = 0 соответствует
короткому замыканию нагрузки – контура С К , LК в анодной цепи лампы. ДХ в этом случае, как уже отмечалось в лекции 1, в рассматриваемой системе координат представляет
отрезок вертикальной прямой (ДХ I на рис.3.3). Если мгновенное напряжение на аноде не
заходит в область, где начинается резкое уменьшение анодного тока, то наклонные участки ДХ почти линейны и таковыми они остаются пока минимальное напряжение на аноде
е А МИН  Е А  U МА не станет меньше некоторого напряжения е А КР (критическое напряже27
ние на аноде). Таковыми являются ДХ II, III. При е А МИН  е А КР в верхней части ДХ появляется небольшой загиб, что приводит к уплощению формы импульса анодного тока (ДХ
IV на рис.3.3). При е А МИН  е А КР загиб в верхней части ДХ увеличивается и на вершине
импульса тока появляется впадина. Таковыми являются ДХ V, VI на рис.3.3.
I
IV  КР
iA
iA
II
eC МАКС
III
1
1
V
1
1
IV
  КР 1 1
1
V
eC при t   1
4
2
2
2
2
2
2
1
2
VI
III
1
II
I   0 
VI
  1
 EC
1
0
EA

4
eA
1
0


4
2
t
U MA I  0   0 

U MA II
2
U MA III
UMA IV = UMA KP
 KP 
U MA V
U MA VI  E A
  1
t
Рис.3.3
ДХ VI соответствует значение ξ = 1, при этом анодный ток на месте вершины импульса (ωt = 0) опускается до нуля. Если ξ > 1, то минимальное напряжение на аноде заходит в область отрицательных значений
e А МИН  Е А  U МА  Е А 1     0,
и мгновенное напряжение остаётся в этой области в течение некоторого времени. Анодный ток в эти моменты равен нулю и появляется с заходом мгновенного напряжения на
28
аноде e A в область положительных значений. Импульсы анодного тока при этом оказываются раздвоенными, как показано на рис.3.4, где представлены обе половины импульсов.
iA
при  >1
t
 / 2
0
 /2
Рис 3.4
В случае биполярного транзистора при ξ > 1 происходит открывание коллекторного
перехода и появляется коллекторный ток обратного направления4, который существует до
тех пор, пока сохраняется eК  eБ . Появление коллекторного тока обратного направления
приводит к уменьшению полезной мощности P~ , увеличению мощности возбуждения
РВОЗБ , что весьма нежелательно в ГВВ. Поэтому режим с ξ > 1 в ГВВ на биполярном транзисторе по схеме рис.1.1,б не применяется. По причине открывания коллекторного перехода такой режим физически не может быть реализован в схеме. В остальном формы импульсов коллекторного тока подобны импульсам анодного тока генераторной лампы.
По форме импульсов выходного тока различают режимы работы АЭ и, соответственно, режимы ГВВ.
Типовыми формами импульсов анодного тока лампы и коллекторного тока транзистора считают:
1. остроконечный или косинусоидальный импульс (при этом в большинстве случаев ξ = 0…0,8);
2. уплощенный косинусоидальный импульс (ξ = 0,8…0,9);
3. импульс с впадиной (ξ = 0,9…1);
4. раздвоенный импульс (ξ > 1).
ГВВ в режиме усиления мощности в большинстве случаев работают с уплощенной
формой импульсов или с импульсами, имеющими небольшую впадину.
Остроконечный импульс выходного тока АЭ, какими являются импульсы I, II, III на
рис.3.3, соответствует так называемому недонапряжённому режиму ГВВ. Импульс тока,
имеющий впадину, соответствует перенапряжённому режиму ГВВ. Такую форму имеют
импульсы V, VI на рис.3.3. Промежуточный режим между недонапряжённым и перенапряжённым режимами называется критическим. Ему соответствует импульс тока с уплощенной вершиной. Таковым является импульс IV на рис.3.3. Критическому режиму ГВВ
соответствует критический коэффициент использования анодного, коллекторного напряжения  КР . Режим ГВВ с ξ > 1 называется сильноперенапряженным. В случае лампового
ГВВ такому режиму соответствует раздвоенный импульс анодного тока
рис.3.4. В транзисторном ГВВ сильноперенапряженный режим с раздвоенным импульсом
коллекторного тока, как отмечалось выше, физически не реализуется.5
4
Более подробно обсуждается в лекции 4.
Возможна реализация режима со значением ξ > 1 в транзисторном ГВВ-усилителе за счёт использования в
коллекторной цепи, наряду с полезной первой гармоникой, одной или двух высших гармоник. Однако зна5
29
Следует отметить, что в перенапряжённом режиме ГВВ ток сетки и ток базы больше,
чем в недонапряжённом, что делает более тяжёлым режим работы сетки и базы. Последнее, как раз, и нашло своё отражение в классификации режимов ГВВ: недонапряжённый,
перенапряжённый.
Режимы работы АЭ в ГВВ различают также по нижнему углу отсечки выходного тока АЭ. Это режимы классов А, В, С, АВ.6
Режим класса А имеет место при θ = 180°; режим класса В – при θ = 90°; режим
класса С – при θ < 90°; режим класса АВ – при 90° < θ < 180°.
В теории генераторных устройств режим работы с углом отсечки выходного тока АЭ
θ = 180° называют режимом работы колебаниями 1-го рода, а режим работы с θ < 180° –
режимом работы колебаниями 2-го рода.
Как будет показано в дальнейшем (лекции 6 и 27), режим класса А обусловливает
самый низкий КПД генератора, но, зато, самым высокий коэффициент усиления. Поэтому
данный режим применяется в маломощных генераторах – усилителях, где КПД существенной роли, как правило, не играет, а большое значение коэффициента усиления весьма желательно.7 В мощных ГВВ используются режимы с θ < 180°, причём наиболее широко с θ ≤ 90°, то есть режимы классов В и С, которые обеспечивают КПД существенно выше, нежели режим класса А.
Во всех указанных выше режимах ГВВ форма импульса выходного тока АЭ в той
или иной мере близка к косинусоидальной. В то же время применяются генераторы с прямоугольной или треугольной формой импульса выходного тока АЭ (соответственно режим класса D и режим класса Е). Рассмотрение таких режимов выходит за рамки настоящих лекций.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 3:
1.
2.
Дайте определение динамической характеристики (ДХ) тока электрода АЭ в ГВВ. Уясните его.
Попробуйте построить ДХ анодного тока при разных соотношениях между принимаемым напряжением
/
3.
4.
5.
смещения EC и напряжением запирания  EC при принятом напряжении питания анода
E A . По-
стройте ДХ сеточного тока, а также коллекторного и базового токов.
Постройте ДХ анодного тока в системе координат i A , eC при короткозамкнутом контуре
С К , LK .
Сравните её с ДХ при наличии настроенного контура.
Попробуйте построить ДХ анодного тока для какой-нибудь конкретной генераторной лампы, статические ВАХ которой вам доступны. Поменяйте исходные значения напряжений и посмотрите, как изменятся ДХ.
Попробуйте построить ДХ и формы импульсов анодного тока, подобные приведенным на рис. 3.3, при
других соотношениях между принимаемым напряжением смещения EC и напряжением запирания
 EC/ .
6.
Что положено в основу классификации режимов ГВВ? Приведите принятую классификацию режимов
ГВВ по напряжённости и нижнему углу отсечки выходного тока АЭ.
7. Попробуйте построить форму импульса коллекторного тока при значении ξ > 1.
8. Вспомните известный из математики численный метод определения коэффициентов ряда Фурье функции, заданной графически.
9. Не обращаясь к предыдущей лекции, запишите известные вам соотношения для определения мощностей в выходной и входной цепях лампового и транзисторного ГВВ. Запишите формулу для определения КПД анодной (коллекторной) цепи. Сверьте записанные выражения с имеющимися в лекции 2.
Сделайте выводы по результатам своих записей.
10. Предложите соотношение для определения крутизны наклонного участка ДХ анодного (коллекторного)
тока в каждой из используемых систем координат. В чём различие?
чение коллекторного тока ниже нуля при этом не опускается. Высшие гармоники используются и в ламповых ГВВ с целью повышения КПД анодной цепи за счёт увеличения ξ.
6
В русскоязычной речи называются, соответственно: А, Б, Ц, АБ.
7
Именно для реализации режима класса А в транзисторном ГВВ приходится применять положительное
смещение
30
Лекция 4
Аппроксимация статических ВАХ генераторных ламп и транзисторов. Уравнения
выходного тока АЭ ГВВ для разных режимов работы по напряжённости при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ Определение эквивалентных параметров аппроксимированных статических ВАХ.
Аппроксимация статических ВАХ генераторных ламп и транзисторов.
Графоаналитический метод расчёта режима ГВВ, упоминавшийся в предыдущей
лекции, основанный на использовании реальных статических ВАХ АЭ, является надёжным средством получения достоверных данных о режиме генератора. Он незаменим при
всякого рода детальных исследованиях, когда важно иметь возможно более точные сведения о работе генератора. Вместе с тем, для инженерных расчётов этот метод громоздок и
применения в повседневной практической работе радиоспециалиста не нашёл.
Инженерные методы расчёта строятся на базе простых аналитических соотношений,
таблиц коэффициентов или обобщённых графиков, в результате чего существенно сокращается время, необходимое для проведения вычислений. Инженерные методы позволяют
удобно выбирать исходные данные для расчёта, например, задавать колебательную мощность или допустимое значение тока, сопротивление нагрузки (эквивалентное сопротивление контура Roe ), температурный режим и др. При графоаналитическом методе расчёта
заданными считаются только напряжения, действующие на электродах АЭ в схеме генератора, а токи, мощности, необходимое сопротивление нагрузки определяются в ходе вычислений.
Для разработки инженерных методов расчёта генератора, прежде всего, необходимо
иметь аналитические выражения, описывающие семейство статических ВАХ выходного
тока АЭ. Эти выражения должны быть простыми, чтобы при использовании их оказалась
простой вся методика расчёта.
Наиболее простой и достаточно точный метод расчёта генераторов на электронных
лампах и биполярных транзисторах получается при кусочно-линейной аппроксимации
статических ВАХ анодного и коллекторного тока. Такая аппроксимация позволяет описывать зависимость тока от действующих напряжений в виде линейных уравнений и получать весьма простые формулы для технических расчётов. Методы, основанные на кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ выходного тока лампы, транзистора, обеспечивают хорошую точность при условии полного или почти полного использования АЭ
по мощности, так как при этом значения рабочих токов и напряжений на электродах АЭ
перекрывают всё поле статических ВАХ, и с локальными нелинейностями реальных ВАХ
можно не считаться. Подобная ситуация характеризует так называемый режим большого
сигнала.
На рис.4.1 пунктирными линиями показаны реальные, а сплошными линиями – аппроксимированные статические ВАХ анодного тока генераторного триода в анодной системе координат i A , e A . В основной области характеристик, занимающей большую часть
поля значений напряжения и тока, где анодный ток i A монотонно возрастает как при увеличении напряжения e A , так и напряжения eС , реальные статические характеристики
триода отображаются семейством равноотстоящих параллельных прямых, соответствующих ряду значений напряжения на сетке eС , отличающихся друг от друга на постоянную
величину eС . Прямые проходят под углом  к оси абсцисс e A
i
tg  A .
e A
31
iA
Линия крити 
ческих режи 
мов ( крити 
ческая
линия )
eCIV  eCIII  eC
iA

eCIII  eCII  eC
eCII  eCI  eC
eA
eCIV  eCIII  eCII  eCI  0
eC  0
eCI
eC  EC 0
eC  0
0
E A0
eA
Рис.4.1
Характерная прямая, проходящая через начало координат, построена для напряжения eC  EC 0 , которое называется сеточным напряжением приведения (смысл этого
напряжения будет пояснён ниже).
Семейство статических характеристик в основной области полностью описывается
такими параметрами, как:
статическая крутизна
i
S  A е А  const;
eC
проницаемость
e
D  C i A  const;
e A
напряжение приведения EC 0 .
i A
 tg , где i A соответствует изменению тока
e A
между двумя соседними характеристиками, а e A соответствует изменению напряжения
е А для сохранения тока на прежнем уровне при изменении напряжения еС на величину
Обратим внимание, что SD 
еС между двумя соседними характеристиками.
Область реальных характеристик анодного тока с резким изменением i A при изменении e A , связанным с заметным перераспределением катодного тока между анодом и
сеткой лампы, что бывает, когда e A ≤ eС , заменяется при аппроксимации реальных характеристик наклонной прямой, проходящей через начало координат. Эту прямую называют критической линией или линией критических режимов и характеризуют крутизной,
обозначаемой S KP . На критической линии анодный ток при принятой аппроксимации не
зависит от напряжения eС и изменяется только при изменении напряжения e A .
Существенное расхождение между реальными и аппроксимированными характеристиками наблюдается в зоне критической линии. Некоторое отличие в характеристиках
наблюдается и в основной области, которое сводится к тому, что реальные характеристики отстоят между собой на промежутки, возрастающие с увеличением напряжения eС .
Кроме того, наблюдается и изменение их угла наклона к оси абсцисс e A .
Аппроксимированные статические ВАХ анодного тока генераторного триода в
анодно-сеточной системе координат i A , eC показаны на рис.4.2.
32
iA
eAIII  eAII  eA
eAII  eAI  eA
eAI
eA  EA0
eAIII  eAII  e AI
eA  0
Линия критических режимов
(критическая линия)
0
EC 0
eC
Рис.4.2
Основная область статических характеристик, где анодный ток возрастает при увеличении eС и e A , отображается семейством равноотстоящих параллельных прямых, проходящих под углом к оси абсцисс eС , соответствующих ряду значений напряжения на
аноде e A , отличающихся на постоянную величину e A .
Характерная прямая, проходящая через начало координат, построена для напряжения e A  E A0 , которое называется анодным напряжением приведения (смысл и полезность
введения этого напряжения, как и напряжения EC 0 , будут рассмотрены ниже). На характеристиках рис.4.1 анодное напряжение приведения E A0 соответствует точке пересечения
характеристики, снятой при eС = 0, с осью абсцисс e A .
В основной области семейство статических ВАХ (рис.4.2) описывается такими параметрами, как статическая крутизна S, проницаемость D, напряжение приведения E A0 .
При этом статическая крутизна S определяет наклон параллельных прямых в основной
области ВАХ рис.4.2.
Область реальных характеристик, соответствующая заметному перераспределению
катодного тока между анодом и сеткой лампы при eC  e A , когда анодный ток в значительной мере зависит от e A и в малой от eС , в анодно-сеточной системе координат заменяется семейством горизонтальных прямых, каждая из которых является продолжением
соответствующей характеристики при данном e A для основной области.
Место излома всех характеристик лежит на наклонной прямой, пересекающей ось
абсцисс в точке eС = EC 0 . Эту наклонную прямую также называют критической линией
/
или линией критических режимов. Крутизна её S KP
. Эта линия представляет граничную
линию между двумя областями семейства характеристик лампы.
К недостаткам рассмотренной аппроксимации (рис.4.2) следует отнести то, что в основной области крутизна всех характеристик принята одинаковой, тогда как реальные характеристики имеют обычно веерообразный ход и характерные «хвосты» при малых
анодных токах. Следовательно, кусочно-линейная аппроксимация только приблизительно
передаёт ход реальных характеристик анодного тока.
Однако, следует заметить, что при правильном выборе параметров семейства аппроксимированных статических ВАХ анодного тока ошибки в расчёте режима анодной
цепи лампового генератора с использованием кусочно-линейной аппроксимации не пре-
33
вышают (3…5)%, что вполне соответствует требованиям, предъявляемым к обычному
техническому расчёту.
В общем случае точность несколько хуже, так как параметры S , D, EC 0 , E A0 определяются обычно по усреднённым характеристикам лампы, представленным в справочнике,
тогда как отдельные экземпляры ламп могут отличаться по параметрам на (10…20)%. Параметры S , D, EC 0 , E A0 , определяемые при аппроксимации статических ВАХ, называют
эквивалентными параметрами статических ВАХ анодного тока.
Рассмотренная аппроксимация статических ВАХ анодного тока генераторного триода полностью применима и к другим генераторным лампам – тетродам и пентодам. У ряда
тетродов и пентодов проницаемость D очень мала и может быть без большого вреда для
аппроксимации и расчётов принята равной нулю. При D = 0 аппроксимированные статические ВАХ анодного тока в основной области в анодной системе координат i A , e A представляют горизонтальные прямые (угол  на рис.4.1 равен нулю), а в анодно-сеточной
системе координат i A , eC в основной области все характеристики совпадают, пересекая
ось абсцисс в точке eC   EC/ . Критическая линия в системе координат i A , eC совпадает со
статическими характеристиками основной области. Аппроксимированные статические
ВАХ анодного тока генераторного тетрода или пентода при D = 0 показаны на рис.4.3. У
тетродов и пентодов не выделяют характеристики, соответствующие напряжениям приведения ЕС 0 , Е А0 .
iA
iA
при
eC 2  EC 2
eC 3  EC 3
IV
C
e
 e  eC
eAIII  eAII  eA
III
C
при
eCIII  eCII  eC
e  e  eC
II
C
I
C
eC  0
eAII  eAI  eA
eC 2  EC 2
eC 3  EC 3
eAI
eA  0
eCI
eC   EC
0
eA
 EC
0
eC
Рис.4.3
Статические ВАХ анодного тока тетрода и пентода соответствуют фиксированному
напряжению на второй (экранной) сетке eC 2  EC 2 . При изменении этого напряжения характеристики пропорционально смещаются: в основной области в анодной системе координат i A , e A при увеличении eC 2 вверх, в анодно-сеточной системе координат i A , eC влево.
Критическая линия при этом в анодной системе координат наклоняется вправо. Отметим,
что в случае тетродов и пентодов напряжённость режима работы лампы в первую очередь
связана с перераспределением катодного тока между анодом и второй (экранной) сеткой, а
не между анодом и первой (управляющей) сеткой, как в триоде. В случае пентода напряжение на третьей (защитной) сетке также фиксируется, причём часто eC 3  EC 3  0.
У ряда тетродов проявляется динатронный эффект, что приводит к статическим ВАХ
анодного тока рис.4.4,а, где пунктиром показаны также ВАХ тока второй (экранной) сетки
iC 2 .
34
Аппроксимируют такие характеристики анодного тока, как показано на рис.4.4,б.
Напряжение E A/ называется анодным напряжением сдвига. Величина его пропорциональна напряжению питания второй (экранной) сетки EC 2 :
E A/  k Д EC 2 ,
где k Д - коэффициент динатронного эффекта, значение которого обычно находится в пределах (0,8…1,0).
При такой аппроксимации область левее E A/ считается запретной.
i A iC 2
iA
eCIII
iC 2
eCIII
Линия критических режимов (критическая линия)
eCII
eCI
eCII
eCII
eCI
eCIII
eCI
eA
0
E A
0
eA
Рис.4.4
В ГВВ на биполярных транзисторах наибольшее распространение имеет схема с общим эмиттером, представленная на рис.1.1,б, ввиду того, что она обладает наибольшим
коэффициентом усиления по мощности. Схема с общим эмиттером транзисторного ГВВ
эквивалентна схеме лампового генератора с общим катодом.
Типичные статические ВАХ биполярного транзистора по схеме с общим эмиттером
показаны на рис.4.5.1
iK , iБ
iK
 i  iБ
IV
Б
III
Б
i
eK  eK
eK
eK  0
iБIII  iБII  iБ
3
2
iБII  iБI  iБ
I
Б
i
0
1
4
2
iБ
}
eK
iБ  0
0
eK
a
EБ
eK  eK
eБ
б
Рис.4.5
1
Обычно такие характеристики приводятся в учебных изданиях по генераторным и подобным устройствам,
хотя реальные статические ВАХ коллекторного тока в области малых значений е А (рис.4.5,а) при разных
значениях
iБ несколько расходятся.
35
Статические ВАХ коллекторного тока транзистора во многом подобны статическим
ВАХ анодного тока лампы рис.4.1, рис.4.2. В качестве параметра при снятии статических
характеристик коллекторного тока в системе координат i K , eK , обычно принимается ток
базы i Б , тогда как у ламп в эквивалентной системе координат i A , e A параметром является
напряжение на сетке eC . Отвлекаясь от причин этого различия, отметим, что, используя
характеристики базового тока транзистора рис.4.5,б, можно от величины базового тока i Б
перейти к напряжению на базе eБ , являющемся эквивалентом напряжения eC в случае
лампы.
В семействе статических ВАХ биполярного транзистора выделяют четыре области:
1 – область отсечки, когда эмиттерный (эмиттер-база) и коллекторный (коллекторбаза) переходы смещены в обратном направлении, то есть закрыты. Коллекторный переход смещён в обратном направлении в исходном состоянии транзистора в ГВВ всегда, а
эмиттерный только при eБ  E Б/ .
2 – активная область, когда эмиттерный переход смещён в прямом направлении (открыт), а коллекторный – в обратном (закрыт). В этой области коллекторный ток слабо зависит от коллекторного напряжения eK , а в основном зависит от напряжения на базе eБ
(или от тока базы i Б ).
Следовательно, в активной области, являющейся основной при работе транзистора в
ГВВ, статические ВАХ транзистора ближе к ВАХ ламп с малой проницаемостью, то есть в
первую очередь к тетродам и пентодам.
3 – область насыщения, когда оба перехода смещены в прямом направлении (открыты). Это имеет место при eБ > eK .
Представляя биполярный транзистор как условно показано на рис.4.6, при обычно
принимаемых направлениях напряжений на электродах (такие направления напряжений
приняты и в транзисторном ГВВ по схеме рис.1.1,б) напряжение на коллекторном переходе можно определить как
eКБ  еК  еБ .

eКБ

iK
eКБ
К
iБ
еБ
Б
Б

еК
Э
еБ
iЭ
а
Б

iЭ
б
еК
Э
еБ
Рис.4.6
36
К
iБ
еК
Э
iK
eКБ
К
iБ


iK
iЭ
в
В активной области eK  e Б , поэтому eКБ  еК и переход коллектор-база (К-Б) всё
время закрыт. При этом ток эмиттера iЭ распределяется между базой и коллектором
(рис.4.6,б). Когда оказывается eБ  eK , коллекторный переход открывается и коллектор
начинает выполнять функции эмиттера, что обусловливает появление составляющей коллекторного тока обратного направления (рис.4.6,в), о чём мы упоминали в лекции 3, обсуждая форму импульса коллекторного тока при коэффициенте использования коллекторного напряжения ξ > 1.
В области насыщения ток коллектора i K в основном зависит от напряжения на коллекторе. Граница, отделяющая область насыщения от активной области, называется линией насыщения. Линия насыщения сходна с критической линией (или линией критических
режимов) в семействе статических ВАХ лампы в анодной системе координат i A , e A .
4 – область лавинного умножения или область пробоя. В области лавинного умножения транзистор может находиться в течение весьма малого времени, величина которого
зависит от многих факторов и сильно колеблется у различных типов транзисторов. При
превышении этого времени наступает явление вторичного пробоя, приводящее к необратимым процессам в структуре p-n перехода и выходу транзистора из строя.
Для расчёта транзисторных ГВВ применяется кусочно-линейная аппроксимация статических ВАХ коллекторного тока в активной области и в области насыщения, что обусловлено, в первую очередь, большим сходством статических ВАХ биполярного транзистора и электронной лампы.
На рис.4.7 показаны аппроксимированные статические ВАХ коллекторного тока биполярного транзистора.
iK
iK
линия насыщения
или критическая линия
eK
( e K  e K )
iБII  iБI  iБ
eK  0
iБI

0
E Б
при eK
i Б  0
eK
0
E Б при (eK  eK )
eБ
Рис 4.7
Основными параметрами аппроксимированных характеристик являются:
статическая крутизна
i
S  K еК  const;
eБ
напряжение отсечки E Б/ при выбранном напряжении eK ;
крутизна линии насыщения или критической линии
S KP  tg ;
коэффициент
37
D
eБ
iК  const ,
еК
аналогичный проницаемости у ламп.
Часто у транзисторов можно считать коэффициент D = 0, при этом E Б/ не зависит от
напряжения eK , а аппроксимированные характеристики коллекторного тока в системе
координат iK , eБ выходят из одной точки. В системе координат iK , eК в пределах основной
области при D = 0 характеристики отображаются прямыми линиями, параллельными оси
абсцисс eK . Очевидно, при D = 0 аппроксимированные ВАХ коллекторного тока подобны
аппроксимированным ВАХ анодного тока генераторной лампы с пренебрежимо малым
значением D.
Линия насыщения или критическая линия разделяет недонапряжённый и перенапряжённый режимы работы транзистора, соответственно и ГВВ. Самой линии соответствует критический режим работы.
Параметры аппроксимированных статических ВАХ коллекторного тока биполярного
транзистора определяются аналогично соответствующим параметрам аппроксимированных статических ВАХ анодного тока генераторной лампы. Они также носят название эквивалентных параметров статических ВАХ коллекторного тока.
Помимо рассмотренной аппроксимации статических ВАХ коллекторного тока биполярного транзистора на семействе реальных характеристик в системе координат iK , eК выделяют также линию параметрического режима, которая проходит правее линии насыщения, как показано на рис.4.8.
iK
Линия
насыще 
Линия параметрического режима
ния
eK
Рис.4.8
Если в процессе работы транзисторного ГВВ мгновенная рабочая точка, определяемая мгновенными напряжениями на электродах и соответствующим им значением коллекторного тока, остаётся правее линии параметрического режима, то режим считается
допараметрическим. При заходе рабочей точки левее этой линии режим становится параметрическим. Разделяет эти два режима граничный режим, которому соответствует линия
параметрического режима (в справочных данных на транзистор линию параметрического
режима часто называют линией критического режима, которая приводится для одной или
нескольких частот. Однако, несмотря на схожесть названий, не следует путать линию критического режима с линией критических режимов – линией насыщения).
В допараметрическом режиме ряд параметров транзистора, например, ёмкость коллекторного перехода, можно считать неизменными, тогда как в параметрическом режиме
38
эти параметры сильно зависят от режима. Это обстоятельство используется в ряде
устройств на транзисторах, в том числе и для генерирования высокочастотных электрических колебаний – в параметрических транзисторных умножителях частоты.2
Таким образом, в общем случае в транзисторном генераторе, в отличие от лампового, различают шесть режимов работы: недонапряжённый, критический, перенапряжённый,
которые аналогичны режимам лампового генератора и связаны с нелинейностью статических ВАХ коллекторного тока при переходе из активной области в область насыщения, и
допараметрический, граничный, параметрический. Понятие параметрического режима является специфическим для транзисторного генератора. Можно считать, что области на семействе статических ВАХ коллекторного тока, соответствующие названным режимам,
попарно совпадают для недонапряжённого и допараметрического, критического и граничного, перенапряжённого и параметрического.
Уравнения выходного тока АЭ ГВВ для разных режимов работы по напряжённости при
кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ
Аппроксимация статических ВАХ выходного тока АЭ даёт возможность аналитически определить оптимальные условия работы генератора и создать методы расчёта его
режима. Для этих целей необходимо составить уравнение выходного тока АЭ ГВВ.
Для составления уравнения, описывающего зависимость выходного тока АЭ от
напряжений, действующих на электродах, рассмотрим наиболее общий случай использования пятиэлектродной лампы (пентода). Полученные результаты распространяются на
любой частный случай, включая как лампу, так и транзистор, в силу внешнего сходства
статических ВАХ выходного тока этих приборов, что обсуждалось выше.
В общем виде уравнение анодного тока пентода
i A  f (е А , еС , еС 2 , еС 3 ) ,
где еА, еС, еС2, еС3 – соответственно напряжение на аноде, управляющей сетке, второй и
третьей сетках.
Изменение анодного тока от изменения мгновенных напряжений на электродах выражается полным дифференциалом
i
i
i
i
di A  A de A  A deC  A deC 2  A deC 3 ,
(4.1)
e A
eC
eC 2
eC 3
i
где A - частные производные функции анодного тока по напряжению соответствующеe
го электрода; de - дифференциалы соответствующих напряжений.
Применение кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ анодного тока
позволяет считать его частные производные по напряжениям в каждой из областей семейства постоянными.
Рассмотрим уравнения выходного тока АЭ в каждой из трёх областей: основной, перенапряжённого, критического режимов.
Уравнение выходного тока АЭ в основной области статических ВАХ
В пределах основной области семейства статических ВАХ анодного тока при кусочно-линейной аппроксимации параметры характеристик можно считать постоянными. При
этом
2
Рассматриваются в лекции 18.
39
i A i A

(e A , eC 2 , eC 3 )const  S ;
eC eC
i A
i A

(e A , eC , eC 3 )const  S 2 ;
eC 2 eC 2
i A
i
 A (e A , eC , eC 2 )const  S 3 ;
eC 3 eC 3
i A i A
1

(eC , eC 2 , eC 3 )const  tg  ,
e A e A
Ri
где Ri - внутреннее сопротивление лампы переменному току, определяющее тангенс угла
наклона аппроксимированных статических ВАХ анодного тока в основной области (см.
рис.4.1); S , S 2 , S 3 - крутизна анодного тока (или крутизна аппроксимированных характеристик анодного тока), соответственно, по напряжению управляющей (первой) сетки, второй
(экранной) сетки, третьей (защитной) сетки.
Выполняя интегрирование (4.1), при принятых обозначениях получим
1
i A  e A  SeC  S 2 eC 2  S 3 eC 3  C ,
(4.2)
Ri
где С - постоянная интегрирования, которая может быть найдена с использованием статических ВАХ в любой точке основной области, в которой определяется значение тока
i A при выбранных значениях e A , eC , eC 2 , eC 3 .
Ранее отмечалось, что статические ВАХ анодного тока пентода снимаются при фиксированных напряжениях на второй и третьей сетках, то есть при ec 2  EC 2 , eC 3  Ec 3 , где
Ec 2 , EC 3 - напряжения питания сеток. Для каждой конкретной лампы, используя семейство
её статических ВАХ анодного тока, можно определить конкретное значение С на основании (4.2), что, естественно, неудобно для создания общего подхода к анализу и расчёту
режима генератора. Поэтому для определения постоянной интегрирования С в уравнении
(4.2) следует взять некоторую отличительную характеристику, которая однозначно определяется для любой лампы, и отличительное значение анодного тока.
В анодной системе координат i A , e A для определения постоянной интегрирования С
целесообразно взять статическую характеристику, соответствующую сеточному напряжению приведения EC 0 (см. рис.4.1), и принять i A  0 , что имеет место при e A  0 . Тогда,
согласно (4.2),
C   SEC 0  S 2 EC 2  SEC 3 .
Таким образом,
e
i A  A  S eC  EC 0   S 2 eC 2  EC 2   S 3 eC 3  EC 3 .
(4.3)
Ri
Последнее выражение является общим уравнением анодного тока пентода в основной области статических ВАХ и отражает его линейную зависимость от приложенных к
электродам напряжений.
Так как при работе генератора напряжения на второй и третьей сетках обычно остаются неизменными, то eC 2  EC 2   0, eC 3  EC 3   0 , следовательно,
i A  S eC  EC 0  De A ,
где учтено основное соотношение для электронных ламп
1
1
D
 ,
SRi 
40
(4.4)


e
в котором  - статический коэффициент усиления по напряжению    A i A  const  .
eC


Выражение (4.4) определяет зависимость анодного тока при одновременном изменении напряжений на сетке и аноде и справедливо в пределах основной области статических
ВАХ анодного тока для всех типов ламп при любых фазовых и амплитудных соотношениях напряжений, действующих на электродах.
Сеточное напряжение приведения EC 0 оказывается равным анодному напряжению
приведения E A0 , умноженному на проницаемость D, то есть
EC 0  DE A0 .
Действительно, если при определении постоянной интегрирования С в (4.2) обратиться к аппроксимированным статическим ВАХ анодного тока в системе координат
i A , eC , то в основной области из всего семейства целесообразно взять отличительную ха-
рактеристику, соответствующую анодному напряжению приведения E A0 (см. рис.4.2), и
принять i A  0 при eC  0 . Тогда, согласно (4.2),
E
C   A 0  S 2 E C 2  S 3 EC 3 ;
Ri
e  E A0   Se  S e  E   S e  E .
iA  A
(4.5)
C
2 C2
C2
3 C3
C3
Ri
Так как при работе генератора eC 2  EC 2 , eC 3  EC 3 , то, согласно последнему выражению,
i A  S eC  DE A0  De A .
(4.6)
Очевидно, уравнение (4.6) должно давать аналогичный (4.4) результат, что возможно
только при
EC 0  DE A0 .
Таким образом, выбор статических ВАХ анодного тока, соответствующих напряжению EC 0 или E A0 , для определения постоянной интегрирования в уравнении (4.2), позволяет для любой лампы использовать одни и те же качественные условия и делает уравнения (4.3), (4.5) пригодными, в общем случае, для любой лампы. Если напряжения на второй и третьей сетках остаются неизменными при работе генератора или лампа является
триодом, то в пределах основной области статических ВАХ анодного тока справедливы
также уравнения (4.4), (4.6) при любых амплитудных и фазовых соотношениях напряжений на аноде и управляющей сетке.
Учитывая соотношения (1.1) и (1.2), определяющие мгновенные напряжения на сетке и аноде лампы в ГВВ при усилении, согласно которым
eC  U MC cos  t  EC ;
e A  E A  U MA cos  t ,
уравнения (4.4), (4.6) можно записать в следующем виде:
i A  S U MC  DU MA cos  t  DE A  E A0   EC .
(4.7)
Результирующее напряжение в квадратных скобках (4.7) называется управляющим
eУПР и представляет сумму постоянного ЕУПР  DE A  E A0   EC  DE A  EC 0  EC и пере-
менного uУПР  U MC  DU MA cos  t  U M УПР cos t напряжений. Если переменное напряжение равно нулю, то уравнение (4.7) будет определять точки статических ВАХ анодного
тока в основной области.
41
Выражение (4.7) называется основным уравнением лампового ГВВ в режиме усиления и представляет аналитическое выражение динамической характеристики анодного тока в основной области статических ВАХ.
Напряжение
DE A  E A0   DE A  EC 0
определяет величину напряжения запирания EC/ , то есть
DE A  E A0   DE A  EC 0  EC/ .
(*)
Действительно, если переменное напряжение отсутствует, то, согласно (4.7), анодный ток i A  0 при
E C  D E A  E A0 ,
а напряжение на управляющей сетке, при котором статическая ВАХ анодного тока в системе координат i A , eC при выбранном напряжении на аноде e A  E A пересекает ось абс-
цисс eC , как известно, называется напряжением запирания. Следовательно, соотношение
(*) справедливо.3
Напряжение EC/ характеризует сдвиг аппроксимированных статических ВАХ анодного тока в анодно-сеточной системе координат относительно их начала (см. рис.4.9) и
поэтому носит также название напряжения сдвига.
iA
e A  E A2
E A 2  E A1  E A0
e A  E A1
e A  E A0
 EC
при E A 2
0
 EC
при E A1 –D (EA1 – EA0)
EC 0
eC
–D (EA2 – EA0)
Рис. 4.9
С учётом введенного обозначения (*) основное уравнение лампового ГВВ (4.7) принимает вид
i A  S U MC  DU MA cos  t  EC/  EC .
(4.8)
Аналогичное (4.8) уравнение может быть получено и для транзисторного ГВВ в режиме усиления, которое в соответствующих терминах имеет вид
iK  S U МБ  DU MK cos  t  E Б/  E Б .
(4.9)
3
Если D = 0, то, согласно (*),
ЕС 0   ЕС/ . Следовательно, у тетродов и пентодов ЕС 0   ЕС/ . Говорить о
Е А0 при этом не имеет смысла.
42
Отличие (4.9) от (4.8) только в знаке перед E Б/ в сравнении с EC/ , так как у транзистора на статических ВАХ коллекторного тока напряжение отсечки E Б/ сдвинуто вправо
от начала координат (см. рис.4.7,б), а у ламп напряжение запирания EC/ находится левее
начала соответствующих координат (см. рис.4.9).
Действительно, если применить (4.1) к биполярному транзистору, то
i
i
di K  K de K  K de Б ,
eK
eБ
где в пределах активной области статических ВАХ коллекторного тока при кусочнолинейной аппроксимации
iK iK
iK iK
1

(еБ )const  ;

(eK )const  S .
eK eK
Ri
eБ iБ
Выполняя интегрирование, получаем
e
i K  K  Se Б  С.
Ri
Для определения постоянной интеiK
грирования С обратимся к статической
ВАХ коллекторного тока, снятой при
еК  Е К , которая в аппроксимированном
eK  E K
виде представлена на рис.4.10. Принимая
iK  0 при еБ  Е Б/ , eK  E K ,
условие
находим:
E
C   K  SE Б/ ;
Ri

0
E Б
Рис 4.10
получаем
eБ

iK  S eБ  Е Б/  DeK  DE K ,
(4.10)
где D  1 / SRi .
Учитывая (1.1), (1.2), согласно которым
eБ  U МБ cos  t  E Б ;
eK  E K  U МК cos  t ,
iK  S U МБ  DU MK cos t  E Б/  E Б ,
что соответствует (4.9).
Очевидно, в случае лампы для определения постоянной интегрирования С в (4.2)
также можно воспользоваться условием i A  0 при eC   EC/ , e A  E A и после соответствующих подстановок и преобразований получить основное уравнение лампового ГВВ в
виде (4.8), не вводя в рассмотрение напряжения приведения E A0 , EC 0 . В то же время, введение в рассмотрение этих напряжений позволяет глубже понять смысл напряжений запирания и отсечки, а также, что весьма важно, установить количественную связь между
напряжениями запирания и отсечки при разных значениях E A , E K .
Действительно, как было показано выше (*),
EC/  D E A  E A0 ,
тогда
43
EC/ при Е А1  D E A1  E A0 ,
ЕC/ при Е А 2  D E A 2  E A0 ,
откуда следует:
EC/ при Е А 2  EC/ при Е А1  ЕC/ ,
где EC/  EC/ при Е А 2  EC/ при Е А1  DЕ А 2  Е А1 .
Аналогичное соотношение справедливо и для транзистора:
E Б/  D E K 2  E K 1 .
Отличие только в том, и об этом не следует забывать, что в случае лампы с увеличением
напряжения питания анода E A напряжение запирания EC/ становится более отрицательным, при этом статическая ВАХ анодного тока в системе координат i A , eC смещается более влево от начала координат (см. рис.4.9), а в случае транзистора с увеличением напряжения питания коллектора E K статическая ВАХ коллекторного тока в системе координат
iK , eБ смещается ближе к началу координат (рис.4.7,б).
Если D = 0, то уравнения (4.8), (4.9) упрощаются и могут быть записаны из рассмотрения рис.4.11, согласно которому для произвольной точки х на статической ВАХ в основной области:
i A x  S U MC cos  t x  EC/  EC ;
iK x

 S U
МБ
cos  t x  E Б/  E Б

,
что соответствует (4.8), (4.9).
iA
iK
x
x
 EC
 EC
0
eC
 tх
 EБ
 tх
0
U MC
EБ
eБ
U MБ
t
t
б
а
Рис.4.11
Подставляя в уравнения (4.8), (4.9) величины соответствующих напряжений и задавая значения фазы ωt в пределах периода (0…2π) радиан, можно вычислить ток, соответствующий каждому моменту времени. При этом отрицательные значения тока следует отбросить, как не имеющие физического смысла, и считать в эти моменты времени ток равным нулю. Учитывая сделанное замечание, уравнения (4.8), (4.9) можно использовать для
определения постоянной и гармонических составляющих выходного тока лампы, транзистора по формулам для коэффициентов ряда Фурье. Однако использовать уравнения (4.8),
(4.9) в приведенном виде для анализа формы выходного тока и создания инженерных ме44
тодов расчёта режимов ГВВ довольно сложно, так как все входящие в эти уравнения
напряжения влияют на режим генератора.
В лекции 1 отмечалось, что, в общем случае, выходной ток АЭ в ГВВ представляет
периодическую последовательность импульсов, которые удобно характеризовать двумя
параметрами: максимальным значением (амплитудой) I MA , I MK , соответственно, анодного,
коллекторного тока и углом нижней отсечки θ. Уравнения (4.8), (4.9) могут быть преобразованы к виду, когда мгновенные токи анода и коллектора определяются через их амплитудные значения и угол нижней отсечки.
Действительно, учитывая, что при ωt = θ токи i A  0, iK  0 , согласно (4.8), (4.9)
можно записать:
EC/  EC  U MC  DU MA cos ;
(4.11)
 E Б/  E Б  U МБ  DU MK cos .
Соответственно, с учётом (4.11) уравнения (4.8), (4.9) можно записать в виде:
i A  S U MC  DU MA cos  t  cos ;
(4.12)
i K  S U МБ  DU MK cos  t  cos .
Так как при  t  0 i A  I MA , iK  I MK , то, согласно уравнениям (4.12),
I MA  S U MC  DU MA 1  cos   SU M УПР 1  cos ;
(4.13)
I MK  S U МБ  DU MK 1  cos   SU M УПР 1  cos .
С учётом последних соотношений уравнения (4.12) приводятся к одинаковому виду:
cos  t  cos
cos  t  cos
i A  I MA
;
i K  I MK
.
(4.14)
1  cos
1  cos
Согласно уравнениям (4.14) в основной области статических ВАХ анодного, коллекторного тока выходной ток АЭ при кусочно-линейной аппроксимации статических характеристик по форме представляет, в общем случае, импульсы косинусоидальной формы
высотой (амплитудой) I MA , I MK и шириной 2θ (рис. 4.12).
Из соотношений (4.11) следуют
i A iK
формулы для определения нижнего угКривая
ла отсечки анодного тока лампы
косинусоидальной
EC  EC/
формы
cos 
,
(4.15а)
U MC  DU MA
I MA , I MK
коллекторного тока транзистора
E Б  Е Б/
cos 
.
(4.15б)
U МБ  DU MK
Обратим внимание, что приве0
t


денные выражения для cos соответствуют отрицательному смещению, коРис.4.12
торое принималось в исходных соотношениях лекции 1. Если смещение будет положительным, что возможно, в частности, в
отдельных случаях транзисторного ГВВ, то в записанных соотношениях надо брать его со
знаком « – ».
Уравнения (4.14) используются для гармонического анализа импульсов выходного
тока лампы и транзистора. С учётом результатов этого анализа строятся инженерные методы расчёта ламповых и транзисторных ГВВ в недонапряжённом и критическом режимах работы.
Уравнение выходного тока АЭ в областях перенапряжённого и критического режимов
45
Рассмотренные выше уравнения анодного и коллекторного токов справедливы в основной области семейства аппроксимированных статических ВАХ и соответствуют недонапряжённому вплоть до критического режима работы ГВВ.
Для области резкого изменения выходного тока АЭ от напряжения на выходном
электроде, когда имеет место заметное перераспределение катодного тока между анодом и
сеткой лампы и переход биполярного транзистора в режим насыщения, что характеризует
перенапряжённый режим работы АЭ и ГВВ, зависимость выходного тока АЭ описывается
уравнением критической линии (линии критических режимов) в анодной системе координат i A , e A и уравнением линии насыщения (критической линии) для биполярного транзистора в системе координат iK , eK :
i A  S KP e A ;
(4.16)
i K  S KP eK .
Уравнения (4.16) справедливы в области положительных значений тока при e A  0 и
eK  0. Эти уравнения следуют также из (4.1).
Действительно, в перенапряжённом режиме частные производные в уравнении (4.1)
при кусочно-линейной аппроксимации принимают следующие значения:
i A i A
(еС , еС 2 , еС 3 )const  S KP ;

e A e A
i A i A

(e A , eC 2 , eC 3 )const  0 ;
eC eC
i A
i A

(e A , eC , eC 3 )const  S 2/ ;
eC 2 eC 2
i A
i
 A (e A , eC , eC 2 )const  S 3/ .
eC 3 eC 3
Значение крутизны анодного тока по напряжению второй сетки в области перенапряжённого режима, в общем случае, отличается от значения в основной области, то есть
S 2/  S 2 . Точно также крутизна анодного тока по напряжению третьей сетки S 3/  S 3 .
При принятых обозначениях после интегрирования (4.1) получаем
i A  S KP e A  S 2/ eC 2  S 3/ eC 3  C.
eC 2
Для определения постоянной интегрирования С возьмём точку i A  0, e A  0 при
 EC 2 , eC 3  EC 3 , тогда
C   S 2/ EC 2  S 3/ EC 3 ;
i A  S KP e A  S 2/ eC 2  EC 2   S 3/ eC 3  EC 3 .
Так как eC 2  EC 2 , eC 3  EC 3 , то
i A  S KP e A ,
что совпадает с (4.16). Аналогично для транзистора.
Следует отметить, что если у ламп крутизна статических характеристик анодного
тока S, а также крутизна критической линии S KP составляет единицы-десятки миллиампер
на вольт, то у транзисторов значения S и S KP составляют десятки-сотни миллиампер на
вольт и даже единицы ампер на вольт. Это приводит к тому, что в ГВВ на биполярных
транзисторах очень часто значение коэффициента использования коллекторного напряжения близко к единице и уравнение (4.16) для коллекторного тока оказывается справедливым в очень узком интервале напряжения eK .
46
Для критического режима уравнения (4.4), (4.6), (4.16) в случае лампового ГВВ и
уравнения (4.10), (4.16) в случае транзисторного ГВВ должны давать одни и те же значения токов. Исходя из этого, можно записать уравнение выходного тока АЭ в области критического режима.
В случае лампового генератора согласно (4.16)
e A  i A / S KP .
Подставляя последнее соотношение в (4.4), получаем

Di 
SD
i A  S  eC  EC 0  A   S eC  EC 0  
iA ,
S KP 
S KP

откуда
S
eC  EC 0   S KP eC  EC 0 .
iA 
(4.17)
SD
S KP
1
D
S KP
S
Последнее выражение является уравнением критической линии в анодно-сеточной
системе координат i A , eC (см. рис.4.2). Крутизна её
S KP
/

S KP
.
S KP
D
S
Линия пересекает ось абсцисс в точке eC  EC 0 .
/
Если D = 0, то S KP
= S и критическая линия в анодно-сеточной системе координат
совпадает со статическими характеристиками в основной области, что отмечалось ранее
/
(см. рис.4.3,б). Параметр аппроксимированных статических ВАХ анодного тока S KP
на
практике широкого применения не нашёл.
В случае транзисторного ГВВ согласно (4.10) с учётом (4.16) получаем
SD
iK  S eБ  E Б/  DE K 
iK ,
S KP
откуда
S KP
/
iK 
eБ  E Б/  DE K  S KP
eБ  E Б/  DE K .
(4.18)
S KP
D
S
Напомним, что напряжение отсечки E Б/ соответствует аппроксимированной статической ВАХ коллекторного тока в системе координат iK , eБ , снятой при eK  E K . Последнее уравнение позволяет провести критическую линию в системе координат iK , eБ , как
показано на рис.4.13.






iK
критическая
линия
eK  E K

tg  S KP
eK  0
(eK  eK )

0
E Б
DE K
Рис 4.13
EБ 0
eБ
47
Если в (4.18) обозначить результирующее напряжение E Б/  DE K  E Б 0 , то уравнение
оказывается подобным (4.17). Точно также, если учесть, что, согласно соотношению (*),
EC 0  DE A  EC/ , то уравнение (4.17) приводится к виду (4.18). Отличие только в знаке перед соответствующим напряжением запирания (отсечки), что обусловлено, напомним,
принципиальным различием характера этого напряжения у лампы и биполярного транзистора n-p-n типа.
Определение эквивалентных параметров аппроксимированных статических ВАХ выходного тока генераторных ламп и биполярных транзисторов
Рассмотрим методику определения эквивалентных параметров аппроксимированных
статических ВАХ анодного тока генераторной лампы. Методика явилась результатом обработки большого статистического материала и изначально была описана
В.А. Хацкелевичем. В силу сходства статических ВАХ коллекторного тока биполярного
транзистора с характеристиками анодного тока лампы методика применима и для определения эквивалентных параметров характеристик коллекторного тока. В то же время могут
быть некоторые особенности в подходе к определению эквивалентных параметров статических ВАХ транзисторов, которые мы обсудим в конце лекции. Суть рассматриваемой
методики в следующем.
Первоначально выбирается напряжение источника анодного питания E A , и находится ориентировочное ожидаемое значение амплитуды импульсов анодного тока I MA .
Например, если известна колебательная мощность P~ , которую должен обеспечивать
генератор, то амплитуду импульсов анодного тока можно найти из приближённого выражения, справедливого для режима, близкого к критическому,4
5P
I MA  ~ .
EA
Эквивалентные параметры характеристик в общем случае будут несколько изменяться в зависимости от выбора напряжения E A , использования лампы по току и напряжённости режима. Чем ближе реальные характеристики к параллельным прямым, тем
меньше изменяются эквивалентные параметры.
Определение статической крутизны S
Для определения статической крутизны удобно воспользоваться ВАХ анодного тока
в анодно-сеточной системе координат i A , e A . Из семейства выбирается статическая ВАХ,
соответствующая напряжению e A  E A / 2 (рис.4.14).
Через точку со значением i A  I MA проводятся две прямые. Одна из них является касательной к реальной характеристике в точке i A  I MA . Крутизна её S1  tg1 . Вторая соединяет точку i A  I MA с началом реальной характеристики. Крутизна её S 2  tg 2 . Расчётная крутизна является средним арифметическим:
1
S  S1  S 2 .
2
Определение проницаемости D
4
Происхождение выражения поясняется в конце лекции 6.
48
Для определения проницаемости в анодно-сеточной системе координат i A , e A рассматриваются две характеристики анодного тока, соответствующие e A1  E A и e A2  E A / 2.
На уровне тока i A  I MA / 2 отсчитываются два значения напряжения на сетке: eC* и eC**
(рис.4.15).
Значение проницаемости
eC
eC**  eC*
D

.
e A e A1  e A 2
iА
iА
IМА
2
IМА
Статическая ВАХ
при еА ≈ ЕА /2
еА2 ≈ ЕА /2
еА1 ≈ ЕА
φ2
φ1
0
еС* 0 еС**
еС
{
eА
ΔеС
Рис.4.15
Рис.4.14
Определение напряжения запирания (сдвига) EC/ и напряжений приведения EC 0 , E A0
В анодно-сеточной системе координат i A , eC выбирается статическая ВАХ, соответствующая e A1  E A . При отсутствии таковой выбирается характеристика, соответствующая e A1  E A . Через точку i A  I MA , как и при определении статической крутизны S, проводится
касательная,
(рис.4.16).
которая
абсцисс
в
точке
eC*
eC*  eC**
,
2
- напряжение на сетке, при котором реальная ха EC/ 
IМА
где eC**
еА1 ≈ ЕА
Рис.4.16
ось
Напряжение запирания принимается равным среднему арифметическому напряжений eC* и eC** :
iА
/
0
еС** - ЕС еС*
пересекает
еС
рактеристика при выбранном e A1 пересекает ось абсцисс.
Зная величину напряжения запирания, можно, используя соотношение (*), определить напряжения приведения. Согласно (*)
EC 0  De A1  EC/ ,
соответственно E A0  EC 0 / D .
Если напряжение e A1 для взятой ВАХ заметно отличается от принимаемого значения
напряжения питания анода E A , то, определив напряжение приведения, следует, используя
(*), уточнить величину напряжения запирания (сдвига):
49
EC/ при Е А  DE A  EC 0  DE A  E A0  .
Определение крутизны критической линии S KP
В семействе анодных характеристик i A , e A выбирается статическая ВАХ с таким
напряжением на сетке eC , для которого середина криволинейного участка, соответствующего переходу от плавного изменения анодного тока при больших значениях e A к резкому изменению анодного тока при малых значениях e A , находится на уровне тока i A  I MA
(рис.4.17).
Прямая, проходящая через начало координат и точку i A  I MA на характеристике, является линией критических режимов. Крутизна её
I
S KP  MA
.
e A/
В случае тетрода с динатронным эффектом линия критических режимов аппроксимированных ВАХ выходит не из начала координат, а из точки e A  E A/ (см.
рис.4.4,б). Определение крутизны критической линии осуществляется аналогично и поясняется рис.4.18. Как следует из рис.4.18,
I
S KP  / MA / ,
eA  E A
где, напомним, величина анодного напряжения сдвига E A/ связывается с напряжением питания второй сетки EC 2 через коэффициент динатронного эффекта k Д . Если значение k Д
неизвестно, то следует принять E A/ = EC 2 .
Линия критических режимов
iА
iА
еС
IМА
еС
IМА
Семейство статических
ВАХ при выбранном ЕС2
0
еА/
еА
Рис.4.17
0
/
ЕА/ еА
еА
Рис.4.18
Определённые описанным выше способом параметры S , D, EC 0 , S KP аппроксимированных статических ВАХ анодного тока генераторной лампы можно использовать и при
значениях анодного напряжения и амплитуды импульсов анодного тока, отличающихся от
выбранных E A , I MA , примерно, до ±20% в случае веерообразных реальных ВАХ. При этом
сохраняется вполне достаточная для инженерных расчётов точность. Если реальные статические ВАХ лампы близки к параллельным прямым, то параметры S , D, EC 0 , S KP аппроксимированных характеристик практически не изменяются при изменении E A , I MA .
Особенности определения эквивалентных параметров аппроксимированных статических
ВАХ коллекторного тока транзистора
При наличии статических ВАХ коллекторного тока транзистора, соответствующих
подобным ВАХ анодного тока, эквивалентные параметры статических ВАХ коллекторно50
го тока биполярного транзистора: S , D, E Б/ , S KP могут быть определены аналогично лампам. Значение E Б/ , при необходимости, может быть уточнено с учётом соотношений, вытекающих из записи уравнения (4.17). Значение коэффициента D для транзистора может
быть принято равным нулю.
В то же время, для транзисторов в справочниках обычно приводятся входные статические ВАХ iБ (еБ) при ЕК = 0 и ЕК < ЕК НОМ и выходные характеристики iК (еК) в зависимости от параметра iБ, которые отличаются от обычно приводимых в справочниках по лампам. Чтобы не пересчитывать приведенные в справочнике статические ВАХ транзистора к
подобным для ламп, определить эквивалентные параметры статических ВАХ транзистора
можно следующим образом.
Напряжение отсечки Е Б/ может быть определено по имеющейся входной статической ВАХ iБ (еБ) при ЕК < ЕК НОМ как среднее арифметическое напряжений отсечки реальной характеристики и напряжения отсечки, соответствующего касательной к реальной характеристике в основной области.
Крутизна линии критических режимов, она же линия насыщения, определяется, как
и у ламп. В отдельных справочниках указывается величина сопротивления насыщения
rНАС, которое связано с SКР соотношением: rНАС =1/ SКР.
Статическую крутизну коллекторного тока S следует определить как среднее арифметическое N крутизн Si
S  S 2  ...  S N
,
S 1
N
найденных с использованием выходных статических ВАХ iК (еК) при еК  ЕК/2. Для этого
при еК  ЕК/2 для трёх-четырёх характеристик (N = 2-3) определяют соответствующие значения iК, а по значениям входного тока iБ, соответствующим этим характеристикам, по
входным характеристикам определяют значения еБ. Отношение iК/еБ определяет значение статической крутизны Si.
Значение коэффициента D можно определить следующим способом. На выходных
характеристиках в основной области на уровне любого значения тока при двух значениях
напряжения на коллекторе еК  ЕК и еК  ЕК/2, отличающихся на еК, отмечаются входные токи, соответствующие этим характеристикам. По входной характеристике по
найденным входным токам определяется значение еБ. Соответственно D = еБ/еК.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 4:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Поясните своё понимание режима большого сигнала при работе АЭ в ГВВ. Можно ли использовать это
понятие при условии, если колебательная мощность генератора существенно меньше мощности, которую может создать АЭ? Поясните.
Назовите основные параметры, описывающие семейство статических ВАХ выходного тока лампы и
биполярного транзистора. Запишите соотношения для их определения. Уясните суть.
Сформулируйте отличия линий критических режимов в разных системах координат статических ВАХ.
Поясните.
Выделите на статических ВАХ биполярного транзистора области: отсечки, активную, насыщения, пробоя. Поясните их.
Поясните понятия допараметрического, параметрического и граничного режимов ГВВ на биполярном
транзисторе.
Поясните своё понимание целесообразности введения напряжений приведения: сеточного EC 0 и анодного
E A0 . Как они связаны между собою? Можно ли определить подобные напряжения для транзисто-
ра?
7.
Поясните смысл напряжения
делить
EC/ . Какие названия к нему применяются? Поясните их смысл. Как опре-
EC/ ? Как связано EC/ с напряжением анодного питания E A ?
51
8.
Запишите уравнения для области перенапряжённого режима ГВВ на лампе и для области насыщения
ГВВ на биполярном транзисторе. Запишите такое же уравнение для ГВВ на тетроде с динатронным эффектом. В чём отличие?
9. Чему равно напряжение смещения, соответственно в ламповом и транзисторном ГВВ, для обеспечения
режима с нижним углом отсечки выходного (анодного, коллекторного) тока  =90? Как ответ согласуется с выражениями (4.15) и физической стороной режима?
10. Исходя из сути эквивалентных параметров статических ВАХ анодного тока, предложите метод определения напряжения сдвига (запирания)
EC/ при интересующем напряжении на аноде E A , если известно
значение I MA и определено значение S.
11. Можно ли, используя прибор для измерения величины угла (транспортир) и таблицы значений тангенсов углов, определить статическую крутизну S и крутизну линии критических режимов S KP . Если можно, то как, если нельзя, то почему? Поясните.
52
Лекция 5
Аппроксимированные динамические характеристики выходного тока ламп и транзисторов при работе ГВВ в режиме усиления. Гармонический анализ импульсов выходного тока ламп и транзисторов при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ. Основные коэффициенты разложения импульсов токов косинусоидальной формы.
Аппроксимированные динамические характеристики выходного тока ламп и транзисторов при работе ГВВ в режиме усиления
При кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ выходного тока лампы и
биполярного транзистора при работе ГВВ в режиме усиления на активную нагрузку, реализуемую в виде настроенного параллельного колебательного контура, динамические характеристики (ДХ) выходного тока АЭ представляют, в общем случае, сочетание отрезков
прямых линий.
Действительно, обращаясь, например, к основному уравнению лампового ГВВ (4.8)
и учитывая, что на основании (1.1), (1.2)
e  EC E A  e A
cos  t  C

,
U MC
U MA
получаем


e  EC
i A  S U MC  DU MA  C
 EC/  EC   S ДС еС  АС ;
U MC


(5.1)


EA  eA
/
i A  S U MC  DU MA 
 EC  EC   S ДА е А  АА ,
U MA


где S ДС , S ДА - постоянные коэффициенты, определяющие крутизну ДХ в анодно-сеточной
i A , eC и анодной i A , e A системах координат, соответственно; AC , A Д - постоянные коэффициенты.
Как следует из (5.1),

U

i
U 
i
S ДС  A  S 1  D MA  ;
S ДА  A   S  MC  D  ;
(5.2)
eC
U MC 
e A
 U MA




AC  S EC/  EC DU MA / U MC ;

U

AA  S  EC/  EC  E A  MC  D  .
 U MA


Уравнения (5.1) совпадают с уравнением прямой линии на плоскости, записанном,
например, в общем виде, в системе прямоугольных координат х, у:
y  kx  A,
(*)
где k, А - постоянные коэффициенты, причём k характеризует угол наклона линии к оси
абсцисс х, а А определяет точку на оси ординат у, через которую проходит прямая при
х = 0.
Крутизна ДХ в соответствующей системе координат характеризует угол наклона ДХ
относительно оси абсцисс, как показано на рис.5.1.
Крутизна ДХ S ДС положительна (рис.5.1,а) и величина её не может быть больше S,
то есть S ДС ≤ S. При коротком замыкании нагрузки ( U MA = 0) S ДС = S и участок ДХ в основной области семейства статических ВАХ совпадает со статической характеристикой,
что мы отмечали в лекции 1. Обратим внимание, если D = 0, то, как и при коротком замыкании нагрузки, S ДС = S. При D = 0 все статические ВАХ в основной области в системе
52
координат i A , eC сливаются в одну (см. лекцию 4, рис.4.3,б). Соответственно и участок ДХ
совпадает с этой характеристикой. В анодной системе координат крутизна ДХ S ДА является отрицательной (рис.5.1,б) и при коротком замыкании нагрузки ( U MA = 0) величина её
равна бесконечности. ДХ в этом случае перпендикулярна оси абсцисс e A , что также отмечалось в лекциях 1 и 3.
iA
iA
tg  S ДA
tg  S ДС
участок ДХ
участок ДХ


0
eC
eA
0
а
б
Рис. 5.1
В области резкого изменения выходного тока АЭ от напряжения на выходном электроде, соответствующей перенапряжённому режиму работы генератора, ДХ совпадает с
критической линией в анодной системе координат i A , e A в ламповом ГВВ и с линией
насыщения в транзисторном ГВВ. Описываются ДХ при этом в соответствующих системах координат уравнениями (4.16). Уравнение ДХ для перенапряжённого режима в системе координат i A , eC можно получить из (4.16), осуществляя переход от одной системы координат к другой следующим образом.
Согласно (4.16) с учётом (1.2)
i A  S KP e A  S KP E A  U MA cos  t   S KP E A  S KPU MA cos  t .
Выражая
e  EC
cos  t  C
,
U MC
получаем


U
U
/
i A  S KP  E A  MA EC   S KP MA eC  S ДС
eC  AC/ ,
(5.3)
U
U
MC
MC


/
где S ДС
- крутизна ДХ в анодно-сеточной системе координат в области перенапряжённого
режима, определяемая соотношением
U
/
S ДС
  S KP MA ;
(5.4)
U MC
AC/ - постоянный коэффициент:


U
AC/  S KP  E A  MA EC  .
U MC


53
Уравнение (5.3) также соответствует общему уравнению прямой линии на плоскости
в прямоугольной системе координат (*).
Аналогичное уравнение справедливо для ДХ коллекторного тока в перенапряжённом режиме работы ГВВ (режим насыщения транзистора) в системе координат i K , eБ .
Таким образом, при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ выходного
тока лампы, транзистора ДХ этого тока для ГВВ в режиме усиления представляет сочетание отрезков прямых линий.
Построение ДХ, состоящих из отрезков прямых линий, существенно упрощается.
Ход каждого участка характеристики можно установить по двум точкам, удобным для построения, соединив эти точки прямой линией. Границы каждого участка находятся из граничных условий, в пределах которых справедливо то или иное уравнение участка ДХ.
Рассмотрим построение ДХ выходного тока для случая перенапряжённого режима
   KP  и при нижнем угле отсечки тока θ < 90°. Рассмотрение проведём на примере
анодного тока лампы в анодной и анодно-сеточной системах координат. Необходимые построения проиллюстрированы рис.5.2.
Как и при построении ДХ в семействе реальных статических ВАХ анодного тока
(лекция 3), будем задавать различные значения текущему фазовому углу ωt. Удобно выбирать значения ωt = 0 и ωt = π/2, когда значения косинуса, соответственно, равны единице и нулю.
При ωt = 0
eC  U MC  EC  eC МАКС ;
е А  Е А  U MA  e A МИН .
Точка ДХ при ωt = 0 обозначена А* и лежит на критической линии в анодной системе координат (рис.5.2,а) и на статической ВАХ анодного тока, соответствующей
e A  e A МИН , в анодно-сеточной системе координат (рис.5.2,б). Точка А, определяемая как
точка пересечения вертикальной прямой при e A  e A МИН с продолжением статической
ВАХ анодного тока при eC  eC МАКС в анодной системе координат и как точка пересечения
вертикальной прямой при eC  eC МАКС с продолжением статической ВАХ анодного тока
при e A  e A МИН в анодно-сеточной системе координат, необходима для построения участка
ДХ в основной области семейства статических ВАХ. В данном случае точка А является
фиктивной, но она, очевидно, была бы реальной точкой, если бы изменение тока при переходе критической линии продолжалось по закону соответствующей статической ВАХ
из основной области семейства. Для построения участка ДХ в основной области достаточно найти ещё одну точку. Для её отыскания удобно принять значение ωt = π/2, когда,
согласно (1.1), (1.2),
eC   EC ;
eA  E A ,
а значение анодного тока в этой точке, согласно основному уравнению ГВВ (4.8),
i A  S EC/  EC .
Так как нами принято значение нижнего угла отсечки анодного тока θ < 90°, то по величине EC  EC/ и последнее соотношение даёт отрицательное значение тока, которое не
имеет физического смысла в данном случае, но нужно только для нахождения точки ДХ.
Таким образом, при выбранном режиме (θ < 90°) эта точка также является фиктивной.
Обозначим её Б. Точка Б находится на вертикальной прямой при e A  E A в анодной си-



стеме координат (рис.5.2,а) на уровне тока i A  S EC/  EC

как точка пересечения этой
прямой с продолжением статической ВАХ анодного тока при eC   EC . В анодно-
54
сеточной системе координат (рис.5.2,б) точка Б находится на вертикальной прямой при
eC   EC на
55
iA
Критическая линия
еС = еС МАКС
A
A **
A*
Б EA
0
еА МИН
eC   EC
Б

1

B
eC   EC
eA
еА МАКС
2

i A  S E C  EC 
U MA
U MA
t
a
iA
Критическая линия
A
eA  E A
A
еА = еА МИН
i A  S E C  EC 
 EC
еС МИН
B

 E C
еС МАКС
Б
Б
*
0
U MC
U MC
t
б
Рис.5.2
eC
1
 2
56
A


уровне тока i A  S EC/  EC как точка пересечения этой прямой с продолжением статической ВАХ анодного тока при e A  E A .
Через точки А, Б проводим прямую линию, на которой выделяем участок в основной
области аппроксимированных статических ВАХ анодного тока, заключённый между точками A** , Б * , положение которых ясно из рис.5.2. Крутизна этого участка определяется
соотношениями (5.2) в соответствующей системе координат. Точку Б * можно найти и
непосредственно. Ей соответствует текущая фаза ωt = θ. При этом, согласно (1.1), (1.2),
eC  U MC cos  EC ;
e A  E A  U MA cos ,
а анодный ток i A  0.
Участок ДХ A* A** , соответствующий перенапряжённому режиму, в анодной системе координат имеет положительную крутизну S KP и лежит на критической линии, а в
/
анодно-сеточной системе координат этот участок имеет отрицательную крутизну S ДС
,
определяемую соотношением (5.4).
Участок ДХ Б * В совпадает с осью абсцисс и соответствует нулевым значениям
анодного тока. Точка В имеет место при ωt = π, когда, согласно (1.1), (1.2),
eC  U MC  EC  eC МИН ;
e A  E A  U MA  e A МАКС .
Таким образом, в рассмотренном режиме    KP ,   90 ДХ анодного тока образуется тремя отрезками прямых линий: A* A** , A** Б * , Б * В . При изменении текущей фазы ωt
в пределах (0… 2π) радиан значение тока изменяется от точки А* до точки A** , затем
уменьшается до нуля в точке Б * и сохраняется таковым до точки В. С точки В происходит
изменение тока в обратном направлении.
На рис.5.3 представлена форма импульсов анодного тока, соответствующая рассмотренной ДХ.
iA
A
A**
A**
I МПР
I MA
90
I MОБР
*
A
Б*

1
0
1
Б*

90
t
Рис.5.3
Основными параметрами таких импульсов являются: угол нижней отсечки θ, угол
верхней отсечки  1 , амплитуда образующего импульса I М ОБР , максимальное значение
тока I MA , амплитуда провала I М ПР . Смысл названных параметров понятен из рассмотрения рис.5.3. В частности, угол верхней отсечки определяет ширину «отсекаемой» вершины импульса. К смыслу остальных параметров импульса рис.5.3 мы обратимся ниже.
Введя в рассмотрение угол верхней отсечки анодного тока  1 , можно определить
координаты точки A** , которой соответствуют напряжения
57
eC  U MC cos 1  EC  eC Т . А** ;
e A  E A  U MA cos 1  e A Т . А** ,
определяемые (1.1), (1.2), и значение тока
i A  S U MC  DU MA cos 1  EC/  EC   I MA ,
определяемое согласно основному уравнению лампового ГВВ (4.8).
Амплитуду образующего импульса тока также можно определить на основании основного уравнения ГВВ, полагая ωt = 0:
I M ОБР  S U MC  DU MA  EC/  EC .
Амплитуда провала
I M ПР  S KP  e A Т . А**  е А МИН   S KPU MA 1  cos1  .




Непосредственная связь между I MA и I М ОБР может быть установлена на основании
(4.14), откуда следует
cos 1  cos
I MA  I M ОБР
.
1  cos
Если коэффициент использования анодного напряжения    KP , то точки А, А* ,
A** сливаются в одну точку; если ξ = 1, то точка А* совпадает с началом координат, а точка А оказывается на оси ординат; если ξ > 1, то точка А* находится на оси абсцисс, так как
при отрицательном напряжении на аноде анодный ток равен нулю.
Если нижний угол отсечки анодного тока θ = 90° , то точки Б и Б * сольются в одну
точку на оси абсцисс; если θ > 90°, то точка Б будет находиться выше оси абсцисс в основной области семейства статических ВАХ анодного тока, а точка Б * окажется на оси
абсцисс по противоположную, чем на рис.5.2, сторону от оси текущей фазы ωt.
На рис.5.4 показаны ДХ и форма импульсов анодного тока для случая ξ > 1, θ < 90°.
Построение ДХ в анодной и анодно-сеточной системах координат ясно их приведенного
рисунка. При ξ > 1 импульсы анодного тока оказываются раздвоенными и для характеристики их приходится вводить дополнительные параметры, в частности, второй нижний
угол отсечки  2 , смысл которого понятен из рис.5.4.
Всё изложенное выше относительно построения ДХ анодного тока применимо к построению ДХ коллекторного тока в транзисторном ГВВ при ξ ≤ 1. При ξ > 1, когда eK МИН


имеет знак, противоположный знаку Е К , у транзистора появляется ток обратного направления, что обсуждалось нами в лекциях 3 и 4.
ДХ выходного тока, позволяя построить форму импульсов тока, дают возможность
провести анализ зависимости режима работы ГВВ от питающих напряжений и сопротивления нагрузки в выходной цепи лампы, транзистора.
Гармонический анализ импульсов выходного тока АЭ в недонапряжённом, критическом и перенапряжённом режимах ГВВ
В недонапряжённом вплоть до критического режимах ГВВ на электронной лампе
или биполярном транзисторе импульсы выходного тока при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ представляют, в общем случае, усечённые снизу косинусоиды и
описываются выражениями (4.14), согласно которым
cos  t  cos
i A, K  I MA, MK
.
1  cos
В течение периода высокочастотного сигнала возбуждения ток существует в пределах значений текущей фазы (см. рис.4.12):
   t   .
58
iA
Критическая
линия
  1;
  90
еС =еС МАКС
A
A 
A*
Б*
0
C
еА МИН
eC   EC
EA
B
еА МАКС e A
Б
2
1

iA = SKP eA МИН
A 
U MA
t
iA
A
A 
A 
Б

 2  2
Б
 1 C C  1   t
iA
Критическая линия
A 
eA  E A
A
eA  е
A МИН
A 
B
 EC  EC
Б*
A
eC МАКС
C
0
eC МИН
Б
eC
iA = SKP eA МИН
2
1
A***

U MC
t
Рис.5.4
59
Имея аналитическое выражение для тока, можно, используя формулы для коэффициентов
ряда Фурье, определить постоянную и гармонические составляющие тока.
Постоянная составляющая импульсов выходного тока согласно формулам для коэффициентов ряда Фурье представляет среднее значение тока за период и определяется как


1
1
cos  t  cos
I A0 , K 0 
i

d

t

I MA, MK
 d t .
A, K


2 
2 
1  cos
Так как импульсы симметричны относительно ωt = 0, то также можно считать


1
1
cos  t  cos
I A0, K 0   i A, K  d t   I MA, MK
 d t .
1  cos
 0
 0
В итоге получаем
sin    cos
I A0, K 0  I MA, MK 
 I MA, MK   0   ,
 1  cos 
где  0   - коэффициент пропорциональности между амплитудой импульсов выходного
тока и постоянной составляющей его.
Амплитудное значение (амплитуда) первой гармонической составляющей выходного тока, имеющей частоту входного сигнала ГВВ, согласно формуле для соответствующего коэффициента ряда Фурье определяется как



1
2
2
cos  t  cos
I A1, K 1   i A, K  cos  t  d t   i A, K  cos  t  d t   I MA, MK
cos  t  d t 
 
 0
 0
1  cos
2  sin 2
 I MA, MK   1  ,
2 1  cos 
где 1   - коэффициент пропорциональности между амплитудой импульсов выходного
тока и амплитудой первой гармонической составляющей его (первой гармоникой).
Аналогично, используя формулы для соответствующих коэффициентов ряда Фурье,
можно получить выражения для определения амплитуды второй, третьей и т.д. гармоники
анодного, коллекторного тока. В общем случае оказывается возможным записать для амплитуды n-й гармоники
I An, Kn  I MA, MK   n   ,
 I MA, MK 
где  n   - коэффициент пропорциональности между амплитудой импульсов выходного
тока и амплитудой n-й гармоники.
Последнее соотношение носит общий характер и соответствует также постоянной
составляющей тока.
Коэффициенты  0 , 1 , 2 , ..., n широко используются на практике и носят название
коэффициентов разложения косинусоидального (остроконечного) импульса. Для сокращения записи знак угла отсечки θ в обозначении коэффициентов в дальнейшем будем
опускать, если не будет принципиальной необходимости указывать его.
Помимо этих коэффициентов находят применение ещё два типа коэффициентов, чаще всего обозначаемых  n   и  n   .
 n   - коэффициент пропорциональности между амплитудой n-й составляющей
выходного тока АЭ и амплитудой переменной слагающей управляющего напряжения
U M УПР , умноженной на статическую крутизну S.
Как отмечено в лекции 4, амплитуда переменной слагающей управляющего напряжения в ламповом ГВВ
U M УПР  U MC  DU MA .
Аналогично в транзисторном ГВВ
60
U M УПР  U MБ  DU MK .
Согласно (4.13) амплитуда импульсов анодного, коллекторного тока
I MA, MK  SU M УПР 1  cos  ,
а так как
I An, Kn  I MA, MK   n   ,
то
I
I
   
 n    An , Kn  MA, MK n
  n    1  cos  .
SU M УПР
SU M УПР
 n   - коэффициент формы импульсов выходного тока АЭ, определяемый как
 n   =
I An , Kn

 n  
.
 0  
I A0 , K 0
В дальнейшем для сокращения записи знак угла отсечки θ в обозначениях коэффициентов  n   и  n   будем опускать.
Чаще всего используются коэффициенты  0 , 1 ,  0 ,  1 , 1 .
На рис.5.5 представлены зависимости коэффициентов  ,  ,  в функции угла нижней
отсечки выходного тока АЭ.
0.5
1
1
0.8
0.4
0.3
0.4
3
30
60
90
а
0
0.6
2
0.2
0.1
0
1.0
0
0.2
180
120 150  
0
2.0
2
3
30
60
90
2
180
120 150  
б
1
1.0
3
0
30
60
90
в
180
120 150  
Рис.5.5
При   180  1   0  0,5;  1   0  1;  1  1, а все остальные коэффициенты равны
нулю. Это подтверждает тот факт, что при θ = 180° и линейных ВАХ форма тока совпадает с формой возбуждающего напряжения. Высших гармоник у тока нет.
Каждая из функций, определяющих коэффициенты  ,  ,  , обладает экстремумами
при определённых углах θ. Так, 1 имеет максимальное значение, равное 0,536, при
θ ≈ 120° (точное значение θ = 122,5°). Первые (основные) экстремумы коэффициентов  n
соответствуют углам
120

.
n
61
Отрицательные значения коэффициентов  n , например,  3 в пределах 90°< θ < 180°,
соответствуют тому, что данные гармонические составляющие импульсов тока АЭ в
начальный момент, когда ωt = 0, находятся в противофазе с возбуждающим напряжением,
соответственно и с первой гармонической составляющей тока.
Очевидно, если ограничена амплитуда импульсов выходного тока АЭ, то для получения наибольшей величины амплитуды интересующей гармонической составляющей тока следует выбирать значение нижнего угла отсечки выходного тока θ, исходя из  n МАКС .
Если же задана или ограничена амплитуда напряжения возбуждения, определяющая, по
существу, амплитуду переменной слагающей управляющего напряжения, то для получения наибольшей величины амплитуды интересующей гармоники выходного тока АЭ значение нижнего угла отсечки θ следует выбирать, исходя из  n МАКС . При n ≥ 3 коэффициент
 n имеет несколько максимумов, причём, как равных по величине, так и не равных. Значения n ≥ 2 представляют интерес для умножителей частоты, которые будут рассмотрены
в лекции 18. Коэффициент  1 имеет практически линейный характер изменения в пределах 60    120 . Примерно в этих же пределах θ полагается линейной зависимость  0 .
Полученные выше результаты могут быть использованы для гармонического анализа импульсов выходного тока АЭ в перенапряжённом и сильноперенапряжённом режимах
ГВВ.
В перенапряжённом режиме импульсы выходного тока имеют форму, показанную на
рис.5.3. Импульсы такой формы можно рассматривать как суперпозицию двух импульсов
косинусоидальной формы со своими параметрами: амплитудой и углом нижней отсечки.
Сказанное поясняется рис.5.6, на котором показана последовательность преобразования
импульсов.1
iA
A
A**
A**
I МПР I
MОБР
I MA
A
*
Б

Б*
1
Б*

iA

I MОБР
Б*
0
t
1 
0
iA
A


*

iA
 I МОБР  I МА 

A
A
t
A**
1
A**
0
1
t
A**
1
A**
0
1
I МПР
t
Рис.5.6
1
На рис.5.6 результирующий импульс представлен как суперпозиция трёх импульсов. Однако два вычитаемых импульса имеют одинаковую ширину 2θ1 и могут быть заменены одним с суммарной амплитудой.
62
К каждому из импульсов применим рассмотренный выше гармонический анализ, поэтому составляющие результирующих импульсов можно найти методом суперпозиции. В
частности, например,
I A0  I M ОБР   0    I M ОБР  I MA   0  1   I M ПР   0  1  
(5.5а)
 I M ОБР   0    I M ОБР  I MA  I M ПР   0  1   I M ОБР   0    I M ПР РЕЗ   0  1 ;
I A1  I M ОБР   1    I M ПР РЕЗ   1  1 
(5.5б)
и т.д.
Значения тока, характеризующие амплитуды соответствующих импульсов, могут
быть найдены по формулам предыдущего вопроса лекции.
Импульсы тока для сильно перенапряжённого режима лампового ГВВ можно рассматривать как суперпозицию трёх косинусоидальных импульсов со своими параметрами,
что поясняется рис.5.7.2 Составляющие токи результирующих импульсов могут быть
определены методом суперпозиции с использованием разложения в ряд Фурье каждого из
выделяемых импульсов со своими параметрами: амплитудой и углом нижней отсечки.
iA
iA
A
A
A**
I MПР
A**
Б*


I MОБР
I MA
C
1 
C
0
2
 21
Б*
I MОБР
Б*

t

Б*
t

0

A*** S e
КР АМИН
iA
iA
iA
A***
 I MОБР  I МА 



I MПР
A
A**
1
A***
A**
0
1
t
A**
A**
1
0
1
t
C
C
 2 0  2
S КР eАМИН
t
Рис.5.7
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 5:
1.
2.
Постройте аппроксимированные ДХ в анодной и анодно-сеточной системах координат при θ = 180° для
режимов работы ГВВ: a )    KP ; б )    KP ; в )    KP . Проанализируйте ДХ и сравните их с
рассмотренными в лекции.
Попробуйте построить ДХ анодного тока ГВВ, у которого в анодной цепи контур настроен на вторую
гармонику, то есть u K  U MK cos 2 t . Примите напряжение смещения равным напряжению запирания. Рассмотрите для лампы, имеющей D = 0 и D ≠ 0. Сравните и сделайте выводы.
2
Вычитаемые импульсы имеют ширину 2θ1 и могут быть заменены одним импульсом с суммарной амплитудой.
63

3.
Докажите справедливость соотношения
    1 для косинусоидального импульса.
n
n 0

4.
Установите, чему равны
  n  
n 0
5.

и
    для косинусоидального импульса.
n
n 0
Запишите выражения для определения постоянной составляющей I A0 и амплитуды первой гармоники
I A1 анодного тока для сильноперенапряжённого режима, используя обозначения рис.5.7. Осмыслите
6.
их.
Получите аналитическое выражение для коэффициента усиления по напряжению, например, лампового
ГВВ при работе в основной области семейства статических ВАХ анодного тока (область недонапряжённого вплоть до критического режима): K u 
7.
U MA
 ..... . Проанализируйте полученное выражение
U MC
при разных параметрах лампы, в частности, при D = 0 и D ≠ 0.
Используя полученное выше выражение для K u , преобразуйте выражения (5.2), определяющие крутиз-
ну ДХ в соответствующих системах координат.
Представьте результирующий импульс тока рис.5.6 в виде суперпозиции двух импульсов. Укажите параметры этих импульсов в соответствии с (5.5).
9. Представьте результирующий импульс тока рис.5.7 в виде суперпозиции трёх импульсов. Укажите параметры этих импульсов.
10. Запишите аналогичные (5.5) выражения для определения составляющих тока для импульсов сильно перенапряжённого режима рис.5.7.
8.
64
Лекция 6
Выбор оптимального режима работы лампы и транзистора в ГВВ. Критерии оптимальности режима по основным параметрам.
В ламповых и транзисторных ГВВ возможны следующие режимы работы: недонапряжённый, характеризуемый косинусоидальными импульсами выходного тока АЭ; критический (импульсы выходного тока также косинусоидальные, но реальные импульсы несколько уплощенные); перенапряжённый (импульсы выходного тока имеют провал на
вершине).1
Очевидно, в генераторных устройствах, особенно мощных, наибольший интерес
представляет режим, при котором АЭ – лампа, транзистор обеспечивает в нагрузке максимальную мощность при высоком КПД.
Колебательная мощность и КПД анодной, коллекторной цепи ГВВ в режиме усиления определяются следующими соотношениями:2
1
1
P~  U MK I A1, K 1  E A, K I A1, K 1 ;
2
2
(6.1)
1 I A1, K 1
 A, КОЛ  
.
2 I A0, K 0
Так как ВАХ анодного тока ламп и коллекторного тока транзисторов внешне сходны3, а колебательная мощность и КПД определяются одинаковыми соотношениями, то
условия оптимальности режимов по мощности и КПД для ламповых и транзисторных
ГВВ будут одинаковыми.
Из выражений (6.1) следует, что чем больше ξ, то есть чем больше напряжённость
режима, тем больше колебательная мощность и больше КПД при условии, что амплитуда
первой гармонической составляющей выходного тока, а также отношение амплитуды
первой гармоники к постоянной составляющей выходного тока не уменьшаются.
Однако, с ростом ξ, достигаемым за счёт увеличения эквивалентного сопротивления
контура Roe при сохранении напряжений питания и возбуждения неизменными, происходит, как правило, уменьшение амплитуды первой гармоники выходного тока I A1, K 1 и
уменьшение отношения I A1, K 1 / I A0, K 0 (ниже, для сокращения записи, сохраним обозначения и продолжим рассмотрение вопроса в терминах лампового ГВВ). Дело в том, что с
увеличением напряжённости режима при названных выше условиях происходит уменьшение амплитуды импульсов выходного (анодного) тока (см. рис.6.1), соответственно, и
амплитуды первой гармоники. Однако, в пределах основной области статических ВАХ
выходного тока, которая соответствует недонапряжённому и критическому режимам,
уменьшение амплитуды импульсов тока, соответственно, и первой гармоники незначительно, а колебательная мощность возрастает, так как возрастает колебательное напряжение, причём оно увеличивается заметнее, чем уменьшается ток. С уменьшением амплитуды импульсов с ростом напряжённости режима происходит и уменьшение постоянной составляющей выходного тока, соответственно, уменьшение потребляемой мощности P0 ,
что, вместе с возрастанием P~ , обусловливает увеличение КПД.
На рис.6.1 показаны ДХ анодного тока при θ = 90°. С изменением ξ значение нижнего угла отсечки анодного тока не изменятся в этом случае. В общем случае при
θ ≠ 90° и если проницаемость D ≠ 0 с ростом напряжённости режима работы АЭ угол
нижней отсечки выходного тока уменьшается, что видно из рассмотрения выражения для
определения нижнего угла отсечки анодного тока (4.15а):
1
См. лекцию 3.
См. лекцию 2.
3
См. лекцию 4.
2
64
cos 
iА
EC  EC/
EC  EC/

.
U MC  DU MA U MC  DE A
критическая линия
IMA0
IMA1
IMA2
IMA3
eС  eСМАКС  U МС  EС
2
1
 0
3   КР
1   2  3   4
  90
динамические
характеристики
 4   КР
0
U МА1
EА
eА
U МА2
U МА3
U МА4
Рис.6.1
При θ = 90° EC  EC/ и значение угла сохраняется, независимо от ξ. Если D = 0, то, независимо от ξ и соотношения EC и EC/ , значение нижнего угла отсечки также сохраняется.
Если θ ≠ 90°, то есть, EC  EC/ , то при D ≠ 0 угол нижней отсечки изменяется с напряжённостью режима, однако, это изменение из-за малой величины D может быть мало заметным. Поэтому в основной области семейства статических ВАХ всегда можно считать
I A1  1  

 const .
I A0  0  
Соответственно, с ростом ξ КПД будет пропорционально возрастать.
При переходе в перенапряжённый режим отношение I A1, K 1 / I A0, K 0 падает, так как I A1, K 1
уменьшается с появлением провала на вершине импульсов выходного тока быстрее, чем
уменьшается I A0, K 0 . (Если обратиться к исходным формулам коэффициентов ряда Фурье,
записанным в форме интегралов для определения постоянной и первой гармонической
составляющих тока,4 то из рассмотрения их следует, что постоянная составляющая I A0, K 0
определяется общей площадью импульса, а амплитуда первой гармоники I A1, K 1 в основном его центральной частью, благодаря сомножителю cos  t . С увеличением напряжённости режима ГВВ площадь импульса уменьшается медленнее, чем его центральная
часть.) Уменьшение I A1, K 1 в перенапряжённом режиме, несмотря на рост ξ , соответственно и рост амплитуды колебательного напряжения, может привести к снижению колебательной мощности P~ , а уменьшение отношения I A1, K 1 / I A0, K 0 – к уменьшению КПД.
Приведенные выше рассуждения позволяют сделать вывод о возможности существования в ламповых и транзисторных ГВВ режимов, оптимальных по колебательной
4
См. лекцию 5.
65
мощности и КПД. Возможность существования оптимальных режимов, в частности,
например, по колебательной мощности, следует и из того факта, что с ростом ξ возрастает
амплитуда колебательного напряжения U MK  U MA  E A, K , а амплитуда первой гармонической составляющей I A1, K 1 падает. Следовательно, существует такое значение ξ , когда
произведение амплитуды колебательного напряжения и амплитуды первой гармоники выходного тока максимально, а именно оно определяет величину колебательной мощности
1
1
P~  E A, K I A1, K 1  U MK I A1, K 1 .
2
2
Определим аналитически оптимальные режимы работы ламповых и транзисторных
ГВВ. Для этого обратимся к аппроксимированным статической и динамической характеристикам выходного тока АЭ, например, анодного тока лампы, показанным на
рис.6.2.
iA
eC  eC MAKC
I МА КЗ
I MA

I MA
наклонный участок
ДХ при   90
0
e A МИН
U MA
EA
eA
Рис. 6.2
Согласно рис.6.2 при работе в основной области статических ВАХ вплоть до критического режима амплитуду импульсов анодного тока можно определить следующим соотношением:
I MA  I MA КЗ  I MA  I MA КЗ  S AU MA ,
(6.2)
где I MA КЗ - амплитуда импульсов анодного тока при коротком замыкании нагрузки
Roe  0;   0 ;
S A - крутизна статической характеристики анодного тока в основной области в системе координат i A , e A
i
1
SA  A 
 tg .
e A Ri
Создаваемая лампой колебательная мощность
1
P~  U MA I MA 1 .
2
Согласно (6.2)
I MA КЗ  I MA
U MA 
,
(6.3)
SA
тогда
66
I MA КЗ  I MA
1
P~   1 I MA
.
SA
2
Из последнего выражения, найдя производную P~ / I MA , можно определить оптимальное значение амплитуды импульсов анодного тока I MA , при котором колебательная
мощность будет максимальной,
P~
1 1
I MA КЗ  2 I MA   0,

I MA 2 S A
откуда следует
1
I MAОПТ  I MA КЗ .
(6.4)
2
Если, используя (6.2), определить колебательную мощность как
1
P~  U MA I MA КЗ  S AU MA  1 ,
2
то можно найти оптимальное значение амплитуды колебательного напряжения U MA , при
котором достигается максимальная мощность, из условия
P~
1
  1 I MA КЗ  2 S AU MA   0,
U MA 2
согласно которому
1 I MA КЗ
U MA ОПТ 
.
(6.5)
2 SA
Обратим внимание, что условие (6.5) вытекает также из (6.3) при подстановке условия (6.4).
Отношение
I MA КЗ / S A  I MA КЗ Ri
определяет теоретическую величину амплитуды колебательного напряжения, соответствующей бесконечной нагрузке по первой гармонике в выходной цепи генератора, то
есть режиму холостого хода при условии, что характер изменения выходного тока такой,
как в основной области (рис.6.3).
iA
eСМАКС
I МА КЗ

U MAXX 0
EA
eA
Рис. 6.3
Обозначим
I MA КЗ
SA
 I MA КЗ Ri  U MA XX ,
(6.6)
67
тогда условие (6.5) можно записать в виде
1
U MA ОПТ  U MA XX .
(6.7)
2
Таким образом, чтобы лампа или транзистор обеспечивали в нагрузке максимальную
колебательную мощность, необходимо, чтобы амплитуда импульсов выходного тока в рабочем режиме была равна половине амплитуды импульсов в режиме короткого замыкания
нагрузки или чтобы амплитуда колебательного напряжения в рабочем режиме составляла
половину амплитуды напряжения в режиме холостого хода.
На основании (6.4) и (6.7) можно определить величину сопротивления нагрузки в
выходной цепи ГВВ, при которой обеспечивается оптимальный по мощности режим,
U MA ОПТ
R
1
Roe ОПТ 

 i.
(6.8)
I MA ОПТ
S A 1  1
Если учесть, что U MA ОПТ  I A1 Roe ОПТ , то соотношение (6.8) можно получить из (6.7) с
учётом (6.4), (6.6). Действительно,
1
1
1 I MA КЗ 1
U MA ОПТ  I A1 Roe ОПТ  I MA ОПТ  1 R oe ОПТ  I MA КЗ 1 Roe ОПТ  U MA XX 
 I MA КЗ Ri .
2
2
2 SA
2
Из записи последнего соотношения вытекает (6.8).
Соотношения (6.4), (6.5), (6.7), (6.8) можно рассматривать как разные формы записи
критерия оптимальности режима ГВВ по мощности.
Следует обратить внимание, что при выводе соотношений (6.4), (6.5) принято допущение, что угол нижней отсечки выходного тока не зависит от напряжённости режима генератора, поэтому 1  const. Подобное допущение справедливо либо при
θ = 90°, либо при условии, когда с напряжённостью режима изменяются также амплитуда
напряжения возбуждения и величина напряжения смещения таким образом, что сохраняются неизменными нижний угол отсечки выходного тока и величина максимального
мгновенного напряжения на входе: eC МАКС или еБ МАКС . Очевидно, только при выполнении
последнего условия I МА КЗ  const , что также подразумевалось при выводе (6.4), (6.5). Если
коэффициент D (у ламп, напомним, характеризует проницаемость) пренебрежимо мал, то
есть D ≈ 0, то все отмеченные выше допущения всегда выполняются в ламповом ГВВ, а в
транзисторном тем более (у транзисторов, напомним, с большим основанием можно считать D = 0).
Выше отмечалось, что возможность существования оптимального по мощности режима с изменением напряжённости следует и из рассмотрения формулы
1
P~  U MA I A1 .
2
Определим оптимальный режим аналитически, воспользовавшись условием
P~ 1
U MA
1
 U MA  I A1
 0,
I A1 2
2
I A1
из которого следует
 U MA 
U MA



.
I A1
 I A1  ОПТ
Так как U MA / I A1  Roe ,
то оптимальному режиму соответствует условие
U MA
.
I A1
Посмотрим, насколько (6.9) согласуется с (6.8).
Roe ОПТ  
68
(6.9)
Для определения производной в правой части (6.9) воспользуемся выражением для
амплитуды первой гармоники анодного тока:
I A1  S U MC  DU MA 1  cos  1  S U MC  DU MA  1 .
(6.10)
Налагая те же условия, что и раньше, а именно eC МАКС  U MC  EC  const ;   const ,
и определяя из формулы
EC  EC/
cos 
U MC  DU MA
напряжение смещения
EC  EC/  U MC  DU MA cos ,
получаем
eC MAKC  EC/  DU MA cos
U MC  eC MAKC  E C 
.
1  cos
Подставляя последнее выражение в (6.10) и выполняя преобразования, находим
 eC MAKC  EC/  DU MA 
,
I A1  S 1 


1

cos



откуда
U MA 1  cos


.
S 1 D
I A1
Учитывая, что
1
 1  1 1  cos ; D 
,
SRi
имеем
U MA Ri

 ,
I A1  1
при этом, согласно (6.9),
R
Roe ОПТ  i ,
1
что соответствует ранее полученному условию (6.8).
Статические ВАХ анодного тока генераторных ламп зависят от уровня их мощности
и конструкции. В общем случае возможны лампы с характеристиками анодного тока, показанными на рис.6.4. Для характеристик рис.6.4,а
S KP
 1,
SA
а для характеристик рис.6.4,б
S KP
 .
SA
Очевидно, лампы, имеющие характеристики с S KP  S A , будут обеспечивать максимальную мощность в недонапряжённом или почти критическом режиме работы, где выполняются соотношения (6.4), (6.5).
Для ламп, у характеристик которых S KP  S A , соотношения (6.4), (6.5) не могут
быть выполнены в основной области семейства статических ВАХ анодного тока, а в области перенапряжённого режима они недействительны в силу исходных предпосылок при
их выводе, в частности, из-за принятия I A1  I MA1 , что справедливо для косинусоидальных импульсов, которые имеют место только в недонапряжённом режиме вплоть до критического. В перенапряжённом режиме в импульсах анодного тока появляется провал на
69
вершине, что приводит к резкому уменьшению амплитуды первой гармоники анодного
тока и, соответственно, несмотря на рост амплитуды колебательного напряжения, к снижению колебательной мощности, обеспечиваемой лампой в нагрузке.
критическая линия
iA
I MA КЗ
eC МАКС
S КР
1
SA
1
I MA КЗ
2
( S КР  S A )
0
1 / 2U MA XX
EA
eA
U MA XX
а
iA
S КР

SA
критическая линия
eC МАКС
I MA КЗ
( S КР  S A )
1
I MA КЗ
2
EA
0
1
U MA XX
2
eA
б
Рис. 6.4
Соотношению (6.5) соответствует коэффициент использования анодного напряжения

70
1 I MA КЗ
,
2 S AEA
значение которого при S A  0 оказывается много больше единицы, что физически не может быть достигнуто.5 Поэтому, если принять, что достижимое максимальное значение
 MAKC  1, при этом U MA  E A , то при использовании в ГВВ ламп, у которых S A  0 , максимальная мощность в нагрузке будет в критическом режиме, которому в этом случае соответствуют практически максимальные значения тока и колебательного напряжения
(рис. 6.5). Колебательная мощность, обеспечиваемая при этом лампой,
1
1
P~  I MA 1U MA KP  I MA КЗ 1 E A .
2
2
iA
критическая линия
I МА КЗ
eC MAKC
I MA
0
U MA KP
EA
eA
Рис. 6.5
Таким образом, в целом можно считать, что все лампы в ГВВ обеспечивают в
нагрузке максимальную мощность вблизи критического режима, имея при этом высокий
КПД анодной цепи, благодаря относительно большому значению коэффициента использования анодного напряжения ξ.
Всё изложенное выше относительно оптимального режима работы лампового ГВВ,
когда в нагрузке обеспечивается максимальная колебательная мощность, полностью применимо к транзисторному ГВВ.
Рассмотрим, какими соображениями следует руководствоваться при выборе нижнего
угла отсечки выходного тока АЭ ГВВ. Режим работы ГВВ по напряжённости полагаем
критическим:    KP .
Чем меньше нижний угол отсечки выходного тока АЭ, тем больше будет КПД
анодной, коллекторной цепи, если значение  KP не будет изменяться.
Действительно,
I A1, K 1 1
I MA, MK   1   1
1
 A, КОЛ   KP
  KP
  KP  1   ,
2
I A0, K 0 2
I MA, MK   0   2
а значение коэффициента 1 растёт с уменьшением угла θ (см. рис.5.5,в). Однако, с
уменьшением θ уменьшается амплитуда первой гармонической составляющей выходного
тока АЭ при неизменной амплитуде импульсов тока за счёт уменьшения коэффициента 1
и, соответственно, снижается колебательная мощность, создаваемая АЭ, например, лампой:
5
В ламповых ГВВ практически возможно получение ξ несколько больше единицы, но не более 1,1…1,2.
В транзисторных ГВВ практически всегда ξ < 1. О возможных значениях ξ см. лекции 1, 3, 4.
71
1
P~   KP E A I MA 1 .
(6.11)
2
Очевидно, чтобы сохранить величину колебательной мощности, необходимо увеличивать амплитуду импульсов выходного тока, но при этом будет несколько уменьшаться
значение  KP (рис.6.6), что может привести к снижению КПД анодной, коллекторной цепи. Следовательно, существует значение нижнего угла отсечки выходного тока АЭ, при
котором обеспечивается максимальное значение КПД анодной, коллекторной цепи при
сохранении колебательной мощности P~ .
iA
eС МАКС 2
I MA КР 2
eС МАКС 1
I MA КР1
ДХ при   90;  КР 2
ДХ при   90;  КР1
0
e A МИН КР1 e A МИН КР 2
EA
eA
Рис 6.6
Для критического режима справедливо соотношение, вытекающее из рассмотрения
рис.6.6,
I MA  S KP e A МИН  S KP E A  U MA KP   S KP E A 1   KP ,
из которого следует
I
 KP  1  MA .
(6.12)
S KP E A
Так как I MA  I A1 / 1 , то
I A1
.
(6.13)
 KP  1 
1 S KP E A
Если учесть, что
2 P~
2 P~
I A1 

,
U MA KP  KP E A
то из (6.13) получается следующее выражение для коэффициента использования анодного
напряжения в критическом режиме:
8P~
1 1
 KP   1 
.
(6.14)
2 2
1 S KP E A2
Согласно полученному результату возможны два значения  KP , удовлетворяющих
выбранному значению нижнего угла отсечки анодного тока и требуемой мощности. Практический интерес представляет большее значение
8P~
1 1
 KP   1 
,
(6.15)
2 2
 1 S KP E A2
72
так как при этом будет больше КПД анодной цепи
1
 A   KP  1
2
и потребуется меньше амплитуда импульсов анодного тока и амплитуда напряжения возбуждения. Сказанное поясняется рис.6.7, на котором представлены две ДХ анодного тока
для критического режима и θ = 90°. Знаки (+), (-) у параметров соответствуют решениям
()
(6.14). Очевидно, если принять меньшее значение  KP   KP
, то, отвлекаясь от меньшего
при этом значения  A и большего значения U MC , может оказаться, что лампа не обеспе()
чит требуемую амплитуду импульсов анодного тока I MA
из-за физических ограничений на
ток эмиссии катода.
iA
)
()
eC( MAKC
 U MC
 EC
( )
I MA
)
( )
eC( MAKC
 U MC
 EC
( )
I MA
( )
 KP
( )
 KP
0
EA
eA
Рис 6.7
Используя (6.15), для КПД анодной цепи ГВВ в критическом режиме можно записать
1

 1 .
(6.16)


Так как 1 и 1 являются функциями нижнего угла отсечки анодного тока, то, дифференцируя последнее соотношение по θ и приравнивая производную нулю, можно найти
значение нижнего угла отсечки анодного тока, соответствующего максимуму КПД анодной цепи генератора. Возможность существования значения θ, при котором обеспечивается максимум  A , иллюстрируется качественными зависимостями рис. 6.8.
Значение оптимального угла нижней отсечки анодного тока, соответствующее максимуму КПД анодной цепи при работе генератора в критическом режиме, зачастую оказывается слишком малым, что ведёт к работе ГВВ с большой амплитудой импульсов
анодного тока
2 P~
I MA 
 KP E A1
и большой амплитудой напряжения возбуждения, которая, как следует из (4.12) при
ωt = 0, когда i A  I MA , определяется соотношением
I MA
(6.17)
U MC 
 DU MA .
S 1  cos 
Аналогично для транзисторного ГВВ.
8P
~
 A  1  1 
4
1 S KP E A2
73
2
1
1
 КР
1
1
2
 КР  

180
0
1
8P~
1
2
1S КР E А2

180
0
А
1
2
 А   КР 1
0
ОПТ

180
Рис.6.8
Может получиться так, что АЭ – лампа, транзистор не может обеспечить требуемую
амплитуду импульсов выходного тока, следовательно, и необходимую колебательную
мощность. Кроме того, сильно возрастает требуемая мощность возбуждения, что резко
снижает коэффициент усиления генератора по мощности K P , и возрастает величина
напряжения смещения.
В силу указанных выше причин работа генератора с оптимальным по КПД углом
нижней отсечки выходного тока АЭ часто не может быть осуществлена практически.
Кроме того, анализ показывает, что оптимум КПД в зависимости от нижнего угла отсечки
θ выходного тока АЭ не очень резко выражен. Поэтому, как правило, нижний угол отсечки анодного тока выбирается в пределах θ = (60… 90)°. При этом КПД анодной цепи в
критическом режиме у ГВВ на триодах составляет (60…70)%, а у генераторов на тетродах
и пентодах (65…75)%.
У ламп, имеющих ограничение по току эмиссии катода, нижний угол отсечки анодного тока целесообразно выбирать ближе к 90°. При этом получается практически максимальная мощность в критическом режиме ГВВ при хорошем КПД анодной цепи. Если
угол отсечки θ взять меньше, то понизится колебательная мощность, создаваемая лампой,
хотя КПД анодной цепи может и возрасти при этом. Для ламп с активированными катодами нижний угол отсечки анодного тока выбирается ближе к нижнему пределу θ = 60°.
Нужная мощность в этом случае обеспечивается за счёт работы с большей амплитудой
импульсов анодного тока, то есть за счёт более полного использования эмиссионных способностей катода.
В целом, так как оптимум зависимости  A   не резко выражен, величина θ может
изменяться на (5…10)° в ту или иную сторону от рекомендованных выше значений.
Соображения по выбору нижнего угла отсечки θ коллекторного тока у биполярных
транзисторов те же, что и для ламп. Однако транзисторные ГВВ в устройствах генерирования и формирования сигналов (УГФС) в большинстве случаев работают с нулевым
смещением E Б  0 , имея при этом θ несколько меньше 90°. В этом случае не нужен дополнительный источник напряжения, что упрощает цепи питания транзистора. Кроме того, для некоторых транзисторов подача запирающего напряжения на базу для получения θ
заметно меньше 90° даже недопустима, так как увеличивается обратное напряжение на
74
переходе база-эмиттер e Б ОБР . Действительно, мгновенное напряжение на базе согласно
(1.1)
eБ  U МБ cos  t  E Б ,
при этом максимальная величина обратного напряжения определяется из соотношения
e Б ОБР  е Б МИН  U МБ  Е Б .
Увеличение обратного напряжения e Б ОБР создаёт угрозу пробоя перехода эмиттербаза. Необходимо, чтобы обратное напряжение не превышало допустимой величины, то
есть, чтобы было6
eБ ОБР  еБ ДОП ,
где eБ ДОП - допустимое обратное напряжение на базе (на переходе база-эмиттер). Указывается в справочных данных на транзистор.
Кроме того, чем больше величина запирающего напряжения смещения E Б , тем
меньшего уровня можно будет подавать сигнал возбуждения для исключения пробоя перехода эмиттер-база, а это приведёт к снижению выходной мощности транзистора. Сказанное поясняется рис.6.9.
iК
-еБ ДОП
-ЕБ
/
0 -ЕБ
UМБ при ЕБ
/
еБ
UМБ при ЕБ = 0
UМБ при -ЕБ
Рис.6.9
Подавать отпирающее напряжение на базу Е Б  E Б/ для получения θ > 90° нецелесообразно, так как при этом снижается КПД коллекторной цепи и возрастает мощность, выделяемая (рассеиваемая) на коллекторе, а также возрастает мощность, выделяемая (рассеиваемая) на базе (см. лекцию 2), что повышает температуру переходов транзистора и этим
самым ограничивает, причём весьма существенно, величину полезной (колебательной)
мощности, которую может обеспечить транзистор.
6
Приводимая ниже запись предполагает отрицательное обратное напряжение, что свойственно транзисторам n-p-n типа. Очевидно, всё сказанное выше относительно выбора нижнего угла отсечки коллекторного
тока, напряжений и мощностей справедливо и для транзисторов p-n-p типа. Необходимо только учитывать
противоположную полярность напряжений питания и переменных напряжений в цепях.
75
Примечание. В лекции 4 при определении эквивалентных параметров аппроксимированных статических ВАХ выходного тока генераторных ламп и биполярных транзисторов использовано выражение
5P
I MA  ~ .
EA
В настоящей лекции мы установили, что оптимальным для АЭ режимом работы в
ГВВ является критический при нижнем угле отсечки выходного тока вблизи 90°.
Согласно выражению (6.11)
1
P~   KP E A I MA 1   ,
2
если учесть, что  KP  0,8 (см. лекцию 3), а 1 90  0,5 (см. лекцию 5), то получаем из
последнего выражения
2 P~
2 P~
5P
I MA 

 ~.
 KP1  E A 0,8  0,5 E A E A
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 6:
1.
2.
3.
4.
Если D  0 и   90 , то в какую сторону изменится θ при увеличении ξ? Поясните.
Обоснуйте запись выражения (6.10). Уясните смысл выражения.
Проверьте правильность выражения (6.14).
Используя выражение (6.16), найдите производную  A  и приравняйте её нулю. Решите полученное уравнение относительно
5.
6.
7.
8.
9.
76
 ОПТ . Проанализируйте полученное выражение.
При определении условий оптимального режима работы ГВВ по мощности и КПД мы использовали
первые производные соответствующих выражений, которые приравнивали нулю и находили решения.
Найденные решения принимали за оптимальные, соответствующие максимуму интересующего параметра. Но из курса высшей математики известно, что приравнивание нулю первой производной функции позволяет найти точки её экстремумов, которые, в общем случае, могут соответствовать минимальным значениям функции, а не только максимальным. Для однозначного ответа на вопрос о характере
экстремума функции надо обращаться к исследованию её второй производной. Что в нашем случае даёт
основание, не обращаясь к анализу второй производной, считать, что найденное решение соответствует
экстремуму типа максимума?
Насколько справедливо утверждение, что при θ = 90° у ламп, имеющих ограничение по току эмиссии, в
критическом режиме ГВВ получается практически максимальная мощность? Подтвердите или опровегните это утверждение.
Запишите выражение для определения нижнего угла отсечки коллекторного тока при нулевом смещении. Проанализируйте выражение. Каким при этом будет угол отсечки базового тока?
Разберитесь с рис.6.9 и ответьте, какую колебательную мощность сможет обеспечить транзистор, если
принять напряжение смещения, равное половине e Б ДОП и совпадающее с ним по знаку?
Получите, аналогично приведенным рассуждениям при выводе (6.15), выражение для  KP в случае использования тетрода с динатронным эффектом, аппроксимированные статические ВАХ анодного тока
которого представлены на рис.4.4,б.
Лекция 7
Выбор АЭ по заданным требованиям к усилителю мощности. Инженерный метод
расчёта ламповых и транзисторных ГВВ – усилителей мощности, оптимальных по
разным критериям.
Полученные в лекциях 4 – 6 соотношения позволяют предложить порядок расчёта
режимов выходной (анодной, коллекторной) и входной (сеточной, базовой) цепей ламповых и транзисторных ГВВ, оптимальных по разным критериям.
Рассматриваемый ниже порядок расчёта режимов цепей ГВВ представляет инженерный метод расчёта ламповых и транзисторных ГВВ – усилителей мощности, основанный на кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ анодного, коллекторного тока.
В результате расчёта должны быть определены действующие в цепях генератора
напряжения и токи, мощности, требуемое сопротивление нагрузки в выходной цепи АЭ.
В лекции 6 показано, что оптимальным по мощности и КПД режимом работы ГВВ
является критический режим.
В большинстве случаев требуется рассчитать генератор на заданную колебательную
мощность P~ . Иногда необходимо провести расчёт: на оптимальное использование мощности источников питания, или на оптимальное использование АЭ по току, или на заданное сопротивление нагрузки и др.
В зависимости от задания порядок расчёта режима выходной цепи АЭ ГВВ различен. Однако, большинство случаев задания могут быть сведены к расчёту на заданную колебательную мощность P~ .
Ниже рассматривается порядок расчёта ламповых и транзисторных ГВВ в критическом режиме по схеме с общим катодом и общим эмиттером, оптимальным по разным
критериям. Также рассматриваются особенности расчётов ГВВ в недонапряжённом и перенапряжённом режимах.
1. Расчёт генератора на заданную колебательную мощность P~ в критическом режиме
Расчёт начинается с выбора АЭ. При этом исходят из заданной колебательной мощности P~ и диапазона рабочих частот генератора.
Если требуемая от генератора мощность P~ не превышает десятков – сотни ватт,1 то
такой генератор может быть выполнен на транзисторе. Если же мощность генератора P~
составляет сотни ватт – единицы, десятки, сотни киловатт, то такой генератор, особенно
при больших уровнях мощности, может быть выполнен оптимальным образом только в
ламповом исполнении.
АЭ – лампа, транзистор выбирается на мощность
PНОМ  P~ ,
(*)
где PНОМ - номинальная (указанная в паспортных данных на прибор) колебательная мощность АЭ.
Если заданная мощность P~ не может быть обеспечена одним АЭ, то решают вопрос
о количестве АЭ, подходящих по частоте и доступных по мощности. Заданная мощность
обеспечивается суммированием мощностей нескольких АЭ с помощью специальных схем
и устройств, основные из которых мы рассмотрим в лекциях 15, 16.
1
Обратим внимание, что мы ведём речь о ГВВ на одном АЭ – лампе или транзисторе. Как будет показано в
лекциях 15 и 16, подобные генераторы могут объединяться для создания более мощных устройств, также
называемых генераторами.
77
Часто оказывается, что несколько АЭ удовлетворяют условию (*). В этом случае при
выборе АЭ учитывают дополнительные данные, как-то, стоимость прибора, доступность,
размеры, надёжность и др.
В паспортных данных АЭ, которые могут быть взяты из соответствующих справочников, приводятся все необходимые для расчёта параметры, соответствующие номинальному (рекомендованному) режиму работы АЭ. Для ламп обычно указываются значения:
номинальной колебательной мощности PНОМ , номинального напряжения питания анода
Е А , допустимой мощности рассеяния на аноде Р А ДОП , допустимой мощности рассеяния
на сетке РС ДОП и др. Для транзисторов: номинальная колебательная мощность PНОМ или
выходная мощность РВЫХ, напряжение питания коллектора E K или допустимое напряжение коллектор-эмиттер eK ДОП , допустимое обратное напряжение на переходе база-эмиттер
еБ ДОП и др. В полных справочниках обязательно приводятся статические ВАХ выходного
тока АЭ, которые необходимы для определения эквивалентных параметров аппроксимированных характеристик:2 S , S KP , D, EC/ , E Б/ и др., если эти параметры специально не оговариваются. Иногда указываются эквивалентные параметры для номинального режима.
Если выбранный режим отличается от номинального, то эквивалентные параметры аппроксимированных ВАХ следует уточнить.
В ламповых ГВВ иногда приходится сознательно отклоняться от номинального режима работы лампы, если её номинальная мощность заметно больше заданной P~ . При
этом целесообразно снижать величину питающего анодного напряжения Е А и улучшать
использование лампы по току. Чем с большим током I MA и меньшим напряжением Е А работает лампа, тем меньше величина требуемого сопротивления нагрузки в анодной цепи
лампы
U
E A
Roe  MA 
.
I A1  1 I MA
Последнее особенно важно с повышением рабочей частоты генератора, где появляются
определённые трудности в реализации высоких значений Roe . На практике это имеет место в ГВВ метровых, дециметровых, сантиметровых волн.
Мощность, обеспечиваемая лампой в нагрузке при пониженном значении анодного
напряжения, примерно может быть оценена по формуле
1
P~  E A I A0  1 ,
2
согласно которой при   0,8...0,9 и   90
P~  0,8...0,7 I A0 E A .
А. Расчёт режима выходной цепи
1. Выбирается нижний угол отсечки анодного тока лампы в пределах θ = (60…90)° и
по таблицам или графикам (в последнем случае точность будет ниже) находятся коэффициенты разложения косинусоидального (остроконечного) импульса:  0 ,1 ,  1 ,  1 . Эти коэффициенты могут быть также определены по соответствующим формулам лекции 5.
В транзисторном ГВВ часто принимают нижний угол отсечки коллекторного тока
равным 90° или немного меньше.
2. Определяется коэффициент использования анодного (коллекторного) напряжения,
соответствующий критическому режиму по формуле (6.15)
2
См. лекцию 4.
78
8P~
1 1

1
,
2 2
 1 S KP E A2
 KP 
где E A - принятое напряжение питания анода. Когда лампа полностью используется по
мощности, то E A  E A НОМ .
Для тетродов с выраженным динатронным эффектом

 E /  1 1
8 P~
.
 KP  1  A    1 
(7.1)
2
1S KP E A  E A/ 
 E A   2 2
Последнее соотношение выводится аналогично (6.15), если учесть, что для критического режима при аппроксимации статических ВАХ анодного тока, как показано на
рис.4.4,б, в случае тетрода с динатронным эффектом

E/ 
I MA  S KP e A МИН КР  S KP E A  U MA KP  E A/  S KP E A 1   KP  A  ,
(7.2)
E

A 
откуда
 E/ 
I
 KP  1  A   MA
 E A  S KP E A
и т.д. по аналогии с выводом (6.15). Соотношение (7.2) поясняется рис.7.1.


iA


критическая линия
eС МАКС
I MA
ДХ
0
E А
e A МИН КР
eA
EA
U МА КР
Рис 7.1
Выражение (7.1) можно получить также путём следующих рассуждений. Если у
лампы с динатронным эффектом на семействе аппроксимированных статических ВАХ
(рис.4.4,б) сместить начало координат в точку e A  E A/ , то можно применить выражение


(6.15), в котором вместо напряжения E A должно быть напряжение E A  E A/ . Выражение
(6.15) в этом случае определяет коэффициент
U MA KP
8 P~
1 1
*
 KP

 
1
.
/
2
EA  EA 2 2
1S KP E A  E A/


79
Учитывая, что
 KP 
U MA KP
EA
,
из последнего выражения находим

*
1 
 KP   KP

E A/   E A/   1 1
8P~
  1 
  
1
EA   EA   2 2
1 S KP E A  E A/



2

,

что совпадает с (7.1).
3. Определяется амплитуда колебательного напряжения:
на аноде лампы
U MA   KP E A  U MA KP ;
на коллекторе транзистора
U MK   KP E K  U MK KP .
В случае транзисторного ГВВ следует проверить, что при принятом напряжении питания коллектора E K и найденном колебательном напряжении на коллекторе с амплитудой U MK KP максимальное мгновенное напряжение на коллекторе e K MAKC не превышает
допустимое, то есть
e K MAKC  E K  U MK KP  E K 1   KP   e K ДОП .
Если это условие не выполняется, то следует уменьшить E K и повторить расчёты.
Иногда в транзисторном ГВВ амплитуду колебательного напряжения на коллекторе
определяют, исходя из условия e K MAKC  e K ДОП . В этом случае для критического режима
на основании рис.7.2 можно записать
1
1
1
P~  U MK KP 1 I MK  U MK KP 1 S KP e K МИН  U MK KP 1 S KP e K ДОП  2U MK KP  ,
2
2
2
откуда следует

e K ДОП  1 1
16 P~
.

U MK KP 
1
2  2 2
1 S KP eK2 ДОП 
Напряжение коллекторного питания в этом случае
E K  e K ДОП  U MK KP .
iК
iБ МАКС (еБ МАКС )
I МК
статическая
характеристика
динамическая характеристика
e K ДОП
EK
0
еК МИН
U MK KP
Рис 7.2
80
U MK KP
eК
Часто в транзисторных ГВВ выбирают
EK 
e K ДОП
,
2
обеспечивая при этом некоторый запас по напряжению на коллекторном переходе, так как
e K ДОП
e K MAKC  1   KP E K  1   KP 
 e K ДОП .
2
4. Определяется амплитуда первой гармонической составляющей:
анодного тока лампы
I A1  2 P~ U MA KP ;
I K 1  2 P~ U MK KP .
коллекторного тока транзистора
5. Определяется амплитуда импульсов анодного, коллекторного тока
I MA, MK  I A1, K 1 /  1 .
Для ламп с ограниченным током эмиссии катода необходимо проверить условие
I MA  0,8 I ЭМИССИИ
(до 20% эмиссионного тока катода оставляется на токи сеток: управляющей и экранной).
Если условие не выполняется, то следует увеличить значение θ и все расчёты повторить.
6. Определяется постоянная составляющая анодного, коллекторного тока
I A0, K 0  I MA, MK  0 .
Для ламп с активированным катодом следует проверить условие
I A0  I A0 ДОП ,
где I A0 ДОП - допустимое значение постоянной составляющей тока анода лампы. Если задано в паспортных данных допустимое значение действующего тока катода I КАТ 0 ДОП , то,
можно принять I A0 ДОП  0,8 I КАТ 0 ДОП (до 20% действующего тока катода отводится для токов сеток).
Если условие не выполняется, то необходимо выбрать меньшее значение θ и все расчёты повторить.
7. Определяется мощность, потребляемая от источника питания анода, коллектора
P0  E A, K I A0, K 0 .
8. Определяется мощность, рассеиваемая на аноде, коллекторе
PA, K  P0  P~ .
В ламповом ГВВ необходимо сделать проверку PA  PA ДОП . Если условие не выполняется, то следует уменьшить θ и все расчёты повторить.
В транзисторном ГВВ рассеиваемая на коллекторе мощность PK учитывается после
расчёта режима входной цепи.
9. Определяется КПД анодной или коллекторной цепи, соответственно,
P
1
 A, КОЛ  ~   KP 1 .
P0 2
10. Определяется требуемое сопротивление нагрузки в выходной цепи АЭ (эквивалентное сопротивление параллельного колебательного контура)
U MA KP , MK KP
Roe 
.
I A1, K 1
Найденное значение сопротивления Roe используется при выборе элементов и разработке схемы контура.
На этом расчёт режима выходной цепи АЭ заканчивается.
81
Б. Расчёт режима входной цепи
1. Определяется амплитуда напряжения возбуждения по формуле (6.17), которая
может быть представлена в следующем виде:
I MA
I A1
I
U MC 
 DU MA KP 
 DU MA KP  A1  DU MA KP .
S 1  cos 
S 1 1  cos 
S 1
Аналогично определяется амплитуда напряжения возбуждения транзисторного ГВВ.
2. Определяется напряжение смещения:
лампового ГВВ
EC  EC/  U MC  DU MA KP cos ;
транзисторного ГВВ
E Б   E Б/  U МБ  DU MK KP cos .
Приведенные соотношения следуют из выражений (4.15а), (4.15б), соответственно.
Следует обратить внимание, что приведенные соотношения определяют значение
напряжения смещения с учётом того, что знаком «–» (минус) оно приложено к управляющему электроду: сетке или базе. Поэтому, если при расчёте вычисленное значение напряжения получается отрицательным, то это означает, что необходимо на управляющий электрод АЭ подать напряжение смещения знаком «+» (плюс).3
Если в транзисторном ГВВ принято E Б  0 , то можно уточнить выбранное значение
нижнего угла отсечки коллекторного тока по формуле
E Б/
cos 
U МБ  DU MK KP
и при большом расхождении все расчёты провести заново.
В транзисторном ГВВ необходимо проверить условие4
eБ МИН   U МБ  Е Б  еБ ДОП .




Если условие не выполняется, следует изменить режим и все расчёты повторить.
3. Определив напряжения, действующие во входной цепи ГВВ, и имея статические
ВАХ входного тока АЭ, находят амплитуду импульсов сеточного или базового тока для
лампового или транзисторного генератора, соответственно.
Амплитуда импульсов сеточного тока I MC определяется по статическим ВАХ сеточного тока для мгновенных напряжений
eC  eC MAKC  U MC  EC ;
e A  e A МИН  E A  U MA KP ,
как показано на рис.7.3, где выделена также динамическая характеристика (ДХ) сеточного
тока, позволяющая построить форму реальных импульсов тока управляющей сетки.
Амплитуда импульсов базового тока I МБ определяется по статическим ВАХ коллекторного тока iK (eK) при найденном значении IMK и еК МИН = ЕК – UМК КР . Можно её также
определить по формуле
I МБ  S Б U МБ  E Б  E Б/  S Б еБ МАКС  Е Б/ ,
(7.3)
справедливость которой очевидна из рис.7.4, на котором представлены аппроксимированные статические ВАХ базового и коллекторного токов при D  0 .
Напряжение отсечки E Б/ в последнем выражении соответствует еК МИН и, как следует из рассмотрения аппроксимированных ВАХ рис.4.7,б,
E Б/ при еК МИН  Е Б/ при Е К  DE K  eK МИН   Е Б/ при Е К  DU MK KP .




