Федеральное агентс тво по образованию
Ульяновский государственный технический университет
Интегральные устройства РЭ
Сборник лабораторных работ
для студентов специальнос ти 21020165
Составитель И. В. Белова
Ульяновск 2006
УДК 621.38(076)
ББК 32.85я73
И 73
Рецензент профессор кафедры РЭО и ВТ УВА УГА канд.техн.наук
А. В.Ефимов
Одобрено секцией методических пособий
научно-методического отдела университета
И 73
Интегральные устройства РЭ: методические указания по
лабораторным работам / сост. И. В. Белова. - Ульяновск: УлГТУ,
2006. – 114 с.
Указания разработаны в соответствии с учебной программой курса
«Интегральные устройства РЭ» для специальности 21020165 «Проектирование и
технология радиоэлектронных средств».
В сборник включены 5 лабораторных работ, иллюстрирующих некоторые
разделы курса «Интегральные устройства РЭ».
М етодические указания позволяют студентам ориентироваться в вопросах
создания
и
использования
устройств,
реализованных
на
принципах
функциональной электроники.
Методические указания подготовлены на кафедре ПиТЭС.
УДК 621.38(076)
ББК 32.85я73
©
И. В. Белова, составление, 2006
©
Оформление. УлГТУ, 2006.
СОДЕРЖАНИЕ
Лабораторная работа №1
ПРОЕКТ ИРОВАНИЕ АКУСТОЭЛЕКТРОННОГО ФИЛЬТРА НА ПАВ ... 4
Лабораторная работа №2
ИССЛЕДОВАНИЕ АКУСТОЭЛЕКТРОННОГО ФИЛЬТРА НА ПАВ ...... 25
Лабораторная работа №3
АНАЛ ИЗ КОНСТРУКЦИИ УСТРОЙСТ В НА ПРИБОРАХ
С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ …………………………………………………... 44
Лабораторная работа №4
АНАЛ ИЗ КОНСТРУКЦИИ ЗУ НА ЦМД …………………………….……. 56
Лабораторная работа №5
АКУСТООПТИЧЕСКИЕ ДЕФЛЕКТОРЫ ……………………………….… 93
Лабораторная работа №1
ПРОЕКТИРОВАНИЕ АКУСТОЭЛЕКТРОННОГО ФИЛЬТРА НА ПАВ
ВВЕДЕНИЕ
Наибольшее развитие среди направлений функциональной электроники
получила акустоэлектроника, что обусловлено возможностью практической
реализации уже в настоящее время следующих ее свойств:
обработка сигналов в реальном масштабе времени в частотном диапазоне
5 МГц…1 ГГц;
высокая избирательная частотная селекция сигналов 45...55 дБ;
кодирование и декодирование сложных широкополосных сигналов;
сжатие сигналов (103 );
высокая стабильнос ть генерации (10-6 ...10-8 );
нелинейная обработка сигналов (свертка, корреляция);
увеличение плотнос ти информационных каналов в 5 раз;
групповой метод обработки сложных сигналов (шумоподобный сигнал) и
др.
Большую часть номенклатуры изделий акустоэлектроники составляют
полосовые фильтры на ПАВ. Исследования по разработке этих устройств
направлены на повышение рабочего диапазона частот и относительной полосы
пропускания, уменьшение вносимых потерь.
В области высоких частот использование полосовых фильтров, как и
других устройств на ПАВ, ограничено разрешающей способностью получения
электродной
структуры
преобразователя
и
скоростью
распространения
акустических волн в материале подложки. В настоящее время с помощью
фотолитографии можно изготовить акустоэлектронные изделия с рабочей
частотой до 1 ГГц.
Основные параметры полосовых фильтров на ПАВ с тандартизованы и
приведены в табл.1.1 [2].
Таблица 1.1
Наименование параметра
Значение параметра
Центральная частота, МГц
5...2500
Относительная ширина полосы
0,1...100
пропускания, %
Вносимое затухание, дБ
1,0;1,5;2,0;3,0;6,0;8,0;10,0;14,0;20,0;25,0;
28,0;30,0;32,0;34,0;36,0;44,0
Неравномернос ть
вносимого
0,25;0,5;1,0;1,5;2,0
затухания
в
полосе
пропускания, дБ
Уровень определения ширины
1;2;3;6
полосы пропускания, дБ
Относительное
отклонение ±(0,1;0.3;0,5;1,0;3,0;5,0;10.0)
ширины полосы пропускания,
%
Гарантируемое затухание в 13;22;25;30;35;40;45;50;55;60;65;70;75;80
полосе задерживания, дБ
-4
-2
Относительное
отклонение
10 …10
средней
час тоты
от
номинального значения
Коэффициент прямоугольности
1,1...3
Особое место по объемам применения среди полосовых фильтров
занимают фильтры, предназначенные для использования в бытовой
и
народохозяйс твенной телевизионной аппаратуре. Фильтры на ПАВ позволяют
повысить ее надежность, улучшить массогабаритные
характерис тики,
исключить моточные изделия в соответс твующих блоках. Значительное число
фильтров на ПАВ для использования в бытовой и народохозяйс твенной
аппаратуре стандартизовано [3].
Устройства акустоэлектроники,
обладающие широким
диапазоном
рабочих частот, высокой избирательностью, линейностью фазовой характеристики, находят все более широкое применение в аппаратуре. В то же
время они имеют ряд недостатков :
большие уровни вносимых потерь;
ограничения по частоте;
наличие ложных откликов;
сравнительно малые длительности времени задержки в линиях задержки;
температурная нестабильность и др.
Дальнейшее повышение технического уровня ус тройств акустоэлектроники предполагает устранение (или сведение до минимума) этих недос татков.
Одним из путей решения данной проблемы является создание многофункциональных устройств с интегрированными функциями, базирующимися
на совместном использовании нескольких направлений функциональной электроники, в том числе и акустоэлектроники.
Создание таких технологически сложных устройств подразумевает использование новых, обладающих уникальными свойствами, но мало изученных
в настоящее время материалов, а так же технологии и оборудования с субмикронным разрешением.
1.1.
Цель работы
Цель работы - ознакомиться с устройством, принципом дейс твия и основными расчетными соотношениями для фильтров на ПАВ, а также приобрести навыки их проектирования
1.2. Физические основы
В качестве носителей информации в изделиях функциональной акустоэлектроники используются динамические неоднороднос ти акустической природы в виде объемных или поверхнос тных волн.
В качес тве континуальных сред в акустоэлектронике используются в основном пьезоэлектрики, пьезополупроводники и сложные среды из пьезоэлектрика и полупроводника. Основные требования к этим материалам заключаются в минимальном уровне потерь для прохождения динамических неоднородностей и максимальной температурной стабильности времени прохождения
сигнала через среду. Остальные требования формируются конкретными условиями создания приборов и устройств акустоэлектроники.
Наиболее эффективно возбуждение динамических неоднородностей в виде акустической волны в пьезоэлектрике осуществляется с помощью вложенных друг в друга групп электродов. Такая система электродов получила название встречно-штыревых преобразователей (ВШП). Другое название такой системы электродов - двухфазный преобразователь ПАВ. Две группы чередующихся электродов соединены шинами, которые, в свою очередь, подключены к
источнику напряжения (рис.1.1).
Если период преобразователя равен длине ПАВ, возникает явление акустического синхронизма. В этом случае волны, возбуждаемые каждой парой
электродов, имеют одинаковую фазу и происходит когерентное сложение волн.
Суммирование происходит за счет локальных деформаций, образующихся под промежутками между электродами. Так, деформация, образовавшаяся под одним из промежутков, начинает перемещаться в противоположных направлениях и достигает следующих промежутков как раз в тот
момент, когда полуволна внешнего напряжения достигнет максимума и вызовет деформацию под своими электродами. Для двухфазного преобразователя
условие сложения деформации выглядит так:
λа
2
= d = a +b =
va
f0
(1.1)
где λa - длина акус тической волны; va - скорость акустической волны; f o частота акустической волны (центральная частота устройства); a,b, d - топологические параметры структуры преобразователя; обычно a = b, но это не обязательно. Толщина электродов h определяется технологией, и обычно h ≤ a .
Большое значение имеет топологический параметр W или апертура, определяющая степень перекрытия ВШП. Обычно выбирают величину
W=(40…100) λ
(1.2)
Апертура определяет форму импульсного отклика ВШП.
Рис.1.1. Возбуждение ПАВ с помощью ВШП: а - топология ВШП;
б - схема возникновения акустических волн
Предс тавленный на рис. 1.1 двухфазный преобразователь является двунаправленным и позволяет генерировать ПАВ в обе стороны. Есть и однонаправленные преобразователи, но они конс труктивно сложнее. Эффективнос ть
генерации ПАВ определяется конс трукцией ВШП, а также подбором материалов. Мерой эффективности взаимодействия ПАВ с ВШП является коэффициент
электромеханической связи
k m2 = −
где
va
va
2Δva
va
(1.3)
- относительное изменение скорости волны, связанное с наличием и ве-
личиной пьезоэффекта в данном материале. Отрицательная величина свидетельствует о падении скорости. Коэффициент электромеханической связи является технологическим параметром и зависит от параметров материала звуко-
провода, направления распространения волны, связанной с ориентацией звукопровода относительно кристаллографических осей пьезоматериала.
Генерация ПАВ и их распрос транение осуществляется в ВШП и звукопроводе, имеющих технологические и топологические параметры. Управление
этими параметрами позволяет управлять динамическими неоднородностями
1.3. Конструкция фильтра на ПАВ
Pис.1.2. Базовая конструкция фильтра на ПАВ: 1- входной ВШП; 2- выходной ВШП;
3- поглотитель ПАВ; 4- пьезоэлектрический звукопровод; 5- электростатический экран
На рис.1.2. приведена широко распространенная конструкция полосового
фильтра на ПАВ. Фильтр состоит из пьезоэлектрической подложки и двух преобразователей. Заземленный электрод служит для уменьшения прямой электромагнитной наводки. В качес тве преобразователей обычно используются
наиболее эффективные встречно-штыревые системы электродов. Недостатком
ВШП является то, что возбуждаемые ими поверхностные волны распространяются в обе стороны, что приводит к увеличению потерь и искажению амплитудно-частотной характерис тики (АЧХ) фильтра. Для устранения волн, распространяющихся в нежелательном направлении, служат поглотители, располагаемые на концах пьезоэлектрической подложки.
АЧХ фильтра полностью определяется характерис тиками
преоб-
разователей, так как пьезоэлектрическая подложка частотно-зависимыми свойствами обычно не обладает. АЧХ ВШП однозначно связано с числом, расположением и взаимным перекрытием излучающих электродов. Изменяя топологию
преобразователей, можно формировать разнообразные АЧХ. Изменение сте-
пени перекрытия электродов преобразователя называется аподизацией;
ВШП с одинаковым расстоянием между штырями - эквидистантными, с
неодинаковым расстоянием - неэквидистантными преобразователями. На
рис. 1.3 показаны возможности управления импульсным откликом фильтра с
помощью изменения топологии ВШП.
Рис.1.3. Управление генерацией импульсов топологией ВШП:
а - эквидистантный, неаподизованный; б, в,- неэквидистантный, аподизованный;
г - эквидистантный, аподизованный по закону (sin x) /x.
1.4. Импульсная или частотная характеристики фильтров на ПАВ
Анализ импульсной характерис тики фильтра обычно начинается с анализа характеристик преобразователей. Для этого можно использовать ряд методов, наиболее простым из которых является метод δ − источников. Основная
идея этого метода заключается в том, что ис тинное электроупругое поле системы электродов преобразователя заменяется полем элементарных независимых
точечных источников, излучающих только ПАВ. Каждому источнику приписывается амплитуда, пропорциональная длине области перекрытия электродов, со
знаком + или - в зависимости от направления электрического поля. Подадим на
входной ВШИ δ − импульс электрического напряжения. В обе стороны от преобразователя будут распространяться поверхностные возмущения в виде плоских волн, порождаемых источниками, амплитуда которых будет отражать геометрическую структуру входного преобразователя. Волна на выходе ВШП (импульсный отклик преобразователя) является суперпозицией плоских волн, соз-
данных каждым ис точником и следуемых с задержкой, пропорциональной координате источника. При сделанных предположениях импульсную характеристику преобразователя можно представить в виде суммы
N1
h1 (t ) = ∑ (−1) n A1n δ (t −
n=1
xn
)
v
(1.4)
где N1, A1n - число и амплитуда источников соответственно; xn координаты источников; v-скорость ПАВ; (-1)n – коэффициент смены знака
электрического поля между электродами; t- время.
Соотношение между временем выборки tn и положением электрода xn
имеет вид:
xn = vt n
(1.5)
В модели δ − источников точки xn соответствуют середине n электрода
(для подложек из пьезоэлектриков с большим коэффициентом электромеханической связи) или середине зазора между n и (n+1) электродами для подложек
из слабых пьезоэлектриков.
Импульсная характеристика выходного преобразователя имеет аналогичный вид. При прохождении возмущения от входного преобразователя под
точками максимального возбуждения ПАВ в выходном преобразователе наводится электрический заряд. Импульсная характеристика фильтра определяется
сверткой импульсных характеристик входного и выходного ВШП.
h (t ) = ∑∑ (−1) n+m An Amδ (t − t n + t m )
n
(1.6.)
m
Выполняя преобразование Фурье от этого выражения, получим выражение для АЧХ фильтра
K& (ω ) = ∑ ∑ ( −1) n+ m An Am e jω ( tm −tn )
n
(1.7)
m
или в виде
K& (ω ) = ∑ ( −1) n An e − jωt n ∑ (− 1) m Am e jωt m = K& 1 (ω ) ⋅ K& 2 (ω ),
n
m
(1.8)
которое представляет собой произведение частотных характеристик входного и
выходного ВШП. Если выходной преобразователь широкополосный (содержит
малое число электродов), то
n
K& (ω ) = ∑ (−1) Ane − jωt n ,
(1.9)
n
следовательно, АЧХ акустоэлектронного фильтра находится прямым Фурье-преобразованием функции аподизации электродов А(xn). В частнос ти, для
неаподизованного входного преобразователя, состоящего из N электродов,
An = Ao = const; tn = n(2 fo ) −1 ; (− 1) n = e jπ n .
Выражение в правой час ти для АЧХ является геометрической прогрессией, и сумма может быть легко вычислена:
sin[πN ( f − f o )(2 f o )−1 ] sin x
K( f ) = Ao N
~
πN ( f − f o )(2 f o ) −1
x
(1.10)
Первые нули АЧХ соответствуют частотам
f1, 2 = f o ±
fo
,
N
а относительная ширина полосы пропускания
Δf =
f 2 − f1 2
=
,
fo
N
(1.11)
то есть обратно пропорциональна числу электродов.
1.5. Синтез фильтров на ПАВ
Как уже говорилось, форма импульсного отклика идеального полосового
фильтра (рис.1.4,а) описывается бесконечной во времени функцией типа
(sin x)/x (рис.1.4,б). Для определения положения δ - источников xn=vtn произве-
дем выборки h(t) в такие моменты времени tn , чтобы 2π f o tn = π n (tn = n / 2 fo ) .
Тогда (-1)n =
e j 2πf ot n .
Следовательно, чтобы реализовать идеальную АЧХ с
помощью фильтра на ПАВ, необходимо иметь преобразователь с бесконечным
числом электродов, длина перекрытия которых пропорциональна h(tn)
(рис.1.4,в). Если ограничить слева и справа импульсную характеристику некоторым выбранным значением времени T, то АЧХ фильтра имеет вид, показанный на рис.1.4,г.
Рис. 1.4. Частотная и импульсная характеристики идеального и
реального полосовых фильтров
На практике обычно не задают точный вид АЧХ, а требуют, чтобы в полосе пропускания от f 1 до f 2 коэффициент передачи был достаточно близок к
единице, ширина переходной области между полосой пропускания и областью
задерживания была меньше заданной и вне полосы пропускания коэффициент
передачи был достаточно близок к нулю или в заданное число раз меньше, чем
в середине полосы пропускания.
У реального фильтра полосу пропускания определяют обычно по некоторому условному уровню. Например, на рис.1.4,г частоты f 1 и f2
определяют
полосу пропускания по уровню - 3 дБ от пропускания вблизи центральной частоты f o. Область задерживания также определяют по условному уровню, например, по уровню ослабления сигнала на 40 дБ по сравнению с ослаблением
на частоте f o. Данному уровню соответс твуют частоты f 3 и f4, так что при f< f 3
и f>f4 расположена область задерживания. Ширину переходных участков [f 3,f1]
и [f2,f4] задают коэффициентом прямоугольнос ти (например, по уровням - 3 и 40 дБ):
k П (3 / 40) =
f4 − f3
f 2 − f1
(1.12)
Отклонение коэффициента передачи в полосе пропускания от максимального значения характеризуют параметром δ - неравномерностью в полосе
пропускания, выраженной в децибелах. Вне полосы пропускания коэффициент
передачи характеризуют величиной R -уровнем боковых лепестков, то ес ть
максимальным значением отношения K ( f ) K ( fo ) в области задерживания, часто выражаемым в децибелах.
Такое определение частотной характеристики не приводит однозначно к
импульсной характеристике фильтра, но позволяет подбирать приемлемую конечную импульсную характеристику исходя из известных δ , кп и R .
Рассмотрим вопрос о количестве электродов в преобразователе. Предположим, что АЧХ должна иметь прямоугольную форму (рис.1.5а).
Преобразование Фурье K(f) представляет функцию sin t/t, которая во времени не ограничена (рис.1.5,б). Естественно, что преобразователь с бесконечным числом электродов изготовить нельзя. Однако если h(t)~sin t/t ограничить
во времени (рис.1.5,в), то это приведет к искажению К(f) (рис.1.5,г). Ограничение h(t) во времени эквивалентно умножению бесконечного отклика на функцию окна W(t) (рис.1.5,д,е). Перемножение во временной области h(t) и W(t) эквивалентно операции свертки K(f) и W(f) в частотной области. Результатом и
является АЧХ (рис.1,5,г). K1(f) имеет осциллирующий характер и крутизна
склонов у нее меньше, чем у K(f). На практике неравномерность АЧХ нежелательна. Простым увеличением числа боковых лепестков можно улучшить коэффициент прямоугольности АЧХ, но ее изрезаннос ть δ и уровень боковых лепестков R существенно не улучшаются (табл.1.2).
частотная облас ть
временная область
Рис.1.5. Расчет преобразователя ПАВ методом преобразования
Фурье и ограничения импульсного отклика
Число электродов в преобразователе, импульсная характеристика которого содержит l боковых лепестков, определяется из выражения
N общ = 2 N + 1 = 2 ⋅ 2 f oT + 1 = 4
fo
(1 + l ) + 1
Δf
(1.13)
Таблица 1.2
Зависимость параметров АЧХ от числа боковых лепестков
1
1
2
3
4
5
6
7
8
kп
1,75
1,49
1,3
1,25
1,19
1,14
1,13
1,11
δ%
19,2
16
15,8
15,2
14,5
14,2
14,0
12,8
R%
7,7
7,2
7,1
7,0
7,0
7,0
7,0
7,0
Можно выбрать более гладкую функцию окна (рис.1.5,ж,з). В результате
функция свертки К2(f) (рис.1.5,к) имеет меньше осцилляций на вершине; меньше уровень боковых лепестков, но зато больше ширина переходной облас ти по
сравнению с прямоугольной W(t). Действие различных W(t) на параметры АЧХ
разные, поэтому вид W(t) определяется конкретным техническим заданием на
фильтр. Исследовано большое число оконных весовых функций (функций аподизации): Хемминга (уровень подавления боковых лепестков R = -42,8 дБ); Чебышева (R = -42,8 дБ); Кайзера (R = -54,2 дБ) и другие, а также комбинация
функций у входного и выходного преобразователей.
