Загрузил bond-ru2007

01 Горошков Б.И., Горошков А.Б. Электронная техника (2008)

Реклама
СРЕДНЕЕ ПРОФЕССИОНАЛЬНОЕ ОБРАЗОВАНИЕ
Б. И. ГОРОШКОВ, А. Б. ГОРОШКОВ
ЭЛЕКТРОННАЯ
ТЕХНИКА
Допущено
Министерством образования Российской Федерации
в качестве учебного пособия для студентов
учреждений среднего профессионального образования,
обучающихся по группам специальностей 1900 «Приборостроение»,
2000 «Электроника и микроэлектроника, радиотехника и телекоммуникации»,
2100 «Автоматизация и управление», 2200 «Информатика и вычислительная
техника»
2-е издание, стереотипное
Москва
Издатепьский центр «Академия"
2008
УДК 621.38
ББК 32.85я723
Г703
Ре u с нз е II ты·
канд. техн наук, доц. кафедры «Авто\lатизаuия техно,1оrических проuессов
металлургии и маши11острое11ия,> Московского государственного вечернего
металлургического института Е. Ф.А11исимов;
преподавате,1ь общепрофессиональноrо uикла, зав. отделением Московско­
го приборостроите,1ыюrо техникума Е. В. Трусова
Горошков Б. И.
Г703 Электронная техника : учеб. пособие для студ. сред. проф.
образования/ Б. И. Горошков, А. Б. Горошков. - 2-е изд.,
стер. - М. : Издательский центр <,Академия», 2008. - 320 с.
ISBN 978-5-7695-5005-8
Описаны устройства и основные элементы электроники. В краткой и
доступной форме изложены методы расчета компонентов схем Приведены
основные параметры описанных устройств
Для студентов средних профессио11альных учебных заведений. Может
бьп ь полезно радиолюбителям.
УДК 621.38
ББК 32.85я723
Оригинал-макет данного издания является собственностью
Издательского центра «Академия•>, и его воспроизведение любым способом
без согласия правообладателя запрещается
ISBN 978-5-7695-5005-8
© Б. И Горошков, А. Б. Горошков, 2005
© Образовательно-издатсльский uентр «Академия», 2005
© Оформ,1енис. Издатс,1ьский uентр «Академия», 2005
ВВЕДЕНИЕ
Предметом электронной техники является теория и практика
применения электронных, ионных и полупроводниковых прибо­
ров в устройствах, системах и установках для различных областей
применения.
Электроника представляет собой быстро развивающуюся об­
ласть науки и техники. Она изучает принципы устройства, работы
и применения различных электронных приборов. Значительные
успехи во многих областях науки и техники обусловлены развити­
ем электроники. В настоящее время невозможно найти какую-ни­
будь отрасль промышленности, в которой не использовались бы
электронные приборы или устройства измерительной техники,
автоматики и вычислительной техники. С каждым годом доля элек­
тронных информационных устройств и устройств автоматики не­
прерывно увеличивается.
Это шествие электроники по Земле началось с фундаменталь­
ных работ физиков XVIII и XIX вв. Первые в мире исследования
электрических разрядов в воздухе осуществил М. В.Ломоносов в
России. Важным событием явилось открытие электрической дуги
В. В. Петровым в 1802 г. После этого начались интенсивные иссле­
дования англичанином У. Круксом прохождения электрического
тока в разряженных газах. Аналогичные работы проводились и
немецким ученым Г. И. Гейслером. Для освешения электрическую
дугу применил П. Н.Яблочков в 1876 г. В 1873 г. русский электро­
техник А. Н.Лодыгин изобрел первый в мире электровакуумный
прибор - лампу накаливания, затем лампу накаливания изобре­
тает американский ученый Т.А. Эдисон. В 1887 г. немецкий уче­
ный Г. Р. Герц открывает фотоэффект, а в 1888 г. русский ученый
А. Г .Столетов после завершения серии экспериментальных раб01
публикует первые законы по фотоэффекту. С этого момента начи­
нают развиваться фотоэлектронные приборы. Первым успехом в
этом направлении явилась разработка В.А. Ульянина селенового
полупроводникового фотоэлемента.
Открытие ТА.Эдисоном термоэлектронной эмиссии послужилс
толчком к созданию немецким ученым К. Ф. Брауном первой элек­
тронно-лучевой трубки. В 1904 г. американский ученый К.Флеминr
изготавливает двухэлектродную лампу (диод), а в 1907 г. Л. Фрес1
создает трехэлектродную лампу (триод). Русский ученый Б.Л. Ро1
зинг предложил применить электронно-лучевую трубку для при­
ема изображений.
Практическое нрименение трехэлектродной лампы осуще­
стuил н 1909 r. В. И. Коuаленкон лля усилен ин сигналов в даль­
ней телефонной связи. Несколько позже для тех же целей он
создает четырехэлектродпую лампу (тетрод). На базе этих ламп
u 1918 r. в России разрабатываются мощные электронные лам­
пы, которые применяются для создания первых радиостанций
11а длинных волнах.
Параллел1,но работам по совершенствованию электро11ных лам­
повых 11рибороu ведутся исследоuания в твердотельной ::тектро­
нике. Перuые опы rы в этом направлении были сделаны еще в се­
редине XVIH в., когда велись поиски материалов, которые мои1и
бы создать относитс.1ыю большие контактные разности потенuи­
ШЮ3 при со11рикосноuснии метаплов разной природы. Лишь в 1922 r.
О. В.Лосеuу удалось созл.ать первый полупроводниковый детектор
для генерании и уси.1ения :электрических сигналов. В первых экс­
периментах он наблюдал сuечение полупроводниково1·0 диода.
В I 930-с п. и позднее происходило интенсивное разuитие полу­
проводниковой электроники. Ученые исследовали физические про­
�tессы в полупроводниках, 11лияние примесей на эти процессы,
тер:--.1оэлектри•1сские и фотоэлектри•1еские свойства полупроrюд­
ников. 13 1940-е п. в СССР было освоено производство rермание­
uых и кремниевых диол.он, терморезистороu и фоторезисторов.
В ]948 r. американский ученый К. Бардин со:.щает первый полу­
провощшкоuый траюистор. В 1949 г. в СССР началось производ­
стно транзисторов.
Если в начале с11оего раз11ития: и в течение нескольких десяти­
летий электроника опиралась 11очти исключительно на ЭJ1ектрон­
ные и ионные электровакуумные 11риборы, то в послел.нее 3ремя:
ночти во всех областях современной :электроники осноuными при­
борами с1али 11олупро11одники. Техника полупроводниковых при­
боров стала большой и очень важной областью электроники.
Сейчас невозможно предстаuить себе не только научные ис­
слел.ования, но и повседнеuную жизнь без электронной аппарату­
ры. Электроника cтaria неотъемлемой частью нашей жизни. В быту
и на производстве, в научно-исследовательских институтах и кон­
структорских бюро - всюду мы сталкиваемся с электроникой.
Именно она позволила создать современные ЭВМ и калькулято­
ры, мошные исто•1ники электромагнитных волн и аппаратуру, вы­
полняющую тончайшие операuии, телевизор, аудиотехнику и
радиотелескоп.
Сонременный научно-технический прогресс тесно связан с
развитием электроники Успехи электроники являются рсзуль-�а­
том создания разнообразных и замечательных по сuою,1 свойствам
полу11роводниковых приборов. Чтобы изучить соuременную элек4
1 ронику, надо прежле ucero знать устройство и физические осно­
вы работы этих приборов, их характеристики, параметры и важ11сйшис свойстuа, опредс;rяющие возможность их применения в
.111гтаратуре Научно-технический прогресс порождает потребно­
сти во uce более сложных технических системах. Эти потребности
удовлетворяются при просК1ировании и по мере развития мeтo­
Jtoll и средств физической реализации систем.
Успехи электроники в значительной степени объясняются раз­
витием радиотехники и выч.ислительной техпики. Эти области рю­
вивались в тесной взаимосвязи. Полупроuодниковые приборы слу­
жат осноuными элементами этих ус1ройстн и определяют важней­
шие показатели систем. Кроме радиотехники и вычислительной
техники :злектро11ика оказала существенное влинние на измери­
тельную технику, принципиально изменив подходы к точности
измерений. Эти отрасли техники, в сною очередь, явились толч­
ком к созданию принципиально ноных систем упраuления техно­
Jюrическими пронессами. Создали мощный задел по а�поматиза­
llии 11роиз1.юдстна.
Многие проблемы областей нрименеrшя э:1ектроники явились
толчком к созданию новых и совершенствованию существующих
элементов электроники.
Применение электронных устройств позволяет проводить раз­
нообразные исследования и измерения, которые сами не имеют
ничего обwе1·0 с электроникой. Методы электроники значительно
улучшили изу•1ение свойств мноrочисленных веществ, существу­
ющих в природе, позuолили глубже познать строение материи.
Тенденция разuития электроники такоuа, что доля электрон­
ных информаuион11ых устrойств и устройстu авто:v�атики непре­
рывно уuеличиваеrся. Это является результатом развития ивтсг­
ралыюй технологии, внедрение которой позволило наладить мас­
совый выпуск дешевых uысококачествснных, нс требующих спс11иальной настройки и налаJ\КИ микроэлектронных функuиональ­
ных узлов различного назначения. Промышленность выпускает
почти все электронные функuиональные узлы, необходимые для
создания устройств измерительной и вычислительной техники, а
также систем автоматики. На осноuе больших (БИС) и сверхболь­
ших (СБИС) инте1·ральных схем созданы и выпускаются микро­
пронессоры и ЭВМ. Функции, uыполняемые интегральными схе­
мами, могут быть заданы подачей внешних кодон, осуществляют­
ся по определенной 11рограмме. Тем самым микросхемы могут ре­
ализовать большое количсст1.ю разнообразных операций по обра­
ботке цифровых сигналов.
В СJЗязи с широким выбором интегральных схем, параметры
которых известны из технических условий, изме11ились залачи,
стояшие перед разработчиками электронной аппаратуры. Если
раньше значительная часть !3ремени уходила на расчеты режимов
5
отдельных каскадов, определение их параметро13, то сейчас глав­
ное внимание уделяется вопросам выбора схем соединений и вза­
имного согласования микросхем.
Типовые микроузлы позволяют в большинстве случаев собрать
нужные электронные блоки без детального расчета отдельных кас­
кадов. За него эту работу выполнили создатели микросхем. Разра­
ботчик электронной аппаратуры, определив, какие преобразова­
ния должны претерпеть электрический сигнал, подбирает необ­
ходимые интегральные схемы, разрабатывает схему их соедине­
ний и вводит обратные связи требуемого вида. И только в том слу­
чае, когда выпускаемые интегральные схемы не позволяют ре­
шить конкретный вопрос, к ним добавляют отдельные узлы на
дискретных компонентах, требующие проведения соответствую­
щих расчетов.
Эффективное применение интегральных схем, особенно ана­
логового типа, невозможно без знания принuипов их дейстния и
основных параметров, а также теории электронных цепей.
Число различных типов электронных устройств так велико, что
не представляется возможным подробно их рассматривать. Поэто­
му из рассмотрения исключены некоторые приборы, которые
имеют ограниченное применение и специфическую принадлеж­
ность.
ГЛАВА 1
ЭЛЕМЕНТЫ И СИГНАЛЫ
ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
1.1. Сишалы и их параметры
Радиоэлектронное устройство состоит из отдельных элементов
Эти элементы соединены между собой в определенной последа
вательности. Все элементы можно разделить на две группы: актив
ные и пассивные. Активные элементы преобразуют сигнал, уве
личивая его мощность или напряжение. К этим элементам отно
сятся транзисторы, тиристоры, электронные лампы и т.д. Пас
сивный элемент преобразует сигнал с потерей мощности. К пас
сивным элементам относятся резистор, конденсаторы, дроссели
трансформаторы.
В радиоэлектронике применяются различные виды сигналов
Сигнал - это объективный процесс, протекаюший во времени
Каждый сигнал имеет определенные параметры. Сигналы делятс}
на аналоговые и импульсные. Аналоговый сиmал можно рассмат
ривать как непрерывную функцию непрерывного аргумента, ана
логовый сигнал - непрерывный, неделимый на отдельные •1асти
Импульсный сигнал определяется как процесс, действующий 1
течение ограниченного отрезка времени.
Аналоговые сигналы имеют следующие параметры.
1. Мгновенное значение сигнала - это значение сигнала в за
данный момент времени (рис. 1.1, а).
2. Максимальное значение сигнала Xmax - наибольшее мгно­
венное значение сигнала на протяжении заданного интервала вре­
мени Т. Для периодических сигналов термин <<Максимальное зна­
чение сигнала>> яuляется амплитудой.
3. Минимальное значение си1·нала Xmin - наименьшее мгновен­
ное значение сигнала на протяжении заданного интерuала време­
ни.
4. Постоянную состаuляющую сигнала Х0 - среднее значениt
сигнала
т
Хо == (1/Т)f X(t)dt.
о
5. Средневыпрямленное значение сигнала Хсв - среднее значение модуля сигнала
т
Xcn == (1/Т)J X(t) dt.
о
I
1
i
о
1
Л(�
(\
о
т
Хпn�
б
а
Ащ
Sз
Sm�
·ь
в
�-'· :1г
т
о
т
t
,:и
т
д
г
ж
е
Рис. 1.1. Формы сигналов и их параметры·
а - ана,1оговый, б - гармонический, в - треуrолы1ыН, г - прямоугольный; д пара\1етры периодической послсдонателыrости иыпульсных сигналов, е - лара\1ет­
ры И\1Пульс11оrо прямоуrо,1ь11ого сигнdЛа, ж - задержка между дну�1я сипылами
6. Среднеквалратическое значение Хек - определенное ныраже­
нием
Хек
=
[(1/T)f X 2 (t)dt] 0•5 •
7. Переменную составляюшую - разность между исходным сиг­
налом и его постоянной составляющей
Хпер (t) = X(t) - Хо.
8. Пикоuое отклонение Хп - наибольшее (наимен ьшее) мгно­
венное значение переменной составлшошсй сигнала на протяже­
нии залаююrо интервала 13ремсни.
9. Paз:'vfax сиг11ала Хр - разность между максимальным и мини­
мальнь1м знач ениями сигнала ХР = XmJx - Xm in·
10. Для периодических сигналов сушсстuует сnязь между их а:\1плитудой Xm�x = Smux, срсднеквалраТИ'IССКИМ значением Хек = Sл и
средневыпрямленным Хе в = Se.
8
Для того чтобы судить о степени искажений сигнала, т.е. отлиего от синусоиды, существуют коэффициент формы - КФ,
коэффициент искажений - Ки, коэффициент амплитуды - Ка.
Коэффициент формы - отношение действующего значения к
среднему значению сигнала, за положительную полуволну
КФ = Sл/Sc,
11ии
1ле Sд - действующее значение сигнала; Sc - среднее значение
сигнала.
Для синусоидального сигнала коэффициент формы
,5
S max· 20
К =
, ,
=111
2Smax / тr.
ф
те S1nax - максимальное значение сигнала.
Коэффициент амплитуды - отношение амплитуды к действу­
ющему значению сигнала
Ка = Smax /Sд.
Для синусоидального сигнала
Ка = Smax ЛSmax /2 ° ·5 ] = 2 ° • 5.
Коэффициент искажений - отношение действующего значе11ия первой гармоники к действующему значению несинусоидаль110го сигнала
Ки = А,/Sд.
Для синусоидалыю�-о сигнала коэффициент искажений равен
Ки = 1.
Для сравнения коэффициентов К.�,, Ка, Ки сигналов сложных
форм (S1 - синусоидальный, S2 - треугольный, S3 - прямоуrоль11ый) пользуются табл. l. l
Для синусоидальных сигналов коэффициент К.1 = 2° , 5, Кер = 1,11
(рис. 1.1, б, в, г).
Синусоидальные или гармонические сигналы имеют три ос1ювных параметра.
Гармонический сигнал описывается выражением
У= Asiп <р,
где <р - фаза колебания.
Таблица 1.1
Пид сигнала
Синусоилальный S1
Дсйстнуюшсе Среднее
значение
значение
sm a ,
Треугольный S2
Smax
Пря,юуголы1ый S3
Smax
2 0 ,s
305
2S п,ах/тт
Sma,/2
smax
КФ
к.
Ки
2;30,s
20,5
30,s
4 · 6 °.5/тт2
1
1
2 · 2 °.s;тт
1,11
1
9
А
1��--+----+----+-----t--t----+----+------<------11----�----
o
А
1 -- А1
Аз
As
о
2
3
4
5
А1
6
7
А9
8
Ан
А13
Ais
А11
9 10 11 12 13 14 15 )6 17
w
б
Рис. 1.2. Спектры сигналов:
а - гармони•rеские составляющие, из которых обризустся прямоугольный перио­
дический сигнал, б - спектр прямоугольного перио,1ическо1 о сигнала вида «мс­
ан,1ра,,, в - спектр периодической после,1оnатсльности импульсных сигна.,1ов, г спектр одиночного 11\1пульс1rого сигнала; д - спектры оли110•1ных импульсных
сигшыоn с разной длителыrостью; е - спектр о,1и1ю•rного И\1пульсно10 сигнала с
нулевой дЛителыюстью
10
т
л \·
о
•!
]
·1
1
Лw=}1l...
w
в
f(w)
о
j(w)
л--о
о
w
'R
1,
w
ы---о
111
11 11
11111
--------------'
е
w
11
Амплитуда сигнала А - максимальное значение гармоничес­
кого сигнала. Фаза <р - текущее значение гармонического сигнала.
Поскольку фаза определяется выражением
<р = сот,
то частота щ - скорость из:v�енения фазы гармонического сигнала.
Импульс - кратковременное отклонение напряжения (тока) от
некоторого постоянного уровня. В современных нычис1ительных
машинах зто время доходит до 1 ... 2 наносекунд (1- 10-9 ... 2 • 10-9 с).
Импульсные сигналы определяются шrителы-юстью импульса т и
периодом следования Т Связь между длительностью импульса и
периодом следонания определяе1ся скважностью (рис. 1.1, д)
Qc = Т/т.
Одиночный импульсный сигнал имеет передний фронт тФ,
определяемый между уровнями О , 1 и 0,9 от максимального значе­
ния. Длительность импульса ' и , которая определяется по уровню
0,5, длительность спада те (рис. 1.1, е).
В зависимости от uеличин этих параметров импульсы бывают:
прямоугольные при 'и > 'Ф; трапеuеидальные при тФ� те и (3 ...
4),Ф = т и ; треу1·ольные при ти � тФ � 'с ; пилообразные при ' и = 21.·Ф,
'с� О.
В импульсной технике при прохождении сигнала •1ерез элемен­
т ы или устройстuа возникает задержка распространения
(рис. 1.1, ж), определяемая на уроuне 0,5.
Высокий уровень сигнала обозначаеrся символом «1,>, а низ­
кий уровень - <<0». Импульсная техника применяет сигналы с дли­
тельностью от 1-10-9 до 10 с.
Кроме перечисленных параметров сигналы имеют обобщенные
(интегральные) характеристики. К этим характеристикам относятся
спектральные функuии сиrшuюв. Любой сигнал несинусоидаль­
ной формы можно предсл:шить в виде набора гармонических со­
ставляющих с разными амплитудами. Этот набор составляющих
полностью воспроизnодит исхош1ый сигнал. На рис. 1.2, а пред­
ставлены гармонические состаuляющие, ко1орыс описывают 11е­
риодический импу.J1ьсный сиrна..1. Эта форма представления не­
синусоищшьных сигналов называется спектром. Спектр сигнала,
когда , 1 = т2, показан на рис. 1.2, б. Если у13сличивать расстоюше
между импульсными сигналами, как показано на рис. 1.2, б, то
количество спектральных составляющих будет увеличиnаться по
сравнению с нредыдущим сигналом. При увеличении Т:ю беско­
нечности получим одиночный импульсl-!ый сигнал (рис. 1.2, г).
Спектр этого сигнала будет состоять из бесконечного числа спек­
тральных составляюuшх Амп 1итуды всех спектральных составля­
ющих \1еняются 110 гармоническому закону с rюс,·оянным затуха­
нием.
12
s
--
-
о
Sa
So
а
б
т
в
г
Рис 1.3. Суммирование I армоничсских составляющих:
а - 11рн,1оуго,1ы1ый сигнал, б - кос11н}соида.,1ьный сигна.1; в - сумм;:� п�рвой и
трстhсй гарv1оник с ну.1еш,1v1 фаJО!JЫМ санигоч, г - су,1ма п.:рной и третьей
°
Г,1рv!ОНИК С фазою,!�! СДНИГО\1 на ! 80
13
Если уменьшать длительность одиночного импульса, наблюда­
ется расширение огибающей спектра (рис. 1.2, д). Когда длитель­
ность импульса стремится к нулю (Лt � О), а амплитуда А= 1/Лt,
т.е. стремится к бесконечности, то сплошной спектр становится
равномерным (рис. 1.2, е).
Чем ближе форма сигнала к синусоиде, тем меньше гармоник
приходится брать, чтобы, суммируя их, с удовлетворительной точ­
ностью воспроизвести форму несинусоидального сигнала. Гармо­
нические сигналы изменяются плавно, поэтому очевидно, что л.ля
воспроизведения сигнала с резкими изломами необходимо ис­
пользовать составляющие очень высоких частот. Сказанное иллю­
стрируется примерами сложения первых трех гармонических со­
ставляющих (рис. 1.3, а, б). Нетрудно видеть, что в первом случае
суммирование даст гораздо лучшее 11риближе11ие к исходной форме
сигнала, чем во втором. Для удовлетворительного воспроизвсде­
ния прямоугольных импульсов необходимо взять rоразл,о большее
число гармонических составляющих. Практический спектр пря­
моугольных импульсов зпачительно шире спектра импульсов в виде
усеченной синусоиды. Точный ответ на вопрос о ширине спектра
дает хорошо разработанный в настш1щее время математический
аппарат, получивший название гармонического анализа. Он по­
зволяет рассчитать закон убывания амплитуд высших гармоник и
найти значения их начальных фаз.
На рис. 1.3, в, г изображены две формы сигналов, которые не
похожи, хотя и образованы они от двух спектральных составляю­
щих. Если на рис. 1.3, в спекrральныс составш1ютие совпадают по
фазе, то на рис. 1.3, гэти составляюшие находятся n противофазе.
ПривеJiенные рисунки показывают, что форма сигнала зависит и
от фаз спектральных составляющих.
Контрольные вопросы
1. Какими параметрами характеризуется анало1-оный сигнал?
2. Какими параметрами хараК1еризуется импульсный сигнал?
3. Что называется спектром сигнала?
1.2. Резисторы
Резистор - элемент непи, в котором происходит преобразова­
ние электрической :энергии в тепловую Р = UI.
Резистор имеет сопротивление, которое опредешrется выраже­
нием R= U/ !, где U- напряжение, приложенное к резистору; 1 ток, протекающий через него. Сопротивление резистора из:v�еряет­
ся в омах, килоомах или мсгаомах (1 МОм= 103 кОм== 106 Ом).
Любое сопротивление имеет неточность из1·отовления. Суще­
ствуют десять классоn точности изготомения резисторов: ±0,02 %,
14
10,1%, ±0,2 5%, ±0,5%, ±1%, ±2%, ±5%, ±10%, ±20%, ±30%.
11ромышленность llЬШускает резисторы с номиналами от I Ом
;ю 10 ООО MOYI. Чтобы перекрыть l3есь диапазон значений, суще­
спзуют ряды номинальных значений. Для постоянных резисторов
установлены шесть рядов: Еб, Е12, Е24, Е48, Е96, Е196, а для
11ереме1-11-1ых резисторов - Е5 и Е24. Цифра после буквы Е указы­
вает число номинальных значений в каждом десятичном интер­
вале. Для трех рядов значения сопротиllлений резисторов приве­
)Lены в табл. 1.2.
Из таб:1. 1.2 следует, что резисторы I класса точности выпуска­
ЮТС5! с номиналами сопротивлений 1,3 Ом, 13 Ом, 130 Ом,
1,3 кОм, 13 кОм, 130 кОм, 1,3 MO.YI.
Резисторы II и III класса точности с этими номиналами не
llыпускаютс5!.
Максимальное напряжение, при котором резистор может
длителыюе время работать, вызьшает такой ток, который со­
зл.ает максимальную рассеиваемую мощность: Р = U/ = 1 2 R =
= U 2 /R.
Различают два вида резисторов: 1юсто51нные и переменные. По­
стоянные резисторы могут быть проволочные и непроволочные. Про­
волочные резисторы представляют собой стержень с намотанной
на него проволокой из металла, с большим удельным сопротивле­
нием. К таким проволочным резисторам относятся: ПЭ, ПЭВ,
ПЭВР, ПЭВТ.
К непро13олоч11ым резисторам относятс5! МЛТ - мсталлизи­
ровашrые, лакированные эмалью, теплостойкие. На рис. 1.4, а
показаны резисторы в зависимости от мощности рассеивания.
Таблица 1.2
= 20%
:: 5%
:: 10%
:: 20%
:: 10%
± 20%
Е12
Е6
ряд
Е24
ряд
± 5%
ряд
Е12
рнд
Еб
ряд
Е24
ряд
Е12
ряд
1,0
1,0
2,2
2,2
2,2
4,7
4,7
4,7
= 5%
:: 10%
[24
ряд
ряд
1,0
1,1
1,2
1,3
1,5
1,6
1,8
2,0
1, 2
1,5
1,8
1,5
2,4
2,7
3,0
3,3
3,6
3,9
4,3
2,7
3,3
3,9
3,3
5,4
5,6
6,2
6,8
7,5
8,2
9,1
Еб
5,6
6,8
6,8
8,2
15
0,05W
0,125W 0,25W
R
0,5W
lW
в
х
а
2W
5W
IOW
R
б
х
--DIШJ1 2 3 4 5
е
Рис. 1.4. Резисторы:
а - номиналы мощностей рассеивания ре1исторов, б - законы изменения со­
противлений, в - законы изменения сопротивлений стереофонических потен­
циометров; г - последовательное соединение; д - параллельное соединение;
е - положение uвепrых полос на корпусе резистора при uветной маркировке
Переменные резисторы меняют с1юе сопротивление от нуля до
номинального значения. Эти резисторы могут быть проволочны­
ми и непроволочньrми. Изменение сопротивления резистора осу­
ществляется с помощью движка. В зависимости от угла поворота
движка сопротиl.!ление может меняться по трем законам: А- ли­
нейrrый, Б - логарифмический, В - показательный (рис. 1.4, б).
Законы изменения сопротивления стереофонических потенни­
ометров показаны на рис. 1.4, в. Разновидностью регулируемых
резисторов являются подстроечные.
Важными параметрами резистора являются номинальная �ощ1юсть и температурный коэффиuиент сопротивления (ТКС). Под
номинальной мощностью понимается наибольшая мощность,
которую рассеивает резистор в заданных условиях в течение га­
рантированного срока службы при сохранении параметров в уста­
новленных пределах. Значения номинальных мощностей рассея­
ния l.! ваттах выбирается из ряда: 0,01; 0,025; 0,05; 0,062; 0,125;
0,25; 0,5; !; 2, 3; 4; 5; 6,3; 8; 10; 16; 25; 40; 63; 75; 80; 100; 160; 250;
400; 500; 630; 800; 1000.
Температурным коэффиниснтом сопротивления называется
величина, характеризую1ная оп-юсите,1ыюе изменение сощют11в­
_1сния резистора при изменении температуры на l С:
0
ТКС =ЛR/RЛТ.
16
Последовательное соединение резисторов (рис. 1.4, г) дает со11ротивление R,, = R 1 + R2• Параллельное соединение резисторов
(рис. 1.4, д) дает общее сопротивление
R,, = R1 R2
•
R1 + R2
Промышленность выпускает резисторы следующих типов:
МЛТ - металлизированные лакированные теплостойкие;
УЛИ - углеродистые лакиронанные измерительные; МОН - ме­
·1аллоокисные, низкоомные; КЛМ - композиционные лакирован11ые мегоомные; ПЭ - проволочные эмалированные; ПЭВ - про­
волочные эмалированные влагостойкие; ПЭВТ - проволочные
:.>малированные влагостойкие теплостойкие; СЛО - сопротивле11ие переменное объемное; ММТ - медно-марганцевые терморе­
тсторы; КМТ - кобальтомарганцевыс терморезисторы.
Таблица 1.3
Множитель
Приставка
М сждунарuдное
обозначение
Русское
обозначеrrис
экс а
Е
пета
р
1012
тера
т
\09
106
rига
G
мега
м
э
п
т
г
м
10 3
кило
k
к
10 2
гекто
11
г
10 1
дека
деци
da
да
санти
IM
\O
101s
10-
1
10- 1
d
д
с
с
3
милли
m
м
1 о- 6
микро
u
мк
нано
11
11
пико
р
п
фС'v!ТО
f
ф
атто
а
а
I0-
10-9
10-1 2
10-15
10-1�
17
Для сокрашения обозначений номиналов резисторов приме­
няются множители и приставки (табл. 1.3) для образования деся­
тичных кратных и дольных единиц и их наименований.
Все чаще примеш1ется маркировка резисторов в виде цuетных
полос. Это связано с новыми технологическими процессами при
изготовлении ма,1огабаритных резисторов. Расположение цветных
полос на корпусе резистора показано на рис. 1.4, е. Первая поло­
са - первая цифра, вторая полоса - вторая цифра, третья поло­
са - множитель, четвертая полоса - допуск, пятая полоса - уро­
веш, надежности
Назначение цветных полос представле110 в табл. 1.4.
Кроме перечисленных резисторов промышленность выпускает
специализированные резисторы: терморезисторы, варисторы,
позисторы, фоторезисторы.
Терморезисторы - это полупроuодниковые резисторы, сопро­
тивление которых зависит от температуры. Температурный коэф­
фициент сопротивления этих резисторов отрицательный. При по­
ложителыюм температурном коэффициенте резисторы называют­
с:1 позисторами.
Терморезисторы - ММТ, СТ! .2, КИТ; позисторы - СТ5,
СТб.
Таблица 1.4
Цuет
Цифра
Множи
т е ль
Допуск
Уроnень
надежности
Черный
о
1
-
Коричневый
1
10
-
М = 1%
Красный
2
10 2
-
Р= 0,1 %
Оранжевый
3
10 3
-
R= 0,01 %
S= 0,001 %
-
Же,1тый
4
104
-
Зеленый
5
10 5
-
-
Синий
6
10 6
-
-
Фиолетоный
7
10 7
-
-
Серый
8
-
-
-
Бс;11,1й
9
-
-
-
Золотой
-
10- 1
± 1,5 %
-
Серебря 11ый
-
10- 2
= 10%
-
Бесuвет11ый
-
-
± 20%
-
18
и; в
Н, кОм
50
25
40
20
30
15
20
10
10
5
20
120 220 320
а
О
1О
20
30
40
50
/, мА
О
1О
20
30 40
г
50
U, В
R, кОм
[,мА
5
25
4
20
3
l5
2
10
5
О
10
20
в
30
40
50
И, В
Рис. 1.5. Характеристики спснрсзистороu:
11 - температурная характеристика терморезистора; б - ВАХ терморезистора;
rr - ВАХ варистора; г - из\!енсние соnроти1Jлсния варистора от напряжения
Из\1енение сопротивления терморезистора от температуры мож­
но описать uыражением R( Т) = R( Т0) ехр[(В /Т) - (В/Т0 )], где
Т0 = 273 °С.
На рис. 1.5, а показана зависимость сопротивления от темпера1уры, а на рис. 1.5, б - ,юльт-амперная характеристика терморе­
'JИстора.
Варисторы - полупровол.11иковые резисторы, у которых сопро­
·1 ивление уменьшается с увеличением приложенного напряжения
СН-1-2-1-100.
Волы-ам11срная характеристика варистора (рис. 1.5, в) описы11:�ется выражением
Зависимость сопротивления от напряжения показана на рис.
1.5, г.
Фоторезисторы- полупроводниковые резисторы, сопротивле11ие которых изменяется от светового потока.
19
Контрольные вопросы
1. Какие существуют резисторы?
2. Какие классы точности применяются при изготовлении резистороп?
3 Как опре11елястси мощность, рассеиваемая резистором?
1.3. Конденсаторы
Кондеисатор - это ЭjJемент электрической цепи переменного
тока, состоящий из дnух проводящих электродов (обкладки), раз­
деленных диэлектриком, r1рслназначен для накопления электро­
с rатической энергии
Конленсатор имеет определенную емкость
1дс U- нанряжснис, В; С- емкость, Ф; Q3 заряд, К.
Вели•rина емкости измеряется в фарадах (1 Ф = 10 6 мкФ=
= 109 нФ = 10 12 пФ). Конденсаторы изгота�шиваются постоянной и
переменной емкости. Конденсатор переменной емкости допуска­
ет изменение емкости н процессе функционирования аппаратуры.
Унравление смкосгью осущестнлястся механическим способом.
электрическим напряжением (варикапы) и температурой.
Конденсаторы постоянной емкости делятс}J на высокочастот­
ные и н изкочастотные. Сопротивление конденсатора переменно­
му току определяется выражением Хе= 1/iwC = -i/wC. График за­
висимости сопротивления конденсатора от •�астаты переменно� о
1 ока показан на рис. 1.6. Низкочастотные конденсаторы имеют боль­
шую емкость и изготанливаются электролитическими (нолярны­
ми). Они применяются в цепях постоян1-1ого, переменного и пуль­
сируюше1·0 токов, высокочастотные конлснса·1оры в основном
керамические.
Параллельное соединение
w
конденсаторов даст обшую ем­
кость Х0 = Х1 + Х2 • Послелонатель­
ное соелинение конденсаторов
лает обшую емкость
-
Хо=
Хе
Рис 1 6. Из\1снсние со про I инлсния
конденсатора от ч�стоты
20
Х 1 Х2
Х1 +Х2
Номинальные значения ем­
костей стандартизованы и вы­
бираются из определенных ря­
дов чисел: ЕЗ, Еб, Е12, Е24,
1 •IK, Е96, El92. Цифра после буквы Е указынает число номи1111J11,ных значений в каждом десяти,rно:v� интервале. В производ­
, 111с конденсаторов чаше всего используются ряды: ЕЗ, Еб, Е12,
1 .>4. Ряды номинальных емкостей (в пикофарадах) конденсато­
ров показаны в табл. 1.5.
Конленсаторы, емкость которых измеряется в микрофарадах,
11мсют номиналы, указанные в табл. 1.6.
Важными параметрами кон;tснсаторов являютсs� номинальное
11:111ряжение и температурный коэффициент емкости (ТКЕ). Но­
ш111альное напряжеиuе - напряжение, при котором конденсатор
Таблица 1.5
)О%
1,0
1,5
10% 5% 20% 10% 5% 20% 10% 5% 20%
1,0 1,0
1,1
10
J,2 1,2
1,5 1,5 15
1,6
1,8 1,8
2,0
2,2 2,2 2,2 22
2,4
2,7 2,7
3,0
3,3 33
4,7
6,8
3,6
3,9 3,9
4,7 4,7 47
5,1
5,6 5,6
6,2
6,8 6,8 68
7,5
8. 8,2
9,1
10 100 100 100
11
110
12 12
120 120
15 15 150 150 150
16
160
18 18
180 180
20
200
22 22 220 220 220
24
240
27 27
270 270
300
30
33 33 330 330 330
36
360
39 39
390 390
47 47 470 470 470
10
51
510
560 560
10%
5%
20%
1000 1000
1000
0,01
1200
1500 1500
1800
2200 2200
2700
3300 3300
3900
4700 4700
5600
56 56
62
620
68 68 680 680 680 6800 6800
750
75
82 82
8200
820 820
91
910
1100
1200
1500
1600
1800
2000
2200
2400
2700
3000
3300
3600
3900
4700
5100
5600
6200
6800
7500
0,0]5
0,022
0,033
0,047
0,068
8200
9100
21
Таблиuаl.6
5и 10%
5%
0,01
0,1
1,0
10
0,15
1,5
15
0,22
2,2
22
0,33
3,3
33
0,47
4,7
47
0,68
6,8
68
10 и 20%
100
1000
220
2200
470
4700
0,012
0,015
0,018
0,022
0,027
0,033
0,039
0,047
0,056
0,068
0,082
Таблицаl 7
Группа ТКЕ
ИIОО
ПбО
Сх l0- 6, rрад.- 1
100
60
пзз мшо мзз
о
33
-33
М47
М75
М150
-47
-75
-150
Окончание табл. !. 7
М220
мззо
М470
М750
М1500
М2200
мззоо
-220
-330
-470
-750
-1500
-2200
-3300
Таблица18
Группа ТКЕ
лС%
HIO
:': 10
Н20
:': 20
шо
Н50
Н70
Н90
:': 30
± 50
± 70
± 90
может работать н заланных условиях в течение гарантированного
срока службы с сохранение� параметров в допустимых пределах.
Температурный ко:Jффициент емкости - изменение емкости на 1 °С:
ТКЕ = ЛС/лТС.
22
По значению ТКЕ керамические конденсаторы делятся на груп111,1, указанные в табл. 1.7.
Для конденсаторов с большим уходом емкости от темнсратуры
11римсняют слсдуюшие обозначения, табл. 1.8.
Контрольные вопросы
1. Как меняется сопротивление ко11,1е11сатора от частоты?
2. Какие точности изготонле11ия конденсаторов применяются?
3. Чем отличаются высокочастотные ко11,,1енсаторы от низкочастотных?
1.4. Дроссели и трансформаторы
Дроссель - элемент, способный накапливать энергию маг11итного поля. Параметром л,росссшr яшrяется индуктивность. Ин­
Jtуктюшость измеряется в генри(\ Гн == 1-10 3 мt·н == \. lOc, мкГн).
)tроссель изготавливается в виде спиральной обмотки. Всличи1�а индуктивности прямо пропорниональна раз;1.1срам катушки
11 числу витков. Кроме того, индукгиuность зависит также и от
материала, введенного н катушку сердечника, и наJrичия экра11а. При введении в катушку ссрдеч11ика из магнитных материа­
лов (феррит, альсифср, карбонильное ж елезо) се индуктив1юсть увеличивается. Сердечник из ла 1 уни или алюми11ия умень­
шает индуктивность. Сопротив;rснис катушки зависит от часто­
ты сигнала XL == iwL. Частотная характеристика дросселя показа­
на на рис. 1.7, а.
Трансформатор - это преобразующий элемент переменного
гока. Трансформатор имеет как мини:-.1ум ;шс обмотки. Одна об­
мотка называется первичной, остальные обмотки - вторичны­
¼И. На рис. 1.7, б показана схема тра11сфор.чатора с ал.ной вто­
ричной обмоткой, на рис. 1.7, в трансформатор имеет 11ве вто­
ричные обмотки.
На первичную обмотку полаетсн напряжение И1 , на вторичных
обмотках возникает напряжения U2 и U3 • Это напряжение но:шика­
ет за счет магнитной связи между первичной и вторичными обмот­
ками. Отношения И2 /И1 ==1112, И3/И1 =n 1 , называются коэффициен­
тами трансформации. Для максималь11ой магнитной связи между
обмотками применяются ферри·1овыс магнитопроводы. Существу­
ют низкочастотные, высокочастотные и силовые трансформаторы
Высокочастотные трансформаторы нс имеют магнитопровода. Си­
ловые трансформаторы при;1.1еняются н источниках питания.
Автотрансформатор - индуктивный э;1смент с одной обмоткой
(рис. 1.7, г). Выхоююе напряжение устанавли13ается с помощью под­
вижного контакта, который перемещается вдоль обмотки.
Расчет трансформаторов на 1 шнают с определения его вторич­
ной полной мощности, которую можно принять равной произве23
дению вторичного напряжения на вторичную силу тока при пол­
ной нагрузке
Р2 == И2f2
+
lfзlз,
По известной вторичной моwности определяется входная мощ­
ность
DG,
G
wJIG-2
W,
а
нцт;
д
!1..
Wз
в
г
k
m
е
1�
и�
к
0,2
U2
0,1
�
о
ж
Кг
�
2
з,,_
�
�,,_
вх �
100
з
и
Ивых
103
1
100
�
О
1С
500 Р2,ВА
300
з
10
2
�
10 W, кГц
л
О
5
10
м
15
U8x
Рис. 1.7. Индуктиuныс элементы:
а - ИJ:.1снс11ие со11ротив,1сния дросселя от частоты,
б - с одной вторич11ой
обмоткой, 6 - с дву,1я нторr�<ты,1и обvютка,1и, г - автотраш:фор,штор, д раз'v!еры 'v!агнитоnровода стержневого типа, е - пара\1стры магнитопроuода
броневого тина, ж - по11ижающий автотра11сформатор, з - повышающий
ав101рансформатор; и - rрJфик коэффи11иснта по1срь. к - конструкция пье­
зотрансфорщпора; л - зависимосп, козффи1шснл1 переда•1и от частоты, At псрспаточш�я х.1рактсри.:тI1ка
24
Табл ица 1.9
Втори•шая мощность, Вт
КПД трансфор'v!атора
15 ... 50
50 . . 150
150 ... 300
300 ... 1000
0,5 ... 0,8
0,8 ... 0,9
0,9 ... 0,93
0,93 ... 0,95
1J1t: т� - КПД трансформатора, который определяется в соответ­
с1 вии с табл. 1.9.
По первичной мощности определяются размеры маrнитопро­
lн>;tа. Сечение стержня сердечника трансформатора Qт определя1· 1·ся по эмпирическим формулам:
для трансформатора стержневого типа (рис. 1.7, д) - Qт = (Р1 ) 0 ·\
для трансформатора броневого типа (рис. 1.7, е) - Qт = О, 7 (Р1 )0•5 .
Сечение сердечника в сантиметрах квадратных определяется
1 1t:рез геометри•1еские размеры
Qт = аЬ,
IJLC а - ширина пластин см; Ь- толщина пакета ленты, см.
Высота прямоугольного окна u сантиметрах определяется соот1 шшением
Н = (2,5 ... 3,5)а.
Соотношение размеров сечения сердечника может находиться
11 прсдеJiах
Ь/а = 1,5 ... 2,0.
Ширину окна сердечника в сантиметрах определяют по фор­
'vlуле
Ст = Н/(2,5 ... 3,0).
Сечения проводов первичной и вторичной обмоток определя­
ю гся по форм�1ле
s = l/8,
IJLe s - сечение провода обмотоки, мм2; 8 - плотность тока в об­
мотке, А/мм 2 .
Для трансформаторов мощностью до 100 ВА плотность тока
11ринимается раююй 3,5 ".4,5 А/мм2, а для трансформаторов мощ1юстью от I О до 500 БА - 2,5 ... 3,5 А/мм2•
Число витков n обмотках при частоте 50 Гц определяется по
формуле
w =-10_4_И_
222BQT '
JJte В= 0,9 ... 1,5 Тл - всли'1ина магнитной индукции в сердечни25
Количество витков вторичной об:-.ютки определяется из соот­
ношения
откуда
Иi;== W1 U2fUj.
Число витков обмоток можно определять через коли'Iество вит­
ков на I В рабочего напряжения по формуле
W0 == 55/QтВ этом случае количество вю ков первичной и вторичной обмо­
ток онрсдсляется выражсния:-.1и
W, = WоИ1; 11/2 = (l,05 ... l,l)WoИ2.
При'lfср. Рассчитать трансформатор ,ыя питания от сети 220 В при вто­
ричном на11ряжении 127 В и сиж тока нагрузки 5А.
Решение.
1. На основании заданной нагрузки рассчитаем вторичную мощность
трансформатора Р2 = И212 = 127 • 5 = 635 ВА.
2 Первичнан моuшость трансформатора рассчитывается no формуле
3. Длн трансформатора стержневого ти11а сечение сердечника
Qт = (P1 ) 0 . = (675) n 5 = 26 см2 •
S
Принимаютсн с,1едующие размеры трансформатора: ширина стержня
а = 4 см, вьrсо га стержни l/ = 3а = 3 • 4 = 12 см, ширина окна с= lf/3 =
= 12/3 = 4 см, тoJrutинa паке га пластин равна Ь = 6,5 см.
4 Опре,1еляем силу тока псрnичной об:,.ютки
5. Опрсдслнсм сечс11ин проводов 11срвич11ой и вторичной обмоток,
из ПЛОТ//ОСТ11 тока, равной 2,0 А/мм 2:
ИСХО.,JН
s1 = li /8 = 3,07/2 = 1,535 мм 2 ; s2 = l2f8 = 5/2 = 2,5 мм2 •
6. Опрс,1е.1яс\1 количество витков 11срllич11ой и вторичной обмоток,
пришш маг11ит11ую индукш1ю сердсч1111ка В= 0,9 Тл
104 -220 - -424 ви гка,
222 О, 9 · 26
W2 = Wj Uli U, = 424 • 127/220 = 244 витка.
Исхо;шьши парамстра:-.1И д:тя расчета автотрансформатора яв­
ляются напряжение и частота питаюшсй сети, мощность и напря-
26
11,t·11ие вторичной обмотки. Расчет начинается с определения мощ110<.:ти (ВА):
лля понижающего автотрансформатора (рис. 1.7, ж)
п-1
Рт= Р2--;
для повышающего аюотрасформатора (рис. 1.7, з)
Рт = Pil
- п),
IJLC 11 = И1 / И2 = 0,5 ... 2,0 - коэффициент трансформации; Р2 =
И2/2 - мощнос1ь вторичной цепи, ВА.
Сила токов в отдель11ых частях обмотки определяется выражс1111ями
1 ;1е cos <р2 = 1 при активной нагрузке; cos <р 1 = 0,85 ... 0,95.
Коэффициент полезного действия определяется выражением
1'\ =
Р2 COS<p2
Р2 cos <р2 + КР,
'
1Jte К - коэффициент потерь. График этой функции показан на
рис. 1.7, и.
Поперечное сечение магнитопровода в сантиметрах квадрат111,1х автотрансформатора определяется выражением
Qт
=
З(Рт/8)0•5 .
Плотность тока в uбмогке автотрансформатора определяется
110 двум критериям: при мощности автотрансфор:\-1атора до 100 ВА
111ютнос1ъ тока равна 3,5 ...4,5 А/мм 2, при мощности более 100 ВА 2,5 ... 3,5 А/мм 2.
Сечение проводов в миллиметрах квадратных в отдельных час­
гнх обмотки автотрансформатора определяется в зависимости от
t:илы тока в обмотке и допустимой ш1отности тока:
для по11ижающе1·0 автотрансформатора
S 1 = /1 /8; S2 = U2 - 1 1 )/8;
для повышающего автотрансформатора
S 1 = U 1 - 12)/8; S 1
= /2/8.
Число витков обмотки онределяется выражениями:
для понижающе1·0 а�потрансформатuра
W1 + W2 = 55 И�/Qт или W2
= ( W1
+ W2) И2/ И1 ;
27
для пош,rшаюше1·0 автотрансформатора
Wi = 55И1/Qт или
w; =
W1 (И2 - И1 )/И2-
рас 1 1ст
Далее
автотрансформатора проводится так же , как и
расчет трансформатора.
Пример. Рассчитап, 11овышающий автотрансформатор, сели напряже­
ние питающей сети U1 = 127 В, частота питаюшсй сети 50 Гц, вторичное
шшряжснис U2 = 220 В, мощность нагрузки Р2 = 220 ВА.
1. Мощносп, ав1отра11сформатора рассчип,шасм rю форму,1е
Рт= Р/1 - п) = 220(1- 0,576) = 93,1 ВА
при п = U1 /U2 = 127/220 = 0,576.
2 Определяем си;1у тока 11срвич11ой и вторичной uспсй
/
1
= � COS<p2
U1 ri cos <р1
ПО l
� 2 02 А'
127-0,95-0, 9
'
1
---=0,95.
--220
220 + о, 125 93, 1
КозффиШIСIП К(см рис. 1.7, и) равен 0,125; cos<p1 = 0,9; cos<p2 =-= 1.
Ток в1оричной цепи !2 "" Р2/ U2 = 220/220 = 1 А.
3. О11рсдсл11м сечение маrнитопроrю;ш
Q =- 3(Р,/'6) = 3(93,1/3) = 16,7 с\12 •
4. Най1tсм ссче11ис 11ронол:а для первичной и 131орич1юй 11с1rсй
51
= U1 - IN& = (2,02 - 1)/3 = 0,34 �r\1 2;
52
= /2 /8 = 1/3 � 0,333 мм2 .
5 Опрслслим количество витков секций обмотки
W1 =- 55U1 /Qт = 55 127/18 = 390 витков,
�V2
с.=
W1 (U2 - И1 )/U2 = 390 (220- 127)/220 =-= 165 BIHKOB.
Трансформаторы на :\-!апштном материале занимают ведущее ме­
сто н источниках nи 1ания и в преобразователях на11ряжения. Их ос1 rовной недостаток - большая масса и размеры. Нарю1у с магнитны­
ми трансформаторами применяются ньезотрансформаторы, кото­
рые имеют выходную м01нность менее 5 Вт. Эти тра!!сформаторы
изгот,шливаются из пьезокерамики с нанесением четырех э11сктро­
дов. Рюмеры тако1·0 трансформатора приблизителы ю равны I О х2 х I см.
К электродам З (рис. 1.7, к) ,нщаетсн гар.,юнический сигнал ампли­
тулой 10 В и частотой 10 кГц. Между ::ними электродами uозникает
электри•rеское поле, которое вызывает механические колебания кри­
сталла. Эти колебания распространнются между электродами 2. Отра­
жансь от 1орцоu с электродами 2, механические колебания 11ереме-
28
шаются в глубину кристалла. В рсзуJ1ьтате между электродами 2 об­
разуется стон чая волна механических ко,1ебаний. Амплитуда этих ко1н.:баний постепенно нарастает во времени. Происходит проuесс на­
kш�лсния механической энергии в кристалле. Нарастание колсба11ий
11рекращается, когда потери становятся соизмеримыми с электри­
•1с(жой подкачкой. Большие механические колебания вызьшают боль111ие электрические заряды на электродах 2. Максимальная отдача
н1ергии достигается, когда 11асrупает резонанс меж.пу электричс­
L·кой подкачкой и механическими деформаuиями кристалла. Частот11,1:1 характеристика трансформатора показана на рис. 1.7, л, а пере­
щточная характеристика - на рис. 1.7, м.
Поскольку в кристалле возникают стоячие механические 1юл11ы, то существуют места, где образуются- узлы и пу•шости меха11и 1rсских колебаний. Там, где существует узел механических ко­
:1ебааий, кристалл находится в покос. В эгих точках он крепится к
основанию. При хорошо подобранных параме1рах пьезоэлемента,
1 сометрии и расположении электродов можно получи rъ коэффи1 tиент трансформаuии 100 и более. В резуrrьтате !-!а !.IЫХоде между
)jJектродами 2 устана�ыиuастся переменное напряжение с ампли­
rу1юй более \ООО В.
Контрольные вопросы
1. Как мсннетсн сопротивление дросселя от частоты?
2. Какие параметры имеет трансформатор?
3. Чем отличаетсн 1 рансформатор от автотрансфор7vtаТора?
1.5. Микрофоны и ди1шмики
Микрофон прсд11азначается для преобразования звуковых коле­
баний в колебания переменного тока. Сушестнует несколько ви­
.,1ов микрофонон, отличаюшихся друг от друга rro принuипу дей­
ствия: электродинамические, конJ1енсатор11ыс, пьезоэлектричес­
кие, электромаг11итные, угольные.
Угольный микрофон показан на рис. 1.8, а.
Угольный порошок имеет определенное сопропшление. При
давлении мембраны сопротинление порошка уменьшается. В цепи
1.юзникают колебания тока при воздействии звука 11а мембрану.
Схема электроди11ю1ическоrо микрофона показана на рис. 1.8, б.
Зиукоuая кату1нка нахол.ится 13 i\Jагнитном поле. Под лсйствием
зuука совершает колебания мембрана с катушкой. На конuах ка­
тушки 11аuодитсн ЭДС, повторяя звуковые сигналы.
Схема 11ьсзоэлсктрического микрофона показана на рис. 1.8, в.
При лействии звука мембрана, механически связанная с пьезо­
элементом, изгибает его. Механическое воздействие на пьсзо::>ле-
29
,
1
мент вызывает понвление ЭДС на граннх кристалла. Общее обозначение микрофона показано на схемах электрических (рис. 1.8, г),
электродинамических (рис. 1.8, д), электромагнитных (рис. 1.8, е),
конденсаторных (рис. 1.8, ж), пьезоэлектрических (рис. 1.8, з),
угольных (рис. 1.8, и).
9
8
з
.. . .. . .. . .. .
·.·. ·.·. ·.·.·.·.•е+--.-­
.. .. .. .. .. .. .. .. R
........
5
4
7
о
6
б
GB
а
(257
г
д
е
ж
з
и
л
к
Рис 1.15. Конструкции микр()фонов и дивамикон:
а - уrо,1ьный микрофон; б - э.1ектродина\1и•1ескнй микрофон; в - пьс1оэлек­
три•1сский микрофон. г-11 - условные грJфичсские обоJначсния vшкрофонов,
к - дНШl\!ИК, ,1 - уl:ловнос 1рафическое обоз11а'1сние ;�:нню111ка, 1 - мстал.,1и­
чсская гибкю1 п.1астина, 2 - изоляторы, З - уголы1ы�1 порошок, 4, 9 - мстал­
ЛИ'1сский корпус, 5 - маг1111т11ая СИl:ТС\!а, 6 - звукован ю11ушка, 7, 8- мембра­
ны, 10- пъезоэлсмс1п, 11 - \iаПiитопроrюд, 12- ,1ап1111. 13 - диффузор, 14 катушка
30
Та б л ица 1.10
Тип динамика
СоnротивНеравносная
Рабочий
Мощность, Импуль
ленис
МОШIЮСТЬ, диапазон •1астот, мерность
Вт
катушки,
Вт
АЧХ
Гu
Ом
!ГДШ-7- 4(8)
3
10
180 ...12 500
12
4(8)
Н'ДШ-14-4(8)
3
10
160 . . 10 ООО
14
4(8)
"ГДШ-10-4(8)
5
15
100 ...16 ООО
14
4(8)
С1ГДШ-5Д-4(8)
6
10
3150 ...20 ООО
14
4(8)
1UГДШ-21Д
10
30
63... 20 ООО
15
4
15ГДШ-6Д-4(8)
15
30
80 ...20 ООО
14
4(8)
25ГДШ-12Д
25
40
63 ...20 ООО
14
4
�ОГДН-19Д
50
100
30 ... 3150
14
4
IUОГДН-18Д
100
200
30 ... 4000
14
8
Динамик.и осуществляют преобразование электрических сигна­
лов в з1.1уковые волны. Динамики электродинамического типа по­
казаны на рис. 1.8, к., л.
По катушке протекает ток. В за1.1исимости от направления тока,
катушка втягивается или выталкивается из маr11итпой системы.
Jlиффузор, связанный с катушкой, со1.1ершает колебания, вызы11,1я движение воздуха в пространстве.
Динамики или динамические головки маркируются буквами
ГД. Число перед этими буквами обозначает мощность в ваттах, а
1 1исло после букв - заводской номер (например 0.1 ГДЗ).
Оснонны\1и параметрами динамиков являются: номинальная
мощность излучения, диапазон воспроизводимых частот, сопро­
гивление катушки. В таб.1. 1.10 приведены спраночные данные по
11скоторым типам дина:'v!иков.
Контрольные вопросы и задачи
1. При1111ип построения микрофона.
2 Какие существуют микрофоны?
3. Принцип пос �роения динамика.
Задача 1. Как надо uключить электролитический ко1щс11сатор, чтобы
mr работал на переме11ном токе?
Решение
Д.�н малых токов, протскаюших через ко1шснсатор, следует вос1юль­
�оваться схемой, показанной на рис. 1.9, а. В этой схеме электролитичс31
а
2 мкф><З50 В
22�g,�
-----
T
в
220 В
50Г ц
г
Паяльник
Рис. 1 .9. Включение конденсюора в 11епь переменного тока·
а - вклю•tение по.1ярного конденсатора на псре:v�енный ток (без диодной защи­
ты), 6- с диодной Jаш1пой, в - уменhшсние перегрева паяльника; г - определение первичной обмотки трансформатора
ский ко11дс11сатор при пропускании переменного тока работает в двух
режимах. При совпадении полярностей ко11де11сатора и значений пере­
менного сигнала конденсатор работает как емкость. При противополож­
ных значениях конденсатор представляет собой сопротивление Величи­
на этого сопроr11вления влияет на разогрев конденсатора.
Для значительных токоu в цепи конденсатора можно применять схе­
му с диодами (рис. 1 9, б). Однако здесь надо быть осторожным, посколь­
ку прпмое падение напряжения на диоле может создать значительный
ток через конденсатор, который будет разогревать его.
Задача 2. Как определить nсрuич11ую обмотку силоuоrо трансформа­
тора с помощью конценсатора?
Решение.
На рис. 1.9, в показана схема включения (неполярного) конденса­
тора емкостью 2 мкФ 11а напряжение 350 В в любую обмотку транс­
форматора. Воз�южны два случая. Подключение осушеств,1е110 в пер­
вичную обмотку. В этом случае сетевое напряжение подается в после­
;10вательный контур. Большая индуктивность первичной обмотки мо­
жет создать напряжение более 220 В. Необходимо к первичной обмот­
ке подключить измеритель (тестер) и только после э1ого включать в
сеть Иэмеритсль может показать напряжение более 500 В Чтобы 11е
произошел пробой иэоляции псрuичной обмотки и ее разогрев, сле­
дует быстро отключить сеть. Это измерение показывает, •по обмотка
имеет большую индукгивность и она может использоваться в качестве
первичной.
По второму случаю конденсатор uкл ючается в малоиндуктивную
об\ютку (вторичную) Малое сопротивление э1ой обмотки приводит к
большому 11адснию напряжения на ко11де11са1оре. На обмотке остается
незначительное напряжение, которое трансформируется в остальные
обмотки. Выбирается обмотка с большим номиналом напряжения. Эта
обмотка может выполнять функции первичной обмотки. Для проверки
способности этой обмотки быть первичной возвращаемся к нсрвому
случаю
32
Задача 3. При�енен ис конденсатора дJIЯ устранения перегрева паяль­
ников.
Решение.
Из практики известно, что большинство продаваемых паяльников
страдают перегревом. От этого олово на конце жала быстро сгорает. Для
устранения этого недостатка достаточно последовательно с паяльником
поставить конденсатор (рис. 1.9, г), на котором будет падать напряжение
приблизительно 20 В. Этого впопне достаточно, чтобы уменьшить темпе­
ратуру паяльника. Е�кость конденсатора следует выбирать исходя из рас­
чета мошности паяльника. Паяльник с мощностью 60 Вт требует непо­
лярный конденсатор 1 ... 2 мкФ на 160 В (лучше на 350 В).
2 IOpn111кo11
ГЛАВА 2
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
2.1. Общие сведения
К полупроводникам 01 носятсн вешестна, которые но сноему
удельному сопротивлению (1 10-4 ... 1• 10 10 Ом• см) занимают про­
межуточное положение между проводниками и диэлектриками.
Проводники имеют удельное сопротивление 1- 10-6 ... 1• 10-4 Ом• см,
диэлектрики - 1-10 10 ... 1• 10 15 Ом• см.
Для полупроводников характерна сильная зависимость нроно­
димости от температуры, электрического ноля, освешенности,
сжатия и т.д. В отличие от проводников они имеют не только элек­
тронную, но и дыро<rную проводимость. К полупроводникам от­
носятся такие материалы, как германий, кремний, арсенид гал­
лия, селен.
Каждый атом связан с соседними через промежуточные элек­
троны. Например, германий принадлежит к элементам четвертой
группы периодической системы Д. И. Менделеева. Следовательно,
он имеет на внешней орбите четыре валентных электрона. Каж­
дый атом в кристалле германия образует электронные связи с че­
тырьмя сосеш�ими атомами. При температуре, близкой к абсо­
лютному нулю, и отсутствии примесей нее валентные электроны
атомов в кристалле rермани5! (рис. 2.1, а) взаимно свнзан:ы, сво­
бодных электронов нет; следовательно, кристалл не обладает про­
водимостью.
а
+
б
п
р
- +- - ++- +
+- - - +++­
-+-- ++-+
+---++ + -
в
г
Рис. 2 1. Свойс1ва nо:rупроводника
а - злектро1шые сш1зи н герV!ании и кремнии, б - электронные связи в 11опупро­
воднике с примесью мышьяка, в - злсктронные снязи в полупроводнике с nри­
\1есью индю1; г - юанмосвязь двух по"1упроводниковых материа,1ов с эпектрон1ю-дыро<JНЫ\1И структура\111 Образование контактной разности потенциалов
внутри криста,1лов
34
Под действием температуры связывающие электроны моrут по­
кинуть свое место и оказаться в межатомном пространстве. На их
11режнем месте образуется вакантное место - дырка. Свободные
:.>Лектроны под действием внешнего поля могут передвигаться в
кристалле, созлавая ток. Германий уже при комнатной температуре
становится полупроводником. В процессе движения электронов в
кристалле часть их может занимать дырки, образуя полную связь
меЖ)..(у атомами. Однако нормальная связь нарушается в том месте,
01 куда ушел электрон. Под действием внешнего электрического поля
11роисходит перемещение дырок в направлении поля, т. е. в направ­
лении, обратном перемещению электронов. Перемещение дырок
эквивалентно перемещению положительных зарядов. Этот процесс
называется дырочной проводимостью. Если при электронной про­
води\iости один свободный электрон проходит весь путь в кристал­
ле, то при дырочной большое число электронов поочередно заме­
щают друг друга в связях, т. е. имеет место как бы :эстафета электро­
нов, при которой каждый электрон проходит свой этап пути. Та­
ким образом, проводимость полупроr.юдника складывается из элек­
тронной и дыро•rной. При нарушении электронных связей в крис­
талле чисто1·0 проводника одновременно возникает одинаковое
число свободных элсктроноu и дырок.
Одновременно с генерацией пар электрон - дырка происхо­
дит обратный процесс - рекомбинация, при которой свободный
электрон заполняет вакантное место. При заданной температуре
число пар в единице объема полупроводника в среднем остается
постоянным. Например, при температуре 20 °С концентрация сво­
бодных :электронов и дырок у германия равна 2,5 • 10 13 в l см3 , а у
металлических проводников концентрация свободных электронов
в l см 3 составляет около l • 10 22 • Таким образом, из сопоставления
концентраций следует, что проводимость германия при комнат­
ной температуре значительно меньше 11роnодимости металлов. При
поnышении температуры число сnобо;щых электронов и дырок
сильно возрастает и проводимость германия значительно увели­
чивается. Проводимость полупроводника при отсутстnии в нем
примесей называется собственной проводимостью полупроводника.
Полупроводники имеют отрицательный температурный коэф­
фициент сонротивления, который по абсолютной величине в
l О ... 20 раз больше, чем у металлов. При нагревании металла на l С
его сопротивление увеличивается примерно на 0,4 %, сопротюше­
ние полупроводников уменьшается на 4 ... 8 %. Это свойство полу11роводников используется в технике для разли•шых целей, нанри­
мср лля из1·отовления терморезисторов, сопротивление которых
резко меняется при незначительных изменениях температуры.
Свойства полупроводника можно изменить, внеся в него нич­
тожное к011ичество примеси. Вводя n кристалл полупроводника
атомы 11ругих :элементов, можно получить в кристалле преоблада0
35
нис дырок над свободными электронами. Например, при замеще­
нии в кристаллической решетке атома германия атомом мышья­
ка, имеющим пять валентных электронов, четыре электрона мы­
шьяка образуют заполненные СН}!ЗИ с соседними атомами герма­
ния, а пятый электрон, слабо связанный с атомом мышьяка,
превратится в свободный (рис. 2.1, б), по:лому примесь мышьяка
увеличивает электронную проводимость.
При замешении атома германия ато:v�ом индия, имеющим три
валентных электрона, они встушп в связь с тремя атомами герма­
ния, а связи с четвертым атомом германия будут отсутспювать
(рис. 2.1, в), так как у индия нет четнсртоrо :.>лектрона. Восстанов­
ление всех связей возможно, если недостающий четвертый элек­
трон будет получен от ближайше1·0 атома германия. Но в этом
случае на месте электрона, покинувшего атом германия, поя13ит­
ся дырка, которая может быть заполнена электроном из соседне­
го атома германия. Проuесс последовательного заполнения сво­
бодной связи экuивалентен движению дырок в полуrrроводнике.
Таким образом, примесь индия 11013ышает дырочную проводимость
кристалла германия.
Полупроводники с преобладанием электронной проводимос­
ти называются полупроводниками типа п, а полупровоюrики с
преобладанием <<дырочной» проводимости - типар. Носители за­
ряда, определяющие собой вид проводимости в примесном полу­
прово;шикс, называются основными (электроны в п-полупровод­
нике или дырки u р-полупроводнике), а 11осители заряда проти­
воположного знака - неосновными. Примеси, вызы1Зающие пре­
обладание дырочной проводимости, т.е. такие, у которых валент­
ных электронов больше, чем у атома данного полупровоюшка,
называются доиорuыми. Примеси, вызывающие преобладание ды­
рочной проводимости, т.е. r1римсси с меньшим числом валентных
электронов в атоме по сравнению с атомом данного полупровод­
ника, назыuаются акцепторными. Донорными примесями для гер­
мания являются, например, мышы,к, сурьма, фосфор, а акцеп­
торными - индий, галлий, алюминий и др. В за13исимости от про­
центного содержания примеси проводимость примесного полу­
проводника возрастает по сравнению с собственной проводимос­
тью полупроводника в десятки и сотни тысяч раз. Например, если
в нормальных условиях в I см3 чисто1·0 германия содержится при­
мерно 4,2 · 1022 атомов и 2,5 10 13 электронов и дырок, то примесь
мышьяка в количестве 0,001 % 13ызовет появление в том же объе­
ме дополнительно 1 • 10 17 электронов, которые обеспечат увели­
чение электронной проводимости примерно в 1 • 104 раз.
