Министерство науки и высшего образования РФ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР) Кафедра промышленной электроники (ПрЭ) «Обратноходовой преобразователь» КУРСОВАЯ РАБОТА по дисциплине «Энергетическая электроника» Выполнил: студент гр. 368-1 __________ А.А. Шадрин «____» _________ 2022 г. Руководитель: Кандидат технических наук _________ А.В. Осипов «___» __________2022 г. 2022 Оглавление ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ............................................................................... 3 1 ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ............................................................................ 4 Принцип действия обратноходового преобразователя ................................. 6 РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ ........................................................................................ 10 Расчет входного конденсатора (С1).................................................................. 10 ШИМ – контроллер (U1) .................................................................................... 11 Частотозадающие элементы (С5 и R8) ............................................................. 11 Расчет трансформатора (Т1) ............................................................................. 13 Расчет силового ключа (Q1) .............................................................................. 20 Элементы в цепи управления силовым ключом (R9, D3). .................... 21 Датчик тока и его цепи (R11, R10, C7) ............................................................ 22 Элементы запуска (R1, R2) ................................................................................ 22 Схема питания контроллера (D1, R4, C3). ..................................................... 23 Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C2). .... 24 Выходной диод (D4)............................................................................................. 25 Конденсатор фильтра (С8). ............................................................................... 26 Дополнительный фильтр (L1, C9). .................................................................. 27 Усилитель ошибки и его цепи (U3, R14, R15). ............................................... 27 Оптрон гальванической развязки и его цепи (U3, R16, R7, R12). ............. 28 Конденсатор подавления помех С11. .............................................................. 28 Перечень элементов: .......................................................................................... 29 ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ Входное напряжение(переменное) 220В + 20% (176В - 264В); Частота сети: 50 Гц; Выходное напряжение(постоянное): 12В; Выходной ток: 2А; Выходная мощность Pout = 24 Вт; Максимальный коэффициент заполнения: D = 0,5; КПД 85%; Частота преобразования: 100 КГц. 1 ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ Импульсный преобразователь напряжения – это преобразователь, в котором элемент коммутации (в нашем случае транзисторный ключ) работает в импульсном режиме, постоянно замыкается и размыкается. За счёт этого ток через него передаётся частями. Наиболее простое объяснение работы обратноходового преобразователя можно пояснить так: Транзистор непрерывно коммутирует. В открытом режиме транзистора, ток течет через первичную обмотку и дроссель накапливает энергию в виде магнитного поля. Когда транзистор переходит в закрытый режим, начинает влиять э.д.с. самоиндукции, “наведенное напряжение”, которое в свою очередь поменяет полярность на дросселе, что приведет к замыканию цепи вторичной обмотки. При переходе всей энергии сердечника в емкость конденсатора, либо в нагрузку, происходит повторное накопление энергии в дросселе. Конденсаторы служат накопителями энергии (для того, чтобы питать нагрузку на первом этапе накопления энергии в дросселе, при открытом режиме транзистора). Когда ток в первичной обмотке резко прекращается, индуктивность рассеяния также пытается его продолжить. А так, как она не связана ни с какой другой обмоткой, она генерирует высоковольтный импульс, прикладываемый к закрытому транзистору. Энергия этого импульса во много раз меньше полезной энергии, но и ее может оказаться достаточно, чтобы повредить транзистор. Для защиты от этого импульса, он гасится на специальном схемном решении: снаббер. Рисунок 1 - Снаббер RCD снаббер используемый в нашей схеме, организован из диода, конденсатора и резистора (см. рис. 1.2). Обратное напряжение, возникающее на первичной обмотке, открывает диод VD и начинает заряжать конденсатор С. В результате, вся энергия импульса передается в конденсатор. В перерывах между импульсами конденсатор разряжается через резистор R. Т.