Аналитическое выражение для функции Хемминга имеет вид
Wx(t ) = k + (1 − k ) cos m (π t / 2T ) ,
(1.14)
где 2Т- полная длительность импульсного отклика; k и m - параметры функции;
в общем случае они могут быть различными, однако чаще всего берут k = 0,08
и m = 2 (рис.1.6).
Веса отсчетов импульсного отклика
An = (−1)n [k + (1 − k ) cos 2 (π n / 4 foT )] ,
(1.15)
− N max ≤ n ≤ N max ; N max = 2 f oT
(1.16)
где
.
АЧХ такого фильтра
1 + k sin 2π fT 1 − k ⎡ sin 2π T ( f − 1 2T ) sin 2πT ( f + 1 2T ) ⎤
K& ( f ) =
.
⋅
+
+
2
4 ⎢⎣ π ( f − 1 2T )
πf
π ( f + 1 2T ) ⎥⎦
(1.17)
Функцию аподизации Кайзера определяют соотношениями:
⎧⎪ Jo(a T 2 − t 2 / Jo(aT ), при t ≤ T
Wk(t ) = ⎨
⎪⎩ 0
при t > T
(1.18)
Рис.1.6. Функции аподизации Хемминга и Кайзера
где Jo(x) - модифицированная функция Бесселя первого рода нулевого порядка
(приложение А, табл. А1); а Т - параметр функции, определяющий полосу пропускания; можно принять аТ =1,0 или аТ == 2,0 (рис.1.6).
Для отсчётов импульсной характерис тики получаем:
⎧
n
J o ⎡ aT 1 − (n / 2 f oT ) 2 ⎤
−
π
Δ
(
1)
sin(
fn
/
2
f
)
⎪⎪
⎦ при n ≤ N
o
⋅ ⎣
max .
An = ⎨
πΔ fn / 2 f o
J o ( aT )
⎪
при n > N max
⎪⎩ 0
(1.19)
АЧХ такого фильтра
K& ( f ) =
2⎤
⎡
π fn
sin(πΔfn / 2 f o ) J o ⎣ aT 1 − (n / 2 f oT ) ⎦ − j fo
.
⋅e
∑ (−1) ⋅ πΔfn / 2 f ⋅
J o ( aT )
n = −N
o
N
n
(1.20)
Для других функций аподизации аналитические соотношения можно
найти в [4,7].
1.6. Материалы для устройств на ПАВ
Основой любого устройства на ПАВ является пьезоэлектрик, в котором
происходит возбуждение, детектирование и распространение поверхностных
акустических волн. Поэтому свойства этих материалов определяют параметры
устройств. Параметры наиболее час то используемых пьезоэлектриков приведены в табл. 1.3.
Скорость распространения ПАВ в пьезоэлектрике является основным параметром. Она определяет границу верхних час тот, а также габариты устройства.
Для расширения высокочастотного диапазона устройств на ПАВ необходимы материалы с высокой скоростью распространения. Так, процессы фотолитографии позволяют создавать минимальные размеры элементов 1 мкм, то
есть средняя частота устройства на ниобате лития составляет 872 МГц.
Для расширения низкочастотного диапазона необходимы материалы с
малой скоростью распространения. Например, размеры подложки из кварца для
фильтра промежуточной частоты УКВ ЧМ приёмников на 10,7 МГц составляют
40х15х2 мм, причем коэффициент прямоугольности этого фильтра по уровням
3 и 40 дБ не менее 3,5. Снижение коэффициента прямоугольности до 2,5 приводит к возрастанию размеров подложки до 70х15х2 мм. А размеры подложки из
силиката висмута для того же фильтра составляет 20х8х0,5 мм, а из сульфида
талия ванадия 11х4,5х0,5 мм. Объем подложки из этого материала меньше объема кварцевой подложки почти в 50 раз.
Следующий важный параметр материала - его пьезоэлектрические свойства, мерой которых является коэффициент электромеханической связи к2 .
Чтобы потери в устройстве были минимальными, необходимо выполнить
условие
Δf
f
≤
2k
π
(1.21)
Таблица 1.3
Параметры пьезоэлектрических материалов
Материал
Ориента-ция
Скорость
ПАВ
Коэффициент
электромеха-
Оптимальная полоса
Коэффициенты
поглощения
Емкость
пары элект-
v a, /с
нической
связи, К2
пропускания
∆f/f, %
ПАВ
родов С пог,
Параметр
анизотропии
ТКЗ,
×10-6/˚С
αl×106
/˚C
γ
αм
βм
5,3
4,6
0,45
0,47
2,15
2,62
50
50
+0,653
+0,378
-24
0
14,8
9
Кварц
SiO2
Y,X
Y+42˚,X
3159
3158
Ниобат лития
Y+41,5˚,
X Y,Z
4000
3488
0,057
0,045
27
24
0,3
0,19
0,75
0,88
618
464
-0,45
-1,08
72
94
14,4
15,9
Танталат
лития
LiTaO3
Z,Y
Y,Z
3329
3230
0,012
0,0066
11
9,5
0,23
0,2
0,77
0,94
443
443
-1,24
-0,21
69
35
22
16,1
Германат
(111)
1708
0,017
15
0,19
1,45
404
+0,366
115
100
1681
0,015
14,5
0,19
1,45
404
-0,304
115
100
0,0023
0,0016
LiNbO3
висмута
Bi12BeO20
[110] (001)
[110]
Таким образом, для получения широкополосных устройств на ПАВ требуются материалы с более высоким коэффициентом электромеханической связи и относительная полоса пропускания устройств для каждого пьезоэлектрика
ограничена. Например, кварц ST-среза используется для устройс тв с полосой
(0.3…2)%, танталат лития- (4…10)%, ниобат лития – (10…23)%.
Для преобразователя с равномерной решеткой из N электродов, учитывая
(1.11) и (1.21), можно сделать вывод, что для каждого пьезоэлектрического материала существует оптимальное число электродов
N опт =
π
k2
(1.22)
при котором (Δf / f o ) max ≈ k .
Каждый материал имеет свой температурный коэффициент частоты
αf =
Δf
fΔ T
(1.23)
где ΔT разность температур эксплуатации.
Наибольшей температурной стабильностью из всех пьезоэлектриков обладает кварц, пьезоэлектрики с сильным пьезоэффектом значительно ус тупают
ему по температурной стабильнос ти.
Кроме этих параметров материалов при создании высокочастотных устройств на ПАВ необходимо учитывать затухание поверхностных волн при распространении.
В качес тве материала для решетки ВШП в большинстве устройс тв на
ПАВ используют алюминий, нанесенный в виде пленки методом термовакуумного испарения. Толщина пленки колеблется в пределах 0,08...0,3 мкм, в зависимости от рабочей частоты устройс тв. Для увеличения адгезии алюминия используется подслой ванадия толщиной 5...30 нм.
Для устранения отражений акустический поглотитель наносят на торцы
звукопровода и на участки рабочей поверхности непосредственно за преобразователем. Толщина поглотителя обычно находится в пределах 0,1...0,8 мм. В
качестве акустических поглотителей можно применять материалы на основе
клея БФ-4, эпоксидных смол ЭД-5,
2
К-411-02,
ВМЛ-915,
а
также
материалы на основе элементоорганических каучуков и их смесей. Наиболее
технологичными из них и обладающими хорошими поглощающими свойствами являются кремний - органические компаунды на основе СКТН и К-18 и
компаунды ВГО-1, КЛТ-30.
1.7. Лабораторное задание
По заданию преподавателя (см. табл.1.4) спроектировать фильтр на ПАВ.
Должна быть рассчитана топология входного и выходного преобразователей фильтра и его АЧХ.
Как правило, аподизованную решетку содержит один преобразователь,
другой же является достаточно широкополосным, чтобы не искажать синтезируемую характеристику.
Отчет должен содержать соответствующие расчеты, вычерченную АЧХ,
анализ полученной АЧХ и топологический чертеж фильтра.
1.8. Порядок выполнения работы
8.1. Проанализировав задание, выбрать пьезоэлектрический материал для
звукопровода фильтра.
8.2. Проанализировав задание и табл.1.2, определить, какое число боковых лепестков функции sin x/x нужно оставить, чтобы выполнить требования
задания.
8.3. По формуле (1.13) определить число электродов N1 полосозадающего
(аподизованного) преобразователя. Число электродов другого преобразователя
(широкополосного) N2 выбирают небольшим. Из условия минимума потерь и
оптимального преобразования можно выбрать N2=Nопт (1.22).
Выбором числа электродов неаподизованного преобразователя можно
получить дополнительное подавление боковых лепес тков АЧХ. Максимальное
подавление боковых лепестков достигается в случае совпадения нулей
3
Таблица 1.4
Варианты заданий на проектирование полосового фильтра на ПАВ
Вариант Центральная
частота f0,
МГц
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
20
30
40
50
60
70
80
90
100
200
300
400
500
600
700
800
Уровень
Вносимые Дополнительные
Полоса Коэффициент
подавления
потери
пропустребования
прямобоковых
ВВН, дБ не
кания
угольности
лепестков
∆f/f0, %
более
кп
R, дБ
на
уровне
3 дБ
40
35
30
25
20
15
10
5,0
4,5
4,0
3,0
2,5
2,0
1,5
1,0
0,5
1,2
1,3
1,4
1,5
1,6
1,7
1,8
1,7
1,6
1,5
1,4
1,3
1,2
1,3
1,4
1,5
35
40
45
50
55
50
45
40
35
40
45
50
55
50
45
40
-12
-14
-16
-18
-20
-22
-24
-22
-20
-18
-16
-14
-12
-16
-20
-24
Уменьшение
габаритов
Повышение
стабильности
Уменьшение
потерь
основных лепес тков АЧХ входного и выходного преобразователей, для функции Хемминга, например, это происходит при соотношении чисел электродов
N2=N1/2.
8.4. По формулам (1.1) и (1.2) определить параметры топологической
структуры преобразователей. Апертура W неаподизованного преобразователя
будет максимальной апертурой для аподизованного преобразователя W 1max.
8.5. Выбрать функцию аподизации для полосозадающего преобразователя и ее параметры.
8.6. Рассчитать по соответствующим формулам (1.14...1.20) АЧХ фильтра
и веса отсчета импульсной характеристики.
8.7. Вычертить АЧХ, нанести
4
соответствующие уровни (3 дБ, 40
дБ), определить полученные параметры Δf , k П , R, δ сравнить их с заданными,
сделать выводы.
8.8. Определить размеры звукопровода.
Длина звукопровода L получается в процессе расчета равной сумме длин
двух преобразователей l1, l2, расстояния между ними l и двух топологических
допусков Δ l:
L=l1+l2+l+2 Δ l
(1.24)
Минимальная величина l определяется уровнем прямо прошедшего незадержанного сигнала, величина которого в основном зависит от диэлектрической проницаемости материала звукопровода. Чтобы прямо прошедший сигнал
был мал по сравнению с ПАВ - сигналом, должно выполняться условие
l min
≥ 5
h
(1.25)
где h- толщина звукопровода - обычно выбирается не менее 20λa .
Величина Δ l выбирается равной 2...5 мм в зависимости от технологии
крепления звукопровода.
Ширина звукопровода B выбирается из тех же соображений:
B=Wmax+2b1+2 Δ b1
где Wmax - максимальная апертура; b1- ширина пассивной части и подводящих шин; b1 выбирается с учетом ограничений для тонкопленочной технологии; Δ b1 - технологический допуск, ∆b1 = 2…5 мм.
8.9. Выбрать материалы для решетки преобразователей и поглотителей.
8.10. Вычертить эскиз фильтра с необходимыми (рассчитанными) размерами.
5
Приложение А
(справочное)
Функции Бесселя первого рода нулевого порядка
X
J0(X)
X
J0(X)
X
J0(X)
X
J0(X)
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
1,1
1,2
1,3
1,4
1,5
1,6
1,7
1,8
1,9
2,0
2,1
2,2
2,3
2,4
+1,0000
0,9975
0,9900
0,9776
0,9604
+0,9385
0,9120
0,8812
0,8463
0,8075
+0,7652
0,7196
0,6711
0,6201
0,5669
+0,5118
0,4554
0,3980
0,3400
0,2818
+0,2239
0,1666
0,1104
0,0555
0,0025
2,5
2,6
2,7
2,8
2,9
3,0
3,1
3,2
3,3
3,4
3,5
3,6
3,7
3,8
3,9
4,0
4,1
4,2
4,3
4,4
4,5
4,6
4,7
4,8
4,9
-0,0484
0,0968
0,1424
0,1850
0,2243
-0,2601
0,2921
0,3202
0,3443
0,3643
-0,3801
0,3918
0,3992
0,4026
0,4018
-0,3971
0,3887
0,3766
0,3610
0,3423
-0,3205
0,2961
0,2693
0,2404
0,2097
5,0
5,1
5,2
5,3
5,4
5,5
5,6
5,7
5,8
5,9
6,0
6,1
6,2
6,3
6,4
6,5
6,6
6,7
6,8
6,9
7,0
7,1
7,2
7,3
7,4
-0,1776
0,1443
0,1103
0,0758
0,0412
-0,0068
+0,0270
0,0599
0,0917
0,1220
+0,1506
0,1773
0,2017
0,2238
0,2433
+0,2601
0,2740
0,2851
0,2931
0,2981
+0,3001
0,2991
0,2951
0,2882
0,2786
7,5
7,6
7,7
7,8
7,9
8,0
8,1
8,2
8,3
8,4
8,5
8,6
8,7
8,8
8,9
9,0
9,1
9,2
9,3
9,4
9,5
9,6
9,7
9,8
9,9
10,0
+0,2663
0.2516
0,2346
0,2154
0,1944
+0,1717
0,1475
0,1222
0,0960
0,0692
+0,0419
+0,0146
-0,0125
0,0392
0,0653
-0,0903
-0,1142
0,1367
0,1577
0,1768
-0,1939
0,2090
0,2218
0,2323
0,2403
-0,2459
6
Лабораторная работа №2
ИССЛЕДОВАНИЕ АКУСТОЭЛЕКТРОННОГО ФИЛЬТРА НА ПАВ
ВВЕДЕНИЕ
В основе расчета и конструирования устройс тв на ПАВ лежит представление об одноз начной связи между топологией электродной структуры ус тройства с его электрическими характерис тиками. Для широко используемой в
практике проектирования устройс тв на ПАВ модели δ - источников (см. лаб.
раб.№1) предполагается, что каждый электрод или пара электродов ВШП являются независимыми источниками ПАВ, а каждый источник соответствует отсчету (выборке) импульсной характеристики. Такое приближение соответс твует модели первого порядка, позволяет рассматривать ВШП как трансверсальный фильтр и использовать для синтеза устройс тв на ПАВ методы расчета
цифровых фильтров, такие как «оконных функций», частотной выборки и т.д.
Однако на практике параметры устройств на ПАВ часто не совпадают с
расчетными. Как правило, это объясняется эффектами второго порядка. Под
этими эффектами понимают все механизмы и явления, из-за которых происходят отклонения и искажения характеристик устройс тв на ПАВ от соотношений,
описываемых моделью первого порядка. Эффекты второго порядка влияют на
импульсную характеристику, АЧХ и ФЧХ, уровень затухания сигнала и другие
параметры устройств на ПАВ.
По механизмам воздействия эффекты второго порядка могут быть классифицированы следующим образом.
1. Электростатические эффекты: неоднороднос ть распределения поверхностного заряда по ширине и апертуре электродов преобразователя; зависимость распределения заряда от топологии преобразователя и расположения
электродов в преобразователе.
2. Эффекты взаимодействия
7
ПАВ с электродной структурой и
внешней электрической цепью: двунаправленность излучения ПАВ; омические
потери; неоднороднос ть амплитудных и фазовых фронтов ПАВ; регенерация
ПАВ; масс- электрические отражения.
3. Эффекты распространения ПАВ: дифракция и потери на распространение,
4. Излучение и прием паразитных сигналов: электромагнитная и электростатическая наводка; излучение и прием объемных волн; отражение объемных
и поверхностных волн от краев звукопровода.
5. Температурная нес табильнос ть и нелинейность свойств материалов
звукопровода.
6. Технологические погрешнос ти изготовления: отклонение размеров и
положения электродов; их обрывы и закорачивания; неточнос ть ориентации
подложки и размещения на ней электродной структуры; разброс электрофизических параметров пьезоэлектрической подложки.
Некоторые из перечисленных эффектов принципиально присущи устройствам на ПАВ и не могут быть полностью устранены, Это, например, электростатические эффекты, регенерация ПАВ в преобразователе, дифракция акустических волн, омические потери и т.д. Влияние таких эффектов может быть учтено расчетным путем или скомпенсировано изменением топологии электродной структуры преобразователя и подбором соответствующего материала пьезоэлектрической подложки. Другие явления, такие как отражения от краев подложки, электромагнитная и электростатическая наводки, могут быть практически полностью устранены различными методами.
В зависимости от заданных требований, конструкции устройства и материала подложки могут преобладать те или иные вторичные эффекты. Поэтому
при разработке ус тройств на ПАВ можно ограничиться лишь учетом нескольких эффектов или использовать конструктивные методы, приводящие к их
уменьшению или компенсации. Эти методы подробно изложены в литературе
|4,6,7|. В данной работе ограничимся рассмотрением эффектов второго порядка,
связанных с включением фильтра в
8
электрическую цепь и вносящих
наибольшие потери.
2.1. Цель работы
Знакомство с эффектами второго порядка в устройствах на ПАВ, способами согласования фильтров с внешними радиоэлектронными схемами, расчет
энергетических характеристик фильтров на ПАВ.
2.2. Эффекты взаимодействия ПАВ с электродной структурой
Обобщенная структурная схема устройства на ПАВ приведена на рисунке
2.1а. Схема содержит два преобразователя 1, 2 ,расположенных на некотором
расстоянии друг от друга в общем акустическом потоке на поверхнос ти пьезоэлектрического звукопровода 3; на торцах звукопровода нанесено поглощающее покрытие 15, 16.
Рис. 2.1. Обобщенная структурная схема устройства на ПАВ
При
подаче
на
входной
9
преобразователь 1 электрического
сигнала, частота которого совпадает с частотой акустического синхронизма
преобразователя, он возбуждает ПАВ, распространяющуюся в двух противоположных направлениях, т. е. к выходному преобразователю 2 и противоположному ему торцу звукопровода. Волна 4, распространяющаяся к выходному преобразователю, час тично отражается от него (6), частично преобразуется в электрический сигнал и поглощается в нагрузке (5), и частично проходит в прежнем
направлении (7). Значительный вклад в искажение импульсного отклика h(t) и
АЧХ ус тройс тва, изображенные на рисунке 2.1 б, вносят переотражения ПАВ
между преобразователями. Часть падающей на выходной преобразователь волны, отраженная в обратном направлении (6, рис. 2.1 а), достигает входного преобразователя. Перераспределение волны 6 при взаимодействии с преобразователем 1 аналогично перераспределению ее при взаимодейс твии с преобразователем 2. Таким образом, часть 10 энергии волны 6 переотражается в направлении преобразователя 2 и служит причиной возникновения трехзаходного сигнала. На рисунке 2.1 б в качестве базы отсчета задержки принимается сигнал 1,
соответс твующий по временному положению электрическому сигналу, поступающему на входной преобразователь. Физическая природа возникновения незадержанного сигнала 1 обусловлена прямым похождением (наводкой) электрического сигнала со входа на выход устройства (на рисунке 2.1 а обозначен
штриховыми линиями). Основной выделенный на нагрузке сигнал 2 (рис. 2.1 б)
смещен по отношению к входному сигналу на время
T≈
L
va
где L – расстояние между преобразователями, v a – скорость распространения
ПАВ. Трёхзаходный сигнал 3, обусловленный переотражением ПАВ, имеет задержку относительно сигнала 2 - 2Т и относительно входного сигнала – 3Т. При
анализе импульсного отклика можно отметить наличие в нём ещё двух ложных
сигналов, связанных со вторичными акустическими эффектами. Один из них (4)
обусловлен переотражениями ПАВ собственно в электродной структуре вход-
ного
и
в
меньшей
с тепени
10
выходного
преобразователей;
он
вызывает «затягивание» спада основного сигнала. Другой сигнал (5) обусловлен распространением между входным и выходным преобразователями объёмной акустической волны (ОАВ). Ввиду отличия скоростей ОАВ и ПАВ его расположение на временной оси не совпадает с расположением основного сигнала.