3
Сравните, например, получаемые соотношения для напряжений смещения EC и
4
См. лекцию 6, в окончании.
82
E Б при   90 .
Крутизна характеристики базового тока S Б  i Б / e Б также соответствует статической ВАХ при еК МИН .
В большинстве случаев для транзисторов можно принять D = 0 и считать также
S Б  S / H 21 Э , где H 21Э - коэффициент передачи транзистора по току в схеме с общим
эмиттером, значение которого, в общем случае, следует брать при еК МИН . В справочниках
этот коэффициент может быть обозначен также как  О или h21Э .
Учитывая сказанное, соотношение (7.3) можно записать:
I
S
I МБ 
eБ МАКС  Е Б/  MK .
H 21Э
H 21Э


iC
I MC
еА МИН
eA  E A
Динамическая
характеристика
 EC
0
еС МАКС
eC
C
U MC
t
Рис. 7.3
4. Определяется нижний угол отсечки сеточного тока по формуле
E
cos C  C ,
U MC
суть которой понятна из рис.7.3.
Напомним, что угол отсечки базового тока равен углу отсечки коллекторного тока.
По найденному значению  C из таблиц или графиков, или по соответствующим
формулам, как это делалось при расчёте режима анодной цепи после выбора θ, определяются значения коэффициентов разложения косинусоидальных импульсов  0C , 1C .
5. Определяются составляющие токов:
I C1  I MC 1C ;
I C 0  I MC 0C - для лампового ГВВ;
I Б1  I МБ 1  I K 1 / H 21Э ;
I Б 0  I MБ 0  I K 0 / H 21 Э - для транзисторного ГВВ.
В случае ламп с веерообразными статическими ВАХ сеточного тока, как показано на
рис.7.3, какие присущи большинству современных генераторных ламп, реальные импуль-
83
сы сеточного тока отличаются по форме от усечённых косинусоид, являясь более остроконечными (рис.7.5).
При такой форме импульсов рекомендуется составляющие сеточного тока определять в соответствии с соотношениями:
3
2
I C1  I MC 1C ;
I C 0  I MC 0C .
4
3
iK
}
i K, i Б
EK
еК МИН
IMK
iC
еК МИН
I МС
} iБ
IMБ
– ЕБ
косинусоидальный
импульс
EK
Е Б/
еБ МАКС
еБ
реальный
импульс
UМБ
C
ωt
Рис.7.4
 C
0
t
Рис.7.5
6. Определяется мощность возбуждения:
1
лампового ГВВ
PВОЗБ  U MC I C1 ;
2
1
транзисторного ГВВ
PВОЗБ  U МБ I Б1 .
2
7. Определяется мощность потерь в цепи смещения:
лампового ГВВ
PC 0  EC I C 0 ;
транзисторного ГВВ
PБ 0  E Б 0 I Б 0 .
8. Определяется мощность, выделяемая:
на сетке лампы
PC  PВОЗБ  PC 0 ;
на базе транзистора5
PБ  РВОЗБ  РБ 0 .
При нулевом смещении в транзисторном ГВВ E Б  0
РБ  РВОЗБ .
В ламповом ГВВ необходимо проверить условие PC  PC ДОП . Если условие не выполняется, то следует изменить режим и все расчёты сделать заново.
В транзисторном ГВВ необходимо проверить условие
PK  PБ RПС  t П ДОП  t C C ,
где R ПС - тепловое сопротивление переход-среда транзистора (°С/Вт); t П ДОП - допустимая
температура переходов транзистора; t C - температура окружающей среды.
5
Напомним, что в случае положительного смещения в приводимом соотношении знак « – » заменяется на
знак « + » (см. лекцию 2).
84
При наличии теплоотвода тепловое сопротивление R ПС меньше, нежели при его отсутствии. Если последнее условие не может быть выполнено, то режим работы транзистора следует изменить и заново сделать все расчёты.
9. Коэффициент усиления ГВВ по мощности
K P  P~ / PВОЗБ .
В. Расчёт режима второй (экранной) сетки
В ГВВ на тетродах и пентодах необходимо провести расчёт режима второй (экранной) сетки.6
Амплитуда импульсов тока второй сетки I MC 2 определяется по реальным статическим ВАХ, как показано на рис.7.6.
iC2
iC2
I MC2
I MC2
eСМАКС
eА  E А
eАМИН
0 eСМАКС
eC
0
eАМИН
eА
б
а
Рис.7.6
Угол отсечки импульсов тока второй сетки обычно принимается равным нижнему
углу отсечки анодного тока  C 2   .7
Постоянная составляющая тока второй сетки I C 2 0  I MC 2 0 .
В случае веерообразных статических ВАХ тока второй сетки I C 20  0,6 I MC 2 0 .
Потребляемая мощность от источника питания второй сетки
PC 20  EC 2 I C 20 ,
где EC 2 - принятое напряжение питания второй сетки, при котором сняты используемые
статические ВАХ анодного и сеточного токов (управляющей и экранной сеток).
Необходимо проверить условие PC 20  PC 2 ДОП , где РС 2 ДОП - допустимая мощность
рассеивания на второй сетке.
В ГВВ на тетродах и пентодах с веерообразными статическими ВАХ при расчёте составляющих тока первой сетки рекомендуется принимать оба поправочных коэффициента
равными 0,55 вместо 3/4 и 2/3.
2. Расчёт оптимального режима ГВВ на заданное использование АЭ по току
Необходимость подобного расчёта чаще встречается в ламповых ГВВ, применительно к которым мы его и рассмотрим. Что касается транзисторных ГВВ, то расчёт его может
быть проведен аналогично.
6
7
Построение цепи питания второй (экранной) сетки в ГВВ на тетроде, пентоде рассматривается в лекции 13.
Есть также указание, что при нормальных (близких к номинальным) напряжениях EC 2 ток второй сетки
появляется обычно несколько позже анодного тока и вначале очень мал. Поэтому в первом приближении
можно принять угол отсечки  C 2  0,5...0,7  .
85
I MA
I A0 .
Заданным считается максимальное значение амплитуды импульсов анодного тока
или, что чаще всего встречается, значение постоянной составляющей анодного тока
Оптимальным считается критический режим работы генератора, поэтому, выбрав
значение θ с учётом изложенных ранее соображений (см. лекцию 6), определяется в соответствии с (6.12) значение
I A0
I
 KP  1  MA  1 
,
S KP E A
S KP 0 E A
где обычно E A  E A НОМ .
Если при заданном использовании лампы по току необходимо иметь определённую
величину колебательной мощности P~ , то напряжение источника питания анода должно
быть
I
2 P~
2 P~
I
E A  e A KP  U MA KP  MA 
 A0 
.
S KP  1 I MA  0 S KP  1 I A0
Смысл приведенного соотношения поясняется рис.7.7.
Необходимо, чтобы выполняiA
лось условие E A  E A ПРЕД , где
Критическая линия
IMA
Е А ПРЕД - предельно допустимое для
данной лампы постоянное напряжение на аноде.
Если при расчёте получается,
что требуемое E A  E A ПРЕД , то дан-
ный режим не может быть реализоеА МИН = еА КР
ван, то есть, не могут быть одноЕА
временно выполнены два условия:
eA
UMA КР
использование лампы по току и
обеспечение необходимой колебательной мощности. Следует переРис.7.7
смотреть условия.
После определения  KP расчёт генератора производится по формулам примера 1.
3. Расчёт оптимального режима ГВВ на заданное использование АЭ по мощности рассеяния на выходном электроде
Мощность рассеяния на аноде лампы, коллекторе транзистора определяет, в основном, рабочую температуру прибора, поэтому необходимость подобного расчёта появляется в тех случаях, когда есть ограничения на температуру окружающей среды.
Порядок расчёта аналогичен для лампового и транзисторного ГВВ.
Выбирается нижний угол отсечки выходного тока АЭ, исходя из изложенных ранее
особенностей (см. лекцию 6). По таблицам, графикам или формулам находятся коэффициенты  1 , 0 ,  1 ,  1 .
Так как (рассмотрим в терминах лампового ГВВ)
P~
1
A 
  KP 1 ,
P~  PA 2
то в критическом режиме
86
1
 KP  1
A
2
P~ 
PA 
PA .
1
1A
1   KP 1
(**)
2
С другой стороны, в критическом режиме
1
1
P~  U MA KP I A1   KP E A S KP E A 1   KP  1 .
(***)
2
2
Приравнивая (**), (***) и разрешая относительно  KP , получаем с учётом,
что  KP < 1,
2
 1 1
 1 1
2 PA
2
 KP          
.
2
 1 2 
 1 2  1 1 S KP E A
После определения  KP дальнейший расчёт проводится по формулам примера 1.
Обратим внимание, что из (***) вытекают (6.14), (6.15).
4. Расчёт оптимального режима ГВВ на заданную мощность потребления от источника
питания выходной цепи (анода, коллектора)
Необходимость подобного расчёта имеет место при ограниченной мощности источников питания, например, в случае радиоаппаратуры на борту самолёта или другого летательного аппарата, а также носимой радиоаппаратуры.
Если задана величина потребляемой мощности P0 по цепи анодного или коллекторного питания, то, выбрав АЭ и нижний угол отсечки выходного тока, на основании (6.12)
определяем для критического режима
P0
P0
 KP  1 
 1
,
E П  0 S KP E П
 0 S KP E П2
где E П - напряжение питания анода E A или коллектора E K .
Дальнейший расчёт практически не отличается от рассмотренного в примере 1. Колебательная мощность при этом
1
P~  P0  KP 1 .
2
5. Расчёт оптимального режима ГВВ на заданное сопротивление нагрузки в выходной
цепи АЭ
Необходимость подобного расчёта часто имеет место в ламповых ГВВ метровых,
дециметровых и сантиметровых волн, где встречаются трудности в получении больших
значений эквивалентного сопротивления контура Roe в анодной цепи.
Для определения  KP воспользуемся формулой (6.12), учитывая, что при заданном
эквивалентном сопротивлении контура Roe
I MA  U MA KP / Roe 1   KP E A / Roe 1 ,
тогда
 KP 
 1 S KP Roe
.
1   1 S KP Roe
Выбрав лампу и нижний угол отсечки анодного тока, определяем значение  KP при
заданном Roe . После этого дальнейший расчёт генератора проводится в последовательности примера 1.
87
Если при заданном Roe задана также величина колебательной мощности P~ , то, после определения  KP , необходимо определить напряжение источника питания анода


1
.
 2 P~ Roe 1 
 KP
 KP
  1 S KP Roe 
Если окажется E A  E A ПРЕД , то необходимая мощность не может быть обеспечена
EA 
U MA KP

2 P~ Roe
выбранной лампой при заданном Roe . Необходимо либо сменить лампу, либо рассчитывать на ту мощность, которую лампа сможет обеспечить в заданной нагрузке при E A НОМ
или E A ПРЕД .
ПРИМЕЧАНИЕ
В процессе расчёта режимов генератора целесообразно проверять соответствие получаемых результатов возможностям АЭ, для чего следует обращаться к статическим
ВАХ выходного тока АЭ, использованным для определения эквивалентных параметров
аппроксимированных статических ВАХ, и сравнивать получаемые по характеристикам
значения параметров режима с рассчитанными. Например, проверить, получается ли по
характеристикам рассчитанное значение амплитуды импульсов анодного тока I MA при
найденных значениях eC MAKC  U MC  EC и e A МИН  E A  U MA . Если расхождение существенное, то где-то допущена грубая ошибка в процессе вычислений или неправильно
определены эквивалентные параметры аппроксимированных статических ВАХ.
Аналогичная проверка делается и при расчете транзисторного ГВВ с использованием статических ВАХ: получается ли по характеристикам рассчитанное значение амплитуды импульсов коллекторного тока I MК при найденных значениях I MБ и eК МИН  E К  U MК .
Особенности расчёта режимов ГВВ в недонапряжённом и перенапряжённом режимах
Выше рассмотрен порядок расчёта ГВВ в критическом режиме при разных условиях
задания.
Иногда требуется рассчитать ГВВ в недонапряжённом режиме. Необходимость подобного расчёта появляется в генераторах с амплитудной модуляцией смещением и в усилителях амплитудно-модулированных колебаний, а также в усилителях однополосных
сигналов. Методика расчёта генератора в недонапряжённом режиме аналогична рассмотренной для критического режима. Прежде всего, необходимо по формуле для соответствующего случая исходного задания определить значение  KP , а для расчёта принять
ξ <  KP и провести все вычисления. Часто принимают ξ = (0,96…0,99)  KP . После того, как
выполнены необходимые вычисления, следует проверить, что требуемая амплитуда импульсов выходного тока находится в основной области статических ВАХ, а не в области
критической линии или перенапряжённого режима, и существенно не отличается от величины тока, определяемой по статическим ВАХ при рассчитанных напряжениях.
Точно также, иногда требуется рассчитать ГВВ в перенапряжённом режиме. Необходимость подобного расчёта появляется в генераторах с анодной, коллекторной модуляцией, а также в усилителях частотно-модулированных колебаний. Методика расчёта генератора в критическом режиме с небольшими дополнениями может быть использована и
для расчёта ГВВ в перенапряжённом режиме.
Как и ранее, в зависимости от задания по соответствующей формуле определяется
значение  KP , а для расчёта принимается ξ >  KP . Часто принимают ξ = (1,02…1,04)  KP .
Анализ показывает, что с хорошей точностью значение верхнего угла отсечки выходного тока АЭ в перенапряжённом режиме работы  1 можно определить по формуле
88
cos 1 
1
 1   ,
1  
где      KP .
В перенапряжённом режиме при ξ ≤ 1, как было показано в лекции 5, импульс выходного тока АЭ можно представить в виде суперпозиции двух импульсов
(см. рис.5.6).
Анализ показывает, что с хорошей точностью амплитуда результирующего импульса провала может быть определена выражением
I M ПР РЕЗ  S KP E П  ,
где E П - напряжение источника питания анода Е А или коллектора Е К .
Соответственно, постоянная и первая гармоническая составляющие результирующего импульса провала:
I A0, K 0 ПР РЕЗ  I M ПР РЕЗ 0  1 ;
I A1, K 1 ПР РЕЗ  I M ПР РЕЗ1  1 .
Амплитуда колебательного напряжения на нагрузке АЭ ГВВ, соответствующая выбранному значению ξ ,
для лампового ГВВ
U MA  E A ;
для транзисторного ГВВ
U MK  E K .
Если задана колебательная мощность в нагрузке, то необходимая величина амплитуды первой гармоники выходного тока АЭ
2P
2 P~
I A1  ~
или
I K1 
.
U MA
U MK
Очевидно, амплитуда первой гармонической составляющей образующего импульса
анодного тока в силу принципа суперпозиции8
I А1ОБР  I А1  I А1 ПР РЕЗ .
Для коллекторного тока аналогично.
Найденное значение амплитуды первой гармонической составляющей образующего
импульса выходного тока АЭ ГВВ используется для определения амплитуды напряжения
возбуждения по формуле
I A1ОБР
I M ОБР
U MC 
 DU MA 
 DU MA ,
(****)
1 S 1  cos 
S 1  cos 
которая соответствует (6.17).
Постоянная составляющая выходного тока, например, анодного9
I A1ОБР 0
I A1ОБР
I A0 
 I A0 ПР РЕЗ 
 I A0 ПР РЕЗ .
1
1
Все остальные вычисления проводятся по формулам примера 1.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 7:
1.
2.
8
9
Какой смысл вкладывается в понятие: инженерный метод расчёта ГВВ? Какой ещё метод расчёта ГВВ
вам известен? Дайте сравнение известного вам метода расчёта с инженерным методом.
Покажите, что в случае веерообразных статических ВАХ сеточного тока, показанных на рис.7.3, реальный импульс сеточного тока будет более остроконечным по сравнению с косинусоидальным импульсом
рис.7.5.
См. выражение (5.5б).
См. выражение (5.5а).
89
3.
4.
Почему в транзисторном ГВВ температурный режим переходов транзистора следует проверять, исходя
из суммы мощностей PK и PБ , рассеиваемых, соответственно, на коллекторе и базе транзистора?
Сравните с ламповым ГВВ.
Согласны ли вы, что мощность, потребляемая от источника питания второй сетки EC 2 , полностью рас-
5.
сеивается на этой сетке? Поясните.
Почему на СВЧ имеют место трудности в обеспечении большого значения эквивалентного сопротивления контура Roe ? Поясните.
6.
Подтвердите справедливость выражения (****).
90
Лекция 8
Зависимость режима работы ГВВ от сопротивления нагрузки в выходной цепи и питающих напряжений на электродах АЭ. Обобщённые нагрузочные характеристики
генератора. Особенности работы ГВВ на комплексную нагрузку АЭ. Настроечные
(регулировочные) характеристики ГВВ.
1. Нагрузочные характеристики генератора
Под нагрузочной характеристикой генератора понимается зависимость какого-либо
параметра его режима от сопротивления нагрузки Roe в выходной цепи АЭ.
К наиболее важным параметрам режима генератора относят: амплитуду первой гармонической составляющей выходного тока I A1, K 1 , постоянную составляющую выходного
тока I A0, K 0 , колебательную мощность P~ , потребляемую от источника питания выходной
цепи мощность P0 , КПД анодной (или коллекторной) цепи. При детальном исследовании
режима генератора от сопротивления нагрузки Roe учитывают также токи и энергетические показатели во входной цепи генератора. В ГВВ на тетродах и пентодах учитывают
дополнительно параметры режима цепи экранной сетки: постоянную составляющую тока
сетки I C 20 и мощность PC 20 , рассеиваемую на сетке.
В силу сходства статических ВАХ генераторных ламп и биполярных транзисторов
нагрузочные характеристики генераторов на этих АЭ также сходны. Мы остановимся на
качественном рассмотрении нагрузочных характеристик генератора. Что касается конкретных АЭ, то нагрузочные характеристики генераторов с их использованием будут несколько различаться, сохраняя, однако, большую общность.
Семейство нагрузочных характеристик генератора представлено на рис.8.1.
I1 I 0
или
 , U MA
I1
P0
U MK
P0  P~
I0
P~
 А или  КОЛ
RоеКР
Rое
RоеКР
Rое
б
а
Рис.8.1
Подобные характеристики можно рассчитать для любой лампы при любых значениях питающих напряжений E A ,U MC , EC , а также для любого транзистора при любых
напряжениях E K ,U МБ , E Б в пределах допустимых значений, но характер их везде будет
одинаков. Нагрузочные характеристики могут быть рассчитаны графоаналитическим методом, либо с использованием соотношений лекции 7. На рис.8.1 и ниже по тексту принято обозначение I1 для амплитуд первых гармоник анодного, коллекторного тока I A1, K 1 , а
обозначение I 0 для постоянных составляющих анодного, коллекторного тока I A0, K 0 .
91
Для объяснения нагрузочных характеристик (рис.8.1) обратимся к семейству динамических характеристик выходного тока АЭ, например, анодного тока лампы, показанному на рис.8.2.
IА
IА
еС МАКС
I МА
I МА
I МА КР
еС МАКС
I МА КЗ
I МА КЗ
α
I МА КР
α
Rое  Rое КР
Rое  Rое КР
Rое КР
Rое КР
Rое  0
Rое  0
θ  90 o
θ  90 o
Rое  Rое КР
Rое  Rое КР
ЕА
ЕА
еА
еА
б
а
Рис.8.2
В области недонапряжённого режима вплоть до критического Roe  Roe KP  с ростом
сопротивления нагрузки Roe амплитуда импульсов выходного тока АЭ несколько падает
или почти не изменяется (всё зависит от величины угла наклона  статических ВАХ в
основной области). Нижний угол отсечки выходного тока АЭ, следовательно, и коэффициенты 1  , 0   , также почти не изменяются с изменением Roe .1
Уменьшение амплитуды импульсов выходного тока АЭ и возможное, пусть и незначительное, уменьшение его нижнего угла отсечки с ростом Roe приводят к некоторому
уменьшению амплитуды первой гармонической составляющей I1 и постоянной составляющей I 0 выходного тока, причём изменение составляющих тока происходит почти линейно (если D = 0, то I1 = const, I 0 = const). При переходе в перенапряжённый режим
(напомним, для транзисторов этот режим называют также режимом насыщения), когда
Roe  Roe KP , постоянная составляющая выходного тока I 0 изменяется медленнее, чем амплитуда первой гармоники I1 . Как отмечалось ( лекция 6), это обусловлено тем, что при
заходе в перенапряжённый режим площадь импульса тока уменьшается медленнее, а
именно она определяет величину I 0 , чем уменьшается центральная часть импульса, определяющая в большей степени амплитуду первой гармоники I1 . В силу указанных причин
коэффициент формы импульсов выходного тока, определяемый отношением I1 / I 0 , в области недонапряжённого режима почти постоянен, а в перенапряжённом режиме падает.
Амплитуда колебательного напряжения на нагрузке U MA или U MK и коэффициент
использования напряжения питания ξ растут одинаково с ростом Roe :
1
Зависимость нижнего угла отсечки анодного тока от напряжённости режима работы генератора в основной
области семейства статических ВАХ, соответствующей недонапряжённому режиму вплоть до критического,
обсуждалась в лекции 6 с использованием выражения (4.15а). При рассмотрении зависимости угла отсечки
от Roe необходимо учитывать в (4.15а), что U MA  E A  I A1 Roe . Очевидно, в общем случае с ростом Roe
нижний угол отсечки будет несколько уменьшаться, если D  0 .
92
U MA  I A1 Roe ;

U MA
R
 I A1 oe ;
EA
EA
R
U MK
 I K 1 oe .
EK
EK
Нагрузочные характеристики I1 , I 0 , I1 / I 0 , ξ, U MA или U MK представлены на
рис.8.1,а.
Колебательная мощность P~ растёт с ростом Roe практически вплоть до критического режима, причём этот рост можно считать почти линейным, так как
1
P~  I 12 Roe ,
2
а I1 почти не изменяется при Roe  Roe KP .
При заходе в перенапряжённый режим рост колебательной мощности практически
прекращается и происходит её уменьшение, так как амплитуда колебательного напряжения U MA или U MK растёт медленнее, чем падает I1 при Roe  Roe KP (рис.8.1,а), а
U MK  I K 1 Roe ;

1
P~  U MA, MK I1 .
2
Мощность P0 , потребляемая от источника анодного или коллекторного питания,
уменьшается с ростом Roe (характер изменения P0 аналогичен изменению I 0 , так как
P0 = I 0 E П , где E П соответствует напряжению питания E A, K ), причём в перенапряжённом
режиме она падает медленнее, чем колебательная мощность P~ . Максимальное значение
потребляемой мощности имеет место при Roe = 0.
Рассеиваемая на выходном электроде мощность PA или PK , определяемая
как ( P0 - P~ ), достигает максимального значения при Roe = 0 и может при малых Roe превышать допустимое значение.
КПД анодной, коллекторной цепи
1 I
 A, КОЛ   1
2 I0
растёт практически линейно вплоть до критического режима, а затем начинает падать, хотя, в начальный момент, и не очень резко, так как уменьшение отношения I1 / I 0 с ростом
Roe при Roe  Roe KP в некоторой мере компенсируется возрастанием ξ.
Нагрузочные характеристики P~ , P0 , ( P0 - P~ ),  A или  КОЛ представлены на
рис.8.1,б.
В ламповом ГВВ с ростом Roe начинают расти сеточные токи, то есть токи управляющей и экранной сеток, а также растут соответствующие им мощности.
На рис.8.3 показаны нагрузочные характеристики по цепи управляющей сетки для триодного ГВВ. Из рассмотрения нагрузочных характеристик PВОЗБ , РС 0 , РС , имеющих тенденцию к росту с возрастанием Roe , то есть с увеличением напряжённости режима, следует,
что в перенапряжённом режиме может оказаться PC  PC ДОП .
Анализ нагрузочных характеристик рис.8.1 и рис.8.3 подтверждает сделанный ранее
вывод о целесообразности работы ГВВ в критическом или слегка отличном от него режиме, так как в сильно недонапряжённом режиме полезная мощность P~ мала, а рассеиваемая на выходном электроде мощность может оказаться больше допустимой. В перенапряжённом режиме полезная мощность падает и возрастает мощность, рассеиваемая на входном электроде АЭ. В отдельных случаях, особенно в ламповых ГВВ, рассеиваемая на
93
входном электроде – сетке мощность может превысить допустимую. В ГВВ на тетроде
или пентоде мощность рассеяния на второй (экранной) сетке в перенапряжённом режиме
может превысить допустимую.
Область
недонапряжённого
режима
Область
перенапряжённого
режима
I C 0 ; PC 0
I C1 ;
PВОЗБ
PС
Rое КР
Rое
Рис.8.3
В ламповых ГВВ широко применяется автоматическое смещение за счёт сеточного
тока. Наличие сеточного автосмещения приводит к некоторому выравниванию режимов
при изменении Roe . При этом область значений Roe , где P~ и  A максимальны, становится
широкой, а также более благоприятным оказывается режим сеточной цепи, так как рост
I C 0 с ростом Roe приводит к увеличению отрицательного напряжения смещения, что
уменьшает напряжённость режима.
Нагрузочные характеристики имеют существенное значение при расчёте диапазонных ГВВ, где важно знать изменение энергетических показателей генератора за счёт изменения Roe по диапазону. При этом пользуются обобщёнными нагрузочными характеристиками, представленными либо графически соответствующими кривыми линиями, либо
аппроксимирующими их уравнениями. На рис.8.4 в качестве примера приведены обобщённые нагрузочные характеристики, предложенные для ламповых генераторов. Обобщённые нагрузочные характеристики получены на основе анализа результатов многочисленных графоаналитических расчётов и экспериментов. Подобные характеристики имеются и для транзисторных генераторов.
1,1
A  P0 / P0 KP
1
0,9
B  P / P KP
0,8
0,7
0,6
0,6
0,8
1
1,2
1,4
Рис.8.4
94
1,6
1,8
2
Rое / Rое KP
В основу расчёта генератора по нагрузочным характеристикам положены известные
из расчёта критического режима значения колебательной мощности P~ KP , потребляемой
мощности от источника питания выходной цепи P0 KP и сопротивления нагрузки Roe KP .
Зная изменение Roe по диапазону, можно быстро установить соответствующие изменения
P
В
P~  BP~ KP ;
P0  AP0 KP ;
PA, K  P0  P~ ;
 A, КОЛ  ~   А, КОЛ КР ,
P0 А
где В, А – коэффициент соответствующей обобщённой нагрузочной характеристики.
2. Зависимость режима генератора от напряжения возбуждения
Рассмотрение данной зависимости удобно начать с лампового генератора и рассмотреть её для трёх случаев:
1. EC  EC/ ;
2. EC  EC/ ;
3. EC  EC/ .
Для упрощения рассмотрения, что, однако, не снижает общности результатов, полагаем проницаемость лампы D = 0. При этом динамические характеристики анодного тока
в основной области статических ВАХ в анодно-сеточной системе координат i A , eC совпадают со статическими.
При EC  EC/ нижний угол отсечки анодного тока   90. Пока амплитуда напряжения возбуждения (рис.8.5) U MC  EC  EC/  U MC1 , тока нет. При U MC  U MC1 появляется
анодный ток, причём с ростом U MC растёт амплитуда импульсов тока и нижний угол отсечки θ , что приводит к росту значений I A1 и I A0 .
iA
e A  e A KP
 EC
 EC
0
eC KP
eC
U MC 1
U MC KP 1
ωt
Рис.8.5
95
Рост амплитуды первой гармоники анодного тока I A1 и его постоянной составляющей I A0 наблюдается до значения U MC KP1 . При дальнейшем увеличении амплитуды
напряжения возбуждения, когда U MC  U MC KP1 , режим генератора становится перенапряжённым и токи падают. Величина напряжения U MC KP1 зависит от выбранного значения
EC и сопротивления нагрузки Roe .
В основной области семейства статических ВАХ анодного тока,
U MC1  U MC  U MC KP , зависимости I A1 и I A0 от U MC описываются уравнениями:2
когда
I A1  I MA 1    SU MC 1  cos    1    SU MC  1  ;
I A 0  I MA 0    SU MC 1  cos     0  SU MC  0  .
При   60 зависимости  1 ,  0 нелинейные, причём имеют выгиб вниз,3 что делает нелинейными в нижней части зависимости I A1 , I A0 от U MC . При   60 зависимости  1 ,  0
становятся практически линейными. Очевидно, если критическому режиму будет соответствовать значение   60 , то зависимости I A1 и I A0 от U MC полностью нелинейные; если
же в критическом режиме окажется   60 , то верхний участок зависимостей I A1 и I A0
до значения U MC KP1 будет линейным.
Зависимости I A1 и I A0 от U MC для рассмотренного случая EC  EC/ , чему соответствует   90 , показаны на рис.8.6 (кривые 1).
I A1
Недонапряжённый
режим
Перенапряжённый
режим
I A0
Недонапряжённый
режим
Перенапряжённый
режим
3
3
2
2
1
0 U MC 3 U MC 1 U МС КР3 U MC КР2
U MC КР1
I0
U MC
0
1
U MC 3
U MC 1 U МС КР U MC КР2 U
U MC
MC КР1
3
Рис.8.6
Если EC  EC/ , то   90 и токи I A1 , I A0 начинаются с нуля при изменении амплитуды напряжения возбуждения U MC от нуля в сторону увеличения (кривые 2 на
рис.8.6). Рост токов наблюдается до U MC  U MC KP 2 (см. рис.8.7), причём токи растут линейно, так как   90 независимо от величины U MC . При этом
I A1  SU MC 1 90  0,5SU MC ;
I A0  SU MC 0 90  0,319 SU MC .
2
Обратим внимание, что приводимые ниже уравнения и им подобные соответствуют кусочно-линейной
аппроксимации статических ВАХ АЭ, однако получаемые при этом качественные выводы носят общий характер.
3
См. лекцию 5, рис.5.5,б.
96
iA
iA
eA  eA KP 2
Критическая линия
eC KP1
I MA KP1
eC KP 2
I MA KP 2
  90
  90
 EC
0
0 eA KP 2 eA KP1
eC
eC KP 2
EA
eA
U MC KP 2
t
а
При
EC  EC/
б
Рис.8.7
нижний угол отсечки анодного тока удовлетворяет условию
90    180, причём, если U MC  U MC 3  EC  EC/
(см. рис.8.8), то   180, а при
U MC  U MC 3   180.
iA
e A  e A KP 3
I0
 E C
 EC
U MC 3
0
eC KP 3
eC
U MC KP 3
t
Рис.8.8
При небольших значениях напряжения возбуждения, когда U MC  U MC 3 ,
I A1  SU MC ;
I A0  const .
97
С увеличением U MC , когда U MC  U MC 3 ,
I A1  SU MC  1  ;
I A0  SU MC  0  ,
при этом с ростом U MC нижний угол отсечки анодного тока уменьшается
EC  EC/
.
U MC
При   120 зависимости  1 ,  0 нелинейные, причём имеют выгиб вверх (см. рис.5.5,б),
cos 
что обусловливает нелинейный характер зависимостей I A1 и I A0 от U MC при U MC  U MC 3 .
Очевидно, если критическому режиму будет соответствовать   120 , то в верхней части
зависимостей I A1 и I A0 от U MC при U MC  U MC KP 3 окажется линейный участок. Это обусловлено тем, что зависимости  1 ,  0 имеют практически линейный характер в пределах
60    120 (см. рис.5.5,б). Вне этих пределов зависимости  1 ,  0 носят нелинейный характер, соответственно с выгибом вниз при   60 и с выгибом вверх при   120.
Зависимости I A1 , I A0 от U MC для рассмотренного случая EC  EC/ представлены на
рис.8.6 (кривые 3). При U MC  U MC KP 3 наступает перенапряжённый режим и токи падают.
На участке U MC 3  U MC  U MC KP 3 крутизна зависимости I A1 от U MC , примерно, в два раза
меньше, чем на участке U MC  U MC 3 , так как с возрастанием U MC значение нижнего угла
отсечки анодного тока смещается от больших значений в сторону 90°, а при   90
 1  0,5 , соответственно, крутизна зависимости I A1 от U MC стремится к 0,5S, тогда как
при U MC  U MC 3 , когда   180, крутизна этой зависимости равна S. Что касается зависимости I A0 от U MC , то при U MC  U MC 3 значение постоянной составляющей тока не изменяется и остаётся равным току покоя (току в начальной рабочей точке) I 0 . При
U MC 3  U MC  U MC KP 3 значение  0 изменяется от 0,5 в меньшую сторону (при   90
 0 = 0,319), поэтому зависимость I A0 от U MC имеет на этом участке выгиб вверх (крутизна зависимости I A0 от U MC уменьшается на этом участке с ростом U MC ).
Имея
зависимости
I A1 U MC 
и
I A0 U MC  ,
легко
построить
зависимости
P~ , P0 , PA , A ,  от величины напряжения возбуждения:
I R
P
1
P~  I A21 Roe ; P0  I A0 E A ; PA  P0  P~ ;  A  ~ ;   A1 oe .
(8.1)
2
P0
EA
Характер рассмотренных зависимостей I A1 U MC  и I A0 U MC  сохраняется и
при D ≠ 0. Рассчитать эти зависимости можно графоаналитическим методом, либо с использованием формул лекции 7 для соответствующего режима генератора: недонапряжённого, критического, перенапряжённого.4
Для транзисторных ГВВ зависимости I K 1 U МБ , I K 0 U МБ  аналогичны рассмотрен-
ным выше, соответственно, I A1 U MC  и I A0 U MC  . Необходимо только иметь в виду, что
при нижнем угле отсечки коллекторного тока   90 , прежде, чем будет достигнут критический режим, может наступит пробой перехода эмиттер-база.
Рассмотренные зависимости (рис.8.6) широко используются при анализе режимов
усиления амплитудно-модулированных колебаний, а также автогенераторов. В первом
случае эти зависимости носят название модуляционных характеристик, а во втором – колебательных.
4
Зависимости I A1 U MC , I A0 U MC  при D  0 в области недонапряжённого режима вплоть до критиче-
ского рассматриваются в лекции 27 при изучении режима усиления АМ-колебаний.
98
Если рассматривать зависимости режима входной цепи, в первую очередь I C1 , I C 0 от
U MC для лампового ГВВ и I Б1 , I Б 0 от U МБ для транзисторного ГВВ, то, очевидно, в случае
лампового генератора эти зависимости будут начинаться при U MC  EC , то есть при отрицательном смещении и любых соотношениях EC и EC/ зависимости выходят не из
начала координат, а правее, и имеют тенденцию к росту с ростом U MC (рис.8.9).
Перенапряженный режим
I C1
3
EC  EC
3
1
2
Недонапряженный режим
Недонапряженный режим
1
EC  EC
EC  EC
EC  EC
EC  EC
U MC KP 3
EC
EC
EC
EC
EC
Перенапряженный режим
I C0
EC  EC
2
U MC KP1
U MC KP 2
U MC KP 3 U MC KP 2 U MC KP1 UMC
EC
UMC
Рис.8.9
В случае транзисторного генератора зависимости I Б1 , I Б 0 от U МБ в области недонапряжённого режима вплоть до критического подобны зависимостям коллекторного тока
I K 1 , I K 0 от U МБ , но имеют меньшую крутизну, и возрастают при заходе транзистора в режим насыщения (перенапряжённый режим работы генератора). Эти зависимости представлены на рис.8.10.
I Б1
E Б  E Б
E Б  E Б
  90  
  90  
3
Недонапряженный режим
I Б0
Режим насыщения
E Б  E Б
E Б  E Б
  90  
  90  
2
3
1
2
Режим насыщения
Недонапряженный режим
E Б  E Б
  90  
1
I0
E Б  E Б
  90  
1
U MБ 3 U MБKP 3 U MБKP 2 U MБKP1
U MБ1
U MБ
U MБKP1
U MБ 3
U MБ1
U
U MБKP 3
MБKP 2
U MБ
Рис.8.10
3. Зависимость режима генератора от напряжения смещения
Считаем все напряжения питания неизменными за исключением напряжений смещения EC в ламповом генераторе и E Б в транзисторном генераторе.
99
Рассмотрим эту зависимость применительно к ламповому ГВВ. Для транзисторного
генератора она будет аналогичной. Отличие может быть только при относительно большом значении амплитуды напряжения возбуждения U МБ , при котором невозможно подать
на базу напряжение смещения до полного запирания транзистора во избежание пробоя
перехода эмиттер-база.
Для упрощения рассуждений, что не снижает общности результатов, как и в предыдущем рассмотрении, полагаем D = 0. При этом динамические характеристики анодного
тока совпадают со статическими в основной области семейства ВАХ в анодно-сеточной
системе координат.
Как видно из рис.8.11, при больших отрицательных значениях напряжения смещения EC , пока EC  EC/  U MC , анодного тока нет. Как только амплитуда напряжения возбуждения U MC окажется больше величины EC  EC/ , появляется анодный ток, причём, с
уменьшением отрицательного напряжения смещения растёт амплитуда импульсов тока и
увеличивается нижний угол отсечки анодного тока. При этом в основной области семейства статических ВАХ анодного тока:
I A1  I MA 1    SU MC  1  ;
I A0  I MA 0    SU MC  0  .
iA
 EC
 EC/
0
eС
U MC
U MC
ωt
Рис.8.11
111
Так как U MC = const, то зависимость режима ГВВ от напряжения смещения EC в основной области вплоть до критического режима отображается зависимостями  1   и
 0   . Как уже отмечалось, в пределах 60    120 эти зависимости почти линейны.
При   60 они имеют выгиб вниз, а при   120 – выгиб вверх.
Зависимости I A1 и I A0 от EC показаны на рис.8.12. Они выходят из точки, соответствующей напряжению смещения  EC   EC ЗАПИРАНИЯ , при котором происходит прекращение анодного тока при наличии сигнала возбуждения амплитудой U MC . Как следует из
рис.8.11,
 EC ЗАПИРАНИЯ   EC/  U MC .
100
I A1 , I A0
область перенапряжённого
режима
область
недонапряжённого
режима
I C1
I A1
IC0
I A0
E C/
-EC
ЗАПИРАНИЯ
- U MC
- Е C КР 0
EС
Рис.8.12
При напряжении EC  EC KP при имеющейся амплитуде возбуждающего сигнала
U MC достигается критический режим работы генератора. При дальнейшем уменьшении
отрицательного напряжения смещения, то есть при движении в сторону положительных
значений смещения, режим генератора становится перенапряжённым и токи I A1 , I A0
уменьшаются из-за появления и углубления провала на вершине импульсов анодного тока.
При изменении величины U MC зависимости I A1 , I A0 от EC будут смещаться влево
(при увеличении U MC ) и несколько будет изменяться их характер. Если критический режим наступает при   180 , то в верхней части восходящих участков кривых, отображающих рассматриваемые зависимости, будет наблюдаться выгиб вверх; если критический режим наступает при   (110...120) , то восходящая часть рассматриваемых кривых
будет линейной вплоть до критического режима (пунктирная вертикальная линия на
рис.8.12). Эта характерная особенность кривых, в частности, зависимости I A1 EC  , используется в генераторах при осуществлении амплитудной модуляции на управляющую
сетку изменением напряжения смещения (модуляция смещением или сеточная модуляция). Зависимости I A1 EC  , I A0 EC  в генераторах с модуляцией смещением называются
статическими модуляционными характеристиками. Аналогичный вид и такое же название
носят зависимости I K 1 E Б , I K 0 E Б  в транзисторных ГВВ с модуляцией смещением (базовой модуляцией).
Имея зависимости I A1 EC  , I A0 EC  , легко построить зависимости, определяемые
соотношениями (8.1).
Характер рассмотренных зависимостей сохраняется и при D ≠ 0, что будет подробно
проанализировано при изучении модуляции смещением в ламповых и транзисторных
ГВВ.5 Рассчитать эти зависимости можно графоаналитическим методом, либо с использованием соответствующих выражений лекции 7.
5
См. лекцию 24.
101
На рис.8.12 показаны также зависимости I C1 , I C 0 от EC , которые имеют тенденцию к
росту с уменьшением величины отрицательного смещения и увеличением положительного смещения. Начало зависимостей I C1 , I C 0 от EC смещено относительно начала зависимостей I A1 , I A0 от EC на величину EC/ , то есть точно на столько, насколько смещены статические ВАХ анодного и сеточного токов относительно друг друга по напряжению eC .
Что касается зависимостей I Б1 , I Б 0 от Е Б транзисторного генератора, то они, имея такой
же характер, как I C1 , I C 0 от EC в ламповом ГВВ, в отличие от последних начинаются из
той же точки на оси  Е Б ЗАПИРАНИЯ , что и зависимости коллекторного тока I K 1 , I K 0 от Е Б .
Указанные зависимости для транзисторного генератора представлены на рис.8.13.
область насыщения
(перенапряжённый
режим)
IК1
область недонапряжённого
режима
IК0
IБ1
IБ 0
UM Б
- EБ ЗАПИРАНИЯ 0
/
EБ
ЕБКР
EБ
Рис.8.13
4. Зависимость режима генератора от напряжения питания выходной цепи АЭ
Влияние напряжения анодного питания E A на режим лампового ГВВ и напряжения
коллекторного питания E K на режим транзисторного ГВВ удобно рассматривать, используя семейство статических ВАХ выходного (анодного, коллекторного) тока АЭ в зависимости от напряжения питания выходной цепи e A или eK .
В силу сходства статических ВАХ анодного тока лампы в системе координат i A , e A и
коллекторного тока транзистора в системе координат i K , eK рассматриваемая зависимость
режима генератора в ламповом и транзисторном ГВВ будет также во многом аналогичной.
В ламповом генераторе напряжение анодного питания E A можно изменять в более широких пределах, чем напряжение коллекторного питания E K в транзисторном генераторе,
пределы изменения которого ограничены в сторону увеличения из-за опасности пробоя
коллекторного перехода. Следовательно, для лампового генератора интересующая зависимость носит более общий характер, поэтому применительно к нему мы и рассмотрим её.
На рис.8.14 показаны статические и ряд динамических характеристик анодного тока
лампы при изменении E A и постоянных U MC , EC . Характеристики представлены для общего случая D ≠ 0.
102
iА
eСМАКС  U МС  EС
I МАКР
eC   EC
  90
E АКР
0
E А    90   180
при   90

E А    180
  180
eА
Рис.8.14
Если проницаемость лампы D ≠ 0 и нет ограничений на величину напряжения e A
между анодом и катодом лампы, то найдётся такое напряжение питания анода E A , начиная с которого в сторону его увеличения, нижний угол отсечки анодного тока будет сохраняться равным 180° при имеющихся значениях U MC , EC (на рис.8.14 это напряжение
обозначено E A  180 ). При этом амплитуда первой гармоники анодного тока остаётся
неизменной, а постоянная составляющая анодного тока возрастает с ростом E A , причём
значение её равно току в рабочей точке, находящейся на статической характеристике при
eC   EC , e A  E A . Когда E A = E A  180 , I A1  I A0 . При E A < E A 180 нижний угол отсечки
анодного тока становится меньше 180° и уменьшается с уменьшением E A . Уменьшение θ,
а также амплитуды импульсов анодного тока, приводят к уменьшению I A1 и I A0 . Однако,
пока режим генератора сохраняется недонапряжённым, токи I A1 и I A0 уменьшаются незначительно (если D = 0, то в недонапряжённом режиме I A1 = const; I A0 = const). Такой характер сохраняется вплоть до критического режима, который достигается при некотором
напряжении E A KP . При переходе в область перенапряжённого режима, когда E A < E A KP , в
импульсах анодного тока появляется провал и составляющие тока I A1 , I A0 резко падают с
уменьшением E A , достигая нулевого уровня при E A = 0. Анализ и эксперимент показывают, что область перенапряжённого режима характеризуется почти линейной зависимостью I A1 и I A0 от E A . Эта характерная особенность зависимости I A1 E A  используется
при анодной модуляции.
Рассмотренные зависимости I A1 , I A0 от E A представлены на рис.8.15.
Если D = 0, то нижний угол отсечки анодного тока не зависит от E A , а амплитуда
импульсов анодного тока в недонапряжённом режиме остаётся неизменной, что обусловливает постоянство I A1 и I A0 . В перенапряжённом режиме I A1 и I A0 , по-прежнему, резко
уменьшаются с уменьшением E A . Характер зависимостей I A1 , I A0 от E A при D = 0 представлен на рис.8.16.
103
I A0
Недонапряженный
режим
Перенапря  I A1
I A1
женный
режим
I A0
  180
1  0
cos  
  180
EC  EC
U MC  D E A
E АКР
EА
  180
EА
Рис.8.15
Аналогичные зависимости I K 1 , I K 0 от E K характерны для транзисторного ГВВ. Некоторое отличие наблюдается только в области малых значений E K , когда при имеющихся напряжениях U МБ и Е Б происходит открывание коллекторного перехода (переход коллектор-база) и появляется коллекторный ток обратного направления. Как отмечалось (см.
лекцию 4), это имеет место при eK  eБ , то есть при E K  U MK   E K 1     U МБ  Е Б  .
Если принять Е Б = 0, то обратный ток коллектора существует при условии
E K 1     U МБ ,
которое начинает выполняться при малых значениях E K . Поэтому зависимости I K 1 , I K 0
при уменьшении E K пересекают ось E K не в начале координат, а правее, при значении
E K  U МБ , и имеют вид, показанный на рис.8.17.
Перенапряжённый
режим
Режим
насыщения
I А1
I А0
Недонапряжённый
режим
I K1
Недонапряжённый
режим
IK0
θ 0
1
0
EА
EАКР
Рис.8.16
U MБ
E К КР
EК
Рис.8.17
Зависимости I A1 E A , I A0 E A  и I K 1 E K , I K 0 E K  называются статическими модуляционными характеристиками генераторов, соответственно, с анодной и коллекторной амплитудной модуляцией.
Имея зависимости I A1 E A , I A0 E A  или I K 1 E K , I K 0 E K  , легко установить другие зависимости, в частности, определяемые (8.1).
104
Что касается зависимостей режима входной цепи ГВВ от напряжения питания выходной цепи, то все они имеют нарастающий характер с уменьшением E A или E K , так
как при этом возрастает напряжённость режима. Зависимости I C1 E A , I C 0 E A  и связанные с ними начинаются с E A  E A KP , тогда как зависимости I Б1 Е К , I Б 0 Е К  имеют место
на всём участке изменения напряжения E K .
Зависимости режима ГВВ от напряжения питания выходной цепи АЭ могут быть
рассчитаны графоаналитическим методом, либо с использованием соответствующих формул лекции 7.
5. Особенности работы ГВВ на комплексную нагрузку АЭ. Настроечные
(регулировочные) характеристики генератора
Уравнение выходного тока АЭ ГВВ для основной области статических ВАХ, записанное, например, в терминах лампового генератора в виде (4.4)
i A  S eC  EC 0  De A ,
(8.2)
и уравнение для области перенапряжённого режима в виде (4.16)
i A  S KP e A
справедливы, как отмечалось в лекции 4, при любых амплитудных и фазовых соотношениях напряжений на электродах АЭ.
В случае настроенной нагрузки в выходной цепи АЭ генератора, когда сопротивление нагрузки для выделяемой гармоники выходного тока АЭ чисто активное, результирующие напряжения во входной и выходной цепях ГВВ определяются соотношениями (1.1),
(1.2), согласно которым, например, для лампового генератора
eC  U MC cos  t  EC ;
e A  E A  U MA cos  t .
Если нагрузка в выходной цепи АЭ генератора является ненастроенной, то есть сопротивление её носит комплексный характер для выделяемой составляющей выходного
тока АЭ, то переменные напряжения в цепях ГВВ получают фазовый сдвиг относительно
друг друга по сравнению со случаем настроенной нагрузки, а мгновенные напряжения в
цепях, например, лампового ГВВ определяются соотношениями:
eC  U MC cos  t  EC ;
(8.3)
e A  E A  U MA cos t   u ,
где U MA  I A1 Z oe - амплитуда переменного напряжения на нагрузке, соответственно, и на
аноде лампы, определяемая как произведение амплитуды первой гармоники анодного то*
ка лампы I A1 на модуль комплексного сопротивления нагрузки Z oe ;  u - фазовый сдвиг
переменного напряжения на нагрузке (на аноде) u K  u A  U MA cos t   u  относительно
напряжения возбуждения u C  U MC cos  t.
Отметим, что соотношение (8.3) для мгновенного напряжения на аноде e A справедливо при условии выделения на нагрузке только напряжения первой гармоники анодного
тока, что допустимо, не считая случая линейных статических ВАХ и работу при этом с
нижним углом отсечки анодного тока   180 , если сопротивление нагрузки для первой
гармоники анодного тока существенно больше, чем для любой другой гармонической составляющей выходного тока при работе с   180 . В противном случае необходимо учитывать падение напряжения на нагрузке токов высших гармонических составляющих, а
результирующее напряжение на аноде будет более сложной формы, чем даваемое (8.3).
Подставляя (8.3) в (8.2), получаем для основной области
105
i A  S U MC cos  t  DU MA cos t   u   EC  EC/  ,
(8.4)
где E  DE A  EC 0  - напряжение запирания анодного тока при принятом напряжении
/
C
питания анода E A (см. лекцию 4).
Используя соотношения (8.3) и семейство статических ВАХ выходного тока АЭ,
например, анодного тока лампы, можно, как и при настроенной нагрузке, построить динамическую характеристику (ДХ) анодного тока. Однако, если при настроенной нагрузке
ДХ представляется отрезками прямых линий при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ, то теперь ДХ представляет замкнутую, в силу периодичности процесса,
кривую, совпадающую по форме с эллипсом, в общем случае усечённым.
Значения ωt, при которых происходит отсечка выходного тока АЭ, можно определить на основании (8.4), имея в виду, что отсечке соответствует значение тока i A  0.
Раскрывая в (8.4) cos t   u  и приводя подобные члены, а также обозначая, как и
раньше (лекция 4), значение ωt, при котором происходит отсечка тока, через  , находим
E  E / U  DU MA cos  u 
cos  2 C 2C 2 MC

U MC  D U MA  2 DU MCU MA cos  u
(8.5)
2
2
2
/ 2
U MC  D U MA  2 DU MCU MA cos  u  EC  EC
 DU MA sin  u
.
2
2
U MC
 DU MA
 2 DU MCU MA cos  u
Если  u  0, то (8.5) приводится к известному выражению для нижнего угла отсечки
анодного тока (4.15а)
EC  EC/
cos 
.
U MC  DU MA
Если D = 0, то, как следует из (8.5),
E  EC/
cos  C
,
U MC
и в этом случае отсечка выходного тока АЭ не зависит от характера нагрузки, а импульсы
выходного тока симметричны относительно периода сигнала возбуждения, то есть относительно ωt = 0; 2π и т.д.
Если  u  0 и D  0 , то импульсы выходного тока оказываются асимметричными
относительно ωt = 0; 2π и т.д. Моменты отсечки тока слева и справа ωt = 0; 2π и т.д. определяются на основании (8.5). Анализ показывает, что при малых значениях D моменты
отсечки отличаются от   и от   на одинаковую величину, меньшую, чем величина
 u . В итоге результирующая ширина импульса тока остаётся, по-прежнему, равной 2θ.
Центральная часть импульса, соответствующая максимальному току, несколько смещается относительно ωt = 0; 2π и т.д., а сам импульс оказывается несколько асимметричным
относительно положения центральной части.
На рис.8.18 представлены аппроксимированные ДХ анодного тока лампы при работе
в схеме ГВВ на комплексную нагрузку. Построения ДХ выполнены в предположении недонапряжённого режима для   0,5 ; EC  EC/ и  u  10 . На рис.8.18 показаны также
примерные формы импульсов анодного тока, соответствующие представленным ДХ. Если
D  0 , то форма импульсов несколько отличается от косинусоидальной и импульсы
асимметричны, причём, при  u  0 шире правая часть импульса, а при  u  0 шире левая
часть. Если D = 0, то импульсы симметричны и имеют косинусоидальную форму.



106

eC МАКС
iA
t 0
 t при
при  u  0
iA
при
ωt при  u > 0
при  u > 0
u < 0
eC при  t = 45 
0
90
90
t
 EC/
eC при  t = 90 
0
eA МИН
eA МАКС
EA
eA
a
iA
eC МАКС
ωt = 0
t
при  u < 0
ωt
при
u > 0
eC при  t =  45
iA
90 45 0
0
eA МИН
eA МАКС
EA
45 90
еА
б
iA
ωt = + 45°,  u > 0
eA при
ωt = – 45°,  u < 0
t
eA МИН
при
u  0
t
при
u < 0
EA
eC МИН
 EC
0
eC МАКС
eC
в
Рис.8.18
107
Очевидно, в общем случае в первом приближении с достаточной точностью можно
определить постоянную и первую гармоническую составляющие импульсов выходного
тока АЭ при работе на комплексную нагрузку как составляющие косинусоидальных по
форме импульсов с соответстующей амплитудой, используя коэффициенты  0 , 1 для угла, равного половине ширины получающегося импульса, который можно так же считать
практически равным значению нижнего угла отсечки выходного тока при работе на
настроенную нагрузку.
В силу асимметрии импульсов выходного тока АЭ ГВВ при D  0 , как следует из
рассмотрения рис.8.18, первая гармоническая составляющая импульсов, очевидно, будет
иметь фазовый сдвиг относительно ωt = 0 в сторону, противоположную  u . Поэтому, если
представить, используя комплексные амплитуды,
*
*
*
*
*
I A1  I A1 e j i ; U MA  I A1 Z oe  I A1 Z oe e joe  I A1 Z oe e j i  oe  ,
то  u   i   oe , где  i - фазовый сдвиг первой гармоники выходного тока АЭ относительно ωt = 0, то есть относительно сигнала возбуждения u C  U MC cos  t ;  oe - фазовый
угол комплексной нагрузки в выходной цепи генератора.
Так как при D = 0 оказывается  i = 0, то  u =  oe . При D  0 по величине  u <  oe .
Если в качестве нагрузки в выходной цепи генератора используется параллельный
колебательный контур, то модуль его сопротивления Z oe и фазовый угол  oe изменяются
с частотой, как показано на рис.8.19.
oe
Z oe
Roe


2
Р

Р



2
Рис.8.19
При настроенном контуре    P сопротивление его максимальное и чисто активное, то есть, Z oe  Roe ;  oe  0. При расстройке контура относительно частоты выделяемой
гармоники выходного тока АЭ модуль его сопротивления уменьшается и возрастает фазовый угол. ДХ выходного тока в процессе настройки генератора (настройки контура на частоту выделяемой гармоники) будут изменяться, как показано на рис.8.20.
По мере настройки контура возрастает его сопротивление и, как следствие этого,
увеличивается напряжённость режима, уменьшается амплитуда импульсов выходного тока и уменьшается их общая площадь (импульсы по форме более приближаются к косинусоидальным), что в целом приводит к уменьшению постоянной составляющей выходного
тока АЭ. Увеличение напряжённости режима по мере настройки контура обусловливает
возрастание входного тока АЭ. Уменьшение постоянной составляющей выходного тока,
например, анодного, и увеличение постоянной составляющей входного тока, например,
108
сеточного, при настройке контура на выделяемую гармонику используется для настройки
ГВВ по показаниям приборов, измеряющих постоянные токи во входной и выходной цепях генератора. Характер изменения показаний приборов, измеряющих постоянные составляющие токов анода (коллектора) и сетки (базы) показан на рис.8.21.
iA
 =
eС МАКС
 Р  
Р
I A0
Р  
IC0
0
EA
eA
Рис.8.20
Р

Рис.8.21
Если проницаемость АЭ мала D  0 и если при настроенном контуре, то есть при
максимальном сопротивлении нагрузки, режим генератора оказывается недонапряжённым
или критическим, то анодный, коллекторный ток в процессе настройки практически не
будет изменяться, а в случае тетрода и пентода ток управляющей сетки может отсутствовать, поэтому в этих случаях не удаётся для настройки генератора использовать зависимости типа показанных на рис.8.21. В этом случае при настройке транзисторного генератора
приходится ориентироваться только на показания прибора, измеряющего ток базы I Б 0 , а в
тетродном и пентодном генераторах – на показания прибора, измеряющего постоянную
составляющую тока второй сетки I C 20 , которая возрастает с напряжённостью режима и
соответственно достигает максимального значения при настроенном контуре.
Зависимости рис.8.21 и им подобные носят название настроечных (регулировочных)
характеристик ГВВ.
При работе генератора на ненастроенный контур его энергетические показатели
ухудшаются:
- уменьшается колебательная мощность, которая равна
1
P~  I A1, K 1U MA, MK cos  oe ,
2
где U MA, MK и cos  oe могут быть существенно меньше, а I A1, K 1 немного больше, чем при
настроенной нагрузке (при настроенной нагрузке cos  oe имеет максимальное значение,
равное единице);
- возрастает потребляемая мощность от источника питания выходной цепи E A, K
P0  I A0, K 0 E A, K ,
где I A0, K 0 увеличивается как по причине возрастания амплитуды импульсов (при D = 0
амплитуда импульсов не изменяется), так и расширения их (постоянная составляющая
определяется площадью импульса);
- возрастает мощность, рассеиваемая на выходном электроде: аноде, коллекторе
PA, K  P0  P~ ;
- уменьшается КПД анодной, коллекторной цепи
109
 A, КОЛ 
P~
.
P0
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 8:
1.
Изобразите, например, схему ГВВ рис.1.1,а с использованием сеточного автосмещения.
2.
Представьте зависимости
гается
3.
1)  50; 2)  100; 3)  180. Сравните их.
Представьте зависимости
гается
I A1 , I A0 от U MC для случая EC  EC/ , когда в критическом режиме достиI A1 , I A0 от U MC для случая EC  EC/ , когда в критическом режиме дости-
1)  120; 2)  180. Сравните их.
I K 1 , I K 0 от U MБ при   90 может наступить
4.
Почему в транзисторном ГВВ при снятии зависимости
5.
пробой перехода эмиттер-база прежде, чем будет достигнут критический режим?
Поясните, почему зависимости I Б 1 , I Б 0 от U MБ имеют подобный вид зависимостям
6.
7.
I K 1 , I K 0 от U MБ .
Во сколько раз отличаются крутизны этих зависимостей в области недонапряжённого режима ГВВ?
Постройте зависимости, определяемые соотношениями (8.1), для каждого из рассмотренных в лекции
примеров. Сравните их.
Постройте зависимости I A1 , I A0 от EC , когда при имеющемся U MC нижний угол отсечки анодного
тока   180 достигается «задолго» до критического режима. Проанализируйте их.
Обратитесь к рис. 8.14 и ответьте на вопросы: может ли быть получен критический режим генератора
при   90 ? А при   180 ? Если возможно, то что для этого потребуется? Поясните.
9. Запишите выражения и изобразите графически три гармонических сигнала, изменяющихся по закону
косинуса, один с нулевой начальной фазой, а два других, соответственно, с опережением и с отставанием по фазе от первого. Как будут выглядеть аналогичные сигналы, но изменяющиеся по закону синуса?
Поясните.
10. Используя соотношения (8.2) и аппроксимированные статические ВАХ (предложите их сами, но с соблюдением существующих закономерностей и масштаба), постройте ДХ анодного тока лампы для не8.
донапряжённого режима при
EC  EC/ и  u  20 . Постройте формы импульсов токов. Проанали-
зируйте их. Попробуйте сделать то же самое для перенапряжённого режима генератора.
110
Лекция 9
Эквивалентная схема выходной цепи ГВВ при разных режимах работы по напряжённости. Амплитудно- и фазо-частотная характеристики (АЧХ и ФЧХ) ГВВ.
В области недонапряжённого вплоть до критического режима работы ГВВ при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ амплитуда первой гармонической составляющей выходного тока АЭ, например, анодного тока лампы (аналогично коллекторного тока транзистора), определяется соотношением (6.10)
I A1  S U MC  DU MA  1 ,
(9.1)
которое, учитывая, что U MA  I A1 Roe , можно представить в виде
I A1  S 1U MC  SD 1 Roe I A1 .
Из (9.2) следует
U MC
S 1U MC
U MC D
,
I A1 


1  SD 1 Roe Roe  1 SD 1 Roe  Ri/
(9.2)
(9.3)
где учтено   1 D  SRi - статический коэффициент усиления лампы; Ri/  Ri  1  Ri i/ приведенное (по первой гармонике в данном случае) внутреннее сопротивление лампы;
1  1   i/ - коэффициент приведения.
Выражение (9.3) соответствует электрической схеме рис.9.1, которая может рассматриваться как эквивалентная схема выходной цепи ГВВ в области недонапряжённого
вплоть до критического режима работы генератора.
Ri/
U мс
Roe
U МА
I A1
Рис.9.1
В лекции 8 отмечалось, что при работе генератора на комплексную нагрузку, каковой является, например, ненастроенный параллельный колебательный контур в выходной
цепи АЭ ГВВ, амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ и в этом случае может
быть определена как амплитуда первой гармонической составляющей косинусоидального
импульса соответствующей амплитуды и такой же ширины, как и при активной нагрузке.
Это позволяет считать схему, подобную рис.9.1, справедливой и при комплексной нагруз*
ке Z oe , как показано на рис.9.2, где
*
Z oe  Z oe e j oe  Z oe cos  oe  jZ oe sin  oe  roe  jxoe ;
roe , xoe - соответственно, активная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки в
последовательной схеме замещения.
Согласно схеме рис.9.2 комплексная амплитуда первой гармоники анодного (аналогично коллекторного) тока
*
U
I A1  * MC  I A1e ji ;
Z oe  Ri/
комплексная амплитуда колебательного напряжения на аноде (коллекторе)
111
*
*
*
*
U MA  I A1 Z oe 
U MC Z oe
*
Z oe  Ri/
 U MA e ju .
Ri/
U мс
Zoe
j
IA1  I e i
UМА  IА1 Zoe
A1
Рис.9.2
Последние выражения позволяют определить амплитудные и фазовые характеристики ГВВ, соответственно, по току и напряжению.
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) по току
U MC
I A1 
;
(*)
2
/
2
2
Ri  Z oe cos oe  Z oe sin  oe
фазо-частотная характеристика (ФЧХ) по току

Z sin  oe 
.
(9.4)
 i  arc tg   / oe
 Ri  Z oe cos oe 
АЧХ по напряжению
U MC Z oe
U MA  I A1 Z oe 
;
(**)
2
/
2
2
Ri  Z oe cos oe  Z oe sin  oe
ФЧХ по напряжению
 u   i   oe .




Если Ri  , то есть D = 0, то  i  0 , а  u   oe , что отмечалось в лекции 8. При
Ri  0  i   oe , а  u  0 .
Если в качестве нагрузки используется параллельный колебательный контур с полным включением, то в окрестности резонансной частоты его сопротивление описывается
выражением
*
Roe
Z oe 
 Z oe e joe ,
2
1 j
Q
P
согласно которому АЧХ и ФЧХ такого контура
Roe
Z oe 
;
2
 2 
1  
Q 
 P 
 2
 oe  arc tg  

112
P

Q ,

где      P  - расстройка относительно резонансной частоты контура  P ;
 - частота входного сигнала; Roe - эквивалентное сопротивление контура на резонансной частоте; Q - добротность контура.
На рис.9.3 показаны относительные АЧХ ГВВ по напряжению U MA U MA P для крайних случаев: Ri  0 и Ri   при использовании в качестве нагрузки в выходной цепи
ГВВ параллельного колебательного контура.
U MA / U
MA
P
Ri  0
1
Ri  
Р

Рис.9.3
При Ri   АЧХ генератора по напряжению определяется АЧХ параллельного колебательного контура Z oe , а при Ri  0 АЧХ генератора по напряжению представляет
прямую линию, параллельную оси частот. В этом случае выходное напряжение генератора не зависит от нагрузки, соответственно и от частоты настройки контура, и определяется
напряжением эквивалентного генератора U MC . Таким образом, чем меньше Ri , тем
сильнее АЧХ генератора по напряжению отличается от АЧХ параллельного колебательного контура, используемого в качестве нагрузки АЭ ГВВ. В общем случае АЧХ ГВВ шире, чем АЧХ параллельного колебательного контура по такому же уровню.1 Это необходимо учитывать при определении частотных искажений в ГВВ – усилителях широкополосных сигналов, в том числе, например, модулированных сигналов.
Если Ri   , то значение  может быть не определено и приведенными выше выражениями для АЧХ и ФЧХ, соответствующими эквивалентной схеме рис. 9.2, пользоваться
неудобно. В этом случае для определения АЧХ и ФЧХ ГВВ удобнее воспользоваться выражениями, соответствующими эквивалентной схеме выходной цепи ГВВ, представленной на рис.9.4.
SСРUМС
/
Ri/
*
I А1
I1
Z oe
UМА  I А1 Z oe
*
*
*
Рис.9.4
1
АЧХ ГВВ представляет АЧХ системы: АЭ – параллельный колебательный контур.
113
Схема рис.9.4 получается из схемы рис. 9.2 путём преобразования генератора
напряжения U MC с внутренним сопротивлением Ri/ в генератор тока величиной S CPU MC
с внутренним сопротивлением Ri/ , где S CP  S 1 - средняя (по первой гармонике) крутизна
выходного тока АЭ.2
*
Эквивалентная схема рис.9.4 для случая настроенного контура Z oe  Roe следует
также непосредственно из выражения (9.2), согласно которому
I А1  S 1U MC  SD 1 Roe I A1  S CPU MC 
I A1 Roe
U
 S CPU MC  MA
,
/
Ri
Ri/
откуда
U MA
 I A1  I1/ ,
/
Ri
что соответствует электрической схеме рис.9.4 для случая настроенного контура
S CPU MC  I A1 
*
Z oe  Roe . Очевидно, для случая настроенного контура получающаяся эквивалентная схема выходной цепи ГВВ рис.9.4 соответствует схеме рис.9.1 при преобразовании генератора тока величиной S CPU MC с внутренним сопротивлением Ri/ в эквивалентный генератор
напряжения величиной U MC с внутренним сопротивлением Ri/ .
Согласно схеме рис.9.4 в общем случае комплексной нагрузки в выходной цепи АЭ
ГВВ
*
*
U MA  S CPU MC
Ri/ Z oe
*
Z oe  R
*
U MA
*
 S CPU MC
Z oe
откуда АЧХ генератора по напряжению
U MA  S CPU MC
R
/
i
(9.5)
/
i
*
I A1 
 U MA e ju ;
Ri/
*
 I A1e ji ,
Z oe  R
/
i
Ri/ Z oe
 Z oe cos  oe

2
 Z oe2 sin 2  oe
;
(***)
АЧХ генератора по току
I A1 
U MA

Z oe
S CPU MC Ri/
.
(****)
2
 Z oe cos  oe  Z oe2 sin 2  oe
Обратим внимание, что выражения (***), (****) соответствуют выражениям (*) и
(**), в которых U MC соответствует S CPU MC Ri/ .
Из (9.5) видно, что АЧХ ГВВ по напряжению может рассматриваться как АЧХ подключенного к АЭ параллельного колебательного контура, зашунтированного приведенным внутренним сопротивлением АЭ. Эквивалентное сопротивление такого контура на
резонансной частоте
R R/
Roe/  oe i /  Roe .
Roe  Ri
Так как реактивные параметры контура ёмкость C K и индуктивность LK не изменились, то уменьшение эквивалентного сопротивления контура на резонансной частоте сви2
Согласно, например, выражению (6.10)
114
R
/
i

S CP  S 1  I A1 U MC  DU MA   I A1 U M УПР .
детельствует об уменьшении добротности контура и, соответственно, о расширении его
полосы пропускания. Таким образом, АЧХ системы: АЭ – контур может рассматриваться
как АЧХ эквивалентного контура с такими же реактивностями, но с меньшим эквивалентным сопротивлением на резонансной частоте. Если D = 0, то Ri   , соответственно и
Ri/   . Шунтирования контура в этом случае нет, и АЧХ ГВВ по напряжению совпадает
с АЧХ контура Z oe , что отмечалось выше.
На рис.9.5 показан график зависимости  i   .

i
 R i/
Ri
3
2
1
90 о
180 о

Рис.9.5
Если   180 , то Ri/  Ri i    Ri . В общем случае при D  0 , то есть Ri   , как
следует из (9.4),  i имеет противоположный  oe знак, что обусловливает меньшую величину  u по сравнению с величиной  oe , что отмечалось в лекции 8. Напомним, что  i и
 u определяют фазовые сдвиги первой гармоники выходного тока и колебательного
напряжения на выходе АЭ относительно сигнала возбуждения. Что касается сдвига по фазе между первой гармоникой выходного тока и колебательным напряжением, то он равен
 oe .
При работе генератора в перенапряжённом режиме, когда 1     KP , а
E A, K  E A, K 1   KP   eОСТ КР , где eОСТ КР  E A, K  U MA KP , MK KP  E A, K 1   KP  - остаточное
напряжение на аноде (на коллекторе) в критическом режиме, можно считать, что амплитуда колебательного напряжения остаётся практически неизменной и равной E A, K . Очевидно, чем больше крутизна линии критических режимов (она же линия насыщения в
транзисторном ГВВ), тем с большим основанием можно считать справедливым последнее
утверждение. В этом случае для выходной цепи ГВВ применима эквивалентная схема
рис. 9.6.
EА
IА1
Zoe
Рис.9.6
115
На рис.9.7 показаны ДХ анодного тока при работе лампового ГВВ в перенапряжённом режиме на комплексную нагрузку в анодной цепи, которые могут быть построены с
использованием соотношений (8.3) и семейства статических ВАХ анодного тока. В зависимости от степени расстройки контура наклон ДХ и расширение эллипса в зоне основной
области характеристик будет несколько изменяться, но амплитуда колебательного напряжения будет мало изменяться, пока режим будет оставаться перенапряжённым.
iA
iA
t  0
eC МАКС
t  0
D0
EC  EC
eC МАКС
3
3
2
 t при  u  0
2
 t при  u  0
D0
EC  EC
1
t
1  t при  u  0
0
eA МИН
при
u  0
0
EA
eA
eA МИН
EA
eA
Рис.9.7
Таким образом, при работе ГВВ в перенапряжённом режиме АЧХ генератора по
напряжению практически не зависит от величины сопротивления нагрузки в выходной
цепи и характера этого сопротивления. АЧХ генератора по току, напротив, зависит от величины и характера сопротивления нагрузки в выходной цепи и определяется из выражения
*
E
E
I A1  * A  A e  j oe  I A1e  j oe .
Z oe
Z
oe
АЧХ по току имеет обратную Z oe зависимость
E
I A1  A .
Z oe
Минимальное значение мгновенного тока в области перенапряжённого режима (точка 1 на рис.9.7), по-прежнему, соответствует минимальному мгновенному напряжению на
аноде
e A МИН  E A  U MA ,
которое, согласно (8.3), имеет место при  t   u .
На рис.9.8 показаны формы импульсов анодного тока, соответствующие ДХ
рис.9.7.
Очевидно, за счёт асимметричного расположения провала в импульсах выходного
тока АЭ относительно периода сигнала возбуждения ωt = 0; 2π и т.д. при работе на комплексную нагрузку в перенапряжённом режиме первая гармоническая составляющая выходного тока получает свой фазовый сдвиг даже при D = 0. В недонапряжённом режиме
этого нет.
Рассмотренные эквивалентные схемы выходной цепи ГВВ пригодны для расчёта частотных (амплитудных и фазовых) характеристик генератора, но не пригодны для анализа
оптимальных условий его работы, так как ГВВ по природе своей является сугубо нелинейным устройством: независимо от режима параметры генератора зависят, в той или
116
иной степени, от сопротивления нагрузки. Поэтому, если, например, исходить из эквивалентной схемы рис.9.6, то, как кажется, чем меньше Roe , тем больше колебательная мощность

E A 2
P~ 
.
2 Roe
Однако, коэффициент использования напряжения источника питания анода (коллектора) ξ
существенно зависит от Roe и при малых значениях Roe не может быть обеспечено большое значение ξ.
iA
u 0
3
iA
D0
u  0
3
2
2
1
1
u 0
90
90
t
iA
iA
D0
u 0
3
t
90
0 u
90
u  0
3
2
2
1
1
90   u 0
90
t
90
0   u 90
t
Рис.9.8
Точно также, если обратиться, например, к эквивалентной схеме рис.9.1, то, казалось
бы, как известно из курса теории линейных электрических цепей,3 оптимальное сопротивление нагрузки, при которой обеспечивается максимальная мощность, будет
Roe  Ri/  Ri  1 1  cos .
В то же время, как показано в лекции 6, оптимальное значение сопротивления
нагрузки
Roe ОПТ  Ri /  1 .
Только
при
  90
имеет
место
совпадение
значений
Roe ОПТ
и
Ri/ .
При
  90 Ri/  Roe ОПТ ; при   90 Ri/  Roe ОПТ .
Кроме того, в схеме рис.9.1 параметры эквивалентного генератора: его напряжение
U MC и внутреннее (выходное) сопротивление Ri/ зависят от Roe , так как от Roe зависит
θ:
EC  EC/
cos 
,
U MC  DI A1 Roe
и для сохранения θ с изменением Roe потребуется изменить EC и U MC .
3
Рассмотрение этой и других эквивалентных схем выходной цепи ГВВ с позиции теории линейных электрических цепей и сравнение получаемых результатов с полученными при других подходах представляет
несомненный интерес и позволяет лучше и глубже понять все связи в ГВВ.
117
Действительно, если рассмотреть даже случай   180 , то из выражения для cos ,
учитывая, что cos180  1, следует
EC  EC/  U MC  DI A1 Roe  EC/  U MC  DU MA .
Так как U MC  EC  eC MAKC и значение последнего должно поддерживаться неизменным,
следовательно, U MC  eC MAKC  EC , то на основании последнего выражения получаем
EC 
EC/  DU MA  eC MAKC
U MC 
то есть, EC и U MC
;
2
EC/  DU MA  eC MAKC
,
2
являются функциями U MA , значит и Roe .
Только при D  0 зависимость θ от Roe практически исчезает, но D  0 соответствует Ri   , и если считать Roe ОПТ   , то при этом пропадает справедливость самой
схемы, так как при Roe   режим генератора будет перенапряжённым, а для него схема
рис.9.1 уже недействительна.
Зависимость параметров рассмотренных эквивалентных схем выходной цепи ГВВ от
сопротивления нагрузки указывает на тот факт, что возможно видоизменение схем.
В частности, например, для области недонапряжённого вплоть до критического режима может быть предложена эквивалентная схема выходной цепи ГВВ, отличающаяся от
схемы рис.9.1.
Если обратиться к выражению (9.1) и принять во внимание, что
EC  EC/
1  cos  1 
,
U MC  DU MA
то получаем
I A1  S 1 U MC  DU MA  EC  EC/ ,
откуда находим, учитывая, что U MA  I A1 Roe ,
I A1 
 U MC  EC  EC/ 
.
Roe  Ri  1
Последнему выражению соответствует электрическая схема рис.9.9.
Ri*  Ri /  1
 (U мс  Ес  Ес/ )
Roe
U МА  I А1 Roe
I A1
Рис.9.9
Как видно, схема рис.9.9 отличается от схемы рис.9.1. В схеме рис.9.9 внутреннее
(выходное) сопротивление эквивалентного генератора Ri*  Ri  1 совпадает с оптимальным сопротивлением нагрузки Roe ОПТ  Ri  1 , но и в этой схеме необходимо иметь в виду, что Ri* зависит от Roe , так как 1 зависит от Roe через зависимость θ от Roe .
118
Очевидно, вместо схемы рис.9.9 с эквивалентным генератором напряжения
 U MC  EC  EC/  может быть предложена схема рис.9.10 с эквивалентным генератором
тока S 1 U MC  EC  EC/  .
*
Если в схемах рис.9.9 и рис.9.10 заменить Roe на Z oe , то схемы можно использовать
для определения частотных характеристик генератора. В частности, на основании схемы
рис.9.9 для АЧХ и ФЧХ генератора по току получаем:4
 U MC  EC  EC/
I A1 
;
2
Ri*  Z oe cos  oe  Z oe2 sin 2  oe





Z oe sin  oe 
 ,
 R  Z oe cos  oe 
при этом комплексная амплитуда первой гармоники анодного тока
 i*  arc tg  
*
i
*
I A1  I A1e j i .
Соответственно, АЧХ и ФЧХ по напряжению
U MA  I A1 Z oe ;
 u*   i*   oe .
S1 (U мс  Ec  Ec/ )
I 1*
*
Ri*
Roe
I A1
U MA  I A1 Roe
Рис.9.10
Очевидно, несмотря на то, что выражения для АЧХ по току, соответственно, и выражения для АЧХ по напряжению, получаемые на основании схем рис.9.9 и рис.9.10, отличаются несколько по виду от полученных на основании схем рис.9.2 и рис.9.4, сами
АЧХ по форме не должны отличаться. Что касается ФЧХ, то они будут отличаться, так
как отличаются опорные напряжения в выражениях, относительно которых определяются
фазы выходного тока и колебательного напряжения. В схемах рис.9.2 и рис.9.4 таким
напряжением является напряжение возбуждения, а в схемах рис.9.9 и рис.9.10 эквивалентное напряжение U MC  EC  EC/ . При этом также отличаются внутренние (выходные)
сопротивления эквивалентных генераторов Ri/  Ri  1 1  cos   Ri i и Ri*  Ri /  1 . Что
касается сдвига по фазе между первой гармоникой выходного тока и выходным (колебательным) напряжением, то при использовании любой эквивалентной схемы выходной цепи ГВВ этот сдвиг по фазе равен  oe . Так как практический интерес представляет сдвиг
по фазе между входным и выходным сигналами, то для расчёта ФЧХ следует использовать выражения, вытекающие из рассмотрения схем рис.9.2 и рис.9.4.
Схема рис.9.9 позволяет легко проследить изменение всех характеристик генератора
по выходной цепи от сопротивления нагрузки, нижнего угла отсечки, напряжений питания и возбуждения.
Действительно, напряжение эквивалентного генератора в схеме рис.9.9 можно представить как
4
Студенту предлагается записать выражения для АЧХ и ФЧХ ГВВ на основании схемы рис.9.10.
119
 U MC  EC  EC/    eC MAKC  EC/    eC* MAKC ,
и если обозначить Roe  aRi , где а - коэффициент пропорциональности, то
eC* MAKC1
I A1 
;
Ri 1  a 1 
U MA
I A0 
eC* MAKC 0

;
Ri 1  a 1 
I A1 0
1

eC* MAKC1a

;
1  a 1
*
1 eC MAKC 1
P~ 
2 1  a 1 2

2
a
;
Ri
1 eC MAKC 1  1a
.
A 
2 1  a 1 E A
Приведенные соотношения позволяют сравнить, как изменяются основные характеристики генератора при изменении нагрузки Roe и угла нижней отсечки выходного тока θ.
*
Например, при    1 , Roe  Roe1  a1 Ri и при    2 , Roe  Roe 2  a 2 Ri
P~1 a1   1 1   1  a 2 1  2  
 
 
 ;
P~ 2 a 2  1  2    1  a1 1 1  
2
2
 A1 a1 1 1  1 1  1  a2 1  2  

.
 A 2 a2 1  2   1  2   1  a1 1 1  
Согласно последним соотношениям при  1  90 1  0,5;  1  1,57  и a1  2 , что соответствует Roe ОПТ  Ri /  1  2 Ri , и при  2  180 1  0,5;  1  1 и a 2  2 , что также соответствует Roe ОПТ  Ri /  1  2 Ri ,
P~90, R
 A 90, R
oe ОПТ
P~ 180, Roe ОПТ
 1;
 1,57,
oe ОПТ
 А180, R
oe ОПТ
то есть при оптимальном сопротивлении нагрузки при   90 и   180 колебательная
мощность одинакова, но КПД анодной (коллекторной) цепи при   90 существенно
выше, чем при   180 .
Если принять  1  180 и Roe1  Roe ОПТ  2 Ri , то есть a1  2 , и  2  180 , но Roe 2  Ri ,
то есть a2 =1, то
P~ 180, Roe ОПТ
P~ 180, Roe  Ri
Аналогично получаем
P~ 90, Roe ОПТ
P~ 180, Roe  Ri
 1,125;
 A 180, R
oe ОПТ
 A 180, R
 1,5.
oe  Ri
 1,125;
 A 90, R
 2,35.
oe ОПТ
 A 180, R
oe  Ri
При работе генератора с   180 и Roe ОПТ колебательная мощность возрастает,
примерно, на 12%, а КПД анодной (коллекторной) цепи увеличивается на 50% по сравнению с режимом   180 , но Roe  1 2 Roe ОПТ  Ri . Режим с   90 и Roe ОПТ более выгоден по всем рассмотренным параметрам.
Если принять  2  60 1  0,391;  1  1,8 и a 2  2,56 , что соответствует
Roe ОПТ  Ri /  1 60  , то
P~ 90, Roe ОПТ
P~ 60, Roe ОПТ
120
 1,28;
 A 90, R
oe ОПТ
 A 60, R
oe ОПТ
 0,872.
В этом случае по сравнению с   90 и Roe ОПТ колебательная мощность генератора
уменьшается, а КПД анодной (коллекторной) цепи возрастает, но в меньшей степени, чем
уменьшается мощность.
При  2  120 (1  0,536; 1  1,32) и a 2  1,86 , что соответствует Roe ОПТ  Ri / 1 120 ,
P~ 90, Roe ОПТ
 0,932;
P~ 120, Roe ОПТ
 A 90, R
oe ОПТ
 A 120, R
 1,19.
oe ОПТ
В этом случае по сравнению с   90 и Roe ОПТ колебательная мощность незначительно
возрастает (на 7…8 %), а КПД анодной (коллекторной) цепи падает более заметно.
(Напомним, что при   120 коэффициент 1 достигает практически максимального значения.)
В отличие от схемы рис.9.9 эквивалентная схема рис.9.1 позволяет легко установить
коэффициент усиления генератора по напряжению и его изменение с нагрузкой и углом
отсечки выходного тока. Принимая Roe  aRi , согласно схеме рис.9.1 имеем:
U MA  I A1 Roe 
U MC  a
U
a
; K u  MA 
.
a   i 
U MC a   i
Чем больше нижний угол отсечки выходного тока, тем больше K u , так как  i
уменьшается с ростом θ (см. рис.9.5); чем больше нагрузка, то есть, чем больше значение
Roe , тем больше K u при одном и том же значении θ.
Последнее выражение позволяет проследить изменение K u с изменением нагрузки
Roe и θ.
K u  1 , a1  a1  a2   i  2  
 
.
K u  2 , a 2  a2  a1   i  1  
При  1  90, a1  2 и  2  180, a 2  2
K u 90, Roe ОПТ
 1.
K u180, Roe ОПТ
При  1  180, a1  1 и  2  180, a 2  2
K u 180, Roe  Ri
K u 180, Roe ОПТ
При  1  90, a1  2 и  2  60, a2  2,56
K u 90, Roe ОПТ
K u 60, Roe ОПТ
При  1  90, a1  2 и  2  120, a2  1,86
K u 90, Roe ОПТ
K u120, Roe ОПТ
3
 .
4
 1,5.
 0,835.
Очевидно, используя соответствующую эквивалентную схему выходной цепи ГВВ,
можно удобным образом исследовать почти все зависимости режима генератора, которые
рассматривались в лекции 8. В частности, в случае лампового ГВВ влияние напряжений
питания анода E A , второй сетки EC 2 , третьей сетки EC 3 сокрыто в величине EC/ . При
анализе режима генератора с использованием эквивалентных схем необходимо помнить,
что с изменением режима, в общем, изменяются оба параметра эквивалентного генератора: напряжение и выходное сопротивление. Поэтому не учёт одного из них в отдельных
случаях может привести к ошибочным выводам.
121
Примечание. Согласно приведенным выше соотношениям для коэффициента усиления ГВВ в области недонапряжённого вплоть до критического режима при работе на
настроенный контур получаем
U MA
Roe
SRi Roe
S 1 Roe Ri/ S CP Roe Ri/
Ku 




.
U MC Roe  Ri/ Roe  Ri/
Roe  Ri/
Roe  Ri/
С учётом последнего соотношения выражения (5.2) для крутизны ДХ в соответствующей
системе координат преобразуются к виду:
SRi/
i
1
1
S ДС 
;
S






.
ДА
 1 Roe
1 1  cos Roe
Roe  Ri/
Roe
При   180 крутизна ДХ в анодной системе координат S Д А  1 / Roe .
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 9:
1. Рассмотрите, как выглядят АЧХ ГВВ по току при использовании в качестве нагрузки АЭ параллельного
колебательного контура при Ri   и Ri  0 . Как эти АЧХ связаны с АЧХ контура?
2. Почему при
Ri   неудобно пользоваться выражениями для АЧХ и ФЧХ, соответствующими
эквивалентной схеме рис. 9.2? Поясните.
3. Почему, чем больше крутизна линии критических режимов S KP , тем с большим основанием можно
считать, что в перенапряжённом режиме ГВВ амплитуда колебательного напряжения остаётся
неизменной? Поясните.
4. Запишите известные вам соотношения, связывающие полосу пропускания параллельного колебательного
контура с его добротностью. Покажите, что шунтирование параллельного колебательного контура
резистором приводит к уменьшению добротности контура и расширению его полосы пропускания.
5. Используя соотношения настоящей лекции, получите выражение для коэффициента усиления ГВВ по
напряжению при работе на комплексную нагрузку в области недонапряжённого вплоть до критического
режима. Сделайте анализ соотношения и сравните полученное соотношение с известным из лекции для
случая настроенного контура.
122
Лекция 10
Требования к цепям согласования АЭ с полезной нагрузкой ГВВ. Использование параллельного колебательного контура в качестве цепи согласования (ЦС) АЭ с полезной нагрузкой генератора. Согласование АЭ с полезной нагрузкой генератора на
одной частоте. КПД ЦС. Понятие о согласовании АЭ с нагрузкой в диапазоне частот
и в заданной полосе частот. Простые и сложные ЦС. Разбивка диапазона частот на
поддиапазоны. Принципы расчёта номиналов элементов ЦС и оценка потерь в них.
Общие требования к цепям согласования АЭ с полезной нагрузкой ГВВ.
ГВВ должен обеспечивать требуемое значение мощности, либо напряжения, либо
тока в некотором элементе, подключаемом к генератору и называемом полезной нагрузкой генератора. Например, полезной нагрузкой ГВВ – выходного каскада радиопередатчика является антенна, к которой необходимо подвести требуемую мощность. Полезной
нагрузкой ГВВ – промежуточного каскада радиопередатчика является входное сопротивление АЭ последующего каскада. При этом на входе АЭ необходимо обеспечить требуемую мощность возбуждения при определённом напряжении или токе, либо определённое
напряжение возбуждения. Последнее имеет место при входном сопротивлении АЭ, стремящемся к бесконечности, что характерно для лампового генератора по схеме с общим
катодом при работе без сеточных токов и для генератора на полевом транзисторе по схеме
с общим истоком. Если входное сопротивление АЭ стремится к нулю, то от предшествующего генератора требуется обеспечить определённый ток через входное сопротивление
этого АЭ. Полезной нагрузкой высокочастотного генератора, используемого для обработки пищевого продукта, является обрабатываемый продукт, помещаемый в специальную
камеру, а полезной нагрузкой высокочастотного генератора, используемого в медицине,
например, для прогревания какого-либо органа или части тела человека, будет прогреваемый орган или часть тела.
В общем случае, независимо от характера, полезная нагрузка ГВВ представляется
двухполюсной электрической цепью рис.10.1.
Сопротивление цепи является ком*
Z
плексным
Н
iН
*
Z Н  rН  jx Н ,
причём активная rН и реактивная x Н соrН
jxН
ставляющие этого сопротивления, как праUН
вило, изменяются с частотой. Например,
любая антенна замещается её входным соРис.10.1
противлением, активная составляющая которого практически определяется сопротивлением излучения антенны; входное сопротивление АЭ имеет активную и реактивную составляющие, при этом последняя определяется,
в частности, входной ёмкостью АЭ и индуктивностями вводов входных электродов.
Мощность генератора в полезной нагрузке P~ Н выделяется на сопротивлении rН .
Величина этой мощности
1 2
1
P~ Н  I МН
rН  U МН I МН cos  ,
(10.1)
2
2
*
где U МН , I МН - амплитуда, соответственно, напряжения u Н на сопротивлении Z Н (на
*
нагрузке) и тока iН через сопротивление Z Н (через нагрузку);  - фазовый сдвиг между
гармоническим напряжением u Н и гармоническим током iН в цепи полезной нагрузки. В
общем случае
123
u Н  U МН cos  t   0u ;
iН  I МН cos  t   0i ;
   0u   0 i ,
где  0u ,  0i - начальные фазы, соответственно, напряжения и тока (одна из начальных фаз
может быть принята равной нулю).
Как известно, для цепи рис.10.1
x
tg  Н .
rН
Справедливо также
I r
cos  МН Н ,
U МН
что соответствует (10.1).
Из теории электрических цепей известно, что наилучшим режимом работы электрического генератора является работа на чисто активную нагрузку, представляющую сопротивление резистивного характера, когда x Н = 0. В этом случае  = 0, соответственно,
cos   1 и нужная мощность в нагрузке обеспечивается при меньших значениях напряжения и тока.
АЭ ГВВ для работы в нужном режиме требует обеспечения в его выходной цепи чисто активного сопротивления определённой величины
E
Roe  A, K ,
I A1, K 1
где, напомним,  - коэффициент использования напряжения анодного E A или коллекторного E K питания, при котором обеспечивается нужный режим работы АЭ ГВВ; I A1 , I K 1 амплитуда первой гармоники, соответственно, анодного или коллекторного тока.
Так как сопротивление полезной нагрузки генератора в общем случае комплексное, а
в выходной цепи АЭ ГВВ требуется обеспечить чисто активное сопротивление определённой величины для получения нужной мощности, то, очевидно, полезную нагрузку генератора следует присоединять к АЭ через электрическую цепь, которая осуществляет
*
преобразование комплексного сопротивления Z Н  rН  jx Н в активное сопротивление
Roe . Как правило, Roe  rН . Поэтому необходимо, чтобы электрическая цепь, через которую полезная нагрузка генератора подключается к АЭ, компенсировала реактивную составляющую x Н сопротивления полезной нагрузки генератора и трансформировала активную составляющую rН этого сопротивления до величины Roe , соответствующей нужному режиму работы АЭ.
Используемая для подключения полезной нагрузки генератора к АЭ электрическая
цепь, обеспечивающая компенсацию реактивной составляющей сопротивления полезной
нагрузки и трансформацию активной составляющей этого сопротивления до требуемой
величины, называется цепью согласования (ЦС) или согласующей цепью.
Так как АЭ со стороны выходных электродов является двухполюсным устройством,
и полезная нагрузка генератора представляется двухполюсной электрической цепью, то,
очевидно, ЦС в общем случае должна представлять четырёхполюсную электрическую
цепь: с одной стороны подключается АЭ генератора, с другой стороны – полезная нагрузка генератора. В идеальном случае ЦС должна состоять из чисто реактивных элементов,
обеспечивающих, в частности, компенсацию реактивной составляющей сопротивления
полезной нагрузки x Н . В самом простейшем случае ЦС может состоять из одного реактивного элемента: ёмкости или индуктивности, в зависимости от характера сопротивления
x Н . В общем случае при разработке структуры ЦС необходимо учитывать внутренние ре124
активности АЭ: соответствующие междуэлектродные ёмкости и индуктивности вводов
электродов.
Итак, главное назначение ЦС ГВВ – преобразование комплексного сопротивления
полезной нагрузки генератора в активное сопротивление нужной величины, при котором
обеспечивается требуемый режим работы АЭ.
Как показано в лекции 6, эффективность преобразования энергии источника анодного (коллекторного) питания в энергию высокочастотных электрических колебаний в ГВВ,
оцениваемая КПД анодной (коллекторной) цепи, получается выше при работе АЭ с нижним углом отсечки выходного (анодного, коллекторного) тока   180 . Причём, чем
меньше значение , тем выше эффективность преобразования энергии источника питания
выходной цепи АЭ ГВВ, то есть, выше КПД анодной (коллекторной) цепи. Однако, чем
меньше нижний угол отсечки выходного тока АЭ, тем больше уровень высших гармонических составляющих выходного (анодного, коллекторного) тока относительно первой
гармоники,1 мощность которой должна быть выделена в полезной нагрузке. Высшие гармоники выходного тока АЭ, попадая в полезную нагрузку генератора, создают на ней соответствующие напряжения и выделяют соответствующую мощность. Если, например,
ГВВ – выходной каскад радиопередатчика, то высшие гармоники соответствующей мощности излучаются антенной, что создаёт помехи работе других линий радиосвязи, рабочие
частоты которых совпадают или близки к данным гармоникам выходного тока АЭ ГВВ.
Создание помех линиям радиосвязи недопустимо,2 и существуют международные нормы
на допустимые внеполосные излучения радиопередающих устройств. Если ГВВ – промежуточный каскад радиопередатчика, то высшие гармонические составляющие выходного
тока АЭ каскада искажают форму и влияют на величину сигнала возбуждения последующего каскада. При правильном проектировании ЦС эти искажения невелики и с ними, как
правило, не считаются.
Из сказанного вытекает ещё одно требование к ЦС ГВВ – обеспечение необходимой
фильтрации высших гармоник выходного тока АЭ, при которой мощность высших гармонических составляющих в полезной нагрузке не превышает допустимого уровня, или при
которой напряжение на полезной нагрузке или ток через полезную нагрузку близки к гармоническим.
Использование параллельного колебательного контура в качестве ЦС
Одной из наиболее широко применяемых ЦС при построении ламповых и транзисторных ГВВ является параллельный колебательный контур. При соответствующем выборе параметров он удовлетворяет общим требованиям к ЦС, сформулированным выше:
позволяет компенсировать реактивную составляющую x Н сопротивления полезной
нагрузки генератора, трансформировать активную (резистивную) составляющую rН сопротивления полезной нагрузки до нужной величины, обеспечить фильтрацию гармонических составляющих выходного тока АЭ. Последнее обусловливается избирательными
свойствами параллельного колебательного контура.
При соответствующих параметрах избирательными свойствами обладает также последовательный колебательный контур, который позволяет также скомпенсировать реактивную составляющую x Н сопротивления полезной нагрузки. Но он не даёт возможность
трансформировать активную (резистивную) составляющую rН сопротивления полезной
нагрузки и, следовательно, может быть применён только в том случае, если требуемое
значение Roe равно rН . Однако, если даже требуемое значение Roe равно rН , то наличие
1
Подразумевается ГВВ – усилитель. Однако сказанное справедливо относительно любой гармоники: чем
меньше угол нижней отсечки, тем более соизмеримыми оказываются гармоники.
2
Речь не идёт о целенаправленном создании помех определённым линиям или системам радиосвязи, радиолокации и др.
125
междуэлектродных ёмкостей и индуктивностей вводов электродов АЭ, влияние которых
возрастает с повышением рабочей частоты генератора, делает невозможной реализацию
ЦС в виде последовательного колебательного контура. Наличие междуэлектродных ёмкостей и индуктивностей вводов у электродов АЭ также обусловливает отмеченный выше
факт, что ЦС в общем случае – это четырёхполюсная электрическая цепь.
На рис.10.2 показаны наиболее широко применяемые схемы параллельных колебательных контуров, которые носят названия: контур первого вида (а), контур второго вида
(б), контур третьего вида (в). При этом контур первого вида носит также название контура
с полным включением, а контуры второго и третьего видов носят названия контуров с неполным включением, соответственно, со стороны индуктивности или ёмкости контура.
*
*
*
L
C2
L1
C
L2
C
rL
*
rL
rC
а
*
C1
L
rL
rC
*
б
rC
в
Рис.10.2
В индуктивной и ёмкостной ветвях контура rL , rC - сопротивления активных потерь.
В представленных схемах контуров на рабочей частоте результирующее реактивное сопротивление левой ветви носит индуктивный характер, а правой – ёмкостный.
Условием резонанса параллельного колебательного контура принято считать равенство величин реактивных составляющих токов в ветвях контура, что, например, для контура первого вида имеет место на частоте
 Р  2 f P 
r
1   L
1

LC
r
1   C

2


 ,
2



L
- носит название характеристического сопротивления контура.
C
В колебательном контуре, то есть в контуре, проявляющем избирательные или резонансные свойства, выполняется условие
r
  L ,
(10.2)
rC
где  
1
, что обычно и принимается на практике. То
LC
есть, принято считать, что резонансная частота параллельного колебательного контура  P
определяется только величинами его индуктивности и ёмкости, как у последовательного
колебательного контура. При этом для контура второго вида
L  L1  L2 ,
а для контура третьего вида
с учётом которого можно считать  P 
126
C
C1C 2
.
C1  C 2
1
реактивные сопротивления ветвей контура х ВР считаются одинакоLC
выми по величине. При этом для контура первого вида
1
х ВР   Р L 
 L C .
 PC
В практических схемах контуров второго и третьего видов (контуры с неполным
включением) обычно выполняется условие
х BP  rB ,
(10.3)
На частоте  P 
где для контура второго вида
х BP   P L1 
1
  P L2 ,
 PC
а для контура третьего вида
1
1

;
 P C 2  P C1
rB - активное сопротивление ветви контура, равное, соответственно, rL , rC .
При выполнении условий (10.2), (10.3) эквивалентное сопротивление параллельного
колебательного контура на резонансной частоте определяется соотношением
х B2P
х B2P
Roe 

,
(10.4)
rL  rC
r
где r  rL  rC  - сопротивление активных потерь контура.
С учётом приведенных выше соотношений получаем:
для контура первого вида, то есть для контура с полным включением,
2 L
Roe 

 Q ;
(10.5)
r
Cr
для контура второго вида (контур с неполным включением со стороны индуктивности)
х BP   P L 
Roe 
 P L1 2
r
2
 L   P L 
 1
 p2
 p 2 Q ,
r
r
L
2
2
(10.6)
L1
- коэффициент включения контура;
L
для контура третьего вида (контур с неполным включением со стороны ёмкости)
где p 
2
2
C
1
1
2 


Roe 


p
 p 2 Q ,
2
2


C
r
 P C1  r  1   P C  r
(10.7)
C2
C

- коэффициент включения контура.
C1 C1  C 2
Коэффициент включения контура называется также коэффициентом трансформации,
коэффициентом связи АЭ с контуром. Значение коэффициента включения контура р возможно в пределах от 0 до 1. Значение р = 1 соответствует контуру первого вида (контур с
полным включением).
Так как выполняется условие (10.3), то коэффициент р определяет отношение
напряжения на индуктивности L1 к напряжению на всей индуктивности контура L у контура второго вида, либо отношение напряжения на ёмкости С1 к напряжению на всей ёмкости контура С у контура третьего вида. Отсюда и название – коэффициент трансформации. Очевидно, напряжение на индуктивности L1 у контура второго вида и напряжение на
где p 
127
ёмкости С1 у контура третьего вида при подключении такого контура к АЭ практически
будет равно напряжению на выходе АЭ ГВВ, амплитуда которого Е А, К . На резонансной
частоте в силу практического равенства величин сопротивлений индуктивности L и ёмкости С контура и практически одинаковых величин токов в ветвях параллельного контура амплитуда напряжения на индуктивности L равна амплитуде напряжения на ёмкости
С.
В выражениях (10.5) – (10.7) добротность контура
  L
1
Q  P 
.
(10.8)
r
r
 PC r
Сравнивая (10.6), (10.7) с (10.4), замечаем, что х BP  p .
Из выражений (10.5) – (10.7) следует, что эквивалентное сопротивление параллельного колебательного контура Roe можно изменять, если менять значения L ,С, а следовательно, характеристическое сопротивление контура   L C , но сохраняя при этом его
резонансную частоту  P  1 LC .
В контурах второго и третьего видов (контуры с неполным включением), как видно
из (10.6), (10.7), появляется дополнительная возможность регулировки Roe путём изменения коэффициента включения контура р без изменения его параметров L ,С. Действительно, сравнивая (10.5) – (10.7), можно записать:
Roe p1  p 2 Roe p1.
На практике коэффициент включения контура изменяется либо перемещением подвижного контакта по виткам катушки индуктивности, либо переключением одного из
контактов вдоль индуктивности или ёмкости контура. В этом случае катушка индуктивности выполняется с отводами, а ёмкость контура реализуется из нескольких последовательно включенных конденсаторов. Указанные способы изменения р показаны на
рис.10.3.
L
*
С/
L
C
C
*
*
С/
CВЫХ АЭ
*
а
С/
CВЫХ АЭ
CВЫХ АЭ
*
*
б
L
в
Рис.10.3
Способ изменения эквивалентного сопротивления контура Roe , соответственно и сопротивления нагрузки АЭ ГВВ с помощью коэффициента включения контура р не может
считаться совершенным по следующим причинам:
1. Колебательное напряжение на индуктивности L и на ёмкости С контура может
оказаться очень высоким, что может вызвать пробой отдельных элементов контура. Вероятность такого пробоя возрастает в мощных ламповых ГВВ, где амплитуда колебательного напряжения на элементах контура
U
E
U ML  U MC  MA  A .
p
p
128
2. С изменением р настройка контура не сохраняется, так как выходная ёмкость АЭ
С ВЫХ АЭ по-разному будет пересчитываться в контур (сравните случай р = 1 и р  0). На
сравнительно низких частотах (до единиц МГц) с этим можно не считаться, так как выходная ёмкость АЭ много меньше требуемой ёмкости контура и, соответственно, С ВЫХ АЭ
слабо влияет на настройку контура. На более высоких частотах ёмкость контура С и ёмкость С ВЫХ АЭ становятся соизмеримыми. При этом влияние последней ёмкости на
настройку контура сильно возрастает, что требует его подстройки с изменением р.
Хотя регулировка эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ ГВВ путём изменения коэффициента включения р имеет перечисленные выше недостатки, в ряде случаев
приходится с этим мириться, так как, изменяя Roe , можно всё время поддерживать оптимальный режим работы генератора. В противном случае режим работы генератора и отдаваемая им мощность могут заметно изменяться, например, при перестройке контура из-за
изменения рабочей частоты ГВВ.
В транзисторных ГВВ вынужденно приходится применять неполное включение контура. Низкое рабочее напряжение Е К и относительно большой ток коллектора приводят к
тому, что требуемое сопротивление нагрузки для транзистора Roe  E K I K 1 во много раз
меньше, чем для лампы: Roe  E A I A1 . Обычно для транзисторов требуемое сопротивление нагрузки составляет единицы – десятки Ом, тогда как для ламп оно составляет сотни
Ом – единицы кОм. Чтобы, в силу относительно малого значения требуемого сопротивления нагрузки транзистора, не получать конструктивно неприемлемые значения элементов контура L ,С: слишком малую индуктивность L и слишком большую ёмкость С, используют неполное включение контура. Использование неполного включения контура в
этом случае при сравнительно высокой его добротности, соответственно хорошей избирательности, обеспечивающей достаточную фильтрацию высших гармоник коллекторного
тока, позволяет реализовать требуемое значение сопротивления нагрузки
Roe  p 2Q L C  E K I K 1
при практически оптимальных электрических и массогабаритных характеристиках контура.
Выше отмечалось, что в общем случае ЦС представляет четырёхполюсную электрическую цепь из реактивных элементов, к двум полюсам которой подключается полезная
нагрузка генератора, а к двум – АЭ ГВВ.
В случае ЦС в виде параллельного колебательного контура полезная нагрузка гене*
ратора Z Н может либо целиком формировать одну из ветвей контура (рис.10.4,а), либо
входить в состав одной из ветвей контура (рис.10.4,б,в,г). В последнем случае полезная
нагрузка генератора может включаться последовательно с некоторым реактивным элементом в ветвь контура (рис.10.4,б) или подключаться параллельно части реактивного элемента ветви контура (рис.10.4,в). Возможна также трансформаторная (индуктивная) связь
нагрузки с ветвью контура (рис.10.4,г). Сразу отметим, что практическое использование
трансформаторной связи ограничивается возможностью реализации высокочастотного
трансформатора с повышением рабочей частоты из-за возрастания ёмкостной связи между
катушками трансформатора L1 , L2 . Очевидно, в первом случае (рис.10.4,а) четырёхполюсная ЦС вырождается в двухполюсную.
*
Включение Z Н по схемам (рис.10.4,а,б) используется в том случае, когда активная (резистивная) составляющая rН сопротивления полезной нагрузки генератора сравнительно
*
невелика (доли или единицы Ом); параллельное включение Z Н используется в том случае, когда активная (резистивная) составляющая rН сопротивления полезной нагрузки
сравнительно велика (десятки – сотни Ом). Это позволяет реализовать контур с высокой
129
добротностью, с нужным значением Roe и хорошей избирательностью. Использование
трансформаторной связи также целесообразно при относительно большом значении сопротивления rН .
*
jx2
jx1
r2
*
jx1
jxН
r1
*
ZН
jxН
*
Z
Н
rН
rН
r1
*
*
а
б
*
*
jx2
jx1
jx1
jx2
r2
r2
r1
jxСВ
*
Z
Н
*
L1
rН
rСВ
M
r1
jxН
*
в
L2
*
Z
Н
г
Рис.10.4
В схемах (рис.10.4) х1 , х2 , хСВ - реактивные сопротивления элементов, формирующих
ветви контура, при этом хСВ рассматривается как сопротивление связи полезной нагрузки
генератора с контуром; r1 , r2 , rСВ - сопротивления активных потерь в соответствующих
ветвях контура из-за неидеальности реактивных элементов (все конденсаторы, тем более
катушки индуктивности, при работе в электрических цепях поглощают некоторую мощность из-за наличия в них сопротивлений активных потерь). При трансформаторной связи
индуктивность L1 должна учитываться при определении реактивного сопротивления ветви контура.
*
*
Параллельное соединение Z Н и Z СВ  rСВ  jxСВ  jxСВ в схеме (рис.10.4,в) и трансформаторная связь нагрузки с контуром (рис.10.4,г) могут быть заменены соответствую130
щей эквивалентной последовательной цепью, а указанные схемы по структуре становятся
подобными схеме (рис.10.4,б). Отличие будет только в том, что в правой ветви контура
*
(рис.10.4,б) вместо сопротивления Z Н следует учитывать пересчитанное сопротивление
полезной нагрузки генератора, называемое в общем случае вносимым сопротивлением
*
Z ВН  rВН  jx ВН .
*
Следовательно, при любом включении Z Н в контур, последний можно представить
в обобщённом виде (рис.10.5), где rП1 , rП 2 - сопротивления активных потерь всех реактивных элементов, формирующих ветви контура с реактивными сопротивлениями х1 , х2 , соответственно.
На резонансной частоте у контура (рис.10.5) реакI1
тивные сопротивления ветвей одинаковы по величине, но
IВ2
*
разного знака, что соответствует условиям:
IВ1
х1  х2  х ВН  0;
(10.9)
jx2
х1  х2  х ВН  х ВР .
(10.10)
jx1
Контур при этом представляет чисто активное (резистивrП 2
ное) сопротивление, величина которого в общем случае
UМК
IКОНТ
определяется выражением (10.4), в котором следует принять
jxВН
rL  rC  rП1  rП 2  rВН .
rП 1
Следовательно, для контура (рис.10.5)
rВН
2
х В2Р
х12
х2  х ВН 

Roe 


.
rП1  rП 2  rВН rП1  rП 2  rВН rП1  rП 2  rВН
*
(10.11)
I1
Выделяемая
на
контуре
мощность
–
колебательная
Рис.10.5
мощность ГВВ
2
1
1 U MK
P~  I12 Roe 
,
2
2 Roe
где I1 - амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ ГВВ; U MK  I1 Roe - амплитуда
колебательного напряжения на контуре, равная амплитуде колебательного напряжения на
выходе АЭ ГВВ Е А, К .
Очевидно, колебательная мощность генератора выделяется на результирующем сопротивлении активных потерь в контуре
r  rП1  rП 2  rВН
и может быть определена как
1
1
P~  I B21rП1  I B2 2 rП 2  rВН ,
(10.12)
2
2
где I B1 , I B 2 - амплитуды токов в соответствующих ветвях контура.
В каждой ветви контура ток имеет реактивную и активную составляющие, причём
реактивные составляющие в ветвях контура одинаковы по величине на резонансной частоте.3
Последовательные соединения сопротивлений в ветвях контура (рис.10.5) могут
быть преобразованы в параллельные соединения сопротивлений. Соответственно контур
может быть представлен в виде схемы (рис.10.6). Сопротивления ветвей контуров
(рис.10.5) и (рис.10.6) связаны соотношениями:
3
Напомним, что именно равенство реактивных токов в ветвях контура рассматривается как условие резонанса параллельного колебательного контура.
131
R1  rП1 
x12
x2
 1 ;
rП1 rП1
X 1  x1 
rП21
 х1 ;
х1
R2  rП 2  rВН
x  xВН 2  х2  хВН 2 ;
 2
rП 2  rВН
(10.13)
rП 2  rВН
rП 2  rВН 
2
Х 2  х2  х ВН 
*
jX2
R1
UМК IВ1 а
IВ2 а
IВ Р
jX1
R2
*
Рис.10.6
 х2  х ВН .
х2  х ВН
Соотношения (10.13) позволяют определить составляющие токов в ветвях рассматриваемого параллельного колебательного контура.
Активные составляющие токов, с учётом выражения (10.11),
U
IR r
I1rП1
I B1a  MК  1 oe2 П1 
;
R1
х1
rП1  rП 2  rВН
I B 2a 
U MA I1 Roe rП 2  rВН  I1 rП 2  rВН 


.
R2
rП1  rП 2  rВН
х2  хВН 2
Нетрудно убедиться, что
I B1a  I B 2 a  I1 ,
то есть активные составляющие токов ветвей определяют распределение тока генератора
I1 по ветвям контура и удовлетворяют первому закону Кирхгофа в узлах контура. Если
активных потерь мощности в ветви нет, то ток генератора в эту ветвь не протекает, а полностью проходит через ветвь, в которой имеют место потери мощности, в частности, обусловленные полезной нагрузкой генератора.
Реактивная составляющая тока в первой (левой) ветви контура
IR
U
I1 x1
I B1P  MK  1 oe 
.
X1
x1
rП1  rП 2  rВН
Реактивная составляющая тока во второй (правой) ветви контура
IR
U
I  x  x ВН 
I B 2 P  MK  1 oe  1 2
.
X2
x2  x ВН rП1  rП 2  rВН
Согласно условию резонанса (10.9) x1   x2  x ВН  . Соответственно, реактивные составляющие токов в ветвях одинаковы по величине, но противоположно направлены, что отражено на схеме (рис.10.6). Реактивные составляющие токов в ветвях контура также удовлетворяют первому закону Кирхгофа в узлах контура. Реактивные составляющие токов
на резонансной частоте определяют контурный ток, величина которого, учитывая соотношение (10.10),
I1 x BP
I КОНТ 
 I BP .
rП1  rП 2  rВН
Так как в общем случае контура с неполным включением x BP  p , то получаем
I КОНТ  I BP  I1 p

 I1 pQ,
rП1  rП 2  rВН
где Q - добротность контура с учётом полезной нагрузки.
Так как активная и реактивная составляющие тока в ветви контура сдвинуты по фазе
на 90, то величина тока в ветви
132
2
I B  I Ba
 I B2P .
С учётом приведенных выше соотношений получаем для величин токов в ветвях параллельного колебательного контура:
I B1  I1

rП1

 rП1  rП 2  rВН
2
 rП1 

  p 2 ;
  
2
2

  p 2 Q 2  I1Q

2
 rП 2  rВН 
r r 
  p 2 Q 2  I1Q  П 2 ВН   р 2 .
I B 2  I1 



 rП1  rП 2  rВН 
Учитывая, что для параллельного контура справедливо соотношение (10.2), первыми слагаемыми в подкоренных выражениях последних соотношений можно пренебречь. В результате можно считать
I B1  I B 2  I A1 pQ  I КОНТ .
Тогда выражение (10.12) для колебательной мощности генератора, соответственно, для
мощности, выделяемой в контуре, можно записать в следующем виде
1 2
1 2
2
2
P~  I КОНТ
rП1  I КОНТ
rП 2  rВН   1 I КОНТ
rП1  rП 2   1 I КОНТ
rВН .
(10.14)
2
2
2
2
Так как rВН обусловливается исключительно активной (резистивной) составляющей
rН сопротивления полезной нагрузки генератора, то, очевидно, первое слагаемое в правой
части (10.14) определяет мощность потерь в контуре
1 2
P~ ПОТ  I КОНТ
rП ,
(10.15)
2
где rП  rП1  rП 2  - сопротивление собственных потерь контура,
а второе слагаемое определяет мощность, поступающую в полезную нагрузку генератора,
1 2
P~ Н  I КОНТ
rВН .
(10.16)
2
Если реактивные элементы контура идеальные, то есть не имеют сопротивлений потерь, то P~ ПОТ  0 ; если нагрузка генератора не потребляет мощность rН  0 , то P~ Н  0.
Таким образом,
P~  P~ ПОТ  P~ Н .
(10.17)
Полученный результат соответствует закону сохранения энергии применительно к
рассматриваемой электрической цепи – параллельному колебательному контуру, используемому в качестве ЦС АЭ с полезной нагрузкой генератора: вырабатываемая генератором мощность расходуется на сопротивлениях активных потерь в реактивных элементах
контура из-за их неидеальности и на активном (резистивном) сопротивлении полезной
нагрузки генератора.
Коэффициент полезного действия ЦС. Определение КПД контура в выходной цепи
генератора.
Очевидно, представление колебательной мощности генератора P~ в виде двух составляющих: мощности потерь P~ ПОТ и мощности в полезной нагрузке генератора P~ Н
справедливо при использовании любой ЦС, так как в основе этого представления лежит
фундаментальный закон природы – закон сохранения энергии. Задача сводится только к
тому, как для конкретной ЦС определить P~ ПОТ .
Любую ЦС можно характеризовать таким параметром, как отношение мощности в
полезной нагрузке генератора, нагружающей ЦС, ко всей мощности, подводимой к ЦС,
равной колебательной мощности генератора. Это отношение называют коэффициентом
133
полезного действия цепи согласования (КПД ЦС), который обозначим  ЦС . Таким образом,
P
 ЦС  ~ Н .
(10.18)
P~
Так как представление P~ в записи (10.17) справедливо для любой ЦС, то
P P
P
 ЦС  ~ ~ ПОТ  1  ~ ПОТ .
(10.19)
P~
P~
Очевидно, значение  ЦС возможно в пределах 0…1.
Применительно к ЦС – параллельному колебательному контуру КПД ЦС принято
называть КПД контура и обозначать символом  К . Используя (10.14), (10.15), на основании (10.18), (10.19) для ЦС – параллельного колебательного контура получаем
r
r
 К   ЦС  ВН  1  П ,
(10.20)
r
r
где r  rП  rВН  - полное сопротивление потерь контура с учётом полезной нагрузки генератора при последовательном представлении включения его элементов (рис.10.5).
Чем меньше собственные потери реактивных элементов контура, тем выше его КПД.
При отсутствии собственных потерь в реактивных элементах контура вся колебательная
мощность генератора поступает в его полезную нагрузку. В этом случае rП  0; r  rВН .
При использовании параллельного колебательного контура в качестве ЦС АЭ ГВВ с
полезной нагрузкой генератора различают нагруженную и ненагруженную добротности
контура.
Ненагруженная добротность контура Q0 определяется параметрами контура L, C,
rП . Согласно (10.8)
Q0 

rП
Нагруженная добротность контура QН
ления, вносимого полезной нагрузкой:

LC
.
rП
определяется с учётом активного сопротив-

LC
.
r rП  rВН
У контуров с сосредоточенными параметрами ёмкость С образуется конденсатором
(в общем случае несколькими), а индуктивность L - катушкой индуктивности. Каждый из
этих элементов характеризуется своей добротностью:
- добротность катушки индуктивности
L
QL 
,
rL
где rL - сопротивление активных потерь катушки индуктивности;
- добротность конденсатора
1
QC 
,
C  rC
где rC - сопротивление активных потерь конденсатора.
На резонансной частоте контура из L, C
 L 
1

rL  P 
rC 
;

;
QL
QL
 P CQC QC
QН 
134

rП  rL  rC  
QL  QC
,
QL QC
при этом
Добротность конденсаторов QC

QL QC
.
rП QL  QC
обычно на порядок и больше выше, чем доброт-
Q0 

ность катушек индуктивности QL . Следовательно, практически
Q0  QL .
Для контуров с сосредоточенными параметрами достижимое значение Q0  75...200.
Более высокое значение ненагруженной добротности получить трудно.
Ненагруженной и нагруженной добротностям контура соответствуют ненагруженное Roe 0 и нагруженное Roe Н эквивалентные сопротивления контура:
Roe 0  Q0  
2
;
Roe Н  QН  
2
.
rП
r
Выражая КПД контура через нагруженные и ненагруженные параметры, получаем
из (10.20)
R
Q
 К  1  oe Н  1  Н .
(10.21)
Roe 0
Q0
Чем сильнее различаются нагруженная и ненагруженная добротности контура, тем
выше его КПД.
Нагруженная добротность контура зависит от связи полезной нагрузки генератора с
контуром. Чем сильнее эта связь, тем больше вносимое в контур нагрузкой активное сопротивление rВН . Следует отметить, что с целью получения большего значения КПД контура целесообразно регулировать эквивалентное сопротивление контура Roe изменением
связи полезной нагрузки с контуром, нежели изменением коэффициента включения контура р.
Действительно, если, например, обеспечивается критический режим работы генератора, то должно быть (см. (10.6), (10.7))
Roe КР  p 2QН   p 2 Roe Н ,
откуда
Roe КР
Roe Н 
,
p2
тогда, согласно (10.21),
R
 K  1  2oe КР .
p Roe 0
Как видно, чем меньше коэффициент включения контура, тем меньше его КПД, тем, следовательно, хуже эффективность передачи энергии согласующей цепью. В то же время в
ряде случаев, в частности, в транзисторных ГВВ, как уже отмечалось, приходится специально применять неполное включение контура, хотя это и снижает его КПД.
135
Выбор КПД контура в ГВВ
Если АЭ ГВВ развивает колебательную мощность P~ , то величина мощности в полезной нагрузке генератора P~ Н зависит от КПД ЦС:
P~ Н  P~ ЦС .
В случае ЦС – параллельного колебательного контура, учитывая (10.21),
 Roe Н 
,
P~ Н  P~ K  P~ 1 


R
oe 0 

где колебательная мощность, развиваемая АЭ генератора,
2
1
1 U MK
P~  I12 Roe Н 
;
2
2 Roe Н
I1 - амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ ГВВ; U MK  I1 Roe Н - амплитуда колебательного напряжения, создаваемого на выходе АЭ, равная амплитуде напряжения на
входе контура с нагрузкой.
Таким образом,
 Roe Н 
1
.
(10.22)
P~ Н  I12 Roe Н 1 


2
R
oe 0 

Как показано в лекции 8, в недонапряжённом режиме работы генератора вплоть до
критического развиваемая АЭ мощность растёт практически линейно с увеличением эквивалентного сопротивления контура, так как при этом I1  const.
В перенапряжённом режиме работы генератора колебательная мощность, развиваемая АЭ, падает с ростом эквивалентного сопротивления контура, так как амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ I1 при этом существенно уменьшается.
Следовательно, можно считать, что (10.22) в недонапряжённом вплоть до критического режима работы генератора определяет в явном виде зависимость мощности в полезной нагрузке генератора от нагруженного эквивалентного сопротивления контура. В перенапряжённом режиме работы генератора зависимость P~ Н Roe Н  , даваемая (10.22), неявная, так как I1 в этом режиме существенно зависит от эквивалентного сопротивления
контура.
Используя (10.22), можно найти оптимальное значение нагруженного эквивалентного сопротивления контура Roe Н , при котором в нагрузке будет максимальная мощность
при работе генератора в недонапряжённом вплоть до критического режиме работы генератора. Оптимальному значению Roe Н ОПТ соответствует оптимальный КПД контура
 К ОПТ .
Наличие у зависимости (10.22) экстремума типа максимума в недонапряжённом
вплоть до критического режима работы генератора объясняется тем, что в этом режиме с
ростом Roe Н растёт колебательная мощность P~ , но падает КПД контура  К , а мощность
в полезной нагрузке генератора P~ Н определяется произведением P~ K . При работе генератора в перенапряжённом режиме с ростом Roe Н падает мощность генератора P~ и падает КПД контура  К , следовательно, падает и мощность в нагрузке P~ Н = P~ K , и для этого
режима оптимального значения Roe Н , равно как и оптимального КПД контура, не существует.
Для определения Roe Н ОПТ в недонапряжённом вплоть до критического режиме работы генератора воспользуемся условием
136
P~ Н
 0.
Roe Н
Используя (10.22), получаем
Roe Н
P~ Н
1
 I12  I12
.
Roe Н 2
Roe 0
Приравнивая нулю правую часть последнего выражения, находим
1
Roe Н ОПТ  Roe 0 ,
2
чему соответствует
 К ОПТ  0,5.
Учитывая, что критический режим работы генератора, когда АЭ развивает максимальную мощность, является оптимальным,4 условие оптимального КПД контура следует
трактовать следующим образом. Если ненагруженное эквивалентное сопротивление контура Roe 0 удовлетворяет условию
Roe 0  2 Roe КР ,
(10.23)
где Roe КР - значение сопротивления нагрузки АЭ ГВВ, при котором обеспечивается критический режим работы генератора, равное
 КР Е А, К
,
I А1, К 1
то оптимальным значением КПД контура будет
 К ОПТ  0,5.
Если же ненагруженное сопротивление контура
Roe 0  2 Roe КР ,
(10.24)
то оптимальный КПД контура, при котором в нагрузке генератора обеспечивается максимум мощности, соответствует Roe Н  Roe КР и равен
 К ОПТ  1 
Roe KP
 0,5.
(10.25)
Roe
На рис.10.7 показаны зависимости КПД контура и мощности в полезной нагрузке
генератора при разных значениях ненагруженного эквивалентного сопротивления контура
Roe 0 относительно Roe КР . Для общности и большей наглядности зависимости мощности в
нагрузке пронормированы относительно мощности P~ KP , развиваемой АЭ ГВВ в критическом режиме. При построении зависимостей мощности в полезной нагрузке генератора
использована обобщённая нагрузочная характеристика ГВВ B  P~ P~ KP , представленная
на рис.8.4.5
Приведенные зависимости наглядно показывают, что пока выполняется условие
(10.23): Roe 0  2 Roe КР , максимальная мощность в полезной нагрузке генератора обеспечивается при работе его в недонапряжённом режиме при КПД контура, равном 0,5. Если
принять большее значение КПД контура, то режим работы генератора будет более недонапряжённым и колебательная мощность, развиваемая АЭ, будет меньше, что приводит к
меньшему значению мощности в полезной нагрузке, несмотря на большее значение КПД
контура. Если принять режим работы генератора более напряжённым, чем при  К  0,5 ,
то колебательная мощность, развиваемая АЭ, будет больше, однако мощность в полезной
4
См. лекцию 6.
Зависимости рис.10.7,б при Roe0 ≥ Roe KP (кривые 3,4,5,6) в своей правой части после максимума носят
условный характер, но отражают факт, что при Roe Н = Roe0 имеют место значения ηК = 0 и P~ Н = 0.
5
137
нагрузке будет меньше из-за меньшего значения КПД контура. Если выполняется условие
(10.24): Roe 0  2 Roe КР , то максимальная мощность в полезной нагрузке генератора обеспечивается при значении КПД контура, определяемом (10.25). При этом генератор будет
находиться в критическом режиме работы, когда АЭ развивает максимальную мощность в
контуре. Если значение КПД контура больше, чем даваемое (10.25), то генератор переходит в недонапряжённый режим работы и развиваемая АЭ колебательная мощность
уменьшается, что приводит к уменьшению мощности в полезной нагрузке, несмотря на
рост КПД контура. Если перевести генератор в перенапряжённый режим работы, то
уменьшаются колебательная мощность, развиваемая АЭ, и КПД контура, что приводит к
резкому уменьшению мощности в полезной нагрузке генератора.
ηК
P~ / P~KP
ηК
1
P~ / P~KP
1. Roe0 = 0,5Roe KP ;
2. Roe0 = Roe KP ;
3. Roe0 = 1,5Roe KP ;
5. Roe0 = 3Roe KP ;
4. Roe0 = 2Roe KP ;
6. Roe0 = 4Roe KP ;
0,5
1
2
0,5
3
4
1,5
1
5
6
3
2
а
Roe Н
Roe KP
4
P~Н /P~ KP = P~ ηK /P~ KP
1
1…4 ηК ОПТ = 0,5;
5 ηК ОПТ = 1 – 1/3 ≈ 0,67;
0,75
6 ηК ОПТ = 1 – 1/4 = 0,75;
0,5
6
1
0,5
3
2
1
4
1,5
Roe Н
Roe KP
5
2
б
3
4
Рис.10.7
На рис.10.7,б стрелками показано перемещение максимума мощности в полезной
нагрузке генератора с возрастанием ненагруженного сопротивления контура Roe 0 : при
Roe 0  2 Roe КР , максимум мощности P~ Н приходится на недонапряжённый режим работы
генератора и смещается к критическому режиму работы генератора. При Roe 0  2 Roe КР
максимум P~ Н приходится на критический режим работы генератора. Вплоть до этого
момента оптимальный КПД контура равен 0,5. При Roe 0  2 Roe КР максимум P~ Н остаётся в
критическом режиме, а величина мощности возрастает с ростом Roe 0 . При этом КПД кон138
тура не остаётся постоянным, величина его больше 0,5. В пределе при Roe 0   КПД контура  К  1 и практически вся колебательная мощность, развиваемая АЭ, поступает в полезную нагрузку генератора. При этом абсолютный максимум её достигается в критическом режиме работы генератора (в этом случае зависимость P~ Н P~ KP повторяет зависимость P~ P~ KP ).
Приведенные сведения об оптимальном КПД контура позволяют уточнить понятие
оптимального режима работы ГВВ.6 Если рассматривать оптимальный режим работы генератора с позиции максимума мощности в полезной нагрузке, а именно это является в
подавляющем большинстве случаев определяющим, то оптимальным будет недонапряжённый режим работы генератора с КПД контура 0,5, если не удаётся реализовать контур
с Roe 0  2 Roe КР . Если же проблем с реализацией контура с ненагруженным сопротивлением, существенно превышающим значение Roe КР , нет, то оптимальным режимом работы
генератора будет критический режим. При этом высоким будет и КПД анодной (коллекторной) цепи генератора, который, напомним,7 определяется отношением
P~
  A, КОЛ ,
P0
где Р0 - потребляемая мощность от источника анодного (коллекторного) питания.
КПД анодной (коллекторной) цепи  A, КОЛ характеризует эффективность преобразования энергии источника питания анода (коллектора) у генератора и зависит от напряжённости режима работы генератора и нижнего угла отсечки выходного тока АЭ.
Если рассмотреть отношение P~ Н P0 , то оказывается
P~ Н P~ K

  A, КОЛ  K   РЕЗ ,
P0
P0
где  РЕЗ - результирующий КПД генератора, определяющий как эффективность выбранного режима работы генератора, так и эффективность принятой ЦС (контура).
Согласование АЭ с нагрузкой в диапазоне частот.
Перестройка колебательного контура генератора
Довольно часто ГВВ должен работать в некотором диапазоне частот f  f МИН ... f MAX ,
где f МИН , f MAX - соответственно, минимальная (нижняя) и максимальная (верхняя) частоты рабочего диапазона.
Отношение
f MAX
 kД
f МИН
носит название коэффициента перекрытия диапазона генератора.
Чтобы обеспечить активную нагрузку для АЭ ГВВ во всём диапазоне рабочих частот, необходимо осуществлять перестройку контура с изменением рабочей частоты. Изменяя при этом коэффициент включения контура с изменением рабочей частоты, можно
обеспечить постоянство нагрузки АЭ, то есть согласование АЭ с полезной нагрузкой генератора, во всём диапазоне рабочих частот.
Возможны следующие способы перестройки контуров:
- ёмкостная перестройка (контур с переменной ёмкостью);
- индуктивная перестройка (контур с переменной индуктивностью);
6
7
См. лекцию 6.
См. лекцию 2.
139
-
одновременная ёмкостная и индуктивная перестройка (контур с одновременным
изменением ёмкости и индуктивности).
Изменение ёмкости и индуктивности контура возможно механическим или электрическим способом.
К механическим способам относятся перестройка контура конденсатором переменной ёмкости, перестройка контура катушкой индуктивности с переменным числом рабочих витков (обычно катушка со скользящим контактом), перестройка катушкой индуктивности из двух последовательно включенных частей с изменением величины взаимоиндукции путём взаимного перемещения частей катушки (вариометр), перестройка катушкой с
перемещающимся сердечником (латунным или магнитным).
В ГВВ наиболее часто используются перестройки конденсатором переменной ёмкости, катушкой со скользящим контактом и вариометром.
К электрическим способам перестройки относятся: перестройка контура изменением
индуктивности катушки с ферритовым сердечником, на который наматывается дополнительная катушка подмагничивания сердечника; перестройка с использованием варикапа –
полупроводникового диода с изменяющейся от приложенного обратного напряжения ёмкостью перехода.
Электрические способы перестройки используются в относительно маломощных
ГВВ: до 1 кВт при использовании катушек с ферритовым сердечником и до единицдесятков ватт при использовании варикапов.
Преимущества электрического способа перестройки контура по сравнению с механическим состоят в следующем: более высокая надёжность из-за отсутствия вращающихся механических элементов; значительно меньшее время перестройки; удобство использования в системах автоматического регулирования.
Рассмотрим некоторые принципиальные положения основных способов перестройки
контуров ГВВ.
1. Ёмкостная перестройка контура
Схема контура с ёмкостной перестройкой представлена на рис.10.8. При ёмкостной
перестройке контура величина его индуктивности остаётся неизменной: L  const . Сопротивление активных потерь контура rП определяется в основном потерями в катушке индуктивности rL , что практически справедливо при исL
пользовании вакуумных и воздушных (с воздухом в качестве диэлектрика) конденсаторов переменной ёмкости, подстроечных конденсаторов с
С
твёрдым диэлектриком и при использовании варикапов с высокой добротностью. Сопротивление активных потерь в катушке индуктивности
изменяется с частотой по закону
Рис.10.8
rL  a f ,
где а - коэффициент, зависящий от диаметра, длины и материала провода намотки.
Эквивалентное сопротивление ненагруженного контура
 2 2fL 2
Roe 0 

 bC f 3 / 2 ,
(10.26)
rL
a f
4 2 L2
; f  f P - резонансная частота контура (частота настройки контура).
a
Как видно, ненагруженное эквивалентное сопротивление контура при ёмкостной перестройке растёт с частотой.
Если принять, что при перестройке контура регулируется также связь с полезной
нагрузкой генератора и/или коэффициент включения контура, так что при этом сохранягде bC 
140
ется оптимальный (критический) режим работы, то есть всё время поддерживается
р 2 Roe Н  Roe KP , то КПД контура при перестройке согласно (10.21) с учётом (10.26) изменяется по закону
R
 К  1  2 oe KP3 / 2 .
p bC f
Так как при сохранении критического режима работы генератора P~  P~ KP  const ,
то мощность в полезной нагрузке генератора
Roe KP 

.
P~ Н  P~ KP K  P~ KP 1  2
(10.27)
p bC f 3 / 2 

Если при перестройке контура сохранять p 2 f 3 / 2  const , то КПД контура и мощность в полезной нагрузке генератора будут неизменными в диапазоне рабочих частот.
Если p  const , то с возрастанием частоты при сохранении р 2 Roe Н  Roe KP за счёт только
регулировки связи контура с полезной нагрузкой генератора КПД контура и мощность в
полезной нагрузке будут увеличиваться с увеличением частоты.
Одной из важных характеристик параллельного колебательного контура является
пропускаемая им полоса частот 2f . Реальные сигналы, используемые в радиотехнике,
занимают некоторую полосу частот, соответственно и ГВВ должен быть рассчитан на работу с таким сигналом. Пропускаемая контуром полоса частот с ослаблением относительно сигнала на резонансной частоте по уровню – 3 дБ (уровень 0,707) связана с резонансной частотой контура f P  f и его нагруженной добротностью соотношением
2f  f / QН .
Учитывая, что Roe Н  QН   QН  P L  QН 2fL  и при перестройке сохраняется
Roe Н  Roe KP / p 2 , получаем
2L 2 2
f

p f ,
(10.28)
2
Roe KP / p 2fL  Roe KP
откуда следует, что при p  const с ростом частоты полоса пропускания контура увеличивается. Если сохраняется pf  const , то полоса пропускания контура будет сохраняться,
однако при этом с увеличением частоты будет понижаться КПД контура и мощность в полезной нагрузке.
Осуществлять одновременную регулировку связи контура с нагрузкой и коэффициента включения контура при перестройке по диапазону довольно сложно. Как правило,
осуществляют только регулировку связи контура с полезной нагрузкой, сохраняя
p  const , в частности, р = 1. В этом случае при ёмкостной перестройке контура с понижением рабочей частоты уменьшается мощность в полезной нагрузке (10.27) и сужается
полоса пропускания контура (10.28).
Уменьшение мощности в полезной нагрузке генератора и сужение полосы пропускания контура на нижних частотах диапазона являются недостатками контура с ёмкостной
перестройкой.
Сужение полосы пропускания контура с понижением рабочей частоты даже в случае
генератора гармонического сигнала требует на нижних частотах диапазона более точной
настройки контура. При использовании многокаскадных генераторов возрастают требования к сопряжённой перестройке их контуров, а также к температурной стабильности параметров элементов контура: индуктивности L , ёмкости С.
Ёмкостная перестройка контура, однако, имеет и существенные достоинства: обеспечение любого нужного закона изменения частоты, что достигается конструированием
конденсатора переменной ёмкости с нужным законом изменения, например, приданием
пластинам конденсатора специальной формы; возможность одновременной перестройки
2f 
141
контуров нескольких генераторов от одного органа, например, путём размещения конденсаторов переменной ёмкости на одной оси; относительно малые габариты контура; простота механизма управления настройкой.
Ёмкостная настройка контуров в основном применяется в маломощных ГВВ, а также
в генераторах с мощностью в несколько десятков кВт до частот порядка 30 МГц.
Если ёмкость конденсатора контура изменяется в пределах С МИН ...С МАКС , то есть
обеспечивается коэффициент перекрытия по ёмкости конденсатора
С
k C  МАКС ,
С МИН
то, очевидно, коэффициент перекрытия контура по частоте
f
k f  МАКС  kC .
f МИН
Следует отметить, что при включении конденсатора в схему генератора параллельно
ему добавляются выходная ёмкость АЭ ГВВ и монтажная ёмкость, вследствие чего коэффициент перекрытия по ёмкости контура в схеме генератора оказывается меньше, чем у
конденсатора.
У воздушных переменных конденсаторов коэффициент перекрытия по ёмкости
k C  10 ; у вакуумных переменных конденсаторов достижимы значения k C  10...100.
2. Индуктивная перестройка контура
Выше мы отмечали, что в ГВВ наиболее часто используются перестройка контура
катушкой со скользящим контактом и вариометром. Рассмотрим эти способы.
2.1. Перестройка катушкой со скользящим контактом
Схема контура показана на рис.10.9. В таком контуре при перестройке C  const .
Сопротивление потерь в катушке индуктивности с переменным числом
рабочих витков изменяется с частотой f по закону
rL  a / f ,
L
С
где а - коэффициент, зависящий от диаметра, материала и длины
намотки провода рабочей части катушки.
С ростом частоты сопротивление потерь rL уменьшается, так как
уменьшается длина намотки используемой части катушки.
Ненагруженное эквивалентное сопротивление контура в этом
Рис.10.9
случае
1
2
Roe 0 

 bL f  3 / 2 ,
(10.29)
rL 2fC 2 a / f
1
где bL 
; C - постоянная ёмкость контура.
2
4 aC 2
В отличие от перестройки контура переменной ёмкостью в этом случае ненагруженное эквивалентное сопротивление контура уменьшается с ростом частоты, так как, несмотря на уменьшение сопротивления потерь rL , резко падает характеристическое сопротивление контура
  L C  2fL  1 2fC ,
что явно видно из правой части последнего соотношения, где C  const . Напомним, что
f  f P - резонансная частота контура или частота его настройки. Зависимость Roe 0 от 
квадратичная, что усиливает изменение Roe 0 с частотой.
142
Если принять, что при перестройке контура регулируется связь с полезной нагрузкой
генератора8 и таким образом всё время сохраняется Roe Н  Roe KP , то КПД контура в этом
случае
R
R
 K  1  oe KP3 / 2  1  oe KP f 3 / 2
bL f
bL
и мощность в полезной нагрузке
 Roe KP 3 / 2 
P~ Н  P~ KP K  P~ KP 1 
f 
bL


уменьшаются с ростом частоты. Напомним, что при ёмкостной перестройке при
p  const , в том числе при р = 1, эти зависимости имеют противоположный характер.
Полоса пропускания контура при перестройке катушкой со скользящим контактом
f
f
1
2f 


 const.
QН Roe Н /  Roe KP 2C
Уменьшение мощности в полезной нагрузке генератора с ростом рабочей частоты и
постоянство полосы пропускания контура при перестройке катушкой со скользящим контактом рассматриваются как достоинства этого способа перестройки по сравнению с перестройкой ёмкостью. Напомним, что при ёмкостной перестройке подобного можно добиться при сохранении с перестройкой pf  const , что требует изменения р с частотой.
Постоянство полосы пропускания облегчает сопряжённую перестройку контуров и снижает требования к температурной стабильности параметров элементов контура. Уменьшение мощности в полезной нагрузке с ростом рабочей частоты, например, у ГВВ – выходного каскада передатчика компенсируется, в некоторой степени, усилением направленных свойств антенны с повышением частоты, что повышает напряжённость электромагнитного поля в месте приёма.
Катушки со скользящим контактом имеют спиральную намотку. Для обеспечения
скользящего контакта катушки наматываются лентой или трубкой прямоугольного профиля. Число работающих витков изменяется вращением скользящего контакта или катушки. Намотка катушек однослойная, с необходимым зазором между витками для перемещения контакта и обеспечения электрической прочности. Каркасы катушек не сплошные
(для лучшего охлаждения и упрощения механизма перестройки), витки закрепляют на
рейках или стержнях из высокочастотного изоляционного материала. При больших уровнях мощности генератора, соответственно больших контурных токах, возникает необходимость принудительного воздушного или водяного охлаждения катушки индуктивности.
При водяном охлаждении вода циркулирует внутри трубы, из которой намотана катушка.
Во избежание резонанса в нерабочей части катушки, а также ослабления её влияния на
контур, витки нерабочей части катушки обычно замыкаются дополнительными скользящими контактами.
Наличие подвижного трущегося контакта, необходимость обеспечения большой
жёсткости усложняют конструкцию катушки со скользящим контактом и увеличивают её
габариты. Поэтому в маломощных ГВВ такой способ перестройки контура не применяется. В основном он используется в мощных генераторах в диапазоне частот (10…60) МГц.
Практически реализуемый коэффициент перекрытия по индуктивности у катушек со
скользящим контактом
L
k L  МАКС
LМИН
8
Очевидно, при перестройке контура катушкой со скользящим контактом изменять коэффициент включения контура гораздо сложнее, чем при ёмкостной перестройке. Поэтому ниже полагается полное включение
контура р = 1. Читателю предлагается подумать над возможными способами регулировки коэффициента
включения контура в данном случае и рассмотреть соотношения, аналогичные приводимым ниже.
143
доходит до 25, что обеспечивает коэффициент перекрытия по частоте контура, соответственно и генератора, k f  k L  5.
2.2. Перестройка вариометром
Схема контура показана на рис.10.10, где М - коэффициент взаимной индукции (взаимная индуктивность) катушек.
Индуктивность катушки контура при перестройке изменяется в пределах
М
L  L1  L2  M МАКС ,
L1
С
где М МАКС - максимальная взаимная индуктивность катушек ваL2
риометра.
Как и при перестройке катушкой со скользящим контактом,
при перестройке вариометром ёмкость контура не изменяется:
C  const.
Рис.10.10
Сопротивление потерь в катушке индуктивности контура изменяется с частотой по тому же закону, как и при ёмкостной перестройке, так как длина
намотки провода катушек вариометра не меняется при перестройке, то есть
rL  a f .
Следовательно, ненагруженное эквивалентное сопротивление контура
1
Roe 0 
 b f 5 / 2 ;
2fC 2 rL L
КПД контура при сохранении Roe Н  Roe KP по диапазону перестройки контура
K  1 
Roe KP
Roe 0
мощность в полезной нагрузке генератора
 1
Roe KP
bL
f 5/ 2 ;
 Roe KP 5 / 2 
P~ Н  P~ KP K  P~ KP 1 
f  ;
bL