Если к чистому полупроводнику добавить вещество с пятью
внешними электронами, то в 11ространстве кристалла появляются
носители тока, не связанные с кристаллической решеткой. Эти
полупроuодники называются п-типа. При добавлении к чистому
36
11олупроводнику вещества с тремя внешними электронами появ­
ш1ются дополнительные дырки в полупроводнике. Такие полупро1ю.шшки называются р-типа.
2.2. Электрические свойства п-р-перехода
Если соединить два полупроводника с разными дополнитель11ыми проводимостями, один из которых - с электронной про­
водимостыо, а другой - с дырочной, то в кристалле возникает
1шутренний ток. Вследствие большой конuентрации электронов в
1юлупро1юднике п-типа по сравнению с полупроводником р-типа
свободные электроны устремляются к свободным дыркам. В тон­
ком пограничном слое полупроводника п-типа возникает поло­
жителы-rый объемный заряд, а в пограничном слое полупровод1111кар-типа - отрицательный заряд. Между разноменно заряжен11ыми слоями возникает разность потенниалов - потенuиальный
барьер и образуется электрическое поле (рис. 2.1, г), которое пре11ятствует диффузии. В результате на границе соединения крис1аллов образуется зона, где полупроводник р-типа будет иметь
избыточное количество электронов, полупроводник п-типа - из­
быточное количество дырок. Эта зона остановит движение носи1елсй (см. рис. 2.1, г). На границе образуется потенциа,11ьный барь­
ер. Электрическое поле п-р-перехода воздействует также на нео­
сновные носители зарядов, попадающих 1.1следствие теплового дви­
жения в поле перехода. Движение неосновных носителей заря­
;юв - электронов из р-области и дырок из п-области направлено
встречно диффузионному току основных носителей и называется
лрейфовым током. Дрейфовый ток зависит от температуры полу11роводников и часто называется тепловым током. При отсутствии
внешнего �юля дрейфовый ток уравновешивается диффузионным:
и суммарный заряд, проходящий в единицу времени через пере­
ход, равен нулю.
Контрольные вопросы
1. Назовите электрически е свойства полупроводников.
2. Что такое п-р-переход и его свойства?
3. Как влияет температура на свойства полупроводника?
2.3. Поду1Jроводниковые диоды
Теперь рассмотрим поведение потенuиального барьера, когда к
п-р-переходу приложено внешнее напряжение. Положим, что к
кристаллу р приложен положительный электрод внешнего источ11ика, а к кристаллу п - отрицательный электрод. На рис. 2.2, а по­
казана напряженность в кристалле при действии контактной раз37
�
+
�
и.
�
Е,А,,,,,р
а
я
11 +
-Е+
+ Е_
-20 �
d
+
о
О,6В Е
I
А
о
б
1
+
t>I
U,
В
-Iк
г
в
е
ж
Рис. 2.2. Свойства полупроводников при внешнем напряжении·
а - включение п-р-перехода в нрнмом нанрнвлении; б - ВАХ п-р-перехода при
пря\lом включении ннешнего источника 11а11ряженин, в - нключс11ие п-р-псрехо•
да в обратном 11апра1Jлснии, г - ВАХ п-р-перехода при обратном включении внеш­
него источника на11рнже11ин, д - характерис1ика полупроводникового диода при
прямом и обратном nключении внешнего источника на пряжения, е - нрохождс­
ние положительных полуволн; ж - прохождение отриuате,1ьных полуволн
ности потенuиалов - Ик и от внешнего источника Е. Результирую­
щая напряженность Ur будет меныuе исходной, т.с. Uк > и; 1 • При
внешнем источнике питания, когда UP = О, переход открывается и
через оба кристалла протекает ток. Изменение тока в кристаллах
показано на рис. 2.2, б. Полное открывание наступает при напряже­
нии 0,6 В. Теперь рассмотрим случай, когда полярность внешнего
источника поменяли. Суммарная 11апряженность внутри кристалла
будет увеличиваться. При этом максимальное зна 11ение напряжен­
ности (точка А) будет удаляться от 11ерсхода (то11ка А'). Потснuи­
шrьный бар1,ер будет увеличиваться и ток через полупроводники не
протекает. 1дссь будут существовать тоJiько паразитные токи утечки.
Однако при значитсль11ом внешнем источ11ике, максимум контак­
тной разности п01енцишюв может достигнуть rраниu кристалла.
В этом случае в крис·1аллах отсутствует потенциальный барьер и
через них начинает протекать ток, участок ВС. Возникновение тока
(рис. 2.2, в, г) на,1инается нри внешнем напряжении более 30 В.
Это режим обратного вклю <1енин п-р-персхода. Общая характе­
ристика п-р-псрехода приведе11а на рис. 2.2, д. Это волr,т-амперная
характеристика диода. У<1асток ОА - прямая ветвь, а участок ОВ......:.
обратная ветвь. В пря.,юм нанравлении включения диода он про­
водит, а в обратном включении внешнего исто 11ник - не право-
38
1111 г. Если на входе диода действует переменное напряжение, то
110Jюжительные полуволны проходят через диод (рис. 2.2, е), а
111 рицательные не проходят (рис. 2.2, ж).
Принuип работы п-р-перехода положен в основу различных ди1111ов. На сегодняшний день разработаны приборы различного на111.tчения:: стабилитроны, туннельные диоды, 1.1арикапы, обращен111,1е диоды, фотодиоды.
В стабилитронах кристаллы полупроводника имеют неоднород11vю примесь. В торцы п и р кристаллов диффузионным методом
1ш11очают зоны повышенной проволимости. Эти зоны могут про1111кать в кристалл на различную глубину.
В результате при подключении обратного напряжения: к п-р111:рехолу возникает режим, в котором контактная разность по1 L:1щюшов достигает этой зоны, возникает восстанавливаемый
11робой 11-р-перехода. В этом режиме происходит лавинное размно11,сние носителей тока, сnязанное с ударной ионизаuией, резко
11озрастает проводимость кристаллов. По этому принципу работа1ог существующие стабилитроны. Они имеют ВАХ, которая пока1:111а на рис. 2.3, а.
В кристалл с р-примесями диффузионным методом вносятся
11-примеси, а в кристалле с п-11римесями создают слой р-приме­
L ей. Соединяют эти кристаллы. В результате образуется контакт­
шя разность потенциалов с двумя: максимумами. Приложенное
1111ешнее поле вызывает сближение острых пиков: в кристалле р 11люсовой ток, в кристалле п - минусовой ток. Взаимолействие
лвух концентраций носителей тока вызывает поя13ление в крис1:шле и во в11ешней 1.1.епи тока в прямом направлении. Этот ток
;юстигает максимального значения, ко!'Да пики полностью пере­
крываются: (рис. 2.3, б). Дальнейшее сближение пиков 11риведет к
v,1с11ьшению внешнего тока. После лога начинают взаимодей­
сгвовать пики контактной разности потенциалов, образованные
11римесями в кристаллах. Начинает протекать диодный ток в пря­
\1ОМ напраш1ении. В результате формируется ВАХ туннельного
Jtиода. Если приложить к кристаллам напряжение в обратной по­
.1нрности, то диффузионные нримеси также приведут к поянле11ию внеш11е1·0 тока. У ту11нельных л.иодов отсутствует явление за­
крывания п-р-11ерехола. Вели,1ю�а пика ВАХ туннельного диода
�ависит от количества диффузионной примеси. При малой приме­
си можно свести пик тока ВАХ к минимальному значению. Он
может незначительно увеличить 11рямой ток ныпрямителыюго
;tиода. Олнако при минима.пь11ых значениях пикового тока в об­
ратном направлении эта структура будет проводить ток. В резуль1ате получается обращенный диод.
Теперь рассмотрим полупроводниковую структуру, в которой
11римеси 11 и р создают незначительную проводимость. Диффузи01111ым способом в кристалле с р-примесями создается малая зона
39
р
р
п
�
р
�
Зоны повышенной
проводимости
Ц;
п
п
Е
о
а
Металл
u:
о
б
Е
I
п
P'-
в
i
г
о
о,зв
Е
большой конuентрации р-примесей. Для кристшша с п-примсся­
ми также создастся область п-примесей большой концентрации.
Приложенное напряжение н прямом направлении в этой структу­
ре нызовст протекание тока в прямом направле11ии (рис. 2.3, в).
Протекающий ток через участок с контактной разностью потен­
циа.нов будет проходить неоднородное электрическое поле. Элект­
рон на этом участке будет менять скорость. Это изменение вызо­
вет появление излучения светового сигнала. В результате из п-р­
псрехода будет исходить свет. Этим свойством обладают светодио­
ды. Вольт-ам11ер11ая характеристика светодиодов отличается от ВАХ
выпрямительных диодов наличием значительного сопротивления
в прямом направлении.
ДиоJ1ы Шотки образуются 11а основе контакта металл-полупро­
водник п-типа (рис. 2.3, г). В приконтактной зоне в слое полупро­
водника образуется не скомпенсированный электронами положи­
тельный заряJ1 ионов донора. Этот заряд образует разность потен­
циа.нов, прспятствуюшую переходу электронов в металл. Так как в
этой области число основных носителей значительно меньше, чем
вдали от контакта, то она обладает повышенным сопротивлени40
[>1
- выпрямительный диод
--1?1�
�
l>J
- варикап
- туннельный диод
�
- двойной стабилитрон
�
- светодиод
[:::i
- обращенный диод
- стабилитрон
[>_f
-диод Шотки
д
/, мА
3
п
2
е
-1 -0,5 О
ж
0,5
Тл
о
2
3
4
и,в
з
Рис. 2.3. Конструкции и характеристики диодов различного назначения:
а - стабилитрон; б - тун11елы1ый дио,1; в - светодиод; г - диод Шатки; д -
условное графическое обозначение диодов; е - конструкuия магнитного диода;
ж - индукuионнан характеристика; з - ВАХ магнитного диода
см, практически равным всему сопротивлению диода. В результа1е потенuиальный барьер образован одной положительной зоной,
вследствие чего порог открывания диодов Шатки имеет величи­
ну, близкую к 0,3 В.
Внешнее напряжение, приложенное плюсом к металлу, а ми­
нусом к полупроноднику, складывается с контактной разностью
11отенциалов. При этом еще больше обедняется носителями при­
контактный слой, увеличивается его сопротивление. В диодах Шат­
ки заряд переносится основными носителями. Следовательно, эти
ниолы менее инерuионны, чем диоды, образованные на п-р-пе­
реходах. Время переключения этих диодов может достигать сотых
полей наносекунды.
А тс11ерь обратим внимание на поведение п-р-перехода при
обратном подключении внешнего источника. За счет внешнего на11ряжсния пики контактной разности потенuиалов будут переме­
щаться в глубь кристалла. Повеление этих пиков в кристалле мож110 отожлествить с обкладками конденсатора. Емкость конденса­
'!Ора зависит от расстояния между пиками, и она управляется вне­
шним постоянным напряжением. При малом внешнем постоян41
нам напряжении емкост�, максимальна, а при большом напряже•
нии емкость становится незнач.ительной. Прибор с такими харак
теристиками является варикапом.
На основе п-р-псрехода можно создать восемь прибороu
(рис. 2.3, д). Кроме перечисленных диодов разработан магнитный
диод. Магнитодиодным эффектом называется резкое из.\1енение
электрического сопротивления диода с длинной базой в резуль•
тате воздействия на него поперечного магнитного поля. Канет•
рукuия диода показана на рис. 2.3, е.
Характеристика диода приведена на рис. 2.3, ж. При воздей•
стнии на диод магнитного поля сопротивление полупроводника•
вой пластины увеличивается. Относительное изменение сопротив•
ления диода в слабых магнитных полях описывается выражением
Rд = Ro( 1 + Рп В 2). На рис. 2.3, з приведена зависимость этого сопро­
тивления от величин магнитного поля - В, Р п - коэффициент
пропорциональности.
Контрольные вопросы
!. l1ринuип работы п-р-персхода.
2. При11uип работы п-р-перехода при прямом и обрат11ом включении
внешнего источника.
3. Какие особенности конструкции и свойства диодов?
2.4. Биполярные транзисторы
Бипош1рный транзистор представляет собой полупроводнико­
вый прибор, имеющий три кристалла и два п-р-перехода. Из трех
кристаллов можно создю ь два вида приборов. Две крайние облас­
ти называют эмиттером и коллектором, а среднюю облает,, - ба­
зой. Изображенные на рис. 2.4, а конструкции являются симмет­
ричными. В этих приборах ток может протекать как слева напра­
во, так и справа налево. Однако если эти области сделать разными
по размеру (рис. 2.4, б), то эмютер булет выделять носителей тока,
а коллектор собирать их. Структурное изображение транзисторов
показано на рис. 2.4, в.
Для рассмотрения приннипа работы прибора положим, •по в
структуре п-р-п на коллектор приложено положительное напря­
жение относительно эмиттера. Переход между коллектором и ба­
зой будет закрыт этим напряжением. Переход база-эмиттер будет
смещен в прямом направлении. Ток через эту структуру не проте­
кает. Подадим на базовый ::1J1сктрод положительное напряжение.
Через переход база-эмиттер 11отечет прямой ток. В базовой облас­
ти появляются носители тока. Эти носители изменят контактную
раз11ость потенциалов персхо;щ база-коллектор. Через лот пере­
ход начнет протекать ток. Носители тока в базовой области бул.ут
42
р
т .._
t п IPI
т п .._
р
lпl
в
б
а
-
.flR
�
е
+
д
г
мс
+r-----...-
[>1
_'-.____,/+
БС
+
БС
�
-
ж
з
и
"
Рис. 2.4. Биполярные транзисторы:
11 - п-р-п и р-п-р структуры, б - криста,пическш1 структура транзистора; в 111J1,1ектор, база и :>миттер бипо,�ярных тра11Jисторон, г - графическое обозначе1111� п-р-п-транзистора, д - графическое обощачение р-п-р-транзистора, е - ве­
•111'11111ы сопрuтив,1ений при 11розвонке п-р-п-транзистора; ж - вели•1ины сопро11111,1ений при проJвонке р-п-р-транзистора, з - диодная мо,1ель п-р-п-транзисто1'11, и - диuд11ан модеЛI, р-п-р-транзистора, к - ве,1ичины со11ротивле11ий нри
11розвонке диода; МС - ��алое со11ротив,1ен11е; fiC - бот,шое сопротивле ние
1,1хвачены электрическим полем коллекторной области и эти но­
с1пели прохолят через п-р-персход.
Рассмотренный тип транзистора п-р-п графически изобража­
t· 1ся, как показано на рис. 2.4, г. Другой транзистор р-п-р имеет
11ил, показанный на рис. 2.4, д. Стрелки эмиттеров показывают
11а11равленис тока через транзистор.
Поскол1,ку би11олярные тр<1нзисторы состоят из двух п-р-перс­
ходов, то проверку нслостности транзистора можно осушествить,
контролируя со11рогиш1ение этих переходов 11ри прнмом и обрат11ом подключении напряжения к ним.
Транзистор п-р-п проuерястся по сопротивлениям переходов
(рис. 2.4, е-к). Для нормалшой рабогы п-р-п-транзистора трсбу­
L'1·ся положительное напряжение на кш1лсктор. Базовый 11ерсход
!Нкрыв<1стся положительным напряжением. Базовый ток вызы13<1ет
110яш1ение коллекторного тока (рис. 2.5, а). При 0·1рицательном
11,шряжснии в базе транзистор закрьшается.
Если 11лавно менять наl!р51жс1-1ие U6, то ток /6 меняется, как
1юка3а1ю на рис. 2.5, б. Если дискре1 но задавать значения /61 , /62 и
1. д. и птшно менять напряжение Ик, то получим семейст130 кол11ектuрных (выхОJ�ных) характеристик (рис. 2.5, в). Для нормаль11ой работы р-п-р-транзистора требуется отрицательное напряже43
ние на коллекторе. Открывается базовый переход отрицательным
напряжением (рис. 2.5, г).
При положительном напряжении в базе транзистор закрывается.
Если плавно менять напряжение U6, то ток /fi меняется, как
показа�ю на рис. 2.5, д. Если дискретно задавать значения fы , lы и
т. д. и плавно менять напряжение Uк, то получим семейство кол­
лекторных (выходных) характеристик (рис. 2.5, е).
В усилительных схемах транзисторы могут применяться в двух
режимах: в схеме с общим эмиттером и в схеме с общей базой.
Включение транзистора с общим эмиттером показано на рис. 2.6, а.
В коллектор транзистора включен резистор Rк. В результате при
протекании тока базы появляется ток коллектора. Это приводит к
падению напряжения на резисторе, уменьшается напряжение в
коллекторе. Если при /6 = О получим /к = О, напряжение u коллек­
торе будет Uк = Е. Базовый ток /6 = 0,2 мА вызьшаст коллекторный
ток /к = f3[6 • Падение напряжения на резисторе Rк равно lк Rк. На­
пряжение в коллекторе Uк = Е - Uк = Е - lкRк. Если базовый ток
будет большим, то можно получить такой ток коллектора, кото­
рый сделает /к Rк = Е. В этом случае напряжение в коллекторе тран­
зистора будет близко к нулю. Уменьшение напряжения на коллек[б,
/б4 = 0,8 мА
мА
3
15
2
10
/бз = 0,6 мА
fб2 = 0,4 мА
/бl = 0,2 мА
5
о
а
L
0,4
0,8 V6 , В
б
о
/5, мА
fк, мА
3
15
2
10
1
5
о
0,4
0,8 -Ц,, В
о
5
10
]5
в
20 +Vк, В
/64 = 0,8 мА
/53 = 0,6 мА
/52 = О,4мА
fбl = 0,2 мА
5
10
15
20 -Vю В
д
е
Рис. 2.5. СхеV1ы включения и характеристики траюис1оров:
г
а - вклю•!снис п-р-п-транзистора, б - вхолная ВАХ п-р-п-тра11зистора, н - DЫ­
хо;:щые ВАХ п-р-п-транзистора, г - вк,1юtJение р-п-р-транзистора; д - входная
ВАХ р-11-р-траюистора; е - выходные 13АХ р-11-р-трюнистора
44
торе связано с появлением сопротивления Rк. Изменение напря­
жения Ик в зависимости от значения /6 показано на рис. 2.6, 6.
Входное и выходное сопротивления транзистора на перемен­
ном токе определяются выражениями
ЛUк
RIвых =--,;:т--·
к
Для постоянного тока эти сопротивления определяются выра­
жениями
_ либ.,
R2вх Л/б
Эти параметры определяются по входным и выходным харак­
теристикам транзистора (рис. 2.6, в, г). На этих характеристиках
устанавливаются точки А 1 и В1 соответственно.
Для этих точек по характеристикам определяются напряжение
и ток. Для точки А 1 имеем Иы = 0,7 В и lбl = 0,2 мА. Для точки В1
имеем U1 к = 7,5 В, l1к =15 мА. Для этих данных получим R2вх =
= 0,7/0,2 = 3,5 кОм, R2nыx = 7,5/15 = 0,5 кОм. Для определения со­
противлений на переменном токе необходимо установить на ха­
рактеристиках точки А2 и В2 • В этих точках получим следующие
значения
U62 =0,9 В и /62 = 0,6 мА;
U2к = 35 В И f2к =17,5 мА.
Определим зна•1ение !). U6 = 0,9 - О, 7 = 0,2 В, Л/6 "" 0,6 - 0,2 =
= 0,4 мА, ЛИк = 35- 7,5 = 27,5 В , Лlк = 17,5- 15 = 2,5 мА. В резуль­
тате имеем
R,вх = 0,2/0,4 = 0,5 кОм И R,вых = 27 ,5/2,5 = 11 кОм.
Кроме входных и выходных сопротивлений по характеристи­
кам транзистора можно определять и другие параметры. Так , по
выходным характеристикам для точки В, находится базовый ток
16 = О,175 мА, при этом ток коллектора равен /1 к = 15 мА. Отсюда
определяется коэффиuиент усиления транзистора на постоян­
ном токе
f3 =
lк
/6
=
_15_ =
_
85, 7
U,175
На переменном токе коэффициент усиления определяется вы­
ражение:\1
Л
2,5
h213 = /к =
Л/5 0 ,175 -0,15
= 100.
45
Кроме рассмотренных параметров транзистора следует привес­
ти еще два соотношения, которые используются в практических
расчетах. Используя а - коэффиuиент передачи транзистора по
току из эмиттера в коллектор, можно написать выражения
fк = aJ3 ; Р = а/(1 - а).
КоJффиuиент а= 0,95 ... 0,98.
Для определения рабочей точки транзистора необходимо прове­
сти нагрузочную прямую. Рабочая точка или рабочий режим - со­
стояние транзистора при отсутствии входного сигнала. Эта прямая
проводится в области линейных участков выходных характеристик
транзистора. Эта прямая нс должна заходить в область больших предельных мощностей рассеивания транзистором. Положение на­
грузочной прямой показано на рис. 2.6, 6. Пря:'1-1ая ВС является на­
грузочной. Положение ее на выходных характеристиках определя­
ется резистором Rк. Если усилитель имеет питаюшее напряжение
Е = 20 В, это точка С, то при Rк = 2,5 кОм определяется максималь''
6
4
2 , _______:...,._,_....,___
С -- -,.ртах
о
Е,
В
а
/5 = 0,25 мА
0,8
20
0,6
15
1
0,4
0,2
о
0,2 0,4 0,6
в
lJ�
0,8 U6,
В
10
IG = 0,1 мА
5
о
5
10
15
г
20
25
30 ик ,
В
Рис. 2.6. Характеристики транзисторов:
а - каскад включения п-р-п-транJистора с общим эмиттеро"1, б - выходные ВАХ
и ра60 11ая точка А транзистора на нагрузочной прямой ВС; в - входная характсри­
стикd ;mи оnреде,1ения вход1юго сопротивления на постоянном и переменном
напряжениях, г - выходные характеристики д,1я определения ос110Аных парамет-
46
11ый ток через резистор Rк = 20/2,5 = 8 кОм, что соответствует то 11кс В. Между точками В и С проводится прямая. По этой нагрузоч­
ной прямой можно определить напряжение в коллекторе для раз­
личных базовых токов. Для /6 = 0,1 мА Ик = 15 В; для /5 = 0,2 мА
Ик = 10 В; для !5 = 0,3 мА Ик = 5 В; для JG = О,4мА Ик = 2,5 В.
А теперь рассмотрим схему с обшей базой (рис. 2.6, д). Выходные
и вхо;щые характеристики усилителя (рис. 2.6, е, ж) несколько от­
личаются от предыдущего включения. В эмиттер подастся отриuа1ельное напряжение. На переходе транзистора эмиттер-база напря­
жение па;�ает на 0,6 В. Через резистор Rэ протекает ток /3 = ( Иэ - 0,6)/ R э· Для простоты изложения положим, что /3 = Из/ R э· Ток эмит­
тера протекает через коллекторную це11ь. Лишь незначительная часть
тока эмиттера отвст1шястся в базовую цепь. В этой схеме, как и в
предыдущей, нагрузочная прямая ВС определяется резистором Rк .
В третьем режиме включения транзистора с общим коллекто­
ром биполярный транзистор работает в режиме повторителя сиг­
нала (рис. 2.6, з, и). Для этого режима ЮАеем U6 = Иэ, /3 == U) Rэ,
/J :::; fк, JG =fк/�.
lк, мА
8 в
6
8
4
6
J,2 = 4 мА
4
2
о
I,, мА
= 8 мА
/3 = 6 мА
3
/3
5
4
с
10 15 20 Е, В
е
д
з
2
о 0,4 0,8 1,2
и�
ж
и
ров трашистора на постоянно:,,� и пере:v1ен1ю:v1 напряжениях, д - каскад включе11ия п-р-11-трuнзистора с общей базой, е, ж - выходные ВЛХ и рабо11ая то11ка Л на
нагрузо111юй пря,юй ВС 11ри вк;1ючении транJистора с общей базой; з - каскад
включс11ия п-р-п-тр,�нзистора с общи\\ ко,ысктороч, и - выходные ВАХ и нагрузо11ная пряv1аи ВС при нклю11ении траюистuрd с общи:v, коллекторо:v,
47
а
б
о'-------------'------'--ибс' Им U59'Uб
г
Рис. 2 7. Взаимосвязь характеристик и сигналов в каскаде с общим
эмиттером:
а - электрическая схема, б - ток коллектора транзистора, в - выходные
характеристики; г - входная характеристика
Рассмотрим выбор точки покоя усилительного каскада (рис. 2.7,
а) на транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером
(ОЭ). Выбор точки покоя сводится к выбору тока коллектора /к и
напряжения Ик в режиме покоя. На семействах выходных и вход­
ных характеристик, показанных на рис. 2.7, в, г, эта точка обо­
значается буквой А. Через эту точку на выходных характеристиках
проходит линия нагрузки ВС. В усилителях напряжения рабочая
точка выбирается исходя из заланных значений амплитуды на­
пряжения в коллекторе Ик и связанной с ней амплитудой тока
коллектора (рис. 2.7, б) fк == Ик / Rк. Нагрузочная прямая проводит­
ся на выходных характеристиках транзистора при условии, что
fк max == Е/ Rк.
При действии на входе переменного сигнала напряжение в
коллекторе не должно выходить за пределы участка ВС. В точке
В для транзисторов малой мощности Uкmin == 1 В, а для транзисто­
ров с рассеиваемой мощностью более I Вт в точке В Uкmin = 2 В.
При проведении нагрузочной прямой необходимо учитывать
мощность, рассеиваемую транзистором. Гипербола допустимой
мощности Ртах приведена на выходных характеристиках (см.
рис. 2. 7, в). После определения по выходным характеристикам ра­
бочего режима транзистора можно установить положение входно­
го сигнала в базовой цепи. По входной характеристике определя­
ется рабочая точка А' и уже из этого устанавливается. напряжение
U6л ·· На входной характеристике определяется амплитудное значе­
ние входного си1·нала
48
На рис. 2.8, а, б, в показаны три схемы установления рабочей
10,1ки транзистора.
В схеме (см. рис. 2.8, а) рабочая точка в режиме покоя транзи1· юра устанавливается с помощью делителя R 1 и R2 . Режим покоя
1 ранзистора определяется выражениями:
Икэ = Е - IкRк - Iэ�, ибз = I2R2 - IэRз;
иб == Е- R1U2 - l5л), lк"" Iэ,
1 Jle 12 - ток, протекающий через резистор R2 . В этой схеме, чем
fiольше ток делителя R 1 , R2 , тем лучше стабилизация режима по­
коя транзистора. Однако для увеличения /2 необходимо уменьшить
сопротивление резисторов R1 , R2 , что приведет к увеличению
выделяемой на них мощности и уменьшению входного сопротив­
ления каскада.
На практике ток делителя определяют из условия /2 >
> (5 ... 10)/бА - для транзисторов с Р < 1 Вт и /2 > (1 ... 5)16л - для
1·ранзисторов с Р > lВт.
Желательно также, чтобы ток делителя не превышал 1О ... 15 %
�ока коллектора, т.е. /2 < (0,1 ... 0,15) IкЛ.
к
U5
к
vт
�
Ик
и.ых
VТ2
14,
б
а
г
Ро
vт
VТ2
Б
Э
�
д
��
е
JОмА
ж
lк, мА
Рис. 2.8. Установление рабочих точек и каскадное включение транзисторов:
а - с помощью лелителн R 1 , R2, б - с ПО\ЮШLою авто:-.шти•1сскоrо смещения
через резистор R6; в - с помощью двух источников питания +Е1 и -Е2; г транзисторная цепь отриш1тс,1ыюй обратной свя,и •1ерез транзистор VТI, д к.;скаднос вклю•1сние двух транзисторов - схема Дар,1и11rтона; е - комби11иро­
ваннан схе\1а на гран1ис1орах с nротивополож11ы\1И проводимостями; ж - за­
uиси,юстu стап1•1ескоrо коэффицнснта уси,1с11ии транзистора от ве.1ичины тока
коллектора
49
Таблица 2.1
!, мА
10
40
100
20
1000
10
10 ООО
5
8 схеме (см. рис. 2.8, 6) при!1.1енястся цепь автоматического сме­
щения транзистора в точку покоя. Это смещение задастся резис­
тором � и определяете}! как
fб == Икб/Rб.
На рис. 2.8, в приведена схема, где рабочая точка задается на­
пряжением в базе транзистора U6 == О, через резистор � на базу
подается нуленой потенuиал обшей шины. Поскольку Иэ == ¼, то
через транзистор протекает ток, определяемый эмиттерным рези­
стором Яз,
fк == /3 == -Е2/ Rэ .
8 результате в к011лекторе устанавливается напряжение, равное
Ик== ЕJl2.
8 аналоги•1ном режиме задаются рабочие точки в схеме
(рис. 2.8, г).
На рис. 2.8, д, е привел.ены две схемы составных транзисторов.
С помощью :лих схем можно значительно уменьшить входной ба­
зовый ток усилите:1ьного каскада. Они применяются в том случае,
когда транзистор VT2 рассеивает большую мощность и для его
раскачки требуется значительный базовый ток. При объединении
транзисторов следует знать, <по с увсли<rением кол.1екторного тока
коэффициент усиления транзисторов падает. Эта зависю,юсть пред­
ставлена на рис. 2.8, ж, а в числовом виле отображается табл. 2.1.
Ранее были рассмотрены режимы работы транзистора на по­
стоянном токе. От этого режима зависит состояние транзистора,
когда на входе отсутствует переменный гармонический сигнал. Для
переменного сигнала нагрузочное сопротивление не совпадает с
номиналом резистора Rк (рис 2.9, а). Здесь необходимо учитывать
входное сопротиuление последующего каскада. Сопротинление раз­
делительного конденсатора будет незна <1ителыrым. Для пере:v�сн­
ного сипrала нагрузочным еонротивлением в цепи коллектора будет
Rп -
RK Rt1X
- Rк
+
Rвх при Rк > Rп .
Следовательно, нагрузочная прямая для переменного сигнала
будет проходить через рабочую точку А с л.ругим наклоном - пр}J­
мая DK (рис. 2.9, 6). Если Rвх з11ачительно меньше Rк, то нагру:.юч­
ная прямая для переменного тока будсI сильно отличаться от на1·рузочной прямой для постоянного тока.
50
Rвх
а
о
+Е
б
к
С Е
lк
R16
в
VТ1
Rк
с
,,--j
llвx
и.ьrх
vn
к
D
о
г
СЕ
Рис. 2.9. Динамический режим работы транзистора.
- каскад с ди1�ами,1сской резисторной нагрузкой; б - ИЗ"1ене11ие 110ложс11иs1
,1111,d�1и,1сской 11агрузоч11ой пря,юй DK на RЫходных IЗАХ; в - каскад с ди11а\1и­
•1�ской нагрузкой с ПО"1ОШью эм11ттср11ого поnторитсля на тра11зис1оре V'J l; г положение ди11а:..1ической нагрузочной пря�юй ЛК
11
Кро\1е этого случая, когда входное сопротивление :-.1еняет по­
,южение на�·рузочной прямой в сторону уменьшения коэффици1.:11та усиления, в э,1ектронике применяются каскады (рис. 2.9, в),
которые на персмен1rо:-.1 сигнале увеличивают динамическое со11ротивление в uепи коллектора. Дина:-.шческое сопротивление фор­
мируется 13 резул1.,тате пош1чи сигнала с ко,1лсктора транзистора
VT2 в базу транзистора VТI. Из базы этот сигнал поступает на
второй конен резистора Rк. В результате с одной стороны (коллек­
IОР транзистора VT2) 11а резистор поступает переменный сигнал,
а с другой стороны резистора Rк (эмиттер транзистора VТI) llО­
t.:тупает сигнал той же амплитулы. В результате с лвух сторон ре1истора R к лействуют ею налы, одинаковые по амплитуде. Ток че­
рез резистор Rк не протекает. Это условие выполняется, когда ве­
J1ичина резистора Rк = UJ. Нагрузочная прямая I:J лом каскаде ш1я
111.:рс:-.1снного сигна,1а будет проходить почти горизонтально
(рис. 2.9, г).
51
Контрольные вопросы
1. Какой принцип работы биполярного транзистора?
2. Какие основные параметры биполярного траюистора?
3. Как выбирается рабочая точка?
2.5. Полевые транзисторы
В полевых тра11зисторах используется управление током с помо­
щью ::электрического поля. Существуют два способа управленшJ: с
помощью п-р-персхода; с помощью изолированного электрода.
Для осуществления управления с помощью п-р-перехода со­
здастся кристалл с примесями типа п (или типа р). Вокруг этого
кристалла диффузионным методом делают область с примесями
р-типа или п-типа (рис. 2.10, а, б).
В основном кристалле за счет п-р-перехода образуется узкий
канал проводимости. Потенциальный барьер распространяется в
глубь основного кристалла. Напряжение, приложенное к электро­
ду (затвор), вызывает перемещение потенuиального барьера внутри
кристалла. Если в кристалле существует канал, то внешнее напря­
жение, нриложснное к электроду (сток) относительно электрода
(истока), вызовет протекание тока. Приложенное напряжение к
затвору относительно истока закроет канал и ток перестанет про­
текать. Управление по затвору осуществляется при обратном на­
пряжении для р-п-перехода.
В зависимости от глубины области р в кристалле с п-типом
проводимости без внешнего напряжения на затворе канал может
существовать или отсутствовать. Если он существует, то для его
перекрытия требуется обратное напряжение на затворе (рис. 2.10, в,
д). Если он отсутствует, то для его образования требуется прило­
жить напряжение к п-р-переходу в прямом нанравлении (рис. 2.1 О, г,
е). В этом случае у полевых транзисторов появляется ток затвора и
они становятся похожи на биполярные транзисторы. Этот тип по­
левых транзисторов не нашел применения.
Конструкция полс1.юго транзистора (см. рис. 2.10, в) применя­
ется в транзисторах КПЗОЗ. Передаточная характеристика этого
транзистора показана на рис. 2.10, ж, а выходные вольт-ампер­
ные характерисгики изображены на рис. 2.1 О, з. Для этого транзи­
стора на сток надо подавать положительное напряжение.
Конструкция прибора (см. рис. 2.10, д) применяется в транзи­
сторе КП 103. Для этого транзистора переходная характеристика
изображена на рис. 2.10, и, а выходные вольт-юлпсрныс характе­
ристики - на рис. 2.1 О, к. Для работы транзистора требуется отри­
цательное напряжение на стоке.
Как видно из переходных характеристик, ·1ранзистор открыт,
когда в затворе нулевое напряжение. При нш1ряжении отсечки
52
а
применение
в
ж
г
о
б
д
применение
з
и
Рис. 2.1 О. Полевые транзисторы с п-р-псрсходом:
е
к
а - конструкuия полевого транзистора с п-р-псреходом; б - структура кристал1.1; в - структура и графи•Jсское обозначение полевого траюистора с п-р-псре­
хо,10:1,1 и п-кашuюм с раще,1снными областями контактной разности потенциа­
лоп, г - структура полевого транзистора с п-р-персходом и п-каналом с совме­
щенны,1и об,1астями контактной разности потенциалов; ri - структура и графи­
ческое обозначение полевого транзистора с п-р-персхо,10У! и р-кана,1ом с раздс­
лсн111,1м11 об.1астями ко1пактной разности 11оте1щиа,1ов, е - структура полевого
трю1Jистора с п-р-11срсхо.:10\1 и р-кана,10У! с сов�1сщенныУ!и областями контакт­
ной рюности потс11циа.,1ов; ж - ,нвор-стоковая (нходная) харакп:ристика по­
.1с1юго транзистора с 11-р-псреходо::-1 и п-кана,10\t: з - выходные ВАХ по,1свого
транзистора с п-р-псреходо,1 и п-кана,1ом, и - з<1тлпр-спжолая (входная) харак­
теристика полевого тра11Jистора с п-р-персходо\1 и р-кана.10м; к - выходные 13ЛХ по,1евого тра11зис1ора с п-р-псрехо.10::,1 и р-каналоl\,1
53
Изолятор
1ш
3
3
сп
а
LЁ11
и
Изолятор
mс - �и
п
б
Рис. 2 11. Полепые траюисторы со структурой МДП:
а - со встроснны\1 каналом, б - с индуцированш,1\1 кана.,10:\1
Иотс транзистор закрывается. Напряжение отсечки определяется
на переходной характеристике, если продолжить линейный ее
участок.
А теперь рассмотрим нторой тип конструкuий полевых тран­
зисторов со встроен11ым канало:-.1 (рис. 2.11, а) и с индуциро­
ванным каналом (рис. 2.11, б). Для создания этих приборов н
кристалле с примесями п (подложка) делаются диффузионным
способом дuе области с примесями р. Между областями создают
канал с примесями р. Он по толшине меньше двух областей.
Над каналом прокладынают ;щэлек1рик из материала Si0 2 . На
диэлектрик наносится проволящий электрод - затвор. Две дру­
гие области назьшаюгся истоком и стоко'v!. Прибор имеет встро­
енный канал. Условное обозначение показано на рис. 2.12, а, а
11ередаточная и выходная характеристики показаны на рис. 2.12,
б, в. Если между стоком и истоком приложить напрнжение, то
потечет ток. Тс11ерь 1юлалим на за1вор отри11ателыюе нанр}Jже­
ние. Это на11ря:женис через диэлектрик воздейстuует по11ем на
про1юляwий канал. Or этого увели 1 1ивается сопротивление ка­
нала. При некотором нанряжении на затворе канал поJ1ностью
закроется.
Второй тип конструкнии ноказан на рис. 2.12, г. В кристалле с
п-типом пронодимости создаются лве области с р-типом прово­
димости. Между областями наносите}! лиэлектрик и на него про­
водящий элсюрод Jатвора. Переходная и выходная характеристи­
ки показаны на рис. 2. J 2, д, е. Если приложить меЖJiу стоком и
истоком напряжение, то между двум}! областями р-типа ток не
потечет. Приложим к затвору напряжение, которое через диэлек­
трик проходит в р-области. Носители тока этих областей устремят­
ся под диэлектрик, чтобы создать ко11денсатор. Носители кажлой
области достигнут середины диэлектрика и сомкнутся между со­
бой. В результате между р-областя'v!и образуетсн прово11яший ка­
нал, по нему потечет ток. Эти приборы называются приборами с
индуцированными каналами.
Слелует обратить uнимание на характеристики (см. рис. 2.12,
в), где управляюwее шшря:жение на затворе может принимать как
положительную, так и отринательную полярность.
54
lJ,,
Ic
,
в
б
�:
в
Ic, мА
мА
з
-lJ,
и
�:
+U c, В
U3, В
Ic, мА
1
-U3, В
л
е
Ic
,
+Uc,
В
-Uз4
мА
м
Рис. 2.12. Схемы и характеристики !\1ДП-транзисторов:
а - графическое обозначение транзистора со встроенным кана.,10,1 п-кана.,1ом,
6- входная ВЛХ транзис1ороR со встроенным п-ка11ало�1. в- выходные ВЛХ
транзистора со вcтpocll!!l,1\1 11-кана,1ом, г - графи•1ескос обоз11а•1ение тра11зистора
с и11,1у11ироuа11ны\1 п-канало\1, е - RЫхо,111ыс ВАХ тран1ис1ора с индуцирован­
ным п-кана.,10\1, JIC - графи•1ескос обоз11dчение транзистора со встроенным р-ка­
налом; з - входная ВЛХ трш1знстора со встрос1111ым р-кана.,1ом, 11 - ны·юдныс
ВАХ транзистора со встроенным р-кашыом, к - графическое обозна•1с1ше тран­
зис1ора с и11ду11ирона1ШЫ\1 р-каналоч. л - нходнш1 ВЛХ тра1JJ11стора со uстроен­
ным р-каналом; At - выходные ВАХ транзистора со uс1роснньш р-кана.,10:11; 11графическое обозна•1е11ие J.13\'ХJапзорноrо 1 рашистора МДП-структуры
55
+Е
ff
µ��
а
б
в
г
Рис. 2.13. Каскады включения полевого транзистора с п-р-псреходом:
а - с общи'\! истоком; б - с обши.\f затвором, в - с общим истоком, г эквивалентш.1н схс\1.а тран.шстора
Мы рассмотрели конструкцию транзисторовр-типа, у которых
к стоку подключается напряжение отрипательной полярности и
которые называются МДП-транзисторы.
А теперь положим, <по в качестве подложки применяется кри­
сталл р-типа. Две области делаются п-типа. Здесь также можно обра­
зовать транзисторы со встроенными и индуцированными канала­
ми. Транзистор со встроенным каналом показан на рис. 2.12, .ж, з,
и, а с индуцированным каналом - на рис. 2.12, к, л, м.
Кроме рассмотренных типов МДП-транзисторов существуют
полевые траJ-Iзисторы с двумя затворами. Условное обозначение
такого транзистора и его характеристики 11оказаны на рис. 2. t2, н.
Усилительные свойства транзистора зависят от его малосигналь­
ных параметров, к которым относятся:
S- крутизна, определяемая как отношение изменений тока
стока к изменению напряжения на затворе при постоянном на­
пряжении сток-исток;
Ri - внутреннее дифференциальное сопротивление, определя­
емое как отношение изменения наприжения сток-исток к изме­
нению тока стока при постоянном напряжении затвора;
µ - статический коэффициент усиления.
На рис. 2. 13 ноказаны схемы включения паленого транзистора
с п-р-переходом. Параметр, показывающий во сколько раз силь­
нее изменение затворного на11ряже11ия действует на величину сто­
кового тока, чем такое же изменение стокового на!!ряжсния, на­
зывается коэффициентом усиления полевого транзистора. С увели­
чением напряжения в затворе на ЛИз увеличивается ток стока. Для
восстановления тока стока необхолимо уменьшить напряжение на
стоке. Это уменьшение напряжении будет равно ЛИс > ЛU,. Отно­
шение напряжений определяет коэффициент усиле11ия полевого
транзистора µ=ЛИс/ЛИ3 11ри неизменном fc .
О'!свидно, что µ > l и представш1ет собой безразмерную вели­
чину. Например, если коэффиuиент усиления µ == 25, то увеличс56
11ие затворного напряжения на 0,4 В вызовет такой же 11рирост
стокового тока, какой 13ыз1:шло бы увеличение стокового напря­
жения на 0,4 • 25 = 1 О В.
Инота оказывается удобнее применять u качестве параметра
величину, обратную коэффиuиенту усиления. Этот параметр назы­
вается проницаемостью и определяется выражением D = ЛU3 /ЛUс .
Проницаемость характеризует, какая часть стокового сигнала
11роникает через затвор в исток. Оче13идно, что чем большую дли11у канала контролирует затвор, тем меньше проницаемость, т.е.
гем больше коэффиuие1п усиления. Для различных применений
транзисторы могут выбираться с коэффициентом усиления от
11ескольких единиц до сотен единиu.
В качестве параметра полевого транзистора, характеризующего
uлияние затворного напряжения на величину стокового тока при
неизменном стоковом напряжении, служит крутизиа стока-за­
творной характеристики. Величина крутизны показывает, на сколь­
ко возрастает стоковый ток при увеличении напряжения на зат­
воре на 1 В. Крутизна определяется выражением S = Л/J Из 11ри
неизменном Ис .
Следовательно, по физическому смыслу крутизна имеет раз­
мерность проводимости. Но это не проводимость какой-либо од­
ной цепи транзистора, а как бы взаимная про13одимость uспей
затвора и стока. Обычно для крутизны применяется исчисление 13
миллиамперах на вольт (а не в амперах на вольт), что оказывается
улобнее практически. Пусть, например, прирост зап.юрного на­
пряжения на 0,5 В вызвал увеличение стокового тока на 5 мА,
тогда крутизна составит 10 мА/В.
В транзисторах разных ти1ю13 значения крутизны могут состав­
лять от 1 до 20 мА/В. Крутизна тра11зистора определяется на пря­
молинейном участке характеристики.
Можно изменять величину стоко13ого тока также изменени­
ем напряжения на стоке при неизменном затворном напряже­
нии. У13еличив стоковое напряжение на величину ЛUс, обнару­
живается увеличение стоко13ого тока на величину Лlс. Для коли­
чественной оuенки этой заuисимости служит параметр транзи­
стора, называемый внутренним сопротивлением (выходным со­
противлением) для 11сремснного и постоянного ТОКО13 R; = ЛИс/Лfс
при неизменном Из.
Внутре11нее сопротивление измеряется в омах (Ом). В приве­
денных выражениях напряжение имеет размерность вольт (В), а
ток - размерность ампер (А).
Так, например, если прирост напряжения на 10 В 13Ызвал уве­
личение тока на 0,5 мА= 0,5 • 10-3 А, то внутреннее сопротивление
равно 20 кОм.
Для удобства необходимо запомнить такое определение: внут­
реннее сопротивление, выраженное 13 килоомах (кОм), показыва57
ет, щ1 сколько вольт погребовалось бы повысить стоковое напря­
жение, чтобы увеличить стоковый ток на l мА.
На практике 11римеш-1ются транзисторы с величинами внут­
реннего сопротивления от 0,5 до 100 кОм.
Внутреннее сопротивление транзистора не является незави­
симым параметром. Если изuсстны коэффиuиент усиления µ и
крутизна S, то тем самым задано и внутреннее сопротивление.
Дейстuитслыrо, путем простого алгебраического преобразования
можно по,тучитъ
s
Пусть, например, транзистор имеет крутизну S = 2 мА/В и ко­
Jффи11иент усиленияµ= 40.
Тогда внутреннее сопротивление равно
Следовательно, транзистор имеет только два независимых па­
раметра S и µ.
Указанную математическую зависимость между параметрами
транзистора можно записать в виде следующих выражений
1 = SR;D.
Конечно, эти соотношения справедливы лишь в том случае,
если uce параметры опюся1ся к ол:ному и тому же участку харак­
терис1 ики. Обычно их указьшают для крутых (приближенно пря­
молинейных) участков.
Если имеется экспериментально снятое семейство затворных
или же стоковых характеристик, то '\ЮЖНО найти параметры тран­
зистора для любого режима. Например, полевой транзистор име­
ет стоковые характерис·1 ики, предс� авленные на рис. 2.14, а. Для
получения затuорных характерисгик необходимо провести пер­
пендикуляры из точек U1 , U2 , U3 , U4 и т.д. Первый пер11ендику­
ляр пересекает характеристики транзистора в точках А 1, А 2 , А, и
т.д. Второй пер11ендику,1яр нересекает характеристики u точках
В 1 , В2 , В3 и т.д. В этих точках существуют определенные значения
тока стока и напряжения на затворе. Эти значения участвуют u
построении затворных характерис1 ик (рис. 2.14, б). Для 011реде­
ления оснон11ых параметров тра11:;ис гора строятся измерите11ь11ые треугольники. На загворной характеристике (С\1. рис. 2.14, б)
1·оризонтальный катет В3А 2 (ЛU3 ) треугольника показьшает, на­
сколько нужно из:-.1енить затворное напряжение, чтобы при пе­
реходе с характеристики для И1 с на характеристику U2c сохранить
неизменным стоковый ток. Вертикалыrый катет А 2 В2 (Л/J тре58
fc
,
1
мА
о
J::::!.__._��---lB
2В
�::t==1==+==i�===-- зв
-
f � 12 1 6 2р 24
1
1
U1 U2 Из U4 Us
а
-4 В
+Ис,
В
5
4
3
2
i О
1
2
1/2,
В
б
Рис. 2.14. Характеристики полевого МДП-транзистора:
а - выходные ВАХ 11олевого траНJнсторd с МДП-структурой с нагрузо•1ньши вер­
тика.,1ьны'vlи пряv1ыv1и, б - входные 13ЛХ, 11остроен11ыс на основе выходных ВАХ
угольника может иметь двоякий смысл. Во-первых, он показъша­
ст нрирост тока при повышении стоко1ю1·0 напряжения, но при
неизменном напряжении на затворе (в данном слу,�ае 2 В). Во­
вторых, :пот же катет показывает прирост тока при поuышении
затворного напряжения на ЛИ3 , 110 при неизменном стоковом
напряжении. Таким образом, можно определить основные пара­
метры транзистора. С ПО\1ошью приведенных па рис. 2.14, б ха­
рактеристик получим
= лис = И2 с - U,c = 8 - 4 = 4.
'
µ
1
ЛИ3
[А2 В3 ]
[А2В2] = 7, 5 - 5, 5 = 2 мNВ·
S = Лlс =
ЛИз lА2Вз]
1
4
Л
R; = Ис = И2с -И,с = 8- = 2 кОм.
2
Лlс
[A2B2J
По мере псрехол.а ш1 нижние сгибы характеристик крутизна
умеш,шилась бы, а внутреннее со11ротивлсние возрастало бы. Обыч110 в справочниках указьшают параметры lIЛЯ режима, в котором
реко:v�:ендуетси :жсплуатироuать ,1а1шый транзистор.
Остановимся на определении параметров по семейству сто­
коuых характеристик (см рис. 2 14, а). В треуrош,нике А, В 1 В2 го­
ризо11та.,1ы1ый катет А 1 В2 = ЛU0 = U2 - U1 показывает, насколько
нужно изменить стоковое напряжение, чтобы при переходе с
характеристики И2 на характеристику U1 сохранит�, неиз1v1сн11ым
стокоuый ток. Вертикальный катет В1 В2 = Л/" имеет lIВОйной смысл.
Во-первых, 011 показывает прирост тока при rювышении затвор­
ного 11а11ряжения 11а ЛU0 , но при неиз\1енном напряжении на
стоке. Во-uторых, он показывает прирост тока нри поuьш1снии
59
стокового напряжения на ЛUс , но при неизменном затворном
напряжении. Из треугольника получим все величины, необходи­
мые для определения параметров транзистора.
Обратим внимание на то, что подъем стоковой характеристи­
ки тока определяет не крутизну, а внутреннее сопротивление тран­
зистора, чем положе эта характеристика, тем больше R;.
Контрольные вопросы
Нарисуйте конструкuию полевых транзисторов с п-р-переходом.
2. Нарисуйте конструкцию МДП-траюисторов.
3. На.юните основные параметры полевых транзисторов
2.6. Чстырехслой11ые полу11роводники (тиристоры)
Тиристор - мощный полупроводниковый прибор с двумя устой­
чиными состояниями, имеющий три (и более) п-р-перехода, ко­
торый может переключаться из закрытого состояния в открытое и
А
р
1-й
2-й
р
п 3-й
п
к
а
j
б
в
и, в
А
Р1
УЭ
Р2
к
г
д
е
Рис. 2.15. Четырехслойные приборы.
а - ко11с1рукuии днни<:тора, б -- ус,1онное графическое обозначение динистора,
в - ВАХ динистора, г - конструкuии тири<:тора, д - ВАХ тиристора, е - условное
графическое обозначение тиrистора, ж - конструкuия тринистора и условное гра-
60
11,юборот. Основой класса тиристора, определяющего его пара­
метры и характеристики, является многослойная полупроводни1,01шя структура, состоящая из четырех чередующихся слоев р- и
11 типа проводимости р 1 = п 1 = р2 = п2, образующих три электрон110-дырочных перехода. Структура тиристора рассчитана так, что
111аимодействие между слоями при приложении напряжения раз11ичной полярности дает вольт-амперную характеристику с отри1н1rельным учас1ком. Существует четыре типа четырехстюйных лри­
lюров: динисторы, тиристоры, тринисторы и симисторы.
Дuиисторы - четырехслойные (р-п-р-п) двухэлектродные при­
fiоры. Конструкuия и усло1шое обозначение этого прибора прине­
нсно на рис. 2.15, а, б. При подаче положительного напряжения на
111юд, 1-й и 3-й переходы включаются в прямом направлении, а
2-й - в обратном. При напряжении на аноде Иакл контактная раз1 юсть потенциа,тюв достиrает \-го и 3-го переходов. Это приводит к
11олному открыванию прибора. Через него протекает значительный
юк. Для выключения динистора необходимо убрать анодное напря,ксние.
А
Р1
А
I,A
Р1
р
п
n2
к
ж
n2
к
з
о
м
р
Iy = О
и
и, в
�УЭ
л
К,
н
фичсскос обозначение с управ;тюшсй р-об,1астыо, з - ко11струкния и ус,1онное
1·rафичсское обозначение с упrанпяющсй п-обласп,ю, и - ВАХ тrинистора, к конструкния симистора, л - условное графическое 0Gозш1чение симистора, м ВАХ симистора, н - режиv1ы работы тиристоров
61
На вольт-амперной характеристике динистора (рис. 2.15, в) мож
но вьшелить четыре участка: 1- закрытое состояние, когда ток че
рез динистор определяется током утс1 1ки; 2- участок с отрицатель
ным дифференциальным сопротивлением; 3- включенное состоя•
ние, когда ток через динистор определяется неличиной сопротивле•
ния ннешней нагрузки; 4- участок обратного напряжения.
Тиристоры - четырехслойные включаемые полупроводниковь1е
приборы (рис. 2.15, г). Длн рас•rета схем на тиристорах наиболее
шtжными то,1ками вольт-амперной характеристики (рис. 2.15, д)
являются: ток включения fвкл ; ток выключения fнык.1; напряжение
переключения Urr , определяемое при fy = О; остаточное напряже•
ние U0 , определяемое при максимал ьпом анодном токе. Обратное
допустимое напряжение не пренышает напряжения Urr .
При управляющем токе fy == О максимум характеристики опре­
делнется напряжением Ип . Когда протекает управляющий ток l2y,
максимум характеристики уменьшается. Длн l3y > l2y максимум ха­
рактеристики принимает минимальное значение. Это изменение
максимума привалит к включению тиристора.
Тринисторы - закрываемые тиристоры (полупроводниконые
приборы), имеют четырехслойную структуру р-п-р-п с тремя элек1ро;шми. Однако в отличие от обычного тиристора, который ны­
ключается по анодной цепи уменьшением анодного тока JLO вели­
чины, меньшей, 'rем ток выклю,rения, закрываемые тиристоры
uыключаются отрицательным токо.\1, подаваемым в управляющий
эJIСктрод (рис. 2.15, ж, з, и).
В тринисторах область п 1 расположена посередине и соединена
с анолным контактом, как и область р 1• В результате этого но вре­
мя нор:v�алыrой работы тринистора 11-р-переход с анолной сторо­
ны частично замкнут накоротко. В результате ВАХ тринистора рас­
ширяется и привалит к увеличению тока выключения. Рабочий
ток тринистора в точке А станонится меньше тока 12.ык.� и трини­
сгор выключается. При положительном управлнющем токе ВАХ
меняется как у обычного тиристора.
Управлнемые тринисторы целесообразно применять в цепях
постоянного тока. Они удобнее транзисторных схем. Тринистор­
ные схемы имеют болыuой коэффициент усиленин по току вклю­
чения, не имеют ограничений дпя анодного тока после нключе­
ния:, могут упранляться ю.шу.'lьсными сигналами, имеют боль­
шой рабочий ток и высокое напряжение.
Си.мисторы - сю.1метричные 110.rупроводниковые приборы е
п-р-п-р-11-сгруктурой (рис. 2.15, к, л). ВАХ семистора показаны на
рис. 2.15 м Семисторы 110дразде.'lяются по таким признакам: управ­
ляющие токи имеют положительную полярность; при положи­
тельном аношrом напряжении +Ил управляюший ток поJюжитель­
ный, а при отрина1елы-ю:-.1 анодном напряжен�ш: -Ил управляю­
щий ток - отриuатсльный; при +Ил уnравляюший ток положи-
62
�
VD3
,..,
r1
U1y
U2y
VD4
а
Uy
Uy
в
б
ИсстьА
U1y
Uупр
СС1
,:,
N
¼
"-1
(
г
д
Ин
1
А
V
L\
1
Vе
.
L\�
1
Рис. 2.16. Электрические схемы управления на тиристорах:
11 - схема включения тиристора, б - схе\!а управ.,1е11ия щшгатсле\1 постоянного
1ока; в - схе\!а у11рав.1ения асинхронны\! двигателем; г - схема включения
1 ринистора, д - схема управления на симисторе; е - фор.\!Ы сигналов на аноде,
управляющем электроде и на нагруJке
1сльный, а при -Ил управш1ющий ток любой полярности; при
Ил управляютий ток имеет любую полярность и при -Ил управ­
лнющий ток имеет любую полярность.
В симисторах невозможен пробой обратным напряжением. Ко1ффициенты усиления по току включения в 11рямо� и обрат11ом
шправлениях отличаются в 1,3 ... 1,6 раза.
Режи:vrы работы тиристора с возможными положениями ли11ии нагрузки показаны на рис. 2.15, 11. Линия нагрузки 1 соответ­
сгвует режиму работы тиристора с двумя устойчивыми состояни11\1и. При этом она имеет три то•rки пересечения с ВАХ. Точка
А соответствует закрытому состоннию тиристора. В этом положе­
нии тиристор может оставатьс}l бесконечно л.олго, пока управля1ощее воздействие пе сместит максимум ВАХ левее нагрузочной
;1инии. Рабочая точка тиристора сместится в точку С. В этой точке
1иристор открыт и через 11его протекает рабочий ток. При умень11,ении анодного тока до величины lnы .,_,, тиристор uыключается.
1 lри нагрузочной прямой 2 ВАХ пересекается в одной точке А 1•
1·иристор выключен. При uозлейстuии управляющего сигнала ра­
(iочая точка смешается n положение С1• Тиристор открыт. Как только
у11равляющий си1·нал перестает дсйспзовать, тиристор закрывает­
сн и возвращается в точку А 1 • Для 11агрузочной прямой 3 рабочей
1
63
точкой тиристора яuляется С2 • В этом положении тиристор все вре•
мя находится в открытом состоянии.
На рис. 2.16, а показана схема включения тиристора, который
управляется - включается по управляющему электроду. Тиристор
uключен в диагональ диодного моста. Этим обеспечивается пуль­
сирующее положительное напряжение на аноде. Напряжение на
нагрузке является переменным. В эту схему можно включать асин­
хронный электродвигатель.
Для управления электродви1 ателем постоянного тока служит
схема (рис. 2.16, б).
Двухтиристорная схема управления асинхронным двигателем
показана на рис. 2. lб, в. Здесь нет JIИодного моста, но на аноды
тиристоров подается положительное пульсирующее напряжение
за счет двух диодов, которые шунтируют отрицательные пш1увол­
ны питающего напряжения.
На рис. 2.16, г показана схема включения тринисторов. Два три­
нистора обеспечивают управление включением асинхронного дви­
гателя.
Управление асинхронным двигателем с помощью симистора
осуществляется очень простой схемой. Один прибор решает все
проблемы управления (рис. 2. J 6, д).
На р ис. 2.16, е показаны формы сишалов на аноде тиристора
Исетs , упраu ляющие импульсы и напряжение на нагрузке. Двухпо­
лярное питаю1цее напряжение можно подавать только для симис­
тора. Для остальных тиристоров необходимо питающее напряже­
ние выпрямлять - делать однополярным, положительным.
Контролы1ые вопросы
1. Нарисуйте конструкции динисторов, тиристоров, 1ринисторов и
симисторов.
2. Изобрази� с БАХ четырехслойных полупроводников.
3 Как проходит нагрузочная прямая тиристоров?
2. 7. Фотополупроводники и оптронные приборы
Фотодиоды - фоточувствительные приборы, реагирующие на
опти•1еское из,1уче1ше u видимой, инфракрасной и ультрафиолето­
вой областях спектра электромагнитных волн. Фоточувстuительные
приборы успешно применяют в технике контроля и регулирования
различных физических величин, в том •1исле геометрических разме­
ров деталей, скорости и ускорения. Эти приборы удобны в системах
автоматического управления станками и механизмами. Фоточувстви­
тельные 11риборы нахоJIЯТ применение в бытовых радиоэлектронных
устройствах, например в системах дистанционного управления те­
левизорами, магнитофонами.
64
Опти<[еская область спектра, где работают фотоприборы, вклю11.1сr волны плиной от 0,001 до 1000 мкм (микрометров). Эта область
111сктра состоит из трех частей: ультрафио;rстовой (УФ), соответ1 111ующей мине волны от 0,001 до 0,38 мкм; видимой (В) - от 0,38
110 0,78 мк.\1; инфракрасной (ИК) - от 0,78 до 1000 мкм. Рабочий
11111срвал длин волн большинства приборов находится в пределах от
0,2 до 20 мкм. Фоточувствительные приборы являются важнейшими
1J1сме1пами любого оптико-электронного устройства. При падении
11а фоточувст1штельную поверхность прибора оптического изJ1у,1е11ия происходит поrлощение его э·гой поверхностью. При поглош.е11ии онтического излучения в фоточувствительном материале возни1,ают носители зарядов - электроны и дырки, которые вызывают
111быточную проводимость. Фотопроводимость возникает в случае,
1·сли энергия фотонов превышает некоторое пороговое з11а<1ение.
Осноuны:v� струюурным элементом большинства полупроводни­
ковых фото11риборон служит п-р-переход. К основным характеристи1,,1\1 и параметрам фото•1увстuительных приборов относятся: спект­
р,шьная характеристика чувствительности - отображает реакuию фо1011ри6ора на воздействие излучения с различной длиной волны (эта
х,1рактеристика опреде;1яет спектральную обJ1асть применения при­
бора); энергетическая (световая) характеристика - отображает за1111си:v�ость выходного сигнала прибора от интенсивности возбужда­
ющего потока излу•1е11ия; темноuое сопротиwrсние - сопротивле11ие прибора в отсутствие падаюшего на 11его излучения в пределах
tто спсктр::1.11ы-юй 'Iувствительности; темновой ток - ток, проходи111ий через прибор при зал:ан11ом наприжении в отсугст1.1ие потока
1плуче11ия в пределах спектральной чувствительности; динамичес1,ий диаrшзон линейности - характеризует область значений лучис­
lШ'О потока Ф, в которой энергетическая (световая) характеристика
пинейна Л= 10 \gФ тах/Ф m;n; токовая чувствительность (А/лм) - 011ре­
;1слист значение фототока, создаваемого единичным потоком из;1у11сния.
Фото::�лектро11ные устройства преобразуют световое излучение
11 элек·грический ток. В заuисимости от вида фотоэффекта разли­
чают: фотоприемники с внешним фотоэффектом (актиuные уст­
ройства); фотоприемники с uнутренним фотюффектом (пассив11ыс устройства).
Активные устройства uырабатывают электричество, используя
световой поток (солнечные батареи), для своей работы нс требу­
ют внешнего источника. Имеют большую чувстuительность.
Пассивным устройствам для 11рсобразования светового потока
11 :.JЛектрический ток требуется ннсшний источник энергии. Чув­
t.:гвительность фотоприемника :УГо мера способности прсобра:ю11ывать лучистую энергию в электрический ток.
С1Jектрш1ыюй характеристикой усгройства яuляется зависимость
11увствитслыюсти от длины волны световых лу•1ей.
1 lорошкш1
65
Существую т такие типы устройств: фоторезисторы, фотодио­
ды, фототранзисторы, фототиристоры.
Все существующие фотоприборы можно разделить на две боль­
шие группы: для линейной передачи светового потока применя­
ются фоторезисторы и фотодиоды (значительно реже фототран­
зисторы); для дискретного преобразования светового потока при­
меняются фототранзисторы и фототиристоры.
Фоторезистор - полупронодниковый элемент, сопротивление
которого заuисит от освещенности. Зависимость тока в uепи фото­
резистора от светового потока Ф при малой освещенности не ли­
нейна:
l = ссвфО,5 + lт,
где Сев - коэффициент пропорциональности; lт- темновой ток.
Нелинейность этой зависимости является недостатком фото­
резисторов.
Фоторезистор состоит из тонкого проводящего слоя с днумя
электродами. В зависимости от материала слоя чувствительность
фоторезисторов к различным у•�асткам спектра излучения будет
разли,шой. Фоторезисторы из свинца принимают инфракрасное
излу,1ение, а фоторезисторы из кадмия принимают излучение в
видимой области спектра.
Граничной частотой фоторезистора называется ,rастота моду­
лированного потока изл учения, при которой чувствительность
падает до значения О,7 от немодулированного излучения. Гранич­
ная частота не превышает нескольких килогерц. Выпускаются фо­
торезисторы чувствительностью от 0,5 до 20 мОм/лм, (это прово­
димость). Рабо'1ее напряжение от десятков до сотен вольт.
Основные технические параметры ФСК-Т2 следующие: темно­
вое сопротивление - 1,6 • 106 Ом, чувствительность- 10 мкА/лк,
постоянная времени-2 · 10-2 с, тсмно1юй ток -20 мкА, допустимая
мощность - 0,3 мВт. Световая характеристика фоторезистора по­
казана на рис. 2. 17, а, а передаточная характеристика показана на
рис. 2.17, б.
На рис. 2.17, в приведена схема включения фоторезистора. В этой
схеме можно управлять коэффициентом передачи каскада. Это осу­
wествляется за счет того, что делитель напряжения на резисторах
Rн и f4 управляется с помошью светового потока. На рис. 2.17, г
показана схема, в которой управление коэффиuиентом 11ередачи
осуwсствляется за счет изменения рабочей точки полевого тран­
зистора. Эти изменения связаны с изменениями крутизны тран­
зистора.
Фотодиод - это фоточувствительный полупроводниковый диод
с п-р-переходом. В этом приборе проявляется фотогальванический
эффект, который создает ЭДС на его выводах. Структура перехода
фотодиода показана на рис. 2. 17, д. Поток направлен перпендику66
лнрно плоскости перехода. Фотодиоды могут работать без внешне1·0 источника питания (режим фотогенератора) и с внешним ис1 очником питания (режим фотопреобразователя).