Проследим роль указанных искажений импульсного отклика в формировании АЧХ устройства (рис. 2.1 б). Наличие сигнала прямого прохождения (1,
рис. 2.1 б) между преобразователями приводит к изрезанности АЧХ во всей рабочей полосе частот (на рис. 2.1 б изрезанность АЧХ 6 показана штриховой линией только на учас тке 7). Период изрезаннос ти связан с расстоянием между
преобразователями, а «глубина» – с относительным уровнем сигнала прямого
прохождения. Наличие трехзаходного сигнала 3 обусловливает изрезаннос ть
АЧХ в районе центральной частоты f 0, причем относительный уровень её δ
пропорционален относительному уровню трехзаходного сигнала.
Мы рассмотрели основные причины возникновения искажений основных
электрических характеристик устройств на ПАВ. Можно отметить еще ряд эффектов, вклад которых по сравнению с указанными выше незначителен. Среди
них нужно упомянуть отражения ПАВ от торцов звукопровода (рис. 2.1 а): отражение 12 волны 11, излученной входным преобразователем 1 в направлении
торца звукопровода; отражение 14 волны 6, прошедшей через преобразователь
1 (9,13); отражение 8 энергии волны 7, прошедшей через выходной преобразователь. Все эти отражения обусловливают сигналы, дополнительно «засоряющие» импульсный отклик устройства и соответственно искажающие её АЧХ.
Уровень рассмотренных эффектов второго порядка во многом определяется энергетическими соотношениями и в конечном счете параметрами преобразователей и согласующих цепей.
11
2.3 Основные энергетические
соотношения в устройствах на ПАВ
Модель δ - источников, используемая в лабораторной работе №1 для
анализа импульсной и частотной характеристик фильтра на ПАВ, а также для
синтеза устройств на ПАВ, не дает ответа на вопросы электрического согласования и потерь преобразования, не учитываются также вторичные эффекты.
Для этих целей можно использовать еще одну модель устройств на ПАВ - эквивалентную электрическую схему.
Рис.2.2. Эквивалентные электрические схемы преобразователя ПАВ вблизи резонанной частоты: а - для слабых пьезоэлектриков; б - для сильных пьезоэлектриков
Эквивалентная схема преобразователя, состоящего из N
электродов,
вблизи резонансной час тоты может быть сведена к двухполюснику, изображенному на рис. 2.2 в двух вариантах - для пьезоэлектриков с большим
.коэффициентом электромеханической связи (сильных) k 2 и с малым (слабых)
к2. На рисунке также даны зависимости для сопротивления излучения Rизл . и
проводимости излучения Gизл. Емкость С является статической емкостью преобразователя
C=CoN ; Co=CпогW ,
(2.1)
где Co - емкость пары электродов; Спог.- емкость но единицу длины электродов в соответствии с таблицей 1.3.
Анализ и расчет схем следует проводить, учитывая параметры эквивалентной схемы ПАВ устройс тва (рис. 2.3).
12
Вход
Выход
Свх
Свых
Rвх
Rвых
Рис. 2.3. Эквивалентная схема ПАВ-устройства
Известно, что в энергию акустической волны преобразуется только та
часть энергии входного сигнала, которая подводится непосредственно к Rвх.
преобразователя. Таким образом, емкости Свх. и Свых являются паразитными
элементами ПАВ устройс тва. Входная цепь фильтра ПАВ является частотнозависимым делителем, причем сопротивление реактивной час ти превышает сопротивление активной части в несколько раз. Следовательно, в состав радиоэлектронного тракта должна входить схема, нейтрализующая влияние паразитной входной емкости ПАВ ус тройства, то есть согласование по мощности.
Выходная емкость ПАВ и сопротивление нагрузки также образуют час тотнозависимый делитель. Поэтому выходная цепь должна быть согласована по напряжению. Сущность согласования заключается в построении цепи, импеданс
которой в сечении входа (выхода) равен сопряженному входному (выходному)
импедансу ПАВ фильтра.
Наиболее
прос той
способ
согласования
-
использование
после-
довательной или параллельной катушки индуктивности, предназначенной в основном для компенсации статической емкости С (рис.2.4).
Такое согласование применимо для фильтров с узкой полосой пропускания Δf f < 10% . Для фильтров со средней полосой пропускания Δf f = 10...20%
целесообразно использование простейших согласующих LC-цепочек (рис.2.5).
13
Рис. 2.4. Цепи для узкополосного согласования ВШП:
а - последовательная; б - параллельная
Рис. 2.5. Цепи для согласования ВШП со средней полосой пропускания:
а) Т - образный четырехполюсник; б) Г - образный четырехполюсник с трансформатором
При более широкополосном согласовании, Δf f = 20...30% , рекомендуется
использовать активные цепи, которые имитируют индуктивнос ть, или дифференциальные трансформаторы, выполнение которых возможно в виде интегральных функциональных узлов.
Для фильтров с полосой Δf f = 40...50% целесообразно отказаться от полного согласования и ограничиться только согласованием по активной части сопротивлений генератора и фильтра, так как в этом случае число навесных элементов согласующей цепи возрастает до 5...10, что сводит на нет идею миниатюризации.
Недос татком всех перечисленных методов является наличие дис кретных
катушек индуктивности.
14
Резонансная
час тота
образующегося при согласовании
контура должна совпадать с fo. Его добротность (электрическая добротнос ть
преобразователя)
Q эл = Qпосл =
1
π
= Qпар = ω o CRизл. = 2 .
ω oCRизл.
k N
(2.2)
Если ввести понятие акустической добротнос ти преобразователя
QAK . =
fo
≈N ,
Δf
(2.3)
Оптимальным условием получения высокой эффективности преобразования в широкой полосе является условие
QAK = Qэл .
(2.4)
Это означает, что для каждого материала существует определенное оптимальное число электродов (см. п. 1.6)
N ОПТ. =
π
k2
,
(2.5)
при котором дос тигается высокая эффективнос ть преобразования в относительной полосе частот (рис. 2.6)
Рис.2.6. Графики добротности преобразователя и согласующей цепи
⎛ Δf
⎜⎜
⎝ f
⎞
1
⎟⎟
=
≈k
⎠ ОПТ N ОПТ
(2.6)
Если N ≠ NОПТ, то (см.рис.2.6): если N>Nопт, то Δf Эл >ΔfАК; если Nопт<N, то
Δf Эл <Δf АК.
15
Величина отношения
2
Rн
⎛ N опт ⎞
⎜
⎟ = p=
,
Rизл (ω o )
⎝ N ⎠
(2.7)
где Rн - сопротивление нагрузки (или сопротивление Rг генератора), называется степенью рассогласования преобразователя.
Когда ПАВ дос тигает приемного преобразователя, часть акустической
энергии отражается от него, другая часть преобразуется в электрический сигнал
и выделяется на нагрузке, а оставшаяся часть проходит в прежнем направлении
(рис.2.1).
Коэффициенты прохождения В21, отражения В11 и поглощения В31 определяются выражениями:
1
B11 = − 10 lg
;
(1 + p )2
2p
B31 = − 10 lg
(1 + p) 2
p2
B21 = −10 lg
(1 + p) 2
(2.8)
На рисунке 2.7 представлены графики зависимостей коэффициентов Bij от
степени рассогласования.
Рис. 2.7. Энергетические соотношения в ВШП
В согласованном режиме N=Nопт ; Rн/Rизл.=1,то есть в нагрузке выделяется 50% энергии падающей волны (В31=3дБ); 25% энергии отражается обратно (В11=6 дБ) и 25% энергии (В21=6 дБ) проходит преобразователь.
16
В
фильтрах
чаще
всего
N > Nопт ,
в
этом
случае
увеличивается акустическая добротность по сравнению с электрической. Чтобы
уравнять в этом случае акустическую и электрическую полосы пропускания,
нужно уменьшить Rн и, следовательно, повысить добротнос ть электрического
контура.
Выражения (2.8) для коэффициентов отражения (В11), прохождения (В21)
и поглощения (В31) позволяют при известной степени рассогласования определить энергетические соотношения в устройстве на ПАВ и, в частности, величину вносимых преобразователями потерь В2
Β 2 = 2( Β31 + Β3 )
(2.9)
где В3 – дополнительные потери на омическом сопротивлении электродов r.
B 3 = − 10 lg
где R э = 2 r / N ,
R н − Rэ
Rн
(2.10)
r = ρW / ahэ ,
a – ширина электрода, hэ – толщина электрода (раздел 6 лаб.раб. 1)
ρ - удельное сопротивление материала электродов (табл. 2.1)
В разделе 2.2, при анализе импульсного отклика h(t),была рассмотрена
структура ложных сигналов, сопровождающих работу устройства на ПАВ.
Преобладает среди этих сигналов чаще всего сигнал тройного прохождения. В
связи с тем, что устройства на ПАВ используются для обработки сигналов, к
которым предъявляются высокие требования по разрешению слабых сигналов
на фоне сильных, уровень ложных сигналов ВЛС необходимо контролировать.
В ЛС ≈ 2В11
(2.11)
Уровень ложных сигналов влияет на изрезаннос ть АЧХ (неравномерности затухания) в полосе пропускания (рис. 2.1 б)
17
Таблица 2.1
Удельное сопротивление материала электродов
Металл
Ом ⋅ мм2
ρ,
м
Алюминий
0,027
Медь
0,017
Золото
0,023
Серебро
Вольфрам
0,016
0,051
Платина
0,106
2.4 Эффекты распространения ПАВ
При распространении ПАВ наибольшие потери вносят эффекты поглощения и дифракционные эффекты.
Поглощение ПАВ при распространении обусловлено взаимодействием с
тепловыми фононами, рассеянием на крис таллических дефектах и трещинах
поверхности звукопровода, т.е. вязкостными свойствами материалов звукопровода ( αР1 ) и взаимодейс твием с газом над поверхностью звукопровода (β м ) и
зависит от частоты:
ВР = α м f 2 + β м f ,
(2.12)
где B P - коэффициент поглощения, дБ/мкс;
f - частота, ГГц;
α м , β м - коэффициенты, приведённые в таблице 1.4
Как следует из данных, приведенных в таблице 1.4, подложки из кварца,
танталата и ниобата лития, германата висмута употребимы вплоть до частот в
несколько гигагерц.
Коэффициенты поглощения для пьезокерамики очень сильно зависят о т
ее состава и технологии изготовления и в таблице не приведены. Область применения пьезокерамики в качестве материала подложки ПАВ – ус тройс тв огра-
18
ничивается частотами ≤ 30 МГц.
Дифракционные потери обусловлены расширением пучка ПАВ по мере
его удаления от излучателя с ограниченной апертурой. В монокристаллических
средах дифракционное расширение акустических пучков оценивается параметром анизотропии γ . При γ > 0 дифракционные потери больше, чем в изотропной среде (γ = 0) , а при γ < 0 меньше. При γ = −1 в анизотропной среде наблюдается явление, близкое к автоколлимации, когда расширение акустического
пучка минимально или полнос тью отсутс твует. Значения параметра анизотропии
для некоторых материалов приведены в таблице 1.4. С точки зрения
дифракционных эффектов идеальным является материал со значением γ близким к –1. При других значениях γ дифракционная картина ПАВ, распространяющейся в анизотропной среде, определяется значением волнового параметра
QД :
Q Д = λа x 1 + γ / w 2
(2.13)
где x – расстояние от ВШП; x = l; w – апертура акустического пучка.
Для области QД < 1 (так называемой зоны Френеля или ближней зоны)
расширение пучка ПАВ незначительно. Однако в этой зоне наблюдается неоднородность фронта волны, связанная с электростатическими эффектами. При
Q Д > 1 (зона Фраунгоффера или дальняя зона) потери на дифракцию возрастают
с расстоянием по логарифмическому закону. Дифракционные потери можно
аппроксимировать формулой:
В Д (дБ ) = −10 lg Q Д
(2.14)
Дифракционные эффекты влияют на выходные параметры фильтров
ПАВ. Простое расхождение акустического пучка приводит к тому, что электроды выходного ВШП принимают только часть энергии волны. Кроме того, часть
пучка ПАВ попадает на боковые грани подложки и, отражаясь от них приводит
к появлению ложных сигналов в импульсном отклике фильтра.
Особенно сильно подвержены влиянию дифракции ВШП со взвешиванием длины электродов, так как для реализации в АЧХ таких ВШП затухания боковых лепестков порядка R=-60 дБ необходимо иметь облас ти малых перекрытий электродов и точно выдерживать закон анодизации.
19
2.5 Общие вносимые потери
Общие вносимые потери устройством на ПАВ при передаче электрического сигнала от генератора к нагрузке определяются как:
В∑ = В1 + В2 + В11 + В21 + ВР + В Д
(2.15)
где В1 – потери на двунаправленное излучение входного преобразователя(3 дБ);
В2 – потери, вносимые преобразователями;
В11 – потери на отражение;
В12 – потери на прямое прохождение;
ВР – потери на распространение;
ВД – дифракционные потери.
2.6 Температурная стабильнос ть характеристик устройств на ПАВ
При изменении температуры окружающей среды изменяется скорость
распространения упругих волн и линейные размеры в направлении распространения. Температурный коэффициент задержки (ТКЗ) – это параметр, который
учитывает суммарный эффект обоих факторов и характеризует относительное
изменение времени задержки при изменении температуры на 1оС.
ТКЗ =
1 ∂Т З 1 ∂l 1 ∂va
=
−
= αl − αv ,
ТЗ ∂t 0 l ∂t 0 va ∂t 0
(2.16)
где ТЗ – время задержки устройства,
ТЗ = l/va
(2.17)
α l - температурный коэффициент изменения размеров материалов под-
ложки (таблица 1.4);
α v - температурный коэффициент изменения скорости акустических коле-
баний (таблица 1.4)
l – расстояние между преобразователями
Зная ТКЗ, можно определить температурный коэффициент частоты
(ТКЧ).
20
ТКЧ =
1 ∂f
ТКЗ
=
0
f ∂t
1 + α l Δt 0
(2.18)
Температурная стабильность параметров – важная эксплутационная характеристика. Если подходящий материал выбирать не удается, применяют более сложные конструктивные решения.
2.7 Конструктивные способы ослабления вторичных эффектов
Во временной области эффекты второго порядка приводят к появлению
ложных сигналов, а в частной облас ти взаимодействие этих сигналов с полезным сигналом приводит к неравномернос ти АЧХ и ФЧХ (рис. 2.8 а). Амплитуда пульсаций АЧХ зависит от амплитуды паразитных сигналов, а их частота
определяется временем задержки между основным и паразитным сигналами.
Наиболее сильным паразитным сигналом является трёхкратно отраженный сигнал (ТОС). Его уровень на 12 дБ меньше основного сигнала. ТОС
возникает из–за отражения ПАВ от акустической неоднороднос ти под ВШП, а
также из–за регенерации ПАВ выходным преобразователем. Для ослабления
амплитуды ТОС применяют ВШП с расщеплёнными электродами; электрическое рассогласование с нагрузкой; поворот фазового фронта ПАВ путём
разориентации ВШП или с помощью металлической плёнки треугольной формы (рис. 2.8 б, в). Если позволяют размеры подложки, ТОС можно скомпенсировать за счет противофазного отражения от составного приёмного ВШП (рис.
2.8 г). Предложены способы уменьшения различия в импедансах свободного и
металлизированного участка пьезоэлектрического звукопровода с помощью
дополнительного осаждения тонкого акустически согласующего материала
сверху или снизу электродов (рис. 2.8 д).
Электромагнитная наводка обусловлена емкостной связью между преобразователями через звукопровод и крышку корпуса. Для уменьшения этой емкости рекомендуется заземлять противоположные концы преобразователей, а в
промежутке между ними устанавливать заземлённый металлический экран и
21
заземлённые электроды (рис. 2.8 е).
22
Рис. 2.8. Конструктивные методы ослабления эффектов второго порядка
Для подавления объёмных волн, отраженных от нерабочей поверхности
звукопровода, применяют рифление нижней поверхности; клиновидное углубление и покрытие её поглотителем (рис. 2.8 ж). Снижение уровня сдвиговых
объёмных волн, распространяющихся почти параллельно поверхнос ти дос тига-
23
ется выбором среза кристалла с
минимальной
эффективнос тью
возбуждения ОАВ; переизлучением полезной ПАВ в соседний канал с помощью многополоскового ответвителя (рис. 2.8 з); поворотом фронта ПАВ с помощью треугольной металлической плёнки и соответствующим поворотом выходного ВШП (рис. 2.8 и); использованием двух параллельных акустических
каналов (рис. 2.8 к).
Дифракционные искажения приводят к изменению расчетного закона
аподизации и к увеличению боковых лепестков в фильтрах, взвешенных по
степени перекрытия электродов. Необходимо использовать материалы и срезы
с минимальной дифракцией. Компенсация дифракционных искажений может
быть достигнута расчетным методом и заключается в целенаправленном искажении рассчитанной без учета дифракции АЧХ. Уменьшить дифракционные
искажения можно путём поиска метода взвешивания ВШП, слабо подверженного дифракции. Например, ВШП с ёмкостным взвешиванием электродов. Существенное уменьшение дифракционных эффектов получается при использовании ВШП с масштабированием отдельных групп электродов. Идея заключается в том, чтобы в несколько раз увеличить перекрытие электродов, соответствующих боковым лепесткам функции аподизации, но одновременно с помощью
внешних делителей уменьшить амплитуду подаваемого на них напряжения
сигнала. Это можно сделать, например, с помощью емкостного делителя (рис.
2.8 н, л, м). При большом числе боковых лепестков ВШП можно разделить на
большее число групп.
2.8 Лабораторное задание
В лабораторной работе необходимо провести анализ спроектированного в
работе №1 фильтра на ПАВ.
Должны быть рассчитаны все виды потерь фильтра, проанализировано
влияние этих потерь на выходные характерис тики фильтра, предложены методы улучшения характеристик фильтра.
Отчет должен содержать соответствующие расчеты, анализ полученных
результатов,
обоснованные
24
рекомендации
по
улучшению
характеристик фильтра с иллюстрациями.
2.9 Порядок выполнения работы
1. Вычертить эскиз спроектированного в работе №1 фильтра и выписать
его необходимые электрические и конструктивные характерис тики.
2. Пользуясь рисунком 2.2, формулами 2.1 и таблицей 1.4, выбрать соответствующую эквивалентную электрическую схему преобразователя и рассчитать её параметры RИ З Л (GИ З Л ) , С.
