Kursov

Министерство науки и высшего образования РФ
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение
высшего профессионального образования
ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ
УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР)
Кафедра промышленной электроники (ПрЭ)
«Обратноходовой преобразователь»
КУРСОВАЯ РАБОТА
по дисциплине «Энергетическая электроника»
Выполнил:
студент гр. 368-1
__________ А.А. Шадрин
«____» _________ 2022 г.
Руководитель:
Кандидат технических наук
_________ А.В. Осипов
«___» __________2022 г.
2022
Оглавление
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ............................................................................... 3
1 ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ............................................................................ 4
Принцип действия обратноходового преобразователя ................................. 6
РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ ........................................................................................ 10
Расчет входного конденсатора (С1).................................................................. 10
ШИМ – контроллер (U1) .................................................................................... 11
Частотозадающие элементы (С5 и R8) ............................................................. 11
Расчет трансформатора (Т1) ............................................................................. 13
Расчет силового ключа (Q1) .............................................................................. 20
Элементы в цепи управления силовым ключом (R9, D3). .................... 21
Датчик тока и его цепи (R11, R10, C7) ............................................................ 22
Элементы запуска (R1, R2) ................................................................................ 22
Схема питания контроллера (D1, R4, C3). ..................................................... 23
Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C2). .... 24
Выходной диод (D4)............................................................................................. 25
Конденсатор фильтра (С8). ............................................................................... 26
Дополнительный фильтр (L1, C9). .................................................................. 27
Усилитель ошибки и его цепи (U3, R14, R15). ............................................... 27
Оптрон гальванической развязки и его цепи (U3, R16, R7, R12). ............. 28
Конденсатор подавления помех С11. .............................................................. 28
Перечень элементов: .......................................................................................... 29
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ
Входное напряжение(переменное) 220В + 20% (176В - 264В);
Частота сети: 50 Гц;
Выходное напряжение(постоянное): 12В;
Выходной ток: 2А;
Выходная мощность Pout = 24 Вт;
Максимальный коэффициент заполнения: D = 0,5;
КПД 85%;
Частота преобразования: 100 КГц.
1 ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ
Импульсный преобразователь напряжения – это преобразователь, в
котором элемент коммутации (в нашем случае транзисторный ключ) работает
в импульсном режиме, постоянно замыкается и размыкается. За счёт этого ток
через него передаётся частями.
Наиболее простое объяснение работы обратноходового преобразователя
можно пояснить так:
Транзистор непрерывно коммутирует.
В открытом режиме транзистора, ток течет через первичную обмотку и
дроссель накапливает энергию в виде магнитного поля.
Когда транзистор переходит в закрытый режим, начинает влиять э.д.с.
самоиндукции, “наведенное напряжение”, которое в свою очередь поменяет
полярность на дросселе, что приведет к замыканию цепи вторичной обмотки.
При переходе всей энергии сердечника в емкость конденсатора, либо в
нагрузку, происходит повторное накопление энергии в дросселе.
Конденсаторы служат накопителями энергии (для того, чтобы питать нагрузку
на первом этапе накопления энергии в дросселе, при открытом режиме
транзистора).
Когда ток в первичной обмотке резко прекращается, индуктивность
рассеяния также пытается его продолжить. А так, как она не связана ни с какой
другой обмоткой, она генерирует высоковольтный импульс, прикладываемый
к закрытому транзистору. Энергия этого импульса во много раз меньше
полезной энергии, но и ее может оказаться достаточно, чтобы повредить
транзистор. Для защиты от этого импульса, он гасится на специальном
схемном решении: снаббер.
Рисунок 1 - Снаббер
RCD снаббер используемый в нашей схеме, организован из диода,
конденсатора и резистора (см. рис. 1.2). Обратное напряжение, возникающее
на первичной обмотке, открывает диод VD и начинает заряжать конденсатор
С. В результате, вся энергия импульса передается в конденсатор.
В перерывах между импульсами конденсатор разряжается через
резистор R. Т.е. энергия, снимаемая с индуктивности рассеяния, превращается
в конечном счете в тепло на резисторе .
Оптопара обеспечивает вторичным цепям полную гальваническую
развязку.
Рисунок 2 – Оптопара
Принцип действия обратноходового преобразователя
Рисунок 3 – Упрощенная схема обратноходового преобразователя
На рисунке 3 изображена силовая часть обратноходового
преобразователя, а на рисунке 4 – диаграммы его основных токов и
напряжений.
Пусть схема работает на частоте f, при этом период будет T=1/f.
Интервал (t0-t1) – время включенного состояния силового ключа М1 (время
прямого хода) обозначим, как tON, соответственно рабочий цикл (Duty Circle,
в дальнейшем D) будет определяться как D = tON/T.
Интервал (t0-t1).
К моменту t0 сердечник трансформатора полностью размагничен, и ток
в нем отсутствует. В момент, когда с ШИМ – контроллера подается
управляющий сигнал, силовой ключ Q1 открывается и ток в трансформаторе
начинает нарастать. Выходной диод также полностью закрыт к этому времени,
и нет необходимости в быстром его перезаряде/восстановлении.
Ток в индуктивности первичной обмотки трансформатора LPRI будет
нарастать до тех пор, пока ШИМ – контроллер не даст команду на выключение
силового транзистора. ШИМ – контроллер рассчитывает (исходя из сигнала
рассогласования обратной связи) количество энергии, которую необходимо
запасти для поддержания постоянной мощности в нагрузке плюс потери в
самом источнике. Если мощность в нагрузке обозначить как POUT, то за время
прямого хода мы должны запасти следующее количество энергии:
P
A  out ,
 f
где,  - коэффициент полезного действия,
f – частота преобразования.
Рисунок 4 – диаграммы основных токов и напряжений
обратноходового преобразователя
Энергия, запасаемая в индуктивности есть:
A
L  I PRI 2
.
2
Ток, который нарастет в первичной обмотке трансформатора за время
прямого хода:
I
2  POUT
2 A
.