В первом режиме испол1,зустся фотогальванический эффект.
llредельно допустимая нсличина фотоЭДС равна контактной раз1юсти потенциалон: для селеновых и кремниевых материалов 0,5 0,6 В, для арсенид галлия - 0,87 В. Во втором режиме к фотоди­
оду подключается внешнее напряжение (рис. 2.17, е). Если к нео­
сuещенному диоду подключить источник напряжения, то снятые
I, мкА
800
600
3
10
2
10
10
1 �---�-----2
3
0,1 1 10 10 10 F, лк
а
+Е=
400
200
о
2 Ф, лм
б
lOB
ф
с
lООк
в
д
г
е
Rн = 15 Ом
100 Ом
/, мкА
300
200
lк Ом
2кOм
5к Ом
100
о
ф
0,5
1
Ф, лм
3
Рис. 2 17. Светотехнические параметры:
11 - световая характеристика фоторсзис1ора; 6 - энергетическая характеристика
фоторезистора, в - схема нключения реJистора и фоторезистора, г - схема включе11ия фоторсзис1ора и полевого транзистора; д - конструкuия фотодиода, е - схема
111<..1ючс11ия фотодиола, ж - ВАХ фотодиода, з - :тергстичсская характеристика
фотодиода
67
3
2
Из,
Ио
В 3
2
CD-ROM
(компакт-дис
к
_ ---Доро а )
1--жк
,, __
Фототран'\ Линза
зистор
(фотодиод) �
, ,.--,Отраженный
луч лазера
Призма ЛVПрямой
r:::i_ лучлазсра
u----лазср
0---i+Y
в
а
б
Рис 2.18 Схема, хuрактеристика н устройство с фотодиодом:
а - Jлск1ричсскан схема вк.,1ю•1енин фоголиодн; б - перемещение рабо•1сй то•1ки
по 11ерсходной характеристике 110ле1юго транзистора, в - от и•1есю1я система
считывания инфор\1ац1111 n СО- ]{ОМ-диске с 11оv�ощ1,ю фото;.1110;.1а
БАХ будут иметь вид ВАХ обычного диода. При освещении меня­
ется обратная ветвь ВАХ (рис. 2.17, ж).
Чувствителыюсть селеновых фотодиодов составJшет 0,3 ...
0,85 мА/лм, кремниевых - 3 мА/лм, сернисто-серебряных
10 ... 15 мА/лм, германиевых - до 20 мА/лм. Тем1юпой ток у гер­
маниевых фотодио;�ов 10 ... 30 мкА, у кремниевых - 1 ... 3 мкА
Спектральная характеристика селеновых фо1одиол.ов находит­
ся в видимой области длин волн, германиевых и кремниевых в видимой и инфракрасной. Энергетическая характеристика 110казана на рис 2.17, з.
Схема 1JКJ1ючения фотодиода показана на рис. 2.18, а. При от­
сутстuии светового потока в затuоре транзистора сушсстuует от­
рицатеJ1ыюс напряжение, которое закрывает транзистор. В этом
режиме сопротивление фотодиода имеет большую uеличину. По
мере увеличения сuсто1юго потока сопротиuление фотодиода
у:-.1сныuается и напряжение в з,нворе становится близким к поро­
гу открывания 1юлсuого ·1ранзистора. Транзистор начинает откры­
ваться, коrла на занюре будет напряжt'ние, равное напряжению
отсечки. С зто1·0 момента с увели•1енисм светового потока рабочая
то•rка транзистора будет перемещаться по входной характеристи­
ке от точки 1 к точке 2 (рис. 2.18, 6).
Наибольшее примене11ие фотол.иоды и фототранзисторы на­
шли u устройстuах считьшания цифровой информации с компакт­
дискон. На компакт-писк звуковой сигнал, преобразованный п
импульсную форму, записываетси с tюмошью луча миниатюрно­
го полупровол.никового лазера.
В течение импульса сфокусированный луч лазера мошностыо
несколько миллиuап за доли микросекунды испаряет легкоплав­
кий материал с поверхности компакт-диска. При ::этом на е1·0 по-
68
11срхности формируется миниатюрная канавка - углубление диа­
метром около 9,5 мкм. Глубина канавки составляет О,1 мкм. Канав1ш на диске расположены по спирали. Расстояние между двумя
Jюрожками составляет 1,6 мкм.
Считыва11ие последовательности точек с диска осуществляется
с помощью лазера мощностыо около 3 мВт. Считьшаюший луч
J1азера отражается от гладкой поверхности диска, где нет заниси.
Когда луч попадает на канавку происходит рассеивание светового
11отока. С помощью оптической системы (рис. 2.18, в) фотодиод
11uсаринимает световой поток лазера, который прошел через при1му, линзу и отразился от диска. Двоичный код, с11имасмый с
выхода фотодиода поступает н блок преобразования, где форми­
руется знуковой сигнал. В :пой системе важное место занимает
фокусировка лазерного луча, который должен отразиться от ма­
jЮЙ новерхности, где находится канавка, и преодолеть прозрач111,1й слой, защищающий записанную информацию от возможных
1юврежде1-1ий. Размеры диаметра сфокусированно1 о пятна состав­
ю1ют 0,5 мкм.
Фототранзистор - фоточувствитслы-�ый полупроводниковый при­
емник излучения, 1ro структуре подобный транзистору (биполярно­
му или по,1е1юму) и обеспечивающий внутреннее усиление сигнала.
Структуры фототранзисторов показаны на рис. 2.19, а, б, в.
13 корпусе прибора предусмо1·рено прозрачное окно, через кото­
рое световой поток попадает на одну из областей транзистора.
Напряжение питания подводят так, чтобы коллекторный переход
был закрыт, а эмиттерный - открыт. База может быть отклю•rс,ш.
Вольт-амперные характеристики би1юлярного фототранзистора
1юказаны на рис. 2.19, г.
Схема вклю,rения фототранзистора показана на рис. 2.19, д.
Чувствительность этой схеУ�ы значите11ыю выше по сравнению
со схеУ1ой, где применяется фотодиод.
Фототиристор - нолупроводниковый приемник излучения,
имеющий структуру 1иристора. Он применяется для дискретного
управления. Структура прибора показана на рис. 2.19, е, а вольт­
амперные характеристики изображены на рис. 2.19, .ж. Максимум
характеристики зависит от вели,,ины светового потока. Если на­
грузочная прямая пересекает вольт-амперную характеристику в
трех точках, то фототиристор нахолится в двух устойчивых состо­
юtиях. Нет светового 1ютока - на фототиристоре болы1юе напря­
жение (точка ]). Прише,1 световой поток и уменьшил максиУ�ум
харак1еристики, рабочая точка перемещается н точку З, где на
тиристоре малое напряжение. Изменения :лих напряжений фик­
сирует последующая схема. В закрытом состоянии фототиристор
имеет сопротивле11ие l • 1 о х Ом, а в открыто.У! состоянии до
1 10- 1 O:vi:. Для выключения фототиристора необходимо умсш,шить
11итающее напряжение на нем.
69
р
б
а К
в
Ei. = 10 В
�------+_.
/, мА
Фз
ф
ф
г
Е, В
д
I, А
Р2
Pi
А
е
ж
А Е, В
Рис. 2.19. Фототранзисторы и фототиристоры:
а - конструкции биполярного фототранзистора, б - конструкuия полевого
фототранзистора со встроенны\f каналом; в - конструкUИ$! полевого фототран­
зистора с индуцированным канало\f; г - ВАХ биполарноrо фототранзистора;
д- схема вклю•1сния фототиристора; е - конструкция фототранзистора; ж ВАХ фототиристора
Оптрон - устройство, состоящее из светодиода и фотоприем­
ника. Между светодио;юм и фотоприемником существует опти­
ческая связь. Светодиод и фотоприемник электрически изолиро­
ваны друг от друга. Связь между ними осуществляется на малом
расстоянии в одном корпусе, а на больших расстояниях - через
волоконные трубки.
В сложной системе управления с разветвленными концами связи
имеется опасность появления ложного заземления линий, при­
чем на нескольких участках цепи одновременно. Для повышения
живучести системы по отношению к подобным нарушения� пре­
дусматривается гальваническая изоляция входящих и выходящих
70
непей приборов относительно цепи питания, а во многих блоках
1 акжс между ВХОДНЫМИ И 13ЫХОДНЫМИ цепями.
Гальваническая изоляция цепей особенно необход има для обес11ечения возможности последо13ательноrо соединения нескольких
1ютребителсй или источников сигнала, каждый из которых может
иметь свою точку заземления. В частности, это относится к схеме
е последо13ательным включением нескольких потребителей к од1 юму источнику токового сигнала.
С помощью оптрона решаются задачи гальванического разде11ения цепей. Развязка 13Ходных и выходных цепей составляет
(1-105 ..• 1- 107 ) Ом. При этом существует однонаправленная перс­
нача сигналов от светодиода к фотоприемнику.
В оптронах в качестве фотоприемников применяются фоторе­
Jисторы, фотодиоды, фототравзисторы, фототиристоры.
Эти фотоэлементы могут применяться для передачи аналого­
вых и дискретных сигналов. Однако для передачи импульсных сиг­
налов считается более целесообразным применять фототранзис­
юры и фототиристоры. У этих фотоэлементов значительно более
высокий коэффициент передачи.
Свойство галь13аничсского разделения входных и выходных не11ей успешно применяется для связи между схемами положитель­
ной и отрицательной логики, для согласования 13ысоко1юльтных
и низковольтных цепей. В частности, для микроэлектроники при­
менение оптронных приборов даст 13озможность существенно
уменьшить паразитные связи между элементами как внутри од11ой интегральной микросхемы, так и между микросхемами. Раз­
работано большое число оптронных устройств различного назна11ения.
К важнейшим показателям качества ключевых электронных
устройств относятся динамические показатели и, в частности, бы­
стродействие. Вместе с тем динамические показатели оптронов нс
достигают уровня, свойственного малоинерционным микроэлек­
·1ронным элементам и узлам. Однако снижение быстродействия,
связанное с введением оптронов, можно сделать сравнительно
небольшим. Можно выделить ряд полезных приемов и решений,
широко используемых разработчиками быстродействующей опт­
ронной техники.
Рассмотрим ключевую схему, показанную на рис. 2.20, а. Тран­
зистор VTI действует в качестве источника постоянного тока и
при 13ьrключенном транзисторе VT2 стабильно питает с13етодиод.
Воздейст13ием входного сигнала положительной полярности тран­
зистор VT2 перс13одится в режим насыщения и шунтирует свето­
диод. При этом мощность излучения резко падает. Восстановление
светового потока достигается лишь по окончании входного сигна­
ла. Весьма простые каскады возбуждения светодиодов реализуют­
ся на основе МДП-транзисторов. В схеме постоянного возбужде71
ния излучатслн (рис. 2.20, б) рабочан точка транзистора фиксиру­
ется на пологом участке ВАХ (рис. 2.20, в) транзистора и одно­
значно опредеш1ст ток, протекающий через светодиод. В схеме,
представленной на рис. 2.20, г, управление светодиодом осуще­
ствляется переюrючателем тока на транзисторах VTI и VT2. Если
входной потснuиал фиксирован на положительном уровне
0,5 ... 1 В, ток эмиттера /3 отбирается из эмиттерной uепи откры­
того транзистора VTI, а токи VT2 и светодиода незначительны.
+Е
Ic
U1
з
U2
з
U зз
Ео
б
а
Еси
+ Е1
Вых
Вх.
Вх.
�
�
г
е
-Е2
ж
Рис. 2.20. Характсрис гики и практические схемы с фотоэлементами·
а - упранлснис свс1одиодом с помощью пара,1,1слыюго транзистора, б - управ­
,1ение свстодиодо\1 с по,ющ1,ю по;1свого транзистора, в - нагру3очная кривая,
г- у11равлснис сuстодиодо\1 с по,ющью I снсратора, д - управление сuстодиодом
в cxe\le с 1ю,1ожитслыюй обратной свнзыо, е - включение фотодиода н бюоuую
цепь транзистора, ж - включение фотодиода в затворную цет, трашистора, з управление фототранзисторо\1 в диффсренциа,1ыюм каскаде
72
1 /ереключенис тока J3 от VTI и VT2 достигается снижением вход­
ного потенциала до отрицательного уровня -0,5 ... 1 В. Ток nозбуж­
Jtения светодиода фиксируется здесь на четко определенном уров11е с помощью резистора Rэ (или токостабилизируюшей цепочки).
1·см самым фиксируется и свето1юй поток светодио;�,а вне зависи­
мости от разброса параметров транзисторон. Особенно быстрое пе­
реключение светодиодов достигается в устройствах с положитель11ой обратной связью. Примером может служить схема транзис­
горного триггера с эмиттерной сшвью (рис. 2.20, д), где светоди­
од включен в коллекторную цепь выходного транзистора VT2.
При выборе фото11рисмников для быстродействуюших опто­
)лсктронных переключателей предпочтение, естественно, отда­
с·1 ся малоинераuионным фотол.иощ1м. Однако в состав переклю11атсля обязательно вводится усилитель фототока. Ток проводимо­
сти /Ф, действующего в оптопарс со светодиодом, относительно
невелик. Если ток светодиола составляет обычно 1О ... 20 мА, то
фототок при коэффициенте преобразования К= 1 ... 2 %, типичном для серийных оптронов, достигается лишь О, 1 ... 0,2 мА. Поэтому для ус11ешного применения ош ронов необходимо усиле11ие
фототока (рис. 2.20, е, ж).
Аналогично решается вопрос и при использовании фототран­
зисторов (рис. 2.20, з). Следует лишь учитывать, что выхол.ные токи
фототранзисторов в десятки раз превышают токи фотодиодов при
одинаковых условиях облучения. Эффективно применение диф­
фсренциал1,ного усилителя, n ал.но из плеч которого uключается
фото1ранзис1ор, или каскадного усилителя с л.вумя фототранзис­
торами, световой поток ал.нога из которых уuсличивастся, а дру­
гого - уменьшается. Хорошо сочетаются фототранзисторы с но­
левыми транзисторами. Входное сопроти1шение транзисторных
каскадов, управляемых по затвору, очень велико. Такие каскады
нс потребляют фототока, а реагируют на измене11ие разности по­
тенциалов на фотоприемнике.
Существенное увеличение скорости переходного процесса, со­
проuождающего переключение фототранзистора, обеспечиnастся
в схемах с положительными обратными связями. В таких схемах
сигналы фототока лишь начинают процесс переключения, даль­
нейшее развитие переходно1·0 процесса происходит с нарастаю­
щей скоростью. Например, переключатель (рис. 2.21, а) фиксиру­
ется R одном из лпух состояний устойчиво1·0 раuно1.1есия. Если из­
лучатель не возбужл.е11, то фототранзистор оптрона и выходной
транзистор закрыты. В ,1ругом устойчивом состоянии и осuещсн­
ный фототраюис·гор и пыход�юй транзистор насыщены В те с1ение
переходного процесса переключения оба транзистора л.сйствуют в
нормальном активном режиме, обес11ечивая ре1·снсрацию сигна­
лов фототока при оснешснии светодиода и быстрое за11ирание фо­
тотранзистора при выключении сuетоизлучатсля. Конл.енсатор нс73
большой емкости способствует ускоренному развитию проuесса
переключения. В такой схеме быстродействие оптопереключателя
повышается по меньшей мере на порядок.
Кроме электрических обратных связей в оптронах могут быть
применены обратные связи, включающие в себя оптическую си­
стему. Электронное устройство с такой положительной обратной
+Е
14
VТ2
VD
VТ3
в
г
+Е
VD2
Вых.
VТ2
Рис. 2 21. Схемы на оптронах.
а - балансная схема, б - оптрон в уси;�ителе с положитс,1ы-юй обратной свя­
зью, в - оптрон в устройстве с отриuа1е,1ы1ы\1 диффсренuиа.,1ь11ы'\\ сопротивле­
нием, г - переключаюшая схе,1а с оптрона�1И; д - оптрон в uепи положитс,1ьной обратной свнзи; е - оптронный ключ
74
ш1з1,ю обла,цает ВАХ с падающим участком, на котором диффе­
рt·111шальное сопротивление устройства отрицательно. Наличие
11,1JLающего участка, в сною очередь, говорит о возможности уси11111�ать, генерировать и запоминать информацию. Примеры пол.об111,1х схем приuедены на рис. 2.21, б, в.
Если в схеме на рис. 2.21, б К/3 > 1, то фототок /Ф превысит ток
11,1 JЫ и характеристика U8, = fUвx) будет иметь четко выраженный
11,1;шющий участок. Как только транзистор оказьшается в режиме
шсыщения, ток излучателя /д фиксируется на уровне, близком к
( Н0 - Uл)/ Rк. Здесь U,1 = l, l ... 1,3 В - падение напряжения на от1,рытом светодиоде. Ток фотодиода /Ф = К fд ограничивается уров11см /Ф11 = (Е0 - Uд)К. Таким образом, рассматриваемый каскад бу­
Jtст иметь два состояния устойчивого равновесия. Его ВАХ отно­
сится к N-типу.
Оптоэлектронная микросхема (рис. 2.21, в) имеет ВАХ S-типа.
l;c;rи разность поте1щиалов на входных клеммах каскада невели­
К,t, то транзистор и компоненты оптопары закрыты. По мере по111,1шения входного напряжения разность потенциалов на ::эмит1срном 11-р-переходе транзистора возрастает и достигает порого1юго значения. Далее коллекторный ток этого транзистора резко
увеличинастся и возбуждает светодиод. Появляется заметный ток
фототранзистора, способстuующий большему отпиранию транзи­
сгора. В этом режиме транзисторный оптрон и транзистор эффек1 иu11О uзаимодействуют, образуя замкнутую петлю положитель1юй обратной связи, благодаря чему и формируется падающий
участок ВАХ каска;щ.
Быстрое разuитие переходных процессов достигается в ключе­
вых схемах с каскадным соедиrrением выходных транзисторов.
1 lопеременное переключение выходных транзисторов, соел.инен11ых rю каскадной схеме, несложно организовать, используя про­
\1ежуточный фазоинвертор. Поскольку фазоинвертор - выходной
каскадный переключатель - янляется основой элементов тра�!ЗИ­
сторно-транзисторной логики (ТТЛ), целесообразно и 011тоэлек­
·1ронные нереюrючатели строить на базе ТТЛ.
В качестuе одно1·0 из распространенных оптоэлектронных элементов
можно рассматривать оптоэлектронный ключ (рис. 2.21, г), состоя­
щий из оптронной пары и инвертора, применяемого JUIЯ ТТЛ. При
Jюгическо\-1 нуле, когда ток через светодиод равен нулю, со11ротиu­
ление фотодиода составляет несколько мегаом. Транзисторы VТl и
VT2 закрыты, транзистор VT3 и диод VD открыты, и на выходе
устанаuливается уровень логической единины, близкой к напряже­
нию исто•1ника питания Е0• При токе через светодиод, большем не1<01орого пороговою значения, фототок приемника становится дос­
тагочным для открывания транзисторов VTI и VT2, ко1орые входят
в режим насыu�ения. Транзистор VT3 и диод VD при этом закрыты,
и на выходе поддерживается низкий уровень - уровень логического
1
75
нуля. Так как светодиод и фотодиод связаны между собой только
оптически, то осушествляетси гальваническая развязка между вхо­
дом и l!ыхо;юм ключа. При11с.\1 вход такой схемы булет токовым в
отличие от потенuиального 13Хода много)миттерноrо транзистора. Па­
дение напряжс11ия на снстол:иоде практически постоиюю 11ри из.\1е­
нении тока от минимального до максимального и состав:151ст 1,2 В.
Задержка распространении сигнала оrпоэлектронньш клю•юм скла­
дынас1 ся из задержки оптрона и инвертора. При :лом врсм51 включе­
ния в основно:\1 определяется инертностью снето- и фотодиодоu, а
время выключс,шя - временем, необходи.\1ЫМ для восстановления
рабочих пара�1етров транзисторов инвертора.
Опrронные пары с успехом могут быть использоuаны для улуч­
шения параметров сушествующих импульсных схем за счет до­
полнительных 01пичс'ских свизей внутри самого импульсного эле­
мента. Примером может служить схема, показанная на рис. 2.21, д.
Если через диоды логической ячейки VD l и VD2 токи не проте­
кают, то темновое сопротив.1ение фотодиодов VD3, VD4 будет
велико, коллек1орный ток соответственно мал, а 11отенuиал на
открытом транзисторе весьма близок к нулю. При протекании тока
в одном или нескольких светодиодах транзистор закрывается и
одновременно падает сопротинлсние фотол:иол:а. Потенциал на вы­
ходе транзистора етаноuится близким к Е0, т. е. к логической еди­
нице. В ::ной cxc:vic u цепи 1ранзистора протекает весьма малый
ток, поэтому!.! статике потребляется весьма незна•rительная мощ­
ность. Нагрузочная способносп, схемы явл51стся высокой. Исполь­
зуя RСIПИЛЫIЫЙ фото)ффект, С IIOMOIUЬIO оптро11ной пары можно
создать дополнительные источники смещения R схеме. Например,
на рис. 2.21, е приuелен ЭJJCKTpOIIHhlЙ КЛЮ'I с ОПТО)лектропной
связью. При закрытом транзисторе VTI на базу VT2 подается по­
ложительный птенuиал через резистор R 1, светолиод VD 1 и фо­
тодиод VD2, н резуш,татс грс1нзистор VТ2 нс1ходится в открыто!\1
состоянии, так как освешенность VD2 невелика, меньше порого­
l!ОЙ. При открыто:v� транзисторе VТl по uепи R 1 , VD1, VТl проте­
кает ток, достаточный лля возбуждения такого светоного потока,
при которо.\1 на фотодиол:е получается ЭДС, л:остаточная для на­
дежного закрывания транзистора VT2. Это напряжение удобно ре1-улиро!.!ать с по:v�ощью резистора R 1 , сопротивление которого за­
дает ток, щюходя�uий через VD 1.
Контрольные вопросы
!.
2.
3
4
5.
76
Какой принцип работы фотоприсмнию1?
Нарисуйте схс,1ы нключсния фотоприемникон.
Нарисуйте конструкцию оптрона.
Назови гс осноnные параметры и назначение оптронов.
Нарисуйте э.1ектричсские схемы включсню1 011 rронов.
2.8. У11равляемыс резисторы и аналоrовые ключи
Полеuые транзисторы могут использоваться в качестве пере­
мс1шых резисторов. Это возможно благодаря тому, что нолевой
1ранзистор 1ю 11ри1щипу раб01ы ннm1етсн 11ровод11иком, сечение
1,оторого управляется напр51жением. Для управления уровнем вы­
\одного сигнала собирается делитель напряжения по схеме
(рис. 2.22, а). Для уиеличения динамического диапазона регули­
рования собирается схема с двумя делителями (рис. 2.22, б).
Длн траюистора КП 1ОЗМ и R = 15 кОм и R11 = 1 МОм поиучим
1,1уби11у реrулироuки более 40 дБ. Для получения более глубокой
регулировки более 60 дБ применяют двухзвенные ат1енюаторы.
)�инамическое сопротивление полевого транзистора определяется
выражением Rт = ЛUсв/Лlс, при Ц 11 = const.
На рис. 2.22, в приведены зависимости сопротивления транзи­
сгора от напряжения на затворе. Мипима.111,ное сопротивление будет
11ри Uз =О.Эти зависимости описываются uыражением
1ле R ro - сопротивление траюистора при Иs = О. Существует при­
ri,1и3игел1,ная формула Rто = 1/Smax, где Smax - максима.11ыюе зна11ение крутизны.
Если на за1вор подать напряжение, большее уровня отсечки
Из > Uотс, то транзистор закроется. Сопротиш1енис его кана.1�а будет
3,шисеть от токов утечки.Это сопротивление может равняться l МОм.
На рис. 2.22, г показана простая схема управления нолевым транзи­
с гором. Если биполярный 1ранзистор VT2 закрыт, то у него в кол­
лекторе существует напряжение +Е. Это наприжение проходит че­
рез диод и попадает в запюр полевого транзистора. Транзистор VTI
11аходится в закрытом состоянии. В базу транзистора VT2 подается
положительное напряжение. Транзистор VT2 открывается. В кол­
лекторе уста11аш1иuается напряжение -Е, диол закрывается. У поле­
Lю1·0 траюис1ора VTI входное напряжение Ивх подается в исток (и
в затвор).Этот транзистор открывается и 11а выхоJLе устанавливает­
ся напряжение Иных= Ивх · При И.х < U0тс входное напряжение может
И\1еТь как положитеJ1ьную, так и отриuательную полярность.
Важным параметром полевого ключа является скорость пере1u1ючсния. В привсJLенной схеме постоянная uрсмени установле­
ния напряжения в затворе т == R_,C3 , где R,1 - обратное со11ротив­
;1ение JLиода; Сз - емкость затuора полевого транзистора. Если С3 =
= 30 пФ. а R_1 = 1 · 10 8 Ом, тот= 3 мс.
Длн упраuления несколькими входными сигналами, которые
1юдКJ1ю•�аютсн к общему 1шхолу, применяются ко,011утаторы. Ос­
нов1юй характеристикой коммутатора является точность пере77
R,кОм
а
КП103Е
10
Иях
VТl
U..ых
8
11..=-jс
Сигнал
6
4
Uупр
2
о
2
3
4
и,, в
Рис 2 22. Управляемые делители напряжения:
а - о,;щокаскадный, б - двухкаскадный, в - иJмснсние сопроти1ыения полевого
транзистора от напряжения на затворе, г - :электрическая схема aнaлurouoro ключа
дачи сигнала. Точность передачи сигнала 011ределяется как ста­
тической погрешностью, обусловленной конечным значением
параметров клю <1а, так и динамической, обусловленной пере­
ходными про11ессами при переключении. Для определения ста­
тической 1югрешности рассмотрим схему (рис. 2.23, а). Сонро­
тивление Rт может нринимать значение l кОм, когда транзис­
тор открыт, и 1 МОм, когда транзистор закрыт. Если все тран­
зисторы закрыты, то Rт » R11 • Тогда Иных = R1Jc , где lc = ЛИнхf R пг
В закрытом состоянии на выходе сушествует напряжение по­
грешности лиnы х· При открьшании ОД!IОГО ИЗ транзисторов на
выходе устанавливается напряжение Иных = Uiвx +ЛИных с указан­
ной точностью.
Кроме того, погрешностr, сушестnует потому, что в открытом
состоянии транзисгоры имеют разные сопротивления. Так, Иных =
= Unx Rн f(Rн + rт) (рис. 2.23, б).
Погрешность pallнa ЛUвх = U0x f l - Rн/(Rн + rт)].
Динамическая погрешность коммуrатора связана с переходны­
ми емкостями полевого транзистора. При uключении транзистора
через ::ни емкости на llыход нроходит импульсный сигнал
(рис. 2.23, в). При выключении транзистора на выходе присут­
ствует импульсный сигнал противоположной полярности.
78
Аналоговые ключи, коммутаторы или мультиплексоры исполь1vются в системах сбора информации для обработки аналоговых сиг1 шюв, поступающих по параллельным каналам для преобразования
11 �tифровые сигналы. Число каналон в мультиплексоре может дости1:11 ь нескольких сотен, но максимальное значение определяется не­
оriходимой частотой опроса датчиков первичной информании.
Методы организации переключателей аналоговых сигналов с
lю111,шим числом каналов связаны с реализацией многоступенча-
б
в
:.,,
И1вх
�=---�✓
i
--�
.-----"
1
U 2n x
Упр.1
.----1
--г
.-----
·-----
Вх 3
Ущ�.3
.------г
Вх4
Упр.4
2
1
Вх.2
Упр 2
1
!
1
U._в_ых_
1
�т
д
г
Вх 1
J.--_____
1
1
4
Ь+-2
�
'
'
!
�
:
14
1
:
1
1
6
1----------�
1
е
1
ж
Рис. 2.23. Эквиuалентныс схемы:
а - эквива.,1енп�ая cxev1a многовхо,1оного а11а.,1ого1юго ком"1утатора; б - упро­
щенная экнивалс11п1ая схема 01 крьпого а11а.,1ого1юго ключа; в - форма выход­
ного сигнала аналогового клю•rа; г - схе,1а включения МДП-транзистора л,,я
11ереклю•1ения а11а.,1огового сиr нала, д - структурнан схе,,ш ана.,1огового комму1атора на транзисторах Mдll, е - структурные схемы микросхс,1 К590КН4; ж микросхема К590КН5
79
Таблиц а 2.2
Тип МС
590
590
590
590
590
590
КН!
КН2
КН4
КН5
КНб
КН7
Ro, 0\1
JJ, IIA
200
300
75
70
75
50
50
70
70
70
70
30
Ro - сопротинле11ис открытого тр:шзистора,
fy -
1r;к.i , мкс
1,0
0,3
О, 15
0,3
0,3
0,3
ток утечки транзистора.
тых 11ереключателей. Эти клю•tи стронтсн на оспоне МДП-транзи­
сторов. Транзисторы в открытом состоянии пропускают ток в двух
направлениях. Uепи у11равления электрически изолированы от
сигнального канала. Со11ротивление капала открытого ключа состанляет 1О ... 1 ООО Ом. В закрытом канале присутствуют только токи
утс•rки 0,1 ... 100 нА.
Схема одного ключа показана на рис. 2.23, г. Когда напряжение на
затворе 12 В, канал закрыт, Иных == О. При подаче на затвор упрамя­
ющего 11а11ряже11ия Uv = +12 В транзистор открывается и устанавли­
вается раuе11ство Uю.;; и;,ъrх . Если составить схему из ;:щух ключей, то
11оочерсдно подавая управляющие имнульсы, можно на общий вы­
хол, подключагь аналоrоuые сигналы с двух входов (рис. 2.23, д).
Для построе11ия мультиплексороu рационально использовать не
отдельные ключи, а м11оrовходовые интегральные схемы комму­
таторов, например серии 590, 11араметры которых приведены 13
табJt. 2.2.
Как видно из 1абл. 2.2, ток утечки закрытого канила соиавляет
50 ... 70 нА. Для открытого ключа с сопротивленис'1 200 Ом но1·решность измерения ратш 100 ... 140 мкВ, что составляет незна­
чительную •tасть рабочего сигнала с максимальным уроuнем 3 .. 6 В.
Промышленностью вьшускаются микросхемы, которые имеют
4, 8, 16 входоu. Управление переклю•�ением кана.нон может осуше­
стuляться дuоичны'1 кодом. На рис. 2.23, е показана струкrурная
схема коммугатора К590КН4, а на рис. 2.23, ж- К590КН5.
Контрольные вопросы
l. Почему 11олевой тра113истор - упраншrемый резистор?
2 Как строя� ся ключи для аншю1 овых сип-шлон?
3 Онишитс на mа•1с11ис многоканальных аналоговых кuммутаторов
2.9. Нелинейные элементы
Все сущее� нующис элементы электроники можно разделить но
их вольт-амперным харзктеристикам на пят,, типов:
80
1-й тип имеет характеристику N-вида (рис. 2.24, а),
2-й тип имеет характеристику насыщения (рис. 2.24, б),
3-й тип имеет линейную характеристику (рис. 2.24, в),
4-й тип имеет диодную характеристику (рис. 2.24, г),
5-й тип имеем характеристику S-вида (рис. 2.24, д).
Рассмотрим основные параметры этих характеристик.
1-й тип. Характеристикой N-13ида обладают туннельные диоды и
т1ухтранзисторныс схемы. Особешюстью :пой характеристики яв­
J1нется участок с отрицате11ьным дифференциалы-1ым сопротивле11ием. Для снятия этой характеристики необходимо иметь низко1ю,1ьтный источник напряжения с малым внутренним сопротиш1е11ием. Здесь должен примениться ис1оч11ик напряжения с верти­
к;�,1ыюй ВАХ. С таким источником ;1,01юлыю просто определяются
1оки туннельного диода при напряжениях от 0,2 до 0,65 В. Снять
1ю.1ьт-а:vшерную характеристику при напряжениях О, 1 ... 0,2 В чрез­
вычайно трудно, даже с помощью эмиттерного пон1 орителя
(рис. 2.24, е).
В этой схеме изменение тока, протекающего через туннельный
Jtиол:, фиксируется на рсзисгоре Rк. Для определения точек харак1сристики 13 области с отрицательным сопротивлением необходи­
\10 шу11тиро13ать туннельный диод дополнителы1ым резистором с
со11роти1311ением 500 Ом. Ток, протекающий через этот резистор,
можно в л:алыrейшем вычесть из обшей ПАХ.
Туннельный диод обладает постоянным 13нутрен11им сопротив­
лением. В зависимости от напряжения это сонротивление опреде­
ляется законом Ома Rп = Е/ f (рис. 2.25, а). Дифференциальное
lrv_
О
а
Е
lk=_
О
б
Е
IL
Е
О
Rн
е
Рис 2.24. Типы характеристик нелинейных элсментоя и схема характериографа:
а - нсли11ейного .с1лемснта N-внла; б - насыщения, в - линейная, г - днодшш,
д - S-ни,.1а, е - 1ра11зисторнан СХС\Ш по,1учс11ия ВАХ
81
Rд.
I, мА
1
1
0,2
о, 1
0,2
а
0,3
0,4
0,4
Е, В
6
I
о
0,1
0,2
0,3
0,4
Е
Е, В
г
в
Рис. 2.25. Параметры элементов N-nида.
а - ВАХ туннельного диода; б - диффсрснциа.,1ьное соnр01и1ысние, в - посто­
янное сопротивление, г - ВАХ варистора
сопротивление диода в области нанряжения от О, 1 J(O 0,3 В имеет
отри нательное значение (рис. 2.25, 6). Это соnротив.1ение опреде­
ляется выражением Rл == ЛЕ/Лl. Изменение постоянного сопротив­
ления туннельного диода показано на рис. 2.25 в.
Для аналитического описания вольт-амперной характеристики
диода применяется полином третьей степени
1 = ArE - А2 Е2 + А3 Е3 •
Для определения коэффициентов необходимо задать характе­
ристику тремя точками А, В, С на вольт-амперной характеристи­
ке. Например: А (1 мА; О, l В), В (0,2 мА; 0,3 В), С (1 мА; 0,5 13). Под­
ставим эти значения в ураннение и получим сис1ему уравнений
1 == А 1 • О, 1 - А2 · О,1 2 + А3 · О,1 3 ;
0,2 = А 1 • 0,3 - А2 · 0,3 2 + А3 · 0,3 3 ;
1 = А 1 · 0,5 - А 2 • 0,5 2 + А 3 · О,53 .
82
Необходимо решить систему уравнений относительно коэффи1111снтов А 1 , А2, А 3• В результате получим уравнение вида
l= 14Е- 50Е 2
+
15Е3 .
Это уравнение очень приблизительно описывает ВАХ туннель1101·0 диода. Для точного описания требуется полином пятой сте­
нсни. Полином своей простотой позволяет отобразить основные
шраметры этого элемента. Отсюда можно определить дифферен11иальную проводимость диода
G,, = dJ/dE = 14- I00E + 45 Е 2•
Внутренняя проводимость диода определяется выражением
Gп = I/E = 14- 50Е + 45Е 2 .
Характеристикой, близкой к характеристике N-вида, обладают
1срмисторы (рис. 2.25, г). Эта характеристика описывается уравне11ием l = А 1 Е- А2 Е 2•
В качестве примера приведем три электрические схемы на тран­
'Jисторах, которые имеют волы-амперную характеристику N-вида.
l la рис. 2.26, а, б показаны схема и характеристика устройства с
11араллельным включением транзисторов. При входном напряжении
менее 2 В транзистор VТI открыт. Через него протекает ток, который
определяется резистором R1 • При входном напряжении более 2 В от­
крывается транзистор VT2, который уменьшает напряжение на базе
·,ранзистора VTl и тем самым уменьшает ток, нротскающий через
11сго. При нанршкении на входе более 9 В транзистор VT2 находится
в насыщении. Ток в схеме определяется резисторами R3 и�На рис. 2.26, в, г показаны схема усилителя постоянного тока и
его характеристика. При малых напряжениях на входе транзистор
VTl закрыт. Входное напряжение полностью приложено к базе
транзистора VT2. Через этот транзистор протекает ток /3 = ИвJ R5.
С увеличением напряжения ток увеличивается почти пропорuио­
нально входному напряжению. Когда входное напряжение дости­
гает 4 В, начи1rает открьшаться транзистор VT2. Коллекторный
ток этого транзистора уменьшает напряжение в базовой цепи тран­
зистора VTl, и входной ток уменьшается. Уменьшение тока на­
блюдается до тех пор, пока транзистор VTI находится в линей­
ном режиме. При напряжении на входе 9 В транзистор VTl пере­
ходит в режим насышения. Дальнейшее увеличение тока опреде­
ляется обшим активным сопротив:1енисм всей схемы.
На рис. 2.26, д, е показаны схема и характеристика л,-диода.
Это устройство состоит из двух полевых транзисторов разной про­
водимости. Транзистор VTI имеет канал п-типа, а транзистор
VT2 - р-типа. При нулевом напряжении на затворе оба транзис­
тора проводят. В схеме они включены в uепь отрицательной обрат­
ной связи последовательно. Можно считать, что в исток транзи83
стара VT1 включено переменное сопротивление. Протекающий
через транзистор VTI ток создаст на транзисторе VT2 падение
напряжения, закрывающее транзистор VT1. В сною очередь, со­
противление транзистора VT2 меняется в заnисимости от паде11ия напряжения на транзисторе VTl. Таким образо\1, с увели•�с­
нием тока, протекающего через транзисторы, они стремятся за­
крыться. Когда падение на�rряжения на транзисторах достигнет
уровня отсечки, ток, протекаюший через транзисторы, бу;tст бли­
зок к нулю
2-й ти11. В схеме с общим эмиnером (рис. 2.27, а) транзисторы
обладают ВАХ насыщения (рис. 2.27. б). При различных значениях
тока в базе характеристика может смещаться в системе координат.
Аналитическое выражение, описывающее ::пу характеристику, И!\1е­
ет вид
I = АЕ 0 ·5 или Е = В1 2.
I, мА
Вх.
VТ2
КТ312
Вх.
а
/, мА
8
VТ2
КТЗ12
4
VIJ
Д220
Вх
6
2
2
в
/, мА
3
VТI
г
10
12
Е, В
кпзозд
д
е
Рис 2.26 Эквиваленты туннельного диола:
а - ;шvхтра1нис1орная схема �юдел11 ту1111слыюrо диода; б - псрещпо•шая ха­
раюсристика, в - cxc'v!a усилителя постоя11ного гока; г - псрсдdТОЧНdЯ харdктс­
р11стнка, д - схема л.-;1ио,1а; е - псрсшпочная харак,сристика л.-диода
84
1
d_�
125
l1
о
1
/
]35
б
б
l
Rп
n=2
о
в
Е
д
е
Рис. 2.27. Дио,1но-траюисторныс нелинейные элс�енты:
11 - элсюричсская схема, б - ВАХ граюистора; в - 13АХ выпрямительного диода;
,' - ВЛХ стаби,1итро11а, д - 11остоя111юе сопротивление выпрями1елыюго диода;
е -- ВАХ стабилитронов
Ол.нако не все транзисторы попадают пол. описание этого урав11е1шя. Uелесообразнес применять уравнения вида
/ = AE l ln
ИЛИ
Е = В[".
Коэффиuиент В определяется током в бюе транзистора.
3-й тип. Этим тило:'11 характеристики обладают резисторы с ми­
нимальной мощностыо рассеивания, приб11изительно О, 1 от мак­
симально допустимой. При мощности рассеивания 0,9 от макси­
'v1алыю допус·гимой сопротивление резистора имеет нелинейную
�ависимость. Эта зависимость в первом приближении близка ко
второму типу.
4-й тип. Этот тип характеристики - диол.ный. Ей обладают вы11рямительные диоды (рис. 2.27, в) и стабилитроны (рис. 2.27, г).
Аналитическое выражение ВАХ диода имеет вид
/ = АЕ 2 + ВЕ 3•
Для определения коэффиuиентов уравнения принимается Е= 1,
при э·1ом ток I = 1, тогда Л • 1 2 + В- l 3 = 1. Для Е = -1 положим
1=-0,1. Отсюда получим А- 12 - В- 1 3 = - 0,1. Исходя из этого,
полу•1им систему уравнений
A+B=I;
А - В=-0,1.
85
Сложим эти уравнения и определим А= 0,9/2 = 0,45. При вычи­
тании уравнений получим В= - 0,55. В результате диодная харак­
теристика описывается выражением
l = О,45Е2 - О,55Е 3•
Диод обладает актинной проводимостыо, которая определяет­
ся выражением
Gn = АЕ+ ВЕ 2 •
График изменения сопротивления диода в прямом напранле­
нии наказан на рис. 2.27, д. Диод имеет дифференциальную про­
водимость, которая определяется выражением
Gд = 2АЕ + 3ВЕ2•
Другим представителем диодной характеристики является ста­
билитрон.
Он характеризуется пороговым напряжением, которое назы­
вается напряжением стабилизации. Это напряжение изменяется
ОТ } ,3 ДО } 80 В.
Аналитическое выражение, описынающее вольт-амперную ха­
рактеристику стабилитрона имеет вид
I = А(Е/ЕУ,
где А - коэффиuие1п пропорниональности; Ее - напряжение ста­
билизации стабилитрона.
В зависимости от значений п характеристика имеет рюли,шую
крутизну (рис. 2.27, е).
Стабилитрон иl\1еет активную проводимость, определяемую
выражением
А Еп
А Еп-]
G11 -------·-п-�.
Е Ес
Ес Ес
График изменения сопротивления стабилитрона показан на
рис. 2.28, а.
Стабилитрон обладает дифференциальной проводимос1 ыо, оп­
ределяемой выражением
Еп-1
А __
_
Gд =!!_
Ес Е п-1.
11
-
с
Откуда следует
G)l = пGп .
Известно, что Gп/G.1 = 1/п = Qк - коэффициент качества. В за­
висимости от напряжения стабилизации коэффициент качества
меняетсп, как показано на рис. 2.28, 6.
86
1L··�:v
Rд, Ом
30
20
10
0,04
0,02
О
Ес Е,В
а
о
4 5678Е,В
б
о
\/
56789Е,В
в
А
12
8
4
о
56
8
г
9 Е, В
Рис. 2.28. Параметры стабилитрона:
11 - постоянное сопротивление стаби.1нтро11а; б - изменение коэффициента каче111ш от напряжения стабилизации, в - из,1енение ;шфференциа,1ьного еопротив,1е1111н стабилитрона от напряжения стаб11,1изаш1и, г - изменение коэффиuиента
А от напря.жсния стабилизации
Дифференциальное сопротИLшение зависит от напряжения ста­
riилизаuии. Эта зависимость приведена на рис. 2.28, в. Для опредс11сния коэффициента А аналитического выражения необходимо
11оспользоваться приведенными графиками. Для заданного стаби­
литрона при Ее определяется коJффиниент качества. После этого
011ределяется значение степени п. Для определения коэффициента
А находится дифференциалыюе сопротивление стабилитрона по
1 рафику (см. рис. 2.28, в) и по формуле R,, == Ее/Ап или А== Ec/nR.,.
1 lри :лом следует учитывать, что Е == Ее. На рис. 2.28, г показана
1ависимость коэффициента А от напряжения стабилизации.
5-й тип. Этим видом характеристики обладают тиристоры. Для
определения точек вольт-амперной характеристики этого элемента
11еобходимо иметь генератор тока с большим выходным сопро1ивлением. Характеристики S-вила имеют участок с отрицатель1юй про1юдимостью и описываются уравнением
Е= AJ-A2 1 2 + А3 !3 ,
где 1- ток тиристора в точках аппроксимации.
Коэффициенты определяются по той же методике, что и для
туннельного диода. Тиристор обладает активным сопротивлени­
ем, которое определяется выражением
Rn == А1 - A2 Z + Аз f 2
и дифференциальным сопротивлением
R,1 = А 1
-
2AJ + А 3 ! 2•
В качестве примера приведем несколько электрических схем на
транзисторах, которые имеют вольт-амперные характеристики S­
вида. На рис. 2.29, а, б показаны схема устройства и характеристи­
ка, где положительное входное напряжение открывает переход
эмиттер-база транзистора VT1, через который протекает ток, оп­
ределяемый резистором R4 . Коллекторный ток 1ранзистора VTI
87
[, мА
Вх.
3
Rз
VТI
КТ203
500
Ri
lЗк
2
1
о
Ri = 25к
2
4
6
а
8
Е, В
б
1, мА
5В
5
3
2
о
в
Вх.
R,
100
VТ1
КТ312
2
3
2
3
г
4
1, мА
Rs
2,5к
8
6
4
R2
51
2
о
е
4
Е, В
Рис. 2.29. Эквиваленты элс:v1сrпов с характеристикой 5-тина.
а - каскалнюr схема усчюйс1щ1 (элекгричсск<1я cxe\la), б - ВАХ каска.11юй схс­
\1Ы, в - транзисторная моле.11> тиристора (э,1скгри•1сск<1н С'(С\1:1), г - ВЛХ �юде­
ли 1 иристuра; д - устройсню с нспосрсдстве11ной сннзыо (сшектричсска11 схе�ы),
е - 13ЛХ уси,111тс;1я
88
о щает падение напряжения на резисторе R2, которое открывает
1ранзистор VT2. Ток, протекающий через транзистор VT2, посту11,,ст из входной цепи через резистор R,, кроме того, открывание
1р.111зистора VT2 вызывает умены,rение напряжения в базовой цепи
,ранзистора VT\: параллельно резистору � подключается резис1щ1 R3. В результате формируется наклонный участок вольт-ам11t·рной характеристики. После того как транзистор VT2 полно1 11,ю откроется, входной ток схемы будет определяться резисто­
ром R1 • Наклонный участок ВАХ будет определяться соотношени1•м ЛЕ/ЛI= R 1 R3/R2.
ДJIЯ получения характеристики S-типа используется эквивалент
1щ1юпереходною транзис1ора, построенный на двух транзисторах
�- различным типом провол.ююсти (рис. 2.29, в). Ток, протекаю­
lllИЙ через делитель R3 и �' создает падение напряжения, кото­
рое закрывает :Jмиттерный переход транзистора VT\. При повы111с11ии напряжения на эмиттере начинает протекать ток, который
11роходит через базу транзистора VT2.
Транзистор VT2 начинает открываться. Это приводит к сниже11ию напряжения на базе транзистора VT\, что, в с1.юю очередь,
111,1зьшает еще большее его открьшание. Процесс открывания тран1исторов может протекать лавинообразно. В результате ВАХ имеет
S-образный вид.
13 схеме (рис. 2.29, д) в исхоююм состоянии оба транзистора
"�крыты. При увеличении напряжения, когда напряжение база­
,миттер больше 0,5 В, транзистор VT2 открывается. Коллектор11ый ток транзистора VT2 О'1 крьшает транзистор VT\. Поскольку в
J\1иттерно-коллекторной цепи этого транзистора uключены низ­
коомные резисторы, через VТ\ будет протекать весь входной гок
(рис. 2.29, е). Напряжение на входе упадет. После того как транзи­
иор VT1 войл.ет в режим насышения, входной ток будет опреде­
шпься резисторами R,, R2.
Все, рассмотренные выше, 11елинейные элементы соединяют­
ся последовательно и пара.,1ле;1ьно. Расчет сложных цепей можно
11роизводить аналитическим и графи11еским способами. Аналити1
1
I
122
/21""""'---L---
o �1Е12
Е
в
Рис 2.30. Параллелыюс соединение нелинейных элемс1ггов:
а
а - 11ара.1лслы10с соединение нелинейных J.1сv1е11тон (электрическая cxev1a); 6IЗЛХ псрного 1-!Э, в - ВАХ н1орого НЭ, г - резулътируюшаи ВАХ
R9
ческий способ является очень трудоемким. Для нелинейных эле­
ментов лучше применять графический способ. В этом случае для
определения обшей вольт-амперной характеристики двух и более
параллельно включенных элементов необходимо учитывать, что
на эти элементы подается общее напряжение, а общий ток обра­
зуется как сумма отдельных токов, протекающих через каждый
элемент (рис. 2.30, а).
На вольт-амперных характеристиках каждого элемента задает­
ся одинаковое значение напряжения Е11 = Е2 1 = Е01 • Для этих зна­
чений определяются токи 111 и /21 . Образуется сумма токов /11 + 12 1 ==
= 101 • На общем графике (рис. 2.30, г) строится точка А. Берется
второе значение Е12 == Е22 == Е02 • Также определяются токи 112 и 122 •
Образуется сумма токов 102 = 11 2 + 122• На обшем графике (см.
рис. 2.30, г) строится вторая точка В и т.л. По точкам строится
общая кривая. На рис. 2.30, 6, в наказан пример построения об­
шей вольт-амперной характеристики для двух нелинейных эле­
ментов с ВАХ N- и S-видов соответственно.
Схема последовательно включенных нелинейных элементов по­
казана на рис. 2.31, а. Способ построения общей ВАХ последова­
тельно включенных нелинейных элементов показан на рис 2.31,
6, в, г. В этом случае задаются значения /11 = /21 == 101• По каждой
характеристике определяются напряжения Е11 и Е21 • Эти напряже­
ню1 суммируются Е11 + Е2 1 == Е0 1• На общей характеристике (см.
рис. 2.31, г) отложим значения /01 и Е01 и получим точку А. Берем
второе значение токов /12 = 122 == 102 • По характеристикам определя­
ем Е12 + Е22 = Е02• Отложим на обшей характеристике значения Е02
и 102, получим точку в.
Таким способом можно осуществить настроение по всем точ­
кам обшей характеристики. На рис. 2.32, а-г показан пример по­
строения общей вольт-амперной характеристики для двух нели­
нейных элементов с ВАХ N- и S-типон.
Параллельное включение туннельного диода и резистора пока­
зано на рис. 2.33, а, б. На рисунке характеристика диода - криI
I
I
122
Ео
/21
2
�
а
б
Е
г
Рис. 2.31. Последовательное соединение нелинейных элементов:
а - последовательное соединение F-:IЭ (электри<1секая схема); б - ВАХ первого НЭ,
в - ВАХ второго НЭ, г - результирующая ВАХ последовательного соединения
90
1
/
11
8
(,
6
4
4
2
2
2
6
4
а
/
8
8
/
о
10Е
2
4
б
6
Последова-
6
4
2
о
2
4
6
8
1'0
г
1'2
14
16
18 Е
О
2
4
в
6
8
Е
Рис. 2.32. Определение последовательного и параллельного соединения
нелинейных элементов:
а - ВАХ туннельного диода; б - ВАХ тиристора; в - результирующая ВАХ па­
рШIЛельноrо соединения Jлементов; г - результирующая ВАХ последовательного
соединения нелинейных э,1е�ентов
вая J, а характеристики резистора с разными номиналами - ли11ии 2, 3. Результирующая характеристика 1 + 2 или 1 + 3 образуется
13 результате суммирования ординат при каждом значении напря­
жения. Характеристика 1 + 2 не и:\1сст области с дифференциаль11ым отрицательным сопротивлением (участок АВ). На этой харак­
теристике можно получип, участок, где ЛЕ/ЛJ = оо, когда ЛJ = О.
, 2
/
]+2
�R
3
VD
а
/
3
VD
б
Е
в
г
Рис 2.33. Соединение туннельного диода и резисrори:
п - пара,1лелыюе (электри•1еская схе\1а), б - результирующая ВАХ; в - после­
довательное соединение (Jлектрическая схема), г - резу,1hтируюwая ВАХ
91
Послеловательное включение резистора и ту11не.1ьного дио
л:а (рис. 2.33, в) даст результирующую характеристику 1 + j
(рис. 2.33, г). За счет резистора произошел наклон характерис­
тики u правую сторону. Результирующая характеристика нас10J1ь
ко изменила положение падающего участка, что он из отриuа•
тельного дифференuиального сопротивления превратился в по•
ложителы1ое. Причем эта область стала иметь два маленьких уча•
стка А 1 С 1 и С 1 В 1 с отриuательным дифференrtиальным сопро­
тивлением.
Если последовательно с туннельным диодом поставить рези­
стор с номиналом R = Е/ f, J'Ле / - максимальный ток хараюсри•
стики л:иода (в схеме четырехполюсника), то образуется система
с дuумя устой•швыми состояниями. На рис. 2.34, а показана схе•
ма uключс11ия 1 уннельного диода. На �·рафике взаимодейстuия
характеристик проведены нагрузочные при.мыс Е1 , Е2 , Е3
(рис. 2.34, б). Их трех нагрузочных прямых только одна В2 Е2 оп­
ределяет два устойчивых состояния схемы. При Е = Е3 система
скачком перейдет иэ точки В3 в С,. Если теперь уменьшать Е до
нуля, то состояние системы бул:ет опрелеляться послсдоuатсль­
но точками С2, С 1, затем переско•тт в точку В 1 и далее вернется
в точку О. Процесс перс:.1еще11ия рабочей точки показан стрелка­
ми. Добюься работы прибора на падающем участке (точка А)
можно от источника 11апряжения, обладающего малым внутрен­
ним сопротивлением.
Параллельное включение диола и резистора ничего сушсстnен­
но1·0 u схсм1юм решении не даст. Результирующая характеристика
особого применения в разработках аппаратуры не нашла. В ней
отсутс1uует непроuодимость в области отрицательных значений
напряжения (рис. 2.35, а, б).
При последовательном uключении лиода и резистора резуль­
тирующая характеристика становится более линейной, 110 поро­
гоuое значс[Iие диола остается (рис. 2.35, в, г). Чтобы избавиться
от норога применяют электро[Iную схему (рис. 2.35, д). 13 Jтой схе-
�,
Е R
I
Вых
о
Е1
Е,_
ЕзЕ
б
Рнс 2 34. Послслователыюе нключение туннельного диода и резистора
в схе:11е чстырех110.1юсника.
а
а - электрическая схема, б - нагрузо•шая прямая на ВАХ
92
Е
1
VJJ
о
а
в
б
г
Вых.
д
Е
1
VJJ
е
ж
Ее
з
Е
и
Рис. 2.35 Rк.,1ю<Jе11ие ныпрямителыюго диода и резистора.
а - парал.1слы1ос (Jлсктрическан схема), б - ре3у;1ьтируюшая ВАХ, в - пuс1с­
,tuвателыюс (Jлсктричссюш схс\1а), г - рсзу.1ьтирующая ВАХ, д - электричес­
кая схс�1а молс.111 и,1са,11,1ю10 выпрн,1ите.1ь1юго лиода, е - послсдо11а1с.1ыюе
(:J.1ек1ри•1сскан схсм<1), ж - рсзу,11,1 ируюшая ВАХ, з - вк.,1ю•1сние с1аби,нп рона
и резистора 110 схеме •1сгырсхполюс11ика (э;�сктричсская схема), 11 - нагруJочная
нрямая на ВАХ
ме величина порога становится 0,6/ К"" О, где К - коэффициент
усиления операционного усилителя, равный 1 105 .
Большое значение Б 11рактических разработках и:чеет схема пос­
j1елоuательного включения резистора и стабилитрона (рис. 2.35, е).
Если эту схему рассматриват�, как лuухполюсник, то характерис­
гика булет иметь вил, показанный на рис. 2.35, ж, и применение
такой схемы ограничено. Совершенно другие свойства :ла схема
11роявляет, если она прелставлена как •1еп,1рехпошосник (рис. 2.35,
з) В этом случае юаимо,r..ействие характеристик элементов сле­
jlует расс:v�атривать, как показано на рис. 2.35, и. Харакгсрис1ики
11ересекаются и образуют рабо 11ую точку. Через стабилитрон 11ро­
текает ток !Р В этой схеме 11ри изменении величины Е нагрузоч­
ная характеристика резистора будет перемещаться пара.1лслыю
93
КТ339
/5, мА
1,6
1,2
0,8
0,4
0,3
---- 0,2
-----0' ,1
2
о
4 6 8 10 Е, В
а
о._,,=------
0,2 0,4 0,6 0,8
В,,, В
КТ312
.l == 400 мкА
_______
/5, мА
1,0
0,8
200
0,6
0,4
100
0,2
300
;;..;.
--------4
Ie,
8 12 16 2 0
в
КПЗО3
Е, = +1 В
мА
10
8
6
4
le,
�--0,5
О
-----0,5
---�-- -1
5
-2
2 "'-[�=����=�=---=1�
2 4 6 8 10 Ее, В
д
Е, В
КП302
0,6 0 ,8 Е5, В
г
КПЗОl
1;;, м
А
мА
50
40
30
20
о--=-��-т----
0,2 0 ,4
Е3 ==13В
-----12
------11
------10
-----0 5
-i
-------1,5
-2
-2 5
5 10 15 20 25 Ее, Н
�:::;_:...=---_-_-_-_-_-_-_-_-_- �
е
8 I°O {2 Ее, 'в
ж
Рис. 2 36 Вольт-амперные характеристики биполярных транзисторон:
выходные характерис1ики КТ339; б- входная характеристика КТ339; в­
выход11ые характеристики КТ312, г- вхо;rная характеристика КТЗ 12, д, е, ж исхо;r11ые вольт-амперные характеристики соответственно КП303, КП302 и
КПЗОl
а-
изображенной. Рабочая точка С\fещается по характеристике ста­
билитрона. При этом напряжение на лиоде будет оставаться не­
изменным.
Контрольные вопросы и задачи
Какие существуют типы нелинейных элементов?
2. Нарисуйте схемы последователыrоrо и парал,1ельного соединения
нелинейных элементов
94
3 Опишите графический метод построения общей БАХ.
4. Составьте аналитические выражения, описываюшие БАХ нелиней111,1х ЭЛе:\1Сl!ТОВ.
5 Определите постоянное и дифференциальное сопротивления нели1н·i111ых элементов.
Задача 1. Определить основные параметры бипо:1яр11ых транзисторов
вольт-а:\1перпым характеристика:\1, которые показаны на рис. 2.36,
,1 -г.
1111
Задача 2. Опредс,1ить основные параметры полевых транзисторов по
11t:ходным вольт-амперным характеристикам (рис. 2.36, д-ж) и по11роить проходную характеристику fс= /(Ез ).
ГЛАВА 3
ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА ОТОБРАЖЕНИЯ
ИНФОРМАЦИИ
3.1. Общие светотехнические параметры
При упра1шении злсктронными приборами необходимо ю1сть
панель, на которой отображается состояние rrрибора. Поскольку
для большинства 11ифровых приборов состояние определяется
числовыми значениями отдельных управляющих сигналов, то,
сле;ювательно, индикаuия в этих приборах должна выполняться в
нифровом виде. При управлении аналоговыми сигналами элект­
ронный нрибор должен иметь ющикаuию состояния э1 их сип1а­
лон. Длн отображения цифровых значений применяются и11nика­
торы трех типов: вакуумные люминесцентные, жидкокристалли11еские, нолупроводниковые сюпсзируюшие. Для о rображения
аналоговых сигналов сущссп3ует единственный способ - с помо­
щыо электронно-лучевых трубок с электростатическим и магнит­
ными ОТКЛОl!ЯЮIПИМИ системами.
ДJJя отображения информапии в вычислителыюй технике при­
меняю1ся различные 11ифровые индикаторы. Способы 1юлу11е11ия
uифр, букв и дру1·их знаков разнообразны. Все 01111 должны удов­
лепюряп, визуа;1ы1ым трсбова11иям: 1·еомстрические размеры, на­
чертание, освещенность, яркость, расположение в пространс1·ве.
Скорость и 1очность опознавания uифр зависят от их форм.
Буквы и uифры, образованные прямыми линиями, опознаются
быстрее и точнее. Скорость и безошибочность считывания инфор­
мании определяются свечением индикатора, расстоянием ;ю на­
блюnатсля, освешенностью, размерами uифр.
Яркость 011редсляется силой света, излучаемой единиuсй по­
верхности. Человеческий глаз воспринимает диапазон яркости от
1 · 10-6 до 1 -10 6 кд/м2. Яркость све11с11ия :жрш1а телевизора состав­
ляет 100 ... 130 кд/м2. В затемненных помещениях при низких уров­
нях внешней засветки ;�:остаточно иметь яркость 30 ... 70 кд/м2• Мел­
кие детали изображения хорошо различаются при яркости около
100 кл/м2• Для у;юбства nоснришия 1юnвиж11ых, быстроменяющих­
ся изображений надо име1ъ яркость 300 кд/м2•
Контрастность - отношение разности яркостей изображения
и фона к яркости фона. Возможность выделения объекта на фоне
011ределяется контрастной чувствительностью. Она наиболее вы­
сока к черно-белым и черно-желтым uветовым сочстания,1.
96
Яркостной контраст оnрсделяется разностью яркостей сосед1111х участков поля зрения. Оценка яркости воспроизводимого изоб­
р,1жения зависит от яркости окружающего его фона. Яркостной
1'1111траст для знака более темного, чем фон, определяется отно1,,��1�ием
Кт = (Д�, - Вз) -100'
в
ф
IJlC ВФ - яркость фона; Вз - яркость знака.
Для знаков светлее фона контраст определяется выражением
Знак неразличим, если контраст знака и фона меньше значе11ия, называемого пороговым контрастом. Пороговый контраст для
°
111ака с угловым размером 60 и яркостью 100 кд/м2 составляет
0,015 ... 0,02. Значение Кт < 0,2 - малый контраст, 0,2 <Кл < 0,5 �·редний контраст, Кп > 0,5 - высокий контраст.
Угол обзора - параметр индикатора, определяюший удобство
11рименения его в устройствах 01ображения. Угол обзора - сово­
купность углов наблюдения, при которых обеспечивается безо111ибочность считывания информации. Наряду с углом обзора для
характерисrики пространственного восприятия излучения исполь1уется диаграмма направленности излучения индикатора.
Для наилуч-шего различия отображаемых сигналов исnользуст1.:я цветовое кодирование. Цвет характеризуется тремя параметра­
ми: яркостью, 11ветовым тоном и насыщенностью. Яркость цвета
определяется величиной светового потока, излучаемого в задан­
ном направлении единицей плошади поверхности в пределах еди11ичного телесного угла. Цветовой тон uвета является свойством
1шета, позволяющего определить данный цвет как красный, жел­
rый и т.д. Он характеризуется длиной волны сuетового излучения.
1 Iасыщенность цвета - степень его свободы от примеси белого
нвета.
Индикаторы бывают активными и пассивными. Активные ин­
;шкаторы преобразуют электрическую энергию в световую. Актив11ыми индикаторами являются: вакуумные накаливаемые, полу11роводниковые, электролюминесцентные, электронно-лучевые.
Пассивные индикаторы преобразуют внешний световой поток
11ри действии электрического поля. 1 lассивные индикаторы бьша­
ют жидкокристаллическими. В технике применяются статические
и динамические (мультиплексные) способы отображения инфор­
мации. При статическом отображении все знаки (цифры) шкалы
светятся ощювременно. Появление динамической инликаuии свя­
Jано с тем, что общее число проводов, связывающих между со4 JUрuшкон
97
s1
Управление
... . ..
...
.. .. ...
...
. . .. ...
. . .. . .. ...
S1
/1
Sз
S2
S4
/2 : • : /3 : • : /4 : • :
!/
S2
Sз
S4
□ □
о о о
о о о
п п п
□
Знаки
• t
• t
• t
• t
б
а
Рис. 3.1. Способы отображения мноrоразрнл.ных чисел:
а - структурная схе,1а, б - управлнющис импульсы
бой микросхемы индикатора, резко возрастает с увеличением числа
инликаторов. Поэтому цифровые индика1оры изготавливают мно­
горазрядными блоками, у которых в едином корпусе может быть
от 4 до 16 цифровых знаков.
С uелыо сократить число ВЫ13Одов в многоразрядном индика­
торе все одноименные аноды-элементы соединены вместе и име­
ют один общий вывод. Чтобы управлять свечением какой-либо
цифры, в люминесцентных индикаторах имеется управляющая
сетка, а у световидных индикаторов кажлое знакоместо (uифра)
и\1еет общий вывод, который может быть общим анодом или об­
шим катодом светодиодов.
Для обеспечения работ многоразрядных индиюпоров использу­
ется динамическая индикаuин, при которой информания прихо­
дит порциями. Один дешифратор своими 11ы1юдами подключен ко
всем элементам сразу. Сигнал засветки определенного знакоместа
поступает синхронно с порцией информации (рис. 3.1, а, б).
Контрольные вопросы
1. Какие сущее� нуют све1отсхнические параметры и11диюпорон'!
2. Какие тины инликаторо1.1 ва\1 из1.1ссп1ы ?
3 Назови гс статические и дина'vlичсскис режимы отображения и11формаuии
3.2. Вакуумные люминесцентные индикаторы
Эти индикаторы имеют высокую нркость, хорошую вил.имость,
низкие рабочие напряжения, малое потребление энер1·ии. Конст­
рукuия индикатора показана на рис 3.2.
Вакуумные люминес11ентные индикаторы (ВЛ И) относятся к
активным индикаторам, 11реобразуюwим электрическую энер1 ию
n световой поток. По nил.у отображения и11формаuии раз,1ичают
98
СJLИНИЧНЫС, цифровые, буквен1
110-uифровые, шкальные, мне­
монические, графические инди2
1-:аторы. По виду информационз
1rого поля индикаторы бывают
ссгмснп1ые, матричные, одно­
разрядные, многоразрядные.