полоса пропускания контура
f
f
1
2f 


 const.
QН Roe KP /  Roe KP 2C
Как и при перестройке контура катушкой со скользящим контактом, полоса пропускания контура при перестройке вариометром остаётся неизменной по диапазону; ненагруженное эквивалентное сопротивление контура, КПД контура и мощность в полезной
нагрузке генератора изменяются по диапазону, как и при перестройке контура катушкой
со скользящим контактом, но с более резкой зависимостью от частоты (при перестройке
катушкой со скользящим контактом зависимости связаны с частотой в степени 3/2, а при
перестройке вариометром – в степени 5/2).
Вариометры обычно изготавливают в виде двух катушек с вращающейся или перемещающейся одной катушкой – ротором внутри другой катушки – статора. Взаимная индуктивность катушек вариометра изменяется путём вращения ротора или перемещения
спирали, укреплённой на подвижной раме. Вариометры с вращающимся ротором имеют
цилиндрическую или сферическую форму намотки, а с перемещающейся спиралью –
плоскую. Коэффициент перекрытия по индуктивности
L
k L  МАКС
LМИН
144
у вариометров невелик: порядка 3 на частотах до 1 МГц и 8…10 на более высоких частотах, но не выше 10 МГц. При дальнейшем повышении частоты между катушками вариометра заметной становится ёмкостная связь, ослабляющая результат магнитной связи, что
уменьшает диапазон изменения индуктивности вариометра.
Достижимый коэффициент перекрытия по частоте контура при перестройке вариометром порядка 1,7 на низких частотах и порядка 3 в диапазоне частот (3…10) МГц.
3. Одновременная ёмкостная и индуктивная перестройка контура
Схема контура представлена на рис.10.11. Одновременная перестройка контура ёмкостью и индуктивностью позволяет существенно увеличить коэффициент перекрытия
контура по частоте, равный в данном случае
k f  kC k L ,
где k C , k L - соответственно коэффициент перекрытия по ёмкости и индуктивности.
Если при перестройке сопротивление потерь контура не изменяется: rП  const , а ёмкость С и индуктивность L изменяются так, что
характеристическое сопротивление контура остаётся постоянным:
С
L
L C    const ,
то неизменным оказывается ненагруженное эквивалентное сопротивление контура:
Roe 0 
2
 const .
rП
Если при этом при перестройке по диапазону путём регулировки связи с полезной нагрузкой сохраняется постоянным нагруженное эквивалентное сопротивление контура, например, Roe Н  Roe KP , то мощность в полезной нагрузке будет постоянной.
Одновременная перестройка контура ёмкостью и индуктивностью, учитывая необходимость регулировки связи полезной нагрузки с контуром, усложняет настройку контура.
Перестройка контура одновременным изменением ёмкости и индуктивности находит, в частности, применение в ГВВ – выходных каскадах радиопередатчиков с выходной
мощностью (20…30) кВт в диапазоне частот (5…30) МГц.
Рис.10.11
Разбивка рабочего диапазона генератора на поддиапазоны
При перестройке параллельного контура изменением ёмкости С или индуктивности
L изменяется его характеристическое сопротивление   L C , что приводит в итоге к
изменению КПД контура и мощности в полезной нагрузке генератора. При большом коэффициенте перекрытия диапазона k Д  f МАКС f МИН изменение мощности в нагрузке может оказаться недопустимым. Неприемлемыми могут оказаться и другие характеристики
генератора, например, низкое значение КПД анодной или коллекторной цепи. Кроме того,
в радиопередатчиках требуемый коэффициент перекрытия диапазона k Д часто существенно превышает достижимый коэффициент перекрытия контура по частоте k f при выбранном способе перестройки.
Если требуемый коэффициент перекрытия диапазона генератора k Д > 1,7, на практике для поддержания относительного постоянства характеристического сопротивления
контура  и соответственно нагрузки АЭ генератора Roe широкий рабочий диапазон генератора разбивают на несколько (в генераторах радиопередатчиков обычно на три-шесть)
частичных поддиапазонов и при переходе с одного поддиапазона на другой производится
145
скачкообразное изменение ёмкости С или индуктивности L контура. Внутри каждого поддиапазона настройка контура осуществляется одним из рассмотренных выше способов:
переменной ёмкостью или переменной индуктивностью. Использование перестройки контура одновременным изменением ёмкости и индуктивности, когда это возможно, позволяет сократить число поддиапазонов, а порой и избежать разбивки рабочего диапазона генератора на поддиапазоны.
Коэффициент перекрытия по частоте в поддиапазоне обычно лежит в пределах
k ПД  1,3...2,5 . Меньшие значения принимаются в мощных генераторах (до сотен кВт) и на
низких частотах (примерно до 5 МГц), большие значения – в маломощных генераторах
(до нескольких десятков кВт) и на высоких частотах (до 30 МГц).
Если коэффициенты перекрытия k ПД одинаковы во всех частичных поддиапазонах,
то
n
k Д  k ПД
,
где n - число поддиапазонов.
Следовательно,
lg k Д
.
n
lg k ПД
Величину n, определяемую из последнего соотношения, округляют до большего целого числа и находят действительный коэффициент перекрытия поддиапазона
k ПД ДЕЙСТВ  n k Д .
На практике обеспечивают примерно 5%-ное (не более) перекрытие границ поддиапазонов. Такой же запас делается на границах перекрываемого диапазона генератора.
Разбивка рабочего диапазона частот на поддиапазоны с одинаковым коэффициентом
перекрытия k ПД считается менее удачным вариантом. В ГВВ радиопередатчиков предпочтение отдаётся варианту с разными значениями k ПД , выбираемыми в указанных выше
пределах. При этом значение k ПД повышается с переходом на более высокочастотные
поддиапазоны. Необходимый коэффициент перекрытия ёмкости k C или индуктивности
2
k L контура равен k ПД
ВЕРХ , где k ПД ВЕРХ - значение коэффициента перекрытия самого высокочастотного поддиапазона.
L
I
II
СI
СII
а
III
III
С
L
б
II
I
С
I
II
LI
LII
III
LIII
в
Рис.10.12
На рис.10.12 показаны возможные варианты контуров с переключением поддиапазонов.
В схеме (рис.10.12,а) переход от поддиапазона к поддиапазону сопровождается переключением ёмкости контура, при этом на самом верхнем (высокочастотном) поддиапазоне конденсатор контура может отсутствовать. Ёмкость контура в этом случае образуется
выходной ёмкостью АЭ с добавлением монтажной ёмкости за счёт проводов, переключа146
теля, межвитковой ёмкости катушки индуктивности (её рабочей части). На поддиапазонах
I, II к этой ёмкости добавляется ёмкость соответствующего конденсатора C I или C II . В
схемах (рис.10.12,б,в) переход от поддиапазона к поддиапазону осуществляется переключением индуктивности контура. На всех схемах показан включенным второй поддиапазон
(II).
Согласование АЭ с нагрузкой в полосе частот
Часто требуется обеспечить согласование АЭ с полезной нагрузкой генератора не на
одной частоте, пусть и изменяющейся в некотором диапазоне, а в полосе частот. ЦС в виде одиночного параллельного либо последовательного колебательного контура позволяют
обеспечить полное согласование полезной нагрузки генератора с АЭ на одной частоте,
совпадающей с резонансной частотой контура, и согласование с определённой погрешностью в полосе частот, практически не превышающей единиц процентов резонансной частоты контура. При больших полосах, соответствующих большим расстройкам относительно резонансной частоты контура, эквивалентное сопротивление контура резко
уменьшается и приобретает явно выраженный реактивный характер.
Для согласования АЭ с нагрузкой в некоторой полосе частот применяются более
сложные цепи. Одним из видов таких цепей являются системы связанных колебательных
контуров. На рис.10.13 показана ЦС из двух связанных контуров. Подобные цепи позволяют обеспечить приемлемую степень согласования АЭ генератора с полезной нагрузкой
в полосе частот до 15…30%. В таких ЦС практически полное согласование может быть
обеспечено не на одной, а на двух частотах. При этом эквивалентное сопротивление системы получается чисто активным на трёх частотах.9
По сравнению с одиночным колебаМСВ
тельным контуром система двух связанных
колебательных контуров, помимо лучшего
согласования, обеспечивает также более вы*
сокую степень фильтрации гармонических
ZН
L2
L1
С1
составляющих тока АЭ ГВВ. В силу этого
ЦС в виде связанных контуров чаще используются в ГВВ – выходных каскадах раrП 1
rП 2
диопередатчиков.
Рис.10.13
Контур, в который включается полез*
ная нагрузка генератора Z Н , называется нагрузочным контуром или контуром нагрузки.
На рис.10.13 его параметры обозначены индексами 2. Контур, подключаемый к АЭ, носит
название выходного контура. На рис.10.13 его параметры обозначены индексами 1. В
ламповых ГВВ выходной контур называется также анодным контуром, а в транзисторных
ГВВ – коллекторным контуром. Контуры, которые включаются между выходным и нагрузочным контурами, называются промежуточными.
Если оба контура (рис.10.13) настроены на одну частоту,10 то эквивалентное сопротивление системы связанных контуров для АЭ на резонансной частоте
2
L
1
2 1
Roe  p
 p2 1
,
(10.30)
r
C1 rП1  rВН 
9
Приемлемую степень согласования в полосе частот до 10…15% позволяют обеспечить так называемые
родственные колебательным контурам ЦС, которые по своей структуре подобны либо одиночному колебательному контуру с неполным включением, либо двум связанным контурам со 100% связью или близкой к
ней. Расчёт параметров таких ЦС несколько иной, чем колебательных контуров. Подобные ЦС широко применяются в широкополосных транзисторных ГВВ – усилителях мощности и будут подробно рассмотрены в
специальном курсе по широкополосным устройствам СВЧ.
10
Очевидно, в схеме рис.10.13 для этого должно быть: ωL1 = 1/ωС1; ωL2 + xН = 0.
147
где р - коэффициент включения выходного контура; 1  L1 C1 - характеристическое
сопротивление выходного контура; rП 1 - сопротивление потерь выходного контура;
2
xCB
- вносимое сопротивление из нагрузочного контура в выходной;
rП 2  rН
rП 2 - сопротивление потерь нагрузочного контура; rН - активная составляющая сопротивления полезной нагрузки генератора; xСВ - сопротивление связи контуров, которое для
rВН 
представленного на рис.10.13 случая индуктивной (магнитной) связи равно М СВ , где
М СВ - коэффициент взаимной индукции катушек контуров.
Выражение (10.30) может быть также представлено в следующем виде
Roe  p 2QН 1 1 ,
где QН 1  1 r - нагруженная добротность выходного контура.
Как уже отмечалось, в ЦС из двух связанных контуров чисто активное сопротивление для АЭ может быть обеспечено на трёх частотах. Одна из частот совпадает с резонансной частотой контуров. Две другие носят название частот связи, соответственно,
нижней и верхней. На резонансной частоте эквивалентное сопротивление ЦС определяется (10.30), а на частотах связи иначе. Изменяя величину сопротивления связи контуров
хСВ , можно изменять величину вносимого в выходной контур активного сопротивления, а
значит и величину эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ. Как и в случае одиночного колебательного контура, эквивалентное сопротивление связанных контуров можно изменять также изменением коэффициента включения р и характеристического сопротивления 1 выходного контура. Таким образом, применение систем связанных контуров открывает большие возможности в отношении регулировки эквивалентного сопротивления
нагрузки АЭ, а также позволяет осуществить согласование АЭ с нагрузкой одновременно
на нескольких частотах.
Следует отметить, что обеспечить полное согласование сопротивлений, соответственно и нужное сопротивление нагрузки АЭ, в некоторой полосе частот, даже весьма
узкой, практически невозможно. При полном согласовании зависимость эквивалентного
сопротивления нагруженной ЦС от частоты должна быть горизонтальной прямой в полосе
частот. Но, в силу того, что сопротивления реактивных элементов L и С изменяются по
разному с частотой: одно – прямо пропорционально частоте  x L  L  , а другое – обратно
пропорционально частоте  xC  1 C  , получить такую зависимость и обеспечить полное
согласование в интересующей полосе частот, какой бы малой она ни была, невозможно.
Но возможно согласование в нужной полосе частот с определённой точностью, причём,
весьма высокой.
Существуют теоретические ограничения на полосу согласования и качество его в
ней, обеспечиваемые электрической цепью. Эти вопросы выходят за рамки настоящих
лекций. Здесь мы только отметим, что, чем шире требуемая полоса согласования и выше
требуемое качество согласования, тем больше в составе ЦС требуется реактивных элементов L и С (в пределе бесконечное число), а цепь по структуре оказывается системой большого числа связанных колебательных контуров. Однако, чем больше контуров, тем цепь
сложнее в настройке, сложнее учесть взаимные связи между контурами, в силу неидеальности реактивных элементов уменьшается КПД ЦС из-за возрастания числа элементов.
Поэтому на практике обычно ограничиваются системами двух – трёх связанных контуров.
В отдельных случаях применяют цепи типа фильтров нижних частот (ФНЧ) или полосовых.
При использовании системы связанных контуров каждый контур характеризуется
своим КПД.
148
КПД нагрузочного контура, определяемый как отношение колебательной мощности
в полезной нагрузке P~ Н ко всей колебательной мощности Р~ НК , поставляемой в этот
контур:
P
P~ Н
rН
 НК  ~ Н 

,
P~ НК P~ ПОТ НК  P~ Н rП НК  rН
где P~ ПОТ НК - мощность потерь в нагрузочном контуре, выделяемая на сопротивлении активных потерь контура rП НК .
КПД промежуточного контура, определяемый как отношение колебательной мощности P~ Н ПК , выделяемой на вносимом в контур активном сопротивлении rВН ПК , ко всей
колебательной мощности P~ ПК , поставляемой в этот контур:
P
P~ Н ПК
rВН ПК

 ПК  ~ Н ПК 
,
P~ ПК
P~ ПОТ ПК  P~ Н ПК rП ПК  rВН ПК
где P~ ПОТ ПК - мощность потерь в промежуточном контуре, выделяемая на сопротивлении
активных потерь контура rП ПК .
Очевидно, если за промежуточным контуром непосредственно следует нагрузочный
контур, то последний является полезной нагрузкой первого и, соответственно,
P~ Н ПК  P~ НК .
КПД выходного контура, определяемый как отношение колебательной мощности
P~ Н ВК , передаваемой, в общем случае, в промежуточный контур, то есть P~ Н ВК  P~ ПК , и
выделяемой на вносимом в контур активном сопротивлении rВН ВК , ко всей колебательной
мощности P~ , развиваемой генератором:
P
P~ Н ВК
rВН ВК
P

 ВК  ~ Н ВК  ~ ПК 
,
P~
P~
P~ ПОТ ВК  P~ Н ВК rП ВК  rВН ВК
где P~ ПОТ ВК - мощность потерь в выходном контуре, выделяемая на сопротивлении активных потерь контура rП ВК .
При проектировании генератора задаётся мощность в полезной нагрузке P~ Н . АЭ
ГВВ должен выбираться, а режим его рассчитываться, на колебательную мощность P~ с
учётом всех потерь мощности, то есть
P~ Н
P~ 
,
 BK ПК 1 ПК 2 ... ПКn НК
где n- число промежуточных контуров.
КПД каждого контура может быть определён как с использованием правых частей
приведенных выше соотношений, так и с использованием выражения (10.21) для каждого
контура. Чем выше КПД контура, тем добротнее должны быть его элементы, что, естественно, удорожает контур и генератор в целом. Поэтому высокое значение КПД контура
стремятся реализовать там, где это необходимо. Как правило, высокие значения КПД контуров реализуют в мощных генераторах, где достигают значений  К  0,85...0,95 .
В случае многоконтурной ЦС результирующий КПД генератора, определяемый как
отношение колебательной мощности в полезной нагрузке генератора P~ Н к потребляемой
от источника питания выходной (анодной или коллекторной) цепи мощности Р0 :
P
P~ Н
 РЕЗ  ~ Н 
  А, КОЛ  ВК ПК 1 ПК 2 ... ПКn НК .
Р0
P~  A, КОЛ
Результирующий КПД генератора, как отмечалось, характеризует эффективность
выбранного режима работы генератора и его согласующей цепи.
149
Следует отметить, что при использовании сложных согласующих цепей в виде системы связанных контуров целесообразно регулировать эквивалентное сопротивление
нагрузки АЭ (10.30) изменением связи контуров,11 что обусловливает изменение rВН ,
нежели изменением коэффициента включения выходного контура р. При регулировке Roe
путём изменения р, как отмечалось ранее, получается проигрыш в КПД контура. В то же
время в ряде случаев, особенно в транзисторных ГВВ, приходится специально применять
неполное включение контура, хотя это и снижает КПД ЦС.
Определение номиналов элементов ЦС – колебательного контура. Требования к элементам колебательного контура
При разработке генератора обычно задана частота f, на которой он должен работать,
или диапазон рабочих частот. В этих условиях значение одного из элементов контура: ёмкости С или индуктивности L может быть выбрано произвольно, а значение другого
должно быть определено из условия резонанса:
1
,
L 
C
где   2f - круговая рабочая частота генератора, на которую настраивается контур (резонансная частота контура).
Для получения большего КПД контура желательно меньшее значение ёмкости контура, что приводит к большим значениям характеристического сопротивления контура  и
его ненагруженного эквивалентного сопротивления Roe 0 . С другой стороны, слишком малая величина ёмкости контура нежелательна, так как возрастает влияние выходной ёмкости АЭ и монтажной ёмкости, которые, как отмечалось, входят в состав ёмкости контура.
Выходная ёмкость АЭ зависит от режима его работы и не обладает стабильностью. Монтажная ёмкость, точное значение которой определить практически невозможно, также не
обладает стабильностью по причинам возможного изменения взаимного расположения
деталей генератора, климатических условий и др. Настроить контур, у которого ёмкость
целиком определяется выходной ёмкостью АЭ и монтажной ёмкостью, сложнее, причём
возможно использование только индуктивной настройки контура. Сложнее также осуществить связь контура с полезной нагрузкой генератора. Поэтому использование таких контуров, по возможности, желательно исключать.
Из сложившегося опыта, накопленного в процессе разработки различных ГВВ радиопередающих устройств, известно, что у контура возможно получение высокой добротности и близких к оптимальным размеров и стоимости, если ёмкость контура выбирается
из соотношения
С[ пФ ]  1...4  [ м ] ,
(10.31)
3 10 8
- рабочая длина волны генератора, в метрах.
f [ Гц ]
Найденное значение ёмкости используется для выбора по справочнику или каталогу
типовых конденсаторов, соответственно, постоянной или переменной ёмкости. При выборе конденсатора учитываются действующее на нём напряжение и ряд других параметров,
о которых будет сказано ниже.
Соотношение (10.31) можно использовать, пока определяемое на основании его значение ёмкости контура существенно (в несколько раз) превышает выходную ёмкость АЭ.
Обратим внимание, что (10.31) определяет результирующую ёмкость, соответствующую контуру первого вида (рис.10.2,а), то есть полному включению контура. Если исгде  
11
Связь между контурами может быть любая: трансформаторная, автотрансформаторная, ёмкостная (внутренняя и внешняя).
150
пользуется контур с неполным включением со стороны ёмкостной ветви, то каждая из составляющих ёмкостей С1 , С 2 , включенных последовательно (рис.10.2,в), по величине
больше результирующей ёмкости контура (10.31). Соответственно, влияние выходной ёмкости АЭ на ёмкость контура будет меньше, так как выходная ёмкость АЭ подключается
параллельно ёмкости большей величины (ёмкость С1 на рис.10.2,в), чем результирующая
ёмкость контура С. Чем меньше коэффициент включения контура р, тем больше различие
емкостей С , С1 , тем слабее будет влияние выходной ёмкости АЭ на настройку контура.
Когда определяемое (10.31) значение ёмкости контура оказывается сравнимым с выходной ёмкостью АЭ и даже меньше её, использование соотношения (10.31) становится
неприемлемым. В этом случае величина ёмкости контура С принимается равной выходной ёмкости АЭ с добавлением монтажной ёмкости, величину которой в контурах с сосредоточенными параметрами на основании опыта часто принимают в пределах
С МОНТ  0,5...1С ВЫХ АЭ .
С повышением рабочей частоты генератора уменьшается величина требуемой индуктивности контура L и может оказаться, что при С  С ВЫХ АЭ индуктивность контура получается конструктивно невыполнимой. В этом случае реализуют контур третьего вида,
одна из ветвей которого (ёмкость С1 на схеме рис.10,2,в) формируется выходной ёмкостью
АЭ, а во вторую ветвь включается ёмкость С2 такой величины, при которой требуемая индуктивность L контура оказывается конструктивно выполнимой. Результирующая ёмкость
контура в этом случае
С ВЫХ АЭ С 2
СС
С 1 2 
;
С1  С 2 С ВЫХ АЭ  С 2
коэффициент включения контура
С2
С
р

.
С1 С ВЫХ АЭ  С 2
Принимать значение ёмкости контура С  С ВЫХ АЭ обычно приходится на частотах от
30 МГц и выше. На этих частотах, в зависимости от мощности генератора, контур часто
реализуют не на сосредоточенных параметрах, а на других принципах, которые будут рассмотрены в лекции 12.
На частотах ниже 1 МГц выходную ёмкость АЭ и монтажную ёмкость (естественно,
при правильном конструировании генератора) практически можно не учитывать.
Когда ёмкость контура выбрана, определяют характеристическое сопротивление и
индуктивность контура по формулам:
[ м ]
1
 530
;
[ Oм ] 
2f [ Гц ]C[Ф ]
C[ пФ ]
L[ мкГ ] 
1
 
 0,281
2
[ м]
.
C[ пФ ]
Существующие методы расчёта добротности контуров дают результаты, плохо согласующиеся с действительностью. Поэтому рекомендуется выбирать добротность контуров с учётом имеющихся опытных данных. В контурах с сосредоточенными параметрами,
обычно Q0  75...200. При выборе добротности в этих пределах руководствуются следующими соображениями: активные потери в применяемых конденсаторах малы, поэтому
добротность контура главным образом определяется добротностью катушки. Добротность
катушки зависит от материала, сечения и длины провода намотки, количества и качества
крепёжных деталей, размеров и качества экранирующего кожуха или шкафа. Получение
катушки с большой добротностью связано с увеличением её размеров и затратой более
дорогих материалов. Поэтому большие значения добротности катушки индуктивности
2f  C
2
[ Гц ]
[Ф ]
151
контура следует принимать только для мощных генераторов. В маломощных генераторах,
если нет каких-либо специальных соображений, добротность контура принимают меньше,
естественно, проигрывая при этом в КПД контура. Однако, если устройство многокаскадное, то проигрыш в КПД в маломощном каскаде практически не сказывается на КПД всего устройства, определяемом мощным каскадом, который развивает наибольшую мощность, естественно, при наибольшем потреблении энергии. Поэтому даже незначительный
выигрыш в КПД мощного генератора оказывается весьма заметным в абсолютном исчислении.
Выбрав ёмкость С и определив индуктивность L контура, следует рассчитать токи и
напряжения, действующие на этих элементах. Если контур первого вида, то высокочастотное напряжение на элементах контура
U M C  U M L  U M ВЫХ АЭ  U М КОНТ ,
где U М ВЫХ АЭ - колебательное напряжение на выходе АЭ, равное Е А  U МА в ламповом
ГВВ и Е К  U МК в транзисторном ГВВ; U М КОНТ - амплитуда высокочастотного напряжения на контуре.
Если используется контур с неполным включением (контур второго или третьего
вида), то
U M C  U M L  U M ВЫХ АЭ / р  U М КОНТ ,
где р - коэффициент включения контура.
Ток через ёмкость и индуктивность контура (контурный ток)
I C  I L  I КОНТ  U M C 2fC  U M L 2fL  U М КОНТ /  .
Найденные значения напряжения и тока используются для выбора по каталогу или
справочнику типовых конденсаторов и для конструктивного расчёта катушки индуктивности. Конденсаторы должны выбираться из соответствующей группы, подходящей по
диапазону рабочих частот, иметь требуемую величину ёмкости, выдерживать действующее на них напряжение и пропускать найденный ток.
Действующее на конденсаторе контура напряжение зависит от реализации схемы генератора.
С
С
L
L
СБЛ
СБЛ
а
ЕА
б
ЕА
Рис.10.14
На рис.10.14,а показана анодная цепь лампового ГВВ с включением контура по схеме рис.1.1,а, с которой мы начинали рассмотрение ГВВ. Очевидно, ничего не изменится в
работе генератора, если элементы в анодной цепи генератора включить, как показано на
рис.10.14,б. Однако, если в схеме рис.10.14,а на конденсаторе ёмкостью С действует только высокочастотное (колебательное) напряжение генератора, то в схеме рис.10.14,б на
конденсаторе С действует высокочастотное (колебательное) напряжение генератора и постоянное напряжение источника анодного питания. Следовательно, при выборе конденсатора для схемы рис.10.14,а следует исходить из условия
U C РАБ  U М КОНТ ,
152
а для схемы рис.10.14,б из условия
U С РАБ  Е А  U М КОНТ  Е А 1    ,
где U C РАБ - допустимое рабочее напряжение конденсатора, указанное в справочных данных.
Для некоторых типов конденсаторов вместо допустимого тока в справочных данных
указывается допустимая реактивная мощность
1
1
1 U ~2C
PС РЕАКТ  U ~C I ~C  I ~2C X C 
,
2
2
2 XC
где U ~C , I ~C - соответственно, амплитуда переменного напряжения на конденсаторе и амплитуда тока через конденсатор;
 X C  1 2fC  .
ХС
- величина сопротивления конденсатора
При отсутствии одного конденсатора нужной ёмкости С, удовлетворяющего всем
требованиям, необходимая ёмкость может быть сформирована путём последовательного,
параллельного или комбинированного соединения нескольких конденсаторов, подходящих по рабочей частоте (диапазону частот). Конденсаторы выбираются с учётом действующих на них напряжений.
Катушки индуктивности не выпускаются типовыми, и найденные из расчёта контура
ток и напряжение используются при разработке конструкции катушки: определение сечения провода и шага намотки, способа крепления витков и др.
При использовании ЦС в виде связанных контуров дополнительно требуется произвести расчёт связи, например, исходя из обеспечения нужного сопротивления нагрузки Roe
(10.30).
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 10:
1. Представьте в виде электрических цепей полные входные сопротивления лампового и транзисторного
ГВВ. Приведите соображения по определению составляющих этих сопротивлений.
2. Приведите пример используемого в быту генераторного устройства, полезной нагрузкой которого является пищевой продукт. Приведите пример известного вам генератора, используемого в медицинских целях.
3. Обоснуйте возможность представления полезной нагрузки генератора высокочастотных электрических
колебаний в виде двухполюсной электрической цепи.
*
4. Чему, по вашему мнению, равно Z ВН в схеме (рис.10.4,а)? Попробуйте определить rВН , х ВН для схемы
(рис.10.4,в) и для схемы (рис.10.4,г).
5. Получите соотношение (10.12).
6. Коэффициент включения контура р = 0,5; нагруженная добротность контура QН = 10; амплитуда первой
гармоники тока, возбуждающего контур, I 1 1 А. Определите контурный ток. Как изменится контурный
ток, если р = 1?
7. Представьте на одном графике зависимости (10.26) и (10.27) при условии f MAX f МИН  2 и равенстве
значений
Roe 0 на средней частоте f CP   f MAX  f МИН  2  1,5 f МИН . Зависимости рассчитайте относи-
тельно значения
Roe 0 на средней частоте. Рассчитайте подобные зависимости и изобразите их на другом
f MAX f МИН  2 f МИН . Сравните зависимости и сделайте выводы.
8. Представьте на рисунке разбивку диапазона частот на три поддиапазона при k ПД  const.
графике при выборе
f CP 
9. Изобразите возможные АЧХ двухконтурной колебательной системы. От чего зависит форма АЧХ? Дайте
пояснения. Сравните с АЧХ одиночного параллельного колебательного контура.
10.Поясните возможность обеспечения полного согласования АЭ с нагрузкой на двух частотах при
использовании системы двух связанных контуров. Какие результаты могут быть получены при
использовании системы трёх связанных контуров?
153
Лекция 11
Фильтрация побочных компонент выходного тока АЭ ГВВ колебательной системой
генератора. Обеспечение требуемой фильтрации.
В выходном токе АЭ ГВВ, помимо полезной гармонической составляющей, которую
надо выделить на нагрузке генератора, обязательно присутствуют побочные (нежелательные) гармоники. В ГВВ – усилителе нежелательными являются все гармонические составляющие выходного тока, начиная со второй (высшие гармоники). В ГВВ – умножителе частоты, например, на три нежелательными будут первая и вторая гармонические составляющие (субгармоники) и все гармонические составляющие выше третьей (высшие
гармоники). Наличие большого числа гармонических составляющих в выходном токе АЭ
при возбуждении его чисто гармоническим сигналом обусловлено как нелинейностью параметров самого АЭ, в частности, его ВАХ, так и нелинейным характером режима работы
АЭ из-за отсечки выходного тока с целью повышения КПД генератора.
Побочные гармоники выходного тока АЭ, протекая через ЦС, создают на ней напряжение, так как сопротивление ЦС для токов этих гармоник хотя и мало, но не равно нулю.
Наличие напряжения от нежелательных гармоник выходного тока АЭ на ЦС ГВВ может
привести к существенному изменению режима работы АЭ и характеристик самого генератора. Например, если на ЦС транзисторного усилителя мощности присутствуют переменные напряжения от первой и второй гармонических составляющих коллекторного тока, то
результирующее мгновенное напряжение между коллектором и эмиттером транзистора
еК  Е К  U MK cos t  U MK 2 cos2 t   02  ,
где U MK 2 - амплитуда переменного напряжения между коллектором и эмиттером от второй
гармоники коллекторного тока (круговая частота 2);  02 - начальная фаза напряжения
второй гармоники.
Очевидно, чем заметнее U MK 2 , тем сильнее напряжение на транзисторе будет отличаться от того, что должно быть в режиме усиления:
еК  Е К  U MK cos t
со всеми вытекающими из этого последствиями.
Протекая через ЦС, нежелательные гармонические составляющие выходного тока
АЭ попадают в полезную нагрузку генератора, искажая форму сигнала на ней, что может
оказаться не только нежелательным, но просто недопустимым. Наличие побочных гармоник выходного тока АЭ в полезной нагрузке особенно нежелательно в генераторах – выходных каскадах радиопередатчиков, так как высшие гармонические составляющие тока, попадая в полезную нагрузку – антенну, излучаются ею и создают помехи работе других линий связи, системам радиолокации, радионавигации и подобным, или вообще делают невозможным выполнение возложенных на них задач. Существуют ограничения на
допустимые уровни мощности побочных излучений радиопередающих устройств, устанавливаемые международными соглашениями и разрабатываемыми на их основе национальными (государственными) стандартами. Так, например, международными нормами
предусмотрено, чтобы мощность излучения радиопередатчика на любой побочной гармонике не превышала 50 мВт, если рабочая частота его f < 30 МГц. Отечественным стандартом для таких передатчиков установлено более жёсткое ограничение: мощность побочных
излучений не должна превышать 25 мВт.
Так как ЦС обеспечивает компенсацию реактивной составляющей сопротивления
полезной нагрузки генератора, то это означает, что в составе цепи обязательно имеются
реактивные элементы противоположного характера: ёмкостные и индуктивные, наличие
которых обусловливает колебательный характер процессов, заключающийся в периодическом обмене реактивной энергией, сосредоточенной в цепи, между её ёмкостью и индуктивностью. По этой причине ЦС генераторных устройств часто называют колебательными
системами. Название «колебательная система генератора» исторически появилось раньше,
154
чем цепь согласования, но и сегодня широко применяется в технике генераторных
устройств. Поэтому для нас понятия «колебательная система» (КС) и «цепь согласования»
(ЦС) являются равноправными при рассмотрении генераторных устройств.
По этой причине ниже мы в основном рассмотрим вопросы фильтрации побочных
компонент выходного тока АЭ ЦС с явно выраженными избирательными свойствами,
присущими КС на основе колебательных контуров.
В качестве полезной нагрузки генератора будем считать антенну, полезной гармоникой – первую, а нежелательными – вторую, третью и так далее, то есть все высшие гармоники.
Обозначим мощность излучения антенны на побочной гармонике PnA , где n - номер
побочной гармоники (n  2), а на основной частоте (первой гармонике) мощность излучения P~ A . Тогда амплитуды токов I1 A на основной частоте и I nA на гармонике в антенне
будут:
2 PnA
2 P~ A
I1 A 
; I nA 
,
RA
R An
где R A , R An сопротивления излучения антенны на основной частоте и гармонике, соответственно.
Коэффициент, определяемый отношением амплитуд токов высшей гармоники и основной частоты в антенне,
I
PnA R A
K A  nA 
.
(11.1)
I1 A
P~ A R An
В выходной цепи АЭ связь между амплитудами токов первой I1 и высшей гармоники I n определяется коэффициентом
K  I n I1 ,
который при работе АЭ в оптимальном по мощности и КПД выходной (анодной, коллекторной) цепи режиме, каковым является критический режим, при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ зависит только от нижнего угла отсечки выходного тока
АЭ и определяется отношением коэффициентов разложения остроконечных косинусоидальных импульсов
K
n
.
1
(11.2)
Очевидно, должно быть K A  K .
Отношение коэффициентов
K KA
определяет ослабление побочной гармоники и носит название фильтрации Фn  .
Если воспользоваться соотношениями (11.1), (11.2), то
K  n P~ A R An
Фn 

.
K A 1 PnA R A
(11.3)
Принимая PnA  PnA ДОП , где PnA ДОП - допустимая мощность излучения антенны на побочной гармонике, из (11.3) найдём необходимое ослабление побочной гармоники, определяющее в данном случае необходимую фильтрацию:

P~ A R An
Фn НЕОБХ  n
.
(11.4)
1 PnA ДОП R A
КС в выходной цепи генератора должна обеспечивать фильтрацию Фn  Фn НЕОБХ ,
чтобы было PnA  PnA ДОП .
155
Для определения фактической фильтрации, которую обеспечивает КС генератора,
/
- активное сопротивление,
рассмотрим схему электрической цепи рис.11.1, где R A/ , R An
внесённое, в общем случае, в выходной (анодный, коллекторный) контур из антенного
контура (контура нагрузки) на основной частоте и высшей гармонике, соответственно;
х1 , х2 - реактивные сопротивления ветвей выходного контура, подключаемого непосредственно к АЭ.
Для большей наглядности и удобства получаемых результатов будем считать, что цепь рис.11.1 обладает свойI1; In
ствами параллельного колебательного контура с полным
jx2
включением (р = 1), настроенным на основную (первую)
IK1
UK1
гармонику выходного тока АЭ.1
jx1
На частоте в n раз больше резонансной сопротивление
/
U
Kn
IKn
параллельного колебательного контура носит ёмкостный
RA
/
характер и определяется выражением
RАn
*

1
Z Kn   j
  j
 Z Kn e  j 2 .
1
1 

n
n 1  2 
Рис.11.1
n
 n 
Амплитуды напряжений на контуре, создаваемые токами основной (первой) I1 и n-й гармоники I n выходного тока АЭ соответственно будут:
U K 1  I1 Roe  I1Q ;
1
,
n(1  1 / n 2 )
где, напомним,  - характеристическое сопротивление контура; Q - нагруженная добротность контура.2
/
Токи I K 1 , I Kn , протекающие через сопротивления R A/ , R An
, соответственно:
U K1
U
Q
I K1 
 K 1  I1
;
(11.5)
х2
х2
( R A/ ) 2  х22
U Kn  I n Z Kn  I n 
I Kn 
U Kn
/
( R An
) 2  х22n

U Kn

 In
,
х2 n
х2 n n(1  1 / n 2 )
(11.6)
где х2 , х2 n - величины реактивных сопротивлений ветви контура, в которую вносится сопротивление антенны, на основной (первой) и n-й гармониках выходного тока АЭ.
В последних выражениях принято x2  R A/ , что, как отмечалось в лекции 10, всегда
имеет место в колебательных контурах; также принято, что на высшей гармонике реак/
тивное сопротивление ветви х2 n существенно больше активного сопротивления R An
. Очевидно, в рассматриваемом случае полного включения контура х2   , но такую замену в
(11.5) мы не делаем, чтобы сделать более наглядными последующие преобразования соотношений.
Применительно к рассматриваемой цепи (рис.11.1), очевидно, следует считать
I Kn  I nA , I K 1  I1 A , тогда коэффициент
K A  I nA I1 A  I Kn I K 1
и определяется на основании (11.5), (11.6) выражением:
1
2
Анализ показывает, что при p < 1 результаты аналогичны.
В лекции 10 нагруженная добротность контура обозначена
обозначение нагруженной добротности Q.
156
Q Н . Ниже для сокращения записи принято
I n х2
х
1
1
K 2
.
2
I1 х2 n Qn(1  1 / n )
х2 n Qn(1  1 / n 2 )
Фильтрация, которую обеспечивает цепь (в данном случае параллельный колебательный контур с полным включением),
х
K
Фn 
 2 n Qn(1  1 / n 2 ) .
(11.7)
K A х2
Сопротивление х1 той ветви контура, в которую не вносится сопротивление антенны, принято называть сопротивлением связи АЭ с контуром.
Если х1 имеет индуктивный характер, то х2 должно иметь ёмкостный характер, тогда
х2 n
1
1
1

 .
х2 nC C n
Если х1 носит ёмкостный характер, то х2 , соответственно, имеет индуктивный характер, тогда
х 2 n n L

n.
х2
L
Следовательно, выражение (11.7) можно записать:
- при индуктивной связи АЭ с контуром
Фn  Q(1  1 / n 2 ) ;
(11.8)
- при ёмкостной связи АЭ с контуром
Фn  Qn 2 (1  1 / n 2 ) .
(11.9)
Если КС генератора образована системой связанных контуров, то фильтрация каждого контура будет определяться одним из выражений (11.8) или (11.9). При этом величина
фильтрации промежуточного контура, то есть контура, включенного между контуром,
подключаемым к АЭ, и контуром нагрузки – антенны, зависит от характера связи между
контурами так же, как от характера связи выходного контура с АЭ.
Последним контуром КС генератора является контур нагрузки – антенны. Так как
сопротивление антенны имеет, как правило, весьма сложную зависимость от частоты, то
использование выражений (11.8), (11.9) для определения фильтрации этого контура может
оказаться некорректным и даст ошибочный результат. Поэтому фильтрацию антенного
контура следует определять согласно следующим выражениям:
- при индуктивной связи антенного контура с предыдущим
Z AK n
Фn 
;
(11.10)
nR A
- при ёмкостной связи антенного контура с предыдущим
Z AK n
Фn  n
,
(11.11)
RA
где Z AK n - модуль сопротивления антенного контура на гармонике при его последовательKA 
ном обходе; R A - сопротивление антенного контура на рабочей частоте (основной гармонике), равное сопротивлению излучения антенны, если пренебречь собственными потерями в элементах контура (в общем случае следует учитывать в R A все активные сопротивления в цепи антенного контура в последовательной схеме его замещения).
Для примера. Соотношение (11.10) нетрудно получить из рассмотрения цепи
рис.11.2.
Действительно, пренебрегая собственными потерями в реактивных элементах антенного контура L, C и считая его настроенным на частоту , можем записать для токов основной (первой) и высшей гармоник:
157
I1 A 
М
MI1
RA
; I nA 
nMI n
.
Z AK n
Очевидно, при этом предполагается, что
коэффициент взаимной индукции М от
частоты не зависит.
*
I
I1; In
Согласно последним выражениям
ZА = RA + jxA
L I 1A
nA
I
I nR A
nR A
K A  nA  n
K
,
I1 A I1 Z AKn
Z AKn
откуда следует (10.10):
Рис.11.2
Z
K
Фn 
 AKn .
K A nR A
Соотношение (10.11) можно получить из рассмотрения цепи рис.11.3, что предлагается сделать студенту.
Если сопротивление антенL
C
ного контура изменяется с чаАнтенный контур
стотой как у контура с независимыми от частоты параметрами
*
I1A
I1; In
CСВ
ZА = RA + jxA
C , L, r , то выражения (10.10),
InA
(10.11) приводятся, соответственно, к (10.8), (10.9).
Реальная фильтрация КС
Рис.11.3
генератора, реализуемой в виде
последовательно связанных колебательных контуров, равна произведению фильтраций
отдельных контуров и может быть определена по формуле:3
C
Антенный контур
в
Z
1 

Фn  1  2  n ( 2 p1) Q01Q02 ...Q0 ( в 1) Q0 в (1   К 1 )(1   К 2 )...(1   К ( в 1) )(1   Кв ) AKn ,
(11.12)
RA
 n 
где n - номер гармоники; в - число промежуточных контуров, включая контур, подключаемый к АЭ; р - число ёмкостных связей; Q01 ; Q02 ;...Q0( в 1) ; Q0в - ненагруженные добротности
контуров;  K 1 , K 2 ,... K ( в 1) , Кв - КПД соответствующих контуров.
При подсчёте ёмкостных связей нужно подсчитать ёмкостные связи между контурами и связь АЭ с первым (выходным – анодным или коллекторным) контуром, если она
ёмкостная.
Напомним, что для колебательного контура справедливо соотношение (10.21), согласно которому
Q0 (1   K )  QН ,
3
Действительно, можно представить для системы связанных контуров
K K K
K
K K1

   в  2 в 1 в  Фn1Фn 2    Фn ( в 1)ФnвФnAK ,
K A K1 K 2
K в 1 K в K A
где K 1 , K 2 , ...K ( в  2 ) , K в 1 , K в - коэффициенты, определяемые отношением амплитуд n-й и первой гармоник
Фn 
в соответствующем контуре; K , K A - коэффициенты, определяемые отношением амплитуд токов n-й и первой
гармоник
на
выходе
АЭ
и
в
антенном
контуре,
соответственно;
Фn1 
ров.
158
K
K
K
K
K
; Фn 2  1 ;   Фn ( в 1)  в  2 ;Фnв  в 1 ; ФnAK  в - фильтрации соответствующих контуK1
K2
K в 1
Kв
KA
где QН - нагруженная добротность контура. В настоящей лекции индекс Н в обозначении
нагруженной добротности контура для сокращения записи исключён.
Соответственно, (11.12) можно записать в виде:
в
Z
1

(11.13)
Фn  1  2  n ( 2 p 1) Q1Q2 ...Q( в 1) Qв AKn ,
RA
 n 
где Q1 , Q2 ,... Q( в 1) , Qв - нагруженные добротности соответствующих контуров.
На рис.11.4 представлены примеры двухконтурных КС выходных каскадов радиопередатчиков.
Антенна
к АЭ
С
Антенна
к АЭ
L1
С
Ф1n
L2
Ф1n
Ф2n
LСВ
L1
L2
ССВ
Ф2n
б
а
Рис.11.4
В схеме (рис.11.4,а) связь первого контура с АЭ ёмкостная, а связь между контурами
индуктивная. Фильтрация первого контура согласно (11.9)
1 

Фn1  Q1n 2 1  2  ,
 n 
фильтрация второго контура согласно (11.10)
Z
Фn 2  AKn .
nR A
Фактическая фильтрация КС по схеме (рис.11.4,а)
1 Z

Фn  Фn1Фn 2  Q1n1  2  AKn .
 n  RA
Аналогичный результат вытекает из (11.13).
В схеме (рис.11.4,б) связь первого контура с АЭ и связь между контурами ёмкостные, соответственно, фильтрация первого контура Фn1 определяется, как и в схеме
(рис.11.4,а), а фильтрация второго контура Фn 2 определяется (11.11):
Z
Фn 2  n AKn .
RA
Фактическая фильтрация КС по схеме (рис.11.4,б)
1 Z

Фn  Фn1Фn 2  Q1n 3 1  2  AKn .
 n  RA
Такое же выражение следует из (11.13).
Схема (рис.11.4,б) в отношении фильтрации лучше схемы (рис.11.4,а), поэтому она
широко используется в выходных каскадах радиопередатчиков. В несколько изменённом
виде схема (рис.11.4,б) представлена на рис.11.5. Подобная схема широко используется в
транзисторных ГВВ, где она известна как П-контур. Нетрудно также видеть, что схема
159
родственна параллельному колебательному контуру третьего вида (рис.10.2,в), то есть
контуру с неполным включением со стороны ёмкостной ветви. Результирующая ёмкость
контура, равная последовательному соединению ёмкостей С и ССВ , оказывается меньше
наименьшей из указанных двух ёмкостей.
Соответственно, выходная ёмкость транзик АЭ
L
стора С ВЫХ АЭ оказывается обычно подклюL2
*
ZН
C
CСВ
ченной параллельно большой ёмкости С ,
*
ZА
что ослабляет влияние С ВЫХ АЭ на настройку
контура.
Как отмечалось в начале лекции, факРис.11.5
тическая фильтрация Фn , обеспечиваемая
КС, должна удовлетворять требованию
Фn  Фn НЕОБХ ,
где Фn НЕОБХ определяется (11.4).
Если последнее условие не выполняется, то следует увеличить число промежуточных контуров, причём предпочтительнее с ёмкостными связями.
Физически лучшая фильтрация с использованием ёмкостных связей объясняется тем,
что сопротивление ёмкости уменьшается с ростом номера гармоники, соответственно
улучшается шунтирование полезной нагрузки по гармоникам. При индуктивных связях
токи высших гармоник устремляются в ветвь с полезной нагрузкой, так как сопротивление индуктивной ветви возрастает с номером гармоники, а сопротивление ветви нагрузки,
как правило, уменьшается, поскольку в ней оказывается ёмкостный элемент, сопротивление которого уменьшается с ростом номера гармоники.
Несмотря на то, что увеличение числа промежуточных контуров улучшает фильтрацию, на практике редко применяют более двух промежуточных контуров, поскольку в
каждом промежуточном контуре теряется некоторая часть колебательной мощности генератора. Увеличение числа промежуточных контуров понижает общий КПД генератора,
усложняет его настройку и повышает стоимость устройства. Кроме того, при большом
числе контуров возможны не предусматриваемые (паразитные) связи между ними, которые значительно понижают эффект фильтрации. Во избежание этого приходится экранировать промежуточные контуры.
На практике часто выясняется, что какая-то одна или две гармоники недостаточно
ослаблены. На рис.11.6 показан способ их фильтрации посредством шунтирующих цепей,
составленных из соединённых последовательно катушек и конденсаторов и настроенных в
резонанс на частоты гармоник и потому создающих для них практически короткое замыкание. Например, цепь C 2 , L2 настроена на вторую гармонику, цепь C3 , L3 - на третью. Для
основной частоты (первой гармоники) подобные цепи представляют ёмкостное сопротивление, которое должно быть учтено при расчёте сопротивления связи контуров и ёмкости
С12 . В схеме (рис.11.6) ССВ  С12  С 2*  С3* , где С 2* , С3* - эквивалентные ёмкости соответственно цепей C 2 , L2 и C3 , L3 на основной частоте.4
Иногда с целью подавления нежелательной гармоники включают последовательно с
антенной (нагрузкой) дополнительный параллельный колебательный контур L, C
4
В общем случае на частоте первой гармоники для цепи из L N , C N :
стоте n-й гармоники nLN
*
куда C N
160

1
1

 LN . Так как на ча*
С N C N
1
1
1
1
, то LN  2
. Соответственно,

*
nC N
n C N
C N C N
 C N /(1  1 / n 2 ) . Очевидно, C N*  C N .
1

1  2  , от n 
(рис.11.6), настроенный на нежелательную гармонику и представляющий для неё весьма
большое сопротивление. Для обеспечения хорошего эффекта подобные цепи должны обладать высокой избирательностью, то есть иметь большую добротность.
к АЭ
Антенна
L1
L
С1
С12
С2
С3
С
L3
L2
Рис.11.6
Если известна фактическая фильтрация Фn КС генератора, то на основании (11.3)
можно определить мощность интересующей гармоники в антенне (полезной нагрузке генератора):
1  R
PnA  2 n An P~ A .
Фn  1 R A
Величина этой мощности не должна превышать допускаемой нормами PnA ДОП .
В широкодиапазонных многокаскадных генераторных устройствах применение КС в
виде многозвенных резонансных цепей требует согласованной перестройки их элементов,
что оказывается сложным и нецелесообразным. Так как отфильтровывают обычно высшие
гармоники, то в широкодиапазонных генераторах на выходе включается несколько переключаемых фильтров нижних частот (ФНЧ). Наилучшие характеристики по массогабаритным показателям обеспечивают так называемые ФНЧ Кауэра, у которых продольные
или поперечные ветви образуются, соответственно, параллельными или последовательными колебательными контурами (рис.11.7).
IВХ
IН
RН
UВХ
UН
RН
б
а
Рис.11.7
Оптимальный коэффициент перекрытия по частоте таких фильтров K f  (1,8...1,9) ,
то есть достаточно близок к предельно допустимому.5
5
Максимальная пропускаемая частота ФНЧ, используемого для фильтрации высших гармоник на выходе
генератора, не может превышать удвоенного значения нижней рабочей частоты в полосе фильтра, следовательно, предельно допустимый коэффициент перекрытия фильтра K f  2 .
161
На рис.11.8 показаны условные АЧХ в единицах вносимого затухания (дБ) ФНЧ Кауэра, используемых в генераторе, рабочий диапазон которого  f Н ... f В  разбит на два поддиапазона:  f Н  f Н 1 ... f В1  и  f Н 2  f В1 ... f В 2  f В  .
дБ
АЧХ ФНЧ
I-го поддиапазона
II-го поддиапазона
I-й поддиапазон
II-й поддиапазон
fН = fН1
fВ1 = fН2
2fН1
fВ2 = fВ
2fН2
f
Рис.11.8
Ослабление побочных компонент выходного тока АЭ КС генератора можно охарактеризовать и несколько другим способом, чем рассмотрено выше. В частности, фильтрацию побочных компонент выходного тока АЭ можно оценить коэффициентом фильтрации по току
I
ФI n  n ,
I nA
где I n - амплитуда тока n-й гармоники на выходе АЭ; I nA  2 PnA / R An - амплитуда тока
n-й гармоники в полезной нагрузке – антенне.
Необходимое значение коэффициента фильтрации по току
In
In
ФI n НЕОБХ 

.
I nA ДОП
2 PnA ДОП / R An
Очевидно, фактический коэффициент фильтрации по току КС должен быть не меньше необходимого, то есть должно быть
ФI n  ФI n НЕОБХ .
Для определения фактического коэффициента фильтрации по току КС генератора
можно воспользоваться приведенными ранее выражениями при определении фактической
фильтрации Фn .
Действительно, так как
I
I nA I1 A I n I1 A
K
Фn 
 n


ФI ,
K A I1 I1 A
I1 I nA
I1 n
то
I
Ф I n  Фn 1 ,
(11.14)
I1 A
где I1 - амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ, известная из расчёта режима
генератора; I1 A  2 P~ A / R A - амплитуда первой гармоники тока в полезной нагрузке – антенне (находится из исходных данных к генератору).
На основании (11.14) с использованием (11.8) и (11.9) легко могут быть получены
выражения для определения коэффициентов фильтрации по току при индуктивной и ёмкостной связи АЭ с контуром. С использованием (11.10), (11.11) могут быть получены со162
отношения применительно к антенному контуру при индуктивной и ёмкостной связи его с
предыдущим контуром.
В заключение отметим, что аналогично может быть рассмотрен вопрос о фильтрации
побочных компонент выходного тока АЭ и в генераторе – умножителе частоты. Отличие
только в том, что в умножителе частоты наиболее интенсивными являются гармоники выходного тока АЭ ниже выделяемой, то есть субгармоники. Так, в умножителе частоты на
три наиболее интенсивными будут первая и вторая гармоники (субгармоники по отношению к выделяемой), а высшие гармоники (четвёртая, пятая и т.д.) оказываются существенно слабее, так как определяющие их коэффициенты разложения остроконечных косинусоидальных импульсов  n заметно меньше. Для лучшей фильтрации субгармоник
следует применять индуктивную связь АЭ с контуром и индуктивные связи между контурами, а полезную нагрузку связывать с ёмкостной ветвью. Это обусловлено тем, что сопротивление индуктивности для субгармоник меньше, чем сопротивление ёмкости (для
высших гармоник всё наоборот).
Так как выходные каскады радиопередатчиков, да и многих других генераторных
устройств, являются обычно усилителями мощности, то на практике чаще приходится решать вопрос обеспечения необходимой фильтрации в ГВВ – усилителях, и реже в умножителях частоты. Умножители частоты в качестве выходных каскадов радиопередатчиков
и родственных им устройств иногда встречаются в диапазоне СВЧ на сантиметровых волнах.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 11:
1. Поясните необходимость фильтрации побочных компонент выходного тока АЭ в ГВВ.
2. Что такое «необходимая фильтрация колебательной системы генератора»? Как она определяется?
3. Получите выражения для определения сопротивления параллельного колебательного контура на частоте
в n раз больше резонансной частоты контура и в n раз меньше её. Сравните результаты. Что вы можете
сказать относительно значений n, если контур используется в качестве нагрузки АЭ в ГВВ – усилителе и
в ГВВ – умножителе частоты?
4. Получите выражение (11.11) для фильтрации антенного контура при ёмкостной связи его с предыдущим
контуром (см. рис.11.3).
5. Примите параметры элементов антенного контура независимыми от частоты и убедитесь, что
соотношения (10.10), (10.11) приводятся к (10.8), (10.9), соответственно.
6. Поясните физическую суть зависимости фильтрации контура от вида связи его с АЭ в ГВВ – усилителе и
в ГВВ – умножителе частоты.
7. Каково сопротивление на частоте первой гармоники параллельного контура из L, С на схеме (рис.11.6)?
Подтвердите своё суждение. При ответе на какой вопрос по теме лекции вы уже касались подобного?
8. Почему при использовании ФНЧ для фильтрации высших гармоник выходного тока АЭ принимается, что
максимальная пропускаемая частота ФНЧ (например, частота среза фильтра) не может превышать
удвоенного, а, например, не утроенного значения нижней рабочей частоты генератора?
9. Используя (11.5), (11.8) и (11.9), получите на основании (11.14) выражения для коэффициентов
фильтрации по току для цепи рис.11.1 при различной связи АЭ с контуром при полном включении
контура ( p = 1). Учтите, что в этом случае можно сразу принять в (11.5) х2   . А если р  1?
10. Какому выражению (выражениям) из лекции 10 родственно выражение (11.5)? Покажите родство.
163
Лекция 12
Колебательные системы ГВВ на основе отрезков длинных линий. Определение геометрической длины отрезка, добротности и эквивалентного сопротивления колебательной системы (контура). Эквивалентные и действующие параметры колебательных контуров из отрезков длинных линий. Настройка контуров из отрезков длинных линий. Связь с полезной нагрузкой контуров из отрезков длинных линий. Расчёт элементов связи.
Колебательные системы (КС) с сосредоточенными параметрами, образованные конденсаторами и катушками индуктивности, применяются в диапазонах длинных, средних и
коротких волн (частоты до 30 МГц) практически при любых уровнях мощности генератора. При уровне мощности генератора до (10…15) Вт КС на сосредоточенных элементах
используются до частоты 150 МГц. Если выходная мощность генератора не превышает
одного ватта (Вт), то КС с сосредоточенными параметрами удаётся реализовать до частот
250…300 МГц, а в отдельных случаях и несколько выше (при мощности генератора в сотни – десятки милливатт). Добротность и эквивалентное сопротивление таких КС (контуров) с повышением частоты оказываются довольно низкими, вследствие чего не удаётся
обеспечить требуемое сопротивление нагрузки АЭ и, соответственно, высокий КПД контура, и нужную мощность в нагрузке. Поэтому в диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ)1
КС с сосредоточенными параметрами находят ограниченное применение, либо вообще не
могут быть использованы. КС с сосредоточенными параметрами не применяются в диапазоне СВЧ не только из-за низких значений добротности и эквивалентного сопротивления.
В диапазоне СВЧ оказывается невозможным реализовать катушку требуемой индуктивности L в силу её малой величины:
L  1  2 C,
где   2f - круговая рабочая частота генератора; С - ёмкость контура, ограниченная
снизу межэлектродной ёмкостью АЭ.
В диапазоне СВЧ (метровые, дециметровые и сантиметровые волны) в основном
применяют КС из отрезков длинных линий, которые также называют КС (контурами) с
распределёнными параметрами. Подобные КС обычно образуются сосредоточенной ёмкостью и отрезком длинной линии, являющейся структурой с распределёнными параметрами. Колебательные контуры на основе отрезков длинных линий позволяют сравнительно
легко реализовать в диапазоне СВЧ КС генератора с требуемым эквивалентным сопротивлением.
В ламповых ГВВ мощностью до (1…3) кВт, работающих на частотах (30…150) МГц,
обычно применяют двухпроводные линии (как правило, экранированные) или коаксиальные линии (у последних в этом диапазоне частот внутренний провод делают иногда со
спиральной или с винтовой канавкой.2) Для генераторов подобной мощности, но работающих на частотах 150…1000 МГц, обычно применяют коаксиальные линии с гладким
центральным проводником. В мощных ламповых генераторах во всём диапазоне 30…1000
МГц используют коаксиальные линии.
На частотах выше 1000…1500 МГц в ламповых ГВВ используют объёмные резонаторы. Однако объёмные резонаторы применяются сравнительно редко, так как для боль1
В большинстве работ отечественных авторов диапазон радиочастот принято разбивать на два участка: ниже 30 МГц – высокие частоты, выше 30 МГц – сверхвысокие частоты, что оказывается удобным при рассмотрении большинства вопросов, связанных с УГФС. При характеристике практических устройств классификация участков диапазона радиочастот по частотному признаку совсем другая, часто неоднозначная.
2
Коаксиальные линии со спиральным проводником или другой сложной формы находят ограниченное применение в генераторных устройствах и поэтому нами не будут рассматриваться в рамках лекции. Иногда
они используются для уменьшения продольного размера КС и генератора в целом. Однако, практически
всегда можно получить приемлемые размеры конструкции генератора и при использовании коаксиальных
линий с гладким центральным проводником.
164
шинства отечественных генераторных ламп предельной рабочей частотой является частота 1000…1500 МГц. Объёмные резонаторы используют в качестве КС специальных электронных приборов СВЧ, в частности, клистронов, а специфичные объёмные резонаторы –
в приборах магнетронного типа.
В транзисторных ГВВ СВЧ наиболее часто используют несимметричные полосковые
и микрополосковые линии, реже коаксиальные и другие типы линий.
Специальные приборы СВЧ, такие как магнетроны, клистроны, изготавливаются
вместе с колебательной системой, поэтому при использовании их в качестве источников
электрических колебаний (генераторов) нет надобности в расчёте резонаторов. Что касается ламп, транзисторов и других полупроводниковых приборов, используемых при построении генераторов, то всегда приходится рассчитывать КС на основе выбранного типа
длинной линии.
В результате расчёта КС генератора на основе отрезка длинной линии и сосредоточенной ёмкости должны быть найдены, в первую очередь, геометрическая длина отрезка
линии  , эквивалентное ненагруженное сопротивление Roe 0 , ненагруженная добротность
Q0 . Затем рассчитывается связь КС с полезной нагрузкой генератора, обеспечивающая
требуемый режим работы АЭ и передачу необходимой мощности в нагрузку.
При расчёте контуров из отрезков длинных линий используются уравнения длинной
линии, описывающие распределение тока и напряжения вдоль проводов линии. Так как
применяемые для изготовления КС линии имеют незначительные сопротивления потерь,
то распределения тока и напряжения вдоль проводов линии принимаются как в линии без
потерь.
Если имеется отрезок линии длиной  (рис.12.1), нагруженный на одном конце на
*
сопротивление Z Н , то распределения тока и напряжения вдоль проводов линии без учёта
потерь в них и в пространстве вокруг проводов описываются следующими уравнениями:

*
UН
I x  I Н cos  x  j
sin  x,
Z0
*
*
ZН
*
IН
*
*
*
*
U x  U Н cos  x  j I Н Z 0 sin  x,
*
UН
*
х
Рис.12.1
(12.1)
(12.2)
*
где I x ,U x - комплексная амплитуда соответственно тока и напряжения в сечении, от*
*
*
стоящем на расстоянии х от нагрузки Z Н ; I Н ,U Н - комплексные амплитуды тока и
*
*
*

напряжения на нагрузке U Н  I Н Z Н  ;   2     - волновое число (  - скорость


распространения электромагнитных волн в среде, заполняющей пространство между проводами линии); Z 0 - волновое сопротивление линии;  - длина волны рабочих колебаний
в линии.
Обратим внимание, что уравнения (12.1), (12.2) описывают распределения тока и
напряжения вдоль проводов линии при возбуждении в ней колебаний, соответствующих
поперечной электромагнитной волне. Именно такой тип волны желателен для использования, так как при этом получаются наименьшими геометрические размеры контура для
заданной длины волны, больше эквивалентное резонансное сопротивление контура, проще реализуется связь с полезной нагрузкой и перестройка контура может быть осуществлена достаточно просто. Поперечные электромагнитные колебания являются основным
типом, возбуждаемым в длинных линиях.
165
Для построения КС генераторов в основном используют короткозамкнутые на одном
*

*

конце  Z Н  0  и разомкнутые  Z Н    отрезки длинных линий.




В ламповых генераторах наиболее широко используются короткозамкнутые отрезки
линий, так как они позволяют получить большее значение эквивалентного сопротивления
контура Roe и упрощают подведение питающих напряжений к лампе, что особенно важно
в мощных генераторах, когда напряжение питания анода Е А составляет десятки кВ.
В транзисторных генераторах, где не требуется большое сопротивление нагрузки
контура Roe , широко применяются КС на основе разомкнутых отрезков длинных линий.
При этом со стороны разомкнутого конца отрезка линии, как правило, присутствует со*
противление нагрузки Z Н конечной величины с реактивной составляющей ёмкостного
характера.
*
Следует отметить, что реализация режима работы отрезка длинной линии с Z Н  
практически невозможна, так как со стороны разомкнутого конца отрезка всегда проявляется торцевая ёмкость, влияние которой возрастает с частотой. С повышением рабочей
*
частоты могут быть также трудности в реализации Z Н  0 , то есть в обеспечении режима
короткого замыкания на конце отрезка.
Определение геометрической длины отрезка линии колебательной системы генератора.
Типы используемых линий
На рис.12.2 представлены две основные схемы КС – одиночных колебательных контуров на основе короткозамкнутого (рис.12.2,а) и разомкнутого (рис.12.2,б) отрезков
длинных линий. Каждый контур может рассматриваться как параллельное соединение сосредоточенной ёмкости С0 (обычно образуется межэлектродной ёмкостью АЭ) и отрезка
линии длиной  с волновым сопротивлением Z 0 .
С0
Z0
ℓ
а
Короткозамыкатель
*
(ZН = 0)
Разрыв
С0
*
(ZН = ∞)
ℓ
Рис.12.2
б
Чтобы в схемах (рис.12.2) имел место резонанс, отрезок длинной линии должен
представлять индуктивное сопротивление, компенсирующее на интересующей частоте
сопротивление ёмкости С0 , то есть должно выполняться условие резонанса колебательного контура3, которое применительно к рассматриваемым схемам можно записать в следующем виде:
Х С  Х Л  0,
(*)
где Х С  1 С 0 - сопротивление ёмкости С0 на частоте  ; Х Л - реактивная составляющая входного сопротивления отрезка линии относительно точек подключения ёмкости
С0 .
3
См. лекцию 10.
166
В общем случае при пренебрежении потерями в длинной линии входное сопротивление отрезка линии длиной  с волновым сопротивлением Z 0 , нагруженного на сопро*
тивление Z Н , определяется согласно уравнениям (12.1), (12.2) при х =  соотношением:
*
*
*
Z ВХ 
U
*

I
*
U Н cos   j I Н Z 0 sin 
*
*
 Z0
UН
sin 
I Н cos   j
Z0
*
Z Н  jZ 0tg
*
.
(12.3)
Z 0  j Z Н tg
*
У короткозамкнутого отрезка ( Z Н  0) входное сопротивление оказывается чисто
реактивным и равным
*
Z ВХ  jZ 0tg  jX Л ;
(12.4)
*
у разомкнутого отрезка ( Z Н  ) входное сопротивление также оказывается чисто реактивным и равным
*
Z ВХ   jZ 0 сtg  jX Л .
(12.5)
Используя (12.4), (12.5), условие резонанса (*) для контуров рис.12.2 можно записать
в следующем виде:
- для контура на основе короткозамкнутого отрезка (рис.12.2,а)
1

 Z 0 tg  0 ;
(12.6)
С 0
- для контура на основе разомкнутого отрезка (рис.12.2,б)
1
 Z 0 ctg  0 .
(12.7)
С 0
Величину   2  принято называть электрической длиной контура (выражается
в градусах или радианах).
Условия резонанса (12.6), (12.7) позволяют определить геометрическую длину отрезка линии контура.
Длина короткозамкнутого отрезка согласно (12.6)
1
1

  arctg
n ;
(12.8)

C 0 Z 0
2
длина разомкнутого отрезка согласно (12.7)
1
1

  arcctg (
)n .
(12.9)

C 0 Z 0
2
Слагаемые n / 2 , где n = 0, 1, 2, … обусловлены периодичностью функций tg и
ctg .
На рис.12.3 показаны графические решения соответствующих уравнений – условий
резонанса (12.6), (12.7).
0 , 1 , 2 , ... - геометрические длины отрезков линии соответственно при n = 0, 1, 2, …
Когда   0 , то длина отрезка получается наименьшей и принято говорить, что КС
работает на основном тоне. При n  1 КС работает на высшем тоне (обертоне): первом –
при n = 1, втором – при n = 2 и т.д.
Как видно из рис.12.3, при одинаковом номере тона длина короткозамкнутого отрезка оказывается заметно меньше длины разомкнутого отрезка линии (при одних и тех же
значениях  , С 0 , Z 0 разница в длинах равна  / 4 ). Самая короткая длина получается у короткозамкнутого отрезка при работе на основном тоне (n = 0). В этом случае 0   / 4 . У
разомкнутого отрезка  / 4  0   / 2 .
167
tgβℓ
1
ωC0Z0
π/2
π
2π
3π/2
βℓ0
βℓ1
5π/2
βℓ2
а
βℓ
3π
βℓ3
ctgβℓ
π/2
βℓ2
βℓ1
βℓ0
π
3π/2
2π
5π/2
3π
βℓ
–1
ωC0Z0
б
Рис.12.3
В верхней части СВЧ диапазона получающаяся длина отрезка линии 0 может оказаться слишком малой и, как результат, конструктивно неприемлемой (например, меньше
размеров выводов электродов АЭ). В этом случае приходится удлинять отрезок на  / 2 и
более.
На рис.12.4 показаны распределения токов (12.1) и напряжений (12.2) вдоль проводов отрезков линий КС при работе на основном тоне и первом обертоне. U M , I M - соответственно, максимальное напряжение и максимальный ток в линии, связанные соотношением: U M  I M Z 0 .
Чем больше величина сосредоточенной ёмкости С0 и больше волновое сопротивление линии Z 0 , тем меньше требуемая длина отрезка линии. Это обстоятельство необходимо учитывать при проектировании контуров на основе отрезков длинных линий, так как
в ряде случаев длина отрезка получается неконструктивной: либо слишком короткой, либо слишком длинной. Подбором поперечных размеров линии можно в некоторых пределах изменять Z 0 и тем самым влиять в желаемую сторону на длину отрезка  .
КС на основе отрезков длинных линий теоретически обладают бесконечным числом
резонансных частот. Если известна длина отрезка  и ёмкость С0 , то условия (12.6), (12.7)
могут быть использованы для определения резонансных частот КС. Основному тону соответствует самая низкая резонансная частота, то есть самая большая длина резонансной
168
волны. Подобную задачу приходится решать в автогенераторах СВЧ при использовании
контуров из отрезков длинных линий.
Ux
Ix
IM
IM
C0
n= 0
C0
λ/2
ℓ0
Ix
IM
UM
n= 0
Ux
λ/2
ℓ0
C0
Ix
IM
n= 1
Ix
UM
IM
Ux
C0
UM
ℓ1
Короткозамкнутые отрезки
а
Рис.12.4
UM
Ux
IM
n= 1
ℓ1
Разомкнутые отрезки
б
Волновое сопротивление длинной линии Z 0 связано со скоростью распространения
 электромагнитных колебаний в среде, заполняющей пространство между проводами, и
погонными реактивными параметрами линии: индуктивностью LПОГ , ёмкостью С ПОГ при
пренебрежении потерями в проводах и среде соотношением
LПОГ
r
1
100
Z 0  LПОГ 



[Ом],
C ПОГ
C ПОГ
 r 3 C ПОГ В [пФ см]
где C ПОГ В - погонная ёмкость линии при заполнении пространства между проводами воздухом;  r ,  r - относительные магнитная и диэлектрическая проницаемости среды (диэлектрика) между проводами линии.
Напомним, что скорость распространения  электромагнитных колебаний в среде
связана со скоростью их распространения с в вакууме (воздухе) соотношением:
с

.
r r
Соответственно, C ПОГ   r C ПОГ В ; LПОГ   r LПОГ В , где LПОГ В - погонная индуктивность линии, при заполнении среды между проводами воздухом (свободное пространство). В воздухе с  3 1010 см / с .
Погонные параметры линий определяются поперечными размерами проводов, их
взаимным расположением и расположением относительно проводящих поверхностей, в
частности, корпуса, экрана.
Для изготовления КС ламповых генераторов широко применяют коаксиальные (а),
двухпроводные (б), однопроводные (в) и симметричные полосковые линии (г), условные
поперечные сечения которых представлены на рис.12.5.
Без учёта потерь в проводах и в среде между ними волновое сопротивление коаксиальной линии
169
Z 0  60
r D

D
ln  138 r lg [Ом] ,
r d
r d
где D - внутренний диаметр наружного проводника; d - внешний диаметр внутреннего
проводника линии.
d
d
d
b
a
проводящая поверхность
D
а
(2,5…3)b
в
б
b/2
d
г
Рис.12.5
У двухпроводных линий, под которыми понимается система из двух проводов одинакового сечения, расположенных на одинаковом расстоянии от проводящей поверхности4 и из которых один провод для тока является прямым, а другой - обратным, волновое
сопротивление без учёта потерь и влияния проводящей поверхности


2a
2a
Z 0  120 r ln
 276 r lg [Ом] .
r
r
d
d
При размещении проводов двухпроводной линии в экране волновое сопротивление
линии зависит от размеров экрана и его формы (круглая или прямоугольная). Волновое
сопротивление двухпроводной линии в экране меньше, чем без экрана.
Волновое сопротивление однопроводной (несимметричной) линии без учёта потерь в
проводе и теоретически бесконечных размерах проводящей поверхности без потерь


4h
4h
Z 0  60 r ln
 138 r lg [Ом] .
r
d
r
d
Двухпроводная линия может рассматриваться как последовательное соединение двух
однопроводных линий, провода которых расположены симметрично относительно проводящей поверхности нулевой толщины, проходящей посередине между проводами двухпроводной линии. Соотношение размеров линий в этом случае: a = 2h, а волновые сопротивления различаются ровно в два раза.
Волновое сопротивление симметричной полосковой линии при d  b / 2 с погрешностью не более 1% определяется по формуле:


4b
4b
Z 0  60 r ln
 138 r lg [Ом] .
 r d
 r d
Нетрудно заметить родство симметричной полосковой линии с проводником круглого сечения с коаксиальной линией. Данная полосковая линия может рассматриваться как
коаксиальная линия, у которой наружный проводник разрезали по образующей в диаметрально противоположных местах на две половины, которые разогнуты и продолжены в
обе стороны относительно центрального проводника. Родство этих линий проявляется
также в сходстве выражений для определения волнового сопротивления Z 0 . Как видно из
формул, симметричной полосковой линии (рис.12.5,г) соответствует коаксиальная линия
(рис.12.5,а), у которой D  4b / d  1,273b . Нетрудно проследить переход от однопроводной линии (рис.12.5,в) к коаксиальной линии и наоборот. Учитывая отмеченное ранее
4
В том числе от поверхности Земли в случае открытой линии.
170
сходство двухпроводной и однопроводной линий, можно установить связь во взаимных
переходах между двухпроводной и коаксиальной линиями.
Для изготовления КС транзисторных генераторов СВЧ наиболее часто используют
несимметричные полосковые и микрополосковые ( r  9) линии с проводниками конечной толщины (рис.12.6). Формулы для определения волнового сопротивления таких линий
можно найти в литературе.
Двухпроводные линии, обладающие большим волновым сопротивлением при относительно одинаковых поперечных размерах, используют в основном в нижней части диапазона СВЧ (метровые волны). Коаксиальные и полосковые линии в основном используют в верхней части диапазона СВЧ (дециметровые и сантиметровые волны). Несимметричные полосковые и микрополосковые линии рекомендуется применять на частотах выше 100 МГц. Рабочий диапазон частот таких линий (100…30 000) МГц.
W
Металлический полосок
t
h
Диэлектрик
Проводящая поверхность
Рис.12.6
Длинные линии в технике генераторных устройств применяют не только для изготовления КС, но и для передачи энергии высокочастотных колебаний в полезную нагрузку. Используемую для этих целей линию конечной длины обычно называют фидером.5
Наиболее широко в качестве фидера используются коаксиальная и двухпроводная
линии (рис.12.5,а,б). При использовании двухпроводной линии часто оба провода помещают в экран (рис.12.7), чтобы уменьшить потери на излучение.
Экран
Рис.12.7
В этом случае оба внутренних провода могут возбуждаться либо синфазно (полностью одинаковое напряжение на проводах и одинаковые токи в проводах), либо противофазно (напряжения на проводах и токи в них равны по величине, но противофазны). При
противофазном возбуждении проводов один из них служит «прямым» проводом, второй
«обратным» для тока источника возбуждения. При синфазном возбуждении проводов
«обратным» проводом для тока источника возбуждения служит экран. Как отмечалось,
волновое сопротивление линии в экране меньше, чем без экрана, и зависит не только от
размеров и формы экрана, но и от возбуждения линии (синфазное, противофазное). При
синфазном возбуждении волновое сопротивление линии в экране заметно меньше.
В мощных генераторах в качестве фидеров используют многопроводные линии. Такие линии позволяют уменьшить потери на излучение электромагнитных колебаний и
5
От английского слова feed – питать; соответственно feeder – питающее устройство. Иногда понятия «фидер» и «длинная линия» используют как синонимы. Несмотря на отмеченную общность, не всегда уместно
вместо слов «длинная линия» использовать слово «фидер» и наоборот.
171
конструктивно более удобно присоединиться к генератору. На рис.12.8 показаны два варианта четырёхпроводной линии.
а
б
Рис.12.8
Провода попарно соединяются через определённые расстояния, причём так, чтобы
получающаяся система проводов была симметричной относительно общей проводящей
поверхности, включая стенки шкафов. Например, если попарно соединить верхние и нижние провода, считая при этом, что проводящая поверхность находится ниже (выше) проводов, то система окажется несимметричной со всеми вытекающими из этого последствиями.
Волновое сопротивление многопроводной линии зависит от числа проводов и схемы
их соединения. В частности, при соединении проводов четырёхпроводной линии по схеме
(рис.12.8,а) волновое сопротивление линии больше, чем при соединении проводов по
схеме (рис.12.8,б). Волновое сопротивление многопроводной линии меньше, чем двухпроводной, составленной из двух проводов такого же сечения, с таким же расстоянием
между центрами проводов.
Так как передаваемая по линии электромагнитная энергия в основном сосредотачивается в пространстве между проводами, то в многопроводной линии меньшая её доля выходит во внешнее пространство по сравнению с двухпроводной линией, что уменьшает
потери мощности на излучение линией. При больших уровнях передаваемой мощности
сечение проводов должно быть большим, что весьма неудобно, в частности, при реализации присоединения двухпроводного фидера к генератору и нагрузке. Многопроводная линия позволяет конструктивно более удобно выполнить присоединение нагрузки к генератору.
Действительно, на СВЧ сопротивление потерь провода определяется периметром его
сечения в силу конечной глубины проникновения тока в металл по причине поверхностного эффекта. Конструктивно более целесообразно и удобно реализовать требуемый периметр путём параллельного соединения нескольких проводов небольшого диаметра, чем
брать один провод большого диаметра. Любая многопроводная линия в отношении потерь
в проводах приводится к эквивалентной двухпроводной линии с периметром сечения каждого из проводов, равным
N
 d,
2
где N - число проводов линии; d - диаметр проводов линии.
На рис.12.9 показаны сечения проводов эквивалентных двухпроводных линий, соответствующих четырёх- и восьмипроводной линиям.
4d
2d
а
Рис.12.9
б
Очевидно, конструктивно проще присоединить к генератору и нагрузке несколько
проводов меньшего диаметра, чем один провод гораздо большего диаметра.
172
Для фидеров часто применяют провода не круглого, а прямоугольного сечения.
Для обеспечения жёсткости фидера провода крепятся с помощью диэлектрических (в
отдельных случаях – металлических) изоляторов, удерживающих провода относительно
друг друга и экрана (при его наличии). На низких уровнях мощности используют гибкие
фидеры – кабели, у которых пространство между проводами полностью заполнено диэлектриком. Примером подобного фидера является радиочастотный кабель, используемый
для подключения входа телевизионного приёмника к антенне.
Промышленностью выпускаются коаксиальные радиочастотные кабели (РК) на разные уровни мощности со стандартными волновыми сопротивлениями 50 Ом (РК-50)
и 75 Ом (РК-75). Максимальная мощность, передаваемая по таким кабелям, не превышает
сотен ватт. Для передачи больших уровней мощности (десятки киловатт) используют
жёсткие коаксиальные фидеры с воздушным заполнением,6 в которых центральный проводник крепится с помощью специальных шайб, устанавливаемых на определённом расстоянии друг от друга. Жёсткий коаксиальный фидер с воздушным заполнением и волновым сопротивлением 50 Ом имеет поперечные размеры, соответствующие максимальной
электрической прочности фидера, а с волновым сопротивлением 75 Ом соответствует коаксиальной линии с максимальной добротностью, то есть с минимальными собственными
потерями в линии. Двухпроводные линии в воздушной среде, поперечные размеры которых обеспечивают максимальную электрическую прочность, имеют волновое сопротивление 120 Ом; двухпроводные линии с максимальной добротностью имеют волновое сопротивление (200…400) Ом.
Ненагруженная добротность и эквивалентное сопротивление колебательной системы на
основе отрезка длинной линии
Добротность любой электрической цепи, включая КС, определяется соотношением
P
Q P,
(12.10)
Pa
где, соответственно, PP - максимальная реактивная мощность, а Pa - максимальная мощность потерь в цепи.
В случае КС обе мощности, входящие в (12.10), максимальны на резонансной частоте системы.
Если учитывать только собственные потери в КС, то (12.10) определяет ненагруженную добротность КС – контура Q0 . Если учтены затраты мощности в полезной нагрузке,
подключаемой к КС, то находится значение нагруженной добротности контура QН .
Реактивная мощность КС PP может быть определена через электрическую или магнитную энергию в системе. Электрическая энергия (энергия электрического поля) сосредотачивается в ёмкости С0 и в погонных ёмкостях отрезка линии С ПОГ ; магнитная энергия (энергия магнитного поля) сосредоточена в погонных индуктивностях отрезка линии
LПОГ . На резонансной частоте электрическая и магнитная энергии КС равны и имеют максимальные значения. Соответственно, максимальная реактивная мощность КС может
быть определена из выражения

 C 0U 2   C ПОГ U x2
 LПОГ I x2
PP 

dx  
dx,
(12.11)
2
2
2
0
0
где U  - амплитуда напряжения на отрезке линии в сечении x   , она же на ёмкости С0 ;
U x , I x - соответственно амплитуды напряжения и тока в сечении х отрезка линии.
6
КС ламповых генераторов, по существу, реализуются из отрезков подобных линий.
173
Для простейших КС, показанных на рис.12.2, для определения PP целесообразно
воспользоваться правой частью (12.11) в силу краткости выражения.7
Длинные линии, используемые для изготовления контуров генераторов СВЧ, имеют
высокую собственную добротность QЛ (в пределах нескольких сотен). Поэтому потери в
таких линиях практически не сказываются на распределениях тока и напряжения вдоль
проводов отрезка линии КС, и уравнения (12.1), (12.2) считаются для них справедливыми
на протяжении всей длины  , независимо от работы КС на основном тоне или обертоне.
Соответственно, согласно (12.1) и (12.2) в случае короткозамкнутого отрезка
*


U Н  0 


*
*
I x  I Н cos  x  I M cos  x  I x ;
*
*
(12.12)
U x  j I Н Z 0 sin  x  jU M sin  x  jU x ,
*

а в случае разомкнутого отрезка  I Н  0  согласно (12.2) и (12.1)


*
*
U x  U Н cos  x  U M cos  x  U x ;
*
(12.13)
UM
UН
Ix  j
sin  x  j
sin  x  jI M sin  x  jI x .
Z0
Z0
Реактивная мощность КС на основе короткозамкнутого отрезка линии с учётом распределения тока вдоль проводов линии (12.12) согласно правой части (12.11)

 LПОГ I M2 cos 2  x
 LПОГ I M2 
 LПОГ I M2
PP  
dx 
0 1  cos 2  x dx  8 2   sin 2  . (12.14)
2
4
0
 LПОГ
 LПОГ  Z 0 , получаем
Учитывая, что
*

Z 0 I M2
2   sin 2 .
(12.15)
8
Реактивная мощность КС на основе разомкнутого отрезка линии определяется аналогично с учётом распределения тока вдоль проводов линии (12.13) и равна

 LПОГ I M2 sin 2  x
 LПОГ I M2 
 LПОГ I M2
PP  
dx 
0 1  cos 2  x dx  8 2  sin 2  . (12.16)
2
4
0
 LПОГ
Так как
 Z 0 , то
PP 

Z 0 I M2
2   sin 2 .
(12.17)
8
Мощность потерь в КС с короткозамкнутым отрезком линии складывается:
- из мощности потерь на распределённом (погонном) сопротивлении потерь в проводах линии rПОГ :
PP 


rПОГ I x2
r I 2 cos 2  x
r I2
PРАСПР  
dx   ПОГ M
dx  ПОГ M 2   sin 2 .
2
2
8
0
0
Обратим внимание на сходство (12.18) и (12.14).
7
(12.18)
Левая часть (12.11) включает два слагаемых, одно из которых представляет интеграл, подобный правой
части выражения, а второе слагаемое определяет реактивную мощность в конденсаторе, ёмкость которого
С0 .
174
- из мощности потерь в короткозамыкателе (на сопротивлении короткозамытеля rКЗ
при х = 0):
1
PКЗ  rКЗ I M2 ;
(12.19)
2
- из мощности потерь в месте присоединения ёмкости С0 (на сопротивлении соединения rСОЕД при x   ):
1
PСОЕД  rСОЕД I M2 cos 2 .
2
В КС с разомкнутым отрезком линии мощность потерь складывается:
- из мощности потерь на распределённом сопротивлении rПОГ :
(12.20)


rПОГ I x2
r I 2 sin 2  x
r I2
PРАСПР  
dx   ПОГ M
dx  ПОГ M 2   sin 2 .
(12.21)
2
2
8
0
0
Выражение (12.21) подобно (12.16).
- из мощности потерь на сопротивлении rСОЕД в месте присоединения ёмкости С0 :
1
PСОЕД  rСОЕД I M2 sin 2 .
(12.22)
2
Обратим внимание, что у открытых линий существуют потери на излучение, которые сложно учитывать. Для уменьшения потерь на излучение двухпроводные, однопроводные и другие открытые линии экранируют.
При использовании несимметричных полосковых и микрополосковых линий дополнительно необходимо учитывать потери мощности в диэлектрике, которые можно определить, используя выражение

G U2
PДИЭЛ   ПОГ x dx ,
2
0
где G ПОГ - погонная проводимость потерь в линии, обусловленная диэлектриком (средой).
Однако, преобладающими являются потери в проводах линии (сопротивление rПОГ ),
в короткозамыкателе (сопротивление rКЗ ), в месте соединения АЭ с отрезком линии (сопротивление rСОЕД ).
Поэтому, на основании (12.10) с учётом (12.15), (12.18) – (12.20) для КС с короткозамкнутым отрезком линии получаем:
Z 0  2   sin 2 
P
PP
Q0  P 

.
(12.23)
Pa PРАСПР  PКЗ  PСОЕД rПОГ 2   sin 2   4  rКЗ  rСОЕД cos 2 
Если учесть потери только в проводах линии rПОГ , то
Z   LПОГ
Q0  0 
 QЛ ,
rПОГ
rПОГ
где QЛ - добротность линии.
Для КС с разомкнутым отрезком линии, используя (12.10), (12.17), (12.21), (12.22),
Z 0  2   sin 2 
P
PP
Q0  P 

.
(12.24)
Pa PРАСПР  PСОЕД rПОГ 2   sin 2   4  rСОЕД sin 2 
Если rСОЕД = 0, то Q0  QЛ .
После определения ненагруженной добротности Q0 согласно (12.23) или (12.24) может быть сделана поправка на потери на излучение и потери в диэлектрике.
На практике при первоначальных расчётах принимают значение ненагруженной добротности контура Q0 в пределах (150…200) для контуров из отрезков открытых двухпро175
водных и однопроводных линий, (400…800) для контуров из отрезков коаксиальных и
симметричных полосковых линий с воздушным заполнением, (100…150) для контуров из
отрезков несимметричных полосковых и микрополосковых линий.
Эквивалентное сопротивление контура на основе отрезка длинной линии может быть
найдено из условия
U 2
Pa 
,
(12.25)
2 Roe 0
соответствующего закону сохранения энергии применительно к рассматриваемым КС, где
U  - амплитуда напряжения в месте присоединения АЭ к контуру (в точках включения ём-
кости С0 ); Roe 0 - ненагруженное эквивалентное сопротивление контура на резонансной
частоте. Если в Pa учесть затраты мощности в полезной нагрузке, то на основании приведенного соотношения можно определить эквивалентное нагруженное сопротивление контура Roe Н .
В случае короткозамкнутого отрезка линии согласно (12.12)
U   U M sin   I M Z 0 sin ,
в случае разомкнутого отрезка линии согласно (12.13)
U   U M cos   I M Z 0 cos .
Ненагруженное эквивалентное сопротивление контура из короткозамкнутого отрезка
линии согласно (12.25), учитывая (12.18) – (12.20), (12.23),
U2
4 Z 02 sin 2 
Roe 0   

2 Pa rПОГ 2   sin 2   4  rКЗ  rСОЕД cos 2 
(12.26)
4 Z 0 sin 2 
 Q0
 Q0  ДЕЙСТВ ,
2   sin 2 
где  ДЕЙСТВ - действующее характеристическое сопротивление контура с распределёнными
параметрами; Q0 - ненагруженная добротность контура, определяемая (12.23).
Обратим внимание, что правая часть (12.26) соответствует хорошо известной формуле для эквивалентного сопротивления параллельного колебательного контура при полном
включении.8
Ненагруженное эквивалентное сопротивление контура на основе разомкнутого отрезка линии из (12.25), учитывая (12.21), (12.22), (12.24),
U2
4 Z 02 cos 2 
Roe 0   

2 Pa rПОГ 2   sin 2   4  rСОЕД sin 2 
(12.27)
4 Z 0 cos 2 
 Q0
 Q0  ДЕЙСТВ ,
2   sin 2 
где Q0 определяется (12.24).
При одинаковых значениях C0 , Z 0 действующее характеристическое сопротивление
контура на основе короткозамкнутого отрезка линии оказывается существенно выше, чем
при использовании разомкнутого отрезка линии. Соответственно, при одинаковых значениях Q0 , например, при Q0  QЛ , эквивалентное сопротивление контура на основе короткозамкнутого отрезка линии будет существенно выше, чем у контура на основе разомкнутого отрезка линии.
8
См. лекцию 10, формула (10.5).
176
Действующему характеристическому сопротивлению контура в соответствие могут
быть поставлены действующая ёмкость С ДЕЙСТВ и действующая индуктивность L ДЕЙСТВ
контура, удовлетворяющие соотношению:
1
 ДЕЙСТВ 
  L ДЕЙСТВ ,
 С ДЕЙСТВ
где  - резонансная частота контура, совпадающая с рабочей частотой генератора.
Интересно сравнить, как С ДЕЙСТВ соотносится с С0 . Согласно последнему соотношению
1
С ДЕЙСТВ 
.
  ДЕЙСТВ
С учётом  ДЕЙСТВ из (12.26) для контура на основе короткозамкнутого отрезка линии
получаем
2   sin 2 
С ДЕЙСТВ 
.
4 Z 0 sin 2 
Учитывая, что согласно условию резонанса рассматриваемого контура (12.6)
1
cos 
 Z0 

,
C0 tg C0 sin 
находим
1
 
2   sin 2 
 .
С ДЕЙСТВ  С0
 C0  
(12.28)
4 sin cos 
 2 sin 2  
Для контура на основе разомкнутого отрезка линии с учётом  ДЕЙСТВ из (12.27) и
условия резонанса (12.7) получаем
1
 
2   sin 2 
 .
 C0  
С ДЕЙСТВ  С0
(12.29)
 4 sin cos 
 2 sin 2  
На рис.12.10 для сравнения показаны зависимости С ДЕЙСТВ / С0 , соответствующие
(12.28) и (12.29) при работе КС на основном тоне.
СДЕЙСТВ / С0
λ/4 ≤ ℓ ≤ λ/2
n=0
СДЕЙСТВ / С0
n=0
2,8
ℓ ≤ λ/4
1
π/2
0
βℓ
а
Рис.12.10
π/2
π
≈128,7°
βℓ
б
При работе на высшем тоне (n = 1, 2, 3, …) существует оптимальное значение электрической длины  короткозамкнутого и разомкнутого отрезка, при которой получается
минимальное значение С ДЕЙСТВ / С0 . Зависимости С ДЕЙСТВ / С0 при n  1 подобны показанной на рис.12.10,б, только смещаются вверх.
177
Для получения минимального значения ёмкости С ДЕЙСТВ и соответственно максимального значения  ДЕЙСТВ следует выбирать волновое сопротивление в пределах
1,05...1,25
.
 C0
Чем больше n, тем меньше должно приниматься значение коэффициента в числителе при
выборе Z 0 , независимо от типа отрезка.
Согласно приведенному соотношению волновое сопротивление линии для изготовления контура следует принимать близким к сопротивлению сосредоточенной ёмкости С0
на входе отрезка.
Зная действующую ёмкость контура, можно определить его действующую индуктивность, исходя из условия резонанса контура, согласно которому
1
L ДЕЙСТВ  2
.
 C ДЕЙСТВ
Z0 
Таким образом, КС с распределёнными параметрами на основе отрезка длинной линии в окрестности резонансной частоты может быть заменена контуром на сосредоточенных элементах с действующими параметрами С ДЕЙСТВ и L ДЕЙСТВ . Эквивалентные сопротивления и добротности контуров при этом одинаковы.
Так как отрезок линии играет роль индуктивного элемента контура, то, очевидно,
можно ввести в рассмотрение понятие эквивалентной индуктивности, величина которой
может быть найдена из выражения для входного сопротивления соответствующего отрезка на резонансной (рабочей) частоте. Так, для короткозамкнутого отрезка линии, исходя
из (12.4), можно записать:
Z tg
LЭКВ  0
.

Соответственно, для разомкнутого отрезка, исходя из (12.5),
Z ctg
LЭКВ   0
.

Можно установить соотношение между эквивалентной и действующей индуктивностью контура. Действующая индуктивность контура будет всегда меньше эквивалентной.
Как следует из условий резонанса (12.6), (12.7), значение эквивалентной индуктивности
используется для определения геометрической длины отрезка линии.9
Настройка контуров из отрезков длинных линий
Исходя из условий резонанса КС на основе отрезков длинных линий (12.6) и (12.7),
можно наметить три принципиальных способа их настройки:
1) изменением ёмкости, подключенной к отрезку линии (ёмкостная настройка);
2) изменением геометрической длины отрезка линии ;
3) изменением волнового сопротивления линии Z 0 .
Чтобы осуществить перестройку контура изменением волнового сопротивления линии Z 0 , необходимо изменять поперечные размеры линии или диэлектрические и магнитные свойства среды между проводами. Изменять поперечные размеры линии, сохраняя её
при этом однородной по длине и учитывая, что одним концом она присоединяется к АЭ,
технически не представляется возможным. Оптимальным решением является применение
отрезка коаксиальной линии, пространство между проводами которой заполнено ферри9
В технике СВЧ широко используется реализация как индуктивных, так и ёмкостных элементов цепи на
основе короткозамкнутых и разомкнутых отрезков линий. Однако рассмотрение этих вопросов выходит за
рамки представляемых лекций.
178
том. Если отрезок такой линии поместить в поле электромагнита (рис.12.11), напряжённость которого изменяется под воздействием управляющего сигнала, то волновое сопротивление линии будет изменяться за счёт изменения магнитной проницаемости феррита
   r  0 , где  0 - магнитная проницаемость вакуума. Такой способ нашёл применение в
генераторах ускорителей заряженных частиц. Это решение можно считать наиболее удачным.
Электромагнит
N
Отрезок
коаксиальной
линии
феррит
I
управляющий
ток
феррит
S
Рис.12.11
Отрезки коаксиальных линий с частичным заполнением ферритом применяются в
ламповых генераторах дециметровых волн. При использовании перестройки контура за
счёт изменения магнитной проницаемости феррита возникают трудности конструирования системы подмагничивания, связанные с уменьшением немагнитных зазоров с целью
повышения эффективности управления и снижения мощности управляющего устройства.
При изменении магнитной проницаемости феррита изменяются также потери в нём, что
сказывается на уровне колебательной мощности генератора. Диапазон перестройки контура рассмотренным способом небольшой – единицы процентов.
Настройка контура изменением волнового сопротивления линии не может считаться
пригодной для широкого применения из-за сложности и ограниченности способов её технической реализации.
Настройка контура изменением геометрической длины отрезка линии  возможна
только при использовании короткозамкнутых отрезков. В случае разомкнутого отрезка
технически не представляется возможным изменять его длину, учитывая, что на противоположном конце находится АЭ.
Геометрическую длину отрезка линии изменяют перемещением короткозамыкателя.
В коаксиальных линиях короткозамыкатели выполняют в виде контактных поршней. В
случае двухпроводных линий применяют контактные мостики. Применение подвижного
короткозамыкающего устройства для изменения геометрической длины отрезка линии
возможно только в случае воздушного заполнения пространства между проводами линии.
Перестройка КС с помощью короткозамыкателя оказывается наиболее эффективной при
работе контура на основном тоне. При работе на высшем тоне эффективность перестройки КС, то есть изменение частоты настройки с изменением длины, заметно снижается. Эквивалентное сопротивление контура уменьшается с уменьшением длины , то есть с повышением частоты настройки.
Основной трудностью при использовании короткозамыкателей со скользящимими
контактами является получение достаточно малого переходного сопротивления в месте
контакта. Величина этого сопротивления зависит от давления между контактирующими
поверхностями, от степени их загрязнения и чистоты обработки.
Большим недостатком, снижающим эксплуатационную надёжность устройства, является непостоянство переходного сопротивления скользящих контактов. В процессе эксплуатации сопротивление контактов изменяется в больших пределах по случайному закону, что изменяет электрические характеристики контура и генератора.
179
При ёмкостной настройке резонансная частота контура на основе отрезка длинной
линии изменяется с помощью конденсатора переменной ёмкости, включенного вблизи соединения АЭ с контуром. В случае разомкнутого отрезка линии конденсатор переменной
ёмкости может быть также включён со стороны разомкнутого конца, который, естественно, нельзя при этом рассматривать как разомкнутый.
Основные достоинства ёмкостной настройки контура из отрезка линии – относительная простота конструктивного выполнения и лёгкость осуществления сопряжённой
настройки нескольких контуров, например, в случае многокаскадного устройства. Изменяя форму пластин конденсатора настройки, можно получить любой вид настроечной
кривой. При ёмкостной настройке контура обеспечивается выше точность установки частоты, чем при настройке изменением длины отрезка .
Однако ёмкостная настройка имеет ряд недостатков, которые ограничивают в некоторых случаях её применение. Существенным недостатком ёмкостной настройки является
снижение эквивалентного сопротивления контура за счёт увеличения его начальной ёмкости и понижения вследствие этого действующего характеристического сопротивления
контура. Другим недостатком ёмкостной настройки, особенно существенным для мощных
генераторов, является снижение электрической прочности контура при введении в него
конденсатора настройки с малыми расстояниями между пластинами. Увеличение расстояния, которое необходимо для уменьшения опасности электрического пробоя, приводит к
неизбежному увеличению площади пластин для сохранения прежней величины ёмкости.
При этом размеры конденсатора настройки могут оказаться чрезмерно большими, и его
невозможно будет разместить в пространстве между проводами линии.
Необходимо также иметь в виду, что конденсатор настройки нарушает однородность
электрического и магнитного полей в линии, а это может стать причиной возникновения
колебаний высших типов волн, увеличения потерь мощности и снижения электрической
прочности контура.
Несмотря на указанные недостатки, ёмкостная настройка является одним из наиболее распространённых способов настройки контуров из отрезков длинных линий.
При ёмкостной настройке контура его эквивалентное сопротивление возрастает с повышением частоты настройки.
На рис.12.12 показаны схемы ёмкостной настройки контура на основе короткозамкнутого отрезка линии (рис.12.12,а) и на основе разомкнутого отрезка линии при подключении конденсатора настройки с противоположного С0 конца (рис.12.12,б).
Н
С0
Z0


Z0
CН
С0
а
Z0
CН
б
Рис.12.12
Для эффективного управления конденсатор настройки С Н должен размещаться в сечении отрезка линии с максимальным напряжением. В случае короткозамкнутого отрезка
при работе контура на основном тоне максимальное напряжение имеет место в точках
подключения АЭ, то есть в месте ёмкости С0 . Однако конструктивно конденсатор С Н не
может быть размещён в месте подключения АЭ. Поэтому он располагается на некотором
расстоянии  Н от места включения АЭ, соответствующего месту включения сосредоточенной ёмкости С0 (рис.12.12,а). Расстояние  Н выбирается из соображений удобства и
180
возможности реализации конструкции контура. При работе контура на высшем тоне максимальное напряжение находится в пучности стоячей волны напряжения в отрезке линии
(см. рис.12.4,а). При использовании разомкнутого отрезка линии максимальное напряжение имеет место на разомкнутом конце, то есть на противоположном С0 конце контура.
Обычно с этого конца и включается конденсатор настройки С Н (рис.12.12,б).
Чем больше напряжение на ёмкости конденсатора настройки С Н , тем больше в нём
сосредотачивается реактивной энергии электрического поля, соответственно влияние такой ёмкости на контур будет велико, и будут требоваться меньшие пределы изменения
ёмкости конденсатора настройки для изменения частоты в нужных пределах. Очевидно,
если конденсатор настройки С Н разместить вблизи короткозамыкателя, то в каких бы
пределах ни изменялась ёмкость конденсатора, эффект от неё будет ничтожен. И, напротив, влияние ёмкости С Н резко возрастает при подключении её параллельно С0 .
В заключение отметим, что условия резонанса контуров по семам рис.12.12 будут
отличаться от (12.6) и (12.7). Конкретно для каждого из представленных контуров условие
резонанса можно получить из (*) с использованием выражения (12.3). Так, для контура на
основе разомкнутого отрезка линии (рис.12.12,б) в (12.3) следует подставить
*
Z Н   j 1  C Н . Полученный результат подставить в условие резонанса (*), из которого
можно получить выражение для определения геометрической длины отрезка . Если длину отрезка  считать заданной, то можно получить выражение для определения С Н . Для
контура на основе короткозамкнутого отрезка линии по схеме (рис.12.12,а) следует опре*
делить Z Н как параллельное соединение сопротивлений ёмкости С Н и короткозамкнуто*
го отрезка линии длиной . Найденное сопротивление Z Н следует подставить в (12.3), в
котором теперь вместо  следует учитывать  Н . Далее, из (*) может быть получено выражение для определения необходимой длины отрезка  или ёмкости С Н , если длина отрезка известна. Очевидно, при Н  0 полученное выражение будет приближаться к
(12.6), где вместо С0 надо учитывать суммарную ёмкость С 0  С Н  .
Связь контуров из отрезков длинных линий с полезной нагрузкой генератора
При расчёте связи контура с полезной нагрузкой генератора необходимо обеспечить
требуемое эквивалентное сопротивление контура Roe Н и КПД контура  К не ниже принятого значения. В диапазоне СВЧ полезная нагрузка, как правило, находится на некотором
расстоянии от генератора, сравнимом с длиной волны рабочих колебаний, поэтому её
приходится присоединять к генератору с помощью фидера.
При рассмотрении способов связи с контурами из отрезков длинных линий мы будем
полагать фидер согласованным с полезной нагрузкой генератора, что желательно, хотя не
всегда может быть обеспечено, особенно в диапазонных и широкополосных генераторах.
Следует отметить, что точность расчёта элемента связи нагрузки с контуром на СВЧ
оказывается сравнительно невысокой, поскольку элемент связи всегда нарушает структуру электромагнитного поля в пространстве между проводами отрезка линии контура.
Учесть эти изменения при расчёте практически не представляется возможным. Кроме того, реально никогда не удаётся получить только один вид связи: всегда одновременно с
помощью того же элемента осуществляется и другой вид связи, который часто не поддаётся расчёту.
Поэтому при расчёте связи на СВЧ должны быть определены порядки величин и
ориентировочные конструктивные размеры элемента связи. Окончательное определение
181
параметров элемента связи производится при лабораторной или заводской доводке генератора.
Большой разброс параметров АЭ и колебательных контуров из отрезков длинных
линий в условиях крупносерийного производства заставляет проектировщика предусматривать возможность изменения связи в процессе настройки и регулировки генератора. Поэтому расчёт связи с нагрузкой производится с 20…30%-м запасом.
На СВЧ, как и на высоких частотах, используются три основных вида связи колебательного контура с нагрузкой:
1) индуктивная, или трансформаторная, связь;
2) кондуктивная, или автотрансформаторная, связь;
3) ёмкостная связь.
Иногда используется комбинированный вид связи.
Индуктивная связь с помощью коротких витков и петель связи
Индуктивная связь реализуется с помощью так называемых коротких витков в случае двухпроводных линий (рис.12.13,а) и петель связи при использовании контуров из отрезков коаксиальных линий (рис.12.13,б).
ℓ
С0
ℓ
СС0 0 22
Z0
Фидер к нагрузке
Z0
h
С0 2
ℓП
ℓВ
а
б
Рис.12.13
Виток связи обычно выполняется в виде короткозамкнутого отрезка двухпроводной
линии с такими же параметрами, как у линии контура: сечение проводов, расстояние между проводами. Длина отрезка, образующего виток, В берётся значительно меньше длины
отрезка контура  (отсюда и название – короткий виток). На практике стремятся иметь
В   / 8 , чтобы избежать большой индуктивности витка LВ .
Для передачи в нагрузку (фидер) требуемой мощности Р~ Н  Р~Ф необходимо обеспечить в нём бегущую волну тока амплитудой
I Ф  2 P~Ф / Z 0Ф ,
(12.30)
где P~Ф - колебательная мощность, поставляемая в фидер; Z 0Ф - волновое сопротивление
фидера, согласованного с полезной нагрузкой генератора.
На рис.12.14,а представлена эквивалентная схема витка связи, согласно которой
e
IФ 
,
(12.31)
2
Z 0Ф  (LВ ) 2
где е - величина ЭДС, создаваемой в витке связи (равна величине наводимого в витке
напряжения).
Вопрос о величине необходимой связи и размерах витка разрешается из условия равенства (12.30) и (12.31).
182
Регулировать связь можно изменением расстояния h между линией контура и витком
связи, а также перемещением витка вдоль отрезка линии контура. Чем меньше расстояние
между витком и линией контура, а также чем ближе виток располагается к короткозамыкателю (где находится пучность тока, соответственно и максимум магнитного поля), тем
сильнее связь. Увеличение длины витка В также приводит к увеличению наводимой в
нём ЭДС, но это увеличение ЭДС, начиная с В  (1 / 10...1 / 8) , незначительно, тогда как
индуктивность витка LВ , соответственно и сопротивление его LВ , при этом существенно
возрастает и создаваемый в фидере ток (12.31) уменьшается, что уменьшает передаваемую
в фидер мощность.
CН
2CН
LВ
LВ
IФ
е
Z0Ф
Z0Ф
~
IФ
2CН
ℓВ
а
CН
е
~
б
CН
LВ
Z0Ф
IФ
е
ℓВ
Z0Ф
Z0Ф
~
в
Рис.12.14
Чтобы облегчить передачу в нагрузку требуемой мощности и уменьшить размеры
витка связи, применяют последовательную (рис.12.14,б) или параллельную (рис.12.14,в)
настройку витка с помощью конденсатора настройки С Н .
Последовательная настройка витка применяется при Z 0Ф  LВ , а параллельная – при
Z 0Ф  LВ . Виток связи и ёмкость С Н при настройке проявляют себя как колебательный
контур, соответственно последовательный или параллельный, добротность которого
больше единицы, что облегчает реализацию необходимой связи. Величина ёмкости конденсатора настройки витка связи находится из условия резонанса:10
1
LВ 
,
(**)
 СН
где  - круговая частота рабочих колебаний.
Амплитуда тока в фидере при настройке витка связи
10
Приведенное условие резонанса точно при последовательной настройке витка связи и приближённо при
параллельной настройке. См. лекцию 10.
183
e
.
Z 0Ф
Для сохранения симметрии схемы генератора ёмкость С Н при последовательной настройке витка реализуется в виде двух последовательно включенных конденсаторов ёмкостью
2 С Н каждый.
Применение настройки витка усложняет элемент связи, но с этим приходится мириться, когда важны энергетические показатели генератора.
При использовании петли связи с контуром из отрезка коаксиальной линии
(рис.12.13,б) величину связи можно регулировать поворотом петли вокруг оси, проходящей через её плоскость, изменяя этим эффективную площадь петли S ЭФ , определяемую
соотношением
S ЭФ  S cos ,
где S - площадь петли связи;  - угол между плоскостью петли связи и плоскостью, проходящей через ось поворота петли и ось отрезка коаксиальной линии контура.
Чем больше S ЭФ , тем сильнее связь (максимальная связь оказывается при совпадении плоскости петли с плоскостью, проходящей через оси коаксиальной линии контура и
поворота петли; при развороте петли на 90° относительно названного положения связь
становится минимальной).
Чем ближе петля связи размещается к пучности тока, то есть ближе к короткозамыкателю контура, тем сильнее связь.
Длину петли связи  П , как и длину коротких витков В , обычно принимают:
 П   / 8.
Увеличение длины петли связи сверх этой величины почти не меняет количества магнитных силовых линий, пронизывающих её плоскость, так как основной поток магнитных
силовых линий сосредоточен в области пучности тока в отрезке контурной линии на
участке (1/10…1/8)  . Увеличение длины петли связи приводит к росту её индуктивности
LП , что затрудняет передачу в нагрузку требуемой мощности. Для компенсации индуктивного сопротивления петли связи используют настройку её при помощи ёмкости С Н ,
реализуемой в виде конструктивно выполняемого конденсатора (рис.12.15,а) или ёмкостного шлейфа (рис.12.15,б, в).
IФ 
Диэлектрик конденсатора СН
а
Короткозамкнутый шлейф
б
в
Рис.12.15
В схемах (рис.12.15,а,б) используется последовательная настройка петли связи, а в
схеме (рис.12.15,в) – параллельная настройка. Необходимая величина ёмкости конденсатора настройки С Н рассчитывается, как и в случае короткого витка, из условия резонанса
(**), в котором вместо индуктивности витка LВ следует учитывать индуктивность петли
LП .
184
Геометрическая длина короткозамкнутого шлейфа  Ш может быть найдена по формуле
11
 L  1

 1
 Z 
1
1
  arcctg  C Н Z 0 Ш   arcctg   0 Ш  ,
arctg   П   arctg  


 L П 
 Z0Ш  
 C Н Z 0 Ш  
где Z 0 Ш - волновое сопротивление линии шлейфа.
Связь с помощью витков и петель связи используется в мощных генераторах, так как
эти элементы связи практически не ухудшают электрическую прочность контура, будучи
расположенными вблизи короткозамыкателя, то есть в точках с относительно малыми
действующими напряжениями.
Ш 
1
Кондуктивная связь
При кондуктивной связи с контуром полезная нагрузка подключается непосредственно к проводам отрезка линии контура в сечении х  СВ .
Реализация кондуктивной связи в случае контуров из короткозамкнутых отрезков
двухпроводной и коаксиальной линий показана на рис.12.16. Аналогично осуществляется
кондуктивная связь с контурами на основе разомкнутых отрезков линий.
С0
Фидер к нагрузке
UСВ
Фидер к нагрузке
ℓ
ℓСВ
ℓСВ
UСВ
б
а
Рис.12.16
Кондуктивная связь нагрузки с контуром применяется при фиксированной частоте
генератора или при ёмкостной перестройке (настройке) контура. При перестройке контура
изменением геометрической длины отрезка линии  кондуктивная связь оказывается неудобной, особенно в случае контуров из отрезков коаксиальных линий из-за создаваемых
ею ограничений на перемещение поршня (короткозамыкателя) и невозможности регулировки связи.
При кондуктивной связи фидер (нагрузка) подключается к контуру в сечении отрезка
линии, где напряжение равно необходимому для передачи в нагрузку (фидер) требуемой
мощности.
При согласовании фидера с нагрузкой в нём должна быть обеспечена бегущая волна
напряжения с амплитудой
U М Ф  2 P~Ф Z 0Ф ,
(12.32)
где P~Ф - требуемая мощность в полезной нагрузке P~Ф  P~ Н  ; Z 0Ф - волновое сопротивление фидера, согласованного с полезной нагрузкой.
11
Следует из условия: входное сопротивление шлейфа из короткозамкнутого отрезка линии
равно сопротивлению ёмкости конденсатора настройки
 j1/ C Н
  j L П  .
jZ 0 Ш tg Ш
185
Если принять, что подключение нагрузки (фидера) к контуру не изменяет закон распределения напряжения вдоль проводов отрезка линии контура, то подключать фидер к
контуру следует в сечении х  СВ , в котором напряжение U СВ равно требуемому на входе
фидера U М Ф (12.32).
В случае короткозамкнутого отрезка линии контура согласно (12.12) при х  СВ
U СВ  U М sin СВ .
(12.33)
Напряжение на входе отрезка, соответствующее напряжению на выходе АЭ и равное
напряжению на ёмкости С0 , определяется (12.12) при х   , то есть
U С  U MA, MK  E A, K  U M sin .
0
Соответственно, напряжение в сечении х  СВ (12.33)
UC
E A , K
U MA, MK
U СВ 
sin СВ 
sin СВ 
sin СВ .
(12.34)
sin 
sin 
sin 
Приравнивая (12.32) и (12.34), определяем положение точек подключения нагрузки
(фидера) к контуру:
 2 P~Ф Z 0Ф

1
sin  .
СВ  arcsin
(12.35)
 U MA,MK




При работе контура на высшем тоне СВ (12.35) можно изменить на целое число полуволн, принимая
 2 P~Ф Z 0Ф

1
СВ  arcsin
sin    N / 2.
(12.36)
 U MA,MK




Кроме того, так как одно и то же значение sin  случается дважды в интервале полуволны рабочих колебаний, то можно также принимать
 2 P~Ф Z 0Ф

1
sin  .
(12.37)
СВ  N / 2  arcsin
 U MA,MK




В (12.36), (12.37) N  n , где n – номер высшего рабочего тона КС.
Для реализации выбирается удобное значение СВ из (12.35) – (12.37). Обратим вни0
мание, что физически должно быть 0  СВ   .
Подобные выражения для определения СВ могут быть получены для контуров из
разомкнутых отрезков. Для таких контуров согласно (12.13)
UC
U
U СВ  U M cos СВ 
cos СВ  MA,MK cos СВ .
cos 
cos 
Приравнивая последнее соотношение и (12.32), получим выражение для определения
СВ . При работе КС на высшем тоне значение СВ может быть изменено на целое число
полуволн аналогично (12.36), (12.37).
С влиянием фидера (нагрузки) на распределение напряжения и тока вдоль проводов
отрезка линии контура можно не считаться, если выполняется соотношение
Z 0Ф  3Z 0 tgСВ
(I)
при использовании короткозамкнутого отрезка или соотношение
Z 0Ф  3Z 0 ctgСВ
(II)
0
в случае разомкнутого отрезка линии, где Z 0 - волновое сопротивление линии контура;
Z 0 tgСВ , Z 0 ctgСВ - величина сопротивления отрезка линии контура длиной СВ , соответственно короткозамкнутого и разомкнутого.
186
На рис.12.17 представлена эквивалентная схема кондуктивной связи нагрузки с контуром на основе короткозамкнутого отрезка линии (рис.12.17,а) и распределение тока
вдоль проводов контура при работе на основном тоне (рис.12.17,б).
ℓСВ
ℓ
I / I //
I/
Z0Ф
С0
I //
IФ
С0
I //
IФ
I/
а
IМ
б
Рис.12.17
Ток на входе отрезка линии контура длиной СВ
U СВ
I Ф Z 0Ф

 I // e  j / 2 .
jZ 0tgСВ jZ 0 tgСВ
Ток на выходе отрезка линии длиной ( СВ )
*
I // 
*
*
I /  I Ф  I // .
Величина этого тока на основании записанных соотношений
 
I /  I Ф2  I //
2
 I // 1 
Z 02 tg 2 СВ
.
Z 02Ф
Если Z 0Ф  3Z 0 tgСВ , то I /  I // 10 9  1,05 I // , то есть скачок тока в линии контура
в месте включения нагрузки (фидера) около 5%.12 Чем больше сопротивление нагрузки по
сравнению с сопротивлением короткозамкнутого отрезка линии контура длиной СВ (I),
тем меньше величина скачка тока в проводах линии в сечении х  СВ и с ним практически можно не считаться. Аналогично получается и в случае контура на основе разомкнутого отрезка линии при выполнении соотношения (II).
Если сопротивление нагрузки будет меньше, чем требуется (I), (II), то ток в проводах
линии претерпевает большой скачок в месте подключения нагрузки х = СВ и характер
его распределения вдоль проводов линии уже нельзя считать монотонным. В частности,
если Z 0Ф  0 , то нагрузка будет проявлять себя как короткозамыкатель. Соответственно,
в случае контура на основе короткозамкнутого отрезка линии короткозамкнутый участок
длиной СВ перестаёт влиять на процессы в контуре, то есть контур превращается в другой контур с длиной отрезка ( СВ ) . В случае контура на основе разомкнутого отрезка
линии при Z 0Ф  0 участок со стороны разомкнутого конца перестаёт оказывать влияние
на процессы в контуре, а сам контур превращается в контур на основе короткозамкнутого
отрезка линии длиной ( СВ ) .
Сопротивление нагрузки Z 0Ф можно пересчитать к месту включения АЭ (к ёмкости
С0 ), исходя из закона сохранения энергии, согласно которому
12
Величина тока слева отличается от величины тока справа в сечении линии в месте включения нагрузки
(фидера) на 5%.
187
P~Ф 
2
U C2
U СВ

,
2 Z 0Ф 2 Roe Ф
0
где Roe Ф - пересчитанное к месту включения АЭ сопротивление нагрузки Z 0Ф .
Из последнего соотношения
2
 UC 
 Z 0Ф .
Roe Ф  
U
 СВ 
Если с влиянием нагрузки на распределения напряжения и тока вдоль проводов линии контура можно не считаться, то в случае, например, короткозамкнутого отрезка
U СВ  U M sin СВ ;
U C  U M sin  .
Соответственно
0
0
2
 sin  
 Z 0Ф .
Roe Ф  
(12.38)
 sin СВ 
Аналогичное выражение можно получить и для контура на основе разомкнутого отрезка линии. Отличие будет только в замене функции распределения напряжения – синус
на косинус.
Эквивалентное нагруженное сопротивление контура (сопротивление нагрузки АЭ)
Roe 0 Roe Ф
Roe Н 
;
(12.39)
Roe 0  Roe Ф
КПД контура
R
Roe 0
 К  1  oe Н 
,
(12.40)
Roe 0 Roe 0  Roe Ф
где Roe 0 - ненагруженное эквивалентное сопротивление контура, определяемое, соответственно, согласно (12.26) или (12.27).
Определяемое (12.39) значение Roe Н должно быть не меньше требуемого для обеспечения рассчитанного режима работы АЭ генератора. Если Roe Н оказывается существенно больше необходимого Roe Н необх (если меньше, то нужная мощность в нагрузке не может
быть обеспечена), то из (12.39) следует определить
Roe 0 Roe Н необх
Roe Ф 
Roe 0  Roe Н необх
и, исходя из найденного значения Roe Ф , определить место подключения нагрузки (фидера). В случае, например, контура из короткозамкнутого отрезка согласно (12.38)
 Z

1
0Ф
СВ  arcsin
sin  .
 Roe Ф




Аналогично в случае контура из разомкнутого отрезка линии. Отличие в замене функций
синуса на функции косинуса.
КПД контура (12.40) в этом случае будет выше, а мощность в нагрузке больше:
P~ Н  P~Ф  P~ K .
Найденное значение СВ может быть соотнесено с N / 2 , как это отражено в (12.36)
и (12.37).
В отдельных схемах генераторов на контуре присутствует постоянное напряжение,
которое при кондуктивной связи попадает на фидер и через него на полезную нагрузку,
что недопустимо. Для исключения попадания при кондуктивной связи с нагрузкой постоянного напряжения питания генератора на фидер, последний подключается к контуру че188
рез разделительный конденсатор, сопротивление которого должно быть существенно
меньше сопротивления фидера (в случае двухпроводного фидера должно быть два разделительных конденсатора, по одному в месте присоединения каждого провода, для сохранения симметрии схемы). Обычно разделительные конденсаторы выполняются конструктивно в токосъёмниках при использовании двухпроводного фидера или в месте присоединения центрального провода коаксиального фидера.
Ёмкостная связь
Ёмкостная связь является наиболее распространённым способом связи контура с полезной нагрузкой в маломощных генераторах, а также в генераторах дециметровых и сантиметровых волн, где размеры элемента ёмкостной связи получаются довольно малыми и
он практически не ухудшает электрическую прочность контура. С понижением рабочей
частоты величина ёмкости связи возрастает, что заставляет уменьшать зазор между пластинами конденсатора связи, снижая этим электрическую прочность контура, которая может оказаться недостаточной в мощных генераторах, где в контуре большое напряжение.
В мощных ламповых импульсных генераторах дециметровых и сантиметровых волн, где
напряжение в контуре достигает нескольких десятков кВ, электрическая прочность контура из-за ввода в него ёмкостного элемента связи также может оказаться недостаточной и в
этом случае применяется связь с нагрузкой с помощью петли.
Достоинством ёмкостной связи является удобство её регулировки. Недостаток –
влияние на настройку контура, в силу чего после регулировки связи, как правило, приходится подстраивать контур, а затем и саму связь.
Ёмкостная связь может быть осуществлена с контурами на отрезках любых линий: с
воздушным заполнением (двухпроводные, коаксиальные линии) и с твёрдым диэлектриком (микрополосковые линии), как короткозамкнутыми, так и разомкнутыми.
Возможная реализация ёмкостной связи при использовании контуров на основе короткозамкнутых отрезков двухпроводной и коаксиальной линий показана на рис.12.18.
Аналогично реализуется связь с разомкнутыми отрезками линий контуров.
Фидер к нагрузке
С0
2ССВ
С0/2
2ССВ
ССВ
Фидер к нагрузке
С0/2
ℓ
ℓСВ
ℓСВ
а
б
Рис.12.18
При ёмкостной связи с нагрузкой фидер (нагрузка) присоединяется к проводам отрезка линии контура не непосредственно, как в случае кондуктивной связи, а через конденсатор связи ёмкостью ССВ (напомним, что при кондуктивной связи в месте присоединения фидера может быть разделительный конденсатор, ёмкость которого С Р  CСВ ). В
189
случае двухпроводных линий ёмкость ССВ реализуется в виде двух одинаковых конденсаторов ёмкостью 2 ССВ каждый, чтобы не нарушать симметрию устройства.
Регулировать ёмкостную связь можно изменением места подключения нагрузки (фидера) СВ , что, однако, при использовании контуров из отрезков коаксиальных линий невозможно, либо изменением величины ёмкости связи ССВ , что всегда осуществимо.
Для передачи в нагрузку необходимой мощности на входе фидера должно быть
обеспечено напряжение (12.32)
U M Ф  2 P~Ф Z 0Ф .
Очевидно, фидер должен подключаться через ССВ в сечение отрезка линии контура,
в котором напряжение не ниже требуемого U M Ф , а больше, так как часть напряжения упадёт на сопротивлении конденсатора связи ССВ . Чем ближе подключение элемента связи к
максимуму (или к пучности) напряжения в линии контура, тем легче осуществить ёмкостную связь и меньше требуемая ёмкость ССВ .
Эквивалентная схема электрической цепи для расчёта ёмкостной связи представлена
на рис.12.19, где U СВ - напряжение в сечении отрезка линии контура в месте подключения
нагрузки, связанное с напряжением на ёмкости
С0 соотношением
ССВ
UC
sin СВ
U СВ 
sin 
0
UСВ
IФ
Z0Ф
UМФ
в случае короткозамкнутого отрезка линии контура; у контура на основе разомкнутого отрезка
линии
UC
cos СВ ;
U СВ 
cos 
0
Рис.12.19
I Ф  2 P~Ф Z 0Ф - амплитуда тока в нагрузке (фидере), соответствующая передаваемой в нагрузку мощности; U М Ф  I Ф Z 0Ф - амплитуда напря-
жения на фидере (нагрузке).
Для электрической цепи (рис.12.19) справедливо соотношение:
U СВ  U C2  U M2 Ф ,
СВ
где
UMФ
IФ