3. Пользуясь формулами 2.2…2.10, рассчитать потери, связанные с эффектами взаимодейс твия ПАВ с электродной структурой и внешней электрической цепью.
4. Рассчитать уровень ложных сигналов по формуле 2.11.
5. Рассчитать потери, связанные с эффектами распространения ПАВ по
формулам 2.12…2.14.
6. Рассчитать общие вносимые потери фильтром на ПАВ по формуле
2.15.
7. Пользуясь формулами 2.16...2.18 определить ТКЧ фильтра, а также
уход Δf частоты f 0 при изменении температуры на 20 ˚С.
8. Проанализировать влияние потерь на характеристики фильтра, предложить методы улучшения характерис тик (рис. 2.1, 2.8)
25
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК К РАБОТАМ №1, №2
1. ОСТ 107.460.040.001-86 Устройства акустоэлектроники. Типы, основные параметры и размеры.
2. ОСТ 4.223.002-88 Устройства акустоэлектроники. Технические требования ОТУ.
3. ОСТ 107.460.021.001-86 Изделия акустоэлектронные на поверхнос тных акустических волнах. Конструирование.
4. ОСТ
4.223.005-86
Устройства
акус тоэлектроники
народно-
хозяйственного и бытового назначения. Технические требования ОТУ.
5. Интегральные пьезоэлектрические устройс тво фильтраций и обработки сигналов: Справ. пособие / В.В. Дмитриев, Е.Г. Бронникова и др.; Под ред.
Б.Ф. Высоцкого, В.В. Дмитриева. - М.: Радио и связь, 1985.- 176 с.
6. Речицкий В. И. Акустоэлектронные радиокомпоненты. Схемы, топология, конструкции. - М.: Радио и связь, 1987.- 192 с.
7. Орлов В.С., Бондаренко В.С. Фильтры но поверхностных акустических волнах. – М.: Радии и связь, 1984.-272с.
8. Щука А. А. Основы интегральной электроники: Учеб.пособие / МИРЭА. – М., 1993. – 80 с.
26
Лабораторная работа №3
АНАЛИЗ КОНСТРУКЦИИ УСТРОЙСТВ НА ПРИБОРАХ
С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ
Цель работы – ознакомиться с принципом действия и некоторыми расчетными соотношениями для устройств на приборах с зарядовой связью (ПЗС).
3.1. Принцип дейс твия ПЗС
Прибор с зарядовой связью представляет собой ряд простых МДП структур (металл-диэлектрик-полупроводник), сформированных на общей полупроводниковой подложке (континуальная среда) таким образом, что полоски металлических электродов образуют линейную или регулярную матричную среду
(рис.3.1), в которой расстояния между соседними электродами достаточно малы (1=2…4 мкм). Это обстоятельство обусловливает тот факт, что в работе устройства определяющим является взаимодейс твие соседних МДП-структур.
Рис. 3.1. Структура прибора с зарядовой связью
27
Металлические
электроды
ПЗС называют затворами. Если к
любому затвору приложить отрицательное напряжение (для подложки n-типа
проводимости), то под дейс твием возникающего электрического поля электроны, являющиеся основными носителями в подложке, уходят от поверхности
вглубь полупроводника. У поверхности образуется обедненная облас ть, которая на энергетической диаграмме представляет собой потенциальную яму для
неосновных носителей–дырок. Глубина этой области зависит от величины приложенного напряжения, и в соответс твии с формулой
loc =
2εε 0U
eN д+
где ε – диэлектрическая проницаемость диэлектрика;
e - заряд электрона;
N+д – концентрация ионизированных доноров.
Попадая в эту область, дырки под действием электрического поля затвора
притягиваются к поверхности полупроводника и локализуются в узком инверсионном слое. Заряд неосновных носителей, инжектированный каким-либо образом в область потенциальной ямы, может храниться в ней без искажений в
течение десятков миллисекунд. Для перемещения заряда (динамическая неоднородность) вдоль поверхности к соседнему электроду прикладывается более
отрицательное напряжение, которое формирует под этим электродом более
глубокую потенциальную яму. Под действием диффузии, дрейфа и возникающего в коротком зазоре продольного поля дырки перетекают в более глубокую
потенциальную яму соседнего затвора (рис. 3.2).
28
Рис. 3.2. Перемещение заряда в ПЗС
Наличие или отсутствие заряда дырок под электродом характеризует два
информационных состояния прибора. Очевидно, что информация в потенциальной яме ПЗС не может храниться бесконечно долго вследствие эффекта тепловой генерации носителей и накопления паразитного заряда.
3.2. Механизм работы ПЗС
Динамику перемещения зарядовых пакетов в ПЗС проследим на примере
трехфазного (трехтактного) сдвигового регистра (рис. 3.3). В этой схеме каждый третий электрод подключается к соответствующей шине тактовых импульсов. В исходном состоянии (рис. 3.3а) под напряжением хранения Uхр=-U2
находятся затворы 1,4,7, а все остальные – под напряжением – U1 (U1<U2), подложка заземлена. Напряжение U1 выбирается немного больше порогового напряжения U0 (величина U0 для МДП-структуры определяется, как минимальное
напряжение на затворе, при котором наступает инверсия поверхности полупроводника) для того, чтобы вся поверхность полупроводника была обеднена и на
поверхностных состояниях отсутствовали электроны. Допустим, что в потенциальных ямах под затворами 1,7 есть зарядовые пакеты, а под затвором 4 их
нет. На следующем такте к затворам 2,5,8 прикладывается напряжение записи
Uзап. =-U3(U3>U2) и заряды перетекают под эти затворы (рис. 3.3 б). На сле-
дующем
такте
на
затворах
29
устанавливается
напряжение
в
соответствии с рисунком 3.3 в и начинается фаза хранения зарядовой информации в элементах 2,5,8.
Рис. 3.3. Схема трехтактного сдвигового регистра на ПЗС
Таким образом, для ПЗС характерны два режима работы: хранение и передача информации, представляемой зарядом подвижных носителей. Остановимся более подробно на каждом из них.
3.3. Режим хранения заряда
В режиме хранения элементы ПЗС не взаимодействуют друг с другом и
поэтому каждый элемент эквивалентен МДП-емкости. Заряд дырок, который
хранится в потенциальной яме и характеризует информационное состояние
прибора, локализуется в узком инверсном слое у поверхности полупроводника.
Глубже инверсного слоя лежит обедненная область. С течением времени, как
уже
говорилось,
30
информационного
величина
заряда
изменяется вследствие притока в потенциальную яму паразитного заряда дырок, обусловленного процессами термогенерации и диффузии из объема. В стационарном состоянии при t→∞ за счет этих процессов потенциальная яма заполняется до насыщения независимо от величин начального информационного
заряда. Поэтому ПСЗ являются динамическими устройствами, для которых рабочий интервал тактовых частот ограничен как сверху, так и снизу.
В режиме хранения необходимо выполнение двух основных условий [1]:
«глубина» потенциальной ямы под затвором ПЗС должна быть достаточной
для хранения информационного заряда плотностью Qр; паразитный заряд
плотностью Qрпар., который накапливается в ПЗС за время хранения, должен
быть значительно меньше информационного заряда Qр (допустимое отношение
Qрпар./Qр определяется условиями применения ПЗС).
Величина поверхностного потенциала ϕ, характеризующая «глубину» потенциальной ямы, зависит [1] от напряжения на затворе Uз, плотности (на единицу поверхности) заряда дырок Qр и от электрофизических характеристик диэлектрической пленки и подложки:
ϕ=U’ 3 -
Qp
CД
+
2
2
Q
BOC
BOC
− BOC
+ U 3' − p
2
4
CД
(3.1)
где U3’ = U3- Uпз = U3’+ϕ0+UB-U0;
Uпз - напряжение плоских зон;
ϕ0 - потенциал инверсии поверхности полупроводника;
ϕ0 ≈ 2ϕF; ϕF = In(Ni /ni) - потенциал Ферми;
UB = BOC ϕ 0 ;
BOC =
2qε П ε 0 Nд
- коэффициент, учитывающий влияние обедненного слоя
CД
подложки;
Сд=εД εО /ХД – удельная емкость диэлектрика затвора толщиной Хд;
31
ε П,
εД
–
диэлектрическая
проницаемость
соответственно
подложки и диэлектрика;
Ni – концентрация примеси в подложке, далее NД для n-типа подложки;
ni – концентрация носителей в собственном полупроводнике;
q – заряд электрона;
U0 – минимальное напряжение на затворе МДП структуры, при котором
наступает инверсия
U0 = ϕ мдп + Qпов / C Д + ϕ 0 + U B ;
ϕ мдп - контактная разность потенциалов в МДП-структуре (табл.А1);
Qпов. – удельный заряд поверхностных состояний.
Максимальный заряд Qрм, который может быть помещен в потенциальную яму при заданном напряжении Uз, определяется из (3.1) при условии насыщения потенциальной ямы, то есть при ϕ = ϕ 0 :
Qрм = CД(U3 – U0)
(3.2)
Обычно Qрм=(1…5)10-3 пК/мкм2.
Допустимое время хранения заряда определяется процессами, приводящими к накоплению паразитного заряда Qрпар. Это процессы определяют максимальное время хранения tхр.макс. (десятки миллисекунд)и минимальную частоту работы f мин цифровых и аналоговых устройств на ПЗС, а также темновые токи в фотоприемных ПЗС.
1
fмин = mt
хр. макс.
где m – количество тактов (фаз) в системе управления.
Для современных трехтактных схем на ПЗС типичные значения
fмин = 0.1…1 к Гц.
32
3.4. Режим передачи заряда
В режиме передачи управляющие напряжения должны обеспечить возникновение тянущего поля в зазоре между элементами ПЗС.
Определим соотношение между Uзап и Uхр, при котором обеспечивается
полная передача зарядового пакета (при tпер →). Для упрощения положим, что
область полупроводника между электродами полностью обеднена и что распределение потенциала в этой области описывается одномерным уравнением
Пуассона
d 2ϕ qN д
=
dx2 ε П ε 0
(3.3)
с граничными условиями ϕ (0 ) = ϕ хр ;ϕ (1) = ϕ зап . Решение этого уравнения записывается в виде:
ϕ ( у ) = ax 2 / 2 + x (ϕ зап − ϕ хр − a1 2 / 2 ) / 1 + ϕ хр
(3.4)
где a = qNд/ ε П ε Ω .
Для того, чтобы дырки могли переходить из элемента ПЗС1 в ПЗС2,
электрическое поле в зазоре в течение всего переходного процесса должно быть
направлено от ПЗС1 к ПЗС2, то есть в области зазора потенциал должен монотонно возрастать (d ϕ / dy >0). Очевидно, что наименьшее поле будет у границы
ПЗС1) (y=0) в конце процесса передачи, когда весь зарядовый пакет перейдет в
ПЗС2. Учитывая это, можно получить условие монотонного нарастания потенциала [1]:
ϕ зап (Qp ) − ϕ хр ( Qp = 0) − a12 / 2 > 0
(3.5)
Выражая поверхностные потенциалы ϕ зап и ϕ хр через напряжения Uзап ,
Uхр в соответствеии с (3.1) и подставляя их в (3.5), получаем требуемое соотношение между Uзап и Uхр.
Uзап ≥ в1+В2 ос/2+ BOC в1 + B OC 2 − U ПЗ − Qp C
2
Д
(3.6)
33
в1= Uхр+Qр/СД-Вос Boc2 / 4 + U хр' + al2 / 2 ,
где U’хр =Uхр -Uпз =Uхр -U0 +φ0 +UВ .
Выражение (3.6) обладает приемлемой точностью (10…20%) для зазоров
длиной 1<3 мкм, при плотности поверхностных состояний
Nпов . < (2…3) 1011 см-2 [1].
Идеальная форма управляющих напряжений для трехтактной схемы
(рис. 3.3) ПЗС-ступенчатая, приведена на рис. 3.4а. Однако их формирование
требует сложных генераторов. Поэтому практически для управления используют импульсы трапецеидальной формы (рис.3.4б), при этом передача зарядового пакета происходит на спаде импульса, длительность которого должна составлять (2…3) tпер .. Амплитуда импульсов в практических схемах составляет
10...20В.
Рис. 3.4. Форма управляющих импульсов для трехтактной системы на ПЗС
Выражение (3.6) для трапецеидальных импульсов определяет соотношение между напряжением фазы (такта) Uф (Uзап . или Uз на рис.3.3 ) и напряжением смещения Uсм(U1 < Uхр . на рис 3.3).
Максимальная частота работы ПЗС fм акс определяется длительностью
процесса передачи tпер . зарядового пакета из одного элемента в другой:
34
Fм акс =
1
,
mtпер
что составляет 2…10 МГц.
3.5. Лабораторное задание
1. Изучить принцип работы и основные закономерности передачи зарядового пакета в ПЗС-структурах.
2. Проанализировать выражения (3.1), (3.6); представить их в виде, удобном для расчета зависимостей: Uф = f(Uсм ) при 1 = const, и нескольких значениях Nд; Uф = f(Nд) при Uсм = const и нескольких значениях 1; Uф = f(1) при
Uсм = const и нескольких значениях Nд; по полученным данным построить графики.
3. Провести анализ полученных зависимостей;
объяснить причины
уменьшения (увеличения) напряжения передачи зарядового пакета при изменении Uсм , 1, Nд. Справочные данные для расчета приведены в Приложении А, а
варианты исходных данных – в приложении Б.
Следует иметь в виду, что во всех приведенных выражениях величины
зарядов, напряжений и потенциалов даны в виде их абсолютных значений, то
есть формулы применимы для p- и n-канальных приборов.
3.6. Содержание отчета
Отчет должен содержать:
а) расчетные зависимости;
б) графики полученных зависимостей;
в) анализ результатов.
35
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Носов Ю. Р. и др. Математические модели элементов интегральной
электроники.- М.: Сов.радио, 1976.
2. Щука А. А. Основы интегральной электроники: Учеб.пособие / МИРЭА - М., 1993
3. Носов Ю. Р., Шилин В. А. Полупроводниковые приборы с зарядовой
связью. - М.: Сов.радио, 1976.
36
Приложение А
Справочные данные для расчета ПЗС-структур
ε 0 = 8,85 10-18 Ф/мкм;
ε Д = 3,9;
ε П = ε si = 12;
ХД = 0,1…0,2 мкм;
q = 1,6 10-19 К;
1 = 2…10 мкм;
Ni= NД = 102…103 мкм-3;
Qпов = 10-10…5·10-8 К/см2;
ni = 1,5 1010 см-3;
Uсм = 1…10 В.
Таблица А1
Зависимость контактной разности потенциалов в МДП-структуре
от степени легирования полупроводника (металл-алюминий)
Концентрация атомов
примеси в Si, см -3
14
10
1015
1016
1017
ϕ мдп, В
Al – SiO2-n-Si
-0,36
-0,30
-0,24
-0,18
Al-SiO2-p-Si
-0,82
-0,88
-0,94
-1,00
37
Приложение Б
Варианты исходных данных для расчета
Вариант
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
Пределы изменения величин:
Uхр = (2…10)В;
l = (2…5) мкм;
Ni = (102…103) мкм-3.
l=const, мкм
2,0
-«-«-«-«2,5
-«-«-«-«3,0
-«-«-«-«3,5
-«-«-«-«4,0
-«-«-«-«-
Uхр=const, B
2
4
6
8
10
2
4
6
8
10
2
4
6
8
10
2
4
6
8
10
2
4
6
8
10
38
Лабораторная работа № 4
АНАЛИЗ КОНСТРУКЦИИ ЗУ НА ЦМД
ВВЕДЕНИЕ
За годы своего развития физика и техника цилиндрических магнитных
доменов (ЦМД) прошли путь от открытия физического явления в одноосных
ортоферритах до промышленного выпуска запоминающих устройств (ЗУ) с
плотностью записи 106 – 107 бит/см2 на ЦМД в эпитаксиальных ферритгранатовых пленках.
ЦМД в микросхемах памяти выполняют роль физических носителей информации. Присутствие ЦМД означает запись «1», отсутствие – запись «0».
Основное применение в качестве внешней памяти ЗУ на ЦМД нашло в системах, работающих в сложных условиях эксплуатации.
Для функционирования ЗУ нужно реализовать различные операции над
доменами – генерацию, перенос, деление, аннигиляцию, считывание. Однако
успех элементной базы (элементов управления доменами) определяется, в первую очередь, ее способностью осуществлять основные функции – хранение и
перемещение массивов информации при минимальном энергопотреблении.
Наиболее глубоко разработаны ЗУ с управляющими элементами или элементами продвижения (ЭП) в виде магнитомягких пленочных аппликаций из пермаллоя 80Ni – 20Fe, располагающихся над поверхностью ЦМД–содержащей
эпитаксиальной пленки и управляемых вращающимся магнитным полем Нупр.
4.1. Цель работы
Целью работы является изучение работы ЗУ на ЦМД как устройства
функциональной электроники, а также знакомство с его организацией и конструктивно- технологическим решением основных элементов и узлов.
4.2.
Физические
свойства
39
ЦМД
ЦМД возникают при определенных внешних магнитных полях смещения
Нсм в тонких монокристаллических пленках феррит-гранатов (МПФГ), обладающих сильной одноосной анизотропией. Единственная ось легкого намагничивания (ОЛН) направлена перпендикулярно поверхности континуальной среды. Диапазон значений Нсм лежит в пределах 0.22…0.32 М, где М – намагниченность насыщения пленки. При достижении или превышении Нсм верхней
границы этого диапазона: Нсм ≥ Н0=0.32М все ЦМД одновременно исчезают –
коллапсируют. При уменьшении Нсм до нижней границы устойчивости: Нсм ≤ Н2
= 0.22М ЦМД теряют цилиндрическую форму, превращаясь в полосовой домен, непригодный для управления. Диаметр ЦМД обычно составляет 0.4…3.0
мкм, хотя существуют ЦМД с диаметром 0.08 мкм (в пленках кобальта) и 300
мкм (в пластинах ортоферритов). Наибольший диаметр d (Н2) имеют ЦМД в
поле Нсм , близком к Н2, а наименьший d(Н0) – в поле коллапса. Номинальное
значение поля смещения соответствует середине диапазона устойчивости: Нсм
ном
= 0.28 М. Диаметр ЦМД, соответствующий
Нсм ном , называют номинальным диаметром dном . На значение dном ориенти-
руются при выборе толщины МПФГ h, а также ЭП.
На рисунке 4.1 слева показана область существования устойчивых ЦМД
Н0 – Н2 = 0.1М, ограниченная сверху полями коллапса Н0, а снизу полями
полосовых доменов Н2. В пределах диапазона устойчивости можно осуществлять различные манипуляции с ЦМД, как с подвижным постоянным магнитом
цилиндрической формы – отталкивать, притягивать, фиксировать.
40
Рис. 4.1. Область устойчивого существования ЦМД (слева) и его
движение в поле постоянного градиента (справа).
ЦМД всегда сдвигается в сторону меньших значений Нсм
Каждому значению Нсм в диапазоне устойчивости соответствует только
одно значение диаметра ЦМД. Поэтому если искусственно разделить ЦМД на
две части (операция «репликации»), то последние немедленно восстанавливают
свою форму и размер, соответствующий заданному Нсм .
ЦМД свободно перемещается в плоскости МПФГ под действием неоднородных полей Нсм . При этом он всегда смещается в сторону меньших значений
Нсм. В однородных полях центр ЦМД всегда зафиксирован. На рисунке 1 справа показано поведение ЦМД при приложении к МПФГ неоднородного поля постоянного градиента.