4
Изображение ВЛИ высоко­
5
контрастное, яркость 500 кд/м2 •
llвст свечения синий - 0,45 мкм,
6
сине-зеленый - 0,51 мкм, зсле11ый - 0,525 мкм, лимонный - Рис. 3.2. Вакуумно-элсктролюми11ссцс1п11ый индикатор:
0,55 мкм, желтый - 0,58 мкм,
красный - 0,63 мю,r. Напряжение / - оксидный катод, 2 - сетка, управ­
жрана 25 В. Вакуу\1НЫС люминес- ляющая :ыектрон�1ым потоко:v� (посто1tентные индикаторы представля­ 11нное напрsrжение 25 В, импулhс1юе
напряжение 70 В), З - \lаска; 4- лю­
ют собой электронную, диодную \!Инофорt!hlе
аноды-сег:v�енты; 5- стек­
или триодную систему, в кото­ ,1янная п,1ата, 6 - токопроводящая
рой под воздействием электронпластина с выводом
11ой бомбардировки высвечивает­
ся покрытие с низковольтным
люминофором. Источником :электронов служит оксил:ный катал пря­
\10ГО накала. Управление электронным потоком осуществляется сет­
кой. Электронный поток, высвечивающий сегменты, ограничива­
ется экранирующим электродом - маской. Вся конструкция инди­
катора раз\1ещается в стекляшюм баллоне, где создан вакуум. Ка­
тод индикатора - во11ьфрамовая проволока диаметром 6 ... 60 мкм,
покрытая оксидо.\1. Сетка индикатора управляет электронным по­
током (имеет положительный потенциал относительно катода). Она
рассеивает электроны и ускоряет их в нанравлении анодов-сегмен­
тов. Аlюды-ссгмснты прелставляют собой люминофорный слой за­
данной конфигурации.
В одноразрядных индикаторах используется одна триодная си­
с·гема и каждый анод-сегмснг и.\1ее1· отдельный вывод. В много­
разряш�ых инликаторах в олном ба,1лонс размещается несколь­
ко триодных систс\1, они И\1еют общий катод и разлельные сетки.
У эп1х индикаторов олнои,1енныс аноды-сегменты соединяют­
ся внутри баллона 11арат1елыю, что позволяет резко сократить
1исло выводов. Конструктивно многоразрядныс ин,1икаторы вы­
пускаются со ста� ичсским и динами,1еским управлением. Ваку­
умные люминсснснтныс индикаторы используют лля отобра­
женин информаrtии в устройствах ca\1oro различного назначе­
ния: микрока;1ькуJ1нторы и большие ЭВМ, кассовые анпараты
и стаllки с числовым и 11рограммным управлением, :электрон­
ные часы, э11ектрорадиоизмерите11ь11ые приборы, диспег1ерские
11у.1ьты управления.
1
99
Формирование изображения осуществляется статическим или
мультиплексорным способом. При статическом способе 1.юзбуж­
дающие сигналы подаются на необходимые аноды-сегменты. Все
знаки формируются одновременно. Формирование изображения
мультиплексорным способом осуществляется дuумя способами сеточным и анодным.
При мультиплексорном упрdвлении в течение каждого момен­
та времени формируется не полное изображение, а его отдельные
элементы. Различают три способа мультиплексорного управления
с временной разверткой: по сеткам, по анодам и по знакам. При
первом способе знаки поочередно синтезируются на каждом зна­
коместе. Аноды-сегменты возбужл:аются со скважностью, равной
числу знакомест. Средняя яркость свечения анодов в k раз меньше
мгновенной, где k - количество цифр в индикаторе. При втором
способе напряжение возбуждения подается на одноименные ано­
ды, участвующие в формироuании отображенных знаков, а поло­
жительное напряжение - на сетки отлельных знакомест в момент
анодной развертки. Этот момент соответствует синтезируемой ниф­
ре в данном знакоместе. Средняя яркость свечения анодов ниже
мгновенной в п раз, где п - число сегментов в одном разряде.
Контрольные вопросы
1. Нарисуйте конструкцию пакуумных люминесцентных индикаторов.
2. Назовите основные параметры ВЛИ.
3. Какие сущестпуют способы управления ВЛИ?
3.3. Жидкокристаллические и11дикаторы
Жидкокристаллические индикаторы ()ККИ) являются пассив­
ными инликаторами, преобразующими падающий на них свет.
Они имеют малую потребляемую мощность (1" 5 мкйр/см), ис­
пользуют низковольтные исто•rники питания (1,5 ... 5 В), хорошо
совмести:\1Ы с микросхемами, имеют плоскую форму экрана
(1,5 ... 0,6 мм), имеют большую долговечность (10 ... 12 лет). Все
:пи свойства выделяют ЖКИ среди других типов индикаторов.
Однако этим индикаторам присущ и ряд недостатков: низкое
быстродействие, ограниченный угол обзора, необходимость
внешней засветки.
Жидкие кристаллы - лиамагнитный материал, они являются
диэлектриками. Удельное сопротивление кристалла составляет
1 • 10 10 Ом. Основой простейшего итшика1орноrо элемента явля­
ются стеклянные пластины.
Жидкокристаплические индикаторы разделяются на два типа:
индикаторы, работающие на отражение, и индикаторы, работа­
ющие на просвет. У первых обе стеклянные пластины прозрачные
100
2
•
Источник
света
•
Источник
света
Глаз
-<(
з
1
6
а
5
Глаз
6
6
__гu-u-i__n__t
uul..Sl_Гt
в
__п__п_
30 ... 500 кГц
з
-<( 1
4
_лnIL_t
2
г
пт
f
!.----�
o
в
5
4
_п_
10 .. 20 мс
д
О, 1 ... 0,2 с
Управляющий 1
сигнал
vт
Iт-----!
JU1Jl.
10 .. 400 кГц
е
ж
3
Рис. 3 3 Жидкокристаллические индикаторы:
а - конструкции нроснетных индикаторов, б - конструкция отражательных ин­
дикаторов, в - управляющие сигна.1ы (о.1нополярные) для жидкокристал,1и•1е­
ских индикаторов; г - двухполярн1,1 е упр;шляющие сигна.,1ы; д - задержка и затя­
' ивание сигна.,1а отображения, е - :ыектри•1еские управ.,1яющие сигналы д,1я од­
норазрядно, о жидкокристал;1ического индикатора, JIC - схема статического управ­
лении многоразрядны,ш накуумно-э,1ею ро.1юминесuент11ыми индикаторами, ДУ дешифратор упраюенин; 3 - знакоместо, БФ - буферный фор\,lирователь, з схс\1а динамического управления �шогоразрндными вакуу,11ю-.1юминес11ентными
индикаторами, J - передний прозрачный электрод, 2 - жидкий крис1ал,1; J J<Iдний прозрачный (отражаюшии) э,1екrрод; 4, 6 - стеклянные пластины;
5 - соединение конструкций
101
(рис. 3.3, а). Электродами служат прозра'1ные электропроводящие
пленки. Перед индикатором помешается источник света. У второ­
го типа индикаторов задний электрод является прозрачным
(рис. 3.3, б). При приложении электрического поля в ЖКИ, рабо­
тающем на основе динамического рассеивания, 11апряже11ность
составляет 5 кВ/см, что соответствует 30 В для пленки толшиной
0,25 мм. Напряжение приводит к переориентации молекул крис­
талла и в от;{елы1ых местах образуется сильное оптическое рассе­
ивание. Материал прозрачен при отсутствии ноли. Приложенное
напряжение к кристаллу делает его непрозрачным. В отсутствие
электрического поля свет в индикаторе меняет плоскость поляри­
зации на 90 °. При наличии электрического поля отсутствует поля­
ризация и свет не проходит через индикатор.
Способы управления индикаторными панелями на осноuе жид­
ких кристаллов определяются особенностями их физических
свойств. Долговечность ЖКИ, работающего на постоянном токе,
примерно на порядок ниже, чем долговечность ЖКИ при исполь­
зовании переменного напряжения. Снижение доm·овечности нри
постоянном токе обусловлено миграцией примесей к отражаю­
шему электроду под воздействие:v� постоянной составляющей
управляющего сигнала. В результате пал:ает контрастность и растет
напряжение возбуждения.
Предпочтительны\1 оказывается возбуждение ЖКИ перемен­
ным током. В этом случае на :)Лектроды передней и зашiей плас­
тин подаются импульсы напряжения прямоугольной формы
(рис. 3.3, в) одинаковой полярности, но сдвинутые по фазе так,
что у11равляюшее на� �ряжение представляет собой биполярный сиг­
нал, не имеющий постоянной составляющей (рис. 3.3, г).
Для жидкокристаллических (ЖК) материалов характерна замет1-шя инертнос1ь при иозбуждснии и снятии возбуждения. Ячейка
включается с запазл:ьша1rием на 10 ... 20 мс по отношению к фронту
возбуждающего импульса, а время выключения при.\1ерно на по­
рядок превышает вре:\1я включения (рис. 3.3, д). Для у�1еньшения
времени выключения ЖК-ячеек подается короткий импульс на
ячейку в 11есколько миллисекунд опюсительно большой амплиту­
ды. При этом ускоряется процесс нейтрализации ионоu, нако11лсн­
ных в ЖК-ячсйках за время действия управляющею импуJ1ьса.
При возбуждении ячейки переменным напряжением после
прекращения возбуждаюшеrо напряжения можно по;�:ать сигнал
частотой 10 ... 40 кГц в течение нескольких миллисскунл:, за :ло
вре\1я ячейка rас11ет. Вре,1я выключения сокращается до 10 мс.
Частотный снособ возбуЖ)lения ЖКИ ноказан на рис 3.3, е.
На общий электрол: индикатора полается постоянное напряже­
ние для компенсации посrоянной состаuляюшей возбужлаюшеrо
сигнала. Когда управляющий с11rна,1 включает сегмент, это значит,
что открывается элемент DD2 и транзистор переключается с часто102
1ой 30 ...500 Гц. Микросхема DD3 закрыта. При изменении поляр1юсти упрапляющего сигнала открывается микросхема DD3 и час1 ота.fт, рапная 1О .. .400 кГц, управляет работой транзистора.Управ11с11ие многоразрядными ЖКИ может осуществляться в статиче­
L'КОМ или динамическом режимах. Структурная схема управления
111щикатором в статическом режиме показана на рис. 3.3, ж.
При динамическом управлении (рис. 3.3, з) формирователи
Ф 1 ... Ф 3 последовательно возбуждают знакоместо десятичных раз­
рндов, на которые синхронно с помощью коммутатора К и де111ифратора ДШ подается с регистров информация, подлежащая
111щикации. Такт распределения Т р = пт, где п - число разрядон;
т - время позбуждения одного рюряда. Частота распределителя
/ = 1/Т должна быть выше некоторой критической частоты fкr,
р
111ш которой мерца11ие разрядов незаметно.
Характерные данные ЖКИ:
ЦИЖ-2 - четырехразрядный цифровой индикатор;
ЦИЖЗ-1, ЦИЖЗ-2 - одноразрядные буквенно-цифровые инJlИкаторы;
UИЖ-4, ЦИЗ-4-1 - дешпиразрядные 11ифропые индикаторы;
ЦИЖ-5 - шестиразрядный цифровой индикатор;
ИЖКЦ!-4/7, ИЖКЦ!-6/5, ИЖКUl-6/7 - многоразрядные
нифровые индикаторы, имеющие упрапляющее напряжение 3 В,
�ок индикатора 0,3 ... 0,7 мкА, контраст знака к фону 85, время
реакции 80 .. 200 мс.
11
Контрольные вопросы
1. Нарисуйrе ко11струкцию жидкокристаллических индикаторов.
2. Назовите осноnные параметры ЖКИ.
3. Какие существуют способы упраште11ия ЖКИ'!
3.4. Полупроводниковые знакосинтезирующие и11дикаторы
Едини 1 111ый полупровою1икопый зrrакосинтезируюший инди­
катор (ППЗСИ) - это светодиод. Этот светодиод включается на
выходе логического элемента. Полупроводникопые знакосинтези­
рующие индикаторы являю1·ся 11изковольтными приборами, ко­
горые удобно сов:мещаются с исто•шиком питания и уровнями
токоп микросхем. Они миниатюрны и позполяют конструировать
устройства, предназначенные для отображения информаuии раз­
личной сложности - от светящейся точки до текстов и графикоп.
ППЭСИ имеют малое прсмя переключения - 30 мс. Конструк­
·1 ивно свстолиоды и синтезирующие индикаторы представляют
собой открытый п-р-переход (рис.3.4, а).
Размеры излучающей новсрхности малы.По:лому мя увеличе­
ния размероп изображения 13 конструкниях индикаторов ис1юль103
зуются линзы, увеличивающие видимый размер светящейся по­
верхности (рис. 3.4, 6).
В настоящее время выпускают несколько сотен типов многоэле­
ментных индикаторов: знаковые, модули шкалы, модули экрана. Они
различаются числом, размерами и конструкнией светоизлучающих
злементов, цветом свечения. Знаковые индикаторы в основном ото­
бражают цифры и буквы. По числу элементов индикаторы бывают
5-сегментными, 7-сегментными, 9-сегментными, 35-сегмснтными.
ППЗСИ имеют очень высокую долговечность 20 • 103 ч.
Свет
81!
tttiitt�,
ttt{*.ttt,
1
а
в
13
---t-�-t-�--11
10
г
� 111 1 1 1 {
д
ж
е
2
12
т
117
r
10
9
7 5 1 81413
Колонки
з
и
Рис. 3.4. Полупроводниковые ю-шикаторы:
а - ще,1евой индикатор; б - линзовой индикатор 1, 4- контакты; 2- п-область;
3 - р-облас1ь, в - схе,ш индикатора для положительного пи1ающего напряже­
ния, г - схема и1щикатора д.1я отриuатслыюrо питающего напряжения; д нифровой индикатор, е - cxe\la син1езирующего индикатора на отриuательное
пи1ающес напряжение; ж - схема синтезирующего индикатора на положитель­
ное пи1 ающсе напряжение; з - точс•шан \lатриuа одноразрядного индикатора,
и - мноrоразрядный и1щикатор
104
Светодиоды КЛlОl, Ад102, АЛ301, АЛ307 имеют металличес­
кий корпус. Яркость сuечения равна lО ... 20 кд/м2 Они имеют жел11,1й, зеленый и крас11ый цвета свечения.
Минимальный ток, при котором наступает номинальное све­
•1сние, раuен 5 ... 10 мА. При этом падение напряжения составляет
2 ... 5 в.
Ilифровые одноразряд11ые индикаторы АЛ304 и АЛ305 пред­
шзначены для визуальной индикации, цвета свечения - крас11ый, зеленый. Индикаторы имеют 7 сегментов и децимальную
�очку. Комбинаuия сегментов, осуществляемая внешней комму1аuией, позuоляет вос11роизводить uифры от О до 9 и децималь11ую точку. Электрическая схема и конструкция индикатора АЛ304
1юказаны на рис. 3.4, в, г. Электрическая схема индикатора АЛ305
1юказана на рис. 3.4, д, е, ж. Матричные индикаторы АЛ306 име­
ют 35 + 1 дискретных сегментов, соединенных в матри11у с пере­
крестной коммутаuией (рис. 3.4, з). Коммутания сегментов, осу­
ществляемая внешней коммутаuией электродов, позволяет вос­
нроизводить нифры от О до 9 и буквы А, Б, Г, Е, 3, О, С, У, Ч.
Яркость индию.пора при токе 10 мА равна 120 ... 350 кд/м2 • Прямое
1шде1�ие напряжения составляет 2 ... 3 В. Максимальный импульс­
ный ток через сегмент равен 300 мА. Электрическая схема индика­
·1 оров АЛ306А, АЛ306Б, АЛ306Ж, АЛ306И отличается от преды­
;1ущей изменением полярности светодиодов.
Импульсный ток через сегмент не более 110 мА, средний ток
1ерез сегмент не более 5 мА, обрагное напряжение любой фор:\1ы
не более 5 В.
Деuя 1·иразрядный цифровой индикатор АЛО318 имеет свече­
ние красного нвета. Конструктивно он выполнен в виде линейки
(рис. 3.4, и).
ДjJЯ визуального 011ределения состояния логических элементов,
снятия цифровой информании со счетчиков и многих других целей
используются свето;щоды. Здесь возможны два варианта uключения.
При нуj1евом вхошюм сигнале светодиод в схеме (рис. 3.5, а) све­
тится, через него протекает ток. В схеме (рис. 3.5, б) светодиод
излучает, когда на входе логического элемента присутствует сиг­
нал. Сuетодиоды начинают излучать при токах от 5 до 20 мА.
На рис. 3 5, в показано устройство, сигнализирующее установ­
ление заданной температуры в 1ермостате.
В начальном положе1111и при высоком омическом сопротивле­
нии ;�атчика-терvюметра R I транзистор VTI закрыт - сuетится
диод VD2 (температура поuышается). При достижении заданной
температуры и снижении до соответствующего уроuня сопр01 иu­
ления транзистор открывается, после чего вык.:rючается ;�:иод VD2
11 светится диод VD 1. На рис. 3.5, г показана схема, которая ото­
бражает присутствие входного сигнала. При отсутствии uходного
сигнала в эмиттерной uепи транзистора течет максимальный по1
105
+5В
а
+IOB
+5В
R1
47к
и••
R2
lОк
R2
г
560
в
К514ИД1
::S::
�
:::
:s::
�о
r::t
1
2
4
8
7
А
в
6
4
2
G
F
Е
Е
]
10
9
с
АЛЗО4Б
з
А
\в
11 G
F\
8
�[
D
д
Рис. 3.5. Схемы включения индикаторов:
а - элсктри•1еск,1и CXC\ta у11раnлсния ш1ра,1,1слыюго включения сIJстодиодов (ин­
дикатор ,10111чсско10 О), б - электрическая схс\1а управлении ттос,1едонате;1ьного
1Jключе1шя с1Jстодио,1а (индикатор ;югичсской ] ), в - элск1ричсская cxe\la инди­
каuии задашюй 1с:v1псратуры, г - 1111дикатор нхошюrо сигнала, д - индикатор
двоичных кодон
стоян11ый ток, который вызывает свечение л:иода VD 1. По мере
увеличения вхолн01·0 сиена.па отриuательной полярности ток •1е­
рсз транзистор уменьшается. Уменьшается ток через диод VD 1.
Одноnременно у13сли 11ивается ток через диод VD2. При полном
закрыва11ии транзистора светится 1олr,ко диод VD2.
Для унранления ?-сегментными индикаторами, которые состоят
из се:--.111 с13е1одиодов, имеюших форму 1юлос, приме11яются спе­
uиальные микросхемы. На рис. 3.5, д изображена схема, 13 которой
используется индикатор АЛ304 с общим катодом. Дешифратор (МС
К514ИДI) прсл:ш1значен для работы с этим и11дикаторо'v1. На IЗХОд
МС подаегся дIЗоичное чис.iю. Дешифратор осущсстш1яет преобра106
юнание двоично-десятичного кода в десятичный, при этом сиr1шлы подаются на те 13Ыходы, сегменты которых должны отобра­
жать десятичное число. Для индикаторов с общим анодом АЛЗО4Г
11рименястся дешифратор (МС К514ИД2).
Длн построения мноrорн.зрядных индикаторов, когда трсбу1:тся отобразить четыре и более лесяти,шых разрядов, применять
1ia каждый инликатор по микросхеме неuелесообраз1ю. В этом
l:лучае необходимо приме11нть принuип мультиплексирования
управления. Все одноименные сегменты четырех индикаторов со1:диняются вместе и подкточаются к соот13етствующим выходам
7-сеrмснтноrо дещифратора. Напряжение питанин индикаторов
1юдается в тот момент, когда требуется его светимость. Каждый
индикатор светится в 1/4 часть времени. В определенный отрезок
времени для возбуждения индикатора на вход дешифратора по­
;щстся десятичный код, а питающее напряжение - только на
1·от индикатор, который должен светиться. В следующий отрезок
времени подается питаюшсс напряжение на другой индикатор,
а на вход лешифратора - число, которое должно отобразиться.
С13етодиодные линейки строятся на МС КlООЗППl (рис. 3.6, а).
Микросхема управляет шкалой из 12 светодиодов. Она обеспечи­
вает фор:\1ирование линейки из светящихся С13етодиодо13, длина
которой пронорuиона.11ьна пре13ь11иению вхолного напряжения над
ыдашrым нижним уровнем. Напряжение питания микросхемы
может находиться в пределах от 10 до 18 В, при :лом потребляе­
\lЫЙ ток нс превышает I О мА.
Входной сигнал Ивх подается на вывод 17, а напряжение, 011ре­
Jtсляющее диапазон индиuируемых уровней, на выводы 16 (ниж­
ний уровень - U.,1 ) и 3 (верхний уровень - Un). Эти напряжения
Jtолжны быть в пределах О ... 6 В, причем значение U0 должно пре­
вышать U.,1 не менее чем на 1 В.
Цена деления индикатора, т.е. увеличение входного напр}!Же11ия, вызывающее включение очередного светодиода, составляет
1 от разности ( Ив - Ин).
/13
Пока напряжение на входе Ивх меньше, чем напряжение на
входе И.,, плюс uена деления отображения МС, ни один светоди­
од не излучает. Как только эти напряжения сравняются, включа­
ется светол:иод HLI, подключенный к выходу 1. При увеличении
входного напряжения ток по выхолу I прекрашается и поя13ляется
1ок выхода 2. В этот момент включается светодиол: HL2, но HLJ
11е гаснет, поскольку оба светодищtа включены последовательно.
1 lри дальнейшем росте Ивх включаются светодиоды HL3. HL4. Когда
11оявляется ток на выходе 5, на 13Ыходе 4 он не прскрашается, что
l:Охраняст непрерывность светящейся линейки. Аналоги,шо при
11ключснии с13етодиода HL9 сохраняется ток выходов 4 и 8. Послед1,ий в цепочке светодиод HL12 включится, если напряжение на
13ходе становится на цену леления меньше U0 •
107
Ток, потребляемый индикатором при любом числе излучаю­
щих светодиодоn в группе НL1 ... НL4, состаnляет около 21 мА. По­
высить экономичность индикаторов можно, включив светодиоды
в соотuетствии с рис. 3.6, б. В этом случае вместо линейки включа­
ется только один светодиод. В результате потребляемый ток соста­
нит около 2, ! мА.
На осноuе МС КJОО3ПП1 можно создать логарифмический ин­
дикатор (рис. 3.6, в). Для обеспечснюr ло1·арифмического режима
индикации входное напряжение через делитель, образованный
резисторами R 1 ••• R3 , подается на вход Ин , опрелелнющий верхний
уровень индикаuии нходноrо сигнала. Поэтому по мере повыше­
ния uходного сигнала напряжение на входе Ив увели•1ивается, что
растягивает шкалу и делает ее близкой к логарифмической. Расчет
параметров элементов несложен. При напряжении на входе 6 В
.,-Е
КlООЗППl //
КlООЗПШ
+Е
HLl2
l
18
HLll
HL12
HLIO
HLll
HLlO
HL9
HLS
HL 7
HL6
О ... 1,5В 2
и
HL5
9
HL9
8
HLS
7
HL7
6
HL6
5
HL5
4
HL4
3
НLЗ
2
HL2
О ...6В
HLl
HL 4
О ..6В
НLЗ
О ... 5В
HL2
HLJ
а
б
U ux,
д+5
Б
о
-5
5
-10
-25
-20 �
2 4 6 8 10 12 NiJ.
г
108
11 �лучает светодиод HL12 (+4 дБ). При шшрнжении в 3 раза мень111ем, равном 2 В, излучает светодиод HL7 (-6 дБ), а при напря11iении еще н 4 раза меньшем, равном 0,5 В, излучает светодиод
//Ll (-18 дБ). В результате номер очередного включающегося све­
щuиода можно вычислить по формуле
Подстаuлня в это выражение выбранные выше точки можно
11опучить систему из трех уравнений с тремя неизвестными. Ре1ультатом решения являются следующие значения: К= О, 765,
UIJ == 0,353 В, Ив== 1,88 В. На рис. 3.6, г привелены графики, ил,1ю­
.:трируюuше соотuетствие номера излучающего диода уровню вход1юго сигнала н деuибелах при различных значениях К. Для К= 0,765
КlООЗППl
HL12 +4дБ
HLll 2дБ
Ин
1
HLIO О дБ
Ивх
и,;в
HL9 --2дБ
8
7
6
HL8 -4дБ
HL7 -6 дБ
HL6 -8 дБ
HL5 -10 дБ
3
1
"-1, HL4 -12 дБ
НLЗ -14дБ
HL2 -16дБ
о
НLl-18дБ
в
Рнс 3.6. Микросхема К!ООЗППl:
а - c\e\ta вк1ю•1с11ин :\1С К 1003 ПI 11, б - _1инейка с o,1H1J\J ш1v•1::1юши,1 .::.1ю­
до,1, в - логарифм11чсский Ji11д11катор, г - 11срс.1а10•11;ыс характrрис1ики
109
::па зависимость близка к линейной, а цена деления составляет
около 2 дБ. Если же необходима большая точность отсчета в верх­
ней части шкапы, можно за счет уменьшения значения Кдо 0,25
полу•шть цену деления в верхней части I дБ, а в нижней части
5 дБ, при сохранении диапазона индикации около 22 дБ.
На практике в устройстве коэффициент определяет соотноше­
ние сопротивлении резисторов R 1 • • R 1 (при•1ем R2 = R1), а напря­
жение Ин можно задать подстроечным резистором R5 . При вы­
бранной величине Крезистор R 1 можно рассчит:ль по формуле
R 1 =0,5R 9 (1/K- 1).
Контроль11ые вопросы
1. Нарисуйте конструкцию полупроводниковых индикаторон.
2. Назовите основные параметры ПЗСИ
3. Какие существуют способы управления ПЗСИ?
3.5. Индикаторы аналоговой информации
Электронная эмиссия. Под вакуумом понимают газ или воздух,
находящийся в состоянии юшвысшего разрежения (давление
10-5 ... 10-7 мм рт. ст.). Rакуум является нспроводяшей срс;тй, так
как в нем содержится ничтожное количество электрических час­
тиц вещестnа. Для получения n вакууме электрического тока необ­
ходим ис1очник заряженных •1астиu. Этими частицами могут быть
:электроны ш1и ионы.
Движение электронов в uакуумс происходит 1 1рактически без
с·1 олкновсний с частицами газа. Исто•шиком элсктроrrов служит
металлический ::>лсктрод - катод. Явление nыхода ::>лсктронов с
поверхности катал.а в окружаюшую среду назьшастси электрон­
ной эмиссией (рис, 3.7, а).
Свободные ::>лектроны в металле при отсутствии ннсшнсго :элек­
трического поля беспорядочно псремсщаю1ся межлу иона:.ш кри­
сталлической решетки. При комнатной температуре нс наблюда­
ется выход ЭJrектронов из металла. У них не хватает кинетической
энергии. ;rишь незначительная часть электронов металла покидает
его, обраJуя поnерхноспrый слой.
Для массового uыхода электронов за пределы поuерхrюсти ме­
талла необходимо сообщить им энергию, равную работе, которую
они должны соnершить по преодолению тормозяruсго электри•rсс­
кого поля ионов. Эта энергия rrазьшастся работой выхода э;rектрона.
Работа (поте�щиал) выхода зависит от химической природы ме­
талла. Значение потенциала выхода некоторых металлов следую­
щее: вольфрам - 4,4 В, никель - 5,3 В, незий - 1,81 В, барий 2, l В. В зависю.юсти от того, каким способом электронам сообща­
ется дополнительная энергия, необходимая для выхода из \1СТал110
Вакуум
А
1•см2
,,"'';\.,, ,,"'
1\
V
а
0�----,,�-----г- 1000 1500 2000 т' ·с
б
к с
А L
е
в
V
V
г
Е, В
100
-10 В
V
А
L
ж
Рис. 3.7. Элементы uакуумных :электронных устройстu:
а - выход электронов иэ мета,1ла в окружающую среду; б - зависимость тока
,миссии от те,шературы; в - нить пря\\ого накала; г - косвенный накал; д !Lвижение э,1сктронов между катодом и анодо,\1, е - изменение напряженности
,,1екгри'-!еского полн мсж;1у катодоv1 и а1ю,10\1; ж - ИJ,1енение на11ряженности
электри•1еского по,1я меЖ.цу катодо,1 и анодо!>1 при нюи'-lии сетки
ла, различают нилы эмиссии: термоэлектронная, элсктростатичес­
кш1, фотоэлектронная, вторичная. Термоэлектронная эмиссия - ян­
J1е1ше вылета элеюронов из катода, связанное с нагревом катода.
При нагревании металJ1а скорость движения электронов и их кине1и1 1сская энергия увсли•шваются и число электронов, покидающих
металл, возрастает. Все электроны, вьс1етающие из катода в едини­
ну времени, сели они удаляются от катода внешним полетом, образ­
уют электрический ток эмиссии. При rюuышснии температуры ка­
года ток э�иссии уuсли•rинается (рис. 3.7, б).
Если элеюроны, вылстсшuие из катода, не удаляются от него
внешни:ч ускоряюшим полем, то они скапливаются вокруг като­
)Jа, образуя объемный отрицательный заряд, который создает вбли­
JИ катода тор\1озяшес электрическое поле, препятствующее даль11ейше�1у uылету электронон из катода. Чтобы электроны покину­
ли катод, необходиl\10 в стеклянной колбе на некотором расстоя11ии от катала помес·1 ит1, э,1ектрод и на него 110дать положитель1 юе напряжение. Электроны ускорягся внешним полем Е2 и поте11еr ток (рис. 3.7, д) Между анол,ом и катодом установится возрас1шошая на11ряжсн1юсть электрического пою1 (рис. 3.7, е). На неко1ором расстоянии от к.пола оно может составлять 10 В. По\1сстим
11 это �1сс10 лополниrслыrый электрод в виде сетки. Подадим на
.нот э;1ектрод отрицательное напряжение относительно катода. Гра111
фик изменения электрической напряженности меж.ду катодом И
анодом будет иметь вид, показанный на рис. 3.7, ж. При положи­
тельном напряжении на сетке ток протекает между катодом и ано­
дом, а при отрицательном напряжении - не протекает.
Описанные физические процессы лежат в основе работы элект­
ронно-лучевых трубок (ЭЛТ), с помощью которых осуществляется
01ображение аналоговой информации. Существует два типа ЭЛТ:
осциллографические и телевизионные. В основу построения этих
приборов положен физический принцип упраuления электронным
потоком в вакууме с помощью электрического или магнитного поля.
Если :электронный поток проходит между электродами, к которым
приложено напряжение, то под воздействием элеюрических сил
электронный поток будет отклоняться от прямолинейного пути в
сторону положительного электрода (рис. 3.8, а). На пути электрон­
ного потока поместим люминофорный экраrr. В месте, где электро­
ны сталкиваются с экраном, гтроизойдет свечение люминофора.
Отклонение ЛХбудет 11ропорциона.,1ыю на11ряжепию на элект­
родах. При изменении полярности на электродах электронный луч
отклоняется в другую сторону. Если на электроды подать напря­
жение пилообразной формы, то на экране будет све'!итьсн пря­
ма}! линия. Аt1алоги•шый эффект проявляется при воздействии на
:::>лектронный луч магнитного поля (рис. 3.8, б). В этой схеме уп­
раuлсние лу,rом осущестuляется с помощью тока, протекающего
по обмо1ке катушки.
Для получения :электронного потока изготавлиuаются спени­
альные катоды, которые при нагревании испускают электроны.
Электроны вокруг катода образуют облако (рис. 3.8, в). Если на
некотором расстоянии от катода помесrить электрод-анод и к нему
относите.11,но катода приложить положительное напрнжение, то
электроны устремятся к этому электроду. Между катодом и ано­
лом образустсн ускоряющее электрическое по.1е. Электроны на airoд
будут попадать широким 1ютоком. Поместим перед катодом экран
с узким огверстием. Толщина электронного потока значительно
уменьшитсн. Но этого еще мало для образования рабо,1его узкого
пучка электроноu. Л.альнейшее уменьшение толщины 11уска до­
стигаетсн при пода11е на экран катода небольшого отринатет,ного
напряжения относительно катода. Отриuательным напряжением
\ЮЖНО управлять толщиной луча.
Для унравления количестuом электронов в луче сущссгuует сетка.
На сетку подается положительное (отрицательное) напряжение
относительно Ki:i10дa. Она упраu.1яет лу•rом: может деJ1ап, макси­
ма:1ьную или минимальную интенсивность луча. У 1итьшая все при­
l3еденные физические эффекты можно построить усгройс·1 во для
01ображсн11и сиrна.,1013 11а люминофорном экране В результате по­
лу11ена осци.1ло1·рафическая трубка (рис. 3.8, г, д), ше управление
:)JJeК!pO!l!lbl�! ГIОТОКО\1 осущсстш1ястся С !IOMO!llb!O !IO-'IH.
1
112
('G
-т .......... ..... ...
....
о
в
б
а
Отклоняющие rтастины
Вертикальные
тины
оризонтальные
пластины
Анод Экран
10 ... 15кВ
е
д
15 кВ
Источник
разnертки
ж
з
Рис. 3.8. Способы управлении ::JЛсктронным 1ютоком и конструкция
электронных лучевых приборов:
а - э.1ектростатический; б - '\\ап-1ип1ый; в - взаю,шое nо,1ожение э;rементоn
J,1сктрон110-лученuй трубки, г - управляющие Jле,1е1пы, d - отображающий
Jкрuн, е - маг1111т11ая отк.,1011яющая системd, ж - ра,личные положения 11вет11ых .1ю�1инофорных ячеек, з - осноnные элементы осци,�лuграфичсско10 отображении сигналов
Аналогичную конструкнию имеют телсRизионныс трубки
(рис. 3.8, е). Здесь управление элсктронны� лучом осуществляс1ся
с помощью магнитного поля. Вьшод 6 соединяется с выводом 8.
На вы1юды 5 и 7подается напряжение строчного отклонения луча.
Вывод 2 соединяется с выводом J.
На вьшоды 1 и 4 подастся напряжение вертика.,1ьного отклонс1ши луча. Если •�астога сигнала стро•шого отклонения 13ь1111е часто­
rы вертикального отклонения, то на :жране образуется светлый
растр-изображс1 tие.
Если u определенные момеI1ты врс\tени включать и ныклю 11ать
луч, то на экране будут свеrлые и темные шпна. Это 11риuодит к
образонанию изображения на экране. В телевизионных трубках
а�юд�юс напрнже11ис раuно 20 кВ.
113
Uветные телевизионные трубки имеют три электро11ные пуш­
ки на три uвета: красный R, синий В, желтый G. Экран uветной
трубки состоит из \1Озаики с ячейка:v�:и трех люминофоров (R, G,
В). Чтобы не было влияния при засветке оnного люминофора на
свече11ие других, перед экраном стоит маска с отuерстиями над
каждым люминофором. Каждая пушка засвечиuает только сuой
люминофор. Трехлучевой электронный поток управляется общей
системой разнертки. Интенсивность свечения люминофора на эк­
ране определяется интенсивностью электронного потока от опре­
деленной пушки. Это управление осущестuляется сеткой возле
каждого катода. Маска изготавливается двух uидов: с круглыми и
щелевыми отверстиями (рис. 3.8, ж). С круrлЫ:\1И отверстиями из­
готавливались трубки первых образцов. Щелевые маски И\1еют бо­
лее высокую светоотдачу и дают лучшее разреше11ие.
Электронно-лучевой осциJ1лоrраф. Этот прибор применяется для
наблюдения за 11ронесса:\1и в электрических цепях. Они бывают
однолучеuыми и двулучевыми. Однолучевые приборы могут быть
1-канальными, 2-канальными и 4-кана.,1ы-1ыми. Осциллограф со­
стоит из электронно-лучевой трубки и электронных устройств
управлениями (рис. 3.8, з).
Управление лучом осуществляется по отклоняющим пластина:\1
и по яркости. На одни 01клоняющие пластины, которые упрамяют
лучом в горизонтальном направлении, подается пилообразное на­
пряжение, которое перемещает луч с левого конца экрана на пра­
вый. Частота пююобразного напряжения может меняться внешним
резистором. Из:\1ене11ие амплитуды пилообразного сигнала 1юзно­
ляет управлять раз:\tерами строки на экране. Этот сигнал фор\1иру­
ется с11еuиаль11ым генератором. На другие пары отклоняюших пла­
стин полается входной сигнал, который предварительно усилива­
ется. Управление величиной этого сигнала осушествляется внешни:\1
резисторо:\1. Существует дискретное и главное из:\1енение входного
си1·нала. Входной сипrа.,1 отклоняет э.1ектронный луч в вертикапь­
IЮ:\1 положении. В резулыате взаю.юдействия развертки и входного
сигнала импульсного вида на экране образуется изображение ис­
следуемого сигнала. Для наб;1юдения периодических сигна.,'IОв с
11еподuижными изображениями важное место и ос1�ил;юграфе за­
ниl\1ает синхрошпаuия. Существует вну1ренний и внешний запуск
генератора пилообразного напряжения. Внутренний запуск приме­
няется для наблюдения гар:\1оничсских сигналов. Внешний запуск
прслпо•пительнее для наблюл.ения И\шульс11ых периолических си1·­
налоu. Но это необязательное условие.
Кро:\1е этих видов управления э;1ектронно-J1учевой трубкой су­
шествуют 13с1юмогател1,ные устройства, которые уr1раuляют ярко­
стыо изображения и фокусировкой.
Дuухлучевые осни.1лографы имеют две электронные пушки два луча и обший блок развертки Управление осушествляется в
114
1оризонтальном направлении двумя лучами одновременно. Суще­
L I в уют два входа: для исследования сигналов, д.,1я отклонения лу111:й в вертикальном направлении. Усиление по каждому входу от111:ньнос. Одновременное отображение двух сигнмов позволяет
11.16людать их взаимное расположение друг к другу. Это необходи­
�ю д:тя быстродействующих импульсных проuессов, работаюших
�· у•1стом влияния длительности передних фронтоu.
Двухканальный осциллограф построен на бюе однолучевой
�рубки. Здесь на входе усилительного устройства стоит коммута­
JОР аналогового сигнала. Два входных исследуемых сигнала пода­
ются на коммутатор. На нертикальные отклоняющие пластины
�рубки подаются поочередно два входных сигнала. Первый сигнал
11одается относительно уровня 2 В, второй - относительно уров11я 4 В. Когда нет сигналов, на экране две пунктирные линии. Эти
исходные уровни наприжений можно менять по величине незави­
l:ИМО друг от друга.
Ко11тролы1ые вопросы
1. Конструкuия э:rектронпо-луqевых трубок, их назначение.
2 Способы управления электронным лучом.
3. Осциллографические и телевизионные трубки, сферы их применения.
ГЛАВА 4
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
4.1. Общие сведения
Силовые преобразователи переменного тока в постоянный на­
зывают выпрямителями. Они и1·рают большую роль в технике, так
как производство и распределение электрической энергии эконо­
мичней организовать на переменном токе, а многие виды устройств
требуют для с1-юеrо питания постоя-нный ток. Обычно выпрямители
входят состанной частью в блок питания общего применения для
всех узлов устройства. Иногда нагрузка, минуя стаби,1изатор, под­
ключается к сглаживающему фильтру. Более релко используют блок
11итания без фильтров. Вьшрямитсли применяются не то:1ько в
силовых установках, но и в измеритс,11,ных и управлнющих цепях
систем автоматики.
Напряжение сети переменного тока рассч111ано на наиболее
экономичную передачу энергии на значительные расстоянин и
многим потребителям. Потребите:1ям необходи\10 весьма раз­
нообразное напряжение 11итания. Поэтому состанной частью
uыпря"1итслей является трансформатор (понижаюший ИJlИ по­
вышающий), который с высоким КПД преобразует напряже­
ние сети н на11ряжснис на uхолс диолной схемы, которая и пре­
образует переменное напряжение в требуемое постоюшое. Про­
стейшее преобразование пере\1енноrо напряжения в постоян­
ное состоит н отсечке пути тока через нагрузку в отриuатель­
ный лолупериод 1поричноrо напря-жения трансформатора с
номошью элемсн·iов с од11остороннсй проводимостью - вы­
прямительных диодон. Недостатком такого выпрямителя янля­
ется отсутствие тока через нагрузку в течение отрицательного
полупериода напряжения сети. Увс:1ичения времени протека­
ния тока •�срез нагрузку добиваются с помоLuью специальных
схем, образующих в оба полупериола напряжения путь для про­
текания тока в одном и том же направлении. Однако ток в на­
грузке 110-11режнему остается нульсируюшим. Уменьшения пуль­
саuии достигают применением дополнитеJ1ьных элементов, ко­
торые устанавлинаются после диодов, ток (напряжение) в ко­
торых не может ис•1езнуть :\1rновенно. Эти эJiементы входят в
фильтр. сглажинающий пульсании. Фильтр изменяет режим ра­
боты диодов.
116
К преобразователям напряжения относятся устройства для пре­
образования постоянного напряжения в переменное или посто1111ное напряжение другого уровня. Преобразователи находят при­
менение u различных электронных приборах с питанием от акку­
му:rяторов и батарей. Их могут применять в устройствах, заменяя
несколько стабилизированных источников одним преобразоватс­
пем. Преобразователи переменного напряжения используются для
,юлучсния нысоковольтных источников питания. В этих преобра­
·ювателях осуществляется у:\1ножение переменного напряжения в
11есколько раз. Существуют трансформаторные и резистиuно-кон­
ленсаторные преобразователи. В основу преобразователя положен
1 енератор, собранный по схеме си:¼метричноrо мультивибратора.
1-:!аибольшее распространение получила трансформаторная схема
11рсобразования. Преобразователи, собранные по такой схеме,
обеспечивают мощность до 500 Вт. Резистивно-конденсаторные
нрсобразователи .являются маломощными (менее 10 Вт). В транс­
форматорных преобразователях транзисторы генератора могут быть
включены по схеме с общей базой (ОБ), с общим эмиттером (ОЭ)
и с об1цим коллектором (ОК). Чаше всего применяется схема с
ОЭ. Эта схема позволяет получить большой КПД при малых на­
пряжениях входного источника питании. Схема с ОК нашла при­
менение н тех случаях, когда требуется установка транзисторов на
общий радиатор.
При опреде,1ении основных нараметров преобразователей не­
обхо;щмо знать ток и мощность нагрузки. Эти два параметра по­
зволяют определить входное напряжение преобразователя и кол­
лекторный ток перек;почающих транзисторов. Входное напряже­
ние должно быть \1еньше полоuины максимально допус1имого
напряжения на транзисторах. Коллекторный ток открытого тран­
зистора нарастает во uре;\1\ени нследствие изменения намашичи­
наюшего тока трансформатора. Время, в течение которого транзи­
стор находится u отрытом состоянии, определяется нераuенством.
fк < Ц3, ((3 - коэффициент усиления транзистора). Если сердеч­
ник трансформатора И:\1еет прямоугольную петлю гистерезиса с
максимальной индукuией В (гаусс) и сечением S (см2), то преобра­
зователь с питанием от напряжения Е и с числом витков коллек­
торной об\1отки Wбудет иметь •1астоту F= E/4W SB-108 (Гц).
4.2. Источники напряжения и тока
Для работы электрических схем 11рименяются два вида источни­
коu энергии. источник напряжения и источник тока. Исто•шик на­
пряжения имеет ВАХ, показанную на рис. 4.1, а. У это1·0 источника
стабильным являетсн выходное напряжение. Ток, потребляемый
нагрузкой, может принимать сколь уголно большое значение (тео­
реп!'1ески). У источника напряжения внутреннее сопротивление
117
1
о
б
в
Рис 4.1. Х.1рактеристики генератора напряжения, ге11ератор.1 тока и
схема генератора тока:
а - ВЛХ генератора наnряжени}!, б - ВАХ генератора тока, в - ::элсктри•1еекая
exe�ia генератора тока на транзисторе
равно нулю. К источникам напряжения относятся: акку\1уляторы,
батарея, бытовая и про:\1ышлснная есть. К источникам напряжения
можно параллельно подключать много потребителей энергии, при
этом выходное напряжение не меняет своего значения.
Источ11ик тока имеет ВАХ, показанную I ia рис. 4.1, б. У этого
исто•rника стабильным является выхошюй ток. Выходное напря­
жение источника тока зависит от сопротивления нагрузки
Ивых= IP R11 Теоретически при Rн = щ (обрыв внешней цепи) вы­
ходное напряжение может 11ринимап, большое значение. При Rн = О
(короткое замыкание) Ивых = О. При последовательном включении
нескольких нагрузок через них протекает единый ток /0 • У источ­
ников тока внутреннее сопротиоление имеет бо.1ьшое значение
(теоретически Rвн =Cx:J). Источники тока применяются в электрон­
ных устройстuах. На рис. 4.1, в приведена схема генератора тока на
транзисгоре. Это устройство применяется в автоматических систе­
мах унравления для передачи аналоговых сигналов на бот"шие
расстояния. Выходной ток транзистора определяеrся напряжени­
ем стабилизации диода VD и эмиттерным сопротивлением. Вы­
ходное сопротивление этого генератора тока составляет прибли­
зительно l 00 кОм.
•
Контрольные вопросы
Назовите основные характеристики источникоn тока и напряже­
ния.
2. Где применяются источники тока и напряжения?
4.3. Вы11рямители
Выпрямитель предназначен для преобразования 11еремсн11ого
напряжения в постоянное. Выпрямитель состоит из трансформато­
ра и диода. Диод 11реобразует переменное напряжение в пульсиру118
10щее, состоящее из постоянной составляющей и гармонических
t:оставляющих высоких частот. Для подавления высоких частот uы11рямителя применяется сглаживающий фильтр. Выпрямители клас­
еифицируются: по схеме nь�прямления - однофазные и трехфаз111,1е; по форме выпрямленного напряжения - однополупериодные
11 двухполупериошlыс; по схеме соединения л:иодов - послсдова1(:Лhные и мостовые схемы; по мощности - маломощные до 100 Вт,
ередней мощности до 5 кВт, болыной мошности более 5 кВт; по
шпряжению - низкого уро1шя до 200 В, срещ1его уро1шя до 1 кВ,
111,1сокого уровня - более 1 кВ; по частоте выпрямленного тока 11асгота 50 Гu, частота от 400 до 1000 Гц и частота более 1 кГц.
Схемы однополупсриодного uы11рямителя показаны на рис. 4.2,
а, в. Во вторичную об\1отку вк:1ючены диод и сопротивление на­
' рузки Rн. Ток во вторичной цепи протекает только в течение од11ой лолуволны периода, когш1 напряжение положительное
(рис. 4.2, б). При отрицательном шшряжении (рис. 4.2, г) днод
1,1крывается и ток в нагрузке отсу·1ствует. Выпрямитель характсри1уется такими параметрами:
постоянная составляющая тока нагрузки - среднее значение
Ja 11ериод переменного напряжения
л
fo = (те/ 2)J f max siп wtdt = /mdx / ;r; = 0,318/mdx,
о
1де fn,ax - амплитуда пере,1е11ного тока;
постоянная составляюшая шшряжения И0 = 10 R11 == 0,318 Иmах ==
2° ·5 И2л/п == 0,45 И2.1,
те И2л, Иnых - дейс1nующее на11рюкение и ам11,1итудное напря­
жение вторичной обмотки трансформатора;
максимальное (а:-vшлитудное) значение тока через диод
действующее значение тока во вторичной обмотке трансфор­
матора
1tействую1uее зна•1е1rие на11ряже11ия во вторичной обмотке транс­
форматора
°s
И2J == Ик�/2 , == 0 ,7И,п == О,7пU0 = 2,22U0 ;
максимальное обратное напряжение на диоде
U0,, = U111ax== 3,14Ио;
действующее значение напряжения на первичной обмотке
119
действующее значение тока в первичной обмотке
попная мощность первичной обмотки трансформатора
Р,
=
Иt f,
=
2,22 КИ0
·
1,2110/К= 2,69U0 l0;
а
тт
-J��
Ас/�
�
�-��v�
-4
и.)
-,;t
г
в
4тт wt
тр
3]1
I1
,:::
VD2
Б
Rн
д
С\
о�-�,__
_Зтт
тт __,__
2тт �,__--��·
4тт wf
I2
J
С\
4тт ,;t
111
�
0
тт
2тт Зтт
4тт ,;t
е
Рис 4.2. Выпрнмители:
а - 0.:.!Н0110,1VПСрИО.111ЫЙ \3ЫПрЯ\{ИТеЛ1, (Э,lСКТf)И'!ССКdЯ схема для 1юлу•1е11ия 110,1uжитс·1ьн1,1х по,1у1ю,111 на со11рот111J;1е11ии нагрузки), 6 - фоr,1а ш111ряжения на
сопротиu;1е11ии нзгру Jки, 11 - э;1ектричсская cxc�ia для пu,1учс1111я отриuатс,11,11ых 1ю.1у11u,1н на сопро1ив:1ен1111 нагруJки. г - фор,1а напряжения на сuпроти11лении нагру,ки, д - д1Jух11олупср110.1нuе вы11ря\1•1с1111е на диuднuм ,юстс с од­
нои втор11•1110i1 об\юткой тр�нсфор½атора (элсктрическаf1 схс\1а), е - фuр\IЫ
120
полная мощность вторичной обмотки трансформатора
Р2 = U2l2 == п2 И0 10/2 · 2° ·5 = 3,49Р();
расчетная мощность трансформатора
Рт= (Pi + Р2)/2 = 3,09Ро;
VD2
ж
3
Ивых
�
О
1t
2тт
Ur
Зi
и"';�й\
тт
2тт
Зтт
Uв
�
1t
и
л
v�
С';,з
{)
"
4тт il,t
1
41t wt
1
4тт
1
wt
сн
11,шряжения и тока в цепях моста, ж - двухполупериодное выпрямление сдвой11ой вторичной об,юткой (со средней точкой) трансформатора (электрическая
схема), з - форма напряжения на сопротивлении нагрузки, и - однополупери­
одный в ыпрямитель со сглаживающим конденсаторО',! (злектрическая cxewa);
к - фор\fЫ напряжения на выходе uыпрямителя при различных номиналах кон­
лснсатора, л -двухполупериодный выпрямитель со сглаживающим конденсато­
ром; м - фор"1:ы напряжения на выходе выпрнмите,1я при различных номина.,1ах
конденсатора при двухполупериодном выпрямлении
121
коэффиuиент пульсации входного напряжения ( %)
Кп = UmJX · 100/Uo = ттU0· 100/2И0 = 157.
Кроме расс•1итывасмых параметрон выпрямитель характеризу­
ется:
коэффициентом использования первичной обмотки К, = Р0 / Р1 =
= 1/2,69 = 0,37;
коэффиrtиентом использования вторичной обмотки К2 = Р0 / Р2 =
1/3,49 = 0,286;
козффиниентом использования трансформатора Кт = Р0 / Рт =
= 1/3,09 = 0,324.
IЗ схе:-.1с (см. рис. 4.2, а) постоянная составш1ющая тока вторич­
ной обмотки создаст добаво•rный постоянный магнитный поток,
насыщающий сердечник трансформатора. Рабочая точка сердеч­
ника смещается на поло,-ий учас1ок. Отлого резко увеличивается
uхолной холостой ток. Э го uызывает необходимость в увеличении
се•rсния мап1итопровода.
Днухполупериодная (мостоная) схе:-.1а ныпрямителя показана
на рис. 4.2, д. Формы сигналов показаны на рис. 4.2, е. В течение
одного по.1упериода точка А имеет положительный потенциал по
отношению к точке Б. Ток протекает через лиоды VD1, VD2 и
сопротивление нагрузки R11 • В это нремя к диодам VD3 и VD4 при­
ложено обратное напряжение. В следуюший полупериод точка Б
будет 1юJюжитслы1а относительно точки А. Откроются диоды VD3
и VD4 и <1срез сопротивление нагрузки Rн потечет ток. В результа­
те ток uo вторичной обмотке трансформатора протекает оба нолу­
периода. Постоянная составляющая во вторичной обмотке отсут­
ствует и потому нет вынуждешю,-о намагничивания сердечника
трансформатора.
Схе::-.1а характеризуется следующими параметрами:
постоянной составляющей выпрЯ\1J1е11ного напряжения
Ио = 2 Иmах/тт, fo = 2/max/тт;
средним значением тока через диод
fсд =
fu/2;
действующим зна•1е11ием тока во uторичной обмотке
12:1. =
1maJ2°·' = ттfо/2 · 2° ·";
лействующим значением тока через диод
f1.1 = lmax/2 = тт/u /4;
действующим значением напряжения на вторичной обмотке
трансформатора
122
наибольшим обратным наприжением 11а диоде
Иuб J. == Иnых = ТТ Ио/2 ;
действующим значением напряжения на первичной обмотке
И, 1 == КИ2д == Ктr. U0/2 2° · 5 ;
действующи,1 значением тока в нсрвичной обмотке
/IJ. = f2.� /к== тr.l,J К- 2. 2° -5;
полной мощностью первичной и вторичной обмоток
Р1 = И1il l1л = тт.2 Иоlо/8, Р2 = И2д 12.1 = тт2 Ио lo/8;
расчетной мощностью 1 рансформатора
Рт = (Р, + Р2)/2 = 1,23Ра.
Дополнительными параметрами при расчете выпрямителя яв­
ляются:
ко:о�ффициенты использовании первичной и вторичной обмо·1ок К1 = К2 = 0,814;
коэффициент испо11ьзования трансформатора Кт = 0,84;
коэффиние1п нульсании в ыходного напряжения К.. r = 67 %.
Свойствами двухполупериодного вьшрямителя обладает схема,
представленая на рис. 4.2, ж. Здесь вторичная обмотка трансформа­
тора имеет среднюю точку, т. е. W2 = W3• В результате первый полу­
период проводит диод VD1, а второй l!олупсриод - диод VD2. Эта
схема составлена из двух од11ополупериодных выпрямителей. Фор­
\1Ы си1т1алов на выходе этой схемы показа11ы !!а рис. 4.2, з.
Для получения постоянного напрнжения на выходе выпрями­
теля необходимо посг,шить конденсатор нарал:�елыю сопротивле11ию нагрузки. Для одно1юлупериОL1ного выпря.\1ителя имеем схе­
му, показанную на рис. 4.2, и.
В этой схеме от первого по;южитслыюго импульса полуволны
конденсатор Сн заряжается до максимального значения. После
;�ействия импульса напрнжения по!( действием тока нагрузки кон­
денсатор будет разряжаться. На выхоf(е напряжение падает на ве­
личину лU,. Если кондс11сатор Сн 11оставить достаточно большой
емкости, то напряжение ЛИ можно значитс11ьно уменьшить.
На рис. 4.2, к показано изменение выходного напряжения для
раз;1ич ных значе ний С11 , так Сн2 > СнI · Если С113 = оо,то выхо дное
напряжение нс меняется. Этог результат можно получить, если
уменьшить ток нагрузки.
Для бо,1ыrюго зна11ения R11 ток разряда конденсатора становится
малым, и напрнженис на конденсаторе меняется незначительно.
В ,11вухпо.1упериодной схеме (рис. 4.2, л) конденсатор Сн заря­
жается положительными им пульсю111, действующют в 2 раза чаше
123
(рис. 4.2, м). Отсюда и пульсация выходного напряжения будет в
2 раза меньше. В этих двух схемах (см. рис. 4.2 и, л) дли определе­
ния величины пульсаuии выходного напряжения от номинала кон­
денсатора применяем выражение
Сн = lirЛt/ЛU = 1/f RнКп вых,
где Лt = 1/f- частота сетевого напряжения; Rн - сопротивление
нагрузки; К11 вых - коэффициент пульсации выходного напряжения,
Для однополупериодно1·0 выпрямителя
Лt 1 = 1/F= 1/50 = 20. JQ-3 с.
Для двухполупериодного выпрямителя имеем Лt2 = 10 10-3 с.
Ко11троль11ые вонросы
1. Нарисуйте cxe.\:ly однополуnсриодноrо ныпримителя.
2. Опишите принцип работы двухполупериодного выпрямителя.
3. Нарисуйте выходной сигнал выпрямителя при раз:,ичных значени­
ях сс1аживающсrо ко1щенсатора.
4.4. Сrлаживающие фильтры
Сглаживающие фильтры предназначены для уменьшения
пульсации выпрямленl!ого напряжения. На рис. 4.3 представле­
ны схемы фильтров: одиночный LС-филыр (рис. 4.3, а), двой­
ной LС-филыр (рис. 4.3, б), одиночный RС-фильтр (рис. 4.3, в),
двойной RС-фильтр (рис. 4.3, г), транзисторный фильтр по кол­
лектору (р ис. 4.3, е), транзисторный фильтр по эмиттеру
(рис. 4.3, д).
Основным параметром, опрсделяюшим работу фильтра, явля­
ется коэффиuиснт сглаживания пульсации выпрямленного напря­
жения:
G=
к
П RX
/КП HL!X;
к
П ВХ
ЛИnх.
к
П ВЫХ
ЛИвых
=---
вх
Ивых
Для получения G > 25 применяются двухзвенные фильтры, где
G = G1G2.
Пульсация выходного наприжении занисит от высокочастот­
ных составляющих импульсншо однополупериодного сигнала.
В схеме (см. рис. 4.3, а) катушка индуктивности препятстuует про­
хождению высокочастотных составлиющих на выход. Дополнитель­
ное уменьше11ие амплитуды этих составляющих вносит конденса­
тор. В результате днойного ослаблении этих составляющих на вы­
ходе остается незначительная их часть. Постояннаи составляющая
без ослабления проходит через катушку индуктивности на выход.
124
=: ---,_--;--- '
::fo·
С
_
В
R х. Вых.
С +
�
Ra
а
R1{
в
г
{]
з
Рис. 4.3. Сглажи1.1ающис фильтры:
а - LС-фюьтр, б - двой1юй LС-фюьтр; в - RС-филир, г - двойной RС-фи,1ьгр,
д - фи:rыр на ::�минерном понторителс с RС-фи,1ьтром; е - транзисторный
фильтр на генераторе тока с RС-филиро,1, ж - ::�лектрическая схема двухпо,1у­
псриодного выnримитсля с двойныч [С-фильтром, з - :ысктри•rескюf схема
одноrюлулериошюго вынря:,штспя с одиночны\1 транзисторным фильтро\1
Для увеличения ослабления переменной составляющей при­
меняются двойные сглаживающие фильтры (см. рис. 4.3, б, .ж).
Вместо катушки индуктивности в подобных фильтрах можно при­
менять RС-фильтры (см. рис. 4.3, в, г). Здесь часть напряжения
постоянного тока падает на резисторе R.
Кроме пассивных элементов сглаживающие фильтры строятся
на транзисторах. В схеме (рис. 4.3, з) в базу транзистора включен
RС-фильтр. На конде11саторе переменная составляюшая будет в
ослабленном виде, а уровень ностоянной составляюшей не изме­
нится. Напряжение на конденсаторе передается в эмиттер транзи­
стора и на выходе будет напряжение с уменьшенной переменной
составляющей.
125
В схеме (см. рис. 4.3, з) конденсатор С1 представляет малое со•
проти13ленис переменной составляюшей. Она почти полностьlО
подается R базу транзистора. Это приводит к тому, ч10 в эмиттеро
и базе т ранзис1ора будут переме11ные составляющие, близкие по
величи не. Следовательно, эмиттерный ток от этих составляющих
бул:ет незна,,ительным. Для постоянной составляющей конденса­
тор С1 яuляется бо,1ьшим сопротивлением. Постоянная состанляю­
щая будет определяться сопротивлением R1 • Ток 1юстоянной со­
ставляюшсй определяет выхолное нап ряжение.
Примеры.
Дано: И.,н=30 В, /0 = 500 мА, И1 = 220 В, К.,= О, 1 %.
А. Расчет мостового выпрнмителя со сглаживающим фи,11,тром по схе­
ме, изображенной на рис. 4.3, ж.
Решение.
Выбираем тип диодов по обратному напряжению
И 06r = 1,5И0
1, 5 -40=60В, rле И0
==
=
1,2И0н.
Средний ток lcr=0, 5 /0 = 0, 5 5 00=2 5 0 мА.
Выбираем диоды 1 ипа КД226А с И0r,р= 10013, /ер=300 мА, внутреннее сопротивление R;= 2 Ом.
Б. Расчет фильтра.
Реше11uе.
Емкость конлснсатора на входе фильтра С0 == 30!0/И0= 30 500/40 =
= 380 мкФ.
Номинальное напряжение на конденсаторе Ис > 12 И=48 В. Коэффи­
ниент пу,1ьсации выпрямленного напряжения на uходе фильтра
к,, вх=300/о/ и с =300
о
о
5 00/40
· 400 = 9, 5 %.
Необходимый коэффициент сглаживания фильтра
G = К., вх /Кл ""' = 9, 5/0, 1 = 9 5 .
Необходимо ставить двухзвснный филыр. Коэффициент сглажиuания
каждого звена G1 = G 0• = 9 5 ·5 = 1 О.
Определяем произведение
5
L,1,СФ = 2,5 ( G1
°
.,..
1) = 2, 5 (1О - 1) = 27, 5 Гн · мкФ.
Задаемся емкостью С,1, с таки:-.1 расчетом, чтобы индуктшшость дросселя нс прсвы шала 5 J О Гн.
Принимаем С,1, = 30 мкФ и по,1учае,1 LФ= 1,1 Гн.
В. Расчет фильтра, изображенного на рис. 4.3, з.
Да110· Ион J.,, К., вых·
Решение.
Рассч�пасм ко11ле11сатор Cu , Емкость ко1111снсатора с. опре;:rе,1яс гся
выражением с.� 125 /0/И0 н, Ц, = 1,1 И0н По.1учим Св= 12 5 /0/l,IU011 • Но111и11а,11,1юс 11:шряжснис ко11дс11сатора лолжно удоu 1с1 uорятr, условию
Ис > l,Su;, Коэффицисrп пу.%са1111и 11апряжсния на Rходс фильтра опре­
дс;1ястся К11
1250/.,/ U0 C". Кюффицисн г сrлаживаншr фи.'lьтра 110,1жен
"' -
126
Г11,пь G = К, 1 .J Кп вых Выбирае\1 транзистор, коллекторный ток которого
V;tовлстворяет условию lк тлх > 2lo.
Принимаем сопротив.1ение R 1 == 100 Ом, находим емкость конде11са1ора С1 > 0,5 · 106/mfcR1 , где т- число фаз, !с- частота сс1и.
Номинальное 11апряже11ие конленсатора должно удовлетворять усло1111ю Ис > 1,5 I0 R1 • Напряжение на транзисторе ,южно принять от 5 до 20 В.
< опротивление резистора R2 определяется выражением R2 == И0 /0 •
Для определения емкое ги конденс:нора СФ напишем выражение
(',1, > GR2/2rrfп �Rн Rк, где fп - частота пульсаllИИ (50 или 100 ГL!), Rк ==
100 кО\1 - сопротивление коллекторного перехода. Проверяем значе11ие выпрямленного напряжения на нагрузке
r/
Ио н = Иu - ИкJ"
Это 11а11ряжсние должно равняться 30 IЗ.
Контрольные вопросы
1. Назначение сг.1ажинающих фи,1ьтров.
2. Какие бывают типы сглаживающих фи,1ьтров?
3. Назовите достоинства и недостатки RC- и [С-фильтров.
4.5. Параметрический стабилизатор
Основным показателем, характеризующим работу стабилиза­
IОра, 5ш.1яется коэффициент стабилизации напряжения Кс, пока­
Jьша�ощий, во сколько раз относительное изменение напряжения
11а uыходе стабилизатора ЛИвыхl Ипh!х меньше относительного изме11ения напряжения на его входе ЛИвх/Инх =
Относительный коэффициент нестабильности Кн= 1/Кс.
По ве;1ичине нестабильности поддержания стабилизируе,1ой
11еличины стабилизаторы бывают низкой точности > 2,5 %, сред11ей точности 0,5 ... 2,5 %, uысокой точности О, 1 ... 0,5 %, прецизи­
онные < О, 1 %.
На рис. 4.4, а показана схема параметрического стабилизатора
11а11ряжения с кремниевым стабилитроном. Д;1я стабилизации на11ряжения используе1ся стабилитрон. При значительных измене11иях тока через стабилитрон /с напряжение на нем Ис = Иных измс11яегся незначитель110. В рабочей точке А (рис. 4.4, б) стабилитрон
имеет диффере1щиа.1ьное сопротиuле11ие R,1. Схему можно пред­
(:Таuить н uиде делителя (рис. 4.4, в). Поско;1ьку
ЛИв,./Иuы х = (R/Rд ) + 1, то Кс = tR/R,1 + IJKr"
l'Ле
к" = Ивыхl Инх -
КОJффициснт передачи напряжения.
127
и.х
R�
Е, В
а
+Е
+Е
R
и••
VD
R2
д
г
е
Т= 20
+Е
Q�
в
R1
П{
vт
R{J
°
+Е
VD2
ж
з
и
Рис. 4.4. Параметрический стабилизатор:
а - элеюричсская cxeVta, б - ВАХ с нагрузочной прямой, в - :жвивалентная
схема параметрического сrаби,1изатора, г - увс,1иченис тока стабилизации с по­
мощью цепи обратной связи, д - увеличение тока стабилизации с по�ющыо
э�шттерноrо повторите,1я, е - cxcVta изVtе11с11ия пара�1стров стабилитро11а с по­
мощью 1ра11зистора, ж - термос1абилизаuия параметри•1еского стабилизатора
(электрическая схема с двумя выпряУtитс,1ы1ыVtи диода:v�и), з - ВАХ стабилит­
рона при раз,1ич11ых температурах; и - двойной пара,1етричсск11й стабилизатор
Пример.
Расчет стабилизатора
Дано. и.hlX = 10 в, J;, = 8 мА, ЛИ.х= 1 В.
Решение.
1. Выбираем стабилитрон типа Д810, у которого номинальное напря­
жение стабилизации Uc = 9" 10,5 В, ток стабилизации: минимальный
128
/ , -=- 5 м А, максимальный /2с = 30 мА, дифференциальное сопротивление
/(, = 12 Ом.
2. Выбираем коэффициент передачи напряжения (К11 = 1,4 ...2). Среднее значение К011 = 1,7.
Входное напряжение U"' = Ксн U ных = 17 В.
3. Сопротивление нагрузочного резистора R = Uвых<Кп - \ )/Uc + lн),
Для получения большого значения R и, следовательно, большого коэффициента стабилизации Кс ток •�срез стабилитрон жела�сльно ныбирать
минима.лышм. Примем Ic = 7 мА и получим R = 19 (1,7 - 1)/(7 + 8) • 10-3 =
490 Ом. Примем R = 510 Ом.