е. энергия, снимаемая с индуктивности рассеяния, превращается в конечном счете в тепло на резисторе . Оптопара обеспечивает вторичным цепям полную гальваническую развязку. Рисунок 2 – Оптопара Принцип действия обратноходового преобразователя Рисунок 3 – Упрощенная схема обратноходового преобразователя На рисунке 3 изображена силовая часть обратноходового преобразователя, а на рисунке 4 – диаграммы его основных токов и напряжений. Пусть схема работает на частоте f, при этом период будет T=1/f. Интервал (t0-t1) – время включенного состояния силового ключа М1 (время прямого хода) обозначим, как tON, соответственно рабочий цикл (Duty Circle, в дальнейшем D) будет определяться как D = tON/T. Интервал (t0-t1). К моменту t0 сердечник трансформатора полностью размагничен, и ток в нем отсутствует. В момент, когда с ШИМ – контроллера подается управляющий сигнал, силовой ключ Q1 открывается и ток в трансформаторе начинает нарастать. Выходной диод также полностью закрыт к этому времени, и нет необходимости в быстром его перезаряде/восстановлении. Ток в индуктивности первичной обмотки трансформатора LPRI будет нарастать до тех пор, пока ШИМ – контроллер не даст команду на выключение силового транзистора. ШИМ – контроллер рассчитывает (исходя из сигнала рассогласования обратной связи) количество энергии, которую необходимо запасти для поддержания постоянной мощности в нагрузке плюс потери в самом источнике. Если мощность в нагрузке обозначить как POUT, то за время прямого хода мы должны запасти следующее количество энергии: P A out , f где, - коэффициент полезного действия, f – частота преобразования. Рисунок 4 – диаграммы основных токов и напряжений обратноходового преобразователя Энергия, запасаемая в индуктивности есть: A L I PRI 2 . 2 Ток, который нарастет в первичной обмотке трансформатора за время прямого хода: I 2 POUT 2 A . LPRI f LPRI Для тока пилообразной формы среднеквадратичное его значение будет: I RMS I PRI D 3 . Статические потери в силовом ключе будут: 2 PDC I RMS RDS , где, RDS - сопротивление канала открытого транзистора. На вторичной стороне во время этого интервала ток нагрузки поддерживается исключительно выходным конденсатором. К выходному диоду DOUT приложено трансформированное входное напряжение. Если первичная обмотка содержит N1 витков, а вторичная – N2, то коэффициент трансформации: K N1 , и обратное напряжение на диоде DOUT есть: N2 V VDOUT IN (VOUT VD ), K где, VD - прямое падение напряжения на выходном диоде. Интервал (t1-t2). Силовой транзистор выключается, ток в нем резко спадает от IPRI до нуля, а напряжение начинает быстро расти и достигает VMAX. Динамические потери: PSW I PRI VMAX tsw f . 2 tSW зависит от энергии переключения силового транзистора, суммарного сопротивления в цепи его затвора, напряжения питания выходного каскада драйвера, индуктивности в цепи истока. Но первичный ток также начинает перезаряжать паразитную емкость трансформатора, снижая скорость нарастания напряжения на ключе. На вторичной стороне в этом временном интервале происходит передача энергии из трансформатора в фильтр и в нагрузку. Ток в индуктивности не может резко изменить свое значение, соответственно в момент t1 на вторичной обмотке возникает ток I SEC I PRI K , и к моменту t2 спадает до нуля. Ток из выходной обмотки трансформатора начинает течь как в нагрузку, так и в емкость выходного конденсатора, восполняя потери энергии в нем на прямом ходу. Поэтому в этот период ток через конденсатор имеет треугольную форму с начальным значением ISEC - IOUT и конечным значением просто IOUT (ток в обмотке закончился, и ток нагрузки поддерживается исключительно выходным конденсатором). Для определения величины среднеквадратичного тока через выходной конденсатор можно пользоваться следующей формулой: 2 2 I RIPPLE I RMS ( SEC ) I OUT , где, I RMS ( SEC ) - среднеквадратичное значение тока в выходной обмотке, находится как и в случае первичной обмотки: I RMS ( SEC ) I SEC D 3 Здесь надо заметить, что рабочий цикл в этом случае будет определяться как D t1 2 . T Потери в выходном диоде можно оценить как произведение среднеквадратичного вторичного тока на падение напряжения на диоде: PDOUT I SEC VFD ( DOUT ) Время временного интервала (t1 - t2) легко