Дипольное отталкивание двух ЦМД, подобно отталкиванию магнитов, заставляет «разносить» соседние ЭП в ЦМД – микросхеме на расстояние λ≥4d.
Это расстояние называют пространственным периодом доменопродвигающей
структуры. Значение λ реально ограничивает плотность записи информации в
ЦМД микросхемах. Площадь ЭП не может быть меньше λ2 = 16d2; в то же время дипольное взаимодействие ЦМД используют при выполнении логических
операций.
Верхний и нижний торцы ЦМД, выходящие на обе поверхности МПФГ,
являются источниками магнитостатического поля рассеяния, которое можно
зарегистрировать
пленочными
41
магниторезисторами.
4.3. ЦМД-материалы
Для образования ЦМД необходимо, чтобы намагниченность пленки была
ориентирована перпендикулярно ее плоскости. Однако при такой ориентации
нормальная составляющая вектора намагниченности на поверхности пленки
изменяется скачком, что приводит к возрастанию магнитной энергии по сравнению со случаем, когда намагниченность лежит в плоскости пленки. Дополнительная плотность энергии составляет величину μ0М2/2 для материала с намагниченностью М (μ0=4 π⋅10-7 Гн/м – магнитная проницаемость вакуума). Таким
образом, энергетически выгодным является состояние, когда вектор М лежит в
плоскости пленки. ЦМД – материалы должны поэтому обладать некоторым
внутренним свойством, обеспечивающим предпочтительность нормальной ориентации вектора намагниченности. Таким свойством является одноосная магнитная анизотропия. Плотность энергии анизотропии Кодн (константа одно-
осной анизотропии) определяется как выигрыш в энергии (на единицу объема),
который получается при нормальной к пленке ориентации намагниченности по
сравнению со случаем, когда намагниченность лежит в плоскости пленки. Отсюда следует, что ЦМД существуют только в том случае, когда Кодн>μ0М2/2.
Отношение
Q= Кодн /(μ0М2/2)
(4.1)
Называется фактором качества материала. Таким образом в ЦМД - материалах всегда Q>1.
На рисунке 4.2 показаны пределы, в которых могут изменяться основные
параметры трех классов кристаллических ЦМД – материалов: гранатов, ортоферритов и гексаферритов.
Жирная сплошная линия соответствует предельному значению Q=1. Па-
раметр Q должен быть немного
42
больше 1, при больших значениях
ухудшается подвижность доменов. Величина Q зависит от размера домена.
Наиболее пригодная область параметров на рисунке 4.2 заштрихована.
Видно, что наиболее широкие возможности предоставляют гранаты. Параметры М и Кодн в гранатах позволяют создавать ЦМД с диаметрами от 0.5 мкм
вплоть до очень больших величин. Кроме того, гранаты используются наиболее
широко, поскольку их свойства соответствуют тем требованиям, которые
предъявляет современная технология. Ортоферриты обладают большой анизотропией, однако в них можно создавать только большие ЦМД с диаметрами
свыше 25 мкм. Гексаферриты позволяют создавать ЦМД с размерами меньше
чем в гранатах, но пока плохо исследованы и имеют худшие динамические характеристики.
Таким образом, существуют кристаллические материалы, перекрывающие весь необходимый для практических целей интервал параметров ЦМД.
Рис. 4.2. Параметры некоторых ЦМД-материалов
Анизотропия этих материалов
43
связана с положением атомов в их
кристаллической структуре, и поэтому способ получения таких материалов состоит в тщательно контролируемом выращивании монокристаллических пленок
на монокристаллических подложках.
4.4. Статическая устойчивость изолированных ЦМД
Как уже говорилось, ЦМД представляет собой цилиндрическую область
обратной намагниченности в тонкой магнитной пленке, обладающей преимущественно одноосной анизотропией Кодн с ОЛН, ориентированной перпендикулярно поверхности пленки. Соответствующая магнитная конфигурация изображена схематически на рисунке 4.3. Обменная энергия препятствует резкому
изменению ориентации локальной намагниченности на границе домена, поэтому здесь имеется переходная область, в которой происходит плавный разворот
намагниченности на 180˚, так что углы между соседними спинами остаются
малыми. Эта переходная область называется доменной стеной (границей) (ДГ)
ЦМД и характеризуется некоторой
Рис. 4.3. Поперечное сечение ЦМД.
шириной δw. Неограниченному уширению доменной границы, которое сопровождается уменьшением углов между соседними спинами и уменьшением
обменной энергии, препятствует одноосная анизотропия , поскольку при таком
уширении возрастает число спинов,
44
отклоняющихся от ОЛН, и уве-
личивается энергия анизотропии. Таким образом имеется некоторая оптимальная ширина ДГ, минимизирующая полную энергию. Эта ширина, а также плотность энергии ДГ σw зависят от обменной константы А и константы анизотропии Кодн:
δw = (А/ Кодн)1/2;
σw = 4(А Кодн)1/2
(4.2)
В теории ЦМД часто пользуются вместо σw параметром
l = σw /μ0М2
(4.3)
называемым характеристической длиной материала.
Полная энергия ЦМД Е может быть представлена для пластины толщиной h в виде:
Е = Еw+Ен+Ем =
∫ σwds - μ0 ∫ (МН)dv - μ0/2Vф∫ (МНм)dv,
s ЦМ Д
Vф
где Еw – энергия доменной границы;
Ен – энергия взаимодействия намагниченности М с внешним магнитным полем Н;
ЕМ – магнитостатическая энергия;
Sцмд – площадь боковой поверхности ЦМД;
Vф – объем ферромагнитного материала;
Нм – внутреннее размагничивающее поле.
Точное аналитическое решение этого уравнения является весьма сложным из за трудности определения зависимости Ем от размеров ЦМД, однако
минимум полной энергии соответствует определенному диаметру ЦМД.
С
изменением
внешнего
45
магнитного
поля
изменяется
и
диаметр ЦМД. Существует определенная область устойчивости ЦМД по
магнитному полю, ограниченная максимально и минимально возможными
значениями диаметра ЦМД для данной ферромагнитной пленки.
Размеры и форма ЦМД определяются двумя противодействующими факторами. С одной стороны, магнитостатическая энергия Ем стремится увеличить
площадь доменов, с другой стороны, энергия приложенного магнитного поля Ен
и энергия ДГ Еw стремятся уменьшить объем домена и площадь границы. В результате ДГ принимает такую форму, при которой общая энергия Е оказывается минимальной. Домен с минимальной энергией имеет форму цилиндра. В
качественном виде эти рассуждения представлены на рисунках 4.4, 4.5.
Чтобы найти количественные соотношения между оптимальным диаметром ЦМД d, толщиной пленки h, параметрами материала и величиной поля
смещения Н, рассмотрим уравнение равновесия круглого ЦМД, определяемое
из условия обращения в нуль вариации полной энергии δЕ=0. Это уравнение
имеет вид:
Fw + (d/h)(H/M) – F(d/h) = 0,
где Fw = (∂Ew/∂d)(πμ0M2h2)-1 – обобщенная сила поверхностного натяжения;
F(d/h) – обобщенная магнитостатическая сила, называемая также силовой
функцией. Хорошей аппроксимацией для силовой функции является выражение F(x) ≅ x(1+0,75x)-1.
Для ЦМД с простой блоховской ДГ уравнение устойчивости сводится к
виду
l/h + (d/h)(H/M) – F(d/h) = 0,
(4.4)
где l – характеристическая длина материала.
Состояние равновесия круглого ЦМД с диаметром d устойчивое, если вто-
рая
вариация
полной
энергии
46
положительна: δ2Е > 0. Это условие
выполняется, если удовлетворяется система неравенств: l/h – S0(d/h)<0; l/h –
Sn(d/h)>0; (при n=2,3…), где Sn(x) – функция устойчивости.
Рис.4.4. Зависимость полной энергии ЦМД E’T = E’M + E’W + E’H от d/h.
Поскольку S0(x)>S2(x)>Sn(x) при n>2, область устойчивости круглого
ЦМД определяется системой неравенств
S0(d/h)>l/h>S2(d/h)
(4.5)
Функции эти называются соответственно функциями радиальной и эллиптической неустойчивости. Графики функций F(d/h), S0(d/h), S2(d/h) приведены
на
рисунке
4.6,
а
численные
47
значения – в таблице 4.1.
Равновесный диаметр и интервал устойчивости изолированного ЦМД
можно определить графически с помощью рисунка 4.7. Диаметры устойчивых
ЦМД, заключенных внутри отрезка, который образуется при пересечении
Рис. 4.5. Зависимость полной энергии ЦМД E’T от d/h при различных полях смещения HB
48
Рис. 4.6. Функции F(d/h), S0(d/h), S2(d/h)
Таблица 4.1
Значения функций F, S0 и S2
d/n
F
S0
S2
1
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
1,1
2
0,0000
0,0939
0,1765
0,2493
0,3137
0,3708
0,4216
0,4672
0,5083
0,5455
0,5794
0,6104
3
0,0000
0,0059
0,0215
0,0442
0,0716
0,1017
0,1332
0,1648
0,1960
0,2262
0,2552
0,2829
4
0,0000
0,0007
0,0028
0,0063
0,0111
0,0172
0,0243
0,0323
0,0411
0,0505
0,0603
0,0705
49
1,2
1,3
1,4
1,5
1,6
1,7
1,8
1,9
2,0
2,1
2,2
2,3
2,4
2,5
2,6
2,7
2,8
2,9
3,0
3,2
3,4
3,6
3,8
4,0
4,2
4,4
4,6
4,8
5,0
0,6390
0,6655
0,6901
0,7130
0,7345
0,7547
0,7737
0,7917
0,8087
0,8249
0,8404
0,8551
0,8692
0,8827
0,8956
0,9081
0,9200
0,9316
0,9427
0,9639
0,9837
1,0024
1,0201
1,0368
1,0526
1,0678
1,0822
1,0960
1,1092
0,3093
0,3343
0,3579
0,3804
0,4016
0,4218
0,4410
0,4592
0,4765
0,4931
0,5089
0,5240
0,5385
0,5524
0,5657
0,5786
0,5909
0,6028
0,6143
0,6362
0,6566
0,6759
0,6940
0,7112
0,7275
0,7430
0,7578
0,7720
0,7855
0,0809
0,0914
0,1020
0,1126
0,1231
0,1336
0,1439
0,1541
0,1642
0,1741
0,1838
0,1933
0,2027
0,2119
0,2209
0,2297
0,2383
0,2468
0,2551
0,2712
0,2866
0,3015
0,3158
0,3295
0,3428
0,3556
0,3679
0,3799
0,3914
50
1
5,2
5,4
5,6
5,8
6,0
6,2
6,4
6,6
6,8
7,0
7,2
7,4
7,6
7,8
8,0
2
1,1219
1,1341
1,1458
1,1572
1,1681
1,1787
1,1889
1,1988
1,2084
1,2177
1,2268
1,2356
1,2442
1,2525
1,2606
3
0,7985
0,8109
0,8229
0,8345
0,8456
0,8564
0,8668
0,8769
0,8866
0,8961
0,9053
0,9142
0,9229
0,9314
0,9396
4
0,4026
0,4134
0,4239
0,4341
0,4439
0,4536
0,4629
0,4720
0,4808
0,4894
0,4978
0,5060
0,5140
0,5218
0,5295
горизонтальной прямой y = l/h с кривыми S0(d/h) и S2(d/h). Равновесный
диаметр ЦМД определяется правой точкой пересечения прямой
у=l/h+(d/h)(H/M) с кривой F(d/h) (левая точка пересечения соответствует
неустойчивому решению). Нижняя граница интервала устойчивости кругового
ЦМД по полю подмагничивания определяется эллиптической неустойчивостью
(Н = Н2), верхняя граница соответствует коллапсу (Н = Н0).
Напряженности Н0, Н2 при определенном М определяются из уравнения
(4.4).
51
Рис. 4.7. Графическое определение диаметра ЦМД d и критических параметров
d0, d2, H0, H2 при различных полях HB
4.5. Запись, стирание и считывание информации
в ЦМД – микросхемах
ЦМД кристалл включает нанесенную на немагнитную подложку пленку
МПФГ с размещенными на ее поверхности или в приповерхностном слое
функциональными узлами: генераторами, переключателями, детекторами, накопительными регистрами и др. ЦМД кристалл является главным компонентом
ЦМД–микросхемы.
Как отмечалось выше (рис 4.1), в магнитном поле с постоянным градиентом управлять ЦМД невозможно, поскольку длина его пробега до превращения
в полосовой домен обычно не превышает 100 мкм. Это мало по сравнению с
линейным размером ЦМД–кристалла порядка 1 см.
Поэтому управление ЦМД осуществляют посредством магнитостатических ловушек (МСЛ), позволяющих сохранять форму ЦМД при перемеще-
52
нии его по всей площади кристалла.
Под МСЛ понимают пониженную по сравнения с Нсм ном область локализованного неоднородного магнитного поля Нмсл(х, у), которое взаимодействует
с ЦМД и фиксирует его в плоскости пленки. Размеры МСЛ обычно превышают
размеры ЦМД в 1,3…1,5 раза и не могут быть меньше ЦМД.
На рисунке 4.8 показано образование МСЛ вблизи торца пермаллоевого
элемента – аппликации толщиной ta, расположено непосредственно над пленкой с ЦМД и отделенного от пленки небольшим (0,1…0,2 мкм) немагнитным
технологическим зазором, предотвращающим повреждение поверхности
МПФГ.
При приложении горизонтального управляющего поля Нупр аппликация
намагничивается.
Горизонтальное внешнее поле не оказывает влияния на поведение ЦМД.
Но намагниченность пермаллоевой аппликации Ма обусловливает появление
положительного (+) и отрицательного (-) зарядов на концах аппликации, возбуждающих магнитное поле рассеяния, имеющее вертикальную Нz и горизонтальную Нх компоненты. Вертикальная компонента поля рассеяния вблизи правого торца противонаправлена полю смещения, образуя его локальное понижение – МСЛ. Вблизи левого торца, наоборот, поле смещения усиливается полем
рассеяния, образуя магнитостатический барьер (МСБ). ЦМД смещается в ловушку, занимая всю ее площадь и сохраняя в ней свою форму круглого цилиндра. Переключением Нупр можно «перебрасывать» ЦМД из одного крайнего положения в другое.
По существу, управление ЦМД, т.е. перемещение его по заданной траектории в плоскости кристалла, сводится к последовательной генерации
53
Рис. 4.8. Формирование магнитостатической ловушки вблизи торца пермаллоевой аппликации, намагниченной полем Нупр: а – магнитное поле рассеяния аппликации; б – вертикальная компонента поля рассеяния
(возбуждению) МСЛ на пути его следования. Максимальная скорость МСЛ
Vмсл = λf кр, где λ - период ДПС; f кр – критическая частота вращения Нупр.
Предельная скорость ЦМД vцмд определяется максимальной глубиной ловушки Нм и фактором демпфирования среды – подвижностью μw границы
ЦМД и оценивается по формуле
vцмд = μw Нм /2.
Таким образом μw является одним из основных динамических параметров
ЦМД–материалов, а, следовательно, и ЦМД устройств.
Пока ЦМД находятся в ловушке, vцмд = Vмсл . Отсюда
54
f кр = μw Нм/2λ
(4.6)
При достижении критической частоты ЦМД уже не успевает следовать за МСЛ
из-за «вязкости» среды, определяемой μw, и выпадает из синхронизма, обусловливая тем самым сбои в работе ЦМД – микросхемы.
На рисунке 4.9 показан фрагмент основного типа доменопродвигающих
схем (ДПС), состоящих из пермаллоевых аппликаций (ЭП), форма которых
создает наилучшее условие для продвижения ЦМД. Движение МСЛ по аппликации вызывается вращением поля Нупр, четыре позиции МСЛ
Рис. 4.9. Фрагменты доменопродвигающих структур, используемых в
ЦМД-микросхемах и движение в них ЦМД при вращающемся Нупр (точками
показаны позиции ЦМД при четырех направлениях Нупр): а – замкнутый ЦМДрегистр; б – относительные размеры аппликаций
показаны на рисунке. За один
55
оборот Нупр ЦМД перемещается в
соседний ЭП. Совокупность последовательно расположенных пермаллоевых
аппликаций, создающих под действием внешнего управляющего магнитного
поля МСЛ, передвигающие ЦМД по замкнутому или разомкнутому информационному каналу, называют ЦМД – регистром. Каждая пермаллоевая аппликация разомкнутого ЦМД – регистра является ЭП. В замкнутом ЦМД – регистре
сопрягающие аппликации могут содержать два ЭП (см. рис. 4.9). Замкнутые
ЦМД регистры в ЦМД – микросхемах, называемые накопительными или информационными регистрами, предназначены для хранения информации, а ра-
зомкнутые ЦМД регистры, снабженные генератором и детектором ЦМД, применяют для ввода – вывода информации.
В пермалоевых ДПС «узкими» местами являются горизонтальные зазоры
между аппликациями δ = d/2 (d – диаметр ЦМД).
Отсюда минимальный топологический размер (МТР) для таких структур,
иными словами, требуемая разрешающая способность литографического оборудования R также равна d/2. Для примера положим R = 1 мкм (предельное
значение для фотолитографии). Тогда минимальный номинальный диаметр
ЦМД dном = 2R= 2 мкм. Это, в свою очередь, означает, что и линейный размер
ячейки λ = 4d и ее площадь Sяч = λ2 = 16d2 = 64R2 также заранее определены.
Для рассматриваемого случая предельная емкость микросхемы С при стандартной площади кристалла Sкр = 1см2 = 108 мкм2 равна:
С = Sкр/ Sяч = 108/64 ≈1,5 ⋅106 (около 1Мбит).
Таким образом для работы с малыми (субмикронными) ЦМД пермаллоевые аппликации мало пригодны. Для этого необходимо либо переходить на
субмикронную литографию, либо использовать другие виды ДПС.
Для записи и стирания информации в ЦМД – микросхемах применяют
соответственно генераторы и аннигиляторы ЦМД. Генератор ЦМД, изображенный на рисунке 4.10 а, в упрощенном виде, представляет собой проводниковую
шину в виде петли с радиусом закругления rген. При возбуждении импульсным
током Iген внутри петли возникает магнитное поле Нген = Iген/2rген которое долж-
но быть направлено против вектора
56
r
намагниченности кристалла М
и
иметь значение, превышающее поле анизотропии На. Снизить ток генерации (в
серийных ЦМД микросхемах
Iген = 100…200 ма) удается конструктивным совмещением токовой петли
генератора и пермаллоевых аппликаций в соответствии с рисунком 4.10б. Генератор ЦМД, изображенный на рисунке 4.10а, может служить аннигилятором
ЦМД, если сменить полярность возбуждающего импульса. На практике как дополнительные узлы аннигиляторы используются редко, предпочтение отдается
косвенным методам стирания информации.
Для переключения ЦМД из канала ввода в накопительный регистр или из
накопительного регистра в канал вывода используются переключатели ЦМД.
Для достижения неразрушающего считывания служат ЦМД репликаторы, осуществляющие деление информационного ЦМД на два: «оригинал» и «реплику» (копию). Последняя переключается в канал вывода и считывается, при этом
«оригинал» остается в регистре.
Типовая конструкция переключателя – репликатора изображена на рисунке 4.11.
Считывание информации в применяемых на практике ЦМД – микросхемах происходит в четыре этапа:
1) увеличение площади ЦМД до значений, удовлетворяющих пороговой
чувствительности магниторезисторного детектора (10-10 Вб);
2) физическое преобразование магнитного потока с поверхности растянутого ЦМД в изменение электрического сопротивления Δρ тонкопленочного
пермаллоевого детектора (магниторезисторный эффект);
3) преобразование Δρ в электрический сигнал посредством мостовой схемы;
4) усиление сигнала с уровня 3 …20 мВ до стандартного уровня 5В.