LPRI
  f  LPRI
Для тока пилообразной формы среднеквадратичное его значение будет:
I RMS  I PRI 
D
3 .
Статические потери в силовом ключе будут:
2
PDC  I RMS
 RDS ,
где,
RDS - сопротивление канала открытого транзистора.
На вторичной стороне во время этого интервала ток нагрузки
поддерживается исключительно выходным конденсатором. К выходному
диоду DOUT приложено трансформированное входное напряжение. Если
первичная обмотка содержит N1 витков, а вторичная – N2, то коэффициент
трансформации: K 
N1
, и обратное напряжение на диоде DOUT есть:
N2
V
VDOUT  IN  (VOUT  VD ),
K
где, VD - прямое падение напряжения на выходном диоде.
Интервал (t1-t2).
Силовой транзистор выключается, ток в нем резко спадает от IPRI до
нуля, а напряжение начинает быстро расти и достигает VMAX.
Динамические потери:
PSW 
I PRI VMAX  tsw  f
.
2
tSW зависит от энергии переключения силового транзистора, суммарного
сопротивления в цепи его затвора, напряжения питания выходного каскада
драйвера, индуктивности в цепи истока. Но первичный ток также начинает
перезаряжать паразитную емкость трансформатора, снижая скорость
нарастания напряжения на ключе.
На вторичной стороне в этом временном интервале происходит передача
энергии из трансформатора в фильтр и в нагрузку. Ток в индуктивности не
может резко изменить свое значение, соответственно в момент t1 на вторичной
обмотке возникает ток I SEC  I PRI  K , и к моменту t2 спадает до нуля. Ток из
выходной обмотки трансформатора начинает течь как в нагрузку, так и в
емкость выходного конденсатора, восполняя потери энергии в нем на прямом
ходу. Поэтому в этот период ток через конденсатор имеет треугольную форму
с начальным значением ISEC - IOUT и конечным значением просто IOUT (ток в
обмотке закончился, и ток нагрузки поддерживается исключительно
выходным конденсатором).
Для определения величины среднеквадратичного тока через выходной
конденсатор можно пользоваться следующей формулой:
2
2
I RIPPLE  I RMS
( SEC )  I OUT
,
где,
I RMS ( SEC ) - среднеквадратичное значение тока в выходной обмотке,
находится как и в случае первичной обмотки:
I RMS ( SEC )  I SEC 
D
3
Здесь надо заметить, что рабочий цикл в этом случае будет определяться
как D 
t1 2
.
T
Потери в выходном диоде можно оценить как произведение
среднеквадратичного вторичного тока на падение напряжения на диоде:
PDOUT  I SEC VFD ( DOUT )
Время временного интервала (t1 - t2) легко находится из выходного
напряжения VOUT, индуктивности вторичной обмотки LSEC и тока в ней:
t1 2 
LSEC  I SEC
VOUT  VD
Интервал (t2 – t3). К моменту t2 ток во вторичной обмотке
трансформатора полностью прекратился, и выходной диод закрылся. Поэтому
трансформатор оказывается «подвешенным в воздухе», и на его первичной
обмотке возникают относительно низкочастотные колебания, вызванные
колебательным контуром из индуктивности намагничивания трансформатора
и
некой
эквивалентной
емкостью,
образованной
межвитковой/межобмоточной емкостью и выходной емкостью силового
ключа:
FOSC 
1
2    LPRI  CE
В момент t3 открывается силовой ключ и процесс повторяется.
РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ
Схема обратноходового преобразователя устроена на микросхеме UC3844.
Рисунок 5 – Схема электрическая принципиальная
Расчет входного конденсатора (С1)
Как правило, пульсациями на частоте преобразования пренебрегают,
поскольку емкость входного конденсатора заведомо значительно больше
необходимой для подавления высокочастотных пульсаций.
Грубо можно сказать, что достаточно 1-2 нФ на ватт выходной
мощности при стандартной сети 220В ±20%.
Расчетная формула, позволяющая рассчитать необходимую емкость
конденсатора что бы получить некое минимальное постоянное напряжение
UIN(min) при минимальном постоянном напряжении сети UDC(min):

 U IN (min)  
 arccos 

U DC (min)  
POUT (max)


C1 
 1 
2
2
,
  F  (U DC

(min)  U IN (min) ) 





где, F – частота сети;
 - коэффициент полезного действия.