- амплитуда напряжения на ёмкости ССВ .
CСВ Z 0ФССВ
Используя приведенные соотношения, получаем для ёмкости ССВ :
1
ССВ 
.
2
U СВ
Z 0Ф
1
U М2 Ф
UC 
СВ
(12.41)
Как следует из (12.41), реализация ёмкостной связи возможна только при U СВ  U М Ф ,
то есть напряжение в сечении отрезка линии контура, куда присоединяется нагрузка (фидер), должно быть больше необходимого на входе фидера. Чем сильнее различаются
напряжения, тем меньше величина требуемой ёмкости ССВ и тем проще будет её реализа-
190
ция. Подбирая место присоединения нагрузки СВ , можно получить удобное для реализации конденсатора связи значение его ёмкости.
Используя соответствующие выражения для напряжений в (12.41), можно получить
выражение для определения сопротивления нагрузки (фидера), отнесённого к точкам подключения АЭ (ёмкости С0 ), Roe Ф . Точно также, можно получить выражение для определения мощности в нагрузке, если известна ёмкость связи ССВ .
Для увеличения передачи мощности в нагрузку может оказаться необходимым компенсировать ёмкость связи включением компенсирующей индуктивности или отрезка
длинной линии в качестве индуктивного шлейфа. Необходимость подобной настройки
ёмкости связи появляется в контурах из отрезков коаксиальных линий, где нет возможности изменять место присоединения связи СВ . Реализация настройки ёмкости связи при
использовании контура из короткозамкнутого отрезка коаксиальной линии и эквивалентные схемы получающихся цепей показаны на рис.12.20. Аналогично может быть реализована настройка ёмкостной связи в случае контуров из разомкнутых отрезков линий.
Фидер к нагрузке
Фидер к нагрузке
Индуктивный
шлейф
LКОМП
ССВ
ССВ
ССВ LКОМП
ССВ
Z0Ф
UСВ
UСВ
а
LКОМП
Z0Ф
б
Рис.12.20
В схеме (рис.12.20,а) компенсирующая индуктивность LКОМП представляет один-два
витка провода, соединяющего пластину конденсатора связи с внутренним проводом коаксиального фидера, идущего к нагрузке. Схема соответствует последовательной настройке
связи, и элементы её удовлетворяют условию резонанса
1
 LКОМП ,
CСВ
которое позволяет найти значение LКОМП .
191
Схема (рис.12.20,б) соответствует параллельной настройке связи.13 Схема более
удобна для применения в диапазонных генераторах, так как настройка связи осуществляется перемещением короткозамыкателя индуктивного шлейфа.
Разновидностью ёмкостной связи является связь с помощью зонда. Зонд представляет собой короткий отрезок провода, являющегося продолжением внутреннего проводника
коаксиального кабеля, вводимого во внутреннее пространство отрезка коаксиальной линии контура в направлении вектора напряжённости электрического поля.
Связь с нагрузкой при использовании связанных линий
Если провода одной длинной линии разместить вблизи проводов другой, то между
этими линиями проявляется электромагнитная связь, то есть связь за счёт электрического
и магнитного полей. Такие линии называются связанными.
Примеры связанных линий показаны на рис.12.21: двухпроводные линии (а), симметричные полосковые линии (б), несимметричные микрополосковые линии (в), коаксиальные линии (г).
а
в
б
г
Рис.12.21
На рис.12.22 представлено условное изображение связи с нагрузкой с использованием короткозамкнутых отрезков связанных линий. Это могут быть два связанных контура
на отрезках линий одинаковой длины. К одному контуру подключается АЭ генератора, а к
другому – полезная нагрузка.
С0
С0
*
ZН
*
ZН
б
а
Рис.12.22
13
Очевидно, в общем случае при любом способе возможна неполная настройка связи. При полной настройке в схеме (рис.12.20,а) ёмкостная связь получает черты кондуктивной связи. Неполная настройка возможна
и при использовании связи с помощью коротких витков и петель связи.
192
*
В варианте (рис.12.22,а) АЭ, отображаемый на схеме ёмкостью С0 , и нагрузка Z Н
располагаются с одной стороны, а в варианте (рис.12.22,б) – с противоположных сторон.
Помимо конструктивных особенностей, при прочих одинаковых параметрах во втором
варианте связь оказывается сильнее. Соответственно система получается широкополоснее. Физически это объясняется тем, что в первом варианте электрическая и магнитная
связи действуют в противофазе и, соответственно, ослабляют друг друга. Во втором варианте они дополняют друг друга. Если на рабочей частоте длина отрезков окажется равной
 / 4 , то в первом варианте передачи мощности в нагрузку не будет. Во втором варианте
мощность в нагрузку будет передаваться.
Нетрудно видеть, что связь с нагрузкой с использованием связанных линий родственна связи с помощью коротких витков.
Симметрирование связи с нагрузкой контуров из отрезков двухпроводных линий
Если контур выполнен из отрезка двухпроводной линии, а нагрузка присоединяется с
помощью коаксиального кабеля, то может произойти серьёзное нарушение симметрии
схемы генератора, особенно очевидное при осуществлении кондуктивной и ёмкостной
связи контура с нагрузкой (рис.12.23,а,б). Нарушение симметрии схемы в первую очередь
связано с тем, что внешний провод (оболочка) коаксиального фидера соединяется с землёй (корпусом). В случае связи с помощью короткого витка (рис.12.23,в) симметрия схемы
нарушается из-за наличия паразитной ёмкостной связи ССВ П между витком и проводами
контура вследствие того, что один конец витка присоединяется непосредственно к земле
(корпусу) через внешнюю оболочку кабеля, а второй – к центральному проводнику кабеля. При этом, чем выше частота, тем более асимметричным будет режим работы каждого
из проводов контура (рис.12.23,г).
С0
2ССВ
С0
2ССВ
Коаксиальный
фидер
Коаксиальный
фидер
б
а
С0
ССВ П
ССВ П
С0
Коаксиальный фидер
ССВ П
ССВ П
Z0Ф
в
г
Рис.12.23
Нарушение симметрии схемы приводит к нарушению нормального режима работы
генератора и увеличению потерь на излучение.
Поэтому в конструкциях генераторов с контурами из отрезков двухпроводных линий
при связи с нагрузкой коаксиальным фидером необходимо предусматривать использование симметрирующих устройств.
193
В качестве симметрирующего устройства может быть использован четвертьволновый короткозамкнутый на одном конце отрезок коаксиальной линии, расположенный поверх внешней оболочки коаксиального фидера вблизи присоединения его к контуру.
Входное сопротивление такого отрезка стремится к бесконечности, преграждая путь токам высокой частоты на внешнюю оболочку фидера и, соответственно, на корпус (землю).
Указанное симметрирующее устройство известно в радиотехнике как четвертьволновый
стакан.
На рис.12.24,а в качестве примера показана схема связи с помощью короткого витка
с использованием в качестве симметрирующего устройства четвертьвонового стакана. На
рис.12.24,б показана эквивалентная схема, поясняющая принцип симметрирования. На
центральной частоте оба провода контура из отрезка двухпроводной линии оказываются
практически изолированными от корпуса (земли) благодаря наличию четвертьволнового
короткозамкнутого отрезка линии. Сказанное очевидно из сравнения схем (рис.12.23,г) и
(рис.12.24,б). Аналогично осуществляется симметрирование с использованием четвертьволнового стакана при кондуктивной и ёмкостной связях с нагрузкой.
ССВ П
С0
λ/4
ССВ П
Коаксиальный фидер
а
С0
ССВ П
ССВ П
λ/4
Z0Ф
б
Рис.12.24
Главный недостаток рассмотренного симметрирующего устройства – четвертьволнового стакана – узкополосность. Как только геометрическая длина четвертьволнового стакана начинает отклоняться от  / 4 , изолирующие свойства устройства ухудшаются.
Существуют и другие симметрирующие устройства, в том числе и широкополосные
с использованием ферритов и связанных линий.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 12:
1.
2.
3.
4.
194
Назовите и поясните причины, затрудняющие применение контуров из элементов с сосредоточенными
параметрами с повышением рабочей частоты и мощности генератора.
Чему равно входное сопротивление короткозамкнутого отрезка линии длиной  / 2     / 4 ? Каков
характер этого сопротивления? Как изменится входное сопротивление отрезка, если сделать его разомкнутым?
Сосредоточенная ёмкость С0 = 0. Можно ли реализовать в этом случае колебательный контур из отрезка
линии? Если можно, то какой длины потребуется отрезок линии: а) короткозамкнутый, б) разомкнутый?
Представьте распределения токов и напряжений вдоль проводов колебательной системы при работе на
2-м обертоне.
5.
Поясните суть эквивалентных и действующих параметров контуров из отрезков длинных линий. Получите соотношение, устанавливающее связь между эквивалентной LЭКВ и действующей L ДЕЙСТВ ин-
6.
дуктивностями контура.
Определите действующее характеристическое сопротивление контура на основе короткозамкнутого и
разомкнутого отрезков линии при отсутствии сосредоточенной ёмкости на входе отрезка С 0  0  . По-
7.
8.
лучите выражение для определения действующей ёмкости таких контуров.
Получите условия резонанса контуров по схеме рис.12.12.
Используя соответствующие выражения, преобразуйте (12.41) к виду, показывающему явную зависимость ССВ от СВ , а также от P~Ф . Получите выражение для определения сопротивления фидера
(нагрузки), отнесённого к точкам подключения АЭ (ёмкости
С0 ).
9.
Поясните необходимость симметрирования при осуществлении связи между цепями на основе двухпроводной и коаксиальной линий.
10. Представьте эквивалентные схемы, соответствующие использованию четвертьволнового стакана в качестве симметрирующего устройства при кондуктивной и ёмкостной связи с нагрузкой.
195
Лекция 13
Общие принципы составления схем ГВВ. Схемы последовательного и параллельного питания входных и выходных электродов АЭ ГВВ. Применение разделительных и
блокировочных конденсаторов, блокировочных дросселей для разделения постоянных и переменных составляющих токов входных и выходных электродов АЭ. Схемы
подачи смещения в ГВВ. Схемы питания накала ламп. Определение номиналов разделительных и блокировочных элементов в цепях питания ГВВ. Включение измерительных приборов для контроля режима и настройки ГВВ. Схемы питания второй
(экранной) сетки тетродов и пентодов в ГВВ. Межкаскадные цепи связи ГВВ.
Основные принципы, которыми следует руководствоваться при составлении схем
генераторов, сводятся к следующему:
1. Необходимо, чтобы полезная гармоника выходного тока АЭ: лампы или транзистора создавала падение напряжения только на цепи согласования (ЦС), то есть на цепи,
предназначенной для выделения полезной гармоники выходного тока АЭ. Всякие побочные пути для полезной гармоники являются нежелательными, так как могут привести к
ненужным потерям колебательной мощности. В частности, нежелательно прохождение
полезной гармоники через источник питания анода Е А , коллектора Е К .
2. Сопротивление внешней цепи, образованной всеми элементами, присоединенными
к выходным электродам АЭ, для побочных гармоник выходного тока должно быть близко
к короткому замыканию. Это важно, прежде всего, потому, что появление в составе выходного напряжения ненужных гармоник, наряду с напряжением полезной гармоники,
может привести к нежелательному изменению режима АЭ и к уменьшению полезной
мощности. Исключение составляет случай, когда высшие гармоники используются для
повышения КПД усилителя.
Чтобы выполнить эти два требования, все источники питания и измерительные приборы постоянного тока и напряжения, включенные в схему генератора, шунтируют (блокируют) конденсаторами, представляющими весьма малые сопротивления для токов высокой частоты.
3. Постоянная составляющая выходного тока АЭ должна создавать падение напряжения только на АЭ. Внешняя цепь, по которой проходит постоянная составляющая выходного тока от источника питания анода Е А или коллектора Е К к АЭ, должна быть для
неё коротким замыканием. Исключение составляет случай, когда напряжение источника
анодного, коллекторного питания больше требуемого для работы генератора и приходится
включать последовательно с генераторным прибором и источником питания гасящий резистор. Исключением является также использование катодного, в случае ламп, и эмиттерного, в случае транзисторов, автосмещения, схемная реализация которых рассматривается
ниже.
4. Схемы цепей питания генераторов должны быть выполнены таким образом, чтобы
источники питания и измерительные приборы не влияли на настройку выходной ЦС.
Последнее требование удовлетворяется заземлением одного из полюсов источника
питания и одного из электродов АЭ (в обоих случаях имеется в виду, в первую очередь,
заземление по высокой частоте), и включением измерительных приборов постоянного тока и напряжения в точки схемы с нулевым потенциалом по высокой частоте.
Перечисленными выше принципами следует руководствоваться не только при составлении схем выходных цепей АЭ, но и входных.
Схемы последовательного и параллельного питания входных и выходных цепей АЭ
Различают две основные схемы питания входных и выходных цепей АЭ: последовательную и параллельную.
196
Рассмотрим особенности этих схем на примере лампового генератора. В транзисторном генераторе коллекторная цепь питания выполняется аналогично анодной цепи лампового генератора, а цепь питания базы часто оказывается проще сеточной цепи питания изза отсутствия смещения на базе.
На рис.13.1 показаны схемы триодных генераторов с общим катодом при последовательном (рис.13.1,а) и параллельном (рис.13.1,б) питании анодной и сеточной цепей.
При составлении схем учтены основные принципы, перечисленные выше.
В последовательной схеме питания (рис.13.1,а) в анодной цепи источник питания
анода Е А , согласующая цепь – колебательный контур С К , LК и лампа соединены последовательно. В сеточной цепи источник смещения ЕС , источник возбуждения, представляемый трансформатором Тр, и вход лампы соединены последовательно. Следует отметить,
что последовательная схема питания сеточной цепи возможна только при трансформаторной связи с источником возбуждения.
В параллельной схеме питания (рис.13.1,б) в анодной цепи контур С К , LК , лампа и
источник питания анода Е А вместе с блокировочным дросселем LБЛ А включены параллельно. В сеточной цепи вход лампы, источник возбуждения и источник смещения ЕС
вместе с блокировочным дросселем LБЛ С также соединены параллельно. Блокировочные
дроссели LБЛ А и LБЛ С замыкают цепи питания по постоянному току и преграждают пути
токам высоких частот. Конденсаторы С Р А , С Р С разделяют пути постоянных токов и токов
высоких частот в цепи анода и сетки, соответственно.
Пути протекания составляющих анодного и сеточного токов лампы обозначены на
схемах (рис.13.1).
У всех источников питания, как правило, заземляют тот полюс, который присоединяется к общему электроду входной и выходной цепей АЭ, то есть общий электрод АЭ
обычно заземляется. Но это необязательно. Заземлён может быть другой электрод, удобный для заземления по конструктивным соображениям. При выборе электрода для заземления исходят часто из соображения: ёмкость какого электрода на корпус оказывается
максимальной. Этот электрод и заземляют. При выборе электрода для заземления учитывают также удобство охлаждения АЭ.
Монтажные ёмкости источников питания анода С Е А , смещения С Е С и монтажные
ёмкости приборов С П не влияют на настройку цепей, так как все источники и приборы по
высокой частоте заземлены соответственно через блокировочные С БЛ и шунтирующие
С Ш конденсаторы. Монтажная ёмкость, которую необходимо учитывать в составе ёмкости контура С К , образуется в основном ёмкостью анода на корпус, куда входит и междуэлектродная ёмкость анод – катод.
Недостатком последовательной схемы питания выходной цепи АЭ является то обстоятельство, что контур относительно земли (корпуса) находится под высоким постоянным напряжением питания анода Е А . Это представляет неудобство на практике, так как
требуется хорошая изоляция контура от земли (корпуса). Отмеченный недостаток особенно существенно сказывается в мощных ламповых генераторах километровых, гектометровых и дециметровых волн, когда контуры громоздки, а питающие напряжения велики ( Е А
до 10 кВ и выше).
Схема параллельного питания лишена указанного недостатка. В ней не требуется
изоляция контура от земли (корпуса) по постоянному току. Однако в схеме параллельного
питания требуется больше элементов: в анодной цепи разделительный конденсатор С Р А и
блокировочный дроссель LБЛ А . Подобные элементы требуются и во входной цепи: С Р С ,
LБЛ С . На разделительном конденсаторе происходит некоторое падение напряжения токов
197
высокой частоты, а блокировочный дроссель шунтирует контур, влияя на его настройку,
так как по высокой частоте дроссель оказывается включенным параллельно контуру.
iA
I A0
Тр
iA
iC
К источнику
возбуждения

СК
LK

I
 I Cn iC
1
Аn
1
IC0
IC0
СШ
I A0
С БЛ С
С БЛ А
I A0
С БЛ
I A0
СШ
С БЛ
ЕА
ЕС
СП
I A0
СП
IC0
СЕ С
+
СЕ А
+
а
I A0
СР А

ЕА +
I
I A0
1
СЕ А

I
Cn
iA
LБЛ А
СС РА
С Ш С П С БЛ А
К источнику
возбуждения
СР С
СК
iC
LK
1
LБЛ С
IC0
СШ
iA
iC
С БЛ С
IC0
I A0

I
С БЛ
1
СП
ЕС
СЕ С
б
Рис.13.1
198
IC0
+
Аn
Аn
Кроме влияния на настройку контура, наличие блокировочного дросселя LБЛ А приводит к дополнительным потерям полезной мощности. Вследствие прохождения некоторого тока высокой частоты через блокировочный дроссель LБЛ А необходимо шунтировать источник питания Е А конденсатором С Ш . Шунтирование источников постоянного
напряжения необходимо делать в любой схеме не только с точки зрения потерь на внутреннем сопротивлении источника, но и с точки зрения уменьшения нежелательных (паразитных) связей между каскадами через общий источник питания. Кроме того, выделяемая
на внутреннем сопротивлении источника питания мощность токов высокой частоты будет
дополнительно разогревать изоляцию кабелей, трансформаторов, на что они не рассчитывались.
Применение схемы параллельного питания в диапазоне декаметровых волн встречает трудность, так как здесь длина провода дросселя LБЛ А становится сравнимой с длиной
рабочей волны генератора, и дроссель может оказаться короткозамкнутой на одном конце
(через конденсатор С БЛ А ) полуволновой линией, шунтирующей контур.
Схема параллельного питания анода является основной в мощных ламповых генераторах километровых и гектометровых волн. В маломощных генераторах этих диапазонов
применяется схема последовательного питания анода, так как она требует меньшего числа
элементов. Последовательная схема питания анода из-за трудностей создания блокировочного дросселя LБЛ А является также основной в ламповых генераторах декаметровых и
более коротких волн.
В транзисторных генераторах параллельная схема питания коллектора широко применяется во всех диапазонах частот, независимо от мощности, что обусловливается чисто
конструктивными соображениями из-за использования в качестве согласующей цепи Пконтура (контур 3-го вида с неполным подключением со стороны ёмкостной ветви, что
улучшает фильтрацию высших гармоник коллекторного тока и ослабляет влияние выходной ёмкости транзистора, которая может существенно изменяться с режимом работы, на
настройку согласующей цепи).1
Необходимо отметить, что у генератора схемы питания входной и выходной цепей
могут быть разными: одна параллельная, другая – последовательная. Во входной цепи
наиболее часто встречается параллельная схема питания, так как последовательная схема
питания, как уже отмечалось, может быть реализована только при трансформаторной связи с источником возбуждения, что не всегда является целесообразным и возможным.
Схемы смещения
Схемы возможной подачи смещения на сетку лампы показаны на рис.13.2.
IC0
L
I C 0 С БЛ С
R
IC0
IC0
L
L
I КАТ 0
- Источник +
а
1
RС
СК
RК
I0
IС0
СС
RC
б
Рис.13.2
в
См. лекцию 11.
199
Напряжение смещения может подаваться от отдельного источника: химического
элемента (батареи, аккумулятора) или выпрямителя, а также за счёт собственных токов
электродов лампы (автоматическое смещение). При всех способах подачи напряжения
смещения важно, чтобы величина его поддерживалась в нужных пределах.
При использовании отдельного источника смещения необходимо, чтобы его внутреннее сопротивление по постоянному току было малым. С этой целью параллельно выходу источника включают резистор R (рис.13.2,а). Полная величина напряжения смещения в такой схеме определяется падением напряжения на части RC резистора R:
 EC   RC I 0  I C 0  ,
где I 0  Е ИСТ / R - ток источника напряжения смещения Е ИСТ через резистор R .
Точная формула для напряжения смещения в рассматриваемой схеме:


R R  RC  rИСТ 
RC  
  ,
(13.1)
 EC   I 0 RC  I C 0 C
  RC  I 0  I C 0 1 

R  rИСТ
R
r

ИСТ  


где rИСТ - внутреннее сопротивление источника смещения по постоянному току.
Чтобы напряжение смещения практически не зависело от режима сетки, необходимо
выполнить условие I 0  I C 0 . На практике обычно выбирают I 0  3...5 I C 0 . Чем больше
ток I 0 , тем меньше величина R и больше требуемая мощность источника смещения. Данная схема подачи напряжения смещения применяется:
- когда важно, чтобы напряжение смещения не зависело от режима;
- в мощных генераторах, так как при такой схеме смещения при отсутствии напряжения возбуждения U MC  0  лампа оказывается закрытой (или почти закрытой)
и на электродах лампы практически не рассеивается мощность;
- в генераторах на тетродах и пентодах, у которых I C 0  0 (в этом случае при выборе I 0 приходится учитывать величину термотока сетки).
При катодном автосмещении (рис.13.2,б) величина напряжения смещения
 EC   I КАТ 0 RK ,
где постоянная составляющая тока катода
I КАТ 0  I A0  I C 0  - для триода,
I КАТ 0  I A0  I C 0  I С 2 0  - для тетрода, пентода;
I C 2 0 - постоянная составляющая тока второй (экранной) сетки; RK - сопротивление катодного автосмещения.
Такой способ смещения широко применяется в маломощных генераторах на триодах
и в генераторах на тетродах и пентодах, где ток управляющей сетки практически отсутствует. В мощных генераторах катодное автосмещение находит ограниченное применение, так как на сопротивлении RK выделяется значительная мощность, что ухудшает температурный режим работы генератора. Кроме того, при реализации такой схемы часто
требуется изоляция источника питания накала от земли (корпуса), поскольку этот источник находится под потенциалом ЕС по отношению к земле (корпусу). При этом требуется
более высоковольтный источник анодного напряжения Е А , так как часть напряжения этого источника теряется на сопротивлении RK . Но катодное автосмещение хорошо тем, что
ограничивает величину мощности, рассеиваемой на аноде в аварийном режиме, когда не
подаётся возбуждение U MC  0  .
Схема подачи смещения за счёт тока управляющей сетки I C 0 (сеточное автосмещение) показана на рис.13.2,в. Величина напряжения смещения
 EC   I C 0 RC .
200
В мощных генераторах нельзя применять сеточное автосмещение, так как при исчезновении возбуждения (обрыв цепи и др.) смещение становится равным нулю. При этом в
анодной цепи протекает большой ток, и вся потребляемая от источника анодного питания
мощность рассеивается на аноде. В то же время, сеточное автосмещение способствует
стабилизации режима АЭ и генератора, так как увеличение сеточного тока приводит к
увеличению отрицательного напряжения смещения, которое, в свою очередь, уменьшает
сеточный ток. Поэтому в мощных генераторах часто применяют комбинированное смещение, когда часть напряжения смещения подаётся от отдельного источника, как в схеме
(рис.13.2,а), или за счёт катодного автосмещения (рис.13.2,б), а остальная часть за счёт
сеточного автосмещения.
В схемах (рис.13.2) под индуктивностью L следует понимать индуктивность катушки
высокочастотного трансформатора Тр в случае последовательного питания сетки и индуктивность блокировочного дросселя LБЛ С при параллельном питании сетки.
В генераторах на биполярных транзисторах схемы подачи напряжения смещения реализуются аналогично ламповым, показанным на рис.13.2. При этом использование отдельного источника для подачи запирающего напряжения смещения практически не применяется. Аналогом катодного автосмещения в транзисторном генераторе является эмиттерное автосмещение, а аналогом сеточного автосмещения является базовое автосмещение. При эмиттерном и базовом автосмещении напряжение смещения является запирающим, что обеспечивает режимы работы транзистора с нижним углом отсечки коллекторного тока   90°. Подобные режимы работы нехарактерны для транзисторных генераторов.
У биполярных транзисторов есть ряд особенностей, которые существенно упрощают
схемы смещения и схемы транзисторных генераторов в целом.
Так как статические вольт-амперные характеристики биполярных транзисторов, в
отличие от электронных ламп, «правые», то напряжение смещения может подаваться с
помощью делителя напряжения за счёт источника коллекторного питания Е К , как показано на рис.13.3.
Напряжение смещения в такой схеме
E Б  I ДЕЛ R1  I Б 0
L
I Б0
R1
LБЛ К
С БЛ Б
I ДЕЛ
R2
Рис.13.3
С БЛ К
+ EK

R1 ( R2  rИСТ )

R1  R2  rИСТ
R (R  r )
E K R1
 I Б 0 1 2 ИСТ ,
R1  R2
R1  R2  rИСТ
(13.2)
где I ДЕЛ  Е К / R1  R2  - ток делителя
напряжения источника коллекторного
питания Е К ; rИСТ - внутреннее сопротивление источника Е К по постоянному току.
Схема применяется в маломощных генераторах, как правило, для обеспечения недонапряжённого режима с углом отсечки коллекторного тока θ = 180° (класс А). В мощных генераторах I Б 0 велико, поэтому потребуется большое значение тока делителя
I ДЕЛ  3...5 I Б 0
и, соответственно, увеличение мощности источника коллекторного питания. Поэтому в
мощных генераторах, когда мощность, потребляемая по цепи коллекторного питания,
P0  E K I K 0 и мощность, потребляемая резисторным делителем напряжения,
201
Р ДЕЛ  Е К I ДЕЛ оказываются соизмеримы, применяют для подачи смещения отдельный источник напряжения. Обратим внимание, что в рассмотренной схеме (рис.13.3) обеспечивается отпирающее напряжение смещения.
В маломощных транзисторных генераторах важным является вопрос температурной
стабилизации рабочей точки. Для этих целей часто используется схема рис.13.4. Температурная стабилизация осуществляется за счёт сопротивления в эмиттере rЭ . Существуют
транзисторы, у которых сопротивление температурной стабилизации изготовлено вместе с
полупроводниковой структурой в одной упаковке-корпусе. Это сопротивление учитывается в эквивалентной схеме транзистора.
С БЛ Б I Э 0
I Б0
rЭ
R1
I ДЕЛ
R2
СЭ
 ЕК
Рис.13.4
Напряжение смещения в схеме (рис.13.4) определяется выражением (13.2), к которому надо добавить слагаемое
 I Э 0 rЭ .
В мощных транзисторных генераторах чаще всего применяют нулевое смещение
( Е Б  0 ),2 то есть вообще обходятся без какого-либо источника для подачи смещения, что
существенно упрощает схему генератора. При этом нижний угол отсечки коллекторного
тока оказывается несколько меньше 90°.3
В генераторах на полевых транзисторах напряжение смещения подаётся от отдельного источника, либо за счёт постоянной составляющей тока истока (аналог катодного автосмещения, рис.13.2,б).
Схемы питания накала ламп
Питание накала ламп обычно осуществляется переменным током промышленной частоты 50 Гц.
Генераторные лампы существуют двух типов: прямонакальные и с подогревным катодом. Лампы с подогревным катодом – это обычно относительно маломощные и импульсные лампы. В таких лампах катод либо соединён с одним концом нити накала, либо полностью изолирован от него.
Возможная схема цепи питания накала лампы с подогревным катодом переменным
током показана на рис.13.5,а. Напряжение накала U Н подаётся с обмотки накального
трансформатора Тр. В прямонакальных лампах подобная схема (рис.13.5,б) не может быть
использована, так как потенциал сетки оказывается разным относительно разных частей
2
3
См. лекцию 6.
См. лекцию 7.
202
катода (нити накала), причём он будет изменяться с частотой переменного тока, питающего накал.
iA
iC
uC
eCЛ
eCП
uН
uН
Тр
Тр
С БЛ С
С БЛ С
- ЕС
- ЕС
Сеть 50 Гц
Сеть 50 Гц
а
б
Рис.13.5
Действительно, результирующее напряжение между сеткой и левым выводом накала
(катода)
eCЛ  u C  EC ,
а между сеткой и правым выводом накала (катода)
eСП  u C  EC  u Н ,
где u C  U MC cos  t - напряжение возбуждения; u Н - напряжение накала, изменяющееся с
частотой 50 Гц.
1 
 I КАТ n cos n t
2 n1
uC
eCЛ
u C eCЛ
СН
С БЛ С
- ЕС
eCП
СН
С БЛ С
I КАТ 0
I КАТ 0
2
2
uН
2
eCП
- ЕС
I КАТ 0
I КАТ 0
2
2
uН
2
Тр
Сеть 50 Гц
R
Тр
Сеть 50 Гц
а
б
Рис.13.6
203
Наличие между сеткой и катодом (накалом) переменного напряжения с частотой
50 Гц вызывает нежелательную (паразитную) амплитудную модуляцию анодного тока,
называемую фоном.4 Чтобы избавиться от этого, в прямонакальных лампах используют
схемы питания накала, показанные на рис.13.6.
В схеме (рис.13.6,а) заземлена средняя точка у вторичной обмотки трансформатора
накала, а в схеме (рис.13.6,б) создана «искусственная» средняя точка с помощью потенциометра R. В этих схемах потенциал сетки по отношению к левой и правой половинам
нити накала (катода) изменяется на одну и ту же величину, но с разным знаком:
еСЛ  u C  EC  u Н 2;
еСП  u C  EC  u Н 2 .
В итоге результирующий электронный поток остаётся постоянным, что приводит к практически полному отсутствию фона.
Достоинством схемы (рис.13.6,а) является меньшее число элементов, но требуется
отвод от средней точки вторичной обмотки трансформатора накала Тр, что технологически может оказаться неудобным. В схеме (рис.13.6,б) не нужна средняя точка у обмотки
трансформатора, но требуется потенциометр R, на котором выделяется мощность
U2
I2
P  МН  KAT 0 R ,
(13.3)
2R
4
где U МН - амплитуда напряжения накала; I КАТ 0 - постоянный ток катода.
Минимальное значение выделяемой на потенциометре R мощности имеет место при
условии
U2
I2
P
  МН2  KAT 0  0,
2R
4
R
откуда оптимальная величина сопротивления потенциометра
2U МН
RОПТ 
.
I KAT 0
За счёт потенциометра R создаётся автоматическое катодное автосмещение
R I KAT 0
 ЕС  
.
2 2
При RОПТ
 ЕС  
где U Н ДЕЙСТВ
U МН

U Н ДЕЙСТВ
2
2 2
- действующее значение напряжения накала.
,
Появление катодного автосмещения за счёт потенциометра R в цепи питания накала
следует учитывать при проектировании цепи подачи смещения генератора.
Блокировочные конденсаторы С Н в цепи накала служат для замыкания пути токов
высокой частоты, минуя трансформатор (и потенциометр в схеме рис.13.6,б). Конденсаторы должны монтироваться непосредственно у выводов накала лампы, чтобы уменьшить
индуктивность ввода катода в схеме генератора.
Следует отметить, что при монтаже любого генератора все присоединения к АЭ
должны выполняться как можно более короткими проводами, чтобы исключить нежелательные монтажные индуктивности и ёмкости.
В мощных ламповых генераторах, помимо фона с частотой 50 Гц, возникает ещё фон
с частотой 100 Гц. Причиной его является магнетронный эффект, обусловленный тем, что
переменное магнитное поле около катода (нити накала) дважды за период частоты 50 Гц
4
Имеет место модуляция смещением или сеточная модуляция. Рассматривается в лекции 24.
204
достигает большой величины, и в итоге электроны перемещаются от катода к аноду в
перпендикулярных электрическом и магнитном полях, как в магнетроне, что вызывает искривление траекторий их движения, а это обусловливает пульсации анодного тока с частотой, в 2 раза большей частоты тока накала. Для устранения фона с частотой 100 Гц используют две лампы, включенные параллельно или по двухтактной схеме, напряжения
накала на которые подаются со сдвигом по фазе на 90°. Это достигается применением
специальных схем и трансформаторов. Существуют мощные генераторные лампы с питанием накала от трёхфазной сети, что также позволяет уменьшить уровень фона за счёт
магнетронного эффекта.
Расчёт блокировочных и разделительных элементов в цепях питания генераторов
В реальных схемах генераторов требуемые пути прохождения токов электродов АЭ
создаются с помощью блокировочных и разделительных элементов: конденсаторов, дросселей. В идеальном случае блокировочный и разделительный конденсаторы должны
иметь бесконечно малое сопротивление для всех высокочастотных гармоник тока. Для постоянной составляющей тока сопротивление их бесконечно. Блокировочный дроссель
должен иметь сопротивление, равное нулю для постоянной составляющей тока, и бесконечно большое сопротивление для гармоник. В действительности блокировочные и разделительные элементы обладают конечными сопротивлениями, поэтому выбирать их большими или малыми следует в сравнении с сопротивлениями соответствующих участков
схемы.
В схеме последовательного питания анода (рис.13.1,а) ёмкость блокировочного конденсатора С БЛ А должна удовлетворять условию:
R
1
 oe ,
С БЛ А
n
где  - круговая рабочая частота; Roe - требуемое сопротивление ЦС (контура) в анодной
цепи лампы; n - может принимать значение в пределах (50…200).
Можно также выбирать ёмкость блокировочного конденсатора из условия:
С БЛ А  nС К .
Аналогично определяется ёмкость блокировочного конденсатора в цепи коллектора
транзистора при последовательном питании.
В схеме параллельного питания анода (рис.13.1,б) ёмкость разделительного конденсатора С Р А выбирается из условия:
1
1 1 
  ...  Roe .
С Р А  5 10 
Чем больше величина ёмкости С Р А , тем лучше. Однако при этом будут больше размеры
конденсатора, и соответственно будет больше его монтажная ёмкость на корпус (землю)
СС РА , что нежелательно, так как она включается параллельно контуру (рис.13.1,б). Рабочее напряжение разделительного конденсатора обычно не должно быть меньше 1,5 Е А
(или 1,5 Е К в случае транзисторного генератора).5
5
К конденсатору прикладывается полностью напряжение источника питания анода
на нём выделяется переменное напряжение от токов гармоник, включая первую.
Е А (коллектора Е К ) и
205
Индуктивность блокировочного дросселя в параллельной схеме питания анода LБЛ А
(рис.13.1,б)6 выбирается из условия, чтобы величина тока первой гармоники через дроссель не превышала 0,1 тока в контуре I КОНТ , что возможно, если
U МА
LБЛ А 
,
0,1I КОНТ
где U МА - амплитуда переменного напряжения между анодом-катодом лампы (коллектором-эмиттером транзистора).
Часто индуктивность блокировочного дросселя определяют, ограничивая эффективное значение тока через дроссель:
1
I ДР ЭФ  I 02  I ~2 ,
2
U
где I 0 - постоянный ток через дроссель ( I А0 или I К 0 , соответственно); I ~  MA - амLБЛ А
плитуда тока полезной (первой) гармоники через дроссель.
Если положить I ~  0,5 I 0 , то оказывается I ДР ЭФ  1,06 I 0 , то есть эффективный ток
увеличивается, примерно, на 6% по сравнению с постоянной составляющей выходного
тока АЭ: анодного тока лампы I А0 , коллекторного тока транзистора I К 0 . Следовательно,
провод для дросселя можно выбирать практически только по току I 0 . Необходимое сопротивление дросселя, например, в цепи анода
2U
LБЛ А  MA .
I A0
Ёмкость блокировочного конденсатора С БЛ А в параллельной схеме питания анода
(рис.13.1,б) должна удовлетворять условию:
LБЛ А
1

,
C БЛ А
n
где n = (10…50).
В случае транзисторного генератора аналогичному условию удовлетворяет ёмкость С БЛ К .
Во входных цепях блокировочные и разделительные элементы рассчитываются из
условий:
- схема последовательного питания сетки (рис.13.1,а)
1
 Z ВХ n ;
С БЛ С
- схема параллельного питания сетки (рис.13.1,б)
1
1
 Z ВХ n ;
 Z ВХ ,
LБЛ С  nZ ВХ ;
С Р С
С БЛ С
где Z ВХ - модуль входного сопротивления активного элемента; n = (50…100).
Аналогично для транзисторного генератора.
Величины сопротивлений резисторов в схемах смещения (рис.13.2) находятся из записанных для каждой из схем выражений для напряжения смещения. Сопротивления конденсаторов, включаемых параллельно резисторам, должны быть в 50…200 раз меньше сопротивлений соответствующих резисторов.
В транзисторных генераторах часто трудно выполнить блокировочный конденсатор
в цепи эмиттерного смещения (конденсатор С Э в схеме рис.13.4). Поэтому его может не
6
Аналогично в схеме параллельного питания коллектора индуктивность
206
LБЛ К .
быть в схеме, что накладывает ряд особенностей, обусловливаемых появляющейся отрицательной обратной связью по току.
Ёмкости конденсаторов, шунтирующих измерительные приборы, выбираются примерно такими же, как у блокировочных конденсаторов в соответствующих цепях питания.
В мощных ламповых генераторах вместо прибора для измерения постоянной составляющей анодного тока I A0 включают прибор для измерения постоянной составляющей
катодного тока I КАТ 0 . Прибор для измерения тока I A0 в любой схеме питания оказывается
под напряжением анодного источника Е А по отношению к земле (корпусу) и должен быть
хорошо изолирован от земли (корпуса). Прибор для измерения I КАТ 0 присоединяется одной клеммой к земле (корпусу), и на нём практически отсутствует постоянное напряжение.
Величина ёмкости блокировочных конденсаторов С Н в цепях питания накала
(рис.13.6) должна быть такой же, как ёмкость блокировочных конденсаторов в последовательной схеме питания анода С БЛ А (рис.13.1,а). Очевидно, для тока частоты 50 Гц сопротивление этих конденсаторов должно быть большим.
Схемы питания второй (экранной) сетки
Возможные схемы питания второй (экранной) сетки показаны на рис.13.7.
СК
LК
СК
I C 20
С БЛ С 2
LК
I C 20
I C 20 С БЛ А
С БЛ С 2
I C 20 С БЛ А
ЕС 2
RC 2
ЕС 2 R1 I ДЕЛ R2 I ДЕЛ
 ЕА
 ЕА
а
б
rОГР
 ЕС 2
С БЛ С 2
в
Рис.13.7
Достоинством схемы (рис.13.7,а) является простота: питание второй сетки осуществляется от источника анодного напряжения Е А через гасящий резистор RC 2 . Недостаток
схемы – зависимость напряжения питания второй сетки ЕС 2 от режима работы лампы:
ЕС 2  Е А  I C 20 RC 2 ,
где I C 20 - постоянная составляющая тока второй сетки.
Элементы цепи питания данной схемы должны удовлетворять условиям:
207
RC 2 
E A  EC 2
;
I C 20
1
C БЛ С 2

RC 2
;
n
C БЛ С 2  nC AC 2  nC ВЫХ ,
где С ВЫХ - выходная ёмкость тетрода (пентода), примерно равная междуэлектродной ёмкости анод-вторая сетка С АС 2 ; n = (50…100).
В схеме (рис.13.7,б) напряжение на второй сетке ЕС 2 мало зависит от режима, если
выполняется соотношение: I ДЕЛ  I C 20 , где I ДЕЛ - ток от источника Е А через делитель
напряжения R1 , R2 .
Элементы схемы выбираются из следующих соотношений:
E
I ДЕЛ  C 2  3...5 I C 20 ;
R1
R1 I ДЕЛ
EC 2
R1


;
E A R1 I ДЕЛ  R2 ( I ДЕЛ  I C 20 ) R1  R2
R1 R2
;
C БЛ С 2  nC AC 2  nC ВЫХ ;
C БЛ С 2 ( R1  R2 ) n
n = (50…100).
Отметим, что резисторы R1 , R2 по высокой частоте включены параллельно.
Недостатком схемы (рис.13.7,б) является большая мощность, рассеиваемая на резисторах R1 , R2 .
Схемы (рис.13.7,а, б) в мощных генераторах находят ограниченное применение. При
построении многокаскадных устройств в качестве источника напряжения Е А используется источник анодного питания предыдущего, менее мощного, каскада.
В мощных генераторах используется схема (рис.13.7,в), где питание второй сетки
осуществляется от отдельного источника ЕС 2 . Резистор rОГР служит для ограничения величины тока второй сетки в моменты минимального напряжения на аноде. Величина сопротивления rОГР составляет единицы-десятки Ом. Ёмкость блокировочного конденсатора
в схеме С БЛ С 2  nС АС 2  nС ВЫХ , где n = (50…100).
В заключение обратим внимание, что на схемах (рис.13.7,а, б) изображено последовательное питание анода. Для рассмотрения вопросов питания второй (экранной) сетки
это непринципиально. Аналогично реализуется питание второй сетки при параллельном
питании анода.
1

Межкаскадные связи ГВВ
В подавляющем большинстве устройства генерирования и формирования сигналов
(УГФС) являются многокаскадными устройствами. Выходной каскад УГФС нагружается
на полезную нагрузку. Полезной нагрузкой в случае радиопередатчика (радиопередающего устройства), напомним, является антенна. Выходному каскаду предшествуют несколько промежуточных каскадов, устанавливаемых между ним и генератором-источником
первичных колебаний, обычно называемым, в случае радиопередатчика, возбудителем.
Промежуточные каскады могут работать в режиме усиления или умножения частоты.
Строятся промежуточные каскады по тем же схемам, что и выходные. Однако требования,
предъявляемые к промежуточным каскадам, проще, чем к выходным.
208
Основное назначение промежуточных каскадов – обеспечить требуемый режим работы выходного каскада. К промежуточному каскаду обычно не предъявляется требование высокой фильтрации побочных компонент выходного тока АЭ. Поэтому выходные
ЦС промежуточных каскадов много проще и, как правило, представляют одиночные колебательные контуры. При низком уровне мощности промежуточные каскады в качестве
нагрузки в анодной цепи лампы (в коллекторной цепи транзистора) могут иметь резистор,
что существенно упрощает схему каскада и его настройку.
Цепь между двумя каскадами, по которой сигнал передаётся от одного каскада к
другому, носит название цепи межкаскадной связи.
Наиболее часто применяемые схемы межкаскадных цепей связи ламповых ГВВ
представлены на рис.13.8. С помощью межкаскадной цепи должен быть обеспечен необходимый сигнал возбуждения последующего каскада.
СР
М
LСВ
 ЕА
 ЕС
LБЛ
 ЕС
 ЕА
б
а
ССВ
С1
ССВ
LБЛ
LБЛ
 ЕС
 ЕА
 ЕС
 ЕА
г
в
Рис.13.8
В схеме индуктивной связи (рис.13.8,а) регулировка напряжения возбуждения на
сетке лампы последующего каскада осуществляется изменением взаимной индуктивности
М между катушками вариометра7 межкаскадной связи. Из-за сложности вариометра связи,
представляющего две катушки с изменяющимся взаимным положением, схема не находит
широкого применения в диапазоне длинных и средних волн. На более высоких частотах
схема вообще не находит применения из-за наличия сильной ёмкостной связи между катушками вариометра.
7
Высокочастотный трансформатор с регулируемой связью между обмотками. См. лекцию 10.
209
В схеме автотрансформаторной связи (рис.13.8,б) регулировка напряжения возбуждения производится изменением индуктивности LСВ путём перемещения подвижного
контакта по виткам катушки контура предшествующего каскада. Такую регулировку
трудно, а в ряде случаев и невозможно, производить при включенном устройстве. Однако
во многих случаях это не является крупным недостатком, так как регулировку связи часто
производить не приходится. Достоинством схемы является её простота. Схема может
применяться на всех частотах.
Ёмкостная связь по схеме (рис.13.8,в) широко применяется в диапазонах длинных и
средних волн. Недостатком схемы является трудность регулировки связи. Однако эта регулировка обычно требуется один раз – при настройке устройства. Схема обеспечивает
хорошую устойчивость работы последующего каскада против возникновения паразитных
колебаний.
В коротковолновом диапазоне применяется ёмкостная связь по схеме (рис.13.8,г).
Максимальная величина ёмкости переменного конденсатора связи ССВ должна быть порядка входной ёмкости лампы С ВХ , с которой конденсатор связи образует ёмкостный делитель напряжения. Схема позволяет производить плавную регулировку величины связи
при включенном устройстве. Недостаток схемы – влияние ёмкости связи на настройку
контура.
В маломощных промежуточных каскадах многокаскадных устройств, как отмечалось, контур в выходной цепи АЭ часто заменяется резистором. При этом энергетические
показатели каскада снижаются, однако это практически не отражается на КПД всего
устройства, например, радиопередатчика, а обслуживание последнего значительно упрощается. Резистор может быть выполнен в виде регулируемого потенциометра или последовательного соединения двух (или более) резисторов соответствующего номинала. Возможные схемы связи с последующим каскадом показаны на рис.13.9.
СР
СР
R
R1
LБЛ
 ЕС
 ЕА
 ЕС
 ЕА
а
б
ССВ
R
LБЛ
 ЕС
 ЕА
210
LБЛ
R2
в
Рис.13.9
По аналогичным схемам (рис.13.8 и рис.13.9) реализуются межкаскадные цепи связи
в транзисторных генераторах. Причём наиболее часто используется ёмкостная связь.
В транзисторных генераторах для выравнивания сопротивления нагрузки предыдущего каскада на входе последующего каскада, как правило, включается дополнительное
сопротивление. Дело в том, что при работе с отсечкой коллекторного тока, как на низких,
так и на высоких частотах, входное сопротивление транзистора изменяется в очень широких пределах при переходе из открытого в закрытое состояние (сопротивление может изменяться в 1 000 и более раз). При этом напряжение на входе каскада в открытом и закрытом состояниях транзистора может различаться в несколько раз. Если в ламповых генераторах подобный режим практически не обусловливает никаких последствий, то в транзисторном генераторе может произойти пробой за счёт превышения допустимого обратного
напряжения на входном переходе транзистора. Чтобы исключить такую опасность, на
входе транзистора включают дополнительный резистор R ДОП.
Некоторые возможные схемы межкаскадных цепей связи транзисторных генераторов
представлены на рис.13.10. На всех схемах отражено нулевое смещение у последующего
каскада. Отличное от нулевого смещение может быть добавлено любым из рассмотренных ранее способов. При этом функции дополнительного резистора R ДОП и резистора в
цепи смещения могут быть полностью или частично совмещены.
СР С2
L
LБЛ
С1
RДОП
а
СР
L
С2
С1
LБЛ
RДОП
б
Рис.13.10
Первые каскады многокаскадных УГФС, в том числе, например, радиопередатчиков,
в большинстве случаев однотактные. Однако выходной каскад, а иногда и несколько
предшествующих ему, могут выполняться по двухтактной схеме, которая требует для возбуждения двух одинаковых по величине, но противофазных, напряжений. В этом случае в
211
одном из промежуточных каскадов осуществляется переход от однотактной схемы на
двухтактную.8
Наиболее простой схемой перехода от однотактного генератора к двухтактному
представляется схема с трансформаторным выходом (рис.13.11),9 когда у вторичной обмотки высокочастотного трансформатора заземляется средняя точка, а с противоположных концов снимаются противофазные по отношению к земле (корпусу) напряжения.
L
СК
LК
L
СК
к двухтактному генератору
С БЛ А
LК
к двухтактному генератору
С БЛ К
 ЕА
 ЕК
Рис.13.11
Однако, несмотря на кажущуюся простоту схемы (рис.13.11), получить симметричные сигналы в ней оказывается достаточно сложно, особенно на частотах выше 1МГц. Вопервых, с ростом частоты появляются трудности в построении высокочастотного трансформатора, образуемого катушкой контура LК и связанной с нею выходной катушкой L,
так как уменьшается требуемая индуктивность контура LК , соответственно уменьшается
число витков у катушки L и трудно установить и заземлить у этой катушки среднюю точку. В отдельных случаях при небольшом уровне мощности и относительно невысоких рабочих частотах катушки LК , L могут быть размещены на ферритовом сердечнике кольцевой или цилиндрической формы. Во-вторых, концы катушки L асимметрично располагаются по отношению к земле (общей шине генератора), что нарушает симметричное возбуждение плеч двухтактного генератора. В частности, нижний (на схеме) конец катушки L
из-за наличия паразитной ёмкостной связи между катушками LK , L приобретает утечку на
землю (общую шину) через узел подключения блокировочного конденсатора СБЛ А или
СБЛ К. С повышением частоты связь нижнего конца катушки L с землёю усиливается, что
ухудшает симметрию возбуждающих двухтактный генератор сигналов.
Для перехода от однотактного генератора к двухтактному часто применяют схему
(рис.13.12), у которой по высокой частоте заземляется средняя точка ёмкостной ветви
контура, образуемой последовательным соединением двух конденсаторов ёмкостью С
каждый.
Заземление средней точки у ёмкостной ветви контура позволяет обеспечить симметрию сигналов для возбуждения двухтактного генератора, а также создать путь для переменных составляющих анодного (коллекторного) тока. Напряжение питания анода ЕА
(коллектора ЕК) подаётся через блокировочный дроссель LБЛ, чтобы предотвратить замыкание средней точки у катушки контура LК на землю (общую шину) по высокой частоте
через ёмкость СБЛ. Обратим внимание, что отыскать у катушки контура среднюю точку и
присоединиться к ней практически невозможно. Очевидно, для подачи напряжения пита8
Двухтактные схемы ГВВ рассматриваются в лекции 15. В то же время студент знаком на настоящий момент с двухтактным усилителем мощности звуковых (низких) частот.
9
Подобная схема широко применяется в усилителях низких частот, когда трансформатор изготавливается с
сердечником из электротехнической стали или феррита.
212
ния анода, равно как и напряжения питания коллектора, может быть использована схема
параллельного питания (рис.13.1,б). Однако при этом блокировочная индуктивность в цепи питания анода будет подключаться по высокой частоте параллельно одному из конденсаторов ёмкостью С и этим нарушать симметрию выходных напряжений. Наличие у АЭ
выходной ёмкости СВЫХ также нарушает симметрию схемы. Для обеспечения симметрии
выходных напряжений в схему вводится симметрирующий конденсатор, ёмкость которого
ССИМ  СВЫХ (в схеме к СВЫХ добавляется ещё ёмкость монтажа). Именно наличие у АЭ
выходной ёмкости и, соответственно, введение в схему симметрирующего конденсатора,
заставляют избегать одновременного заземления средней точки у катушки контура в силу
отмеченной выше трудности в её отыскании.
СР
к двухтактному
генератору
LБЛ
+ЕА
LК
СБЛ
СР
IКОНТ
СВЫХ
С
ССИМ
С
IС
а
СР
к двухтактному
генератору
LБЛ
+ЕК
LК
СБЛ
СР
IКОНТ
СВЫХ
С
IС
С
ССИМ
б
Рис.13.12
Если выходная ёмкость АЭ СВЫХ (с учётом ёмкости монтажа) составляет заметную
часть от требуемой ёмкости контура С К  1  2 LК , то заземление средней точки у ёмкостной ветви контура, образуемой ёмкостями С, равно как и сами эти ёмкости, может отсутствовать. Подобные схемы представлены на рис.13.13. В схемах (рис.13.13) заземлённой
оказывается средняя точка у ветви, образуемой последовательным соединением ёмкостей
СВЫХ, ССИМ.
В схемах (рис.13.12 и рис.13.13) коэффициент включения контура р = 0,5. В ламповом генераторе при таком коэффициенте включения контура может оказаться невозможной реализация требуемого режима работы, особенно на высоких частотах, из-за низкого
1
сопротивления нагрузки в анодной цепи лампы: Roe  p 2 QН   QН LK C K , где QН 4
213
нагруженная добротность контура (с учётом нагрузки со стороны двухтактного генератора).
Коэффициент включения контура p > 0,5 и соответственно большее значение сопротивления нагрузки в анодной цепи обеспечивается в схемах (рис.13.14). В схеме
(рис.13.14,б) представлена классическая схема параллельного питания анода. Индуктивность LБЛ в схеме (рис.13.14,б) требуется больше, чем в схеме (рис.13.14,а), и усиливается
её влияние на получение симметричных сигналов для возбуждения двухтактного генератора.
СР
к двухтактному
генератору
LБЛ
+ЕА
LК
СР
СБЛ
СВЫХ
СК  С 
ССИМ
С
ССИМ
2
а
СР
к двухтактному
генератору
LБЛ
+ЕК
LК
СБЛ
СР
ССИМ
СВЫХ
СК 
ССИМ
2
б
Рис.13.13
Противофазные напряжения в схемах (рис.13.14) снимаются с конденсаторов С1, С2.
При наличии выходной ёмкости лампы СВЫХ через ёмкость С1 протекает часть контурного тока IКОНТ, тогда как через ёмкость С2 протекает весь контурный ток. Для получения
одинаковых по величине напряжений на С1, С2 необходимо иметь ёмкость С1 меньше ёмкости С2. Соответственно сопротивление ёмкости С1 будет больше сопротивления ёмкости С2. Очевидно, если в схемах (рис.13.14) принять С3 = , то схемы переходят в схему
(рис.13.12,а), когда напряжения возбуждения плеч двухтактного генератора снимаются с
концов катушки контура LК.
214
+ЕА
+ЕА
LБЛ
СР
LБЛ
LК LК
ССР Р
СБЛ
СБЛ
С3С
СВЫХ
С
ВЫХ
3
IКОНТ
I
КОНТ
СС2
2
к двухтактному
к двухтактному
генератору
генератору
С1
С1
СР
СР
Рис.13.14,б
Рис.13.14,а
При построении двухтактных генераторов на транзисторах вместо колебательных
контуров широко используются трансформаторы на линиях (ТЛ). При использовании ТЛ
переход от однотактного генератора к двухтактному осуществляется с помощью симметрирующего ТЛ. Как правило, ТЛ используются при построении широкополосных генераторов. Подробное рассмотрение ТЛ выходит за рамки настоящих лекций.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 13:
1. Представьте схемы генераторов: а) с последовательным питанием входной цепи и параллельным питанием выходной цепи; б) с параллельным питанием входной цепи и последовательным питанием выходной
цепи.
2. Получите соотношение (13.1). Поясните его.
3. Представьте схему лампового генератора с комбинированным смещением: а) часть смещения от независимого источника, часть за счёт сеточного тока лампы; б) часть смещения за счёт катодного тока лампы,
а часть за счёт сеточного тока.
4. Почему не применяется подача отрицательного смещения в генераторе на биполярном транзисторе от
отдельного источника? Поясните.
5. Приведите соотношение для определения мощности, потребляемой делителем R1 , R2 в схеме (рис.13.3),
отличное от соотношения, представленного в лекции.
6. Уясните пути протекания токов на схемах рис.13.6.
7. Изобразите графически зависимость мощности (13.3) на потенциометре R в схеме (рис.13.6,б). Чему равно значение каждой составляющей мощности в точке минимума результирующей мощности?
8. Почему применение ламп с трёхфазным катодом-накалом позволяет уменьшить уровень фона за счёт
магнетронного эффекта?
9. Представьте схемы питания второй сетки (рис.13.7,а, б) при параллельном питании анода.
10. Установите соответствие элементов контуров в схемах (рис.13.12,а) и (рис.13.14) при С3 = .
215
Лекция 14
ГВВ с общей сеткой и с общей базой. Частотные свойства ГВВ с общим катодом (ОК)
и с общей сеткой (ОС). Принцип работы, энергетические соотношения и основные
показатели ГВВ с ОС. Сравнение ГВВ с ОС и ОК. Расчёт ГВВ с ОС. Практические
схемы ГВВ с ОС. Особенности ГВВ с общей базой (ОБ) и его применение.
В предыдущих лекциях мы рассматривали ГВВ на электронных лампах и биполярных транзисторах, в которых источник носителей тока – катод в лампе, эмиттер в транзисторе является общим электродом для входной и выходной цепей генератора. Схемы таких генераторов носят название соответственно с общим катодом (ОК) и общим эмиттером (ОЭ).
Ламповый ГВВ по схеме с ОК широко применяется при использовании тетродов и
пентодов вплоть до метровых волн (частоты до 100 МГц, в отдельных случаях и выше), а
при использовании триодов до частот обычно не выше 10 МГц. При применении триодного генератора по схеме с ОК в диапазоне декаметровых волн (частоты 3…30 МГц) проявляется такой его недостаток, как наличие сильной связи между цепями возбуждения и
нагрузки, то есть между входом и выходом генератора, через межэлектродную ёмкость
лампы анод-управляющая сетка (ёмкость САС). В метровом диапазоне волн (частоты
30…300 МГц) к этой связи добавляется ещё связь через индуктивность ввода катода LКАТ.
На рис.14.1 представлена схема генератора с ОК,
А
на которой отражены отмеченные выше связи
между входной и выходной цепями генератора.
САС
iА
Буквами обозначены внешние выводы соответiC
ствующих электродов лампы: катода (К), сетки
С
СК
uC
(С), анода (А). Наличие указанных связей между
uК
LК
uВХ
входной и выходной цепями генератора, которые
uКАТ
являются нежелательными и которые при расLКАТ
смотрении ГВВ с общим катодом полагались отК
сутствующими, может существенно изменить
СБЛ А
СБЛ С
режим работы генератора и привести его к самовозбуждению. При самовозбуждении на выходе
- ЕС
+ ЕА
генератора появляются высокочастотные элекРис.14.1
трические колебания при отсутствии внешнего
сигнала возбуждения. Основной причиной самовозбуждения триодного генератора по схеме с ОК с повышением рабочей частоты является усиление связи между выходной цепью генератора (контур СК, LК) и входом через межэлектродную ёмкость САС, сопротивление которой уменьшается с ростом частоты, в итоге
большего уровня сигнал поступает с выхода генератора на его вход. Через ёмкость САС
осуществляется также прямая передача высокочастотного сигнала с входа на выход генератора, что является нежелательным в подавляющем большинстве случаев. При прямой
передаче в нагрузке генератора появляется высокочастотный сигнал при обесточенной
лампе. У тетродов и пентодов межэлектродная ёмкость САС за счёт экранирующего действия второй (экранной) сетки (у пентодов добавляется ещё экранирующее действие третьей сетки) существенно меньше (на 1…2 порядка). Поэтому тетродные и пентодные генераторы по схеме с ОК работают устойчиво до более высоких частот, чем триодные. В то
же время триоды являются основным классом генераторных ламп, особенно мощных и
диапазона сверхвысоких частот (СВЧ).
Индуктивность ввода катода LКАТ также оказывает влияние на самовозбуждение генератора. Однако более существенно её влияние сказывается на необходимости увеличения напряжения и особенно мощности возбуждения, что снижает коэффициент усиления
генератора по мощности и может сделать применение его нецелесообразным. При LКАТ = 0
напряжение возбуждения uВХ = uС. При наличии LКАТ напряжение возбуждения возрастает
216
за счёт падения напряжения от тока первой гармоники анодного тока на этой индуктивности.1
Для уменьшения индуктивности ввода катода генераторные лампы изготавливают с
плоским стеклянным дном и толстыми прямыми выводами. Соединять катод с землёю
(корпусом) следует как можно более коротким путём.
В генераторных лампах дециметрового и сантиметрового диапазонов применяют
дисковые и цилиндрические выводы электродов, что существенно снижает величину индуктивности вывода и с нею практически можно не считаться.
Чтобы ослабить нежелательную связь через ёмкость САС между цепями возбуждения
и нагрузки и повысить этим устойчивость режима работы лампового ГВВ на триоде, последний в диапазонах декаметровых, метровых, дециметровых и сантиметровых волн
включают по схеме с общей сеткой (ОС). В такой схеме сетка является общим электродом
для входной и выходной цепей генератора. В большинстве случаев общий электрод в генераторах заземляют (имеется в виду в первую очередь заземление по высокой частоте),
поэтому генератор с ОС иногда называют генератором с заземлённой сеткой. При заземлении сетки связь между входной и выходной цепями генератора осуществляется через
межэлектродную ёмкость анод-катод САК, которая обычно на порядок меньше ёмкости
САС, следовательно, считаться с нею приходится на более высоких частотах. Индуктивность вывода сетки также, как правило, существенно меньше индуктивности вывода катода лампы.
Для повышения устойчивости режима работы ГВВ как усилителя мощности, выполненного как по схеме с ОК, так и с ОС, разработаны специальные схемы нейтрализации
влияния проходной ёмкости, принцип действия которых сводится к компенсации нежелательной (паразитной) связи между входом и выходом генератора. Например, между сеткой и анодом в ламповом генераторе с ОК включается индуктивность, образующая с ёмкостью САС параллельный колебательный контур, настроенный на рабочую частоту генератора. Из-за большого эквивалентного сопротивления образованного контура как бы разрывается связь между входом и выходом генератора через ёмкость САС. Физически это соответствует тому, что связь через ёмкость САС компенсируется связью через подключаемую индуктивность. Современные генераторные лампы, как правило, в нейтрализации не
нуждаются.
Отмеченные выше особенности ламповых ГВВ по схеме с ОК в определённой степени характерны и для транзисторных ГВВ по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Возможно
также включение биполярного транзистора по схеме с общей базой (ОБ). Однако соображения, которыми определяется выбор схемы включения транзистора с ОЭ или с ОБ, всётаки иные, чем при выборе схемы включения лампы. Транзисторные ГВВ по схеме с ОБ
обычно применяют на частотах выше 1 ГГц, а до этой частоты применяют, как правило,
схему с ОЭ.
На низких частотах в транзисторном генераторе с ОЭ обеспечивается существенно
больше коэффициент усиления по мощности, чем при включении по схеме с ОБ. Однако
на частотах, близких к граничной,2 коэффициент усиления по мощности КР транзисторного ГВВ по схеме с ОЭ заметно снижается и невозможно получить КР > 1, тогда как при
включении транзистора по схеме с ОБ коэффициент усиления по мощности на частотах,
близких к граничной, оказывается выше, чем в ГВВ по схеме с ОЭ.
1
В общем случае напряжение возбуждения возрастает также за счёт тока первой сетки и тока через входную
ёмкость лампы. На индуктивности ввода катода образуется также напряжение высших гармоник. Подробно
эти вопросы в лекции не рассматриваются. Частично затрагиваются в лекции 17.
2
Имеется в виду частота, на которой модуль коэффициента передачи по току биполярного транзистора при
включении по схеме с общим эмиттером в режиме малого сигнала стремится к единице.
217
Принцип работы, основные энергетические соотношения и особенности расчёта
лампового генератора с общей сеткой
Возможная схема ГВВ с ОС на триоде, позволяющая уяснить принцип его работы и
основные энергетические соотношения, представлена на рис.14.2.
САК
еА
uА
iА
iC + iA
К источнику
возбуждения
еС
iС
uС

I
Cn
еАС
- ЕС
СБЛ С
СК
LК
IC0
uК
1

I
An
СБЛ А
1
IА0
+ ЕА
Рис.14.2
Управляющая сетка через блокировочный конденсатор СБЛ С, шунтирующий по высокой частоте источник напряжения смещения – ЕС, подключена к земле (корпусу). Все
питающие напряжения подаются в обычном порядке, как и в ГВВ с ОК.
В генераторе с ОС, как отмечалось выше, паразитная связь между цепями возбуждения и нагрузки осуществляется через межэлектродную ёмкость анод-катод САК и индуктивность ввода сетки (на схеме рис.14.2 индуктивность ввода сетки не показана). Ёмкость
САК значительно меньше ёмкости САС. Индуктивность ввода сетки LС также удаётся сделать существенно меньше индуктивности ввода катода LКАТ. Следовательно, нежелательные элементы связи между цепями возбуждения и нагрузки в генераторе с ОС получаются
менее значительными, чем в генераторе с ОК.
Принимаем, что между сеткой и катодом в генераторе с ОС, как и в генераторе с ОК,
действует гармонический сигнал возбуждения в форме напряжения
uC  U MC cos t.
Очевидно, как и в генераторе с ОК, в момент положительной полуволны напряжения возбуждения, когда потенциал сетки по отношению к катоду повышается, анодный ток лам
пы iА возрастает. Переменные составляющие анодного тока
I
An
, протекая через контур
1
нагрузки СК, LК, включенный через блокировочную ёмкость СБЛ А между анодом и землёю
(корпусом генератора), создают на нём напряжение uК. Если контур настроен на первую
гармонику анодного тока, то, очевидно,
u K  Roe АС I A1 cos t  U MK cos t ,
где IА1 - амплитуда первой гармоники анодного тока; Roe AC - эквивалентное сопротивление
контура нагрузки СК, LК , включенного по высокой частоте через СБЛ С, СБЛ А между анодом и сеткой лампы; UMK - амплитуда напряжения на контуре.
Возрастание анодного тока iА с возрастанием напряжения на сетке относительно катода приводит к возрастанию напряжения на контуре. Следовательно, напряжение возбуждения uC и выходное напряжение в генераторе с ОС uK при настроенном контуре
нагрузки находятся в фазе, тогда как в генераторе с ОК они в противофазе.3
3
См. лекцию 1.
218
На рис.14.2 показаны пути протекания составляющих сеточного iC и анодного iA токов в генераторе с ОС. Отличительной особенностью генератора с ОС является то, что через входную цепь (источник возбуждения) вместе с сеточным протекает анодный ток,
причём первая гармоника анодного тока находится в противофазе с напряжением возбуждения (протекает против направления напряжения возбуждения uC).
Мгновенные напряжения, действующие в генераторе с ОС между электродами лампы, при принятых на рис.14.2 направлениях их, удовлетворяют следующим соотношениям, записанным на основании второго закона Кирхгофа:
eC  uC  EC  U MC cos t  EC ;
e AC  EC  E A  u K  EC  E A  U MK cos t ;
e A  e AC  eC  E A  u K  u C   E A  U MK  U MC cos t  E A  U MA cos t  E A  u A ,
где uA - переменное напряжение, действующее между анодом и катодом лампы, амплитуда которого UMA = UMK – UMC .
Как видно, мгновенное напряжение между сеткой и катодом еС в генераторе с ОС
определяется точно так же, как в генераторе с ОК.4 Для мгновенного напряжения между
анодом и катодом еА также получается соотношение, подобное для генератора с ОК. При
этом переменное напряжение uА, действующее между анодом и катодом, равно разности
переменных напряжений на контуре uК и возбуждения uС, то есть
u A  u K  uC  U MK  U MC cos t  U MA cos t.
Согласно последнему выражению в генераторе с ОС амплитуду колебательного
напряжения на нагрузке-контуре можно представить как алгебраическую сумму амплитуд
переменного напряжения между анодом и катодом лампы и напряжения возбуждения, то
есть
(14.1)
UMK = UMA + UMC.
Следует отметить, что соотношение (14.1) справедливо для любой схемы ГВВ, работающего в режиме усиления, то есть при совпадении частот выходного сигнала и возбуждения. При этом под UMK во всех случаях следует понимать амплитуду переменного напряжения между анодом и сеткой лампы UM AC.
Принцип работы электронной лампы в схеме генератора и напряжённость режима её
работы не зависят от того, какой электрод у лампы заземлён:5 электроны с катода перемещаются в сторону сетки и анода, плотность электронного потока зависит от действующих между электродами напряжений, в первую очередь от управляющего напряжения
между сеткой и катодом. Действующие между электродами напряжения определяют величины токов электродов, которые можно найти по статическим ВАХ лампы. Поэтому
можно утверждать, что если в двух генераторах на одинаковых лампах действующие
между электродами постоянные и переменные напряжения одинаковы, то режимы работы
ламп в этих генераторах также одинаковы.
Следовательно, соотношение (14.1) указывает на тот факт, что если в генераторе с
ОС установить на электродах такие же напряжения, как в генераторе с ОК, то есть реализовать одинаковый режим работы ламп в обоих генераторах, то амплитуда напряжения на
нагрузке UMK в генераторе с ОС будет больше на величину UMC, чем в генераторе с ОК. В
генераторе с ОС амплитуда переменного напряжения на контуре UMK равна амплитуде переменного напряжения UM АC, действующего между анодом и сеткой, то есть
(14.2)
UMK = UM AC = UMA + UMC.
Как правило, UMA >> UMC, поэтому напряжение на контуре, следовательно, и переменное напряжение между анодом и сеткой лампы UM AC в генераторе с ОС в основном
определяются переменным напряжением между анодом и катодом UMA. Напомним, что в
4
5
См. лекцию 1.
Принципиально вообще возможно отсутствие заземления какого-либо электрода.
219
генераторе с ОК одинаковыми являются переменные напряжения на контуре и между
анодом и катодом лампы.
Рассмотрим энергетические соотношения в генераторе с ОС.
Через источник анодного питания c напряжением ЕА протекает постоянная составляющая анодного тока IA0 (см. рис.14.2). Следовательно, мощность, потребляемая от источника анодного питания ЕА,
Р0 = ЕА IA0.
Колебательная мощность в анодно-сеточном контуре
1
1
P~  U MK I A1  U M AC I a1 .
2
2
Учитывая (14.2), получаем:
1
1
P~  U MA I A1  U MC I A1 .
(14.3)
2
2
В выражении (14.3) первое слагаемое определяет колебательную мощность, которую
можно получить в нагрузке генератора с ОК при работе лампы в таком же по напряжённости режиме, как в генераторе с ОС. Второе слагаемое определяет величину дополнительной колебательной мощности, которая может быть получена в генераторе с ОС, если лампа в нём работает в таком же режиме, как в генераторе с ОК.
Как уже отмечалось, в генераторе с ОС через входную цепь протекает, кроме сеточного тока, анодный ток. Поэтому мощность возбуждения определяется суммарным током
сетки и анода:
2
1
PВОЗБ 
uC iC  i A  dt 
2 0



1


U
cos

t
I

I
cos
n

t

I

I An cos nt  dt 



MC
C0
Cn
A0

2
n 1
n 1


(14.4)
1
1
1
 U MC I C1  I A1   U MC I C1  U MC I A1 .
2
2
2
Первое слагаемое в правой части выражения (14.4) определяет ту часть мощности,
которая расходуется непосредственно в сеточной цепи генератора на управление током.
По форме это слагаемое совпадает с выражением для мощности возбуждения в генераторе
с ОК (см. лекцию 1). Следовательно, оно определяет величину мощности возбуждения в
генераторе с ОК при работе в нём лампы в таком же по напряжённости режиме, как в генераторе с ОС. Второе слагаемое
1
U MC I A1
2
определяет величину дополнительной мощности возбуждения, требуемой в генераторе с
ОС при работе лампы в таком же режиме, как в генераторе с ОК. Как видно, величина
этой мощности равна величине дополнительной колебательной мощности, которая может
быть получена в генераторе с ОС по сравнению с генератором с ОК при работе ламп в
обоих генераторах в одинаковом по напряжённости режиме.
Эту мощность называют проходной и обозначают
1
PПРОХ  U MC I A1 .
2
Проходная мощность представляет часть мощности, затрачиваемой источником возбуждения, которая непосредственно переходит в колебательную мощность в нагрузке генератора, то есть проходит из входной цепи в выходную. Остальная часть колебательной
мощности в генераторе с общей сеткой
P~  PПРОХ 
220
обеспечивается за счёт преобразования энергии источника анодного питания. Согласно
(14.3) эта мощность равна
1
U MA I A1 .
2
Такая мощность получается в генераторе с ОК. Обозначим её P~ ОК . Тогда выражение
(14.3) можно записать в виде
P~  P~ OK  PПРОХ .
Обозначая мощность
1
U MC I C1 ,
2
затрачиваемую источником возбуждения непосредственно в сеточной цепи генератора с
ОС, которая равна мощности возбуждения в генераторе с ОК, как PВОЗБ ОК , выражение
(14.4) можно записать в виде
РВОЗБ  РВОЗБ ОК  РПРОХ .
Необходимое эквивалентное сопротивление анодно-сеточного контура, являющегося
нагрузкой генератора с ОС,
U M AC U MA  U MC U MA  U MC 
 U 
1 
  Roe OK 1  MC ,
Roe AC 


I A1
I A1
I A1  U MA 
 U MA 
где Roe OK  U MA I A1 - эквивалентное сопротивление контура нагрузки в генераторе с ОК
при режиме работы лампы как в генераторе с ОС. Такое же сопротивление нагрузки ощущает лампа относительно точек анод-катод в генераторе с ОС.
Как следует из последнего выражения, требуемое эквивалентное сопротивление контура нагрузки в генераторе с ОС при одинаковом режиме работы лампы больше, чем в генераторе с ОК. Только при таком сопротивлении контура в генераторе с ОС, по сравнению с генератором с ОК, может быть получена в нагрузке дополнительная колебательная
мощность за счёт источника возбуждения. Если в генераторах с ОС и с ОК использованы
контуры с одинаковыми эквивалентными сопротивлениями Roe и имеют место одинаковые
значения амплитуд первых гармоник анодных токов ламп в обоих генераторах, то колебательные мощности в нагрузках генераторов будут одинаковы. Однако, если в генераторе с
ОК вся мощность при этом создаётся за счёт преобразования энергии источника питания
анода, то в генераторе с ОС часть колебательной мощности создаётся за счёт источника
возбуждения. Режим работы лампы в генераторе с ОС в этом случае будет менее напряжённым, чем в генераторе с ОК.
Очевидно, если нет проблем с реализацией необходимого эквивалентного сопротивления анодно-сеточного контура Roe AC, то в генераторе с ОС может быть получена колебательная мощность больше номинальной для лампы на величину проходной мощности.
Согласно (14.2)
U MA  U M AC  U MC  I A1 Roe AC  U MC .
Можно так подобрать Roe AC, что UMA = 0. Это возможно, если
U
Roe AC  MC .
I A1
В этом случае колебательная мощность в нагрузке генератора создаётся только за счёт источника возбуждения и равна РПРОХ.
При Roe AC = 0, то есть, например, при коротком замыкании анодно-сеточного контура,
UMA = – UMC.
В этом случае между анодом и катодом лампы действует переменное напряжение, равное
напряжению возбуждения (знак «–» обусловлен тем, что напряжения uA и uC на схеме
221
рис.14.2 имеют противоположные направления). Если Roe AC = 0, то, очевидно, колебательная мощность в нагрузке генератора P~ = 0, а проходная мощность при этом
1
PПРОХ  U MC I A1  0
2
и рассеивается на аноде вместе с мощностью Р0, подводимой от источника анодного питания. То, что при коротком замыкании контура нагрузки в генераторе с ОС потребляемая
от источника возбуждения мощность РПРОХ рассеивается на аноде, объясняется тем, что
между сеткой-катодом и анодом-катодом действует одно и то же переменное напряжение
от источника возбуждения, ускоряющее электроны в межэлектродных пространствах катод-сетка, катод-анод. При этом вся кинетическая энергия, приобретённая прошедшими
через сетку электронами, выделяется ими на аноде.
В общем случае мощность, рассеиваемая на аноде лампы в генераторе с ОС, определяется соотношением
РА = Р0 + РПРОХ – Р~ .
Очевидно, если Roe AC  U MC I A1 , то РА = Р0. Если Roe AC  U MC I A1 , то вся мощность Р0 и
часть проходной мощности РПРОХ рассеиваются на аноде лампы. Оставшаяся часть РПРОХ
выделяется на контуре.
Коэффициент полезного действия анодной цепи генератора с ОС, характеризующий
эффективность преобразования энергии источника анодного питания в энергию высокочастотных электрических колебаний, можно определить следующим соотношением:
Р  РПРОХ
А  ~
,
Р0
физический смысл и возможная трактовка которого очевидны из приведенных выше рассуждений. Согласно последнему соотношению в «нормальном» режиме работы генератора с ОС, когда Roe AC  U MC I A1 ,
1
U I
Р~  РПРОХ P~ OK 2 MA A1
А 


.
Р0
P0
E A I A0
Если учесть, что U MA E A   OK - коэффициент использования напряжения источника
анодного питания в генераторе с ОК, то КПД анодной цепи генератора с ОС определяется
точно так же, как и у генератора с ОК:
I
1
 А   ОК A1 .
2
I A0
Этого и следовало ожидать при одинаковых режимах работы ламп в обеих схемах генераторов.
При работе лампы в недонапряжённом режиме вплоть до критического отношение
токов
I A1  1

 1 ,
I A0  0
следовательно
1
 A   OK 1 .
(14.5)
2
Мощность, рассеиваемая на сетке лампы в генераторе с ОС, определяется, как и в генераторе с ОК:
1
PC  PВОЗБ ОК  РС 0  U MC I C1  I C 0 EC .
2
Коэффициент усиления по мощности КР генератора с ОС за счёт дополнительной загрузки источника возбуждения анодным током заметно меньше, чем генератора с ОК.
Определить его можно по формуле
222
1
U M AC I A1
Р~
Ku
2
КР 


,
РВОЗБ 1

I
I
1
C
1
A
1
U MC I A1  I C1 
2
где K u  U M AC U M AK - коэффициент усиления по напряжению в генераторе с ОС.
Если в генераторе с ОК при отсутствии сеточного тока (IC1 = 0) коэффициент усиле1
ния по мощности равен бесконечности, так как РВОЗБ ОК = U MC I C1  0 , то в генераторе с
2
ОС в этом случае КР = Кu. Очевидно, чтобы в генераторе с ОС получить КР >1, необходимо иметь эквивалентное сопротивление анодно-сеточного контура
U M AC
Roe AC 
.
I A1
Как уже отмечалось выше, принцип работы и режим лампы в схеме генератора не
зависит от того, какой электрод заземлён. Следовательно, для генератора с ОС справедливы все уравнения, описывающие выходной (анодный) ток лампы, а также основное уравнение ГВВ (4.8).6 Необходимо только учитывать особенности генератора с ОС, связанные
с тем, что контур нагрузки генератора включен между анодом и сеткой лампы, а не между
анодом и катодом, как в генераторе с ОК. В частности, амплитуду первой гармоники
анодного тока в генераторе с ОС при работе в недонапряжённом режиме вплоть до критического можно определить по формуле


I A1  S U MC  DU MA  1  S U MC  DU M AC  U MC   1  S U MC 1  D  DU M AC   1 . (14.6)





Если D = 0, то I A1  SU MC  1 . При этом
U M AC  I A1 Roe AC  SU MC  1 Roe AC ;


 
K u  U M AC U MC  S 1 Roe AC .
Так как  1 растёт с увеличением нижнего угла отсечки анодного тока θ, то Ku, следовательно, и KP также будут расти. Однако, чем больше θ, тем хуже КПД анодной цепи, так
как уменьшается значение  1   1  0 , определяющее КПД анодной цепи (14.5). Поэтому
для генератора с ОС, независимо от типа катода лампы (активированный или неактивированный), рекомендуется выбирать значение нижнего угла отсечки анодного тока θ = 90°.
При полном использовании лампы по мощности KP в генераторе с ОС в 1,5…2 раза
ниже, чем в генераторе с ОК на такой же лампе.
Активная составляющая входного сопротивления генератора с ОС определяется результирующим входным током
U MC
RВХ 
I C1  I A1
и оказывается намного меньше, чем у генератора с ОК.
Если I A1  I C1 , а D = 0, то
U
U MC
1
RВХ  MC 

,
I A1
SU MC  1 S CP
где S CP  S 1  S 1  cos 1 - средняя крутизна по первой гармонике анодного тока.
Низкое активное входное сопротивление генератора с ОС отражает тот факт, что его
входная цепь сильнее нагружает источник возбуждения, чем в случае генератора с ОК.
Учитывая, что U M AC  I A1 Roe AC , из (14.6) находим
6
См. лекцию 4.
223
(1   )U MC
,
(14.7)
Roe AC  Ri/
где Ri/  Ri /  1 (1  cos ) - приведенное внутреннее сопротивление лампы;   SRi  1 / D статический коэффициент усиления лампы по напряжению.7
Выражению (14.7) соответствует эквивалентная схема выходной цепи генератора с
ОС в недонапряжённом режиме работы, вплоть до критического режима, представленная
на рис.14.3,а, которая может быть преобразована в схему с эквивалентным генератором
тока (рис.14.3,б).
I A1 
1   U MC
Ri/
~
Roe AC
S CP 1  D U MC
Ri/
UM AC
IA1
а
Рис.14.3
Roe AC
UM AC
I1/
I A1
б
Схемы рис.14.3 отличаются от аналогичных схем для генератора с ОК (см. лекцию 9,
рис.9.1 и рис.9.4) только напряжением и током эквивалентных генераторов, которые оказываются в (1+D) раз больше, что не является существенным, так как D << 1.
Из (14.7) для активной составляющей входного сопротивления генератора с ОС получаем
U MC Roe AC  Ri/
1  Roe AC
1 
RВХ 



.
I A1
1 
(1  D)  
S СР 


Последнее выражение определяет активную составляющую входного сопротивления генератора с ОС с учётом реакции анода, но также при пренебрежении сеточным током
лампы.
Следует отметить, что низкое входное сопротивление и наличие проходной мощности в генераторе с ОС могут рассматриваться как результат действия отрицательной обратной связи по току, имеющей место в данном генераторе.
Полное входное сопротивление генератора с ОС, как и генератора с ОК, является
комплексным из-за входной ёмкости лампы, подключаемой параллельно RВХ. Входная ёмкость лампы обычно учитывается в составе реактивных элементов входной согласующей
цепи генератора.
Если сопоставить формулы, характеризующие энергетические показатели ГВВ с ОС
и ОК, то можно найти между ними много общего и прийти к выводу, что рассчитать режим генератора с ОС можно по формулам для генератора с ОК. Необходимо только
учесть особенности генератора с ОС, связанные с наличием проходной мощности.
В генераторе с ОС не вся колебательная мощность создаётся лампой за счёт источника анодного питания. Часть колебательной мощности в нагрузке генератора создаётся
источником возбуждения. Поэтому, если в нагрузке задана мощность P~, то лампа для генератора с ОС должна выбираться на мощность


U MC
P~
 
P~ Л  P~  PПРОХ  P~ 1  PПРОХ P~   P~ 1 
.
 U MA  U MC  1  U MC U MA 
В большинстве случаев 1  U MC U MA   1,07...1,1 , следовательно,
P~ Л  0,9...0,93 P~ .
7
См. лекцию 9.
224
Исходя из мощности 0,9...0,93 P~  P~ ОК , по формулам для генератора с ОК (см.
лекцию 7) можно провести расчёт режима. Найдя значения IA1 и UMC, следует определить
величину проходной мощности РПРОХ, которая будет иметь место в генераторе с ОС при
таком же режиме работы лампы, как в рассчитанном генераторе с ОК:
1
PПРОХ  U MC I A1 .
2

Если в результате расчёта значение P~ ОК  PПРОХ  с приемлемой для разработчика
точностью близко к необходимой мощности генератора P~ , то, следовательно, все параметры режима найдены. Если же имеется заметное расхождение, то следует изменить в
соответствующую сторону расчётное значение P~ ОК и заново провести необходимые вычисления.
Точно также, если задано сопротивление анодно-сеточного контура Roe AC, то генератор с ОК следует рассчитывать по соответствующей методике (лекция 7) на сопротивление
Roe AC
Roe 
 0,9...0,93 Roe AC .
1  U MC U MA 
После чего необходимо проверить соответствие сопротивлений: принятого для расчёта и
получаемого при найденных значениях UMC и UMA. При большом расхождении сопротивлений следует расчёт генератора с ОК провести на новое значение сопротивления нагрузки между анодом и катодом лампы.
Для генератора с ОС несложно получить на основании приведенных в лекции выражений основные расчётные соотношения, автоматически учитывающие наличие проходной мощности в генераторе, использование которых позволяет исключить корректировку
расчётов, о которой упоминалось выше.
Напряжение источника анодного питания ЕА в генераторе с ОС выбирается так же,
как и в генераторе с ОК. Как и в генераторе с ОК, чем выше рабочая частота генератора и
если есть у лампы запас по мощности и току эмиссии катода, напряжение анодного питания следует понижать по сравнению с номинальным, чтобы потребовалось меньшей величины сопротивление контура нагрузки в анодно-сеточной цепи:
U M AC U MA  U MC
Roe AC 

.
I MA 1
I MA 1
Нижний угол отсечки анодного тока в генераторе с ОС, как отмечалось, обычно принимается равным 90°.
После определения напряжений возбуждения UMC и смещения ЕС расчёт режима сеточной цепи проводится как в генераторе с ОК, за исключением мощности возбуждения
1
PВОЗБ  U MC I C1  I A1 
2
и активной составляющей входного сопротивления
U MC
RВХ 
.
I C1  I A1
1
Определив проходную мощность PПРОХ  U MC I A1 , можно найти
2
- рассеиваемую на аноде мощность
РА = Р0 + РПРОХ – Р~;
- КПД анодной цепи
Р  РПРОХ
А  ~
.
Р0
Благодаря повышенной устойчивости ламповые генераторы с ОС первоначально
нашли широкое применение в диапазоне дециметровых волн, так как реализовать схему
225
удалось только с изобретением ламп плоскопараллельной конструкции электродов. Позднее схема получила широкое распространение в диапазоне декаметровых волн. С появлением тетродов на мощности в несколько десятков киловатт применение генераторов с ОС
в метровом и декаметровом диапазонах несколько ограничилось. В то же время в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн исключительно применяется эта схема генератора. Следует отметить, что в ряде случаев, например, в мощных каскадах радиопередатчиков сигналов телевизионного изображения, тетроды также включают по схеме с ОС
в метровом диапазоне волн, что объясняется не только конструктивными особенностями
ламп в отдельных случаях, но и низким входным сопротивлением генератора с ОС, облегчающим построение широкополосной входной цепи такого генератора.
Практические схемы генераторов с общей сеткой (ОС)
Сетка лампы в генераторе с ОС может быть заземлена не только по высокой частоте,
но и по постоянному току. Последнее обычно имеет место при использовании катодного
автосмещения. Если используется независимое (от отдельного источника) или сеточное
автосмещение, то сетка по постоянному току не заземляется.
На рис.14.4 представлены несколько возможных схемных реализаций однотактного
генератора с ОС. Возможна реализация двухтактного генератора с ОС на тех же принципах, что и в случае схемы с ОК.8
Ёмкость блокировочного конденсатора в цепи сетки выбирается из условия
СБЛ С ≈ 200 САС.
Через этот конденсатор осуществляется отрицательная обратная связь по напряжению
между входной и выходной цепями генератора. Чем больше ёмкость блокировочного конденсатора, тем меньше обратная связь. Однако иметь блокировочный конденсатор большой ёмкости в цепи сетки часто не представляется возможным, так как этот конденсатор
выполняется обычно конструктивно. Если невозможно реализовать конденсатор СБЛ С необходимой ёмкости, то следует сетку соединять непосредственно с землёю (корпусом) генератора и использовать катодное автосмещение, как в схемах (рис.14.4,в,г).
Конденсаторы СН выравнивают потенциал катода (накала) по высокой частоте. Чем
больше ёмкость этих конденсаторов, тем лучше. Однако с увеличением ёмкости конденсаторов СН возрастают их габариты, и становится существенной монтажная ёмкость этих
конденсаторов относительно земли (корпуса). Через эту ёмкость происходит утечка на
землю (корпус) сигнала возбуждения. Ёмкость конденсаторов СН рекомендуется выбирать
из условия
1
1
 Z ВХ ,
С Н 10
где ω - рабочая частота генератора; ZВХ - модуль входного сопротивления генератора.
Индуктивности LН в цепи накала (катода) должны обеспечивать надёжную изоляцию
по высокой частоте катода лампы от земли (корпуса), то есть от сетки. Следовательно, их
сопротивление должно быть существенно больше входного сопротивления генератора,
что достигается при
LН  20...30  Z ВХ .
Ёмкость блокировочных конденсаторов в цепи накала выбирается из условия
LН
1

.
С БЛ 50...200
При выборе ёмкостей конденсаторов СН и СБЛ в цепи накала следует учитывать, что
для токов с частотой питания накала (обычно 50 Гц) сопротивление их должно быть
большим, существенно больше сопротивления нити накала.
8
Двухтактные генераторы рассматриваются в лекции 15.
226
Трансформатор
накала
LН
СБЛ
СН
СБЛ
СН
ТрН
- ЕС
LН
CК
LК
СБЛ С
uC
СБЛ А
+ ЕА
а
LН
RК
СБЛ
СН
RК
СБЛ
СН
ТрН
СР
СБЛ С
LН
LБЛ А
RС
uC
СБЛ А
CК
LК
+ ЕА
б
LН
ТрН
СБЛ
СН
СБЛ
СН
CК
LК
LН
uC
RК
СКАТ
СБЛ А
в
+ ЕА
LН
СБЛ
ТрН
RК
СН
CК
LН
СКАТ
СР
LК
uC
г
СБЛ А
+ ЕА
Рис.14.4
227
Через индуктивности LН протекает ток накала, который в мощных лампах составляет
десятки-сотни ампер, что может вызвать заметное падение напряжения от источника
накала на этих индуктивностях. Чем больше индуктивности LН , тем больше на них падение напряжения от источника накала и это необходимо учитывать, так как возможен
недокал (недонагрев) катода и не будет получен нужный ток анода, а соответственно и
нереализован рассчитанный режим генератора. Если индуктивности LН выполняются в
виде катушек, то с укорочением рабочей длины волны генератора λ необходимо следить,
чтобы полная длина провода намотки индуктивности LН не оказалась близкой к λ/2. В
противном случае катушка индуктивности LН проявляет себя как полуволновой отрезок
длинной линии, короткозамкнутый на одном конце через ёмкость СБЛ, и соответственно
обеспечивает короткое замыкание сигнала возбуждения, что недопустимо.
В генераторах с ОС может быть применена как последовательная, так и параллельная схема питания анода. Выбор схемы питания и номиналы блокировочных и разделительных элементов определяется теми же соображениями, что и в генераторе с ОК. Однако при использовании контуров из сосредоточенных элементов (конденсатор СК, катушка
индуктивности LК) с повышением рабочей частоты генератора затрудняется реализация
блокировочного дросселя в параллельной схеме питания анода LБЛ А (по тем же соображениям, что и индуктивностей LН с укорочением рабочей длины волны) и может оказаться
возможным осуществление только последовательной схемы питания анода.
В схеме (рис.14.4,г) конденсаторы СБЛ и СН выравнивают потенциал нити накала с
катодом по высокой (рабочей) частоте. На схеме показана лампа, у которой вывод катода
объединён с одним из выводов накала.
Приведенные на рис.14.4 примеры хотя и не исчерпывают всего многообразия схем
генераторов с ОС, но дают полное представление, с учётом сделанных выше замечаний, о
принципах построения таких генераторов.
Особенности транзисторного генератора с общей базой (ОБ) и его применение
Возможная схема транзисторного ГВВ с ОБ показана на рис.14.5. База является общим электродом для входной и выходной цепей генератора.

 

  I Kn   I Бn 
n 1
 n1

iЭ
iК
ССВ
СР
uБ
LБЛ
(IБ0 + IК0)
LК
iБ
СБЛ К
CК
RН
+ ЕК
Рис.14.5
На относительно низких частотах, когда с инерционностью процессов в транзисторе
можно не считаться, генератор с ОБ в сравнении с генератором по схеме с общим эмиттером (ОЭ) полностью аналогичен по принципу работы и энергетическим показателям ламповому генератору с ОС по сравнению с генератором с ОК.
Так как входным током в генераторе с ОБ является ток эмиттера iЭ = iБ + iК, который
значительно больше тока базы iБ, являющегося входным током в генераторе с ОЭ, то
входное сопротивление и коэффициент усиления по мощности генератора с ОБ суще-
228
ственно меньше, чем генератора с ОЭ. В то же время в генераторе с ОБ за счёт проходной
мощности возможно получение большей мощности в нагрузке.
Однако биполярные транзисторы являются существенно инерционными приборами
и коэффициент усиления по мощности транзисторного генератора изменяется с частотой,
причём на более высоких частотах у генератора с ОБ коэффициент усиления по мощности
оказывается выше, чем у генератора с ОЭ.
В настоящей лекции мы ограничимся лишь соотношениями, которые демонстрируют
зависимость коэффициента усиления по мощности транзисторного генератора от частоты.9
Коэффициент усиления по мощности ГВВ
P
KP  ~ ,
PВОЗБ
где, применительно к транзисторному генератору, P~ - колебательная мощность в нагрузке
1
(контуре) коллекторной цепи транзистора, равная U MK I K 1 ; UMK - амплитуда переменного
2
(колебательного) напряжения на нагрузке (контуре); IK1 - амплитуда первой гармоники
1
коллекторного тока; PВОЗБ - мощность возбуждения, равная U МБ I ВХ 1 ; IВХ1- амплитуда
2
первой гармоники входного тока: IВХ1 = IБ1- в генераторе с ОЭ и IВХ1 = (IБ1 + IК1) - в генераторе с ОБ; IБ1- амплитуда первой гармоники базового тока.
Учитывая приведенные выше соотношения, можно записать
I U
K P  K 1 MK  K i K u ,
I ВХ 1 U МБ
где Ki - коэффициент усиления по току, Ku - коэффициент усиления по напряжению транзисторного генератора.
В генераторе с ОБ, как и в генераторе с ОС, возможно получение несколько большего значения Ku , чем в генераторе с ОЭ, но это различие невелико и можно считать Ku одинаковым в обеих схемах генераторов. Действительно, при работе транзисторов в одинаковом режиме в обеих схемах генераторов
U M КЭ
U M КБ U M КЭ  U МБ
K u ОЭ 
;
K u ОБ 

 K u ОЭ  1.
U МБ
U МБ
U МБ
Если Ku ОЭ >> 1, то можно считать Ku ОБ ≈ Ku ОЭ = Ku.
В генераторе с ОЭ
I
K i  K1   ,
I Б1
где  
0
1  f f  2
- модуль коэффициента передачи по току транзистора при включе-
нии с ОЭ на частоте f;  0 - значение коэффициента передачи по току транзистора
при f → 0 (статический коэффициент передачи по току транзистора в схеме с общим
эмиттером); f  - частота, на которой модуль коэффициента передачи по току транзистора
при включении с ОЭ  уменьшается в
ентом  0 .
В генераторе с общей базой
2 раз по сравнению со статическим коэффици-
9
Подробное рассмотрение транзисторных ГВВ с учётом инерционных процессов изложено, например, в
работе автора: Дегтярь Г.А. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учебное пособие/
Новосиб. гос. техн. ун-т. – Новосибирск, 1995. – 237 с.
229
Ki 
I K1
1.
I Б1  I K 1
Таким образом, можно считать:
- в генераторе с ОЭ
K P  K u 
-
0 Ku
1  f f   2
;
в генераторе с ОБ
K P  Ku .
Коэффициент усиления по напряжению Ku в транзисторном генераторе уменьшается
с ростом частоты.
Действительно, амплитуда переменного напряжения на нагрузке (контуре)
U MK  E K  E K .
С ростом частоты следует ожидать уменьшения коэффициента использования
напряжения питания коллектора  , а значит, и уменьшения U MK . Требуемая амплитуда
напряжения возбуждения UМБ, напротив, будет расти с повышением частоты.
Поэтому в генераторе с ОБ коэффициент усиления по мощности также будет уменьшаться с ростом частоты, но в меньшей степени, чем в генераторе с ОЭ.
На рис.14.6 представлены зависимости KP для генераторов с ОЭ и ОБ при  0  30 и
K u  20.
Вблизи граничной чаОЭ
стоты f ГР   0 f  коэффиKP
циент усиления по мощности KP генератора с ОЭ суОБ
20
щественно снижается и при
f > fГР становится меньше,
чем у генератора с ОБ. Поэтому на высоких частотах
f ГР / f 
вблизи fГР и выше схема генератора с ОЭ становится
неэффективной и лучшие
100 f / f 
10 30
результаты получаются в
Рис.14.6
генераторе с ОБ.
Генератор с ОЭ используется на частотах f < (0,2…0,3) fГР, где он обеспечивает существенно большее значение KP. Генератор с ОБ используется с частот f > (0,2…0,3) fГР до частот (2…3) fГР, где он
обеспечивает большее значение KP, нежели генератор с ОЭ.
В силу большего постоянства коэффициента усиления по мощности схема генератора с ОБ находит применение в широкополосных транзисторных генераторах – усилителях
мощности, где требуется равномерная амплитудно-частотная характеристика.
Практически схема с ОБ, как отмечалось в начале лекции, применяется в генераторах, начиная с частоты 1 ГГц. До этой частоты предпочтение отдаётся схеме с ОЭ.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 14:
1. Представьте схему и поясните нейтрализацию связи между входной и выходной цепями ГВВ по схеме с
ОК с помощью индуктивности, подключаемой параллельно ёмкости анод-сетка лампы.
2. Почему межэлектродная ёмкость САК меньше межэлектродной ёмкости САС?
3. Поясните особенности схем ГВВ с ОС, представленных на рис.14.4. Из каких требований следует исходить при выборе блокировочных и разделительных элементов?
4. Есть две идентичные лампы, два идентичных контура и необходимые источники питания и возбуждения.
Соответственно выполнены два ГВВ: один по схеме с ОК, другой по схеме с ОС. В обоих генераторах
230
обеспечивается амплитуда первой гармоники анодного тока 1 А. Охарактеризуйте энергетические параметры генераторов. Что у них одинаково и в чём различие?
5. В чём сходство и в чём различие генераторов с ОС и ОБ?
231
Лекция 15
Необходимость сложения мощностей АЭ. Параллельное и двухтактное включения
АЭ. Свойства ГВВ с параллельным и двухтактным включением АЭ, энергетические
соотношения в них. Особенности схем с параллельным и двухтактным включением
транзисторов.
Довольно часто требуемая мощность ГВВ не может быть получена от одного генераторного прибора – активного элемента (АЭ): лампы или транзистора. Надо либо разрабатывать новый АЭ с нужной мощностью, либо искать другие способы решения задачи.
Разработка нового прибора и производство его занимают много времени и дорого обходятся. Кроме того, потребность в мощных приборах может быть весьма ограниченной.
Последнее особенно относится к генераторным лампам. Да и не всегда удаётся разработать прибор на нужную мощность, что относится как к лампам, так и к транзисторам. Поэтому специалистам приходится искать схемные решения получения больших мощностей.
Чтобы получить нужную мощность, используют совместную работу нескольких АЭ на
общую нагрузку. Наиболее простыми способами реализации совместной работы АЭ являются их параллельное и двухтактное включения. При выполнении определённых условий результирующая мощность в нагрузке равна сумме мощностей, создаваемых в выходной цепи каждым АЭ.
Параллельное включение активных элементов
На рис.15.1 представлена схема ГВВ с параллельным включением двух ламп V1 и V2
с общим катодом.
I A 0 V 1  I A0 V 2
LБЛ А
CР А
+ЕА
СБЛ А
V1
iA V 1
iA V 2
СР С
СР С
LБЛ С
LБЛ С
CН
V2
СБЛ С
- ЕС
СБЛ С
- ЕС
LK
CН
К источнику
возбуждения
UН V 1
CK
UK
UН V 2

I
An V 1,V 2
n 1
Тр1
Тр2
A
B
Рис.15.1
C
При параллельном включении ламп одноимённые электроды соединяются вместе по
высокой частоте; по постоянным напряжениям питания одноимённые электроды, кроме
анодов, как правило, разделяются. Это делается для того, чтобы можно было производить
индивидуальную регулировку режима каждой лампы, так как параметры ламп практически не бывают одинаковыми.
232
В представленной схеме использовано параллельное питание анода, но может быть
использовано и последовательное питание. Для рассмотрения особенностей параллельного включения АЭ способ питания анодов ламп не является принципиальным. Выбор питания анода определяется теми же соображениями, что и при построении ГВВ на одной
лампе1.
Назначение разделительных СР и блокировочных СБЛ, LБЛ элементов в цепях точно
такое же, как в ГВВ на одной лампе. Нагрузкой ламп в анодной цепи служит контур СК,
LК. В представленной схеме использованы триоды. В схемах на тетродах и пентодах будут
добавлены цепи питания вторых (экранных) сеток, которые реализуются, как и в генераторе на одной лампе2. Однако, напомним, что большинство мощных генераторных ламп, в
том числе и самые мощные лампы, а также лампы СВЧ – это триоды. На схеме показаны
лампы с прямонакальным однофазным катодом. Питание накалов ламп осуществляется от
трёхфазной сети, что позволяет ослабить пульсацию результирующего выходного тока
(паразитную амплитудную модуляцию) за счёт магнетронного эффекта (см. лекцию 13).
Для устранения на выходе пульсаций анодного тока за счёт магнетронного эффекта для
питания накалов ламп используются два трансформатора Тр1, Тр2, первичные обмотки которых включены звездой. Напряжение накала лампы V1 UН V1 пропорционально линейному напряжению между фазами А, В, а напряжение накала лампы V2 UН V2 пропорционально напряжению фазы С. При таком способе питания напряжения накалов оказываются
сдвинутыми по фазе относительно друг друга на 90°. На рис.15.2 представлены векторные
диаграммы напряжений в цепях питания накалов ламп.
А
90°
UA=UB=UC;
UAB= 3 UC
120°
UН V2
90°
UН V1 = UН V2;
120°
120°
В
UН V1
UН V 1= nТр1 UAB;
UН V 2 = nТр2 UC
С
Рис.15.2
Коэффициент трансформации по напряжению трансформатора Тр2 nТр2 должен быть
в 3 раз больше, чем у трансформатора Тр1.
Питание накалов ламп со сдвигом по фазе 90° обусловливает изменение магнитных
полей в лампах со сдвигом на 1/4 периода частоты питания накалов. В итоге пульсации
анодных токов за счёт магнетронного эффекта оказываются сдвинутыми на 1/2 периода
частоты питания накалов, что составляет 180°, то есть пульсации находятся в противофазе. Если величины этих пульсаций одинаковы, то на выходе, складываясь, они компенсируют друг друга.
При возбуждении ламп гармоническим сигналом uC  U MC cos t анодный ток каждой лампы может быть представлен в виде совокупности гармонических составляющих,
как в ГВВ на одной лампе:
i A V 1  I A0 V 1  I A1 V 1 cos t  I A 2 V 1 cos 2t  ...;
(15.1)
i A V 2  I A0 V 2  I A1 V 2 cos t  I A 2 V 2 cos 2t  ... ,
1
См. лекцию 13.
Третья (защитная) сетка у пентода обычно имеет потенциал катода, и вывод её соединяется с выводом катода внутри лампы.
2
233
где IA0 V1, IA0 V2 - постоянные составляющие анодных токов ламп V1 и V2 соответственно;
IA1 V1, IA1 V2, IA2 V1, IA2 V2, … - амплитуды первой, второй и так далее гармонических составляющих анодных токов ламп V1 и V2 соответственно.
Пути протекания анодных токов каждой лампы такие же, как в ГВВ на одной лампе.
Постоянные составляющие анодных токов ламп IA0 V1, IA0 V2 протекают через источник анодного питания ЕА, блокировочный дроссель LБЛ А, участок анод-катод соответствующей лампы. Первые и высшие гармонические составляющие анодных токов ламп
протекают через нагрузку – контур СК, LК и участок анод-катод соответствующей лампы.
Контур нагрузки СК, LК считаем настроенным на выделяемую гармоническую составляющую анодных токов ламп, в частности, первую, для которой он представляет чисто активное сопротивление, равное эквивалентному сопротивлению контура на резонансной частоте Roe.
Для общности результатов и более полного рассмотрения вопроса примем, что анодные токи ламп различаются как по величине, так и имеют некоторый фазовый сдвиг. Причиной последнего, если не учитывать инерционные явления в лампах, является несинфазность подаваемых сигналов возбуждения на сетки ламп из-за различия внешних и внутренних реактивностей в цепях возбуждения, в том числе и длин соединительных проводов.
При наличии фазового сдвига φ в сигналах возбуждения ламп выражения (15.1) могут быть записаны в виде:
i A V 1  I A0 V 1  I A1 V 1 cos t  I A 2 V 1 cos 2t  ...;
i A V 2  I A0 V 2  I A1 V 2 cos(t   )  I A 2 V 2 cos 2(t   )  ... ,
Если ввести в рассмотрение комплексные амплитуды, то для комплексных амплитуд
токов первых гармоник можно записать:
*
*
* *
*
I A1V 2  I A1V 2 e j  k I A1V 1 e j  K I A1V 1  K I A1V 1 ,
где k – коэффициент пропорциональности амплитуд первых гармоник анодных токов
*
ламп; K = ke jφ – коэффициент пропорциональности комплексных амплитуд первых гармоник анодных токов ламп3.
Комплексная амплитуда колебательного напряжения на контуре, она же амплитуда
переменного напряжения между анодом и катодом каждой лампы,
*
*
*
*




(15.2)
U MK  U MA  Roe  I A1V 1  I A1V 2   Roe I A1V 1 1  K .




Сопротивление нагрузки, ощущаемое каждой лампой относительно точек анод-катод
(кажущееся сопротивление нагрузки):
*
 *

*
U MA


 I A1V 2 
Z ОЩ V 1 
 Roe 1 

R
1

K

;
oe

I A1
I A1V 1 





(15.3)
*




I A1V 1 
Z ОЩ V 1
U MA
1
Z ОЩ V 2  *
 Roe 1  *
 Roe 1  *   * .




I A1V 2
K
 K
 I A1V 2 
Как видим, ощущаемые сопротивления (15.3) зависят не только от эквивалентного
сопротивления контура нагрузки Roe, но и от амплитудных и фазовых соотношений токов
в анодных цепях ламп.
*
3
В принятой записи комплексная амплитуда первой гармоники анодного тока лампы V1 I A1 V 1 совпадает с
амплитудой IA1 V1 первой гармонической составляющей анодного тока лампы при разложении его на гармонические составляющие (15.1).
234
Если одна из ламп не работает (k = 0 или k = ∞), то ощущаемое сопротивление
нагрузки другой лампы оказывается чисто активным и равным эквивалентному сопротивлению контура Roe. Если работают обе лампы, то ощущаемое каждой лампой сопротивление отличается от Roe и может быть как активным, так и комплексным. Работа лампы на
комплексную нагрузку для генератора является энергетически невыгодной4. Обратим
внимание, что при параллельном включении ламп даже при настроенном контуре ощущаемые лампами сопротивления могут оказаться комплексными.
Если фазовый сдвиг сигналов возбуждения φ = 0, то каждая лампа ощущает чисто
активное сопротивление нагрузки:
Z ОЩ V 1  Roe 1  k ;
Z ОЩ V 2  Roe 1  1 k .
(15.4)
При полной идентичности анодных токов ламп (φ = 0, k = 1) ощущаемые лампами
сопротивления оказываются активными и равными по величине:
Z ОЩ V 1  Z ОЩ V 2  2 Roe .
В этом случае лампы отдают одинаковую мощность, а результирующая мощность в
нагрузке – контуре возрастает в два раза (в общем случае в N раз, где N - число параллельно включаемых ламп).
Действительно, мощность в нагрузке можно определить как
1 2
P~  U MA
/ Roe ,
2
где UMA = UMK - амплитуда колебательного напряжения на анодах ламп, равная амплитуде
колебательного напряжения на контуре.
*

При полной идентичности анодных токов ламп  K  1 согласно (15.2)


2
UMA = 2RoeIA1 V1. Соответственно, P~  2 I A1V 1 Roe . Колебательная мощность, отдаваемая од1
ной лампой, P~ V 1  U MA I A1V 1  I A21V 1 Roe , что составляет половину мощности в нагрузке.
2
Если φ = 0, но k ≠ 1, то ощущаемые лампами сопротивления оказываются активными,
но разной величины (15.4), вследствие чего лампы будут отдавать в нагрузку – контур
разные мощности.
Очевидно, при параллельной работе ламп наилучшим является режим полной иден*
тичности выходных токов: K  1 , то есть φ = 0, k = 1. В этом случае лампы находятся в
одинаковом по напряжённости режиме (например, критическом) и отдают одинаковую
мощность.
Из приведенного рассмотрения очевиден главный недостаток параллельного включения ламп: необходимость строгой синфазности и равенства амплитуд анодных токов
параллельно включенных ламп. Для этого нужна строгая симметрия схемы, когда для всех
ламп обеспечивается одинаковая длина проводников, подводящих напряжения возбуждения к сеткам ламп и соединяющих аноды ламп с контуром нагрузки, когда одинаковы параметры ламп и блокировочных элементов. При отсутствии симметрии схемы появляется
различие в амплитудах и фазах анодных токов ламп, что приводит к уменьшению колебательной мощности ГВВ и снижению его КПД по сравнению с режимом полной симметрии.
Из других недостатков параллельного включения ламп обычно отмечаются следующие:
1. Увеличивается вероятность возникновения в генераторе паразитных (нежелательных) колебаний. Поэтому необходимо делать монтаж короткими, с большим поперечным
сечением проводниками, индуктивное сопротивление которых мало.
4
См. лекцию 8.
235
2. Наличие больших входной, проходной и выходной ёмкостей (межэлектродные ёмкости параллельно включенных ламп складываются) затрудняет реализацию индуктивности контура нагрузки LК с повышением рабочей частоты генератора:
1
LK  2
,
 CK
где СK - ёмкость контура с учётом соответствующих ёмкостей ламп;  - круговая частота
рабочих колебаний генератора. Чем больше ёмкость контура, тем меньше требуемая индуктивность, которую сложнее реализовать с обеспечением высокой добротности.
3. Увеличивается вероятность возникновения неисправностей, поскольку число ламп
и других элементов возрастает.
В отношении последнего недостатка следует отметить, что на определённых этапах
развития техники радиопередающих устройств параллельное включение ламп рассматривалось как способ повышения надёжности работы устройства в целом. Дело в том, что самым ненадёжным элементом является АЭ – лампа, причем, чем мощнее лампа, тем меньше у неё надёжность, меньше срок службы. Включение параллельно нескольких менее
мощных, но соответственно более надёжных и долговечных ламп, позволяет увеличить
срок работы генератора по сравнению с генератором на одной, но мощной лампе.
Перечисленные недостатки заставляют избегать параллельного включения большого
числа ламп. Обычно ограничиваются двумя-тремя лампами. При включении параллельно
трёх ламп с однофазным прямонакальным катодом для уменьшения результирующей паразитной амплитудной модуляции за счёт магнетронного эффекта питание накалов ламп
осуществляется пофазно от трёхфазной сети.
Расчёт режима ГВВ с параллельным включением ламп начинают с одной лампы на
мощность P~1  P~ N , где P~ - требуемая мощность в нагрузке – контуре ГВВ; N - число
параллельно включаемых ламп.
Расчёт проводится по обычной методике (см., например, лекцию 7) для выбранного
режима: критического, недонапряжённого, перенапряжённого. В результате расчёта находятся напряжения, токи, а также требуемое сопротивление нагрузки для одной лампы Roe1.
Затем, предполагая полную симметрию схемы, определяют результирующие токи и мощности в соответствующих цепях, которые будут в N раз больше найденных из расчёта для
одной лампы. Напряжения на электродах такие же, как для одной лампы. Что касается эквивалентного сопротивления контура нагрузки Roe, то, поскольку при параллельном
включении N ламп ощущаемое одной лампой сопротивление нагрузки возрастает в N раз,
эквивалентное сопротивление контура должно быть: Roe = Roe1/N. Очевидно, что при выходе из строя хотя бы одной из N ламп оставшиеся перейдут в менее напряжённый режим
работы, так как ощущаемое сопротивление нагрузки для каждой из оставшихся ламп
уменьшится. Уменьшение напряжённости режима снижает КПД анодной цепи генератора.
Следует отметить, что необходимость изготовления контура с низким эквивалентным сопротивлением Roe не рассматривается как преимущество параллельного включения
ламп, так как их выходные ёмкости, входящие в состав ёмкости контура СK, складываются
и этим резко уменьшают характеристическое сопротивление контура. В предельном случае, когда ёмкость контура образуется только за счёт межэлектродных ёмкостей СВЫХ, характеристическое сопротивление контура
1
1
К 

С К NС ВЫХ
уменьшается ровно в N раз по сравнению с контуром на одной лампе и упомянутое выше
преимущество полностью исчезает.
Рассмотрим ГВВ с параллельным включением транзисторов. По сравнению с лампами транзисторы, в первую очередь биполярные, обладают значительно большим разбро-
236
сом параметров5. Поэтому при параллельном включении либо подбирают транзисторы по
параметрам, либо применяют схемные решения, которые обеспечивают лучшую симметрию их работы.
Принципиально транзисторный ГВВ с параллельным включением двух транзисторов
может быть выполнен по схеме рис.15.1 с заменой ламп на транзисторы и учётом особенностей цепей питания и нагрузки. Однако часто, чтобы облегчить симметрирование схемы, ГВВ с параллельным включением биполярных транзисторов строят с разделением
LC-элементов во входных и выходных цепях. Подобная схема с параллельным включением двух биполярных транзисторов VT1, VT2 с общим эмиттером показана на рис.15.3.
CБЛ
LБЛ
L2/
К источнику
возбуждения
CP
RД
CСВ
L2//
C3
К нагрузке
RН
VT2
L1//
LБЛ
RД
C2/
LБЛ
CP
С1
+ЕК
VT1
L1/
LБЛ
C2//
CБЛ
Рис.15.3
Разделение LC-элементов во входных L1/, L1// и выходных С2/, С2//, L2/, L2// цепях позволяет: во-первых, легче добиться симметрии монтажа схемы; во-вторых, подстраивать
коллекторную цепь каждого из транзисторов (скомпенсировать разброс коллекторных ёмкостей) и выровнять режимы их работы, отдельно контролируя постоянные составляющие
токов коллекторов IK0 VT1, IK0 VT2; в-третьих, раздельные элементы легче реализовать: ёмкости меньше, индуктивности больше по номиналу.
В представленной схеме (рис.15.3) возбуждение транзисторов осуществляется током:
входы транзисторов включены последовательно с индуктивностями L1/, L1// , сопротивления которых возрастают с номером гармоники. Резисторы RД служат для выравнивания
постоянных времени эмиттерных переходов транзисторов в открытом и закрытом состояниях6.
Для коллекторных цепей ГВВ с параллельным включением двух транзисторов справедливы все соотношения (15.1) – (15.4).
Расчёт режима ГВВ с параллельным включением транзисторов также проводят для
одного транзистора на мощность P~1  P~ N , где P~ - требуемая мощность ГВВ; N - число
параллельно включаемых транзисторов.
Предполагая полную симметрию схемы, определяют токи в узлах соединения цепей
и результирующие мощности в цепях соответствующих электродов, которые будут в N
5
Современный мощный генераторный транзистор представляет параллельное включение внутри корпуса до
100…1000 и более элементарных транзисторов.
6
См. лекцию 13, рис.13.10, где подобные резисторы обозначены RДОП.
237
раз больше найденных из расчёта режима для одного транзистора. Напряжения на электродах и элементах цепей остаются, как для одного транзистора.
При расчёте цепи согласования (ЦС) с полезной нагрузкой генератора RН в схеме
рис.15.3 следует исходить из схемы ЦС для каждого транзистора, представленной на
рис.15.4, где Roe1- требуемое сопротивление нагрузки в коллекторной цепи одного транзистора (находится при расчёте режима). Сопротивления ёмкостей С3, ССВ и нагрузки RН в
схеме (рис.15.4) удваиваются за счёт совместной работы двух транзисторов (в общем случае сопротивления этих элементов увеличиваются в N раз).
L2/
К коллектору
Roe1
C2/
CСВ/2
C3/2
2RН
Рис.15.4
ГВВ с параллельным включением биполярных транзисторов, помимо специфических
недостатков, обусловленных большим разбросом параметров транзисторов и положительным температурным коэффициентом для токов (с ростом температуры токи возрастают),
присущи и все те недостатки, которые отмечены при рассмотрении параллельного включения ламп. По этим причинам параллельное включение биполярных транзисторов используется сравнительно редко и не более двух-трёх. Значительно лучше обстоит дело с
полевыми транзисторами: благодаря отрицательному температурному коэффициенту для
токов становятся менее опасны разброс параметров этих транзисторов и несимметрия в
схеме.
В заключение отметим, что параллельное включение АЭ возможно при реализации
ГВВ по разным схемам: с общим катодом, с общей сеткой, с общим анодом, с общим
эмиттером, с общей базой, с общим коллектором, с общим истоком, с общим затвором, с
общим стоком. При этом проявляются свойства соответствующей схемы и параллельного
включения АЭ.
Параллельно включенные АЭ можно рассматривать как один эквивалентный АЭ, у
которого при строгой синфазности режимов работы параллельно включенных АЭ результирующий выходной ток и его крутизна равны алгебраической сумме соответствующих
параметров отдельных АЭ. При отсутствии синфазности режимов параллельно включенных АЭ эквивалентный АЭ можно характеризовать комплексными параметрами, что не
представляется удобным.
Двухтактное включение активных элементов (АЭ).
Схемы, принцип работы, особенности генераторов с двухтактным включением АЭ
Двухтактное включение АЭ (ламп, транзисторов), как и параллельное включение их,
используют для увеличения мощности ГВВ: результирующая мощность в нагрузке генератора равна сумме мощностей, отдаваемых каждым АЭ. Однако переход к двухтактному
включению АЭ обычно связан не столько с повышением уровня мощности генератора,
сколько с улучшением ряда других характеристик. Во-первых, при двухтактном включении при тех же режимах работы АЭ удаётся существенно снизить уровень высших гармоник в нагрузке генератора. Во-вторых, в ряде схем двухтактного включения АЭ удаётся
ослабить требования к блокировочным элементам. В-третьих, за счёт поочередности работы АЭ при двухтактном включении удаётся выровнять (линеаризовать) входное сопротивление генератора, являющееся нагрузкой для источника сигнала возбуждения (напри238
мер, для предыдущего каскада). В-четвёртых, генератор с двухтактным включением АЭ
удобен при симметричной нагрузке, например, при использовании двухпроводного фидера, так как позволяет обойтись без симметрирующего устройства7, обеспечивающего переход от симметричной нагрузки к несимметричной схеме ГВВ, реализуемой на одном АЭ
либо путём параллельного включения нескольких АЭ. Отсутствие симметрирующего
устройства существенно упрощает схему связи генератора с нагрузкой.
На рис.15.5 показана схема ГВВ с двухтактным включением двух ламп V1, V2 с общим катодом. Нагрузкой ламп является параллельный колебательный контур, образованный двумя ёмкостями СК и индуктивностью LK. Очевидно, результирующая ёмкость контура равна СК /2.
iA V1
ССВ С
ССВ Н
V1

LБЛ С
К источнику
возбуждения
СБЛ С
I
-ЕС
-ЕС
LБЛ С
СК
An V 1
n 1
Общий
СБЛ С
К симметричной
нагрузке
LК
провод

I
СК
An V 2
n 1
ССВ С
V2
ССВ Н
iA V2
LБЛ А
СБЛ А
Рис.15.5
IA0 V1 + IA0 V2
+ЕА
Для удобства подбора режима работы ламп с целью симметрирования схемы напряжения смещения ЕС могут подаваться раздельно. Цепь смещения строится, как в любом
ГВВ. Питание анодов осуществляется от одного источника ЕА. При использовании тетродов или пентодов схема (рис.15.5) должна быть дополнена цепями питания соответствующих сеток. Питание накалов осуществляется по обычным схемам. Для устранения паразитной амплитудной модуляции за счёт магнетронного эффекта питание накалов ламп с
однофазным прямонакальным катодом может быть осуществлено, как при параллельном
включении двух ламп (схема рис.15.1).
Назначение элементов в схеме (рис.15.5) понятно из их обозначений и такое же, как
в схеме любого ГВВ. Особенности выбора отдельных элементов мы обсудим ниже, а сейчас отметим только принципиальные отличия схемы с двухтактным включением ламп от
ранее рассмотренных схем на одной лампе или с параллельным включением нескольких
ламп. Обратим сразу внимание, что отмечаемые ниже особенности двухтактного включения ламп имеют место при любой схеме их включения: с общим катодом, с общей сеткой,
с общим анодом с сохранением всех присущих этим схемам особенностей.
При двухтактном включении ламп напряжения возбуждения на сетки относительно
катодов подаются в противофазе. Таким образом, используются оба такта-полупериода
сигнала возбуждения. Отсюда и обычно используемые названия схемы с двухтактным
7
См. лекцию 12.
239
включением АЭ: генератор по двухтактной схеме, двухтактный генератор.8 Схемное
обеспечение возбуждения двухтактных генераторов было рассмотрено в лекции 13.
Обозначим сигнал возбуждения, подаваемый на лампу V1, как было принято во всех
ранее рассмотренных схемах ГВВ,
u C V 1  U MC V 1 cos t .
(15.5а)
Тогда сигнал возбуждения, подаваемый на лампу V2, следует считать равным
u C V 2  U MC V 2 cost     U MC V 2 cost .
(15.5б)
Для нормальной работы схемы, как увидим, должно быть
UMC V1 = UMC V2 = UMC.
Противофазное возбуждение ламп приводит к тому, что анодные токи ламп при разложении на составляющие, описываются выражениями:
i A V 1  I A0 V 1  I A1 V 1 cos t  I A 2 V 1 cos 2t  I A3 V 1 cos 3t  I A 4 V 1 cos 4t  ... ;
(15.6)
i A V 2  I A0 V 2  I A1 V 2 cos t  I A 2 V 2 cos 2t  I A3 V 2 cos 3t  I A 4 V 2 cos 4t  ... ,
согласно которым при противофазном возбуждении ламп нечётные гармонические составляющие анодных токов находятся в противофазе, а чётные – в фазе.
На рис.15.6 для наглядности представлены временные диаграммы напряжений возбуждения (15.5), импульсов анодных токов iA V1, iA V2 (15.6) и их первых и вторых гармоник.
iA V1
I A1V 1 cos t
I A 2V 1 cos 2t
t
U MC cost
iA V2
 U MC cos t
I A 2V 2 cos 2t
t
I A1V 2 cos t
Рис.15.6
Обратим внимание, что изображённые на рис.15.6 импульсы анодных токов имеют
нижний угол отсечки 45° < θ < 90°. Принципиально нижний угол отсечки анодных токов
ламп может быть любым в пределах 0 < θ < 180° и выбирается из тех же соображений, что
и в ГВВ на одной лампе9. Режим работы ламп может быть любой: критический, перенапряжённый, недонапряжённый.
Ток каждой лампы, протекающий в пространстве анод-катод, на выходе лампы у катода разделяется на постоянную составляющую IA0 V1, IA0 V2 соответственно, протекающую
8
Отличные от них генераторы обычно (часто) называют однотактными.
Часто в двухтактном ГВВ выбирают θ = 90°, что способствует повышению фильтрации высших гармоник.
Этот вопрос обсуждается ниже.
9
240
через источник питания ЕА, блокировочный дроссель LБЛ

нагрузки LK, и переменные составляющие
I
n 1
А
и индуктивность контура

AnV 1
,  I AnV 2 , протекающие через контур
n 1
нагрузки С К , С К , LK в противоположных направлениях.
При полной симметрии схемы амплитуды высокочастотных составляющих токов
(15.6) равны, причём токи нечётных гармоник складываются в контуре нагрузки
С К , С К , LK , так как они, будучи в противофазе, протекают в противоположных направлениях, а токи чётных гармоник вычитаются в контуре, поскольку, находясь в фазе, также
протекают в противоположных направлениях.
На схеме рис.15.5 выделен общий провод, соединяющий катоды ламп со средней
точкой ёмкостной ветви С К , С К контура нагрузки и соответственно заземляющий среднюю точку контура. Через общий провод протекают в одном направлении гармонические
составляющие анодных токов обеих ламп, следовательно, общий провод необходим для
обеспечения нормальной работы двухтактного генератора. В общем проводе чётные гармоники анодных токов складываются, так как они находятся в фазе и протекают в одном
направлении. Токи нечётных гармоник, напротив, вычитаются, поскольку они находятся в
противофазе. Если токи ламп не равны, то в общем проводе будут обнаруживаться токи
всех гармоник.
Очевидно, общий провод должен выполняться таким образом, чтобы сопротивление
его для тока любой гармоники было близко к нулю. В противном случае на общем проводе появится высокочастотное напряжение (при полной симметрии схемы только от чётных гармоник токов), которое будет нарушать нормальный режим работы ламп, так как
между анодом и катодом лампы будет действовать не только напряжение выделяемой
гармоники, но и других. Целесообразно заземлять середину ёмкостной ветви контура, что
улучшает фильтрацию высших гармоник анодного тока (ёмкостная связь АЭ с контуром)10. Можно заземлять по высокой частоте среднюю точку индуктивности контура LK,
что конструктивно выполнить сложнее из-за невозможности присоединиться точно к середине индуктивности LK. Средняя точка у ёмкостной ветви контура, напротив, легко реализуется путём последовательного включения двух идентичных конденсаторов ёмкостью
СК. Одновременное заземление середин ёмкостной и индуктивной ветвей контура нагрузки С К , С К , LK недопустимо в схеме двухтактного генератора, так как средние точки для
ёмкостной и индуктивной ветвей могут оказаться не точно средними, соответственно не
эквипотенциальными. Соединение таких точек общим проводом обусловит асимметрию в
работе ламп. Для того, чтобы при заземлении средней точки у ёмкостной ветви контура
избежать заземления точки у индуктивной ветви контура через источник питания ЕА,
напряжение анодного питания подводят через блокировочный дроссель LБЛ А. Присоединить блокировочный дроссель LБЛ А стараются как можно ближе к середине индуктивности LK, то есть ближе к средней точке у индуктивной ветви контура. Как уже отмечалось,
присоединиться абсолютно точно к середине индуктивности LK невозможно, поэтому
практически между точкой присоединения LБЛ А и землёю оказывается высокочастотное
напряжение, составляющее по величине 5…10 % от ЕА. Очевидно, такой же величины будет переменное напряжение на дросселе LБЛ А. Так как напряжение на блокировочном
дросселе
LБЛ А оказывается в 10…20 раз меньше, чем напряжение на блокировочном дросселе в
анодной цепи при параллельном питании анода в однотактном генераторе на такой же
лампе, то индуктивность блокировочного дросселя LБЛ А в двухтактном генераторе может
быть снижена в 10…20 раз по сравнению с требуемой для однотактного ГВВ. Ёмкость
блокировочного конденсатора СБЛ А в двухтактном генераторе оказывается такой же, как в
однотактном ГВВ с параллельным питанием анода. Как видим, требования к блокировоч10
См. лекцию 11.
241
ным элементам в двухтактном ГВВ несколько слабее при соответствующем выполнении
его, чем в однотактном генераторе.
Завершая обсуждение вопроса об общем проводе и заземлении средней точки у контура нагрузки в двухтактном ГВВ, отметим, что общим проводом может служить корпус
или общая шина генератора. Чем короче общий провод, тем лучше (меньше его индуктивность и соответственно меньше сопротивление для гармоник). В пределе провода как такового может не быть, а всё соединение сходится в узел. Если выходная ёмкость лампы
составляет заметную часть от требуемой ёмкости СК, то выполнять соединение средней
точки у внешней части ёмкостной ветви контура нагрузки совсем необязательно. Средняя
точка в этом случае образуется в точке заземления соединения катодов, где соединяются
выходные ёмкости. Так как выходные ёмкости у ламп всегда имеются, то при двухтактном включении ламп указанная средняя точка у части ёмкостной ветви контура заземляется автоматически, и, следовательно, всегда присутствует, что также является одной из
причин недопущения одновременного заземления средних точек у ёмкостной и индуктивной ветвей контура и поэтому предпочтение отдаётся заземлению средней точки у ёмкостной ветви контура (помимо лучшей фильтрации гармоник). Если выходные ёмкости
ламп малы по сравнению с требуемой ёмкостью контура, то сопротивление их для высших гармоник анодных токов может оказаться весьма большим, и при отсутствии общего
провода высшие гармоники будут протекать через блокировочный дроссель LБЛ А, создавая на нём падение напряжения и изменяя этим режим работы ламп по сравнению с требуемым. Очевидно, при полной симметрии схемы на блокировочном дросселе будет только напряжение от чётных гармоник, нечётные гармоники компенсируются. На рис.15.7
представлены схемы выходных цепей двухтактного ГВВ для случаев, когда выходные ёмкости ламп СВЫХ V1, СВЫХ V2 составляют заметную часть требуемой ёмкости контура
(рис.15.7,а) либо в основном формируют необходимую ёмкость контура (рис.15.7,б).
ССИМ V1
ССИМ V1
V1
V1
СВЫХ V1
СВЫХ V1
ССВ Н
ССВ Н
CK /
LБЛ А
V2
LK
LK
ССВ Н
ССВ Н
V2
СВЫХ V2
СВЫХ V2
LБЛ А
ССИМ V2
ССИМ V2
СБЛ А
СБЛ А
а
+ЕА
+ЕА
б
Рис.15.7
На схемах (рис.15.7) показаны симметрирующие конденсаторы с ёмкостью ССИМ для
выравнивания выходных ёмкостей ламп и ёмкостей монтажа. При подборе ламп симметрирующие конденсаторы могут отсутствовать. Результирующая ёмкость контура в схемах
(рис.15.7):
242
C КОНТ 
C
ВЫХ V 1
 С СИМ V 1 C ВЫХ V 2  C СИМ V 2 
 C K/ .
C ВЫХ V 1  C СИМ V 1  C ВЫХ V 2  C СИМ V 2
В общем случае к этой ёмкости надо добавить либо скомпенсировать с помощью имеющихся в схеме конденсаторов переменной ёмкости ёмкость, вносимую за счёт связи с
нагрузкой конденсаторами ССВ Н.
Рассмотрим требования к симметрии схемы и режимам работы ламп в двухтактном
генераторе на примере схемы рис.15.5.
Примем, что контур нагрузки С К , С К , LK , включенный между анодами ламп, настроен на частоту первой гармоники анодного тока и абсолютно симметричен относительно
каждой лампы. В этом случае по отношению к каждой лампе контур имеет коэффициент
включения р = 1/2.
Для общности результатов введём в рассмотрение комплексные амплитуды первых
гармоник анодных токов ламп, связь между которыми определим в виде
*
* *
*
I A1V 2   K I A1V 1   K I A1V 1 ,
*
где K  ke j - комплексный коэффициент, учитывающий различие амплитуд первых гармоник анодных токов ламп IA1 V1, IA1 V2 (15.6) по величине и отклонение возбуждения ламп
от противофазного (15.5) на угол φ, что обусловливает соответствующий сдвиг токов по
фазе.
Знак « – » в соотношении комплексных амплитуд соответствует противофазному
возбуждению ламп (15.5), когда φ = 0.
Комплексная амплитуда контурного тока11, создаваемого лампой V1,
I КОНТ V 1  pQН I A1V 1  (1 / 2)QН I A1V 1  ,
где QН - нагруженная добротность контура СК, СК, LK.
Комплексная амплитуда контурного тока, создаваемого лампой V2,
*
*
*


I КОНТ V 2  pQН I A1V 2  (1 / 2) QН K I A1V 1  .


Так как составляющие контурного тока, создаваемые лампами V1, V2, растекаются в
контуре в противоположных направлениях, то есть вычитаются, то комплексная амплитуда результирующего контурного тока
*
*
*



I КОНТ  I КОНТ V 1  I КОНТ V 2  (1 / 2) QН I A1V 1 1  K  .