На рисунке 4.12 представлена типовая структурная схема ЦМД микросхемы,
в которой обозначены: Ген – генератор ЦМД;
57
Рис. 4.10. Генератор ЦМД (а) и совмещение проводника с пермаллоевыми
аппликациями, увеличивающими МСЛ генератора (б)
58
Рис. 4.11. Переключатель-репликатор ЦМД: а – типовая конструкция; б –
импульс тока управления переключателем-репликатором
59
Рис. 4.12. Типовая информационная структура ЦМД-микросхемы
Рис. 4.13. Типовая конструкция ЦМД-микросхемы: 1 – пермаллоевый корпус; 2 – постоянный магнит с полюсным наконечником; 3 – опорная плата; 4 –
ЦМД-кристалл; 5 – управляющие катушки
ПВ - переключатель ввода; П/Р – переключатель-репликатор; Д1 и Д2 – детекторы ЦМД; Ан – аннигиляторы; НР – накопительные регистры. При записи
информации кодовая последовательность ЦМД из генератора поступает в канал
ввода. Длина кодовой последовательности (информационной страницы) равна
общему числу регистров.
Путем подачи импульса тока (20…40 ма) в шину переключателя тока
ЦМД из канала ввода переключаются в НР, где перемещаются при вращении
Нупр или останавливаются при его выключении. Совокупность ЦМД в одноименных ЭП (аппликациях) НР образует страницу данных. Общее число страниц в ЦМД микросхемах равно разрядности НР. Вывод страницы данных в ка-
нал
вывода
осуществляется
60
переключателем
–
репликатором
(П/Р).
Типовая конструкция ЦМД микросхемы, являющейся основным компонентом ЗУ на ЦМД, представлена на рисунке 4.13.
4.6. Область устойчивой работы и рабочий диапазон ДПС
Областью устойчивой работы (ОУР) называют область в фазовом пространстве параметров ЦМД–схемы, в которой обеспечивается ее нормальное
функционирование. В качестве фазовых параметров чаще всего выбирают: напряженности магнитных полей смещения и управления, амплитуды управляющих токов, тактовую частоту, геометрические характеристики управляющих
элементов, параметры ЦМД пленок, температуру и др.
Суммарная ОУР ЦМД – схемы представляет собой пересечение ОУР входящих в ее состав функциональных узлов: ДПС, генераторов, детекторов, переключателей, репликаторов. Эта область является важнейшей количественной
характеристикой ЦМД–схем.
Для ДПС на ферромагнитных аппликациях, в которых увеличение Нупр
приводит к увеличению МСЛ, характерна разомкнутая ОУР.
На рисунке 4.14 а приведено семейство ОУР, снятых для трех различных
тактовых частот ДПС на несимметричных «шевронах» с λ = 8 мкм. Верхняя и
нижняя границы ОУР определяются коллапсом и эллиптической неустойчивостью ЦМД, тогда как левая граница, отвечающая минимальному полю Нупр –
минимальной глубиной МСЛ, достаточной для продвижения ЦМД в схеме. Характерно, что верхняя граница ОУР проходит выше Н0, что обусловлено эффектом экранирования ЦМД ферромагнитными аппликациями.
Все ДПС помимо режима непрерывного продвижения ЦМД на практике
имеют и старт–стопный режим. Верхняя граница ОУР в старт–стопном режиме
опускается по отношению к верхней границе в непрерывном режиме. Во избежание этого в плоскости ЦМД–пленки прикладывают удерживающее магнитное поле Нуд, напряженность которого обычно не превышает 10 А/см.
61
Рис. 4.14. Область устойчивой работы (ОУР) ЦМД-микросхем:
а – ОУР пермаллоевой ДПС, полученная при трех тактовых частотах Нупр;
б – рабочие диапазоны функциональных узлов ЦМД-микросхем
Существует эмпирическое соотношение, связывающее Нупр с намагниченностью
62
Нупр
ном
=
0,06М + 10 А/см
(4.7)
Рабочим диапазоном (РД) называют ширину ОУР по полю Нсм при заданном Нупр.
Суммарный РД определяется как область полей смешения, в которой
обеспечено нормальное функционирование всех отдельных элементов, входящих в состав устройства. На рисунке 4.14 б показаны рабочие диапазоны детектора (1), накопительных регистров в старт–стопном режиме (2), обменного переключателя (3) и репликатора (4), а также суммарный РД (5) для двух значений Нупр: 30 А/см (непрерывная линия) и 40 А/см (штриховая). Суммарный РД
составляет соответственно 12 и 15 % от Нсм ном .
4.7. Выбор материала–носителя ЦМД
Основными статическими параметрами ЦМД – материала являются
постоянная обменного взаимодействия А, постоянная одноосной анизотропии
Кодн, фактор качества Q, намагниченность насыщения М и характеристическая
длинна l, а основным динамическим параметром – подвижность доменной
стенки μw.
Постоянная А определяет энергию обменного взаимодействия соседних
магнитных ионов при относительной разориентации их магнитных моментов
(спинов). Постоянная Кодн равна разности энергий, затрачиваемых на намагничивание единичного объема безграничного ферромагнетика вдоль осей трудного и легкого намагничивания (в данном случае в плоскости пленки и в перпендикулярной ей плоскости соответственно). Эта величина определяет порог
спонтанного зарождения ЦМД. Значение Q равно отношению поля анизотропии На к намагниченности насыщения М. Параметр l, имеющий размерность
длины, пропорционален отношению поверхностной плотности энергии доменной стенки к объемной плотности энергии размагничивающих полей (магнитостатической энергии) в пленке, намагниченной до насыщения вдоль ОЛН, и оп-
ределяет размер ЦМД в данном
63
материале. Эти параметры связаны
между собой отношениями (4.1, 4.3).
При выборе ЦМД – материала независимыми обычно являются параметры А, l, Q. Комбинируя вышеприведенные соотношения, получим:
Кодн = 4Q2A/l2
(4.8)
M = (8AQ/μ0l2)1/2
(4.9)
Постоянная А слабо зависит от типа материала. В частности, для феррит –
гранатов ее значение обычно находится в пределах 1,5…3,7 пДж/м, оптимальное значение А = 2пДж/м. Уменьшение А приводит к снижению термостабильности, а ее повышение к росту М, Н0, Нупр.
Параметр l определяет размер ЦМД в данном материале, связанный в
свою очередь с разрешающей способностью литографии, применяющейся в
процессе изготовления ЗУ на ЦМД.
Значение фактора качества Q лежит в пределах Q = 2…6, выбирают его
значение из компромиссных соображений: с увеличением Q повышается устойчивость, но снижается подвижность ЦМД. Минимально допустимое значение Q
определяется эмпирическим соотношением
Qмин = М-0,6
(4.10)
Толщина МПФГ обычно лежит в пределах h = 3l…9l. Минимальный диаметр ЦМД в центре ОУР достигается при толщине пленки h = 4l, но при h = 9l
увеличивается считывающий сигнал и расширяется ОУР ЦМД.
Из (4.8, 4.9) вытекают два соотношения, позволяющих разделить влияние
К (в кДж/м3) и М(в кА/м) на параметры ЦМД:
Q/l = 16(K/A)1/2
(4.11)
64
Q/l2 = 0,158M2/A
(4.12)
Эти зависимости представлены на рисунках 4.15, 4.16.
Рис. 4.15. Зависимость Q/l от Кодн А.
Одновременно оптимизировать все параметры пленок невозможно. Наиболее известные составы и параметры МПФГ, выращенных на подложках ГГГ
(гадолиний – галлиевый гранат) с ориентацией (111) приведены в таблице 4.2,
на подложках СГГ (самарий – галлиевый гранат), НГГ (неодим - галлиевый
гранат) и КГГГ (кальций – германий - галлиевый гранат) с ориентацией (111) –
в таблице 4.3.
Таблица 4.2
Н0 ,
мкм
2
0,030
0.042
0.047
0,05
0.057
3
191.4
157
121
140
102.8
4
1.98
3.9
3.7
3.7
…
5
7.3
26.8
19
30.4
…
6
1.39
1.74
2.5
2.46
1.61
7
393
…
545
…
…
8
…
0.33
0.87
4.2
0.75
6. (Bi,Sm,Lu,Gd,Pb)3(Al,Sc,Fe)5O12
0.061
85.0
2.2
9.75
2.15
479
0.28
2
7. Sm0,41Lu2,07La0,52Ga0,58Fe4,42O12
0.07
76.4
2.0
6.68
1.8
456
0.54
3
8. Sm0,35Tm1,30Y0,90Gd0,45Al0,3Fe4,7O12
0,078
76,9
…
…
1,90
…
0,90
9. Sm1,4Lu1,6Y0,6Al0,75Sc0,14Fe4,11O12
0.08
61.4
1.4
6,73
2,85
413
0,71
3
10. (Bi, Tm, Y)3(Ge, Fe)5O12
11. Sm0,3Tm0,75Y1,2Ga0,75Fe4,25O12
12. Sm1,4Y1,6Al0,75 Fe4,25O12
0.088
0.094
0.10
65.3
40.1
52.5
…
…
2.0
4,36
3,12
4,10
…
3,1
2,36
…
497
453
1,16
1,09
0,87
2
Состав
1
1.(Sm, Lu, Gd, Ca)3 (Ge, Ga, Sc, Fe)5 O12
2. (Sm,Lu)3(Sc,Fe)5O12
3. Sm0,85Tm2,15Fe5O12
4. Sm1,2Lu1,6Fe5O12
5. Sm0,85Lu0,27Tm1,02Y0,82Gd0,24Al0,2F4,6O12
мкм
К
h,
ТН,
Q
кДж/ь
Кодн,
пДж/м
А,
кА/м
М,
l,
Параметры МПФГ, выращенных на подложках с ориентацией (III)
2
13.Sm0,45Lu2,10La0,15Ga0,55Fe4,25O12
3
0.10
60.2
2.1
5,34
2,35
462
1,27
14. Sm0,12Tm1,30Y0,90Gd0,60Ga0,40Fe4,60O12
0.103
52.2
…
…
1,75
…
0,95
15. (Sm,Lu,Ca)3(Si,V,Fe)5O12
0.104
54.9
2.2
…
2,1
514
1,15
3
16. Sm0,92Y1,76Gd0,32Al0,62Fe4,38O12
0.11
52.9
…
4,23
2,41
466
0,97
2
17. (Bi, Y, Lu)3(Ga,Fe)5O12
18. Sm0,30Tm1,30Y0,80Gd0,60(Ga, Al)0,36Fe4,65O12
0.11
0.111
48
61.6
…
2,9
…
…
3,6
2,24
411
…
…
0,85
19. Sm0,6Lu1,6La0,2Ga0,6Ge0,6Fe4,4O12
20. Sm0,30Yb1,36Y0,81Gd0,55Ga0,41Fe4,59O12
21. (Sm, LU, GD, CA)3(Ge, Ga, Fe)5O12
0.12
0.122
1.123
62.4
50.4
51.1
…
1,92
…
7,1
2,93
5,3
2,9
1,83
3,24
…
480
457
…
1,86
1,0
22. (Bi, Lu, Y)3(Ga, Fe)5O12
23.Eu0,85Tm2,15Ga0,55Fe4,45O12
24. Sm0,34Tm1,16Y0,95Gd0,55Ga0,22Fe4,86O12
25. (Bi, Sm, Tm, Pb)3(Ga,Fe)5O12
26. Eu0,8Tm2,2Ga0,5Fe4,5O12
27. Sm0,3Lu2,1La0,6Ga0,9Fe4,1O12
1
0.124
0.13
0.132
0.136
0.138
0.14
2
36.1
55.7
54.2
50.1
56.3
40.7
3
…
3,91
…
…
2,0
…
4
…
5,35
…
…
6,0
2,7
5
5,70
2,8
2,03
3,27
3
2,6
6
…
…
490
483
…
…
7
2,73
0,7
…
…
1,0
…
8
3
3
2
2
28. Sm0,59Lu0,33Y1,43Ca0,77Ge0,75Fe4,12O12
29. (Bi,Lu)3(Ga, Fe)5012
4
0.16
0.17
37.9
34.1
…
…
…
…
1,52
3,49
486
…
4,7
1,98
2
30. Sm0,4Lu0,7Y1,1Ga0,8Ge0,3Fe4,2O12
0.17
43.0
…
...
3,5
495
1,5
2
31. Sm0,6Lu1,1Y1,1Gd0,2Ga0,9Fe4,1O12
0.17
42.2
2,2
…
3,6
447
1,5
2
32. Sm0,37Lu0,54Er0,48Y0,49Gd0,10Ca0,72Ge0,72Fe4,26O12
0.171
44.2
…
…
4,1
…
2,00
2
33. Bi0,31Sm0,46Lu1,77Pb0,01Ca0,62Ge0,63Fe4,20O12
34. (Sm, Lu,Ca)3(Si,V,Fe)5O12
35. Sm0,5Lu0,7Y1,0Ca0,8Ge0,8Fe4,2O12
0.18
0.185
0.19
44.2
38.8
40.6
2,7
2,8
2,6
5,56
2,91
3,6
4,5
3,1
3,5
486
495
…
2,02
1,74
1,7
2
2
36. Sm0,32Lu1,94Y0,67Ca0,77Ge0,77Fe4,22O12
0.19
42.2
…
3,92
3,5
487
2,0
37. Eu0,63Tm1,90Y1,37Ga0,78Fe4,32O12
38. Sm0,59Lu0,35Y1,46Ca0,73Ge0,88Fe4,00O12
39. (Sm,Lu,Ca)3(Si,V,Fe)5O12
0.19
0.19
0.196
41.9
27.9
38.8
…
2,2
2,6
4,21
…
3,18
3,8
3,2
3,4
458
480
509
…
2,2
1,97
1
2
40. Bi0,27Lu1,94Y0,85Pb0,02Ca0,068Ge0,75Fe4,20O12
41. Sm0,6(Lu,Y,Ca)2,4(Ge,Fe)5O12
42. Sm0,67Lu0,79Y1,06Ca0,90Ge0,76Fe3,35O12
0.20
0.20
0.20
35.3
34.2
38.4
…
…
…
2,84
…
…
3,6
3,6
2,55
478
496
469
1,92
1,8
2,1
1
1
2
43. Eu1Tm2Ga0,7Fe4,3O12
44.(Sm,Lu,Ca)3(Si,V,Fe)5O12
5
0.202
0.208
35.2
44.2
3,4
2,96
7,8
5,84
10
4,8
…
512
1,66
1,90
45. Sm0,53Tm1,54Y0,27Ca0,66Ge0,66Fe4,34O12
0.21
44.8
…
5,73
4,6
503
2,0
46. Sm0,39Lu0,43Y1,41Pb0,02Ca0,75Ge0,75Fe4,25O12
47. Sm0,62Lu0,38Y1,35Ca0,83Ge0,75Fe4,06O12
0.215
0.22
34.5
25.6
2,98
1,2
2,17
…
2,91
3,62
487
477
1,40
2,4
1
1
48.Sm0,39Lu0,43Tm0,14Y1,27Pb0,02Ca0,75Ge0,75Fe4,25O12
0.224
34.8
2,52
2,43
3,19
488
1,38
1
49.(Eu,Tm,Y,Ca)3(Ge,Fe)5O12
0.23
24.0
…
1,48
4,1
490
1,93
1
50. Sm0,40Lu0,57Y1,22Ca0,83Ge0,83Fe4,15O12
51. Sm0,69Lu0,33Y0,65Ca0,82Ge0,82Fe4,18O12
0.239
0.25
35.5
35.0
…
…
3,55
…
4,5
4,8
485
477
2,01
2,5
1
1
52. (Sm,Lu,Y,Ca)3(Ge,Ga,Fe)5O12
53. (Sm,Lu,Y,Ca)3(Ge,Ga,Fe)5O12
54. (Sm, Lu, Y, Ca)3(Ge,Fe)5O12
55.(Bi,Tm,Y)3(Ge,Fe)3O12
56. (Eu, Tm, Y)3(Ge,Fe)5O12
57.(Sm,Lu,Y,Ca)3(Ge,Fe)5O12
58. (Sm,Lu,Y,Ca)3(Ge,Fe)5O12
0.33
0.345
0.353
0.36
0.38
0.38
0.395
21.5
21.5
25.1
26.9
24.3
26.2
21.6
…
…
…
…
…
…
…
1,2
1,2
…
…
2,22
2,3
2,0
…
4,13
6,9
4,65
6,0
5,0
6,8
…
…
482
…
…
…
477
2,8
2,8
1,59
2,60
2,0
2,0
3,1
1
1
9
2
9
1
1
59. Eu0,3Tm0,3Y1,52Ca0,58Ge0,88Fe4,12O12
60. (Sm, Lu,Y,Ca)3(Ge, Fe)5O12
6
0.53
0.54
17.4
18.3
…
…
0,77
1,04
Таблица 4.3
4,1
5,0
470
469
4,6
5,4
8
1
7
М, КА/М
Рис.4.16. Зависимость Q/l2 от М и А
4.8. Лабораторное задание
Задание предусматривает знакомство с условиями образования и физическими свойствами ЦМД; основными параметрами ЦМД и характеристиками
ЦМД-материалов; принципом действия основных составных частей ЦМД-
микросхемы.
Расчетная
часть
предполагает определение диапазона
значений и номинальной величины диаметра ЦМД; расчет параметров и выбор
конкретного материала для устройства на ЦМД. Исходной величиной для расчета является отношение l/h, выбираемое в соответствии с таблицей 4.4.
Таблица 4.4
Варианты задания
Вариант
l/h
1
2
3
4
5
6
7
8
0,11
0,13
0,15
0,17
0,19
0,21
0,23
0,25
Отчет должен содержать соответствующие расчеты, подтвержденные иллюстрациями, обоснованный выбор необходимых величин, а также выводы с
оценкой полученных результатов.
4.9 Порядок выполнения расчетной части работы
1.Выбрать в соответствии с таблицей 4.4 значение l/h.
2. Пользуясь таблицей 4.1, построить графики функций F(d/h), S0(d/h),
S2(d/h) аналогично рисункам 4.6, 4.7. При построении графиков масштаб величин по осям x, y должен быть одинаковым.
3. По графикам определить диапазон значений d/h , проведя горизонтальную прямую из точки с заданным значением l/h до пересечения с кривыми
S0(d/h) и S2(d/h), соответственно d0/h и d2/h (смотри рис. 4.7).
4. Восстановить перпендикуляр из точек d0/h и d2/h до пересечения с кривой F(d/h), определить значения F(d0/h) F(d2/h). То же можно сделать более
точно, воспользовавшись таблицей 4.1.
5. По найденным значениям, используя уравнение (4.4), найти значение
критических полей Н0/М и Н2/М, а затем среднее (номинальное) значение НБ/М.
На построенном графике провести прямые из точки, соответствующей
величине l/h через полученные в п. 4 точки аналогично построениям на рисунке
4.7. Тангенс угла наклона m этих прямых равен Н0/М и Н2/М.
6. По номинальному значению НБ/М определить номинальное значение
0
d/h.
Для
этого
провести
до
пересечения
с
функцией
F(d/h)
прямую с наклоном arc tg НБ/М/
7. Выбрать конкретное значение h (h = 0,25…5 мкм). По значению h определить необходимые значения l, d (определяется диапазон значений и номинальная величина d).