 200 В  
 arccos 

249 В  
24 Вт


C1 
 1
 3, 08 105 Ф 31 мкФ
2
2

85%  50 Гц  (249 В  200 В) 





Исходя из расчета выберем конденсатор: TKR330M2WLDF Jamicon
Алюминиевый конденсатор, 33мкФ, 450В, 18*35.5.
33 мкФ на 400 В можно считать приемлемым для данного случая.
ШИМ – контроллер (U1)
Выбранный контроллер: UC3844A, выбран, потому что в чипах,
обозначение которых содержит индекс «А», снижен стартовый ток и
несколько выше точность опорного напряжения, но стоимость их одинакова,
поэтому нет никакого резона использовать микросхемы без индекса. А также,
потому что это самый распространенный и дешевый чип, выпускаемый
многими производителями.
Частотозадающие элементы (С5 и R8)
В этой микросхеме реализован задающий генератор на следующем
принципе.
Сначала конденсатор С5 медленно заряжается через резистор R8 от
опорного напряжения, а затем быстро разряжается внутренним ключом с
фиксированным током разряда (8.3 мА). Время разряда конденсатора через
внутренний ключ определяет «мертвое» время – когда силовой ключ всегда
закрыт. Варьируя эти величины максимально приблизим коэффициент
заполнения D к 50%. конденсатор желательно иметь как можно меньшей
емкости, а R8 должен быть как можно больше, исходя из графика в
спецификации желательно его иметь в районе 25-30К.
Рисунок 2 - Времязадающий резистор в зависимости от частоты генератора
(DataSheet UC3844)
Формула для определения частоты преобразования приводится в
спецификации:
f 
1, 72
.
C5  R8
Для контроллера UC3844 эта частота должна быть вдвое больше,
поскольку для получения 50-процентного рабочего цикла в нем используется
только каждый второй такт, значит в формуле f = 200 кГц.
C5  R8 
1, 72
 344 1012 Ф  25000 Ом
200000 Гц
Полученные значения C5 и R8 равны соответственно 322 пФ и 25 кОм.
Резистор выберем: Резистор 26.1 кОм, 1%, 0805.
Конденсатор выберем: Керамический конденсатор, 330пФ, 50В, NP0,
0805.
Выясним максимальное и минимальное значение частоты из-за разброса
компонентов, а также максимальное значение D.
Допуск на частоту внутреннего осциллятора составляет ±5% в всем
диапазоне температур.
Номинальная частота: 99.8kHz
Минимальная частота: 90.6kHz
Максимальная частота: 110.1kHz.
Конденсатор С5 разряжается фиксированным током 8.3 мА (7.6 мА мин.)
и размах напряжения на нем 1.7 В (данные из спецификации). Поэтому
«мертвое» время будет:
tdead 
C5 1, 7 В
 74 нс ,
7, 6 мА
что составляет менее одного процента от частоты преобразования.
Поэтому возьмем минимальный уровень ограничения рабочего цикла из
спецификации – 47%.
Теперь определим минимально возможное время открытого состояния
ключа, когда чип пытается сделать максимально возможный D. Это будет при
максимальной частоте преобразования и D=47%.
Период будет равен 9.1 мкс, и время открытого состояния ключа:
tON = T * D = 4.28 мкс.
Соответственно, минимально возможное время обратного хода будет
при максимальной частоте и D = 49%: tON = 4.46 мкс и toff = T – tON = 4.64 мкс.
Расчет трансформатора (Т1)
Будем считать, что трансформатор должен находиться в режиме
разрывных токов при перегрузке в 20%.
То есть, за время 4.28us мы должны запасти в трансформаторе ровно
столько энергии, чтобы ее хватило на поддержание выходного напряжения:
A
Pout
 f
Импульсный ток в первичной цепи:
I
2  POUT
2 A

LPRI
  f  LPRI
С другой стороны, за время tON при приложенном входном напряжении
этот ток будет изменяться по закону:
dI U IN

,
dt LPRI
За время tON будет: I 
U IN  tON
.
LPRI
Произведем расчет LPRI для наихудших условий – минимального
входного напряжения, максимальной нагрузке PMAX = POUT * 1,2 и
минимальной частоте.
LPRI 
2
2
U IN
(min)  ton   f min
2  Pmax
.
Максимальное значение индуктивности первичной обмотки:
LPRI 
200 В 2  4, 28 мкс 2  0,85  90,6кГц
 0,98 мГн .
2  28,8Вт
Теперь найдем ток в первичной цепи:
I PRI 
2  PMAX
2  28,8Вт

 0,87 А .
  f  LPRI
0,85  90, 6кГц  0,98 мГн
Среднеквадратичное значение тока в первичной цепи:
I RMS  I PRI 
DMAX
0,5
 0,87 А 
 0,36 А .
3
3
Расчет вторичной части трансформатора:
За время tOFF вся энергия из сердечника должна перейти в выходной
конденсатор и в нагрузку, и к началу следующего такта ток в выходной
обмотке должен успеть спасть до нуля. За время обратного хода к выходной
обмотке приложено выходное напряжение UOUT плюс падение напряжения на
выходном диоде VDOUT. В качестве выходного диода используем диод
Шоттки, и прямое напряжение на нем примем за 0.5V.
Поэтому:
U OUT  U DOUT  LSEC 
I SEC
tOFF
Запасенная энергия в трансформаторе полностью переходит в нагрузку.
A
2
POUT (U OUT  U DOUT )  I OUT LSEC  I SEC
.


f
f
2
Решаем эти два уравнения относительно LSEC опять же для условия
минимально возможной рабочей частоты:
LSEC 
2
(U OUT  U DOUT )  tOFF
 f min
2  I OUT (max)
Максимально допустимая индуктивность вторичной обмотки будет:
LSEC 
(12В  0,5В)  4,642 мкс  90,6кГц
 5,08 мкГн
2  2, 4 А
Ток во вторичной обмотке:
I SEC 
(U OUT  U DOUT )  tOFF (12 В  0,5В)  4, 64 мкс