4. Протекающий ток через стабилитрон меняется в пределах Icmiп =
lс (Л U.JR) > 5 \1А, /с max = lc + (Л UвJR) < 30 мА.
Поско.1ьку U8JR '-= 1 /51 О = 2 мА, то /с > 7 мА.
Принимаем /с 8 мА, тогда Ic max = lc + U.J R = 8 + 2 = 1 О мА.
5. Коэффициент стабилизации
1
=
Кс = (R/Rд + l)К,, = (510/12 + 1) · 1,7 = 74.
6. Выходное сопротивление стабилитрона
R вых = R,1 = 12 Ом.
7. Напряжение пульсации на выходе состаuит
Л Иоых = Л U0J Кс = \ /74 = 14 мВ
В схеме. показанной на рис. 4.4, г, можно получить ток стаби­
лизаuии стабилитрона в � раз больший, чем ток стабилизации
отдельного диода. Аналогичные функции выполняет устройство,
показанное на рис. 4.4, д.
В схеме, представленной на рис. 4.4, е, при наличии стабилит­
рона с напряжением Ис можно получить эквивалентное напряже­
ние стабилизаuии
На рис. 4.4, ж привел.сна схема стабюrизании напряжения,
работающан в широком температурном диапазоне. На рис. 4.4, з
показаны изменения ВАХ стабилитрона от температуры. Стаби­
литроны имеют положительный температурный ко·Jффиuиент
11а11ряжения (ТКН), выпрямительные диоды - отрицательный
ТКН. Два выпрямител1,ных диода VD2 и VD3 компенсируют тем­
пературные изменения стабилитрона VD 1. На рис. 4.4, и показана
схема с двойной стабилизацией на VD I и VD2.
Контрольные вопросы
1. Как определяется коэффициент стабилизации?
2 Нuрисуйтс схему параметрического стабилизатора.
3. Какие сушсствуют схемы включения стабилитронов?
5
JЪpolUKOl\
129
4.6. Компенсационные стабилизаторы
В оснону компенсационных стабилизаторов положен усили­
тельный каскад с автоматич:ески',,f смещениеУI рабочей точки
(рис. 4.5, а). Напряжение Иных определяется с помощью трех урав
нений
Иа ых = Ивх - fкRк; fк = р/5; /5 = Иnых/ �­
Подставим третье уравнение во второе и получим
fк == Ивх/ Ru.
Подставим это уравнение в первое и получим
Иаых = Ивх - RкРОп ределим выходное напряжение
Ивых = Иахl( l + RJ /4;).
При изменении uходноrо напряжения на величину ЛИ8х на
uыходе будем иметь
ЛИвых = ЛИнх/(1 + РRк /RG)·
Коэффициент стабилизации Кс = ЛИах /ЛИвых или
Приведенная схема (см. рис. 4.5, а) имеет много недостатков
и редко применяется. Ее параметры нестабильны. На рис 4.5, 6
приuсдена схема, где дополнительно введен стабилитрон VD,
на котором устанавливается опорное напряжение. С поыощыо
а
б
в
г
Рис 4.5 Транзисторный параметрический стабилизатор.
а - уси.1и1с.1ь с отриuатсльной обратной с1щзью. б - уси;1итель с отритпсль­
ной обр,п,rой связью и nороговы\1 стаби.11rrроном в )\1иттсрс транзистоrа, в­
уси.1итель с оrри11атс·1ьrюii обратной связью и минимальным ныходным со­
против:1енисм, ;, - э.1ектричсская СХС\!а компс11сациоrrно10 стабилизатора
напряжения
130
11сременного резистора R6 устанавливается порог открыuания
1ранзистора. С этого напряжения начинается процесс стабили1ации выходного напряжения. Транзистор выполняет роль уси­
J1ительного каскада после сравнения напряжения в базе с на11ряжением на стабилитроне. Недостатком этой схемы является
малый выходной ток.
На рис. 4.5, в приведена схема, где 1шел:ен регулирующий тран­
JИстор VП, обеспечивающий необходимый выходной ток стаби­
J1изатора. Эта схема имеет все основные элементы современных
стабилизаторов на11ряжения: формирователь опорного напряже­
lIИЯ, усилитель рассогласования, регулятор выходного напряже11ия и регулирующий транзистор.
На рис. 4.5, г приведена схема стабилизатора с операционным
усилителем в качестве усилителя рассогласования. По аналогич11ой схеме построены микросхемные стабилизаторы серии К 142
ЕН (1 ... 10) и др.
Контрольные вопросы
1. Какой принцип работы компенсационного стабилизатора?
2. Назначение элементов в микр осхс мных компенсационных стаби­
лизаторах.
3. Назовите основные параметры компенсационных стабилизатор ов.
4. 7. Импульсные стабилизаторы
Для увеличения КПД стабилизаторов, работающих при повы­
шенных выходных токах и при больших падениях напряжения на
регулирующих элементах, до 90 % применяются стабилизаторы
ключеuого типа (рис. 4.6, а).
Транзисторы VTl и VT2 работают 13 ключевом режиме. Когда
эти транзисторы открыты, диод VD1 закрыт и ток в катушке ин­
лукти1шости увеличивается по закону
IL
1
(1/L)f U(t)dt,
о
где И- напряж�ни�, 11риложенное к катушке индуктивности.
Ток через катушку индуктивности подастся на со11ротивлсние
и заряжает ко11денса-�·ор, который соединен с инвертирующим
входом усилителя. Выходное напряжение увеличиuается до тех пор,
1юка не превысит опорное напряжение на 11еинвертируюшсм входе
усилителя рассогласоuания. О1юрное напряжение устанавливается
на стабилитроне VD2. С этого момента операционный усилитель
(ОУ) переключастсн и транзисторы VТI ... VT3 закрьшаются. Энер­
гин, з:шасснная в катушке индуктивности, будет продолжать за­
ряжать конденсатор. При отключении транзистора VT3 в индук=
131
г-------------------------,
5:
==
:
1
1
1
1
1
'
'
'
:в
vn�
•1
1
t _________________________ 1
1
б
д
Рис. 4.6. Импульсные стабилизаторы на дискретных элементах:
а - структурная схема, б - структура МС КР! 156ЕУ5, в - импульсный ст:16илиза­
тор с пщ,ышс11ис\1 nыход1юго напряжения на микросхе\lс, г -- понижаюшии 11рс­
образотпсль (стабилиJюор), д - прсобра1она1с�ь (стаби.,1изагор на отриuатсю,нос
выходное 11апрs�же11ис)
132
111111юсти наводится напряжение отриuателыюй полярности, ко111рое открывает диод VD l. На втором выводе индуктивности ло1111ш1ется напряжение по;rожитель11ой полярности, которое заря1,,1ст кондс11сатор. Коша 1ок в иrщуктивности упадет и станет мень111с тока нагрузки, кош1е11сатор начнет разряжаться и выходное
11а11ряжение уменьшится. Это уменьшение приведет к переключе1111ю ОУ. За этим носледует включение транзисторов VT1 ... VТ3 и
1111кл повторяется. Выходное напряжение импульсного стабилиза1ора колеблется около напряжения Ивых = U0 R1/(f¼ + R7).
При построении стабилизатора необходимо определять номи11,1лы L и С. Для этого задаются следующими характеристиками
t' 1 абилизатора: величиной пульсаuии ЛИ, выходным напряжени­
�·м U""'"' частотой F, максимальным выходным током /mnx вых·
Определяют величину индуктивности
L
=
Ивых ·
1, 3(U RX
-
И""'')
ИахРf шnх вых
Среднее значение выходного напряжения зависит от соотно111сния интервалов открытого и закрытого состояний регулирую111его транзистора VT3
Ивых = Ивх'и/Т.
Импульсные стабилизаторы и преобразователи построены на
микросхеме KPl 156ЕУ5. Эта микросхема может применяться как
сrабилизатор и преобразователь нuпрюксния. Структурная схема КР
1156ЕУ5 показана на рис. 4.6, б. Запускающие импульсы вырабаты­
ваются генератором Г и поступают на трип·ер Т, выходной сигнал
которого, в свою очередь, управляет силовым ключом на транзис­
горах VTI и VT2. Частота повторения импульсов меняется в зави­
симости от напряжения питания и нагрузки преобразователя, при
лом ее максимал1,ное значение определяется емкостью внешнего
конленсатора, подключаемого к выводу J. Вход генератора, вывод
7, позволяет 11рернать выхош-юй импульс, когда ток через силовой
1u1юч превысит онределснный порог. В микросхеме находятся тср­
мокомпснсированный источник опорного напряжения (1,25 В),
компаратор, переключающий триггер, и силовой ключ. �
Практическое применение микросхемы в повышающем пре­
образователе показано на рис. 4.6, в. Преобразователь содержит
пходныс и выходные фильтрующие конденсаторы С 1 , С3 , С4 , на­
копительный дроссель L 1 , выпрямитею,ный диод VDI, конденса­
тор С2 , задающий частоту работы преобразователя, дроссель L2
ю1я с1·лаживания пульсаций выхолного напряжения, резисторы
R 1 .•• R 4 Резистор R 1 служит лаг1иком тока через силовой ключ.
Делитель напряжения на резисторах R 2 и R 3 зал1tет выхол:ное на11ряА<ение. Он д олжен быть рассчитан таким образо�, чтобы при
номинальном ныхоююм напряжении преобразователя на вход
133
компаратора поступало напряжение 1,25 В относительно вывода 4
(общий). Резистор R4 ограничивает коллекторный ток транзисто­
ра VТI, от которого зависит степень насыщения силового клю­
ча - транзистора VT2.
Глубокое насыщение опасно тем, что во время вызванной ю1
задержки размыкания КЛЮ'Ш ток в дросселе, продолжая нарас­
тать, может достигнуть недопустимого для элементов устройства
значения. Для того чтобы время выхода транзистора VT2 из насы­
щения не превышало 2 мкс, ток его базы не должен быть более
0,1 максимального тока силового ю11оча. При расчете номинала
резистора R+ к необходимому значению тока добавляют еше 7 мА,
ответвляющихся в резистор R 1 микросхемы. В течение некоторого
времени транзисторы VТl и VT2 открыты импульсом генерато­
ра Г и ток через дроссель L 1 нарастает по линейному закону. Как
только падение напряжения на резисторе R 1 достигнет (300 ± 50) мВ,
выходной импульс генератора прерывается и переключает триг­
гер Т. В результате транзисторы VTl и VT2 закрываются. Накоп­
ленная в дросселе L 1 энергия через диод VD I передается в нагруз­
ку. Процесс накопления энергии в дросселе и передачи ее в на­
грузку происходит неоднократно, напряжение на конденсаторах
С3 и С4 повышается. Через делитель R2, R3 часть напряжения по­
ступает на вход компаратора. Когда напряжение на выходе преоб­
разователя достигнет необходимого значения, выходной сигнал
компаратора запретит переключение триггера микросхемы импуль­
сами генератора, а когда понизится, вновь разрешит выдать на
силовой ключ очередной открывающий импульс. Таким образом
фиксированные порции энергии по мере необходимости переда­
ются из источника питания в нагрузку. Частота псреда'!И этих пор­
ций зависит от напряжения на входе преобразователя и тока на­
грузки и может меняться в широких пределах - от 500 Гu до 100
кГц.
Выходное напряжение нреобразователя не должно превышать
40 В, иначе возможен пробой транзисторов VТl и VT2 (см. рис. 4.6,
б). Максимальный ток через них должен быть не более 1,5 А. На
нагрузке устанавливается напряжение 28 В, а выходной ток равен
175 мА. Размах пульсаций напряжения на конденсаторах С3 и С4
составляет 70 и 15 мВ соответственно. Если входное на11ряжение
имеет значительную пульсацию от 7 В до 18 В, выходное напря­
жение нс меняет своего значения. Козффициент полезного дей­
ствия растет с повышением входного напряжения и сос1анляет
84 ... 88%.
Относительное изменение выходного на�1ряжения при изме­
нении нагрузки составляет нс более О, 1 %.
На рис. 4.6, г показана схема понижающего преобразователя.
Приннип работы этой схемы аналогичен принципу работы пре­
дыдущей (см. рис. 4.6, в). Здесь транзисторы микросхемы включе134
11ы в режим с общим коллектором. Это уменьшает задержку вы­
ключения силового ключа, но увеличивает падение напряжения
на нем, снижая КПД преобразователя. На вход этого преобразова­
теля нельзя подавать напряжение более 40 В. Для этого преобразо­
вателя КПД составлнет 60 ... 67 % . На выходе этого преобразовате­
ля устанавливается напряжение 5 В при потребляемом токе 0,5 А.
Пульсации напряжения на конденсаторах С3 и С4 соответственно
равны 70 и 50 мВ.
Инвертирующий преобразователь показан на рис. 4.6, д. Источ­
ник входного напряжения имеет положительную полярность отно­
сительно общей шины, а выходное напряжение имеет отрицатель­
ную полярность. Его особенность в том, что микросхема питается
суммой входного и выходного напряжений. Выходное напряжение
подастся на вывод 4 микросхе:v�ы У этого преобразователя выхол­
ное напряжение равно -12 В, а ток равен 100 мА. Пульсании вы­
ходного напряжения на конденсаторах С, и С4 равны 100 и 40 мВ.
Контроль11ые вопросы
1. Какой принцип работы импульсного стабилизатора?
2. Назовите осноuные параметры импульсных стабилизаторов.
3. Назначение элементов в микросхемных импульсных стабилизато­
рах.
4.8. Преобразователи и умножители напряже11ия
Для питания различных устройств возникает необходимость от
единого напряжения по,1у rать несколько источников напряжения.
Получение их от низковольтных источников возможно при ис­
по,1ьзовании преобразователей постоянного напряжения на тран­
зисторах. Преобразователи напряжения на транзисторах можно
разделить на два типа: преобразователи с самовозбуж.аением и
преобразователи с усилением мошности.
Преобразователи с самовозбуждением применяются для лита­
ния устройств, потребляющих небольшую мошность (до 50 Вт).
На рис. 4.7, а изображена схема преобразователя, прел.ставляю­
щсго собой гс11ератор с трансформаторной обратноt связью. Для
обеспечения надежного возбуждении колебаний с,1ужит делитель
напряжения R 1, R2 , На резисторе R 1 создается отрицательное на11рнжение смещения, поступаюшсе на базу транзисторов (0,5 ... 1 В),
необходимое дJIЯ их открывания. В пpollecce работы преобразова­
теля транзисторы поочередно о-гкрьшаются и закрываются, вслед­
спте чего ток каждого транзистора и выходное напряжение име­
ют форму импульсов, близкую к прямоугольной. Часюта колеба­
ний преобразователя зависит от параметров его :::>Лементов. На
практике выбирают рабочую частоту в диапазоне 0,5 ... 20 кГц.
1
135
и
VD2
VD4
VD
б
Е
�
+
а:\
,,,
о
11
:;J
б
VD2
КД501
Е= 50 В
+С4
т100.о
VDl .. VD7
Д237
V71 .. VТ4
КТ60!
в
Рис. 4 7. Преобразонатсли напряжения:
а - трансфор'v!нторный, б - мультинибратор11ый, в - повышающий
136
Приведенная схема (см. рис. 4.7, а) позволяет получить выход1юе напряжение практически любой величины до 1000 В.
На рис. 4. 7, б приведена схема, позволяющая удвоить выходное
11апряжение. Мульти1.1ибратор на транзисторах VП и VT2 преоб­
разует входное напряжение 30 В 13 прямоугольный сигнал. Состав1юй эмиттерный 1101.1торитель на транзисторах VT4 и VTS обеспе­
•1ивает необходимый ток выхошюго напряжения. На диодах VD 1 и
VD2 собраны д13а однополупериодных выпрямителя на разные
1юлярности. В результате на выходе формируется постоянное на11ряжсние 60 В.
Умножители напряжения предназначены для получения источ11иков питания, у которых выходное напряжение превышает пер­
вичный источник в 2 раза и более. На рис. 4.7, в приведена схема
умножителя на 4. Управляющим импу,1ьсом транзисторы VTI ... VT3
открываются и конденсаторы С1 ••• С3 включаются последовательно.
1 !апряжение на выходе увеличивается на ЗЕ, т. е. становится 4Е.
Пример.
Рассчигать преобразователь на трансформаторе
Исход11ые да11ные Источник входного напряжения Е = 1 О В, выходное
11апряжение Ит,�х = 200 В, выходной ток luыx = 100 мА, рабочая частота 1 кГц.
Расчет элементов.
1. Максимальное значение коллекторного тока каждого транзистора
lк "'"' = P11ыJYJ Е � и.ыJuыJriE, Iде Т] = 0,6 ... 0,8 - КПД.
2. Коллекторное напрнжение И. max = 1,2 · 2Е.
3. По значенин:1,1 /,шах и Икmах ныбирuем тип транзистора.
4 Определяем сопротивления резисторов R 1 и R2 • Вели•rина сопротив­
J1е11ин
R , = (3 •·· 4 )/ fб max -= (3 •·· 4 )Р/J,, mахКнас,
г;1.е Кшс - коэффициент насышения транзисторов.
Примем пuл:сние напряжения на реJистор R1 - И R, = 1 В. Определяем
сопр01инлсние резистора R2 = Е - ИR,//6 = (Е - UR )R 1 / ИR ,·
[\1кость конлснсатора С1 = 0,5. 1 мкФ.
5. Габаритная MOIJlllOCTb трансформатора Рт= 1,3 и.ыJвых·
Умножители напряжения применяются преимущественно для
получения повышенного напряжения относительно входного сиг11а:1а. Они используются для сигналов с частотой 50 Гц. Схемы
умножителей при1.1едены на рис 4.8. На рис. 4.8, а приведены два
ошю110:1у11ериодных выпрюлителя. На элементах VD I и С 1 форми­
руется положительное напряжение. Конденсатор С1 заряжается до
макси:\1ального 1.1ходного напряжения от положительной полувол11ы На элементах VD2 и С2 формируется отрицательное 11апряже11ие В результате на выходе образуется ул:ноен11ос напряжение.
На рис. 4.8, б показана схс\1а умножителя на 2. Кота на вхо­
ле отри11а1сльная полу1.1олна, то конл:снсатор С1 заряжается до
'v1аксималы101·0 значения через диод VD2. Накопленная 11а этом
137
в
а
Сз
х2Е
г
д
Рис. 4.8. Умножители на11ряжсния:
а - лвухпо,1упсрио;щый у,11юите,1ь, б - накопительный удnоите,1ь, в - умно­
житель напряжения на 3; г - умножитель напряжения на 4, д - у\111ожите,1ь
напряжения со сглаживающим RС-фи,1ьтро:11
конденсаторе знергия сохр:шяется до момента появления на
uходе положительной полуволны. В тот момент когда на входе
происходит переход от отришпельной полуволны к положи­
тельной, т. е. на входе нулевое напряжение, конденсатор С 1 со­
единяется через диол VD 1 с конденсатором С2 . Часть энергии
конденсатора С 1 переходит в конденсатор С2 . Положительная
полуволна на uходс заставю1ет конденсатор С 1 полностью пере­
лать энергию в конденсатор С2 . Кроме того, положительная по­
луволна на входе производит дополнительную подзарядку кон­
денсатора С 2 . В результате после прохождения нескольких пе­
риодов входного напряжения конденсатор С2 заряжается до уд­
военного напряжения.
На рис. 4.8, в показана схема умножителя на 3. В лай схеме
просматриваются лва каскада: на элементах VD3 и С3 собран од­
нополупериодный выпрямитель, на элементах С1, С2, VD I и VD2 удвоитель напряжения.
Умножитель на 4 (рис. 4 8, г) построен 11а двух умножителях
(см. рис. 4.8, б).
138
Пример. Рассчитать уУ�ножитель по схеме, изображенной па рис. 4.8, д.
Дано: Ион , lo, U1,
Расчет.
к,,
RЫХ"
1. Выбор числа каскадов осуществляется по формуле п = 0,85U0/U1 ,
U0 = 1,2 Ион · Обратное напряжение для диода 011рсде;1я стся формулой
иоб = 2,8U2.
2. Опрсдес1ясм емкость конденсаторов С1 = С2 = С3 = 34 l0 (n + 2)/ U2 •
1-!оминальное напряжение конденсаторов Ис, = U0/n, Ис, = Uc3 = 2U0/n.
3 Коэффициент пульсации напряжения на входе фильтра равен
Кп вх = 200 l0 (n + 2)/U2 С1 •
4 Для расчета элементов фильтра напишем выражение R,1,C,1, = 3 • 103 •
Величина R.t, = и.,,; fo = ( Ио - Ио н)/ fo, G = Кп .J Кп BhlX - коэффициент
ослабления пульсации.
Контрольные вопросы
1. Принцип работы трансфорV!аторных преобразователей напряжения.
2 Прию�ип работы импульсных преобразователей напряжения.
3. Нарисуйте схемы диодных умножителей напряжения.
4.9. Батареи и аккумуляторы
Химические источники на11ряже11ия. Электродвижущая сила
(ЭДС) элемента батареи определяется хи:\1ическими свойства­
ми материалов (электролита и электродов) и не зависит от их
раз:\1еров. Из:\1енение температуры элемента почти не влияет на
величину ЭДС. Только при температуре, близкой к температуре
Jамерзания электролита, ЭДС :элемента резко уменьшается. За­
мерзшие элементы восстанавливают свое действие после ото1·рева.
Гальванический элемент состоит из двух электродов, опущен11ых в распюр электролита. В результате химической реакции на
электродах появляются заряды противоположных знаков, между
..электродами возникает разность потенциалов. При замыкании элек­
rродо13 провод11иком по нему потечет ток. В гальванических эле­
ментах химическая энергия превращается в электрическую. В ка­
честве электролита в элементах используется водный раствор кис­
лоты или щелочи. Установ:1ено, что молекулы кислоты или щело­
чи 13 воде распадаются на две части. Одна часть заряжена положи1ельно, другая - отрицательно. Эти заряженные ионы свободно
перемещаются в растворе. Есш в раствор погрузить цинковую
пластину, то между нинком и э:1ектролитом начинается химичес­
кш1 реакция. В результате атомы цинка в хи:\1ической реак�Jии пре­
образуются в ионы положительной пош1рности и попадают в рас­
твор. Цинковая пластина с избытком э:1ектронов окажется заря­
женной отрицательно. Угольный э,1ектрод не участвует в химиче139
1
2
з
4
5
Е1
Е
��
���
б
в
��
�
г
а
Рис. 4 9. Химические источники напряжения (батарейки):
а - конструкuия б,нарсйки 1 - смо,1а, 2 - цинковый стdкан; J - диокси;1
марган11а Мп02 . 4- угольныИ стержень, 5 - 15 %-ный раствор нашатыря N H,CI;
б - графическое обоJначение, в - пос.1сдоFJатслыюс вклю•1ение бuтареск ,Ы!I
1юлу•1сния поFJышснного нuпрнжсния, г - пара.,1лс.1ьное включение батuреек
д,1я увели•1ения выходного тока
ской реакuии, но собирает на себя положительные ионы и стано­
llится положительно заряженным.
Внутреннее сопротивление элемента определяется суммарным
сопротивлсние\1 электродов и электролита. Оно зависит нс только
от свойств активных \1атериалов, он и от размеров эле\1ента, а
также от температуры и ПJ!отности злектролита. Величина внут­
реннего сопротивления элемента оказьшает боJJьшое llлияние на
режим питания :::>Jiсктронных устройстl3. Внутреннее сопротиllле­
ние опредеш1ет 11релельную силу тока, которую он может выдать
при коротком замыкании электродов.
На рис. 4.9, а показана конструкния сухого �-альванического эле­
мента, а на рис. 4.9, б - его графическое изображение. Основными
пара\1етрами га.,1ьванического элемента являются: ЭJ!ектро.шшжу­
щая сила, ЭJ!сктрическая емкость, внутреннее сопротивление.
Электроюзижушая сила - напряжение м ежду электродами,
которое состаuляет 1,2 ... 1,5 В. Внутреннее сопротивление в зави­
симосги от раJмеров элемента и степени его разряда может ле­
жа, ь в пределах от О, 1 до 1О Ом.
Электри 1 1сская емкость определяется КОJiичес-гвом злектриче­
ства и имеет размерность а:.шер-час (А•ч), т. е. Q3 = lt, rде /­
разрядный ток, А; t - время разряда, ч. Если известна электри­
ческая емкость, то разделив ее на ток внешней цепи, получим
время работы элс:\1снта. Например: если Q3 = 0,6 А ч, то в течение
1 О ч он может отдавать ток 60 :vtA.
Емкость элемента будет больше при малом токе разряда, при
разряде с больши,1и перерывами, при более высоких темнерату­
рах окружаюшсй среды, а 1акже при низком значении напрнже11ия, до которо1·0 разряжается элсмен-;-.
140
При длительной эксплуатации элемента напряжение на его
·тск1родах уменьшается (:::темент разрядился). Минимальное на11ряжение нормально разряженного элемента составляет 0,8 ...0,9 В.
Саморазряд элемента является вредным процессом, приводя11tим к снижению емкости и преждевременной порче элементов.
Са-.юразряд элементов происходит независимо от того, работает
Jлсмент на нагрузку или не работает элемент на нагрузку. При по­
вышении температуры саморюряд увели1 1ивается. При выборе ба­
гарей следует обращать внимание на дату их изготовления, так как
из-за саморазряда батареи сохраняют свои электрические характе­
рис1 ики только в течение определенного срока, указанного в пас­
портных данных.
Основные параметры элементов приведены в табл. 4.1.
Элементы можно сосдиI-шть между собой. При последовательном
соединении образуется источник с удвоенным напряжением (рис.
4.9,в). При лара;1лелыю:-.1 соединении элементов образуется источ­
ник с напряжением Е-= Е1 = Е2 , но с удвоенной емкостью (рис. 4.9,г).
Интснсишю эксплуатировавшиеся батарейки можно восстано­
вить с помощью подзарялки. Для определения возможности вос­
становления б:парейки необходимо измерить ЭДС пр11 холостом
ходе и под нагрузкой. Если разница между ЭДС в этих режимах
состав,1яет не более 0,2 В,элемент восстанавливается подзаряд­
кой. Внешний резистор для этих uелей имеет сопротивление:
70 ... 80Oм для 312,332, 40 ... 50 Ом для 314,316, 25 ... 30 Ом для
336, 343, 100 Ом для 373. Для 3336 и Рубина резистор имеет со­
противление 75 ... 90 Ом, а ЛИ= 0,6 ... 0,7 В. Для Корунда600" 800 Ом, а ЛИ= 1,2 ... 2,0 13.
Таблица 4.1
Про;юлжи- Сопротиметельность ние внешней
uепи, Ом
работы, ч
Конечное
Срок
н:.�прнжение, хранения,
в
мес
Тип
Нача.:1ыюе
напрнже11ие'
316
1,52
60
200
1,0
9
332
],4
6
20
0,85
6
336
1,4
10
20
0,85
6
343
1 ,55
12
20
0,85
18
373
1,55
40
20
0,85
18
3336Л
3,7
3
10
2,0
6
Рубин-\
4,1
180
100
-
9
Рубин-2
4,0
20
15
-
9
Кору1щ
8,5
100
900
5,4
9
в
141
Аккумуляторы. Эти устройства также являются химическими
источниками напряжения. У аккумуляторов хими•rсские пронессы
являются обрати\1
, ыми. Эти эле.\1енты могут заряжаться.
Аккумуляторы имеют два параметра: коэффициент отдачи по
емкости К,, коэффициент отдачи по энергии Кэ.
Ке = lr tp/([3tз), а Кэ = Иr lr trf( U.Ja t1),
где /r, tP - ток и время разряда; /3 , tз - ток и время заряда; Из, UP среднее значение напряжения во время заряда и разряда.
При правильной эксплуатации аккумулятор имеет до 1000 цик­
лов подзарядки. Существуют щелочные (Щ) и кислотные (К) ак­
кумуляторы.
Кислотные (свинцовые) аккумуляторы состоят из свинцовых
пластин, покрытых слоем перекиси свинца. Это положительный
электрод. Отрицательный электрод состоит из чистого свинца в
сильно раздробленном состоянии (губчатый свинен). Электроли­
том служит растuор серной кислоты. Пластины помещают в сосуд
из стекла, эбонита или пластмассы и отделяют друг от друга сепа­
раторами - пластинками из эбонита.
Электродвижущая сила свинцовых аккумуляторов в конне за­
ряда равна 2,7 В, а в конце разряда - 1,8 В. Коэффициент отдачи
по емкости равен 85 ... 90 %, по энергии - 65 ... 70 %. Величина са­
моразряда за .\1есяц при температуре 25 ·с выражается 13 падении
1юминальной емкости на 15 ... 30 %. Кислотные аккумуляторы обес­
печинают возможность получения больших кратковременных то­
ков, однако 13есьма требовательны в отношении ухода за ними
при эксплуатации. Нс допускается раз.\1сщение кислот11ых акку­
муляторов i3 одной у11аковкс с электронной аппаратурой.
Аккумуляторы заряжают постоянным 11,111 пульсирующим то­
ком. Положител1,ный полюс аккумулятора подключают к поло­
жителы-rому полюсу источнию1 :электроэнергии, а отрюrатель­
ный - к отрицательно\1у. Кислотные аккумуляторы следует заря­
жагь не более ч.е.\1 через 24 ч.. после разряда. Перед зарядом необхо­
димо вывернуть пробки, проверить уровень и плотность электро­
лита (ареометром). Пробки можно закрывать только через 4 ... 6 ч.
после око1: Р rания заряда. Нормальный ток заряда (А) может быть
определен по форму,1е
[3
= Qsftз Kc,
где Q3 номинальная емкость аккумулятора (А· ч); t 3 = 10 .. 20 ч ток заряда.
В процессе заряда ток заряда следует поддерживать пос1оян­
ным. Окончание заряда определяется по следуюшим признакам:
напряжение аккумулятора достигает 2,7 ... 2,8 В; происходит бур­
ное газовыделение - кипение; положительные пластины делают-
142
t:Я темно-шоколадными, отрицательные - светло-серыми; плот1юсть электролита достигает опредс,1енного значения и больше нс
меняетсн; емкость, сообщенная аккумулятору, на 15 ... 20 % боль­
ше емкости, отданной в процессе разряда.
Кислотные аккумуляторы оченh чувствительны к недозаряду и
11ерезаряду, и поэтому следует внимательно контролировать весь
11роцесс заряда аккумулятора.
Щелочные (кадмиеuо-никелевые) аккумуляторы имеют плас1·ины электродов из тонкой 11икслиро1.шнной стали и содержат за­
прессованные брикеты с активной массой. Активная масса поло­
жительных пластин состоит из гидрата окиси никеля, смешанно­
ю с графито.\1. Активная масса отрицательных пластин содержит
кад:vrий и железо. Электролитом является раствор щелочи - едко­
го калия или едкого натрия. Сосуд аккумулятора соединяется с
положительными пластинами.
Кадмиево-ликслевые аккумуляторы обладают более высокой
\1сха�ш 11еской прочностью, чем сви1щоные, и проще в обслужи­
вании. Они не боятся кратковременных коротких замыканий, до­
пускают заряд и разряд большими токами и могут долго нахо­
диться в разряженно:vr состоянии. Напряжение на зажимах акку­
мулятора в начале разряда равно 1,8 В, в конце разряда - 1, 1 В.
Коэффициент отдачи по емкости состаuлнет около 67 %, по энер­
гии - около 50 %. При повышении температуры окружающей среды
до 45 °С и при снижении до минус 30 °С емкость аккумулятора
уменьшается на 50 % по сравнению с емкостью при 20 °С.
Щелочные (железно-никелевые) аккумуляторы по конструк­
uии подобны кадмиево-никелевым. Отличие заключается в соста­
ве активной массы э;rектродов. Масса положительных пластин со­
стоит из гидрата закиси никеля, смешанного с графитом (4:1).
Масса отриuательных пластин состоит из специально приготов­
ленного железного порошка. Электролит - раствор щелочи. На­
пряжение на зажимах аккумулятора в начале разряда равно 1,8 В,
в конце разрнда - 1,1 В. Коэффиuиент отдачи по емкости состав11яет примерно 35 %, 1ю энер1·ии - 45 %. Железно-никелевые ак­
ку:\1уляторы также прочны и долговечны, как и кадмиево-нике­
левые, однако саморазряд у них несколько больше.
Ток заряда щелочных аккумуjrяторов f3 == Qзf4. Нор::vrальная 11ро­
должитслыюсть заряда равна 6 ... 7 ч. Ускоренный заряд проводит­
ся в следуюшем режиме: 2,5 ч двойным заряд11ым током, 2 ч нор­
мальным зарялным токо'vl. По окончании заряrr.а напряжение до­
стигает величины 1,75 ... l,8 В.
Щелочные серебряно-цинковые аккумуряторы имеют отриuа­
телыrые электроды, 1Jы1юлнеш1ые из rи1астинок окиси цинка,
ПО\1ещен ных в защи I ныс пакеты из вешестuа, которое хорошо
нропускает электролит и задерживает металлические частиuы. По­
ложительные элеК1роды сделаны из чистого серебра. Электролит143
Таблица 4.2
Элемент
батареи
1 lапрнжение,
в
Разрядный Зарядный Диаметр, Высота, Масса,
r
мм
ток, мА
мм
ток, мА
Д-0,06
1,2 ... 1,6
6
6
15,7
6,6
4
Д-0,1
1,2 ... 1,6
10
10
20,1
7,4
7
Д-0,25
1,2 ... 1,6
25
25
27,2
10,5
16
ЦНК-0,22
1,2 ... 1,6
20
20
16
24,5
18
ДНК-0,45
1,2 ... l,6
45
45
14
50,0
23
ДНК-0,85
1,2 . . 1,6
85
85
14
96,0
41
7Д-О,1
8,4 ... 11,2
10
10
24
62,0
60
2Д-О,25
2,4 ... 3,2
25
25
27
22,5
5ДНК-О,2
6,0 ... 8,0
20
20
27,5 24
117
раствор едкого калия - 500 г на I л ноды. Размеры серебряно­
цинковых аккумулнторов значительно меньше, чем рюмеры ак­
кумуляторов других типов 11ри равной емкости. Малое ннутрсннее
сопротинление таких аккумуляторов даст возможность получать
большие импульсные токи. Аккумушпор емкостью 0,5 А ч может
дать в им11ульсе ток до 600 А. Напряжение на зажимах аккумулято­
ра составляет примерно 1,5 В.
Акку:v1уляторы этого типа нормально работают при температу­
ре от минус 20 до 60 °С. Они могут работать и нри температуре до
минус 50 °С 1rри уменьщенной емкости.
Заряжают серебряно-цинковые аккумулнторы при напряжении
2, 1 В. До 80 % номинальной емкосrи аккумуляторы можно заря­
дить за 15 мин. Однако наибольший коэффициент отлачи получа­
ется при заряде в течение 10 ... 20 ч.
Основные недостатки серебряно-цинковых аккумуляторов высокая стои�юсть и малый срок службы (20 ... 30 заряюю-разряд­
ных циклов).
Серебряно-цинковые аккумуляторы имеют емкость н 4-5 раз
большую, чем предыдущие. Дисковые аккумуляторы Д-0,06, Д-0, l
и Д-0,25 имеют емкость 0,06 А· ч; О, 1 А· ч и 0,25 А ч соответствен­
но. Аккумулятор 7Д-О, 1 состоит из 7 элементов типа Д-0, 1. Основ­
ные характеристики аккумуляторов 11ривелены в табл. 4.2.
Контрольные вопросы и зада•ш
!. 13 чем отли•rис аккумулятора от бнтарси'1
2 Кнкой ос1юшюй параметр аккуJ\!у:1яторов·1
3 Нарисуйте конструкш1ю батареи.
144
о
а
б
6
4
2
VD
О
в
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 lн, А
г
Рис. 4.10. Выпрямители и стабилизаторы.
а - ,1вухпо:�упсрнощ1ый выпря,1итсл1,, б - rrapa"1e1 рический стаби.1изатор; в -
ко:\1 пенсацион ны и стаби.1 иза1 ор с защитой от перегрузки; г - 11а1·рузо•1 ная
характерис1 ика
Задача 1. Рассчитать однофазный мостовой вьшря\1юель с емкост­
филыром, рис. 4.10, а, если заданы значения Ен == 24 В, R11 30 0\1,
Е1 = 220 В, К11 = О,\.
llЫ\t
=
Решение.
Для определения параметров выпрямителя определим ток нагрузки
fн = Ен / R,, = 24/30 = 0,8 А.
Среднее значение тока диода f1 = l,./2 = o,g;2 == 0,4 А.
Дейст�;уюшее з11аче11ие 11а11ряже11ия на вторичной обмотке Е2 = 1,11 х
хЕн = 1,1),24=27 В.
Коэффициент тра11сфор\1ации тра11сформатора п = Е2/Е1 = 27 /220 = О, 12.
\1аксималыюе значение обратного 11а11ряжения на диоде t� 0 = Е1 2 °5 =
= 1,41-27 == 3g в.
Емкость фильтра С= \/(2тr,JR"K,,) = l/(6,2g 50 • 30 О, 1) = 0,001 Ф =
= 1000 мкФ.
По расчетны\1 дан11ым (1 = 0,4 А и Е" 0 = 3g В выбирае\1 выпрямитель­
ный л.иод типа КД204В. Вместо диодов можно поста�;ить 011ин мост 1 ипа
KU412A
Задача 2. Расс•1итать э;1с\1е11ты схемы устройст�;а (рис. 4.1 О, б) с вы­
Х(щными напряжение\! 10 В и током 5 А при коэффициенте пульсации
выходного напряжения нс более I J0-3.
Решение.
Сонротивление нагрузки
RH
се
Е,.,,1' = � � 2 Ом.
5
/Вl,1'
145
Трашистор f/T3 работает в диапазоне бо,1ьших токов, поэтому его ко­
эффиuисm усиления 133 = 10. Базовый ток этого каскада /6 = I...JI0 = 0,5 А.
Входное сопротивление каскада
Rзвх = l33 R11 = 2 10 = 20 Ом.
Базовое напряжение
Езб = Евых + 0,7 = 10,7 I3.
Трашистор VT2 должен обеспечивать ток 0,5 А Для этих токоu коэф­
фи1шент усиления транзистора в болывинстве случаев близок к 132 = 20.
Базовый ток этого транзистора
/2 5 = fзо/13 2 = 500/20 = 25 мА.
Базовое напряжение
Е25 = Езб + 0,7 = 10,7 - 0,7 = 11,4 В.
Базовый ток транзистора V7l з�шисит от режима его работы.
Транзистор V7l должен обес11ечить ток 25 мА. При этом токе коэффи11иент усиления транзистора 13 1 может быть более 40
Напряжение в базе 1рашистора Е16=Ее= t2г 0,7 = 11,4 + 0,7 = 12,1 В.
Напrяже11ие лолжно устанавливап,ся на стабилитроне
Исхо;:�н из практической целесообразности напряжение nитаl!ия все­
го стабилизатора должно быть Е = (2 ..3)Ес. Положим
Е= 2 Ее = 2 -12,1 = 24,2 В Примем Е= 25 В
Стабилитрон должен работать в середине рабочего участка по току
[р = f11шх
+ [min
2
Д,1я стабилитрона КС212Ж напряжение стабилизации равно 12 В, 1\1ак­
сю1алы1ый ток стабилизации /mJx = 12 мА, а минималr,11ый ток lm;11 0,5 мА.
Отсюда получим
=
[р = (12 - 0,5)/2 - 6,25 мА.
Соnротиuление резистора R0 опреде,1яетсн выражением
25-12
13
----- = -- = 1, 9 KOl\1.
6, 25 + О, 62 6, 87
Мошность, рассеиuаеман резисторо:v� PR6= (Е - EJ([r + /1r,)= 13 6,87 =
= 89,3 мВт
\1\оuшосн, рассеиваеl\1ая тра11зис1·01ю\1 VTI, Р1 = J26 (E- Ею) =
=25 (25-11,4) = 0,34 Вт.
\1ош1юсть, рассеиваемая транзистором VГ2,
146
\1ощность, рассеиваемая транзистором VT3,
Р3 = ЦЕ- Е11ы,) = 5-(25- 10) = 75 Вт.
Исходя из полученных данных, u схеме uслесообразно применить
следующие транзисторы: VТЗ - КТ819, VТ2- КТ817, VТI - КЛ315.
')ти транзисторы мо1·ут устанавливаться на общий радиатор.
Поскольку диффсренuиальнос сопротивление сr<1би,1итрона R_1 =40 Ом,
10 коэффициент ослабления пульсации питающего напряжения
К (Rб-'- Rл) /R11 (1900 + 40)/40 = 48,5.
Напряжение пу.1ьсаuии на выходе
ЛЕпых =ЕвыхК11 = 10 · J0-3 =1-l0-2 В.
=
=
Для достижения nыходно1·0 напряжения с указанной пульсацией не­
обходимо, чтобы источник нитания Е имел пульсацию не более ЛЕ =
= 48,5 . 10-2 =0,485 В
Задача 3. На рис 4. 1 О, в нрсдс 1ав;�е11а схема стабилизатора с последо­
вательной защитой от перегрузки, а на рис. 4.10, г - его нагрузочная
характеристика. Выходное напряжение стабилизатора должно равняться
5 В, а ток - 0,4 А. Нсобхо.J.имо рассчитать параметры элементов схемы.
Решение.
Для защиты стаби.1изатора от перегрузок введен траюистор VT4,
который открывается, когда напряжение на резисторе R3 станет более
0,4 В. Протекающий коллекторный ток транзистора VT3 уменьшает 11а11ряже1-1ие на базе состuвного ::эмиттерного повторителя. Выходное напря­
жение стаби;шза1ора опрсде.1ястся напряжением на стабилитроне VD 1.
Выходной ток, протекающий через резистор R3, создаст паление на­
пряжения 0,4 В. Сонротивленис резистора
R3 =0,4/fuыx = 0,4/0,4 = 1 Ом.
При эгом напряжении через 1·ранзисторVТ4 протекает коллекторный
ток 10 ... 50 мкА. В этом диапазоне тока уси,rительные свойства транзис­
тора не полностью рса.:1изуются. Кол.1ектор1-1ый ток транзистора VT4 уси­
ливается в транзисторе VT3, ко,1лекторный ток которого будет в �3 раз
больше(Р 3 =40)fк3 =��fк4 =40 (10 .. 50)-10-6 =0,4 .. 2 мА.
С этого �юмснта на11инастся процесс зашиты стабилизатора.
Д;ш обеспечения выхошюго тока приv1еняются два транзистора VТl
и VT2. Через транзистор VТl протекает uыхоюrой ток. Базовый ток этого
транзистора
lr,1 = fк 1/�1Для этого диапазона кo,i:reктoprioro тока р 1 = 20. Тогда
/б1
=0,4/20 = 20 мА
Этот ток определяет гранзистор VT2. Уси.1е11ие транзистора прини­
маем равным р 2 � 40. Базовыи 1ок транзистора VT2 будет
/62
== 20/40 =0,5 мА.
Опорное напряжение в схеме устанаuливается на стабилитроне. Рабо­
чая точка стабилитрона определяется резистором R 1 • Для опредслснин
147
напряжения стабилизации необходимо учесть падение напряжения на
базо-эмиттерных переходах трашисторов VТI и VT2. Отсюда получим
Ее= Евых + О,7 -r О, 7 = 5 + 1,4 = 6,4 В.
Здесь можно применить стабилитрон типа КС162. Для стабилитрона
токовый диапазон стабилизации равен f.11in =3 мА, f,nox = 22 мА. Выбираем
рабочую 10•1ку в середине диапазона
fP = Unшx + fm in)/2 = (3 + 22)/2 = 12,5 мА.
Дифференциалыюе сопротивление стабилитрона RJ. = 35 Ом. Нагру­
:ючное сопротивление стабилитрона R1 определяется падением напря­
жс,шя на нем (Е- Ее) и током, протекаюutи\1 через него, /Р = 12,5 мА.
Примем величину Е = 2 Ее= 2 • 6,4 = 12,8 В, примем Е = 13 В. Отсюда
сопротивление резистора R1 равно
Коэффициент уменьшения пулhсации выходного напряжения опре­
дс,1яется выражение�, К= (R1 + Rд)/Rл = (528 + 35)/35 = 16.
По расчетным данным выбираются транзисторы VТI - КТ815, VT2 КТ817.
ГЛАВА 5
УСИЛИТЕЛИ
5.1. Общие сведе11ия
Область ис110л1,зования усилителей обширна. Многообразие
назначения усилителей порождает различия в требованиях, кото­
рым они должны удовлетворять. В связи с :пим они могут разли­
чап,ся между собой как по числу активных ::�лементов, так и по
конструкнии. Усилители являются составной частью почти любо­
го прибора. В любом устройстве прежде чем вести обработку сиг11алон, поступаюших с латчиков, необходимо усилить эти сигна­
лы. К усилителям предъявляются самые разнообразные требова­
ния: широкие пределы коэффициента передачи (от 1 до 1 • 106),
1.юзможно ,1еньший уровень шумов, возможно большее входное
сопротивление, малое 11отребление тока, необходимая частотная
полоса пропускания, устойчивая работа в различных климатичес­
ких условиях. В одном усилителе совместить все ::пи требо1.1ания
практически невозможно. Для решения подобных вопросов при­
\1еняют различные виды усилителей. Все усилители мож110 разде­
лить на четыре группы: усилители звукового диа11азона частот,
се11ективные, широкополосные и га11ьванометрические усилите­
ли. Поскольку граница разде;1ения янляется чисто услонной, то
один нид усилителей можно с успехом применять для рюличных
нелей. Кажлан группа усилителей удовлетворяет лишь отдельньш
перечисленным требованиям.
В усилителях звукового диапазона частот основное внимание
уделяется фор:-.1ированию необходимой частотной характеристи­
ки. Э1 и усилители перекрывают шикую область частот от 20 Гu
до 20 кГц. Они должны обладать низким уровнем шумов и боль­
шой чувствительностью. Усилите;1ям этого диапазона частот уде­
ляется большое внимание в технике записи и воспроизведения
з1.1ука, для усиления сигналов от различных датчиков. Здесь могут
применяться усилители с непосредственной связью и малым
уровнем шумов.
Селекпшные усилители применяют в промышленных систе­
мах обработки информации, когда необходимо из широкого спек­
тра частот вход1ю�-о сипшла выделить составляющие, несущие
информацию. Сеj1ективные усилители должны обес11ечи1.1ать по­
стоянство часто1ных и фазовых характеристик выделяемого сиг149
нала, возможность регулировки КО)ффициента передачи и выде­
ляемой полосы частот, устойчивую работу при больших коэффи­
циентах усиления. Для ре1улирования коэффиuиснта усиления
применяют диоды и по,1свые транзисторы.
Широкополосные усилители }Шляются входными каскадами
устройстu широкого назначения. В функции широкополосных уси­
лителей входит ограничение шума, поступающего с антенны или
датчика, в нелях увсJiичения отношения сигнал/шум.
Гальванометрические усилители предназначены дJIЯ измере­
ния малых постоянных или медленно меняющихся токов. Их
применяют для усиления малых сигналов и потенuиа,1ов раз­
личных физических датчиков, имеющих большое входное со­
противление. Созл.ать усилители с большим входным сопротив­
лением на биполярных транзисторах путем введения отрица­
тельной обратной связи в широком диапазоне частот практи­
чески невозможно. По этой причине почти все практические
схемы гал1,ванометрических усилителей имеют входные каска­
ды с полевыми транзистора \1И. В )том случае сравнительно про­
сто полу•1ить большое входное сопротивление и низкий уро­
вень шумоu.
5.2. Классификация усилителей
Усилители можно разде,1ить по следующим признакам: по
виду активного элемента (ламповые, транзисторные, на тун11е11ьных диолах, на параме'!рических диодах); по диапазону
частот (э,1ектрометрические, постоянного тока, низкой часто­
ты, радио- и промежуточных частот, СВЧ); по ширине полосы
частот (узкополосные, широкополосные); по виду сигнала (гар­
монические, им11ульсные); по электрическому параметру (на­
пряжение, ток, мощность); по типу нагрузки (резисторные,
резонансные).
На рис. 5.1, а показано пшюжение полос частот различных уси­
лителей
Параметры усилителей.
1. Коэффи1щент усиления (КУ) - отношение выходного сиг11а.на к вхолному. Существует коэффициент усиления по напряже­
нию Ku = Иных/ Uвх, ПО току К1 = fных/ fвх, ПО МОЩНОСТИ Kr = Рвыхf Рвх ·
2. Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и фазочас­
тотная характеристика (ФЧХ) - изменение коэффиниента уси­
ления от частоты (фазы). Усилитель не в равной степени усили­
вает сигналы с разными частотами. В областях низких и высоких
1астот существует ослабление, уменьшение усиления - завал. Ко­
эффициент уменьшения усиления определяется отношением
1
М = Ко/Кш.
150
1·де К0 - усиление на средних частотах, Кш - усиление на любой
•�астате заданной полосы (рис, 5.1, б), Кроме того, неравномерность
1 1астотной характеристики :чожет измеряться в децибе;шах (дБ):
3, Переходная характеристика - зависимость мгновенного зна­
чения выходной величины от времени при импульсном измене­
нии входной величины (рис, 5.1, в, г),
4, Нелинейные искажения, Эти искажения связаны с измене­
нием формы выходного сигнала в зависимости от ВАХ, При уси­
лении гармонического сигнала не,1инейные искажения оце11ива­
ются коэффициентом гармоник
Кг= (Ui + U1 + Ид+ , .. ) ° ·5/И1 ,
Кроме того, нелинейные искажения можно оценивать по ко­
эффициенту формы КФ = SлfSc , rде .S:1 , Sc - действующее и сред­
нее значения сигнала,
5, Динамический диапазон - отношение макси\1аJ1ъного лопу­
стимого сигнала к минимальному сигналу, который превышает
шумы усилителя
6, Входное и выхоююе сопротивления, Как правило, во всех
усилителях стремятся сделать большое входное сопротиш1ение и
к
Электротехниqеские усилители
унq
Резонансные
О 10 Гц !кГц 50кГц
20кГц
!ООкГц
а
!ОМГц 40МГц f
lМГц
=
Uм
о
Wc
б
w.
w
L
о
в
t
t
оkL
г
Рис 5.1. Характеристики усилители.
а - часто1ныс характеристики сушсспзуюших уси,1ите.lсй, б - пара,lстры АЧХ
уси.1итсю1, в - вхо.1ной сип1а,1; г - выходной сишал
151
I
/
а
б
I
в
I
l
г
д
Рис. 5.2. Режи'vfы работы уси_1ителей (классы усиления сигналов)·
а - класс А, б - класс В, в - класс АВ, г - класс С, д - класс D
малое nыхо;шое сопротивление. Это позволяет не шунтировать
вхо;шой сигнал со стороны генератора и уменьшать влияние на­
грузки на пара.\1стры усилитею1.
Режимы работы усилителя делятся на классы: А, В, АВ, С и D.
При работе усилителя в режиме А пере!v!енный ток протекает в
выходной цени в течение всего периода. От источника питания
непрерывно. независимо от уровня входного сигнала, поrребля­
стся одна и та же мошность, лро11орниональная току в рабочей
точке, КПД - низкий (рис. 5.2, а).
Рсжи.\1 В характерен тем, что ток покоя равен нулю. Угол от­
сечки равен 180 ° . Ток протекает в течение полупериода. Усилитель
имеет высокий КПД. Применяется в силоnых устройствах. Имеет
большие нелинейные искажения (рис. 5.2, б) .
Режим АВ и мес 1· угол отсечки от 180 ;ю 360 ° . Увеличивается
КПД по сравнению с режимом В, нелинейные искажения мень­
ше, чем в рсжи:vrс В (рис. 5.2, в).
Режим С имеет угол отсечки менее 180 ° . Большие нелинейные
искажении, но они неважны. Усилитель при.\1еняется в умножите­
лях частоты (рис. 5.2, г).
Режи�1 D. Усилитель преобразует гармо11и,1еский сигнал в им­
пульсный (рис. 5.2, д).
Контрольные вопросы
1. Как классифицируются усилители ?
2. Назовите ос1101шыс 11ара'v!етры усилитс,1еii.
3. Какие сушсствуют классы усиления сигналов?
152
5.3. Обрат11ые связи в усилителях
Обратной связью называется передача сигнала с выхода на вход.
Если за счет обратной связи величина сигнала на выходе увеличи­
вается, то такая обратная связь называется положительной. Если
входной сигнал понижается, то такая связь называется отриuа1сльной. Обратные связи различаются по принципу действия (по
11апряжению и по току).
На рис. 5.3, а, б показана обратная связь по напряжению, на
рис. 5.3, в, г - обратная связь по току. Обратная связь по 11аnряже11ию перестает действо.вать при коротком замыкании на выходе.
Обратная связь по току перестает действовать при холостом ходе
11а выходе.
Для всех схем с обратной связью коэффи uиент передачи К== U2 / И�,
а коэффициент обратной связи К,, = U0 / U2 •
к
к
И�
U2
Ко
Ко
а
б
к
к
И�
Ко
Ко
в
U2
Хк
г
R>O
w
Wo
д
Рис 5.3. Типы обратных связей в усилителях (отриuательные обратные
связи):
а - последова1е.1ы�ая связь по напряжению, б - параллельная связь по напряже­
нию, в - пос1едоnательная спя 1ь по току: г - парал,1ельшш связь по току, д Jквина;rентные характеристики изviеirения сопротиnления uепи по.1ожите.1ыrой обрат­
ной связи в э:1ектро1-111ом устройстве от частоты при разли•rных сопротивлениях
потерь в контуре
153
ДJ1я схемы (см. рис. 5.3, а) имеем [fc == И1 + К0И2 и И2 == К(И1 +
+ К0 И2) и получим коэффициент усиления каскада Ку == К/(1 - К0 К),
где И2 == КИ3 или К== U2f U3 - коэффициент усиления без обратной
связи.
Отриuательная обратная сuязь существенно влияет на техни­
'-lеские параметры усилителя: уменьшаются нелинейные искаже­
ния, уменьшаются шумы, уме11ь111аются частотные и фазовые ис­
кажения , повышается стабильность коэффиuиента передачи,
уменьшается выходное сопротивление, увеличивается uходное
сопротивление
К недостаткам отрицательной обратной связи следует отнести
уменьшение коэффицие11та усиления.
Положите11ьная обратная с13яз1, применяется в генераторах для
возбуж,иенин rrезатухаюших гармонических колебаний. Эта связь
опрсдеJ1яст стабильность часто� ы сигнала генератора. Рассмотрим
влияние положительной обратной связи на устройство, состоя­
щее из уси;1итсля и колебательного контура. Известно, что резо­
нансная •�астата ко;1ебательноrо контура с активными потерями
находится из выражения
Шк
=
wo[l - 1/4Q 2 ],
где ш0 = 1/(LC) 0• 5 - резонансная частота контура; Q == wL/R0 добротност ь контура, R0 - активные потери в контуре.
Чтобы получить равенство wк = w0, необходимо получить Ro= О
или Q == rx:,, Колебание в резонаторе возникает при Ro < О. Это усло­
вие выполш1ется при наличии положительной обратной связи,
которая как бы компенсирует потери в резонаторе или в общей
цепи ;щижсния rармо11и'-lеского сиrнма. Этот 11роцесс можно пред­
ставить на рис. 5.3, д, где при Ro > О - существует резонансный
контур без обратной связи, 11ри Ro = О - компенсация потерь с
помощью положительной обратной связи, для Ro < О - переком­
пенсация потерь в контуре. При условии R < О вновь возникает
неравснс1во w к * w0
В )ТОМ слу'-lае можно говорить о некоторой добротности резо­
натора, но уже 13 режи\1е само1юзбуждения. Наличие отрицатель­
ного сопротивления для всей схе\1Ы лает нам нс гармонические, а
ре.1аксанио11ные колебания. Гармони'-lеские и релаксационные
колебания суть лвух крайних случаев автоколебаний. Частота гар­
монических колебаний до:1жна быть малочувствительна к внешним
воздейст13иям. Внешнее воздейст13ие, 13ызьшаюшее зна•rительные
изменения частоты колебаний, вместе с тем, вызывает и замет­
ные изменения их а\1плитулы. Амrmитуда релаксанио1шых коле­
баний \1алочу13ствитсльна к ш1ешним воздействиям. Частота же,
наоборот, сил1,но зависит от внешних воздействий.
Сопротивление резонатора (контура) 13 зависимости от часто­
ты описывается 13Ыражением
154
Rк = Ro [1 + 4Q(w- w0) 2/w 2 ] 0 ,5 •
Преобразуем ::по uыраженис к виду
(Rк /Ro)2
=
1 + 4Q(w- w0) 2/w 2.
Определим точки пересечения этой функuии оси абсцисс
2
�� / 2Q , где s = (Rк /Ro) - 1.
= l±s·
Из этого выражения следует, что для s * О появляются д13е
•1астоты w1 и w2, между которыми существует полоса частот. Для
этих частот существуют необхол:имые условия к возбуждению.В за13исимости от внешних условий или от изменения состояния элек­
тронного устройства автоколебательнан система может выдавать
сигнал с частотой, лежащей в этой области.
В полосе частот, где эквивалентное сопротивление резонанс­
ной системы имеет отрицательное значение, генератор нестаби­
лен. Ширина полосы частот определяется разностью:
W1 ' 2
Относительная нестабильность частоты автогенератора опре­
деляется uыражением
s0,5 /Q
8 = ..!:1!_ =
wo 1-su5/4Q2·
При Q > 100 имеем s/4Q 2 �О.В ре3ультате получим 8 = s 05/Q.
Для абсо:1ютной стабильности колебания u генераторе необхо­
димо, чтобы положительнан обратная с13язь создавала условие Rк = О.
Контрольные вопросы
1. Какие сушестnуют типы обратных снязей?
2. Какой принцип дсйстнин обратной свнзи?
3. Назначение отрицательной и положительной обратной свнзи.
5.4. Частотные характеристики RС-цепей
С помощью элементов R и С можно создать две наиболее про­
стые uспи RC и CR, которые получили широкое рас11ространение
в различных электронных устройст13ах, и в частности в уси,1ите­
лях. Эти uепи характеризуются амплитуд1ю-частотной и фазочас­
тот11ой характеристиками (АЧХ и ФЧХ). Для 11остроевия этих ха­
рактеристик необходимо вначале опрсл:елить l3еличину выход1юго
сигнала. Он рассчитьшается через 1ок, 11ротекаю1ний по 11епи
155
[
=
Иах
R+Xc
Для первой схемы (рис. 5.4, а) выходной сишал равен
Иных = Иuх
R :�с,
для второй схемы (рис. 5.4, б) имеем
R
Uвых = Ив
х R + Хе
Коэффиние11т передачи первой схемы опредсляе1ся выражением
д,'lя второй схемы имеем
R
К2 =--R+Xc
Если полставить значение Хе = 1/(iwC), то получи\1
К, =
1/(iwC)
R + 1/(iwC)
1 + iшCR'
к2 _-
iwRC
1 + iwRC
Определяем действительную и мнимую состаllляющие выра­
жения для Kt ,
Для К2 эти соспшляющие определяются аналогичным образом.
Для этого числитель и знаменатель умножим на комплексно-со­
пряженные выражения
-1_ 1-iwCR
К, =
iwRC 1-iшRC
1-iwRC
1 + (wRC)2 '
или
К, ,_
1
_ i wRC
.
1 + (wRC) 2
1 + (wRC) 2
Здесь лействительная часть этого выражения
1
Re = -- --,-21 + (wRC)
и мнимая часть
Im = _
156
wRC
1 + (wRC) 2
Модуль коэффициента передачи определяется выражением
2
IK
1 1 I = ( Rе
1
(шRС)2
J. 2)05 [
+ т . = [1 +
2
(wRC}2] + [1 + (wRC) 2 ]2
]o,"i
'
1
\К1\=-----.
[1 + (wRC) 2]0•5
Фазовый угол определяется выражением
IIЛИ
tgч>1 = fo/Re = -wRC.
При заданных значениях частоты w; определим значения К; и <р;:
для значения w1 = О получим \К1 \ = 1, tgqэ 1 =0,° <р 1 = 0,точка 1;
5;
для значения w5 = получим \К,\= О, qэ 1 = 90 , точка
°
для значения w3 = 1/ RC получим [К1 [ = 0,7, <р 1 = 45 , точка 3;
Cf)
1
� .а ;:'"
к
к
1
- - - -_-:::::-;::;;:...;=-'15>""'"
5
в
+<р
г
1--;:п�С2и,
вх
2�
д
А
F�_�D
�и,
С
и,вх
ж
Е
14
Rз
Rs
е
/\[ал
3
С
В
Рис 5.4. Расчетные АЧХ и ФЧХ на элементах R и С
RС-фильтр нижних •1астот, б- СR-фи,1ьтр нерхних час1от, в- АЧХ и ФЧХ RС­
фи,11,тра, г - АЧХ и ФЧХ СR-фи,11.,тра. д - Jкни1.1ме11п1ыс схе;1,1ы 11а J,1с,1ентах R и
С', е - многозвенный RС-фильтр, ж - в1,111мос11язъ напрнження Hd резисторе и
конденсаторе в RС-uспи, з - нектарная диагrа�1ма расчета м1юrозне111юго фильтра
11-
157
для значения w4 = 2/RC получим IK,I = 0,6, <р1 = 27 ,° точка 4;
д,1я значения w2 = l/2RC получим IK,I == 0,8, <р1 = З6 ,то 11ка 2.
По расчетным данным строятся графики, которые приведею,1
на рис. 5.4, в, г.
Между модулем кюффиuиента передачи и фазой сушествуст
с1н�зь. Подстаuим в IK,I выражение для tg <p 1 и получим
°
]
IK, 1 = (1 + tg 2 , )U,5
<p
Поскольку tg2<p = sin2<p/ cos2<p, то получим IK 1 1 = cos91.
Как видно из рис. 5.4, в, А ЧХ первой RС-uепи постепенно
затухает на больших значениях частоты. Происходит завал на вы­
соких частотах. Эта цепь пропускает частоты, которые распо,1оже­
ны вблизи оси ординат- низкие частоты.
Те11ерь рассмотрим коэффиuиент пере)(ачи второй RС-цепи,
Проведем аналогичные расчеты и получим
. tg<p2 = _1 __
ИiIИ JK2 I
wRC
== [1 + (wRC) 2]0-5'
== 1 + iwRC '
Графики этих функuий показаны на рис. 5.4, г.
Между модулем коэффициента передачи и фазовым сдвигом
существует функuиональная связь
IK2I = СОS(j)2Существуст ана.Jюrи•1ная связь, что и лля первой RС-цепи.
Вторая RС-uепь дает увеличение коэффиuие11та передачи на
высоких частотах, он стремится к единице. На низких частотах
коэффиuиснт передачи близок к нулю. Это говорит о том, что эта
uепь пропускает высокие частоты и ослабляет низкие частоты.
Рассмотренные простые RС-не11и часто применяются в меж­
каскадных связях усилительных устройств- преимущественно
вторая цепь.
При анализе схем электронных устройств 11риходится приме­
нять различные л1етоды преобразования Ltспей, которые у11роша­
ют расчеты. К ним относится преобразование последовательного
вю1ючс11ия R и С элементов в 11араллс:1ьное и обрашо. На рис. 5.4, д
показано последовательное включение элемею·ов, которое будет
иметь эквивалентную схему с пара,1ле;1ьны:1.1 вк:,ючением элемен­
тов. Номи11а,1ы элсмен'Гов в этих схемах определяются с помошью
uыражсний
К2
iwRC
wRC
1/(wC2 ) =
1/(wC)
1 =
158
R? + l/(wC, ) 2 .
l/(wC1 )
'
wC2
.
1/Rf +(wC2 )1
Это преобразование справедливо только при определенной ча­
t: готс.
Аналогичные преобразования существуют для двухполюсникоu,
которые составлены из резистора и индуктиuности. Приведенные
11ыражсния можно распространить и на эти цепи. Только вместо
конденсатора необходимо поставить индуктивность и произвести
шмену 1 /(iwC) на iwL.
На основе RС-цепи можно построить сложные селективные
устройства. Так, на рис. 5.4, е показана 5-каскадная цепь. Анали1 ически рассчитать эту цепь очень трудно. Полу•�аются сложные
\1атематические выражения, которые лишены наглядности. Для
анализа подобных устройств применяется графический метод рас­
•1ета основной АЧХ.
Этот метод может применяться при любой комбинации RC- и
СR-цепей, 110 только на фиксированной частоте. Для упрощения
рассмотрения метода положим, что номиналы резисторов и кон­
пенсаторов у всех звеньев одинаковые. Необходимо определить ко­
Jффициент передачи устройства как на выходе, так и в промежу­
точных точках.
В основу этого метода положено важное свойст1ю RС-uепи, ко­
горое отображе110 на рис. 5.4, ж. Между векторами UR и Ис суще­
стllует прямой угол Расчет мноrозвенного устройства начинается
с последнего каскада. Зная номинал резистора R5 , задаваясь опре­
ilеленным значением 11астоты, расс1 1итывасм сопротивление кон­
денсатора wC.
Принимаем сопротивление конденсатора за условную единицу.
По отношению R/(wC) = N определяем относительное значение
сопротивления резистора. Отношение R/(wC) распространяется
на все RС-цепи схемы.
Отношение нанряжений на конденсаторах определяется выра­
жением Ис ; /Ис; 1 = N. От ложим два отрезка ВС и А В и соединим
их концы. Образуется прямоугольный треугольник АВС (рис. 5.4, з).
Гипотенуза А С треугольника явлиется вели 1 �и1юй нс1приженю1 на
конденсаторе С4• Умножим гипотенузу на коэффициент N и по,1у­
чим паление наприжения на резисторе R4• Из точки А перпенди­
кулярно АС проводим примую АС• N = AD. Соединим точки С и D.