8. Выбрать оптимальные значения A, Q и далее по формулам (4.8, 4.9) и,
ориентировочно, по графикам рисунков 4.15, 4.16 определить значение К, М.
Сравнить результаты. Определить необходимые значения поля смещения НБ и
поля управления Нупр. (4.7).
9. Выбрать конкретный материал для МПФГ, пользуясь таблицами 4.2,
4.3.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Элементы и устройства на цилиндрических магнитных доменах: Справочник / под редакцией Н.Н.Евтихиева, Б.Н.Наумова. – М.: Радио и связь, 1987.
2. Эшенфельдер А. Физика и техника цилиндрических магнитных доменов.: Пер.с англ. – М.: Мир, 1983.
Приложение А
Единицы измерения параметров ЦМД-устройств, используемые в работе
Наименование
Обозначение
1.Намагниченность
2.Проницаемость вакуума
3.Энергия анизотропии
4.Гиромагнитное отношение
5.Обменная энергия
6.Параметр Гильберта
7.Напряженность магнитного поля
8.Магнитная индукция
9.Поле анизотропии
10.Фактор качества
11.Плотность энергии
стенки
12.Характеристическая
длина
13.Подвижность стенки
Определяющая
формула
М
µ0 = 4π·10-7
Единица
измерения
А/м
Вб/(А·м)
К
Дж/м3
γ
(с·А/м)-1
А
α
Н
Дж/м
А/м
∫Н·dl=NJ
В
Нк
Q
σ
В=µ0(Н+М)
Нк=2К/µ0М
Q=Нк/М
σ= 4 АК
Вб/м2
А/м
Дж/м2
l
l= σ/µ0·М2
м
µω
γ А
µω=
α К
м2/(с·А)
Лабораторная работа №5
АКУСТООПТИЧЕСКИЕ ДЕФЛЕКТОРЫ
1
ВВЕДЕНИЕ
Оптические методы обработки информации находят широкое применение при решении многих сложных технических задач. К ним, в частности, относятся обработка изображений в телевизионной технике и астронавигации,
создание оптических аналоговых и цифровых вычислительных машин, обработка сигналов в радиолокации, исследования природных ресурсов и так далее.
Оптическая обработка радиосигналов в ряде случаев позволяет получить
такие технические характеристики устройств, которые пока еще недостижимы
при использовании других средств. Одним из видов таких устройств являются
акустооптические (АО) устройства. Эти устройства используются для свёртки и
нахождения корреляционных функций, анализа спектра частот радиосигналов и
оптической спектрометрии, создания модуляторов света, в том числе внутрирезонаторных затворов для лазеров. АО пространственные модуляторы света позволяют обрабатывать не только одномерные, но и двумерные сигналы, в том
числе изображения. Акустооптика нашла применение при создании устройств
для обработки сигналов радиолокаторов и систем дальней радиосвязи. Возможности акустооптики особенно ярко проявляются в интегральной оптике при использовании ПАВ.
Практическая реализация потенциальных возможностей АО устройств
обработки сигналов в значительной степени определяется характеристиками
используемых в них модуляторов. Разработка их является сложной комплексной научно-технической и технологической задачей.
Под термином «модуляция» понимают процесс изменения одного или нескольких параметров несущей в соответствии с изменениями параметров передаваемого сигнала. Параметры, изменяемые в процессе модуляции, называют
информационными. В когерентном оптическом излучении ими являются независимые параметры плоской монохроматической волны: амплитуда напряженности поля, частота изменения во времени, начальная фаза колебания, вид по-
ляризации, направление вращения
поляризации,
направление
распространения волны. В полностью когерентном оптическом излучении (лазерном) они могут изменяться во времени и в пространстве.
По типу изменяемого информационного параметра модуляторы когерентного оптического излучения могут быть разделены на амплитудные, частотные, фазовые, поляризационные и направления. Модуляторы направления
называют дефлекторами оптического излучения.
На рисунке 5.1 представлена структурная схема акустооптического модулятора (АОМ). В составе АОМ можно выделить следующие функциональные
узлы: АО узел (АУ), узел возбуждения пьезопреобразователя (УВП), узлы
обеспечения эксплуатационной стабильности (УЭС).
Определяющим большинство важнейших технических характеристик
АОМ является АУ. Он состоит из светозвукопровода (СЗП), пьезопреобразователя (ПП) и акустического поглотителя. СЗП включает элементы акустической
схемы, входной и выходной оптических схем. ПП состоит из пьезоэлектрического элемента и элементов связи. Последние делятся на элементы, осуществляющие акустический контакт с СЗП, и элементы, служащие для подвода электрической энергии. Акустический поглотитель выполняет функции вывода акустической энергии из СЗП и состоит из элементов преобразования акустической энергии в тепловую и вывода ее за пределы лазерного модуляционного
устройства.
Рис.5.1 Структурная схема акустического модулятора
Рис.5.2. Схема дифракции света на ультразвуке
а) дифракция в области Рамана-Ната б) Дифракцияв области Брэгга:
смещение дифракционного пучка по частоте вниз (вверху) и вверх (внизу).
5.1. Цель работы
Цель работы – ознакомиться с принципом действия, устройством и основными расчетными соотношениями для АО дефлектора.
5.2. Акустооптический эффект
В общем случае свет, распространяющийся в среде, в которой присутствует ультразвуковая волна, испытывает дифракцию. Это обусловлено возникновением в среде под воздействием волны упругих деформаций, приводящих к
периодическому изменению ее показателя преломления n. Образующаяся
структура эквивалентна дифракционной решетке с периодом, равным длине
волны звука λа . Управляемое изменение амплитуды или частоты (длины волны) ультразвука соответственно изменяет характер процесса дифракции света
на ультразвуке, создавая возможность управления амплитудой, фазой и направлением пучка света, проходящего через среду. В зависимости от соотношения
между длинами волн света λ0 , звука λа и длиной их взаимодействия L различают два типа дифракции: Рамана–Ната и Брэгга. Дифракция Рамана–Ната имеет
место при низких частотах звука (ниже нескольких десятков мегагерц) и малых
L, когда соблюдается условие
λ0 L
≤1
2
nλa
(5.1)
где λ0 - длина волны света в вакууме.
В этом случае резонансная дифракция наблюдается при нормальном падении света на звуковой пучок. Световая волна проходит через звуковой пучок
без отражения, испытав периодическое изменение фазы под действием ультразвука. Угловое направление дифракционных максимумов относительно нулевого (соответствующего прямо прошедшему свету) определяется формулой
sinθ m =
mλ0
,
nλa
(5.2)
где m = 0,±1,±2, K - порядок дифракционного максимума;
θ m - угловое направление на дифракционный максимум m – го порядка.
сдвинута относительно частоты ω0
Частота света в m-м максимуме
падающего света на величину, пропорциональную акустической частоте ωа , и
равна ω0 ± mωa .
При высокочастотном звуке и широком акустическом пучке, когда выполняется условие
λ0 L
> 1,
nλa2
(5.3)
имеет место дифракция Брэгга. Дифракционный спектр в этом случае состоит из двух максимумов, соответствующих значениям m = 0 и m = ±1 (в зависимости от того, под острым или тупым углом падает свет). Интенсивность
первого максимума будет наибольшей, если свет падает под углом к волновому
фронту акустической волны, удовлетворяющим условию Брэгга
sinθ Б =
λ0
,
2λа ⋅ n
(5.4)
где θБ - угол Брэгга.
Схема дифракции света на ультразвуке представлена на рисунке 5.2.
Для широкополосных акустооптических устройств режим брэгговской
дифракции позволяет достичь лучших характеристик, следовательно предпочтителен.
2
5.3. Основные расчетные соотношения
Взаимодействие света с акустическими волнами определяется несколькими основными параметрами. Один из параметров, определяющий характер
взаимодействия – параметр Кляйна–Кука QK
QK =
2πλ0 L
nλa
2
,
(5.5)
где λ0 - длина света в вакууме; n – показатель преломления среды.
Таким образом, условие брэгговской дифракции запишется как Q>7, дифрагированный свет в этом случае в основном сосредоточен в первом порядке.
Интенсивность
дифрагированного
света
I1
определяется из выражения:
2
1/ 2
2
⎧ ⎡
⎤ ⎫
Δ
kL
⎛
⎞
⎪sin⎢η + ⎜
⎟ ⎥ ⎪
I1
⎪⎪ ⎣⎢ ⎝ 2 ⎠ ⎦⎥ ⎪⎪
= η⎨
⎬ ,
2 1/ 2
I0
⎡
⎤
⎪
⎪
⎛ ΔkL ⎞
⎟ ⎥
⎪
⎪ ⎢η + ⎜
⎪⎭
⎩⎪ ⎣⎢ ⎝ 2 ⎠ ⎦⎥
(5.6)
где I1 и I0 – интенсивности дифрагированного и падающего световых пучков соответственно;
Δk - модуль разности векторов распространения падающей и дифрагиро-
ванной волн.
Параметр η определяется следующим образом:
η=
π2
L
М 2 Pa ,
2
H
2λ0
(5.7)
где М2 – коэффициент акустооптического дифракционного качества материала;
H – высота акустического пучка;
Ра – акустическая мощность.
При Δk = 0 (фазовый синхронизм) для интенсивности дифрагированного
света имеем
I1
= sin2 (η 1/ 2 ),
I0
(5.8)
В случае малых η получаем I 1 I 0 = η , так что η является дифракционной эффективностью устройства.
5.3.1 Модуляторы
Схема работы модулятора представлена на рисунке 5.3.
Рис.5.3. Схема работы АО модулятора в режиме дифракции Брэгга
Полоса частот Δf и быстродействие τ модулятора определяются из формулы
Δf ≈ τ −1 ≈
ϑ cosθ Б
D
,
(5.9)
где ϑ – скорость распространения акустической волны;
D – апертура светового пучка.
С другой стороны, из (5.4) получаем
Δf =
2ϑn cosθ Б
λ0
Δθ Б .
(5.10)
Выражение (5.10) показывает, как должен измениться угол Брэгга при
изменении частоты на Δf при сохранении условий синхронизма. Это изменение
угла обеспечивается за счет дифракционной расходимости акустического пучка, которая по уровню 4 дБ составляет
δθа =
λа
L
,
(5.11)
Полагая в (5.10) Δθ Б = δθ а , получаем для апертуры акустического пучка
(длины преобразователя)
L=
2ϑ 2n cosθ Б
,
λ0 f 0 Δf
(5.12)
где f 0 - центральная частота устройства.
Обычно для оптимальной частоты выбирается значение
⎛ nϑ 2 ⎞
⎟⎟
f 0 ≈ 2⎜⎜
L
λ
0
⎝
⎠
1/ 2
≈
2Δf
,
cosθ Б
(5.13)
5.3.2 Дефлекторы
Схема работы АО дефлектора представлена на рисунке 5.4
Рис.5.4 Схема работы АО дефлектора с формирующей оптической системой.
Акустооптические дефлекторы (АОД) – отклоняющие устройства. Отклонение оптического луча от первоначального направления распространения в
результате АО дифракции может решать две основные задачи:
а) переключение направления распространения на угол дифракции, который при дифракции Брэгга определяется из (5.4) как
Рис.5.5. Число разрешимых элементов для кристалла молибдата свинца
Рис. 5.6. Номограмма для выбора материала СЗП: 1 - GaP ⊥ L [100]; 2 TeO2||L[001];
3 - TeO2 ⊥ L[001]; 4 - GaP произвольная S [100]; 5 - PbMoO4 ⊥ L[001]; 6 PbMoO4║L[001];
TeO2O [001]S[110]; 9 - H2O; 10 7 - α=HJO3[100]L[001]; 8 СТФ-2; 11 - Тф-10; 12 - SiO2 кристаллический [001] L [100]; 13 - SiO2 – кристаллический ⊥ L[001]; 14 - LiNbO3 ⊥ S[001];
15 - SiO2 плавленый – L; 16 - Al2O3||L[100]; 17 - SiO2 плавленый, произвольная S;
18 - LiNbO3[011] L [100]; 19 - NaBi {(MoO4)2[001]L[001]
sinθ Б =
λ0 f
,
2nϑ
(5.14)
где f - частота;
ϑ - скорость звуковых волн.
б) сканирование лучом в пространстве с монотонным изменением направления луча при монотонном изменении акустической частоты. Зависимость изменения угла распространения оптического звука Δθ Б от частоты звука
Δf получим из (5.10)
Δθ Б =
λ0 Δ f
,
2ϑn cosθ Б
(5.15)
В режиме дефлектора работают и анализаторы спектра частот, в которых
информация о спектре акустических частот получается в виде углового распределения оптической интенсивности.
Важнейшей характеристикой дефлектора является его разрешающая
способность N, которая определяется как число отдельных разрешимых поло-
жений луча в интервале углов отклонения Δθ Б ( f max ) .
Рис.5.7. Схематическое
изображение акустооптического
элемента с преобразователем, изготовленным методом холодной вакуумной
сварки
Если для разрешения соседних положений луча он должен быть отклонён
на угол Δϕ , то N = 2Δθ Б / Δϕ . Минимальный угол отклонения, позволяющий
разрешить два соседних положения луча, определяется дифракционной расходимостью и может быть записан как Δϕ =
λ0
nD
, где D – апертура оптического лу-
ча. С учетом (5.9) и (5.15) получим
N = τ Δf ,
(5.16)
т. е. N равно произведению времени прохода акустической волны через
апертуру оптического пучка τ на ширину полосы Δf и для N > 1 полоса должна
быть больше, чем быстродействие τ −1 . Для высококачественных устройств необходимо, чтобы N было как можно больше, однако величина N ограничена
геометрическими факторами и акустическим затуханием.
Первым геометрическим фактором является максимально допустимая
длина акустооптического дефлектора D. Увеличивая D, мы уменьшаем быстродействие. Если учесть, что Δf ≈ f 0 / 2 , т. е. относительная полоса максимальна,
выражение (5.16) запишется как
N≤
D
,
2λa
(5.17)
Другое ограничение числа разрешимых элементов можно установить,
рассматривая геометрию расходимости пучка. Если рассматривать D как расстояние в ближней зоне до точки с половинным уровнем мощности (смотри
лаб. раб. №2), то связь D с длиной преобразователя L определится как
D = L2 2λa . Учтя (5.5) и (5.8) получим
⎛η Q ⎞ 2
N ≤⎜
⎟ λa ,
⎝ 4π ⎠
2
(5.18)
Это ограничение связано с возможностью увеличения N с увеличением
Δf , что ведёт к увеличению f (требует соответствующего уменьшения L) и рос-
ту потребляемой мощности.
Третьим принципиальным ограничением является затухание акустиче-
ской волны в дефлекторе, которое также можно представить как функцию λа .
Если затухание на частоте 1 ГГц , выраженное в децибелах на единицу длины,
равно α , то затухание на 3 дБ будет соответствовать
3⎛λ ⎞
D ≤ ⎜⎜ a ⎟⎟ ,
α ⎝ λa1 ⎠
2
(5.19)
где λa1 - длина акустической волны на частоте 1 ГГц. Для N получим в
этом случае
N≤
1,5
αλa1
2
λa ,
(5.20)
Число разрешимых элементов, ограниченное этими тремя независимыми
параметрами, показано на рисунке 5.5 в функции длины акустической волны.
Следует отметить, что максимальное число разрешимых положений пучка соответствует наинизшей точке пересечения кривых, описываемых соотношениями (5.17), (5.18) и (5. 20). Из всего сказанного следуют два вывода.
1.Для дефлектора разрешающая способность и полоса пропускания являются характеристиками столь же важными, как и дифракционная эффективность.
2.В отличии от АО модулятора дефлектор является широкоапертурным
прибором, так как увеличение апертуры приводит к уменьшению дифракционной расходимости оптического луча и позволяет увеличить разрешающую способность.
5.4. Материалы для акустического узла
Расчет электроакустического тракта акустооптического устройства
(АОУ) обязательно включает выбор материалов СЗП и ПП.
Основными критериями при выборе материала СЗП для сигнала с заданными параметрами являются:
-
диапазон
оптической
прозрачности;
- допустимый уровень искажений спектра сигнала;
- акустооптическая эффективность;
- габаритные размеры;
- технологичность.
Одним из важнейших критериев качества при выборе материала СЗП
АОУ обработки информации является эффективность для сигнала с заданными
параметрами, определяемая из выражения (5.7)
M2 =
n6 p2
ρϑ
3
3
⋅ 10−18 с /г
(5.21)
где n – показатель преломления;
p – упругая константа;
ρ - плотность материала СЗП;
ϑ - скорость акустических колебаний.
М2 – материальная константа, которая характеризует внутреннюю эффективность дифракции независимо от геометрии взаимодействия и называется коэффициентом АО дифракционного качества материала.
В зависимости от конкретных применений на первый план могут выходить различные характеристики АОУ: разрешающая способность, полоса пропускания и т. д. Это может усиливать или ослаблять влияние различных характеристик материала на АО эффективность. Поэтому при различных применениях материала комбинация величин, характеризующая АО эффективность,
может меняться и для характеристики АО эффективности материала в конкретном устройстве (модулятор, дефлектор, …) используют комбинацию величин,
отличающуюся от М2.
Для
удобства
анализа
выражение (5.7) перепишем, учтя,
что акустическая мощность Ра затухает, проходя по СЗП с коэффициентом
α = α 0 f 2 , где α 0 - частотно – независимый коэффициент затухания акустиче-
ской волны, Нп с2/см.
η
π2 L
Э=
=
⋅ ⋅ M2 ⋅ KM ,
Ра 2λ02 H
(5.22)
где КМ – безразмерный частотно – зависимый множитель
КМ =
[1 − exp(− A τf )] ,
2
A0τf 2
(5.23)
0
содержащий только параметр материала А0 и входного сигнала τf 2 , по существу является нормированной частотной характеристикой АО эффективности материала, в то же время характеризуя частотную зависимость акустической мощности, участвующей в АО взаимодействии.
А0 = 2α 0ϑ ⋅10 −14 ,
Нп ⋅ с .
Для дефлектора, как уже говорилось, значение N и Δf также важно как и
η . Поэтому, учтя (5.5), выражение (5.22) запишется как
Э = М1 ⋅ КМ
π
4λ0 f Б
2
2
⋅
QK
,
H
(5.24)
7 2
где M 1 = n p ⋅10−7 , см2 ⋅ с ⋅ г −1
(5.25)
ρϑ
- параметр дифракционного АО качества материала, учитывающий и
полосу пропускания. Обозначим М 1 ⋅ К М = К М 1 .
При создании двухкоординатных дефлекторов в качестве параметра АО
качества материала используют величину
M3 =
n7 p2
ρϑ3
, см⋅ с 2 ⋅ г −1
(5.26)
В
таблице
5.1
приведены
параметры некоторых из наиболее
перспективных материалов, используемых для изготовления СЗП для АОУ. Все
параметры в таблице соответствуют длине волны света λ0 = 0,633 мкм. Акустическую и оптическую волны характеризуют : Е - вектор поляризации напряженности электрического поля, N - вектор направления распространения
акустической волны, V - вектор смещения в акустической волне.
В таблице, кроме общепринятых, приводятся также параметры q и Э€ , позволяющие оперативно получить количественную оценку ряда характеристик,
представляющих практический интерес при проектировании АОУ:
QK = qf Б 2 L ,
(5.27)
2Δf 0,5 ≈ 11,3 f Б / QK ,
(5.28)
Э=
η ⋅H
Pa ⋅ L
≈ 1,23 ⋅10 −3 M 2
(5.29)
В формуле (5.27) q – параметр Кляйна – Кука, нормированный относительно частоты Брэгга f Б в гигагерцах и длины АО взаимодействия L в миллиметрах.