 11, 4 А
LSEC
5, 08 мкГн
Коэффициент трансформации:
K
LPRI
0,98 мГн

 13,9
LSEC
5, 08 мкГн
Напряжение на силовом ключе без учета индуктивного выброса будет:
U DS  U IN (max)  (U OUT  U DOUT )  K  373В  (12 В  0,5В) 13,9  547 В .
Практический расчет трансформатора:
Выберем сердечник EFD-25 из феррита N87.
Чем меньше мы намотаем витков, тем больше будет индукция (и потери
в сердечнике), но меньше потери в проводах, выберем оптимальный вариант.
Величину индуктивности на виток можно рассчитать по формуле:
AE 
AE (0)  lE
E  g
,
где, AE(0) – значение индуктивности на виток для сердечника без зазора (из
спецификации);
LE – длина средней линии сердечника;
μE – начальная магнитная проницаемость сердечника без зазора;
g – введенный зазор.
Используем зазор в 160 нГн/виток2.
индуктивность первичной обмотки в 0,98 мГн:
N1 
Необходимо
получить
LPRI
0,98 мГн

 78 витков .
AL
160нГн / T 2
За время прямого хода длительностью 4.28 мкс к первичной обмотке
трансформатора будет приложено минимальное входное напряжение
UIN(MIN)=200В. Минимальная площадь сечения сердечника EFD-25 AE=57mm².
Поэтому размах индукции в сердечнике будет:
B 
U IN (min)  ton
AE  N1

200 В  4, 28 мкс
 0,19Т .
57 мм 2  78  Т
Индукция вполне приемлемая, с большим запасом от индукции
насыщения.
Максимально возможная индуктивность вторичной обмотки 5.08uH, что
для выбранного сердечника соответствует:
N2 
LSECI
5, 08 мкГн

 5, 6 виткам.
AL
160нГн / Т 2
Индуктивность вторичной обмотки не может быть больше 5.08uH,
поэтому мы вынуждены округлить полученную величину до 5 витков, что
будет соответствовать 4uH вторичной обмотки. При этом увеличится
коэффициент трансформации до 15.6, что приведет к росту максимального
напряжения на силовом ключе первичной стороны до:
U DS  U IN (max)  (UOUT  U DOUT )  K  373В  (12В  0,5В) 15,6  568 В .
Данное напряжение уже слишком велико для 600-вольтового ключа. Для
получения запаса в 50 В мы можем уменьшить количество витков первичной
обмотки. В нашем случае получим необходимый К = 14.16 и количество
витков первичной обмотки N1=70.8 - > 70 витков с индуктивностью 784 мкГн.
Уточним максимальное значение тока первичной стороны, временные
интервалы в номинальном режиме и среднеквадратичные значения токов (это
нам понадобится для расчета потерь и выбора компонентов).
Максимальный ток первичной стороны:
I PRI (max) 
2  Pmax
2  28,8Вт

 0,98 А .
  f max  LPRI
0,85  90, 6кГц  748 мкГн
Номинальный ток первичной стороны:
I PRI (max) 
2  POUT
2  24 Вт

 0,85 А .
  f NOM  LPRI
0,85  99,8кГц  748 мкГн
Время открытого состояния ключа в номинальном режиме:
tON 
I PRI ( NOM )  LPRI
VIN ( NOM )

0,85  748 мкГн
 2,14 мкс .
311В
DPRI = 0,214.
Среднеквадратичное значение тока первичной стороны:
I PRI ( RMS )  I PRI ( NOM ) 
DPRI
0, 214
 0,85 А 
 0, 23 А .
3
3
Ток вторичной стороны:
I SEC  I PRI  NOM   K  0.85 A 14  11.9 A .
Время обратного хода:
tSEC 
I SEC  LSEC
11,9 А  4, 0 мкГн

 3,81мкс ,
U OUT  U DOUT
12 В  0,5 В
DSEC = 0,38.
Среднеквадратичное значение тока вторичной стороны:
I RMS ( SEC )  I SEC 
DSEC
0,38
 11,9 А 
 4, 24 А .
3
3
Для расчета потерь на вихревые токи нам также понадобятся значения
постоянной и переменной составляющих вторичного тока.
I DC ( SEC )  I SEC 
DSEC
0,38
 11,9 А 
 2, 26 А
2
2
I AC ( SEC )  I SEC 
2
DSEC DSEC
0,38 0,382

 11,9 А 

 3,58 А
3
4
3
4
Питание контроллера должно быть в диапазоне 11.5В – 16В. Можно
остановиться на напряжении питания ШИМ – контроллера в 13В, что
потребует следующего количества витков:
N BIAS 
(U BIAS  VD )  N 2 (13В  0, 6 В)  5