находится из выходного напряжения VOUT, индуктивности вторичной обмотки LSEC и тока в ней: t1 2 LSEC I SEC VOUT VD Интервал (t2 – t3). К моменту t2 ток во вторичной обмотке трансформатора полностью прекратился, и выходной диод закрылся. Поэтому трансформатор оказывается «подвешенным в воздухе», и на его первичной обмотке возникают относительно низкочастотные колебания, вызванные колебательным контуром из индуктивности намагничивания трансформатора и некой эквивалентной емкостью, образованной межвитковой/межобмоточной емкостью и выходной емкостью силового ключа: FOSC 1 2 LPRI CE В момент t3 открывается силовой ключ и процесс повторяется. РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ Схема обратноходового преобразователя устроена на микросхеме UC3844. Рисунок 5 – Схема электрическая принципиальная Расчет входного конденсатора (С1) Как правило, пульсациями на частоте преобразования пренебрегают, поскольку емкость входного конденсатора заведомо значительно больше необходимой для подавления высокочастотных пульсаций. Грубо можно сказать, что достаточно 1-2 нФ на ватт выходной мощности при стандартной сети 220В ±20%. Расчетная формула, позволяющая рассчитать необходимую емкость конденсатора что бы получить некое минимальное постоянное напряжение UIN(min) при минимальном постоянном напряжении сети UDC(min): U IN (min) arccos U DC (min) POUT (max) C1 1 2 2 , F (U DC (min) U IN (min) ) где, F – частота сети; - коэффициент полезного действия. 200 В arccos 249 В 24 Вт C1 1 3, 08 105 Ф 31 мкФ 2 2 85% 50 Гц (249 В 200 В) Исходя из расчета выберем конденсатор: TKR330M2WLDF Jamicon Алюминиевый конденсатор, 33мкФ, 450В, 18*35.5. 33 мкФ на 400 В можно считать приемлемым для данного случая. ШИМ – контроллер (U1) Выбранный контроллер: UC3844A, выбран, потому что в чипах, обозначение которых содержит индекс «А», снижен стартовый ток и несколько выше точность опорного напряжения, но стоимость их одинакова, поэтому нет никакого резона использовать микросхемы без индекса. А также, потому что это самый распространенный и дешевый чип, выпускаемый многими производителями. Частотозадающие элементы (С5 и R8) В этой микросхеме реализован задающий генератор на следующем принципе. Сначала конденсатор С5 медленно заряжается через резистор R8 от опорного напряжения, а затем быстро разряжается внутренним ключом с фиксированным током разряда (8.3 мА). Время разряда конденсатора через внутренний ключ определяет «мертвое» время – когда силовой ключ всегда закрыт. Варьируя эти величины максимально приблизим коэффициент заполнения D к 50%. конденсатор желательно иметь как можно меньшей емкости, а R8 должен быть как можно больше, исходя из графика в спецификации желательно его иметь в районе 25-30К. Рисунок 2 - Времязадающий резистор в зависимости от частоты генератора (DataSheet UC3844) Формула для определения частоты преобразования приводится в спецификации: f 1, 72 . C5 R8 Для контроллера UC3844 эта частота должна быть вдвое больше, поскольку для получения 50-процентного рабочего цикла в нем используется только каждый второй такт, значит в формуле f = 200 кГц. C5 R8 1, 72 344 1012 Ф 25000 Ом 200000 Гц Полученные значения C5 и R8 равны соответственно 322 пФ и 25 кОм. Резистор выберем: Резистор 26.1 кОм, 1%, 0805. Конденсатор выберем: Керамический конденсатор, 330пФ, 50В, NP0, 0805. Выясним максимальное и минимальное значение частоты из-за разброса компонентов, а также максимальное значение D. Допуск на частоту внутреннего осциллятора составляет ±5% в всем диапазоне температур. Номинальная частота: 99.8kHz Минимальная частота: 90.6kHz Максимальная частота: 110.1kHz. Конденсатор С5 разряжается фиксированным током 8.3 мА (7.6 мА мин.) и размах напряжения на нем 1.7 В (данные из спецификации). Поэтому «мертвое» время будет: tdead C5 1, 7 В 74 нс , 7, 6 мА что составляет менее одного процента от частоты преобразования. Поэтому возьмем минимальный уровень ограничения рабочего цикла из спецификации – 47%. Теперь определим минимально возможное время открытого состояния ключа, когда чип пытается сделать максимально возможный D. Это будет при максимальной частоте преобразования и D=47%. Период будет равен 9.1 мкс, и время открытого состояния ключа: tON = T * D = 4.28 мкс. Соответственно, минимально возможное время обратного хода будет при максимальной частоте и D = 49%: tON = 4.46 мкс и toff = T – tON = 4.64 мкс. Расчет трансформатора (Т1) Будем считать, что трансформатор должен находиться в режиме разрывных токов при перегрузке в 20%. То есть, за время 4.28us мы должны запасти в трансформаторе ровно столько энергии, чтобы ее хватило на поддержание выходного напряжения: A Pout f Импульсный ток в первичной цепи: I 2 POUT 2 A LPRI f LPRI С другой стороны, за время tON при приложенном входном напряжении этот ток будет изменяться по закону: dI U IN , dt LPRI За время tON будет: I U IN tON . LPRI Произведем расчет LPRI для наихудших условий – минимального входного напряжения, максимальной нагрузке PMAX = POUT * 1,2 и минимальной частоте. LPRI 2 2 U IN (min) ton f min 2 Pmax . Максимальное значение индуктивности первичной обмотки: LPRI 200 В 2 4, 28 мкс 2 0,85 90,6кГц 0,98 мГн . 