В соотношении (5.28) 2Δf 0,5 - абсолютная ширина полосы пропускания по
половинному уровню частотной характеристики АО взаимодействия типа sin
x/x, характерной для режима Брэгга.
Параметр Э€ в формуле (5.29) – АО эффективность в процентах на один
милливатт акустической мощности, нормированная на коэффициент формы
внешнего электрода ПП L/H.
На рисунке (5.6) изображена номограмма в виде семейства характеристик, построенных в соответствии с формулой (5.24) для ряда АО материалов,
параметры которых представлены в таблице 5.1. По этой номограмме с учетом
заданных параметров сигнала (длительности τ , средней частоты f 0 , ширины
полосы
Δf )
и
допустимых
уменьшений
нормированной
электрооптической эффективности КМ1 можно выбрать материал СЗП.
ПП и методы его крепления к АО среде играют существенную роль при
создании АОУ. В таблице 5.2 приведены типичные материалы для преобразователей и их характеристики. При выборе материала для пьезопреобразователя
основным критерием является коэффициент электромеханической связи КЭМ,
так как АО устройства должны иметь довольно высокие рабочие мощности, что
требует высокой эффективности возбуждения акустической волны в среде и
широкой полосы частот.
Пьезопреобразователи для АОУ изготавливаются в виде пластинок с
толщиной, равной половине длины звуковой волны. При относительно простой
технологии изготовления полуволновых толщин удовлетворительные характеристики имеют ПП:
на частотах до 30 МГц – из пьезокерамики ЦТС;
на частотах 0,01…0,8 ГГц - LiNbO3; 0,5...3,5 ГГц – плёнка ZnO.
Таблица 5.1
Параметры материалов светозвуков проводов АОМ ( λ0
ρ,
№
О пти ч еск а я в о л на
г
М ат е-
n
см3
Е
N
Ак у ст ич еск а я в о л н а
V
A0 ,
V
,
р иал
/п
1
03
1
Вода
2
ТФ-10
3
СТФ-2
4
Плавленый
5
кварц
6
7
8
9
SiO2
кристаллиα -НIOз
Na B i( M o O 4 )
1.0
0
7
4.7
6.1
2
1
ТеО2
1
ТеО2
1
1
ТеО2
РbМоО4
3
1
РbМоО4
4
1
GaP
5
1
GaP
6
30
06
1.3
׀׀
—
1.8
—
—
—
2.1
—
—
—
1.4
⊥
—
Пр
вол
60
2.2
0
57
14
10
Нп с
см
с
1
Ак у с то о п тич е ск о е в з аим о д ей ств и е
M1,
M2,
M3,
T fa2
-
.
= 0б633мкм )
10
1014
1
Нп ⋅ с
-12
-7
10
-18
см ⋅ с
г
2
3
519
00
170
0.000
2
0.000
3
0.0
142
—
5
—
—
0
1
0
0
10
с3
г
18.50
160.0
0
7.50
6
0.000
22.10
7.50
07
0.006
10.003
8.10
1.56
96 3
10.0
164
7 261
0.97
0
1
0
0
6
5
2
4
30.
39.
56.
110
01 1
02 0
5 411
0.032
0.025
0.017
0.009
10.002
49
.70
.70
47.90
см ⋅ с 2
г
)
Э,
10-3
%
мВт
32.15
5.00
197.0
0
9.23
q,
(ГГ
1
ц)-2
мм
134
7
161
9. 23
135
1.36
1.92
77
0.47
0.258
0.58
193
9.14
1.97
101.4
86. 60
1.48
2.37
85.80
23.70
1.45
0.344
41.56
21.54
1.82
2.92
306.5
29.20
54.
79
336
109
68.20
796.0
110.8
979.0
460
5.97
2.6
2.6
5.0
5.7
1.5
1 6.0
60 2.2
Кр
2.4
001
0
0
4
145
0.006
146.0
34.30
34.76
42.20
93
⊥
⊥
0
0
0
0
4
3
145
125
46.36
31.07
31.70
44.16
93
127
01 0
01 1
63 3
63 6
4 125
194.7
112.8
0106.9
25.80
35.90
׀׀
0.006
0.008
00.008
35.90
29.45
44.16
130
4 87.
00.011
0587.8
44.50
93.1
54.70
30
10 1
00
32 4
13
3 57.
08
50.017
5
0133.0
0
23.56
32.2
29.0O
70
6.9
5
4.1
3
1.9
2.2
2.3
86 2.2
001
100
001
01
62 3.3
⊥
01 0
01 1
10
Пр
10
вол
8
9
1
1
LiNbO3
LiNbO3
4.6
2.2
2.2
1
A12O3
4.0
90 1.7
0
66
011
1
1
0
6
3
2.2
21.
׀׀
1
01 1
00
59 1
1 00
50 5.0
0.440
0.046
50.197
7
0
⊥
00
66.70
8.62
7.02
2.92
10.15
2.4
8.63
3.59
42
135
7.67
0.359
0.697
0.44
18.
6
Таблица 5.2
Материалы для преобразователей
Материал
Тип
П
лот ность
волны
Ор
иен-
ε
К
ЭМ
та
ρ
ция
5
Ba2NaNb5O15
говая
Кварц
2
,65
SiO2
Продольная
Z
Y
,25
X
Y
4
,64
LiNbO3
Продольная
Y
Сдвиговая
0
16
7
,45
LiTaO3
0
Сдвиговая
Иодат лития
4
,5
LiIO3
Продольная
Y
5
ZnO
Продольная
говая
Сульфид
кад-
4
,82
0
мута
9
,22
Bi12GeO20
6
11,3
Сдви-
130
2
39
0
40
0
Y
11)
(1
3
9
21,7
10,1
0
2
090
3
8,6
0
4
500
9
,3
,15
400
240
,5
0
(1
18,4
,6
,15
6
36,2
8
0
Z
0
8
,8
,21
Продольная
4
18,5
520
,27
Y
говая
Германат вис-
210
8
,35
Сдви-
400
4
2,6
0
Z
Продольная
CdS
31,4
,60
Сдви-
7
55,2
0
говая
,68
4
4
,51
Сдви-
Окись цинка
4
0
Z
4
500
800
2,7
,44
300
4
0
X
22,3
4,3
,29
7
33,9
20,8
4
0
47
Y
3
2,9
,68
Продольная
3
800
8,6
,62
говая
10,2
5
700
4
0
X
15,2
,58
,49
3Y
Сдви-
Танталат лития
4
0
36
3
670
,58
0
0
19,8
150
2
0
,137
6
33,3
27
,098
Сдви-
Ниобат лития
3
2
0
говая
мия
0
,57
Сдви-
Продольная
ϑ
a,
×105 г / с
,
г см 3
Ниобат бариянатрия
,41
Акустический
импеданс,
16,2
3
3
30,4
330
1
говая
10)
,23
8,6
700
ПП связан с СЗП и источником электрического сигнала элементами акустической и электрической связи, которые должны иметь малые диссипативные
потери – акустические, омические и диэлектрические, а также по возможности
одинаковые акустические импедансы Z i = ρiVi ,где ρ - плотность материала.
Среди различных способов соединения пьезокристалла со звукопроводом
наиболее перспективным является вакуумная сварка, использующая в качестве
связующего материала индий. Достаточно эффективны клеевые соединения с
помощью эпоксидной смолы, но они обеспечивают необходимую полосу только на низких частотах (до 100 МГц). Их единственное преимущество перед индиевым соединением – низкая стоимость, связанная с отсутствием вакуумной
технологии.
Элемент акустической связи чаще всего осуществляет и электрическую
связь с источником сигнала. Для этого создают многослойные структуры, в которых используются In и хорошо проводящие металлы Cu, Al, Ag, Au, так как
непосредственно использовать In в качестве одного из электродов нельзя из – за
его малой электропроводности и низкой механической прочности. Типичный
преобразователь на частоту 300 МГц изображен на рисунке 5.7, СЗП в нём из
монокристаллического германия, а ПП – из ниобата лития. Конструкции на поверхностных акустических волнах аналогичны рассматриваемым в работе № 1.
5.5 Определение безразмерных параметров упрощенной электриской
эквивалентной схемы ПП
Частотная характеристика электрического входного сопротивления акустически нагруженного ПП вблизи частоты полуволнового резонанса с достаточной точностью аппроксимируется частотной характеристикой входного сопротивления четырехэлементного двухполюсника, показанного на рисунке 5.8.
В этой схеме С0 – статическая емкость ПП; последовательный LCR – контур ха-
рактеризует
процесс
колебания
механической энергии в системе
электроды – пьезоэлемент – акустический связующий слой – светозвукопровод;
R – сопротивление, моделирующее поглощение активной мощности ПП. При
отсутствии диссипативных потерь в ПП это сопротивление характеризует активные потери, связанные с излучением акустической волны в светозвукопровод. Резонансная частота LCR – контура соответствует резонансной частоте ПП
при постоянстве напряженности электрического поля в пьезоэлектрике. Связь
между параметрами эквивалентной схемы выражается зависимостями:
К=
С
,
С0
(5.30)
где К – коэффициент электрической связи, без учёта диссипативных потерь в элементах ПП определяется по формуле
К = К ЭМ
2
(1 − К ) ,
2
(5.31)
ЭМ
Добротность последовательного LCR – контура
( )( )
Q ≈ 1(ω СR) ≈ π 2 Zn Z ,
0
(5.32)
где Zn и Z – волновые акустические сопротивления соответственно ПП и
СЗП.
L определяется из формулы
f0 = 1
2π LC
,
Рис.5.8. Эквивалентная схема ПП АО устройства.
(5.33)
Рис.5.9. Схема двухзвенной электрической цепи с идеальным трансформатором,
согласующей пьезопреобразователь акустооптического устройства c генератором
электрического сигнала
5.6. Расчет геометрии акустооптического взаимодействия
Наиболее существенными факторами, влияющими на общую частотную
зависимость энергетического коэффициента передачи АОД при возбуждении
его генератором электрического сигнала с постоянной мощностью в согласованной нагрузке, являются:
1. Частотная зависимость мощности акустической волны, излучаемой в
среду АО взаимодействия. Её характеристики без учета диссипативных потерь
определяются параметрами электрического входного сопротивления ПП и цепи, согласующей его с генератором электрического сигнала. Для оптимальной
полосовой двухзвенной согласующей цепи типа Чебышева, схема которой изображена на рисунке 5.9, эта зависимость имеет вид
(
Ра = Р0 1 − Г
2
)= Р К
0
СЦ
(К , Q, F ) ,
(5.34)
где Г - модуль коэффициента отражения в сечении генератор – согласующая цепь;
2
2
2
2
⎡
1 ⎞ 2⎤ ⎛
1 ⎞ 2⎛
⎛
⎞
1
1
Q
K
−
−
F
−
Q
F
Q
1
1
⎜ −
⎟
⎢
⎜
⎟
⎥ +⎜ − ⎟
Q K⎝
F⎠
F⎠
Q K⎠
⎝
⎢⎣
⎥⎦ ⎝
2
Г =
2
2
2
2
⎡
⎤
⎞
1
1 ⎞ 2⎛
⎛
⎛
⎞
2
1
1
⎟
⎜ F − ⎟ Q ⎥ + ⎜ F − ⎟ Q ⎜1 +
⎢Q K + 1 −
Q K⎝
Q K⎠
F⎠
F⎠
⎝
⎢⎣
⎥⎦ ⎝
Ра - акустическая мощность в СЗП;
Р0 – мощность генератора в согласованной нагрузке;
К СЦ = 1 − Г
2
- энергетический коэффициент передачи согласующей
цепи;
Q – добротность LCR – контура (5.32);
К – коэффициент электрической связи (5.31);
F = f f - относительная частота.
0
2. Частотная зависимость АО эффективности, определяемая механизмом
АО взаимодействия (5.5, 5.6, 5.7):
[
(
)]
2
⎧sin 0,25QK p Б 2 F 2 − p Б F ⎫
К ао (QK , pБ , F ) = ⎨
⎬,
2 2
⎩ 0,25QK p Б F − p Б F ⎭
(
)
(5.35)
где Као – коэффициент АО эффективности;
QК – параметр Кляйна – Кука (5.5);
p Б = f 0 f - обратная относительная расстройка частоты Брэгга.
Б
3. Частотная зависимость АО эффективности, определяемая затуханием
акустической волны в СЗП (5.19, 5.23)
К А З ( x 0 , F ) = [l − exp(− x0 F 2 )]/ x0 F 2 ,
(5.36)
где x0 = 2α0ϑf 02τ = A0 f 02τ ;
α 0 - затухание акустической волны в СЗП, Нп ⋅ с 2 / см ;
ϑ – скорость акустической волны в СЗП, см/с;
τ - длительность обрабатываемого сигнала, с.
Энергетическая эффективность АОД количественно оценивается отношением интенсивности света в полезном дифракционном порядке к интенсивности падающего на АОД света и акустической мощности в СЗП (5.24):
Э = 100I1 / Рa I o ,
(5.3.7.)
где Э – в процентах на единицу мощности.
Семейства частотных зависимостей основных энергетических коэффициентов передачи изображены на рисунке 5.10.
Рис.5.10. Частотные зав исимости нормированной элек трооптической эффек тивности, обусловленные разл ичными фак торами: а – затуханием акустической волны в СЗП; б – механизмом акустооптического взаимодействия; в – расстройкой относительной частоты Брэгга (непрерывная) и нормированной активной мощностью в
нагрузке (штрихов ая)
5.7. Лабораторное задание
Задание предусматривает знакомство с акустооптическим эффектом,
принципом действия и основными расчетными соотношениями при проектировании АО дефлектора; рассмотрение различных аспектов при выборе материалов для СЗП и ПП. Расчетная часть предполагает обоснованный выбор материалов для СЗП и ПП акустооптического дефлектора, расчет основных конструктивных и функциональных параметров дефлектора, геометрии АО взаимодействия. Исходные данные для расчета выбираются в соответствии с таблицей
5.3.
Таблица 5.3
Варианты задания
Номер
варианта
Средняя
частота входного сигнала f0 ,
МГц
Длительность сигнала τ ,
мкс
Длина
оптической волны λ0 , мкм
Относительная интенсивность дифрагированного
света I 1 I ,%
0
1
50
50
0,633
40
2
60
30
-//-
50
3
70
20
-//-
60
4
80
15
-//-
70
5
90
12
-//-
80
6
100
10
-//-
40
7
150
8
-//-
50
8
200
10
-//-
60
9
250
8
-//-
70
10
500
6
-//-
80
11
750
4
-//-
40
12
1000
1,0
-//-
50
13
1600
1,5
-//-
60
14
2000
2,0
-//-
70
15
2500
2,5
-//-
80
5.8.
Порядок
выполнения
работы
Расчет электроакустооптического тракта АОД включает выбор материалов СЗП и ПП, определение безразмерных параметров упрощенной электрической эквивалентной схемы ПП, расчет геометрии акустооптического взаимодействия, размерных параметров эквивалентной схемы ПП, электрической согласующей цепи ПП и электрооптических характеристик. В рамках одной лабораторной работы все стадии расчета выполнить сложно. Основное внимание
поэтому будет уделено нахождению важнейших технических характеристик
АОД, определяемых энергетической эффективностью акустооптического взаимодействия в заданной полосе частот.
5.8.1 Выбор материала СЗП
Материал выбирается в соответствии с рекомендациями раздела 5.4,
пользуясь таблицей 5.1 и номограммой на рисунке 5.6. Ширина полосы Δf выбирается максимально возможной, т. е. f 0 2 .
5.8.2 Определение технических и конструктивных параметров тракта
Определив параметры материала, далее рассчитывают:
- угол Брэгга, используя выражения (5.4); (5.14);
- разрешающую способность N – выражение (5.16);
- длину СЗП D (апертуру светового пучка) – выражение (5.17);
- длину ПП L (апертуру акустического пучка) – выражение (5.12);
- ширину ПП В (высоту акустического пучка) из условия В = λа D , означающего, что на частоте f 0 весь СЗП располагается в ближней зоне преобразователя;
- параметр Кляйна – Кука QK – выражение (5.5). Необходимо иметь в виду, что найденные параметры N, D, L являются максимально возможными и
требуют уточнения.
5.8.3 Определение безразмерных параметров упрощенной электрической
эквивалентной схемы ПП
Безразмерные параметры упрощенной эквивалентной схемы ПП рассчитываются, используя рекомендации разделов 5.4, 5.5. Сначала выбирают материал ПП по таблице 5.2, ориентируясь на рекомендации раздела 5.4, затем по
выражениям (5.30 … 5.33) рассчитывают параметры схемы K, C, Q, L. Ёмкость
С0 находят как ёмкость плоского конденсатора с площадью L × H и толщиной,
2⋅L⋅H ⎞
⎛
⎟⎟ .
равной λa 2 ⎜⎜ C 0 = ε
λ
a
⎝
⎠
5.8.4 Определение энергетических характеристик акустооптического
тракта
По заданной величине относительной эффективности I 1 I необходимо
0
определить величину η , используя выражение (5.8), а затем по выражению (5.7)
оценить акустическую мощность Ра, необходимую для заданной I 1 I .
0
5.8.5 Определение реальных характеристик АО тракта
Реальные характеристики АО тракта N, D, L, QK и т. д. можно найти, построив семейства характеристик аналогично показанным на рисунке 5.10 по
формулам раздела 5.6.
Так как все зависимости частотные, по оси абсцисс откладывается относительная частота F в пределах от нуля до двух. По оси ординат откладываются
значения КАЗ, КАО, КСЦ, вычисленные по формулам (5.36, 5.35, 5.34). В формуле
(5.36) изменение частоты влияет и на параметр x0, поэтому строится несколько
кривых (не менее трёх). В формуле (5.35) два управляемых параметра - QK и pБ,
поэтому строятся два семейства кривых КАО' и КА'', параметрам QK и pБ также
дается не менее трёх значений. Для
большинства практических случаев
pБ = 0,4 … 1,2, а QK = 10 … 50, одно из значений QK - рассчитанное. В формуле
(5.34) для построения используется только сомножитель КСЦ (К, Q, F), а т. к.
размерные параметры эквивалентной схемы ПП не рассчитывались, строится
одна кривая с параметрами, определёнными в пункте 5.8.3.
Далее производится анализ полученных характеристик, для заданного
значения эффективности определяется полоса, реально достижимая в данном
устройстве (наименьшая из всех возможных), а далее реальные значения N, D,
L, QK, H. Далее по формуле (5.29) определяется Ра, затем η и
I1
I 0 , которое
сравнивается с заданным. В случае значительного расхождения значений I 1 I
0
необходимо дать рекомендации по улучшению значения параметра.
Проверку можно осуществить, построив семейства кривых по формулам
(5.17, 5.18, 5.20);определив при этом реальное значение N, а затем и все остальные параметры. Пример показан на рисунке 5.5.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Балакший В.И., Парыгин В.Н., Чирков Л.Е. Физические основы акустооптики. - М.: Радио и связь, 1985. – 280с.
2. Магдич Л.Н., Молчанов В.Я. Акустооптические устройства и их применение. – М.: Сов. радио, 1978.-112с.
3. Оптическая обработка радиосигналов в реальном времени / О.Б. Гусев,
С.В. Кулаков, Б.П. Разживин, Д.В. Тигин; Под ред. С.В. Кулакова. – М.: Радио и
связь, 1989.- 136с.
4. Блистанов А.А. Кристаллы квантовой и нелинейной оптики. Учебное
пособие для вузов. – М.: «МИСИС», 2000. – 432с.