Контурный ток, протекая через ёмкости СК, создаёт на них напряжения. Так как ёмкости СК подключены параллельно участкам анод-катод соответствующей лампы, то переменные напряжения, действующие на анодах ламп относительно катодов, равны падениям напряжений на ёмкостях СК , создаваемым контурным током.
Комплексные амплитуды переменных напряжений на анодах ламп относительно катодов12
*
*
*
*
1
U MAV 1  U MAV 2  U MA  I КОНТ
.
(15.7)
С К
LK
2
1
1
  К , где  К 
 L K 
- характеристическое сопротивCK / 2
C K
С К 2
ление контура, настроенного на частоту первой гармоники анодного тока  , то
Так как
11
Напомним, что в случае неполного включения параллельного контура амплитуда контурного тока IКОНТ
связана с амплитудой тока возбуждения I1 соотношением (см. лекцию 10): IКОНТ = рQI1, где р - коэффициент
включения контура; Q - добротность контура с учётом собственных потерь и нагрузки.
12
Напряжения полезных (первых) гармоник на анодах ламп находятся в противофазе.
243
*
*
*
1

 1


(15.8)
U MA  QН  К I A1V 1 1  K   Roe I A1V 1 1  K  ,
4

 4


где Roe  QН  К - эквивалентное сопротивление параллельного колебательного контура,
включенного между анодами ламп двухтактного ГВВ.
Ощущаемые лампами сопротивления нагрузки (кажущиеся сопротивления нагрузки):
*
*
U MA 1


Z ОЩ V 1 
 Roe 1  K ;
I A1V 1 4 

*
Z ОЩ V 2 
U MAV 2
*
*

 U MA
*

(15.9)
1


Roe 1  1 K .
4 

*
I A1V 2
I A1V 2
Соотношения (15.9) подобны соотношениям (15.3) для параллельного включения
двух ламп и отличаются только коэффициентом 1/4. Следовательно, требования к симметричности режимов ламп при двухтактном включении будут такими же, как и при параллельном включении.
Таким образом, как и при параллельном включении, при двухтактном включении
ламп ощущаемое лампой сопротивление зависит как от эквивалентного сопротивления
контура Roe, так и от амплитудных и фазовых соотношений между выделяемыми гармониками анодных токов ламп. Оптимальным будет режим, когда токи одинаковы по величине
*
(k = 1) и лампы возбуждаются строго в противофазе (φ = 0). В этом случае K  1 , а
Z ОЩ V 1  Z ОЩ V 2  (1 / 2) Roe .
Если одна из ламп не работает (k = 0 или k = ∞), то другая лампа ощущает чисто активное сопротивление, равное (1/4)Roe, что соответствует эквивалентному сопротивлению
контура относительно точек подключения с коэффициентом р = 1/2.
*

При полной симметрии схемы  K  1 амплитуда колебательного напряжения на


каждой лампе согласно (15.8)
1
U MA  I A1V 1 Roe ,
2
а колебательная мощность, отдаваемая одной лампой,
1
1
P~ V 1  P~ V 2  U MA I A1V 1  I A21V 1 Roe .
2
4
Результирующая мощность в контуре
1
P~  P~ V 1  P~ V 2  I A21V 1 Roe .
(15.10)
2
С другой стороны, комплексная амплитуда колебательного напряжения на контуре
*
U MK , равная комплексной амплитуде напряжения между анодами ламп, может быть определена как падение напряжения, создаваемое контурным током на характеристическом
сопротивлении контура, то есть
*
*
*
*
*
1

 1


U MK  I КОНТ  К  QН  K I A1V 1 1  K   Roe I A1V 1 1  K   2U MA .
2

 2


Как видим, комплексная амплитуда напряжения на контуре равна удвоенной комплексной амплитуде напряжения между анодом и катодом одной лампы.
При полной симметрии схемы амплитуда напряжения на контуре U MK  Roe I A1V 1 , соответственно колебательная мощность, выделяемая в контуре (на контуре)
244
P~ 
2
1 U MK
1
 I A21V 1 Roe ,
2 Roe
2
что совпадает с (15.10).
На основании приведенных выше соотношений можно заключить, что по энергетическим показателям и требованиям к симметрии схемы двухтактное включение ламп подобно параллельному включению. При полной симметрии схемы двухтактного генератора
и идентичности режимов ламп колебательная мощность в нагрузке удваивается.
Рассматриваемый ГВВ с двухтактным включением ламп, в отличие от однотактного
генератора на одной или нескольких параллельно включенных лампах, является не только
схемно, но и электрически симметричным устройством, так как на выходе генератора
между анодами ламп действуют переменные напряжения одинаковой величины, но находящиеся в противофазе относительно друг
*
К аноду V1
друга: контурный ток I КОНТ протекает в
противоположных направлениях относи*
*
тельно средней точки ёмкостной ветви U MAV 1  I КОНТ 1
СК
С К
контура, создавая противофазные напряОбщий
жения на ёмкостях СК (рис.15.8), что отра*
LK
жено в записи (15.7). Поэтому двухтактный
I
КОНТ
провод
генератор по схеме (рис.15.5) удобен для
*
*
СК
1
подключения симметричной нагрузки. В
U MAV 2  I КОНТ
частности, к контуру двухтактного генераС К
тора непосредственно может быть подключена симметричная двухпроводная линия
К аноду V2
(двухпроводный фидер).
Рис.15.8
При полной симметрии схемы
рис.15.5 на контуре СК, СК, LK между анодами ламп не будет напряжения от чётных гармоник анодных токов: второй, четвёртой и
т.д. В то же время между анодом и катодом каждой лампы напряжения чётных гармоник в
рассматриваемой схеме, даже в случае её полной симметрии, будут. Эти напряжения образуются токами чётных гармоник, протекающими через ёмкости СК. Так как токи чётных
гармоник находятся в фазе, то создаваемые ими падения напряжений на ёмкостях СК также оказываются в фазе. Токи высших нечётных гармоник: третьей, пятой и т.д. также создают падения напряжений на ёмкостях СК. Но, так как эти гармоники, как и первые,
находятся в противофазе, то создаваемые ими напряжения на анодах ламп также будут в
противофазе и будут иметь место независимо от симметрии схемы. Соответственно
напряжение нечётных гармоник всегда будет на контуре, то есть между анодами ламп.
Следовательно, двухтактное включение ламп не обеспечивает каких-либо преимуществ в
отношении фильтрации высших нечётных гармоник по сравнению с однотактной схемой13. Что касается чётных гармоник, то при полной симметрии схемы двухтактного
включения ламп результирующее напряжение на нагрузке от чётных гармоник анодных
токов равно нулю. Однако на концах нагрузки по отношению к земле (корпусу) при этом
существуют синфазные напряжения, и если к контуру подключен открытый симметричный двухпроводный фидер, то в нём, как в системе двух связанных линий, возбуждаются
синфазные (чётные) волны напряжения с частотами чётных гармоник, которые, распространяясь по проводам фидера, излучаются частично в окружающее пространство, создавая помехи работе других радиоустройств. Возможна реализация схемы двухтактного
включения ламп, в которой исключается синфазное возбуждение проводов симметричного фидера. О такой схеме мы поговорим ниже.
13
Обратим внимание, что если у лампы, как в однотактной, так и в двухтактной схеме, реализовать режим с
углом отсечки анодного тока θ = 90°, то высшие нечётные гармоники в составе анодных токов будут отсутствовать (теоретически) и соответственно их не будет в нагрузке.
245
Очевидно, если двухтактному ГВВ будет присуща некоторая асимметрия, то на
нагрузке будут напряжения как нечётных, так и чётных гармоник анодных токов ламп.
Завершая рассмотрение схемы (рис.15.5) двухтактного включения ламп, отметим,
что по сравнению со схемой однотактного ГВВ, включая параллельное включение ламп, в
ней несколько ослаблены требования к блокировочному дросселю LБЛ А в анодной цепи, а
также она оказывается существенно проще при работе на симметричную нагрузку. Хотя и
имеются особенности, о которых сказано выше, но в двухтактном генераторе на нагрузке
уменьшено напряжение чётных гармоник (при полной симметрии схемы оно равно нулю)
по сравнению с однотактным генератором, реализуемым на такой же лампе в таком же
режиме её работы.
В схеме двухтактного включения ламп, что наглядно видно из схем рис.15.7, имеет
место двухкратное уменьшение ёмкости, вносимой в контур нагрузки лампами, так как
межэлектродные ёмкости ламп СВЫХ V1, СВЫХ V2 включаются последовательно. Уменьшение
ёмкости контура требует увеличения его индуктивности, облегчая конструктивную реализацию последней. В пределе необходимая индуктивность контура: LK  2 /  2 C ВЫХ V , где
СВЫХ V - выходная межэлектродная ёмкость лампы.
Наряду с отмеченными достоинствами двухтактный генератор обладает и существенными недостатками. Как и при параллельном включении ламп, увеличивается вероятность возникновения паразитных колебаний. Двухтактная схема требует подбора одинаковых элементов, симметричного монтажа; в ней почти удвоенное количество деталей,
что приводит к уменьшению надёжности14. Схемы (рис.15.5 и рис.15.7) оказываются более сложными, чем однотактные, так как требуют согласованной перестройки LCэлементов. В своё время для двухтактных генераторов на лампах разрабатывались специальные конструкции конденсаторов и контуров.
При двухтактном включении вместо одиночных ламп V1, V2 (см. рис.15.5) могут
быть включены по несколько ламп (по две-три) параллельно, что позволяет увеличить
мощность в нагрузке в соответствующее число раз. В этом случае генератор будет проявлять в явном виде свойства как двухтактного, так и параллельного включения АЭ. Параллельно включенные лампы в двухтактном генераторе образуют так называемые плечи.
Очевидно, лампы плеча, включенные параллельно, можно рассматривать как одну эквивалентную лампу с большими в соответствующее число раз анодным током, крутизной
анодного тока и т.д. Для эквивалентных ламп будут применимы все приведенные выше
соотношения. При включении в плечо двух ламп с однофазным прямонакальным катодом
для устранения паразитных пульсаций результирующего тока в контуре нагрузки следует
использовать питание накалов ламп в каждом плече, как в схеме (см. рис.15.1) с параллельным включением двух ламп. При трёх лампах в плече питание накалов следует осуществлять пофазно от трёхфазной сети. При включении четырёх ламп в плечо питание
накалов можно осуществить попарно по схеме (см. рис.15.1).
Расчёт режима ГВВ по двухтактной схеме проводится по обычной методике для одной лампы на колебательную мощность P~1 = P~ /N, где P~ - требуемая колебательная
мощность в нагрузке-контуре; N - общее число ламп, всегда чётное.
В результате расчёта находятся напряжения, токи, а также требуемое сопротивление
нагрузки для одной лампы Roe1. Если в плече генератора включены N/2 ламп, то требуемое
сопротивление нагрузки в плече (очевидно, это сопротивление равно требуемому сопротивлению нагрузки для эквивалентной лампы плеча) Roe ПЛ = 2Roe1/N. При параллельной
работе N/2 ламп каждая лампа будет ощущать требуемое сопротивление Roe1.
Так как при полной симметрии двухтактной схемы ощущаемые лампами сопротивления одинаковы и при двух лампах равны каждое (1/2)Roe, где Roe - сопротивление конту14
В отдельных случаях двухтактное включение двух менее мощных, но более долговечных ламп позволяет
реализовать генератор с большим сроком службы, чем у генератора с такой же мощностью на одной мощной лампе.
246
ра нагрузки, то, очевидно, рассматривая лампы плеча как одну эквивалентную лампу,
должно быть Roe = 2 Roe ПЛ = 4Roe1/N.
Если N = 2, то требуемое сопротивление контура нагрузки Roe = 2Roe1, то есть в два
раза превышает требуемое сопротивление нагрузки для одной лампы.
После расчёта режима одной лампы результирующие токи и напряжения в цепях
ГВВ находятся путём умножения на N/2 и удвоения соответствующих величин, исходя из
представленных в лекции соотношений для параллельного и двухтактного включений
АЭ15.
Мощные лампы всегда работают с сеточными токами. В однотактном ламповом ГВВ
с общим катодом импульс сеточного тока появляется один раз за период T сигнала возбуждения на время

2
tC  C  C T ,


где  C - угол отсечки сеточного тока, вследствие чего активная составляющая входного
сопротивления, нагружающая источник возбуждения, изменяется в бесконечное число раз
в течение периода возбуждения. Источник сигнала возбуждения работает при этом на сугубо нелинейную нагрузку, что заставляет делать его существенно мощнее, чем требуется
из энергетического расчёта входной цепи, чтобы уменьшить нелинейные искажения.
В двухтактном генераторе, в отличие от однотактного, импульсы сеточного тока появляются дважды за период T сигнала возбуждения (по импульсу от каждой лампы), что
способствует выравниванию (линеаризации) нагрузки источника возбуждения, улучшая
этим его характеристики. Время существования импульсов сеточного тока в двухтактном
генераторе с общим катодом16
2
tC  C T .

Необходимая мощность возбуждения двухтактного ГВВ при включении ламп с общим катодом: PВОЗБ  2 PВОЗБ 1  U MC I C1 , где PВОЗБ 1  (1 / 2)U MC I C1 - мощность возбуждения
одной лампы; IC1- амплитуда первой гармоники сеточного тока одной лампы. При использовании N ламп PВОЗБ = NPВОЗБ 1.
Обратим внимание, что при выходе из строя одной из ламп в двухтактном генераторе остальные переходят в менее напряжённый режим, так как уменьшается ощущаемое
каждой из оставшихся ламп сопротивление нагрузки. Уменьшение напряжённости режима снижает КПД по аноду.
Уменьшение вносимой в контур нагрузки лампами ёмкости в два раза не рассматривается как преимущество двухтактного включения по реализации контура нагрузки с
большим ненагруженным сопротивлением Roe0 и соответственно с возможностью получения большего КПД контура:  К  1  Roe Roe 0 .
Дело в том, что в двухтактном генераторе требуется контур с Roe = 2Roe1, то есть требуемое сопротивление контура оказывается в два раза больше, чем в однотактном генераторе на одной такой же лампе и в таком же режиме. Если принять при реализации однотактного генератора на одной лампе
15
Соотношения для параллельного включения используются, если в плече двухтактного генератора включено 2 и более ламп.
16
В генераторе с общей сеткой нагружающий источник возбуждения ток (см. лекцию 14) является суммой
анодного и сеточного токов (катодный ток). Этот ток также носит импульсный характер и появляется в однотактном генераторе на время t  ( /  )T , где θ - нижний угол отсечки анодного тока лампы (θ ≈ 90° в
генераторе с общей сеткой). В двухтактном генераторе с включением ламп с общей сеткой время существования импульсов входного тока в два раза больше (по импульсу от каждой лампы) и если θ = 90°, то есть
π/2, то импульсы тока через источник возбуждения будут проходить в течение всего периода, обусловливая
постоянство нагрузки.
247
K 
1
C ВЫХ V
, то
Roe  QН  K 
QН
.
C ВЫХ V
В двухтактном генераторе на двух таких же лампах
2QН
2
, а Roe  QН  K 
,
K 
C ВЫХ V
C ВЫХ V
где QН – нагруженная добротность контура, определяемая необходимой полосой пропускания.
Как видим, необходимое соотношение между требуемыми сопротивлениями контуров в однотактном и двухтактном генераторах выполняется автоматически, и получить
какие-либо преимущества в двухтактной схеме по обеспечению большего Roe и КПД контура не удаётся.
В тех случаях, когда выходная ёмкость лампы пренебрежимо мала либо составляет
небольшую часть от требуемой ёмкости контура СК, что возможно только в относительно
низкочастотных генераторах, проблем с реализацией параллельного колебательного контура с любым требуемым эквивалентным сопротивлением не существует. Следовательно,
затронутый вопрос в этом случае неактуален.
В последние 25…30 лет в технике радиопередающих устройств наметился отказ в
ряде случаев от двухтактной схемы лампового генератора в пользу однотактной. Объясняется это тем, что постепенно изменяются требования к радиопередатчикам. Одним из основных требований становятся требования максимальной надёжности и упрощения
настройки и эксплуатации. В этих условиях отмеченные достоинства двухтактных генераторов становятся малосущественными при использовании мощных ламп, а недостатки
выдвигаются на первый план. Заслуживают внимания также и следующие соображения.
Двухтактная схема ГВВ ослабляет только чётные гармоники, поэтому при её применении
на выходе радиопередатчика всё равно приходится ставить фильтр, препятствующий прохождению высших гармоник в фидер и антенну. Фильтр для двухтактной схемы в конструктивном отношении получается более сложным, чем для однотактной. На крупных
автоматизированных радиоцентрах целесообразно применять несимметричные коаксиальные фидеры, которые легче защитить от несанкционированного доступа и которые обладают меньшими потерями, особенно на излучение. При использовании коаксиального
фидера однотактная схема мощного ГВВ удобнее двухтактной.
В транзисторной технике, наоборот, двухтактное построение ГВВ в настоящее время
широко используется на частотах от десятков килогерц до 1 ГГц, позволяя строить относительно мощные и довольно широкополосные (с шириной полосы несколько октав)
устройства. Разрабатываются транзисторные сборки, специально предназначенные для
использования в двухтактных генераторах.
Всё изложенное в настоящей лекции и касающееся принципа работы, особенностей,
достоинств и недостатков ГВВ с двухтактным включением ламп, включая приведенные
соотношения для них, распространяется и на ГВВ с двухтактным включением транзисторов. Как и в однотактных схемах, в двухтактных ГВВ широко используется включение
биполярных транзисторов с общим эмиттером.
На частотах до 1…10 МГц при уровнях колебательной мощности в единицы-десятки
ватт двухтактные генераторы на транзисторах выполняют с использованием трансформаторов обмоточного типа. Принципиальная схема такого генератора на биполярных транзисторах при включении с общим эмиттером представлена на рис.15.9.
Противофазное возбуждение транзисторов VT1, VT2 обеспечивается с помощью
трансформатора Тр1 со стороны вторичной обмотки, концы которой присоединены к базам транзисторов. Если среднюю точку вторичной обмотки Тр1 соединить напрямую либо
через блокировочный конденсатор ёмкостью СБЛ 1 с землёю (корпусом), то на входы транзисторов будут подаваться противофазные напряжения:
u Б VT 1  U МБ cos t ; u Б VT 2  U МБ cos t
248
и можно считать, что транзисторы возбуждаются от источника напряжения. Если такого
соединения нет, то ток, проходящий через вторичную обмотку Тр1, является током, проходящим через входы (переходы база-эмиттер) транзисторов и следует считать, что транзисторы возбуждаются от источника тока. При возбуждении от любого источника коллекR1
К источнику
возбуждения
Тр1
СР
VT1
R2
СБЛ1
+ЕК
RН
СБЛ2
R2
СР
Тр2
iA VT1
iA VT2
VT2
R1
Рис.15.9
торные токи транзисторов iK VT1, iK VT2 описываются подобными (15.6) выражениями.
В отличие от двухтактного ГВВ на лампах с нагрузкой в виде параллельного колебательного контура СК, СК, LK (см. рис.15.5) применение в выходной цепи транзисторного
двухтактного ГВВ трансформатора Тр2 при полной симметрии схемы обеспечивает полное отсутствие (подавление) токов и напряжений чётных гармоник коллекторных токов на
полезной нагрузке RН. Дело в том, что чётные гармоники коллекторных токов транзисторов, находясь в фазе в общем проводе, протекают по половинам первичной обмотки Тр2 в
противоположных направлениях, создавая в общем магнитопроводе трансформатора взаимно компенсирующиеся магнитные потоки. При равенстве токов чётных гармоник результирующий магнитный поток от них равен нулю и никакой трансформации (передачи)
их во вторичную обмотку Тр2 в сторону нагрузки RН не происходит. Индуктивность
намагничивания Тр2 по токам чётных гармоник оказывается равной нулю, и, следовательно, трансформатор Тр2 для токов чётных гармоник представляет короткое замыкание. Полезная первая и высшие нечётные гармоники коллекторных токов транзисторов, как и
чётные гармоники, протекают по половинам первичной обмотки Тр2 в противоположных
направлениях, но входят они в обмотку, будучи в противофазе. В итоге магнитные потоки, создаваемые первой и высшими нечётными гармониками коллекторных токов транзисторов, складываются в общем магнитопроводе и происходит их передача (трансформация) во вторичную обмотку Тр2 в сторону полезной нагрузки RН. Для нечётных гармоник
индуктивность намагничивания трансформатора Тр2 не равна нулю. Если реализовать режим работы транзисторов VT1, VT2 с косинусоидальными импульсами коллекторных токов, имеющими нижний угол отсечки θ = 90°, то в составе коллекторных токов не будет
высших нечётных гармоник (при θ = 90° коэффициенты разложения косинусоидальных
импульсов α3 = α5 = … = 0). Таким образом, использование трансформатора в качестве
нагрузки и реализация режима работы транзисторов с углом отсечки коллекторного тока
θ = 90° позволяют при обеспечении симметрии схемы полностью исключить присутствие
249
в нагрузке каких-либо высших гармоник17. Если имеется асимметрия, то высшие гармоники будут присутствовать в нагрузке с учётом отмеченных выше особенностей.
Цепи смещения из резисторов R1, R2 позволяют обеспечить необходимый режим работы транзисторов.
Очевидно, если на выходе двухтактного лампового генератора включить высокочастотный трансформатор (часто его называют фидерным трансформатором), то на концах
нагрузки при полной симметрии схемы не будут обнаруживаться напряжения чётных гармоник относительно земли (корпуса) и в фидере не будут возбуждаться синфазные (чётные) волны. Схема реализации выходной цепи двухтактного лампового генератора с применением высокочастотного трансформатора Тр показана на рис.15.10. При полной симметрии схемы в индуктивности LK, как отмечалось, нет токов чётных гармоник, поэтому
они не будут обнаруживаться со стороны нагрузки во вторичной обмотке высокочастотного трансформатора Тр.
V1
Тр
CK
LK
К симметричной
нагрузке (симметричному фидеру)
CK
V2
LБЛ А
CБЛ А
+ЕА
Рис.15.10
Если между обмотками выходного трансформатора в любой схеме двухтактного ГВВ
будет существовать помимо магнитной ёмкостная связь, то отмеченного подавления чётных гармоник в нагрузке не будет. Чётные гармоники будут «просачиваться» через ёмкостные связи между обмотками трансформатора. Следовательно, должны приниматься
конструктивные меры при выполнении трансформаторов для двухтактных генераторов,
уменьшающие ёмкостные связи между обмотками. Уменьшение ёмкостных связей становится более актуальным с повышением рабочей частоты генератора, когда эта связь усиливается. Усиление ёмкостной связи между обмотками трансформатора с повышением
частоты сказывается не только на фильтрации гармоник, но и на обеспечении симметрии
схемы. Так, в схеме рис.15.9 за счёт ёмкостной связи между обмотками входного трансформатора Тр1 конец вторичной обмотки, присоединяемый к базе транзистора VT2, имеет
утечку на землю (корпус) в месте заземлённого конца у первичной обмотки Тр1. Конец
вторичной обмотки Тр1, присоединяемый к базе транзистора VT1, подобной утечки на
землю (корпус) не имеет. У него проявляется связь с верхним концом первичной обмотки
Тр1 в месте присоединения источника возбуждения. Из-за указанных связей не удаётся
17
Сказанное справедливо при косинусоидальной форме импульсов токов транзисторов. За счёт переходных
процессов в трансформаторе при работе с θ < 180° форма импульсов токов искажается и высшие гармоники
определённого уровня появляются.
250
обеспечить симметричное противофазное возбуждение транзисторов. Наличие ёмкостных
связей между обмотками выходного трансформатора Тр2 в схеме (рис.15.9) нарушает
симметрию выходной цепи генератора. Конец обмотки трансформатора Тр2, присоединяемый к коллектору VT2, имеет утечку на землю (корпус) через заземлённый конец выходной обмотки в месте присоединения сопротивления полезной нагрузки RН. Конец обмотки
Тр2, присоединяемый к коллектору транзистора VT1, такой утечки на землю (корпус) не
имеет, но у него проявляется связь с верхним концом выходной обмотки в месте присоединения RН. В итоге транзисторы VT1, VT2 нагружаются несимметрично со всеми вытекающими из этого последствиями.
На частотах выше 10 МГц и при больших уровнях мощности двухтактные транзисторные генераторы строят на трансформаторах из отрезков длинных линий (трансформаторы на линиях – ТЛ)18, которые вносят меньшие паразитные индуктивности и ёмкости.
Возможная схема двухтактного ГВВ на биполярных транзисторах, включенных с
общим эмиттером, с использованием ТЛ во входной и выходной цепях показана на
рис.15.11.
R1
CP2
СР1
VT1
3
СБЛ
Тр2
3
R2
1
К источнику
возбуждения
1
2
+ЕК
Тр1
R2
СБЛ
2
СР1
1
Тр3
2
RН
VT2
CP2
R1
Рис.15.11
Во входной цепи используется трансформатор Тр1, выполненный по схеме симметрирующего ТЛ. Нагрузкой трансформатора является входное сопротивление последовательно включенных транзисторов VT1, VT2, равное 2UМБ /IБ1, где UМБ - амплитуда напряжения возбуждения на входе одного транзистора; IБ1 - амплитуда первой гармоники тока
базы транзистора.
В генераторе по схеме (рис.15.11) имеет место режим возбуждения от источника тока. Возбуждение транзисторов осуществляется противофазной составляющей токов в проводах 1, 2 отрезка линии, образующей Тр1, и равной IБ1. Линия (провод) 3 необходима для
обеспечения полной симметрии ТЛ. Трансформатор Тр1 целесообразно изготовить из двух
отрезков коаксиальной линии с волновым сопротивлением Z0 = 2UМБ /IБ1. Один отрезок
линии соответствует проводам 1, 2, а у другого отрезка используется только оплётка в качестве провода 3. Оба отрезка наматываются на кольцевой ферритовый магнитопровод.
Точками на схеме (рис.15.11) помечены концы согласного включения обмоток. Режимы
работы транзисторов устанавливаются с помощью делителей напряжения из резисторов
R1 , R2 .
В выходной цепи генератора для связи с полезной нагрузкой RН используется трансформатор Тр3, выполненный по аналогичной Тр1 схеме. Волновое сопротивление коакси18
См. лекцию 13, в конце.
251
альной линии, из отрезков которой изготавливается трансформатор Тр3, должно быть равно сопротивлению нагрузки RН, то есть Z0 = RН.
Трансформатор Тр2 обеспечивает короткое замыкание токов чётных гармоник. Он
должен изготавливаться из отрезка симметричной двухпроводной линии, чтобы не нарушать симметрию плеч генератора. Для обеспечения требуемой жёсткости конструкции
отрезок линии наматывается на кольцевой ферритовый сердечник или диэлектрический
каркас. Использование кольцевого ферритового сердечника является предпочтительным,
так как при этом облегчается обеспечение короткого замыкания токов чётных гармоник.
Трансформаторы Тр2 и Тр3 могут быть размещены на общем кольцевом магнитопроводе с
соблюдением согласного включения обмоток. Длина отрезков линий обоих трансформаторов при размещении на общем магнитопроводе должна быть одинаковой и выбирается в
пределах (0,05…0,1) λВ, где λВ - длина волны, соответствующая верхней рабочей частоте
генератора (минимальная рабочая длина волны генератора). Чем меньше волновое сопротивление линии для изготовления Тр2, тем лучше. Часто выбирают его в пределах
(0,5…1,0) RН.
Двухтактные транзисторные генераторы с использованием ТЛ и обычных транзисторов реализуют на частоты до 30…80 МГц, что обусловлено трудностями обеспечения
низкого сопротивления (короткого замыкания) по чётным гармоникам в коллекторной цепи транзистора.
На частотах от 100 МГц до 1 ГГц двухтактные генераторы выполняют на так называемых «балансных» транзисторах, представляющих собой сборку из двух транзисторов одного типа проводимости, размещённых в одном корпусе. Как правило, внутри корпуса балансного транзистора во входной и коллекторной цепях размещаются дополнительные Lи С- элементы, которые вместе с внешними LC- элементами образуют входные и выходные согласующие цепи и цепи коррекции АЧХ, спроектированные на заданный рабочий
диапазон балансного транзистора. На входе и выходе двухтактного генератора на балансном транзисторе обычно включают ТЛ, во-первых, для повышения (понижения) нагрузочных сопротивлений и, во-вторых, для перехода от несимметричных к симметричным
нагрузкам. Как правило, эти функции разделяют между двумя отдельными ТЛ в каждой
цепи. Рабочая полоса частот двухтактного ГВВ на балансном транзисторе может составлять 100…200 МГц и более.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 15:
1. Перечислите достоинства и недостатки параллельного и двухтактного включений АЭ. Что общего и в чём
различие параллельного и двухтактного включений АЭ?
2. Покажите пути протекания постоянной и переменной составляющих анодных токов каждой лампы в схеме параллельного включения ламп рис.15.1.
3. Поясните своё понимание ощущаемого сопротивления при параллельном и двухтактном включениях АЭ.
Почему при настроенном контуре нагрузки ощущаемое сопротивление оказывается комплексным? Может
ли ощущаемое сопротивление оказаться чисто реактивным?
4. Поясните появление коэффициентов 1/2 и 2 у элементов в схеме рис.15.4.
5. Покажите пути протекания переменных составляющих анодных токов каждой из ламп в схеме рис.15.5
через контур СК, СК, LK. Протекают ли переменные составляющие анодных токов каждой из ламп через
обе ёмкости СК?
6. Покажите пути протекания переменных составляющих анодных токов каждой из ламп в схемах рис.15.7.
7. Поясните, почему контурный ток в схеме двухтактного генератора определяется как разность составляющих, обусловленных первыми гармониками токов каждой лампы.
8. Рассмотрите фильтрацию чётных и нечётных гармоник в схеме двухтактного генератора. Какие имеются
особенности по сравнению с однотактной схемой?
9. Для обеспечения критического режима работы одной лампы требуется эквивалентное сопротивление контура 1000 Ом. Каково должно быть эквивалентное сопротивление контура для обеспечения критического
режима при включении параллельно 2-х и 3-х таких ламп? Каково должно быть эквивалентное сопротивление контура при включении двух ламп по двухтактной схеме? Каково должно быть эквивалентное сопротивление контура при включении 4-х, 6-ти и 8-и подобных ламп по двухтактной схеме?
10. Поясните назначение элементов в схеме двухтактного ГВВ с использованием ТЛ (рис.15.11).
252
Лекция 16
Блочный принцип сложения мощностей ГВВ. Сложение мощностей ГВВ в пространстве. Модульный принцип наращивания мощности – антенные решётки. Мостовой
принцип сложения мощностей ГВВ, его особенности. Режимы мостовых схем в аварийных случаях. Примеры мостовых схем, их сравнение.
Построение генераторов с использованием параллельного и двухтактного включений
АЭ позволяет увеличить мощность генератора за счёт сложения мощностей АЭ. Однако
при параллельном и двухтактном включениях АЭ имеет место сильное взаимное влияние
АЭ, что проявляется через ощущаемые АЭ сопротивления1. При этом выход из строя одного АЭ, например, за счёт короткого замыкания или обрыва в цепях, может привести не
только к снижению мощности генератора на величину мощности отключившегося АЭ, но
и к выходу из строя части или всех остальных АЭ. Как отмечалось, за счёт сильного взаимного влияния больше двух–трёх АЭ параллельно не включают, в том числе и в каждом
плече двухтактного ГВВ. В то же время в некоторых случаях требуются генераторы таких
больших мощностей, которые не могут быть получены от одного или нескольких АЭ существующих типов, включаемых параллельно и по двухтактной схеме. Для таких генераторов разрабатывают новые специальные АЭ повышенной мощности. Однако такой путь
не всегда является лучшим, так как разработка и организация производства новых ламп и
транзисторов обходятся дорого, отнимают много времени, а потребность в таких АЭ, в
первую очередь это относится к мощным лампам, сравнительно невелика. Мощные генераторные приборы, как правило, имеют и невысокую надёжность. Кроме того, существуют физические и технологические ограничения по созданию более мощных приборов,
обусловленные как электрической прочностью используемых материалов, так и их химической чистотой. В настоящее время разработаны генераторные лампы на мощности
0,5…3,0 МВт, а генераторные транзисторы – 250…1000 Вт на частотах до 150…1000
МГц. Дальнейшее увеличение мощностей в несколько раз, а тем более на порядок, представляет трудную, практически невыполнимую сегодня задачу.
Поэтому специалисты искали и ищут другие схемные методы построения генераторов большой мощности. Практическое применение получили следующие методы:
- сложение мощностей нескольких блоков в общем контуре;
- сложение высокочастотных полей в пространстве;
- сложение мощностей с помощью мостовых схем.
Возможная реализация метода сложения мощностей блоков в общем контуре показана на рис.16.1. Выходной каскад передатчика выполняется в виде нескольких идентичных блоков, связанных с общим контуром нагрузки. Блоки включены параллельно. Возможно последовательное включение блоков. Результирующая мощность в нагрузке равна
сумме мощностей складываемых блоков. Независимо от способа включения блоков работа их оказывается взаимозависимой, так как все они связываются между собою через общий контур нагрузки. Выход из строя одного блока сказывается на работе оставшихся,
что требует соответствующей регулировки связи блоков с контуром нагрузки. Вышедший
из строя блок отключается и восстанавливается. Подобный принцип использовался при
построении мощных и сверхмощных отечественных радиовещательных станций.
Схема сложения высокочастотных полей в пространстве на примере двух радиопередатчиков показана на рис.16.2. Передатчиков может быть больше. Если мощности складываемых передатчиков одинаковы, то сложение электромагнитных полей в пространстве
эквивалентно увеличению мощности в N 2 раз, где N- число передатчиков, так как напряжённость результирующего электромагнитного поля в зоне приёма увеличивается в N раз.
1
См. лекцию 15.
253
Антенна
LСВ2
LСВ1
LСВN
LН
Блок 1
Блок 2
LСВ
Блок N
Усилитель высокой частоты
Задающий генератор
Рис.16.1
Если сложение высокочастотных полей в пространстве не требуется, то передатчики
могут работать независимо друг от друга на разных частотах, с разными корреспондентами и передавать разные программы (переключатели П1 и П2 в положении III). При переходе в режим сложения оба передатчика настраиваются на одну частоту и возбуждаются от
одного возбудителя (переключатели в положении I или II соответственно).
Антенна 1
I
Возбудитель 1
П1
II
Передатчик 1
III
(3/4) λ
Антенна 2
I
Возбудитель 2
П2
II
Передатчик 2
III
Рис.16.2
Каждый передатчик работает на свою антенну, являющуюся частью общей антенной
системы. Для получения хорошей формы результирующей диаграммы направленности и
ослабления взаимного влияния передатчиков друг на друга через антенны расстояние
между центрами антенн должно быть (3/4) λ. Антенны при этом должны питаться синфазными токами. Если питающие токи различаются по фазе, то диаграмма излучения антенн
(диаграмма направленности) поворачивается. Для корректировки диаграммы направленности и её поворота между возбудителем и одним передатчиком устанавливается фазовращатель, например, расстраиваемый контур. Сложение высокочастотных полей в пространстве первоначально нашло применение в КВ-диапазоне.
Метод сложения высокочастотных электромагнитных полей в пространстве в последние 20…30 лет получил развитие и широкое распространение в так называемых фази254
рованных антенных решётках (ФАР) в диапазоне СВЧ. В некоторых ФАР обеспечивается
сложение нескольких тысяч относительно маломощных генераторов.
В современных радиопередатчиках всех диапазонов волн широкое применение получил метод сложения мощностей генераторов с помощью мостовых схем. В этом случае
при суммировании мощностей двух и более генераторов обеспечивается их взаимная
электрическая развязка: каждый из генераторов работает независимо от других на оптимальную для него нагрузку, в то время как у остальных генераторов режим может меняться вплоть до короткого замыкания или холостого хода.
Простейшая мостовая схема для сложения мощностей двух генераторов гармонических сигналов Г1 и Г2 показана на рис.16.3.
Мост образован двумя реактивными сопротивлениями
одинакового
характера (ёмкостного или индуктивного)
Г1
Х1, Х2 и двумя резистивными (активными) сопротивленияI1//
ми: Rн - сопротивление полезной нагрузки, Rб - балластное
I1
сопротивление. Без сопротивления Rб нельзя сбалансировать мост и этим развязать генераторы. Поэтому сопротивI2
jX2
jX1
ление Rб в схеме моста называют также развязывающим
сопротивлением.
При выполнении условия баланса моста:
Г2
I2//
I2/
Х1Rб = Х2Rн
(16.1)
ток (напряжение) одного генератора не попадает в ветвь
включения другого генератора, в силу чего режим работы
Rб
Rн
одного генератора никак не сказывается на режиме работы
другого генератора.
I1/
Пути протекания составляющих комплексных токов
генераторов при условии баланса моста (16.1) показаны
Рис.16.3
стрелками на рис.16.3. При этом комплексный ток генера/
//
тора Г1 I1 = I1 + I1 , а комплексный ток генератора Г2 I2 = I2/ + I2//.
Схема рис.16.3 является одним из вариантов классической мостовой схемы: конфигурация её напоминает квадрат (или ромб), по сторонам которого включены сопротивления, а в диагонали включены генераторы.
При принятых на рис.16.3 обозначениях и направлениях токов комплексная амплитуда результирующего тока через нагрузку IRН = I1/ + I2/, соответственно выделяемая в
нагрузке мощность
2
1
PRн  I1/  I 2/ RН ;
2
комплексная амплитуда результирующего тока через балластное сопротивление
IRб = I1/ – I2//, а выделяемая в нём мощность
2
1
PRб  I1/  I 2// Rб .
2
Если обеспечить I1/ = I2//, то IRб = 0, PRб = 0 и вся мощность от генераторов Г1, Г2 выделяется на сопротивлении нагрузки RН, то есть происходит сложение мощностей генераторов на сопротивлении нагрузки.
Входные сопротивления моста, нагружающие каждый из генераторов в схеме
рис.16.3, не являются одинаковыми и определяются параллельным соединением сопротивлений ветвей, подключаемых к соответствующей диагонали.
При принятых на схеме рис.16.3 обозначениях входное сопротивление моста для генератора Г1:
j  X 1  X 2 RН  Rб 
Z ВХ Г 1 
;
(16.2а)
RН  Rб  j  X 1  X 2 
для генератора Г2:
255
Z ВХ Г 2 
RН  jX 1 Rб  jX 2  .
RН  Rб  j  X 1  X 2 
(16.2б)
Как видим, входные сопротивления моста со стороны каждого из генераторов являются комплексными и отличающимися от сопротивления полезной нагрузки RН.
Неравенство входных сопротивлений моста (16.2) для каждого из генераторов приводит к тому, что при идентичности генераторов и синфазном возбуждении их токи в ветвях моста не будут одинаковыми: равными по амплитуде и совпадающими по фазе. Однако в мостовых схемах можно и не требовать точного равенства и синфазности токов генераторов в ветвях моста. Это также, помимо электрической развязки генераторов при балансе моста, является одним из достоинств сложения мощностей генераторов с помощью
мостовых схем.
Так как при разработке генератора известно сопротивление полезной нагрузки RН, то,
очевидно, целесообразно для удобства реализации моста принять Х1 = Х2 = Х, тогда
Rб = RН. В этом случае в схеме (рис.16.3) обеспечивается равенство токов: I2/ = I2//.
В схеме рис.16.3 ток I1/ определяет потребляемую от генератора Г1 мощность, а ток
//
I1 - реактивную мощность этого генератора. Токи I2/ и I2// определяют потребляемую от
генератора Г2 мощность и реактивную мощность этого генератора.
Очевидно, если в схеме рис.16.3 I1/ = I2//, то при Х1 = Х2 = Х и Rб = RН:
IRН = I1/ +I2/ = I1/ + I2// = 2I1/;
IRб = 0.
2
2
1
Соответственно РRб = 0, PRН  2 I1/ RН  2 I1/ RН , где I1/ - амплитуда тока I1/.
2
При работе только генератора Г1 потребляемая от него мощность выделяется на сопротивлениях Rб, RН и при Rб = RН , Х1 = Х2 = Х будет:
2
1 2
Р Г 1  I1/ RН  Rб   I1/ RН .
2
При работе только генератора Г2 потребляемая от него мощность также выделяется на сопротивлениях Rб, RН и при Rб = RН , Х1 = Х2 = Х будет:
2
2
1 2
1
Р Г 2  I 2/ RН  I 2// Rб  I 2/ RН ,
2
2
/
//
где I 2 , I 2 - амплитуды соответствующих токов I2/ = I2//.
 
Очевидно, при I1/ = I2/ = I2//: РГ1 = РГ2 = РГ.
Как видим, при выполнении баланса моста и равенстве токов от обоих генераторов
через ветви с резистивными (активными) сопротивлениями Rб, RН :
РRН = PГ1 + РГ2 = 2РГ,
то есть имеет место сложение мощностей генераторов на сопротивлении нагрузки RН. Равенство токов через Rб, RН от генераторов Г1, Г2 соответствует равенству мощностей, потребляемых от этих генераторов: РГ1 = РГ2.
Итак, при Х1 = Х2 = Х , Rб = RН в рассматриваемой схеме моста (рис.16.3) ток I2 генератора Г2 поровну распределяется между ветвями с сопротивлениями (RН + jX) и (Rб + jX):
I2/ = I2//.
Активная составляющая I1/ тока I1 генератора Г1, протекающая через ветвь из сопротивлений RН, Rб, в общем случае связана с током I2/ (или I2//) соотношением
*
I 2/  A I1/  AI1/ e j  AI1/ cos   j sin  ,
*
где A  Ae j - коэффициент, учитывающий различие токов генераторов по амплитуде и
фазе, протекающих через ветви с сопротивлениями RН, Rб.
Результирующий ток через сопротивление нагрузки RН:
 *
I Rн  I1/ 1  A .


256
Амплитуда тока через нагрузку
I Rн  I1/
1  A cos  2   A sin  2
 I1/ 1  2 A cos   A 2 .
Результирующий ток через балластное сопротивление Rб:
 *
I Rб  I1/ 1  A .


Амплитуда тока через балластное сопротивление Rб:
I Rб  I1/
1  A cos 2   A sin  2
 I1/ 1  2 A cos   A 2 .
Мощность, выделяющаяся на сопротивлении нагрузки RН,
1
1 2
2
РRн  I Rн RН  I1/ RН 1  2 A cos  A 2 .
2
2
Мощность, выделяющаяся на балластном сопротивлении Rб,
1
1 2
2
РRб  I Rб Rб  I1/ Rб 1  2 A cos   A 2 .
2
2
Отношение мощности РRн, выделяющейся в полезной нагрузке, ко всей мощности
(РRн + РRб), выделяющейся на обоих сопротивлениях RН, Rб, называется коэффициентом
полезного действия (КПД) моста. Обозначая КПД моста ηМ, на основании последних соотношений при Rб = RН получаем:
РRн
1  2 A cos  A 2
М 

.
(16.3)
РRн  РRб
2 1  A2






Из (16.3) следует, что при равенстве токов I1/, I2/ по амплитуде (А = 1) и синфазности
их (  = 0) КПД моста ηМ = 1 (100%). Если токи синфазные (  = 0), но разнятся по амплитуде в два раза (А = 2 или А = 1/2), то ηМ = 0,9 (90%). Если токи одинаковы по амплитуде
(А = 1), но отличаются по фазе на ±40°, то КПД моста также оказывается порядка
0,9 (90%), то есть только десять процентов суммарной мощности генераторов теряется в
балластном сопротивлении. При А = 1 и  = ±180° ηМ = 0 и вся мощность от обоих генераторов выделяется на балластном сопротивлении, то есть RН и Rб «меняются ролями».
При выключении (выходе из строя) одного из генераторов (А = 0 или А = ∞) КПД
моста ηМ = 0,5 (50%), то есть половина мощности работающего генератора теряется на
балластном сопротивлении, что крайне невыгодно.2 Мощность в полезной нагрузке RН при
этом оказывается в 4 раза меньше по сравнению с режимом работы двух генераторов при
условии А = 1,  = 0. Поэтому при выключении одного из генераторов целесообразно работающий генератор переключить с моста сложения непосредственно на полезную
нагрузку, чтобы избежать потери мощности в балластном сопротивлении. Обычно это делается автоматически с помощью системы обхода моста, подключающей работающий генератор к полезной нагрузке, минуя мост. При подключении работающего генератора к
полезной нагрузке, минуя мост, выделяемая на полезной нагрузке мощность будет только
в два раза меньше по сравнению с режимом работы двух генераторов при условии А = 1,
 = 0. Уменьшение мощности в полезной нагрузке в 2 раза по сравнению с номинальным
режимом, имеющим место при работе двух генераторов, в большинстве случаев позволяет
решать, пусть и в не полном объёме, задачи, возлагаемые на радиотехническую систему.
Например, мостовые схемы сложения мощностей генераторов широко используются при
построении выходных каскадов телевизионных радиопередатчиков. Уменьшение мощности телевизионного радиопередатчика в 2 раза лишь сокращает зону уверенного приёма
2
Согласно (16.3) при
50%.

= ±90° также ηМ = 0,5 (50%), а при |
 | > 90° оказывается ηМ < 0,5, то есть меньше
257
телевидения (уменьшение мощности в 4 раза приводит к более существенному сокращению зоны уверенного приёма телевизионного сигнала).
Выход из строя одного из генераторов является наихудшим случаем для режима балластного сопротивления Rб. Большая расфазировка генераторов (величина |φ| > 90° ,
включая  =±180°) может быть только результатом грубой технической ошибки. Если
исключить последнюю из рассмотрения, то КПД моста ниже 50% не должен случиться.
Следовательно, балластный резистор Rб может выбираться на мощность рассеяния не более 0,25РRН = 0,5РГ. Введение системы обхода моста позволяет устанавливать в схему
балластный резистор Rб с допустимой мощностью рассеяния, существенно меньшей указанной выше. В общем случае допустимая мощность рассеяния балластного резистора
устанавливается с учётом возможных значений А и  при работе обоих генераторов.
Переключение работающего генератора на полезную нагрузку, минуя мост, просто
осуществить, если входное сопротивление моста, нагружающее генератор, равно RН. Рассматриваемая схема моста (рис.16.3) не обладает таким свойством.3 Ей присущи и другие
недостатки. В частности, ни одна из точек моста не имеет соединения с землёю (корпусом). Если одну точку моста соединить с землёю (корпусом), то один из генераторов всё
равно не будет иметь такого соединения. Следовательно, схема рассматриваемого моста
неудобна как при использовании симметричных (двухтактных) генераторов, так и при использовании несимметричных (однотактных) генераторов. Очевидно, используя трансформаторы с коэффициентом трансформации 1:1, можно осуществить переход от симметричного (несимметричного) элемента мостовой схемы к несимметричному (симметричному) элементу. По этой причине, несмотря на отмеченные недостатки и малую практическую пригодность мостовой схемы (рис.16.3), записанные при рассмотрении её соотношения для PRн, PRб, ηМ имеют общий характер и справедливы для любой мостовой схемы
сложения мощностей двух генераторов одинаковой мощности.
Возможна реализация моста (рис.16.3) для сложения неравных мощностей при определённом их соотношении без потерь в балластном сопротивлении Rб, то есть с КПД моста ηМ = 1 (100%). Для этого необходимо, чтобы токи генераторов в ветви с балластным
резистором Rб были одинаковы.4
Если в схеме моста (рис.16.3) вместо генераторов Г1, Г2 включить сопротивления,
комплексно-сопряжённые с ZВХ Г1, ZВХ Г2 (16.2), а вместо RН, Rб включить генераторы Г1, Г2,
то генераторы также будут работать независимо друг от друга и при соответствующих
амплитудных и фазовых соотношениях между напряжениями (токами) генераторов суммарная мощность будет выделяться на активной (резистивной) составляющей одного из
комплексно-сопряжённых сопротивлений, то есть преобразованная схема будет также
проявлять свойства электрического моста. Преобразованная схема моста показана на
рис.16.4, где Z*ВХ Г1, Z*ВХ Г2 – соответствующие комплексно-сопряжённые с ZВХ Г1, ZВХ Г2 сопротивления.
Z*ВХ Г1
В отличие от схемы рис.16.3 в схеме рис.16.4 оба
генератора и одно из сопротивлений могут иметь, как
jX1
показано на рис.16.4, соединение с землёю (корпусом),
jX2
что является важным преимуществом схемы рис.16.4.
Г1
Г2
Z*ВХ Г2
Если в схеме классического моста (рис.16.3) RН = Rб,
Х1 = Х2 = Х, то преобразованная схема (рис.16.4) оказывается симметричной по отношению к каждому из генераторов и обеспечивает суммирование равных мощностей
Рис.16.4
идентичных генераторов. Более того, если в схеме клас3
Если реализовать Х1 = Х2 = Х, |X| = Rб = RН, то, подключая последовательно с генератором Г1 и параллельно
генератору Г2 реактивные сопротивления противоположного Х характера, но равные по величине Х, можно
обеспечить результирующие входные сопротивления для генераторов при использовании моста по схеме
(рис.16.3), равные RН.
4
Протекая в противоположных направлениях через Rб (см. рис.16.3), токи генераторов компенсируются.
258
сического моста (рис.16.3) реализовать |X| = Rб = RН, то активная (резистивная) и реактивная составляющие входного сопротивления ZВХ Г2 в параллельной схеме замещения оказываются равными по величине RН.5 При этом характер реактивной составляющей входного
сопротивления ZВХ Г2 в параллельной схеме замещения совпадает с характером Х. Очевидно, у комплексно-сопряжённого сопротивления Z*ВХ Г2 в параллельной схеме замещения
активная (резистивная) и реактивная составляющие по величине также будут равны RН, но
характер реактивной составляющей этого сопротивления будет противоположен характеру Х. У комплексно-сопряжённого сопротивления Z*ВХ Г1 на основании (16.2а) получаем
для активной (резистивной) и реактивной составляющих в параллельной схеме представления соответственно 2RН и –j2X (обратим внимание, что по величине реактивные составляющие сопротивлений ZВХ Г1 и Z*ВХ Г1 равны 2RН, но имеют противоположный характер).
Соответственно, входное сопротивление моста по схеме рис.16.4 оказывается чисто активным (резистивным) для каждого из генераторов и равным RН. Это позволяет при выходе из строя одного генератора другой подключить непосредственно к нагрузке RН, используя систему обхода моста. Очевидно, при конструировании рассматриваемого моста полезная нагрузка RН должна входить в качестве активного (резистивного) сопротивления в
ветвь Z*ВХ Г2. Результирующее сопротивление ветви может рассматриваться как комплекс*
ное сопротивление нагрузки Z Н . Активное (резистивное) сопротивление 2RН в ветви
Z*ВХ Г1 является балластным сопротивлением (балластным резистором). Параллельно этому резистору подключается реактивное сопротивление ±j2RН (напомним, характер этого
сопротивления, то есть знак «+» или «–», противоположен характеру реактивных сопротивлений в схеме классического моста (рис.16.3)). Следовательно, Z*ВХ Г1 выполняет роль
*
балластного сопротивления комплексного характера Z б . Если Х1 = Х2 = Х и мост сбалансирован, то входное сопротивление моста для каждого из генераторов не зависит от их
режимов и равно:
*
Z ВХ  jХ  2 Z Н .
(16.4)
Приведенное выражение для входного сопротивления ZВХ может быть записано непосредственно из рассмотрения номинального режима работы мостовой схемы рис.16.4. Действительно, когда оба генератора одинаковы, то тока через балластное сопротивление при
их совместной работе не будет, а через комплексное сопротивление нагрузки будет протекать удвоенный ток. Соответственно, каждый генератор в номинальном режиме работы
моста ощущает сопротивление в виде последовательного соединения сопротивления ветви
*
jX и удвоенного комплексного сопротивления нагрузки Z Н .
На рис.16.5 представлены варианты схемы моста (рис.16.4) при индуктивном и ёмкостном характерах сопротивлений Х1, Х2 в схеме классического моста (рис.16.3) при
условии Х1 = Х2 = Х, |X| = Rб = RН. Входные сопротивления мостов (рис.16.5) оказываются
равными RН со стороны каждого генератора, как в номинальном рабочем режиме, так и
при отклонении от него, в том числе и при выходе из строя одного из генераторов (обрыв,
короткое замыкание), в чём предлагается убедиться читателю, проверив заодно и справедливость выражения (16.4).
Мосты по схеме рис.16.4, соответственно и по схемам рис.16.5, известны как
Т-образные мосты, или Т-мосты. Первоначально такие мосты нашли широкое применение
при построении радиопередатчиков километровых, гектометровых и декаметровых волн.
Если в схеме классического моста (рис.16.3) условие баланса моста (16.1) при выборе Х1 = Х2, соответственно Rб = RН, будучи выполненным на одной частоте, выполняется в
5
Согласно (16.2б) при указанных соотношениях сопротивлений в схеме классического моста (рис.16.3) получаем: ZВХ Г2 = (RН + jX)/2, что соответствует последовательному соединению активного (резистивного)
RН /2 и реактивного jX/2 сопротивлений. Последовательное соединение указанных сопротивлений соответствует параллельному соединению сопротивлений RН и jX при условии |X| = RН.
259
неограниченной полосе частот, то в Т-мостах условие баланса моста выполняется только
на одной частоте. При отклонении от этой частоты условие баланса моста6 нарушается и
развязка генераторов ухудшается. В схемах рис.16.5 реактивные сопротивления продольных ветвей, включая реактивную составляющую балластного сопротивления, образуют
параллельный колебательный контур, резонансная частота которого совпадает с рабочей
частотой генераторов. Условие резонанса контура из L,C – элементов выполняется только
на одной частоте. Следовательно, полосовые свойства Т-мостов ограничены. При перестройке генераторов по частоте условие баланса Т-моста и его свойства могут быть
восстановлены соответствующей перестройкой реактивных элементов схемы.
2RН
2RН
– jRН
– j2RН
jRН
Г1
j2RН
– jRН
jRН
– jRН
X1 = X2 = X > 0
j2RН
Г1
Г2
RН
X1 = X2 = X < 0
а
Г2
RН
б
Рис.16.5
Известны и другие реализации Т-мостов, в том числе и для сложения генераторов
неравных мощностей без потерь в балластном сопротивлении. В последнем случае реактивные сопротивления плеч моста Х1 ≠ Х2.
Для сложения мощностей симметричных (двухтактных) генераторов можно использовать два Т-моста, включенных по схеме рис.16.6. Недостаток схемы – узкополосность
развязки генераторов. Вследствие этого при перестройке генераторов необходимо производить настройку мостов, что представляет определённые неудобства. Если складываемые
мощности одинаковы и генераторы идентичны, то целесообразно использование моста по
схеме рис.16.7. На схеме показаны пути протекания токов генераторов через нагрузку RН и
балластный резистор Rб = RН. Преимуществами моста по схеме (рис.16.7) являются его
простота и полная симметричность. Баланс моста выполняется в неограниченной полосе
I1
*
Zб
jX1
Г1
C
C
jX2
Rб = RН
Г1
Г1
*
ZН
jX1
6
RН
*
ZН
*
2ZН
C
C
jX2
C
C
I2
C
C
*
Zб
Г2
Рис.16.6
Рис.16.7
Аналитическая запись условия баланса Т-моста существенно отличается от (16.1). Выражение для условия
баланса любого моста может быть получено, например, на основании концепции: мост сбалансирован, то
есть генераторы развязаны, если ток одного генератора в ветви другого отсутствует (равен нулю).
260
(диапазоне) частот.
Недостатком моста по схеме рис.16.7 является комплексный характер входного сопротивления и неравенство его активной (резистивной) составляющей сопротивлению
нагрузки RН. Рассматриваемый мост может быть выполнен на индуктивностях – катушках.
Однако реализация моста на ёмкостях – конденсаторах предпочтительнее, во-первых, изза простоты в обеспечении симметрии устройства и, во-вторых, из-за уменьшения потерь
мощности в реактивных элементах моста: собственные потери в конденсаторах существенно меньше, чем в катушках индуктивности.
Наличие потерь в реактивных элементах моста, выполненного по любой схеме, отражается как на балансе моста, так и на потерях складываемых мощностей, соответственно и на КПД моста. По этой причине при реализации Т-мостов предпочтение отдаётся
схемам с Х1, Х2 ёмкостного характера. Сопротивление потерь в катушке индуктивности,
образующей реактивное сопротивление Хб, может быть отнесено в состав балластного резистора Rб.
Выше мы отмечали, что с помощью трансформаторов можно осуществить переход
от несимметричного элемента схемы моста к симметричному и наоборот. Подключение
генераторов, резистивных (активных) и реактивных сопротивлений ветвей моста с помощью трансформаторов позволяет во многих случаях сделать схемы мостов более пригодными и удобными для практического применения. Обычно применяются трансформаторы
с коэффициентом трансформации напряжения 1:1 без инвертирования фазы или с инвертированием, то есть поворотом фазы на 180°. Трансформатор может включаться вместо
реактивных сопротивлений в ветвях моста, образуя так называемое трансформаторное мостовое устройство. На рис.16.8 показаны варианты трансформаторных мостовых
устройств, реализуемых на основе Т-образного моста с использованием трансформаторов
обмоточного типа. Устройства предназначены для сложения одинаковых мощностей синфазно включаемых генераторов.
Rб
Тр
Rб
Г1
Г1
Г2
Г2
RН
RН
Тр
а
б
Рис.16.8
Подобные мостовые устройства реализуются также на основе трансформаторов –
линий. В настоящей лекции такие устройства не рассматриваются.
В диапазоне СВЧ применение элементов с сосредоточенными параметрами затруднено, так как требуемые величины индуктивностей и ёмкостей становятся малыми и существенное значение приобретают паразитные параметры: индуктивности соединительных проводов, ёмкости элементов между собою и корпусом и др., нарушающие работу
схемы. По этой причине, начиная с метрового диапазона волн, широкое применение
261
нашли мостовые схемы сложения мощностей, построенные на отрезках длинных линий.7
В диапазонах метровых и особенно дециметровых волн обычно используются коаксиальные и связанные полосковые линии; на более коротких волнах используют микрополосковые линии и волноводы. В метровом диапазоне волн используются также мосты на основе
двухпроводных линий.
Одним из первых мостов на основе отрезков линий следует считать Y-мост или
U-мост. У такого моста два плеча образуются отрезками коаксиальной линии. Длина отрезков ℓ принимается равной λ/4 на средней рабочей частоте fСР = (fМИН + fМАКС)/2. Конструкция моста при сложении мощностей двух генераторов напоминает символ Y или U,
как показано на рис.16.9 (на рис.16.9 наружные провода – оплётки отрезков коаксиальной
линии не показаны).
Rб
Rб
Г1
ℓ
ℓ
Г1
Г2
ℓ
ℓ
Г2
RН
RН
б
а
Рис.16.9
На микрополосковых линиях (МПЛ) конструкция рассматриваемого моста реализуется в форме кольца, образуемого полоской линии (рис.16.10, общая проводящая поверхность МПЛ не показана), что послужило основанием для названия такого моста: укороченное кольцо.
Выполнение моста в форме части кольца позволяет обеспечить присоединение балластного реRб
зистора Rб без дополнительных проводов, создающих индуктивное сопротивление и соответственно
нарушающих работу моста. Балластный резистор
ℓ
ℓ
Г1
Г2
может быть изготовлен вместе с МПЛ путём напыления высокоомного материала.
В мостах по схемам (рис.16.9 и рис.16.10) генераторы должны быть синфазными и полностью
идентичными. Если напряжения генераторов окаRН
жутся в противофазе, то мощность будет выделяться в балластном резисторе Rб, а в нагрузке RН ток
будет отсутствовать.
Рис.16.10
Отсутствие соединения балластного резистора
Rб с землёю (корпусом) устройства является недостатком рассматриваемых мостов, так
как в таких конструкциях затруднён отвод тепла от балластных резисторов в аварийном
режиме.
В рассматриваемых мостах (рис.16.9 и рис.16.10) принято волновое сопротивлении
линии выбирать из условия Z 0  2 RН , а длину отрезков, как уже отмечалось, принимать
равной λ/4 на средней рабочей частоте. Сопротивление балластного резистора Rб = 2RН.
7
Упомянутые выше трансформаторы-линии (ТЛ) также реализуются на отрезках линий. Однако рассматриваемые ниже мостовые схемы на отрезках линий начали применяться задолго до появления ТЛ, как самостоятельных элементов цепей согласования генераторов.
262
При этих условиях на средней рабочей частоте при любых режимах генераторов входное
сопротивление моста для каждого из генераторов
Z2
Z ВХ  0  RН .
2 RН
Последнее соотношение может быть непосредственно получено из рассмотрения
нормальной работы моста и проверено при рассмотрении режима работы моста при коротком замыкании одного из генераторов.
Действительно, если оба генератора одинаковы, то можно считать, что каждый из
них соединяется через отрезок линии длиной λ/4 с сопротивлением 2RН. Сопротивление
нагрузки RН удваивается, так как результирующий ток через это сопротивление в два раза
больше тока через него одного генератора. Следовательно, ощущаемое сопротивление одним генератором возрастает в два раза. На рис.16.11,а представлена эквивалентная схема
рассматриваемого моста для каждого из генераторов в номинальном режиме моста, то
есть при совместной работе двух идентичных генераторов. Входное сопротивление четвертьволнового отрезка линии с волновым сопротивлением Z0, нагруженного на сопротивление 2RН, как известно, равно:
Z2
Z ВХ  0 .
2 RН
Если Z 0  2 RН , то оказывается ZВХ = RН. На рис.16.11,б представлена эквивалентная
схема рассматриваемого моста для работающего генератора при коротком замыкании
другого. Нетрудно убедиться, что при указанных параметрах входное сопротивление моста для работающего генератора и в этом случае оказывается равным RН, что предлагается
сделать читателю. Напомним, что обеспечение ZВХ = RН удобно при использовании системы обхода моста в аварийном режиме, когда работающий генератор может быть непосредственно подключен к нагрузке RН без какой-либо регулировки режима генератора.
ℓ=λ/4
Г
Z0 = √ 2RН
ℓ=λ/4
ℓ=λ/4
2RН
Rб = 2RН
а
Г
Z0 = √ 2RН
RН
Z0 = √ 2RН
КЗ
б
Рис.16.11
Так как ℓ = λ/4 обеспечивается только на одной частоте, то рассматриваемые мосты
(рис.16.9 и рис.16.10) в обычно принимаемом исполнении: Z 0  2 RН оказываются относительно узкополосными и используются в полосах частот до 5% от средней частоты. Узкополосность рассматриваемых мостов также является их недостатком.
Известна схема моста (рис.16.12) на отрезках коаксиальной линии, обеспечивающая
сложение мощностей двух генераторов в нагрузке RН и позволяющая соединить балластный резистор Rб с землёю (корпусом) устройства, что упрощает отвод тепла от балластного резистора в аварийном режиме. В данной схеме синфазные генераторы соединяются с
нагрузкой RН отрезками линии длиной ℓ = λ/4, соответствующей средней частоте, а с балластным резистором Rб один из генераторов соединяется через отрезок длиной ℓ = λ/4, а
другой – через отрезок длиной ℓ = (3/4)λ. При этом токи генераторов в нагрузке оказываются в фазе, так как проходят равные пути, и суммируются, а в балластном резисторе токи
генераторов оказываются в противофазе, так как ток одного генератора проходит путь на
полволны больше, и соответственно вычитаются. Баланс моста обеспечивается на частоте,
длина волны колебаний которой соответствует указанным длинам отрезков.
263
Подобный мост реализуется также на отрезках МПЛ (рис.16.13) и известен под
названием: «гибридное кольцо».
Очевидно, отрезок линии длиной ℓ = (3/4)λ может присоединяться со стороны любого генератора.
Г2
λ/4
Г1
RН
Rб
λ/4
λ/4
λ/4
(3/4)λ
λ/4
Rб
Рис.16.12
Г2
λ/4
RН
(3/4)λ
Г1
Рис.16.13
Волновое сопротивление линий для мостов рис.16.12 и рис.16.13 принимается равным: Z 0  2 RН . В этом случае на средней частоте в номинальном режиме каждый генератор ощущает резистивное сопротивление, равное по величине RН. Если Rб = RН, то входное сопротивление моста на средней частоте сохраняется равным RН и в аварийном режиме, в том числе при выходе из строя одного из генераторов. При отклонении рабочей частоты от средней баланс моста нарушается, ощущаемые генераторами сопротивления оказываются комплексными и разными в силу различия геометрических длин отрезков, соединяющих генераторы с балластным резистором. Если у гибридного кольца (рис.16.13)
на расстоянии λ/4 правее Г1 включить второй балластный резистор, то схема моста будет
симметричной относительно каждого генератора. При этом, чтобы входное сопротивление
моста на средней частоте было равно RН, необходимо использовать балластные резисторы
с сопротивлением Rб = 2RН.
Для суммирования мощностей двух симметричных (двухтактных) генераторов можно применить мост на отрезках двухпроводной линии, показанный на рис.16.14. Все отрезки имеют одинаковую длину ℓ = λ/4 на средней частоте. Благодаря перекрещиванию
проводов у одного из отрезков, соединяющих балластный резистор с одним из генераторов, обеспечивается развязка генераторов и токи, создаваемые ими
λ/4
λ/4
RН
в Rб, взаимно компенсируются. Отрезок длиной λ/4 с
перекрещенными проводами заменяет отрезок длиZ0
Z0
ной 3λ/4.
Так как длина всех отрезков одинакова, то мост
по схеме рис.16.14 сохраняет симметрию на любой
Г1
Г2
частоте. Более того, при идентичных генераторах, в
λ/4
λ/4
отличие от мостов рис.16.12 и рис.16.13, ток в балZ0
ластном резисторе рассматриваемого моста отсутZ0
ствует на любой частоте благодаря перевороту фазы
сигнала одного из генераторов за счёт перекрещиваRб
ния проводов у одного из отрезков. Следовательно,
мост по схеме рис.16.4 является более широкополосным, чем все ранее рассмотренные мосты на отрезках
264
Рис.16.14
линий. Волновое сопротивление двухпроводной линии выбирается из условия Z 0  2 RН ,
а балластный резистор Rб = RН. Ощущаемое генератором сопротивление на средней частоте оказывается активным (резистивным) и равным RН. Рассматриваемый мост, в частности, используется для сложения мощностей коротковолновых передатчиков, причём в качестве Rб и RН включаются две антенны. Меняя фазу выходных высокочастотных колебаний одного передатчика на 180°, осуществляют перевод работы передатчиков с одной антенны на другую.
В качестве широкополосных мостов в диапазонах метровых, дециметровых и сантиметровых волн (УКВ и СВЧ диапазоны) применяют так называемые квадратурные мосты,
выполненные из четвертьволновых отрезков двух связанных линий. При уровнях мощности выше 0,1…1 кВт используют линии с воздушным заполнением, провода которых располагают на определённом расстоянии друг от друга и помещают в общий экран круглой
или прямоугольной формы. При меньших уровнях мощности подобные мосты реализуют
на полосковых и микрополосковых линиях.
Схема квадратурного моста на четвертьволновых отрезках двух связанных линий
показана на рис.16.15. Линии образуются идентичными проводами, и для обеспечения
полной симметрии схемы принимается Rб = RН.
Особенностью рассматриваемого
моста является то обстоятельство, что
λ/4
Rб
Г1
напряжения генераторов должны быть
сдвинуты на π/2 относительно друг
Г2
друга, то есть, как принято говорить,
RН
быть в квадратуре, что и отражено в
названии моста. При указанных на
Рис.16.15
рис.16.15 расположениях генераторов
Г1, Г2, сопротивления полезной нагрузки RН и балластного резистора Rб напряжение генератора Г1 должно отставать от напряжения генератора Г2 на π/2. Если будет наоборот, то
мощности генераторов будут складываться в балластном резисторе.
В квадратурных мостах на четвертьволновых отрезках связанных линий в зависимости от конструкции используемой линии достижима рабочая полоса частот до 50% и более от средней рабочей частоты. Существует много разновидностей подобных мостов.
Любой мост для сложения мощностей двух генераторов в общей нагрузке может
быть использован для решения обратной задачи: распределения (деления) мощности одного генератора между двумя нагрузками. Для этого в схеме любого моста на место
нагрузки надо включить генератор, а на место генераторов включить нагрузки. Такие
устройства известны как делители мощности, а также как направленные ответвители
мощности. Таким образом, мосты для сложения мощностей двух (и более) генераторов и
делители (распределители) мощности одного генератора на две (и более) нагрузки являются подобными устройствами. Если мощность генератора распределяется между двумя
нагрузками поровну, то такие делители мощности часто называют 3-х децибельными (3
дБ) ответвителями.8 Соответственно и мосты для сложения мощностей двух идентичных
генераторов часто называют 3-х децибельными мостами. Особенно часто такое название
используется применительно к квадратурным мостам на связанных линиях. Один из возможных вариантов такого моста рассмотрен нами выше (рис.16.15).
Как уже отмечалось, при сложении мощностей двух генераторов с помощью квадратурного моста выходные напряжения генераторов должны иметь относительно друг друга
фазовый сдвиг π/2 или 90°. Так как генераторы обычно идентичные, то на входе одного из
них необходимо включить фазовращатель на 90°. Однако, как правило, поступают подругому: на входе обоих генераторов включают квадратурный мост для деления мощности, который обеспечивает возбуждение генераторов сигналами от общего источника, но
8
Мощность генератора и мощность в одной нагрузке отличаются в два раза. Соответственно, 10lg2 = 3 дБ.
265
со сдвигом по фазе на 90°.9 Выходы генераторов объединяются с помощью аналогичного
квадратурного моста. Схема подобного устройства показана на рис.16.16. Габариты мостов на входе и выходе генераторов с внешним возбуждением (ГВВ) могут быть разными
в зависимости от проходящей через них мощности.
МОСТ
МОСТ
ГВВ1
Г1
Rб
ГВВ2
3 дБ
3 дБ
RН
Rб
Рис.16.16
По схеме рис.16.16 строятся мощные транзисторные усилители и выходные каскады
телевизионных радиопередатчиков и передатчиков вещания в диапазоне УКВ с использованием частотной модуляции (УКВ ЧМ вещание).
Используя системы мостов для сложения мощностей двух генераторов, можно обеспечить сложение мощностей произвольного числа генераторов и таким образом получить
практически любую мощность в нагрузке.
Для сложения мощностей большого числа генераторов широко применяется метод
так называемого попарного суммирования, структурная схема которого показана на
рис.16.17. Используются мосты М для сложения мощностей двух идентичных генераторов.
ВЫХОД
8РГ
4РГ
2РГ
2РГ
М5
4РГ
М7
Rб
2РГ
Rб
М3
Rб
Rб
РГ
Rб
М2
М1
РГ
РГ
2РГ
М6
М4
Rб
РГ
РГ
Rб
РГ
РГ
РГ
Рис.16.17
Согласно представленной структурной схеме (рис.16.17) мощности РГ генераторов
суммируются с помощью мостов М1, М2, М3, М4, на выходах которых получают мощность
2РГ. Мощности 2РГ суммируются с помощью мостов М5, М6, на выходах которых получа9
У квадратурного моста при сложении или делении мощности сигналы сдвинуты на 90°.
266
ется мощность 4РГ. Мощности 4РГ суммируются с помощью моста М7, на выходе которого получается мощность 8РГ.
Метод попарного суммирования позволяет складывать без потерь в балластных резисторах Rб мощности N = 2k генераторов, где k = 1, 2, 3 и т.д. – число рядов мостов в системе (в системе рис.16.17 k = 3).
На рис.16.18 показана структурная схема так называемого цепочечного метода суммирования мощностей генераторов.
ВЫХОД
2РГ
3РГ
М1
4РГ
М2
Rб
РГ
М4
М3
Rб
РГ
5РГ
Rб
Rб
РГ
РГ
РГ
Рис.16.18
С помощью моста М1 суммируются равные мощности РГ. На выходе моста обеспечивается мощность 2РГ. Мосты М2, М3, М4 предназначены для суммирования без потерь в
балластных резисторах Rб неравных мощностей. Чем ближе к выходу, тем сильнее неравенство суммируемых мощностей: мост М2 суммирует мощности РГ и 2РГ, мост М3 суммирует мощности РГ и 3РГ, мост М4 суммирует мощности РГ и 4РГ. Этим методом, в принципе, можно суммировать мощности любого числа генераторов, причём не обязательно
одинаковой мощности. Однако, если суммируемые с помощью моста мощности сильно
различаются, то появляются трудности в реализации такого моста, обусловленные, в частности, большим различием необходимых сопротивлений, включаемых в ветвях (плечах)
моста. Очевидно, в схеме рис.16.18 наибольшие трудности возникнут при реализации моста М4: самый мощный и с самым большим различием складываемых мощностей.
ВЫХОД
7РГ
4РГ
2РГ
2РГ
М5
3РГ
М6
Rб
2РГ
Rб
М2
М1
Rб
Rб
РГ
РГ
РГ
М4
М3
Rб
Rб
РГ
РГ
РГ
РГ
Рис.16.19
267
Для суммирования мощностей любого числа генераторов как с равными, так и с неравными мощностями более удобным оказывается метод смешанного суммирования,
структурная схема которого показана на рис.16.19.
В случае идентичных генераторов мосты М1, М2, М3 суммируют одинаковые мощности РГ, обеспечивая на выходах мощности 2РГ. Мост М5 суммирует одинаковые мощности
2РГ, обеспечивая на выходе мощность 4РГ. Мост М4 суммирует неравные мощности: 2РГ и
РГ, обеспечивая на выходе мощность 3РГ. Мост М6 также суммирует неравные мощности:
4РГ и 3РГ, обеспечивая на выходе мощность 7РГ.
Нетрудно видеть, что при всех рассмотренных выше методах суммирования мощностей N генераторов требуется (N – 1) мостов и (N – 1) балластных резисторов Rб. Полезная
нагрузка подключается к выходу системы мостов.
Сложение мощностей одинаковых генераторов при числе N > 2 можно также осуществить путём построения единого мостового устройства (МУ) на основе мостов с поворотной (радиальной) симметрией, прототипами которых служат мосты для N = 2 с симметричными относительно нагрузки входами. Примерами таких мостов являются Т-мосты
на сосредоточенных элементах (рис.16.5) и Т- или U-мосты на четвертьволновых отрезках
одиночных линий (рис.16.9).
На рис.16.20 представлено МУ
Сб
на основе Т-моста по схеме рис.16.5,а
Г
для сложения мощностей трёх генераторов
(N =3). Балластные резистоRб
ры Rб и конденсаторы Сб могут быть
соединены по схеме N-угольника, как
показано на рис.16.20, или по схеме
Rб
Сб
N-лучевой звезды. Возможно также
Г
соединение этих элементов по схеме
RН
полного многоугольника. Выбор
СН
схемы соединения балластных сопротивлений определяется удобством
Rб
реализации конструкции и возможностью сокращения длин соединеСб
ний. Параметры элементов Rб, Сб заГ
висят от схемы их соединения. Рассмотрение этих вопросов выходит за
рамки настоящей лекции.
Рис.16.20
Читателю предлагается изобразить конструкции МУ на основе Т- или U-мостов из четвертьволновых отрезков линий
(рис.16.9) для сложения мощностей трёх (N =3) и четырёх (N =4) генераторов.
Нетрудно видеть, что МУ на мостах с поворотной (радиальной) симметрией как минимум требует включения N балластных резисторов при включении их по схеме Nугольника или N-лучевой звезды,10 тогда как устройства по схемам рис.16.17 – рис.16.19
требуют включения (N – 1) балластных резисторов.
Таковы основные общие положения и принципы построения мостов и мостовых
устройств разных диапазонов частот для сложения мощностей двух и произвольного числа генераторов. Представленные сведения позволят читателю принципиально разобраться
с работой не только рассмотренных выше мостов и мостовых устройств, но и различных
их вариантов и модификаций, которые встречаются в учебниках, учебных пособиях и
специальных работах.
10
Требуемое число балластных резисторов (в общем случае балластных сопротивлений) при включении их
по схеме полного N-угольника определяется соотношением: (N – 1)N/2, где N – число генераторов.
268
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 16:
1. Почему сложение электромагнитных полей в пространстве, создаваемых N идентичными передатчиками,
эквивалентно увеличению мощности в N2 раз? Попробуйте пояснить это.
2. Любым известным вам методом убедитесь, что при выполнении условия (16.1) ток одного генератора отсутствует в ветви включения другого.
3. Определите входные сопротивления моста (рис.16.3) при обрыве и коротком замыкании одного из генераторов. Сравните результаты с (16.2) для каждого генератора.
4. Используя (16.3), оцените КПД моста при разных значениях А и  , например, указанных в лекции.
5. Приняв в схеме моста (рис.16.3) Х1 = Х2 = Х и |X| = Rб = RН, определите входные сопротивления моста
(рис.16.3) для каждого из генераторов. Представьте каждое из входных сопротивлений в виде последовательного и параллельного соединений активных и реактивных составляющих. Сделайте выводы.
6. Определите входные сопротивления мостов рис.16.5 в номинальном режиме, при коротком замыкании и
обрыве одного из генераторов. Сделайте выводы.
*
*
7. Обозначив Z*ВХ Г1 = Z б и Z*ВХ Г2 = Z Н , получите выражение для баланса моста рис.16.4.
8. Определите входное сопротивление относительно генератора в схеме рис.16.11,б. Сделайте вывод.
9. Представьте эквивалентные схемы мостов рис.16.12 и рис.16.13 на средней частоте в номинальном режиме и при коротком замыкании одного из генераторов. Определите входные сопротивления моста для
каждого режима.

 j / 2

10. Определите параметры сигнала Е1  Е 2 е
при Е1 = Е2 и Е1 ≠ Е2. Сделайте выводы.
11. Изобразите конструкцию мостового устройства с использованием Т-мостов из четвертьволновых отрезков линии (рис.16.9) для сложения мощностей 3-х и 4-х генераторов.
269
Лекция 17
ГВВ СВЧ на металлокерамических лампах. Двусторонний и односторонний варианты конструкций ламповых ГВВ СВЧ, их особенности. Расчёт режима лампового ГВВ
СВЧ. Транзисторные ГВВ СВЧ.
Влияние межэлектродных ёмкостей и индуктивностей вводов электродов ламп и транзисторов на СВЧ
С повышением рабочей частоты генератора уменьшаются требуемые величины ёмкости и индуктивности контура, вследствие чего сильно возрастает влияние межэлектродных ёмкостей и индуктивностей вводов электродов АЭ: электронных ламп и транзисторов.1 По этой причине в диапазоне СВЧ лампу или транзистор приходится рассматривать
не только как источник колебаний высокой частоты, но и как часть колебательной системы генератора. В частности, ёмкость контура в выходной цепи генератора полностью или
частично образуется выходной межэлектродной ёмкостью АЭ, а ёмкость входной цепи
включает входную межэлектродную ёмкость АЭ.
Так как межэлектродные ёмкости АЭ входят в состав колебательной системы генератора, то через них ответвляются значительные доли контурных токов. Если же ёмкость
контура целиком образуется межэлектродной ёмкостью АЭ, то через неё протекает полный контурный ток. Большие токи через межэлектродные ёмкости приводят к тому, что
на вводах электродов выделяются значительные мощности, что требует порой принудительного охлаждения всех электродов АЭ.
С повышением рабочей частоты генератора начинают сказываться индуктивности
вводов электродов. В частности, индуктивности вводов входных электродов АЭ приводят
к увеличению требуемой мощности и амплитуды напряжения сигнала возбуждения. На
увеличении мощности возбуждения особенно сказывается индуктивность ввода общего
электрода АЭ: катода у лампы, эмиттера у транзистора. Падение напряжения токов высших гармоник на индуктивностях вводов входных электродов может существенно отразиться на режиме работы АЭ.2 В широкополосных транзисторных ГВВ индуктивности
вводов электродов и ёмкости переходов (межэлектродные ёмкости) сказываются на полосовых свойствах генератора. Влияние индуктивностей вводов входных электродов на величину мощности возбуждения можно проследить следующим образом. На рис.17.1 представлена эквивалентная схема по высокой частоте входной цепи лампы, где LC, LК - индуктивность ввода сетки (С) и катода (К) соответственно; ССК -межэлектродная ёмкость
сетка-катод лампы.
Считаем, что на входной ёмкости ССК действует тольС LC
ко гармоническое напряжение амплитудой UМС, то есть
пренебрегаем падением напряжения от высших гармоник
IC1 ССК
тока сетки, если он существует, что вполне допустимо. СоUМС
UМ ВХ
ответственно ток через ёмкость ССК:
*
IК1 LК
I С СК  j С СК U МС .
К
Пренебрегая реакцией анода (D = 0), будем считать,
что, как и на «низких» частотах, амплитуда первой гармоРис.17.1
ники анодного тока IА1 = SСРUМС, а амплитуда первой гар1
Применительно к транзисторам вместо понятия «межэлектродная ёмкость» обычно используют понятие
«ёмкость перехода». Поэтому, говоря ниже о межэлектродной ёмкости транзистора, мы будем подразумевать под нею ёмкость соответствующего перехода.
2
В основном из-за падения напряжения токов высших гармоник на индуктивности ввода катода у лампы и
ввода эмиттера у транзистора. При этом результирующее мгновенное напряжение между анодом и катодом
лампы и между коллектором и эмиттером транзистора изменяется по более сложному закону, чем определено в лекции 1.
270
моники сеточного тока при его наличии: IС1 = SСР СUМС. Соответственно амплитуда первой
гармоники катодного тока IК1 = (SСР + SСР С) UМС.
Комплексная амплитуда тока, протекающего через источник сигнала возбуждения:
*
*
I М ВХ  I С1  I С СК .
Соответственно с учётом записанных выше выражений для составляющих тока амплитуда
тока через источник сигнала возбуждения согласно векторной диаграмме рис.17.2,а
2
I М ВХ  I С21  I C2 CК  U МС (ССК ) 2  S СР
С .
Амплитуда напряжения от источника сигнала возбуждения:
2
2
U М ВХ  U МС 1   2 ССК ( LC  LК )   2  S СР LК  S СР С ( LC  LК )  U МС .




Выражение для амплитуды напряжения источника сигнала возбуждения соответствует
векторной диаграмме, представленной на рис.17.2,б, где в качестве опорного принято
напряжение UМС.
UМС – ω(LC + LК) IС СК
UМ ВХ
IМ ВХ
IС СК
ωLКIК1
(ωLКIК1 + ωLСIС1)
tgφu =
tgφi = ωCСК / SСР С
φi
IС1
UМС
IА1
IК1
[UМС – ω(LC + LК)IС СК]
φu
ωLСIС1
UМС
ω(LC + LК) IС СК
а
б
Рис.17.2
Мощность возбуждения: РВОЗБ = (1/2)UМ ВХ IМ ВХ cos (φu – φi). Возрастания амплитуды
напряжения сигнала возбуждения UМ ВХ и амплитуды тока источника сигнала возбуждения
IМ ВХ приводят к увеличению мощности возбуждения. Более того, если принять, что сеточный ток, обусловленный перемещением электронов в лампе отсутствует, чему соответствует SСР С = 0, соответственно IС1 = 0, то мощность возбуждения, которая на «низких»
частотах определяется как3 РВОЗБ = (1/2)UМС IC1 и оказывается равной нулю, теперь имеет
вполне конкретное значение.
Действительно, согласно приведенным соотношениям при отсутствии сеточного тока, обусловленного перемещением электронов от катода в направлении сетки и анода, получаем:
IМ ВХ = UМС ωССК = IС СК ;
φi = π/2 ;
2
U М ВХ  U МС 1   2 ССК LC  LК    2 S СР
L2К ;
cos (φu – φi) = cos (φu – π/2) = sin φu ;
sin φu = (UМС ωLК SСР)/UМ ВХ ;
РВОЗБ = (1/2) U2МС ω2ССКLКSСР .
Если представить
РВОЗБ = (1/2)U2МС / rВХ = (1/2)U2МС gВХ ,
2
3
См. лекцию 2.
271
где rВХ = 1/gВХ – активное входное сопротивление, отнесённое к участку сетка-катод лампы, соответственно gВХ – активная входная проводимость, то из последнего выражения
следует:
gВХ = ω2ССКLКSСР .
Таким образом, несмотря на отсутствие сеточного тока, обусловленного перемещением электронов в лампе, появляется активная проводимость во входной цепи генератора
из-за наличия индуктивности ввода катода LК. В общем случае при наличии сеточного тока, обусловленного перемещением электронов, величина которого на «низких» частотах
может быть определена по статическим ВАХ и который обусловливает активную составляющую входного сопротивления генератора RВХ = 1/GВХ = UМС /IС1 = 1/SСР С , проводимость gВХ добавляется к проводимости GВХ = 1/ RВХ = SСР С . Следовательно, требуемая
мощность возбуждения генератора возрастает и оказывается равной:
РВОЗБ = (1/2)U2МС (GВХ + gВХ).
Таким образом, наличие индуктивности ввода катода LK обусловливает увеличение
мощности возбуждения с повышением частоты и, соответственно, уменьшение коэффициента усиления по мощности ГВВ.
Отметим, что дополнительная мощность возбуждения, по сравнению с «низкой» частотой, поступает в выходную (анодную) цепь лампы.
Аналогично влияние индуктивности ввода эмиттера у транзистора.
В генераторных лампах и транзисторах СВЧ принимают все меры, чтобы уменьшить
индуктивности вводов электродов и межэлектродные ёмкости. Для уменьшения индуктивности ввода катода генераторные лампы изготавливают с плоским стеклянным дном и
толстыми прямыми выводами. Соединять катод с землёю (корпусом) следует как можно
более коротким путём. В генераторах на лампах прямого накала для уменьшения эквивалентной индуктивности катода следует выводы накала соединять блокировочными конденсаторами большой ёмкости. Указанные меры весьма существенно снижают индуктивность ввода катода. В генераторных лампах дециметрового и сантиметрового диапазонов
применяют дисковые и цилиндрические выводы электродов, что существенно снижает
величину индуктивности вывода и с нею практически можно не считаться. У транзисторов СВЧ выводы электродов выполняют в виде лент-полосок или пластин, при этом вывод
эмиттера или базы обычно выполняется в виде двух полосок или пластин-фланцев,4 что
позволяет сделать индуктивность ввода этого электрода заметно меньше индуктивностей
вводов остальных электродов, которые обычно учитываются в структуре входной и выходной согласующих цепей генератора. Типичный вид транзистора СВЧ показан на
рис.17.3.
В конструкциях ламп и транзисторов СВЧ стреКорпус транзистора
мятся все нерабочие площади электродов свести к
минимуму, чтобы уменьшить межэлектродные ёмкости. Вакуумные оболочки современных генераторных
ламп выполняют из специальных сортов стекла и кеВывод коллектора
рамики с малыми диэлектрическими потерями. При
этом мощные генераторные лампы изготавливаются
исключительно с использованием керамики СВЧ и
носят название металлокерамических ламп СВЧ. СуВывод эмиттера
ществуют металлокерамические триоды и тетроды
(или базы)
для работы в генераторах непрерывных колебаний
Вывод базы
или в импульсном режиме, что отражается на кон(или эмиттера)
струкции и размерах лампы. Отдельные типы ламп
работают на частотах до 4000 МГц, обеспечивая мощРис.17.3
ность до 1 кВт. Разновидностью металлокерамических
4
В зависимости от конструкции транзистора для схемы с общим эмиттером или общей базой.
272
генераторных ламп являются титано-керамические триоды, имеющие мощность в непрерывном режиме порядка десятка ватт, но работающие на частотах до 7000 МГц. По габаритным размерам и массе титано-керамические триоды соперничают с транзисторами и не
нуждаются в принудительном охлаждении.
Ламповые генераторы на триодах в дециметровом и сантиметровом диапазонах в основном строят по схеме с общей сеткой.5 В метровом диапазоне возможно применение
схемы с общим катодом. Однако при этом в случае использования триода в схему часто
требуется вводить нейтрализацию. Следует отметить, что предпочтение схеме с общей
сеткой при использовании триодов в диапазоне СВЧ отдаётся не только в силу большей
устойчивости данной схемы.
Лампы СВЧ обычно имеют оксидный катод, что позволяет работать с весьма существенными токами при относительно низких рабочих напряжениях. Исследования показали, что сопротивление потерь в оксидном катоде зависит от частоты и достигает максимума при длине рабочей волны 9…10 см, равного 1…10 Ом. В отдельных типах ламп
применяют более эффективные катоды с полупроводниковыми активирующими покрытиями.
В триодном генераторе по схеме с общим катодом сопротивление потерь оксидного
катода входит во входной и выходной контуры (рис.17.4,а), тогда как в триодном генераторе по схеме с общей сеткой оно входит только во входной контур (рис.17.4,б). Так как в
схеме с общим катодом через сопротивление оксидного катода rОКС протекает практически полный контурный ток, то выделяемая на нём мощность будет заметно больше, чем в
схеме с общей сеткой. Катод будет дополнительно разогреваться, что может привести к
его разрушению. Поэтому даже при идеальной нейтрализации применение схемы генератора с общим катодом на СВЧ при использовании триодов сомнительно.
При использовании тетродов сопротивление потерь оксидного катода rОКС входит
только во входной контур. Выходной контур формируется межэлектродной ёмкостью
анод-экранная (вторая) сетка САС2 и внешней индуктивностью (рис.17.5).
САС2
САС
САК
ССК
ССК
rОКС
rОКС
Схема ОК
ССК
rОКС
Схема ОС
а
Рис.17.4
б
СБЛС2
Схема ОК
Рис.17.5
Транзисторные генераторы СВЧ строят по схеме с общим эмиттером и по схеме с
общей базой, для которых разрабатываются специальные транзисторы (рис.17.3). Широко
применяют двухтактные схемы с использованием «балансных» транзисторов.6
Схемы и конструкции ламповых генераторов СВЧ
В метровом диапазоне волн применяют генераторы по схемам с общим катодом (ОК)
и общей сеткой (ОС). При этом в длинноволновой части диапазона широко применяются
двухтактные схемы с колебательными системами из отрезков двухпроводных линий.
5
6
См. лекцию 14.
См. лекцию 15.
273
На рис.17.6 показаны схемы упрощенных конструктивных реализаций двухтактных
генераторов по схеме с ОК (рис.17.6,а) и с ОС (рис.17.6,б). Провода линий анодных контуров выполнены в виде труб, внутри которых осуществляется подводка анодного питания. Разделительные конденсаторы СРА, выполняемые конструктивно, разделяют цепи по
постоянному и переменному току. В генераторе с ОС провода катодного контура также
выполнены в виде труб, внутри которых проходит один из проводов накала.
СРА
Фидер к нагрузке
СН
СН
СБЛ
LБЛ
КЗ
СНТР
-ЕC LБЛ
КЗ
+ЕА
СБЛ
СН
СР
СР
СН
Фидер к возбудителю
СРА
а
СРА
Фидер к нагрузке
СН
СР
СНТР
СБЛ
КЗ
СР
Фидер к возбудителю
СБЛ
СНТР
LБЛ
LБЛ
-ЕC
КЗ
СБЛ
+ЕА
СН
СРА
б
Рис.17.6
Для обеспечения устойчивой работы генератора с ОК часто используется нейтрализация действия проходной ёмкости САС. С этой целью в двухтактном генераторе вводятся
в схему конденсаторы нейтрализации СНТР, ёмкость которых примерно равна межэлектродной ёмкости САС. Через эти конденсаторы в сеточную цепь одной лампы подаётся
напряжение с анода другой лампы, находящееся в противофазе с переменным напряжением, поступающим на сетку через проходную ёмкость САС. Из-за относительно большой
паразитной связи между контурами из отрезков двухпроводных линий часто приходится
использовать нейтрализацию и в двухтактном генераторе с ОС. При этом конденсаторы
нейтрализации присоединяются между анодами и катодами разных ламп. Ёмкости конденсаторов нейтрализации в этом случае СНТР ≈ САК.
274
На схемах (рис.17.6) показана кондуктивная связь с нагрузкой и возбудителем.
Принципиально может быть использован другой вид связи: с помощью коротких витков,
ёмкостная связь.7
На рис.17.7 показаны эквивалентные принципиальные схемы двухтактных генераторов рис.17.6. Роль блокировочных индуктивностей LБЛ в цепях анодов играют провода
анодного питания, конструктивно проходящие внутри труб линии анодного контура.
+ЕА
Фидер к
нагрузке
СБЛ
LБЛ
+ЕА
СБЛ
LБЛ
LБЛ
Фидер к
нагрузке
СРА
СРА
LБЛ
LБЛ СН
СН
СН
СР
LБЛ
СРА
СНТР
СНТР
СБЛ
СБЛ
LБЛ
LБЛ
СН
СР
СБЛ
LБЛ
LБЛ
СНТР
СНТР
СРА
LБЛ
-ЕС
СН
СН
СР
-ЕС
СБЛ
Фидер к возбудителю
LБЛ
СР
СБЛ
Фидер к возбудителю
а
б
Рис.17.7
Внешняя дополнительная блокировочная индуктивность при этом может отсутствовать. Аналогично в генераторе с ОС роль блокировочных индуктивностей в цепях катодов
играют провода, подводящие накал к лампам и также конструктивно проходящие внутри
труб линии входного контура. Блокировочная индуктивность в цепи сетки генератора с
ОС может отсутствовать.
В верхней части метрового диапазона, а также в дециметровом и сантиметровом
диапазонах волн в основном применяются однотактные генераторы по схеме с ОС. Колебательные системы, как правило, выполняют из отрезков коаксиальных линий с проводами в виде труб-цилиндров. При этом различают два варианта конструкции: двусторонний
и односторонний. В случае двустороннего варианта отрезки линий входного и выходного
контуров развёрнуты в разные стороны от лампы.
Упрощенный вариант двусторонней конструкции генератора с ОС показан на
рис.17.8.
7
См. лекцию 12.
275
Недостатки двустороннего варианта конструкции: большие габариты по длине и
трудность смены лампы. Достоинство: простота выполнения колебательных контуров.
Двусторонний вариант используется в сравнительно маломощных генераторах из-за трудностей отвода тепла от лампы.
К нагрузке
Сеточно-катодный
контур
СКЗ
СК
СКЗ
СКЗ
ССВ
Анодно-сеточный
контур
ССВ
LБЛ
+ЕА
СБЛ
СКЗ
RК
К возбудителю
Рис.17.8
На рис.17.8 представлено катодное автосмещение, обеспечиваемое цепью СКRК.
Возможно независимое смещение. Связь с нагрузкой генератора и возбудителем ёмкостная. Возможно осуществление кондуктивной связи или с помощью петли. В короткозамыкатели контуров входного (катодно-сеточного) и выходного (анодно-сеточного) встроены
разделительные конденсаторы ёмкостью СКЗ.
В одностороннем варианте конструкции генератора входной и выходной контуры
развёрнуты в одну сторону относительно лампы. Чаще используется вариант, когда контуры развёрнуты в сторону катода. Упрощенная конструкция такого варианта показана на
рис.17.9.
К нагрузке
RК
СК
КЗ
Анодно-сеточный
контур
СР
Радиатор воздушного
охлаждения анода
ССВ
СКЗ
LБЛ
Н К
К возбудителю
СКЗ
А
С
СБЛ
+ЕА
Катодно-сеточный контур
КЗ
ℓ
ℓА
СР
Рис.17.9
Разделительный конденсатор СР в цепи анода, а также конденсаторы СКЗ в короткозамыкателе входного (катодно-сеточного) контура выполняются конструктивно. С нагрузкой использована ёмкостная связь, а с возбудителем с помощью петли связи. Принципиально возможен любой тип связи. Конкретный выбор связи определяется удобством реализации конструкции генератора в целом. Блокировочная индуктивность в цепи питания
анода LБЛ может отсутствовать, так как контуры из отрезков коаксиальных линий являют276
ся самоэкранирующимися. Электромагнитная энергия в таких контурах из короткозамкнутых отрезков сосредоточена в пространстве между цилиндрами линии. В рассматриваемой конструкции генератора (рис.17.9) некоторое просачивание электромагнитной
энергии наружу будет иметь место у разделительного конденсатора СР и у прижимных
контактов внешнего цилиндра анодно-сеточного контура.
Односторонний вариант конструкции применяется в мощных генераторах, когда
требуется принудительное охлаждение электродов лампы и в первую очередь анода. У
мощных ламп СВЧ анод, как правило, завершается металлическим радиатором. В одностороннем варианте конструкции легче осуществляется смена лампы, однако колебательная система оказывается сложнее для изготовления, так как требуется соосно разместить
три цилиндра, образующих линии контуров. Поперечные размеры колебательной системы
и генератора в целом у одностороннего варианта больше, хотя продольные размеры могут
оказаться меньше, чем у двустороннего варианта. В одностороннем варианте порой имеются трудности в осуществлении связи с одним из контуров, чаще всего со входным (катодно-сеточным). Проблемой является и создание пути для постоянного тока сетки IС0, так
как часто не удаётся выполнить конструктивно конденсатор требуемой ёмкости в короткозамыкателе катодно-сеточного контура. Иногда размещают разделительный конденсатор у катода, например, аналогично СР у анода (рис.17.9). Применяется также выполнение
сеточной трубы в виде трёх цилиндров, разделённых диэлектрической прокладкой
(рис.17.10).
КЗ
Диэлектрик
Анодно-сеточный
контур
ℓ
ℓА
К сетке
КЗ
Катодно-сеточный
контур
Z0
Z0А
К катоду
Рис.17.10
САС
Рис.17.11
При использовании одностороннего варианта конструкции (рис.17.9) анодносеточный контур образуется двумя последовательно соединёнными отрезками линий, как
показано на рис.17.11. Условие резонанса такого контура:
1
 Z 0 tg  Z 0 A tg A ,
 С АС
откуда


Z
1
1
 0 A tg A .
  arctg 
  C AC Z 0 Z 0




Найденное значение геометрической длины контура ℓ может быть увеличено на целое
число полуволн nλ/2.
Размер ℓА определяется лампой. Если ℓА = 0, то последнее выражение переходит в
(12.8).8 Что касается диаметров труб-цилиндров (проводов) линий, то в обоих вариантах
конструкций генераторов они определяются диаметрами выводов соответствующих электродов лампы с учётом требуемых электрической и механической прочностей контуров.
Диаметры цилиндров определяют волновые сопротивления соответствующих линий, от
которых зависит длина отрезка и действующие параметры контура (см. лекцию 12). Геометрическая длина катодно-сеточного контура генератора по схеме рис.17.9 определяется
по формуле (12.8).
8
См. лекцию 12.
277
Расчёт лампового генератора СВЧ чаще всего начинают с расчёта анодно-сеточного
контура, определяя величину его ненагруженного эквивалентного сопротивления Roe0. При
этом для двустороннего варианта конструкции применимы соотношения лекции 12. Что
касается расчёта Q0 и Roe0 контура рис.17.11 для одностороннего варианта конструкции, то
подход к расчёту этих параметров аналогичен рассмотренному в лекции 12: определяются
реактивная мощность и мощность потерь в контуре за период высокой частоты. Контур в
этом случае образуется двумя короткозамкнутыми отрезками линий, соединёнными последовательно. К каждому отрезку применимы исходные выражения лекции 12.
После расчёта Roe0 и выбора КПД контура ηК определяют ожидаемую величину
нагруженного сопротивления контура RoeН = Roe0 (1– ηК). Для выходных генераторов
обычно принимают ηК = (0,6…0,8), для промежуточных – ηК = (0,3…0,6). Расчёт режима
генератора проводится исходя из найденного нагруженного эквивалентного сопротивления анодно-сеточного контура RoeН по методике лекции 7, пример 5 с учётом особенностей генератора с ОС (см. лекцию 14).
Очень часто металлокерамические триоды СВЧ работают практически без сеточных
токов, когда заход в область положительных напряжений на сетке не допускается, и в
этом случае параметр аппроксимированных ВАХ анодного тока SКР не может быть использован для расчёта. Поэтому расчёт режима генератора, когда работа с сеточными токами не допускается, проводят, исходя из использования лампы по току, выбирая
IА0 ≤ IА0ДОП. Приняв рекомендуемое значение нижнего угла отсечки анодного тока для генератора с ОС, определяют значения IА1 = IА0β1; UМ АС = IА1RoeН. Так как работать предполагается без сеточных токов, то должно быть еС МАКС = UМС – ЕС ≤ 0. Если принято
еС МАКС = 0, то UМС = ЕС. Причём, если принят нижний угол отсечки анодного тока θ = 90°,
то ЕС = Е /С. В общем случае, исходя из принятых значений еС МАКС и θ, определяют значения ЕС и UМС . Определив UМС , можно найти значение амплитуды колебательного напряжения между анодом и катодом лампы: UМА = UМ АС – UМС . Необходимое напряжение источника анодного питания ЕА = еА МИН + UМА, где еА МИН определяется по статическим характеристикам анодного тока при еС = еС МАКС и iА = IМА, как показано на рис.17.12.
1
Колебательная мощность генератора P~  U М АС I A1.
2
Если требуется при имеющемся RoeН получить опреiА
делённую
мощность, то необходимое значение анодного
еС ≤ 0
тока
IМА
I
1 2 P~
еС МАКС
I A0  A1 
.
1  1 RoeН
Необходимо, чтобы выполнялось условие IА0 ≤ IA0 ДОП.
Амплитуду напряжения возбуждения можно также
определить, используя выражение
0
еА
еА МИН
I

I
Рис.17.12
U MC  A1  DU MA   A1  DU M AC  (1  D) ,
 S 1

S 1


а напряжение смещения определить из выражения
EC  EC/  U MC  DU MA cos  EC/  U MC 1  D  DU M AC  cos .


Необходимо, чтобы выполнялось соотношение eC MAKC  U MC  EC  0.


 
Транзисторные генераторы СВЧ
На частотах до 300 МГц транзисторные генераторы СВЧ реализуются, как правило, с
использованием согласующих цепей (колебательных контуров) на сосредоточенных эле278
ментах. Поэтому схемы таких генераторов практически не отличаются от схем генераторов более низких частот. Транзистор включается по схеме с ОЭ.
На более высоких частотах транзисторные генераторы СВЧ чаще всего строят с использованием колебательных систем (контуров или цепей согласования) из отрезков
несимметричных полосковых линий. Отрезки таких линий применяют для изготовления
индуктивных элементов согласующих цепей на частотах выше 300 МГц и для реализации
ёмкостных элементов – на частотах выше 1000 МГц. Генераторы строят как по схеме с
ОЭ, так и по схеме с ОБ. При этом схема с ОБ рассматривается как более высокочастотная
и более широкополосная (см. лекцию14). Выбор схемы ОЭ или ОБ часто определяется
конструктивным оформлением транзистора. Транзисторные генераторы СВЧ обычно
имеют двусторонний вариант конструкции.
На рис.17.13 показаны принципиальные схемы – упрощенные конструкции однотактных транзисторных генераторов СВЧ с изготовлением элементов согласующих цепей
из отрезков линий.
ССВ
ССВ
К возбудителю
RН
λ/4
λ/4
СБЛ
+ЕК
а
ССВ
ССВ
К возбудителю
RН
ℓ < λ/4
λ/4
λ/4
ℓ < λ/4
СБЛ
б
+ЕК
Рис.17.13
Генераторы (рис.17.13,а, б) выполнены по схеме с ОЭ с использованием полосковых
линий. В качестве блокировочных дросселей используются короткозамкнутые на одном
конце четвертьволновые отрезки линий. Разомкнутые отрезки линий длиной ℓ < λ/4 могут
использоваться в качестве параллельно подключаемых емкостных элементов, как в схеме
рис.17.13,б. Поэтому для транзисторных генераторов СВЧ часто применяется гибридное
исполнение: берётся пластина высокочастотного диэлектрика (фторопласт, ситал, поликор, кварцевая пластина) толщиной 0,5…2 мм, так называемая диэлектрическая подложка,
одна сторона которой полностью металлизируется, а на другой стороне с помощью методов фотолитографии, вакуумного напыления и гальванопластики формируются полосковые линии, составляющие электрическую схему генератора. Затем впаиваются транзистор
и другие дискретные элементы: блокировочные и разделительные конденсаторы, имеющие специальную конструкцию. Выводы у таких конденсаторов выполняются в виде ме279
таллизированных площадок на корпусе, что уменьшает до минимума их индуктивности и
позволяет легко соединять конденсаторы с другими элементами схемы.
На рис.17.14,а представлена схема однотактного транзисторного генератора СВЧ с
ОБ, элементы согласующих цепей которой полностью выполняются из отрезков полосковых линий. На рис.17.14,б показаны эскизы конструкции (топологии) элементов входной
и выходной согласующей цепей из отрезков полосковых (микрополосковых) линий. Индуктивные элементы согласующих цепей выполняются из отрезков линий с узкими полосками, соответственно с большим волновым сопротивлением (до 80…100 Ом). Ёмкостные элементы согласующих цепей выполняются из отрезков линий с широкими полосками, соответственно с малым волновым сопротивлением (10…20 Ом). Небольшую регулировку (в процессе настройки генератора) индуктивностей в большую сторону и ёмкостей в
меньшую сторону осуществляют уменьшением ширины линий. Для регулировки ёмкостей
часто предусматривают небольшие ёмкостные площадки вблизи формируемой ёмкости,
которые соединяют при необходимости добавляемыми перемычками с основной ёмкостью или отсоединяют соответственно. Для регулировки индуктивности отрезок соответствующей линии изготавливают с несколькими изгибами-петлями, закорачивая которые
перемычками, можно уменьшать индуктивность.
+ЕК
СБЛ
LБЛ2
СР1
С1
Вход
L1
50 Ом
С2
L2
СР2
Выход
50 Ом
LБЛ1
а
С1
L1
LБЛ2
λ/4
LБЛ1 λ/4
С2
L2
б
Рис.17.14
Возможность реализации продольных индуктивных и параллельных ёмкостных элементов из отрезков линий следует из исследования формулы (12.3)9 для входного сопро*
тивления отрезка линии длиной ℓ, нагруженного на сопротивление Z Н :
*
*
Z ВХ  Z 0
Z Н  jZ 0tg
*
.
Z 0  j Z Н tg
Если выполняется соотношение Z 0  | Z Н tg | , то можно считать
9
См. лекцию 12.
280
*
*
*
Z ВХ  Z Н  jZ 0 tg  Z Н  jLЭКВ .
*
Входное сопротивление представляет последовательное соединение нагрузки Z Н и эквивалентной индуктивности, величина которой LЭКВ определяется волновым сопротивлением линии Z0 и длиной отрезка ℓ:
Z tg LПОГ tg
LЭКВ  0

.


Если ℓ < λ/8, соответственно βℓ < 45°, то можно считать tgβℓ ≈ βℓ = ωℓ/υ. В этом случае
LЭКВ ≈ LПОГ ℓ = const.
То есть при относительно низком сопротивлении, нагружающем отрезок линии (формируется соответствующей частью цепи), большом волновом сопротивлении и короткой длине
отрезок длинной линии эквивалентен практически сосредоточенной индуктивности LЭКВ в
широком интервале частот. Эквивалентная индуктивность включается в цепь последовательно.
Если выполняется соотношение | Z 0tg | | Z Н | , то можно считать
*
*
Z ВХ 
Z0 Z Н
*
*

( jZ 0 ctg) Z Н
*
.
Z 0  j Z Н tg Z Н  jZ 0 ctg
В этом случае входное сопротивление соответствует параллельному соединению нагрузки
*
Z Н и эквивалентной ёмкости, величина которой СЭКВ определяется волновым сопротивлением линии Z0 и длиной отрезка ℓ:
tg C ПОГ tg

.
С ЭКВ 
Z 0

Если ℓ < λ/8, соответственно βℓ < 45°, то можно считать tgβℓ ≈ βℓ = ωℓ/υ. В этом случае
СЭКВ ≈ СПОГ ℓ = const.
То есть при относительно высоком сопротивлении, нагружающем отрезок линии (формируется соответствующей частью цепи), низком волновом сопротивлении и короткой длине
отрезок длинной линии эквивалентен практически сосредоточенной ёмкости СЭКВ в широком интервале частот. При этом эквивалентная ёмкость оказывается включенной в цепь
параллельно.
Возможны также реализации последовательно включаемых индуктивных и ёмкостных элементов путём последовательного включения в цепь соответственно короткозамкнутых и разомкнутых отрезков длинных линий. При малой электрической длине отрезка βℓ < 45° величина эквивалентной индуктивности LЭКВ и величина эквивалентной ёмкости СЭКВ может считаться практически постоянной в интересующем интервале частот и
определяется приведенными выше выражениями. Параллельно подключаемая индуктивность реализуется подобно блокировочному дросселю во всех представленных выше схемах генераторов. Геометрическая длина короткозамкнутого отрезка линии в этом случае ℓ
< λ/4 и зависит от волнового сопротивления линии и требуемой эквивалентной индуктивности. Параллельно подключаемая ёмкость может быть также реализована в виде параллельно подключаемого разомкнутого отрезка линии длиной ℓ < λ/4, как показано на
рис.17.13,б.
Следует отметить, что колебательные системы (согласующие цепи) транзисторных
генераторов СВЧ по своей структуре аналогичны соответствующим цепям на сосредоточенных элементах, применяемым в транзисторных генераторах на более низких радиочастотах, где, как отмечалось,10 наиболее часто используется П-контур. Отличие на СВЧ в
том, что индуктивные и ёмкостные элементы соответствующей цепи реализуются на основе отрезков длинных линий.
10
См. лекцию 11.
281
Согласующие цепи широкополосных транзисторных генераторов обычно представляют многозвенные полосовые или квазиполосовые цепи.
Двухтактные транзисторные генераторы СВЧ строятся по аналогичным схемам с реализацией элементов согласующих цепей из отрезков линий. В нижней части диапазона
СВЧ широко применяются двухтактные генераторы на трансформаторах линиях (ТЛ).11
Межкаскадные связи и промежуточные каскады на СВЧ
Назначение межкаскадных связей в диапазоне СВЧ как и на высоких частотах: обеспечение необходимой мощности возбуждения каскада при требуемом напряжении или
токе. Однако построение межкаскадных связей в диапазоне СВЧ часто существенно отличается от диапазона высоких частот. Это обусловлено тем, что каскады обычно находятся
на некотором удалении друг от друга, которое на СВЧ сравнимо с длиной рабочей волны.
Последнее обстоятельство заставляет вводить в цепь межкаскадной связи линию – фидер.
Если электрическая длина фидера βℓФ ≤ π/4, что имеет место при геометрической длине
фидера ℓФ ≤ λФ/8, где λФ – длина волны в фидере, то можно не добиваться согласования
фидера с входной цепью возбуждаемого каскада, так как при малой электрической длине
фидера напряжение и ток вдоль него практически остаются без изменений. Ели βℓФ > π/4,
то есть ℓФ > λФ/8, то необходимо обеспечивать согласование фидера с входной цепью возбуждаемого каскада, чтобы облегчить передачу требуемой мощности возбуждения.
Межкаскадные цепи СВЧ могут быть разделены на три вида:
1. Имеется контур в выходной цепи предыдущего каскада и во входной цепи последующего каскада;
2. Выходная цепь предыдущего каскада и входная цепь последующего каскада образуют один контур;
3. Имеется контур в выходной цепи предыдущего каскада, а во входной цепи последующего каскада контур отсутствует.
При наличии контуров во входной и выходной цепях генераторов и при условии
близкого расположения каскадов цепь межкаскадной связи может быть построена с использованием связанных линий. В ламповых генераторах такая связь реализуется при использовании двухпроводных линий и симметричных полосковых линий с проводами
круглого сечения между проводящими пластинами (поверхностями).12 Двухпроводные
линии применяются в двухтактных генераторах, а симметричные полосковые линии в однотактных генераторах. В случае транзисторных генераторов подобная связь может быть
реализована при использовании несимметричных полосковых или микрополосковых линий. Однако практическая реализация такой связи в транзисторных генераторах неизвестна.
LБЛ
СКЗ
+ЕА
СБЛ
+ЕС
СКЗ
а
б
Рис.17.15
На рис.17.15 показана упрощенная реализация рассматриваемого вида связи в ламповых генераторах с контурами из отрезков двухпроводных линий (рис.17.15,а) и полос11
12
См. лекцию 15.
См. лекцию 12.
282
ковых линий (рис.17.15,б). В случае полосковых линий длины контуров обычно делают
одинаковыми. Для этого подбирают волновые сопротивления линий, соответственно и
диаметры проводов, чтобы выполнялось условие:
С01Z01 = С02Z02,
где С01, С02 – сосредоточенные ёмкости входного и выходного контуров; Z01, Z02 – волновые сопротивления линий.
Если каскады располагаются на некотором удалении, то контуры соединяют с помощью фидера, например, как показано на рис.17.16.
ℓ
Катодно-сеточный
контур
Анодно-сеточный
контур
ССВ
LСВ
Фидер
Рис.17.16
Фидер должен быть согласован со входным (катодно-сеточным) контуром, для чего
необходимо, чтобы эквивалентное сопротивление входного контура, пересчитанное к
концу фидера, было равно волновому сопротивлению фидера Z0Ф. Необходимая величина
сопротивления связи ХСВ, реализуемая с помощью петли связи LСВ в примере рис.17.16,
может быть найдена следующим образом.
Вносимое сопротивление из входного контура в фидер:
Х2
RВН  СВ ,
rКЗ
где rКЗ – эквивалентное сопротивление входного контура, пересчитанное к короткозамыкателю. Величина его находится из соотношения:
2
1
1 U MC
rКЗ I M2 
,
2
2 Roe
где IM – ток в короткозамыкателе; UMC – амплитуда напряжения возбуждения, равная
напряжению на входе контура со стороны подключения участка сетка-катод лампы:
U MC  U M ВХ  I M Z 0 sin ;
Roe 0 RВХ
- эквивалентное
Roe 0  RВХ
сопротивление входного контура с учётом входного сопротивления генератора (лампы).
Очевидно, согласно приведенным соотношениям,
Z 02
rКЗ 
sin 2 ,
Roe
тогда
Х2 R
RВН  2 СВ 2oe ,
Z 0 sin 
откуда, учитывая, что должно быть RВН = Z0Ф,
Z 0Ф
Х СВ  Z 0
sin .
Roe
Z0 – волновое сопротивление линии входного контура; Roe 
283
Чем меньше волновое сопротивление фидера Z0Ф, тем проще осуществить элемент
связи.
Связь с выходным (анодно-сеточным) контуром (в примере рис.17.16 – ёмкостная)
рассчитывается из условия обеспечения на входе фидера со стороны контура требуемого
напряжения возбуждения:
U Ф  2 PВОЗБ Z 0Ф ,
где PВОЗБ – требуемая мощность возбуждения.
Элементы связи фидера с контурами могут быть любыми: как разными, что отражено на рис.17.16, так и одинаковыми – либо ёмкостными, либо индуктивными (с помощью
петель связи). Может быть применена кондуктивная связь как с одним из контуров, так и
с обоими. Выбор элемента связи определяется удобством его реализации при заданных
требованиях к генератору.13
Связь с помощью фидера между контурами в ламповых генераторах применяется в
тех случаях, когда ёмкостная составляющая входного сопротивления возбуждаемого каскада меньше активной составляющей. Построение контура во входной цепи позволяет
компенсировать ёмкостную составляющую входного сопротивления каскада и этим повысить его величину, что облегчает согласование фидера и передачу необходимой мощности. В транзисторных генераторах СВЧ подобная связь используется при модульном
принципе построения, когда каждый каскад представляет отдельный модуль, на входе и
выходе которого использованы линии или стандартные разъёмы 75 или 50 Ом (см.
рис.17.14). Соединение каскадов-модулей осуществляется отрезками линий, изготавливаемых вместе с модулями, или отрезками кабелей при использовании внешних разъёмов.
Межкаскадная связь, когда входная и выходная цепи образуют один контур, широко
используется в транзисторных генераторах. Структура связи такая же, как на сосредоточенных элементах. Пример реализации этого вида связи на СВЧ показан на рис.17.17.
λ/4
СБЛ
λ/4
+ЕК
Рис.17.17
Радиатор
анода
СН
СР
СР
+ЕА
+ЕС ; UН
UН
Рис.17.18
На рис.17.18 показана реализация данного вида связи в ламповых генераторах. Схема применяется на фиксированной частоте или при ёмкостной перестройке, для чего
13
См. лекцию 12.
284
вблизи анода устанавливается конденсатор переменной ёмкости. Однако схема более
удобна для применения на одной частоте. Данный вид связи упрощает подведение питающих напряжений, уменьшает размеры и повышает жёсткость конструкции.
Рассмотренные виды межкаскадных связей неудобны в диапазонных ламповых генераторах, так как требуют регулировки при перестройке генераторов, особенно при связи
выходного и входного контуров с помощью фидера. Транзисторные генераторы обычно
широкополосные и регулировка связи не требуется.
В диапазонных ламповых генераторах часто применяют схему межкаскадной связи,
когда входной контур отсутствует. Входная цепь лампы возбуждаемого каскада соединяется непосредственно с фидером через специальный конический переход, обеспечивающий плавный переход от лампы к фидеру. Схема такой связи показана на рис.17.19. По
длине конического перехода сохраняется постоянное волновое сопротивление, равное
волновому сопротивлению фидера связи Z0Ф.
Конический
переход
Фидер
К
Рис.17.19
Схема применяется, когда ёмкостная составляющая входного сопротивления возбуждаемого каскада превышает активную составляющую этого сопротивления в параллельном эквиваленте. При такой связи питающий фидер часто оказывается не согласованным с входной цепью, что следует учитывать при расчёте. Связь с анодно-сеточным контуром может быть любая, удобная для реализации. В конструкции конического перехода
предусматривается ввод для проводов питания накала, подачи смещения.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 17:
1. Уясните векторные диаграммы рис.17.2. Убедитесь в справедливости приведенных выражений для IМ ВХ,
UМ ВХ, sin φu и РВОЗБ.
2. Найдите и уясните соответствие элементов схем рис.17.6 и рис.17.7. Покажите пути протекания токов
анодов и сеток ламп.
3. Представьте эквивалентные принципиальные схемы ламповых генераторов СВЧ рис.17.8 и рис.17.9. Покажите пути протекания анодного и сеточного токов в конструкциях рис.17.8 и рис.17.9 и на представленных эквивалентных схемах.
4. Перечислите достоинства и недостатки двустороннего и одностороннего вариантов конструкций ламповых генераторов СВЧ. Осмыслите их. Изобразите односторонний вариант конструкции лампового генератора СВЧ, у которого оба контура повёрнуты в сторону анода.
5. Представьте эквивалентные принципиальные схемы транзисторных генераторов СВЧ рис.17.13. Покажите пути протекания токов коллектора и базы. Поясните назначение элементов.
6. Представьте эквивалентную принципиальную схему транзисторного генератора рис.17.14,а. Покажите
пути протекания токов коллектора и базы.
7. Изобразите известные вам способы реализации с помощью отрезков длинных линий последовательно и
параллельно подключаемых индуктивных и ёмкостных элементов электрических цепей на СВЧ. Сравните эти способы, приведите соотношения для определения эквивалентной индуктивности и ёмкости для
каждого случая.
8. Почему, по вашему мнению, при короткой длине фидера связи можно не добиваться согласования его с
нагрузкой?
9. Представьте эквивалентную принципиальную схему межкаскадной цепи связи транзисторных генераторов СВЧ рис.17.17. Поясните назначение элементов. Покажите пути протекания токов коллектора и базы.
10. Представьте эквивалентную принципиальную схему межкаскадной цепи связи рис.17.18. Покажите пути протекания токов. Поясните назначение элементов.
285
Лекция 18
Области применения умножителей частоты. Умножитель частоты как разновидность ГВВ. Умножитель частоты с безынерционным управлением АЭ, особенности
режимов и расчёта. Параметрические транзисторные умножители частоты. Диодные
умножители частоты (на варикапах, варакторах и диодах с накоплением заряда).
Применение умножителей частоты
Применение умножителей частоты (УЧ) широко распространено в радиопередающих устройствах,так как позволяет понизить частоту задающего генератора, что бывает
выгодно с точки зрения получения высокой стабильности частоты рабочих колебаний.1
Применение УЧ в радиопередатчиках также даёт возможность при сравнительно узком
диапазоне возбудителя иметь большее перекрытие частоты передатчиком. Например, если
имеется возбудитель, перекрывающий диапазон частот (3…6) МГц, то, применяя один
каскад удвоения частоты, можно с помощью такого возбудителя перекрыть диапазон частот от 3 до 12 МГц. В передающих устройствах с частотной или фазовой модуляцией УЧ
используются для углубления модуляции – увеличения девиации частоты.
Коэффициент полезного действия и колебательная мощность, которую можно получить с помощью АЭ в режиме умножения частоты, ниже, чем в режиме усиления, поэтому
умножение частоты преимущественно производят в маломощных каскадах, энергетика
которых в малой степени влияет на общие энергетические показатели радиопередатчика.
В многокаскадных передатчиках каскад умножения частоты часто включают так, чтобы
он делил тракт передатчика на две части. Поскольку в этом случае каскады до умножителя частоты и каскады после него будут работать на разных частотах, то существенно повышается устойчивость работы всего передатчика. Если требуется несколько УЧ, то в
многокаскадных передатчиках для повышения их устойчивости УЧ обычно чередуют с
усилителями. На СВЧ УЧ широко применяются в качестве выходных каскадов передатчиков, позволяя получить колебания с необходимой мощностью на частотах, усиление
мощности на которых затруднено или невозможно с использованием достигнутых возможностей имеющихся АЭ. Использование УЧ в этом случае является единственной возможностью создания требуемого устройства.
УЧ строят на лампах, транзисторах и специальных диодах – варикапах, варакторах, а
также диодах с накоплением заряда. Умножение частоты возможно также в специальных
приборах СВЧ – пролётных клистронах. В настоящей лекции мы рассмотрим УЧ на электронных лампах, биполярных транзисторах, варикапах, варакторах и диодах с накоплением заряда (ДНЗ). Что касается умножения частоты в пролётном клистроне, то такой режим
обеспечивается соответствующей настройкой выходного резонатора прибора и питающими напряжениями электродов.
УЧ на лампе или транзисторе, как указывалось в лекции 1, является разновидностью
ГВВ и представляет устройство, преобразующее энергию источников питания в энергию
тока высокой частоты, превышающей в целое число раз частоту внешнего высокочастотного сигнала, прикладываемого к АЭ. Непременным условием обеспечения умножения
частоты в таких ГВВ является работа с отсечкой анодного или коллекторного тока. Соответственно любая из рассмотренных нами схем ламповых и транзисторных генераторов
может быть поставлена в режим умножения частоты. Для этого в однотактных генераторах при работе с нижним углом отсечки анодного или коллекторного тока θ < 180° требуется настроить выходной контур на интересующую гармонику выходного тока АЭ. В
двухтактном генераторе, помимо настройки выходного контура на интересующую гармо1
На частотах, не превышающих несколько десятков мегагерц, легче получить колебания с высокой стабильностью частоты. В то же время используемый диапазон радиочастот доходит до десятков – сотен гигагерц. Вопросы создания первичных источников стабильных электрических колебаний рассматриваются в
лекциях раздела 2 «Генераторы с самовозбуждением – автогенераторы».
286
нику тока, в зависимости от кратности умножения частоты, то есть номера выделяемой
гармоники, может потребоваться некоторое изменение схемы со стороны подключения
выходного контура.
В транзисторных генераторах, помимо умножения частоты за счёт отсечки коллекторного тока, возможно умножение частоты за счёт зависимости ёмкости коллекторного
перехода транзистора от его режима, что используется в так называемых параметрических
транзисторных умножителях частоты.2
Основными характеристиками УЧ являются: кратность умножения частоты n; рабочая частота или диапазон рабочих частот; выходная мощность P~n; коэффициент передачи
или коэффициент усиления по мощности Кр; коэффициент полезного действия (КПД), он
же коэффициент преобразования в диодных УЧ; степень подавления в полезной нагрузке
УЧ входного сигнала и ненужных гармоник (в децибелах).
Ламповые и транзисторные УЧ за счёт отсечки анодного или коллекторного тока
(УЧ с безынерционным управлением АЭ)
Как уже отмечалось, ламповый ГВВ по любой схеме: с общим катодом или общей
сеткой, равно как и транзисторный генератор по схеме с общим эмиттером или общей базой, может быть поставлен в режим умножения частоты. При этом мгновенные напряжения на входных электродах лампы или транзистора определяются соотношениями (1.1):3
eC  u C  EC  U MC cos t  EC ;
eБ  u Б  E Б  U МБ cos  t  E Б ,
а мгновенные напряжения на выходных электродах определяются соответственно соотношениями (1.2), записанными в виде:
e A  E A  u A  E A  U MA cos n t ;
eK  E K  u K  E K  U MK cos n t ,
где n – номер выделяемой гармоники анодного или коллекторного тока.
Последние соотношения справедливы при условии, что на контуре в выходной цепи
ГВВ присутствует только напряжение выделяемой гармоники выходного тока, что допустимо считать.
При работе лампы или транзистора в области недонапряжённого вплоть до критического режима основное уравнение ГВВ в терминах, например, лампового генератора, принимает вид:4
i A  S (U MC cos  t  DU MA cos n t  EC/  EC ).
(18.1)
Обращение к представленной записи уравнения ГВВ в режиме умножения частоты
при работе лампы в основной области семейства её статических ВАХ позволяет глубже
понять особенности умножения частоты в ГВВ. У транзистора, как неоднократно отмечалось ранее, с большим основанием можно считать параметр D = 0. При этом приведенное
уравнение упрощается.
Динамические характеристики (ДХ) анодного тока в УЧ весьма существенно отличаются от ДХ анодного тока усилителя, что приводит к отличию формы импульсов анодного тока в УЧ при одинаковых значениях напряжений на электродах лампы в режимах
усиления мощности (напряжения) и умножения частоты.
На рис.18.1 представлены для сравнения ДХ и формы импульсов анодного тока для
удвоителя частоты (n = 2) и усилителя мощности (напряжения) при одинаковых амплитудах переменных напряжений на электродах лампы и одинаковых напряжениях питания
ЕА, ЕС. Причём ДХ построены для случая ЕС = Е /С, когда θ = 90° в ГВВ – усилителе. Вы2
Возможность параметрического режима в транзисторных ГВВ отмечалась в лекции 4.
См. лекцию 1.
4
Следует из уравнения (4.6) по аналогии с (4.7). См. лекцию 4.
3
287
деленный участок на оси абсцисс еА относится к ДХ удвоителя частоты и приходится на
моменты отсутствия анодного тока.
Как видно, форма импульсов анодного тока в УЧ существенно отличается от формы
импульсов тока в ГВВ – усилителе. Искажения формы импульсов анодного тока в УЧ по
сравнению с косинусоидальной тем больше и заметнее, чем больше проницаемость D.
Поэтому в ламповых УЧ предпочтение отдаётся лампам с малой проницаемостью: лучевым тетродам и пентодам. В общем случае с реакцией анода в УЧ можно не считаться, если D ≤ (0,01…0,025). Сказанное относится и к транзисторным УЧ.
iA
eC MAKC
iA
Динамические характеристики
D≠0
для удвоителя частоты
Импульсы анодного
тока
для усилителя
для усилителя
E/C
0
еА МИН = ЕА - UМА
ЕА
еА
-π/2
0
+π/2
ωt
0
+π/2
ωt
еА МАКС = ЕА + UМА
а
iA
iA
D=0
eC MAKC
Динамические характеристики
для усилителя
Импульсы анодного
тока
для удвоителя частоты
0
еА МИН = ЕА - UМА
ЕА
еА
-π/2
еА МАКС = ЕА + UМА
б
Рис.18.1
Напряжённость режима АЭ при умножении частоты, как и при усилении, определяется соотношением напряжений
еС МАКС = UМС – ЕС ;
еА МИН = ЕА – UMA
в ламповом УЧ и
еБ МАКС = UМБ – ЕБ ;
еК МИН = ЕК – UMК
в транзисторном УЧ.
С точки зрения напряжённости оптимальным для умножения частоты, как и для усиления, является критический режим. Импульсы анодного и коллекторного токов при этом
имеют практически косинусоидальную форму (при малых значениях D провал в форме
288
импульсов тока при работе в недонапряжённом и критическом режимах мал и с ним можно не считаться), следовательно, амплитуда выделяемой гармоники выходного тока связана с амплитудой косинусоидального импульса известным соотношением:5
I An , Kn  I MA, MK   n ( ),
где IAn,Kn – амплитуда n-й выделяемой гармоники анодного или коллекторного тока;
IMA,MK – амплитуда косинусоидальных импульсов анодного или коллекторного тока;
αn(θ) – коэффициент пропорциональности между амплитудой косинусоидальных импульсов выходного тока и амплитудой n-й гармоники.
Колебательная мощность, которая может быть получена в режиме умножения частоты
2
1
1 U MA, MK 1 2
P~ n  U MA, MK I An , Kn 
 I An , Kn Roe ,
2
2 Roe
2
где Roe – эквивалентное сопротивление контура в анодной или коллекторной цепи соответственно лампы или транзистора, настроенного на частоту выделяемой гармоники выходного тока.
Как отмечалось в лекции 5, наибольшее значение коэффициент αn(θ) имеет при нижнем угле отсечки выходного тока АЭ
120 0

.
n
При этом, если для первой гармоники максимальное значение коэффициента
α1 МАКС = 0,536 при θ = 120°, то для второй гармоники α2 МАКС = 0,275 при θ = 60°, а для
третьей гармоники α3 МАКС = 0,185 при θ = 40°, то есть максимальные значения коэффициентов αn МАКС для высших гармоник приблизительно обратно пропорциональны номеру
гармоники относительно α1 МАКС:
αn МАКС ≈ α1 МАКС /n.
Следовательно, при прочих равных условиях, колебательная мощность, которую
можно получить в УЧ, будет в n раз меньше, чем в режиме усиления при использовании
той же лампы или транзистора.
Так как в паспортных данных на лампу или транзистор указывается колебательная
или выходная мощность, которую прибор может отдать в режиме усиления, то, очевидно,
при заданной колебательной мощности УЧ P~n лампу или транзистор необходимо выбирать, исходя из мощности P~НОМ = P~1 = nP~n.
Если лампа имеет запас по току эмиссии, то при использовании её в УЧ прибегают к
форсированию по току. На форсированное использование лампы по току можно пойти,
если, кроме запаса по току эмиссии, лампа имеет запас и по мощности рассеяния на
управляющей сетке. Для большинства используемых тетродов и пентодов такая возможность есть, поэтому для удвоителя частоты можно выбирать лампу на мощность
P~НОМ ≈ 1,5 P~2,
а для утроителя частоты на мощность
P~НОМ ≈ 2 P~3.
Последние соотношения вытекают из следующих рассуждений. Как отмечалось
(см. лекцию 6), у ламп, не имеющих ограничения по току эмиссии, нижний угол отсечки
анодного тока θ выбирается около 60° и у таких ламп ограничивающим является использование по постоянной составляющей анодного тока IА0 ДОП (см. лекцию 7). Следовательно, колебательная мощность, отдаваемая лампой в режиме усиления, при этом будет
I A0 ДОП 1 (60 0 ) 1
1
P~  P~1   KP1 E A
  KP1 E A I A0 ДОП  1 (60 0 ).
0
2
2
 0 (60 )
5
См. лекцию 5.
289
При таком же использовании по току в удвоителе частоты при оптимальном угле отсечки
анодного тока θ = 60° отдаваемая лампой мощность будет
I A0 ДОП 2 (60 0 ) 1
1
P~ 2   KP 2 E A
  KP 2 E A I A0 ДОП  2 (60 0 ).
2
2
 0 (60 0 )
Очевидно, при прочих одинаковых параметрах, включая равенство коэффициентов использования напряжения анодного питания  КР1   КР 2 , получаем
1 (60 0 )
1,80
P~1  P~ 2
 P~ 2
 1,42 P~ 2 .
0
 2 (60 )
1,27
Для утроителя частоты при оптимальном угле отсечки анодного тока θ = 40°
I A0 ДОП 3 (40 0 ) 1
1
P~3   KP 3 E A
  КР 3 Е А I A0 ДОП  3 (40 0 ) .
0
2
2
 0 (40 )
Соответственно,
  (60 0 )
 1,80

P~1  P~3 KP1 1
 P~3 KP1
 1,43P~3 KP1 .
0
 KP 3  3 (40 )
 KP 3 1,26
 KP 3
Так как меньшему углу отсечки анодного тока соответствует меньшее значение коэффициента использования напряжения анодного питания при таком же использовании по постоянному току (см. рис.6.6, лекция 6), то  КР1   KP 3 , соответственно результирующий
коэффициент при P~3 в последнем соотношении возрастёт, приближаясь к 2. Кроме того, в
ламповых УЧ рекомендуется принимать значения нижнего угла отсечки анодного тока
несколько больше оптимальных: при удвоении частоты θ ≈ (65°…70°), а при утроении
частоты θ ≈ (45°…50°). Отношение коэффициентов β1/βn при этом существенно возрастает. Так, если принять для утроителя частоты θ = 50°, то β1(60°)/β3(50°) = 1,80/0,934 ≈ 1,93.
Выбор угла отсечки анодного тока несколько больше оптимального позволяет понизить
требуемую амплитуду напряжения возбуждения UМС и уменьшить величину требуемого
напряжения смещения.
Следует отметить, что реализация оптимальных углов отсечки в транзисторных УЧ
более проблематична, чем в ламповых, так как подача запирающего напряжения на базу
обусловливает снижение амплитуды сигнала возбуждения UМБ из-за опасности пробоя перехода эмиттер-база и соответственно не позволяет работать с большим импульсом коллекторного тока (см. рис.6.9, лекция 6), что резко уменьшает выходную мощность транзистора. На практике часто применяются транзисторные удвоители частоты с «нулевым»
смещением. Схема такого УЧ представлена на рис.18.2.
Транзисторы возбуждаются
VT1
противофазными сигналами, как в
двухтактном ГВВ (см. лекцию 15).
ТрВХ
Соответственно в составе коллекL
ТрВЫХ
торных токов чётные гармоники
находятся в фазе, а нечётные – в
С1 С2
противофазе. Коллекторы транзиRН
сторов включены параллельно,
соответственно через выходную
VT2
согласующую цепь коллекторные
СБЛ +ЕК
токи протекают в одном направРис.18.2
лении, как в общем проводе двухтактного ГВВ. В этом случае чётные гармоники коллекторных токов транзисторов складываются в нагрузке, а нечётные, включая самую сильную первую, вычитаются. Выходной контур С1, L, С2 настраивается на вторую гармонику. Остальные чётные гармоники
(четвёртая, шестая и т.д.) эффективно подавляются контуром. Если нижний угол отсечки
коллекторного тока установить 900, то при косинусоидальных импульсах в составе тока не
290
будет нечётных гармоник, кроме первой. Но, как уже отмечалось, нечётные гармоники в
выходной цепи вычитаются, поэтому нет необходимости в выборе θ = 90° и можно использовать «нулевое» смещение, что существенно упрощает схему УЧ. Рассмотренная
схема удвоителя частоты может обеспечить эффективную работу без перестройки примерно в октавной полосе частот. Иногда для упрощения схемы и расширения рабочей полосы частот из неё исключают цепь С1, L, С2, справедливо полагая, что, во-первых, уровень высших чётных гармоник весьма низок, а, во-вторых, ожидается их ослабление в последующих каскадах радиочастотного тракта, имеющих резонансные колебательные системы.
Расчёт УЧ на заданную мощность P~n производится как и усилителя мощности. Исходя из заданной мощности и рабочей частоты (диапазона рабочих частот) выбирается
АЭ: лампа или транзистор. При выборе мощности АЭ учитывают приведенные выше соотношения, связывающие мощность АЭ в режимах усиления мощности и умножения частоты. Рабочая частота УЧ – его выходная частота. Выбрав АЭ и нижний угол отсечки
анодного или коллекторного тока θ с учётом рекомендаций, определяем
8 P~ n
1 1
 КР   1 
.
2 2
 n ( ) S KP E A2, K
Амплитуда колебательного напряжения U MA,MK   KP E A, K .
Амплитуда тока выделяемой (рабочей) гармоники
2 P~ n
I An , Kn 
U MA,MK
и т.д. по методике расчёта ГВВ – усилителя на заданную мощность (см. лекцию 7).
Необходимое сопротивление нагрузки в выходной цепи АЭ
U
 KP E A, K
Roe  MA,MK 
.
I An , Kn
 n ( ) I MA,MK
Из рассмотрения правой части последнего соотношения, учитывая, что  n   1 / n , следует, что для обеспечения критического режима, как в усилителе, в УЧ требуется обеспечить
эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной или коллекторной цепи примерно в n
раз больше. Необходимость работы с большим Roe является одним из существенных недостатков ламповых УЧ, так при этом приходится ограничиваться меньшим КПД контура.
Обратим внимание, что выбор АЭ и расчёт режима УЧ, как и усилителя, производится,
исходя из мощности в полезной нагрузке УЧ, то есть с учётом КПД контура (цепи согласования). В транзисторных УЧ особых проблем с обеспечением необходимого значения
Roe обычно нет.
Если в УЧ используется параллельное или двухтактное включение АЭ, то расчёт
вначале производят на мощность одного элемента, а затем соответствующие параметры
режима увеличивают в соответствующее число раз.
КПД анодной, коллекторной цепи УЧ
1
 E  ( ) I MA, MK
P~ n 2 KP A, K n
1

  KP  n ( ) .
 А, КОЛ 
P0
E A, K  0 ( ) I MA, MK
2
Так как при одном и том же угле отсечки тока θ коэффициент  n ( ) меньше  1 ( ) , то
КПД УЧ будет меньше, чем у усилителя при таком же режиме. Если принять для усилителя θ = 90°, а для УЧ соответствующий оптимальный угол, то β1(90°) = 1,57; β2(60°) = 1,27;
β3(40°) = 1,26. При этом оказывается β2(60°)/ β1(90°) ≈ β3(40°)/ β1(90°) ≈ 0,80, то есть КПД
анодной, коллекторной цепи УЧ на 2 и 3, как минимум, на 20% будет меньше, чем у усилителя.
291
Меньшее значение КПД анодной, коллекторной цепи УЧ обусловливает увеличение
рассеиваемой на аноде, коллекторе мощности, что ухудшает температурный режим работы прибора. Это также одна из причин, почему в ламповых и транзисторных УЧ обычно
ограничиваются умножением частоты в 2 или 3 раза (до 4 в транзисторных УЧ).6
Низкое значение КПД анодной, коллекторной цепи и низкое значение КПД выходной цепи согласования, особенно в ламповом УЧ, обусловливают низкое значение его результирующего КПД. Учитывая это, а также плохое использование АЭ по мощности, целесообразно вводить УЧ в состав той части радиочастотного тракта, где низкие энергетические показатели УЧ не окажут существенного влияния на энергетические показатели,
например, радиопередатчика в целом.
Так как во входной и выходной цепях УЧ в основном действуют сигналы существенно разных частот, то опасность самовозбуждения лампового УЧ за счёт связи через
межэлектродную ёмкость САС практически исчезает. Исходя из этого, можно рекомендовать использовать в ламповых УЧ схему с общим катодом (ОК). Известны реализации УЧ
на лампах по схеме с ОК на частоты свыше 1000 МГц. В то же время многие лампы СВЧ
конструктивно предназначены для использования по схеме с общей сеткой (ОС). Поэтому
и УЧ на таких лампах приходится строить по схеме с ОС. В ламповом УЧ по схеме с ОС
колебательная мощность выделяемой гармоники P~n практически такая же, как в схеме
ОК. А мощность возбуждения больше на величину «проходной» мощности7
1
PПРОХ  U MC I A1 ,
2
которая в УЧ полностью рассеивается на аноде лампы. Соответственно рассеиваемая на
аноде лампы мощность в УЧ по схеме с ОС
PA  P0  PПРОХ  P~ n .
Величина «проходной» мощности в УЧ может оказаться весьма значительной, так как УЧ
работают с малыми углами отсечки анодного тока и соответственно с большими амплитудами сигнала возбуждения UMC. Необходимо, чтобы выполнялось условие Р А  Р А ДОП .
Отметим ещё одну особенность УЧ за счёт отсечки анодного, коллекторного тока.
Если для УЧ задана амплитуда напряжения возбуждения UMC или UMБ (или амплитуда тока возбуждения IМБ при возбуждении транзисторного УЧ током), то составляющие выходного тока: анодного или коллекторного определяются с помощью коэффициентов γn(θ), в
частности:8
I An , Kn  S (U МС ,МБ  DU MA,MK ) n ( ).
(18.2)
Коэффициенты γn(θ) по величине, то есть | γn(θ) |, оказываются симметричными относительно угла θ = 90° и имеют (n – 1) максимумов.9 Главные максимумы | γn(θ) | при n
чётном имеют место при θ = 90°, при нечётном n главных максимумов два: один слева,
другой справа от θ = 90°. Однако на практике часто исходят из условия получения
наибольшего КПД анодной, коллекторной цепи УЧ и принимают за оптимальный угол
отсечки, соответствующий крайнему левому максимуму | γn(θ) |, который несколько
меньше главного максимума. При таком подходе оптимальный угол отсечки может быть
выбран из условия
θОПТ = 180°/n.
Зная амплитуду напряжения (тока) возбуждения и выбрав угол отсечки θ, можно
определить амплитуду тока интересующей гармоники (18.2). Реакцией анода в ламповом
6
Очевидно, принципиально возможна реализация УЧ с большим коэффициентом умножения частоты.
См. лекцию 14.
8
См. лекцию 5.
9
На рис.5.5,б показаны зависимости γ2 и γ3 с учётом знака. Коэффициент γ2 имеет положительные значения
во всём интервале значений θ и симметричен относительно угла θ = 90°, при котором он принимает максимальное значение. Коэффициент γ3 при θ < 90° имеет положительные значения, а при θ > 90° имеет отрицательные значения соответствующей величины положительным значениям. При θ = 90° γ3 = 0.
7
292
УЧ на начальном этапе расчёта можно пренебречь. У транзисторного УЧ с большим основанием можно пренебречь членом DUMK. В любом случае после определения амплитуды
выходного колебательного напряжения УЧ можно уточнить, если необходимо, величину
тока гармоники.
Если при заданной амплитуде напряжения возбуждения UMC,MK задана колебательная
мощность УЧ P~n, то амплитуда тока нужной гармоники может быть определена на основании соотношения, вытекающего из (18.2):


8 DP~ n
1


(18.3)
I An , Kn  SU MC ,MБ  n ( ) 1  1 
.
2
2
SU MC , MK  n ( ) 




Очевидно, если под знаком корня получится отрицательное число, то это будет означать,
что при заданной амплитуде сигнала возбуждения необходимая колебательная мощность
не может быть получена.
Определив амплитуду тока выделяемой гармоники, можно найти постоянную составляющую тока, потребляемую мощность от источника питания анода или коллектора,
требуемое сопротивление нагрузки и другие параметры режима. Необходимо в процессе
расчёта или после его завершения проверить, что при найденных параметрах режим работы АЭ будет недонапряжённым или критическим. Если при найденных параметрах режим
оказывается перенапряжённым, то следует скорректировать соответствующие параметры.
В схеме двухтактного удвоителя частоты (рис.18.2) особенно полезно использование
полевых транзисторов (ПТ), у которых нижняя часть проходной ВАХ iC = f(eЗ), где iC – ток
стока (выходной ток ПТ), еЗ – напряжение на затворе (напряжение между затвором и истоком), имеет довольно протяжённый квадратичный участок, на котором
iC  K (eЗ  E З/ )еЗ ,
где K – коэффициент пропорциональности; Е /З – напряжение отсечки.
Учитывая, что на входе одного ПТ действует напряжение
еЗ VT 1  Е З  U МЗ cos  t ,
а на входе другого напряжение
еЗ VT 2  Е З  U МЗ cos  t ,
где ЕЗ – напряжение в рабочей точке, для суммарного тока через выходную цепь получаем
2
2
iC СУМ  KU МЗ
 KU МЗ
cos 2 t .
Как видим, результирующий выходной ток содержит только постоянную составляющую и вторую гармонику. Соответственно напряжение на нагрузке оказывается чисто
гармоническим с частотой 2ω. Отсутствие в составе результирующего тока других гармоник позволяет упростить выходную цепь УЧ, исключив из её состава избирательную цепь
С1, L, С2. Обратим внимание, что при использовании ПТ в схему УЧ (рис.18.2) для повышения эффективности преобразования частоты сигнала может потребоваться ввести цепь
смещения.
Параметрические транзисторные умножители частоты
Выше мы рассмотрели УЧ, в том числе и на транзисторах, в которых умножение частоты осуществляется за счёт отсечки коллекторного тока. Транзистор в таких УЧ обычно
работает в режиме «большого сигнала». В то же время в транзисторных ГВВ возможно
умножение частоты за счёт нелинейного характера ёмкости перехода коллектор-база.
Транзисторные УЧ, в которых используется эффект нелинейности ёмкости коллекторного
перехода, носят название параметрических.
Принцип параметрического умножения частоты в транзисторных генераторах целесообразно использовать при частоте выходного сигнала, превышающей в 2…3 раза значение граничной частоты транзистора fГР = β0fβ, где β0 – статический коэффициент передачи
293
по току транзистора в схеме с общим эмиттером; fβ – частота, на которой модуль коэффициента передачи по току транзистора при включении с общим эмиттером уменьшается
2 раз по сравнению со статическим коэффициентом β0. Только в этом случае умножение
частоты в основном будет происходить за счёт параметрического эффекта и в меньшей
степени за счёт нелинейности статических ВАХ и отсечки коллекторного тока.
Параметрическое умножение частоты в транзисторном генераторе осуществляется с
большим КПД, поэтому параметрические транзисторные УЧ обеспечивают заметно большее значение выходной мощности, нежели УЧ с отсечкой коллекторного тока. Часто
мощность n-й гармоники оказывается почти такой же, как мощность основной гармоники
при работе транзистора в режиме усиления. Использование параметрического эффекта в
транзисторах для умножения частоты позволяет заметно расширить диапазон рабочих частот этого класса приборов.
На рис.18.3 представлена общая структурная схема параметрического умножителя
частоты на транзисторе.
RS
СКБ
Ri
еω
Согласующее
устройство
~
Ф1
ω
Ф4
nω
Ф2
kω
Ф3
nω
RН
Рис.18.3
В схеме имеется четыре фильтра: Ф1, Ф2, Ф3, Ф4. Фильтр последовательного типа Ф1,
включенный в коллекторную цепь, настраивается на частоту основной – первой гармоники ω. Фильтр Ф3, включенный последовательно с нагрузкой RН, настраивается на частоту
интересующей гармоники nω. Фильтр Ф2 настраивается на промежуточную гармонику kω
для усиления эффекта умножения частоты. В частности, при n = 3 и 4 k = 2. Фильтр Ф4
служит для обеспечения малого сопротивления цепи эмиттер-база на рабочей частоте nω.
Пунктиром на схеме (рис.18.3) показана ёмкость перехода коллектор-база СКБ, за счёт которой осуществляется параметрическое умножение частоты, и сопротивление потерь в
этой ёмкости RS.
На рис.18.4 показана принципиальная схема транзисторного параметрического утроителя частоты.
С1
еω
RБ
LБЛ
ω
L1
2ω
С2
3ω
LБЛ
СБЛ
СБ
+ЕК
Рис.18.4
294
3ω
RН
Напряжение смещения создаётся за счёт базового тока IБ0. Конденсатор ёмкостью СБ
может отсутствовать, так как обычно сопротивление RБ мало по сравнению с ωLБЛ. Возможно применение эмиттерного смещения.
Коэффициент полезного действия коллекторной цепи параметрических транзисторных УЧ
P
 КОЛ  ~ n
P0
обычно лежит в пределах (10…30)%. В связи с этим подобные УЧ применяются в качестве маломощных каскадов радиопередатчиков.
На рис.18.5 для сравнения приведена принципиальная схема транзисторного утроителя частоты, в котором умножение частоты сигнала осуществляется за счёт отсечки коллекторного тока.
С1
ω
L
еω
С2
I3ω
LБЛ
RН
2ω
RЭ
СЭ
LБЛ
СБЛ
+ЕК
Рис.18.5
В выходной цепи транзистора включен П-контур (с учётом выходной ёмкости транзистора), настроенный на третью гармонику коллекторного тока. Для подавления побочных составляющих тока: первой и второй гармоник, как наиболее сильных, в коллекторную цепь включаются последовательные фильтры, настроенные, соответственно, на основную частоту ω и вторую гармонику 2ω. Для третьей гармоники 3ω эти фильтры представляют индуктивное сопротивление, которое учитывается при расчёте фильтра
(П-контура) третьей гармоники. При умножении на 4 в схему необходимо будет добавить
ещё один последовательный фильтр.
Во входной цепи УЧ (рис.18.5) имеется только фильтр (согласующая цепь), настроенный на частоту основного (входного) сигнала.
Нижний угол отсечки коллекторного тока устанавливается цепью эмиттерного смещения RЭ, СЭ.
Из приведенного описания входных и выходных согласующих цепей транзисторных
параметрического (рис.18.4) и непараметрического УЧ (рис.18.5) нетрудно видеть их особенности.
Выходная цепь любого транзисторного УЧ (с отсечкой коллекторного тока и параметрического) может быть также реализована в виде полосового фильтра, например, из
двух параллельных контуров с внешней ёмкостной связью.
Диодные умножители частоты
В качестве УЧ в современных радиопередающих устройствах широко используют
УЧ на специально созданных для этих целей диодах: диодах с нелинейной ёмкостью
(ДНЕ) и диодах с накоплением заряда (ДНЗ).10 Интерес к подобным УЧ огромен, так как
10
ДНЕ и ДНЗ носят название параметрических диодов, а УЧ с их использованием – диодных параметрических умножителей частоты. Очевидно, возможна реализация УЧ на диоде за счёт отсечки тока проводимости, как в лампе или транзисторе. Однако эффективность таких УЧ будет очень низка.
295
эффективность преобразования входного сигнала в таких УЧ довольно высока. Кроме того, не требуются источники питания и рабочий диапазон таких УЧ намного выше, чем при
использовании многих других типов генераторных приборов.
ДНЕ обладают нелинейной ёмкостью двух типов: барьерной и диффузионной. Первая из них обусловливается накоплением зарядов противоположного знака по обе стороны
p – n-перехода. Увеличение запирающего напряжения на переходе расширяет обеднённый
слой, что приводит к уменьшению величины барьерной ёмкости СБ. Диоды с явно выраженной нелинейностью барьерной ёмкости носят название варикапов.11 В общем случае
зависимость барьерной ёмкости p – n-перехода от величины обратного напряжения на
переходе описывается выражением
С0
СБ  СВ 
,
(18.4)

 е 
1  П 
 0 


где СВ – ёмкость варикапа, равная барьерной ёмкости перехода; С0 – начальная ёмкость
перехода при напряжении на переходе еП = 0;  0 – контактная разность потенциалов, то
есть напряжение на переходе при отсутствии внешнего напряжения (  0 = 0,4…0,6 В – для
кремниевых диодов и  0 = 0,2…0,3 В – для германиевых диодов); γ – коэффициент
p – n-перехода, зависящий от распределения примесей в переходе, имеющий величину 1/3
при «плавном переходе» (диффузионный тип перехода) и 1/2 при «резком переходе»
(сплавной тип перехода). Возможны и другие значения 1/3 ≤ γ ≤ 1/2, а также значения
γ = 1…2 для «сверхрезких переходов». На рис.18.6 показаны зависимости нормированной
ёмкости p – n-перехода (18.4) при разных γ: 1/3; 1/2; 1.
СБ
С0
СД
1
еП < 0
0,75
1/3
0,5
еП > 0
1/2
0,25
1
еП
0
5
4
3
2
Рис.18.6
1
0
0
Е/
еП
Рис.18.7
Второй тип нелинейной ёмкости – диффузионная ёмкость СД выявляется при открытом состоянии диода и обусловливается избыточной концентрацией неосновных носителей, инжектированных по одну сторону p – n-перехода. При еП < 0 диффузионная ёмкость
СД = 0 и резко увеличивается по мере приближения еП к Е / – напряжению, при котором
открывается диод (по величине напряжение Е / равно  0 , но имеет противоположную полярность). Характер зависимости диффузионной ёмкости диода показан на рис.18.7. Диффузионная ёмкость СД p – n-перехода диода на несколько порядков превышает его барьерную ёмкость СБ. При отпирании диода диффузионная ёмкость перехода СД добавляется
к его барьерной ёмкости СБ. Резкое увеличение ёмкости p – n-перехода при его открыва11
От английских слов Variable Capacitance – переменная ёмкость. Первоначально такие диоды использовались для электронной перестройки контуров путём изменения запирающего напряжения на полупроводниковом переходе диода.
296
нии увеличивает накапливаемый на ней заряд и ток через неё, что способствует увеличению преобразуемой диодом мощности. ДНЕ, работающие с открыванием перехода, носят
название варакторов и специально предназначены для умножения частоты.
На рис.18.8 показано изменение результирующей ёмкости ДНЕ с открыванием перехода – варактора (СВ + СД).
При использовании ДНЕ в УЧ к нему прикладывается обратное напряжение постоянной величины, опре(С0 + СД)
деляющее рабочую точку диода. Если обозначить это
напряжение ЕВ РТ, то ёмкость варикапа в рабочей точке
согласно (18.4)
С0
С В РТ 
.