2 28,8Вт Теперь найдем ток в первичной цепи: I PRI 2 PMAX 2 28,8Вт 0,87 А . f LPRI 0,85 90, 6кГц 0,98 мГн Среднеквадратичное значение тока в первичной цепи: I RMS I PRI DMAX 0,5 0,87 А 0,36 А . 3 3 Расчет вторичной части трансформатора: За время tOFF вся энергия из сердечника должна перейти в выходной конденсатор и в нагрузку, и к началу следующего такта ток в выходной обмотке должен успеть спасть до нуля. За время обратного хода к выходной обмотке приложено выходное напряжение UOUT плюс падение напряжения на выходном диоде VDOUT. В качестве выходного диода используем диод Шоттки, и прямое напряжение на нем примем за 0.5V. Поэтому: U OUT U DOUT LSEC I SEC tOFF Запасенная энергия в трансформаторе полностью переходит в нагрузку. A 2 POUT (U OUT U DOUT ) I OUT LSEC I SEC . f f 2 Решаем эти два уравнения относительно LSEC опять же для условия минимально возможной рабочей частоты: LSEC 2 (U OUT U DOUT ) tOFF f min 2 I OUT (max) Максимально допустимая индуктивность вторичной обмотки будет: LSEC (12В 0,5В) 4,642 мкс 90,6кГц 5,08 мкГн 2 2, 4 А Ток во вторичной обмотке: I SEC (U OUT U DOUT ) tOFF (12 В 0,5В) 4, 64 мкс 11, 4 А LSEC 5, 08 мкГн Коэффициент трансформации: K LPRI 0,98 мГн 13,9 LSEC 5, 08 мкГн Напряжение на силовом ключе без учета индуктивного выброса будет: U DS U IN (max) (U OUT U DOUT ) K 373В (12 В 0,5В) 13,9 547 В . Практический расчет трансформатора: Выберем сердечник EFD-25 из феррита N87. Чем меньше мы намотаем витков, тем больше будет индукция (и потери в сердечнике), но меньше потери в проводах, выберем оптимальный вариант. Величину индуктивности на виток можно рассчитать по формуле: AE AE (0) lE E g , где, AE(0) – значение индуктивности на виток для сердечника без зазора (из спецификации); LE – длина средней линии сердечника; μE – начальная магнитная проницаемость сердечника без зазора; g – введенный зазор. Используем зазор в 160 нГн/виток2. индуктивность первичной обмотки в 0,98 мГн: N1 Необходимо получить LPRI 0,98 мГн 78 витков . AL 160нГн / T 2 За время прямого хода длительностью 4.28 мкс к первичной обмотке трансформатора будет приложено минимальное входное напряжение UIN(MIN)=200В. Минимальная площадь сечения сердечника EFD-25 AE=57mm². Поэтому размах индукции в сердечнике будет: B U IN (min) ton AE N1 200 В 4, 28 мкс 0,19Т . 57 мм 2 78 Т Индукция вполне приемлемая, с большим запасом от индукции насыщения. Максимально возможная индуктивность вторичной обмотки 5.08uH, что для выбранного сердечника соответствует: N2 LSECI 5, 08 мкГн 5, 6 виткам. AL 160нГн / Т 2 Индуктивность вторичной обмотки не может быть больше 5.08uH, поэтому мы вынуждены округлить полученную величину до 5 витков, что будет соответствовать 4uH вторичной обмотки. При этом увеличится коэффициент трансформации до 15.6, что приведет к росту максимального напряжения на силовом ключе первичной стороны до: U DS U IN (max) (UOUT U DOUT ) K 373В (12В 0,5В) 15,6 568 В . Данное напряжение уже слишком велико для 600-вольтового ключа. Для получения запаса в 50 В мы можем уменьшить количество витков первичной обмотки. В нашем случае получим необходимый К = 14.16 и количество витков первичной обмотки N1=70.8 - > 70 витков с индуктивностью 784 мкГн. Уточним максимальное значение тока первичной стороны, временные интервалы в номинальном режиме и среднеквадратичные значения токов (это нам понадобится для расчета потерь и выбора компонентов). Максимальный ток первичной стороны: I PRI (max) 2 Pmax 2 28,8Вт 0,98 А . f max LPRI 0,85 90, 6кГц 748 мкГн Номинальный ток первичной стороны: I PRI (max) 2 POUT 2 24 Вт 0,85 А . f NOM LPRI 0,85 99,8кГц 748 мкГн Время открытого состояния ключа в номинальном режиме: tON I PRI ( NOM ) LPRI VIN ( NOM ) 0,85 748 мкГн 2,14 мкс . 311В DPRI = 0,214. Среднеквадратичное значение тока первичной стороны: I PRI ( RMS ) I PRI ( NOM ) DPRI 0, 214 0,85 А 0, 23 А . 