 5, 44.
U OUT  U DOUT
12 В  0,5 В
Округлим до 6 витков, что будет равняться 14.4 В.
Подведем итог уточненному расчету трансформатора:
Первичная сторона:
TON(NOM) = 2.14 мкс
N1 = 70 витков
LPRI = 784 мкГн
IPRI(MAX) = 0.98 A
IPRI(NOM) = 0.85 A -> IRMS(PRI) = 0.23 A
UDS(MAX) = 548V
Вторичная сторона:
TON(NOM) = 3.81us
N2 = 5 витков
LSEC = 4.0 мкГн
ISEC(NOM) = 11.9 A -> IRMS(SEC) = 4.24 A
IDC(SEC) = 2.26 A
IAC(SEC) = 3.58 A
Первичная обмотка:
Выберем провод. Свободное пространство на каркасе составляет 16.4мм
– 2*3мм = 10.4мм. Диаметр провода с изоляцией – 10.4мм : 70 витков = 0.15,
соответствующий провод (с небольшим запасом на неплотную укладку)
ПЭТВ-0.11 (AWG37) с удельным сопротивлением 1.7Ω/м.
Теперь посчитаем среднюю длину витка, исходя из геометрических размеров
каркаса. Для нашего каркаса длина витка первого слоя будет равна 34.4мм.
Соответственно, сопротивление обмотки будет 4.1Ω (эффектом близости
пренебрегаем), и потери в ней при 25°С будут
PPRI = I2RMS(PRI) * RPRI = 0.23A2*4.1 Вт = 217 мВт.
Обмотка питания контроллера:
Сопротивление обмотки не важно, поэтому мотаем тем же самым
проводом, что и первичную обмотку, распределяя 6 витков равномерно по
каркасу.
Вторичная обмотка:
Итак, известна глубина проникновения высокочастотного тока в
проводник:
DPEN 
7,5
.
f
Далее, введем параметр Q – отношение эффективной толщины слоя к
глубине проникновения. Эффективная толщина слоя для фольги или плоской
шины равна просто их толщине, а для плотно уложенных круглых
проводников – 0.83 от диаметра провода. После этого по графику на рис. 3
находим отношение сопротивления проводника переменному току заданной
частоты к сопротивлению постоянному току RAC/RDC. Потери в проводнике
будут складываться из произведений квадрата постоянной составляющей тока
IDC на сопротивление проводника постоянному току RDC, и квадрата
переменной составляющей тока IAC на сопротивление RAC.
Рисунок 3
Для нашей вторичной обмотки:
2
2
P  PDC  PAC  I DC
( SEC )  RDC  I AC ( SEC )  RAC

Сначала произведем расчет для двух слоев. Длина витка при этом будет
около 38мм. Будем считать, что в каждом слое будет располагаться по три
витка. Итак, суммарная толщина провода будет 10.4мм : 3 = 3.47мм. В первом
приближении выберем такой провод, что бы потери в нем от протекания
переменного тока частотой 100kHz были в полтора раза больше потерь от
постоянного тока. Для двух слоев соответствующая толщина слоя будет
0.24мм, что соответствует диаметру провода 0.29мм. Соответственно, диаметр
провода ПЭТВ-0.29(AWG29) с изоляцией составит 0.34мм, и уложится 10
проводов.
Рисунок 4 – сопротивления проводов большего диаметра
Оптимально выполнить вторичную обмотку в 8 проводов 0.36мм.
Общие потери в трансформаторе:
Расчет силового ключа (Q1)
Минимальное требование – способность пропускать максимальный
импульсный ток.
В худшем режиме первичный ток может достигать 0.98А.
Возьмем полевой транзистор фирмы International Rectifier: IRFRC20
RDS = 4.4 Ом и Qg = 12 нК.
Статические потери:
PIRFRC 20  4, 4Ом  0, 23 А2  233 мВт
Динамические потери:
Скорость выключения транзистора возьмем из DataSheet на транзистор,
tFALL = 25 нс.
POFF 
PSW ( IRFTC 20) 
(U IN  U OUT )  I PRI  t FALL  f sw
2
(U IN  U OUT )  I PRI  t FALL  f sw 481В  0,85 А  25нс 100кГц

 511мВт
2
2
Если принять эквивалентную паразитную емкость трансформатора за
50pF, то время заряда этой емкости до напряжения UIN+VREFL составит током
IPRI составит:
tCHARGE 
CEQV  (U IN  U REFL )
I PRI

50пФ  (311В  177 В)
 29нс .
0,85 А
Паразитная эквивалентная емкость трансформатора приводит к
дополнительным потерям при включении силового полевого транзистора.
Потери в токоограничивающей заряд конденсатора цепи в точности
равны энергии, запасенной в конденсаторе помноженной на частоту
преобразования:
PCAP 
2
CEQV  U DISCH
2
f
Паразитная емкость трансформатора стремится разрядиться до нуля,
поэтому можно принять напряжение на ключе UDISCH за напряжение питания.
Приняв C EQV
= 50 пФ ,
PCAP 
получим:
2
CEQV U DISCH
2
f 
50пФ  311В
100кГц  242 мВт .
2
В итоге, получим суммарные потери на силовом ключе:
P ( IRFRC 20)  PDC  PCAP  233 мВт  242 мВт  475 мВт.
Включается транзистор когда напряжение на его стоке примерно равно
входному напряжению (в нашем случае 311 В). При этом суммарный заряд его
переключения (из графика в спецификации) составит примерно 16нК.
Выключается транзистор при нулевом напряжении (из-за влияния паразитной
емкости трансформатора и самого транзистора), и здесь нам важен лишь заряд
переключения затвора – порядка 3нК.
Соответственно,
ток
на
включение
транзистора
составит
QG  f sw  16нК 100кГц  1,6 мА,
3нК 100кГц  0,3 мА. .
а
на
выключение
Соответственно, суммарный ток, потребляемый схемой управления составит
2 мА.
Элементы в цепи управления силовым ключом (R9, D3).
Для оценки номинала резистора R9 время заряда паразитной емкости
трансформатора можно выбрать таким, что бы бросок тока составлял десятую
часть от номинального. Грубо оценив паразитную емкость трансформатора в
CEQV = 50пФ, получим:

CEQV U IN
0,1 I PRI

50пФ  311В
 180нс .
0,1  0,85 А
Посчитаем ток затвора, соответствующий такому времени открывания
транзистора, исходя из общей энергии его переключения:
I GATE 
QG


16нК
 89 мА.
180нс
Если принять напряжение питания контроллера за 15V, а напряжение
плато Миллера за 5V, то разница составит 10V, и искомый номинал резистора
R9 составит:
R9 
U CC  U MILLER 15 В  5 В

 113 Ом.
I GATE
89 мА
Датчик тока и его цепи (R11, R10, C7)
Датчик тока необходимо выбрать таким образом, что бы с одной
стороны гарантировать нормальную работу блока при номинальной нагрузке,
а с другой – начать ограничивать ток при как можно меньшей перегрузке.
Номинальный ток первичной цепи в худшем случае составляет:
I PRI 
2  POUT
2  24 Вт

 0,89 А .
  f min  LPRI
0,85  90, 6кГц  748 мкГн
При этом токе напряжение на входе ограничения тока контроллера
(вывод 3) не должно превышать нижнего порога уровня срабатывания токовой
защиты (0.9V). То есть максимальное значение резистора R11 составит:
R11 
U PIN 3(min)
I PRI

0,9 В
 1, 01 Ом.
0,89 А
В номинальном режиме на резисторе датчика тока будет рассеиваться
мощность:
2
2
PR11  I RMS
( PRI )  R11  0, 23 А 1 Ом  53 мВт.
В данном случае в качестве датчика тока может быть использован любой
резистор начиная от типоразмера 0805.
Постоянная времени этой цепочки должна быть того же порядка, что и
длительность выброса, оценочно посчитанная при расчете резистора R9, т.е.
приблизительно 180нс. Практически эта величина может быть еще немного
снижена, и составить приблизительно 100-150нс.
Емкость конденсатора C7 составит:
C9 

R 10

(100...150) нс
 (212...320)пФ.
470 Ом
R10 выбирают не очень большим, в пределах 300 Ом– 1кОм. Выбираем
R10 = 470 Ом.
В итоге получаем R10 = 470 Ом и С9 = 330 пФ.
Элементы запуска (R1, R2)
Необходимо выбрать резисторы запуска, что бы гарантированно
обеспечить первоначальный ток. Логично использовать чип-резисторы
типоразмера 1206 с максимально допустимым напряжением 250V каждый.
При минимальном входном напряжении сумма этих резисторов должна
обеспечить ток запуска UC3844A , ISTART = 0.5 мА max., при этом напряжение
на микросхеме должно подняться до напряжения старта чипа – USTART = 17.5В
max. Соответственно:
( R1  R2 ) 
U DC (min)  U START
I START

249 В  17,5В
 214 кОм.
0,5 мА
С небольшим запасом R1=R2=100K. При максимальном входном
напряжении на них будет рассеиваться:
PR1 , R2 
(U DC ( MAX )  14,5В) 2
R1  R2

(373В  14,5 В) 2
 0, 64 Вт.
100кОм  100кОм
В этом случае невозможно использовать два резистора 1206, поскольку
их суммарная рассеиваемая мощность всего 0.5 Вт. Так что придется или
ставить два полуваттных резистора, или три-четыре резистора размера 1206.
Схема питания контроллера (D1, R4, C3).
Посчитаем ток, потребляемый контроллером от конденсатора С3. Он
будет складываться из собственно тока потребления контроллера (17мА max)
и тока на перезаряд емкости затвора (мы его нашли ранее, 2мА). То есть
суммарный максимальный ток потребления составит IPWM = 19мА max.
Контроллер включается при напряжении (14.5 – 17.5)В, а отключается
при (8.5 – 11.5)В, но гистерезис постоянный и составляет ровно VHIST = 6В.
Найдем время, в течении которого будет происходить переходный
процесс.
Зададимся максимально возможной емкостью на выходе блока,
например, 4700 мкФ, и посчитаем, за какое время она зарядится номинальным
выходным током:
tSTART 
COUT U OUT 4700 мкФ 12 В

 28, 2 мс.
IOUT ( NOM )
2А
Теперь найдем минимально возможную емкость конденсатора C3:
C3 
I PWM  tSTART 19 мА  28, 2 мс

 89,3 мкФ.
VHIST
6В
Соответственно,
если
использовать
обычный
алюминиевый
конденсатор 100 мкФ*25В, то можно быть уверенным, что наш блок будет
устойчиво запускаться при суммарной выходной емкости до 4700 мкФ.
Блок будет работать на короткое замыкание в течении времени, когда
конденсатор C3 разряжается током потребления контроллера 19 мА на
величину VHIST = 6В:
tON 
C3  U HIST 100 мкФ  6 В

 32 мс.
I PWM
19 мА
Заряд С3 будет происходить через резисторы запуска суммарным
сопротивлением 200 кОм током, соответственно:
I CHARGE 
U IN ( NOM )  U START ( MAX )
R1  R2

311В  17,5В
 1, 47 мА.
100кОм  100кОм
Время заряда:
tOFF 
C3  U HIST 100 мкФ  6 В