Получим 1.порую 1·и11отснузу CD, которан определяет величину
наприжения на конлснсаторе С3• По этой методике можно опреде­
лить вес напряженин на конденсаторах. I3 результате будет полу­
чен отрезок СЕ. Этот отрезок характеризует nели1 1ину напряжения
на входе устройстllа - это изuестная вел ичина. По отношению от­
резков ВС/СЕ = М определяем всли 1111ну выходного сигнала
Ивх l М = Иных · Крт,1с то1·0, угол между отрезками ВС и СА опреде­
лнет фазоuый угол между напряжениями на конде11саторах С4 и С5.
Угол между отрезками ВС и CD есть фазовый угол между напря­
жениями на конденсагорах С5 и С3 и т.д. Угол межлу отрезка\1и ВС
159
и СЕ (тупой угол) является фазовым сдвигом между нходным и
выходным напряжениями.
Для определения АЧХ и ФЧХ этого устройства необходимо
для определенных частот спектра строить подобные <,улитки•> (см,
рис. 5.4, з).
В электронных устройствах используются сиr11алы, которые
имеют разные амплитудно-Lшстоп1ые спектры. Эти сигналы необ­
ходимо с помощью селективных устройств разделить. Основным
параметром, по которому различаются эти сигналы, явлнются их
спектры. Задача :нсктрон11ых устройств заключается в выделении
определенной полосы частот, которая характеризует заданный сиг­
нал. Устройства, с помощью которых решаются подобные задачи,
являюгся фильтрами.
Электрическим фильтром называется устройство, которое про­
пускает сигналы в определенной полосе частот без затухания, а
сигналы с частотами, лежащими вне этой полосы, не пропуска­
ются. Частота, лежащая на граниuе указанных частотных полос,
называется граничной частотой среза.
В зависимости от полосы пропускания электрические фильтры
делятся на такие типы:
фильтры 11ижних частот, пропускающие сигналы с частотами
от нуля до определенной частоты wc (рис. 5.5, а);
фи;rьтры верхних частот, пропускающие сигналы с частотами,
начиная с определенной частоты wc до беско1-rечности (рис. 5.5, б);
полосовые фильтры, пропускающие сигналы с полосой частот
от w1 до w2 (рис. 5,5, в);
заграждающие фильтры, не пропускающие сигналы в полосе
частот от w 1 до w2 (рис. 5.5, г).
Избиратеиьность электрических фильтров является однЬv из
важнейших параметров и опреJ1еляется характеристикой затуха­
ния, представляющей зависимость затухания от частоты. Затуха­
ние фильтров в децибелах (дБ) определяется по формуле
Ь = 20lg ( Ивх f Ивых)-
ИзбнраТСЛЬНОСТЬ фильтра тем выше, чем больше крутизна ска­
тов характеристики затухания, больше затухание n полосе непро­
пускания, меньшее и равномерное затухапие в полосе пропуска­
ния фильтра.
Часто на практике пользуются понятием прямоуrольности ча­
стотной характеристики фильтра. Этот параметр определяется по
АЧХ фильтра. Также определяется полоса частот на уровне О, 1 и
0,9 от максимального значения выходного сигнала. Частота среза
определяется по уровню 0,5. Эти параметры могут относиться как
к полосе пропускания, так и к нолосе затухания.
Создать идеальный фильтр, абсолютно нс пропускаютий сиг­
налы с частотами вне полосы прозрачности, невозможно. Нельзя
160
�-�-�-�� - полоса пропускания
о
Wc
�
O
W
а
gql Z1 1 вьг:
и
д
Wc
б
вx
U.
� - полоса ослабления
O
W
I
2
Z22
Z1
Z1
е
W1
И
ых
в
в
W].
W
2Z:z
x
fi
O
ZU.
WJ
W].
г
н
И ых
W
2Z:z
ж
и
3
Рис. 5.5. Параметры и АЧХ фильтров:
а - часто, ная характеристика фи,1ь1ра нижних частот; б -- частотная характери­
стика фи;�ьтра верхних частот, в - '!астотная характеристика полосового фильт­
ра; г - част01ная характеристика заграждающего фильтра, д - Г-образное зве­
но, е - Т-образное зnено, ж - 11-образнос з1Jсно; з - построение фи,1ьтров из
Г-образ11ь1х зпеньев Т-образноrо фильтра; и - П-образный фильтр
получить Ь = О для полосы прозрач.ности и Ь == CfJ в полосе затуха­
ния. Нельзя получить коэффициент прямоуrолы-юсти фильтра
П = ЛF0 9 /Л F0 1 = 1.
На практике получили наибольшее распространение фильтры,
построенные по двум структурным схемам: Т-образные (рис. 5.5, е)
и П-образные (рис. 5.5, ж).
В оснонс этих двух схем лежит Г-образш1я структура (рис. 5.5, д).
Образование фильтроl:! Т и П типов показано на рис. 5.5, з, и.
Фильтры нижних частот (рис. 5.6, а) строятся на основе RС­
цепи. Амплитудно-частотная характеристика была рассмотрена
ранее и описывается выражением
2 05
\К1 1 = 1/l 1 + (wRC) ] • •
Положение осноuных частот фильтра показано на рис. 5.6, б.
Значения этих частот определяются, если положить \К,\= 0,1;
\К,\= 0,5; \К,\= 0,9. Подставим в предыдущее выражение эти значе­
ния и определим частоты
wo,1 == 9,95/(RC); wo,s
б Горошко11
=
1,7/(RC); w o ,9 = 0,2/(RC).
161
Прямоугольность фильтра
П
Лwо,9/Лwо,1
=
=
wo,9/wo,1
=
0,02.
Фильтр верхних частот показан на рис. 5.6, в. Его частотнан
характеристика показана на рис. 5.6, г. Его основные точки опре­
деляются, как н фильтре нижних частот. Если последоватс.1ьно
включить д13с RС-цспи (см. рис. 5.6), то получим прямоуrольность
П = 0,1.
Для •rстырех последовательно включенных RС-цепсй ло,1учим
прямоугольность П = 1,4/1,7 = 0,82. Дальнейшее увеличение числа
wo9 wos
'б
а
,
Wo,1
w
в
1
0,9
0,5
0, 1 ._,,,==---+_----jf----+-Wo,1
Wo,5
Wo,9
W
R
R
R
U•ых
г
c,I ст С3т
sт
С
е
С
l_
к
д
300
200
4т
2
1
100
•
о
0,1
l_
к
щ,,
ж
10 �
w
300
200
100
3
10 !!!а,
w
и
Рис. 5.6 Оснонные нарамстры RС-фил ьтра.
а - схс"1а ФНЧ, б - характерис1ика ФНЧ. в - схеча ФRЧ, г - хар.1кrсрис1ика ФIЗЧ. д - ,1nух31,1енн1,1й RС-фи.11,тр; е - ко,161111ирош1нный RС-фи,11,тр
(элсктричсск.1н схс."1а), ж - АЧХ, з - СR-фи,1ьтр 1Jсрх11их •1астот; и - АЧХ
комби11иронанно10 СR-фи,1ьтра
162
1юследовательно включенных нс11сй будет приближать прямоуголь1юстъ к сдиниuе.
Большой практи•1еский интерес представляет фильтр, постро­
t:1шый по сложной структуре (рис. 5.6, е). Ам:плитудно-частотная
характеристика 11риuсдена на рис. 5.6, ж. Для этого фильтра харак1срна частота бесконечного затухания wcn. Это яuлсние возникает,
11оскольку на конденсаторе С5 сум11,1ируются все сигналы, про111едшис через конлснсuторы С 1 , С2, С 3 , С4 и имсюшие разные
фазовые сдвиги. В результате наступает такаи ситуацин, когда эти
си1·нш1ы могут компе11сиронать друг друга, что и приводит к по­
нвлению •шстоты с нулевой амнлитудой.
Для криной J пара:-.1стры эле:-.1ентов рассчитываютси по фор­
мулам
С2 = Сз
=
С4 = С; С 1= С/2; С5 ...-с45,5С; w""= 7,4-103 /(CR).
Д,1я кривой 2 имеем С 1 = 2С, С5 = 83С, щ,, = 5,6 • 103 /(CR), где
R - сопротивление, Ом; С - емкость, мкФ; w"' = 2ттfсп - частота
бесконечного затухании, кГu.
Схе\-!а фильтра верхних частот показана на рис. 5.6, з, а его
<1м1 1литудно-<�астотная характеристика - на рис. 5,6, и.
Для полу•rсния :лой хараюеристики необходимо соблюсти сле­
лующие соотношении: R2 = R3 == R4 = R, R 1 = R/2, R5 = 12 · 10-3 R,
w,, = 352/(CR).
Полосовые RС-фильтры можно 11остроить, если послсдователь1ю uкл10 11ить фильтр нижних частот, а за ним - филыр верхних
частот или наоборот. Здесь можно образовать два типа фильтров:
CRC и RCR (рис. 5.7, а, б). Взаим11ос 1ю,1ожевис АЧХ этих фильт­
роu показано на рис. 5.7, в.
Uентральная частота 110лосоuо 1 0 фильтра определяется выра­
жением
Wo
=
(wo,'iн + Wо.<;в)/2.
Полоса частот определяется uыражснисм
Лwо = Wo,sн - Шо.5в·
Для определении примоуго;1ыюсти Jтого фильтра необходимо
011редслить полосы пропускании на уроu11ях О, 1 и 0,9:
Лwo.t = Wo l н - Wo.J н = 9,95/(R11 C11 )- О,1/(Rв Сн );
Лwо.9 = Wo,911 - Wо,9в
=
О,2/(R11 Сн ) - 2/(R"Св )-
Из второ1·0 ураuнсния с;1сдуст, ври R11 C11 = R"C" полоса •1астот
IIa уроuне 0,9 равна отрищ11 с.r1ьной нсличинс. Эта ситуация может
возникнуть, ко1ла частотные характеристики фильтров имеют
110,1огис зависимосги. От э·го1·0 а:--111ли·1у;rа uентра.1ыюй частоты не
163
б
WО,5н
Cs
к
г
WO,Sн
WО,5в
w
ж
Рис. 5 7. Параметры полосовых RС-фильтров.
а - СRRС-филътр, б - RССR-фильтр, в - АЧХ; г - фильтр Вина (э.1сктриче­
ская схема), d - АЧХ фильтра Вина; е - ко'dбиниронанный фильтр, ж - АЧХ
заграждающего RС-филhтра; з - дRОЙf!ОЙ RССR-СRRС-фильтр;
достигает максимального значения, равного единице В этом слу­
чае частотная характеристика одного фильтра влияет на частот­
ную характеристику второго фильтра. Чтобы этого не было, необ­
ходимо иметь Rн Сн = КRв Сн, где К> 10.
В этом случае прямоугольность будет определяться выражением
П
=
(О,2К - 2)/(9,95К- О, 1) = 0,2/9,95 = 0,02.
Эти односекционные фильтры не получили широкого распро­
странения из-за низкой прямоугольности. Повысить прямоуголь­
ность можно за счет включения вторых звеньев. Такой фильтр имеет
более широкое применение и называется двойным ТП-образны:v�
мостом.
Наибольшую популярность получили фильтры Вина. Они час­
то применяются при создании генераторов гармою1•1еских коле­
баний в области нижних частот. Схема :этого фильтра показана на
рис. 5.7, г. Амплитудно-частотная характеристика показана на
рис. 5. 7, д. На центральной частоте коэффициент перела•1и филь­
тра К= 0,3. Uентральная частота опрел:еляется выражение\4 w0 ==
= 1/ RC, при условии R 1 = R2 = R, С1 = С2 = С.
164
Заграждающий RС-фильтр можно образовать также с помо­
щью RC- и СR-фильтров. Если для образовании полосового филь­
тра звенья включались последовательно друг за другом, то для
заграждающих фильтров требуется параллельное нключение зве­
ньев, как показано на рис. 5.7, е.
Частотная характеристика заграждающего фильтра показана на
рис. 5.7, ж.
Элементы R 1 С 1 и R2C2 образуют автономные фильтрующие цепи.
Выходные сигналы этих цепей объединяются с помощью сумми­
руюших резисторов R3, Ri и R5. В выходном сигнале фильтра от­
сутствуют определенные частоты.
Центральная частота заграждающего фильтра w0 = (w0'50 + w0,511)/2.
Полоса ч астот равна Лw = wo sв - wo 5н·
Эти односекционные фильтр'ы не получили широкого распро­
странения из-за низкой прямоугольности. П овысить прямоуголь­
ность можно за счет включения вторых звеньев Схема подобного
фильтра приведена на рис. 5.7, з. Такой фильтр имеет более широ­
кое применение и называется двойным Т-образным мостом. Uент­
ральная частота фильтра онреде:�яется выражением
wo = 2п16 · 104/(RC),
где w - частота, с- 1; R- сопротивление, Ом; С- емкость, мкФ;
R 1 = R 2 = R, R3 == R/(2s), s = 1 ... 2, С 1 == С 2 = С, С3 == 2C/s.
Контрольные вопросы
!. Рассчитайте час1отную характеристику RC- и СR-uепсй.
2. Как 011рсделнется фазовая характеристика?
3. Какие типы фильтров нам извсс1 ны?
5.5. Усилители 11а биполярном транзисторе
Схема усилителя прю3едсна на рис. 5.8, а. Резисторы R 1 и R2
задают режим покоя каскада, при котором в транзисторе проте­
кают только постоянные токи покоя базы 16n, коллектора fкп и
эмиттера fэп · На базе, коллекторе и эмиттере действуют постоян­
ные напряжения покоя И6п, Икп, И,11• Конденсаторы С 1 и С2 разделительные. Конденсатор С 1 препятствует протеканию посто­
янного тока с делителя R 1, R2• Конденсатор С2 препятствует про­
хождению постоянного напряжения на резистор R н. На этом рези­
сторе будет переменная составляющая коллекторного напряже­
ния. Резистор R, определяет ток покоя через транзистор при за­
данном напряжении U6rr. Этот резисгор для переменно1·0 сигнала
янпяется отрицательной обратной связью, предназначенной для
стабилизации режима покоя транзистора при изменении его темпе­
ратуры. При увеличении, например из-за роста температуры, тока
165
н
а
(
+10 В
VТ1
1
1
�
б
Иnых
в
lк
VТ2
Rs
lк
-10 В
�1
т
U5
т
Ивых
R
�1
Ивых
г
д
е
Рис 5 Н УсиJ1ите,1ь на биполярном трш1зииоре:
а - :ыектри•1еская схс:-.1а, б - ныхо;щыс ВАХ с на, рузочной пря\1ой АБ; в nходная ВАХ, г - усилитель на транзисторе VJ 2 с ди11а11ической нагрузкой на
1ранзисторс VTI; il - nо13торитсль сигна,1а, е - уси,1итсл1, сип1а,1а
коллектора покоя lкrr nозрастаст ток эмиттера покоя [311 и уnеличи­
вается 11адение напряжения на резисторе Rэ , поскольку U,n = f311 Rэ.
Так как напряжение И6п фиксировано леJ1ите,1ем R 1, R2 , 10 с уве­
Jiичением Иэn происходит закрынание транзистора. 310 ведет к
уменьшению коллекторного тока. Происходит :штоматическая ба­
лансировка режима работы транзистора n режиме покои.
Введение резистора Rэ изменяет работу каскала и 11ри усилении
переменного входного сишала. Переменный ток эмиттера сошает
на резисторе падение 11а11ряжения U, == Т,Rэ , которое y:vie11ыIiae1·
вхо;щое 11апрнженис Коэффиuиент усилении каскала К== Rк / R,.
Для исклю 11е11ия влияния резистора R, на вхошюй сигнаr� не­
обходимо его шунтировать (поставить параллельно кон;tенсатор
С" лостато111ю большой емкости). При наличии конденсатора обRХ
1
щее сопротивление в uепи эмиттера Rэ0 ==
' с , где Хе ==-_-.
twC
RJ +Xc
166
Расчет параметров каскашt в режиме покоя по постоянному
гаку проводнт графоана.т1ити 1 �еским методом с использованием
статических входных и выходных ВАХ (рис. 5.8, 6, в).
На выходных характеристиках (см. рис. 5.8, б) проводят линию
АБ нагрузки по постоянному току. Положение этой линии опреде­
ляется законом Ома в двух режимах (короткое замыкание и холостой
xo;i). Длн точки А ток и напряжение холостого хода lкх = О, Икх = Е,
;.1,.;rя точки В ток и напряжение короткого замыкания fкз = Е/(Rк + Яз),
Ик� = О. Базовый ток /6n определяет рабочую точку П-транзистора.
Для определения параметров uыходного сигнма в л_инамичес­
ком режиме усиления сопротивление нагрузки Rн подключается
пара;1,1ельно сопротивлению Rк. Имеем Rко = RкRн/(Rк + Rн ). При
этом следует учитыuать, что Хс2 = О. Значение Rк > Rка, поэтому
нагрузочная прямая проходит по линии ВГ.
При определении полосы частот, n которой работает усили­
тель, необходимо учитывать сопротивления всех разделительных
конденсаторов С1 , С2 , С3 • При уменьшении частоты входного сиг­
нма сопротивление конденсатора увеличивается и становится со­
измеримым с тем сопротивлением резистора, на который переда­
ется сигнм. На низках частотах следует учитывать следующие раз­
вязьшаюшие цепи:
_ Rэ Хс3
Zз R3 + Хс3
'
1
где ХСз = -. -1wC3
IЗсе ::жни валентные сопротивления зависят от частоты. В облас­
ти низких частот происходит сушсствен11ое уменьшение ко:::>ффи­
циента передачи входного сигнма. Для усилителя в ::>той области
•�астат происходит зава.а А ЧХ.
На высоких •�астатах n приnеденной схеме заnм АЧХ отсутству­
ет. Этот зав,tл возможен только в ·1ом случае, если наследующий
каскад будег иметь сушественную емкость. Она приведет к умснь­
ше11ию ко:::>ффицие1па усиления на высоких частотах. Эту емкость
иногда целесообразно вклю•rать в схему, чтобы ограничить полосу
частот в целнх уменьшсню-1 шумового сиrнма на выходе.
Рассмотрен11ый каскад дает ограни•1еннос усиле11ие из-за того,
•по сопротивление Rк определяет рабочую точку на выходных ха­
рактеристиках по постоянному току с учетом допустимых нели­
нейных искажений. С увеличение:v� Rк нелинейные искажения уве167
личиваются. Чтобы исключить эту зависимость, применяют дина­
мическую коллекторную нагрузку.
На рис. 5.8, г показана схема усилителя с динамической кол­
лекторной нагрузкой. В предыдущем каскаде (см. рис. 5.8, а) пере­
менный сигнал в цепи коллектора создавал падение напряжения
на резисторе Rк. С одной стороны резистора Rк существует макси­
мальный переменный сигнал, а с лругой стороны - нулевой сиг­
нал (подключается к источнику питания). Ток через резистор Rк
равнялся /к = Ик / Rк. Чем больше сопротивление резистора Rк , тем
меньше ток lк . При динамической нагрузке переменный сигнал
коллектора транзистора VТ2 подается в базу транзистора VT1.
В коллекгоре VT2 будет переменное напряжение Ик, и в эмиттере
VTI - переменное напряжение Ик.
Следовательно, с двух сторон <<нагрузочного» сопротивления
R+ булст напряжение Uк. Через резистор R 4 переменный ток равен
нулю. Значит, динамическое сопротивление нагрузки принимает
значение бесконечности. В этом каскаде можно получить усиле­
ние по напряжению более 500.
На рис. 5.8, д, е показаны две схемы, которые ярко подчерки­
вают роль эмиттерного сопротивления. В первой схеме (см.
рис. 5.8, д) резис10р Rэ создает отриuательную обратную связь для
входного сигнала. Входной сигнал, открывая транзистор, вынуж­
дает протекать эмиттерный ток. Этот ток создаст падение напря­
жения, которое стремится закрыть транзистор. Это отрицательная
обратная связь. На выходе этой схемы устанавливается сигнал,
равный входному. Во второй схеме (с�1. рис. 5,8, е) входной сигнал
открывает базо-эмиттерный переход. Через транзистор протекает
эмиттерный ток, который создает падение напряжения. Это на­
пряжение одновременно действует на эмиттер и на базу траюис­
тора. Оно 11е закрывает и нс открывает транзистор, только умень­
шается напряжение между коллектором и эмиттером транзистора.
В результате вхолной сигнал с напряжением чуть больше 0,6 В пол­
ностыо открывает транзистор и на выходе появляется сигнал с
амплитудой 10 В (источника питания).
Контро.ТJьные вопросы
1. Нарисуйте схему усилителя с общим эмиттером.
2 Определите рабочую точку.
3. Какой приннип работы каскада с динамической нагрузкой?
5.6. Усилители на полевом транзисторе
Схема усилителя приведена на рис. 5.9, а. Эквивалентная схема
показана на рис. 5,9, б. Емкость Се является входной емкостью
второго каскада. По эквивалентной схеме можно рассматривать
168
а
6
Т\
1
1
в
г
д
е
Рис. 5.9. Усилитель на поленом транзисторе:
а - электрическая схема, б - эквивалентная схема; в - АЧХ; г - уси:rите,1ь на
тран,исторе VT2 с динамической нагрузкой на транзисторе V:П, д - усилитель
на транзисторе VT2 с генераторо.\1 тока 11а транзисторе VTI в стоке, е - двухкаска;шый усилитель с отрицате,1ьной обратной снязыо
работу усилителя на различных час ютах. В средней части частот­
ного диапазона от 200 до 3000 Гu сопротивление емкости Се до­
статочно большое, и она не шунтирует сопротивления Rc и R 3 •
Отсюда получим, что общее сопротюшение в стоке
169
Коэффициент усиления каскада
где а= R; /R1 - козффициснт нагрузки.
При R; » Rc , R3 » Rc можно считать RJRc » [ 1 + RJ R 3 ], но
тогда коэффициент усиления
где S- крутизна полевого транзистора.
Для частот меньше 200 Гц сопротивление конденсатора Се ста­
новится существенным и на сопротивление R 3 падает только часть
усиленного сигнала. Коэффициент усиления на этих частотах
К =
11
Кс
[1 + 1/(ш н Сс Rз) 2 ]0•5
Уменьшение коэффициента усиления 11риводит к частотным
искажениям
Частотные искажения будут тем больше, чем ниже частота и
меньше постоянная времени 11ереходной цепи т = R3 Cc На верх­
них частотах более 3 кГц начинает сказываться сопротивление
конденсатора С0. Общее сопротивление нагрузки в цепи стока
Z =
с
R,
1+iw0 CaR ,
Козффиuиент усиления определяется выражением
Коэффициент частотных искаже11ий определяется выражением
Мн= KJ Кв= [ 1 + (w 8 СаRвых) 2 ]0 • 5, где Rвых = RiR,/(R; + R,).
Следовательно, частотные искажения зависят от частоты и по­
стоянной времени т8 = C0 Rnыx · Частотная характеристика усилите­
ля приведена на рис. 5.9, в.
Для получения большого козффициента усиления желательно
выбирать сопротив,1ение R c большим, но при этом будет умень­
шаться частотный диа11а:юн усилителя. Для 11олевых транзисторов
принимают
R c = (О, 1 ... 0,25)R;.
170
Сопротивление R3 должно быть в 5 ... 1 О раз больше Rc , 1ю
::нам 11е лолжно превышать 2 Мом, так как на нем создает­
ся на11ряжснис смещения за счет токов утечки затвора. Кроме
1 ого, с уве,1ичение:v� номинала рсзис1 ора Rc снижается эффек1 ивное напряжение сток--исток. Поэтому в сложных каскадах
;юстаточно широко примсняютсн динамические нагрузки. Схе­
ма усилителя с динюшческой нагрузкой показа11а на рис. 5.9, г.
13 этой схеме коэффиuиснт усиления :v�ожет иметь значение
200 ... 800.
Переменный сигнал в стоке транзистора VT2 подается в зат­
вор транзистора VT1. Получается, •по с одной стороны резистора
R111 действует сип�ал Иных и с дру1·ой стороны действует аналогич1rый сигнал.
Падение напряжения на резисторе R111 отсутствует. Слсдователь110, через резистор протекает нулевой ток. Это первый признак
того, что резистор и�1сет бесконечное сопротивление для пере­
менного сигнала.
В1орая схема с динамической нагрузкой приведена на рис. 5.9, д.
Злссь биполярный транзистор VТI выполняет функнии генсра·10ра тока с большим выхол.ным сопрогивлснием для переменного
тока. Рабо•rая точка по постоянному току устанавливается с помо1uыо резисторов R,, R2 , ]4.
В схеме (рис. 5.9, д) полевой транзистор VTl выступает в
роли 1·енератора тока. Ток стока 1юJ1свого траrrзистора направ­
лен в базу биполярного транзистора. В ::пой схеме вхошrое на­
пряжение преобразуется u полевом транзисторе в ток, ток уси­
,1ивается биполярным транзистором. Схема може r обсспсчи rь
большой коэффиuиент усиления по току. Ограничение коэф­
фиuис11та усиления в лой схеме происходит за счет того, что
полевой транзистор работает при малых токах стока, где кру­
тизна значите11ьно отличается от справочных лашrых на поле­
вой транзистор. В результате общий коэффиниент усиления нс
превышает 100. Расс\10 1рсннан схема имеет очень важное пре­
имущество по сравнению с другими. Колебания питающего на11ряжения и rюмехи, существующие по непям питания, rre вли­
яют на входной и выхолной сигналы. Они развязаны от питаю­
щего источника бо;1ьшим выходным сопротивлением биполяр­
ного транзистора.
11ри
Кон 1·рш1ьныс вопросы
1. Н;:�рисуй1е схему усилИ1еля с обшим истоком.
2. Нnрисуй1с схему усилители с ди1�ами•1еской н,н·рузкой.
3 Н;:�рисуй1е схему состав11оrо каскада на поле1ю�1 и биполярном тран­
зисторах.
171
5. 7. Операционные усилители
Операционные усилители (ОУ) нашли применение в элект­
ронной аппаратуре за счет своей универсальности и многофунк­
ционалыюсти. Они представля ют собой специальные усилите­
ли постоянного тока. Электрические схемы ОУ весьма разнооб­
разны. Операционные усилите.1и делятся на усилители с одним
или двумя входами. По способу компенсации дрейфа нуля раз­
личают ОУ с параметрической компенсацией л.рейфа нуля, с
преобразованием сигнала, с автоматической коррекцией )..(рей­
фа нуля. В усилителях с непосредствснны:чи связями компенса­
ция лрейфа нуля осуществляется за счет построения входных
каскадов по си�1мстричной, балансной или дифференниальной
схеме. В усилителях с преобразованием сигнала для усиления
постоянной составляющей используется усилитель с импульс­
ной стабилизацией типа <<модуляция - усиление - демодуля­
ция,>. Усилители с автоматической коррекцией дрейфа нуля под­
разделяются на усилители с периодической и непрерывной кор­
рекцией дрейфа нуля.
Наиболее широкое распространение получили ОУ без преобра­
зования сигнала, где вхол.ной каскад построен по дифференци­
альной схеме. Этот тип ОУ состоит из трех каскалов: дифференци­
ального усилителя, схемы смещения уровня напряжения, выход­
ного усилителя мошности.
Простой дифференциальный каскад построен на трех транзис­
торах (рис. 5. 10, а). Транзистор VT3 работает u режиме генератора
тока. Коллекторный ток этого транзистора задастся стабильным
напряжением на делителе R 1 , R2 и сопротивлением R3 • При равен­
стве И1нх = И2вх ток транзистора VТЗ-13 раздваивается и протекает
равными частями через транзисторы VT1 и VT2. В коллекторах
этих транзисторов устанавливается напряжение U1вых = U2вых = Е1 - R 1 J3/2 = Е1 - R2 Jз/2. На пряжения И1 вых и И2ных делают равными
Е1 /2. В зависимости от соотношения между U1 вх и И2нх выходные
напряжения меняются, как пока:Jано на рис. 5.10, б. Схема смеше­
ния уровня постоянного напряжения, которое устанавлиnае1 ся в
коллекторах транзисторов дифференциального каскала, показана
на рис. 5.10, в. В базе транзистора VT2 устанавливается напряже­
ние E2f2. Через этот транзистор протекает ток J3 = E1f 2�. В эмит­
тере транзистора vn от предыдущего каскада подается напряже11ие Ик = Е 1/2 (положительной полярности). Коллекторный ток
транзистора VT2 fк = I, создаст паление напряжения на резисторе
R3 1к = Е1 /2. В результате напряжение положительной полярности
эмиттера li'TI полностью падает на резисторе R3 • Напряжение Ис
будет равняться ну.1ю.
Выходной каскад ОУ построен на сююенном эмиттерно:ч по­
втори� еле. Ког.да напряжение Ис делается положительным, откры172
Ик
Е1
И1к
Е1
R2
о
а
в
к
w
104
[>
103 1----�
102
1------
о
г
104
106
/, Гц
е
Рис. 5.1 О. Дифференциальный усилитель:
а - электрическая схема, б - псреЮ1ю•1атслшая характеристию1; в - каска д со
смещением постоянного уроnня напряжения. г - двухтактный уси.,�ите.,�ь мош1юс­
ти, д - графическое обозначение операuионноrо усилите,1Я' 1 - инвертирующий
вход; 2 - веиннсртируюший вход; J - подключение ,,положительного» источника
питания, 4 - подключение «отрицательного» источника питания; 5 - выходной
сигна.,1, 6, 7 - подключение uе11сй; е - АЧХ операuионноrо усилителя
вается транзистор VT1 и обеспечивает выходной ток. Для отриuа­
гсльной полярности Ис открывается транзистор VT2 и обеспе'-.lи­
васт выходной ток (рис. 5. 10, г).
Схема операuионного усилителя изображена на рис. 5.10, д.
Частотная характеристика ОУ приведена на рис. 5.10, е.
Основные параметры ОУ.
1. Входное сопротивление - дифференциальное сопротивление
переменному току
R,щф
=
л UвJЛlвх·
2. Средний входной ток при отсутс1 вии с11п-шла не превышает
сотен наноампер.
173
3. Входной ток сдвига Лf,,х = I;x - / вх - разность между нходны­
ми токами. Он R несколько рuз меньше среднего вхошюго тока.
4. Напряжение смсшснин, которое прикладьшается к о.шюму
из входоJJ, чтобы нолучить Иuых = О. Это напряжение приблизи­
тельно равно 1 мВ.
5. Температурный д рейф напряжения смещения ЛU0 "/ЛТ ==
= 1 ... 5 мкВ/'С.
6. Выходное со11ротивлснис равняется 1 ... 5 кОм.
7. Коэффиниент усиления равен 1 • 102 .. 1 105 .
8. Полоса пропускания - 1юлоса частот, в которой ныхол.ное
напряжение уменьшается не более чем на 0,7 от максимального
значения.
9. Скорость нарастания выхо;�ноrо напряжения р = ЛUвых /Лt.
10. Bpc:viя установления выхошюrо напряжения опрсдслнстся
между уроннями О, 1 и 0,9 и составляет единицы микросекунд.
11. Максимальный выходной ток более 5 мА.
Д,1я ОУ принципиальное значение имеют ·1ри параметра: р,
Rвх, Л Исм/Л Т.
Любой из лих параметрон может быть улучшен, 110 за счет
ухул.шсния других. По эти\1 11ара:v�етрам ОУ делятся на: прецизи­
онные - преш1аз11аченныс для применения 13 контрольно-изме­
рительной аппаратуре; быстродейстнуюшие - для cxe:vi, где тре­
буются широкая полоса пропускания, 13ысокая скорость нараста­
ния выходного напряжения и малое 13рсмя установления; уIIи13ер­
сальныс (сре11нсй точности); микромошныс и программируемые,
где рабочий ток усилителя задается 1-шешним резистором; усили1 сли с высоким нхош1ым сопротивлением; ма.;юшумящис; мноrо­
ка11алшые (2, 3, 4); мошные.
Прецизионные, быстрол.ейсТ1Зующие, микромощные, ма,1ошу­
мящие, широкопоjюсные ОУ относятся к классу специализиро­
ванных, поско,1ьку один или несколько rrараметрон у них имеют
значение близкое к прел.сльному.
Параметры ОУ подразделяются на статические и ди11ами 11ес­
кие. К стати•rеским пара\1етрам относятся входные и выходные
сопротивления, коэффициент усиления, шумовые зна 11сния. К ди­
намическим относнтся скоростные, частотные и 13ременньiе 11ара­
мегры.
К точностным параметра\1 ОУ относятся 11аразитные напряже­
ния и токи R режи�1с покоя, ко1орые оказывают влия11ие на 13Ы­
хо.L(1юй сип-1а.;1 (11а11ряжснис смещения нулн, срел.ний входной ток,
разность нхолных токов).
Из-за асимметрии плеч диффере1щиальноrо ю1скdда сушсству­
ет разбаланс ОУ, которо\1у соотетс·тует минима.,1ьный диффс­
ренниаль11ый сишал - напряжение смещения ну;�я, ко1011ое сни­
детельствуеr о точности соrласо13ания параме1ров л.иффсренl(и­
а.,11,ноrо каскал.а. В су111ес113ующих схемах ОУ прел.усматри13а�отся
174
выводы, через которые осущест1ыястся компенсация (баланси­
ровю.1) на11ряжения смещения нуля с помощью внешнего под­
<:троеч11оrо резистора. Напряжение смешения нуля зависит от зна11ения напряжения 11итания и температуры и характеризуется тсм11ературным КО:)ффициентом напряжения смсщснюr.
Неидентичность транзисторов ;щффсренuиально1·0 каскада
вызывает разбаланс базовых токов. Средний входной ток или вход11ой ток смещения fвх = (/ 16 + /26 )/2. Этот ток уменьшается с умень­
шением рабоче1·0 тока ·гранзисторов дифференuиалыюго каскада
и с увеличением р транзисторов. Операционные усилители обыч110 обсспечинают усиление от нуля л.о uерхней граничной частоты.
Частотные свойства ОУ определяются его АЧХ. Частота срезаfсР
или полоса пропускания - частота, на которой значение коэф­
фициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи сни­
жается на 3 дБ по сравнению с его значением на частоте, равной
нулю (это соответствует уровню 0,7 от максимального значения).
Частотные свойства, скорость нарастания р, размах Ивых, fвых и
Рвых являются взаимосвязанными величинами. С увеличением час­
тоты входного сигнала происходит искажение амплитуды выход­
ного сигнала. Поэтому оценивается предельная частота волной
мощности frnax - максимальная частота (при замкнутой цепи об­
ратной связи) при К= \, на которой возможно получение макси­
мальной амплитул.ы \3ЫХодного гармонического сигнала без иска­
жений на заданной нагрузке. Сущест13уст зависимость
fmax. =
р
2:л:Ивых
Частота.fп,ах показывает как обеспечивается выходная мощность
Рных в заданном диапазоне ,шстот. Часто используется параметр КЛ/,
характеризующий широкополосность усилителя. Способность ОУ
реагировать на быстрые ступенчатые из·менения входного сигнала
характеризуется как частотными свойствами /с, так и скоростью
нарастания выходного напряжения р и временем установления ty.
На основе операционных усилителей и как минимум двух кон­
денсаторов можно 11росктиро13ать усилители, имеющие свойства
фильтров резонансных, полосовых, а также пропускающих ниж­
ние и верхние частоты. Их наиболее эффекти13но удается исполь­
:ювать в л.иапазоне сверхнизких и низких частот. В этом диапазоне
частот неныrолно 11рименять индуктивности большого номинала,
имеющие 11с13ысокую добротность и стабильность. В то же время к
быстродейсшию и стабильности работы ОУ здесь не предъявляет­
ся особых требований.
В активном сслскти13ном устройстве ОУ используется совмест­
но с конденсаторами, но необходимый сдвиг фаз, модулирую­
ший индуктивность, создастся за счет петли обратной связи. Если
175
собственный паразитный сдвиг фаз внутри ОУ невелик, то свой­
ства усилительного каскада с хорошей точностью соответствуют
свойстuам реактиuной индуктиш-юсти. Наименьший сдuиг фаз uнут­
ри ОУ наблюдается до частоты первого излома характеристики,
Следовательно, в этом диапазоне частот построение малосигналь­
ных селективных устройств на двух-трех конденсаторах особых
трудностей не представляет.
Если uыходной сигнал устройства должен иметь большую амп­
литулу, следует выбирать ОУ с наибольшими значениями скоро­
сти нарастания выходного сигнала. Статические свойства ОУ дол­
жны быть близки к идеальным. В этом случае реактивные цепи
селективного устройства будут работать в согласованно.\1 режиме,
Наконец, особые требования предъявляются к качеству конден­
саторов, которые должны иметь повышенные точности значений
номиналов, стабильности и добротности. Конденсаторы большо­
го номинала(> 100 нФ) этими свойствами не обладают. Поэтому
в схемах устройства стремятся применять конденсаторы малого
номинала с высокочастотными диэлектриками. Но для малых но­
миналов при фи,1ьтрации низких частот требуется обеспечить боль­
шие значения постоянной времени Т = RC, поэтому для этих
устройств прихол.ится применять прецизионные высокостабиль­
ные резисторы большого номинала (10 Мом± 1 %).
Как правило, все низкочастотные устройства строятся на ин­
тегрирующих RС-цепях, все высокочастотные устройства стро­
ятся на дифференuирующих СR-цепях. Для построения устройств,
которые работают в заданной полосе частот, применяются RС­
цепи в двойном Т-мосте, мосте Вина, в схеме Халла, двухзвен­
ных цепях.
Двойной Т-мост (рис. 5.11, а, б) имеет передаточную характе­
ристику (рис. 5.11, в). Частота настройки моста определяется вы­
ражением w= 1/(RC). Добротность фильтра QФ= 0,25. Мост работа­
е·1 прани,1ьно с нулевым сопротивлением генератора входного сиг­
нала, 11ри )·1ом со11ротиш1ение нагрузки должно равняться Rн = оо.
Чем выше точность, с которой подобраны элементы моста по
соотношению С, 2С и R, R/2, тем ближе к полной компенсации
сигнала на центральной частоте ш 0.
Схема (мост Вина), имеюшая большое применение в филы·­
рах, показана на рис. 5.11, г, д. Эта схема квазирезонансная. Мак­
сима.,1ы1ый коэффициент передачи равен 0,3. Резонансная частота
характеристики ш0 = I/(R1 R2 C1 С 2) 0 · 5. Недостаток рассмотренных
мостовых схем состоит в том, что для перестройки частоты с под­
держанием заданного уровня передачи необходимо иметь л.uа точ­
но сопряженных регулируемых элемента.
На рис. 5.11, е показана мостовая схема Халла. Резонансная ча­
стота определяется выражением ш0 = l/RQs(I - s)J 0 ·\ где s- ко­
эффициент, пропорциональный углу поворота движка потенцио176
к,
дБ
w
w
2d__
---40
-60
с�с
а
в
б
Uвх
ивьrх
Rз
1¼
г
и.ых
е
ж
Рис. 5.11. Селективный усилитель с RС-фильтрами:
а - фильтр на щюйном Т-мосте; б - cxcvra 1Jключс11ии; в - АЧХ ;щойного
Г-филhтра; г - фильтр на \!.осте Вина, д - схема вк.,1ючения моста Вина; е фильтр на мосн: Халла, ж - схема включс11ия моста Хал.1а
метра R2• Значение резистора R 1 == (1 + K)(l + 2K)R 2/ К, где К­
коэффициент передачи ОУ.
На рис. 5.11, ж показана схема избирательного фильтра. С по­
мощью резистора R3 может меняться центральная частота фильт­
ра в пределах от 0,5 до 2,5 кГц. Добротность фильтра можно регу­
лировать резистором �- Она мсннется в пределах от 1О до 100.
Следует учесть, что при:v�ененис резистора R5 номиналом более
30 кОм нарушает устойчивость схемы. При перестройке централь177
ной частоты фильтра добротность и коэффициент передачи не
меняются. Пропорциональпое изменение е\.1костсй конденсаторов
С1 .•• С3 позволяет изменить частоту настройки фильтра в широких
пределах - от 1 О Гц ло 100 кГц.
Наибольшее распространение по,1учили селективные устройства
на ОУ с отриuате,1ьной обратной связью. Эти устройства не предъяв­
ляют жестких требований к точности номиналов его эj[сментон и
позволяют созлать са\iЫС различные селективные устройства. Они
имеют ма.,-,юе число элементов, просты в настройке, малочувстви­
тслыrы к нлиянию разброса параметров элементон, не предъянля­
ю1 жестких требований (входное, ныходное сопротив,rения, поло­
са частот) к ОУ, имеют малую зависимость характеристик фильтра
от из\iенения параметров элементов и коэффициента усиления ОУ.
Контрольные вопросы
1. Какой принuип построения опсраuионных усилителей?
2. Какие основные параме тры ОУ?
3. Какие два закона расчета эле11е1пов uелей с ОУ?
4 Какие 11ринuипы построения селективных устройств на ОУ'1
5.8. Электрометри•1еские и измерительные усилители
Эти усилители предназначены для измерения напряжения и
сверх,1алых токов. Измерение напряжения 11роизводится 13 диапазо­
не от О до 100 мВ, а измерение тока - от 1 • 10- 16 до 1 • 10-3 А. Для
этих усилителей основным параметром является большое входное
сопротивление. Они работают в обjrасти частот от О до 10 Гц. Основ­
ной погрешнос гыо усилителей является временной и температур­
ный дрейф ну:1я. Если на входе сигнал равен нулю, то выходной
сигш1л усилителя также должен быть равен нулю сколько угодно
долго. Однако выполнить это условие практически невозможно.
Со3;1ать усилитель с большим IЗХодным со11роти1Злением и малыми
дрейфами на биполярном транзисторе пуrс\.1 внедения отрицатель­
ной обратной связи невозможно. По этой причине почти вес прак­
тические схемы усилителей имеют входной каскал. с полевыми
транзисторами. Эти усилители нашли широкое при'vlенение лля уси­
ления малых сигпалов и потенциалов различных дат•1иков.
На рис. 5.12, а, б показана схе\1а и АЧХ термостаби:1ьного э.1ект­
ромстрическоrо усилителя, которая позволяет измерять �1ини.\1аль­
ный ток 1 • 10-5 А. Выходное напряжение при этorvt ранно 50 мВ. Уси­
литель содержит входной каскад на сборке полевых транзисторов
DA1. Сигнал с полевых тр:шзисторов пол.ается на вход ОУ. Для ба­
Jшнсироnки схемы служат 110тснцио\1стры R5 и R 1О. Временной л.рейф
схемы состан:н-1ет 20 мВ/ч, а те\.1пературный - 5 мВ/град. На рис. 5.12,
в, г изображена схема усилителя и АЧХ, у которого при К= 1 О вход178
1
504НП
к
1-----..............
10 102 103 104 f, Гц
б
104
в
f, Гц
105
г
-6В
vт
--,__,---..--ТА
1v,
2к
КП103
рл
0... 100 мкА
д
- 0B
�----I
Ri
IОк
Rs
!Ок
1v,
10к
Рис 5 12
СхС\IЫ
з
усилителей.
а - те11,10стаби.1ы1ый электро,1етри•1еский усилитс.1ь (элсктри•1сская схс,ш). б -
АЧХ, в - ,лскт11омет11и•1еский уси.1ите.1ь с pcry.1иpyc\lЫ)I ко..Jффиuиенто\1 псрс­
дd<JИ (электри'-lеская схема), г - ЛЧХ, d - мостовая cxc\la усилителя, е - пrостой
ИЗ)IСJ1Ительный усилюс.'lh, ж - ко:1,1пенси11ующая �юстоnая cxc,ia из�1е11ите.1ьноrо уси.1ителя, з - сим,1стричнJя мостовая cxe\la ИЗ\lсритсльноrо усилите.1я
179
ное сопротивление равно 1 · 10 10 Ом. Коэффициент усиления может
меня 1ъся в широких пределах с помощыо потенциометра R5 . В поло­
се частот до 50 кГц напряжение шумов составляет 1 ... 2 мкВ.
На рис. 5.12, д приведена схема мостового усилителя, которан
позволяет измерять входной ток до 1 • 10-15А. В схеме применен по­
левой тра11зистор с входным сопротивлением более 1 10 14 Ом. Ко­
эффиниент усиления схемы равен I О. На рис. 5.12, е приведена схе­
ма простого измеритсльно1·0 усилителя для вольтметра. Вольтметр
позволяет измерять напряжение от минус 1 до 1 В. Входное сопро­
тивление равно 100 МОм. При нулевом напряжении на входе через
измерительный прибор протекает ток, значение которого регули­
руется резистором R 2 • С помошью этого резистора стрелка прибора
устанавливается в середине шкалы. Для компенсании тока покоя
полевого транзистора применяется мостовая схема (рис. 5.12, ж).
Ол.но плечо моста образовано полевым транзистором, другое резисторами R 2, R 4 , R 5 , R 6 . С помощью резистора R 5 устанавлива­
ется нулевое положение стрелки измерительного прибора. Положе­
ние рабочей точки транзистора задается смещением на затворе с
помощью резистора R 6 . Полное отклонение стрелки прибора соот­
ветствует подаче на вход напряжения 0,3 В. Пределы измерений
можно менять подбором резистора R 3 . Для увеличения чувст13итель­
�юсти вольтметра 13 2 раза можно применить схему сдвига полевы­
ми транзистора.\1и (рис. 5.12, з). Эта симметричная мостовая схема
нечувствительна к изменению питающего на11ряжения.
Контрольные вопросы
1. Назовите особенности построения электрометрических и измери­
тельных усилителей.
2. Назначение электрометрических усилителей.
3. Назначение измерительных усилителей.
5.9. Многокаскадные усилители
Разработка многокаскадных усилителей связана с тем, что по­
лучить большой (более 100) коэффициент усиления на одном
активном элементе практически невозможно. Многокаскадные
усилители должны строиться с таким расчетом, '!Тобы при боль­
шом коэффициенте усиления в устройстве не возникали паразит­
ные колебания. Возбуждение колебаний в таких усилителях явле­
ние рядовое. Для исключения паразитных возбуждений приходит­
ся применять специальные меры: общий коэффициент усиления
необходимо разделять на нечетное число каскадов, каждый кас­
кад должен питаться от своего источника (или иметь индивиду­
альную конденсаторную развязку), выход послелнего каскада дол­
жен быть :--1акси.,ншыю удален от входа первого каскада.
180
Существует два принципа построения многокаскадных усили1слей: с конденсаторной развязкой между каскадами, с гальвани­
,,�·ским соединением каскадов.
На рис. 5.13, а показана схема с конденсаторной развязкой
между каскадами. Режим по постоянному току у каждого каскада
111ой. Входной переменный сигнал проходит от каскада к каскаду
1 1срез разде,1ительные конденсаторы.
В схеме (рис. 5.13, 6) применяется гальваническая связь между
1,,1скада:v1и при последовательном горизонтальном вклю•rении тран1истора. Второй каскад собран на транзисторе противоположной
1юлярности.
Для связи каскадов необходимо установить постоянное напря­
жение в эмитгерах и коллекторах транзисторов. В первом каскаде в
,миттере транзистора VTI устанавливается на11ряжение � Е/3 с
1 юмошью делителя R 1 , R 2 . Принимаем R3 = R,,. Тогда на резисторе R3
fiудет падать напряжение Е/3. Это напряжение через базу транзис-
а
б
Все конденсаторы
по 10,0 мкФ
в
Рис. 5. 13. Многокаскадные усилители.
а - с конденсаторной развнзкоii, б - с rалъвани'!ескими связя:ми; в - всрти­
ка,1ы1ый уси,1ителъ
181
тора VT2 передается на резистор R5 . Для условия R5 = R 6 получи\1 1
что падение напрнжсния на резисторе 14, буяет ра�шо Е/3. В ан ало
rичном режиме будет находип,ся транзистор VТЗ. По псременно.'v\у
току за счет конденсаторов С2, С3, С4 исключается влиннис резис­
торов R 4 , R5 , R 7 на коэффиuиснт уси.1ения устройства.
На рис. 5.13, в 11оказана схема последо1затслыюго вертикально
го подклю'1ения траюисторов. Через транзисторы задастся ток 1 мА.
С помо 1 ныо делителя R1 , R 2 в кол;1скторах и эмиттерах rранзисrо­
ров уста11авливаю1ся напряжения, указанные в схеме. Это режим
по постоянному току. Д.1я переменного тока в эмиттеры транзис­
торов включены конденсаторы. Общий коэффиниент усиления
каскада может сос1авлять К= Р 1 Р 2 Р 3 Р4 Р 1. Несмотря на большой ко­
эффициент уси.1снии, она более устоЙ'rива к возникновению па­
разитных колебаний, чем две предыдущие схемы.
Контрольные вопросы
1. Какой принцип посгросния м1101·окаскаю1ых усилителей'1
2. Какое 11а.;11а•1с11ис с�1кослюй и га.11,13ани,1еской межкаскадных свнзей?
3. Какие особсннос1 и построения псртикалыrых усилителей?
5.10. Усилители мощности
Мощные уси:ште;rи низкой частоты гармонических сигналов
являются необходимым элементом большинснш систем. К •1ислу
основных элекгрических пока·3ателей усилите;rей относятся: ко­
эффиuиент усиления, диапазон рабочих частот, динами'1сская
характерис1ика, АЧХ, ФЧХ, амплитудншr характеристика, уро­
веш, нелинейных искажений, ко:.>ффициент по:rезного действия,
13Ходное соrrротивлсние, выхо;rное сопротивление.
Одним из осно1З11ых пара:\1етров этих усилителей является ко­
эффиниент усилении по мощности, который зависит от сопро­
тивления на�·рузки и вхояного соrrротивления, от изменения llи­
тающего 11апряже!IИЯ.
Рабочий 1111::шазон частот - полоса частот, в которой ко:.>ффи­
циент усиления остается неизменным. Jlля хороших усилителей
низких ,1астот (УНЧ) нолоса частот лежит от 16 Гu до 20 кГц, с
удовлетворительными качествами УНЧ имеет полосу •1астот от
50 Гц до I О КГu. При этом неравномерность коэффициента усиле­
ния в этой полосе частоr составляеr менее 5 дБ.
Не;�инейные искаженин 13 УНЧ обусловлены ди11а\111ческой ха­
рактеристикой. Их по;п-юе отсутствие rrриrщипиалыю невозможно
из-за нелинейности реальных характеристик транзисторо13. На не­
линейные искажения оказывают в;1ш1ние электрическая схема по­
строения и режимы работы транзисторов. КоJ!И'1ествснно степень
не;rинейных искажений оuешшается коэффициентом гармоник Кг.
182
)lопустимое значение Кг для раз.1ичных усилителей следующее: для
11з¼ерительных - менее О, 1 %, дш-1 акустических - :-.1:енее 1 ... 3 %.
1 lри повышении уровня вхо,1110го сигнала у13еличивается выходная
мощность, но возрастает и уровень не;1инейных искажений. Иска­
жения менее 1 % для определенной мощности на выходе считают­
L:Я небольшими и вполне допустимыми для качественного воспро­
юведения звука. Динамический диапазон усилителя это разность
U.ndx - Иmin , где Иni in - превышение номина.,1ыюго уровня выходно10 сигнала над минимальным уровне:-.f, еще различимым на фоне
(.;Обственных шумов. Верхний предел lJЫХодного сигна.,1а ограничи­
вается заданной нормой нелинейных искажений и номиналом пи­
гающего напряжения.
Пример.
Рассчитать бестрансформаторный уси11итсль мощности (рис. 5.14, а)
в режиме АВ
Дано: мо1ш10сть в нагрузке Рн = 10 Вт, сопротин;1ение 11агрузки (дина­
мик 0,5 ГД14) Rн = 8 Ом; полоса частот Л/= 250-10 ООО Гu; козффиuисш
1 армоник К, = 10 %; коэффициент частотных искажений М,, = М0 = 0, 85.
Расчет.
l. Произнсдсм выбор тра11зисторов.
Определим напряжение источника питания. В эмиперах транзисто­
ров VT2 и VT4 11апряжснис равно Е/2. Следоватс,1ьно, 11ри открывании
транзисторов на нагрузке появляется а\1плитул.а напряжения Е/2 =
= (2Рн R н)о.s, Е = 2(2 · l О 8)0 .S = 25,6 В.
В открытом состоянии на транзисторе падает 11апряже11ис Икэ =- 0,4 ... 0,6 В.
В результате получим Е = 26,66. Из практических соображений примем Е=
= 30 В. Максимальный ток коллектора f, mdx = (2P,J R,,)0.S = (2 10/8)05 = 1,6 А.
:Уlошность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, Р = Е 2/4тт2 R 11 =
к
= 30 2/4 . 9,85 . 8 = 3 Вт.
Предельная частота выходного транзисrора
где/., - верхняя •�астота полосы усилителя, кГu.
Этим условиям удоrшетворяет тра11зистор KT8 l6 (КТ817). Его основ­
ные параметры: /11 = 3 МГц, Р = 25 Вт, fк = 3(6) А,
Ик, > 40 В, Rr,, = 1 кОм, Р = 25.
Для транзисторов КТ814 (КТ815): f., = 3 МГн, Р= 1 Вт, Т.= l,5(3)A,
Икэ > 40 В, Rr,3 100 Ом, Р > 40.
2 Опредс,1им режим покоя уси,1ителя мощности, чтобы обеспечить
\1ИНималыrые нелинейные искажения для малых сипrалон (режим АВ).
Из входной характеристики (рис. 5.14, б) находи\1 U,10 = 0,6 В и
[60 = 5 мА На выходных харсtктеристиках (рис. 5.14, в) опредсляеы
точку А Uок = 100 мА). Проведем нагрузочную 11ря\1ую на выходных ха­
рактеристиках. Для этого опре,1.еляем вгорую точку В. При действии на
входе максимального сигнала через транзистор протекает ток fк = 1,6 А.
Точка Всоотнегствует базовому току J6" = 80 \1А. Этот ток на входной
=
183
Iк,
мА
2
+Е
с
Ртах /б= 80 мА
80
60
40
20
/бо
..С...С
0,4 0,8
Ибо
о �-----т'
а
-'--'--
� �
-
-
в
б
Рис. 5.14. Усилитель мощности:
а - схема уси,1итсля, б - входная характеристика уси,1итсля мощности; в выхошше характеристики и нагрузочная прямая уси,1итсля мощности
характеристике даст точку С. Для получения /6с = 70 мА необходимо по­
дать напряжение U6c = 1,1 В. Амплитуда входного сигнала определястсн
как Ивх = Ибс - ибо = 1,1 - 0,6 = 0,5 в.
При этом базовый ток меняется на величину I.,= 16с - 160= 70 - 5= 65 мА
Входное сопротивление R.,= и.,/I.,= 0,5/65 = 8 Ом.
3. Определим режим работы трашисторов VТI и VT3.
В эмиттеры этих транзисторов 13ключсны резисторы 8 Ом. Через это со­
противление протекает ток 65 мА. На этом сопротивлении будет падать на­
пряжение ЛU6 = 65 • 8 = 520 мВ. Входное сопротивление транзистора VТ1
( VT3) Rвх = pR,= 40 8= 320 Ом. Базовый ток равен /6 = 1,/13= 65/40= 1,4 мА,
4. Для определения сопротивления резисторов R1 , R2 (R3 , Ri) необхо­
димо исходить из того, что в режиме покоя в точке соединения этих
резисторов должно быть напряжение, равное падению напряжения на
двух базоэмиттерных переходах, т. е. U06= 2 0,6 = 1,2 В. Параллельно ре­
зистору R2 включено входное сопротивление транзистора VТI ( VT3). Об­
щее сопротивление R23 = R2R0 , /(R2 + R.J.
Если положить, что R2 = 100 Ом, то R\э = 100 · 320/(100 + 320)= 80 Ом,
На эквивалентном сопротивлении R;, падение напряжения должно со­
ставить 1,2 В. Ток чсрез дслитель R1, R2 f;,.= 1,2/80= 15 мА. Сопротивление
реJистора
R1 = Ri = (Е- 1,2)/ Iл = (30 - l,2)/15 = 1,8 кОм.
Емкость разделителыrого конденсатора определяется выражением
С= l/[2n:f,,R,(I - М�) • ] = 1/[6,28 · 250 (1 - 0,85 2 ) .5 R, ].
0 5
0
Примем R, = 1,6 кОм.
Тогла С= 0,6 • 10-6 Ф. Принимаем С= 1 мкФ.
Проектирование мощных УНЧ связано с решением схемотех­
нических, конструктивных и технологических задач. Во-первых,
184
L'лсдует разработать экономичные выходные каскады с использо11:�нием мощных интегральных структур, причем каскад должен
обеспечивать малые нелинейные искажения сигнала. Во-вторых,
1рсбустся получить на одном кристалле п-р-п и р-п-р структуры с
111,1сокой допустимой плотностью тока и повышенным значением
коэффициента усиления, а также инжекционные п-р-п структуры
t: большими значениями коэффициента усиления. Далее необхоVD2
4
�----------------->------------<--
1
н
а
Cs
00.0
-tE
с6
12 510
fdo.o
С2
500.0
DA
К174УН7
Вых
5
4
Сз
100.0
б
Рис. 5.15. Усилитель мощности микросхемы Kl 74УН7:
а - электрическая схема; б - схема включения vrикpocxevrы
185
+Е
Вх.
10 О
С2
0,1
+
+Е1
Сз
200 О
I
а
CsL I.сб
0,1 _�
200 О
С1
0,1
�
Cg
0,1
2�
14
12
R1
8
lООк
9
б
2
1
2
W
WI
Rs
4
[>
[>
+Е
в
Вых.
6
1
2
г
W
[>
д
Рис 5 16. Усили ге,1и мошности:
а - cxc"ta nк.:1ю•1е11ин :\1С KI 74УН9 б схема nКI1ю•rе11ия МС KI 74УН 11, в ус,1онное грuфи•1сскос обоз11а•1с1111с МС K174YHJ4; г - ус,1овfюс графи•1сскос
обознd•1с11ис МС KI 74УН 15; д - услонное графи•1сскос обозна•1е11ис
186
Cs
с3 ..]I_ooo.oI_
+
О,!
+Е1
VDI
КД208
Вых
Rs
4
е
С
0,1з
С4
I_ I_1000
О
7
.----------<1>----....--+Е1
VD1
КД208
С6
о,
н
2
��
01:
С7
VD2 у
КД208
Cs
2,0
ж
Кг,%
16
0,3
12
8
0,2
4
0,1
о
10
102
103
з
104
f, Гц
2х6
2х8
2xl0 2х12 Е�иr, В
и
МСК174УН19, е- схс\4а вклю•1ения МС К174УН\9 к;rnухполярно,1у 11сто•Jни­
ку ШШ1Н11Н, JIC - CXC\1d 131(.;IIO'ICIIИЯ мс К174УН 19 к О,11101lО;1ярно,1у источнику
п111а11ш1, з - экс11.1у.1нuион11ыс характсрисrики МС К174УН19, и - щ"1хоi1ная
MOЩIIOCT!, У!С К174УН 19
18 /
димо оптимизировать технологию изготовления микросхем с мощ
ными выходными структурами, чтобы полу•шть большие допус
тимые токи 1 ... 2 А и малое сопротивление тела коллектора при
малой плоwади структуры. И наконеu, надо разработать канет
рукuию микросхемы, обеспечивающую надежную работу и ис
ключающую зффект саморазогрева.
Сейчас создан ряд интегральных УНЧ. Схема УНЧ K174Yil7
(рис. 5.15, а) имеет выходную мошность 4,5 Вт. Входной каскад
усилите.1я построен на составном р-п-р-транзисторе ( VTl, VT2),
нагрузкой которого служит транзистор VT3. Предварительный кас
кад выполнен на транзисторах VT7, VT8, VTIO. В целях уменьше
ния нагрузки на входной каскад транзисторы VT7 и VT8 включс
ны по схеме с обшим колпектором. Нагрузкой транзистора VT\0
является генератор тока на транзисторе VT9. Мощный выхолной
каскад построен на транзисторах VТ14, VTI 6, VTI1, VTl 7 и обес
печинает выходной ток 1 А. Ток смещения выходного транзистор!\
VTIO определяется током, проходящим через транзистор VТ9 и
падением напряжения, возникающим на диоде VD3. Ток смешс
ния выходного транзистора VTI 7 определяется током VT13 и па
денисм напряжения, выделяющимся на столбике р-п-переходо11
( VD4, VD5, VТ15). На транзисторах VT4 и VT5 выполнена цепt,
стабилизации рабочей точки усилителя по постоянному току. К вы
воду 5 подключается внешняя цепь, корректирующая •1астотную
характеристику на высоких частотах, а к выводу 6 - цепь обрат
ной связи, которая служит лля регулирования коэффициента уси
ления. Усилитель обеспечивает выходную мощность до 4,5 Вт н11
нагрузке 4 Ом при напряжении исто•1ника питания 15 В. Схема
включения микросхемы К! 74УН7 показана 11а рис. 5.15, б.
Трехкаскадный УНЧ К! 74УН9 позволяет получать выходную
мощность до 7 Вт на нагрузке 4 Ом при напряжении источника
питания. 18 В (рис. 5.16, а).
Усилитель низкой частоты К174УН9 имеет встроенное устрой
ство стаби.1изаuии тока покоя транзисторов выходного каскада,
что гарантирует высокую нременную и температурную стабиль
ность выходных параметров усилителя. Имеются также устройства
защиты выходных транзисторов от короткого замыкания, от тем
псратурных перегрузок, чем обеспечивается долговременная и
высоконадежная работа микросхем. Хотя микросхема имеет внут
реннис схемы зашиты от э11ектрических и тепловых перегрузок,
при r1остроении конкретных УНЧ на основе микросхем необхо
димо ограничить ток нагрузки значением 1,8 А. Если мошность,
отлаваемая в нагрузку, превышает 300 мВт, микросхему следует
снабдить дополнительным теплоотводом с зффективной поверх
ностью нс менее 30 см2 •
Развитием мощных УНЧ является микросхема KI 74YHI 1. Схс
ма включения этой микросхемы показана на рис. 5.16, б.
188
Функциональная схема этой микросхемы аналогична преды­
нущей микросхеме К174УН9. За счет применения дифференци­
ального усилителя в качестве входного каскада, двухтактного вы­
ходного усилителя и двухполярного напряжения питания ±15 В ха­
рактеристики УНЧ значительно улучшены. В этой микросхеме
выходная мощность до 15 Вт на нагрузке 4 Ом, при этом коэффи­
цис1п гармоник не превышает 1 %. Микросхема должна устанав­
ливаться на теплоотводе, если отдаваемая мощность превышает
300 мВт. Эффективная поuерхность пластин теплоотвода должна
быть не менее 100 см2 •
Усилитель мощности типа К174УН\4 (рис. 5.16, в) имеет чув­
ствителыюсть 20 ... 50 мВ, максимальное выходное напряжение
3,6 ... 4,6 В и коэффициент гармоник менее 0,5 % при выходной
мощности от 0,05 до 2,5 Вт.
На рис. 5.16, г показана схе:\1а включения микросхемы К174УН 15,
позволяющая развивать мощность более 6 Вт на нагрузке 2 Ом при
коэффиuиентс усиления более 100. Двухканальный усилитель мощ­
ности Kl 74УН 18 имеет рассогласование стереоканалов по усиле­
нию не более 1 дБ при коэффициенте усиления более 40 дБ. На­
пряжение шума менее 2 мВ. Эта микросхема обеспечивает выход­
ное напряжение 2,5 ... 4,0 В на нагрузке 4 Ом при входном сигнале
20 мВ и при напряжении источника питания 12 В.
Усилитель мощности К174УН19 (рис. 5.16, д) работает на час­
тоте входного сигнала от 10 Гц до 30 кГц и обеспечивает нелиней­
ность выходного напряжения не более 0,5 % при выходной мощ­
ности 12 Вт и коэффициенте усиления более 30 л.Б. Все узлы,
кроме оконечных транзисторов, питаются от источника стабиль­
ного тока. Входной сигнал подается на предварительный диффе­
ренциальный каскад. На выходе этого усилителя стоит фазоин­
верторный каскад. Сигна.,1ы этого каскада поступают на входы
оконечного двухтактного усилителя мощности. Во входную цепь
усилителя мощности включены формирователь тока покоя, узел
тепловой защиты и узел защиты микросхемы от замыкания цепи
нагрузки. Схема включения усилителя для двухrюлярного источ­
ника питания показана на рис. 5. 16, е, для однополярного исто,r­
ника питания - на рис. 5. 16, ж. На рис. 5. 16, з, и показаны две
типичные эксплуатационные характеристики микросхем.
Контрольные во11росы
1. Опишите принцип построений усилителей мошности.
2. Как определяются нагрузочная прямая и рабочая точка двухтактных
транзисторных усилителей?
З. Какие особенности построения усилителей мошности с использо1.1анием операционных усилителей?
4. Какие существуют типы микросхемных усилителей мошности?
189
5.11. Импульсные усилители
Импульсный сигнал имеет широкий спектр частот. Эти часто
ты должны уси,1ить электронное устройслю. Ограничение полосы
пропускания усилителя приводит к искажениям формы uыходно
го импульса по сраuнению с uходным. Наибольшие искажени�1
нозникают при усилении сип1алон пря:-.1оуrольной формы.
Параметра:--.111, характеризуюши:--.1и :ли искажения, янляются дли
тельности переднего фронта tФ и заднего склона (, спад uершины
им11ульса ЛUс и ныброс на нершине импу,11,са ЛUв (рис. 5.17, а).
Из теории известно, что uершину ИМIIу,1ьса (:\1едле111юе изме­
нение напряжения) определяет низкочастотная часть, а передний
фронт и задний склон (быстрое изменение на11ряжения) - nысо­
кочастотная часть частотной характеристики. Следоuательно , д.,1}1
а
+Е
+Е
с коррекцией
в
д
Wп Wк
е
W
Рис. 5.17. И,шу,1ьс11ыс уситпс,1и.