3 3 Ток вторичной стороны: I SEC I PRI NOM K 0.85 A 14 11.9 A . Время обратного хода: tSEC I SEC LSEC 11,9 А 4, 0 мкГн 3,81мкс , U OUT U DOUT 12 В 0,5 В DSEC = 0,38. Среднеквадратичное значение тока вторичной стороны: I RMS ( SEC ) I SEC DSEC 0,38 11,9 А 4, 24 А . 3 3 Для расчета потерь на вихревые токи нам также понадобятся значения постоянной и переменной составляющих вторичного тока. I DC ( SEC ) I SEC DSEC 0,38 11,9 А 2, 26 А 2 2 I AC ( SEC ) I SEC 2 DSEC DSEC 0,38 0,382 11,9 А 3,58 А 3 4 3 4 Питание контроллера должно быть в диапазоне 11.5В – 16В. Можно остановиться на напряжении питания ШИМ – контроллера в 13В, что потребует следующего количества витков: N BIAS (U BIAS VD ) N 2 (13В 0, 6 В) 5 5, 44. U OUT U DOUT 12 В 0,5 В Округлим до 6 витков, что будет равняться 14.4 В. Подведем итог уточненному расчету трансформатора: Первичная сторона: TON(NOM) = 2.14 мкс N1 = 70 витков LPRI = 784 мкГн IPRI(MAX) = 0.98 A IPRI(NOM) = 0.85 A -> IRMS(PRI) = 0.23 A UDS(MAX) = 548V Вторичная сторона: TON(NOM) = 3.81us N2 = 5 витков LSEC = 4.0 мкГн ISEC(NOM) = 11.9 A -> IRMS(SEC) = 4.24 A IDC(SEC) = 2.26 A IAC(SEC) = 3.58 A Первичная обмотка: Выберем провод. Свободное пространство на каркасе составляет 16.4мм – 2*3мм = 10.4мм. Диаметр провода с изоляцией – 10.4мм : 70 витков = 0.15, соответствующий провод (с небольшим запасом на неплотную укладку) ПЭТВ-0.11 (AWG37) с удельным сопротивлением 1.7Ω/м. Теперь посчитаем среднюю длину витка, исходя из геометрических размеров каркаса. Для нашего каркаса длина витка первого слоя будет равна 34.4мм. Соответственно, сопротивление обмотки будет 4.1Ω (эффектом близости пренебрегаем), и потери в ней при 25°С будут PPRI = I2RMS(PRI) * RPRI = 0.23A2*4.1 Вт = 217 мВт. Обмотка питания контроллера: Сопротивление обмотки не важно, поэтому мотаем тем же самым проводом, что и первичную обмотку, распределяя 6 витков равномерно по каркасу. Вторичная обмотка: Итак, известна глубина проникновения высокочастотного тока в проводник: DPEN 7,5 . f Далее, введем параметр Q – отношение эффективной толщины слоя к глубине проникновения. Эффективная толщина слоя для фольги или плоской шины равна просто их толщине, а для плотно уложенных круглых проводников – 0.83 от диаметра провода. После этого по графику на рис. 3 находим отношение сопротивления проводника переменному току заданной частоты к сопротивлению постоянному току RAC/RDC. Потери в проводнике будут складываться из произведений квадрата постоянной составляющей тока IDC на сопротивление проводника постоянному току RDC, и квадрата переменной составляющей тока IAC на сопротивление RAC. Рисунок 3 Для нашей вторичной обмотки: 2 2 P PDC PAC I DC ( SEC ) RDC I AC ( SEC ) RAC Сначала произведем расчет для двух слоев. Длина витка при этом будет около 38мм. Будем считать, что в каждом слое будет располагаться по три витка. Итак, суммарная толщина провода будет 10.4мм : 3 = 3.47мм. В первом приближении выберем такой провод, что бы потери в нем от протекания переменного тока частотой 100kHz были в полтора раза больше потерь от постоянного тока. Для двух слоев соответствующая толщина слоя будет 0.24мм, что соответствует диаметру провода 0.29мм. Соответственно, диаметр провода ПЭТВ-0.29(AWG29) с изоляцией составит 0.34мм, и уложится 10 проводов. Рисунок 4 – сопротивления проводов большего диаметра Оптимально выполнить вторичную обмотку в 8 проводов 0.36мм. Общие потери в трансформаторе: Расчет силового ключа (Q1) Минимальное требование – способность пропускать максимальный импульсный ток. В худшем режиме первичный ток может достигать 0.98А. Возьмем полевой транзистор фирмы International Rectifier: IRFRC20 RDS = 4.4 Ом и Qg = 12 нК. Статические потери: PIRFRC 20 4, 4Ом 0, 23 А2 233 мВт Динамические потери: Скорость выключения транзистора возьмем из DataSheet на транзистор, tFALL = 25 нс. POFF PSW ( IRFTC 20) (U IN U OUT ) I PRI t FALL f sw 2 (U IN U OUT ) I PRI t FALL f sw 481В 0,85 А 25нс 100кГц 511мВт 2 2 Если принять эквивалентную паразитную емкость трансформатора за 50pF, то время заряда этой емкости до напряжения UIN+VREFL составит током IPRI составит: tCHARGE CEQV (U IN U REFL ) I PRI 50пФ (311В 177 В) 29нс . 0,85 А Паразитная эквивалентная емкость трансформатора приводит к дополнительным потерям при включении силового полевого транзистора. Потери в токоограничивающей заряд конденсатора цепи в точности равны энергии, запасенной в конденсаторе помноженной на частоту преобразования: PCAP 2 CEQV U DISCH 2 f Паразитная емкость трансформатора стремится разрядиться до нуля, поэтому можно принять напряжение на ключе UDISCH за напряжение питания. Приняв C EQV = 50 пФ , PCAP получим: 2 CEQV U DISCH 2 f 50пФ 311В 100кГц 242 мВт . 