С0
 Е

1  В РТ 
СВ РТ

0 


0
е
П
ЕВ РТ
Соответственно вместо (18.4) для ёмкости варикапа (баРис.18.8
рьерной ёмкости) можно записать:

   Е 
0
В РТ
 .
С В  С В РТ 
(18.5)

( 0  еП )
Результирующее напряжение на переходе варикапа еП = ЕВ РТ + u(t), где u(t) – переменное напряжение, не заходит в область положительных значений, тогда как у варактора
оно заходит в положительную область. Соответственно, ёмкость перехода у варактора изменяется в больших пределах и более резко, что увеличивает как уровень входного сигнала, прикладываемого к диоду, так и содержание гармонических составляющих переходного процесса при переходе диода из одного состояния, например, закрытого, в другое – открытое и наоборот.
Помимо ДНЕ: варикапов и варакторов разработаны специальные диоды с ещё более
резким изменением заряда на переходе, соответственно и ёмкости перехода, при переходе
из открытого состояния в закрытое и наоборот. Такие диоды получили название диодов с
накоплением заряда (ДНЗ). В закрытом состоянии у ДНЗ обычно коэффициент перехода
γ = 1/5, то есть ёмкость перехода в закрытом состоянии почти не изменяется. В открытом
состоянии в области перехода накапливается большой заряд, который рассасывается за
определённое время при смене полярности напряжения на переходе. Продукт переходного
процесса обогащён гармоническими составляющими.
Итак, в любом диодном параметрическом УЧ используется нелинейное изменение
ёмкости перехода при изменении его режима. Соответственно умножительный (параметрический) диод в эквивалентной схеме УЧ представляется нелинейной ёмкостью. Переходные процессы в области перехода сопровождаются потерями мощности, что учитывается введением в схему сопротивления потерь. Соответственно ёмкость перехода можно
характеризовать её добротностью. С повышением рабочей частоты необходимо учитывать
индуктивности вводов диода и монтажную ёмкость, что, естественно, усложняет эквивалентную схему УЧ.
Основными элементами диодного УЧ являются: источник входного сигнала, диод,
полезная нагрузка. Очевидно, эти три элемента могут быть соединены либо параллельно,
либо последовательно. Помимо указанных элементов в схему диодного УЧ обязательно
входят, как минимум, два фильтра: один на частоту входного сигнала ω, другой – на интересующую гармонику nω.
На рис.18.9 представлены так называемые параллельная а) и последовательная б)
схемы параметрических диодных УЧ. В УЧ параллельного типа фильтры представляют
последовательные колебательные контуры, а в УЧ последовательного типа в качестве
фильтров используются параллельные колебательные контуры. В общем случае выходные
297
фильтры в любой из схем могут представлять как последовательные, так и параллельные
одиночные контуры или системы связанных контуров.
rИСТ
еИСТ (ω)
~
~
ω
nω
~
RН
а
iИСТ (ω)
~
RИСТ
~
~
ω
nω
RН
б
Рис.18.9
Если полагать фильтры идеальными, то есть имеющими в УЧ параллельного типа
(рис.18.9,а) бесконечно большое сопротивление на всех частотах, кроме резонансных, а в
УЧ последовательного типа (рис.18.9,б) бесконечно малое сопротивление на всех частотах, кроме резонансных, то можно считать, что в УЧ параллельного типа переменный ток,
протекающий через диод, содержит только первую и n-ю гармоники и равен:
i (t )  I1 cos( t  1 )  I n cos(n t   n ),
(18.6)
а в УЧ последовательного типа переменное напряжение на диоде равно:
u (t )  U 1 cos( t  1 )  U n cos(n t   n ).
(18.7)
Во всех схемах диодных УЧ на диод подаётся постоянное напряжение ЕВ РТ, задающее рабочую точку на характеристике (см. рис.18.8). Напряжение может подаваться как от
отдельного источника, так и автоматически за счёт среднего (постоянного) тока диода.
Постоянная составляющая тока диода возможна только при открывании перехода, что
всегда имеет место в варакторных УЧ и УЧ на ДНЗ. При использовании варикапа переход
находится в закрытом состоянии и постоянного тока через диод нет, поэтому в этом случае потребуется независимое смещение. Однако часто и в схеме с варикапом используют
автосмещение, заходя частично в область открытого состояния диода. Использование автосмещения во всех схемах параметрических диодных умножителей позволяет стабилизировать режим работы диода и способствует увеличению выходной мощности и коэффициента преобразования.
При анализе диодных параметрических УЧ параллельного типа используют соотношение, связывающее заряд на переходе с протекающим через него током
t
q   i (t )dt .
0
При этом напряжение на переходе
t
0 i(t )dt
q
eП (t ) 

,
C B (e П ) C B (e П )
где переменная составляющая тока определяется (18.6), а ёмкость, например, закрытого
перехода определяется (18.5).
298
Форма напряжения на переходе оказывается отличной от гармонической, что указывает на наличие в нём многих гармонических составляющих.
При анализе диодных параметрических УЧ последовательного типа используют соотношение, связывающее заряд на переходе с напряжением на нём
еП
q   C B (e П )de П .
0
При этом ток через переход
de
dq
 C B (e П ) П .
dt
dt
Форма тока оказывается отличной от гармонической, что указывает на наличие в токе многих гармонических составляющих.
Например, если принять ЕВ РТ >>  0 , то с учётом (18.5), (18.7) в последнем случае
можно считать
i (t ) 

u (t )
i (t )  C B PT 1 
 E B PT









U cos( t  1 )  U n cos(n t   n ) 
du (t )
 C B PT 1  1


dt
E B PT




(18.8)

  U 1 sin( t  1 )  nU n sin( n t   n ) .
Разлагая сомножитель в степени (–γ) в ряд и ограничивая число членов, можно определить
гармонические составляющие ёмкостного тока через переход.
Параллельная схема диодного УЧ обычно используется в мощных каскадах, так как,
благодаря возможности соединения диода с корпусом устройства, облегчается его охлаждение. В то же время в параллельной схеме, если используется варикап с коэффициентом p – n-перехода γ = 1/2, возможна генерация только второй гармоники. Однако, если
ввести в схему дополнительный фильтр – последовательный колебательный контур, то
через диод будет протекать переменный ток не двух (18.6), а трёх гармоник, и в этом случае происходит генерирование колебаний с частотами 3ω, 4ω и т.д. Следует отметить, что
дополнительный фильтр часто включают в параллельной схеме УЧ и при использовании
варикапа с γ = 1/3, что позволяет повысить эффективность преобразования входного сигнала.
Структурная схема диодного параметрического УЧ параллельного типа с дополнительным фильтром, обычно называемым холостым контуром, показана на рис.18.10. Дополнительный фильтр – холостой контур настраивается на частоту kω < nω.
rИСТ
~
~
ω
еИСТ (ω)
~
~
kω
nω
RН
Рис.18.10
УЧ по параллельной схеме имеют сравнительно низкие значения входного и выходного сопротивлений, что часто затрудняет согласование их с нагрузкой и источником
входного сигнала.
При использовании варакторов параллельная схема УЧ применяется в мощных каскадах при n = 2 и 3. С увеличением номера гармоники заметно падает выходная мощность.
Параллельная схема широко используется в УЧ на ДНЗ, которые обычно превосходят по мощности варакторные УЧ и используются при больших значениях n (n = 8…10 и
299
более раз). В силу большей мощности, соответственно и больших токов, входное и выходное сопротивления УЧ на ДНЗ существенно меньше, чем у варакторных УЧ.
В последовательной схеме диодного УЧ возможна генерация любой гармоники при
любом значении коэффициента p – n-перехода γ. УЧ по такой схеме имеют высокие значения входного и выходного сопротивлений, что является их важным преимуществом.
Выходная мощность УЧ последовательного типа с ростом номера выделяемой гармоники
падает в меньшей степени, чем в УЧ параллельного типа. Поэтому последовательная схема диодного УЧ находит широкое применение на СВЧ при больших значениях n. В схеме
удобно применение СВЧ цепей на основе несимметричных полосковых линий. Недостаток схемы – худшие условия для охлаждения диода и наличие паразитной ёмкости диода
на корпус устройства, что порой затрудняет реализацию фильтров.
Эффективность преобразования входного сигнала в диодных УЧ определяется коэффициентом преобразования
  P~ n / P~1 ,
где P~n – мощность выделяемой (полезной) гармоники; P~1 – входная мощность, то есть
мощность первой гармоники, поступающая от источника входного сигнала (источника
возбуждения).
Коэффициент преобразования диодного параметрических УЧ также называют его
коэффициентом полезного действия (КПД).
В УЧ на варикапах теоретически возможно преобразование сигнала на любую гармонику с эффективностью 100%. Для этого ёмкость перехода не должна иметь потерь и
фильтрующие цепи должны быть без потерь и построены так, чтобы в УЧ существовали
только основная и выделяемая гармоники. Реально достижимы значения коэффициента
преобразования в таких УЧ до 75% в удвоителях частоты и до 40% в утроителях частоты.
В варакторных УЧ коэффициент преобразования при n = 2 и 3 достигает (60…70)%.
С повышением номера гармоники он падает и при n ≥ 4 или 5 УЧ на ДНЗ обеспечивают
существенно большее значение коэффициента преобразования, чем варакторные УЧ. При
n = 2 и 3 коэффициент преобразования УЧ на ДНЗ примерно как у варакторного УЧ.
На рис.18.11 представлены возможные принципиальные схемы диодных УЧ.
Схемы (рис.18.11,а, б) – утроители частоты по параллельной схеме с дополнительным контуром, настроеннным на вторую гармонику 2ω. В выходном фильтре схемы
(рис.18.11,б) применены отрезки несимметричных полосковых линий, причём выходной
фильтр представляет систему двух связанных контуров.
Схема (рис.18.11,в) – удвоитель частоты с двумя диодами. Цепи L1, СД1 и L2, СД2
настраиваются на частоту входного сигнала ω, а цепи L1, СД1, L3, С1, С2 и L2, СД2, L3, С1, С2
– на частоту второй гармоники 2ω. СД1, СД2 – ёмкости переходов соответствующих диодов. Входные сигналы на диоды подаются в противофазе, как в двухтактных схемах генераторов. Соответственно ёмкости переходов изменяются в противоположные стороны и
по первой гармонике диоды оказываются включенными последовательно. По второй гармонике диоды подключаются параллельно к нагрузке как в общем проводе двухтактного
генератора.
Во всех схемах показано автоматическое смещение. В большинстве случаев сопротивление автосмещения RСМ = (50…300)кОм.
Согласование с источником входного сигнала (источником возбуждения) во всех
представленных схемах (рис.18.11) обеспечивается с помощью ёмкостных делителей. Согласование с полезной нагрузкой в схемах (рис.18.11,а, в) также обеспечивается с помощью ёмкостных делителей (ёмкостная связь), а в схеме (рис.18.11,б) применена кондуктивная связь с нагрузкой. Блокировочная индуктивность LБЛ в схеме (рис.18.11,б) может
отсутствовать в силу большой величины RСМ (см. схему рис.18.11,а).
В заключение отметим, что при любом подходе к разработке параметрического диодного УЧ важным является этап его макетирования.
300
В транзисторных радиопередатчиках СВЧ, на рабочей частоте которых невозможно
усиление сигнала, первоначально на частоте, существенно ниже рабочей, доводят сигнал
до мощности, во много раз превышающей выходную мощность передатчика. Эту мощность подводят к диодному УЧ, с помощью которого повышают частоту сигнала до рабочего значения, обеспечивая при этом с учётом коэффициента преобразования (КПД) УЧ
требуемый уровень выходного сигнала радиопередатчика. Естественно, при таком подходе на диоде рассеивается весьма значительная мощность, с чем приходится мириться, считая это своеобразной платой за перенос спектра полезного сигнала в область тех частот,
достижение которых невозможно иными способами при существующем уровне развития
транзисторной техники.
3ω
ω
2ω
RСМ
RН
Вход
а
ℓ < λ/4
ω
LБЛ
2ω
Вход
ℓ < λ/4
3ω
Выход
RСМ
б
Д1
Вход
L1
L2
С1
L3
RСМ
С2
Выход
Д2
в
Рис.18.11
Перечень вопросов для самоконтроля знаний по теме лекции 18:
1. Получите на основании (18.1) выражение для cos θ при удвоении частоты и выборе ЕС = Е/С. Сделайте
выводы.
2. Представьте временные диаграммы анодного тока и его второй гармоники, мгновенного напряжения на
входе и выходе удвоителя частоты при выборе ЕС = Е/С. Какие будут отличия, если выбрать ЕС более отрицательным, чем Е/С?
3. Опишите отличия ДХ анодного тока в режиме удвоения частоты от ДХ анодного тока усилителя. Поясните их. Изобразите отдельно ДХ анодного тока усилителя и удвоителя частоты при одинаковых
напряжениях на электродах ламп.
4. Представьте временные диаграммы анодного тока и мгновенных напряжений на электродах ламп для утроителя частоты при выборе ЕС, соответствующего θ = 120° и θ = 40°. Какие отличия и почему?
301
5. Опишите назначение элементов в схеме параметрического транзисторного УЧ рис.18.4.
6. Опишите особенности схем транзисторных УЧ рис.18.4 и рис.18.5.
7. На каких принципах возможно умножение частоты с использованием диодов? Используя приведенные в
лекции выражения, получите выражение (18.8).
8. Воспользуйтесь разложением в ряд сомножителя в степени (-γ) в (18.8) и, взяв, например, три члена разложения, определите составляющие тока через переход варикапа. Сделайте выводы.
9. Покажите пути протекания составляющих тока диода в схемах рис.18.11.
10. Опишите сходство и различие схем а) и б) рис.18.11.
302
Раздел 2. Генераторы с самовозбуждением – автогенераторы
Лекция 19
Генератор с самовозбуждением – автогенератор (АГ). Сходство и различие ГВВ и АГ.
Назначение АГ и предъявляемые к ним требования в радиоаппаратуре. Единая эквивалентная схема АГ на электронной лампе и биполярном транзисторе. Уравнение
установившегося режима АГ. Баланс фаз, баланс амплитуд в АГ. Условие самовозбуждения АГ. Одноконтурные АГ: особенности, схемы, область применения. Выбор
АЭ для АГ и режима его работы. Основы расчёта режима и схемы АГ. Обобщённая
трёхточечная схема АГ. Ёмкостная и индуктивная трёхточки АГ, сравнение их.
В настоящей лекции мы будем вести речь об автогенераторах гармонических электрических колебаний, выполняемых на электронных лампах и биполярных транзисторах
(БТ), отрицательное сопротивление1 в схемах которых появляется за счёт положительной
обратной связи. Использование электронных ламп и транзисторов позволяет построить
автогенератор (АГ) практически на любую частоту и мощность, что и обусловливает их
самое широкое распространение в радиоаппаратуре. АГ является первичным источником
гармонического сигнала в любой радиотехнической системе, в первую очередь в радиопередатчике. Нас будут интересовать АГ высокочастотных, то есть радиочастотных, колебаний. Как всякая радиочастотная цепь, интересующие нас АГ строятся с использованием
индуктивных L и ёмкостных С элементов. Поэтому такие АГ называют L,Савтогенераторами, отличая этим их от относительно низкочастотных R,C-автогенераторов.
Отличие любого АГ на лампе или транзисторе от ГВВ на такой же лампе или таком
же транзисторе состоит в том, что в АГ сигнал возбуждения на управляющий (входной)
электрод АЭ подаётся не от стороннего (внешнего) источника, а от собственной нагрузки
в выходной (анодной или коллекторной) цепи АЭ через цепь обратной связи. Поэтому в
АГ частота получаемых колебаний определяется не внешним источником, как в ГВВ, а
его собственными параметрами: электрической цепью, присоединённой к лампе или транзистору, и режимом лампы или транзистора. В силу этой отмеченной особенности автогенераторы называются также генераторами с самовозбуждением, в отличие от генераторов
с внешним или независимым возбуждением (ГВВ).
На рис.19.1,а представлена уже хорошо известная нам схема ГВВ на триоде с общим
катодом. На рис.19.1,б показано преобразование этой схемы ГВВ в АГ. Аналогично можно представить схемы на транзисторе.
Выше мы отмечали, что в АГ сигнал возбуждения, в отличие от ГВВ, подаётся не от
внешнего источника, а от собственной нагрузки в выходной цепи АЭ через цепь обратной
связи. В схеме рис.19.1,б такая цепь формируется с использованием катушек индуктивности L1 и L2.
Для того, чтобы схема рис.19.1,б работала как генератор с самовозбуждением, то
есть как АГ, необходимо выполнение ряда условий.
Первое и основное условие известно как условие самовозбуждения АГ. Это условие
раскрывает нам, в каком случае схема рис.19.1,б становится источником периодических
колебаний, то есть автогенератором. На аналитическом определении условия самовоз-
1
В лекции 3 отмечалось, что динамическая характеристика (ДХ) анодного тока лампы или коллекторного
тока транзистора в системе выходных координат имеет участок с отрицательной крутизной, наличие которого и делает возможным производить усиление и ряд других преобразований сигнала в ГВВ на лампе и БТ.
При этом лампа или БТ может рассматриваться как отрицательное сопротивление. Именно эта особенность
позволяет построить АГ на лампе или БТ, что ниже и будет рассмотрено. Существуют полупроводниковые
диоды, в частности, туннельные диоды (ТД), имеющие падающий участок, то есть участок с отрицательной
крутизной, на вольт-амперной характеристике. ТД и подобные им приборы используются исключительно на
СВЧ. Существуют также специальные электронные приборы СВЧ, используемые в качестве независимых
источников колебаний: магнетроны, отражательные клистроны, ЛОВ.
303
буждения АГ мы остановимся ниже, а сейчас затронем только физическую картину процесса самовозбуждения в схеме рис.19.1,б.
iА
СК
е L1
LC
iА
СК
LК
е
uC (t)
СБЛ
L1
LC
uC (t)
СБЛ
СБЛ
+ЕА
-ЕС
L2
СБЛ
+ЕА
-ЕС
а
LК
б
Рис.19.1
При включении всех питающих напряжений в схеме рис.19.1,б в начальный момент
появляется нестационарный анодный ток iА (в случае транзистора коллекторный ток iК),
который протекает через ёмкостную СК и индуктивную LК ветви контура в выходной цепи
АЭ – генераторного прибора: лампы или транзистора. Протекающий через индуктивную
ветвь контура ток создаёт переменную ЭДС в цепи катушки L2, которая через катушку L1
и катушку во входной цепи АЭ (LС в ламповом генераторе рис.19.1,б) прикладывается ко
входу АЭ, обусловливая сигнал возбуждения uC (t) (в случае транзистора uБ (t)). При правильном выполнении цепи обратной связи, обеспечивающем определённую величину связи между парами связанных катушек и соответствующую полярность соединения катушек
L1, L2, наводимый сигнал возбуждения будет увеличивать нестационарный ток в цепи контура, что, в свою очередь, приведёт к дальнейшему росту переменной ЭДС и сигнала возбуждения и т.д. Если же цепь обратной связи будет выполнена неправильно, то появившаяся переменная ЭДС и соответствующий сигнал возбуждения будут уменьшать нестационарный ток в цепи контура, что, в свою очередь, будет уменьшать переменную ЭДС и
сигнал возбуждения, в результате чего нестационарный процесс в схеме затухнет.2
Благодаря тому, что в схеме имеется избирательная цепь (контур СК, LК), из нестационарного тока избирается периодическая компонента с частотой, практически совпадающей с резонансной частотой избирательной цепи, то есть в схеме появляются практически
гармонические колебания с частотой, равной резонансной частоте контура.
Рассмотренный выше процесс нарастания переменной компоненты выходного тока
АЭ, соответственно и переменных напряжений в схеме, не будет протекать беспредельно.
Генераторный прибор: лампа или транзистор представляет устройство, не дающее возможности току возрастать до бесконечности. Известно, что ток лампы или транзистора
ограничивается током насыщения. Практически, благодаря нелинейности статических
ВАХ лампы или транзистора, процесс самовозбуждения устанавливается при значениях
токов, не достигающих тока насыщения.
После достижения током генераторного прибора определённой величины в схеме
устанавливаются стационарные колебания, то есть колебания, амплитуда и частота которых остаются постоянными. При этом роль генераторного прибора сводится к поддержанию постоянства этих колебаний. Условия, при которых в схеме поддерживаются постоянные колебания, определяются основным уравнением АГ в установившемся режиме и
известны как условия баланса фаз и баланса амплитуд.
2
Очевидно, при правильном выполнении цепи обратной связи в схеме рис.19.1,б должны устанавливаться
гармонические напряжения во входной и выходной цепях лампы как в схеме ГВВ рис.19.1,а, то есть напряжение между сеткой и катодом будет в противофазе с напряжением между анодом и катодом.
304
В дальнейшем мы рассмотрим различные практические схемы АГ, которые будут
заметно отличаться от схемы рис.19.1,б.3 Однако все рассматриваемые схемы АГ могут
быть представлены в виде единой эквивалентной схемы рис.19.2, которая состоит из двух
параллельно включенных четырёхполюсников: активного, описывающего работу генераторного прибора (лампы или транзистора), и пассивного, образованного электрической
цепью, присоединённой к генераторному прибору. Эта цепь определяет в основном частоту автоколебаний и выполняет функцию обратной связи.
*
U1
Активный
четырёхполюсник
*
U2
2
1
*
U1
Пассивный
четырёхполюсник
*
U2
Рис.19.2
Общие соотношения для установившегося режима АГ. Условие самовозбуждения АГ
Примем, что в схеме рис.19.2 прошёл процесс самовозбуждения и в ней установились стационарные гармонические колебания с соответствующими комплексными амплитудами токов и напряжений. Каждый четырёхполюсник можно характеризовать своим, в
общем случае, комплексным коэффициентом передачи. Если принять, что в установившемся режиме со стороны одного плеча каждого четырёхполюсника в схеме рис.19.2 дей*
ствует напряжение комплексной амплитуды U 1 , а со стороны другого плеча действует
*
напряжение комплексной амплитуды U 2 , то комплексный коэффициент передачи по
напряжению активного четырёхполюсника4
*
*
K
U2
*
 Ke j K ,
(19.1)
U1
а комплексный коэффициент передачи по напряжению пассивного четырёхполюсника
*
*

U1
*
 e j  .
(19.2)
U2
Очевидно, в установившемся режиме должно выполняться соотношение
*
1
K *

*
или
*
K  1.
Соотношение (19.3) часто называют основным уравнением АГ.
(19.3)
3
Схема рис.19.1,б удобна для пояснения физики процесса самовозбуждения АГ, но не может рассматриваться в качестве практической схемы. Практический вариант такой схемы, известной как схема АГ с
трансформаторной обратной связью, будет рассмотрен ниже. Для облегчения самовозбуждения схемы, как
будет показано, следует применить сеточное автосмещение.
4
В приводимой записи плечо 1 соответствует входу активного четырёхполюсника, а плечо 2 его выходу.
305
С учётом (19.1), (19.2) соотношение (19.3) распадается на два:
K  1,
(19.4)
 K     0; 2 ;....
(19.5)
Первое выражение (19.4) определяет так называемое условие баланса амплитуд и
означает, что в стационарном состоянии величина коэффициента передачи по замкнутому
контуру в схеме рис.19.2 равна единице. В случае АГ это также указывает, что мощность,
доставляемая генераторным прибором от источников питания в цепь схемы, равна мощности потерь в элементах цепи.
Второе выражение (19.5) определяет условие баланса фаз и означает, что при обходе
рассматриваемой цепи (рис.19.2) мы получаем колебание в той же фазе. Применительно к
АГ это означает, что фазовый сдвиг входного и выходного напряжений, вносимый АЭ,
должен быть скомпенсирован электрической цепью, включаемой между выходом и входом АЭ. Эта цепь позволяет обеспечить нужный режим работы АЭ и через неё осуществляется обратная связь.
Активный четырёхполюсник в схеме (рис.19.2), соответствующий АЭ, в общем случае является нелинейным четырёхполюсником. Собственно, только благодаря нелинейности ВАХ лампы или транзистора в схеме АГ устанавливаются колебания определённой
амплитуды. В нелинейной электрической цепи, содержащей АЭ, коэффициент передачи
по напряжению зависит от величины (амплитуды) входного воздействия, причём, в общем
случае величина этого коэффициента уменьшается с ростом входного напряжения.5
Именно такую зависимость мы имеем в ГВВ на лампах и транзисторах. Следовательно, в
схеме (рис.19.2) величина коэффициента передачи активного четырёхполюсника
U
K 2
U1
будет тем меньше, чем больше U1. Так как в установившемся режиме АГ амплитуда колебаний всегда больше, чем на начальной стадии самовозбуждения, то величина коэффициента передачи по напряжению активного четырёхполюсника в установившемся режиме
всегда меньше, чем в начальный момент. Обозначим величину коэффициента передачи
активного четырёхполюсника при малом значении U1 через K0, тогда
K0 > K.
(19.6)
Коэффициент передачи пассивного четырёхполюсника не зависит от действующих
напряжений, следовательно, в схеме (рис.19.2)
β = const.
Очевидно, если в (19.4) вместо K мы подставим K0, удовлетворяющее (19.6), то вместо равенства получим неравенство
K0β > 1,
(19.7)
которое можно также записать в виде
β > 1/K0 = βКРИТ,
(19.8)
где βКРИТ – критическое (минимально допустимое) значение коэффициента передачи пассивного четырёхполюсника.
Соотношение (19.7) является условием самовозбуждения АГ. Соотношение (19.8)
является другой формой записи условия самовозбуждения АГ.
Величина G = K0β в теории АГ называется фактором генерации и в схемах ламповых
и транзисторных АГ обычно принимается
G = 2…3.
(19.9)
5
При относительно малых уровнях сигнала на каком то интервале значений входного напряжения возможен
рост коэффициента передачи по напряжению АЭ. Но, начиная с некоторого уровня, он начнёт падать, что
обусловливается, кроме всего, физическими ограничениями: выходной ток соответственно и выходное
напряжение не могут превышать возможности генераторного прибора. Ток не может превышать максимально возможное значение, напряжение не может неограниченно нарастать.
306
Такая величина фактора генерации создаёт необходимый запас в условии самовозбуждения АГ при изменении питающих напряжений и параметров генераторного прибора.
Так как фазы коэффициентов передачи φK и φβ связаны с частотой сигнала АГ, то
условие баланса фаз (19.5) может использоваться для определения частоты автоколебаний
в схеме АГ.
Амплитуда колебаний АГ в установившемся
режиме может быть найдена из
K(U1)
условия баланса амплитуд. Для этого необходимо построить зависимость величины
1/β
коэффициента передачи по напряжению генераторного прибора от величины входного
напряжения, то есть зависимость K(U1)
(рис.19.3). В установившемся режиме
выполняться
соотношение
U1 УСТ U1 должно
K(U1) = 1/β, вытекающее из баланса амплиРис.19.3
туд (19.4). Поэтому в установившемся режиме амплитуда U1 УСТ определяется как точка пересечения кривой K(U1) и горизонтальной прямой 1/β (рис.19.3). Амплитуда выходного напряжения АГ в установившемся режиме
U2 УСТ = U1 УСТ /β.
Одноконтурные АГ
Электрическая цепь, присоединяемая к АЭ АГ: лампе или транзистору, носит название колебательной системы АГ. Колебательная система одноконтурного АГ представляет
одиночный параллельный колебательный контур, составленный из элементов с сосредоточенными параметрами. Характерной особенностью одноконтурных АГ является то, что
при заданных параметрах элементов схемы они имеют одну частоту генерации, практически совпадающую с резонансной частотой контура.
Рассматриваемые ниже схемы одноконтурных АГ отличаются друг от друга построением цепи обратной связи, по которой колебания из выходной цепи АЭ подаются в его
входную цепь.
Одноконтурные ламповые АГ
Для облегчения самовозбуждения лампового
АГ, как правило, используется сеточное
iA
автосмещение,
так что в начальный момент
iC
возникновения колебаний рабочая точка ламЕА
пы находится на участке статических характеристик анодного тока с практически максиIt0
iC
мальной крутизной. Иногда применяется комбинированное автосмещение: часть напряжеIt0
ния смещения создаётся за счёт сопротивления в цепи катода (катодное автосмещение), а
часть – за счёт сопротивления в цепи сетки
0
Катод.авт. t0
eC
(сеточное автосмещение). Применение комбинированного автосмещения позволяет облегСеточ.авт. t0
чить режим работы лампы по анодной цепи,
Рис.19.4
что особенно важно в мощных АГ, так как за
счёт анодного тока всегда имеется отрицательное смещение, уменьшающее мощность,
iA
307
рассеиваемую на аноде в начальный период, когда потребляемая от источника анодного
питания мощность велика, а создаваемая колебательная мощность мала, так как процесс
нарастания и установления амплитуды колебаний не завершился. На рис.19.4 показано
перемещение рабочей точки лампы АГ с момента включения (t0) при сеточном и катодном
автосмещении. Применение сеточного автосмещения способствует стабилизации режима
работы лампы по напряжённости, как в ГВВ: увеличение напряжённости режима работы
увеличивает сеточный ток, что, в свою очередь, увеличивает отрицательное напряжение
смещения, а это приводит к уменьшению напряжённости режима.
Рассмотрим основное уравнение АГ, баланс амплитуд, баланс фаз и условие самовозбуждения применительно к ламповому АГ.
Очевидно, оптимальным по напряжённости режимом работы лампы в АГ, как и в
ГВВ, можно считать критический режим, так как напряжённость режима лампы зависит
от напряжений на её электродах и неважно, подаются эти напряжения извне или создаются в схеме самого генератора. Полагая в общем случае амплитуды гармонических напряжений, действующих на электродах лампы в АГ, комплексными, статическую крутизну
анодного тока и сопротивление нагрузки лампы также комплексными, при кусочнолинейной аппроксимации статических ВАХ анодного тока для недонапряжённого вплоть
до критического режима лампы можно записать аналогичное ГВВ выражение:
*
*
*
*
*
*
*
*
*
*
U 2  U MA  S (U MC  D U MA ) 1 (1  cos ) Z oe  S CP (U MC  D U MA ) Z oe ,
*
(19.10)
*
из которого, учитывая, что в обозначениях схемы (рис.19.2) U 1  U MC , находим:
*
*
U MA

*
U MC
*
*
U2
*
*
*
S CP Z oe
*
K 
*
*
,
(19.11)
1  D S CP Z oe
U1
*
где S CP  S  1 (1  cos )  S  1 ( ) - средняя крутизна (по первой гармонике) анодного тока;
*
Z oe – сопротивление колебательной системы (контура) АГ относительно электродов (точек) анод – катод лампы.
Выражение (19.11) определяет комплексный коэффициент усиления по напряжению
лампового генератора.
*
*
Отношение комплексных амплитуд напряжений U MC U MA в ламповом АГ носит
*
название коэффициента обратной связи, который обозначим k . Учитывая соответствие
гармонических напряжений на электродах лампы АГ и плечах единой эквивалентной схе*
*
мы АГ (рис.19.2), заключаем, что k   , то есть коэффициент обратной связи лампового
АГ равен коэффициенту передачи по напряжению пассивного четырёхполюсника в схеме
(рис.19.2). Соответственно основное уравнение АГ (19.3) применительно к ламповому АГ
можно записать в виде:
*
*
*
* *
K Kk 
*
S CP Z oe
*
*
*
k 1
1  D S CP Z oe
или
*
*
*
S CP Z oe (k  D)  1.
(19.12)
Обратим внимание, что последнее выражение (19.12) можно сразу написать на основании
*
*
*
*
(19.10), поделив левую и правую части (19.10) на U MA и учтя, что U MC U MA  k . Мы это
не сделали сразу специально, чтобы показать единство получаемых результатов при несколько разных подходах к вопросу. Попутно мы получили выражение для коэффициента
усиления по напряжению лампового генератора в общем случае комплексной нагрузки и
308
комплексной крутизны анодного тока, которое несомненно полезно для внимательного и
вдумчивого читателя.6
Выражение (19.12) является основным уравнением лампового АГ.
Учитывая, что
*
*
Z oe 
U MA
*
 Z oe e
j oe
,
I A1
*
S CP 
*
*
I A1
I A1
*

*
 S CP e
*
j S
,
U MC  D U MA
U М УПР
а
*
*
k D 
U MC
*
*
D
*
U MC  D U MA
*
*

U М УПР
*
 ( k  D )e
j k  D
,
U MA
U MA
U MA
уравнение лампового АГ можно записать в виде
j (    
)
S CP Z oe (k  D)e S oe k  D  1 ,
из которого вытекает условие баланса амплитуд
SCPZoe (k – D) =1
(19.13)
и условие баланса фаз
 S   oe   k D  0;2 ;...
(19.14)
Так как SCP = Sγ1(θ) < S, а Zoe ≤ Roe, то подставляя в (19.13) S вместо SCP и Roe вместо
Zoe, получаем неравенство
SRoe(k – D) > 1,
(19.15)
которое является условием самовозбуждения лампового АГ.
Так как частота автоколебаний практически будет совпадать с резонансной частотой
контура, то, принимая в условии баланса амплитуд (19.13) Zoe = Roe, можно записать его в
виде
Sγ1(θ)Roe(k – D) =1.
(19.16)
Учитывая, что в данном случае фактор генерации (19.9)
G = SRoe(k – D) = 2…3,
из выражения (19.16) следует, что в установившемся режиме АГ имеет место
γ1(θ) = 1/G = 0,33…0,5,
что соответствует значениям нижнего угла отсечки анодного тока в установившемся режиме
60° ≤ θ ≤ 90°.
Таким образом, в практических схемах ламповых АГ при выборе фактора генерации
в пределах (19.9), в установившемся режиме нижний угол отсечки анодного тока обычно
не превышает 90°, как и в ГВВ. Поэтому при расчёте режима АГ нижний угол отсечки
анодного тока обычно и выбирается в указанных пределах.
Рассмотрим классические схемы ламповых АГ, наиболее часто применяемые в радиотехнических устройствах.
а) Автогенератор с трансформаторной обратной связью
Принципиальная схема такого АГ приведена на рис.19.5. Колебательная система АГ
представляет одиночный параллельный колебательный контур, включенный по высокочастотному сигналу между анодом и катодом лампы, катушка индуктивности которого LК
индуктивно связана с катушкой LC в сеточной цепи лампы, образуя с последней высокочастотный трансформатор. Данная схема родственна схеме ГВВ с общим катодом с транс6
В конце лекции 9 мы рассматривали выражение для коэффициента усиления по напряжению лампового
ГВВ при активной нагрузке и действительных параметрах лампы. Читателю предлагается привести (19.11) к
представленному в лекции 9 виду.
309
форматорной связью с источником возбуждения (с последовательным питанием сетки) и
является практической реализацией схемы рис.19.1,б.
M
U*МC LC
M
LK
СK
U*МC LC
U*MA
CБЛ
RC, CC
RC, CC
+ЕА
LА
СK
*
UMA
CБЛ
+ЕА
Рис.19.5
Рис.19.6
Коэффициент обратной связи в схеме (рис.19.5), если не учитывать сеточный ток,
равен
*
*
k
где rLK
U MC
*

jMI LK
( jLK  rLK ) I LK

M
 k,
LK
(19.17)
U MA
- сопротивление активных потерь катушки контура LK (на схеме не показано и
обычно rLK << ωLK); I LK - ток через катушку контура, практически равный контурному току при совпадении частоты автоколебаний с резонансной частотой контура.
Для плавного изменения коэффициента обратной связи катушка LC (катушка обратной связи) обычно выполняется в виде подвижной катушки вариометра. Такая схема отличается наибольшей гибкостью в отношении подбора коэффициента обратной связи. Частота автоколебаний изменяется с помощью ёмкости конденсатора CK.
Часто применяют схему АГ с трансформаторной обратной связью, в которой величина обратной связи регулируется изменением коэффициента включения контура
(рис.19.6). Коэффициент обратной связи в такой схеме при пренебрежении сеточным током и потерями в катушке контура
*
*
k
U MC
*
U MA

jMI LK
( jL А  rLА ) I LK

M
 k.
LА
(19.18)
*
Подчеркнём, что U MA - комплексная амплитуда напряжения между анодом и катодом
лампы. На контуре, то есть на ёмкости и индуктивности контура, амплитуда колебательного напряжения больше.
При изменении коэффициента обратной связи в схеме изменяется коэффициент
включения контура
L
M
р A 
LK kLK
и соответственно эквивалентное сопротивление контура относительно точек анод – катод
лампы:
Roe  p 2 Roe ПРИ р 1.
Оба эти параметра влияют на самовозбуждение АГ (19.15).
При записи соотношений (19.17), (19.18) учтено, что, по аналогии с ГВВ, переменные напряжения сетка-катод и анод-катод находятся в противофазе, что отражено на схемах рис.19.5 и рис.19.6 соответствующим направлением комплексных амплитуд напряжений. Именно это обстоятельство обусловливает положительную величину коэффициента
310
обратной связи, определяемой (19.17), (19.18). Это также означает, что, в зависимости от
схемы и конструкции, взаимное положение катушек LK, LC и присоединение их концов к
электродам лампы должно быть таким, чтобы обозначенные напряжения находились в
противофазе. В противном случае схема не самовозбудится, так как не будет выполнен
баланс фаз.
В схемах рис.19.5 и рис.19.6 используется последовательное питание анода. Возможно построение рассматриваемой схемы АГ с параллельным питанием анода, например, как показано на рис.19.7.
В отличие от схем рис.19.5 и
С
рис.19.6
в схеме рис.19.7 проще регуLБЛ
Р
+ЕА
лировать обратную связь, так как катушка контура не находится под поM
CБЛ
стоянным напряжением источника
анодного питания ЕА. Проще настраи*
U*МC LC
вать контур, так как ротор конденсатоLА
UMA
СK
ра СK может быть заземлён. Однако
при параллельном питании анода блокировочный дроссель LБЛ оказывает
влияние на частоту автоколебаний, так
RC, CC
как он входит в состав электрической
Рис.19.7
цепи, подключаемой к лампе, и являясь реактивным элементом, непосредственно влияет на резонансную частоту колебательной системы АГ: блокировочный дроссель подключается параллельно колебательному
контуру LK, CK. Аналогично, разделительный конденсатор СР также входит в состав колебательной системы АГ, равно как и СБЛ. Но если собственными реактивными сопротивлениями этих конденсаторов при определении резонансной частоты колебательной системы
АГ можно пренебречь, то монтажная ёмкость конденсатора СР подключается параллельно
контуру LK, CK и может оказать существенное влияние на частоту автоколебаний. Поэтому в схемах АГ предпочтение отдаётся схемам с последовательным питание анода, в которых требуется меньше дополнительных реактивных элементов, оказывающих влияние
на резонансную частоту колебательной системы соответственно и на рабочую частоту АГ.
Очевидно, возможна реализация схемы с включением параллельного колебательного
контура в цепь сетки и включением катушки связи в анодную цепь. В своё время подобные схемы использовались в гетеродинах радиоприёмных устройств с целью ослабления
влияния последующего каскада (нагрузки) на частоту автоколебаний, то есть, по существу, на резонансную частоту контура.
б) Схема с автотрансформаторной обратной связью
Схема АГ с автотрансформаторной обратной связью при включении лампы с общим
катодом представлена на рис.19.8. Электроды лампы присоединяются к индуктивной ветви контура. При этом точка К присоединения провода, идущего к катоду, должна обязательно находиться между точками А и С присоединения анода и сетки. Благодаря этому в схеме устаСР
IКОНТ
ΔLА
навливается необходимый сдвиг фаз между напряLБЛ
СC
*
А
LА
LС
U*MA
U*
МC
RC С
ΔLС К
CБЛ
+ЕА
Рис.19.8
СK
*
жениями сетка-катод U МС и анод-катод U MA , равный 180°, так как потенциалы на противоположных
концах катушки всегда имеют противоположные
знаки.
По сравнению со схемой с трансформаторной
обратной связью схема с автотрансформаторной обратной связью более проста: индуктивности LC и LA
представляют части одной катушки. Если не учиты311
вать сеточный ток, потери в катушке и взаимную индуктивность между частями катушки
LC и LA, то коэффициент обратной связи в схеме АГ с автотрансформаторной обратной
связью
*
jLC I КОНТ LC
k

 k,
(19.19)
jL A I КОНТ L A
где IКОНТ – контурный ток (ток через катушку контура).
Как и в схеме с трансформаторной обратной связью, коэффициент обратной связи в
схеме АГ с автотрансформаторной обратной связью (19.19) является положительной величиной. Необходимая противофазность напряжений на электродах лампы обеспечивается соответствующим расположением присоединений электродов к катушке контура. Величину коэффициента обратной связи в схеме можно изменять перемещением контактов в
точках А и С. При изменении положения точки А изменяется не только коэффициент обратной связи, но и сопротивление нагрузки лампы, так как при этом изменяется коэффициент включения контура, который в данной схеме
L
LA
1
,
p A 

LK L A  LC  L 1  k  L / L A
где L  L A  LC .
При положении точек А и С на противоположных концах катушки контура коэффициент включения контура
1
p
,
1 k
то есть в схеме АГ с автотрансформаторной обратной связью всегда имеет место неполное
включение контура.
Если сопротивление сеточного автосмещения RC достаточно велико (RC >> ωLC) и
не обладает большой паразитной ёмкостью, то оно может быть подключено непосредственно к сетке, то есть из схемы исключаются дроссель LБЛ и конденсатор CC в цепи автосмещения.
Схема с автотрансформаторной обратной связью находит широкое применение. При
настройке схемы необходимо помнить, что при перемещении контактов А и С по катушке
будет несколько изменяться частота автоколебаний, так как межэлектродные ёмкости
лампы подключаются к разным частям катушки контура.
Возможна реализация схемы АГ с автотрансформаторной обратной связью с параллельным питанием анода. Однако при этом будет сказываться влияние блокировочного
дросселя в цепи анода и разделительного конденсатора, как и в схеме с трансформаторной
обратной связью.
Регулировку частоты автоколебаний в АГ с автотрансформаторной обратной связью
осуществляют с помощью конденсатора переменной ёмкости СK.
Недостатком схемы с автотрансформаторной обратной
связью является склонность её к паразитному самовозбуждению
А
СK
на высоких частотах, так как с учётом межэлектродных ёмкоСАС
LA
стей лампы колебательная система АГ представляет два связанС
ных параллельных колебательных контура с внешней ёмкостной
САК
связью (рис.19.9). Частота автоколебаний, как будет показано в
LC
ССК
лекции 21, может существенно отличаться от резонансной чаК
стоты одиночного контура. Эквивалентная схема (рис.19.9) соРис.19.9
ответствует присоединению анода и сетки к концам катушки
контура. В общем случае последовательно с ёмкостью контура CK включаются части катушки L A и LC .
312
в) Схема с ёмкостной обратной связью
Схема АГ с ёмкостной обратной связью при включении лампы с общим катодом
представлена на рис.19.10. Электроды лампы присоединяются к ёмкостной ветви контура.
При этом точка присоединения катода к ёмкостной ветви контура должна находиться
между точками присоединения анода и сетки для обеспечения необходимого сдвига фаз
между напряжениями сетка-катод и анод-катод.
В отличие от схем АГ с трансформаторной и автотрансформаторной обратной связью схема с ёмкостной обратной связью может быть реализована только с параллельным
питанием анода. При последовательном питании анода в рассматриваемой схеме АГ надо
завести напряжение питания +ЕА через точку с нулевым высокочастотным потенциалом у
катушки контура LK. Но эту точку трудно отыскать и присоединиться к ней. Если напряжение питания анода завести через произвольную точку на катушке, то весь контур окажется разбит на две части. И даже если в схеме при этом возникнут автоколебания, то они
не будут совпадать с резонансной частотой контура. При подаче напряжения питания
анода через катушку LK потребуется подводить его через разделительный дроссель, который мало чем будет отличаться от блокировочного дросселя в параллельной схеме питания анода. В силу указанных обстоятельств схема одноконтурного АГ с ёмкостной обратной связью реализуется только с параллельным питанием анода.7
LБЛ
LБЛ
СР
СР
+ЕА
+ЕА
СБЛ
СР
*
UMA
СБЛ
IКОНТ
СР ΔС
А
САК
LБЛ
ССК
СС
LК
А
LБЛ
САК
LК
СС
С
*
UMC
RС
RС
ССК
ΔСС
Рис.19.11
Рис.19.10
Коэффициент обратной связи в схеме АГ с ёмкостной обратной связью без учёта потерь в конденсаторах контура и при отсутствии сеточного тока
*
*
k
U MC

I КОНТ
jCCK
I КОНТ
C
 AK  k .
jC AK CCK
(19.20)
U MA
В отношении регулировки коэффициента обратной связи, а также эквивалентного
сопротивления нагрузки лампы схемы АГ с ёмкостной обратной связью менее удобны,
чем схемы с трансформаторной и автотрансформаторной связью, так как применять для
регулировки k и Roe переменные конденсаторы нельзя, потому что при этом будет изменяться и частота автоколебаний. Для регулировки коэффициента обратной связи и эквивалентного сопротивления контура применяют набор последовательно соединённых конденсаторов (рис.19.11). Изменяя положение точек присоединения анода А и сетки С среди
конденсаторов контура, можно производить скачкообразно требуемое регулирование. Частота автоколебаний при этом практически мало будет изменяться за счёт подключения
*
7
Можно реализовать схему с последовательным питанием анода при заземлении сетки. При этом потребуется дроссель LБЛ в цепи катода.
313
межэлектродных ёмкостей к разным частям ветви контура. Изменение частоты в схемах
АГ с ёмкостной обратной связью обычно достигается регулировкой индуктивности LK.
В схеме АГ с ёмкостной обратной связью, как и в схеме с автотрансформаторной обратной связью, автоматически получается неполное включение контура. В общем случае,
если обратиться к схеме (рис.19.11), коэффициент включения контура
C
1
p K 
,
C AK 1  k  C AK C
где СK – ёмкость контура, образованная последовательным соединением ёмкостей САК,
ССК, ΔСА, ΔСС ; ΔС – ёмкость последовательного соединения ΔСА, ΔСС.
Очевидно, при положении точки А на конце ёмкостной ветви ΔСА = ∞, а при положении точки С на конце ёмкостной ветви ΔСС = ∞. Если обе точки располагаются на концах ветви контура, то получаем схему рис.19.10, у которой ΔС = ∞, а коэффициент включения контура соответственно
1
p
.
1 k
Из-за указанных выше недостатков схемы АГ с ёмкостной обратной связью имеют
меньшее распространение на практике, чем схемы с трансформаторной и автотрансформаторной обратной связью. Схема АГ с ёмкостной обратной связью оказывается удобной
на высоких частотах, когда межэлектродные ёмкости лампы составляют заметную часть
общей ёмкости контура. Причём, в случае, когда желательно уменьшить общую ёмкость
контура СK, чтобы увеличить его индуктивность LK и таким образом получить более удобные в конструктивном отношении параметры контура, применяют неполное включение
контура, подключая индуктивность LK через конденсатор ёмкостью С (рис.19.12).8 Очевидно, ёмкость С эквивалентна ёмкости ΔС в схеме (рис.19.11).
LБЛ
LБЛ
СР
С
+ЕА
+ЕА
СБЛ
С
СБЛ
СР
САК
RС
ССК
САК
САС
L
ССК
LК
RС
Рис.19.12
Рис.19.13
На рис.19.13 представлена схема АГ с ёмкостной обратной связью, у которого колебательная система образована индуктивностью L, ёмкостью С и межэлектродными ёмкостями САК, ССК, САС. В отличие от схемы АГ с автотрансформаторной обратной связью
учёт межэлектродных ёмкостей в АГ с ёмкостной обратной связью не изменяет структуру
колебательной системы, которая остаётся эквивалентной одиночному параллельному колебательному контуру.
Если сопротивление сеточного автосмещения RС существенно больше эквивалентного сопротивления колебательного контура относительно точек сетка-катод с учётом активного входного сопротивления этого участка схемы АГ, то блокировочная индуктивность LБЛ и ёмкость СС из схемы могут быть исключены, что и отражено в схемах
рис.19.12 и рис.19.13.
Во всех рассмотренных выше схемах одноконтурных ламповых АГ при пренебрежении потерями в элементах контура, что практически всегда допустимо, и пренебрежении
8
Подобная схема широко известна в литературе как схема Клаппа.
314
сеточным током, что также в подавляющем большинстве случаев допустимо в силу, как
правило, малой мощности АГ и поэтому работе лампы с малыми сеточными токами, коэффициент обратной связи (19.17) – (19.20) оказывается практически вещественной величиной, так что можно с большой точностью считать фазовый угол
 k  D ≈ 0.
Так как, если не учитывать пролётные явления, также можно считать фазовый угол
 S ≈ 0, то баланс фаз (19.14) выполняется при  oe ≈ 0, то есть частота автоколебаний незначительно будет отличаться от резонансной частоты контура.
Рассмотренные выше схемы ламповых АГ имеют заземлённый катод (здесь, в
первую очередь, мы имеем ввиду заземление по высокой частоте, хотя в представленных
схемах катод заземлён и по постоянному току). На практике находят применение также
схемы АГ с заземлённым по высокой частоте анодом и с заземлённой по высокой частоте
сеткой. При этом по постоянному току эти электроды (анод или сетка соответственно) не
обязательно должны быть заземлены.
Очевидно, принцип работы АГ и основные соотношения, описывающие процессы в
нём, не меняются от того, какой электрод лампы заземлён. От этого зависит только, ёмкости каких электродов на землю (экран, корпус) оказываются подключенными параллельно
тем или иным участкам контура. Например, при заземлённом катоде параллельно участку
контура анод-катод подключается ёмкость анода на землю (экран, корпус). В случае заземлённого анода параллельно тому же участку контура подключается ёмкость цепи катода на землю (экран, корпус). Целесообразно применять ту схему, у которой паразитные
ёмкости электродов на землю (экран, корпус) меньше, что облегчает конструирование АГ
с требуемыми параметрами и увеличивает стабильность частоты его автоколебаний.
Помимо сказанного выше, при определении электрода для заземления следует ещё
стремиться к тому, чтобы можно было соединить с землёю (экраном, корпусом) ротор
конденсатора переменной ёмкости и один из концов катушки индуктивности контура. При
заземлении элементов контура облегчается их монтаж, а также получаются меньше паразитные ёмкости монтажа. Кроме того, при выборе электрода для заземления необходимо
учитывать удобство охлаждения АЭ – генераторного прибора, что особенно важно в случае мощных ламповых АГ.
На рис.19.14 представлены возможные схемы АГ с заземлённым анодом соответственно с автотрансформаторной (рис.19.14,а) и с ёмкостной (рис.19.14,б) обратной связью. По постоянному току у схем заземлён катод.9
+ЕА
СБЛ
+ЕА
СБЛ С
Р
СР
ССK
LБЛ
LК
СAK
RC
CC
LС
LБЛ
CK
LБЛ
RК
LА
СК
а
RC
СС
б
Рис.19.14
9
Строго говоря, по постоянному току катод заземлён только в схеме (рис.19.14,а). В схеме (рис.19.14,б) катод изолирован от земли цепью катодного автосмещения и имеет относительно земли соответствующий
потенциал. Если цепь RK, CK убрать, то катод по постоянному току будет заземлён.
315
В схемах (рис.19.14) заземлён один конец катушки индуктивности контура, а в схеме
(рис.19.14,а) также заземлён ротор конденсатора переменной ёмкости.
В схеме (рис.19.14,б) применено комбинированное автосмещение: за счёт катодного
тока (цепь RK , CK) и сеточного тока (цепь RС , CС).
Любая из рассмотренных выше схем ламповых АГ (рис.19.5)–(рис.19.8), (рис.19.10) –
(рис.19.14) может быть реализована на многосеточной лампе: тетроде или пентоде. Схему
необходимо только дополнить цепью питания второй сетки, как это делается в ГВВ.
Помимо однотактных схем АГ могут
СК
быть
построены двухтактные схемы, котоСБЛ
LБЛ
рые удобны при работе на симметричную
LК
+ЕА
нагрузку, например, двухпроводный фидер.
На рис.19.15 представлена схема двухтактного АГ с автотрансформаторной обратной
связью.
СР
RС
СР
RС
Рис.19.15
Одноконтурные транзисторные автогенераторы
Транзисторные АГ обладают рядом особенностей, обусловленных физической природой процессов в транзисторе. Главная из этих особенностей – инерционные процессы,
причина которых – конечное время прохождения неосновных носителей через базу транзистора. Если в подавляющем большинстве случаев процессы в ламповых АГ можно анализировать с помощью статических ВАХ, то применительно к транзисторным АГ дело
обстоит иначе. Здесь диапазон частот, где справедлив анализ с помощью статических
ВАХ, составляет всего несколько процентов от диапазона рабочих частот транзистора.
Эти частоты условно называют низкими. На более высоких частотах проявляются инерционные свойства транзистора и анализировать процессы в нём приходится с помощью
эквивалентных схем, учитывающих эти свойства. Главное следствие инерционных
свойств состоит в том, что модуль крутизны коллекторного тока, входное и выходное сопротивления уменьшаются с ростом частоты по сравнению со значениями, рассчитанными по статическим ВАХ, а фаза крутизны коллекторного тока растёт, достигая –90° и более (до –120°…–140°). Например, если не учитывать влияние проходной ёмкости (ёмкости
перехода коллектор-база), то при включении транзистора по схеме с общим эмиттером
крутизна коллекторного тока определяется соотношением
*
S0
S
,
(19.21)
1 j f fS
где S0 – статическая крутизна коллекторного тока (определяется по статическим ВАХ);10
fS – круговая частота, при которой модуль статической крутизны коллекторного тока S
уменьшается в 2 раз по сравнению с S0. С определённой точностью можно считать
fS ≈ fβ, где fβ – частота, на которой модуль коэффициента передачи по току транзистора
при включении с общим эмиттером β уменьшается в 2 раз по сравнению со статическим
коэффициентом β0.11
При f >> fS
*
f
0
S   jS 0 S  Se  j 90 .
f
10
11
Ранее обозначалась символом S. Согласно приведенному соотношению при f → 0 S → S0.
К этому параметру мы обращались в лекции 14. В общем случае fS несколько превышает fβ.
316
Согласно (19.21) при f ≈ 0,017fS фаза крутизны коллекторного тока  S ≈ –1°.
Таким образом, если в ламповом АГ можно практически не считаться с фазой средней крутизны анодного тока, то в транзисторном АГ с повышением частоты необходимо
учитывать фазу средней крутизны коллекторного тока.
Следует отметить и такую важную особенность транзисторных АГ: для возникновения автоколебаний рабочая точка транзистора должна находиться в начальный момент в
активной области семейства статических ВАХ, а именно в начале прямолинейного участка статической характеристики iK = f(eБ), для чего на базу транзистора необходимо подать
постоянное напряжение смещения ЕБ0, открывающее эмиттерный переход (рис.19.16). По
мере установления колебаний рабочая точка (РТ) перемещается в
область установившегося режима работы АГ.
Напомним, что в случае ламповых АГ начальное автосмещение
iK
равно нулю при использовании сеточного автосмещения или небольшому отрицательному напряжению при использовании комбинированного автосмещения за счёт сеточного и катодного токов, которое несколько закрывает лампу, обеспечивая её безопасность на
начальном этапе самовозбуждения АГ (см.рис.19.4).
/
Е Б Е
На низких частотах, когда для анализа транзисторного АГ
Б0
можно использовать статические ВАХ, соотношения для самовоз0
еБ
буждения и установившегося режима транзисторного АГ мало чем
t
будут отличаться от соответствующих соотношений лампового АГ.
0
РТ
При этом коэффициент обратной связи в транзисторном АГ опредеРис.19.16
ляется как отношение комплексных амплитуд напряжений, действу*
*
ющих между базой и эмиттером U МБ и коллектором и эмиттером U MK :
*
*
k
U МБ
*
.
U MK
На высоких частотах, когда необходимо учитывать инерционные свойства транзистора, принимая подходящую схему замещения транзистора, для каждой конкретной схемы АГ можно получить соотношения для установившегося режима и условие самовозбуждения, исходя из общих выражений (19.1) – (19.5), (19.7), полученных на основании
единой эквивалентной схемы АГ.
Транзисторные АГ могут быть построены по тем же схемам, что и ламповые, то есть
с трансформаторной, автотрансформаторной и ёмкостной обратной связью. На «низких»
частотах коэффициент обратной связи транзисторного АГ определяется аналогичными
соотношениями как в ламповых АГ. При этом остаются в силе все те особенности схем,
что были отмечены выше при обсуждении ламповых АГ. В любой схеме транзисторного
АГ коэффициент
СР
включения конLK
тура p < 1.
С
Р
Как и ламМ
повые
АГ, транСK
LБ LK
L
БЛ
зисторные
АГ
RЭ
RЭ
CЭ
CЭ
могут быть поСБЛ
СБЛ
СБЛ
строены с заземлением по высоСБЛ
кой частоте люR1
R1
R2
R2
бого
электрода
транзистора.
Вы+ЕК
+ЕК
бор
электрода
а
б
для
заземления
Рис.19.17
317
определяется теми же соображениями, что и в ламповых схемах.
Возможные варианты схем транзисторных АГ показаны на рис.19.17 при включении
транзистора с общим эмиттером. Соответственно, схема (рис.19.17,а) – схема с трансформаторной обратной связью, схема (рис.19.17,б) – схема с автотрансформаторной обратной
связью, схема (рис.19.17,в) – схема с ёмкостной обратной связью.
Во всех схемах по высокой частоLБЛ
СР
те
заземлён
эмиттер. Напряжение сме+ЕА
СК
щения, задающее начальную рабочую
СБЛ
С
точку (момент t0), подаётся от источниР
R1
ка коллекторного напряжения через
LК
делитель из сопротивлений R1, R2. АвRЭ
томатическое
смещение в процессе раСБЛ LБЛ
R2
СЭ
боты АГ создаётся за счёт цепи эмиттерного смещения RЭ, СЭ и базового
смещения за счёт протекания постоянв
ной составляющей базового тока IБ0
через параллельное соединение сопроРис.19.17 (окончание)
тивлений R1, R2.
В
представленных
схемах
(рис.19.17) показано использование транзисторов n-p-n типа. Аналогично выполняются
схемы на транзисторах p-n-p типа. Отличие только в полярности источника коллекторного
питания относительно электродов транзистора. Как и в ГВВ, в транзисторных АГ наиболее широко применяются транзисторы n-p-n типа.
На рис.19.18 показаны схемы одноконтурных транзисторных АГ с автотрансформаторной и ёмкостной обратной связью с заземлённой базой. В схемах (рис.19.18,а, б) база
заземлена как по
СР
СР
высокой частоте, так и по поСK
стоянному току.
СР
С1 СР
LK
Начальное смеLK
LБЛ
LБЛ
С2
щение подаётся
от отдельного
СБЛ
СБЛ
LБЛ
LБЛ
источника -ЕБ.
В
схеме
СБЛ
СБЛ
(рис.19.18,в) баRЭ СБЛ
RЭ СБЛ
+ЕК
+ЕК
за по высокой
частоте заземлена, а по по-ЕБ
-ЕБ
а
б
стоянному току
изолирована от
Рис.19.18
земли за счёт
присоединения к резистору R2. Начальное смещение в схеме создаётся за счёт источника
коллекторного питания с помощью делителя из сопротивлений R1, R2. В схемах
(рис.19.18,а, б) применено параллельное питание коллектора, а в схеме (рис.19.18,в) – последовательное питание коллектора. Очевидно, в схемах АГ с автотрансформаторной обратной связью (рис.19.18,а) и с ёмкостной обратной связью (рис.19.18,б) может быть также реализовано последовательное питание коллектора как в схеме (рис.19.18,в). Как и в
ламповом варианте, для повышения стабильности частоты автоколебаний предпочтительна схема последовательного питания коллектора. Она требует также меньшего числа элементов. Однако при осуществлении последовательного питания коллектора в схемах
(рис.19.18,а, б), как и в схеме (рис.19.18,в), параллельно части контура будет подключаться блокировочный дроссель LБЛ в цепи эмиттера.
318
Очевидно, любая из рассмотренных схем транзисторных АГ может быть реализована
в двухтактном исполнении.
СK
LK
СР
С2
СКЭ
С1
LБЛ
СБЛ
LБЛ
СБЭ
СБЛ
LK
LБЛ
RЭ
СБЛ
R1
СБЛ
R2
RЭ
-ЕК
+ЕК
в
R2
R1
Рис.19.19
Рис.19.18 (окончание)
На рис.19.19 представлена схема транзисторного АГ, часто называемая схемой с
контуром между коллектором и базой, которая нашла широкое применение на высоких
частотах, когда необходимо учитывать фазу средней крутизны коллекторного тока. В этой
схеме, как будет показано в следующей лекции, может быть обеспечена автоматическая
компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока. Контур образован ёмкостями
С1, С2 и индуктивностью LК. Вместо ёмкости контура С2 может быть разделительная ёмкость. Между коллектором и эмиттером включена ёмкость обратной связи СКЭ. Иногда
между базой и эмиттером также включается ёмкость СБЭ для лучшей компенсации фазы
средней крутизны коллекторного тока. В представленной схеме заземлён коллектор как по
постоянному току, так и по высокой частоте. Очевидно, может быть другое исполнение
схемы. Начальное смещение задаётся от источника коллекторного питания с помощью
делителя из сопротивлений R1, R2. В установившемся режиме АГ смещение обеспечивается за счёт эмиттерного, базового токов и источника коллекторного питания, у которого в
представленной схеме с землёю (корпусом) соединён положительный полюс.
Во всех схемах транзисторных АГ сопротивление RЭ служит не только для создания
эмиттерного автосмещения. Оно обеспечивает также практически постоянство режима АГ
в широком диапазоне температур (эмиттерная термостабилизация режима).
Выбор АЭ и основы расчёта режима и схемы АГ
В АГ, в отличие от ГВВ, колебательная (полезная) мощность и мощность, затрачиваемая во входной цепи (мощность возбуждения), создаются самим АЭ. Следовательно, при
условии обеспечения одинаковой колебательной мощности АЭ для АГ должен выбираться на большую мощность, чем для ГВВ – усилителя мощности. Колебательная мощность,
которую должен обеспечивать АЭ АГ, должна определяться с учётом КПД контура (цепи
согласования), как и в случае ГВВ. С целью повышения стабильности частоты автоколебаний КПД контура АГ обычно выбирается существенно ниже, чем в случае ГВВ. Таким
путём ослабляется влияние полезной нагрузки на контур, соответственно и на частоту автоколебаний. Если от АГ не требуется большая мощность, то КПД контура обычно не
превышает (10…20)%. Таким образом, номинальная колебательная (выходная) мощность
АЭ для АГ должна выбираться из условия
Р
Р
Р~ НОМ  ~ Н  РВОЗБ  1,1 ~ Н .
К
К
Выбрав АЭ по мощности и частоте, производят расчёт его режима как ГВВ на соответствующую колебательную мощность в полезной нагрузке Р~Н (см. лекцию 7). В резуль319
тате расчёта находят амплитуду выходного колебательного напряжения UMA, MK и амплитуду напряжения возбуждения UMC, МБ, знание которых позволяет определить необходимую величину коэффициента обратной связи k. Зная k, для выбранной схемы АГ, используя соответствующее выражение, например, из приведенных выше (19.17) – (19.20), находят параметры элементов цепи обратной связи.
Обобщённая трёхточечная схема АГ. Ёмкостная и индуктивная трёхточки АГ
При использовании электронной лампы или транзистора в качестве генераторного
прибора – АЭ АГ его входная и выходная цепи имеют один общий полюс, поэтому в единой эквивалентной схеме АГ (рис.19.2) по одному из полюсов плеч 1 и 2 должны быть
непосредственно соединены между собою, как показано на рис.19.20.
Активный
четырёхполюсник
*
U1
*
U2
2
1
Пассивный
четырёхполюсник
*
U1
*
U2
Рис.19.20
При таком условии любая электрическая цепь, присоединяемая к генераторному
прибору и отображаемая пассивным четырёхполюсником на схемах (рис.19.2 и рис.19.20),
может быть представлена в виде Т- или П- образного соединения трёх комплексных сопротивлений (рис.19.21). Оба соединения являются равноправными и легко преобразуются друг в друга. Соединения известны также как соединение звездой и треугольником, со-
1
*
Z2T
*
Z1T
*
Z3T
1
2
а
*
Z1П
*
Z3П
2
*
Z2П
б
Рис.19.21
ответственно.
Эти три сопротивления подключаются к трём электродам лампы или транзистора.
Следовательно, любая схема АГ может быть представлена в виде эквивалентных схем
рис.19.22.
*
UMA
*
Z3П
*
I
*
UMC
*
Z1П
*
Z2П
*
UMK
*
Z2T
*
UMA
320
*
UMC
*
Z3T
*
I
*
UMБ
*
Z1П
*
Z2T
б
*
Z1T
*
Z3П
Рис.19.22 (окончание)
*
UMK
а
Рис.19.22
*
Z1T
*
UMБ
*
Z3T
*
Z2П
Наиболее широко используется эквивалентная схема рис.19.22,б, которая носит
название обобщённой трёхточечной схемы АГ.
В общем случае комплексные сопротивления, например, в терминах П-образной
схемы, можно представить в виде:
*
Z 1П  r1  jx1 ;
*
Z 2 П  r2  jx2 ;
(*)
*
Z 3 П  r3  jx3 .
Если не учитывать входной ток АЭ, то есть ток сетки и базы,12 то в схемах
(рис.19.22,б) комплексные амплитуды напряжений можно определить как
*
*
*
* *
*
U 1  U MC  U MБ  I Z 1П ;
*
*
*
*
*
U 2  U MA  U MK   I ( Z 1П  Z 3 П ),
(19.22)
*
где I – комплексная амплитуда тока через сопротивления левой ветви цепи, образованной
*
*
последовательным соединением сопротивлений Z 1П и Z 3 П .
Отношение этих напряжений определяет коэффициент обратной связи в АГ. Следовательно,
*
*
k
U MC
*
*
U МБ
U1
*
Z 1П
.
(19.23)
 *
 *  *
*
*
U MA U MK U 2
Z 1П  Z 3 П
Так как противофазность напряжений на входном и выходном электродах АЭ в схеме (рис.19.22,б) учтена в записи выражений (19.22), то, очевидно, применительно ко всем
рассмотренным схемам одноконтурных ламповых и транзисторных АГ выражение (19.23)
должно приводить к вещественному положительному значению коэффициента обратной
связи. Это может иметь место только при явно выраженном реактивном характере сопротивлений (*), когда можно считать:
*
*
*
Z 1П  jx1 ;
Z 2 П  jx2 ;
Z 3 П  jx3 ,
причём реактивные составляющие сопротивлений х1 и х3 должны быть разного знака (разного характера) и при этом должно быть | x3 | > | x1 |.
Таким образом, при принятых допущениях согласно обобщённой трёхточечной схеме АГ (рис.19.22,б)
*
x1
k k 
.
(19.24)
x1  x3
*
*
*
Для получения гармонических колебаний в АГ сопротивления Z 1П , Z 2 П , Z 3 П должны
формировать избирательную электрическую цепь и если не учитывать инерционные процессы в лампе или транзисторе, то частота автоколебаний АГ практически совпадает с резонансной частотой этой цепи. Следовательно, на частоте автоколебаний выполняется соотношение, определяющее условие резонанса электрической цепи из сопротивлений
*
*
*
Z 1П , Z 2 П , Z 3 П :
12
Такое допущение мы делали при рассмотрении всех практических схем АГ, поэтому приводимое ниже
сравнение полученных результатов правомочно.
321
х1 + х2 + х3 = 0,
(19.25)
из которого следует
х1 + х3 = – х2.
Соответственно, согласно (19.24) получаем
x
k 1.
x2
Так как должно быть k > 0, то из последнего соотношения следует, что реактивные сопротивления х1 и х2 должны быть одного знака (одного характера).
Таким образом, в обобщённой трёхточечной схеме АГ на частоте автоколебаний сопротивления х1, х2, х3 должны удовлетворять условию
х1 > 0; х2 > 0; х3 < 0
(19.26)
или условию
х1 < 0; х2 < 0; х3 > 0.
(19.27)
Причём на частоте автоколебаний всегда должно также выполняться условие (19.25).
Условие (19.26) называется условием индуктивной трёхточки и ему соответствует
обобщённая трёхточечная схема АГ рис.19.23,а. Условие (19.27) называется условием ёмкостной трёхточки и ему соответствует схема рис.19.23,б.
х3
х2
х1
х1
а
х3
х3
х3
х2
х2
х1
Рис.19.23
х2
х1
б
Следует отметить, что АГ по схеме ёмкостной трёхточки принципиально позволяют
получить большую стабильность частоты автоколебаний благодаря лучшей фильтрации
гармонических составляющих тока АЭ (параллельно АЭ присоединяется ёмкостный элемент, обеспечивающий сопротивление х2), а также благодаря возможности реализации колебательной системы АГ с большей стабильностью параметров элементов. Лучшая фильтрация гармонических составляющих выходного тока генераторного прибора (напряжения на электродах более приближаются к чисто гармоническим) уменьшает их влияние на
фазу средней крутизны и, следовательно, на частоту автоколебаний. В схеме два конденсатора и одна индуктивность, а конденсаторы по своим параметрам более стабильны и более добротны, нежели индуктивности. В схеме индуктивной трёхточки две индуктивности
и один конденсатор. Индуктивности по своим параметрам менее стабильны и менее добротны, чем конденсаторы. В схеме хуже фильтрация гармоник, так как обе ветви на высших гармониках имеют индуктивное сопротивление, возрастающее с повышением номера
гармоники.
Сопоставляя рассмотренные в лекции схемы одноконтурных АГ, нетрудно заметить,
что индуктивной трёхточке соответствуют схемы АГ с автотрансформаторной обратной
связью, а ёмкостной трёхточке соответствуют схемы АГ с ёмкостной обратной связью.
Схемы с трансформаторной обратной связью соответствуют индуктивной трёхточке, в
чём нетрудно убедиться, заменив трансформатор соответствующей схемой замещения и
выполнив соответствующие преобразования сопротивлений.
*
*
*
Сопротивления Z 1П , Z 2 П , Z 3 П (рис.19.22,б) образуют колебательную систему - контур АГ, эквивалентное сопротивление которого является нагрузкой АЭ. Определяется это
сопротивление соотношением
322
*
*
Z oe 
*
*
(Z 1П  Z 3 П ) Z 2 П
*
*
*

( jx1  jx3 ) jx2
.
j x   r
Z 1П  Z 2 П  Z 3 П
Так как на частоте автоколебаний  x  0 , а j ( x1  x3 )   jx2 , то13
*
Z oe 
x22
2
 p2
,
r
r
x2
|x |
 2 - коэффициент включения контура автогенератора; ρ - характериx1  x2 | x3 |
стическое сопротивление контура: ρ = | x1 + x2 | = | x3 |.
В трёхточечной схеме АГ (рис.19.23) всегда имеет место неполное включение контура, что отмечалось при рассмотрении схем с автотрансформаторной и с ёмкостной обратной связью.
где p 
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 19:
1. Поясните назначение АГ в радиоаппаратуре. Какие требования предъявляются к АГ и почему. Поясните.
2. Почему схема (рис.19.1,б) не может рассматриваться в качестве практической схемы АГ? Поясните. Какая из приведенных в лекции схем родственна ей?
3. Выпишите все выражения, определяющие баланс амплитуд в АГ, которые приводятся в лекции. Сравните
их. Дайте определения фазовых углов в (19.14).
4. Что будет характерным для установившегося режима АГ, если принять фактор генерации G > 3 и G < 2?
Поясните.
5. Сравните схемы рис.19.1,а и рис.19.5. Опишите их сходство и различие. Поясните.
6. В схеме АГ с трансформаторной обратной связью (рис.19.5) одна катушка намотана поверх другой в таком же направлении. Как следует присоединять концы катушек к электродам АЭ? На что это влияет? А
если катушки намотать в разных направлениях? Что от этого изменится? Какие способы реализации высокочастотных трансформаторов известны вам? Опишите их.
7. Представьте схему АГ с автотрансформаторной обратной связью с параллельным питанием анода.
Поясните назначение элементов в схеме.
8. Запишите выражение для определения смещения в установившемся режиме, например, для схемы АГ
рис.19.19. Поясните его.
9. В чём, по вашему мнению, сходство и в чём отличие транзисторных АГ по сравнению с ламповыми АГ?.
10. Почему считается, что в схеме ёмкостной трёхточки может быть обеспечена большая стабильность частоты автоколебаний, чем в схеме индуктивной трёхточки?
11. Считаете ли Вы приведенное в конце лекции выражение для эквивалентного сопротивления нагрузки
*
трёхточечной схемы
Z oe 
x22
2
 p2
всегда справедливым? Поясните. Как могут быть реализоr
r
ваны сопротивления х1, х2, х3?
12. Представьте возможные варианты схемы одноконтурного АГ с ёмкостной обратной связью при заземлении по высокой частоте сетки. Возможна ли при этом реализация последовательного питания анода? Если возможна, то опишите особенности схемы.
13
Сравните получаемое ниже выражение с приведенными в лекции 10 выражениями (10.6), (10.7), (10.11).
323
Лекция 20
Необходимость компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока в транзисторных АГ. Транзисторные АГ с компенсацией фазы средней крутизны коллекторного тока. Транзисторный АГ с параллельным колебательным контуром между
коллектором и базой.
В транзисторных АГ, как отмечалось в предыдущей лекции, на высоких частотах
нельзя не считаться с фазой средней крутизны коллекторного тока. Причины этому следующие.
В установившемся режиме любого АГ выполняется условие баланса фаз, которое в
общем имеет одинаковый вид для лампового и транзисторного АГ (19.14) и которое, если
пренебречь проницаемостью в транзисторе (параметр D = 0), применительно к транзисторному АГ можно записать в виде:
 S   oe   k  0,
(20.1)
где  S – фаза средней крутизны коллекторного тока;  oe – фаза нагрузки в коллекторной
цепи транзистора (фаза эквивалентного сопротивления электрической цепи, подключаемой между коллектором и эмиттером транзистора);  k – фаза коэффициента обратной связи АГ.
При реализации транзисторного АГ по любой из рассмотренных схем коэффициент
обратной связи АГ оказывается практически вещественной величиной. Следовательно фаза его  k = 0. Условие баланса фаз (20.1) в этом случае принимает вид:
 S   oe  0.
(20.2)
Так как на частоте, даже значительно ниже предельной рабочей частоты транзистора,1 фаза средней крутизны коллекторного тока становится уже заметной, то, согласно
условию (20.2), на частоте автоколебаний будет иметь место
 oe   S ,
то есть контур оказывается расстроенным относительно частоты автоколебаний.
Работать на расстроенный контур энергетически невыгодно.2 Колебательная мощность, отдаваемая транзистором, резко уменьшается:
1
P~  I K 1U MK cos  oe .
2
Так как  S приближается с повышением частоты до –90° и может даже превысить эту величину, то по мере приближения  oe к +90° колебательная мощность падает до нуля, а
если  S превысит –90°, то баланс фаз (20.2) в принципе не может быть выполнен, так как
предельное значение  oe для одиночного параллельного колебательного контура равно
+90°. Очевидно, амплитуда автоколебаний при больших значениях  S не может быть стабильной. Кроме резкого ухудшения энергетических показателей АГ с возрастанием  S
сильно ухудшается стабильность частоты автоколебаний, так как она становится существенно зависящей и от контура, и от крутизны коллекторного тока, которая не является
стабильным параметром и существенно зависит от режима. Всё это резко снижает диапазон рабочих частот транзистора в схемах АГ.
Чтобы избавиться от указанного недостатка, в транзисторных АГ применяют компенсацию фазы средней крутизны коллекторного тока фазой коэффициента обратной связи, то есть добиваются, чтобы выполнялось условие
 S   k  0.
(20.3)
Тогда для выполнения условия баланса фаз (20.1) потребуется  oe = 0.
1
2
Считается, что фазу средней крутизны коллекторного тока следует учитывать на частоте ω > 0,3 ωS.
См. лекцию 8.
324
Компенсацию фазы средней крутизны коллекторного тока можно осуществить в АГ
на основе ёмкостной или индуктивной трёхточки. Ёмкостная трёхточка для такой цели
представляется более удобной.
Чтобы выполнить условие (20.3), в трёхточечной схеме АГ базу транзистора присоединяют к контуру через фазокомпенсирующую реактивность хФ. Пока  S < –π/2, то есть
 S < –90°, в качестве такой реактивности должна быть ёмкость.
Обобщённая схема транзисторного АГ с фазокомпенсирующей реактивностью показана на рис.20.1.
IK1
IK1
IK1
хФ
х3
*
UМБ
х1
х2
*
UMK
*
ZВХ
хФ
х3
*
UМБ
х1
х2 U*MK
IK1
Рис.20.2
Рис.20.1
Для анализа схемы АГ (рис.20.1) воспользуемся электрической цепью рис.20.2, со*
стоящей из линейных элементов х1, х2, х3, хФ и входного сопротивления транзистора Z ВХ .
Если обозначить для первой гармоники коллекторного тока IК1 сопротивление всей цепи
*
(рис.20.2) как Z , то комплексная амплитуда выходного напряжения
*
*
U MK  I K 1 Z .
Для входного напряжения получаем
*
*
*
I K 1 Z x1 Z ВХ
U МБ  
*
*
.
x1 ( Z ВХ  jxФ )  x3[ Z ВХ  j ( x1  xФ )]
Соответственно коэффициент обратной связи
*
*
k
U МБ
*
U MK
*

x1 Z ВХ
*
*
.
(20.4)
x1 ( Z ВХ  jxФ )  x3[ Z ВХ  j ( x1  xФ )]
*
Если принять хФ = 0, а Z ВХ = ∞ , то (20.4) переходит в известное нам из предыдущей лекции выражение (19.24)
*
x1
k k 
.
(20.5)
x1  x3
Представляя входное сопротивление транзистора как параллельное соединение активного сопротивления RВХ и ёмкостного сопротивления входной ёмкости СВХ, получаем,
соответственно:
*
RВХ
Z ВХ 
;
1  jC ВХ RВХ
*
x1RВХ
k 
;
(20.6)
RВХ ( x1  x3 )  C ВХ RВХ ( x1 xФ  x3 xФ  x1 x3 )  j ( x1 xФ  x3 xФ  x1 x3 )
xФ ( x1  x3 )  x1 x3
tg k  
.
(20.7)
RВХ {x1  x3  C ВХ [ xФ ( x1  x3 )  x1 x3 ]}
Если принять xФ  1 / СФ , то
325
x1  x3  CФ x1 x3
.
(20.8)
RВХ [CФ ( x1  x3  C ВХ x1 x3 )  C ВХ ( x1  x3 )]
Очевидно, чем больше сопротивление фазокомпенсирующей реактивности, тем
меньше величина коэффициента обратной связи и тем сильнее влияние этой реактивности
на фазу коэффициента обратной связи. Для обеспечения необходимого уровня сигнала на
входе транзистора потребуется увеличивать коэффициент включения контура из сопротивлений х1, х2, х3 со стороны базы.
Зная параметры трёхточечной схемы АГ, используя приведенные выше соотношения
можно определить требуемую величину фазокомпенсирующей реактивности хФ.
Для большей наглядности идею компенсации фазы средней крутизны коллекторного
тока в транзисторном АГ далее мы рассмотрим с помощью векторных диаграмм.
На рис.20.3 представлены соответственно схема транзисторного АГ на основе ёмкостной трёхточки с добавлением фазокомпенсирующей ёмкости СФ и векторная диаграмма для неё, поясняющая идею компенсации фазы средней крутизны коллекторного
тока в рассматриваемой схеме.
tg k 
IC2
IK1
IL
ICФ СФ
*
UМБ
IK1
СВХ
RВХ
*
UМБ = -UM ВХ
IC2
L
S
С2 U*MK
*
UMK
IK1
С1
UM ВХ
* *
*
 j S
IK1 = UМБ SСР = UМБ Se
IC Ф
IL
UC1
Рис.20.3
При построении векторной диаграммы за опорный принят вектор выходного напря*
жения U MK . Через ёмкость С2, полагая её без потерь, протекает ток IC2, опережающий по
*
фазе напряжение U MK на 90°. Левая ветвь цепи носит индуктивный характер, соответ*
ственно ток через неё IL отстаёт по фазе от напряжения U MK . Ток индуктивной ветви IL
создаёт падение напряжения на цепи, образованной соединением С1, СФ, СВХ, RВХ, которое
обозначено UC1. Это напряжение в силу ёмкостного характера сопротивления цепи отстаёт
по фазе от тока IL. Ток IСФ через фазокомпенсирующую ёмкость СФ, соответственно и через входное сопротивление, опережает по фазе напряжение UC1. Создаваемое этим током
напряжение UМ ВХ на входном сопротивлении отстаёт по фазе от тока и, очевидно, нахо*
дится в противофазе с обозначенным на схеме напряжением U МБ . Последнее напряжение
обусловливает коллекторный ток, амплитуда первой гармоники которого
*
*
*
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S .
Согласно последнему выражению вектор первой гармоники коллекторного тока про*
порционален вектору напряжения U МБ и повёрнут относительно его на угол –  S . В итоге,
ток первой гармоники коллекторного тока оказывается в фазе с выходным напряжением
*
U MK , а это означает, что эквивалентная нагрузка, подключенная между коллектором и
эмиттером транзистора, имеет чисто активный характер.
Из векторной диаграммы наглядно видна связь положения вектора UМ ВХ, соответ*
ственно и вектора U МБ = – UМ ВХ, относительно векторов IL, UC1, IСФ. Если векторы IL, UC1,
326
*
IСФ повернуть в сторону вектора U MK , то фазовый угол  k возрастёт, что позволит компенсировать большее значение –  S . Очевидно, значения –  S , компенсация которых возможна в схеме, будут находиться в пределах –  S = 0…– 90°, не достигая крайнего значения – 90°. К такому же выводу можно прийти, рассматривая выражение (20.8) применительно к ёмкостной трёхточке. В схеме ёмкостной трёхточки x1 < 0; x3 > 0 и | x3 | > | x1 |,
поэтому числитель в (20.8) всегда будет иметь положительное значение. Знаменатель
(20.8) также имеет положительное значение, что особенно очевидно, если можно принять
СВХ = 0. Следовательно, фазовый угол коэффициента обратной связи в рассматриваемой
схеме транзисторного АГ на основе ёмкостной трёхточки с применением фазокомпенсирующей ёмкости не может выйти за пределы положительных углов от 0 до +90°, не достигая крайнего значения +90°.
Если фаза средней крутизны коллекторного тока выходит за пределы – 90°, то в ёмкостной трёхточечной схеме приходится делать отрицательный коэффициент обратной
связи (сопротивления х1 и х3 берутся индуктивного характера) и между базой и контуром
включать фазокомпенсирующую индуктивность LФ. АГ с отрицательным коэффициентом
обратной связи носит название обращённого АГ.
На рис.20.4 представлены схема обращённого АГ на основе ёмкостной трёхточки с
включением фазокомпенсирующей индуктивности LФ и векторная диаграмма, поясняющая компенсацию фазы средней крутизны коллекторного тока в рассматриваемой схеме.
IС
IK1
IL Ф
*
UМБ
IK1
*
UМБ = -UM ВХ
IL2
LФ
СВХ
RВХ
L2
S
IС
С
*
UMK
IK1
*
UMK
UL1
L1
*
*
*
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S
UM ВХ
IL2
IL Ф
Рис.20.4
При построении векторной диаграммы за опорный принят вектор выходного напря*
жения U MK . Через ёмкостную ветвь контура протекает ёмкостный ток IС, который опере*
жает по фазе напряжение U MK на 90° при пренебрежении потерями в ёмкости. Ток через
*
левую ветвь контура носит индуктивный характер и отстаёт по фазе от напряжения U MK .
Обозначен этот ток IL2. Так как в индуктивной ветви имеются потери (собственные потери
*
в катушках и во входной цепи RВХ), то ток IL2 отстаёт от напряжения U MK на угол меньше
90°. На сопротивлении соединения L1, LФ, СВХ, RВХ ток IL2 создаёт падение напряжения
UL1, которому соответствует ток ILФ через фазокомпенсирующую индуктивность LФ. Ток
ILФ отстаёт по фазе от напряжения UL1. На входном сопротивлении транзистора, образованном параллельным соединением RВХ, СВХ, ток ILФ создаёт напряжение UМ ВХ, которое
*
отстаёт по фазе от этого тока. Очевидно, обозначенное на схеме напряжение U МБ равно
по величине UМ ВХ, но находится в противофазе по отношению к последнему, что и отра*
жено на векторной диаграмме. Как видно из векторной диаграммы, напряжение U МБ опе*
режает напряжение U MK более, чем на 90°, что позволяет компенсировать фазу средней
крутизны коллекторного тока, превышающую – 90°. Так как
327
*
*
*
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S ,
то вектор первой гармоники коллекторного тока пропорционален по величине вектору
*
напряжения U МБ , но повёрнут относительно последнего в сторону вектора выходного
*
напряжения U MK . Очевидно, при соответствующем подборе параметров элементов контура трёхточки и фазокомпенсирующей индуктивности можно обеспечить совпадение по
фазе тока первой гармоники коллекторного тока и выходного напряжения на транзисторе,
что соответствует нагрузке последнего на чисто активное сопротивление.
Если принять хФ = ωLФ, то согласно (20.7)
LФ ( x1  x3 )  x1 x3
tg k  
.
RВХ {x1  x3  C ВХ [LФ ( x1  x3 )  x1 x3 ]}
Из последнего выражения для обращённого АГ по схеме (рис.20.4) следует, что
 k  90 0 ,
так как числитель и знаменатель выражения всегда положительны, соответственно
tg k  0 . Сказанное соответствует векторной диаграмме рис.20.4.
На рис.20.5 представлены соответственно схема транзисторного АГ на основе индуктивной трёхточки с добавлением фазокомпенсирующей ёмкости СФ и векторная диаграмма для неё, поясняющая идею компенсации фазы средней крутизны коллекторного
тока в схеме.
IC
IK1
IC
IC Ф СФ
*
UМБ
IK1
СВХ
RВХ
С
IL2
S
UL1
L2 U*MK
UM ВХ
IK1
ICФ
L1
*
*
*
*
UМБ = -UM ВХ
*
UMK
IL2
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S
Рис.20.5
При построении векторной диаграммы за опорный принят вектор выходного напря*
жения U MK . Через индуктивность L2 протекает ток IL2, который отстаёт по фазе от выход*
ного напряжения U MK . Из-за наличия потерь в ветви по причине неидеальности индуктивности, а также возможной связи её с полезной нагрузкой АГ, отставание по фазе тока
через индуктивность от напряжения на ней менее 90°. Ток через левую ветвь IC , носящую
*
ёмкостный характер сопротивления, опережает по фазе напряжение U MK . Из-за потерь в
ветви, обусловленных собственными потерями в индуктивности L1 и потерями во входной
*
цепи транзистора RВХ, ток IC опережает по фазе напряжение U MK на угол менее 90°. Этот
ток обусловливает напряжение на ветви, образованной соединением L1, СФ, СВХ, RВХ, которое обозначено UL1. При индуктивном характере результирующего сопротивления указанного соединения элементов L1, СФ, СВХ, RВХ напряжение UL1 опережает по фазе ток IC.
Ток IСФ через фазокомпенсирующую ёмкость СФ опережает по фазе напряжение UL1. Этот
ток протекает через входное сопротивление и, соответственно, обусловливает на входе
транзистора напряжение UМ ВХ, которое отстаёт по фазе относительно тока. Входному
*
напряжению UМ ВХ равно по величине напряжение U MБ , находящееся с ним в противофазе. Соответственно, комплексная амплитуда первой гармоники коллекторного тока
328
*
*
*
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S
и отображается на диаграмме вектором IК1, повёрнутым в сторону вектора выходного
*
напряжения U MK на угол средней крутизны –  S . При полной компенсации фазы средней
крутизны первая гармоника коллекторного тока оказывается в фазе с выходным напряжением. Соответственно, между коллектором и эмиттером ощущается чисто активное сопротивление.
Из векторной диаграммы (рис.20.5) наглядно видна связь положения вектора UМ ВХ,
*
соответственно и вектора напряжения U MБ , относительно векторов IC, UL1, IСФ. Из диаграммы просматривается, что в АГ на основе индуктивной трёхточки возможна компенсация фазы средней крутизны коллекторного тока в меньших пределах, чем при использовании ёмкостной трёхточки (сравните векторные диаграммы рис.20.3 и рис.20.5).
На рис.20.6 представлена схема обращённого АГ на основе индуктивной трёхточки с
включением фазокомпенсирующей индуктивности LФ и векторная диаграмма, поясняющая компенсацию фазы средней крутизны коллекторного тока в схеме.
IС
IK1
IL Ф
*
UМБ
IK1
IС
LФ
СВХ
RВХ
С
UС1
*
UМБ = -UM ВХ
IL
*
L UMK
IL Ф
S
IK1
С1
*
UMK
UM ВХ
*
*
*
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S
IL
Рис.20.6
При построении векторной диаграммы за опорный принят вектор выходного напря*
жения U MK . Через индуктивную ветвь контура протекает ток IL, отстающий по фазе от
выходного напряжения. Через ёмкостную ветвь протекает ток IС, опережающий по фазе
выходное напряжение. Из-за потерь в каждой ветви сдвиг по фазе между выходным
напряжением и током по величине меньше 90°. Ток в ёмкостной ветви IС обусловливает
напряжение на соединении элементов С1, LФ, СВХ, RВХ, которое при ёмкостном характере
результирующего сопротивления соединения указанных элементов отстаёт по фазе относительно тока IC. Обозначено это напряжение UC1. Этому напряжению соответствует ток
ILФ через фазокомпенсирующую индуктивность, который отстаёт по фазе от напряжения.
Ток ILФ создаёт падение напряжения на входном сопротивлении UМ ВХ, которое отстаёт по
*
фазе от тока. Напряжение U MБ равно по величине UМ ВХ, но находится в противофазе к
*
последнему. Как видно из векторной диаграммы, напряжение U MБ опережает по фазе вы*
ходное напряжение U MK более, чем на 90°, что позволяет компенсировать фазу средней
крутизны коллекторного тока, превышающую – 90°.
Применение фазокомпенсирующих элементов в АГ затрудняет конструктивную реализацию схем, поэтому подобные схемы редко применяют на частотах выше
(100…150) МГЦ. Чтобы облегчить конструктивную реализацию индуктивных элементов с
повышением частоты, индуктивный элемент цепи, в том числе и фазокомпенсирующую
индуктивность в обращённых схемах, выполняют в виде последовательного соединения
индуктивного и ёмкостного элементов, что повышает требуемое значение индуктивности
и этим делает возможной её реализацию. Таким путём удаётся построить АГ до 300 МГц.
Настройка такого АГ, естественно, усложняется.
329
На высоких частотах, пока фаза средней крутизны коллекторного тока  S < –90°, как
отмечалось в предыдущей лекции, широкое распространение получила схема транзисторного АГ с контуром между коллектором и базой (рис.19.19), эквивалентная ёмкостной
трёхточке. На рис.20.7,а эта схема повторена. Соответственно на рис.20.7,б приведены эквивалентное представление по высокой частоте указанной схемы и векторная диаграмма
для неё.
С2
СКЭ
С1
LБЛ
СБЭ
LБЛ
LK
I
IК1
IСКЭ
RЭ
*
UМБ = -UВХ
С
L
-φS
RВХ
СКЭ
*
UМК
СБЛ
IСКЭ
IК1
*
UМБ
IК1
UВХ
СБЭ
UВХ
+ЕК
R2
*
UМК
I
R1
б
а
Рис.20.7
За опорный на векторной диаграмме (рис.20.7,б) принят вектор выходного напряже*
ния U MK . Ток через ёмкость СКЭ, полагая её без потерь, опережает по фазе выходное
напряжение на 90°. Ток I через правую ветвь цепи, образованную входным сопротивлением RВХ, ёмкостью СБЭ, в состав которой входит ёмкость транзистора СВХ, параллельным
колебательным контуром из элементов С, L, эквивалентным колебательному контуру из
*
С1, С2, LK на схеме (рис.20.7,а), отстаёт по фазе от выходного напряжения U MK . Из-за потерь в ветви это отставание по фазе меньше 90°. Ток I обусловливает на входе транзистора
*
напряжение UВХ, которое по величине равно U МБ , но находится в противофазе к последнему. Соответственно, комплексная амплитуда первой гармоники коллекторного тока,
определяемая соотношением
*
*
*
I K 1  U МБ S СР  U МБ Se  j S ,
*
отображается вектором, повёрнутым относительно вектора U МБ в сторону вектора выход*
ного напряжения U MK . Регулируя связь с полезной нагрузкой, подключаемой к контуру
между коллектором и базой транзистора, изменяют потери в правой ветви цепи и таким
образом влияют на величину фазы коэффициента обратной связи  k . Очевидно, регулировкой связи контура с полезной нагрузкой можно добиться полной компенсации фазы
средней крутизны коллекторного тока. В итоге выходной ток (первая гармоника коллекторного тока) и выходное колебательное напряжение между коллектором и эмиттером
транзистора оказываются в фазе и транзистор работает на чисто активное сопротивление.
Исходя из эквивалентной схемы рассматриваемого АГ, можно получить выражение
для его коэффициента обратной связи. Примерное выражение, не учитывающее потери в
контуре, включенном между коллектором и базой, можно получить на основании (20.4),
приняв хФ = 0:
*
*
*
k
U МБ
*
U MK
330

x1 Z ВХ
*
*
x1 Z ВХ  x3 Z ВХ  jx1 x3
,
*
где следует считать х1 = – 1/ωСБЭ, Z ВХ  RВХ .
После подстановки последних соотношений получаем
*
RВХ
k
;
( C БЭ x3  1) RВХ  jx3
x3
tg k 
.
( C БЭ x3  1) RВХ
Обратим внимание, что в приведенных соотношениях х3 соответствует эквивалентному сопротивлению параллельного колебательного контура между коллектором и базой
и должно иметь индуктивный характер на частоте автоколебаний.
Чем больше ёмкость СБЭ, тем легче обеспечивается положительная фаза коэффициента обратной связи и, соответственно, компенсация фазы средней крутизны коллекторного тока. Поэтому в рассматриваемой схеме АГ для лучшей компенсации фазы средней
крутизны коллекторного тока часто параллельно входу транзистора, то есть параллельно
входной ёмкости транзистора СВХ, подключается дополнительная ёмкость СБЭ, что отмечалось в предыдущей лекции.
Таковы основные положения осуществления компенсации фазы средней крутизны
коллекторного тока в транзисторных АГ на высоких частотах. Очевидно, при большой величине коэффициента обратной связи возможно возбуждение автоколебаний в любой из
рассмотренных схем АГ и при неполной компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока. Следует также обратить внимание, что значение фазы средней крутизны коллекторного тока принципиально не может быть точно равно –90°. Оно может приближаться к этой величине с любой стороны, но никогда не будет равно этому значению. АГ
легче реализовать, когда значение φS заметно отличается от –90° в любую сторону, чем в
случае  S ≈ –90°.
Как уже отмечалось, из-за сложностей реализации АГ с использованием фазокомпенсирующего элемента такие АГ редко применяют на частотах выше (100…150) МГц.
Применяя реализацию индуктивных элементов (одного или нескольких) в виде последовательного соединения катушки индуктивности и конденсатора, достижимы частоты до
300 МГц. Чем выше частота, тем труднее реализовать индуктивность с использованием
сосредоточенных элементов.
В АГ с контуром между коллектором и базой индуктивность контура может быть реализована из отрезка микрополосковой линии. При этом достижимы частоты до
1…2 ГГц. Для удобства регулировки ёмкости СКЭ и СБЭ реализуются с применением подстроечных конденсаторов.3
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 20:
1. Представьте график зависимости фазового угла эквивалентного сопротивления параллельного колебательного контура от частоты. Поясните его. Как он связан с добротностью контура?
2. Чем обусловливается необходимость компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока?
Поясните. В чём заключается идея компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока и какие
способы её реализации вам известны?
3. Уясните векторные диаграммы рис.20.3 – рис.20.6 и рис.20.7,б. Какие изменения в диаграммах будут
иметь место при изменении параметров элементов электрической цепи АГ? Поясните.
4. В чём, по вашему мнению, сходство и в чём отличие в подходах к определению коэффициента обратной
связи АГ в предыдущей лекции и в настоящей? Поясните.
*
5. При RВХ = ∞ и хФ = 0 получите на основании (20.6) выражение для k . Является ли полученное выражение
подобным (20.5)? Если является, то покажите связь. Если не является, то поясните почему нет.
3
Конструктивные удобства такого АГ очевидны: в качестве индуктивности используется отрезок микрополосковой линии, коллектор заземлён, а между коллектором и эмиттером включается подстроечный конденсатор.
331
Лекция 21
Многоконтурные автогенераторы (АГ). Схемы, классификация и основные параметры двухконтурных АГ. Регулировка частоты и амплитуды колебаний в двухконтурных АГ.
Двухконтурные АГ. Классификация двухконтурных АГ
В общем случае сопротивления х1, х2, х3 обобщённой трёхточечной схемы АГ
(рис.19.23) могут быть образованы параллельными колебательными контурами, как это
показано на рис.21.1, где ω1, ω2, ω3 – круговые резонансные частоты соответствующих
контуров. Такая схема представляет трёхконтурный АГ.1
ω3
ω3
ω2
ω2
ω1
ω1
Рис.21.1
Очевидно, в представленной схеме трёхконтурного АГ частота автоколебаний не будет совпадать ни с одной из резонансных частот контуров, так как только на частотах, существенно отличающихся от резонансной частоты, колебательный контур имеет реактивную составляющую его сопротивления заметно превышающую активную составляющую.
Возможны схемы АГ с числом контуров больше трёх. На рис.21.2 представлена схема четырёхконтурного АГ, у которого четвёртым контуром
является контур внешней нагрузки (например, анМ
тенно-фидерной системы в случае мощного АГ СВЧ) с
ω3
собственной частотой настройки ωН. Контур внешней
ω2
нагрузки связан с контуром, включенным между анодом
ωН
и сеткой лампы. Эта схема также может быть приведена
к обобщённой трёхточечной схеме (рис.19.23), но при
ω1
этом следует иметь в виду, что сопротивление между
анодом и сеткой лампы представляет эквивалентное сопротивление двух связанных контуров с собственными
Рис.21.2
частотами ω3 и ωН. Связь между контурами может быть
любая (на схеме показана магнитная связь). Аналогично можно поступить, если внешняя
нагрузка связана не с анодно-сеточным, а с другим контуром, например, аноднокатодным. В общем случае при определении сопротивления сеточно-катодного контура,
имеющего собственную частоту ω1, следует учитывать потери в цепи сетки из-за наличия
сеточного тока.
Очевидно, чем больше контуров в АГ, тем сложнее и труднее его настраивать. Поэтому на практике находят применение трёхконтурные и двухконтурные схемы АГ, причём наиболее широко применяются двухконтурные АГ, особенно в диапазоне СВЧ и в
схемах с кварцевой стабилизацией частоты.
Если в схеме трёхконтурного АГ (рис.21.1) вместо одного из контуров будет включена ёмкость, то мы получаем три разновидности схем двухконтурных АГ, соответственно на лампе и транзисторе. Эти схемы показаны на рис.21.3.
1
К подобной схеме мы приходим, например, на СВЧ. Если у лампы все электроды соединить между собою
накоротко по высокой частоте и учесть межэлектродные ёмкости и индуктивности вводов электродов, получаем схему трёхконтурного АГ.
332
В зависимости от того, какой электрод является общим для обоих контуров, принята
следующая классификация схем двухконтурных АГ: схемы (рис.21.3,а) называются схемами двухконтурного АГ соответственно с общим катодом и с общим эмиттером; схемы
(рис.21.3,б) – соответственно схемы двухконтурных АГ с общей сеткой и с общей базой;
схемы (рис.21.3,в) – схемы двухконтурных АГ с общим анодом и с общим коллектором,
соответственно. Одиночные ёмкости С3, С2, С1 в соответствующих схемах двухконтурных
АГ (рис.21.3,а, б, в) называются ёмкостями связи. Часто общий для контуров электрод АЭ
(лампы или транзистора) заземляется. Однако последнее необязательно.
С3
С3
С1
С2 L2
L3 ω3
ω2
L1 ω
1
С1
L1
L1
а
ω1
ω1
L3 ω
3
С2 L2
ω2
С1
L3 ω
3
L2 ω
2
С2
С3
С3
С3
С2
С1
С3
L3 ω
3
L2
С2
С1
L1 ω
1
б
Рис.21.3
ω2
С2
С1
в
Как видим, колебательная система любого двухконтурного АГ по схеме рис.21.3
представляет систему двух параллельных колебательных контуров с внешней ёмкостной
связью. В таких системах, как известно, при превышении связи между контурами некоторого уровня существуют две частоты собственных колебаний, в окрестности которых система проявляет свойства, характерные для параллельного колебательного контура.2 Эти
частоты носят название частот связи, из которых большая называется верхней, а меньшая
– нижней. Как ниже увидим, в представленных на рис.21.3 схемах двухконтурных АГ автоколебания возможны только на одной частоте связи, на которой коэффициент обратной
связи оказывается положительным. Для второй частоты связи коэффициент обратной связи получается отрицательным и устойчивые автоколебания на ней невозможны.
Существует ещё одна разновидность двухконтурного АГ, получаемого из одноконтурного, у которого полезная нагрузка формирует второй контур, связанный с контуром
АГ. В итоге колебательная система АГ представляет два связанных контура и при превышении определённого уровня связи у такой системы, как уже отмечалось, существуют две резонансωК
LК LН
СР
ные частоты – верхняя и нижняя частоты связи, на
ωН
которых двухконтурная система проявляет свойLС
СН
ства параллельного колебательного контура. У таСК
кого двухконтурного АГ коэффициент обратной
r
Н
r ПОТ
связи оказывается положительным на обеих частотах связи и в зависимости от величины обратной
RС
связи и других параметров схемы автоколебания
СБЛ
+ЕА
могут установиться на любой частоте связи. Может
быть и так, что при одних и тех же параметрах
Рис.21.4
2
Существует ещё одна частота, находящаяся между упомянутыми частотами, в окрестности которой свойства системы ближе к свойствам последовательного колебательного контура.
333
схемы в зависимости от начальных условий (в теории таких АГ говорят: в зависимости от
«истории системы») образуются автоколебания то с одной, то с другой частотой. Это явление называется затягиванием частоты. На рис.21.4 представлена схема рассматриваемого двухконтурного АГ на основе одноконтурного АГ с трансформаторной обратной связью. Принципиально может быть одноконтурный АГ с автотрансформаторной или с ёмкостной обратной связью. АГ может быть выполнен как на лампе, так и на транзисторе.
Коэффициент обратной связи двухконтурного АГ
В двухконтурном АГ на основе одноконтурного, когда второй контур образован
внешней нагрузкой (пример схемы на рис.21.4), коэффициент обратной связи определяется как в соответствующем одноконтурном АГ (см. лекцию 19).
Ниже мы рассмотрим определение коэффициента обратной связи в двухконтурных
АГ по схемам рис.21.3.
Считая, что на частоте автоколебаний эквивалентные сопротивления контуров в
схемах рис.21.3 имеют выраженный реактивный характер, для определения коэффициента
обратной связи в таких АГ можно воспользоваться общим выражением, полученным при
рассмотрении обобщённой трёхточечной схемы АГ
*
x1
x
k k 
 1.
x1  x3 x2
Эквивалентные сопротивления контуров колебательных систем рассматриваемых
двухконтурных АГ с тем большим основанием можно считать имеющими выраженный
реактивный характер, чем сильнее частота автоколебаний отличается от резонансной частоты контура и чем выше добротность контура с учётом реакции внешней нагрузки и
входного сопротивления АЭ.
Реактивные сопротивления х1, х2, х3 в общем случае представляют эквивалентные
сопротивления параллельного соединения соответствующих ёмкостей и индуктивностей,
то есть
X L1 X C1
X L2 X C 2
X L3 X C 3
x1 
; x2 
; x3 
.
X L1  X C1
X L2  X C 2
X L3  X C 3
В этом случае
X X ( X L2  X C 2 )
x
k  1  L1 C1
x2 X L 2 X C 2 ( X L1  X C1 )
или
X (1  X C 2 X L 2 )
k  C1
.
X C 2 (1  X C1 X L1 )
Так как ХС1 = –1/ωС1; ХС2 = –1/ωС2; ХL1 = ωL1; ХL2 = ωL2, то
C (1  1  2 L2 C 2 )
k 2
.
C1 (1  1  2 L1C1 )
Если контуры образованы элементами с сосредоточенными параметрами, то
1 L1C1  12 ; 1 L2 C 2   22 ,
при этом
C ( 2   22 )
k 2 2
.
(21.1)
C1 (  12 )
Выражение (21.1) позволяет установить связь между частотой автоколебаний ω и
собственными частотами контуров ω1 и ω2. Например, для схемы двухконтурного АГ с
общей сеткой (ОС) или с общей базой (ОБ) (рис.21.3,б) L2 = ∞; ω2 = 0, при этом коэффициент обратной связи будет положительным при условии ω1 < ω. Для схемы двухконтурного АГ с общим анодом (ОА) или с общим коллектором (ОК) (рис.21.3,в) L1 = ∞; ω1 = 0 и
334
коэффициент обратной связи будет положительным при ω2 < ω. Для схемы двухконтурного АГ с общим катодом (ОК) или с общим эмиттером (ОЭ) (рис.21.3,а) выражение (21.1)
не даёт однозначного ответа при каком соотношении между ω, ω1 и ω2 коэффициент обратной связи будет положительным:


 1
 1
или при    .
или при
  ;
 2
 2
Однако ответить на этот вопрос можно, используя условия для индуктивной и ёмкостной трёхточек (19.26), (19.27).
Так как в схеме двухконтурного АГ с ОК (или с ОЭ) реактивное сопротивление между анодом-сеткой (коллектором-базой) х3 < 0, то, очевидно, в схеме должно выполняться
условие индуктивной трёхточки (19.26), то есть должно быть х1 > 0; x2 > 0, а это возможно
для рассматриваемой схемы, если частота автоколебаний удовлетворяет условию

 1
  ,
 2
так как только на частоте ниже собственной частоты параллельный колебательный контур
обладает индуктивным сопротивлением.
К полученному выводу можно прийти также, если определить коэффициент обратной связи в схеме двухконтурного АГ с ОК (или ОЭ) на основании выражения
x1
k 
.
x1  x3
Так как
X L1 X C1
X C1
 1 C1
1
x1 
x3  


;
,
2
X L1  X C1 1  X C1 X L1 1  1  L1C1
C 3
то
1
1

k 
.
C
C1  12 
1  1 1  1  2 L1C1 
1
1

C3 
C3   2 


Из последнего выражения следует, что коэффициент обратной связи в рассматриваемом АГ будет положительным, если
C
12
 1 3 ,
2

C1
то есть если

1
1  C3 C1
 1 .
После чего следует, что также должно выполняться ω < ω2.
Таким образом, в двухконтурном АГ с ОК (или с ОЭ) частота автоколебаний меньше
собственных (резонансных) частот обоих контуров колебательной системы АГ.
Частота автоколебаний в двухконтурном АГ
В любом двухконтурном АГ колебательная система представляет два связанных
контура. На частоте автоколебаний система двух связанных контуров должна проявлять
относительно выходных электродов АЭ-генераторного прибора: лампы или транзистора
свойства параллельного колебательного контура, то есть между анодом-катодом лампы,
коллектором-эмиттером транзистора должно быть отличное от нулевого сопротивление,
335
являющееся нагрузкой АЭ. Если система проявляет свойства последовательного колебательного контура, то эквивалентное сопротивление нагрузки АЭ близко к нулевому, что
неприемлемо для лампы или транзистора, требующих вполне определённого сопротивления нагрузки, например, для обеспечения критического режима работы АЭ, считаемого
как оптимальный режим.
В двухконтурных АГ (рис.21.3) связь между контурами внешнеёмкостная. В схеме
двухконтурного АГ (рис.21.4) связь между контурами трансформаторная (магнитная).
Принципиально в подобном АГ, отвлекаясь от удобства её реализации, связь между контурами может быть любая: автотрансформаторная (внутри- и внешнеиндуктивная), ёмкостная (внутри- и внешнеёмкостная). Следует отметить, что, несмотря на некоторые общие черты, обусловленные наличием связи между контурами независимо от способа её
осуществления, есть и некоторые отличия, обусловливаемые именно типом и видом связи,
которые имеют принципиальное значение для правильного понимания работы двухконтурных АГ.
Отметим общие свойства системы двух связанных контуров. Связь между контурами
характеризуется коэффициентом связи контуров kСВ, который определяется соответствующим выражением в зависимости от вида и типа связи. Напомним соотношения для
определения коэффициента связи контуров для интересующих нас случаев двухконтурных АГ.
Пусть имеются два параллельных колебательных контура, составленных соответственно из элементов L1, C1 и L2, C2. При трансформаторной связи между катушками контуров обеспечивается магнитная индукция связи МСВ. Соответственно коэффициент связи
контуров
М СВ
k СВ 
.
L1 L2
При внешнеёмкостной связи, осуществляемой через ёмкость С3, коэффициент связи контуров
С3
k СВ 
.
(С1  С3 )(С 2  С3 )
В общем случае каждый из контуров имеет свою добротность (без учёта связи, то
есть влияния одного контура на другой) Q01 и Q02, соответственно. В теории связанных
контуров используется понятие критического коэффициента связи контуров3
k СВ 
d12  d 22
,
2
где d1 = 1/Q01; d2 = 1/Q02 – затухание соответствующего контура.
В АГ добротности контуров стараются реализовать как можно выше, чтобы иметь
более высокую стабильность частоты автоколебаний. Причём, довольно часто затуханием
одного контура по сравнению с затуханием другого контура можно пренебречь.
При слабой связи между контурами, когда имеющий место коэффициент связи контуров
k СВ 
3
d12  d 22
,
2
В отдельных работах определяемый ниже коэффициент связи контуров носит название переходного, тогда
как в других работах под переходным понимают коэффициент связи контуров, величина которого
kСВ  d1d 2 .
336
двухконтурная колебательная система проявляет свойства одиночного контура, резонансная частота которого незначительно отличается от собственной частоты контура, со стороны которого рассматривается система связанных контуров.
При сильной связи между контурами, когда
k СВ 
d12  d 22
,
2
колебательная система проявляет свойства, существенно отличающие её от одиночного
контура (если рассматривать АЧХ любого контура, то она имеет вид характерной двугорбой кривой). Именно при сильной связи у системы появляются две резонансные частоты:
верхняя и нижняя частоты связи, с которыми, как уже упоминалось, связывается частота
автоколебаний в двухконтурном АГ.
Рассмотрим систему двух связанных контуров с трансМСВ
форматорной связью (рис.21.5). Потерями в контурах пренебрегаем, что автоматически приводит к тому, что любой коэффициент связи между контурами превышает критическое
С2
С1
L1
L2
значение и частоты связи существуют. Это также означает,
что результирующее эквивалентное сопротивление со стороны любого контура имеет реактивный характер (нет потерь), а
Рис.21.5
величина его может находиться в пределах от нуля до бесконечности. Результирующее сопротивление со стороны, например, первого контура L1, C1 в
последовательном представлении определяется выражением:4
2
 2 M СВ
1