а - 11�Pd\lCT[JЬI 11\11lj'JlbCIIOГO СИГIН\.,13, О - llpOCTdSI cxe,ta и,1nу.1ьсно10 ус11;1ите,1н;
в - ус11л111е.11-, с коррекцией 11� RС-11еш1х. г - пара,,1еrры скорректированного
И\Шу;rьсного сиrналd; iJ - ,,си.1ите,1ь с коррекцнеii нn LС-эле,1ентах. е - АЧХ
уси.11псл1 с коррекцией
190
11сискажепной передачи импу;1ьсов прямоугольной формы верх11s1я граничная частота fв полосы пропускания усилителя должна
t:тремиться к бесконечности, а низшая fн - к нулю. В обычных
условиях это практически невозможно вьшолнить. Поэтому тре­
Gования, предъявляемые к tФ, tc, ЛИс зависят от конкретных усло­
вий. Во многих случаях выходной импульс считается удов,1створи1ельным, есш tФ = tc = (О,1 ... 0, 2) fи и относительный спал верши­
ны им11уJ1ьса 8с = ЛИс /Ищ"х < 0,05 ... 0,1, а относительный выброс
11а вершине И\1Пу,1ьса 8" = t,..Иu /Ивых < 0,01.
Схема импульсного усилителя имеет вид, аналогичный схеме
усилителя низкой частоты (рис. 5.17, б). Длительность фронта вы­
ходного импуш,са между уров11Я:\1И О,1 Ивых, О,9Ивых определяется
выражением
t,,, = 2,2, в = 2,2(, r + R11 С к � + R11 C 11 ),
где 'r == 1/f, 2rc,fr - гра11и•1ная частота усиления транзистора; Ск емкость коллекторного перехода транзистора.
Если усилитель ю1ест несколько каскадов усиления, то ta =
= (tfФ + ... + t� Ф )0 • 5 • При ftФ = f2Ф = ... = tnФ ПОJiучим ta = (t1Фп)0 · 5, где
п - число каскадов.
Спал вершины выходного импульса происходит за счет разде­
лителы1ых конденсаторов С1 , С2, С3 и С" 1, С32 и характеризуется
постоянной времени 1: 1• В 1ех случаях, когда 'н » fи, что на прак­
тике обычно uыполняется, относительный спад вершины импуль­
са, обусловленный одним каскадом, определнется выражением
81 = fи /т.11 = tи (1/,сп + 1/,сэ), где 'cri - постоянная времени заряда
(разряда) разделительного конденсатора С11 = С1 (С2 , С3 ); ' с, постоянная вреr,,1еви эмиттерной uспи конденсагора С3 , шунти­
руюшего резистор в эмиттерной uепи транзистора:
1
' cr = Cl(Rк + R н ); 'cJ = С3 [Rи (1 - а) + Rr:, вхJ,
где Rи - выходное сопротивление источника входного сигнала.
Постоянная времени входной цени ' вх = С1(R и + Rэ вJС учетом конденсатора С 1 относитслы1ый сrщ,1 вершины
8 = ЦJ/тср + 1/,сэ + 1/, вх).
Обший относительный спад вершины выходного импульса в
мноrокаска1-t:но�1 усилителе о= 8 1 + ... + 8n = по1•
Транзистор выбирается по предельной частоте fвВ юшульсном усилителе можно уменьшить искажения формы
выходного импульса, прю,1ениu в нем часто гную коррекцию в
области низких и высоких частот. На рис. 5.17, в изображена cxel\la
оmюкаскалного уси"1ителя, в которой коррекния в области низ­
ких частот осушеств11яется фильтром низких частот �' С,1" а в
области высоких частот - Э\1итгерной частотно-зависююй 0·1ри­
uательной обратной связью, созлаваемой R;', С�'l9l
В импульсном усилителе с коррекцией добиваются уменьше­
ню1 длительности фронтов в 1,5 раза (рис. 5.17, г).
ДлИ1ельность фронта импульса в усилителе с коррекцией можно
определить
tфк = tф/1,35 = 2,2-t-в/1,35 = 1,8,8 = 1,8R�C�.
При коррекции фронта импульса на его вершине может по­
яuиться выброс ЛИ". Емкость uепи коррекции вершины импульса
рассчитывается по формуле
СФ = 'н/Rк.
Величина ,11 - постоянная uремени в области низких частот
определяется выражением 1/т н = 1/т;+ 1/,� 1+ 1/,�2 , где ,� 1 = С1 (Rи+
+ Rs,), 't"� = C�[Rи (l - а)+ � вх l, '�2 = Cz(R11 + Rк ).
Сопротивление резистора R выбирается из условия RФСФ >
> (5 ... 1О)tи .
Описанный способ коррекции частотной характеристики име­
ет один существеш-1ый недостаток. В коллекторе транзистора по­
яuляется дополнительный резистор, который меняет статический
режим работы транзистора. В этой сuязи уменьщается коллектор­
ный ток транзистора, что влечет за собой уменьшение коэффи­
ниента усиления тр,шзистора. Для того чтобы поднять усиление
каскада на высоких частотах без увеличения сопротивления в кол­
лекторе по постоянному току, включают колебательный контур,
резонансная частота которого располагается на склоне АЧХ уси­
лителя (рис. 5.17, д). В этих схемах необходимо, чтобы добротность
контура, которая определяет кругизну склонов, должна соответ­
стuовать крутизне склона АЧХ усилителя. Суммарное действие двух
характеристик, которые пересекаются в точке А (рис. 5.17, е), дол­
жно дать результирующую точку В. За счет колеб,пельного конту­
ра можно зш1чительно расширить полосу пропускания усилителя
и тем самым обеспечить прохождение через усилитель импульс­
ных сигналов заданной длительности.
Контролы1ые вопросы
1. Какой принцип построения импульсных усилителей?
2. Какие бывают искажения импульсного сигнала в усилителе?
3. Как осуществляется частотная коррекция усилителя?
5.12. Избирательные усилители
Избирательные усилители предназначены для усиления узко1ю­
лосных сигналов. Их АЧХ должна иметь достаточно резкие спады
на границах полосы пропускания. Для этих усилителей характерно
fo/Лf> 10, rдefo- центральная частота; Лj- полоса пропускания.
192
в
г
д
е
Рис. 5.18. Пос.1сдоватсль11ый колебательный контур:
а - электрическая схе"1а; б - АЧХ; в - ФЧХ, г - эквивалентное сопротивление
контура rrpи различных частотах, д - резонансные характеристики контура для
различных добротностей, е - электрическая схема включения контура
Любой резонансный усилитеш, и!'vtеет в сL!оем состаL!е селек­
тивное устройство. В этих устройствах применяются последоL!атель­
ные, париллелыrые и связанные колебательные контуры.
Если последовательно е источником переменного напряжения
(рис. 5.18, а) включить конденсатор и катушку индуктиш-юсти, то
в контуре потечет ток. Этот ток будет опрел.еляться частотой сиг­
нала источника и частотой настройки контура. Ток, протекающий
по uени контура, будет опредешпьси общим сопротивлением этой
цепи Z = Rк + iwL + 1/(iwC).
Преобразуе:-.1 сопротивление конденсатора к вил.у Хе = -i/(wC).
Подстави\1 это выражение и получим
Z = Rк + i(wL- 1/(wC)).
В скобках существует разность между индуктивным и емкостным
сопротив:1е11ия\1и. Изменение сопротивления инл.уктивности и ем­
кости в зависимости от частоты показано на рис. 5.18, б. Если сло­
жить графически эти сопротивления, то получим результируюшую
кривую, которая пересекает ось в точке с частотой w0 • Эта резонан­
сная частота определяется, если приравнять выражение в скобках:
7
IОро111ко11
193
В этом случае контур имеет чисто активное сопротивление, рав­
ное сопротивлению потерь Rк - Поскольку сопротивление потерь
обычно весьма ма.,10, то ток в контуре при резонансе получается
большим:
Увеличение тока в uепи контура приводит к увеличению на­
пряжения на катушке и конденсаторе. Суммарное же юшряжение
на них близко к нулю:
Следовате,1ьно, добротность контура показынает, во сколько
раз напряжение на конденсаторе (катушке) при резонансе боль­
ше напряжения источника.
Резкое уuеличение напряжения на реактивных элементах конту­
ра при их юаимной компенсации }Ш,1ястся важной особенностью
резонанса при последовательном включении источника тока в кон­
тур. По:пому это явление •rасто называют резонансом напряжения.
На частотах ниже резонансной преобладающее значение имеет
сопротивление конденсатора, которое уuеличивастся по мере
уменьшения час'fоты. Поэтому полное сопротивлепие контура имеет
характер сопротивления послсдо1.1ательно соединенных ЭКilивалент­
ной емкости и актишюго сопротивления, причем эта эквивалент­
ная емкость не равна емкости конденсатора контура (рис. 5.18, г).
Так как по мере ухода от рс:юнансной частоты разность wL- 1/wC
быстро растет по абсолютной неличине, то быстро растет полное
сопротивление контура, а ток уменьшается.
Разность между частотой источника напряжения и резонанс­
ной частотой принято назынать расстройкой Лw = w- w0.
На частотах, более высоких, чем резонансная частота, сонро­
тивлсн ие катушки превышает сопротивление конденсатора, и
контур прслсташrяст собой сопротивление пос,1едователыю соеди­
ненных экuива.,1ентной инл,уктиш-юсти и актишюго сопротивле­
ния потерь, причем эюзива.,1е11тная индуктишюсть не равна ин­
луктивности катушки контура.
С унеJ1иченисм рассгройки 11ри повышении частоты полное со­
проти1.1лснис контура быстро нозрастаст, а ток в контуре умень­
шается,
При достаточно больших расстройках контур 11редстаuляет со­
бой сопротивление практически чисто индуктивrюго характера,
При неизменной амплитуде исто11ника напряжения Е отноше­
ние тока в контуре при расстройке к току при резонансе обратно
пропорuионально отношению его полного сопротивления при
расстройке к сопротивлению при резонансе
194
fк
lкр
Rк
= �-- - 2�
-0 5 .
{RJ + [wL- l/wC] } •
Преобразуем выражение, стошцее под корнем,
wL- 1/(wC) = wL[1- 1/(w 2LC)].
Учитывая выражение LC = l/w5, получим
wL- 1/(wC) = wL(w2- w5)/w2 = wL(w- w0)(w + w0)/w 2•
При частотах, близких к резонансной, когда можно считать
w:,; w0 и w0 + w :,; 2w0, получим
wL- 1/(wC):,; (2Лw/w0 )w0 L.
В рсзульта1е получим
l
JKP
к
=
-
-----c-------c---c-o--
[1 + (woL/ Rк } 2 (2Лw/wo) 2 ] 0•5 •
Учитывая, что Q = w0 L/ К, получим
Это выражение называется уравнением резонансной (селектив­
ной) характеристики контура. Оно показывает, •по при одной и той
же расстройке относительное уменьшение тока в контуре тем боль­
ше, чем больше добротность контура. Если использовать контур с
достаточно большой добротностью (несколько десятков и более), то
множитель Q 2 пол. корнем становится очень большой величиной и
даже при малых расстройках Лw ток в контуре будет резко умень­
шаться по сраннению с резонансным значением. Это иллюстрирует­
ся кривыми (рис. 5.18, д), изображаюuшми резонансные характери­
стики контуров с разной добротностью. Они показывают, что ин­
тенсивные колебания в ко11туре создают только источники, частота
в которых близка частоте его собстненных колебаний. Иначе говоря,
ко1 �тур пропускасr ко.1ебания определенного с11еюра частот. Это свой­
ство характеризуется полосой пропускания контура - область час­
тот, в пределах которой юшлитуда колебаний уменьшается менее
чем в 0,7 раза по сравнению с резонансом. Максимальная расстрой­
ка в 11ределах полосы пропускания определяется выражением
2/1.w = w0/Q.
Таким образом, полоса пропускания контура тем уже, чем боль­
ше добротность контура. Свойство контура пропускать сигналы с
часготой, близкой резонансной, и практически не нропускать
195
сигналы других частот называется избирательностью. Избиратель­
ность контура тем больше, чем уже полоса пропускания, т. е. ч:ем
больше добротность контура.
На рис. 5.18, е показана схема включения последовательного
коюура. Последовательный контур должен подключаться к генера­
тору напряжения с малым внутренним сопротивлением. Роль гене­
ратора напряжения выполняет эмиттерный повторитель. Коэффи­
циент усиления каскада Rз/ R 4 = 1. Параллельно резистору R 4 вклю­
чен последовательный колебательный контур. Сопротивление кон­
тура на всех частотах, кроме резонансной, является большим.
В это\1 случае общее сопротивление в эмиттере равно R 4• Когда
входной сигнм имеет резонансную час1оту, сопротивление кон­
тура резко уменьшается и может составлять около 20 Ом. Общее
сопротивление в эмиттере будет
На резонансной •1астоте усиление каскада будет
К= Rз/ Rз = 1000/20 = 50.
Наряду с последовательным контуром в электронных устрой­
ствах широкое 11римснение получили параллельные контуры, когда
конденсатор и индуктивность вклю•rе11ы параллельно друг другу
(рис. 5.19, а). Величина общего сопротивления параллельного кон-
ХХ
L е , где X - сопротивтура определяется выражением Z =
L
ХL +Хе
ление катушки; Хе - сопротивление конденсатора.
Определим напряжение па контуре
Ивых =
Z Е.
Z+R,i
Коэффи11иснт передачи схемы определяется выражением
В результате получим
К=
1
1 + i�(wC -1/(wL))
Из этого уравнения следует, при равенстве Хе = Х,. коэффици­
ент передачи К= 1. Это услоние выполняется, когда сопротивле­
ние контура Z = ос. Частота, при которой К= 1, опреде,1яется
выражением w0 = l/(LC) 0 • 5. График передаточной характеристики
изображен на рис. 5.19, 6. Это резонансная характеристика конту­
ра. На резонансной частоте сопротивление контура имеет актив-
196
z,f
�
<р
l
w
ffi
а
G
w
Wo
б
в
Gс
Gc
о
С2
lн
г
Uвых
�
ж
Cs
д
c
,
U�
Uвых
е
-Е;_
L
R С2(I
з
rис. 5.19. Паралжльный колебательный контур.
а - Jлектрическая схе'11а, б - ЛЧХ, в - ФЧХ; г - ИЗ"1енение эквивалентного
сопротивлеl!ИЯ контура от частоты; д - элсктри•1еская схема вк.,1ючения конту­
ра; е - трехконтурная сс.1сктиннuя схсщ1; ж - частичное uк.1ючение контура
через индуктивность, з - частичное вк.,1ючевис кон гура через конденсатор; и сложный резонансный уси,1итель
ный характер. При откло1rении частоты вхоююго сигнала от резо­
нансной в сторону уменьшения эквивалентное сопротивление кон­
тура имеет емкостной характер, а при отклоliеrrии u сrорону уве­
личения частоты эквивалентное сопротивление контура имеет ин­
дуктивный характер. Это можно наб.1юдать на рис. 5.19, г, где изо­
бражены графики проводимостей.
При резонансе отсутствует входной ток, это I оворит о том,
что в контуре uиркулируют токи, которые создают падение на-
197
пряжения на емкости и индуктивности равное входному. В этом
случае через резистор R 0 нс будет протекать входной ток. В этом
контуре возникает резонанс токов. Значения этих токов большие,
однако ток через конденсатор будет находитьсн в противофазе к
току, протекающему через катушку индуктивности. Существует
проuссс компснсаuии.
В реальном контуре с потернми полной компенсаuии токов 14
параллельных ветвях не происходит. Эти потери прещ;тавляются в
виде резистора R к. Контур в этом случае имеет эквивалентное со­
противление, которое определяется выражением
Rэ == (woL)2/ Rк = Qp.
Для расчета электрических цепей с параллельными контура­
ми полезными могут быть выражения, которые определюот ток
в контуре
11, = lс= Е/р.
Ток в цепи источника сигнала
10
=
E/(Qp).
Таким образом, добротность контура показывает, во сколько
раз ток в параллельном контуре при резонансе превышает ток в
цепи источника сигнала. Для параллельного контура, так же как и
длн последовательного контура, справедливо соотношение
2Лw == w0/Q.
На рис. 5.19, д показана схема включения нараллсльного кон­
тура. Контур должен получать сигнал от генератора тока, выход­
ное сопротив;1сние которого должно быть большим. В качест13е
генератора тока выс1упаст коллекторная цепь транзистора. Коэф­
фиuиснт усиления каскада определяетсн эквиuалентным сопро­
тиnленисм контура Rэ = Qp. Приведенный каскад осу�uествляет
селекцию сигналов на одной резонансной частоте. Для увеличе­
ния сслектинных частот можно вк;rючить в кол;1ектор несколько
коJ1ебателы1ых контуров, как показано на рис. 5.19, е.
Оди1ючный контур может выступать в ка'rестнс усилителя на­
пряжения, если входной сигнал подаетсн в катушку индуктивно­
сти (рис. 5.19, ж). В этом слу,rае можно получить сигнал на выходе
Иных= ИнхСL1 + L2)/L2.
Аналогичный режим возникает и н схеме, изображенной на
рис. 5.19, з:
иных = Ullx ( С1 + С2)/С2.
На рис. 5.19, и показа�� сложный резонансный усилитель, где
между Э\1ИТТсрами транзисторов 13ключсн послсл.овательный кон198
тур. В коллекторе транзистора VTI параллельный контур настроен
!la ту же частоту, что и последовательный контур. Входной сигнал
с резонансной частотой в :пом каскаде встречает три селективных
устройства. Входной сигнал поступает в параллельный контур L 1,
С2, через коллектор транзистора VTI; в :пот же контур поступает
сигнал с коллектора транзистора VT2 через последовательный кон­
тур L3, С3 • Добротность этой системы при полной настройке стано­
вится очень большой. Коэффиuиент усиления превышает несколь­
ко сотен. При плохом расположении элементов на монтажной пла­
те возникает возбуждение за счет паразитных емкостей.
В электронных устройствах колебатс:1ыrый контур обычно свя­
зан с другими цепями, в которые передается часть энергии. Часто
uснь, связанная е контуром, является также колебательным кон­
туром. Контур, ко,1ебания в котором возбуждаются внешним ис­
точником, назьшается перничным, а тот, в который передается
часть энергии из первичного контура, - вторичным.
Контуры могут быть связаны между собой различным образом.
Например, если катушки контуров расположить близко одну от
другой, то часть переменного магнитного потока, созл.аваемого
током в катушке перuичного контура, будет пронизывать uитки
катушки вторичного контура и наводить в ней переменную ЭДС,
величину которой можно определить по закону злектромагнитной
индукции. Общий магнитный поток, связывающий катушки, про­
порrщонален величине тока в катушке псрвич110го контура. Часть
магнитного потока псрuичного контура передается во вторичный
контур. Эта часть потока определяется коэффи1щентом взаимной
индукuии М Поскольку сuязь между контурами зависит от часто­
ты, то величина Хсн = wM называется сопротивлением связи (рис.
5.20, а). В связанных контурах, имеюших одну и ту же частоту соб­
ственных колебаний, при некоторых условиях ыожет возникнуть
резонанс не только на часrоте собстненных колебаний контуров,
но еще на двух других частотах. При некоторой частоте, меньшей
частоты собственных ко:1ебаний кон1уроu, их сопротивления име­
ют е.¼костной характер. Наuеденная во вторичном контуре ЭДС от­
°
стает на 90 относительно тока н псрничном контуре. Сопротивле11ие uтори•шого контура имеет емкостной характер, ток вторично­
го контура в 11см опережает наводимую ЭДС из первичного контура
на неко10рый фазовый уюл. Это приводит к тому, что экuивалент11ое сопротивление, вносимое первым контуром во второй, имеет
индуктиuный характер. Ана..1оги <шым образом второй контур влия­
ет на нервый контур. При емкост11ом сопротивлении вторичного
контура в первичный контур вносятся активное и и11дуктивнос со­
противления. Естественно, что они будут тем больше, чем больше
связь между контурами, сели связь достаточно веJ1ика, то при не­
которой расстройке контуров относите;1ыю частоты источника вно­
си.\юс индуктивное сопротивление скомпенсирует собственное
199
w
wo
Wн
о
w
�
Кп t
87 6 5
40
30
20
10
о
е
Рис.
К..n
в
2
0,5 1 1,5 2
лwQ
J/C
5.20 Свнзашrые колебательные контуры:
а - индуктивная снязъ; б - резонансные характеристики связанных контуров
при разли•шых связях; в - изменение резонансных •�астот контура при раз,1ич­
ных коэффициентах связи; г - е\1костная ннутрснняя свю1,, д - е\1кос1ная
внсшш1я связь, е - фильтр сосредоточенной селекции на снизанных контурах
(электри•1еская сХс\1а), ж - зависимость коэффиuиента 11ередачи фильтра от
частоты при различном чис,1е каскадоn
емкостное сопротивление контура. При этом контур I!редставляет
для источника небольшое активное сопротивление, и в сис1еме
контуров имеет место резонанс. Благодаря этому токи в первичном
и вторичном контурах резко возрастают.
Нетрудно убедиться, что аналогичная картина может наблю­
даться и на частоте, превосходящей частоту собстнешrых колеба­
ний контуров. В этом случае контуры имеют сопротивление ин­
дуктивного характера. В контуры шюсятся сопротивления е\1кост­
ного характера. Возникает uторой резонанс. Следовательно, систе­
ма из двух одинаковых, достаточно сильно связанных контуров
обj�адает тремя резонансными частотами. Одна из :них частот яв­
ляется частотой собственных колебаний, другая резонансная час­
тота находится несколько ниже, а третья - несколько выше нее.
Две вторичные резонансные часто� ы называют частотами связи.
Чем больше связь между контурами, тем больше реактин11ое со­
противление, вносимое из вторичного контура в первичный. По­
этому компенсания реактивных сопротивлений происходит при
большей расстройке первичного контура, и, следовательно, час­
тоты связи больше отличаются от частоты собственных колеба­
ний контуров.
200
При связи меньше некоторого значения, называемого крити­
ческим, вносимых реактивных сопротивлений не хватает для ком11енсаuии собственных реактивных сопротивлений контуров и ре­
·юнанс имеет место только на частоте собственных колебаний кон­
туров. Поэтому при связи Уiеньше критической резонансная харак­
тер и ст и ка напоминает характеристику одиноч1юго контура
(рис. 5.20, 6). При связи больше критической резонансная характе­
ристика приобретает вид двугорбой кривой, максимумы которой
соответствуют частотам связи. При более сильной связи ::пи часто­
гы располагаются на достаточно большом расстоянии от uснтраль11ой частоты.
Зна,rения частот связи можно определить с помощью выражений
Wн
=
Wo
(1 + М/ L?·s '
W
в
=
Wo
(1- м;до,5 '
гл,е М/ L = Кс - коэффицие1п связи; L - индуктивность контура.
Чем больше коэффициент связи между контурами, тем в боль­
шей степени отличшотся частоты связи от собственной частоты
контуров. Зависимость частот связи от ко:::>ффиниснта связи пока­
зана на рис. 5.20, в. Из рисунка видно, что при связи мею,ше
критической существует приблизительно одна резонансная час­
тота. Для связи больше кри·, И'1еской возникают две частоты - верх­
нш-1 и нижняя. Верхняя ,,астата связи резко устремляется вверх.
Нижняя частота связи плавно опускается к оси и стремится к ней.
Отсюда следует, что при больших коэффициентах связи общая
двугорбая характеристика смещается в сторону верхних частот.
Кроме индуктивной свлзи между контурами можно осуществить
и другие способы связи. Расоютренные закономерности распро­
страняются на любую систему контуров с той лишь разницей, что
при этом несколько из:vrеняются выражения для расчета сопро­
тивления связи и ко:::>ффиниснта связи. На рис. 5.20, г изображены
контуры с емкостной связью. Конденсатор связи не определяет
резонансной частоты контуров. На рис. 5.20, д конденсатор связи
вьшолняет двой11ую функнию - определяет резонансную частоту
контуров и является э,1сментом связи между контурами.
На основе связанных контуров можно создавать сложные се­
;�ективные устройства. На рис. 5.20, е приведена схема, состоящая
из 11яти контуров. Коэффи11иент передачи эгого устройства слож­
но завис,н от коэффициента связи между контурами и от частоты.
Обь!'11ю добротности контуров в лих системах делают одинако­
вы,1 и, а коэффиuиенг связи между контура,1и устанавливается
К0 = 1/Q. Для этих систем ко:::>ффи1н1ент передачи на различных
контурах уста1-1авливастс>1 11риблизитсльно равным.
В зависимости 01· количества контуров устройство обладает раз­
ными селективными свойствами. На рис. 5.20, ж показаны харак201
тсристики затухания входного сигнала с различными частотами
относительно резонансной частоты контуро13.
Свя31, мсжл:у каскадами в резонансных усилителях осушсств­
ляется через разделительный конденсатор или через вторичную
обмотку колеб,пельного контура. Вторичная обмотка И\1сет мснь
шее число витков, чc:vi первичная, т.с. W1 » W2 (рис. 5.21, а, б),
Это делается в целях исключения влияния входного сопро
тивления второго каскада на добротность колебательного канту
ра. Коэффициент усиления такого кас када К z PR o , где R 0 - эк­
вивалентное совротивление колебательного контура на резонанс­
ной частоте.
а
б
в
Рис 5.21. РсJонш1сныс уси,1итсли·
а - J.1ектрическая схе.,,1а 11ере,1ачи выхо,1110го сигнао1а через ко11,1е11сатор, б -
Jлектрическая схе,1а пере.1а•1и 11ыхо,111ого сигнала через трансфор\\атор, в резонансный ус11л11те.11, на ф11л1-,тре сосре,1ото•1е11ной сслекнин. г - каскаднан
cxe\1d уси.1 и геля
202
В том слу'rае, когда селективных свойств одиночного колебаконтура недостаточно, применяется группа контуров,
образуя фильтр сосредоточенной селекции (рис. 5.21, в).
Усилители промежу гочной частоты с фильтром сосредоточен­
rrой селек11ии (ФСС) применяются в тех случаях, когда необхо­
Jtимо обеспечить высокую избирательность при небольшом числе
каскадов. В качестuе ФСС часто применшотся цепи связанных ко­
лебательных контуроu с uнешней емкостной связью. Число конту­
ров нс превышает шести.
Длн упрощения расчета ФСС следует иметь в виду, что сопро­
тивление разделительного конденсатора мсжлу контурами значи­
тельно превышает резонансное сопротивление контура Хе =
= (5 ... lO)p, где
1 ельного
р = w P L = L/w pC = (L/C)0 - 5.
Если все контуры настроены на одну частоту, то общая резо­
нансная характеристика описывается выражением
Кп = [1/(1 + S 2 )j",
где п - '!исло контуров 13 ФСС; S(w) = (wL- 1/wC)/ R;
S(w) = 2ЛwQ/wr; Q = wr L/ R = 1/wrCR = (L/C)0 • 5/R.
Значительно сложнее обстоит дело, когда контуры настроены
на разные частоты. В :пом случае для полу,rения общей резонанс­
ной характерис1ики необходимо перемножиrь значения К1 одно1·0 контура со значениями К2 второго контура и т.д.
Усилительный каскад (рис. 5.21, г) содержит два транзистора,
включен11ых последовате,1ьно друг с другом по переменному току.
Первый транзистор включен по схеме с общим эмиттером и на­
гружен на малое входное сопротивление второго транзистора,
включенного по схеме с общей базой. Второй транзистор обладает
малой выходной проводимостью, поэтому он слабо шунтирует
контур в коллекторной цепи, тем самым обеспечивает большое
усиление по напряже11ию. Кроме того, каскад имеет малую пара­
зитную обратную связь через емкость коллекторного перехода.
Контрольные вопросы
1. Какой 11ринuип построения избирательных усилителей?
2. Нарисуйте способы включения послслователыюго и пара;шелыюго
колебательных контуров.
3. Какие особеююсти построения избирательных усилителей в облас­
ти низких частот?
4. Назовите параметры избирательных усилИ1елей с фильтром сосре­
доточенной селекнии.
5. Назовите свойства днухкаска;щоrо избирательного усилителя.
203
5.13. Усилители с преобразованием
Для измерения очень :-.tалых сигналов (менее l мВ) постоянно­
го тока применение усилителей с непосредстненной сш1зью не­
возможно из-за большого дрейфа выходного сигнала и из-за воз­
буждения. В этом случае используются усилители с модуляцией и
демодуляцией (МДМ-усилители), которые малочувствительны к
изменениям питающих напряжений и температуры окружающей
среды и значительно стабильнее во времени, чем уси,штели с
непосредстненными связями. В МДМ-усилителях сигнал постоян­
ного тока 11реобразуется с помошыо модулятора в переменный
сигнал. Переменный сигнал усилиuастся усилителем до необходи­
мой величины, после чего этот сигнал детектируется и преобра­
зуется из переменного в постоянный. На выходе усилителя стоит
фильтр нижних частот для сглаживания помех различного рода.
Схема МДМ-усилителя показана на рис. 5.22, а.
Поскольку усиление на постоянном токе заменяется усиле­
нием на переменном токе, то дрейф всего усилителя определя-
u � Г�
иупр
cll�
б
С1
и.,
VТI
кпзоз
д
204
ется только изменением нулевого уровня входного напряжения
модулятора. В этих каскадах нашли применение полевые тран­
зисторы (ПТ). Молуляторы на полевых транзисторах имеют сле­
дующие преимущества: практически отсутствует статическое на11ряжение смещения нуля; малый обратный ток затвора закры­
того транзистора обеспечивает малый дрейф по току и напря­
жению; малая мощность управления затвором; большой срок
службы.
Однако существует ряд причин, которые ухудшают основные
параметры модуляторов на ПТ. К этим причинам следует отнести
дрейф нулевого уровня и коммутаuионные помехи. Дрейф нуле­
вого уровня обусловлен изменением обратного тока затвора, ко­
торый зависит от управляющего напряжения на затворе и сопро­
тивления затвор-канал. Этот недостаток присущ для полевых тран­
зисторов с п-р-персходом. Так, для транзистора КП303 ток утечки
равен 1 нА, а сопротивление канала - 150 Ом, для транзистора
КП 103 lут = 30 нА и Rк = 250 Ом. Если положить, что максимальный
лрейф тока утечки составляет 20 %, то модулятор на КП303 имеет
u:Jp = 0,21О 9 150 = 0,03 мВ, а ДЛЯ кп 103 (/4р s = 0,2 · 30 · 10-9 · 250 =
= 1,5 мВ. Для МДП-транзисторов величина дрейфа на 2 ... 4 поряд­
ка меньше.
Вх.
е
ж
Рис. 5.22. Усилители с преобразованием.
а - структурная схема МДМ-уси,1и1еля; 6 - nараллельный узел модуляuии nо­
стоянноrо 1шnряжения. в - последовательный узел модуляции постоянного на­
пряжения, г - 11ос:1е,1ошпельно-nара.;1лелы1ый узел модуляuии постоянноl'О на11ряжсш1я. д - :ысктричсская схе�1а практического уси,1ите,1я с nрсобра1оnшш­
С\1; е - с>.с,1а вк.1ючсния :'v1C К !40УД 13; ж - ус1ыитсль с nреобразож1нием на
микрссхе�1ах
205
Другой причиной, вызываюшей дрейф и снижающей чувстви­
тельность усилителя постоянного тока (УПТ), является коммута­
ционная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет
прохождения управлнющего напряжения через емкости затвор­
сток и затвор-исток. Эта помеха ограничивает частоту коммута­
ции для транзисторов с п-р-псреходом до 2 кГц. Величина 11омехи
зависит от сопротивлений открытого и закрытого состояния тран­
зистора, от значения и формы унравляющего напряжения. В мо­
луляторах используются управляющие напряжения различной
формы: синусоидальные, трапениевидные и прямоугольные.
В зависимости от схемы nключения транзисторов модуляторы
делятся на параллель11ые (рис. 5.22, б), последовательные
(рис. 5.22, в), последовательно-параллельные (рис. 5.22, г). По цик­
личности работы делятся на однотактные и д13ухтактные.
Параллельный модулятор предназначен для работы с высоко­
омным источником напряжения, а последовательный - с 11изко­
омньrм источником. Этим модуляторам присущ общий недоста­
ток - есть неравнозначные цепи заряда и разряда разделительно­
го конденсатора. Третья схема (послело13ательно-параллельный
модулятор) лишена Jтого недостатка. Раздслите11ьный конденса­
тор заряжается вхолньrм напряжением через открытый транзис­
тор и разряжается также через открытый тра11зистор. Эта схема
упраншrется дllухтактным сигналом. Молуляторы по этой схеме
нашли широкое применение в практических устройствах.
На рис. 5.22, д приведена практическая схема МДМ-усилителя.
Модулятор собран на транзисторах VТI и VT2, уси,1итель пере­
менного сигнала собран 11а элементах DA 1 и DA2, демодулятор
собран на транзисторах VTS и VT6, интегратор собран на опера­
ционном усилителе DA 3, на транзисторах VT3 и VT4 собран гене­
ратор, который управляет работой модулятора и демодулятора.
Описанный процесс усиления сигнала с преобразованием на
дискретных компонентах 11оказывает всю сложность этого устрой­
ства. Для практическою при.\fенения нет необходимости собирать
подоб11ые устройства на дискретных компонентах. Промышлен­
ность выпускает для этих целей �1икросхему К140Уд13. На
рис. 5.22, е приведена основная схема включения Jтой микросхе­
мы. Модулятор, УНЧ, демодулятор и генератор реализованы внутри
микросхемы. Конденсатор С1 янляется времязадающим для гене­
ратора импульсов. Низкочастотный фильтр рса,1изован вне мик­
росхемы на R 1 и С3 , при этом верхняя •rастота фильтра 011ределя­
ется выражением/== 1/2л:R1 С3 • Эта микросхема может работать при
запуске внутреннего ге11ератора (му,1ьтивибратора) от внешнего
генератора синусоидальных сигналов с частотой 1... 10 кГц и ам­
плитудой 6 ... 7 в.
На рис. 5.22, ж показана принципиальная схема прецизионно­
го усилителя, построенною на базе микросхем К140УД13 и
206
КР140УД6. Устройство имеет коэффиuисш усиления более 1000
при смешении выходного постоянного уров11я 0,5 мкВ/° С. Микро­
схема К\40УД13 реализует прсдусилитель с коэффициентом пе­
редачи, равным 2, главная задача которого - обеспечить каче­
ственное измерение характеристик, а микросхема КР140УД6 реа­
пизует усилитель с коJффициентом передачи более 500.
Ко11тролъ11ыс вопросы
1. Какой принцип построения усилителя с преобразованием?
2. Какие параметры уси:1итслсй с 11рсобразона11ием?
З. Назовюе типы модулнторон постоянного тока, достоинства и 11сдо­
с1атки.
4. Назовите микросхемныс усилители с преобразонанисм.
5.14. Параметрические усилители
Параметрическое возбуждение и усиление колебаний проис­
хо,1ят в результате периодического изменении энергоемких пара­
метров колебательной систе:-.1ы, онределяюших се •rастоту. В слу­
чае колебательного контура это осушестнляется путем периоди­
ческого измс11с11ия и1шуктив1юсти или емкости колебательного
кон1ура. Основное внимание 13 последующем будет уделено более
раснростра11ен11ому случаю изменения емкости.
В рассматриваемых ранее генераторах и усилителях оозбужде11ие и усипе11ие кш1ебаний осуществляются за счет Jнсргии ис­
точника пос1оянного напряжения. С энергетической точки зре­
ния усилители и автогенераторы являются преобразователями энер­
гии постоянного тока в энергию переменного напряжения.
В параметрических генераторах и усилителях механизм переда­
чи Jнергии (или, как его назыuают, накачки) оказьшается иным:
энергия вводится в систему путем изменения с некоторой часто­
той реактивного параметра, на что какой-то ис1очник затрачива­
ет Jнергию. Поскольку параметр :-.1еняс1 ся с одной частотой, воз­
бужл.снныс или уси,1е11ные колебания н большинстве с;1учаев имеют
другую частоту, рассматриваемые параметрические устройства
оказыuаются 11рсобразоuате;1ями э11ер1·ии 11сременного тока од­
ной частоты в э11сргию колебаний другой частоты.
Параметрическое возбуждение ко,>1сбаний, т.е. нарастание ко­
,1еба11ий, вызванное периолическим из:v�енением индуктивности
и,111 емкос1и котура, может и:-.1сть место только в том случае,
ес.1и изменение индуктинности и,1и O1кости 11р11uолит к в11есе­
нию энер1·ии в контур. Предположим, что вследствие наличия
ф;1уктуаuии н коюуре 1Зоз11ик.;111 слабые колебания, в результате
которых напряжение на кондс11саторс мею1с1ся при611изитслы10
по синусои;щ11ьному зако11у Е == Usiп 1vt. Аналогич110 из:-.1еняется и
207
заряд Q на пластинах: Q1 = q sin wt. Возникает rюпрос: в какие мо­
менты и в каком направлении следует менять емкость С для того,
чтобы энергия в контуре возрастала. Допустим, что в качестве
емкости используется конденсатор, в котором можно менять рас­
стояние между пластинами. Пусть на пластинах конленсатора име­
ются заряды q = СИ, тогда пластины притягиваются друг к л:ругу.
Если теперь раздвинуть пластины, то на это придется затратить
энергию, что связано с необходимостью преодоления сил притя­
жения. Энергия, затраченная на перемещение пластин, может
перейти в единственную форму - энергию электрического поля
конденсатора. Для того чтобы ввести таким с1юсобом наибольшую
:энергию в контур, нужно, но-первых, раздвигать пластины, т. е.
уменьшать емкость в �1омснты наибольшего напряжения на плас­
тинах; во-вторых, делать это дважды за период колебаний, как
показано 11а рис. 5.23, а (моменты времени ft и t2). В момент скач­
кообразного уменьшения емкости Сзаря,1 q сохранится неизмен­
ным, а потому возрастает Е. За11исав энергию W электрического
поля в вилс W = q 2/2C, определим се изменение при изменении
емкости d W/d С= - q 2 /2 С или с учетом предыдущего оыражения
получим dW/dC= -W/C, или dW/W= - dC/C.
Отсюда следует, что уменьше11ие емкости dC < О ведет к уве­
личению 'Jнер1·ии электрического ,юля dW> О.
Ранее предпоJ1агалось, что умен1,шение емкости связано с из­
менением расс1ояния между пластинами. Последнее выражение
показьшает, что для увели,,ения энергии поля можно уменьшить
е;-.,rкость любым способом. На практике для осущестнления пара­
метрического из\1е11ения емкости 13 контур uводят варикап и, по­
давая на него напряжение, управляют величиной его емкости.
Напряжение и час1оту этого воздействия называют соответствен­
но на11ряжением и частотой накачки.
Для осушествления периодического изменения емкости требу­
ется после каждого уменьшения носстанаuлинать ее исходное зна­
чение. Делать это лучше всего в те моменты нремени t2 и t4, когда
напряжение на конденсаторе равно нулю, ибо о противном слу­
чае уменьшение расстояния между пластинами сопронождается
уменыuение\1 :энергии электрического поля. На рис. 5.23, б сплош­
ная линия соответстнует снмому выгодному закону изменения
емкости - в контур дважды за период uносятся максимальные
порuии энергии, а uосстшюш,ение исхошюrо значения емкос­
ти С расходом :тергии не сопровождается.
Проведенное рассмотрение позuоляет отмстить следуюшие су­
щестuенные особенности параметрического нозбуждения колеба­
!IИЙ 13 контуре: самым uыгодным режимом параметрического воз­
буждения яв,1яетси такой, при котором изменение 11арuметра про­
исхолит с частотой накачки, вдuос большей 1астоты возбуждае­
мых колебаний; важное значение 1н,1еют фазовые соотношения
1
208
б
с
о
в
г
д
Рис. 5.23. Параметрические усилители:
а - вхо;�ной упранляющиii сип1,ы, б - прнмоугольный упрduляюший сигнал;
в - 1 армовичсский управ,1нюший сигнал, г - од11око11тvр11ый уси.1итель, а днухконтур11ый ус1ыитс.1h
между измс1-iе11ием емкости (накачкой) и на11рнжением на ней.
Действительно, если сдвинуть изменение емкости С на время Лt,
то умен1,ше11ие С будет происходить тота. когда IEI < И, что при­
ведет к уменьшению nносимой в контур энерп1и, увеличение С бу­
л.ет соверuшться, когда Е :;t О, а 110тому будет сопровождаться рас­
ходом энергии контура. В uело\1 энергия, в1-юсиман в контур за
нериод колебаний, уменьшится, а восстанов,1е11ие ее нрежне1·0
значения натребует увеличения r:лубины модуляции нарамстра. Если
же сдвину, ь \10,1е1пы из�1ене11ий емкости С относитеJ1ьно наивы­
го.'lней111их !!а Лt = Т/4, ·10 у,1ен1,шение емкости будет сонершаrь-
209
ся, когда Е = О, а увеличение, - когда IEI = И, т. е. поступлени�1
энергии в контур вообще не будет, а расход на уuеличение емко
сти С окажетсянаибольшим. Такое изменение емкости С означас·1
увеличение затуханияконтура.
Для определения условий параметрического возбуждения ко
лебаний нужно сопос1авить энергию, uuоди.\1ую в контур за сче1
изменеIJия параметра, с расходуемой на его активном со11ротив­
лении. Проведем эти расчеты для наивыгоднейшего случаяизмс
11ения емкости С.
Обозначим глубину модуляuии параметра т = ЛС/(2С). Под­
считаем вели 1111ну энергии Л W, вносимой в контур n результате
уменьшения емкости в момент 11
л
лW == W С = Q?2m.
С
2С
Энергия, в1-юди\1ая в контур за период Т, ЛWт= 2ЛW= 2mQUC.
За это время в активном сопротивлении R контура расходуется
энергия WR = О,51 2RТ.
Ток в контуре J = dq/dt = wQ 1 cos wt.
Подставив зна11ения f= wQ и Т= 2тr./w, получим
WR =тr.RwQf.
Очевнл:но, колебания в контуре будут возрае1ать, если Л W7 > WR,
что будет иметь место, когда глубина модуляuии параметра превы­
сит некоторое крити 1rеское значение т > т к , гле т к = тrd/2 = 1 ,57d.
Здесь d = RwC- затухание контура.
Если условия пара'1етрического uозбужде11ия выполняются,
кажл:ое уменьшение е:-.rкос ги С вызьшает увеличение напряжения
на кон,1енсаторе, ко1орое уме11ыuает напряжение за счет потерь
за пос.1едующий интервал 13реl\1сни длител1)ностью Т/2. В резуль­
тате амплитуда напряжения на конденсаторе рас·1ет по экспонсн­
uиалыrому закону. В практических схемах изменение е:..1кости кон­
денс:пора происходит не ска 11ком, а пример1ю по синусоил:аль­
ному закону (рис. 5.23, в):
С= С0 (1 + msiп2wt).
Очевидно, при той же глубине модулнuии параметра при си11усоида.;1ы10м законе его из\1енсния в контур вносится меньшая
энергия. чем при скачкообразном, вследствие того, что умень­
ше11ие емкости начинается и заканчиnается 11ри IEI < U, а унели­
чение е\1кости С начинается и заканчивается при U * О Поэтому
критическ.н1 глубина молуляuии параметра, необходю1ая д.1я воз­
буждения пара:-.1етрических колебаний в с.1учае си11усоидального
из.\1е11е11ин пара\1етра, оказывается бо.1ьшей.
На рис. 5.23, г изображена одна из возможIJых принципиаль­
ных схем олноконтурно1·0 пара:-.1етрического усили·1еш1 на вари210
капе. Собственно пара\'\етрическим усилителем является контур,
состоящий из индуктивности и варикапа, на вход которого по­
ступает сигнал. Накачка осуществ,1яется от источника Ен •1асто1ъ1 wн через дроссель большой индуктивности. Смещение Е пода­
стся от спеuиального регулируемого источника постоянного на11ряжения через резистор R2, обладающий столь большим сопро­
тинлением, чтобы непь питания заметно не ухудшала добротно­
сти контура. Разделительные конденсаторы С1 и С2 большой ем­
кости необходимы д,1я предотвращения замыкания варикапа по
постоянно\1.у току через источник сигнала и источник накачки,
в случае их отсутствия постоянное напряжение на варикапе бу­
Jtет равно нулю. Напряжение на варикапе создается обоими ноз­
действуюшими на схему напряжениями (сигналом и накачкой).
Параметрические усилители используются главным образом для
усиления очень слабых сигналов, поступаюших на вход прием­
ника. Напряжение же накачки должно быть таким, чтобы т было
б.1изким к т к. Поэтому в обычных режимах усиления напряже­
ние на варикапе от накачки незначительно больше напряжения,
создаваемого на нем сигналом, что позволяет рассматривать ва­
рикап как емкость, периодически изменяющуюся с частотой w11 •
Это позволяет при ана,1изс параметрического усилителя пользо­
ваться его упрощенной схемой, опуская uепи накачки и смеще­
ния как вспомогательные.
Поскольку амплитуда напряжения накачки на варикапе при
использовании контуров с нысокой добротностью невелика, можно
глубину модуляuии 011реде:1ить по характеристике С ( И):
т = (Стах - Cm in)/(2Co).
На рис. 5.23, д показана схема двухконтурного параметри­
ческого усилителя. Усилительные свойства двухконтурных па­
раметрических усилителей в отличие от одr-юконтурных не за­
висят от сдвигов фаз между сиrнало,\1 и накачкой. В этой схеме
первый контур настроен на частоту w, а второй контур - на
•rастоту 2w. Входной сигнал первого контура проходит через
варикап во второй контур. Во втором контуре возникают коле­
бания с удвоенной частотой. Эти колебания будут воздейство­
вать на варикап. В результате варикап находится нод двойным
воздействием. Сигнал второго контура с удвоенной частотой
является сиг11алом накачки. Коэффиuиент усиления этой схемы
онределяется выражением
где Qк - добротность первого контура.
211
Контрольные вопросы и задачи
1. Какой принuип работы параметрического усилителя?
2. Чем определяется оптимальный режим работы?
3. Расскажите про одноконтурную и двухконтурную схемы усилителей,
Задача 1. Построить амплитудно-частотную и фазочастотную харак
тсристики uспи (рис. 5.24) при следуюших исходных данных: R 1 = 4 Ом,
R2 = 6 Ом, С= 0,1 мкФ.
Решение.
Определим коэффициент передачи цепи К= Ei / Е2 ,
R2 + Хе
Ri + R2 + Хе
Подставим числовые значения
К=
iwCR2
+
1
К = 1 + iwO,6.
1 + iw
Выделим действительную и мнимую части в этом выражении. Д,1я
этого умножим числитель и з11амсшпс,1ь на комплексно-сопряжешюс
значение знаменателя
2
2
К= (l+iw0,6)(1-iw) = l+iw0,6-iw+0,6w == 1+0,6w
2
2
l+w
1+w
(\+iw)(\-iw)
R
R
�R2
з
R1
�
С2
и
I
�
C1I
к
Рис. 5.24. Сешктивная RС-цепь:
i-0,4w
-1+7·
С1
тл
��
С2
а-- Jлсктrи•1сская схе\Ш. б- АЧХ, в- ФЧХ; г-л - селскпшныс ус1р0Нства
212
l + 0,6w 2
В этом выражении действительная часть Re =
, а мнимая часть
1 +w 2
0,4w .
fm =-1 + w2
Опреде,1им моду,1ь комп,1ексного в ыражения
М == (Re2 + fm2)o,s_
Подставим в это выражение Re и Im. После несложных преобразова­
ний получим
6w4 + 1, 2w2 ..,_ О, 16w4 )05 (0,52w4 + l, 2w2 + 1)0•5
М = (l -,-0,3
1 + w2
l-'- w 2
ИЛИ
0,52( w4 + 2 • 1, 15w2 I, 15 2 -1, 15 2 +1,92)] 0•5
М=[
1 + w2
или
О, 72[( w 2 +1,]5) 2 +0,6] о,5
1 + w2
О, 72(w2 +/, 15) [
М ==
1 + 0,6/(w2 + 1,15)2 ]0,5 == МоК.
l+w
Составим таблицы значений М 0 и Ки М
w
к
о
Та бли ца 5.1
1
1,22 1,06
2
5
1
l,05
w
КМu
w
Мо
о
1
о
Табли ца 5.2
1
2
0,82 0,77 0,74
5
0,72
Та б лица 5.3
1
0,82
2
0,78
5
0,72
График функции М показан на рис. 5.24, б.
Теперь определим ФЧХ цепи
-0,4w
fm
tga== - == ----.
Re 1 + 0,6w 2
График этой функции показан на рис. 5.24, в.
На рис. 5.24, г-л показаны цепи, для которых АЧХ и ФЧХ рассчи­
тытнотся аналогичным образом.
Задача 2. Рассчитать усилитель на основе ОУ типа К140УД6, обеспечи­
вающий коэффициент усиления К= 1 0 при работе на нагрузку Rн = 5 кОм.
Усилитель должен иметь входное сопротивление не менее 15 кОм при
амп,1итуде входного сигнала Е.х == 0.1 В.
Решение.
Из с11ра1ю'-!н11ка находи\1, что ОУ имеет парацетры: К0 = 5 -10 4, ln ==
==2,5 мА, Rеыхт·== 100 Ом. Поско,1ькутрсбуе:-.10е входное сопротивление
213
R1
Вх.
R2
к
Ео
Е.ъrх
Вых,
х.
DA Вы
s
а
б
г
10
8
6
4
2
,,,,
о
в/
,,
\
\
'I
10
,\ pl
300 мкА
\
\
!"'-.
r/
/б - 400 мкА
1
max
"%.�
r7
в
'\
�
"'
''
''
''
30
40
50
0,6 1-----11---__,___,__,_,
100 мкА
''
�Б
20
0,8...___,___,,_----+-__,,
200 мкА
''
'
О,4 1-----11---__,___,__,__,
0,2
10 мкА
о
60
vт
Вых
0,2 0,4 0,6
U6 , В
+Е
Вых.
Вх.
и
ж
з
Рис. 5.25 Ус1ыигели:
а - инвертирующий усиj1ите.11-,, б - структvрнdя схема устройства с обратной
связью, в - двухтактный уси1итс;1ь �101щюсти; г- усилитслh со смещение\\ на
де.1ителс R1 , R2 (электрическая схемн), д- выходные 13АХ, е - вхо.1шш ВАХ;
ж - схе,1а и1шсртирующсго уси,1ите.1я, з - схе,1а истокового повторителя
нсве.1ико, то используе:v1 схему иннсртирующего усилителя (рис. 5.25, а).
Выберем сопротинление R 1 � 15 кОм. Определим сопротинле11ис обрат­
ной С13НЗИ
Ruc = KR 1 = 10 15 = 150 кОм.
214
Ток выходной цепи ОУ определим как сумму токов, протекающих
через резисторы R00 и Rн :
[
l
[
Е111.,х - Ео + -E"wx = -КЕ11х + -КЕах = 2] А
О, М ,
вых = nc + н =
Rн
Rн
R..,c
�с
Такой ток допустим для данного ти11а ОУ.
Выходное сопротивление схе:чы равно
Rвых = Rnы, ovK/Ко= 0,25 Ом, что много меньше требуемой величины.
Зал.ача 3. Усилитель с входны:ч сопротивление;¼ R.,= J О кОм и выходным со11ротивлением Rвых = 0,5 кОм имеет коэффициент уси,1ения по
напряжению К= 50 Как из\1ешпся эти три пара\1етра при введении в
усилитель последовательной отрина1 е.1ыюй обратной связи по 11апряже11ию (рис. 5 .2 5 , б) с коэффициентом передачи петли обратной снязи s=
0,02.
Решение.
Коэффициент перелачи уси:1ителя с обрашой связью опрсде,1яется
выражением
К
50
Кос = -- = ---- = 25.
1 ➔ Ks 1 + О, 02 · 5 0
Входное сопротивление в усилителе с обратной связью онредсляется
выражением
Rnx ос = RnxO - Ks) = 1 О · 2 � 20 кО�1
Выходное сопроти1ыс11ие u уси:штсJ1е с обратной связью опрсде:1яет­
ся uыраже11ием
0, 5
R11с1л
R11c1xOC = --- = - = 0,25 КО �1.
2
\-,- Ks
Задача 4. Расс•1ита1 ь ос11ов11ые пара,1етры бсстрансформаторного вы­
ходного каскада на комплuнарных транзисторах (рис. 5 25, в). сели uы­
хо,1ная мош1юсть, выделяс�tая на на�рузке Rн = 10 0�1, рав11а 3 Вт.
Решение.
Зададимся с небольшим запасом :-ющ1юс1 ыо, которую ilОЛЖНЫ uы­
деля1 ь оба транзистора в нагрузке:
Рк > 1,\Рс: 3,2 Вт
Необходимое \1аксималь11ое зна•1ение тока коллектора
05
'1na, - (2Рк/Rн ) • = 0,81 А.
Амп,1и1 уда выходного напряжения ни нагрузке
Ema, = fm" R" = 8, \ 13.
Д:ш иск.1юче11ин нелинейных искажений выхошю1 о сип1а,1а 11еобхо­
ли,ю выб11рать напряжения исто•111ико1J питания из условия
Е11 = E,n,iл + (0, 5 .. 1) = 9 13.
215
Исходя из рассчитанных параметров, выбираем мощную компланар
ную пару траюисторов КТ814 (р-п-р) и КТ815 (п-р-п). Из справочникl\
находим среднее значение коэффиuиента усиления транзисторов по по
стоянному току �= 40. Тоr;:щ входной ток
/0 =
fшах /�
=
0,81/40 = 20 мА.
Задача 5. Р:.�ссчитать усилительный каскад с общим эмитrером (рис,
5.25, г), который в частотном дианазоне от 40 Гц до 10 кГц должен
обеспе11и1ъ на нагрузке 300 Ом ачплитуду выходного напряжения не менее
Emax= 4B.
Решение.
Выберем величину напряжения источника питания из ус,1овия
Еп= (2,5- 3)Е"'"' = 12 В. Требуемым частотному диапазону и ачплитуде
выходного напряжения отве•�ает кремниевый транзистор КТ315А с па­
рачетрами:
Е" = 25 В; /к= 50 мА; Р=:. 0,15 Вт; Р= 30.
Для выбора рабочей точки транзистора по ностоянному току восполь­
зуемся выходными ПАХ (рис. 5.25, д). Проnе.Jем нагрузочную пря"1ую ВС.
По:южение этой пря"1ой определит сопротиnление резистора
Rк = Е/ /кmах = 50/1О
=
5 кО�1.
На этой пря"1ой выделяе\1 линейный участок АБ. То•1ка А имеет коор­
линdты 8 мА, 10 В, а то 1ка Б - координаты 0,05 мА, 48 В. Для определе­
ния середины участка онределим срел.нее значение по току и по напря­
жению
[,, = (8 0,05)/2 = 4,02 мА и En = (10 + 4R)/2 =- 29 В.
Практическая uелесообразносп, рекомендует устаноuить постоянное
напряжение на сопротивлении R, равным Е, 1 В. В это"1 с.1учае при
/к11 f, = 4 мА
1
.J_
=
=
R = Еэ = _!_ = 250 Ои.
lэ
4
Базовый ток можно определить двумя способами - по входной ВАХ
(рис 5 25, е) или 110 паспоргным данным. По выходным ВАХ получим
� "'40. Тог,n.а
Входное соnротиuле11ие каскада на постоянном токе
R11x се R,�= 40 250 = 10 кОм
Для расчета делители на резисторах R 1 и R2 uоспо;1ьзусvrся нрактичес­
кш1 ус.101.1ием 110 етабилыюсти рабочей точки. Ток делителя должен быть
в 2-3 раза 60,1ы11е бизово10 тока. Принимая это условие, сленует 1101ю­
жит1,, что черсJ резис гор R2 до.1.жсн 11ротекат1, ток
111 2 = 2/rG = 2 · 0,J = 0,2 \tA
216
Этот ток определяется напряжением в базе
Е115 = Е, + 0,7 = 1 + 0,7 =] ,7 В.
Сопротивление резистора
Мошность, расссиuаемая этим рсзисторо"1,
PR 2 = 1,7 · 0,2 = 0,34 мВт.
Сопротивление резистора
\tlошность, рассеиваемая резистором,
PR, = (Е- En6 )(/R2 + fпб ) == 48,3-0,3 = 14,49 :'v1BT.
Задача 6. Рассчитать элементы схемы, представленной на рис. 5.25,
ж, с нижней граничной частотой 60 Гц, при Е1 = 50 В и Е2 = -10 В.
Решеиие.
Рабочая точка в это:\1 каскаде устанак·швается с ПО"1ОН(ыо второго ис­
точника питания Е2 Сопротив,1е11ие резистора Rк определяет положение
нагрузочной нрямой на выходных ВАХ транзистора. Сопротивление
50
Е1 = Rк = -= 5 кОм.
10
/KmdX
Мошность, рассеиваемая резистором Rк , будет определяться токо:\1 в
рабочей точке fк maxf2:
Рк = Е1lк max /4-= 50 · 10/4 = 125 мВт.
По:южсние рабочей точки каскада задано в середине линейного уча­
стка нагрузочной пря.-.юй, в которой коллекторный ток равен /кп = 4 мА.
Учитывая fк = {,, получим сопротивление
10
Е2
-= - = 2, 5 кОм.
Rэ = 4
fкп
Моuшость, рассеиваемая резистором,
Р, = Е2 (,, = 10 4 = 40 мВт.
Базовый ток транзистора можно опреде,1ить по выходным ВАХ lr,п =
= 130 мкА.
Д.1я 011ределения сопротив,1ения резистора R6 воспользуемся практи­
ческим условием. Входное сопротивление каскада должно быть больше
� в 2- 3 раза (К= 2 ... 3). Входное сопротивление
217
R.x = RJp= 2,5 30 = 75 кОм.
� = Rвх / К, R6 == 25 ... 37,5 кОм, приме"1 � = 25 кОм.
Мошность, рассеиваемпя резистором, Р6= � !�= 25-103-0,132 - 10-6"
= 0,4 · 10-3 Вт.
Номинал конденсатора С, определяется из условия, что коэффици­
ент передачи каскадп нс ,южет превысить коэффициент усиления тран
зистора по переменному току. Поскольку коэффиниевты усиления 1ран­
зистора h 12 , "'р. Следовательно, Rк = Z,p или Z, = Rк/Р= 5/30= 170 Ом.
Отсюда следует, что
R, Xc
= Z э или R, +Хе = R,Xc/Z,.
R., +Хе
Тогда по.1учим 2500 +Х,-= 2500Хе/170 или 2500 +Хе= 14, 7Хе.
Окончательно 1ю,1учим 13,7Хе= 2500 или Хе = 182,5 Ом.
Номинал конденсатора определяется из условия
1/(2.r/C) = 182,5, отсюда следует С= 1/(6,28-40-182,5)= 22 мкФ
Задача 7. Рассчитать элс\1е1пы схемы усилителя с К= 100 (см.
рис. 5.25, г) на частоте 50 Г11, усиление должно быть нс менее 90.
Решение.
Коэффициент уси,1ения каскада онрсделяется выражением
К=
R2
R1 1 Хе
wCR2
1 +wCR1
2nFCR2
1 +2nFCR1
На высоких и средних частотах, ко1-да Хе < R1 , можно считать К= Ri R1 •
На частотах, когда сопротивление конденсатора соста1ыяет 10 % от со­
противления резистора R 1 , суutсствует грани,шая частота В этом случае
коэффициент усиления каскала будет раnсн К= О, 9R2/ R 1 • Задалимся зна­
чением R2 = 100 кОм и получи\!. R 1 = 1 кО\1.. Эти значения относятся к
сигна.,1ам с частота\1и выше 50 Гн. На '!астате 50 Гu сопротивление кон­
денсатора равно 1/(2ттFС)= 0,9 кОм.
Емкость ко1 шенсатора
С= 1/(6,28-50-0,9 103 ) = 1/(282,6 104)= 3,5 мкФ
Входное сопротивление каскада Rп, = R 1. В этой схеме \1.ОЖНО приме1rи rь прак·1и•1сски любой оrrсрпциошrый усилитель.
Задача 8. Дана схема инuсртируюшего усили1с,1я (см. рис. 5 25, ж).
Рассчитать элементы схе\1ы усилителя с коэффиниентом К= 100 и с
входным со11ротив,1енисм более 100 кОм. Зава.,,1 час rопюй характеристи­
ки нс ,1олже1-1 преuыu�ать 5 %.
Реше11ие.
Вход1rос сонротивлснис каскада будет определяться со11ротиuленисм
резистора R 1 = R.x = 100 кО\1. Если положить R2= 100 кОм, то коэффици­
ент усиления каскада на средних и Dысоких частотах будет определяться
опrошенИе\1 К= Ri/ R3 = 100 По1rожим Ri = 100 кО\1, тогда R3 = 1 кОм.
2l8
Условие 5 % завала частотной характеристики определяет значение с:v1кости конденсатора
1/(2п/С) = 0,05R3 C = 1/(6,28 100 0,05 -10 3 ) = 32 мкФ.
В :этой схеме можно применит�, практически любой операционный
усилитель
Задача 9. Определить входное сопротив,1е11ис истоковоrо повторителя
в схеме (рис. 5.25, з) при R3 = 2 Мом.
Решение.
Для определения сопротивления резистора Rи , который определяет
рабочую точку транзистора. Зададимся токо:v1, протекающи�1 через тран­
зистор. Величина этого тока определяется в пределах от 1 до 5 мА. При­
мем среднее значение :этого тока равны'vl 3 мА. При напряжении отсечки
траюистора КП303 Еотс -= 3 В опрсдсли:v1 сопротивление резистора
R11 = Еатс / /и = 3/3 = 1 кОм
Входное сопротивление опрсдслнется выражением
Rux = Rj(l - К).
Сопротивление резистора
SR,
К=--, R;=µ/S.
1 +SR,
Для паленых трашисторов КП303 имеем µ = 20, S = \ мА/В. В этом
случае R;= 20/1 = 20 кОм, а тогда
Rз= 2 103 20/(2 10 3 + 20) = 40-10 3/2020 = 19,8 кОм.
Отсюда К= 1 19,8/(1 + 19,8) = 0,95.
Тогда Rux 2/(1- 0,95) = 2/0,05 = 40 Мом.
Выходное сопротивление
=
Rвых = Rи (1 - К) = 1 0,05= 50 Ом.
ГЛАВА 6
ГЕНЕРАТОРЫ
6.1. Генераторы гармонических колебаний
Генераторы являются одними из наиболее важных и незамени­
мых э11ементов различных устройств. Генераторы используются при
измерениях в аппаратуре связи, аuтоматике и телемеханике. В за­
висимости от условий работы к генераторам предышлнются раз­
ные требования в отношении стабильности частоты, ам11литуды
и формы ко11ебаний. Генераторы, которые должны обеспечивать
относительную нестабильность частоты пе хуже 1 • 1 о-6, делают с
кварневой стабилизацией частоты. В этих генераторах кварцеuый
резонатор определяет все основные параметры. Кварцевые гене­
раторы являются сложными устройствами. Если стабильность час­
то1ъ1 не столь uажна, то генераторы выполняются с параметри­
ческой стабилизацией.
В аппаратуре находят применение генераторы rар;11онических
колебаний, им11у;1ьсные генераторы и унраuляемые генераторы.
Все они мо1·ут быть с фиксированной и перестраиваемой часто­
той. Генераторы с перестраиваемой частотой имеют значительно
более широкие возможности. Однако они конструктивно сложнее.
Изменение частоты осуществляется за счет изменения номиналов
)лементоn R и С. В качестве переменного сопротивления можно
испо;1ьзовать полевой транзистор.
Генераторы гармонических колебаний янш1ются одними из
наиболее важных и незаменимых ::элементов различных устройств.
Генераторы используются при измерениях в аппаратуре сuязи,
автоматике, телемеханике.
В качестве активного элемента в генераторах применяются уси­
лительные каскады и устройства с отрицательным дифференци­
альным сопротивле11ием. Фазосдвиrаюшие нспи построены на RС­
и RLС-элементах. На частотах выше 100 кГц используют в основ­
ном LRС-:шементы, а на частотах ниже 20 кГц - ,-енераторы на
RС-::элементах.
В аппаратуре находят применение генераторы с фиксированной
и с перестраиваемой частотой. Генераторы с перестраиваемой часто­
той имеют 6011ьшие 1юзможности. Однако они конструктивно слож­
нее. Изменение частоты осуществ,1яетсн за счет изменения номина­
лов R и С эле\lентов. 13 качестве переменного сопротивления можно
220
использовать полевой транзистор. Во всех генераторах частотно-за­
висимые цепи стоят в непи положительной обратной связи.
В существуюших схемах генераторов могут поя1:шяться два вида
искажений формы сигнала. Во-11ерных, искажения, возникаюшие
·ш счет нелинейной схемы стабилизации амплитуды колебаний.
130-1.Порых, за счет нелинейности характеристики транзистора.
Колебания на выходе различных устройств имеют место толь­
ко в том случае, когда на их входы подаются определенные сигна­
;1ы. Колебания, вызываемые внешними воздействиями, называ­
ютсч вынужденными. Форма вынужденных колебаний и такие их
основные параметры, как амплитуда и частота колебаний, зави­
сят как от особенностей данного устройства, так и от характера и
параметров входных сигналов.
В отличие от вынужденных колебаний колебания, самостоя­
гсльно возникающие, называются автоколебаниями, а ус1ройства,
в которых они возникают, - автоколебательными. Такими устрой­
ствами являются генераторы колебаний, которые нередко назы­
вают автогенераторами. Автоколебания обладают следующими ос­
новными особенностями: возникают они нс за счет воздействия
внешнего сигнма, а благодаря наличию некоторых особенных
с1юйсш системы; форма возникающих колебаний, их амплитуда
и частога 1акже определяются свойствами самой системы; возни­
кающие автоколебания, например напряжение на контуре гене­
ратора, облал.ают определенной энергией.