 408 мс.
I START
1, 47 мА
tON : tOFF = ICHARGE : IPWM.
Интегрирующую цепь следует подбирать таким образом, что бы блок
устойчиво работал при минимально возможной нагрузке, и стабильно уходил
в перезапуск при коротком замыкании – и обязательно во всем диапазоне
питающих напряжений.
Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C2).
Напряжение на демпфере в нашем случае желательно иметь не более
220В, тогда при максимальном входном напряжении 264ВАС (372ВDC)
напряжение на стоке силового ключа будет близко к максимально
допустимому.
Конденсатор С2 должен иметь достаточно большую емкость что бы
пульсации на нем были невелики.
В нашем случае вполне разумным будет выбрать С2 как керамический
конденсатор размера 1206 0.01мкФ, 500В.
Без учета времени восстановления обратного сопротивления диода D2
пульсации на С2 будут:
U C2
2
I PRI
 LL ( PRI )
I CH


.
CC2  f 2  CC2  (U CL  U REFL )
В нашем случае будем использовать относительно «медленный» диод с
максимальным временем восстановления 2.5мс S1J, и подберем
сопротивление резистора R3 таким образом, что бы при максимальной
перегрузке (с учетом разброса компонентов и параметров) напряжение UCL не
превышало 220В. В нашем случае R3 = 75кОм.
Мощность, рассеиваемая на нем, составит:
PR3 
2
U CL
220 В

 645 мВт.
R3 75кОм
Будем использовать три последовательно соединенных резистора 1206
27кОм 5%.
Выходной диод (D4).
Для низких выходных напряжений рационально использовать диоды
Шоттки, как обладающие низким прямым падением напряжения и отличными
частотными свойствами.
Обратное напряжение на выходном диоде будет складываться из
выходного напряжения и «отраженного» на вторичную сторону входного
напряжения:
VD4 
U IN
 U OUT .
K
В нашем случае максимальное напряжение на выходном диоде будет:
VD4 
373В
 12 В  41В.
14
То есть вполне допустимо использовать 60-вольтовый диод Шоттки.
Средний ток через диод будет равен среднеквадратичному току
вторичной обмотки, в нашем случае 4.24А. Потери на выходном диоде можно
оценить как произведения этого тока на прямое падение напряжения. В нашем
случае можно использовать диод 50WQ06N.
При токе 4.24А и температуре кристалла +25°С падение напряжение на
50WQ06N составит 0.53В, и, соответственно, потери в диоде: 4.24А*0.53В =
2.25Вт
Потери от протекания обратного тока:
Prev  I rev VD4  TON ( NOM )  f  0, 08 мА(11мА)  34, 2 В  2,14 мкс 100кГц  0,5 мВт(80 мВт) .
Параллельно D4 ставят демпфирующую RdCd цепочку.
В нашем случае емкость диода составит около 100пФ.
Сопротивление резистора можно оценить из условия:
L  C  Rd  Cd
В нашем случае оценочное сопротивление резистора:
Rd 
LLEAK ( SEC )  (CTR  CD4 )

Cd
4 мкГн  0, 02  (50пФ  100пФ)
 17 Ом.
200пФ
То есть сопротивление демпфирующего резистора в 20Ω вполне
нормально.
Мощность, рассеивая на нем:
PRD  Cd VD24  f  200пФ  34, 2В2 100кГц  23мВт.
В нашем случае вполне можно обойтись резистором размера 0805.
Конденсатор фильтра (С8).
Минимальная емкость конденсатора С8 будет:
C8 
I OUT  nCP
.
U OUT  f
Сначала оценим минимально рекомендуемую емкость конденсатора при
условии nCP = 10 и ΔVOUT = 0.5В :
C8 
I OUT  nCP
2 А 10

 400 мкФ.
U OUT  f 0,5 В  кГц
Среднеквадратичное значение тока через выходной конденсатор
находится по формуле:
2
2
IC8  I RMS
4, 24 А2  2 А2  3, 74 А.
( SEC )  I OUT 
Используем два параллельно соединенных конденсатора 680мкФ*50В
размера 13х31 – их суммарный ESR составит 39 мОм.
Пульсация на выходном конденсаторе:
U OUT . p  p 
I LOAD  tON
 I SEC  ESR(C8 ),
C8
где,
ILOAD - ток нагрузки;
tON – время открытого состояния силового ключа.
В нашем случае:
U C8 , p  p 
2 А  2,14 мкс
 11,9 А  39 мОм  0, 47 В.
2  680 мкФ
Дополнительный фильтр (L1, C9).
Проще всего рассматривать фильтр как делитель напряжения для
пульсации на конденсаторе С8, и, заменив резисторы делителя
эквивалентными реактивными сопротивлениями L1 и C9, можно посчитать,
какая будет пульсация выходного напряжения:
U OUT . p  p 
U C8. p p
4    f 2  L1  C9  1
2
.
Выберем дроссель для SMT типоразмера 0805 индуктивностью 3.3мкГн,
предельным током 4.6А и сопротивлением постоянному току 22 мОм. При
этом потери в нем составят 88 мВт, что вполне приемлемо. Зададимся
величиной выходных пульсаций в 50 мВ и решим формулу для выходных
пульсаций относительно C9:
C9 
U C8. p p  U OUT. p p
4  U OUT . p  p    f  L1
2
2

0, 47 В  0, 05В
 6, 4 мкФ.
4  0, 05В   2 100кГц 2  3,3 мкГн2
То есть алюминиевый или танталовый конденсатор в 10мкФ вполне
подойдет в качестве C9, его ESR не важен, поскольку пульсации тока малы.
Частота среза дополнительного фильтра составит:

1
1

 174 мс 1 ,
L1  C9
3,3 мкГн 10 мкФ
и будет находиться в слишком высокочастотной области что бы
существенно не влиять на устойчивость петли обратной связи.
Усилитель ошибки и его цепи (U3, R14, R15).
В качестве усилителя ошибки в подавляющем большинстве SMPS
используется интегральная микросхема TL431.
R15 = 10 кОм.
Теперь посчитаем требуемое сопротивление резистора R14:
R14 
R15  (U OUT  U REF ) 10кОм  (12 В  2,5 В)

 38кОм.
U REF
2,5 В
Ближайший номинал из ряда E96 – 38.2K.
Соответственно, выходное напряжение составит:
U OUT 
U REF  ( R14  R15 ) 2,5 В  (38, 2кОм  10кОм)

 12, 05В.
R15
10кОм
С учетом разброса 1% резисторов и опорного напряжения TL431
(2.44В..2.55В) наше выходное напряжение будет находиться в пределах
11.58В – 12.49В (т.е. 12В±4%).
Оптрон гальванической развязки и его цепи (U3, R16, R7, R12).
Использовать будем оптрон для гальванической развязки, а именно:
оптрон PC817 фирмы Sharp. Максимальный ток через оптрон: (0.5..1)мА.
Остановимся на токе 0.5мА – это определит номиналы R5 и R7: R5 = R7 =
10 кОм.
Ток, протекающий через TL431, не должен быть менее 1mA.
Минимальное падение напряжения на светодиоде РС817 в области
малых токов составляет 0.9В в худшем случае. Соответственно, можно легко
найти номинал резистора R12 как:
R12 
UVD ( PC 817)
ITL 431( MIN )

0,9 В
 900 Ом.
1мА
Ток через резистор складывается из тока через светодиод РС817 и тока
через резистор R12. Поскольку падение напряжения на светодиоде оптрона
может достигать 1.5В (опять же берем наихудший случай), то ток через R12
может достигать:
I R12 
UVD ( PC 817)max
R12

1,5В
 1, 6 мА.
910 Ом
То есть ток через R13 составит:
I R13  I R12  IVD ( PC 817) max  1, 6 мА  1,5 мА  3,1мА.
При этом максимальном токе падение напряжения на R13 не должно
превышать питающего напряжения минус минимально рекомендованное
напряжение на катоде TL431 (обычно равно опорному, т.е. 2.5V):
R13 
U OUT ,min  U TL 431,min
I R13

11,58В  2,5 В
 2,93кОм.
3,1мА
Т.е R13=2.7 кОм вполне подойдет.
Конденсатор подавления помех С11.
Для мощностей выше пары десятков ватт стараются использовать
конденсатор С11 емкостью 4.7нФ. В нашем случае используем конденсатор
фирмы Epcos Class Y1 B81123-C1472.
Перечень элементов:
Поз.
Тип
компонента/Номинал
Производитель
Описание
С1
TKR330M2WLDF
Jamicon
C2
GRM31BR72J103KW01L
Murata
C3
TKR101M1EE11
Jamicon
C4, C5, C7
330пФ
C6
0.1мкФ
C8, C8`
EXR681M50BA
Hitano
C9
293D106X9020B2W
Vishay
C10
1000pF
C11
B81123-C1472
Epcos
D1, D3
BAS16
Philips
Алюминиевый
конденсатор,
33мкФ, 450В,
18*35.5
Керамический
конденсатор,
10нФ, 500В,
X7R, 1206
Алюминиевый
конденсатор,
100мкФ, 25В,
6.3*11
Керамический
конденсатор,
330пФ, 50В,
NP0, 0805
Керамический
конденсатор,
0.1мкФ, 25В,
X7R, 0805
Алюминиевый
конденсатор
Low ESR,
680мкФ, 50В,
13*26
Танталовый
конденсатор,
10мкФ, 20В,
Case "B"
Керамический
конденсатор,
1000пФ, 50В,
X7R, 0805
Пленочный
конденсатор
класс Y1,
4700пФ
Диод общего
применения,
75В, 0.2A, SOT23
D2
S1J
DC components
D4
50WQ06FN
IR
L1
SDR0805-3R9MS
ABC
R1, R2
100 кОм
R3, R3`,
R3``
R4
27 кОм
R5, R7
10 кОм
R8
26.1 кОм
R9
120
R10
470
R11
1
R12
910
R13
2.7K
R14
47K
R15
38.2K
R16
10K
22
T1
U1
UC3844A-D8
TI
Диод общего
применения,
600В, 1A,
2.5мкс, SMB
Диод Шоттки,
60В, 5.5A,
DPAK
Дроссель
3.9мкГн, 4.4A,
7.5мм*5мм
Резистор 100
кОм, 5%, 1206
Резистор 27
кОм, 5%, 1206
Резистор 22 Ом,
5%, 0805
Резистор 10
кОм, 5%, 0805
Резистор 26.1
кОм, 1%, 0805
Резистор 120
Ом, 5%, 0805
Резистор 470
Oм, 5%, 0805
Резистор 1 Oм,
1%, 1206
Резистор 910
Ом, 5%, 0805
Резистор
2.7кОм, 5%,
0805
Резистор 47кОм,
5%, 0805
Резистор
38.2кОм, 1%,
0805
Резистор 10
кОм, 1%, 0805
Трансформатор
на сердечнике
EFD-25
ШИМ контроллер, SO8
U2
PC817
Sharp
U3
TL431AID
TI
Транзисторная
оптопара
общего
применения,
DIP-4
Источник
опорного
напряжения
2.5В с
усилителем
ошибки, SO-8
Список используемой литературы
1. [Дмитрий Макашов/Обратноходовой преобразователь/2005,2006.]