.
(*)
L1 
C1 L2  1 / C 2
Последнее слагаемое обусловлено связью между контурами и определяет так называемое
вносимое сопротивление (в данном выражении из второго контура в первый). Очевидно,
на собственной частоте второго контура  2  1 / L2C 2 из второго контура в первый вносится бесконечной величины сопротивление и первый контур как бы разрывается. Бесконечное сопротивление не свойственно последовательному колебательному контуру, а
свойственно параллельному (при исключении потерь). Последовательному контуру свойственно нулевое сопротивление (при исключении потерь) на резонансной частоте. Поэтому, приравнивая (*) нулю и обозначая 1 / L1С1  1 ; М СВ / L1 L2  k СВ , получаем для частот связи
Н,В 
2
12   22  (12   22 ) 2  412 22 (1  k СВ
)
2
2(1  k СВ
)
,
(21.2)
где ωН и ωВ – соответственно нижняя и верхняя частота связи.
Графически зависимости ωН и ωВ для двух значений kСВ представлены на рис.21.6
(kСВ2 > kСВ1). Как следует из приведенных графиков, нижняя частота связи ωН всегда
меньше собственных частот контуров ω1 и ω2, а верхняя частота связи ωВ всегда больше
этих частот, причём, чем сильнее связь, тем заметнее частоты связи отличаются от собственных частот контуров.
В случае, когда собственные частоты контуров очень сильно отличаются друг от
друга, нижняя частота связи ωН почти совпадает с меньшей из собственных частот контуров, а верхняя частота связи приближается к большей из собственных частот контуров. Но
ни одна из частот связи не совпадает с какой-либо из собственных частот контуров.
4
Можно рассматривать результирующее параллельное сопротивление со стороны, например, первого контура.
337
Зависимости (рис.21.6) позволяют наглядно проследить поведение двухконтурного
АГ, у которого второй контур образован внешней нагрузкой (рис.21.4), и пояснить явление затягивания частоты в нём.
Пусть АЭ подключается со
стороны первого контура. Тогда
второй контур соответствует контуωН, ωВ
ру внешней нагрузки. Отметим, что
1
ωВ
влияние контура нагрузки сказыва2
1  k СВ
ется не только на частоте автоколеkСВ 1 kСВ 2
баний, но и на самовозбуждении
ω1
АГ. Очевидно, чем сильнее реакция
контура нагрузки, тем большее сопротивление вносится в первый
ωН
контур и в итоге уменьшается эквивалентное сопротивление системы,
являющееся
нагрузкой АЭ (лампы в
0
ω1
ω2
схеме рис.21.4). В частности, при
Рис.21.6
пренебрежении потерями на собственной частоте второго контура (контура нагрузки) в первый контур вносится, как отмечалось, бесконечное сопротивление и индуктивная ветвь первого контура отрывается от
ёмкостной ветви. В итоге в параллельном эквиваленте со стороны первого контура будет
иметь место чисто ёмкостное сопротивление нагрузки, определяемое ёмкостью С1 на частоте ω2. Естественно, ни о каком самовозбуждении АГ на этой частоте не может идти
речь. В общем случае при учёте потерь, в частности полезной нагрузки, уменьшение эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ (лампы в схеме рис.21.4) может привести к тому,
что при установленном в схеме коэффициенте обратной связи (см. лекцию 19)
M
k
,
L1
где М – коэффициент взаимной индукции между катушкой контура в анодной цепи L1 и
катушкой LС в сеточной цепи лампы,
не будет выполняться условие самовозбуждения рассматриваемого АГ (19.15):
SRoe (k  D)  1.
(21.3)
Теперь проследим поведение рассматриваемого АГ при изменении собственной частоты второго контура (контура нагрузки) от малого значения в сторону возрастания.
При ω2 << ω1 нижняя частота связи ωН практически совпадает с собственной частотой контура нагрузки ω2 и, следовательно, из этого контура в анодный контур вносится
большое сопротивление и АГ не может самовозбудиться на этой частоте, так как не выполняется условие самовозбуждения (21.3). Напротив, на верхней частоте связи реакция
контура нагрузки на анодный контур намного слабее, так как частоты ω2 и ωВ существенно различаются и условие самовозбуждения (21.3) выполняется. По мере увеличения частоты настройки контура нагрузки увеличивается нижняя частота связи ωН, верхняя частота связи также изменяется, причём, в начале медленно, а затем более заметно. При некоторой настройке контура нагрузки может оказаться, что реакция его на анодный контур
одинакова на обеих частотах связи и условие самовозбуждения АГ (21.3) выполняется на
обеих этих частотах. Однако в АГ будут продолжать существовать автоколебания верхней
частоты связи, так как они существовали с самого начала, хотя частота их несколько изменялась при перестройке контура нагрузки. По мере дальнейшего повышения собственной частоты контура нагрузки, когда она превысит собственную частоту анодного контура ω1, верхняя частота связи начнёт в основном определяться собственной частотой контура нагрузки ω2, а нижняя частота связи ωН практически будет близка к собственной частоте анодного контура ω1. В этом случае реакция контура нагрузки на верхней частоте
связи заметно возрастает, эквивалентное сопротивление колебательной системы суще338
ственно падает, условие самовозбуждения АГ (21.3) перестаёт выполняться и автоколебания на верхней частоте связи срываются (перестают существовать). Но при этой настройке контура нагрузки уменьшилась реакция его на анодный контур на нижней частоте связи, которая, как отмечалось, приближается к собственной частоте анодного контура ω1, и
на ней выполняется условие самовозбуждения (21.3). Соответственно, автоколебания, сорвавшись на верхней частоте связи, автоматически устанавливаются на нижней частоте
связи ωН и продолжают существовать на ней при дальнейшей перестройке контура
нагрузки в том же направлении, то есть в сторону повышения его собственной частоты.
Если начать изменять собственную частоту контура внешней нагрузки ω2 в обратную сторону, то есть в сторону понижения, то в схеме будут существовать устойчивые автоколебания на нижней частоте связи ωН, которые не срываются при достижении той же частоты
настройки контура нагрузки ω2, при которой они возникли после срыва автоколебаний на
верхней частоте связи. При дальнейшем понижении частоты контура нагрузки, когда значение нижней частоты связи начинает приближаться к частоте настройки этого контура,
реакция контура нагрузки на анодный контур существенно возрастает и автоколебания на
нижней частоте связи ωН срываются. Но, так как на этом этапе уже выполняется условие
самовозбуждения (21.3) на верхней частоте связи, то автоколебания автоматически
скачком устанавливаются на этой частоте и продолжают существовать на ней при дальωН, ωВ
ωН, ωВ
1
1
ωВ
2
1  k СВ
ωВ
2
1  k СВ
ω1
ω1
ωН
ωН
0
ω1
а
ω2
0
ω 2/
ω1 ω 2//
ω2
б
Рис.21.7
нейшем понижении частоты контура внешней нагрузки ω2. Рассмотренный характер изменения частоты автоколебаний при перестройке контура нагрузки представлен на
рис.21.7,а. Зависимость изменения частоты автоколебаний образует своего рода петлю,
носящую название петли затягивания частоты.5 Для сравнения на рис.21.7,б представлена
зависимость изменения частоты автоколебаний рассматриваемого АГ, когда установленного в схеме коэффициента обратной связи k оказывается недостаточно для выполнения
условия самовозбуждения АГ (21.3) на некотором интервале частоты настройки контура
нагрузки ω2 вблизи частоты анодного контура ω1, когда реакция контура нагрузки на
5
Очевидно, если рабочие колебания АГ будут установлены вблизи точки перескока частоты, то такой режим может оказаться недопустимо неустойчивым по частоте, так как верхняя и нижняя частоты связи существенно отличаются друг от друга. При «случайном» изменении частоты ω2 в определённую сторону произойдёт перескок частоты автоколебаний с верхней частоты связи на нижнюю или наоборот. Для устранения явления затягивания частоты в схеме двухконтурного АГ когда второй контур образован внешней
нагрузкой надо уменьшать коэффициент связи контуров до величины меньше критического значения. В
рассматриваемой схеме АГ с трансформаторной обратной связью явление затягивания частоты можно
устранить, включив контур нагрузки между катушкой анодного контура и катушкой обратной связи в сеточной цепи LС. В этом случае используется то обстоятельство, что на одной из частот связи токи в контурах
находятся в фазе, а на другой – в противофазе. Следовательно, коэффициент обратной связи при определённом подключении сеточной катушки будет положительным только на одной частоте: либо на верхней, либо
на нижней.
339
анодный контур оказывается одинаково сильной и на верхней, и на нижней частоте связи,
так что условие самовозбуждения не выполняется ни на одной из частот связи (частоты
связи, соответствующие интервалу ω2 = ω/2…ω//2 на рис.21.7,б).
В завершение рассмотрим поведение данного АГ при слабой связи между контурами, когда при учёте потерь в элементах контуров и сопротивления полезной нагрузки
имеющийся коэффициент связи контуров kСВ меньше критического, так что реакция контура внешней нагрузки на анодный контур АГ слаба. В этом случае частота автоколебаний будет определяться резонансной частотой анодного контура с учётом влияния контура внешней нагрузки и, в целом, будет незначительно отличаться от собственной частоты
анодного контура. При частоте контура внешней нагрузки ω2 много меньшей собственной
частоты анодного контура ω1, на частоте автоколебаний, близкой к ω1, последовательное
сопротивление контура нагрузки носит индуктивный характер, соответственно в анодный
контур последовательно с индуктивностью контура L1 вносится из контура нагрузки ёмкостное сопротивление. Результирующее ёмкостное сопротивление анодного контура возрастает, что указывает на уменьшение результирующей ёмкости анодного контура. Соответственно, при неизменной индуктивности анодного контура L1 резонансная частота
анодного контура с учётом реакции контура внешней нагрузки возрастает и она определяет частоту автоколебаний. По мере приближения частоты настройки контура внешней
нагрузки ω2 к собственной частоте анодного контура ω1 вносимое реактивное сопротивление в индуктивную ветвь возрастает, но сохраняет ёмкостный характер. Соответственно
резонансная частота анодного контура с учётом реакции контура внешней нагрузки продолжает возрастать относительно собственной частоты анодного контура ω1. Также возрастает частота автоколебаний ω. Когда частота настройки контура внешней нагрузки
совпадёт с собственной частотой анодного контура ω1, то из контура внешней нагрузки в
анодный контур реактивное сопротивление не вносится. Следовательно, реактивные сопротивления ветвей анодного контура определяются только его элементами L1 и С1. Резонансная частота системы, соответственно и частота автоколебаний, совпадают с собственной частотой анодного контура.6 Как только частота настройки контура внешней нагрузки
ω2 превысит собственную частоту анодного контура ω1, характер вносимого сопротивления из контура нагрузки в индуктивную ветвь анодного контура изменится: вместо ёмкостного станет индуктивным. Соответственно возрастание сопротивления индуктивной
ветви анодного контура тождественно возрастанию индуктивности по сравнению с L1.
При имеющейся ёмкости анодного контура С1 возрастание индуктивности ветви этого
контура приводит к понижению резонансной частоты относительно собственной частоты анодноω
го контура ω1. При дальнейшем повышении частоkСВ2 > kСВ1
ты настройки контура внешней нагрузки вносимое
kСВ1
из него реактивное сопротивление сохраняет инω1
дуктивный характер, но уменьшается по величине.
L1
С1
Соответственно эквивалентное сопротивление инL1 LВН
СВН
дуктивной ветви контура приближается к сопроC1
тивлению собственной индуктивности анодного
ω1
ω2
контура L1, а резонансная частота анодного контуРис.21.8
ра с учётом реакции контура нагрузки, соответственно и частота автоколебаний, приближается к
собственной частоте анодного контура. Описанное поведение изменения частоты автоколебаний рассматриваемого АГ представлено на рис.21.8. Чем слабее связь между конту6
Не совсем строго. В общем случае надо учитывать влияние на резонансную частоту параллельного колебательного контура вносимого активного сопротивления, которое также изменяется при перестройке. Если в
ГВВ влияние активных сопротивлений в ветвях контура на резонансную частоту обычно не учитывается
(см. лекцию 10), то в АГ, особенно в высокостабильных, это следует учитывать. Однако для рассматриваемого вопроса это неактуально и с влиянием потерь на частоту автоколебаний можно не считаться.
340
рами, тем слабее реакция контура внешней нагрузки и тем меньше пределы отклонения
частоты автоколебаний от собственной частоты контура в анодной цепи.
Рассмотрим изменение частоты автоколебаний в двухконтурных АГ по схемам
рис.21.3.
Колебательная система таких АГ представляет два параллельных колебательных
контура с внешнеёмкостной связью. Относительно выходных электродов АЭ (анод-катод
у лампы, коллектор-эмиттер у транзистора) такая система должна в отношении эквивалентного сопротивления нагрузки проявлять свойства параллельного колебательного контура. Следовательно, если не учитывать потери, то эквивалентное сопротивление двухконтурной системы относительно выходных электродов должно быть бесконечным на резонансной частоте, а эквивалентная проводимость, соответственно, должна быть равна
нулю.
Рассмотрим систему двух параллельных колебательных контуров с внешнеёмкостной связью, представленную на рис.21.9.
В двухконтурных АГ с ОК (ОЭ) (рис.21.3,а), с ОА (ОК)
С3
(рис.21.3,в) между анодом-катодом лампы (коллектором-эмиттером
транзистора) непосредственно присоединяется один из контуров сиС1
С2
стемы. В двухконтурном АГ с ОС (ОБ) (рис.21.3,б) между этими элекL2
L1
тродами присоединяется ёмкость связи. Следовательно, для определения резонансных частот двухконтурных систем в схемах с ОК (ОЭ), с
Рис.21.9
ОА (ОК) следует записать выражение для эквивалентной проводимости относительно точек одного из параллельных контуров системы (рис.21.9). Для определения резонансных частот системы в схеме АГ с ОС (ОБ) следует записать выражение
для эквивалентной проводимости относительно точек ёмкости связи С3 (рис.21.9).
Для эквивалентной проводимости относительно точек контура из L1,С1 справедливо
выражение:
1 C1  1 C3  ( L2 / C 2 ) (L2  1 C 2 )
1
Y j
j
.
(21.4)
L1
(1 C1 )[1 C3  ( L2 / C 2 ) (L2  1 C 2 )]
Приравнивая (21.4) нулю и вводя в рассмотрение парциальные частоты
1
1
I 
;
 II 
,
(21.5)
L1 (C1  C3 )
L2 (C 2 C3 )
соответствующие резонансным частотам параллельных контуров, выделяемых из системы
при поочерёдном закорачивании одной из индуктивностей, а также учитывая выражение
для коэффициента связи контуров
C3
k СВ 
,
(21.6)
(C1  C3 )(C 2  C3 )
получаем для резонансных частот – частот связи аналогичное (21.2) выражение, имеющее
вид:
Н,В 
2
 I2   II2  ( I2   II2 ) 2  4 I2 II2 (1  k СВ
)
2
2(1  k СВ
)
.
(21.7)
Для эквивалентной проводимости двухконтурной системы рис.21.9 относительно точек ёмкости С3 можно записать следующее выражение:
(L1  1 / C1 )(L2  1 / C 2 )
Y  jC3  j
.
(21.8)
( L1 / C1 )(L2  1 / C 2 )  ( L2 / C 2 )(L1  1 / C1 )
341
Вводя в рассмотрение парциальные частоты (21.5) и учитывая коэффициент связи
контуров в системе (21.6), из равенства (21.8) нулю получаем для резонансных частот –
частот связи выражение (21.7).7
Таким образом в рассматриваемых схемах двухконтурных АГ (рис.21.3) резонансные
частоты колебательной системы независимо от схемы АГ, то есть от схемы подключения
контуров к электродам АЭ (лампы или транзистора), определяются одинаковым выражением (21.7), которое идентично рассмотренному ранее выражению (21.2) для частот связи
системы двух колебательных контуров с трансформаторной связью. Следовательно, если
поставить в соответствие частоты 1   I ;  2   II , то для рассмотрения вопроса о частоте автоколебаний в схемах АГ рис.21.3 можно воспользоваться графическими зависимостями рис.21.6. Следует отметить, что в АГ по схемам (рис.21.3) ёмкость связи контуров влияет также на величину коэффициента обратной связи АГ, что явно видно в схемах
АГ: с ОС (ОБ) - ёмкость связи С2 (рис.21.3,б), с ОА (ОК) - ёмкость связи С1 (рис.21.3,в),
эквивалентных ёмкостной трёхточке. В схеме АГ с ОК (ОЭ), эквивалентной индуктивной
трёхточке, влияние ёмкости связи С3 (рис.21.3,а) на коэффициент обратной связи так явно
не просматривается, как в других схемах, эквивалентных ёмкостной трёхточке, в которых
ёмкость связи контуров является одновременно и ёмкостью обратной связи. Тем не менее,
в любом двухконтурном АГ по схеме (рис.21.3) при обеспечении необходимого коэффициента обратной связи k коэффициент связи контуров kСВ оказывается по величине больше критического в силу относительно малых значений затуханий контуров системы даже
с учётом полезной нагрузки и входного сопротивления. Поэтому всегда уместно вести
речь о частотах связи в колебательных системах рассматриваемых АГ (рис.21.3).
Частота автоколебаний в двухконтурном АГ с общим катодом (ОК)
и с общим эмиттером (ОЭ) (рис.21.3,а)
Выше отмечалось, что в схемах двухконтурных АГ с ОК и ОЭ частота автоколебаний меньше резонансных частот контуров ω1 и ω2 и в схемах выполняются соотношения
для индуктивной трёхточки.
Так как частота автоколебаний определяется резонансной частотой колебательной
системы, на которой она проявляет свойства, характерные для параллельного колебательного контура в отношении эквивалентного сопротивления, и таких частот две: нижняя ωН
и верхняя ωВ частоты связи, то необходимо ответить на вопрос: на какой из частот связи
возможны автоколебания в схеме рассматриваемого АГ?
Как мы уже знаем, нижняя частота связи ωН меньше наименьшей из частот ωI и ωII,
входящих в выражение (21.7), в котором, в силу совпадения обозначений в двухконтурных колебательных системах рассматриваемых АГ (рис.21.3,а) и двухконтурной системы
(рис.21.9), парциальные частоты и коэффициент связи контуров определяются соответственно (21.5) и (21.6).
Согласно (21.5)
1
1
1
I 


 1 ;
L1 (C1  C3 )
L1C1 (1  C3 / C1 )
1  C3 / C1
 II 
1

L2 (C 2  C3 )
2
1

 2.
L2C 2 (1  C3 / C 2 )
1  C3 / C 2
Можно ввести в рассмотрение парциальные частоты контуров  I/ , II/ , выделяемых из системы при поочерёдном отрыве одной из индуктивностей. Из равенств нулю (21.4), (21.8) получаем при этом выражение,
7
отличающееся от (21.7) отсутствием в знаменателе сомножителя
жении будут частоты
342
2
(1  k СВ
) . Вместо частот  I , II в выра-
2
2
 I/ , II/ . Имеет место связь:  I/   I / 1  k СВ
;  II/   II / 1  k СВ
.
Нетрудно видеть, что нижняя частота связи ωН удовлетворяет соотношению


 I 1
Н    
 II  2
и оказывается меньше обеих собственных частот контуров системы. Следовательно, автоколебания в рассматриваемой схеме АГ возможны на нижней частоте связи. На верхней
частоте связи ωВ автоколебания не могут установиться в рассматриваемой схеме АГ.
Верхняя частота связи, как мы знаем, больше наибольшей из парциальных частот ωI и ωII,
входящих в (21.7). Она оказывается больше, по крайней мере, одной из собственных частот контуров ω1 и ω2 и, следовательно, не удовлетворяет условию индуктивной трёхточки, которое должно выполняться в рассматриваемой схеме АГ.
Так как нижняя частота связи ближе к наименьшей из собственных частот контуров,
то контур с меньшей собственной частотой будет оказывать большее влияние на частоту
автоколебаний и её стабильность. Соответственно, если полезная нагрузка АГ связывается
с анодным (или коллекторным) контуром L2, С2, имеющим собственную частоту ω2, то с
целью повышения стабильности частоты автоколебаний следует выбирать собственную
частоту сеточно-катодного контура (или контура между базой и эмиттером) ниже частоты
анодного (коллекторного) контура, то есть следует обеспечить ω1 < ω2. На коэффициент
обратной связи АГ с ОК (ОЭ) влияют параметры обоих контуров.
Частота автоколебаний двухконтурного АГ с общей сеткой (ОС)
и с общей базой (ОБ) (рис.21.3,б)
В двухконтурном АГ с ОС (ОБ), как было установлено при рассмотрении вопроса о
коэффициенте обратной связи, частота автоколебаний должна удовлетворять условию ω >
ω1. При этом сеточно-катодный контур (контур между базой и эмиттером) на частоте автоколебаний проявляет ёмкостное сопротивление. Очевидно, АГ возбудится, если для
схемы выполняется условие ёмкостной трёхточки, то есть если на частоте автоколебаний
анодно-сеточный контур (контур между коллектором и базой) проявляет индуктивное сопротивление. А это возможно, если частота автоколебаний ω будет ниже собственной частоты контура ω3. Таким образом, в АГ с ОС (ОБ) должно иметь место соотношение между частотой автоколебаний ω и собственными частотами контуров ω1 и ω3:
1     3 .
(**)
Обратим внимание, что условие (**) требует, чтобы собственная частота ω3 анодносеточного контура (контура между коллектором и базой) была выше частоты ω1 сеточнокатодного контура (контура между базой и эмиттером). В противном случае ни о каких
устойчивых автоколебаниях в рассматриваемой схеме не может идти речь.
Как и в двухконтурном АГ с ОК (ОЭ), частота автоколебаний в рассматриваемом АГ
будет определяться одной из частот связи, найти которые можно по формуле (21.7), в которой под ωI следует понимать парциальную частоту
1
1
1
I 


 1 ,
(21.9а)
L1 (C1  C 2 )
L1C1 (1  C 2 / C1 )
1  C 2 / C1
а под ωII понимать парциальную частоту
3
1
1
 II 


 3 ,
L3 (C3  C 2 )
L3C3 (1  C 2 / C3 )
1  C 2 / C3
(21.9б)
соответствующие резонансным частотам параллельных колебательных контуров, выделяемых из системы двух связанных контуров при поочерёдном закорачивании одной из индуктивностей. Ёмкостью связи контуров в рассматриваемом АГ (рис.21.3,б) является ёмкость С2. Соответственно коэффициент связи контуров
343
k СВ 
C2
.
(C1  C 2 )(C3  C 2 )
(21.10)
Так как нижняя частота связи ωН меньше наименьшей из частот ωI и ωII, соответственно она, согласно (21.9), меньше собственных частот контуров ω1 и ω3, то эта частота
никак не может удовлетворять условию (**). Следовательно, автоколебания на нижней
частоте связи в рассматриваемой схеме двухконтурного АГ с ОС (ОБ) невозможны.
Автоколебания в рассматриваемом АГ имеют место на верхней частоте связи ωВ в
пределах, учитывая (**) и (21.7),
1 
 II
2
1  k СВ
    В  3 ,
где ωII определяется (21.9б), а kСВ определяется (21.10).
График изменения частоты автоколебаний в двухконтурном АГ с ОС (ОБ) представлен на рис.21.10.
Нетрудно видеть из рис.21.10, что частота
ωВ
автоколебаний в рассматриваемой схеме АГ в основном определяется частотой настройки анодно II
ω3
сеточного контура (контура между коллектором и
2
базой) и слабо зависит от частоты настройки се1  k СВ ω
II
точно-катодного контура (контура между базой и
эмиттером).
Коэффициент обратной связи в АГ определяется выражением (21.1) при ω2 = 0, согласно котоωII
ωI
рому
Рис.21.10
C
C
2
1
k 2 2
 2
,
2
C1 (  1 ) C1 (1  12 /  2 )
и зависит от частоты настройки ω1 сеточно-катодного контура (контура между базой и
эмиттером). Частота настройки второго контура ω3 также влияет на величину коэффициента обратной связи, так как она определяет частоту автоколебаний ω. При сильной расстройке контуров ω3 >> ω1
C
k 2.
C1
Обратим внимание, что последнее выражение совпадает с выражением для коэффициента обратной связи одноконтурного АГ с ёмкостной обратной связью (19.20) (см. лекцию 19).
Рассмотренные выше особенности зависимости частоты автоколебаний и коэффициента обратной связи от собственных частот контуров позволяют в двухконтурном АГ с
ОС (ОБ) производить практически раздельную регулировку частоты и коэффициента обратной связи, что не может быть сделано в двухконтурном АГ с ОК (ОЭ). На практике поступают следующим образом. Вначале настройкой анодно-сеточного контура (контура
между коллектором и базой) устанавливается необходимая частота автоколебаний, а затем
регулировкой сеточно-катодного контура (контура между базой и эмиттером) подбирается
коэффициент обратной связи, обеспечивающий требуемый режим работы лампы или
транзистора. После установки коэффициента обратной связи установка частоты уточняется подстройкой первого контура.
С целью облегчения передачи мощности полезную нагрузку рассматриваемого АГ
целесообразно связывать с анодно-сеточным контуром (контуром между коллектором и
базой), так как на нём больше напряжение и больше ток через индуктивность контура.
Последнее важно при осуществлении трансформаторной связи с контуром.8
8
Ток через катушку контура больше, так как частота автоколебаний близка к собственной частоте контура.
344
Ламповые АГ с ОС широко применяются в диапазоне СВЧ, особенно на дециметровых и сантиметровых волнах. Колебательные системы таких АГ изготавливаются из отрезков коаксиальных линий как в ГВВ (см. лекцию 17).
Частота автоколебаний двухконтурного АГ с общим анодом (ОА)
и с общим коллектором (ОК) (рис.21.3,в)
В двухконтурном АГ с ОА (ОК) частота автоколебаний ω, как отмечалось при рассмотрении вопроса о коэффициенте обратной связи, должна удовлетворять условию
ω > ω2. При этом катодный (анодно-катодный) контур или эмиттерный контур (контур
между коллектором и эмиттером) (рис.21.3,в) на частоте автоколебаний обладает ёмкостным сопротивлением. Очевидно, схема рассматриваемого АГ на частоте автоколебаний
должна быть эквивалентна ёмкостной трёхточке, что возможно, если собственная частота
ω3 сеточного (анодно-сеточного) или базового (между коллектором и базой) контура удовлетворяет условию ω3 > ω и контур на частоте автоколебаний ω проявляет индуктивное
сопротивление. Таким образом, в двухконтурном АГ с ОА (ОК) должно иметь место соотношение
ω3 > ω > ω2.
(***)
Обратим внимание, что условие (***) требует, чтобы собственная частота ω3 анодносеточного контура (контура между коллектором и базой) была выше частоты ω2 аноднокатодного контура (контура между коллектором и эмиттером). Если условие не выполняется, то ни о каких устойчивых автоколебаниях в рассматриваемой схеме АГ не может идти речь.
Частота автоколебаний ω будет совпадать с одной из резонансных частот колебательной системы АГ: с нижней или верхней частотой связи, которые могут быть определены по формуле (21.7), в которой под ωI следует понимать парциальную частоту
3
1
1
I 


 3 ,
(21.11а)
L3 (C3  C1 )
L3C3 (1  C1 / C3 )
1  C1 / C3
а под ωII понимать парциальную частоту
2
1
1
 II 


 2 ,
L2 (C 2  C1 )
L2C 2 (1  C1 / C 2 )
1  C1 / C 2
(21.11б)
соответствующие резонансным частотам параллельных колебательных контуров, выделяемых из системы двух связанных контуров при поочерёдном закорачивании одной из индуктивностей. Ёмкостью связи контуров в рассматриваемом АГ (рис.21.3,в) является ёмкость С1. Соответственно коэффициент связи контуров
С1
k СВ 
.
(21.12)
(С 2  С1 )(С3  С1 )
Так как нижняя частота связи ωН меньше наименьшей из частот ωI и ωII, соответственно она, согласно (21.11), меньше собственных частот контуров ω2 и ω3, то эта частота не удовлетворяет условию (***). Следовательно, автоколебания на нижней частоте связи в рассматриваемой схеме двухконтурного АГ с ОА (ОК) невозможны.
Автоколебания в рассматриваемом АГ имеют место на верхней частоте связи ωВ в
пределах, учитывая (***) и (21.7),
2 
I
2
1  k СВ
    В  3 ,
где ωI определяется (21.11а), а kСВ определяется (21.12).
График изменения частоты автоколебаний в двухконтурном АГ с ОА (ОК) представлен на рис.21.11.
Нетрудно видеть из рис.21.11, что частота автоколебаний в рассматриваемой схеме
АГ в основном определяется частотой настройки анодно-сеточного контура (контура
345
между коллектором и базой) и слабо зависит от частоты настройки сеточно-катодного
контура (контура между базой и эмиттером).
Коэффициент обратной связи в АГ определяется выражением (21.1) при ω1 = 0, согласно которому
C
2
ωВ
k  2 (1  22 ),
C1

I
и зависит от частоты настройки ω2 анодноω3
2
катодного
контура (контура между коллектором и
1  k СВ ω
I
эмиттером). Частота настройки второго контура
ω3 также влияет на величину коэффициента обратной связи, так как она определяет частоту автоколебаний ω. При сильной расстройке контуров
ωI
ωII ω >> ω
2
C
Рис.21.11
k 2.
C1
Последнее выражение совпадает с выражением для коэффициента обратной связи
одноконтурного АГ с ёмкостной обратной связью (19.20) (см. лекцию 19).
Как и в двухконтурном АГ с ОС (ОБ), в двухконтурном АГ с ОА (ОК) может быть
осуществлена практически раздельная регулировка частоты автоколебаний и коэффициента обратной связи.
При небольшом коэффициенте обратной связи напряжения на контурах колебательной системы АГ оказываются практически одинаковыми. Поэтому при использовании ёмкостной связи с полезной нагрузкой последняя может подсоединяться к любому контуру.
Однако, в зависимости от того, с каким контуром связывается нагрузка, её влияние будет
сказываться либо на частоте автоколебаний, либо на коэффициенте обратной связи.
Трансформаторную связь с полезной нагрузкой проще осуществить с анодно-сеточным
контуром (контуром между коллектором и базой), так как в индуктивности этого контура
ток больше в силу близости частоты автоколебаний ω к собственной частоте контура ω3.
Но при этом возрастёт влияние нагрузки на частоту автоколебаний.
Ламповые АГ с ОА применяются в метровом диапазоне волн в качестве мощных источников колебаний, в частности, в некоторых типах РЛС.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 21:
1. Представьте схему электрической цепи, формируемой относительно внутренних точек электродов лампы
при соединении внешних точек электродов лампы накоротко по высокой частоте. Учтите межэлектродные ёмкости и индуктивности вводов электродов. Поясните сходство и различие полученной схемы по
сравнению со схемой рис.21.1. Являются ли схемы идентичными?
2. Получите, используя (21.2) и (21.7), выражения для нижней и верхней частот связи при одинаковых
значениях частот контуров, входящих в (21.2) и (21.7).
3. Дайте классификацию схем двухконтурных АГ. Запишите для каждой схемы соотношение между частотой автоколебаний и собственными частотами контуров системы. Поясните.
4. Поясните суть явления затягивания частоты в двухконтурном АГ. В каких АГ возможно явление затягивания частоты? Как можно предотвратить затягивание частоты автоколебаний?
5. Получите аналогичное (21.7) выражение для частот связи, введя в рассмотрение парциальные частоты,
соответствующие выделяемым параллельным контурам при отрыве одной из индуктивностей. Сравните
полученное выражение с (21.7).
6. Как можно регулировать коэффициент обратной связи и частоту автоколебаний в двухконтурном АГ с
ОК? Поясните.
7. Поясните возможности регулировки коэффициента обратной связи и частоты автоколебаний в АГ с ОС.
8. Поясните возможности регулировки коэффициента обратной связи и частоты автоколебаний в АГ с ОА.
9. Поясните влияние на параметры АГ полезной нагрузки при связи её с одним из контуров в каждой из
схем рис.21.3.
10. Получите выражение для частот связи в двухконтурной системе с внешеиндуктивной связью. Сравните с
приведенным в лекции выражением (21.7). Сделайте выводы.
346
Лекция 22
Дестабилизирующие факторы и их влияние на частоту автоколебаний автогенератора (АГ). Влияние изменений параметров элементов колебательной системы АГ на
частоту автоколебаний. Фиксирующая способность АГ. Условия обеспечения высокой стабильности частоты автоколебаний АГ. Устойчивость амплитуды автоколебаний АГ. Эквивалентная схема кварцевого резонатора. Принципы построения схем
АГ с кварцем. Осцилляторные схемы кварцевых АГ, их характеристики. Фильтровые схемы кварцевых АГ, их характеристики. Мостовые схемы кварцевых АГ.
Двухкаскадная фильтровая схема Батлера кварцевого АГ.
Вопросам стабильности частоты электрических колебаний, вырабатываемых АГ в
радиотехнических устройствах и системах, уделяется большое внимание. В частности,
чем стабильнее частота излучаемых радиопередатчиком колебаний, тем надёжнее и качественнее связь. Кроме того, увеличение стабильности частоты радиопередатчика эквивалентно увеличению его мощности, так как у приёмника можно взять уже полосу пропускания входной цепи и этим сделать его более чувствительным.
Относительная нестабильность частоты колебаний АГ f / f , где f - абсолютная
нестабильность частоты (величина отклонения частоты от нужного значения f ), колебательная система которого выполнена на радиокомпонентах: конденсаторах и катушках
индуктивности, обычно используемым в ГВВ, без принятия специальных мер на снижение
нестабильности частоты автоколебаний составляет, примерно,  10 3...10 4 , чего в подавляющем большинстве случаев недостаточно. Требуемое значение относительной нестабильности частоты обычно на 2…3 порядка выше. Например, для однополосной радиосвязи и телеграфной работы по методу частотной манипуляции допускается относительная нестабильность частоты не более  1 10 6 . Резко возрастают требования к стабильности частоты рабочих колебаний в системах космической связи и управления летательными аппаратами, перемещающимися с большими скоростями.
На стабильность частоты автоколебаний АГ влияют многие факторы, которые мы
ниже рассмотрим. А также рассмотрим наиболее эффективные меры по борьбе с этими
факторами.
Дестабилизирующие факторы и их влияние на частоту автоколебаний АГ
Факторы, влияющие на стабильность частоты АГ, носят название дестабилизирующих факторов. Дестабилизирующие факторы подразделяются на внутренние и внешние.
Внутренние дестабилизирующие факторы определяются самим АГ, в том числе генераторным прибором и радиокомпонентами схемы. Внешние дестабилизирующие факторы
определяются внешним окружением АГ: изменением температуры окружающей среды и
её влажности, давления, влиянием последующих каскадов и механическими воздействиями. Изменение питающих напряжений и реакцию нагрузки в зависимости от места установки АГ и условий его эксплуатации относят либо к внешним дестабилизирующим факторам, либо к внутренним.
Воздействия дестабилизирующих факторов бывают кратковременными (мгновенными) или длительными. Соответственно различают кратковременную и долговременную
нестабильность частоты АГ. Кратковременная нестабильность частоты обусловливается
быстрыми воздействиями, проявляющимися за время наблюдения, не превышающем одну
секунду. Долговременная нестабильность частоты определяется для таких интервалов
времени как час, сутки, месяц и год.
Основным внутренним дестабилизирующим фактором является выбег частоты. После включения АГ вследствие постепенного разогрева блока частота генерируемых колебаний плавно понижается. Длительность этого процесса зависит от многих факторов, в
том числе от мощности АГ, степени связи АЭ с колебательной системой, и может зани347
мать интервал от нескольких минут до нескольких часов. Чем меньше мощность АГ и чем
слабее связь АЭ с контуром АГ, тем меньше выбег частоты. Если проявление выбега частоты нежелательно, то производят предварительное включение АГ за 10 – 20 минут до
включения остальных блоков. В радиовещательных передатчиках включение возбудителя
производят за несколько часов до выхода передатчика в эфир.
Важным внутренним дестабилизирующим фактором являются шумы. Наибольший
уровень шумов создаётся генераторным прибором – АЭ. Меньший уровень шумов создаётся резисторами, конденсаторами, катушками индуктивности. Шумы, особенно шумы
АЭ, причастны к возникновению кратковременной нестабильности частоты. Механизм
воздействия шумов на частоту автоколебаний разнообразен: через изменения крутизны
токов электродов генераторного прибора, через изменения баланса амплитуд. Очевидно,
чем менее шумящий генераторный прибор, тем лучше для получения более стабильных
автоколебаний АГ.
Другим внутренним дестабилизирующим фактором является старение радиокомпонентов. Явление это сложное и многообразное, определяемое как внешними воздействиями неблагоприятных факторов, так и внутренними естественными физико-химическими
процессами, необратимо изменяющими параметры радиокомпонентов. Это единственный
фактор, который влияет только на долговременную нестабильность частоты АГ. При построении высокостабильных АГ после изготовления их подвергают экстремальным тепловым, электрическим и механическим воздействиям с целью ускорения преодоления
конструкцией первоначального этапа старения.
Внутренним дестабилизирующим фактором является неточность установки частоты АГ. Если АГ работает на одной или нескольких фиксированных частотах, то точность их установки может быть получена достаточно высокой. Если АГ диапазонный, то
при ручной его перестройке точность установки частоты определяется в основном градуировочной шкалой, а при автоматической перестройке – выбранной системой автоматического регулирования.
Внутренним дестабилизирующим фактором является также смена АЭ. АЭ одного и
того же типа имеют разброс параметров, в том числе и по величине межэлектродных ёмкостей, причём не только их так называемых активных составляющих, находящихся в
зоне перемещения носителей тока – зарядов, но и их пассивных составляющих, обусловленных, в основном, конструкцией баллона лампы или корпуса транзистора, креплением
выводов электродов и т.п. Соответственно, при смене АЭ, например, по причине выхода
его из строя, частота автоколебаний будет несколько отличаться от прежней. Поэтому в
контур АГ вводится подстроечный конденсатор, с помощью которого производится подстройка частоты.
Основным внешним дестабилизирующим фактором является изменение температуры окружающей среды. От её абсолютного значения зависит и уровень собственных шумов АГ. Кроме того, изменение температуры обусловливает изменение геометрических
размеров катушек индуктивности, конденсаторов, внутренних электродов АЭ, соединительных проводов. Соответственно изменяются реактивные параметры радиокомпонентов
и их активные сопротивления (проводимости), межэлектродные ёмкости. Изменения температуры окружающей среды воздействуют как на кратковременную (за счёт шумов), так
и на долговременную составляющие нестабильности частоты автоколебаний АГ.
Для количественной оценки влияния изменения температуры окружающей среды на
долговременную нестабильность частоты АГ вводится температурный коэффициент частоты (ТКЧ), характеризующий относительное изменение частоты на каждый градус изменения температуры.
Если принять, что частота автоколебаний АГ ω определяется собственной частотой
контура ωК, что допустимо для одноконтурного АГ (см. лекцию 19), то для относительного изменения частоты АГ, используя частные производные, можно записать:
348
 К
 К
С К 
1  L
(22.1)
LК /  К 
С К /  К    К 
,

К
К
СК 
LК
2  LК


где LК , С К – соответственно изменения индуктивности LК и ёмкости СК контура.
Относительные изменения индуктивности и ёмкости контура с изменением температуры среды принято характеризовать, соответственно, температурным коэффициентом
индуктивности (ТКИ) и температурным коэффициентом ёмкости (ТКЕ):
LК
С К
ТКИ 
;
ТКЕ 
,
0
LК   t
СК   t 0


 К

где  t 0 – изменение температуры среды.
Соответственно, на основании (22.1) с учётом соотношений для ТКИ и ТКЕ можно
записать:
 К

1
ТКЧ 

  ТКИ  ТКЕ .
(22.2)
0
0
  t
К  t
2
Знак «минус» в (22.1) и (22.2) обусловлен понижением частоты с увеличением индуктивности LК и ёмкости СК контура.
АГ всегда стремятся строить на реактивных элементах с низкими значениями ТКИ и
ТКЕ. Катушки индуктивности, при конструировании которых не принимается специальных мер, направленных на улучшение их эталонных свойств, обладают сравнительно высоким ТКИ (+10-3…5·10-4). Если катушку индуктивности изготовить методом вжигания
серебряной спирали в каркас с последующим наращиванием слоя металлизации электролитическими способами, то можно получить катушки с ТКИ на один-полтора порядка более низким (+5·10-5). Значение ТКИ в этом случае в основном определяется температурным коэффициентом линейного расширения каркаса катушки. Наилучшими материалами
для изготовления каркасов катушек индуктивности признаны радиофарфор, плавленый
кварц, стеатит, пирофиллит. Экранирование катушки увеличивает её ТКИ. Нежелательно
также использование каких-либо сердечников.
Использование в АГ конденсаторов с твёрдым диэлектриком нежелательно, поскольку последний обладает относительно большим температурным коэффициентом диэлектрической проницаемости ТКε (слюда, керамика и т.п.). Наиболее пригодными следует считать конденсаторы с воздушным диэлектриком, ТКЕ которых приблизительно равен
+5·10-6, что в десять раз меньше ТКЕ керамических конденсаторов и значений ТКИ лучших катушек. Особое место среди конденсаторов с твёрдым диэлектриком занимают тикондовые конденсаторы, обладающие отрицательным ТКЕ. Включение их в состав контура АГ позволяет скомпенсировать положительные значения ТКИ и ТКЕ других реактивных элементов. Однако полная компенсация температурных коэффициентов возможна
только при определённой температуре и на одной частоте. Оптимальным считается такой
подбор ТКИ и ТКЕ, при котором ТКЧ на краях интересующего диапазона частот равны по
величине, но противоположны по знаку.
Радиотехническая аппаратура часто предназначается для работы в широком интервале изменения внешней температуры: от –60 до +600 С. Для устранения влияния изменения температуры окружающей среды на частоту АГ последний помещают в камеру термостата, в которой поддерживается практически постоянная температура с точностью до
±(0,5 – 1)0 С. Среднее значение температуры в камере термостата (обычно +60…700 С)
должно превышать самую высокую возможную температуру окружающей среды. Внутри
камеры термостата помимо АГ находятся термодатчик и нагреватель, связанные с внешней частью схемы автоматического регулирования. В отдельных случаях используются
термостаты, в камерах которых поддерживается температура ниже температуры окружающей среды. Использование термостатирования АГ, очевидно, усложняет, удорожает и
делает более громоздкой радиоаппаратуру.


349
Другими внешними дестабилизирующими факторами являются изменение атмосферного давления и изменение влажности окружающей среды. Уменьшение атмосферного давления ухудшает условия охлаждения деталей контура АГ, что приводит к их дополнительному нагреву, а следовательно, к увеличению нестабильности частоты. Кроме
того, при изменении давления меняется диэлектрическая постоянная воздуха, что влияет
на величину ёмкости переменного конденсатора с воздушным диэлектриком и, следовательно, на частоту автоколебаний, если такой конденсатор имеется в схеме АГ. Изменение
влажности окружающей среды также влияет на величину диэлектрической проницаемости
воздуха и сопротивления изоляции деталей контура.
Влияние влажности окружающей среды и атмосферного давления на стабильность
частоты АГ обычно определяется экспериментально. Наиболее действенным средством
уменьшения влияния этих дестабилизирующих факторов на стабильность частоты является герметизация контура или всего АГ. Для этой цели могут использоваться заливка монтажной платы различными влагонепроницаемыми самотвердеющими составами и специальные замкнутые объёмы, включая и термостат.
Внешними дестабилизирующими факторами являются также механические удары и
вибрации. Они, прежде всего, непосредственно влияют на кратковременную нестабильность частоты. Воздействие механических ударов и вибраций приводит к изменению взаимного расположения деталей АГ, соответственно к нестабильности частоты автоколебаний. Причиной возникновения вибраций в стационарных устройствах могут служить передвижения обслуживающего персонала, работа двигателей системы охлаждения. В аппаратуре подвижных средств источниками вибрации являются работа двигателей, тряска и
т.п. Механические удары бывают упругие и неупругие. Упругие удары обусловливают
кратковременную нестабильность частоты, неупругие – долговременную. Устранить последнюю можно в результате ремонта.
Наиболее общими приёмами по ослаблению влияния механических воздействий на
частоту автоколебаний являются размещение АГ в жёстких литых каркасах, в которых
прочно и жёстко закрепляют все детали, чтобы не было из взаимного смещения. Каркасы
укрепляют на амортизирующих подкладках или подвесках. При конструировании АГ
применяют печатную технологию монтажа. Иногда удаётся воздействовать и на сам источник вибраций (двигатель, крыльчатку вентилятора) или проводник вибраций (воздухопровод, кронштейны) путём подбора правильных режимов работы, использования мягких
прокладок, гофрированных муфт и др.
На частоту автоколебаний влияет изменение питающих напряжений, приводящее к
некоторому изменению рабочих ёмкостей АЭ, входящих в состав колебательной системы
АГ, к изменению фазы средней крутизны и амплитудных соотношений в АГ. Обычно питающие напряжения для АГ стабилизируются с точностью 2 – 3%, что практически полностью исключает влияние изменения напряжения на стабильность частоты.
Изменение величины нагрузки АГ, особенно её реактивной составляющей, обусловливает реакцию нагрузки на частоту автоколебаний АГ. Чтобы ослабить реакцию нагрузки
на АГ, применяют слабую связь нагрузки с контуром АГ, что, соответственно, приводит к
снижению КПД контура АГ. Как правило, нагрузкой АГ является следующий каскад, в
частности, его вход. Чтобы ослабить влияние последующего каскада на АГ, между АГ и
следующим каскадом включают специальный промежуточный каскад, называемый буферным каскадом. Основное требование к буферному каскаду – большое входное сопротивление. На АГ оказывает влияние не только следующий за ним каскад, но и последующие, которые могут воздействовать на электрические параметры АГ через электромагнитную связь и общий источник питания. При небольшом количестве каскадов радиочастотного тракта в АГ может быть ощутимо влияние даже антенны.
Дестабилизирующие факторы могут раздельно или одновременно влиять на частоту
АГ. В связи с этим существует несколько методов определения общей (суммарной) нестабильности частоты Δf ОБЩ. Один из них состоит в определении Δf ОБЩ как средней стати350
стической величины. Другой, наиболее простой, заключается в следующем. Определяют в
отдельности влияние каждого дестабилизирующего фактора на частоту АГ. Затем суммируют все уходы частоты со знаком «+» и со знаком «–», получая два значения суммы
n
 f
n
. Большая из сумм с учётом коэффициента одновременности воздействия различ-
n 1
ных дестабилизирующих факторов (кОДН) определяет общую абсолютную нестабильность
частоты:
f ОБЩ  кОДН
n
 f
n
.
n 1
Обычно величину кОДН принимают равной в пределах 0,8…1.
Обобщая изложенное выше, можно отметить, что на стабильность частоты автоколебаний любого АГ наибольшее влияние оказывает изменение температуры окружающей
среды. Если АГ термостатируется, то влияние изменения температуры окружающей среды
на частоту АГ резко снижается.
На частоту диапазонного АГ, помимо изменения температуры окружающей среды,
наибольшее дестабилизирующее действие оказывают выбег частоты и неточность
установки частоты. На частоту АГ, работающего на одной или нескольких фиксированных частотах, наибольшее влияние, помимо изменения температуры окружающей среды,
имеет выбег частоты.
Устойчивость частоты и амплитуды автоколебаний АГ.
Фиксирующая способность АГ.
Общие методы повышения стабильности частоты АГ
Долговременная нестабильность частоты АГ, связанная с воздействием на параметры АГ медленных дестабилизирующих факторов, определяет, по существу, устойчивость
частоты автоколебаний АГ. Для нахождения медленных уходов частоты АГ можно использовать условие баланса фаз (19.14) (см. лекцию 19).
Каждый фазовый угол, входящий в условие баланса фаз, в общем случае зависит от
частоты ω и дестабилизирующего фактора α. Следовательно, условие баланса фаз (19.14)
можно записать в виде
 S ( , )   oe ( , )   k D ( , )  0;2 ;... .
(22.3)
Согласно приведенной записи изменение дестабилизирующего фактора на величину
 и обусловленное им изменение частоты автоколебаний АГ  могут быть связаны
следующим уравнением с использованием частных производных фазовых углов по частоте и дестабилизирующему фактору:1
 



 S   oe   k  D     S   oe   k  D   0,
 
 

 

 


откуда
 S  oe  k  D







 .
(22.4)

 



   S  oe  k  D 
 

 

1
Физический смысл приводимой ниже записи в том, что изменение суммарного фазового угла под воздействием дестабилизирующего фактора должно быть скомпенсировано соответствующим изменением частоты, то есть баланс фаз, нарушившись на существовавшей частоте, устанавливается на новой частоте.
351
Из (22.4) видно, что изменение частоты прямо пропорционально изменению дестабилизирующего фактора  и это изменение тем меньше, чем больше величина
 

 
с    S  oe  k  D 
(22.5)
 

 

и чем меньше величина



d  S  oe  k D .



Величина d характеризует, насколько стабильны фазы средней крутизны, эквивалентного сопротивления нагрузки и коэффициента обратной связи (с учётом проницаемости D) под воздействием дестабилизирующего фактора.
Величина с (22.5) называется фиксирующей способностью АГ. Фиксирующая способность АГ определяется суммой фиксирующих способностей: АЭ (через среднюю крутизну выходного тока), контура (электрической цепи между выходными электродами АЭ),
цепи обратной связи.
Фиксирующая способность АГ оказывается положительной величиной. Действительно, согласно (22.3), учитывая, что изменение суммарного фазового угла под воздействием дестабилизирующего фактора должно быть скомпенсировано за счёт изменения
частоты, можно записать:
 
  i

 
 S   oe   k  D   S  oe  k  D     i 
  0,
 









откуда
  i
 i

.


В пределе левая и правая части последнего соотношения должны давать одинаковый результат, для чего должно быть
  i
 0,
(22.6)

то есть производная по частоте от суммарного фазового угла в балансе фаз АГ должна
быть отрицательной. Соответственно фиксирующая способность АГ (22.5)
 
  i

 
с    S  oe  k  D   
 0.
 









Очевидно, если принять, что фаза средней крутизны выходного тока АЭ и фаза коэффициента обратной связи не зависят от частоты (см. лекцию 19), то фиксирующая способность АГ определяется фиксирующей способностью электрической цепи, формирующей нагрузку АЭ на частоте автоколебаний. Если эта цепь представляет параллельный колебательный контур, то можно считать2
(   К )
tg oe  2Q
,
К
где ω – частота автоколебаний; ωК – собственная (резонансная) частота контура; Q – добротность контура.
На основании последнего соотношения получаем
cos 2  oe
 oe tg oe tg oe

 2Q
.


 oe
К
Соответственно фиксирующая способность параллельного колебательного контура
2
Подобное выражение приводилось в лекции 9. За справкой читатель может обратиться к любому изданию
по (основам) теории цепей.
352
 oe

 2Q
cos 2  oe .

К
Чем выше добротность контура и чем ближе частота автоколебаний к собственной
частоте контура, тем выше фиксирующая способность контура, соответственно выше и
фиксирующая способность АГ. Физически это
 oe
соответствует тому, что чем выше добротность
+900
контура и чем ближе частота автоколебаний к
Q
резонансной
частоте контура, тем круче фазоча2 > Q1
Q1
стотная характеристика контура  oe (ω) в зоне
+Δ  oe
Δω1
частоты автоколебаний. Соответственно, для
компенсации ухода фазы под воздействием деωК
ω
стабилизирующего фактора потребуется меньΔω2
шее изменение частоты автоколебаний. Сказанное поясняется рис.22.1, на котором, для приме-900
ра, показано положительное отклонение фазового угла Δ  oe и соответствующие ему уходы чаРис.22.1
стоты Δω1 и Δω2 при двух значениях добротности контура Q1 и Q2. Чем выше добротность контура, тем меньше уход частоты для компенсации такого же ухода фазы. Таким образом, для повышения стабильности частоты АГ
необходимо, чтобы электрическая цепь, формируемая между выходными электродами
АЭ, на частоте автоколебаний была эквивалентна высокодобротному параллельному контуру. Частота автоколебаний при этом будет близка к собственной частоте контура, стабильность которой полностью зависит от стабильности индуктивных и ёмкостных элементов контура. Уход собственной частоты контура при изменении его индуктивности и
ёмкости определяется выражением (22.1). Обратим внимание, что к такому выводу мы
пришли, приняв, что фиксирующая способность АГ определяется в основном контуром
АГ.
В то же время, фазовые углы, входящие в условие баланса фаз (22.3), равноправны и,
очевидно, если в цепь обратной связи включить избирательную систему с большой крутизной фазочастотной характеристики, существенно превышающей суммарную крутизну
остальных двух фазовых углов, то в этом случае мы получим АГ, фиксирующая способность которого (22.5) будет определяться цепью обратной связи. Как мы в дальнейшем
увидим, это используется в некоторых схемах АГ с кварцевой стабилизацией частоты.
Обобщая изложенное выше, методы повышения стабильности частоты АГ можно
свести к выполнению двух основных условий:
1. Частота автоколебаний должна определяться в основном параметрами одного какого-либо элемента схемы АГ – контура или цепи обратной связи. Для этого необходимо,
чтобы крутизна фазочастотной характеристики, а следовательно, и добротность этого
элемента, были по возможности большими.
2. Параметры элемента с высокой добротностью должны мало изменяться под влиянием дестабилизирующих факторов, то есть он должен обладать высокими эталонными
свойствами.
Соотношение (22.6) известно в теории АГ как условие устойчивости частоты автоколебаний. Если фиксирующая способность АГ определяется электрической цепью, подключенной к выходным электродам АЭ, то условие устойчивости частоты автоколебаний
принимает вид:
 oe
 0.
(22.7)

Так как на частоте автоколебаний электрическая цепь между выходными электродами АЭ
АГ должна проявлять свойства параллельного колебательного контура (см. лекцию 21),
то, выражая фазовый угол  oe через реактивные х1, х2 и активные r1, r2 сопротивления

353
ветвей, используя условие (22.7), можно прийти к другой форме условия устойчивости
частоты автоколебаний АГ:
 ( х1  х2 )
0.
(22.8)

Согласно условию (22.8) на частоте автоколебаний производная по частоте от результирующего реактивного сопротивления при последовательном обходе цепи (х1+х2)
должна быть положительной.
На рис.22.2 показаны зависимости изменения результирующего реактивного сопротивления со стороны анодного (коллекторного) контура при его последовательном обходе, входящем в систему двух связанных контуров, из которых второй контур образован
внешней нагрузкой. Подобная система контуров имеет место в схеме АГ рис.21.4 (см.
лекцию 21). Для результирующего реактивного сопротивления со стороны анодного контура в схеме рис.21.4 справедливо следующее выражение:
 2 М 2 (LН  1 / С Н )
1
х  х1  х2  х К  х ВН  LК 
 2 СВ
.
(22.9)
С К rН  (LН  1 / С Н ) 2
Пока коэффициент связи контуров k СВ  М СВ / LК LН  1 / QН , где QН – добротность кон-

LН С Н 

тура нагрузки  QН 
 , зависимость результирующего сопротивления (22.9) имеrН




ет вид монотонной кривой без точек перегиба. Частота, на которой результирующее реактивное сопротивление равно нулю (резонансная частота) оказывается вблизи собственной
частоты анодного контура (рис.22.2,а). При сильной связи между контурами k СВ  1 / QН
хК + хВН
хК + хВН
хК + хВН
kСВ > 1/QН
ωН < ωК
ωН > ωК
ωК
ωН
Большая из частот ωН, ωК
ωН
ωК
ωН
ω
kСВ < 1/QН
а
ω иω
ω
ωВ ω
Меньшая из частот ωН, ωК
ω иб ω
Рис.22.2
зависимость результирующего реактивного сопротивления (22.9) трижды проходит через
нулевое значение, имея две точки перегиба (рис.22.2,б). Левая и правая частоты, соответствующие нулевому значению результирующего реактивного сопротивления, являются
частотами связи контуров: нижней ωН и верхней ωВ соответственно. Как видно из
рис.22.2,б, нижняя и верхняя частоты связи удовлетворяют условию устойчивости частоты автоколебаний (22.8), а третья резонансная частота системы, находящаяся между собственными резонансными частотами контуров ωК и ωН, не удовлетворяет условию частоты автоколебаний АГ (22.8). Следовательно, возникновение устойчивых автоколебаний на
этой частоте невозможно. Устойчивые автоколебания в АГ с двухконтурной колебательной системой при сильной связи между контурами возможны на нижней и на верхней частотах связи. При этом в схеме АГ рис.21.4 они могут быть либо на одной частоте, либо
на другой (см. явление затягивания частоты, лекция 21), если не принимаются специальные меры. В схемах двухконтурных АГ (рис.21.3) с ОК (ОЭ), с ОС (ОБ), с ОА (ОК) автоколебания возможны только на одной частоте связи, на которой коэффициент обратной
связи оказывается положительным (см. лекцию 21). Очевидно, условия устойчивости ча354
стоты (22.6) – (22.8) для существования в схеме АГ устойчивых автоколебаний недостаточно. Это условие необходимо, но недостаточно. Как мы знаем, для существования в АГ
автоколебаний должен быть обеспечен положительный коэффициент обратной связи,
причём величина его должна быть больше некоторого минимального (критического) значения.
К АГ предъявляется также требование стабильности амплитуды автоколебаний. При
каком условии это возможно, можно установить следующим образом.
В установившемся режиме АГ амплитуда выходных колебаний
U М УСТ  S СРU М УПР Z oe .
(*)
Обратим внимание, что из (*), если учесть U М УПР  U М ВХ  DU М УСТ , а U М ВХ U М УСТ  k ,
вытекает условие баланса амплитуд АГ (см. лекцию 19).
В процессе работы АГ может изменяться средняя крутизна SСР и амплитуда управляющего напряжения UМ УПР. Эквивалентное сопротивление нагрузки Zoe от уровня автоколебаний не зависит.
Изменение амплитуды установившихся автоколебаний можно определить следующим выражением:
U М УСТ
U М УСТ
dU М УСТ 
dS СР 
dU УПР.
S СР
U М УПР
Очевидно, при устойчивой амплитуде последнее выражение должно быть равно нулю.
Согласно (*)
U М УСТ
U М УСТ
 U М УПР Z oe ;
 S СР Z oe .
S СР
U М УПР
Соответственно,
dU М УСТ  U М УПР Z oe dS СР  S СР Z oe dU М УПР  0,
откуда следует
dS СР
S
  СР .
dU М УПР
U М УПР
Так как SСР > 0, UМ УПР > 0, то из последнего соотношения следует, что в точке
устойчивого режима должно быть
dS СР
 0.
dU М УПР
Последнее условие известно как условие устойчивости амплитуды автоколебаний
АГ и означает, что с увеличением амплитуды управляющего напряжения средняя крутизна выходного тока АЭ АГ должна уменьшаться и, наоборот, с уменьшением амплитуды
управляющего напряжения средняя крутизна выходного тока должна возрастать.
Кварцевая стабилизация частоты
Итак, чем выше добротность и чем стабильнее параметры колебательной системы
АГ, тем стабильнее будет частота получаемых автоколебаний. Более стабильными параметрами и значительно более высокой добротностью по сравнению с обычными колебательными контурами обладают кварцевые резонаторы. Причём, если в отношении стабильности параметров обычные колебательные контуры не сильно уступают кварцевым
резонаторам, то их добротность (порядка нескольких сотен, в лучшем случае) значительно
ниже добротности кварцевых резонаторов, достигающей величины до (1…10)·105 и даже
несколько выше. У специальных кварцевых резонаторов величина добротности достигает
(3…6)∙106. АГ с кварцевыми резонаторами в качестве элементов колебательной системы
носят название кварцевых автогенераторов (КАГ). Применение кварцевых резонаторов в
АГ позволяет относительно легко обеспечить относительную нестабильность частоты ав355
токолебаний порядка ±1·10-5, а при использовании некоторых дополнительных мер,
например, термостатирования, нестабильность частоты может быть доведена до величины
±1·10-7 и даже до ±1·10-8 и выше.
В современных радиопередающих устройствах КАГ находят очень широкое применение, особенно в тех случаях, когда к стабильности частоты генерируемых колебаний
предъявляются весьма жёсткие требования.
КАГ могут быть построены как на электронных лампах, так и на транзисторах. При
этом ламповые АГ можно считать более стабильными, чем транзисторные, так как транзисторы имеют более низкую температурную и режимную стабильность, а также значительный разброс параметров. Однако практически часто транзисторные АГ по стабильности частоты не уступают ламповым, а по другим показателям значительно превосходят их.
К таким показателям относятся, например, габариты, надёжность и долговечность, устойчивость к ускорениям и ударо-вибрационным нагрузкам.3
Основное дестабилизирующее влияние на частоту КАГ оказывает изменение температуры окружающей среды. Поэтому все достаточно высокостабильные КАГ термостатируются.
В зависимости от величины нестабильности частоты КАГ можно разделить на три
вида.
1. КАГ общего применения с нестабильностью частоты ±10-4…10-5. Такие КАГ не
термостатируются и нестабильность их частоты во многом зависит от изменения внешней
температуры. Точность установки рабочей частоты у таких КАГ обычно не превышает
±5·10-6.
2. Опорные КАГ с нестабильностью частоты ±10-6…10-7. При этом обязательно применяется термостатирование, причём точность поддержания температуры в термостате не
хуже ±0,50С. В таких КАГ используются специальные, тщательно проверенные схемы в
весьма облегчённом режиме работы. Точность установки частоты должна быть весьма высока, поэтому используются кварцевые пластины достаточно больших размеров. Частота
опорных КАГ обычно не превышает 5 МГц.
КАГ первого и второго видов широко применяются в радиопередающих устройствах.
3. Эталонные КАГ с нестабильностью частоты ±10-8…10-9. Такие КАГ используются
только в специальных радиопередающих устройствах и измерительной аппаратуре в качестве первичного эталона частоты.
Основным требованием к КАГ является стабильность частоты автоколебаний. Поэтому колебательная мощность КАГ обычно невелика и не превышает 20…30 мВт. При
малой мощности КАГ не только уменьшается разогрев элементов колебательной системы,
но и упрощается и облегчается его термостатирование. Если требования к стабильности
частоты автоколебаний не очень высокие, то колебательная мощность КАГ может быть
доведена до 300…500 мВт. При больших уровнях мощности кварцевая пластина не выдерживает механических деформаций и разрушается.
Эквивалентная схема и параметры кварцевого резонатора
Кварц (двуокись кремния SiO2) встречается в природном состоянии в виде кристаллов горного хрусталя, но в связи с обеднением естественных месторождений в настоящее
время в радиотехнике используются изделия из искусственного выращенных кристаллов.
Природные или искусственные кристаллы кварца имеют форму шестигранной призмы,
ограниченной сверху и снизу шестигранными пирамидами (рис.22.3). Прямая, соединяющая вершины пирамид, называется оптической осью (ZZ / ). Поворот кристалла кварца вокруг этой оси на любой угол не оказывает никакого влияния на распространение света
3
Сказанное выше относится как к кварцевым, так и к бескварцевым АГ.
356
вдоль неё. На поперечном сечении шестигранной призмы кристалла выделяют три пары
взаимно-перпендикулярных осей: электрических (ХХ / ) и механических (YY / ). Из кристалла кварца вырезают пластины в виде паZ
раллелепипедов, линз или продолговатых
брусков, ориентированных определённым образом относительно его осей.
Y
X
X
Противоположные грани пластины металлизируют, нанося тонкий слой (до 10-4
Y
Y
мм) алюминия, серебра или золота. К ме/
таллизации присоединяют электрические
X
X
контакты из специальных пружинY/
Y/
кварцедержате-лей. Иногда с целью
уменьшения потерь оставляют неболь/
X/
/
X
шой зазор между держателями и гранями
Y
пластины. Для предохранения всей конструкции от внешних воздействий её помещают в пластмассовый, стеклянный
Z/
или металлический баллон. Внутри балРис.22.3
лона нередко создаётся вакуум, что позволяет резко снизить потери, обусловленные трением о воздух. Возможно заполнение
баллона водородом, что облегчает отвод тепла от пластины. Конструктивная совокупность из кварцевой пластины, кварцедержателей и баллона получила название кварцевого
резонатора (КвР).
Кварц относится к числу кристаллов, обладающих свойствами прямого и обратного
пьезоэлектрического эффекта. Если сжать пластину кварца вдоль механической или электрической оси, то на перпендикулярной паре граней возникнут заряды противоположного
знака (прямой пьезоэффект). Если же к параллельной паре граней приложить электрическое напряжение, то вдоль перпендикулярных осей возникнет механическая деформация
пластины (обратный пьезоэффект). Помещённая в электрическое поле высокой частоты,
кварцевая пластина испытывает периодические механические деформации благодаря явлению обратного пьезоэффекта, что в свою очередь вызывает появление электрических
зарядов на её гранях благодаря явлению прямого пьезоэффекта. Таким образом, пластина
кварца претерпевает периодические механические деформации, обусловливающие периодические изменения зарядов на её гранях и, как следствие, протекание через пластину тока смещения. Как всякий упругий механический элемент, кварцевая пластина имеет одну
или несколько резонансных частот, интенсивность колебаний на которых наибольшая. Резонансная длина волны (частота) определяется тем линейным размером, вдоль которого
укладывается одна полуволна механического колебания. Помимо основной собственной
частоты (одной полуволны) в упругом теле пластины возможно возникновение колебаний
высших типов (обертонов), частоты которых кратны основной, то есть вдоль линейного
размера укладывается несколько стоячих полуволн. Использование одной из таких гармоник нередко является единственной возможностью получения высокостабильных электрических колебаний на частотах в сотни мегагерц. При конструировании КвР, предназначенного для работы на высшей гармонике (так называемого гармоникового кварца),
принимаются все меры, позволяющие повысить уровень именно этого колебания. Гармониковые кварцы позволяют стабилизировать частоты АГ вплоть до 200 МГц. Поскольку
кварцевая пластина представляет собою трёхмерное тело, то принципиально возможно
возникновение множества других деформаций, которые не являются основными. Соответствующие им частоты называются паразитными. Поэтому при изготовлении КвР стремятся так подобрать форму пластины, способ её крепления и вид деформации, чтобы максимально ослабить паразитные колебания. КвР, у которых основная и паразитная частоты
колебаний близки, носят название многоволнистых. Свойством пьезоэффекта обладают
357
кристаллы более 100 веществ, но наиболее стабильны параметры у кварца, чем и объясняется его широкое применение в радиоэлектронной аппаратуре.
Наименьшие размеры кварцевой пластины, которые могут быть получены в производственных условиях, соответствуют основной частоте 15 – 20 МГц. Толщина пластины
при этом не превышает 0,1 мм.
Если собрать электрическую цепь, представленную на рис.22.4, включающую в себя
источник высокочастотного сигнала Е(ω), частота которого может изменяться, КвР, амперметр A и вольтметр U для измерения тока через КвР и напряжения на нём, и пронаблюдать изменение тока и напряжения от частоты и фазовый сдвиг между током и напряжением, то оказывается, что КвР в соответствие может быть поставлена эквивалентная
электрическая схема рис.22.5.
А
LК
RИСТ
КвР
Е(ω) ~
U
R
С0
СК
rК
Рис.22.4
Рис.22.5
Параметры эквивалентной электрической схемы КвР (рис.22.5): LК – динамическая
индуктивность кварцевой пластины (обычно говорят: динамическая индуктивность кварца, характеризующая инерционные свойства пластины); СК – динамическая ёмкость кварцевой пластины (динамическая ёмкость кварца, характеризующая упругие свойства пластины); rК – динамическое сопротивление кварцевой пластины (сопротивление потерь
кварца, характеризующее потери энергии на внутреннее трение в пластине и образование
ультразвуковых волн в окружающем пространстве); С0 – статическая ёмкость КвР, то есть
ёмкость конденсатора с диэлектриком кварцем. Определяется только углом среза, формой
и размерами кварцевой пластины. При подключении КвР к схеме в состав С0 также будут
входить межэлектродная и монтажная ёмкости. Сопротивление R обусловлено активной
проводимостью кварца и кварцедержателя, включая проводимость крепления в баллоне. В
схеме добавляется проводимость, обусловливаемая утечкой тока между электродами прибора, к которому подключается КвР. При хорошей конструкции кварцедержателя сопротивление R велико и его обычно не учитывают.
Динамические параметры КвР (кварца) обусловлены явлением пьезоэффекта, поэтому ветвь из LК, СК, rК носит название пьезоэлектрической ветви. Значения LК обычно в
пределах от десятых долей до единиц генри, а значения СК в пределах от сотых до десятых долей пикофарад. Сопротивление потерь rК составляет десятки – сотни Ом. Статическая ёмкость КвР С0 обычно в пределах 2…8 пФ. Часто считают СК /С0 = 10-4…10-2.
Эквивалентная схема КвР (рис.22.5) соответствует параллельному колебательному
контуру 3-го вида (контур с неполным подключением со стороны ёмкостной ветви, см.
лекцию 10). Для такого контура, соответственно и для КвР, существуют две резонансные
частоты. Первая из них соответствует частоте последовательного резонанса пьезоэлектрической ветви
1
1   ПОСЛ 
,
(22.10)
LК С К
а вторая (более высокая) – параллельному резонансу
358
 2   ПАР 
1
 1 1  С К С0 .
С К С0
LК
С К  С0
(22.11)
Поскольку СК /С0 << 1, то можно считать
 2  1 (1  С К / 2С 0 ).
(22.12)
На основании (22.12) относительный разнос частот
 2  1 С К

1
2С0
-4
-2
и при СК /С0 = 10 …10 составляет 0,005…0,5%.
Частота последовательного резонанса ω1 определяется только параметрами кварцевой пластины и поэтому может считаться весьма стабильной. Стабильность частоты параллельного резонанса ω2 ниже, потому что она зависит от ёмкости С0, в состав которой
входят такие нестабильные составляющие, как межэлектродная и монтажная ёмкости.
Кроме частот последовательного и параллельного резонансов для характеристики
свойств КвР используются ещё две величины:
1. Добротность пьезоэлектрической ветви (добротность КвР)4
LК С К  L
1
QК 
 1 К 
;
rК
rК
1С К rК
2. Фактор качества
 2  2
1
K *  QК 2 2 1 
.
1
1С0 rК
Как отмечалось, кварцевая пластина может возбуждаться на гармониках основной
частоты. Соответственно КвР может быть представлен в окрестности частоты каждой
гармоники эквивалентной схемой рис.22.5, в которой следует учитывать параметры кварцевой пластины (кварца) на частоте гармоники. В первом приближении можно считать,
что связь между параметрами пластины на основной частоте и n-й гармонике определяется следующими соотношениями:
LКn  LК ;
С Кn  C К / n 2 ;
rКn  nrК .
Статическая ёмкость КвР от номера гармоники не зависит, то есть С0 = const.
Следует обратить внимание, что в электрических схемах, включая АГ, КвР возбуждается только на нечётных гармониках механических колебаний. Дело в том, что в схеме
через кварцевую пластину протекает ток и на электродах КвР существует электрическое
напряжение (разность потенциалов), что возможно только при существовании на обкладках пластины зарядов противоположных знаков, а это, в свою очередь, возможно только,
если вдоль соответствующего размера пластины укладывается нечётное число полуволн
механических колебаний.
На каждой гармонике КвР соответствуют частоты последовательного и параллельного резонансов, соответственно
1
1
1n 
 n 1 ;
 2n 
,
LКn C Кn
C Кn C0
LКn
C Кn  C0
добротность кварца
QКn 
LКn C Кn
rКn
 QК
и фактор качества
4
Носит также название качества кварца.
359
1
K*
 2.
1n C0 rКn n
Измерения показывают, что добротность кварца в действительности не остаётся постоянной и имеет максимум в районе 3…7 гармоники.
Фактор качества K * , соответственно и K n* , можно рассматривать, в первую очередь,
как показатель способности кварцевой пластины возбуждаться на гармониках механических колебаний в схемах КАГ, где КвР должен иметь индуктивную реакцию. Уменьшение
фактора качества эквивалентно увеличению шунтирующего действия статической ёмкости С0. Очевидно, чем больше номер гармоники, тем сильнее шунтирующее действие ёмкости С0. При значении фактора качества > 4…10 в большинстве случаев можно не принимать мер по уменьшению шунтирующего влияния статической ёмкости С0. Обычно при
значении фактора качества < 4…10 необходима компенсация статической ёмкости С0
внешней индуктивностью или её нейтрализация мостовой схемой. При факторе качества
< 2 КвР практически обладает ёмкостной реакцией во всём интервале интересующих частот и применение его теряет смысл.
При рассмотрении схем КАГ параллельный колебательный контур (рис.22.5), эквивалентный КвР, в ряде случаев удобно заменить эквивалентным последовательным соединением реактивного xoe и активного roe сопротивлений, как это показано на рис.22.6,а. На
рис.22.6,б показан характер изменения этих сопротивлений от частоты. Резонансные частоты, при которых xoe = 0, с большой степенью точности совпадают с частотами ω1 и ω2,
найденными без учёта потерь (22.10), (22.11).
K n* 
LК
С0
jxoe
xoe
СК
rК
C
Roe   К
 C0

roe
2
 L C
 К К

rК

rК
ω1 ω0 ω2
roe
а
ω
б
Рис.22.6
В интервалах частот 0… ω1 и ω2…∞ реактивное сопротивление КвР носит ёмкостный характер, а в интервале частот ω1… ω2 – индуктивный характер, причём в некотором
интервале частот ω1… ω0 < ω2 индуктивное сопротивление по величине больше активного. Вблизи частоты ω1 КвР ведёт себя как последовательный колебательный контур с высокой добротностью, а вблизи частоты ω2 – как высокодобротный параллельный колебательный контур. Благодаря высокой добротности фазочастотная характеристика КвР
вблизи частот последовательного ω1 и параллельного ω2 резонансов имеет большую крутизну, что, как указывалось, очень важно для построения высокостабильных АГ. В ряде
широко применяемых схем КАГ КвР используется в качестве индуктивного элемента колебательной системы АГ. Такие схемы носят название осцилляторных. В других схемах
КвР используется в качестве узкополосного фильтра, обычно включенного в кольцо цепи
возбуждения и проявляющего при этом свойства последовательного колебательного контура. Такие схемы КАГ носят название фильтровых.
Осцилляторные схемы КАГ
360
Осцилляторные схемы КАГ реализуются на основе трёхточечных схем. При этом
КвР выполняет роль индуктивного элемента в ёмкостной трёхточке и одного из индуктивных элементов в индуктивной трёхточке.
Возможно осуществить следующие три осцилляторные схемы КАГ соответственно
на электронной лампе и биполярном транзисторе:
1) с КвР между сеткой и катодом или между базой и эмиттером;
2) с КвР между анодом и сеткой или между коллектором и базой;
3) с КвР между анодом и катодом или между коллектором и эмиттером.
Последняя схема практического применения не находит, так как в ней для создания
замкнутой цепи для постоянной составляющей анодного тока лампы или коллекторного
тока транзистора придётся параллельно КвР включать активное сопротивление (резистор)
или высокочастотный дроссель. Сопротивление будет шунтировать КвР, снижая его добротность, а блокировочный дроссель обладает недостаточной эталонностью своих параметров. По этой причине в любых осцилляторных схемах обычно применяют последовательное питание анодной или коллекторной цепи. Кроме того, эта схема КАГ, как и схема
с КвР между сеткой и катодом или базой и эмиттером, эквивалентна индуктивной
трёхточке и, следовательно, в отношении частоты автоколебаний схемы мало чем будут
отличаться.
Осцилляторные схемы КАГ двух первых типов практически используются в вариантах, представленных на рис.22.7.
С
С
L
L
RC
RК
КвР
СК
СЭ
RЭ
КвР
СБЛ
СБЛ
+ЕА
R2
R1
+ЕК
а
КвР
КвР
С2
RC
С1
С2
R
СБЛ
RК
С1
СК
+ЕА
СЭ СБЛ
RЭ
R2
б
R
R1
+ЕК
Рис.22.7
В схемах нет перестраиваемых элементов, что обеспечивает высокую стабильность
частоты автоколебаний. Частота автоколебаний заключена между частотами ω1 и ω0.
Вблизи частоты параллельного резонанса ω2 КвР обладает большой величиной активной
составляющей roe эквивалентного сопротивления (рис.22.6,б), что делает невозможным
самовозбуждение схемы. Сопротивление R в схемах (рис.22.7,б) служит для замыкания
цепи анодного и коллекторного токов. На частоте автоколебаний оно должно удовлетворять условию R >> 1/ωC2.
Из схем (рис.22.7) несколько большую стабильность частоты автоколебаний следует
ожидать в схемах с КвР между анодом и сеткой (коллектором и базой), эквивалентных
361
ёмкостной трёхточке. Это объясняется тем, что конструктивно ёмкости С1, С2 могут быть
выполнены более стабильными, нежели индуктивности L в схемах с КвР между сеткой и
катодом (базой и эмиттером), эквивалентных индуктивной трёхточке. Кроме того, в ёмкостной трёхточечной схеме, как отмечалось,5 уменьшается влияние на частоту автоколебаний высших гармонических составляющих анодного или коллекторного тока вследствие лучшей фильтрации колебательной системы АГ. В то же время, сравнивая между
собой схемы рис.22.7, можно заметить, что в схемах с КвР между сеткой и катодом (базой
и эмиттером) резонатор шунтируется сопротивлением RC (или R2)6, что ведёт к понижению добротности резонатора и понижению стабильности частоты автоколебаний. В схемах с КвР между анодом и сеткой (коллектором и базой) к резонатору прикладывается
большее колебательное напряжение, через него протекает больший ток, нагревающий
кварцевую пластину, что также ведёт к снижению стабильности частоты автоколебаний.
Поэтому практическая проверка показывает, что в отношении стабильности частоты обе
схемы являются приблизительно равноценными.
Недостатком рассмотренных схем является то, что при использовании многоволнистых КвР (напомним, что у пластин таких резонаторов частоты основного и паразитного
колебаний близки, например, резонансные частоты колебаний по длине и толщине пластины не очень сильно различаются) может иметь место произвольный перескок частоты
автоколебаний с одного значения на другое. Причиной перескока обычно является изменение температуры кварцевой пластины и режима работы АГ.
В анодную или коллекторную цепь схем (рис.22.7) может быть включен параллельный колебательный контур. Это позволяет получить большую мощность, однако стабильность частоты автоколебаний снижается, так как увеличивается число нестабильных элементов. Наличие контура даёт возможность получить автоколебания на той из собственных частот КвР, которая желательна, что особенно важно при работе на механических
гармониках кварцевой пластины. Осцилляторные схемы КАГ с параллельным контуром
показаны на рис.22.8.
5
См. лекцию 19.
Если строго, то в транзисторном АГ шунтирование КвР осуществляется параллельным соединением R2, R1.
Но R2 << R1.
6
362
СК
С
СК
С
LК
RC
RК
КвР
СК
СЭ
RЭ
КвР
LК
СБЛ
СБЛ
+ЕА
R2
R1
+ЕК
а
КвР
КвР
СК
СК
LК
RC
С1
RК
СК
С1
СБЛ
+ЕА
LК
СЭ
RЭ
СБЛ
R2
б
R1
+ЕК
Рис.22.8
Если учесть, что КвР эквивалентен параллельному колебательному контуру
(рис.22.5), то схемы (рис.22.8) по существу представляют схемы двухконтурных АГ. Следовательно, для этих схем будут справедливы все положения теории двухконтурных АГ
соответственно с общим катодом (ОК) (с общим эмиттером - ОЭ) и с общим анодом (ОА)
(с общим коллектором - ОК). Некоторое отличие состоит только в том, что контур, эквивалентный КвР, не полностью подключается к лампе или транзистору и поэтому обладает
индуктивным сопротивлением в ограниченной области частот, в которой и возможны автоколебания.
Так в схемах (рис.22.8,а), эквивалентных двухконтурным АГ с ОК (ОЭ), автоколебания, очевидно, будут возможны, если круговая резонансная частота контура ωКОНТ > ω2,
где ω2 – частота параллельного резонанса КвР. Автоколебания будут происходить на
нижней частоте связи ωН, заключённой между частотами КвР ω1 и ω0, как показано на
рис.22.9,а. На рис.22.9,б показана зависимость тока в контуре IКОНТ, а на рис.22.9,в показана зависимость постоянной составляющей I0 анодного или коллекторного тока от собственной (резонансной) частоты контура ωКОНТ (или ёмкости контура СК). Максимальная
мощность в контуре, следовательно и ток в контуре IКОНТ, получается, когда ωКОНТ → ω2,
при этом частота автоколебаний ω → ω1, несколько не достигая частоты последовательного резонанса КвР, так как вблизи этой частоты реактивное сопротивление КвР xoe приближается к нулю (рис.22.6,б) и баланс фаз не будет выполняться. Точно также, частота
автоколебаний не достигает ω0, так как на этой частоте ещё велико активное сопротивление roe КвР (рис.22.6,б), что затрудняет выполнение условия самовозбуждения АГ.
Характер изменения I0(ωКОНТ) объясняется тем, что при ωКОНТ → ω2 увеличивается
эквивалентное сопротивление колебательной системы АГ
xoe2 КОНТ
Roe 
,
roe  roe КОНТ
так как реактивное сопротивление контура хoe КОНТ, учитываемое в квадрате, возрастает
заметнее, чем активная составляющая сопротивления контура roe КОНТ. Кроме того, активная составляющая эквивалентного сопротивления КвР roe при этом уменьшается, стремясь
363
к rК, так как частота автоколебаний стремится к частоте последовательного резонанса КвР
ω1. Указанные выше зависимости сопротивлений от частоты представлены на рис.22.10.
ω
ω2
ω0
ωН
ω1
а
xoe
СК
ω2
C
Roe   К
 C0

roe
ωКОНТ
2
 L C
 К К

rК

rК
IКОНТ
ω1 ω0 ω2
ω
б
СК
ωКОНТ
I0
roe КОНТ
xoe КОНТ
ω
в
СК
ωКОНТ
ωКОНТ
Рис.22.9
Рис.22.10
Рост Roe приводит к уменьшению амплитуды импульсов анодного или коллекторного
тока, к увеличению напряжённости режима, а следовательно, и к уменьшению постоянной
составляющей I0 анодного или коллекторного тока.
В схемах (рис.22.8,б), эквивалентных двухконтурному АГ с общим анодом (ОА)
(общим коллектором – ОК), автоколебания возможны, если резонансная частота контура
ωКОНТ меньше частоты последовательного резонанса ω1 КвР. Автоколебания происходят
на верхней частоте связи ωВ колебательной системы АГ, заключенной между частотами
ω1… ω0, не совпадая ни с одной из них: вблизи частоты ω1 мало реактивное сопротивление КвР (рис.22.6,б) и не выполняется баланс фаз, а вблизи частоты ω0 велико активное
сопротивление КвР и не выполняется условие самовозбуждения АГ.
На рис.22.11 показаны зависимости частоты автоколебаний ω, тока в контуре IКОНТ и
постоянной составляющей I0 анодного или коллекторного тока при изменении частоты
настройки контура ωКОНТ или ёмкости контура СК.
При увеличении ёмкости контура СК, то есть при понижении резонансной частоты
контура ωКОНТ, резонансная частота контура отклоняется от частоты автоколебаний и ток
в контуре IКОНТ уменьшается. Эквивалентное сопротивление колебательной системы АГ
xoe2 КОНТ
Roe 
roe  roe КОНТ
при увеличении ёмкости контура СК падает, так как реактивное сопротивление контура
xoe КОНТ резко уменьшается при отклонении от резонансной частоты контура. Сказанное
поясняется зависимостями рис.22.12.
364
ω2
ω0
ω1
C
Roe   К
 C0

roe
ω ω
В
а
СК
ω1 ω
КОНТ
xoe
2
 L C
 К К

rК

rК
ω1 ω0 ω2
IКОНТ
ω
б
СК
ωКОНТ
xoe КОНТ
I0
roe КОНТ
ω
в
СК
ωКОНТ
ωКОНТ
Рис.22.11
Рис.22.12
Уменьшение Roe приводит к увеличению импульсов анодного или коллекторного тока, уменьшает напряжённость режима работы лампы или транзистора и, следовательно,
увеличивает постоянную составляющую I0 анодного или коллекторного тока.
В рассмотренных схемах КАГ (рис.22.8) контур настраивают в рабочем режиме примерно на среднюю частоту участка автоколебаний. Настраивать контур на частоту ωКОНТ
вблизи максимального значения тока в контуре не рекомендуется, так как незначительное
изменение ёмкости контура С может привести к срыву автоколебаний. Кроме того, в этой
области велико значение  С К , то есть мала стабильность частоты автоколебаний.
При использовании схем (рис.22.8) в качестве гармониковых КАГ предпочтение следует отдать схемам (рис.22.8,б), в которых контур на частоте автоколебаний должен иметь
ёмкостную реакцию. Будучи настроенным на частоту вблизи нужной гармоники, контур
имеет индуктивную реакцию на всех низших гармониках, включая и основную частоту
КвР, что делает невозможным самовозбуждение схемы на низших гармониках и основной
частоте. В схемах (рис.22.8,а) контур на частоте автоколебаний должен иметь индуктивную реакцию. Будучи настроен на частоту вблизи желаемой гармоники, контур имеет индуктивное сопротивление и на всех низших гармониках, на которых схема легче возбуждается. Для устранения этого недостатка используют контур с неполным включением 3-го
вида (подключение со стороны
ёмкостной ветви). Возможный ваС
СК1
риант схемы гармоникового КАГ с
LК С
БЛ
таким контуром показан на
+ЕК
СЭ
рис.22.13.
СК2
LБЛ
RЭ
КвР
Контур третьего вида имеет
индуктивную реакцию лишь в интервале между частотами его поR2
R1
следовательного и параллельного
Рис.22.13
резонансов. Ветвь контура LК, СК2
(рис.22.13) должна иметь резонансную частоту выше всех нежелательных гармоник, тогда контур на этих гармониках
будет иметь ёмкостное сопротивление и баланс фаз не будет выполняться.
365
Достоинством осцилляторных схем КАГ является их простота. Схемы принципиально не могут возбуждаться, если кварцевая пластина не проявляет явление пьезоэффекта.
Поэтому, если КвР изъять из схемы или заменить его ёмкостью, например, равной по величине статической ёмкости резонатора С0, или закоротить резонатор, то в правильно выполненной схеме автоколебания не возникнут. Если в схеме существуют автоколебания,
то кварц принимает участие в работе схемы и этим гарантируется стабильность частоты
имеющихся автоколебаний. Однако возможность осцилляторных схем генерировать в некотором интервале частот между резонансными частотами КвР при изменении параметров
элементов схемы является их недостатком. Поэтому осцилляторные схемы целесообразно
применять в тех случаях, когда к стабильности частоты автоколебаний не предъявляется
повышенных требований, а главное – простота и экономичность.
В осцилляторных схемах используются сравнительно низкие гармоники: третья, пятая, но не выше седьмой. Возможность возбуждения на более высоких механических гармониках ограничивается вредным влиянием статической ёмкости С0, а также межэлектродных и монтажных ёмкостей, шунтирующих КвР. Практически осцилляторные схемы
с возбуждением на гармониках применяют на частотах до 30…50 МГц. На частотах выше
50 МГц без компенсации статической ёмкости практически не удаётся получить индуктивную реакцию КвР.
Пример осцилляторной схеС
мы гармоникового КАГ с компенСК1
LК С
сацией статической ёмкости КвР
БЛ
LКОМП
показан на рис.22.14. Схема не
+ЕК
СЭ
может возбудиться, если кварцеС
LБЛ
К2
RЭ
КвР
вая пластина не проявляет явление
пьезоэффекта, то есть КвР ведёт
себя как ёмкость С0, так как, воR2
R1
первых, без подключения компенРис.22.14
сирующей индуктивности LКОМП
не выполняется условие индуктивной трёхточки; во-вторых, участок база – эмиттер шунтируется цепью LКОМП, С0, настроенной на частоту интересующей гармоники. Если же явление пьезоэффекта проявляется на частоте интересующей гармоники, то результирующее сопротивление ветви LКОМП, КвР носит индуктивный характер и процесс автоколебаний в схеме происходит с участием кварца. Влияние LКОМП на частоту автоколебаний во
много раз меньше, чем влияние динамической индуктивности кварцевой пластины, величина которой, как отмечалось, не зависит от номера гармоники и лежит в пределах от десятых долей до единиц генри.
Фильтровые схемы КАГ
Однокаскадные трёхточечные схемы КАГ могут быть не только осцилляторными, но
и фильтровыми. В таких схемах КвР (вместе с подстроечным элементом) ведёт себя на
рабочей частоте как активное сопротивление. Автоколебания в фильтровых схемах возможны и без проявления кварцевой пластиной резонатора явления пьезоэффекта, в частности, при коротком замыкании КвР, а часто и при замене КвР в схеме конденсатором с
ёмкостью С0. При изъятии КвР из схемы и разрыве таким образом цепи автоколебания в
схеме не возникают.
Фильтровые трёхточечные схемы могут быть построены как на основе ёмкостной
трёхточки, так и индуктивной трёхточки. Однако применение индуктивной трёхточки в
ряде случаев затруднено из-за большого влияния высших гармонических составляющих
тока генераторного прибора и склонности к паразитному самовозбуждению.7
7
Последнее обусловливается тем, что части катушки индуктивности контура и межэлектродные и монтажные ёмкости образуют дополнительные контуры и даже систему двух связанных контуров, что может вызвать паразитные автоколебания. На это указывалось в лекции 19 (см. рис.19.9) при рассмотрении одноконтурного АГ с автотрансформаторной обратной связью, соответствующего индуктивной трёхточке.
366
На рис.22.15 представлены возможные варианты фильтровых схем КАГ на основе
ёмкостной трёхточки при использовании транзисторов. Аналогично могут быть выполнены схемы на основе индуктивной трёхточки,8 а также при использовании ламп. Для понимания сути схем на рис.22.15 показаны их эквивалентные аналоги по высокой частоте.
Некоторые основные принципиальные схемы будут рассмотрены ниже.
Фильтровые схемы (рис.22.15) класКвР
сифицируются по месту включения КвР и,
соответственно, носят названия:
а) с кварцем между эмиттером и конС1
С1
L
L
туром
(между катодом и контуром). Схема
С2
С2
КвР
известна также как схема Батлера;
б) с кварцем между базой и контуром
а
б
(между сеткой и контуром). Схему часто
называют схемой с кварцем в цепи обратной связи;
в) с кварцем между коллектором и
С1
L
контуром (между анодом и контуром);
С1
L
С2
г) с кварцем в контуре.
С2
Любая из представленных схем генеСР
рирует на частоте, близкой к частоте поRШ
КвР
следовательного резонанса используемой
гармоники кварцевой пластины КвР, поКвР
г
в
скольку при этом в колебательную систеРис.22.15
му АГ вносится минимальное затухание со
стороны КвР и наилучшим образом выполняется условие самовозбуждения (коэффициент
обратной связи в схеме оказывается наибольшим). Контур L, С1, С2 настраивают так, чтобы АГ с закороченным резонатором возбуждался приблизительно на частоте последовательного резонанса нужной гармоники кварцевой пластины, чем исключается опасность
самовозбуждения АГ на основной частоте и низших гармониках.
В схемах (рис.22.15) заземлён (в первую очередь по высокой частоте) коллектор. Как
и в бескварцевых схемах АГ в КАГ может быть заземлён любой электрод АЭ и выбор
электрода для заземления определяется аналогичными соображениями (см. лекцию 19). В
то же время при надлежащем выборе электрода для заземления может облегчиться реализация КАГ с требуемыми параметрами и на нужную частоту. Частично эти вопросы мы
обсудим при рассмотрении конкретных схем.
В схеме (рис.22.15,г) возможно возникновение паразитных автоколебаний на частоте
1
 ПАРАЗ 
.
C1C 2C 0
L
C1C 2  C1C0  C 2 C0
Для предотвращения этого параллельно КвР подключают резистор RШ, сопротивление которого должно удовлетворять условию
3...5
rК  RШ 
.
 ПАРАЗ С0
На частоте, близкой к частоте последовательного резонанса КвР, RШ практически не оказывает влияния на работу АГ.
В схеме (рис.22.15,б) необходимо, чтобы входное сопротивление АЭ было заметно
меньше сопротивления КвР rК, так как только в этом случае стабильность частоты автоколебаний будет определяться в основном КвР.
8
Сказанное, очевидно, уместно отнести к схемам рис.22.15,а, б, в.
367
Действительно, напряжение U C1 , снимаемое с ёмкости С1 в схеме (рис.22.15,б), рас*
пределяется между сопротивлением КвР Z КВ и входным сопротивлением транзистора
*
Z ВХ . Соответственно амплитуда напряжения возбуждения
*
*
U МБ 
U C1 Z ВХ
.
*
*
Z КВ  Z ВХ
Последнее выражение можно представить в следующем виде:
*
*
U МБ 
U C1 Z ВХ
*
*
(22.13)
*

U МК p ВХ Z ВХ
*
*
,
(22.14)
Z КВ  Z ВХ
p ( Z КВ  Z ВХ )
где UМК – амплитуда напряжения между коллектором и эмиттером (напряжение на ёмкости С2); p – коэффициент включения контура со стороны ёмкости С2; pВХ – коэффициент
включения контура со стороны ёмкости С1.
Очевидно,
C1
C2
p
;
p ВХ 
 1  p.
(22.15)
C1  C 2
C1  C 2
На основании (22.14) коэффициент обратной связи в схеме (рис.22.15,б)
*
*
U МБ p ВХ
Z ВХ
(22.16)
k

.
*
U МК
p ( Z  Z* )
КВ
ВХ
Если пренебречь входным сопротивлением в знаменателе (22.16), то можно считать
*
*
p Z ВХ p Z
k  ВХ *  ВХ ВХ e j ( ВХ   КВ ) .
(22.17)
p Z
p Z КВ
КВ
Соответственно условие баланса фаз (19.14) применительно к рассматриваемому АГ
принимает вид
 S   oe   k  D   S   oe   ВХ   КВ  0.
*
Условие устойчивости частоты автоколебаний (22.6) для рассматриваемой схемы
   i  S  oe  ВХ  КВ




 0.





Как указывалось, стабильность частоты автоколебаний любого АГ определяется
элементом схемы, имеющим наибольшую крутизну фазочастотной характеристики. В
схеме КАГ таким элементом является КвР. Следовательно, применительно к рассматриваемой схеме (рис.22.15,б) условие устойчивости частоты автоколебаний принимает вид

 КВ  0.
(22.18)

На рис.22.16 представлена фазочастотная характеристика КвР.
Как видно из рис.22.16, условие (22.18) выполняется
 КВ
на частоте последовательного резонанса кварцевой пла+π/2
стины резонатора ω1. Частота последовательного резонанса пластины является наиболее стабильной, а крутизна
фазочастотной характеристики КвР вблизи этой частоты
ω1
ω2
существенно превосходит крутизны фазовых характериω
стик остальных элементов колебательной системы АГ.
Очевидно, если условие ZКВ >> ZВХ не выполняется,
-π/2
то стабильность частоты автоколебаний в рассматриваемой схеме АГ не будет определяться в основном КвР и,
Рис.22.16
368
следовательно, будет ниже. Для выполнения указанного соотношения между сопротивлением КвР и входным сопротивлением, учитывая, что на частоте последовательного резонанса ZКВ практически равно rК, параллельно входу АЭ по высокой частоте подключается
резистор, сопротивление которого r << rК.
Величина коэффициента обратной связи в схеме (рис.22.15,б) согласно (22.16) зависит от коэффициентов включения pВХ, p и на частоте автоколебаний, совпадающей с частотой последовательного резонанса КвР ω1, при выполнении необходимого соотношения
между сопротивлениями, равна
p r
k  ВХ
.
p rК
При большом значении pВХ схема может самовозбудиться через статическую ёмкость
С0, то есть без проявления кварцевой пластиной явления пьезоэффекта, особенно при возбуждении пластины на высшей гармонике. Для предотвращения такого самовозбуждения
применяют компенсацию статической ёмкости с помощью параллельно подключаемой к
КвР компенсирующей индуктивности LКОМП. Можно также нейтрализовать действие ёмкости С0, если с выходного электрода АЭ (анода лампы, коллектора транзистора) подать
на входной электрод (сетку, базу) высокочастотное напряжение через конденсатор
нейтрализации ёмкостью СНЕЙТР, которое будет напряжением отрицательной обратной
СБЛ
+ЕК
R1
СНЕЙТР
СР СНЕЙТР
LБЛ
LКОМП
С2
КвР
СР
С
L
С1
R2
RЭ
СЭ
СР КвР СР
r
СК
LКОМП
r
RК
а
L
RC
б
Рис.22.17
СБЛ
+ЕA
связи.
На рис.22.17 представлены два варианта рассмотренной схемы АГ с кварцем в цепи
обратной связи. При этом на рис.22.17,б представлен, для примера, ламповый вариант
схемы на основе индуктивной трёхточки (на основе одноконтурного АГ с автотрансформаторной обратной связью), с заземлённым (по высокой частоте) катодом. У схемы
(рис.22.17,а) заземлён (по высокой частоте) эмиттер.
Если в схеме (рис.22.15,б), соответственно и в схемах (рис.22.17), через КвР протекает только ток входного электрода (базы или сетки, причём последний может быть весьма
мал и поэтому обязательно потребуется включение в схему дополнительного резистора с
сопротивлением r), то в схеме (рис.22.15,а) через КвР протекает суммарный ток: эмиттерный или катодный, что увеличивает падение напряжения на КвР. Увеличение падения
напряжения на резонаторе эквивалентно увеличению сопротивления КвР по сравнению с
входным сопротивлением или же уменьшению входного сопротивления схемы по сравнению с сопротивлением КвР.9
В этом случае, по аналогии с (22.13), напряжение возбуждения можно определить
подобным соотношением
*
*
U МБ 
U C1 Z ВХ
*
*
А Z КВ  Z ВХ
*

*
U C1 Z ВХ / А
*
*
,
Z КВ  Z ВХ / А
9
В схеме имеет место отрицательная обратная связь по току со всеми вытекающими из этого особенностями.
369
где с достаточным основанием можно принять А = (1+ IA1/IC1) в ламповом варианте и
А = (1+IК1/IБ1) = (1+ β) в АГ на транзисторе; β – коэффициент передачи по току транзистора при включении с общим эмиттером; UC1 = pВХ UL; UL – напряжение на контуре (на
индуктивности контура, оно же на ёмкостной ветви контура, образованной последовательным соединением ёмкостей С1 и С2).
Выходное напряжение в схеме (напряжение между коллектором и эмиттером в транзисторном варианте АГ, между анодом и катодом в ламповом варианте АГ)
*
*
*
*
U МК  U КВ  U C 2  U КВ  pU L 
U C1 A Z КВ
*
*
*
 pU L 
U C1 Z КВ
*
*
 pU L .
A Z КВ  Z ВХ
Z КВ  Z ВХ / А
На основании последних соотношений получаем (во всех соотношениях коэффициенты включения p и pВХ определяются (22.15))
*
*
U МБ
*
k
*

p ВХ Z ВХ / А
*
*
.
Z КВ  Z ВХ / А
U МК
Так как A >> 1, то можно считать
*
*
k
p ВХ Z ВХ
*

p ВХ Z ВХ j ( ВХ   КВ )
e
.
A Z КВ
A Z КВ
Последнее соотношение подобно (22.17) и для рассматриваемой схемы применимы
все рассуждения относительно устойчивости частоты автоколебаний, сделанные для схемы (рис.22.15,б).
На рис.22.18 представлена возможная принСБЛ
С2
L
ципиальная схема КАГ с кварцем между эмиттеКвР
С1
ром и контуром. Для предотвращения самовозбуждения АГ через статическую ёмкость КвР С0 в
RЭ
СБЛ
+ЕК
схеме может быть применена компенсация ёмкоLКОМП R1
R2
сти С0 с помощью индуктивности LКОМП. Следует
обратить внимание, что сопротивление в цепи
эмиттера RЭ подключается по высокой частоте
Рис.22.18
параллельно входу транзистора, уменьшая входное сопротивление АЭ и этим самым способствуя усилению влияния КвР на стабильность
частоты автоколебаний.
В схемах (рис.22.15,а, б) монтажная ёмкость КвР, а также монтажная ёмкость компенсирующей индуктивности при её использовании, оказывают влияние на настройку
контура L, С1, С2, что усложняет настройку АГ в целом. Схема (рис.22.15,в) лишена подобного недостатка: монтажная ёмкость КвР и монтажная ёмкость LКОМП не оказывают
влияния на элементы контура и его настройку.
Фильтровые схемы КАГ обеспечивают в 10…100 раз лучшую стабильность частоты
автоколебаний при изменении питающих напряжений, чем осцилляторные схемы. Одна из
причин этого в том, что межэлектродные ёмкости, как правило зависящие от режима АЭ,
в фильтровых схемах подключаются к контуру через КвР, а не непосредственно, как в осцилляторных схемах.
Благодаря применению компенсации статической ёмкости КвР удаётся строить
фильтровые схемы КАГ вплоть до частоты 300 МГц при возбуждении кварцевой пластины на 11 или 13 механической гармонике. Более часто фильтровые схемы КАГ используют на частотах до 50…100 МГц.
Мостовые схемы КАГ
Мостовые схемы КАГ относятся к фильтровым трёхточечным схемам с нейтрализацией статической ёмкости КвР С0. Отличие мостовых схем от всех ранее рассмотренных
370
состоит в том, что в мостовых схемах цепь обратной связи образуется двумя ветвями, одна из которых включает нейтродинную ёмкость СНЕЙТР, а другая – кварцевый резонатор
(КвР). Мостовые схемы КАГ могут быть построены на основе ёмкостной или индуктивной трёхточки. Схемы на основе индуктивной трёхточки более склонны к паразитному
самовозбуждению, нежели схемы на основе ёмкостной трёхточки.
Возможные варианты мостовых схем на транзисторах представлены на рис.22.19.
L4
L2
C
СР
RЭ
R1
СР
RЭ
L3
R1
R2
СЭ
C2
CВЫХ
C1
СНЕЙТР
КвР
L
СР
RЭ
C3
CДОП
СЭ
C4
C2
CВЫХ
КвР
СНЕЙТР
СР
RЭ
C3
СЭ
CДОП
R1
R2
в
б
C1
r
CБЛ
R1
R2
+EК
а
C4
+EК
L1
CБЛ
+EК
CБЛ
КвР
СНЕЙТР
СЭ
CБЛ
r
L2
CДОП
L3
L
CВЫХ
L4
C
СНЕЙТР
КвР
L1
CДОП
CВЫХ
+EК
R2
г
Рис.22.19
Аналогичный вид имеют схемы на электронных лампах.
В схемах на основе ёмкостной трёхточки (рис.22.19,в, г) питание цепи коллектора
осуществляется через небольшое антипаразитное сопротивление r, которое подключается
к точке контура, имеющей приблизительно нулевой высокочастотный потенциал.
Если сравнивать попарно приведенные схемы (рис.22.19,а, б и рис.22.19,в, г), то видно, что они отличаются местами подключения КвР и нейтродинной ёмкости СНЕЙТР к ветви контура.10 Это приводит к тому, что автоколебания будут ближе либо к частоте последовательного резонанса кварцевой пластины ω1, либо к частоте её параллельного резонанса ω2 на интересующей гармонике.
Контур во всех схемах настраивается на частоту желаемой гармоники КвР. Мост L1,
L2, СНЕЙТР, КвР в схемах (рис.22.19,а, б) или С1, С2, СНЕЙТР, КвР в схемах (рис.22.19,в, г)
должен быть уравновешен, что достигается при L1 = L2, С1 = С2, СНЕЙТР = С0.
В схемах (рис.22.19,а, в) коэффициент обратной связи будет положительным на частоте последовательного резонанса ω1 кварцевой пластины, при этом цепь обратной связи
замыкается через КвР. Таким образом, частота автоколебаний в этих схемах будет вблизи
ω1 на соответствующей гармонике.
В схемах (рис.22.19,б, г) коэффициент обратной связи будет положителен на частотах параллельного резонанса ω2 кварцевой пластины, при этом цепь обратной связи замы10
Нетрудно видеть родство мостовых схем (рис.22.19,а, в) с фильтровой схемой с кварцем в цепи обратной
связи, когда для компенсации статической ёмкости С0 используется нейтрализация (рис.22.17).
371
кается через нейтродинную ёмкость СНЕЙТР, а ветвь КвР практически разрывается. Частота
автоколебаний будет вблизи ω2 на соответствующей гармонике.
В схемах (рис.22.19) чаще всего L3 = L4, С3 = С4, то есть схемы являются симметричными относительно цепи обратной связи. При этом упрощается настройка схем. Однако
выходная ёмкость АЭ СВЫХ нарушает эту симметрию. Поэтому для симметрирования схем
к контуру присоединяется дополнительный конденсатор ёмкостью СДОП, примерно равной
СВЫХ лампы или транзистора с учётом ёмкости монтажа. Недостаток симметричных схем
– низкий коэффициент включения контура в коллекторную (анодную) цепь (p = 0,5), что
затрудняет самовозбуждение АГ с ростом частоты. Поэтому на более высоких частотах
применяют несимметричный вариант мостовой схемы, например, показанный на
рис.22.20. В этом случае увеличивается коэффициент включения контура в коллекторную
цепь, что при прочих равных параметрах способствует самовозбуждению схемы.
В общем случае из-за наличия выСВЫХ
ходной ёмкости АЭ СВЫХ для уравновеСНЕЙТР
L
шения связей по ветвям моста ёмкости
C3
С
1 и С2 в несимметричной схеме не буC2
СР
дут равными. Следует брать
C1
r
С (С  С ВЫХ )
RЭ
СЭ
С2  3 1
 C1 .
С3  С ВЫХ
CБЛ
КвР
Очевидно, эффекта уравновешения свяR1
R2
зей по ветвям моста можно достигнуть,
принимая СНЕЙТР > C0 при С2 = С1. В лю+EК
бом случае настройка несимметричной
Рис.22.20
мостовой схемы оказывается сложнее,
чем симметричной.
Недостаток всех мостовых схем это требование равновесия моста, при отсутствии
которого схемы могут возбудиться на частотах, отличных от резонансных частот КвР.
Например, в схемах (рис.22.19,а, в), а также в схеме (рис.22.20) это произойдёт, если
СНЕЙТР < C0. В этом случае отрицательная обратная связь через ёмкость СНЕЙТР не будет
компенсировать положительную обратную связь через ёмкость С0. Аналогичная ситуация
будет иметь место в схемах (рис.22.19,б, г), когда СНЕЙТР > C0. В этом случае отрицательная обратная связь через С0 не будет компенсировать положительную обратную связь через СНЕЙТР.
В целом мостовые схемы КАГ применяют до частоты порядка 100 МГц (несимметричный вариант). На частотах до 50…60 МГц схемы на основе индуктивной и ёмкостной
трёхточек дают примерно одинаковый результат. На более высоких частотах целесообразно использовать схемы на основе ёмкостной трёхточки.
Двухкаскадная фильтровая схема Батлера
Выше мы рассматривали фильтровую схему однокаскадного КАГ с кварцем между
эмиттером (катодом) и контуром (рис.22.15,а и рис.22.17), известную как схема Батлера.
Специалистам известна также двухкаскадная схема Батлера КАГ, в которой КвР
включается между контуром и эмиттером (катодом) через эмиттерный (катодный) повторитель. В итоге схема представляет два каскада, один из которых формирует одноконтурный АГ, у которого по высокой частоте заземлена база (сетка),11 а КвР в цепи обратной
связи между контуром и эмиттером (катодом) одноконтурного АГ подключается через
другой каскад – эмиттерный (катодный) повторитель.
11
Соответственно каскад оказывается эквивалентным ГВВ с общей базой (общей сеткой).
372
Двухкаскадная схема Батлера КАГ на транзисторах на основе ёмкостной трёхточки
представлена на рис.22.21. Аналогично выполняется схема на основе индуктивной
трёхточки, а также при использовании ламп.12
Часто рассматриваемую
+ЕК
схему
называют схемой с
СР
СБЛ
С2
L
эмиттерной (катодной) свяС1
R3
R1
зью, так как эмиттеры транLКОМП
зисторов (катоды ламп) соединяются через кварцевый
VT2
VT1
резонатор
(КвР). Назначение
R2
элементов в схеме аналогичВыход
RЭ1
СР КвР R4
RЭ2
СБЛ
но обсуждавшемуся при рассмотрении схем одноконтурРис.22.21
ных АГ. В данном случае,
благодаря заземлению базы у транзистора одноконтурного АГ VT1, использовано последовательное питание коллектора. Конденсатор СР, включенный последовательно с КвР,
служит для развязки цепей смещения транзисторов VT1 и VT2. Конденсатор СР между ёмкостной ветвью контура и базой транзистора VT2 при достаточной электрической прочности конденсаторов контура может быть исключён из схемы.13 При необходимости может
быть использована компенсация статической ёмкости КвР с помощью LКОМП.
Стабильность частоты автоколебаний в рассматриваемой схеме КАГ практически
определяется КвР, сопротивление которого в основном определяет сопротивление ветви
связи эмиттера VT1 с контуром: последовательно с КвР включаются выходное сопротивление эмиттерного (катодного) повторителя и входное сопротивление каскада с общей базой (сеткой). Как известно, оба эти сопротивления малы (каждое примерно равно 1/SСР, то
есть обратно пропорционально средней крутизне коллекторного тока соответствующего
транзистора по первой гармонике).
Двухкаскадная схема Батлера КАГ может быть реализована с нейтрализацией статической ёмкости КвР. В этом случае вместо повторителя используется каскад с разделённой нагрузкой. Примеры транзисторного и лампового вариантов такой схемы даны на
рис.22.22.
Следует отметить, что в
+ЕК
транзисторном варианте схеСР
СБЛ
С2
L
мы получается хуже стабильС1
R3
ность частоты при изменении
R1
R
режима работы каскада с разделённой нагрузкой при изVT1 СНЕЙТР
VT2
менении питающих напряжеR2
ний, так как входная и выВыход
RЭ1
С
R
R
Р
4
Э2
КвР
СБЛ
ходная ёмкости транзистора
изменяются неодинаково с
а
изменением
коллекторного
напряжения и равновесие мо+ЕА
ста нарушается.14 Поэтому
С
БЛ
С
Р
С2
при использовании транзиL
С1
сторов предпочтение следует
RА
V2
V1
СНЕЙТР схема была реализована на лампах, а с появлением высокочастотСледует отметить, что первоначально
ных транзисторов переведена на транзисторы.
Выход
13
При реализации АГ на основе индуктивной трёхточки (схема с автотрансформаторной обратной связью)
RК1
С
RК2 питания коллектора VT1 и базы VT2.
RС развязки цепей
Р
КвР
конденсатор СР необходим в этой
ветви для
14
Плечи моста образуются СНЕЙТР, КвР, R, RЭ2 с подключением параллельно резисторам соответственно выходной и входной ёмкостей.
б
12
Рис.22.22
373
отдать схеме (рис.22.21), а при использовании электронных ламп схеме (рис.22.22,б), так
как в схеме с компенсацией параметры КвР ухудшаются с подключением компенсирующей индуктивности LКОМП, а в схеме с нейтрализацией – нет.
Двухкаскадная схема Батлера считается одной из лучших схем КАГ и при реализации её в ламповом варианте она превосходит по стабильности частоты большинство известных схем. Из-за ухудшения свойств эмиттерного повторителя с ростом частоты транзисторный вариант схемы Батлера применяется до частот 70…100 Мгц. Ламповый вариант схемы реализуется до частот раза в два выше.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 22:
1. Для чего, по вашему мнению, необходимо обеспечивать стабильность частоты и амплитуды автоколебаний в АГ? Поясните.
2. Перечислите дестабилизирующие факторы и поясните их воздействие на частоту АГ. Какие меры предпринимаются для ослабления воздействия дестабилизирующих факторов на частоту АГ? Поясните.
3. Как определяется общая нестабильность частоты автоколебаний АГ?
4. Поясните условия устойчивости частоты и амплитуды автоколебаний АГ. Что понимается под фиксирующей способностью АГ? Определите её и поясните.
5. Приведите известные вам классификации КАГ и их схем.
6. Опишите свойства кварца. Что представляет собой кварцевый резонатор (КвР)? Приведите эквивалентную электрическую схему КвР, поясните её элементы. Как зависит сопротивление КвР от частоты?
7. Изобразите схемы фильтровых КАГ. Поясните назначение элементов в схемах. Назовите достоинства и
недостатки фильтровых схем.
8. Представьте фильтровые схемы КАГ. Опишите их особенности.
9. Поясните суть компенсации и нейтрализации статической ёмкости КвР. В каких схемах КАГ возможна
компенсация или нейтрализация статической ёмкости С0? Поясните.
10. Поясните особенности двухкаскадного КАГ по схеме Батлера. Сравните транзисторный и ламповый варианты.
11. Опишите мостовые схемы КАГ и их родство с другими известными схемами.
374
Лекция 23
Принципы стабилизации множества частот. Синтезаторы частот. Диапазонные возбудители радиопередатчиков.
В составе любого радиопередатчика выделяется устройство, называемое возбудителем. Возбудитель является первичным источником рабочих колебаний радиопередатчика.
Очевидно, в простейшем случае возбудитель радиопередатчика представляет АГ. Так как
стабильность частоты рабочих колебаний должна быть относительно высокой, то АГ обязательно стабилизируется кварцем. Рассмотренные в лекции 22 одиночные КАГ могут
использоваться в качестве возбудителей радиопередатчиков, работающих на одной фиксированной частоте. Такие радиопередатчики используются, например, для радиовещания
в диапазонах длинных и средних волн. Если радиопередатчик должен работать на нескольких сменяемых частотах,1 то для каждой частоты может быть использован свой АГ с
кварцевой стабилизацией частоты. Возбудители такого типа носят название кварц-волна.
Может быть использован один КАГ, но со сменными КвР. В последнем случае стабильность частоты получаемых колебаний будет ниже вследствие необходимости смены КвР,
что требует дополнительных элементов подстройки и затрудняет термостатирование АГ.
Возбудители кварц-волна применяются в стационарных вещательных и связных радиопередатчиках, если требуемое число частот N ≤ 10. Возбудители со сменными, в том числе с
переключаемыми, КвР применяются, в частности, в подвижных и носимых радиостанциях.
При большом числе частот делать на каждую частоту свой КАГ – возбудитель или
иметь большое число сменяемых КвР получается громоздко и экономически невыгодно.
Для уменьшения количества КвР в современных радиопередатчиках используют сложные
схемы возбудителей, носящих название диапазонных возбудителей, обеспечивающих стабилизацию большого числа частот при небольшом количестве КвР. В некоторых случаях
все рабочие частоты стабилизируются с помощью только одного КвР.
Возбудители современных радиопередатчиков являются сложными устройствами,
основой которых являются так называемые синтезаторы частот. Синтезаторы частот
позволяет перекрывать весь рабочий диапазон дискретно или плавно с привлечением
ограниченного числа КвР. В состав возбудителей входят также формирователи рода (вида) работ. В формирователе рода (вида) работ осуществляется формирование модулированного сигнала, производимое обычно на пониженной частоте, с последующим переносом спектра в диапазон рабочих частот. Поэтому ещё одним элементом возбудителя является тракт переноса сформированного сигнала в рабочий диапазон частот. Структурная
схема возбудителя современного радиопередатчика представлена на рис.23.1. Весь комплекс возбудителя снабжается собственными источниками питания и конструктивно выполняется в виде отдельного автономного блока или стойки. Очевидно, при отсутствии
формирователя вида (рода) работ и тракта переноса возбудитель – он же синтезатор частот.
Информационный
(модулирующий)
сигнал
Формирователь
вида (рода) работ
Тракт переноса
Выход
Синтезатор частот
Рис.23.1
1
Например, связные коротковолновые радиопередатчики имеют, как минимум, три рабочие частоты: дневную, ночную и запасную.
374
Для современного возбудителя наиболее важными являются следующие технические
характеристики:
диапазон рабочих частот fМИН … fМАКС ;
характер перекрытия диапазона (плавный или дискретный);
интервал («шаг») между соседними частотами (обычно 10 или 100 Гц) или общее количество фиксированных частот (до 20…30 тыс. и более) (при плавном перекрытии диапазона эти характеристики отсутствуют);
нестабильность частоты (порядка 10-6…10-7, в цифровых схемах до 10-8);
уровень побочных спектральных составляющих (не более – 80 дБ или – 60 дБ в зависимости от класса возбудителя);
длительность и характер перестройки (ручная, дистанционная);
род работы (классы излучений);
выходное напряжение и требуемое сопротивление нагрузки (в современных возбудителях эффективное значение выходного напряжения 0,5…1 В на нагрузке 50…75 Ом).
Синтезаторы частот диапазонных возбудителей могут быть построены по методу
частотного синтеза, когда рабочая частота как бы «собирается» из отдельных составляющих, и по методу частотного анализа, когда рабочая частота анализируется с использованием заданных опорных частот. Поэтому часто возбудители, построенные по методу частотного синтеза, называют синтезаторами (иногда «прямыми синтезаторами»), а возбудители, построенные по методу частотного анализа называют «непрямыми синтезаторами».
Ниже мы рассмотрим наиболее характерные схемы синтезаторов частот (прямых и
непрямых), применяемых в диапазонных возбудителях радиопередающих устройствах.2
Интерполяционная схема диапазонного возбудителя
(Синтезатор частот по интерполяционной схеме)
Простейший способ уменьшения количества КвР для стабилизации множества рабочих частот радиопередатчика заключается в построении возбудителя по интерполяционной схеме3, изображённой на рис.23.2.
КАГ 1
fКВ
Выходная частота
±nfКВ ±mFКВ
КАГ 2
f = fКВ ±FКВ
Фильтр
Смеситель
FКВ
Рис.23.2
Такой возбудитель имеет в своём составе два кварцевых АГ со сменными кварцами:
первый КАГ 1 имеет n1 КвР с частотами fКВ1, fКВ2,…, fКВn1, отличающимися друг от друга
на величину Δf0 = fКВ К – fКВ К-1, где к = 2, 3,…, n1; второй КАГ 2 имеет n2 КвР с более низкими частотами FКВ1, FКВ2,…, FКВn2, отличающимися друг от друга на величину
ΔF0 = Δf0/n2 = FКВ К – FКВ К-1, где к = 2, 3,…, n2. В данном случае ΔF0 носит название интервала (шага) сетки частот, который равен разнице между двумя соседними рабочими часто2
Выше мы отмечали, что при отсутствии формирователя вида (рода) работ и тракта переноса частот диапазонный возбудитель – он же синтезатор частот. Поэтому ниже эти понятия будут использоваться как
тождественные.
3
От английского слова interpolation (вставка). В данной схеме между максимальной и минимальной частотами диапазона «вставляется» некоторое число (сетка) рабочих частот.
375
тами. С помощью смесителя и перестраиваемого фильтра на выходе возбудителя выделяется колебание суммарной или разностной частоты f = fКВ К ± FКВi, где к = 1, 2,…, n1;
i = 1, 2,…, n2. Подбирая соответствующим образом частоты КвР, можно обеспечить необходимый набор (сетку) частот возбудителя. На рис.23.3 показан пример образования сетки
частот при использовании двух высокочастотных (n1 = 2) и двух низкочастотных (n2 = 2)
КвР.
fКВ1
fКВ2
fМИН
fМАКС
(fКВ1-FКВ2)
(fКВ2-FКВ2)
(fКВ1-FКВ1)
(fКВ1+FКВ1)
(fКВ2-FКВ1)
f
(fКВ2+FКВ1)
(fКВ1+FКВ2)
(fКВ2+FКВ2)
Рис.23.3
Общее число рабочих частот возбудителя оказывается равным N = 2n1n2, так как с
каждым КвР первого КАГ каждый КвР второго КАГ даёт две частоты: суммарную и разностную.
В интерполяционной схеме возбудителя стабильность частоты выходных колебаний
в основном определяется стабильностью частоты высокочастотного КАГ. Действительно,
для рабочей частоты f = fКВ К ± FКВi в силу независимости частот автогенераторов абсолютная нестабильность частоты равна
f  f КВ К  FКВi ,
относительная нестабильность
f КВ К f КВ К
f f КВ К  FКВi
FКВi FКВi



.
f
f КВ К  FКВi
1  FКВi f КВ К f КВ К FКВi  1
Если имеет место fКВ К >> FКВi, то
f f КВ К FКВi FКВi


,
f
f КВ К
f КВ К FКВi
то есть общая нестабильность частоты складывается из нестабильности частоты высокочастотного АГ и уменьшенной в f КВ К / FКВi раз нестабильности частоты низкочастотного
АГ. Это обстоятельство даёт возможность в качестве низкочастотного АГ использовать
бескварцевый АГ плавного диапазона (АГПД). В этом случае мы получим плавное
(сплошное) перекрытие требуемого диапазона частот от fМИН до fМАКС. Интерполяционная
схема диапазонного возбудителя с АГПД представлена на рис.23.4.
КАГ
fКВ
Выходная частота
f = fКВ ±FАГПД
Смеситель
АГПД
Фильтр
FАГПД
Рис.23.4
376
Основным недостатком интерполяционной схемы является наличие комбинационных частот ( nf КВ К  mFКВi ) на выходе смесителя,4 где n, m – номер высшей гармоники
соответствующей частоты, некоторые из которых (nf КВ К  mFКВi ) и ( nf КВ К  mFКВi ) могут
быть близкими к рабочим частотам ( f КВ К  FКВi ) . Такие частоты почти не ослабляются
фильтром на выходе смесителя и в последующих каскадах радиопередатчика, создавая в
итоге побочное излучение, мешающее другим радиолиниям. Комбинационные частоты
вида (nf КВ К  mFКВi ) представляют меньшую опасность, так как они заметно отличаются от
рабочей частоты.
Для ослабления уровня комбинационных частот в интерполяционной схеме применяют балансные и кольцевые схемы смесителей,5 а также выбирают частоты автогенераторов таким образом, чтобы в полосу пропускания фильтра могли попадать только весьма
малые по амплитуде комбинационные частоты высоких порядков. Этот вопрос мы обсудим при рассмотрении компенсационной схемы диапазонного возбудителя.
Интерполяционный метод получения стабильных частот лежит в основе метода многократного гетеродинирования. Суть этого метода состоит в том, что в схеме (рис.23.2)
вместо КАГ 1 и КАГ 2 используют такие же интерполяционные схемы. Структурная схема, поясняющая метод, представлена на рис.23.5, где См – смеситель, Ф – фильтр, КАГ –
кварцевый АГ.
fКАГ 1
КАГ 1
Пользуясь этим методом,
можно создать возбудитель
См 1
Ф1
(синтезатор частот) с большим
КАГ 2
FКАГ 2
числом дискретных фиксироФ3
См 3
ванных частот в заданном диаf
fКАГ 3
КАГ 3
пазоне при сравнительно неСм 2
Ф2
большом количестве КвР. ДейКАГ 4
ствительно, пусть всего мы
FКАГ 4
имеем 2n1 высокочастотных и
Рис.23.5
2n2 низкочастотных КвР.6 В
простой интерполяционной схеме (рис.23.2) с таким числом КвР можно получить
N = 2 (2n1)(2n2) =8n1n2 дискретных частот. По методу многократного гетеродинирования,
применяя в каждом высокочастотном КАГ (КАГ 1 и КАГ 3) по n1 КвР, а в каждом низкочастотном КАГ (КАГ 2 и КАГ 4) по n2 КвР, мы получим N = 2 (2n1n2)(2n1n2) = 8n12n22 дискретных частот, то есть в n1n2 раз больше. Схема (рис.23.5) носит название параллельной
схемы многократного гетеродинирования. Возможна реализация последовательной схемы, представленная на рис.23.6.
КАГ 1
fКАГ 1
См 1
КАГ 2
FКАГ 2
Ф1
См 2
fКАГ 3
КАГ 3
Ф2
См 3
fКАГ 4
Ф3
f
КАГ 4
Рис.23.6
При использовании метода многократного гетеродинирования обычно выделяется
либо суммарная, либо разностная частота.
Возбудители по интерполяционной схеме относятся к прямым синтезаторам и широко применяются в переносных и подвижных радиопередающих устройствах, а также в
4
Физический смысл имеют только положительные частоты.
Частично будут обсуждены в лекции 28 при рассмотрении однополосной модуляции (ОМ).
6
Очевидно, в общем случае число высокочастотных и число низкочастотных КвР не обязано быть чётным.
5
377
стационарных радиопередатчиках. Они оказываются удобными для передатчиков с частотной модуляцией (ЧМ), когда в качестве низкочастотного АГ используется АГПД, в
котором легко осуществляется ЧМ с нужными параметрами. Стабильность результирующей рабочей частоты, как было показано, при этом практически определяется высокочастотным АГ, который обязательно имеет кварцевую стабилизацию частоты.7
Компенсационная схема диапазонного возбудителя
(Схема с вычитанием ошибки)
Компенсационная схема, известная также как схема с вычитанием ошибки, обеспечивает более эффективное подавление комбинационных частот. Сущность схемы заключается в создании достаточно узкополосного перестраиваемого фильтра в диапазоне рабочих частот возбудителя, который и обеспечивает подавление комбинационных частот.
Упрощенная структурная схема возбудителя по компенсационной схема представлена на
Умножитель
Ф
f0
СМ 1
СМ 2
Ф
f
ΔF0 = fКВ/К
Делитель частоты 1:К
fКВ
fАГПД
fАГПД
АГПД
Узкополосный перестраиваемый фильтр
КАГ
Опорный
генератор
Рис.23.7
рис.23.7.
Колебания от КАГ поступают на делитель частоты с коэффициентом деления К, на
выходе которого получаются колебания с частотой ΔF0, равной интервалу между рабочими частотами возбудителя (шаг сетки частот). Из этих колебаний в умножителе вырабатываются короткие импульсы, следующие с частотой ΔF0. Частотный спектр этих импульсов, состоящий из гармоник частоты их следования
f1  F0 ; f 2  2F0 ; ...... f K 1  ( K  1)F0 ; f K  KF0  f КВ ; f K 1  ( K  1)F0 ;.... ,
образует сетку рабочих частот возбудителя. Непосредственно из этой сетки частот выделить колебание нужной частоты, например, fK технически оказывается невозможным, так
как интервал ΔF0 между частотами очень мал (обычно единицы – десятки кГц), а относительная полоса расфильтровки ΔF0/f не превышает 0,1%, то есть практически невозможно
разделить два рядом стоящих колебания.
Для выделения колебания нужной частоты осуществляется смещение всей сетки частот в область более низких частот (порядка десятков – сотен кГц) с помощью первого
смесителя (СМ 1) и вспомогательного АГ плавного диапазона (АГПД). Если частота fАГПД
выбрана выше рабочей частоты, то на выходе первого смесителя получается сетка частот
..... ( f АГПД  f K 1 ); ( f АГПД  f K )  ( f АГПД  f КВ ); ( f АГПД  f K 1 );..... ( f АГПД  2F0 ); ( f АГПД  F0 ),
7
Если осуществление ЧМ не требуется, то при достаточно малом шаге сетки частот различие между дискретным и плавным (непрерывным) перекрытием диапазона оказывается несущественным.
378
показанная на рис.23.8,а. На выходе смесителя ставится узкополосный не перестраиваемый фильтр с центральной частотой f0 и полосой пропускания ΔF меньше шага сетки частот ΔF0. Подобрав частоту fАГПД таким образом, чтобы колебание разностной частоты,
например, (fАГПД – fК) попало в полосу пропускания фильтра (рис.23.8,б), на выходе фильтра получим колебание только одной этой частоты (fАГПД – fК) ≈ f0. Колебания других частот будут практически подавлены фильтром. После второго смесителя (СМ 2) с помощью перестраиваемого фильтра Ф выделяется колебание разностной частоты
fАГПД – ( fАГПД – fК) = fК = f .
(fАГПД –ΔF0)
(fАГПД – fK)
(fАГПД – fK+1)
(fАГПД – fK-1)
(fАГПД –2ΔF0)
а
ΔF
fАГПД
f
f
f0
б
Рис.23.8
Следовательно, частота колебаний f на выходе возбудителя точно равна желаемой
частоте из сетки частот опорного генератора (выделен в левой части рис.23.7). К перестраиваемому фильтру Ф жёстких требований не предъявляется. Полоса пропускания его
может быть порядка f0, то есть составлять несколько десятков – сотен кГц, при этом относительная полоса пропускания фильтра Ф f0/f оказывается порядка единиц процентов.
Таким образом, перестраивая АГПД можно получить на выходе возбудителя колебания любой частоты, вырабатываемой опорным генератором. При этом устройство, выделенное в правой части рис.23.7, по существу является перестраиваемым узкополосным
фильтром.
Стабильность частоты автоколебаний на выходе рассматриваемого возбудителя полностью определяется стабильностью частоты опорного генератора и совершенно не зависит от стабильности частоты вспомогательного автогенератора АГПД, так как введенная в
промежуточную частоту f0 в первом смесителе нестабильность частоты этого АГ компенсируется (устраняется) во втором смесителе. Отсюда и название схемы компенсационная.
Однако АГПД должен обладать сравнительно высокой стабильностью частоты для того,
чтобы в процессе работы колебания разностной частоты, например, ( fАГПД – fК) не вышли
из полосы пропускания узкополосного фильтра на частоту f0. Очевидно, нестабильность
частоты АГПД должна удовлетворять условию
1
1
f АГПД  F  F0 .
(*)
2
2
Колебания побочных комбинационных частот на выходе компенсационной схемы
возникают прежде всего во втором смесителе. Уменьшение уровня этих колебаний осуществляется рациональным выбором частот fАГПД и f0. Действительно, комбинационные
частоты низких порядков имеют вид ( fАГПД ± nf0), причём, наиболее интенсивными будут
колебания частоты ( fАГПД + f0), отстоящей от рабочей частоты ( fАГПД – f0) на 2f0, а также
частот fАГПД и ( fАГПД – 2f0), отстоящих от рабочей частоты ( fАГПД – f0) на f0. При относительно большой величине f0 (порядка сотен кГц) эти колебания могут быть эффективно
подавлены колебательными контурами последующих каскадов радиопередатчика, а колебание частоты fАГПД, кроме того, может быть подавлено применением балансного смесителя (в качестве СМ 2).
Комбинационные частоты вида (mfАГПД – nf0) окажутся на некоторых частотах близкими к рабочей частоте. Ослабление этих комбинационных частот осуществляется только
379
за счёт такого выбора частот fАГПД и f0, при котором близкими к рабочей частоте оказываются комбинационные частоты высоких порядков. Эти частоты удовлетворяют условию
mf АГПД  nf 0  f АГПД  f 0 ,
то есть
(m  1) f АГПД  (n  1) f 0 ,
откуда
f АГПД
f
f
(m  n)  (n  1) 0  1  n  (n  1)( 0  1)  2  (m  1)(
 1)  2.
f АГПД
f АГПД
f0
Наименьшая величина (m + n) получается при m = 2 и составляет (
этом n  1 
f АГПД
f0
 3) , при
f АГПД
. Если fАГПД >> f0, то близкими к рабочей частоте будут только комбинаf0
ционные частоты весьма высокого порядка, имеющие, как правило, малую амплитуду.8
Аналогично, комбинационные частоты вида (– mfАГПД + nf0) могут быть близкими к
рабочей частоте, то есть
– mfАГПД + nf0 ≈ fАГПД – f0,
или
(m + 1) fАГПД ≈ (n + 1) f0,
откуда
f АГПД
f
f
m  n  (n  1) 0  1  n  (n  1)(1  0 )  2  (m  1)(1 
)  2.
f АГПД
f АГПД
f0
Наименьшая величина (m + n) получается при m = 2 и составляет (1  3
этом n  3
f АГПД
f0
f АГПД
), при
 1. Если fАГПД >> f0, то близкими к рабочей частоте будут комбинационf0
ные частоты вида (– mfАГПД + nf0) более высокого порядка, чем комбинационные частоты
вида (mfАГПД – nf0).
При достаточно широком диапазоне частот опорного генератора побочное колебание
может образоваться из-за «зеркального» канала в первом смесителе (СМ 1). Действительно, среди колебаний опорного генератора может быть колебание частоты fЗЕРК ≈ fАГПД + f0,
которое после преобразования даёт частоту ( fЗЕРК – fАГПД) ≈ f0, то есть близкую к рабочей
промежуточной частоте ( fАГПД – fК) ≈ f0. Для ослабления колебания частоты
( fЗЕРК – fАГПД)
перед первым смесителем (СМ 1) ставится перестраиваемый фильтр, пропускающий
только колебания, близкие по частоте к выделяемой (например, fK). Кроме того, ослабление колебания, проходящего по «зеркальному» каналу, осуществляется выбором промежуточной частоты f0 и полосы пропускания ΔF узкополосного не перестраиваемого фильтра Ф (f0) таким образом, чтобы ненужное колебание не попадало в полосу пропускания.
Это обеспечивается, если отношение f0/ΔF0 не равно целому числу, а полоса пропускания
фильтра ΔF < (1/2) ΔF0. Очевидно, нестабильность частоты АГПД при этом должна быть,
согласно (*),
1
f АГПД  F0 .
4
При рациональном выборе параметров компенсационной схемы возбудителя можно
более эффективно ослабить нежелательные комбинационные частоты на выходе и иметь
8
Аналогичная ситуация будет иметь место в интерполяционной схеме возбудителя при fКВ >> FКВ.
380
большую стабильность частоты рабочих колебаний по сравнению с возбудителем по интерполяционной схеме.
Возбудители по компенсационной схеме относятся к прямым синтезаторам.
Возбудители с автоподстройкой частоты
В радиопередатчиках с частотной модуляцией и манипуляцией чаще всего применяют возбудители, построенные по принципу автоматической подстройки частоты (АПЧ),
так как возбудители по интерполяционной и особенно по компенсационной схеме не
очень удобны для осуществления частотной модуляции (ЧМ), потому что частота колебаний в таких схемах в основном определяется КАГ.
Возбудители с АПЧ широко применяются в диапазоне коротких волн, а также на
СВЧ. Применение возбудителей с АПЧ в указанных диапазонах частот позволяет упростить построение радиопередатчика, так как возбудитель может быть сделан более мощным, соответственно число усилительно-умножительных каскадов радиопередатчика сокращается.
Недостаток схем возбудителей с АПЧ – меньшая стабильность и большее время
установления частоты. Кроме того, возникают трудности в создании устройства, подстраивающего частоту АГ, если мощность последнего превышает (5…10)Вт.
Возбудитель с АПЧ состоит из опорного генератора, АГ плавного диапазона (АГПД)
и системы АПЧ, называемой также кольцом автоподстройки, которая включает сравнивающее устройство, фильтр нижних частот (ФНЧ) и управляющий элемент (УЭ). Структурная схема возбудителя с АПЧ представлена на рис.23.9.
Опорный
генератор
fОГ
Сравнивающее ус-во
ФНЧ
Выход
f
АГПД
f
УЭ
Рис.23.9
Опорный генератор обеспечивает создание колебаний необходимого диапазона частот fОГ с высокой стабильностью. Он может быть построен, например, по интерполяционной схеме. Колебания от опорного генератора используются для стабилизации частоты
автоколебаний f АГПД, имеющих невысокую стабильность. В системе АПЧ колебания от
обоих генераторов (опорного и АГПД) поступают на сравнивающее устройство, вырабатывающее на выходе напряжение, которое через ФНЧ и УЭ автоматически приводит частоту АГПД к частоте опорного генератора.
Схемы с АПЧ обеспечивают эффективное ослабление комбинационных частот, возникающих в опорном генераторе. Основную роль в подавлении комбинационных частот
играет сравнительно узкополосный ФНЧ, стоящий на выходе сравнивающего устройства.
Частота среза ФНЧ выбирается низкой, меньше нижней частоты модуляции (манипуляции) АГПД.
В зависимости от типа сравнивающего устройства различают две системы АПЧ: система частотной автоподстройки (ЧАП) и система фазовой автоподстройки (ФАП). При
использовании ЧАП роль сравнивающего устройства (СУ) выполняет частотный детектор
(ЧД), дающий на выходе напряжение, зависящее от разности частот АГПД и опорного генератора (ОГ). Система ЧАП чаще всего реализуется по схеме, представленной на
рис.23.10. Сигналы генераторов поступают на смеситель (СМ), с выхода которого сигнал
разностной частоты поступает на частотный детектор (ЧД).
381
В системе ФАП, представленной на рис.23.11, в качестве сравнивающего устройства
(СУ) используется фазовый детектор (ФД), напряжение на выходе которого определяется
разностью фаз сравниваемых колебаний.
ОГ
СМ
fОГ
f – fОГ
АГПД
Выход
f
f
ФД
ОГ
fОГ
ЧД
АГПД
ФНЧ
f
f
ФНЧ
Выход
УЭ
УЭ
Рис.23.10
Рис.23.11
В системе ЧАП действие дестабилизирующего фактора на частоту АГПД устраняется не полностью, а компенсируется лишь частично. Это связано с использованием в качестве сравнивающего устройства (СУ) частотного детектора (ЧД), напряжение на выходе
которого отлично от нуля только при наличии остаточной расстройки, то есть когда
(**)
f – fОГ ≈ fЧД,
где fЧД – средняя частота частотного детектора (ЧД).
Если будет выполняться точное равенство
f = fОГ + fЧД,
то напряжение на выходе ЧД будет равно нулю и управляющего сигнала на выходе ФНЧ
не будет. В то же время для компенсации дестабилизирующего фактора этот сигнал должен быть, а он возможен только при выполнении примерного соотношения (**).
Частичная компенсация дестабилизирующего фактора, а также увеличение нестабильности частоты f АГПД за счёт нестабильности средней частоты ЧД fЧД являются
важнейшими недостатками систем ЧАП.9
В системе ФАП обеспечивается более высокая стабильность частоты выходных колебаний, чем в системе ЧАП, за счёт исключения влияния остаточной расстройки фазового детектора (ФД) и нестабильности его средней частоты. В системе ФАП частота подстраиваемого АГПД оказывается точно
равной частоте опорного генератора, то
ОГ 1
СМ 1
АГПД Выход
есть f = fОГ. При этом сигнал на выходе
f
fОГ 1
f
ФД не равен нулю. Однако система ФАП
по сравнению с ЧАП обладает более узФ1
УЭ
кой полосой схватывания, определяемой
максимально допустимой величиной
f – fОГ 1
начальной расстройки АГПД, при котоОГ 2
СМ 2
рой после включения система АПЧ норfОГ 2
мально функционирует. Кроме того, в
системах ФАП несколько хуже подавление ненужных комбинационных частот.
Ф2
ЧАП и ФАП в возбудителях иногда
f – fОГ 1 – fОГ 2
применяются совместно, и такие системы
сокращённо называют ЧФАП. В этих системах реализуются достоинства ЧАП и
9
ОГ N
СУ
ФНЧ
Очевидно, если
fОГ N изменится fЧД, то произойдёт изменение f, а это ненужно. Существуют схемы ЧД (например, ЧД нулевых биений), которые свободны от указанных выше недостатков. Однако они сложны, что
ограничивает их применение.
Рис.23.12
382
ФАП. Находят также применение системы с двумя кольцами ЧАП, сокращённо называемые системами ЧАП – ЧАП.
Возбудители с АПЧ относятся к непрямым синтезаторам. Часто они строятся по
более сложным схемам, имеющим несколько опорных генераторов, как показано, например, на рис.23.12. Такая схема целесообразна на СВЧ, когда достижимая частота опорного
генератора заметно ниже рабочей частоты.
Декадные синтезаторы частот
Декадные схемы синтезаторов используют десятичную систему образования дискретных частот. Как правило, в подобных схемах используют один КАГ на частоту fK с
высокой стабильностью, а дискретные частоты образуются путём многократного умножения, деления и преобразования частоты fK.
Установка частоты в таких синтезаторах производится декадными переключателя10
ми, поэтому отпадает необходимость в громоздких градуировочных таблицах (требуемых в интерполяционных схемах при большом числе частот и соответственно сменных
КвР) и градуировочных графиках (требуемых в компенсационных схемах и устанавливающих связь между частотой АГПД и требуемой рабочей частотой). Поэтому декадные
синтезаторы получили широкое распространение.
Одна из возможных структурных схем декадного синтезатора представлена на
рис.23.13.
КАГ
fК
Умножитель 1
(ГГ 1)
Ф1
f1
Вых
f – f1
fК / 10
Умножитель 2
(ГГ 2)
Ф2
f2
СМ 2
f – f1 – f2
fК / 10
Делитель
1:10
АГПД
f
fК
Делитель
1:10
f
СМ 1
fК / 100
Умножитель 3
(ГГ 3)
Ф3
f3
УЭ
ФД
Сумматор
Рис.23.13
Из частоты стабильного КАГ fК формируются с помощью делителей частоты в 10 раз
частоты, имеющие десятичную градацию: 0,1fК и 0,01fК. Эти частоты и частота fК поступают на генераторы гармоник ГГ 1, ГГ 2, ГГ 3 соответственно, на выходах которых образуются колебания, содержащие большое количество гармонических составляющих, кратных указанным частотам. С помощью фильтров Ф 1, Ф 2, Ф 3 выделяется любая из интересующих гармоник f1, f2, f3. Получение рабочей частоты f = f1 + f2 + f3 осуществляется в
нелинейном преобразователе – сумматоре. Возникающие при нелинейном преобразовании
ненужные комбинационные частоты должны быть подавлены. Наиболее просто эта задача
решается в схеме с использованием диапазонного автогенератора АГПД, частота которого
стабилизируется с помощью кольца ФАП. На схеме (рис.23.13) в это кольцо входят смесители СМ 1, СМ 2, фазовый детектор ФД и управляющий элемент УЭ. Фильтры (фильтрующие устройства) Ф 1, Ф 2, Ф 3 и делители частоты также выполняются в виде АГ,
стабилизированных кольцами автоподстройки. Основным элементом кольца автоподстройки в этом случае является импульсно-фазовый детектор, на один вход которого подаётся непрерывный сигнал, а на другой – кратковременные импульсы. Система ФАП в
10
Переключатели на 10 положений.
383
рассматриваемой схеме обеспечивает равенство частот f3 = f – f1 – f2, из чего следует, что
рабочая частота f = f1 + f2 + f3. Соответственно правая часть схемы, выделенная на
рис.23.13, рассматривается как сумматор частот.
В схеме (рис.23.13) интервал (шаг) сетки частот ∆F0 = 0,01fК. Добавляя каскады деления частоты, можно уменьшить этот интервал. Если в схему ввести каскады умножения
частоты fК в 10 раз (аналогично каскадам деления частоты), то можно поднять вверх диапазон рабочих частот.
Нетрудно усмотреть сходство в схемах (рис.23.12) и (рис.23.13). Различие только в
том, что в схеме (рис.23.12) частоты опорных генераторов в общем случае не кратны 10,
но они могут быть в отдельных случаях гармониками одного КАГ.
Рассмотренный декадный синтезатор, как видно из представленной структурной
схемы (рис.23.13), построен на принципе частотного анализа и, следовательно, относится
к непрямым синтезаторам частоты.
Наличие перестраиваемых АГ различных диапазонов с кольцами фазовой и импульсно-фазовой автоподстройки существенно усложняет декадный синтезатор. Подобные
возбудители обычно находят применение в стационарных радиопередатчиках.
Лет 25 – 30 назад начали широко использоваться декадные синтезаторы, работающие
на принципе синтеза выходной частоты. Известны они как декадные синтезаторы с
идентичными декадами. Структурная схема такого декадного синтезатора частот представлена на рис.23.14.
f /ОП
1:10
1:10
1:10
ПФ
ПФ
ПФ
СМ 1
П1
f1
СМ 2
f2
fК-1
П2
fВЫХ
СМ К
ПК
fОП 0
ОГ
ДОЧ
fОП 9
Рис.23.14
Возбудитель содержит опорный генератор (ОГ) из частоты которого в датчике опорных частот (ДОЧ) формируются 10 опорных частот: fОП0, fОП1, fОП2,…, fОП9, связанных соотношением
fОП n = fОП0 + n∆f,
где n – номер опорной частоты (n = 0…9); ∆f – интервал сетки частот ДОЧ.
На выходе ДОЧ также имеется опорная частота f /ОП, которая связана с частотой fОП0
соотношением
fОП0 = 9 f /ОП.
В возбудителе имеется К идентичных декадных преобразователей частот. Первый
декадный преобразователь соответствует самому мелкому разряду. Подключение преобразователей к ДОЧ осуществляется переключателями П1, П2,…, ПК. На вход первого смесителя СМ1 поступают частоты f /ОП и fОП П1 = fОП0 + n1∆f, где n1 – положение переключателя П1 от 0 до 9. На выходе СМ1 имеется частота f /1 = fОП П1 + f /ОП, соответственно на
выходе первого декадного преобразователя имеется частота
f1 = 0,1 f /1 = 0,1( fОП П1 + f /ОП) = 0,1( fОП0 + n1∆f + f /ОП) =
= 0,1(9f /ОП + f /ОП + n1∆f ) = f /ОП + 0,1 n1∆f.
На вход смесителя второго преобразователя СМ2 поступают частота f1 с выхода первого преобразователя и частота с ДОЧ fОП П2 = fОП0 + n2∆f, где n2 – положение переключа384
теля П2 от 0 до 9. На выходе СМ2 имеется суммарная частота f /2 = f1 + fОП П2 =
= f /ОП + 0,1 n1∆f + fОП0 + n2∆f = f /ОП + 0,1 n1∆f + 9f /ОП + n2∆f.
После второго декадного преобразователя имеем частоту
f2 = 0,1f /2 = f /ОП + 0,1n2∆f + 0,01n1∆f.
Если после первого преобразователя можно иметь 10 частот, то после второго – сто
частот.
Очевидно, после К-го преобразователя имеем частоту:
n
n
n 
/
f К  f ОП
 f  К  К 21  ....  1К .
(***)
 10 10

10


Определяемая (***) частота является выходной частотой возбудителя: fК = fВЫХ.
Когда все переключатели находятся в положении 0 (n1 = n2 = …= nК = 0), то fК = f /ОП,
а в общем случае на выходе синтезатора получается диапазон частот от f /ОП до
 f /  0,999...f 
 ОП

К - разрядов
f
.
10 К
Есть схемы, в которых последний декадный преобразователь не содержит делителя
частоты. В этом случае выходная частота снимается с выхода фильтра последнего смесителя СМК и в 10 раз будет выше частоты, определяемой (***), то есть

n
n 
/
f ВЫХ  10 f ОП
 f  n К  К 1  ...  К1 1  .