2 В итоге, получим суммарные потери на силовом ключе: P ( IRFRC 20) PDC PCAP 233 мВт 242 мВт 475 мВт. Включается транзистор когда напряжение на его стоке примерно равно входному напряжению (в нашем случае 311 В). При этом суммарный заряд его переключения (из графика в спецификации) составит примерно 16нК. Выключается транзистор при нулевом напряжении (из-за влияния паразитной емкости трансформатора и самого транзистора), и здесь нам важен лишь заряд переключения затвора – порядка 3нК. Соответственно, ток на включение транзистора составит QG f sw 16нК 100кГц 1,6 мА, 3нК 100кГц 0,3 мА. . а на выключение Соответственно, суммарный ток, потребляемый схемой управления составит 2 мА. Элементы в цепи управления силовым ключом (R9, D3). Для оценки номинала резистора R9 время заряда паразитной емкости трансформатора можно выбрать таким, что бы бросок тока составлял десятую часть от номинального. Грубо оценив паразитную емкость трансформатора в CEQV = 50пФ, получим: CEQV U IN 0,1 I PRI 50пФ 311В 180нс . 0,1 0,85 А Посчитаем ток затвора, соответствующий такому времени открывания транзистора, исходя из общей энергии его переключения: I GATE QG 16нК 89 мА. 180нс Если принять напряжение питания контроллера за 15V, а напряжение плато Миллера за 5V, то разница составит 10V, и искомый номинал резистора R9 составит: R9 U CC U MILLER 15 В 5 В 113 Ом. I GATE 89 мА Датчик тока и его цепи (R11, R10, C7) Датчик тока необходимо выбрать таким образом, что бы с одной стороны гарантировать нормальную работу блока при номинальной нагрузке, а с другой – начать ограничивать ток при как можно меньшей перегрузке. Номинальный ток первичной цепи в худшем случае составляет: I PRI 2 POUT 2 24 Вт 0,89 А . f min LPRI 0,85 90, 6кГц 748 мкГн При этом токе напряжение на входе ограничения тока контроллера (вывод 3) не должно превышать нижнего порога уровня срабатывания токовой защиты (0.9V). То есть максимальное значение резистора R11 составит: R11 U PIN 3(min) I PRI 0,9 В 1, 01 Ом. 0,89 А В номинальном режиме на резисторе датчика тока будет рассеиваться мощность: 2 2 PR11 I RMS ( PRI ) R11 0, 23 А 1 Ом 53 мВт. В данном случае в качестве датчика тока может быть использован любой резистор начиная от типоразмера 0805. Постоянная времени этой цепочки должна быть того же порядка, что и длительность выброса, оценочно посчитанная при расчете резистора R9, т.е. приблизительно 180нс. Практически эта величина может быть еще немного снижена, и составить приблизительно 100-150нс. Емкость конденсатора C7 составит: C9 R 10 (100...150) нс (212...320)пФ. 470 Ом R10 выбирают не очень большим, в пределах 300 Ом– 1кОм. Выбираем R10 = 470 Ом. В итоге получаем R10 = 470 Ом и С9 = 330 пФ. Элементы запуска (R1, R2) Необходимо выбрать резисторы запуска, что бы гарантированно обеспечить первоначальный ток. Логично использовать чип-резисторы типоразмера 1206 с максимально допустимым напряжением 250V каждый. При минимальном входном напряжении сумма этих резисторов должна обеспечить ток запуска UC3844A , ISTART = 0.5 мА max., при этом напряжение на микросхеме должно подняться до напряжения старта чипа – USTART = 17.5В max. Соответственно: ( R1 R2 ) U DC (min) U START I START 249 В 17,5В 214 кОм. 0,5 мА С небольшим запасом R1=R2=100K. При максимальном входном напряжении на них будет рассеиваться: PR1 , R2 (U DC ( MAX ) 14,5В) 2 R1 R2 (373В 14,5 В) 2 0, 64 Вт. 100кОм 100кОм В этом случае невозможно использовать два резистора 1206, поскольку их суммарная рассеиваемая мощность всего 0.5 Вт. Так что придется или ставить два полуваттных резистора, или три-четыре резистора размера 1206. Схема питания контроллера (D1, R4, C3). Посчитаем ток, потребляемый контроллером от конденсатора С3. Он будет складываться из собственно тока потребления контроллера (17мА max) и тока на перезаряд емкости затвора (мы его нашли ранее, 2мА). То есть суммарный максимальный ток потребления составит IPWM = 19мА max. Контроллер включается при напряжении (14.5 – 17.5)В, а отключается при (8.5 – 11.5)В, но гистерезис постоянный и составляет ровно VHIST = 6В. Найдем время, в течении которого будет происходить переходный процесс. Зададимся максимально возможной емкостью на выходе блока, например, 4700 мкФ, и посчитаем, за какое время она зарядится номинальным выходным током: tSTART COUT U OUT 4700 мкФ 12 В 28, 2 мс. IOUT ( NOM ) 2А Теперь найдем минимально возможную емкость конденсатора C3: C3 I PWM tSTART 19 мА 28, 2 мс 89,3 мкФ. VHIST 6В Соответственно, если использовать обычный алюминиевый конденсатор 100 мкФ*25В, то можно быть уверенным, что наш блок будет устойчиво запускаться при суммарной выходной емкости до 4700 мкФ. Блок будет работать на короткое замыкание в течении времени, когда конденсатор C3 разряжается током потребления контроллера 19 мА на величину VHIST = 6В: tON C3 U HIST 100 мкФ 6 В 32 мс. I PWM 19 мА Заряд С3 будет происходить через резисторы запуска суммарным сопротивлением 200 кОм током, соответственно: I CHARGE U IN ( NOM ) U START ( MAX ) R1 R2 311В 17,5В 1, 47 мА. 100кОм 100кОм Время заряда: tOFF C3 U HIST 100 мкФ 6 В 408 мс. I START 1, 47 мА tON : tOFF = ICHARGE : IPWM. Интегрирующую цепь следует подбирать таким образом, что бы блок устойчиво работал при минимально возможной нагрузке, и стабильно уходил в перезапуск при коротком замыкании – и обязательно во всем диапазоне питающих напряжений. Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C2). Напряжение на демпфере в нашем случае желательно иметь не более 220В, тогда при максимальном входном напряжении 264ВАС (372ВDC) напряжение на стоке силового ключа будет близко к максимально допустимому. Конденсатор С2 должен иметь достаточно большую емкость что бы пульсации на нем были невелики. В нашем случае вполне разумным будет выбрать С2 как керамический конденсатор размера 1206 0.01мкФ, 500В. Без учета времени восстановления обратного сопротивления диода D2 пульсации на С2 будут: U C2 2 I PRI LL ( PRI ) I CH . CC2 f 2 CC2 (U CL U REFL ) В нашем случае будем использовать относительно «медленный» диод с максимальным временем восстановления 2.5мс S1J, и подберем сопротивление резистора R3 таким образом, что бы при максимальной перегрузке (с учетом разброса компонентов и параметров) напряжение UCL не превышало 220В. В нашем случае R3 = 75кОм. Мощность, рассеиваемая на нем, составит: PR3 2 U CL 220 В 645 мВт. R3 75кОм Будем использовать три последовательно соединенных резистора 1206 27кОм 5%. Выходной диод (D4). Для низких выходных напряжений рационально использовать диоды Шоттки, как обладающие низким прямым падением напряжения и отличными частотными свойствами. Обратное напряжение на выходном диоде будет складываться из выходного напряжения и «отраженного» на вторичную сторону входного напряжения: VD4 U IN U OUT . K В нашем случае максимальное напряжение на выходном диоде будет: VD4 373В 12 В 41В. 14 То есть вполне допустимо использовать 60-вольтовый диод Шоттки. Средний ток через диод будет равен среднеквадратичному току вторичной обмотки, в нашем случае 4.24А. Потери на выходном диоде можно оценить как произведения этого тока на прямое падение напряжения. В нашем случае можно использовать диод 50WQ06N. При токе 4.24А и температуре кристалла +25°С падение напряжение на 50WQ06N составит 0.53В, и, соответственно, потери в диоде: 4.24А*0.53В = 2.25Вт Потери от протекания обратного тока: Prev I rev VD4 TON ( NOM ) f 0, 08 мА(11мА) 34, 2 В 2,14 мкс 100кГц 0,5 мВт(80 мВт) . Параллельно D4 ставят демпфирующую RdCd цепочку. В нашем случае емкость диода составит около 100пФ. Сопротивление резистора можно оценить из условия: L C Rd Cd В нашем случае оценочное сопротивление резистора: Rd LLEAK ( SEC ) (CTR CD4 ) Cd 4 мкГн 0, 02 (50пФ 100пФ) 17 Ом. 200пФ То есть сопротивление демпфирующего резистора в 20Ω вполне нормально. Мощность, рассеивая на нем: PRD Cd VD24 f 200пФ 34, 2В2 100кГц 23мВт. В нашем случае вполне можно обойтись резистором размера 0805. Конденсатор фильтра (С8). Минимальная емкость конденсатора С8 будет: C8 I OUT nCP . U OUT f Сначала оценим минимально рекомендуемую емкость конденсатора при условии nCP = 10 и ΔVOUT = 0.5В : C8 I OUT nCP 2 А 10 400 мкФ. U OUT f 0,5 В кГц Среднеквадратичное значение тока через выходной конденсатор находится по формуле: 2 2 IC8 I RMS 4, 24 А2 2 А2 3, 74 А. ( SEC ) I OUT Используем два параллельно соединенных конденсатора 680мкФ*50В размера 13х31 – их суммарный ESR составит 39 мОм. Пульсация на выходном конденсаторе: U OUT . p p I LOAD tON I SEC ESR(C8 ), C8 где, ILOAD - ток нагрузки; tON – время открытого состояния силового ключа. В нашем случае: U C8 , p p 2 А 2,14 мкс 11,9 А 39 мОм 0, 47 В. 2 680 мкФ Дополнительный фильтр (L1, C9). Проще всего рассматривать фильтр как делитель напряжения для пульсации на конденсаторе С8, и, заменив резисторы делителя эквивалентными реактивными сопротивлениями L1 и C9, можно посчитать, какая