10
10 

f
Шаг получаемой сетки частот К 1 .
10
Отсутствие перестраиваемых элементов и как следствие простота управления частотой возбудителя позволяют автоматизировать процесс перестройки частоты передатчика,
что обусловливает широкое применение рассмотренной схемы возбудителя на практике.
Недостаток схемы: повышенный уровень шума из-за возникновения побочных составляющих в каждом смесителе.
с шагом
Цифровые синтезаторы частот
Широкое применение в различных областях радиотехники находят цифровые способы обработки сигналов. Соответственно лет 20 – 25 тому назад стали применяться так
называемые цифровые синтезаторы частот. Существуют разные принципы формирования частот с использованием цифровых методов. Соответственно им цифровые синтезаторы могут быть построены по методу прямого синтеза или по методу анализа частот. Более широкое применение получили синтезаторы, работающие по методу анализа частот
(«непрямые синтезаторы»), позволяющие максимально использовать элементы цифровой
схемотехники. Обычно их и называют цифровыми синтезаторами частот. По сравнению
с другими типами синтезаторов цифровые синтезаторы частот имеют значительные
преимущества по габаритным размерам, технологичности и надёжности.
По своей идее формирования стабильных частот цифровые синтезаторы подобны
нецифровым. В цифровых синтезаторах частот используются импульсно-фазовые детекторы и делители частоты на специальных импульсных микросхемах, позволяющих реализовать делители частоты с большим как постоянным, так и переменным коэффициентом деления. Рассмотренные ранее декадные синтезаторы частот, в которых также используются импульсно-фазовые детекторы, можно считать прообразом цифровых синтезаторов частот.
385
Одна из возможных структурных схем цифрового синтезатора частот, работающего по методу анализа, представлена на рис.23.15.
Устройство
управления
ОГ
fОГ
Делитель
К1
ДПКД
КД
ИФД
ФНЧ
fАГ
АГ
Выход
fАГ
УЭ
Рис.23.15
Сигнал стабильной частоты fОГ с опорного генератора (ОГ) поступает на делитель
частоты с постоянным коэффициентом деления К1. Сигнал АГ выходной частоты fАГ поступает на управляемый внешним сигналом делитель с переменным коэффициентом деления частоты (ДПКД) КД. В импульсно-фазовом детекторе (ИФД) происходит сравнение
частот с выходов делителей частоты и с помощью ФАП обеспечивается их равенство (при
расхождении частот появляется сигнал ошибки, который поступает через фильтр нижних
частот (ФНЧ) и управляющий элемент (УЭ) на АГ и приводит его частоту к нужному значению). Следовательно, в схеме обеспечивается равенство частот
f ОГ
f
 АГ .
К1 К Д
Соответственно рабочая частота на выходе синтезатора
f
f  f АГ  К Д ОГ .
К1
Так как коэффициенты деления частоты К1 и КД являются целыми числами, при этом
КД ДПКД может изменяться дискретно на 1, то получаемый шаг сетки частот в схеме равен
f ОГ
.
К1
При высокой частоте fАГ, на которую нет соответствующей микросхемы, позволяющей реализовать ДПКД, синтезатор может быть построен по схеме рис.23.16.
Устройство
управления
ОГ
fОГ
К1
ИФД
ДПКД
КД
ФНЧ
УЭ
Рис.23.16
386
К
fАГ
АГ
Выход
fАГ
В схеме (рис.23.16) частота fАГ предварительно понижается с помощью делителя частоты с постоянным коэффициентом деления К до значения рабочей частоты ДПКД. Далее всё как в схеме рис.23.15. Соответственно частота выходных колебаний оказывается
равной
f
f  f АГ  К Д  К ОГ .
К1
К
Шаг получаемой сетки частот
f ОГ .
К1
Синтезаторы частот на основе квантовых стандартов частоты
Во многих специальных системах, например, системах синхронного вещания, ряде
систем космической связи требуемая стабильность частоты рабочих колебаний выше, чем
может быть получена в рассмотренных схемах синтезаторов частот с использованием
кварцевой стабилизации частоты. В рассмотренных схемах синтезаторов стабильность частоты выходных колебаний не может быть получена выше стабильности частоты КАГ
опорного генератора.
Более высокая стабильность частоты обеспечивается в синтезаторах с использованием в качестве опорного генератора квантового стандарта частоты. Современные квантовые стандарты частоты (КС) обладают предельно малой нестабильностью частоты – порядка 10-10…10-12, поэтому их применение в качестве опорных эталонных генераторов в
синтезаторах частоты чрезвычайно перспективно. Строятся такие синтезаторы с использованием некоторых рассмотренных ранее принципов.
Выходная мощность КС обычно не превышает 10-10 Вт, а частота колебаний около 10
и выше ГГц.11 Для использования колебаний КС в диапазоне единиц – сотен МГц нужны
устройства, преобразующие частоту КС в более низкую без потери стабильности, но с
увеличением мощности колебаний. Поэтому синтезаторы частоты с использованием КС
называют схемами переноса стабильности частоты КС.
На рис.23.17 представлена схема с вычитанием ошибки, а на рис.23.18 – схема
КС
fКС
СМ1
nfКВ
Умнож.
n
fКВ
КАГ
fКС – nfКВ
Усилит.
с фильтр.
Делит.
1/n
fКС
– fКВ
n
fКВ
СМ2
Ф
fКС
= f
n
Выход
Рис.23.17
КС
fКС
СМ
nfКВ
Умнож.
n
f = fКВ =
fКВ
КАГ
fКС – nfКВ
Усилит.
с фильтр.
fКВ
ФД
fКС
n+1
Выход
УЭ
ФНЧ
11
Например, цезиевый стандарт работает на частоте
9,192632 ГГц (λ ≈ 3,26 см), а молекулярный генератор
Рис.23.18
на пучке молекул аммиака генерирует колебания с частотой 23,870130 ГГц (λ ≈ 1,25 см). Речь идёт о стандартах частоты – лазерах с очень узкой шириной спектральной линии. Технологические лазеры имеют
большую мощность и большую ширину спектральной линии, соответственно низкую стабильность частоты.
387
с ФАП.
В схеме переноса с вычитанием ошибки (рис.23.17) частота КАГ fКВ умножается в n
раз и смешивается с эталонной частотой fКС в смесителе СМ1. На выходе СМ1 выделяется
слабый сигнал промежуточной частоты ( fКС – nfКВ), который усиливается многокаскадным усилителем и поступает на вход делителя частоты в n раз. С выхода делителя частоты
сигнал достаточной мощности с частотой ( fКС /n – fКВ) поступает на второй смеситель
СМ2, на который также поступает сигнал от КАГ с частотой fКВ. На выходе СМ2 с помощью фильтра выделяется сигнал суммарной частоты, равной ( fКС /n – fКВ) + fКВ = fКС /n. В
выходном сигнале нестабильность частоты КАГ исключается. Соответственно стабильность частоты выходных колебаний определяется стабильностью частоты КС.
В схеме переноса с ФАП (рис.23.18), как и в схеме с вычитанием ошибки, частота
КАГ fКВ умножается в n раз и смешивается с эталонной частотой fКС в смесителе (СМ).
Как и в схеме с вычитанием ошибки, слабый сигнал промежуточной частоты ( fКС – nfКВ) с
выхода СМ усиливается многокаскадным усилителем и поступает на фазовый детектор
ФД, на который также поступает сигнал от КАГ. Выходное напряжение ФД через фильтр
нижних частот ФНЧ и управляющий элемент УЭ изменяет частоту КАГ так, что она становится равной fКС /(n+1). Система ФАП устраняет собственные уходы частоты КАГ, поддерживая всё время fКВ = fКС /(n+1).
Обе рассмотренные схемы получения колебаний с высокой стабильностью частоты,
определяемой квантовым стандартом (КС), считаются примерно равноценными.
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 23:
1. Назовите основные технические характеристики диапазонных возбудителей. Поясните их.
2. Поясните интерполяционный метод формирования сетки частот. Чему равна нестабильность частоты
рабочих колебаний?
3. Поясните метод многократного гетеродинирования образования множества частот. Приведите структурные схемы, поясняющие метод.
4. Поясните принцип компенсационной схемы диапазонного возбудителя. Какие Вы видите у неё
достоинства и недостатки?
5. Поясните принцип возбудителя с АПЧ. Приведите структурные схемы возбудителей с ЧАП и ФАП. Дайте сравнение схем, укажите достоинства и недостатки. Поясните особенности применения на СВЧ.
6. Поясните работу декадного синтезатора частот, работающего по методу частотного анализа. Что
представляет сумматор в обсуждаемой схеме?
7. Поясните структурную схему и формирование сетки частот в декадном синтезаторе частот с использованием идентичных декад. Какие у схемы достоинства и недостатки?
8. Поясните структурную схему цифрового синтезатора частот. Чем определяется шаг сетки частот в схеме?
9. Поясните возможные структурные схемы формирования сигнала стабильной частоты с использованием
КС. Какие особенности у КС и синтезаторов с их использованием?
10. В каких схемах синтезаторов возможно осуществление ЧМ? Поясните.
388
Раздел 3. Модулируемые генераторы
Лекция 24
Общие положения амплитудной модуляции (АМ). АМ смещением: принцип, схема,
статические и динамические модуляционные характеристики. Энергетические и качественные показатели. Основы инженерного расчёта генераторов с АМ смещением.
Схемы модуляторов.
В лекциях предыдущих разделов мы рассмотрели вопросы получения высокочастотных электрических колебаний, имеющих неизменную амплитуду и частоту. Такие колебания не содержат информацию о передаваемом сообщении. Если информационным сигналом оказать воздействие на один или несколько параметров высокочастотного сигнала,
то информационный сигнал окажется закодированным в получаемом высокочастотном
сигнале, параметры которого, например, амплитуда и/или частота, не будут постоянными,
а будут претерпевать соответствующие изменения по закону информационного сигнала.
Процесс управления одним или несколькими параметрами высокочастотного сигнала информационным сигналом называется модуляцией. Информационный сигнал при этом носит название модулирующего сигнала (он же управляющий сигнал, см. рис. В.1). Модулирующий сигнал, как правило, является сложным сигналом: уровень (величина) сигнала
может изменяться, в том числе на относительно коротком промежутке времени, спектр
сигнала может содержать большое число гармонических составляющих разного уровня.
Примерами модулирующих (информационных) сигналов являются речевой сигнал, музыкальный сигнал, сигнал изображения в телевидении и др. Все информационные сигналы,
как и вообще все практически используемые сигналы в радиотехнике и электросвязи,
имеют ограниченный энергетический спектр, что позволяет рассматривать любой сложный сигнал как совокупность ограниченного, хотя в отдельных случаях и довольно большого, числа гармонических сигналов со своей амплитудой и частотой. Поэтому принято
рассматривать вопросы модуляции применительно к однотональному информационному
сигналу, то есть гармоническому сигналу, имеющему неизменную частоту Ω и постоянную амплитуду. Получаемые при этом результаты носят общий характер и легко обобщаются на случай сложного сигнала. При любых способах модуляции для передачи информационного сигнала с минимальными искажениями требуется, чтобы самая высокая частота в спектре модулирующего (информационного) сигнала Ω МАКС была много меньше
частоты управляемого (модулируемого) высокочастотного сигнала ω, то есть должно
быть Ω МАКС << ω.
Общие положения амплитудной модуляции (АМ)
При амплитудной модуляции (АМ) модулирующий сигнал, являющийся гармоническим колебанием относительно низкой частоты Ω, воздействует на амплитуду колебания
высокой частоты ω.1 В общих чертах процесс АМ, например, амплитуды выходного тока
АЭ ГВВ заключается в следующем. Информационный сигнал, преобразованный в электрическую форму (например, речевой сигнал с выхода микрофона), доводится до определённого уровня в так называемом модуляционном устройстве, в общем случае представляющем многокаскадный усилитель низких частот. С выходного каскада модуляционного
устройства, называемого модулятором, сигнал, обычно в форме напряжения, подаётся в
цепь питания соответствующего электрода АЭ ГВВ. Изменение напряжения питания
электрода АЭ ГВВ обусловливает изменение амплитуды выходного тока АЭ, то есть имеет место модуляция выходного тока АЭ, например, анодного тока лампы, коллекторного
1
В данном случае понятие «частота» является синонимом понятия «круговая частота». В общем случае частота F, которой соответствует круговая частота Ω = 2πF; частота f, соответствующая ей круговая частота
ω = 2πf.
389
тока транзистора. Изменение выходного тока АЭ ГВВ обусловливает, в свою очередь, изменение (модуляцию) выходного колебательного напряжения. ГВВ, в котором осуществляется модуляция, называется модулируемым генератором.2
В настоящей и последующих лекциях мы рассмотрим как осуществляется АМ в высокочастотных ГВВ, каков должен быть режим АЭ (лампы или транзистора) в той или
иной системе АМ, каковы соображения по выбору АЭ для ГВВ с АМ и некоторые другие
вопросы.
При отсутствии модуляции, то есть при отсутствии модулирующего сигнала в цепях
модулируемого ГВВ, режим генератора называется режимом несущей частоты, или режимом молчания, или телефонным режимом.3
Итак, ниже мы будем полагать модулирующий сигнал в форме напряжения и имеющим вид
u  (t )  U  M cos(t   0  ),
где U  M - амплитуда модулирующего сигнала;  0  - начальная фаза модулирующего
сигнала; t - текущее время.
Высокочастотный сигнал примем, например, в форме первой гармоники анодного
тока
i A1  I A1 cos( t   0 )  I A1 Н cos( t   0 ),
(*)
где I A1  I A1 Н - амплитуда первой гармоники анодного тока, она же в режиме несущей частоты (в режиме молчания, в телефонном режиме);  0 - начальная фаза высокочастотного
сигнала.
Под воздействием модулирующего сигнала происходит изменение амплитуды высокочастотного сигнала по закону
kU M
I A1  I A1 Н  kU M cos(t   0  )  I A1 Н [1 
cos(t   0  )] 
I A1 Н
(24.1)
 I A1 Н [1  m cos(t   0  )],
где k – коэффициент пропорциональности, имеющий размерность проводимости (См или
kU M
- коэффициент модуляции, характеризующий относительное изменение
1/Ом); m 
I A1 Н
амплитуды высокочастотного сигнала или глубину модуляции (для неискажённой модуляции 0 ≤ m ≤ 1).
Подставляя (24.1) в (*), получаем для амплитудно-модулированной первой гармоники анодного тока (аналогично для первой гармоники коллекторного тока)
i A1  I A1 Н [1  m cos(t   0  )] cos( t   0 ).
(24.2)
Колебание, описываемое (24.2), не является гармоническим, так как, в отличие,
например, от (*), амплитуда его не остаётся постоянной, а изменяется по закону (24.1).
Если ω >> Ω, то в течение нескольких периодов высокочастотного колебания
T = 1/f = 2π/ω амплитуду его можно считать практически неизменной (такое колебание
2
Используемые названия модулятор и модулируемый генератор сложились исторически и, по мнению автора, корректны в отражении сути процесса модуляции. В то же время на современном этапе введен термин
модулятор применительно к высокочастотному генератору, в котором осуществляется модуляция, что
представляется автору некорректным. Суть рассматриваемых процессов и их описание от названий, очевидно, не зависят.
3
Термины «телефонный» (режим) и «молчания» сложились исторически на ранних этапах развития радиопередающих устройств. При этом термин «телефонный» появился в связи с необходимостью разграничения
двух основных использовавшихся в то время видов работы: «телефонного» и «телеграфного». Телефонный
вид работы соответствовал передаче речи, соответственно модулирующий сигнал отсутствовал при «молчании» у микрофона. Термин «режим несущей частоты» появился позже и смысл его будет пояснён ниже. По
мнению автора этот термин носит более общий характер и введение его вполне обоснованно и оправдано.
390
называется квазигармоническим). В соответствии с этим на основании (24.2) можно записать выражения для максимальной и минимальной амплитуд тока высокой частоты:
I A1 МАКС  I A1 Н (1  m);
(24.3)
I A1 МИН  I A1 Н (1  m),
откуда
I A1 МАКС  I A1 МИН
m
.
(24.4)
I A1 МАКС  I A1 МИН
Графическое изображение АМ колебания (24.2) представлено на рис.24.1,а. При этом
огибающая модулированного колебания воспроизводит форму напряжения низкой (модулирующей) частоты (рис.24.1,б)4 и расположена симметрично относительно тока в режиме
несущей частоты IA1Н .
IA1МАКС
I+
I–
IA1Н
t
IA1МИН
1/f
а
UΩ M
t
t0
1/F
б
Рис.24.1
При осуществлении АМ в генераторе должны быть приняты все меры к тому, чтобы
модуляция была симметричной и линейной, то есть чтобы как можно точнее реализовывалось выражение (24.2). В противном случае при декодировании (демодуляции) будет
получен информационный сигнал с искажениями, то есть отличный от первичного (модулирующего) сигнала. Например, при больших искажениях при приёме речевого сигнала
голос окажется неузнаваемым и даже неразборчивым.
АМ колебание (24.2) является сложным по своему спектральному составу и может
быть представлено в виде трёх гармонических колебаний, описываемых каждое подобным
(*) выражением. Действительно, раскрывая в (24.2) прямоугольные скобки и используя
преобразование произведения косинусов двух углов, получаем
i A1  I A1 Н cos( t   0 )  mI A1 Н cos(t   0  ) cos( t   0 ) 
 I A1 Н cos( t   0 ) 
mI A1 Н
2
cos[(  )t   0   0 ] 
mI A1 Н
2
(24.5)
cos[(  )t   0   0 ].
В дальнейшем для сокращения записи, что никак не отразится на получаемых ниже
результатах и выводах, примем начальные фазы обоих сигналов (высокочастотного и низ4
Согласно представленному рисунку модулирующий сигнал появился с момента времени t0. До этого момента существовал только высокочастотный сигнал (*).
391
кочастотного) равными нулю. Выражение (24.5) потребуется нам в дальнейшем при рассмотрении однополосной модуляции (ОМ), в частности при формировании однополосного сигнала с использованием метода многофазной модуляции.
Согласно символическому методу анализа цепей переменного тока любое гармоническое напряжение или ток можно представить в виде вектора. Следовательно, АМ колебание, описываемое (24.5), можно представить в виде совокупности трёх векторов, как
показано, например, на рис.24.2,а.5 Первое слагаемое в (24.5) соответствует немодулированному высокочастотному сигналу (*). Два других слагаемых обязаны модуляции (если
коэффициент модуляции m = 0, то есть модулирующий сигнал отсутствует, то этих слагаmI A1 Н
емых не будет). Как видно, амплитуды этих колебаний одинаковы и равны
, а ча2
стоты разные: у одного частота больше частоты высокочастотного сигнала на величину
частоты модулирующего сигнала и равна (ω + Ω), а у другого – меньше и равна (ω – Ω).
На рис.24.2,б представлена спектральная диаграмма АМ колебания (24.5), из которой наглядно видно, что полоса частот, занимаемая АМ колебанием при однотональной
модуляции, равна удвоенному значению частоты модулирующего сигнала. Колебание с
амплитудой IA1Н и частотой ω называется несущим колебанием.6 Соответственно частота
высокочастотного сигнала ω называется несущей частотой, а амплитуда этого колебания
IA1Н носит название амплитуды несущего колебания (или амплитуды колебания несущей
mI A1 Н
частоты). Колебания с амплитудами
и частотами (ω ± Ω) называются боковыми
2
колебаниями (или колебаниями боковых частот). Соответственно верхним боковым колебанием с частотой (ω + Ω), и нижним боковым колебанием с частотой (ω – Ω) с соответствующей амплитудой.
mIA1Н /2
IA1Н
IA1МАКС
в момент t
+Ωt
mIA1Н /2
─Ωt
IA1Н
mIA1Н /2
mIA1Н /2
─ΩМАКС
─ΩМИН +ΩМИН
НБП
ωt
а
(ω ─ Ω) ω (ω + Ω)
б
Рис.24.2
+ΩМАКС
ВБП
ω
в
Если модулирующий сигнал сложный, причём спектр его заключён в пределах от
FМИН до FМАКС, то каждая составляющая спектра осуществляет АМ со своим коэффициентом модуляции m и обусловливает появление соответствующих боковых частот, которые
образуют боковые полосы, соответственно верхнюю (ВБП) и нижнюю (НБП), как показано на рис.24.2,в. Очевидно, полоса частот, занимаемая АМ колебанием при модуляции
сложным сигналом, равна 2 FМАКС (или 2ΩМАКС).
При отсутствии модуляции, то есть при молчании у микрофона, колебательная мощность генератора неизменна и равна
5
При построении векторной диаграммы за исходный следует принять вектор, соответствующий первому
слагаемому выражения (24.5). Очевидно, расположен вектор на плоскости может быть произвольно, что
соответствует произвольному времени соответственно и произвольной текущей фазе отображаемого вектором колебания. Положение векторов, отображающих два других колебания, жёстко связывается с положением первого вектора и эти векторы располагаются в каждый момент времени симметрично относительно
его.
6
Из графического представления АМ колебания (рис.24.1,а) видно, что при появлении модулирующего сигнала с момента времени t0 он как бы садится на высокочастотный сигнал, который «несёт» его далее на себе.
Отсюда и идёт происхождение понятий: несущая частота, режим несущей частоты и т.п.
392
1 2
I А1 Н Roe ,
(24.6)
2
где Roe – эквивалентное сопротивление анодной (коллекторной) нагрузки.
Определяемая (24.6) мощность носит название колебательной мощности в режиме
несущей частоты, она же мощность в режиме молчания, а также мощность телефонного
режима.
В моменты времени, когда cos Ωt ≈ 1 соответственно амплитуда тока имеет максимальное значение, мощность колебания высокой (несущей) частоты достигает максимального значения и равна, учитывая (24.3),
1
1
P~ МАКС  I A21 МАКС Roe  I A21 Н (1  m) 2 Roe  P~ Н (1  m) 2 .
(24.7)
2
2
Определяемая (24.7) мощность носит название мощности максимального режима
или максимальной мощности. Выражение (24.7) имеет большое значение для характеристики энергетических соотношений при АМ. Из него следует, что при 100% модуляции
(m = 1) мощность максимального режима, то есть максимальная мощность, развиваемая
АЭ генератора, равна учетверённой мощности в режиме несущей частоты:
P~ МАКС  P~ МАКСМАКС  4 P~ Н .
В моменты времени, когда cos Ωt ≈ –1 соответственно амплитуда тока имеет минимальное значение, мощность высокочастотного колебания достигает минимального значения и, учитывая (24.3), равна
1
1
P~ МИН  I A21 МИН Roe  I A21 Н (1  m) 2 Roe  P~ Н (1  m) 2 .
(24.8)
2
2
Определяемая (24.8) мощность носит название минимальной мощности или мощности минимального режима. При 100% модуляции (m = 1) P~МИН = 0.
Как видим, в процессе модуляции мощность высокочастотного колебания изменяется в пределах от P~МИН до P~МАКС. Соответственно в произвольный момент времени t мощность высокочастотного колебания (колебательная мощность)
1
P~  I A21 Н (1  m cos t ) 2 Roe  P~ Н (1  m cos t ) 2 .
2
Среднее значение колебательной мощности за период модулирующего сигнала TΩ
T
T
1 
 
2
P~СР 
P
(
1

m
cos

t
)
dt

P~ Н (1  m cos t ) 2 dt 
~Н


T 0
2 0
(24.9)
2
2
2
1
m
m

P~ Н (1  m cos t ) 2 dt  P~ Н 
P~ Н  P~ Н (1 
).

2 0
2
2
Выражение (24.9) показывает распределение мощности между составляющими спектра АМ колебания и может быть также получено на основании (24.5), если просуммировать мощности, выделяемые каждой спектральной составляющей на сопротивлении Roe.
Действительно, полагая, что для каждой составляющей спектра АМ колебания сопротивление нагрузки – контура в выходной цепи АЭ одинаково и равно Roe, получаем
для мощности несущего колебания (первое слагаемое в правой части (24.5))
1
P~ Н  I А21 Н Roe ,
2
для мощности колебания одной боковой частоты (любое из двух последних слагаемых в
правой части (24.5))
P~ Н 
1  mI
  A1Н
2  2
2

 Roe  1 m 2 P~ Н .
P~1БЧ

4

Так как боковых колебаний два – верхнее и нижнее, то мощность двух боковых колебаний
393
P~ БЧ  2 P~1БЧ 
Соответственно, P~ Н  P~ БЧ  P~ Н (1 
m2
P~ Н .
2
m2
), что соответствует (24.9).
2
m2
P~ Н в (24.9) определяет мощность боковых частот АМ
2
колебания. При модуляции сложным сигналом подобным соотношением определяется
мощность боковых полос.
Мощность боковых частот зависит от коэффициента модуляции m и при m = 1 составляет 50% от P~Н и 12,5% от P~МАКС. В радиовещательных передатчиках среднестатистическое значение m находится в пределах 0,3…0,5. Это означает, что доля мощности
боковых полос в общей мощности модулированного колебания очень незначительна.
Между тем, с точки зрения приёма именно значение мощности боковых полос представляет наибольший интерес. Малая величина мощности боковых полос по сравнению с
мощностью в режиме несущей и особенно по сравнению с максимальной мощностью является характерной особенностью систем с АМ.
Осуществление АМ в реальных устройствах всегда сопровождается различного рода
искажениями, из которых главными при передаче, например, звуковых программ и телефонных сообщений принято считать частотные и нелинейные искажения.7 Оценка качества АМ возможна на основе модуляционных характеристик, которые подразделяются на
статические и динамические, причём среди последних выделяют амплитудные и частотные. Статические модуляционные характеристики рассчитываются или снимаются
экспериментально при отсутствии модулирующего сигнала, а динамические – при подаче
такого сигнала. Отсюда и названия характеристик.8
Выше было показано, что АМ колебание занимает полосу частот 2FМАКС. А это означает, что высокочастотные цепи АМ генератора, через которые проходит модулированный сигнал, должны быть рассчитаны на симметричное прохождение колебания в этой
полосе частот с минимальными частотными искажениями.9 Частотные искажения информационного (модулирующего) сигнала возникают также в модуляционном устройстве.
Поэтому под динамической частотной (амплитудно-частотной) модуляционной характеристикой (АЧХ) АМ генератора понимается зависимость коэффициента модуляции m
от частоты модулирующего сигнала F при неизменной его амплитуде, то есть при
UΩM = const. Примерный вид АЧХ АМ генератора показан на рис.24.3,а. Соответствующими документами, в том числе государственными стандартами, устанавливаются допустимые частотные искажения для каждого класса передатчиков в зависимости от его
назначения. Для радиовещательных передатчиков требования к частотным искажениям
более жёсткие, чем для связных. Допустимые частотные искажения обычно устанавливаются относительно значения m на частоте F0 (400 Гц или 1000 Гц).
Выше отмечалось, что огибающая высокочастотного АМ колебания совпадает с
формой модулирующего сигнала (см. рис.24.1). Однако в реальных условиях огибающая
АМ колебания никогда точно не повторяет форму модулирующего сигнала. Соответственно выделенный после демодуляции сигнал будет отличаться по форме от первичного
модулирующего сигнала. Отличие форм сигналов оценивается с помощью коэффициента
Таким образом, слагаемое
7
Подобные искажения важны при передаче любых сигналов. К ним могут добавляться и другие, важные
именно для конкретных сигналов и передатчиков. Например, в телевизионных передатчиках важны также
фазовые искажения, искажения плоской части синхронизирующих и гасящих строчных и кадровых импульсов и др.
8
Статические и динамические модуляционные характеристики генератора не следует путать со статическими ВАХ и динамическими характеристиками анодного (коллекторного) тока АЭ ГВВ.
9
В случае радиопередатчика, очевидно, весь высокочастотный тракт, через который проходит модулированное колебание, должен быть рассчитан на симметричное прохождение колебания с минимальными частотными искажениями.
394
нелинейных искажений (он же коэффициент гармоник). Источником нелинейных искажений в первую очередь является АЭ, причём не только АЭ самого модулируемого генератора, но, в общем случае, АЭ модулятора да и вообще всего модуляционного устройства.
Если в схеме в цепях прохождения модулирующего сигнала используются трансформаторы с сердечниками, то возникают дополнительные нелинейные искажения за счёт нелинейности кривой намагничивания сердечника. Если рассматривать радиопередатчик в целом, то нелинейные искажения модулирующего сигнала возникают также в каскадах усиления АМ колебаний, если такие каскады имеются в структуре передатчика. Для оценки
нелинейных искажений в генераторе с АМ, да и в передатчике в целом, используют динамические амплитудные модуляционные характеристики,10 под которыми понимают зависимость коэффициента модуляции m от амплитуды модулирующего сигнала UΩM. Амплитудная модуляционная характеристика обычно снимается на частоте модулирующего сигнала 400 Гц, либо 800 Гц или 1000 Гц. При этом она снимается раздельно для положительного (m+) и отрицательного (m–) полупериодов модулирующего сигнала. Определение
m+ и m– может быть понято из обозначений рис.24.1,а, согласно которым
I
 I A1Н I A1МАКС
I
m 
 A1МАКС

 1;
I A1Н
I A1Н
I A1Н
m 
I
I A1Н

I A1Н  I A1МИН
I
 1  A1МИН .
I A1Н
I A1Н
m
m
1
mF0
m+
m–
Ω = const
FМИН
F0
FМАКС
а
F
0
б
UΩ m=1 UΩ
Рис.24.3
Примерный вид динамической амплитудной модуляционной характеристики показан
на рис.24.3,б. Совпадение ветвей m+ и m– свидетельствует о симметричности модуляции.
10
При АМ амплитуда высокочастотного сигнала пропорциональна модулирующему сигналу (24.1) и измерить её непосредственно амперметром или вольтметром не представляется возможным, так как модулирующий сигнал непрерывно изменяется. Также невозможно измерить амперметром или вольтметром максимальное (минимальное) значение сигнала, так как это значение имеет место лишь мгновение. Кроме того,
высокочастотные амперметры – это, как правило, приборы теплового типа, следовательно, они обладают
большой инерцией. При модуляции показания такого амперметра, которые можно фиксировать, будут пропорциональны средней мощности за период модулирующего сигнала (24.9), то есть
I A1СР  I A1Н 1  m 2 / 2 , и, как следует из последнего соотношения, даже при линейной модуляции будут
иметь нелинейную зависимость. Следовательно, пользоваться такой зависимостью неудобно. Поэтому в
динамическом режиме, то есть при подаче модулирующего сигнала, вместо зависимостей I A1 (U  ) или
тока в контуре
I КОНТ (U  ) , которые невозможно снять, или I A1СР (m) , вместо которой непосредственно
возможно снятие зависимости
I КОНТ СР (m)  pQI A1СР (m) , где p, Q – коэффициент включения и доброт-
ность контура, представляющих амплитудные характеристики, снимают зависимость m(U  ) при
Ω = const, которую по аналогии с выше указанными называют амплитудной модуляционной характеристикой.
395
Расхождение ветвей m+ и m– указывает на несимметричность модуляции «вверх» (в
направлении максимальной точки) и «вниз» (в направлении минимальной точки). Отклонение амплитудной характеристики от прямой линии указывает на наличие нелинейных
искажений в огибающей АМ колебания относительно первичного модулирующего сигнала. Степень криволинейности амплитудной модуляционной характеристики позволяет
судить о величине нелинейных искажений огибающей.
Помимо динамических модуляционных характеристик (ДМХ), рассмотренных выше:
частотной (амплитудно-частотной) m(F) и амплитудной m(UΩM), для АМ генераторов
представляет интерес статическая модуляционная характеристика (СМХ), характеризующая зависимость амплитуды первой гармоники выходного (анодного или коллекторного)
тока АЭ генератора от постоянного напряжения на модулирующем электроде, то есть на
электроде, в цепь питания которого при осуществлении АМ заводится модулирующий
сигнал: I1(EМОД).11 Снять экспериментально зависимость амплитуды первой гармоники
анодного или коллекторного тока от напряжения на модулирующем электроде обычно не
представляется возможным. Часто возможно снятие СМХ контурного тока IКОНТ (ЕМОД),
тесно связанной с интересующей зависимостью I1(EМОД). Ещё проще снять СМХ I0(EМОД),
характеризующую зависимость постоянной составляющей анодного или коллекторного
тока от напряжения на модулирующем электроде. Примерный вид СМХ при изменении
напряжения питания на управляющем электроде (сетке или базе) или при изменении
напряжения питания на выходном электроде (аноде или коллекторе) показан на рис.24.4,а,
б соответственно в обозначениях лампового генератора. СМХ нужны для выбора рабочей
точки в режиме молчания, то есть при отсутствии модулирующего сигнала (режим несущей частоты, телефонный режим). Рабочая точка выбирается примерно на середине
IA1
IA1
РТ
РТ
ЕС РТ 0
а
ЕС
0
ЕА РТ
ЕА
б
Рис.24.4
нарастающего участка характеристики. Соответствующее ей напряжение принимается за
постоянное напряжение питания соответствующего электрода. Под воздействием модулирующего напряжения результирующее напряжение на электроде изменяется симметрично
в обе стороны относительно постоянного напряжения. При настройке и отработке АМ генератора напряжение питания в рабочей точке может быть уточнено. Линейность СМХ
даёт также представление о линейности модуляции. Чем линейнее СМХ, тем меньше нелинейные искажения в динамическом режиме. На практике количественно нелинейные
искажения оцениваются с помощью специального прибора, позволяющего снять зависимость коэффициента гармоник kГ (коэффициента нелинейных искажений) от глубины модуляции, то есть от величины коэффициента модуляции m. Во многих случаях указанная
зависимость снимается на нескольких модулирующих частотах. Допустимые нелинейные
искажения в радиовещательных передатчиках не превышают единиц процентов.
11
В более широком смысле под СМХ понимается зависимость любого параметра, характеризующего режим
АЭ или генератора в целом от напряжения питания на модулирующем электроде. В отдельных случаях АМ
осуществляется изменением напряжений в цепях двух или более электродов АЭ, соответственно и СМХ
таких генераторов представляет зависимость параметра от одновременного изменения напряжений на этих
электродах.
396
Амплитудная модуляция смещением (Сеточная и базовая модуляция)
При АМ смещением амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ (анодного тока лампы, коллекторного тока транзистора) должна линейно изменяться с изменением
напряжения смещения на управляющей сетке лампы или базе транзистора. При этом амплитуда напряжения возбуждения UMC или UМБ остаётся неизменной. Напряжение смещения, напротив, изменяется в соответствии с модулирующим сигналом.
На рис.24.5 представлены возможные схемы осуществления АМ смещением в ламповом и транзисторном генераторах. В режиме несущей частоты (режим молчания, телефонный режим) напряжение смещения постоянно и равно ЕС Н или ЕБ Н.12 При подаче модулирующего сигнала напряжение смещения изменяется, соответственно, по закону:
EC  EC Н  U  M cos  t ;
E Б  E Б Н  U  M cos t ,
где, напомним, UΩM – амплитуда модулирующего сигнала.
iА
Uω
IC n
IC 0
СБЛ Б
СБЛ А
UΩ
IC Ω
IБ 0
СБЛ К
+ЕК
IБ Ω
+ЕА
СБЛ Ω
-ЕС Н
IБ n
Uω
СБЛ С
UΩ
iК
iБ
iC
СБЛ Ω
-ЕБ Н
а
б
Рис.24.5
Изменение напряжения смещения в процессе модуляции вызывает соответствующие
изменения угла нижней отсечки θ и амплитуды импульсов анодного IMA или коллекторного IMK тока, как показано на рис.24.6,13 и, как следствие, изменения амплитуды первой
гармоники тока.
Зависимости IA1(EC), IA0(EC), IК1(ЕБ), IК0(ЕБ), представляющие СМХ при модуляции
смещением, рассматривались нами в лекции 8 при обсуждении зависимости режима ГВВ
от напряжения смещения и представлены на рис.8.12 и рис.8.13 для лампового и транзисторного генераторов соответственно. Эти зависимости показаны на рис.24.7. Как отмечалось, зависимости имеют выгиб вниз в своей нижней части и могут иметь выгиб вверх в
верхней части. В области недонапряжённого режима СМХ имеют тенденцию к росту с
ростом смещения, что как раз необходимо для осуществления модуляции смещением. В
этой области при значениях нижнего угла отсечки в пределах 600 ≤ θ ≤ 1200 СМХ оказываются линейными в соответствующем интервале изменения смещения. Рабочая точка,
соответствующая режиму несущей частоты (он же режим молчания или телефонный режим), выбирается из соображений получения линейной модуляции на середине линейного
участка СМХ, как отмечено на рис.24.7. Нетрудно заключить, рассматривая СМХ, что при
осуществлении 100% модуляции (m = 1) обязательно появятся нелинейные искажения за
счёт нелинейности СМХ в своей нижней части, так как ток должен в процессе модуляции
12
Напряжение смещения в режиме несущей частоты ЕС Н , ЕБ Н соответствует напряжению смещения в рабочей точке на рис.24.4.
13
Представленный рис.24.6 соответствует значению коэффициента D = 0, что для рассматриваемого момента непринципиально, но более наглядно.
397
в минимальном режиме принимать нулевое значение. Очевидно также, если рабочую точку на СМХ сместить влево от указанного положения, то нелинейные искажения появятся
при меньшем значении коэффициента модуляции. Если рабочую точку выбрать на нелинейном нижнем участке СМХ, то модуляция при любом коэффициенте модуляции будет
сопровождаться нелинейными искажениями.
iA
iA
–ECН
E /C
eC
t
Рис.24.6
t
I A1, I A0
I A1
IК1, IК0
область
недонапряжённого
режима
I A0
- EC
ЗАПИРАНИЯ
–ЕС Н
- ЕCКР
область
недонапряжённого
режима
IК1
IК0
область перенапряжённого
режима
0
EС -EБ ЗАПИРАНИЯ 0 ЕБ Н
область насыщения
(перенапряжённый
режим)
ЕБ
КР
EБ
Рис.24.7
Итак, модуляция смещением возможна в недонапряжённом режиме ГВВ и только
для режима максимальной мощности (максимального режима) при 100% модуляции может быть допущен критический режим. При заходе в перенапряжённый режим СМХ загибаются вниз и модуляция будет сопровождаться большими нелинейными искажениями.
Аналитическое выражение СМХ при модуляции смещением при кусочно-линейной
аппроксимации статических ВАХ анодного тока лампы или коллекторного тока транзистора может быть получено следующим образом.
398
Согласно эквивалентной схеме анодной цепи лампы или коллекторной цепи транзистора для области недонапряжённого вплоть до критического режима, рассмотренной в
лекции 9 (см. рис.9.1)14 и показанной на рис.24.8, для амплитуды первой гармоники выходного тока можно записать (приводимые ниже выражения записаны в обозначениях
лампового генератора, для транзисторного генератора выражения подобны):
U
 1 ( )
/
I A1  / MC  SU MC
.
(24.10)
Ri
Roe
Ri  Roe
1
 1 ( )
Ri
Выражение (24.10) не раскрывает непосредствен~
Roe
μUMC
ную
связь
между IA1 и смещением ЕС . От напряжения
IA1
смещения зависит коэффициент γ1(θ) = α1(θ)(1 – cosθ),
так как нижний угол отсечки анодного тока θ зависит от
Рис.24.8
ЕС . В частности, для лампового ГВВ15
EC  EC/
EC  EC/

cos 
.
U MC  DU MA U MC  DI A1 Roe
Учитывая в последнем выражении (24.10), после преобразований получаем:
E  EC/
R
cos  C
[1  oe  1 ( )].
(24.11)
U MC
Ri
Решая совместно (24.10), (24.11), можно построить СМХ при любом значении UMC .
Например, задавшись значением ЕС , при известных значениях отношения Roe/Ri и UMC из
(24.11) можно отыскать значение γ1(θ) (уравнение (24.11) трансцендентно и решается графически либо другим способом). После этого из (24.10) находится ток IA1. На практике для
упрощения расчёта СМХ задаются значениями θ . Соответственно из (24.10) непосредственно находят ток, а из (24.11) находят соответствующее смещение. Нетрудно увидеть,
что расчёт СМХ существенно упрощается, если можно принять значение параметра D
равным нулю, что допустимо для генераторных тетродов и пентодов и для триодов с малой проницаемостью, а также для транзисторов. Если D = 0, то отпадает необходимость в
решении трансцендентного уравнения (24.11), так как оно перестаёт быть таковым.
Вопросы теории АМ смещением ламповых и транзисторных генераторов давно и хорошо разработаны. При этом для общего анализа используются обобщённые СМХ, уравнения которых записываются на основании (24.10) и (24.11).
Согласно (24.10) обобщённый параметр
I
 1 ( )
.
y  A1 
(24.10/)
R
SU MC
1  oe  1 ( )
Ri
Согласно (24.11) обобщённый параметр
E /  ЕС
 cos
x
 С
.
(24.11/)
Roe
U MC
1
 1 ( )
Ri
Нетрудно видеть, что значения параметра y заключены в пределах 0…1. Нулевое значение
имеет место при θ = 0 и не зависит от отношения Roe/Ri. Максимальное значение y = 1
имеет место при θ = 180°, причём только при Roe/Ri = 0. При значениях Roe/Ri, отличных от
нуля, максимальное значение y при θ = 180° оказывается меньше единицы. Значения параметра x заключены в пределах –1…+1. При этом значение –1 соответствует θ = 0 и не
зависит от отношения Roe/Ri. Значение +1 имеет место при θ = 180°, причём только при
14
Очевидно, можно воспользоваться эквивалентной схемой рис.9.4, заменив в ней комплексную нагрузку
эквивалентным сопротивлением настроенного контура Roe.
15
См. лекцию 4, ф. (4.15а).
399
Roe/Ri = 0. При значениях Roe/Ri, отличных от нуля, максимальное значение x при θ = 180°
оказывается меньше +1.
Как следует из (24.10), также из (24.10/), если UMC = const и S = const, то амплитуда
первой гармоники анодного тока (аналогично коллекторного тока) при модуляции смещением линейно зависит от сомножителя
 1 ( )
.
Roe
1
 1 ( )
Ri
Так как, как правило, Roe/Ri < 1, а при использовании в модулируемом генераторе тетрода
или пентода, или биполярного транзистора можно считать Roe/Ri ≈ 0, то линейность рассматриваемой СМХ практически оказывается обусловленной тем, насколько коэффициент
 1 ( ) линейно зависит от смещения ЕС (или ЕБ в транзисторном генераторе). Как отмечалось (см. лекцию 5), коэффициент  1 ( ) имеет линейный участок в пределах значений
нижнего угла отсечки 60° ≤ θ ≤ 120°. При этом оказывается также, что в пределах указанных значений нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока практически линейно
зависит от смещения.16 Соответственно рассматриваемая СМХ на этом участке оказывается практически линейной.
Выражения (24.10/) и (24.11/) позволяют установить зависимость y(x) при θ = const.
Действительно, согласно (24.11/)
1
x

.
Roe
 cos
 1 ( )
1
Ri
Соответственно, согласно (24.10/)
 ( )
y 1
x  kx ,
(24.12)
 cos
где k – постоянный коэффициент при θ = const.
Как видим, зависимости y(x) при θ = const представляют прямые линии, выходящие
из начала координат под углом, тангенс которого равен k. При θ = 180° k = 1, при θ = 90°
k = ∞ ( в этом случае прямая линия совпадает с осью y), при θ = 0 k = 0 и прямая совпадает
с осью x, но направлена в противоположную оси сторону.
Рассмотренные СМХ представлены на
θ = 120° θ = 180°
y
рис.24.9. При проектировании генератора с
1
Roe/Ri = 0
модуляцией смещением заходить в область
значений θ > 120° нецелесообразно, так как
Roe/Ri = 0,5
появляются нелинейные искажения и
уменьшается КПД анодной (коллекторной)
0,5
Roe/Ri = 1
цепи. Для получения 100% модуляции знаθ = 60°
чение θ должно доходить до нуля. При этом
неизбежны нелинейные искажения. При инженерных расчётах этими искажениями пренебрегают и считают СМХ линейной во всей
1 х
–1
Рис.24.9
её нижней части.
Во многих случаях оказывается возможным снять СМХ вида IA0(EС) в случае лампового генератора и IК0(ЕБ) в случае транзисторного генератора. Эти СМХ также легко могут
быть описаны аналитически, если учесть, что постоянная составляющая выходного тока
АЭ и амплитуда его первой гармоники при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ лампы или транзистора связаны соотношением
16
К такому выводу можно прийти, если разложить зависимость
вать любое из выражений (4.15) для cos θ.
400
 1 ( )
в ряд по степеням cos θ и использо-
I A0, K 0 
I A1, K 1
 1 ( )
 0 ( ) 
I A1, K 1
1 ( )
,
(24.13)
где IА1 (точно также и IК1) определяется выражением (24.10). В рассмотрение можно ввести обобщённую СМХ
I А0, К 0
 1 ( )
 0 ( )
y0 


.
(24.13/)
R
R
SU MC , МБ
 1 ( )[1  oe  1 ( )] 1  oe  1 ( )
Ri
Ri
/
СМХ (24.13) и (24.13 ) являются более нелинейными в области рабочих значений угла θ, чем СМХ по первой гармонике (24.10) и (24.10/). В то же время при инженерных расчётах они также полагаются линейными, что практически не отражается на результатах
энергетических расчётов различных режимов модуляции.
В большинстве случаев исходным параметром для расчёта генератора с модуляцией
смещением является мощность в режиме несущей частоты P~Н. Заданным также является
коэффициент модуляции m. Если значение m не оговаривается, то принимают максимальное допустимое значение m = 1. АЭ выбирают из условия обеспечения мощности в максимальном режиме (24.7), то есть номинальная колебательная мощность лампы или транзистора должна удовлетворять условию
P~ НОМ  P~ МАКС  P~ Н (1  m) 2 .
(**)
Если по условию задания указана мощность P~Н в полезной нагрузке, то при определении
номинальной мощности АЭ необходимо учесть КПД контура (цепи согласования). В этом
случае лампа или транзистор должны отдавать больше мощность, так как часть её будет
теряться в контуре (цепи согласования).
Если выбрать АЭ на меньшую мощность, чем указано выше (**), например, на P~СР,
то возникнут нелинейные искажения в верхних точках модуляции.
Иногда бывает задан АЭ для модулируемой ступени. В этом случае, очевидно, номинальная колебательная мощность заданной лампы или транзистора может рассматриваться как мощность, достижимая в максимальном режиме. Может встретиться и другой
способ задания: задан АЭ и задана мощность возбуждения последующего каскада. Очевидно, в этом случае максимальная мощность возбуждения последующего каскада должна
рассматриваться как мощность максимального режима модулируемого генератора. При
этом во всех случаях необходимо учитывать потери мощности в цепи согласования при
передаче её от одного каскада к другому.
Так как линейная часть модуляционной характеристики находится в области недонапряжённого режима, то в качестве расчётного режима для максимальной мощности принимается критический режим.
Расчёт режима максимальной мощности ведётся по методике расчёта ГВВ в критическом режиме на мощность P~МАКС (см. лекцию 7). При этом (здесь и далее приведём соотношения в терминах лампового генератора) коэффициент использования напряжения
анодного питания
8P
1 1
 МАКС   КР   1  ~ МАКС2 .
2 2
 1S КР Е А
Напряжение питания анода (коллектора) принимается равным номинальному, либо ниже,
если номинальная мощность лампы существенно больше требуемой (**). Для транзисторов последнее, очевидно, не является актуальным.
Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока в режиме максимальной мощности θМАКС выбирается в пределах θМАКС ≤ 120°, то есть вблизи верхней границы линейного участка СМХ. Чтобы использовать весь линейный участок модуляционной характеристики, следует принимать θМАКС = 120°. Однако, чем больше угол отсечки, тем хуже
КПД анодной (коллекторной) цепи генератора. Кроме того, в ламповых генераторах при
θМАКС = 120° смещение в верхней точке модуляционной характеристики может оказаться
401
положительным, что осложняет работу некоторых схем модуляторов.17 Поэтому на практике часто принимают θМАКС = (90…100)°. Принимать меньшие значения θМАКС нецелесообразно, так как при этом сокращается рабочий участок линейной части СМХ.
Если работать только на линейном участке СМХ в пределах 60° ≤ θ ≤ 120°, то, очевидно, получить 100% модуляцию невозможно. Для получения 100% модуляции (m = 1)
необходимо использовать весь нижний участок модуляционной характеристики при
θ < 60°. При этом возникают, хотя и небольшие, нелинейные искажения, уменьшить которые можно применением отрицательной обратной связи.
После определения  КР дальнейший расчёт режима максимальной мощности ведётся
в обычном порядке (см. лекцию 7):18 определяют UМА МАКС, IА1 МАКС, IМА МАКС и т.д. При использовании лампы с ограниченным током эмиссии необходимо проверить условие
I МА МАКС  0,8 I ЭМИССИИ ;
в случае использования лампы с оксидным катодом, для которой ограничивающей является величина IА0 ДОП, необходимо, чтобы выполнялось условие
0,61I А0 МАКС при m1  I А0 ДОП .
Последнее условие соответствует случаю 100% модуляции (m = 1) и учитывает эффективное значение «постоянной» составляющей анодного тока при модуляции (рис.24.10):
1
IА0
I А0 ЭФ  I А2 0 Н  (mI А0 Н ) 2 .
2
IА0 МАКС
mIА0 Н
IА0 Н
При m = 1
I А0 ЭФ  I А0 Н 1  0,5  1,22 I А0 Н 
17
 1,22
I А0 МАКС
 0,61I А0 МАКС .
2
У транзистора необходимо,
Ωt
чтобы выполнялось условие
Рис.24.10
I МК МАКС  I МК ДОП .
Напряжение возбуждения при модуляции смещением остаётся неизменным и определяется при расчёте режима максимальной мощности:
I A1 МАКС
U MC 
 DU МА МАКС .
S 1 ( МАКС )
Напряжение смещения ЕС МАКС, необходимое для построения СМХ IА1(ЕС) и расчёта
режима сеточной цепи определяется выражением:
ЕС МАКС  ЕС/  (U MC  DU MA МАКС ) cos МАКС .
После расчёта режима максимальной мощности рассчитывается режим несущей частоты.
Режим несущей частоты обычно рассчитывается, исходя из линейной зависимости
IA1 и IA0 от смещения ЕС, то есть исходя из идеализированных СМХ, согласно которым:
I A1 МАКС
I A0 МАКС
U MА МАКС
I A1 Н 
;
I A0 Н 
;
U MА Н 
.
(24.14)
1 m
1 m
1 m
При этом получается
IА0 МИН
При заходе смещения в положительную область резко возрастает сеточный ток, нагружающий модулятор.
При модуляции вниз сеточный ток прекращается и нагрузка модулятора оказывается другой. Таким образом, модулятор оказывается работающим на сугубо нелинейную нагрузку. В генераторах на биполярных
транзисторах ток базы существует в течение всего периода модуляции, соответственно нагрузка модулятора
получается более постоянной.
18
Для улучшения линейности модуляции для расчётов может быть принято  МАКС   КР .
402
P0 Н  I A0 Н E A 
P0 МАКС
Н 
;
U MA Н

 МАКС
ЕА
1 m
1 m
КПД анодной цепи в режиме несущей частоты
P0 МАКС  А МАКС
P
P

 А Н  ~ Н  ~ МАКС2
.
P0 Н (1  m)
(1  m) 1  m
При m = 1
A Н 
.
 А МАКС
.
2
Обычно максимальный КПД анодной цепи, соответствующий критическому режиму,
примерно равен 0,7. Следовательно, в режиме несущей частоты  А Н  0,35. Как видим, в
энергетическом отношении режим несущей частоты является чрезвычайно неэффективным.
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы (коллекторе транзистора) в режиме несущей частоты,
2
PA Н  P0 Н  P~ Н  P0 Н (1   А Н )  P0 Н
3
или
(1   А Н )
PA Н  P~ Н
 2 P~ Н .
А Н
Следует отметить, что с точки зрения теплового режима анода (коллектора) режим
несущей частоты является наиболее тяжёлым и поэтому должно быть выполнено условие
PA Н < PA ДОП.
Действительно, в режиме максимальной мощности при 100% модуляции рассеиваемая на аноде (аналогично на коллекторе) мощность
PA МАКС  P0 МАКС  P~ МАКС  P0 Н (1  m)  P~ Н (1  m) 2 


P (1  m) 
1
 P~ Н (1  m) 
 (1  m)  ~ Н
1   А Н (1  m).


 A Н

A Н


При 100% модуляции получаем
2 P  0,3
PA МАКС  ~ Н
 2 P~ Н .
0,35
Как видим, рассеиваемая на аноде (коллекторе) мощность в максимальном режиме не
превышает рассеиваемую мощность в режиме несущей частоты. Если учесть, что максимальный режим кратковременный, а режим несущей частоты более длительный (например, при передаче речи паузы между словами, предложениями, фразами), то он и оказывается более тяжёлым с точки зрения теплового режима лампы или транзистора.
Если принять модуляцию симметричной и линейной, при этом «постоянная» составляющая анодного (коллекторного) тока19 изменяется по закону (см. рис.24.10)
I A0  I A0 Н (1  m cos t ),
то средняя потребляемая от источника анодного (коллекторного) питания за период модуляции мощность
2
1
P0 СР 
Е А I A0 Н (1  m cos t )dt  E A I A0 Н  P0 Н .
2 0
Соответственно, средняя рассеиваемая за период модуляции мощность, учитывая (24.9),
19
Среднее значение тока за период несущей (высокой) частоты (см. лекцию 5).
403
m2
m2
)  PA Н 
P~ Н  PA Н ,
2
2
то есть средняя мощность, рассеиваемая на аноде (коллекторе) за период модуляции,
уменьшается по сравнению с режимом несущей частоты (режим молчания) на величину
мощности боковых частот (полос).
Средний за период модуляции КПД анодной (коллекторной) цепи
m2
P~ Н (1 
)
P~СР
m2
2
 А СР 

  А Н (1 
).
P0 СР
P0 Н
2
Так как среднестатистическое значение m = 0,3…0,5, то средний КПД анодной (коллекторной) цепи, характеризующий энергетическую эффективность модулируемой ступени,
невелик и равен
 А СР  (1,05...1,1) А Н .
Последнее соотношение показывает, что энергетическая эффективность модулируемой ступени практически определяется эффективностью режима несущей частоты. Среднее значение КПД получается примерно таким, как и в режиме несущей частоты (молчания).
Необходимое напряжение смещения в режиме несущей частоты (в режиме молчания) может быть найдено следующим образом. Из (24.14) известны значения IA1 Н и UMA Н.
С другой стороны,
I A1 Н  S (U MC  DU MA Н )(1  cos Н ) 1 ( Н )  S (U MC  DU MA Н ) 1 ( Н ),
откуда
I A1 Н
I A1 МАКС
 1 ( Н ) 

.
S (U MC  DU MA Н ) (1  m) S (U MC  DU MA Н )
PA СР  P0 СР  P~СР  P0 Н  P~ Н (1 
По значению  1 ( Н ) определяется (по таблицам) значение нижнего угла отсечки анодного
(коллекторного) тока θН в режиме несущей частоты (молчания) и значение cos θН . Тогда
EC Н  EC/  (U MC  DU MA Н ) cos Н .
Напряжение смещения ЕС Н определяет рабочую точку модулируемого генератора в
режиме молчания у микрофона (режим несущей частоты) и должно подаваться от внешнего источника, так как при автоматическом смещении рабочая точка будет перемещаться
за счёт изменения постоянных составляющих токов сетки (базы) и анода (коллектора), что
приведёт к нелинейным искажениям.
Зная напряжения смещения в максимальном режиме ЕС МАКС и в режиме несущей частоты ЕС Н, можно определить необходимую амплитуду модулирующего сигнала UΩ, которая равна интервалу (размаху) между этими напряжениями. Определение амплитуды
модулирующего сигнала поясняется рис.24.11.
UΩ = ЕС Н – ЕС МАКС
UΩ = ЕС МАКС + ЕС Н
–ЕС Н
0 ЕС МАКС
ЕС
–ЕС Н
–ЕС МАКС 0 ЕС
UΩ = ЕБ МАКС + ЕБ Н
–ЕБ Н
0 ЕБ МАКС
ЕБ
Рис.24.11
При расчёте транзисторного генератора необходимо проверить условие
Е Б Н  U МБ  U   | еБ ДОП | ,
в котором напряжение смещения в режиме несущей частоты должно учитываться со своим знаком.
404
В заключение скажем несколько слов о настройке генератора с модуляцией смещением.
Вначале производится настройка генератора в режиме максимальной мощности без
подачи модулирующего сигнала. Устанавливаются найденные при расчёте напряжения:
смещения ЕС МАКС, возбуждения UМС, анодного питания ЕА. Настройкой контура (цепи согласования) и регулировкой связи с полезной нагрузкой выставляется ток (постоянный
анодный или переменный контурный) и выходное колебательное напряжение близкими к
расчётным значениям максимального режима. После этого снимается СМХ.20 Обычно это
IКОНТ (ЕС) или IА0(ЕС). Удовлетворительное совпадение снятой СМХ с ожидаемой (расчётной) свидетельствует о правильности настройки генератора на режим максимальной мощности. По снятой СМХ устанавливается режим несущей частоты (молчания), соответствующий точке СМХ
I КОНТ МАКС
I КОНТ Н 
2
или
I А0 МАКС
I А0 Н 
.
2
Более полное представление о качестве модуляции может быть получено путём снятия ряда динамических модуляционных характеристик. Простейшим средством контроля
качества модуляции является визуальное наблюдение с помощью осциллографа формы
модулированного колебания при модуляции гармоническим колебанием низкой частоты.
Что касается объективной и качественной оценки качества модуляции, то она производится с помощью соответствующих измерительных приборов, определяющих, в частности, коэффициент модуляции и коэффициент нелинейных искажений (гармоник) огибающей полученного АМ колебания.
В силу низкой энергетической эффективности модуляция смещением в настоящее
время имеет весьма ограниченное применение в радиопередатчиках. Такой способ модуляции используется в некоторых телевизионных передатчиках сигналов изображения,
имеющих широкую полосу частот (до 6 МГц). Поскольку требуемая мощность модулятора при модуляции смещением оказывается небольшой (мощность модулятора определяется током сетки или базы и размахом смещения), то широкополосный модулятор (своего
рода УНЧ) легче выполнить маломощным и этим обеспечить необходимые качественные
показатели модуляции. Очевидно, если использовать лампы, то предпочтительнее тетроды
и пентоды (у них меньше токи управляющих сеток). В мощных телевизионных передатчиках приходится использовать и триоды, мирясь с низким КПД генератора с модуляцией
смещением.
Мы уделили внимание модуляции смещением в основном по той причине, что полученные при этом знания необходимы и весьма полезны для понимания вопросов усиления
АМ колебаний. Режимы усиления АМ колебания, как увидим, имеют тесное родство с
модуляцией смещением и сегодня широко применяются, например, в мощных каскадах
телевизионных передатчиков сигналов изображения и в связных коротковолновых передатчиках для усиления однополосных колебаний. Кроме того, сегодня широко применяются комбинированные способы АМ, одним из элементов которых является, в том числе,
и модуляция смещением. Поэтому без определённого чёткого представления о сути модуляции смещением сложнее понять другие виды модуляции и их особенности.
Несколько слов об особенностях модуляторов для генераторов с АМ смещением.
Так как частотные и нелинейные искажения при осуществлении АМ, как уже отмечалось, возникают не только в тракте высокой (несущей) частоты, но и в тракте низкой
20
Для снятия СМХ нужен регулируемый источник смещения. Обычно нет проблем наличия или изготовления подходящего источника. Настройка лампового и транзисторного генератора осуществляется одинаково.
405
(модулирующей) частоты, то качество модуляции в сильной мере зависит и от схемы модулятора.
Модулятор, как уже отмечалось, представляет усилитель низких частот (УНЧ),
нагруженный на входную цепь АЭ модулируемого генератора (на цепь сетки или базы соответственно, см. рис.24.5). Назначение модулятора состоит в том, чтобы создать на входных электродах лампы или транзистора необходимую величину модулирующего напряжения (см. рис.24.11) при малых нелинейных искажениях. В ламповых генераторах при
работе с сеточными токами входная цепь представляет для модулятора сугубо нелинейную нагрузку, так как сеточный ток лампы, в отличие от анодного, изменяется при модуляции несимметрично относительно рабочей точки, соответствующей режиму несущей
частоты (режиму молчания).
Дело в том, что статические ВАХ анодного и сеточного
токов смещены относительно друг друга на величину напряжения запирания Е /С, соответственно сеточный ток появляется только при заходе мгновенного напряжения на сетке в поUMC
ложительную область и СМХ анодного и сеточного токов
/
Е С
также оказываются сдвинутыми относительно друг друга на
IA0
величину напряжения Е /С, как показано на рис.24.12. При
IC0
модуляции вверх изменение сеточного тока IC0, нагружающее
модулятор, практически равно его значению в максимальном
ЕС
режиме, а при модуляции вниз изменение тока IC0, нагружа–ЕС Н ЕС МАКС
ющее модулятор, равно значению тока в режиме несущей частоты IC0 Н и практически близко к нулю. Очевидно, что мо–ЕС ЗАПИРАНИЯ
дулятор по-разному нагружается во время положительной и
Рис.24.12
отрицательной полуволн модулирующего напряжения.
В транзисторном генераторе входной (базовый) и выходной (коллекторный) токи
начинаются и заканчиваются при одинаковых напряжениях на базе ЕБ и изменения тока
IБ0, определяющие нагрузку модулятора, оказываются более равномерными при модуляции вверх и при модуляции вниз. Соответственно нагрузка модулятора оказывается почти
постоянной, что облегчает построение качественного модулятора.
Модуляторы для АМ смещеМодулируемый генератор
нием строят по схеме УНЧ с
СБЛ
трансформаторным выходом (выL ССВ
LБЛ
+ЕК
ходные трансформаторы таких
Выход
С1 С2
схем представлены на рис.24.5).
UМБ
При этом в ламповом варианте
СР
вторичная обмотка трансформатоLБЛ
ра обязательно шунтируется резистором, что позволяет выровнять
нагрузку модулятора и этим
улучшить его качественные покаСР
Модулятор
затели. Очевидно, подключение
шунтирующего резистора RШ приСΩ
LДР Ω
водит к необходимости увеличеR
ния мощности модулятора на веСБЛ
личину
R2
СБЛ Ω
1 U 2
PМОД ДОП 
.
–ЕБ Н
2 RШ
R1
Рис.24.13
+ЕК
Трансформаторная схема модулятора обычно применяется в передатчиках служебной связи с полосой звуковых частот порядка (200…3000) Гц. При необходимости передачи более широкой полосы частот применяется реостатно-дроссельная
406
схема, обладающая лучшей частотной характеристикой. Пример такой схемы в транзисторном варианте показан на рис.24.13.
Следует отметить, что в профессиональных радиопередатчиках базовая модуляция, в
отличие от сеточной, в чистом виде никогда не применялась, так как, помимо общих недостатков модуляции смещением, ей присущи и свои, обусловленные спецификой транзисторов. В частности, с повышением рабочей частоты в транзисторных генераторах за счёт
внутренней обратной связи возрастает реакция выходной цепи на входную, что в принципе делает невозможным получение 100% модуляции. Нелинейные искажения при базовой
модуляции получаются больше, чем при сеточной. Применяется базовая модуляция в
сравнительно маломощных передатчиках служебной связи при большом допустимом коэффициенте нелинейных искажений (до 15 – 20%).
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 24:
1. Как будет выглядеть векторная диаграмма, подобная показанной на рис.24.2,а в момент пика модуляции?
А как в момент минимального режима? Поясните.
2. Почему, по вашему мнению, колебания частот (ω ± Ω) носят название боковых? Поясните.
3. Что можете сказать о модуляции смещением при заходе в перенапряжённый режим генератора?
4. Как будет выглядеть СМХ (24.10/ ), если в качестве обобщённого параметра х принять
E  EC/
cos
 C
,
Roe
U MC
1
 1 ( )
Ri
что представляется как бы более логичным при рассмотрении (24.11)? Почему, по вашему мнению, выбрано именно такое определение параметра х (24.11/ )?
5. На основании (24.12/ ), используя (24.11/ ), запишите уравнение вида y0(x) при θ = const. Чему оно соответствует? В чём отличие его от y(x) (24.12)?
6. Запишите все приведенные по тексту лекции формулы и выражения в терминах транзисторного генератора. Какие и где возможны отличия?
7. Запишите полное выражение для максимального обратного напряжения на переходе база-эмиттер при
напряжениях смещения согласно рис.24.11.
8. Дайте сравнение СМХ рис.24.9 и рис.24.12. Как связаны СМХ IA1(EC) и IA0(EC)?
9. Дополните схемы рис.24.5 модуляторами с показом всех цепей питания и подачи модулирующего сигнала.
10. Покажите пути протекания всех составляющих токов во входной цепи модулируемого генератора и в
выходной цепи модулятора. Поясните назначения элементов в схеме.
407
Лекция 25
Генераторы – усилители АМ колебаний: возможные режимы усиления АМ колебаний, их сравнение. Основы инженерного расчёта усилителя АМ колебаний.
При усилении амплитудно-модулированных (АМ) колебаний на управляющий электрод АЭ ГВВ поступает напряжение возбуждения с переменной амплитудой
U M ВХ  U M ВХ Н (1  m ВХ cos t ) ,
(25.1)
где mВХ – коэффициент модуляции входного (подлежащего усилению) АМ колебания.
Напряжение смещения при усилении АМ колебания остаётся неизменным.
Очевидно, результирующее мгновенное напряжение на входе АЭ усилителя АМ колебания имеет вид:
eC  U MCН (1  mC cos t ) cos t  EC ;
eБ  U МБН (1  mБ cos t ) cos t  E Б .
Как и при модуляции смещением, результирующее входное напряжение усилителя
АМ колебания изменяется в соответствии с модулирующим сигналом. Но если при модуляции смещением это изменение происходит за счёт изменения смещения, то в усилителе
изменение входного напряжения происходит за счёт изменения амплитуды высокочастотного сигнала возбуждения. В силу отмеченного сходства в изменении результирующего
входного напряжения усилители АМ колебаний относятся к системам с модуляцией в цепи входного электрода (сетки, базы) и имеют много общих черт с амплитудномодулируемыми генераторами смещением.
В процессе усиления АМ колебания огибающая амплитуды первой гармоники анодного (коллекторного) тока должна в точности совпадать с огибающей напряжения возбуждения, то есть АЭ ГВВ должен работать в таком режиме, чтобы существовала линейная зависимость
I А1, K 1  A  kU M ВХ ,
где А, k – постоянные величины.
Используя последнее выражение, нетрудно показать, что при A > 0 коэффициент модуляции тока m будет меньше коэффициента модуляции входного напряжения mВХ, а при
A < 0, напротив, m будет больше mВХ. При A = 0 коэффициент модуляции выходного тока
оказывается равным коэффициенту модуляции входного напряжения, то есть m = mВХ.
Зависимости IA1(UMC) рассматривались в лекции 8 (см. рис.8.6) для трёх случаев:1
1 – когда напряжение смещения более отрицательное, нежели напряжение отсечки, соответственно нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока θ < 90°; 2 – когда напряжение смещения равно напряжению отсечки и в этом случае нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока θ = 90°; 3 – когда напряжение смещения менее отрицательное,
чем напряжение отсечки. В последнем случае нижний угол отсечки 90° < θ ≤ 180°. Эти
зависимости показаны на рис.25.1. Так как рассматриваемые зависимости снимаются или
рассчитываются при пошаговом изменении амплитуды напряжения возбуждения, то они
называются статическими модуляционными характеристиками (СМХ) режима усиления
АМ колебаний.2 Из представленных зависимостей видно, что усиление АМ колебания
принципиально возможно только в области недонапряжённого режима, когда анодный
(коллекторный) ток растёт с ростом напряжения возбуждения.
Очевидно, при рассмотрении вопросов усиления АМ колебаний необходимо рассмотреть условия линейности СМХ при различных значениях нижнего угла отсечки анодного (коллекторного) тока и связь между коэффициентами модуляции выходного тока m и
коэффициентом модуляции напряжения возбуждения mВХ.
1
Напомним, что у транзисторного ГВВ зависимости IК1(UМБ) подобны зависимостям IA1(UMC).
Зависимости постоянной составляющей выходного тока от амплитуды напряжения возбуждения, как и
любого другого параметра генератора, также являются СМХ режима усиления АМ колебаний.
2
408
Так как усиление АМ колебаний, как и модуляция смещением, возможно в недонапряжённом режиме, то аналитическое выражение СМХ при усилении АМ колебаний совпадает с выражением (24.10) СМХ модуляции смещением. Причём, если при модуляции
смещением выражение (24.10) в неявном виде описывает СМХ, то при усилении АМ колебаний оно описывает СМХ режима усиления в явном виде.
I A1
Перенапряжённый
режим
Недонапряжённый
режим
3
2
1
1
0 UMC 3 UMC 1 U
МСКР 3 UMC
КР
2
UMCКР 1 U MC
Рис.25.1
Таким образом, при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ анодного
(коллекторного) тока уравнение СМХ для первой гармоники при усилении АМ колебаний
имеет вид:
 1 ( )
I A1, К 1  SU M ВХ
.
(25.2)
Roe
1
 1 ( )
Ri
iА
Вид СМХ зависит от выбранного угла отсечки анодного
(коллекторного) тока в режиме максимальной мощности
D=0
θМАКС.
Рассмотрим следующие случаи.
1. Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока
─E /С
в режиме максимальной мощности θМАКС = 180°.
─EС
Положение рабочей точки на статической ВАХ, соот0 еС
ветствующей такому режиму усиления АМ колебания, показано на рис.25.2.3
В этом случае нижний угол отсечки тока не изменяется
при изменении амплитуды входного колебания, соответАМ КОЛЕБАНИЕ
ственно  1 ( )   1 (180 0 )  1  const . Уравнение СМХ (25.2)
принимает вид (в обозначениях лампового генератора)
1
I A1  SU MC
 S MX U MC .
(25.3)
Roe
1
t
Ri
и, как видим, соответствует прямой линии, выходящей из
Рис.25.2
3
Вообще при работе генератора ток изменяется по закону динамической ВАХ (динамической характеристики – ДХ). ДХ проходит через рабочую точку на статической ВАХ при отсутствии входного колебания (сигнала). Если D = 0, то в области недонапряжённого режима ДХ совпадает со статической ВАХ. Поэтому для
упрощения рис.25.2 и большей наглядности принято D = 0. В общем случае крутизна ДХ при кусочнолинейной аппроксимации статических ВАХ определяется (5.2) (см. лекцию 5).
409
начала координат. Крутизна модуляционной характеристики (тангенс угла наклона прямой линии)
S
.
(25.4)
S MX 
Roe
1
Ri
На рис.25.3 представлено семейство СМХ для рассматриваемого режима.
Очевидно, глубина модуляции анодноIA1
Roe/Ri = 0
го тока m равна глубине модуляции колебания во входной (сеточной) цепи mС, в чём
Roe/Ri = 0,5
легко убедиться, используя (25.3) и учитыRoe/Ri = 1
вая, что
U MC МАКС  U MC МИН
mВХ  mC 
;
U MC МАКС  U MC МИН
0
UMC
Рис.25.3
m
I A1 МАКС  I A1 МИН
I A1 МАКС  I A1 МИН
.
Аналогично для транзисторного усилителя: коэффициент модуляции коллекторного тока m равен коэффициенту модуляции
входного (базового) напряжения: m = mВХ = mБ. Так как у транзистора с большим основанием
можно
считать
D
=
0,
соответственно
Ri = ∞, то вместо семейства СМХ получаем одну характеристику, соответствующую представленной на рис.25.3 для Roe/Ri = 0.
Линейность модуляционных характеристик и их большая крутизна SMX являются достоинствами режима усиления АМ колебаний при θМАКС = 180°. Однако эти достоинства
не могут быть использованы в мощных каскадах вследствие низкого значения КПД анодной (коллекторной) цепи в таком режиме. Этот режим успешно применяется в маломощных усилителях, в которых предъявляются особенно жёсткие требования к нелинейным
искажениям, например, в маломощных ступенях многоканальных однополосных передатчиков.
2. Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока в режиме максимальной
мощности θМАКС = 90°.
Положение рабочей точки на статической ВАХ, соответствующей такому режиму
усиления АМ колебания, показано на рис.25.4. Как и в предыiА
дущем режиме, в этом случае нижней угол отсечки (анодного)
коллекторного тока остаётся неизменным при изменении амD=0
плитуды входного колебания, соответственно
 1 ( )   1 (90 0 )  0,5  const.
Уравнение СМХ (25.2) принимает вид:
─E /С
0,5
I A1  SU MC
 S MX U MC .
(25.5)
Roe
1  0,5
0 еС
Ri
Как видим, СМХ по прежнему представляют прямые линии, выходящие из начала координат (рис.25.5). Однако крутизна модуляционных характеристик при этом меньше, чем в
АМ КОЛЕБАНИЕ
предыдущем случае. Так как СМХ выходят из начала координат, то коэффициент модуляции анодного (коллекторного) тока
будет такой же, как у напряжения возбуждения, то есть
t
Рис.25.4
410
m  mВХ
m ;
 C

mБ .
Линейное усиление АМ колебания и
хороший при этом КПД анодной (коллекторной) цепи генератора являются больRoe/Ri = 0,5
шими достоинствами режима усиления
при θМАКС = 90°.
Roe/Ri = 1
Следует отметить, что нижний изгиб
статических ВАХ iA(eC) или iК (eБ) почти
0
UMC
не изменяет вид СМХ при малых значениРис.25.5
ях напряжения возбуждения. Дело в том,
что при малых амплитудах возбуждения
угол нижней отсечки растёт и крутизна СМХ, определяемая в общем случае согласно
(25.2) выражением
 1 ( )
I
S MX  A1  S
,
Roe
U MC
1
 1 ( )
Ri
остаётся практически неизменной, так как уменьшение статической крутизны S компенсируется ростом второго сомножителя с увеличением θ. Следовательно, уравнение (25.5)
можно считать справедливым при любых значениях амплитуды напряжения возбуждения.
3. Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока в режиме максимальной
мощности θМАКС < 900. В этом режиме, в отличие от двух предыдущих, нижний угол отсечки не будет оставаться неизменным, а будет уменьшаться с уменьшением амплитуды
напряжения возбуждения. Положение рабочей точки, соответствующей такому режиму,
показано на рис.25.6.
Сразу обращает на себя внимание следуюiА
щая особенность рассматриваемого режима. Как
видно из рис.25.6, если на вход подать колебание
D=0
со 100% модуляцией (mВХ = 1), то как только амплитуда колебания станет равной интервалу
между напряжением смещения – ЕС и напряже/
нием
отсечки –Е/С, анодный ток принимает нуле─EС ─E С
вое значение и остаётся равным нулю при всех
значениях амплитуды напряжения возбуждения,
0 еС
меньшей величины этого интервала. Следовательно, режим будет сопровождаться большими
mВХ = 1
нелинейными искажениями, обусловливаемыми
АМ КОЛЕБАНИЕ
в первую очередь тем, что на входе сигнал есть,
а на выходе некоторое время сигнала нет. Очевидно, чтобы выходной сигнал не исчезал, амплитуда напряжения возбуждения не должна
mВХ < 1
становиться меньше величины
IA1
Roe/Ri = 0
U MC МИН  EC  EC/ .
(25.6)
t
Из этой особенности следует, что для получения
100% модуляции анодного (коллекторного) тока
входное напряжение должно иметь коэффициент
модуляции меньше 100%, который должен быть равен
Рис.25.6
411
m
 C U MC МАКС  U MC МИН
(25.7)
mВХ   
 1,
mБ U MC МАКС  U MC МИН
где UМС МИН в случае лампового генератора определяется (25.6). В случае использования
транзистора n-p-n – типа, если смещение в рабочей точке ЕБ > 0, то
U МБ МИН  Е Б/  Е Б ,
(*)
если смещение отрицательное, то
U МБ МИН  Е Б/   Е Б .
(**)
Таким образом, в рассматриваемом режиме имеет место углубление модуляции, при
котором коэффициент модуляции выходного тока m получается больше коэффициента
модуляции входного сигнала, то есть m > mВХ.
Если учесть, что у входного АМ колебания, например, в обозначениях лампового генератора,
U MC МАКС  U MC Н (1  mC );
U MC МИН  U MC Н (1  mC )
(25.8)
и при D = 0
E  EC/
E  EC/
cos МАКС  C
;
cos МИН  C
,
U MC МАКС
U MC МИН
то получаем
1  mC
cos МАКС 
cos МИН .
(25.9)
1  mC
Так как для получения на выходе 100% модуляции должно быть θМИН = 0, соответственно cos θМИН = 1, то получаем соотношение
1  mC
cos МАКС 
,
(25.10)
1  mC
позволяющее определить необходимую величину нижнего угла отсечки выходного (анодного, коллекторного) тока в максимальном режиме для получения на выходе m = 1 при
заданном коэффициенте модуляции на входе mВХ = mC = mБ.
В данном режиме угол отсечки выходного тока при изменении амплитуды сигнала
возбуждения будет изменяться в пределах 0 ≤ θ ≤ θМАКС, следовательно КПД анодной
(коллекторной) цепи будет выше, чем в ранее рассмотренных случаях с θМАКС = 180° и
θМАКС = 90°. Это достоинство режима усиления при выборе θМАКС < 90°.
Недостатком рассматриваемого режима являются большие нелинейные искажения. В
данном режиме СМХ описывается общим уравнением (25.2), в котором сомножитель
 1 ( )
R
1  oe  1 ( )
Ri
изменяется нелинейно, несмотря на линейное изменение амплитуды сигнала возбуждения.
θМАКС 1 > θМАКС 2
IA1
Как отмечалось, в частности при рассмотрении модуляции смещением, при θ < 60° зависимость γ1(θ) нелинейна. Следовательно, СМХ расθМАКС 1
сматриваемого режима, особенно в своей нижней
θМАКС 2
части, то есть в области малых углов θ, будет
иметь существенно нелинейный характер. СМХ
данного режима для двух значений θМАКС представлены на рис.25.7.
0 UMC МИН 1 UMC МИН 2
UMС
При D = 0 (Ri = ∞) на основании (25.2) для
Рис.25.7
коэффициента модуляции выходного тока полу412
чаем выражение, которое с учётом (25.8) и (25.9) приводится к виду:
I A1, K 1 МАКС  I A1, K 1 МИН U MC МАКС  1 ( МАКС )  U MC МИН  1 ( МИН )
m


I A1, K 1 МАКС  I A1, K 1 МИН U MC МАКС  1 ( МАКС )  U MC МИН  1 ( МИН )
cos МАКС
cos МИН

.
cos МАКС
 1 ( МАКС )   1 ( МИН )
cos МИН
Если зависимость γ1(θ) разложить в ряд по степеням cos θ и ограничиться двумя членами:
2
 1 ( )  0,5  cos ,
(25.11)
 1 ( МАКС )   1 ( МИН )

то на основании последнего выражения, учитывая (25.9), получаем
 (m  mC , Б )
.
(25.12)
cos МАКС 
4m
Соотношение (25.12) позволяет определить необходимую величину нижнего угла отсечки анодного (коллекторного) тока в режиме максимальной мощности при условии
обеспечения необходимого соотношения между выходным m и входным mВХ = mC = mБ
коэффициентами модуляции. В силу приближённости разложения (25.11) соотношение
(25.12) является менее точным, чем (25.10) при 100% модуляции на выходе.4 Напомним,
что оба соотношения (25.10) и (25.12) получены при принятии D = 0. Исследования показывают, что при Roe/Ri = 1 для получения m = 1 при выборе θМАКС одинаковыми потребуется mВХ примерно на 10% больше по сравнению со случаем Roe/Ri = 0 (D = 0).
Об углублении модуляции при выборе нижнего угла отсечки анодного (коллекторного) тока менее 900 необходимо помнить и при разработке ГВВ – усилителя немодулированных колебаний. Если сигнал возбуждения такого усилителя имеет паразитную АМ,
например, фон за счёт несовершенства источников питания, в том числе и питания коллектора от выпрямителя, то в каскаде произойдёт углубление паразитной АМ, что
крайне нежелательно, если не недопустимо.
iА
4. Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока
в режиме максимальной мощности 180° > θМАКС > 90°. Реализация такого режима на статической ВАХ показана на
D=0
рис.25.8.
Как видно из рис.25.8, при значениях амплитуды напряжения
возбуждения, не превышающей интервала между
–E /С
напряжениями отсечки –Е/С и смещения –ЕС , лампа (анало–EС
гично транзистор) работает в режиме колебаний первого рода,
0
еС
то есть с углом отсечки θ = 180°. При этом начальный участок
СМХ имеет максимальную крутизну, определяемую (25.4), и
представляет прямую линию, выходящую из начала координат, как в режиме с θМАКС = 180°. При превышении амплитуАМ КОЛЕБАНИЕ
дой входного сигнала указанного интервала между напряжениями отсечки и смещения лампа (транзистор) переходит в
режим колебаний второго рода. При этом СМХ определяется
общим выражением (25.2) и оказывается на этом участке нелинейной. Так как изменение угла отсечки происходит в стоt
рону уменьшения от θ = 180°, то СМХ имеет выгиб вверх в
Рис.25.8
4
При m = 1 согласно (25.12)
cos МАКС 
1  mC
, что отличается от (25.10).
4 /
413
силу подобного характера у зависимости γ1(θ). В результате СМХ приобретает вид ломанной линии, как показано на рис.25.9.
В пределах 0 < UMC ≤ UMC МИН нижний угол отIA1
б
сечки анодного тока θ = 180°; в пределах
IA1 МАКС
U MC МИН  U MC  U MC МАКС
нижний угол отсечки 180 0     МАКС .
Если D = 0, то UMC МИН = Е/С – ЕС. В общем слуIA1 0
чае D ≠ 0 выражение для UMC МИН можно получить,
исходя из выражения (24.10), согласно которому,
UMC
учитывая, что при θ = 180° cos θ = –1 , γ1(θ) = 1, по0
лучаем
UMC МИН UMC МАКС
 R 
Рис.25.9
(25.13)
U MC МИН  ( ЕС/  ЕС )1  oe  .

Ri 


В случае транзисторного усилителя UМБ МИН = Е/Б – ЕБ.
Легко убедиться, что на участке U MC МИН  U MC  U MC МАКС , то есть в режиме колебаний второго рода, имеет место уменьшение глубины модуляции выходного (анодного,
коллекторного) тока m по сравнению с глубиной модуляции входного напряжения.
Действительно, если, например, на участке аб (рис.25.9) принять крутизну СМХ постоянной SМХ, то
I A1 МАКС  I A1 МИН ( I A1 0  S MX U MC МАКС )  ( I A1 0  S MX U MC МИН )
m


I A1 МАКС  I A1 МИН ( I A1 0  S MX U MC МАКС )  ( I A1 0  S MX U MC МИН )
а
IA1 МИН

S MX (U MC МАКС  U MC МИН )
2 I A1 0  S MX (U MC МАКС  U MC МИН )

U MC МАКС  U MC МИН
U MC МАКС  U MC МИН
 mC  mВХ .
Итак, мы рассмотрели возможные режимы усиления АМ колебаний. Какому же из
них отдать предпочтение?
Очевидно, этот вопрос должен решаться с учётом конкретных обстоятельств. Необходимо лишь помнить, что при θМАКС = 180° и θМАКС = 90° модуляционные характеристики
IA1,K1(UMC,МБ) практически линейны на всём протяжении от IA1,К1 = 0 до IA1,К1 МАКС. Следовательно, нелинейные искажения, вызываемые нелинейностью модуляционных характеристик, будут при этих режимах минимальны. Режим с θМАКС = 90° энергетически более
выгоден, чем с θМАКС = 180°, поэтому он более целесообразен для мощных каскадов. Режим с θМАКС < 90° позволяет углубить модуляцию и, следовательно, даёт возможность работать в предварительных каскадах с относительно малой глубиной модуляции, что иногда оказывается важным, например, при невозможности усиления модулирующего сигнала до необходимого уровня для обеспечения 100% модуляции. При этом режиме возрастает КПД генератора, так как нижний угол отсечки выходного тока в режиме несущей частоты (режим молчания) получается значительно меньше 900. Однако в модуляционной
характеристике появляется небольшой криволинейный участок, который при 100% модуляции приводит к увеличению нелинейных искажений. Кроме того, при θМАКС < 90° может
возникнуть углубление паразитной АМ, например, фона. Что касается режима, при котором 180° > θМАКС > 90°, то он является энергетически невыгодным и приводит к уменьшению глубины модуляции выходного сигнала относительно глубины модуляции сигнала
возбуждения. Однако иногда целесообразно выбирать такой режим для спрямления общей
модуляционной характеристики. Например, при осуществлении глубокой модуляции
смещением в предварительном каскаде в нижней части модуляционной характеристики
появляется выгиб вниз (см. лекцию 24), который может быть скомпенсирован выбором в
последующем каскаде режима усиления АМ колебания с 180° > θМАКС > 90°, при котором
у модуляционной характеристики обеспечивается выгиб вверх. Можно в предварительном
414
каскаде реализовать режим с 180° > θМАКС > 90°, имея у модуляционной характеристики
выгиб вверх и низкий КПД усилителя, а в последующем каскаде, более мощном, реализовать режим с углублением модуляции при выборе θМАКС < 90°, имея у модуляционной характеристики каскада выгиб вниз и большой КПД усилителя. В итоге можно получить достаточно линейную общую (суммарную) модуляционную характеристику и высокий суммарный КПД. Естественно, настройка многокаскадного устройства сложнее.
Так как устройства для усиления АМ колебаний относятся к системам с модуляцией
в цепи управляющего электрода (сетки, базы), то в энергетическом отношении режимы
усиления АМ колебаний и модуляции смещением эквивалентны. Оба эти режима осуществляются в недонапряжённом режиме работы генератора и только для режима максимальной мощности допускается критический режим. В обоих случаях средний за период
модуляции КПД анодной (коллекторной) цепи генератора определятся главным образом
режимом несущей частоты:
 m2 
,
 А, КОЛ СР   А, КОЛ Н 1 

2 


где m – среднестатистическое значение коэффициента модуляции выходного тока.
АЭ (лампа, транзистор) для усилителя АМ колебаний выбирается, исходя из мощности максимального режима
P~ НОМ  P~ Н (1  m) 2 ,
где m – максимальный коэффициент модуляции выходного тока (m = 1).
При определении номинальной мощности АЭ необходимо учитывать КПД контура
(цепи согласования).
Выбрав соответствующий режим усиления по θМАКС, производят расчёт максимального режима, принимая    КР . Выбор    КР способствует линейности режима усиления в верхних точках модуляционной характеристики.
Найденное при расчёте максимального режима смещение определяет рабочую точку
и обязательно подаётся от источника. При автоматическом смещении будут искажения
модуляции, что недопустимо. Напряжение возбуждения максимального режима позволяет
определить амплитуду напряжения возбуждения в режиме несущей частоты (молчания)
U MC ,МБ МАКС
U MC ,МБ Н 
,
1 mC , Б
где mС,Б = mВХ = m при выборе θМАКС = 180° и θМАКС = 90° и mС,Б = mВХ < m при выборе режима с углублением модуляции θМАКС < 90°. Энергетические параметры режима несущей
частоты рассчитываются как и при модуляции смещением в предположении линейности
усиления. Напомним, что напряжение смещения в режиме несущей частоты в данном случае не рассчитывается, так как оно найдено при расчете максимального режима и остаётся
неизменным. При модуляции смещением неизменным оставалось напряжение возбуждения.
Методика настройки усилителя АМ колебаний такая же, как и генератора с модуляцией смещением. При этом важным является снятие СМХ вида IКОНТ (UMC,МБ), непосредственно связанной с СМХ IA1,K1(UMC,МБ). Если нет возможности снять такую СМХ, то
можно использовать СМХ вида IA0,K0(UMC,МБ).
Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 25:
1. Запишите выражения для результирующего мгновенного входного напряжения генератора с модуляцией
смещением и усилителя АМ колебаний. Сопоставьте эти выражения. Что в них общего? В чём различие?
2. Поясните, почему при θМАКС = 90° можно считать, что нижние загибы («хвосты») статических ВАХ выходного тока АЭ (лампы, транзистора) практически не обусловливают изменение крутизны СМХ усилителя. Пояснение сопроводите соответствующим рисунком.
415
3. Как можно подтвердить, что при усилении АМ колебания в режиме с θМАКС < 90° с уменьшением амплитуды напряжения возбуждения нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока уменьшается?
4. Покажите справедливость соотношений (*), (**).
5. Как изменится СМХ рис.25.7 при увеличении Roe?
6. Поясните, используя ДХ анодного тока, что с увеличением Roe /Ri возрастает UМС МИН (25.13).
7. Дайте характеристику возможных режимов усиления АМ колебаний. Какому режиму вы отдаёте предпочтение и почему?
8. Покажите графически возможность спрямления суммарной СМХ при каскадном включении усилителей
АМ колебаний с θМАКС > 90° и θМАКС < 90°.
416
Лекция 26
Анодная и коллекторная амплитудная модуляция: принцип, схемы, статические
модуляционные характеристики. Энергетические и качественные показатели. Основы инженерного расчёта. Схемы модуляторов. Модулятор с последовательным
включением транзисторов. Комбинированные (двойная и тройная) анодная и коллекторная модуляции.
При анодной модуляции напряжение модулирующего сигнала заводится в цепь питания анода и управляет амплитудой импульсов соответственно и амплитудой первой
гармоники анодного тока. Другие напряжения питания лампы, такие как смещение ЕС и
возбуждение UMC , остаются неизменными. Аналогично в транзисторном генераторе при
осуществлении коллекторной модуляции напряжение модулирующего сигнала заводится
в цепь питания коллектора и управляет амплитудой импульсов и амплитудой первой гармоники коллекторного тока. Смещение ЕБ и возбуждение UМБ остаются неизменными.
Как ниже увидим, системы с анодной и коллекторной модуляцией обладают более
высокой энергетической эффективностью, чем системы с модуляцией смещением (то есть
с сеточной и базовой модуляцией). В связи с этим схемы анодной модуляции находят
очень широкое применение в мощных радиовещательных и телефонных радиопередатчиках. Коллекторная модуляция является основным видом амплитудной модуляции (АМ),
применяемой в транзисторных генераторах.
Возможные схемы генераторов с анодной и коллекторной АМ представлены на
рис.26.1,а,б соответственно. В представленных схемах использовано последовательное
питание анода (коллектора), что более наглядно, но непринципиально для рассмотрения
сути и основных положений данного вида АМ.
iА
IА n
Uω
СБЛ С
-ЕС
СБЛ К
СБЛ Б
-ЕБ
UΩ
IА Ω
а
IБ n
Uω
СБЛ А
СБЛ Ω
iК
iБ
iC
IК Ω
СБЛ Ω
IА0Н
+ЕАН
б
UΩ
IК0Н
+ЕКН
Рис.26.1
При анодной модуляции напряжение питания анода изменяется по закону
Е А  Е АН  U A cos t  Е АН (1  m cos t ) ,
(26.1)
где ЕАН – постоянное напряжение анодного питания в режиме несущей частоты (режим
молчания); UAΩ – амплитуда модулирующего напряжения; m = UAΩ /ЕАН – коэффициент
модуляции анодного напряжения.
Аналогично при коллекторной модуляции
ЕК  ЕКН  U К cos t  Е КН (1  m cos t ) ,
(26.2)
где ЕКН – постоянное напряжение питания коллектора в режиме несущей частоты (режим
молчания); UКΩ – амплитуда модулирующего напряжения; m = UКΩ /ЕКН – коэффициент
модуляции коллекторного напряжения.
Зависимости IA1(ЕА), IА0(ЕА) в ламповом генераторе и IК1(ЕК), IК0(ЕК) в транзисторном
генераторе представляют статические модуляционные характеристики (СМХ) соответственно при анодной и коллекторной модуляции. Эти зависимости рассматривались нами
417
в лекции 8 при изучении зависимости режима ГВВ от напряжения питания выходной цепи
АЭ (рис.8.15 – рис.8.17). СМХ генераторов с анодной и коллекторной АМ показаны на
рис.26.2,а, б соответственно.1
IА1 Перенапря-
IК1
Область
насыщения
жённый
режим
IА1Н
РТ
Недонапряжённый
режим
Активная
область
0
0
ЕАН ЕА КР
ЕКН
ЕА
UМБ
а
ЕК КР
ЕК
б
Рис.26.2
Об особенностях СМХ (рис.26.2,а, б) мы поговорим ниже, а сейчас отметим, что, как
видно из модуляционных характеристик, возрастание амплитуды первой гармоники анодного (коллекторного) тока с увеличением напряжения на аноде (коллекторе) имеет место в
области недонапряжённого режима (активная область у транзистора) и в перенапряжённом режиме (область насыщения у транзистора). Следовательно, анодная и коллекторная
АМ могут быть осуществлены в недонапряжённом и перенапряжённом режимах ГВВ.
Однако недонапряжённый режим, как правило, не используется, за исключением редких
случаев ламповых генераторов на СВЧ. Во-первых, недонапряжённый режим, как мы знаем, энергетически невыгоден; во-вторых, в области недонапряжённого режима крутизна
СМХ мала (если D = 0, то SМХ = 0 в области недонапряжённого режима) и не может быть
получена 100% модуляция, так как ток не уменьшается до нуля в области недонапряжённого режима. Поэтому наиболее широко, если не сказать, что исключительно, анодная и
коллекторная АМ осуществляются в перенапряжённом режиме работы генератора. Именно на рассмотрении такой модуляции мы и остановимся в настоящей лекции.
Если принять СМХ при анодной (коллекторной) модуляции в перенапряжённом режиме линейными и выходящими из начала координат, то изменение напряжения на аноде
по закону (26.1) или напряжения на коллекторе по закону (26.2) вызывает соответствующее изменение амплитуды первой гармоники анодного тока
I A1  I A1Н (1  m cos t )
или коллекторного тока
I К 1  I К 1 Н (1  m cos t ) ,
где в обоих случаях m – коэффициент модуляции анодного (коллекторного) тока, равный
коэффициенту модуляции соответствующего напряжения; IA1Н, IК1Н – амплитуда первой
гармоники анодного (коллекторного) тока в режиме несущей частоты (режим молчания).
В режиме максимальной мощности анодное (коллекторное) напряжение
Е А МАКС , К МАКС  Е АН , КН (1  m) ,
анодный (коллекторный) ток
I A1 МАКС , К 1 МАКС  I A1Н , К 1Н (1  m) .
Колебательная мощность, которую должна обеспечить лампа или транзистор в максимальном режиме,
1
Напомним, что в общем случае зависимость любого параметра режима ГВВ от напряжения питания соответствующего электрода представляет своего рода СМХ.
418
1
1
(26.3)
I A1 МАКС , К 1 МАКС  МАКС Е А МАКС , К МАКС   МАКС I A1Н , К 1Н Е АН , КН (1  m) 2 ,
2
2
где ξМАКС – коэффициент использования анодного (коллекторного) напряжения в максимальном режиме. Очевидно, для режима максимальной мощности может быть допущен
критический по напряжённости режим, являющийся оптимальным режимом для ГВВ без
модуляции.
В ламповых генераторах параметры модуляции обычно выбираются такими, что в
режиме несущей частоты постоянное напряжение на аноде лампы равно своему номинальному (паспортному) значению, то есть ЕАН = ЕА НОМ. При этом, согласно (26.1), результирующее напряжение питания на аноде лампы в отдельные моменты времени будет
превышать номинальное напряжение. Однако подобный режим кратковременный и, как
правило, не является опасным для лампы.
Ток IА1МАКС в режиме максимальной мощности равен максимальному (номинальному) значению тока для данной лампы, то есть
IА1МАКС = IА1НОМ.
В режиме несущей частоты при линейной модуляции
(26.4)
IА1Н = IА1МАКС/(1+m) = IА1НОМ/(1+m).
При анодной модуляции в перенапряжённом режиме в силу линейной зависимости
IA1(ЕА) (рис.26.2,а) уравнение СМХ описывается уравнением прямой линии, проходящей
через начало координат, то есть справедливо считать
IА1 = k1ЕА,
(*)
где k1 – коэффициент, совпадающий с тангенсом угла наклона прямой линии относительно оси ЕА.
При этом оказывается, что коэффициент использования анодного напряжения остаётся
при модуляции неизменным, то есть одинаковым во всех режимах. Действительно,
I R
kE R
U
  MA  A1 oe  1 A oe  k1 Roe  const   МАКС .
(26.5)
EA
EA
EA
Учитывая (26.4), (26.5) для мощности максимального режима (26.3) можно записать
1
P~ МАКС  I A1НОМ Е А НОМ (1  m)  P~ НОМ (1  m) ,
(26.6)
2
где P~НОМ – номинальная мощность лампы (колебательная мощность, отдаваемая лампой в
номинальном режиме).
С другой стороны, согласно общим положениям АМ,2 мощность максимального режима
P~ МАКС  P~ Н (1  m) 2 .
(26.7)
Из равенства последних соотношений следует, что при анодной модуляции лампа
должна выбираться на мощность
P
P~ НОМ  ~ МАКС  P~ Н (1  m) .
(26.8)
(1  m)
При 100% модуляции (m = 1) согласно (26.6), (26.7)
P~ МАКС  4 P~ Н  2 P~ НОМ .
Соответственно
P~НОМ = P~МАКС/2 = 2P~Н.
(26.9)
Таким образом, при анодной модуляции лампа в отдельные моменты времени отдаёт
мощность больше номинальной (паспортной). При этом в максимальном режиме при
100% модуляции отдаваемая лампой мощность превышает её номинальную мощность в 2
раза. Такой результат объясняется тем, что при анодной модуляции лампа полностью используется по току в максимальном режиме при напряжении на аноде в 2 раза больше ноP~ МАКС 
2
См. лекцию 24, выражение (24.7), которое также следует и из (26.3).
419
минального. На рис.26.3 показаны ДХ анодного тока лампы при использовании её в ГВВ
без модуляции в оптимальном режиме и для максимального режима при использовании
этой лампы в генераторе с анодной модуляцией. Как видно из ДХ, при анодной модуляции лампа переиспользуется по напряжению в 2 раза.
Опыт показывает, что отечеiА
ственные генераторные лампы
IMA МАКС =
допускают 100% анодную модуАнодная модуляция (m = 1)
=IMA НОМ
ляцию при анодных напряжениях
θМАКС = 90°
в режиме несущей частоты (молГВВ
чания), равных номинальным знаθ = 90°
чениям, но не свыше (11…12) кВ.
В противном случае в режиме неЕА
сущей частоты, если необходимо
0
получить
100%
модуляцию,
ЕА НОМ
2ЕА НОМ
напряжение ЕАН должно выбиРис.26.3
раться меньше ЕАНОМ. Некоторое
уменьшение ЕАН по сравнению с ЕА НОМ желательно также в генераторах коротковолнового диапазона (декаметровые волны), так как это позволяет уменьшить требуемое значение
Roe и повысить КПД анодного контура. При ЕАН < ЕА НОМ и m = 1 номинальная мощность
лампы, в отличие от (26.9), должна удовлетворять условию
P~НОМ > 2P~Н.
В предельном случае, когда ЕА МАКС = ЕА НОМ, лампа должна выбираться на такую же
номинальную колебательную мощность, как и при сеточной модуляции, то есть
P~ НОМ  P~ МАКС  P~ Н (1  m) 2 .
В этом случае никакого отличия в выборе лампы по величине необходимой колебательной
мощности для генератора с анодной модуляцией по сравнению с сеточной модуляцией
нет.
Обратим внимание, что в мощных генераторах с анодной АМ мгновенное напряжение на аноде лампы в режиме максимальной мощности достигает очень больших значений. Например, при ЕАН = ЕА НОМ = 10 кВ; ξ = ξКР = 0,9; m =1
e A МАКС МАКС  Е А МАКС  U МА МАКС  Е А МАКС (1   )  Е АН (1  m)(1   )  38кВ.
Конструкция лампы должна выдерживать столь большое напряжение. В противном случае необходимо выбирать ЕАН < ЕА НОМ.
Для мощных генераторных ламп в целях увеличения срока их службы часто принимают
ЕАН = (0,7…0,8) ЕА НОМ.
Номинальная мощность транзистора, в отличие от лампы, определяется при полном
использовании по току и по напряжению. Следовательно, транзистор не имеет запаса по
напряжению и при осуществлении 100% коллекторной модуляции предельное значение
ЕК МАКС = ЕК НОМ, соответственно
ЕКН = ЕК НОМ/2.
Номинальная мощность транзистора для генератора с коллекторной модуляцией
должна удовлетворять условию
P~ НОМ  P~ МАКС  P~ Н (1  m) 2
(26.10)
и оказывается такой же, как для генератора с базовой АМ.
При условии линейности коллекторной модуляции для неё справедливы соотношения (26.3) – (26.5).
Если принять, что при анодной (коллекторной) АМ постоянная составляющая анодного (коллекторного) тока линейно зависит от напряжения на аноде (коллекторе), то есть
I A0 , К 0  k 0 Е А, К ,
420
где k0 – коэффициент, совпадающий с тангенсом угла наклона прямой линии относительно оси ЕА,
то, учитывая линейную зависимость амплитуды первой гармоники анодного (коллекторного) тока от этих напряжений (см. (*))
I A1, К 1  k1 Е А, К
и постоянство коэффициента использования напряжения питания анода (коллектора)
(26.5) при модуляции, получаем для КПД анодной (коллекторной) цепи
1
Е I
P~ 2 А, К А1, К 1 1 k1
 А, КОЛ  
 
 const.
P0
Е А, К I А 0 , К 0
2 k0
Так как генераторная лампа или транзистор при анодной (коллекторной) модуляции
находится в перенапряжённом режиме, для которого характерен высокий КПД по аноду
(коллектору), то из последнего соотношения следует, что КПД анодной (коллекторной)
цепи остаётся таким же высоким и в режиме несущей частоты. Очевидно, средний за период модулирующего сигнала КПД анодной (коллекторной) цепи будет таким же. В последнем можно также убедиться, рассматривая следующие соотношения.
Средняя потребляемая по анодной (коллекторной) цепи мощность генератора с
анодной (коллекторной) модуляцией
2
2
1
1
2
P0 СР 
I
(
1

m
cos

t
)
Е
(
1

m
cos

t
)
d

t

P
0 Н  (1  m cos t ) dt 
A0 Н , К 0 Н
АН , КН

2 0
2
0
 P0 Н (1 
m2
).
2
P~СР  P~ Н (1 
Так как
m2
),
2
то
P~СР P~ Н

  А, КОЛ Н   А, КОЛ МАКС .
P0 СР P0 Н
Таким образом, при анодной (коллекторной) модуляции средний КПД анодной (коллекторной) цепи, характеризующий энергетическую эффективность модулируемого генератора, выше раза в два, чем у генератора с модуляцией смещением (сеточной, базовой).
В радиопередатчиках анодную (коллекторную) модуляцию осуществляют в выходном каскаде, который потребляет (60…70)% всей подводимой к передатчику мощности и
этим предопределяет его промышленный КПД. Если анодную (коллекторную) модуляцию
осуществить в промежуточном каскаде радиопередатчика, то выходной каскад его будет
работать в режиме усиления АМ колебаний и в этом случае энергетические преимущества
анодной (коллекторной) модуляции в передатчике в целом не реализуются.
Все приведенные выше результаты получены и, соответственно справедливы, в
предположении линейности СМХ. Однако при неизменном смещении в модуляционной
характеристике IА1(ЕА) вблизи значений ЕА ≈ 0 появляется криволинейный участок
(рис.26.2,а), обусловленный более резким перераспределением катодного тока между анодом и сеткой лампы на начальном участке СМХ. При ЕА = 0 анодный ток также равен нулю, а ток управляющей сетки имеет максимальное значение и равен катодному току. На
начальном участке СМХ коэффициент использования напряжения анодного питания получается несколько больше, чем в точках максимального режима и режима несущей частоты. Наличие криволинейного участка СМХ приводит к увеличению нелинейных искажений при глубокой модуляции (при m → 1). Чтобы избежать этого, искусственно ослабляют напряжённость режима за счёт автоматического смещения в цепи управляющей сетки. При этом имеет место дополнительная модуляция в цепи управляющей сетки за счёт
 А, КОЛ СР 
421
изменения напряжения смещения. Можно подобрать такую величину сопротивления автосмещения RC в цепи сетки, при котором СМХ IА1(ЕА) будет настолько близка к прямой
линии, что для её построения достаточно воспользоваться двумя точками: IА1 = IА1МАКС и
IА1 = 0. СМХ постоянной составляющей анодного тока IА0(ЕА) также спрямляется. Кроме
того, автоматическое смещение уменьшает сеточный ток (рис.26.4).
В транзисторном генераторе с коллекIА1
IА1, IС0 Перенапряторной АМ СМХ IК1(ЕК) выходит не из начажённый
ла координат, а несколько правее, из точки, в
режим
Без автокоторой ЕК ≈ UМБ (рис.26.2,б). При ЕК < UМБ
Недонасмещения пряжённый
переход коллектор – база открывается и порежим
IС0МИН
является коллекторный ток обратного
С
автосмещением
РЕЖ
направления, что обусловливает большие неIС0Н
линейные искажения с увеличением глубины
IС0МАКС
модуляции и ухудшает энергетические покаIС0
РЕЖ
затели генератора (это обстоятельство отме0
ЕАН ЕА МАКС
ЕА
чалось нами в лекциях 3 и 4). Для исключения этого недостатка вместе с уменьшением
Рис.26.4
напряжения ЕК уменьшается напряжение
UМБ, что достигается их одновременной модуляцией, о чём мы поговорим несколько ниже. С этой же целью иногда применяется базовое автосмещение.
Применение сеточного автосмещения в ламповом генераторе с анодной модуляцией
и модуляция напряжения возбуждения в транзисторном генераторе с коллекторной модуляцией позволяют обеспечить практически неискажённую 100% модуляцию на выходе
генератора.
Остановимся на расчёте энергетических показателей генераторов с анодной и коллекторной модуляцией, отмечая в соответствующих местах особенности этих генераторов.
Расчёт генератора с анодной (коллекторной) модуляцией проводится в следующем
порядке.
В начале рассчитывается режим максимальной мощности. При этом лампа выбирается на мощность (26.8)
P
P~ НОМ  ~ МАКС  P~ Н (1  m) ,
(1  m)
а транзистор на мощность (26.10)
P~ НОМ  P~ МАКС  P~ Н (1  m) 2 .
Если P~Н – мощность в режиме несущей частоты в полезной нагрузке, то лампа
(транзистор) выбирается по мощности с учётом КПД контура (цепи согласования).
Режим максимальной мощности выбирается критическим или слабо перенапряжённым, когда
  (1,02...1,04) КР .
Выбор слабо перенапряжённого режима способствует линеаризации СМХ IА1(ЕА) и IК1(ЕК)
в их верхней части.
Коэффициент использования напряжения анодного (коллекторного) питания в критическом режиме работы АЭ
8 P~ МАКС
1 1
 КР   1 
.
2 2
1 S КР Е А2 , К МАКС
Нижний угол отсечки анодного тока в максимальном режиме выбирается около 900. Аналогично выбирается нижний угол отсечки коллекторного тока (если смещение равно нулю, то угол отсечки коллекторного тока несколько меньше 900).
422
Приняв в максимальном режиме    КР или    КР в пределах (1,02...1,04) КР ,
находим амплитуду выходного колебательного напряжения в максимальном режиме
U МА, МК МАКС  Е А, К МАКС
и амплитуду первой гармоники анодного (коллекторного) тока
2 P~ МАКС
.
I А1, К 1 МАКС 
U МА, МК МАКС
Дальнейший расчёт ведётся по формулам в зависимости от выбора критического или
перенапряжённого режима.
В ламповом генераторе при расчёте режима максимальной мощности может оказаться, что рассеиваемая на аноде мощность
РА МАКС = Р0МАКС – Р~МАКС > РА ДОП.
Однако это обстоятельство не имеет существенного значения, так как режим максимальной мощности является кратковременным по сравнению с периодами молчания. Более того, как ниже увидим, режим молчания при анодной (коллекторной) модуляции с точки
зрения рассеиваемой на аноде (коллекторе) мощности, в отличие от модуляции смещением, не является самым тяжёлым.
Режим несущей частоты (режим молчания) рассчитывается, исходя из линейности
модуляционной характеристики, то есть
I A1, К 1 МАКС
I A0, К 0 МАКС
I A1Н , К 1 Н 
;
I A0 Н , К 0 Н 
.
1 m
1 m
Мощности потребления и рассеяния на аноде (коллекторе) соответственно равны:
 1 


А, КОЛ Н 
P0 Н  Е АН , КН I A0 Н , К 0 Н ;
PА, К Н  P0 Н  P~ Н  P0 Н (1   А, КОЛ Н )  P~ Н 
.
  А, КОЛ Н 


Так как при анодной (коллекторной) модуляции
 А, КОЛ Н   А, КОЛ МАКС  0,7...0,75 ,
то
PА, К Н  (0,25...0,3) P0 Н  (0,33...0,43) P~ Н .
Согласно последнему соотношению при одной и той же мощности в режиме несущей частоты (режим молчания) при анодной (коллекторной) модуляции мощность рассеяния на аноде лампы (коллекторе транзистора) в 5…6 раз меньше, чем при модуляции
смещением (сеточной и базовой модуляциях).3 Однако режим несущей частоты с точки
зрения теплового режима анода или переходов транзистора не является самым опасным.
Более тяжёлым является средний за период модулирующего сигнала режим, когда
m2
m2
m2
m2
PА, К СР  P0 СР  P~СР  P0 Н (1 
)  P~ Н (1 
)  ( P0 Н  P~ Н )(1 
)  PА, К Н (1 
).
2
2
2
2
Для лампы должно выполняться условие
PА СР ≤ PА ДОП.
Учитывая приведенные выше соотношения, можно считать, что должно быть
m2
PА ДОП  (1 
)(0,33...0,43) P~ Н .
2
При m = 1
PА ДОП  (0,5...0,65) P~ Н .
Последнее соотношение необходимо также учитывать при выборе лампы для генератора с анодной модуляцией, то есть лампа должна подходить по номинальной колебатель-
3
Напомним, что при модуляции смещением рассеиваемая на аноде (коллекторе) мощность в режиме несущей частоты около 2P~Н.
423
ной мощности и иметь допустимую мощность рассеяния на аноде не меньше возможной
при заданной мощности генератора.
В транзисторном генераторе необходимо проверить температуру перехода, исходя из
мощности PК СР и мощности, рассеиваемой на базе в режиме несущей частоты PБ Н.
В ламповом генераторе при расчёте режима несущей частоты (молчания) необходимо проверить тепловой режим управляющей сетки. Это особенно важно для современных
генераторных ламп, которые работают со значительными сеточными токами и для которых мощность рассеяния на управляющей сетке ограничена. Для расчёта мощности PС Н,
рассеиваемой на сетке в режиме несущей частоты, необходимо знать составляющие токов
в режиме несущей частоты (молчания) IС0Н и IС1Н. При использовании сеточного автосмещения СМХ IC0(ЕА) (рис.26.4), а также СМХ IC1(ЕА) получаются линейными. Телефонная
(рабочая) точка выбирается на середине СМХ, а именно при
1
Е А Н  Е А МАКС .
2
Величина тока IС0Н может быть определена на основании рис.26.4, согласно которому
I C 0 МИН РЕЖ  I C 0 МАКС РЕЖ I C 0 МАКС РЕЖ  I C 0 МИН РЕЖ

.
(26.11)
I C 0 Н  I C 0 МАКС РЕЖ 
2
2
Амплитуда первой гармоники сеточного тока в режиме несущей частоты
IС0Н
I С1 Н 
 С1 ( С Н ) ,
 С 0 ( С Н )
где  С Н ,  С1 ( С Н ),  С 0 ( С Н ) – соответственно угол отсечки сеточного тока и коэффициенты разложения косинусоидального импульса сеточного тока по первой гармонике и постоянной составляющей в режиме несущей частоты (молчания).
После того, как найдены токи в сеточной цепи, расчёт мощности рассеяния на
управляющей сетке проводится согласно известного соотношения (см. лекции 2 и 7):
1
1
PС Н  PВОЗБ Н  PС 0 Н  U MC I C1 Н  | EC 0 | I C 0 Н  U MC I C1 Н  RC I C2 0 Н .
(26.12)
2
2
Необходимо, чтобы выполнялось условие PС Н ≤ PС ДОП.
Как следует из (26.11), (26.12), расчёт сеточной цепи в режиме несущей частоты связан с расчётом режима минимальной мощности, в котором сеточный ток достигает максимального значения (рис.26.4). Напряжение возбуждения UMC и сопротивление сеточного
автосмещения RC находятся при расчёте максимального режима. При этом
EC МАКС
RC 
,
I C 0 МАКС РЕЖ
ЕС МАКС  ЕС/ при Е А МАКС  (U MC  DU MA МАКС ) cos МАКС .
В режиме минимальной мощности напряжение смещения
ЕС МИН  ЕС/ при Е А МИН  (U MC  DU MA МИН ) cos МИН .
(I)
/
Так как ЕА МИН = 0, то UМА МИН = 0, а Е С при ЕА = 0 в (I) равно –ЕС0 (см. лекцию 4).
Соответственно получаем
iС
ЕС МИН   ЕС 0  U MC cos МИН .
(II)
IMC МИН РЕЖ
Последнее соотношение соответствует рис.26.5.
–ЕС МИН
еС
ЕС0
С другой стороны,
0
θМИН
ЕС МИН  RC I C 0 МИН РЕЖ  RC I MC МИН РЕЖ С 0 ( МИН ) .
Так как, согласно рис.26.5 и учитывая (II),
UМС
ωt
I MC МИН РЕЖ  SU MC (1  cos МИН ) ,
Рис.26.5
то
где
424
ЕС МИН  RC SU MC (1  cos МИН ) С 0 ( МИН )  RC SU MC  0 ( МИН ) .
(III)
Из равенства (II) и (III) следует
 0 ( МИН )
U MC  0 ( МИН )
1
.


SRC U MC cos МИН  ЕС 0 cos МИН  ЕС 0 U MC
Полагая ЕС0/UMC = 0, получаем
 (
)
1
 0 МИН .
SRC cos МИН
Так как параметры в левой части последнего соотношения известны (S – крутизна
статических ВАХ сеточного тока в перенапряжённом режиме, равная с достаточной точностью крутизне статических ВАХ анодного тока в основной области), то в соответствии
с правой частью соотношения, используя, например, таблицы коэффициентов  0 ( ) и
cos , находим угол θМИН. Далее находим
I C 0 МИН РЕЖ  SU MC  0 ( МИН );
I C1 МИН РЕЖ 
I C 0 МИН РЕЖ
 0 ( МИН )
1 ( МИН )
и т.д.
В режиме минимальной мощности ток сетки (аналогично ток базы) достигает
наибольшей величины и максимально нагружает источник возбуждения. В то же время
очевидно, что в минимальном режиме большая мощность возбуждения не нужна, а при
100% модуляции вообще в минимальном режиме можно обойтись без какой-либо мощности возбуждения. Действительно, при 100% модуляции в минимальном режиме выходной
ток равен нулю, то есть IA1 = 0 (или IК1 = 0), но такое значение выходного тока получается
также и при снятии возбуждения, то есть наличие возбуждения в минимальном режиме
при 100% модуляции не является необходимым. Поэтому при расчёте генераторов с анодной (коллекторной) модуляцией источник возбуждения (в радиопередатчике это каскад,
стоящий перед модулируемым генератором) рассчитывается на мощность возбуждения,
найденную при расчёте максимального режима, то есть на минимальную величину мощности возбуждения PВОЗБ = PВОЗБ МАКС РЕЖ. Это приводит к тому, что в режиме несущей частоты, а особенно в режиме