будет пульсация выходного напряжения: U OUT . p p U C8. p p 4 f 2 L1 C9 1 2 . Выберем дроссель для SMT типоразмера 0805 индуктивностью 3.3мкГн, предельным током 4.6А и сопротивлением постоянному току 22 мОм. При этом потери в нем составят 88 мВт, что вполне приемлемо. Зададимся величиной выходных пульсаций в 50 мВ и решим формулу для выходных пульсаций относительно C9: C9 U C8. p p U OUT. p p 4 U OUT . p p f L1 2 2 0, 47 В 0, 05В 6, 4 мкФ. 4 0, 05В 2 100кГц 2 3,3 мкГн2 То есть алюминиевый или танталовый конденсатор в 10мкФ вполне подойдет в качестве C9, его ESR не важен, поскольку пульсации тока малы. Частота среза дополнительного фильтра составит: 1 1 174 мс 1 , L1 C9 3,3 мкГн 10 мкФ и будет находиться в слишком высокочастотной области что бы существенно не влиять на устойчивость петли обратной связи. Усилитель ошибки и его цепи (U3, R14, R15). В качестве усилителя ошибки в подавляющем большинстве SMPS используется интегральная микросхема TL431. R15 = 10 кОм. Теперь посчитаем требуемое сопротивление резистора R14: R14 R15 (U OUT U REF ) 10кОм (12 В 2,5 В) 38кОм. U REF 2,5 В Ближайший номинал из ряда E96 – 38.2K. Соответственно, выходное напряжение составит: U OUT U REF ( R14 R15 ) 2,5 В (38, 2кОм 10кОм) 12, 05В. R15 10кОм С учетом разброса 1% резисторов и опорного напряжения TL431 (2.44В..2.55В) наше выходное напряжение будет находиться в пределах 11.58В – 12.49В (т.е. 12В±4%). Оптрон гальванической развязки и его цепи (U3, R16, R7, R12). Использовать будем оптрон для гальванической развязки, а именно: оптрон PC817 фирмы Sharp. Максимальный ток через оптрон: (0.5..1)мА. Остановимся на токе 0.5мА – это определит номиналы R5 и R7: R5 = R7 = 10 кОм. Ток, протекающий через TL431, не должен быть менее 1mA. Минимальное падение напряжения на светодиоде РС817 в области малых токов составляет 0.9В в худшем случае. Соответственно, можно легко найти номинал резистора R12 как: R12 UVD ( PC 817) ITL 431( MIN ) 0,9 В 900 Ом. 1мА Ток через резистор складывается из тока через светодиод РС817 и тока через резистор R12. Поскольку падение напряжения на светодиоде оптрона может достигать 1.5В (опять же берем наихудший случай), то ток через R12 может достигать: I R12 UVD ( PC 817)max R12 1,5В 1, 6 мА. 910 Ом То есть ток через R13 составит: I R13 I R12 IVD ( PC 817) max 1, 6 мА 1,5 мА 3,1мА. При этом максимальном токе падение напряжения на R13 не должно превышать питающего напряжения минус минимально рекомендованное напряжение на катоде TL431 (обычно равно опорному, т.е. 2.5V): R13 U OUT ,min U TL 431,min I R13 11,58В 2,5 В 2,93кОм. 3,1мА Т.е R13=2.7 кОм вполне подойдет. Конденсатор подавления помех С11. Для мощностей выше пары десятков ватт стараются использовать конденсатор С11 емкостью 4.7нФ. В нашем случае используем конденсатор фирмы Epcos Class Y1 B81123-C1472. Перечень элементов: Поз. Тип компонента/Номинал Производитель Описание С1 TKR330M2WLDF Jamicon C2 GRM31BR72J103KW01L Murata C3 TKR101M1EE11 Jamicon C4, C5, C7 330пФ C6 0.1мкФ C8, C8` EXR681M50BA Hitano C9 293D106X9020B2W Vishay C10 1000pF C11 B81123-C1472 Epcos D1, D3 BAS16 Philips Алюминиевый конденсатор, 33мкФ, 450В, 18*35.5 Керамический конденсатор, 10нФ, 500В, X7R, 1206 Алюминиевый конденсатор, 100мкФ, 25В, 6.3*11 Керамический конденсатор, 330пФ, 50В, NP0, 0805 Керамический конденсатор, 0.1мкФ, 25В, X7R, 0805 Алюминиевый конденсатор Low ESR, 680мкФ, 50В, 13*26 Танталовый конденсатор, 10мкФ, 20В, Case "B" Керамический конденсатор, 1000пФ, 50В, X7R, 0805 Пленочный конденсатор класс Y1, 4700пФ Диод общего применения, 75В, 0.2A, SOT23 D2 S1J DC components D4 50WQ06FN IR L1 SDR0805-3R9MS ABC R1, R2 100 кОм R3, R3`, R3`` R4 27 кОм R5, R7 10 кОм R8 26.1 кОм R9 120 R10 470 R11 1 R12 910 R13 2.7K R14 47K R15 38.2K R16 10K 22 T1 U1 UC3844A-D8 TI Диод общего применения, 600В, 1A, 2.5мкс, SMB Диод Шоттки, 60В, 5.5A, DPAK Дроссель 3.9мкГн, 4.4A, 7.5мм*5мм Резистор 100 кОм, 5%, 1206 Резистор 27 кОм, 5%, 1206 Резистор 22 Ом, 5%, 0805 Резистор 10 кОм, 5%, 0805 Резистор 26.1 кОм, 1%, 0805 Резистор 120 Ом, 5%, 0805 Резистор 470 Oм, 5%, 0805 Резистор 1 Oм, 1%, 1206 Резистор 910 Ом, 5%, 0805 Резистор 2.7кОм, 5%, 0805 Резистор 47кОм, 5%, 0805 Резистор 38.2кОм, 1%, 0805 Резистор 10 кОм, 1%, 0805 Трансформатор на сердечнике EFD-25 ШИМ контроллер, SO8 U2 PC817 Sharp U3 TL431AID TI Транзисторная оптопара общего применения, DIP-4 Источник опорного напряжения 2.5В с усилителем ошибки, SO-8 Список используемой литературы 1. [Дмитрий Макашов/Обратноходовой преобразователь/2005,2006.]