Следовательно, в состав автоколсбатслыюй систе:-v1ы должен
входить источник ::шер1-ии, за счет расхода которой поддержива­
ются колебания. В болынинстве случаев в автогенераторах исполь­
зуются источники :::>нергии постояннот тока.
Автоколебательные системы встречаются во многих областях
техники и природы. К их 1ислу относятся часы, автомобиль и др.
Нередко автоколебания оказываются нежелательными и условия
их 1.юзникновения изучаются для того, чтобы предотвратить их по­
явление. К числу таких явлений огносятся: самовозбуждение уси­
лителей; автоколебания систем автоматического регулирования
мостов, крыльев самолета, колес автомашин и самолетов и др.
На рис. 6.1, а показана :::>лектрическая простейшая схема гене­
ратора с колебательным контуром. Прежде всего остановимся на
качествешюм объяснении процессов, происхолнщих в схеме.
В большинстве случаев источником возникновения автоколеба11ий в генераторах являются флуктуании, всегда имеющие место н
:.шементах реальной схемы. Так, ток, протекающий через актив­
ный ::)Лемент (полевой транзистор), флуктуирует из-за наличии
изУ1.сне11ий u транзисторе Из-за :лих изменений во всех элементах
схемы случайным образом меняются напряжение и токи.
Предположим, что Тсtкие флуктуации появились в затворе тран­
зистора. Они вызовут появление перс:'vlенной составляющей в токе
1
221
<р
к
Вых
кiйоз�
�l±:
а
+Е
в
-гс е
-15 В
vn
КТ312
Ивых
ж
3
Рис. 6.1. Схемы генераторов гармони•1еских колебаний:
а - схема генератора на колсбателыю'>! контуре, б - схема генератора на фазо•
с;щигаюшсй СR-uепи, в - АЧХ и ФЧХ, г - схема генератора на �юстс Вина; д АЧХ и ФЧХ; е - схема генератора на СR-филырс. ж - схема генератора на
RС-фи,1ырс, з - схе\1а генератора на ,1вой1юм Т-образном мосте, и - транзисторная схема генератора и11франизких •�астот на фильтре Вина
стока. Этот ток создает на контуре напряжение с частотой, опре­
деляемой эJ1е:v�снтами L и С. Колебания в контуре трансформиру­
ются в затвор. Если эти колебания совлалут по фазе с первона­
чальными колебаниями, то образуются суммарные колебания боль­
шей ам11J1итуды. Большие ко;rебания uызовут большое изменение
тока стока, что нриuедет к образованию еше большего напряже­
ния на контуре и, как с:rедс1 uие, еще большее напряжение на
запюре. В итоге лроuесс сю.ювозбуж,,1ения колебаний будет разви­
ваться, амплитуда колебаний будет uозрастать. Очевиюю, это имеет
место, если коэффиuие11т l!ередачи напряжения по замкнутой uепи
генератора больше единиuы (К> 1).
Нарастание ко,1ебаний происходит до тех лор, пока из-за
нелинейности усиления коэффиuиент К не уменьши� ся до еди­
ниuы (К= 1). При этом установится стаuионарный динамиче-
222
ский режим, которому соответспзует определенная амплитуда
1<олсбаний.
При мате\1атическом описании процессоu, происходящих в схе­
ме генератора, и услоuий возникновения колебаний принимают­
ся дuа услония: условие баланса амплитуд, условие баланса фаз.
По первому ус.1овию в стационарном режиме значение коэффи1щента передачи по замкнутому контуру генератора равно едини­
не. По второму условию - колебания в цени замкнутого контура
;юлжны сошrадать по фазе.
Поскольку практически невозможно рассмотреть все типы ге­
нераторов мы ограничимся лишь несколькими схемами, которые
1-�аиболее широко распространены. Теорию генераторов в рамках
лога курса рассмотрен, невозможно. Устойчивые колебания воз11икюот при 11аличии положительной обратной связи, которая
реализуется для коэффициента передачи больше единицы, а пол­
ный фазовый сдвиг равен нулю.
Генератор с фазосдвигающей RС-цепью показан на рис. 6.1, б.
Частотная и фазовая характеристики представлены на рис. 6.1, в. На
частоте wк фаза колебаний становится равной 1t, при этом ампли­
туда на резисторе R 1 уменьшается до значения 1/29. Поэтому для
uозникновения колебаний необходимо иметь козффициент пере­
дачи операционного усилителя (ОУ) К= 29. Частота колебаний
F= 1/(Ъ:RС-6°·5 ).
Если в згой схеме поменять местами R и С, то частота опреде­
ляется выражением
F = 6° · 5 /(Ъ:RС).
При этом коэффициент переда11и ОУ К= R2/ R1 = 18,4.
Недостатком этого генератора является бо.1ьшое количество
элемснтон в цепи положителы-юй обратной связи (ОС). Он трудно
1терестраивается.
В генераторе на мосте Вина квазирезонансная RС-цепь настра­
ивается на частоту
05
f = l/(R1R2C1 С2) · .
Коэффициент передачи ОУ К= RJ R 1 = 3 (рис. 6.1, г, д).
На рис. 6.1, е, ж изображены схемы генераторов, у ко·горых ОУ
и\1еет козффициснт передачи, равный единице. Особенности этих
схем в том, что пассивная RС-цепь ю1еет коэффициент передачи
К= 30/29 > 1, а резонансная частота определяется uыражением
На рис. 6.1, з изображена схема, где генератор собран на одном
траюисторе, в цепь обратной связи ко·горого включен двойной
223
2
а
R1
!Ок
SAL.J
-15В
VТ
КТ315
R2
lк
Cll� C}LS_l
VТЗ
К.Т361
VТl
КПlОЗ
SAL.2....._______
Cs
�<?z.LCR
1,
VТI
КТ315
VТ2
Т315
д
г
Рис. 6.2 Генераторы перестраиваемые и на туннельных эквивалентах:
а - генератор на :жнива.ленте туннельного диода: б - ВАХ схе\tЫ на nо;1евых
тр:�нзисторах, в - переетраинае',,\ый генератор низко4астотных колебаний; г генератор нысоко•�астотных колебаний на е\!'костной трехто4ке; д - генератор с
кварцевьщ резон.норам
Т-мост. В за�шсимости от параметров моста схема формирует коле­
бания с частотой от 20 Гц до 20 кГц. Частоту можно регулировать
резистором R:
f = 1,6104/RC,
где R - сопротивление, Ом; С - емкость, мкФ; f - частота, Гu.
На рис. 6.1, и показана схема генератора инфранизких частот. Ам­
плитуда колебаний равна 12 В, частота - 1 Гц. Обратная связь
построена на :viocтe Вина. Cxe:via (рис. 6.2, а) имеет генератор на
224
Та блиuа 6.1
f, МГu
С 1 , пФ
3 ... 6
6... ]5
15.. 30
560
560
С2 , пФ
200
470
220
100
J(BYX полевых транзисторах, которые образуют устройспю, кото­
рое имеет характеристику с дифференuиальным отрицательным
сопротивлением (рис. 6.2, б). Для устаноuки рабочей точки служит
потенuиометр. Выходной сигнал с амплитудой 1 В имеет частоту
1 кГц. Генератор (рис. 6.2, в) формирует сигналы с частотой от
20 Гц до 200 кГв. Это достигается переключением конденсаторов
в цепи обратной связи. Выходное напряжение - 1 В. КОJффиuи­
ент гармоник составля.ет 0,5 %. Терморезистор осущест1ыяет авто­
матическую регулировку а,,шлитуды колебаний и уменьшает не­
линейные искажения.
Для полу 1 1еню1 сигналов на более высоких частотах существу­
ют схемы на LС-элемснтах (рис. 6.2, г). Выходной сигнал с ампли­
тулой 1 В имеет частоту 10 МГц. В схеме (рис. 6.2, д) применяется
кварц для стабилизации частоты.
За счет изменения но\1иналов конденсаторов можно менять u
небольших пределах частоту выходного сигнала (табл. 6.1). Ста­
бильность частоты равна 1 • 10 6.
Контролыtые вопросы
1. Какое назначение генераторов гармонических ко,1еба11ий'1
2. К::�кие существуют способы стабилизации частоты ?
3. Какой прин11ип работы генератора с фазосдвиrа�ошсй цепью?
4. Какой принцип работы генератора с моста� Вина?
5. Какой принц11п работы генератора на двойно�1 Т-образном мосте?
6. Какой принцип работы генератора с элементом, имсюшим участок
ВАХ с отри11атс,1ы1ым дифференциальным сппротивлением'!
7. Кdкой 11риш1и11 построения перестраиваемого генератора?
8 Какой приннип работы генератора на ко;1сбатслыюм контуре?
9. Кdкой принцип работы генератора с кварцевой стабилиза�1ией?
6.2. Генераторы 11рямоуrольных импульсов
Импульсные генераторы при�1еняются для дискретной и ана­
логоrюй тсх1шки. В зависимости от назначения устройства к гене­
раторам предъявляются самые разнообразные требования. Наибо­
лее важным является требование стабильности частоты формиру­
е.\1ого сиrна.;ш. Относительная нестабильность частоты u пределах
от 1 10-4 до l . 1 о-6 может быть получена только в кварцевых генеК lopoll!KIН\
225
раторах. Нестабильность частоты в пределах от 1 • 10-2 до 1-10 4
достигается в генераторах на LС-контурах. Генераторы с неста
бильностью частоты от 1 · 10- 1 до l • 10-2 строятся на RС-элементах,
В устройствах, где требования по стабильности частоты не играют
первостепенной роли, применяются генераторы с параметричс
екай стабилизаuией. Пара:v�етрическая стабилизация частоты в им•
пульсных генераторах сводится к стабилизации момента переклю
че11ия пороговой схемы, на вход которой поступает си1·нал с ин­
тегрирующей цепочки.
Наряду со стабилизацией частоты выходного сигнала к генера­
торам предъявляются требования минимального потребления энер­
гии. Среди импульсных схем с минимальной мощностыо потреб­
ления особое место занимают схемы с дополнительной симмет­
рией, построенные на комбинации транзисторов обоих типо11
проволимости. Осноuной особенноС'rью :лих схем явш1етси то, что
в одном из состояний все транзисторы закрыты и потребление
энергии практически отсутствует. Энергия расходуется в момент
формирования импульсного сигнала.
На рис. 6.3 а показана схема на комбинированных транзисторах.
В :лой схеме конденсатор вк.,1ю,1ен в цепь положительной обрат­
ной связи. После включения 11итания транзистор VTI открывает­
ся. Это приводит к открыванию транзистора VT2 и он вхо;шт в
насыщение. Конленсатор заряжается через резистор R1• Через не­
которое вре\1Я базовый ток транзистора VТI уменьшится настоль­
ко, что транзистор VT2 выйдет из насыщения. Положительный
перепад в коллекторе 1ранзистора VT2 будет закрывать транзис­
тор VTl. Э10 приведет к закрыванию обоих трашисторов. Они бу­
дут закрыты до тех пор, пока конденсатор не разрядится через
резисторы R1, R2 , R3 . Влияние сопротивления резистора R3 на д,1и­
тельность импульсно1·0 сигнала показано на рис. 6.3, б.
Если вместо резистора R, 13ключить диод, то 1·енератор будет
формировать импульсы длительностью 2 мкс и периодом слело­
вания 800 мкс.
На транзисторах одинаковой проводимости можно построить
мультивибратор. Мультивибратором называется релаксационный
генератор и:v�пульсон с двойной rюложительной обратной связыо.
Схема мультивибратора показана на рис. 6.3, в.
При включении питания на коллекторах транзисторо11 булет
у11еличиваться напряже11ие. Поскольку транзисторы отличаются
друг ог лруга по своим параметрам, то на одно.\1 из коллекторов
напряжение будет нарастать быстрее, а на другом - медленнее.
Пусть И,к > И2к. Это привалит к тому, 'ПО Иi к будет действоuать на
базу VT2. Этот транзистор начнет открываться, в его коллекторе
U2к замедлит рост и начнет уменьшаться. Это уменынение через
конл.енсатор С2 будет закрывать транзистор VTI. Его коллектор­
ное напряжение еще бол1,ше возрастет. В итоге транзистор VT2
226
+5В
R2
YDf
't, мкс
Зк
С1
0, 1
1500
'tJ
1 000
�
'1
500
VТ2
КТ201
-5В
500 1000 1500
-Е
Rз, Ом
R2к
в
+Е
Изи "' О
4
о 1.,.,-"'
р
и,,�с,
05В
t 3
1В
t 2
1,5 В
2В
2,5 В
е
------
U2�N
Заряд С2
8
16
зв
-U
c
�
ж
Рис 6 3. И \111ульсныс генераторы на транзисторах:
а - 11\Шулl,(:ный I снератор на транJисторах разной проводимости. б - измс11е11ис Пdра\1стров выхо,11юго сиг11а.,1а, в -- ч�анJисторный мультивибратор, г форш,1 сита,1ов: д - мулuтивибратор с рас•1;1снс1111ой кол,1ск горной нагрузкой.
е - ,1у;1uтивибратор на по,1евых 1ранзисторах. ж - формы выхо,111ых сип�а,1он;
з - нагрузочная прю1ая 1Jо;1сrюго транзистора
227
откроется, а транзистор VTl -закроется. В таком состоянии транзи
стары будут находиться до тех пор, пока конденсатор С2 зарядит
ся. Ток через резистор R 16 начнет открывать транзистор VТJ. Умень
шсние напряжения И.. к вызыuает появление положительного им•
пульса u базе транзистора VT2. Это приведет к закрыванию VT2,
Напряжение И2к будет увеличиuаться. Через конденсатор С2 отри­
цательный перепад увеличивает открывание транзистора VТI. В ре­
зультате транзистор VTI открое1сн, а транзистор VT2 закроется,
Временные диаграммы показаны на рис. 6.3, г.
Для расчета элементов имеем скважность Q выходного сигна•
ла, которая входит в формулу
Рт = ( Q - l)к;iac/0,23,
где Рт - коэффициент усиления транзистора; К�,ас = 2 ... 3 - коэф­
фициент насыщения транзисторов.
Сопротивление Rк = R,;Кнас/Рт- Длительность импульса /11 = 0,7 R6 C.
Длительность фронта tФ = 0,32/ Е"т, а длительность среза импульса
fc = Rк С12•
При выборе сопротивления Rк необходимо исходить из двух
условий:
при заданном значении сопротивления нагрузки R11 можно оп­
ределить
между базовым и коллекторным сопротивлениями сущестuует
зависимость Rr, = Р т Rк/ Кнас·
Зная� или Rк, определяем второе сопротивление.
Недостатком рассмотренного мультивибратора является 1юзмож­
ность жесткого самовозбуждения, т. е. тако1·0 режима, ври кото­
ром мультивибратор 11с будет формироuать колебания после вклю­
чения источника питания. Это происходит вследствие того, что
оба транзистора окажутся в режиме насыщения и условия разви­
тия регенератиuного процесса не будут выполняться Для исклю­
чения жесткого режима самовозбуждения необходимо использо­
вать такую сuязь между каскадами, при которой транзисторы пос­
ле включения не входят в режим насыш.ения. Эти ус,1овия выпол­
няет мультивибратор, схема которого показана на рис. 6.3, д.
Здесь сопротивления резисторов R� и R�' определяются из соот­
ношения К =R:JRк, где К= 0,4 ... 0,6 и Rк = R� + R�.
Мультивибратор на полевых транзисторах позuоляет конструи­
ровать устройства на очень низкие частоты повторения импульсов.
Форма выходных импульсов менее искажена, а скважность боль­
ше, чем на биполярных транзисторах. Схема мультивибратора пред­
стаuлена на рис. 6.3, е. Фор:wа сигналов показана на рис. 6.3, ж.
От мультивибратора на биполярных транзисторах е1·0 отличает
то, ч10 во временных устойчивых состояниях равновесия разряд кон-
228
;tснсаторов происходит практически только через резисторы R3 и не
1ю нулсuого напряжения, а до значения, при котором напряжение
на затворе ста новится равным напряжению отсечки Изи = 1 ... 6 В.
Пример. Рассчитать \1ультивибратор.
Дано:
Т=1ООО мкс - период следования выхо1шых импульсов, fи=100 мкс длитель11ость выходных импульсов; fc = 15 мкс - длительность среза.
Решепие.
Выбор транзисторов основывается на соотношении Иси / И,и > 2,5, где
Иси - максимально допустимое напряжение сток-исток; Изи - шшряже­
ние отсечки. Можно выбрать КП103А, у которого Иси = 10 В, Изи=3,5 В,
fc = 3 ... 6 мА, S=1,8... 3,8 мА/В, /3 < 20 нА, Р= 120 мВт.
При напряжении на затворе И,=О транзистор полностью открыт. При
лом ток через транзистор должен протекать максимальный, чтобы ра­
ботать на минимальное сопропшление нагрузки. Проводим нагрузочную
прямую АВ (рис. 6.3, з). Напр}rжение на стоке меняется от -1 О до - 4 В, т. е.
лис= 6 В. Ток стока меняется от О до 4,5 мА. Сопротивление Rc=6/4,5=
= 1,3 кОм.
Мощность, рассеиваемая на огкрытом транзисторе,
Ре= U0 lc =4,5-10-3 . 4=18 мВт< Ртах ·
Вычисляем емкость конденсатора С2 большого номинала из условия
lи > 3C2 R.. или С2 < fи/(3Rc),
получим С2 = 100- 10- /(3 1,3 · 103) =24 мФ.
Сопротивление резистора R3 определяем из выражения
6
RзС2 = Т - t11 или Rз=(Т- tи )/С2 ,
получим R3 = (!ООО - 100) I0-6/24 . 10-9 = 208 кОм.
Емкость конденсатора С1 определяем из выражения
fи =RзС1 или С, = fи /Rз,
полу,шм С1 = 100 . 10- /(208 • 103) = 2,7 мкФ.
Длительность среза определяется выражением t0 = 3Rc C1 =3 • 1,3 х
х 103 - 2,7 · 10-9 = 10,5 мкс.
Длительность фрон га ичпульса определяется выражением t,1,= 3RC0 ,
где С0 =С111 С30 ""48 пФ,
поnучим tф = 3. 1,3 103 -48. 10-1 2 = 0,2 мкс.
Условие самовозбужления определяется выражением Kmin= SRc > 1,
получим
6
-'-
К111 ;л= l,8 10-3 1,3 103=2,34.
Схема генератора импульсов на операционном усилителе (ОУ)
и формы выхолных сигналов показаны на рис. 6.4, а, б. Выходное
шшряжсние генератора скачком переключается :v�сжду двумя уров­
ня:v�и благодаря положительной обратной связи через резисторы
R, и R2 .
229
Переключение происхол.ит в момент, когда на входах усилите­
ля напряжения равны. При положительном выходном напряже­
нии конденсатор заряжается через резистор R3 • При равенстве на­
пряжений на входах ОУ переходит в другое состояние, на выходе
его появляется отрицательное напряжение. Конденсатор начинает
разряжаться через резистор R3 • И вновь при равенстве напряжений
на входах ОУ переключается. Выходной сигнал имеет форму ме­
андра. Период следования импульсов Т= CR 1 R3/(R 1 + R2).
Для получения выходного сигнала со скважностью более двух
необхол.имо разделить зарядную и разрядную цепи конденсатора.
Это можно реализовать с помошыо схемы (рис. 6.4, в). Генератор
работает в диапазоне частот от 1 О Гц до 1 МГц.
Широкое распространение получили генераторы на логичес­
ких элементах. В большинстве устройств, где используются эти
генераторы, предъявляются высокие требования к стабильности
частоты. В этом случае наиболее распространенной схемой являет­
ся кольцевая (рис. 6.5, а). Генерация сигнала нозникает из-за за­
держки распространения импульса, частота равна 10 ... 20 МГц.
Уменьшить частоту можно, если подключить к одному из инвер­
торов конденсатор. Основным недостатком этого 1·енератора явля­
ется плохая стабильность частоты при изменении температуры. На
рис. 6.5, б показана простая схема генератора lla двух логических
элементах. Резистор в обратной связи выводит инвертор в линей­
ный режим работы по постояшюму току. Конденсатор в обратной
связи вызывает импульсный сигна.,1. Эта схема не отли•rается по­
вышенной стабильностью частоты. Для повышения стабильности
частоты в схему целесообразно последонателыю с конденсатором
включить кварцевый резонатор (рис. 6.5, в).
Аналогичные схемы генераторов можно лостроюь на логичес­
ких элементах (МДП-структурах). На рис. 6.5, г показана схема на
МС К564ЛЕ5. Частота импульсов определяется выражением f =
= 0,482/(R1 C i ) при R 1 = R2 • Для регулирования частоты можно при­
менить переменный резистор R2. Кварцевый генератор можно со-
vm
u�
Ис
о
VD2
h__p
L
Г/"'--,..'7/
Рис. 6.4 Импу;rьеные генераторы на ОУ.
в
а - си\1v1стрич11ый импу,1ьс11ый генсрыор, б - фор\1ы Быхо,111ых сигшvюв, в генератор С ,11ЮИIЮЙ ОlрИШ-!ТСЛhНОЙ обрi!ТIЮЙ СШIЗЬ!О
230
DDl.1 DDl.2 DD1.3
750
а
750
б
в
г
2 1----+--1-+-1
4 ---+--+-+-!,
8
4
DDЗ
е
Вход С
п
п
п
п
t
Выход 1--- Laa-- -� L---�- �--t
---�
--Выход 2t
Выход 3------'
п
ГLt
Выход 4------- �--------
ж
t
Рис. 6.5. Импульсные генераторы на логических схемах:
а - имnулhсный генератор на трех ,юrических э.1е.\1ентах; 6 - и'Чnу,1ьс11ый rене­
р:11 ор на двух логических э.,с:мсюах, в - импульсный генератор на лоrическо\1
э,1е"1ен1е с кварцевой стабипиJа�1исй; г - имnу,1ьсный генератор на низких ча­
стотах, д - имnул,сный генератор на ошюм логическом ::�лемс1пс с кварцсной
стабилизацией, е - ,11-югофазный И\Шульсный rенера,ор, ж - выходной сиг11а.,1
брать на одном логическо.'vl элс.'vlентс по схе\,1с, показанной на
рис. 6.5, д. Частота сигнала равняется 10 ... 100 кГн.
Кроме однофаJных импульсных генераторов 13 устройствах ниф­
ровой техники широко применяются многофазные генераторы. Эти
генераторы .'vlожно построить на различных типах \,1Икросхем. O,rщн
их этих генераторов показан на рис. 6.5, е. Форма 1.!ЫХодных си1·на­
,1ов его показана на рис 6.5, ж. Он построен на МС Кl55ИР1. Этот
1·снератор применяется для управления различны.'vlи устройства­
ми в разнос время.
Все выходы регистра соединяются между собой через логиче­
ские эJJе:'vtснты ИЛИ-НЕ, DD3, выход которого подключен к но­
слсдонательному входу регистра. Поэтому до тех пор, пока на од231
ном разряде имеется лог. 1, 13 него будут заттисьшаться нули. При
поступлении четырех тактовых имттульсо13 элемент DD3 переклю­
чается и на последовательном 13ходе регистра появляется лог. 1,
Чтобы предотвратить наложение такrо13ых сигналов, 13Се выходы
регистра подключаются к DD2, выполняющему функции И, а на
другие входы подается тактовый сиrна..1.
Контроль11ыс вопросы
1. Какие принципы построения 1·енера1оров прямоуrо:1ьных импульсов?
2 Какой принцип работы генератора на составных трашисторах?
3. Какой принцип работы мультивибратора на транзисторах?
4 Назовите способы улуч11rения параметров ныходноrо сип�ала муль­
тивибратора.
6.3. Управляемые им11ульс11ые rе11ераторы
Эти rенерагоры осуществляют преобразование одного вида
сигнала в другой. Суш:ествуют разные сrюсобы преобразования:
постоянное напряжение преобразуе1ся в сигналы импульсного
вида; входные импулhсные сигналы укорачиваются или удлиня­
ются, осуществляют зал.ержку сигнала. Эти устройства иногда на­
зывают одновибраторами.
Генераторы находят широкое при;,_1сненис в различных систе­
мах обработки информации. Они составляют основу всех импуль­
сных устройств. Преобразование <<напряжение-частота,> приме­
няется в измерительных устройствах, в системах автоматического
контроля. В настоящее вре\1я разработаны преобразователи с не­
линейностью характеристики поря,1,ю1 0,002 %, при :лом 11оrреш­
нос·гь преобразования составдяст 0,03 %. Наибо]1ее экономичньши
генераторами являю гся схемы на транзисторах разных типов про­
водимости. В таких генераторах оба транзистора закрыты, а с при­
ходом входного сигнала они ошювременно открываются. Через
транзисторы протекает ток только в момент фор\1ирования вы­
ход1юrо сигна.1а. В открытом состоянии транзисторы способны
проводить большие токи. Длительность имнульса выходного сиг­
нала определяется постоянной времени RС-цепи. УJ1.1еньшение
длительности импульса осуществляется дифференцирующей це­
пью, а удлинение - интегрирующей цепью. При формировании
импульсного сигнала строго определенной длительности приме­
няются генераторы постоянного тока для заряда конденсатора.
Рассмотрим несколько практических схем упрашrяемых гене­
раторов. На схеме (рис. 6.6, а) в исходном состоянии транзистор
VT2 открыт, транзистор VТI закрыт. Напряжение на резисторе R э
больше нанряжения делителя R1, R2• При подаче на нход положи232
Uнх
и.х
VТl
VТ2
U2
5
а
1:,
мс
0,6
0,2
20
Входы
Выходы
в
Q Q
А1 А2
х
L..
L..
х
_г
_г
1
1
е
А1
А2
и.х
0,4
о х
х о
в
б
..n.. tГ
.л.. tГ
.л.. tГ
.л.. tГ
40
г
R
60R 1 , кОм
5 в
11
R
10 С
6
- ! Uвых
Q
д
А
Q
RC
Q
в
с
с
Q
и.ых
Ивх
□
Ивых
ж
Рис. 6 6 Управляемые генераторы:
3
а - эмипер1ю-связанный управляемый импульсный генератор (электрическая
схема), б - формы выхо.111ых cиrнa.JIOD, в - генератор с дина\fической обратной
Cl!ЯJhIO, г - ИЗ'АСнения длите,lЫ!ОСТИ DЫХОДНОГО сигнала: д - генератор 11а мс
К155АП 2; е - лоrичсская таблиuа; ж - генератор на МС К155АГЗ, з - входной
и выходной сигналы
тельного импульса транзистор VTI открывается. Отрицательный
перепад напряжения 13 его коллекторе передается в базу транзис­
тора VT2, что при1ю.пит к его закрыванию. Конденсатор начинает
заряжаться через резистор R6 • Прекращение лсйспшя входного
иУiпуш,са не изменит состояние транзисторов. Они будут нахо­
диться в этом состоянии до тех пор, пока конденсатор Jаряжается.
При появлении в базе траюистора VT2 положительного напря­
жения произойдет процесс переключения. Транзистор VT1 закро­
ется, а транзистор VT2 откроется. Схема вернется в исходное со­
стояние. Фор�1а выходных сигналов показана r1a рис. 6.6, б. Дли­
телыюсть импульса в коi1лекторе транзистора VT2 опрелеляется
выражением t = 0,7 С R;;.
233
В схеме (рис. 6.6, в) применяются разнополярные транзисто­
ры. В ждущем режиме оба транзистора закрыты. Входной им11ульс положительной полярности открывает транзистор VTI.
Коллекторный ток этого транзистора открывает транзистор VТ2.
Положительный перепад напряжения в коллекторе VT2 будет
поддерживать транзистор VTI в открытом состоянии до тех пор,
пока кондс11сатор заряжается через резистор R 1 • Входное сопро­
тивление транзистора VT1 больше сопротиuлсния резистора R 1 •
Положительное на11ряжение в базе транзистора VT1 будет по­
степенно уменьшаться. Наступит момент, когда транзистор VT2
выйдет из насыщения. Отриuательный перепад напряжения в
коллекторе трашистора VT2 пройдет u базу транзистора VТI и
закроет его. Наступает проuесс разряда конденсатора. В этом
состоянии релаксатор будет ожидать очередного импул1,са. Дли­
тельность выхо,rщого импульса определяется постоянной вре­
мени -с= CR 1 (рис. 6.6, г).
Наибольшее распространение в импульсной технике получи­
ли микросхемные управляемые генераторы. Для этих uелей раз­
работаны МС 155ЛГI ,3. Схе:\1а управляемого генератора на МС
155АГI пою1зана на рис. 6.6, д. Она может запускаться по перед­
нему фронту и 110 заднему с11аду uходного импульса. Д.1итель­
ность выходно1·0 импульса определяется выражением -с= О, 7 CR,
где -с - постоянная времени, нс; С= О ... 1000 мкФ; R = 2 ... 40 кОм.
Таблиuа ло1·ической связи входных и выходных импульсов пока­
зана на рис. 6.6, е.
Схема генератора на МС l55АГЗ показана на рис. 6.6, ж, а
входной и выходной сигналы - на рис. 6.6, з. Важное место в
импу:1ьс11ой технике занимают формировате;�и, запускаемые от
механических контактов. При переключении возникает пробле­
ма устранения дребезга, что вызывает ноявление ложных им­
пульсов. При замыка[[ИИ контактов напряжение на входе филь­
тра надает до нуля (рис. 6. 7, а). Возникающие при переключе­
нии краткоuременные импульсы сглаживаются фильтром. Дру­
гая схема (рис. 6. 7, б) построена на триггере из логических эле­
ментов. Триггер переключается от перного импульса механи­
ческих контактов и остается в этом положении до следующего
переключения контактов.
Для формирования выходного сигнала заданной длительно­
сти применяют схему, представленную на рис. 6. 7, в. Генератор
формирует отринательный импульс при переключении контак­
тов. Дли1ельность им11ульса определяется выражением -с= RC.
Эта схема может работать и от внешнего импульсного сигнала.
Осflовные харакrеристики генератора показаны на рис. 6. 7, г.
Положительный перепад нанряжения проходит через конден­
сатор и переключает элемент DDI .2. Обратная связь на первый
элемент поддерживает его в открытом состоянии, когда вход-
234
DDl.1
+5�
sв_{
а
те
DDl.2
6
,:, мкс
30
20
10
20
40
60 С,
пФ
2
и•• V V V V V(
е
Рис. 6.7. Импульсные формироnатели:
а - кол1мугащюн11ый формирователь импульсного сигнала; б - ком\lутаuионный
формирова1е;�.ь на двух логических элементах, в - формировате,1ь импульсного
сигна.,а, г - зависимость выход1юго сигнала от номинала соединитс,1ьного кон­
денсатора; д - транзисторный триггер, е - сш1зh вхо,..1ного и выходного сигналов
ной сигнал прекращает действие. Элементы находятся в откры­
том состоянии до тех пор, пока заряжается конденсатор. По
достижении на резисторе напряжения 1,2 В элемент DD1.2 воз­
вращается в исходное состояние. За ним следует переключение
элемента DD 1.1.
К управляемым генераторам относятся триперные устройства.
Триггером называется устройство, имеющее два устойчивых со­
стояния и переходящее из одного состояния в другое под воздей­
ствием внешних импульсных сигналов.
Схема триггера показана на рис. 6. 7, д, а его входные и вы­
ходные сигналы - на рис. 6. 7, е. В схеме (см. рис. 6. 7, д) суше235
ствуют две положительные обратные связи через резисторы R 1 n
и R 26• При включении питания оба транзистора находятся в зак­
рытом состоянии. В следующий момент через резисторы R 16 и
R26 начинают протекать базовые токи и оба транзистора откры­
ваются. При разных значениях /3 открывание транзисторов будет
неодинаковым. Произойдет разбаланс базовых токов. Один из
транзисторов с большим /3 откроется быстрее, и напряжение в
его коллекторе будет равно нулю. Это приведет к закрыванию
второго транзистора, поскольку отсутствует базовый ток. В ре­
зультате один транзистор будет открыт, другой - закрыт. На­
пример, транзистор VTI - открыт, а транзистор VT2 - закрыт.
Напряжение в коллекторе VТ1 будет равно нулю, а напряжение
в коллекторе VT2 - равно +Е. Это напряжение через резистор
VT2 определяет базовый ток транзистора VT1, поддерживая его
в открытом состоянии. Ток через базу транзистора VT2 не про­
текает. На конденсаторе С16 отсутствует напряжение, а конден­
сатор С26 заряжен до напряжения +Е.
К коллекторам транзисторов подключены управляющие дио­
ды VD I, VD2. С другой стороны JIИодов подано напряжение +Е/2
с делителя R 1 , R2. В результате диод VD 1 закрыт, а диод VD2 от­
крыт. Через конденсатор С подаются входные импульсы отрица­
тельной полярности. Входной импульс проходит через диод VD2 в
коллектор транзистора. Через конденсатор С26 этот импульс дей­
ствует в базу транзистора VTl и приводит к его закрыванию. По­
ложительный перепад напряжения в коллекторе транзистора VTI
через цепь R 16 С16 действует на транзистор VT2 и заставляет его
открыться. Запас накопленной энергии на конденсаторе С26 под­
ключается к базе транзистора VTl и еще больше закрывает его.
Входной импульс прекращает действие. Однако конJiенсатор С26
действует на базу транзистора VTl, чем поддерживает его в за­
крытом состоянии. После разряда конденсатора С26 схема не из­
менит своего состояния за счет действия резисторов R16 и R26• В этом
состоянии схема может находиться сколь угодно дол1·0. Только
второй входной импульс переводит ее в другое (исходное) состо­
яние. В результате с приходом каждого входного импульса меняет­
ся состояние триггера.
Контрольные вопросы
1. Какой принuип построения упранляемых импульсных генераторов?
2 Опишите проuесс формирования выходного сигнала в управлне­
мых генераторах.
3. Опишите микросхемные управляемые генераторы: элементы, оп­
ределяющие длительность выходного сигнала.
4. Какой способ формировании llыходного сигнала в триггерных уст­
ройС111ах?
236
6.4. Формирователи пилообразноrо сигнала
В электронных устройствах применяют два вида формировате­
лей пилообразного сигшща: формирователь пилообразного напря­
жения (ФПН); формирователь пилообразного тока (ФПТ).
Схемы ФПН применяются в осциллографиqеских устройствах, а
ФПТ - в телевизионных приемниках. Устройство ФПН построено
на заряде конденсатора постоянным током. В основу ФПТ положено
линейное изменение тока, протекающего 'Iерез индуктивность.
Простым ФПН является RС-цепь, подключенная к источнику
постоянного напряжения (рис. 6.8, а). Форма выходного сигнала
показана на рис. 6.8, б. Конденсатор заряжается током, протекаю­
щим через резистор Rк. Внешние импульсы положительной по­
лярности открывают транзистор, который разряжает конденсатор.
Эта схема проста, но она имеет недостаток, который ограничива­
ет се применение. Неравномерность нарастания напряжения на
конденсаторе приводит к большим погрешностям пилообразной
формы. Эта схема может работать только при больших частотах
управляющих импульсов. Линейнос1ь становится удовлетворитель­
ной, но амплитуда выходного сигнала уменьшается.
Для исключения этих двух недостатков применяются схемы, в
которых конденсатор заряжается постоянным током от генерато­
ра тока. На рис. 6.8, в показана схема, где в качестве генератора
тока используется транзистор VТ\. Конденсатор заряжается кол­
лекторным током этого транзистора. Коллекторный ток биполяр­
ного транзистора опре,rtеляется резистором R3 и опорным напря­
жением стабилитрона VD\. А\1.плитуда выходного сигнала опреде­
ляется выражением U = IJ FC, где F - часто т а импульсов управ­
ляющего сигнала. Максимальная амплитуда выходного сигнала
будет равна 4 В. Для увеличения амплитуды необходимо увеличить
напряжение источника питания. В схеме, показанной на рис. 6.8, г,
ток полевого транзистора определяется выражением lc = U0/(R1 С),
где Uu - напряжение отсечки транзистора.
Управляемый генератор пилообразного сигнала (рис. 6.8, д)
построен по схеме интегратора с большой постоянной времени,
которая определяется выражением t = pf4C1 , где р - коэффици­
ент усиления транзистора VТl.
Транзистор VTJ медленно открывается: конденсатор С1 вклю­
чен в непь отрицательной обратной связи. Напряжение в цепи
коллектора уменьшается. В некоторый момент открывается диод
VD2 и шунтирует вход транзистора VT2. Транзистор VT2 за­
крывается. Для ускорения процесса закрывания в его коллектор
включена динамическая нагрузка - транзистор VT3. Через эмит­
тер 1 ранзистора VT3 конденсатор С1 быстро заряжается. В ре­
зультате обратный ход пилообразного сигнала сведен к мини­
муму. Его длительность состав;шет менее 5 мкс. Длительность
237
+10 В
а
С1 14
10н5,1к
б
в
г
Т,мкс
JILJLJL
2N'-..J'-.,..
R1
1,5к
03
д
4
5
6
7
е
Иупр,
в
+15 В
14
4,7к
ж
з
и
Рис. 6 S. Генераторы сигналов пилообразной формы:
а - унрао,1не.\1.ый е,1костной фор,1иров<1тель пи,1ообрюн010 сип1ма напряжения;
б - форма сигнала на конденсаторе; в - упра1ынемый е�1костной фор,ш1юшнель
с генератором тока на биполярном транзисторе, г - управ,1иемый емкостной фор­
миров<1те,1h с генератором тока на полево\1. транзис1оре, д - автономный генера­
тор пи.1, ообра3ного сигнала напряженин, е - изменение перио,-1а сипшла ог управ­
,111юшего напрнже11ия; ж - и�шульсный упраuляе;,.1ый е,1костной фор¼ирова1е,1ь
со сбросом, З - RХО,11ЮЙ И выходной си111алы, U - И\1ПУ,1hС!!ЫЙ упрао,1яемый
емкостной формирователь
пилообразного сигнала можно регулировать с помощью базо1юго тока транзистора VT\. Эта регулировочная ха рактеристика
показан а н а рис. 6.8, е.
В телевизионных системах прикладного назначения очень часто
необходимо дискретно переходить от строки к строке. Для этого
генератор кадровой развертки нередающей трубки должен выраба­
тывать ток ступенчатой формы. Схема формирователя показана на
238
rис. 6.8, ж, а входные и выходные сигналы на рис. 6.8, з. На вход
схемы посту11ает импульсный сигнал (меандр). За 13ремя действия
13ХОдного импульса ко1щенсатор С1 заряжается через диод VD2. Ко­
личестно заряда на этом конденсаторе равно Q = С1 Инх · С прекраще­
нием дейспшя входного И,\1нульса это количество зарядов перехо­
дит на конденсатор С2 • При этом напряжение на конденсаторе С2
изменится на величину ЛUс2 = С1 ИвJС2 • Обш.ее напряжение на кон­
денсаторе С2 и, з11ачит, на выходе операuионвого усилителя будет
U.шх = пЛИс1 = nС1Ивх /С2.
Когда напряжение на конленсаторе лостиrает максимальной
13еличины, приходят отбрасывающие синхроимпульсы. Они откры­
вают транзистор, и конденсатор С2 разряжается. С этого момента
начинается новый никл формирования сигнала ступенчатого вида.
Другой формирователь сгупенчато1·0 сигнала показан 11а рис. 6.8, и.
В исходном состоянии конденсатор заряжен до напряжения пита­
ния. Все транзисторы закрыты. Входной упра13ляющий импульс по1южителыюй пош1рности открынает транзистор VTI. Через транзи­
стор протекает ток, который разряжает конденсатор. Напряжение
на конденсаторе уменьшается. Второй импульс также разрядит кон­
денсатор на дискретное з1�а 1 1ение напряжения. В результате этого
каждый импульс будет сrупеньками уменьшать напряжение на кон­
де11саторе. Как только напряжение на коtщенсаторе сравняется с
напряжением на делителе R,., R5, открывается транзистор VT2 и
наступает релаксанионный проuесс в соста13ном каскаде. Транзис­
торы VT2 и VТЗ открываются. Происходит проuесс заряда конден­
сатора. После этого начинается новый uикл разряда конденсатора.
Формирователь сигнала треугольной формы на ОУ показан на
рис. 6.9, а. На конденсаторе формируется сигнал треугольной формы
с амплитудой 0,6 В. Заряд и разряд конденсатора осуществляются
выходным сигналом ОУ, который автоматически меняется в тот
момент, когда напряжение на конденсаторе достигает порога от­
крывания. Порог открывания устанавли13ается делителем R2, R3.
Частота следования выходного сигнала определяется выражением
F= 1/4R1 C.
Формирователи пиJюобразного тока применяются в телевизи­
онных приемниках (рис. 6.9, 6). Генераторы кадровой развертки
предназначены для создания высокостабильных токов отклонения.
Нестабильность частоты отклонения по кадрам не должна превы­
шать 0,001 Гu. Д;1я уr1равления выходными каскадами калrювой раз­
вертки приходится формировать упра13ляющие напряжения слож­
ной формы. При формиро13аJIИИ линейного изменения тока в кад­
ро13Ой системе следует учитьшаrь два обстоятельства. Если подать на
индуктивность огклоняюшей сисrемы ступеньку напряжения, то
ток через индуктивность будет нарастать по экспоненте. Причем
начальный участок экс1юненты будет линейным. Следовательно,
239
Вых.R1
10к
+15 В Зк
а
в
Рис. 6.9. Формирователи на ОУ:
г
а - фор�ирователь трсу� ольноrо сигнала на ОУ, б - фор�шроuатель пилообразного
тока; в, г - формы 11апряжения на катушки юшуюишюсти
д ля формирования линейного из:vrенения тока сигнал напряжения
кадровой развертки должен начинаться со с1у11с11ьки. На конечной
стадии формирования линейного тока в инлуктитюсти необходи­
мо обеспечить постепенное увели 11сние напряжения. Таким обра­
зом, для формирования линейного тока в и11луктивности необхо­
димо подать на нее напряжение, как показано на рис. 6.9, в. На
рис. 6.9, г прrшелен тот же сигнал, но в перевернутом виде. Эту
форму сигнала можно составить из импульсного сигнала ма:юй дли­
тельности и линейно падающего сигнала. Этот вил сигнала можно
сфор:vrировать на основе приuеде11ньrх выше схем. Задача может быть
упрощена, сели сигнал вилообразной формы подавать на вход опе­
ранионного усилителя (см. рис. 6.9, б). Ток, протекаюший по ка­
тушке индуктивности, создаеr падение на�1ряжения на резисторе R.
Величина и форма :этого напряжения лолжны совпадать с входным
сигналом. Обратная связь корректирует линейность тока в катушке
индукти1шости, который пропорционапен напряжению, приложен­
ному на вход усилителя. Таким образо:\1, этот ток практически не
зависит от характера нагрузки.
Ко1проль11ыс вопросы
1. Назовите типы сигналов пилообразной формы.
2. Какие 11ри11ци11ы формирования сигна,1а пилообразной формы?
3. Какой принцип формирования сигнала пилообразного тока'>
6.5. Формирователи сиrналов с11ециаль11ой формы
Функциональные преобразователи сигналов могут быть двух
видов - дискреп1ыс и аналоговые. К дискретному виду 11реобра­
зовании следует отнести вьшелс11ис характерных точек исслелуе­
:-.юrо с11п--1ала -- фикса1tия ,юл1ента перехода его через нуль, вы240
;1еление экстремальных значений и т.д. Аналоговые преобразова­
тели осуществляют возведение сигнала в квадрат, изменение фазы
гармонического колебания, интегрирование, дифференuирова11ие.
Формирователь абсолютного значения входного сигнала (преци­
зиош1ый детектор) построен по принципу двухполупериодного вы­
прямления (рис. 6. 1 О, а). Положительное значение выходного сигна­
па ОУ DA 1 проходит через диод VD2 и поступает на неинвертирую­
ший вход DA2. На uыходе будет положительный сигнал. Отриuатсль­
ное значение выходного сигнала DA 1 проходит на инвертирующий
uход DЛ2. На выходе также будет положительный сигнал. Пере;1.аточ­
ные характеристики преобразователя при различных значениях Исм
Uвых, В
в
-2
-1
О
г
2 Ивх, В
/j�
О
о
Об
12 18 24
Uв
и.ых
д
е
Рис. 6 1 О. Унравлясмые преобразоnатели·
а - .1.вухполуnерио;1.11ый i.lСТсктор с ре1·у,111русмой характерис1икой (электри•1ес­
к<1я схема), б - 11сре,1а1о•шая характеристик&, в - си"1:1-1етричнан схема дстек1ора
(электрическая схема): г - псре;1аточ11ая функция; д - фор\lирователь кuэ..1.1ы1и•111oii характеристики (э,1ектр11'1сскан схе,1,1); е - псрслдточнан характеристика
241
Ивых, В
VDl
VD2
VDЗ
VD4
R,
!Ок
R
2
lО к
Rз
lOк
R.i
lО к
Rs
lОк
в
Sк
3
--�lОк
2
----20К
о
а
VDl
4
Ивьrх
2
4
6
б
8
и.ых, в
10 Ивх, В
4
R<, = 6,2к
Sк
3
12к
Slк
2
lООк
о
2
4
6
г
8
10 Ивх, В
Рис. 6.11. Элсктрическаи модель онерации извлечения квадра гного
корня:
а - пос,1едоватсльнdЯ схс,1а ИJ11лече11ю1 квадратного корни (электрическая cxe­
via), б - регулируемая 11срс,1аточная характеристика; в - nара.,ые,1ьная схема
из1ысченин ква,1ра1 ного корня (э,1сктри•1еская схема), г - ре1 улирус,1ая нередаточная характеристика
показаны на рис. 6.1О, б. На рис. 6.1 О, в показана другая схема двухпо­
лупериодного выпрямители. Знак коэффиuиента уси,1ения меняется
при смене знака 13хошюго сигнала. Полярность выходнur·о сишала
положительнаи. При коэффициенте усиления К сопротивление ре­
зистора R1 = R2 (K + 1)/(К - 1) или R 1 = R2 R3/(R2 + R3). Перел.аточная
характеристика показана на рис. 6.10, г.
Однополярный преобразователь вхошюго сигнала (аппрокси­
матор) построен на осноnе резисторных делителей, которые под­
ключены к входу ОУ (рис 6.10, д). Дискретно менястси коэффи­
uиент усиления ОУ за с•1ст поочередного открьшания диодов. В пер13онача,1ыюм состоянии диол.ы закрыты, порого13ыс уро13НИ уста­
навливаются с по:-.юшью потенциометров. С пре13ышенисм 13ХОд­
ным сиг11алом порога диоды открьшаются и на вход ОУ поступает
потенциал, опредсляе:-.1ый резисторами R 1 ... � Все токи с делите­
лей суммируются на nходе ОУ. Передаточная характеристика име­
ет вид, показанный на рис. 6.1 О, е.
242
Схема устройства моделирования извлечения квадратного кор­
ня показана на рис. 6.11, а. Передаточная характеристика (рис. 6.11, б)
формируется нелинейной обратной связью. С увеличением ампли­
туды выходного сигнала происходит поочеrедное включение дио­
дов. С переходом диода в проводящее состояние уменьшается об­
щее сопротивление обратной связи.
В зависимости от сопротив,1сния резистора R1 меняется нак.,1он
передаточной характеристики. Аналогичными свойствами обладает
схема, показанная на рис. 6.11, в. Здесь в цепь отрицате,1ьной обрат­
ной сuязи ОУ включено несколько параллельных диодов с резис­
торами. Порог закры11а11ия обратной цепи определяется количеством
лиодов. Если у одного диода порог равен 0,6 В, то у двух или трех
диодов порог равен 1,2 В или 1,8 В. Передаточная характеристика
показана на рис. 6.11, г.
Контрольные вопросы и задачи
1. Какие существуют типы формирователей сигналов специмыюй
формы?
2. Какой принцип построения прецизионных детекторов?
3. Какие принципы построения устройств с квадратичной характери­
стикой'1
4. Какие принципы построения устройств, реализующих операцию
извлечения квадратного корня.
За11,ача 1. Рассчитать симметричный мультивибратор на ОУ (рис. 6.12,
а), имеющий следуюшис параметры nыходных импульсан Е == ±10 В,
rи = 100 мкс, длительность фронта rф == 1 мкс.
Решение.
При выборе типа ОУ исходят из необходимости обеспечения требуе­
мой скорости нарастания выходного напряжения (длительность фронта
5== EmaJ7;1, == 10 В/мкс) и амплитуды 13ыходного импульса. Таки�1 услови­
я:-.� отвечает ОУ К140УДIО с парамсrрами: Emax == ±12 В при напряжении
питания Еп ==±15 В, 10, = 230 нА, К== 25 103, Rux == 1 Мом, Rаых= 2 кО'\1, 5=
= 15 , 25 В/мкс.
В данном ОУ амплитуда выходного импульса Ema, = ±12 В. Скорость
нарастания выходного напряжения больше требуемой, поэтому длитель­
ность франта ТФ < 1 мкс. Из условий R « Rвх и R1 + R2 > Rвы, выбираем R ==
= 50 кОм, а R1 + R2 == 10 кОм.
Задаяшись коэффиние1пом g = О, 1, который определяет величину на­
пряжения на конденсаторе Ее == gEmзx , определим величину сопротив,1с­
ния R 1 = 1 кОм и получим R2 = 9 кОм Для определения номинала конден­
сатора воспользуемся выражением для определения длительности импу.1ьса
Т11 "" 2gRC. Отсюда получим
С= Tи /2gR == 100 • l0-6 /(2 О, 1- 50 103) == J0-8 Ф == 0,01 мкФ
Задача 2. Определить напряжение срабатывания и гистерезис триггера
Шмитrа на ОУ (рис. 6 12, б, в, г), если R1 == \ кОм, R2 == 9 кОм и Епах == 10 13.
243
Евьrх
Вьrх.
Вых.
-
01------,1-----+----+-----
г
з
si ----}----.:1;- =-- ......- +-----1
1
1
1
о
1,5
1
21----- ---------
-11
S3
1
S4 --------6
s
i'ot
Евых
2
1,0
0,5
о
Евх
ж
0,2
0,4 0,6 Er,,, В
е
1
о
Рис. 6. 12 Импульсные устройства:
к
10 Т
а - мулы и вибратор на ОУ; б - триггер Ulмитта (:ыектричссю1я схема), в - пе­
реда� очная характеристика; г - фор:11ы входного и выходного сигнала; д - гене­
ратор на мосте Вина; е - вхолная характеристика транзистора КТ601; .ж - пере­
ходный процесс на выходе RС-цепи (э,1ектричсская схема), з- входной сигнал,
и - состав:1лющие входного сип1а.1а; к - выхошюН сигна.,1
244
Та б л и u а 6.2
Т= J
Т= 2
т"" з
Т= 4
Т= 5
Т= 6
т"" 7
Т= 8
S 1, =
= 0,75
S12= 1,25
S13 = 1,6
S14 = 2
S1s = 2
S16 = 2
S17 = 2
S1я = 2
S21 = О
Sзi = О
S22 = О S23 = -0,75 S24 = -1 S2s = -1 S26 = -1 Sn = -1 S2я = -1
S3 4 = О Sзs = -1 Sз6 =
Sзя = -2
S13 = О
S12 = О
Sз1 =
= -1,5 = -1,75
S41 = О
S42 = О
S4з = О
S02 =
1,25
S03 = 0,85
Sш =
0,75
=
=
О
S4s = О
s46 = о
S41 =
= 0,75
S48 = l
Soo = 1
S05 = О
Srx, =
= -0,5
S07 = О
S os = О
S44
=
Решение.
Коэффиuиснт передачи петли положительной обратной связи g =
= R 1 /(R 1 .,.. R2) = 0,1. Тогда согласно выражениям Е11 = gEmax - напряжение
на неинвертируюшем входе ОУ и Ег = 2gEm,x - напряжение срабатывания
и отпускания (напряжение гистерезиса). Определим Ен = 1 В, а Ег= 2 В.
Задача 3. В генераторах с мостом !Зина на ОУ (рис. 6.12, д) сишан
должен иметь частоту 500 Гu. Необходимо определить параметры схемы.
Решение.
Зададимся номиналом резистора моста Вина R = 3,9 кОм. Учитывая
выражение для частоты сипrала F= 1/(2nRC), определим номинал кон­
денсатора С= l/(2nFR) = 0,08 мкФ. Поскольку в этих генераторах коэф­
фиuис1п передачи должен быть К= R2/ R, > 3, то, задав R 2 = 10 кОм,
находим R1 = 30 кОм.
Задача 4. Входная характеристика транзистора КТ601 представлена на
рис. 6.12, е.
Необходимо аппроксимировать эту характеристику в диапазоне
0,4 ... 0,8 В по1rи11омом второй степени / = Ао + А 1 (Ег Е0) + AiE6 - Е0) 2 •
Решение.
Выберем в качестве точек аппроксимании значения напряжения на
граниuах диапазона и в рабочей точке, т. с. 0,4; 0,6; 0,8 В. Поскольку
выбранным точкам соотвс1 ствуют токи О, 1; 0,5; 1, 5 мА, то для заданного
полинома получим следующую систему уравнений:
О,1 = А0 + А 1 (0,4 - 0 ,6)
0,5 == А0
0,5 = Ао
+
+
+
Ai0,4 - 0,6)2 =
А 1 (0,6 - 0,6)
+
ДО -
О,2А 1
Ai0,6 - 0,6) 2
А 1 (0,8 - 0,6) + Ai0,8 - 0,6) 2 ==
ДО+
'=
+
О,04А 2 ;
А0 ;
0,2 А 1
+
О,04А 2 •
Решение системы уравнений дает значения коэффиuиентов Ао = 0,5 мА,
А 1 = 3,5 мА/В, А2 = 7,5 мА/В2 • Подставим их в исходное уравнение и
получим
l = 0,5 + 3,5(Еб - 0,6)
+
7,5(Еб - 0,6) 2 •
245
Задача 5. Построить переходный npouecc на выходе RС-цспи (рис,
6.12, ж) при ус,1овии Т" = Тц для сипш"1а (рис 6.12, з). Самостоятельно
построить прохождение через RC- и CR-ucnи заланного сигнала (с\11 рис.
6.12, з) при следующих условиях:
rи "' 7; l ; 7;, > 1;,, т" < Тц,
Решение.
Разложи,1 исхош-1ый сш нал на состав,1яюшис, которые представлены
на рис. 6.12, и штриховой линией. Сплошной линией показан переходный
процесс от ступенчатого си, нала. На отдельной временной оси показаны
,юмснты времени, когда определяются величины выход11шо сигнала от
каждой состав.1яющсй. В таб"1 6.2 приведены значения 1.1ыход11оrо сигнала
от каждой составляющей в разные моменты времени. Сига.,1 S0 является
суммарным сип1а.,1ом всех составляюших, представленных в табл. 6.2.
ФорУ1а выходного сигнала показана на рис. 6.12, к.
ГЛАВА 7
ИМПУЛЬСНЫЕ ФОРМИРУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
7 .1. Методы анализа им11ульс11ых процессов
Базовыми элементами бопьшинства 11риборов автоматики яв­
ляются им11ульсные формирующие устройства, которые в своем
составе имеют ограничители, компараторы и всевоз:vюжные непи,
построенные на R- и С-элементах. Линейные схемы сравнения
выполняются на резисторах и ОУ. Усилитель за счет положитель­
ной обратной связи увеличинает рассогласование сравниваемых
сигналов. В этих схемах 13ход1юй сигнал преобразуется в сигнал
релейного вида. Порог срабатывания может устанаnлиnаться на
любом уровне.
При анализе работы импульсных устройств требуется матема­
тическое описание переходных про11ессов, возвикаюших при воз­
дейстnии или формировании импульсов. В зависимости от реш.ае­
мой зада•ш для этого применяются классический и операторный
методы. В классическом методе соотношения между токами и на­
пряжениями в uепи записывают в виде диффереюrиалhньrх урав­
нений. При составлении 11.иффсрснuиального уравнения учитыва­
ют ряд законов и теорем. Первый закон ко:'vtмутаuии описывается
nыражениями:
lc (t) = CdUc (t)/dt;
Ис(t) = (1/C)J lc (t)dt,
гле lc - ток, протекающий через конденсатор; С- номинал кон­
денсатора; Uc - напряжение на конденсаторе.
Данные выражения С!.!язына�от напряжение на конденсаторе и
ток через него. Из второт выражения следует, что при любом ко­
нечном токе lс напряжение на нем скачком измениться не может.
Второй закон коммутаuии 011исывается выражениями:
где UL - напряжение на катушке и11дуктивности; L - номинал ин­
дуктивности; 11_ - ток, протекающий через катушку инлуктивности.
Из второго выражения следует, что 11ри .1юбом конечном из­
менении напряжения на индуктивности ток через нес не может
увеличиться (уменьшиться) скачко:--1. На осноnс этих законов ком­
мутании рассчитываются основные параметры RС-цспсй.
247
Рассмотрим подключение к RС-цепи постоянного напряжения
Е (рис. 7. I, а). Выходное напряжение цепи определяется выраже­
нием
U(t) = Ell - exp(-t/,)],
где т = RC- постоя1ш:ая времени uепи. График этой функции
показан на рис. 7.1, б. Из него следует, что напряжение на конлен­
саторе постененно приближается к значению Е, но этого значе­
ния никогда не достигнет. Если величину это1·0 напряжения вы­
честь из постоянного входного нанряжения, то получим падение
напряжения на резисторе UR.
График зависю.юсти UR = Еехр(-t/т) показан на рис. 7.1, в.
Переходные функции являются основными при рассмотрении
процесса прохожл,ения импульсного сигнала через RС-uепи. Если
11ро13ссти касательную (см. рис. 7.1, б) к кри13ой в точке О, то она
пересечет уровень Ев точке А. Опустим перпендикуляр из точки
А 1-Ja временную ось. На временной оси получим значение посто­
янной времени цепи т. При этом перпендикуляр встречается с
переходной фу1rкцией при значении О,63Е. На рис. 7.1, в уровень Е1
всrречастся с переход11ы�1 процессом в момент времени
tз = -r ln (Е/Е1).
1
При прохождении одиночного импульсного сигнала (рис. 7.1,
г) через разделительный конденсатор выхолной сип1ш1 исказит­
ся: появится спад вершины ЛU выходного сигна ла (рис. 7. l, д);
вьrхоююй сигнал станет двух1rолярным.
Е1
oL_�__.::,,,,____
а
б
и
13
в
г
Рис 7.1. Прохождение импульсных сиг11а.1оi3 через RC-uenи.
а - !3КЛЮЧСН11С RC-u.cncii К ПОСТОЯll/Ю\1У HC[Otll!J1K\' IIИ гnния (JЛeKT[JJl'ICCKaя cxc­
\,f;J): б - псрсхо.:rны й npouecc 11а кон.1с11саторс, в - псрерходш,1й проuссс 11:i
резисторе. г- вк.,1ючсн11с СR-нс11и к И\rпульсно\1у исто•1нику (э1ектричсская
схс,\1а), iJ - переходный процесс на вы:-.одс
248
Чем больше постоянная времени,: RС-цепи, тем меньше заря­
жается конденсатор за время действия импульса, тем меньше спад
вершины и:-.шульса на выходе. Чтобы спад был малым, необходи­
мо учитывать условие ,: » 'и ·
Контрольные вопросы
1. Как зависит форма выходного сиr11ала RС-цепи от постоянной вре­
мени?
2. Как отличаются выходные сигна.,1ы диффере1шируюшей и и11теrри­
руюшей цепей?
7 .2. Переход11ые процессы от слож11ых ступенчатых сишалов
Процесс прохождения импульсных сигнмов через RС-цепи
(рис. 7.2, а) является основным при анализе работы цифровых уст­
ройств. Эти цепи могут выпоJпrmъ две функциональные олераuии дифферен1щро1шние и интегрирование. Перед тем как анализиро­
вать перехоюrый пропесс, разложим импульсный си�-1шл на элемен­
тарные состав:шющие. Предстаuи:\1 импульсный сигнал с помощью
двух ступенчатых функций (рис. 7.2, б, в). Первая ступенчатая функ­
ция начинает действовать в момент времени, коша фор�,шруется
псрещ1ий фронт импульсного сигнала. Эта функция имеет положи­
rельную амплитуду (значение) +А. Вторая функция включается в
момент нреме11и t= t,,, когда заuершает действие импульсный сигнал.
А:vшлитуда зтой функции равна -А. При сложении этих двух фу11к­
ний образуется импульсный сигнал. Следует под< rеркнуть особо, что
эти две функции после uключсния действуют бесконечно лолго.
Таким образом, при анализе 11ереходных процессов в RС-uепях
дuстаточно провести рuсс�ютрсние вопроса формирования выход­
ного сигнала от двух ступе1р1�тых функций, которые uоздействуют
ангономво. Однако выхошюй сигнал следует рассматривать как сумму
воздействий от двух состаnляю1них От первой функции заряд кон­
денсатора в заниси:-.юсти 01 произведения RC может проходить по­
разному. Из всего многообразия существующих процессов выберем
только три, наиболее характерные: '•t > 'и, 'u "" 'v , 'u < 'и · Эти три
ус.1овия онредсляют три кривые заряда коНJLепсатора. Просуммиру­
ем две составляющие, которые определяют uыходной сиг11ал. В ре­
зультате !!олучим сигнал, предстаuлешrый на рис. 7.2, г, д.
Аналогичный процесс можно наблюдать при рассмотрении
дифференцирующей RС-цени (рис. 7.2, е). Здесь выходной сигнм
формируется из двух составляющих, которые представлены на
рис. 7.2, ж. Суммарный сип1ал представлен на рис. 7.2, з.
Приведенная методика 11остроения выходного сигнала от им­
пульсного воздействия на RС-цспь позволяет значительно упрос­
тить процесс анализа прохождения с.1ожных ступенчатых сигна249
г
1."__·�_
=-{�вш
-л ...
в
�
е
Ивх
о
�-------------2
•и
<
•и
ж
•и
,.,
F
�
з
•и •u > •и
-{
3
4
5
6
Ипых
ti t2 f3
1
1
1
i:
1
11
11
11 1
....
��1 �rr�1 11
1
t2
�
f3 f4 1 1
1
.
i
t
:
t
t
16
и
j
Рис. 7.2 Рю.южсние юшульса на дuс составляющие:
i
а - исходный 11,1лулL>сный сигнал, б - по.1ожите.11,11ан ступенька, в - отринатслL>­
ная ступен1,ю1, г - выхол.ной сиr11а,1 RС-uспи, д - выхо;щой сигнал. е - СR-нспь
(э.1сктри•1сскш1 схе,1а), ж - пыхощюи си1·нал от двух состап.,�яюнrих, з - результи­
рующий выхо,111ой сип1а:1, и - проuссс фор,rированиs� нL>1ходного сип,ала СRцсни 01 с.1ож1юго ступс11чаrо10 входного сигн:�ла
лон через RС-нспи. Пусть 11а нхо,1с ,1ифференuируюшсй нспи дей­
ствует входной сигнал сложной фор\1ы (рис. 7.1, и). Разпожим этот
сигнал на ступенчатые состаuпяuшис. Сос1аuляюwие 1, 2, З име­
ют положительное з11а•1ение +А и uк.:rю•1аются соответственно в
:чо\fе11ты нрсмени t1 , t2 , t,. В \fоменты времени t4 , t5 включаются
состаuляюutис 4 и 5, которые имсюг отриuательныс значения -2 А.
Составляющая 6 вк.,т1ючается в \fомснт uрсмени t6 и имеет поло250
жителыrое значение +А. Каждая составляющая имеет с1:Юй пере­
хол.ный процесс в зависимости от значения т 11 = RC. По,1ожим, что
тu = т и, тогл.а выходной сигнал этой непи будет формироваться
как сумма переходных проuессов от каждой составляющей
( 1 + 2 + 3 + 4 + 5 + 6). В рсзулыате ПО.1)1'-IИТСЯ ВЫХОДНОЙ СИГШUI U8ых ·
Контрольные во11росы
1. ОпиШИ1С методы 31/аJ!ИЗа И:\ШУЛI,СНЫХ сигналов.
2. Нарисуй1е выходные сиrна.1ы RC- и СR-цепей.
3. Постройте сигнал на выходе интегрирующей и дифференцирую­
щей цепей для сложllых многос1упенчатых входных сигналов.
7.3. Им11ульсный режим работы тра11зистора
В статическо\1 режиме работы траюистор является почти иде­
альным псреклю 11ающим элементом. Однако при увеличении час­
тоты или скорости переключения свойс1ва транзистора ухудша­
ются. llачи11аст сказываться конечное время, равное приблизи­
тельно 20 нс, диффузии носителей тока в транзисторе. В реальных
переключающих элементах необходимо учитывать конечное вре­
мя перехода из выю1ючен110го состояния во включенное и наобо­
рот. Транзистор, схема которого приведена на рис. 7.3, а, может
работать как переключающий э.1еме1п, управляемый током. По­
ложим, что управлявший импульс имеет идеальную пря:.юуголь­
ную форму (рис. 7.3, б). Через коллектор начнет протекать ток
лишь через определенное время t0 после начала управляющего
импульса. Время t0 это так называемая начальная задержка, от­
считываемая от момента приложения входного импульса и до
момента, когда выходной сигнал достигает 90 % максимальной
амплитуды. Время t11 время нарастания, отсчитывается до мо­
мента, когда выходной сигнал достигнет 90 % от максимального
значенюr. По окончании управляющего импульса LJepeз коллектор
в течение некоторого времени tr> 11роло.1жает протекать ток. Это
сеть так называемое нремн рассасывания, которое увеличивает
длительность выходного сигнала по сравнению с нходным.
Время спада fc отсчитывается до момента, когда выходной сиг­
нал упадет до 10 % от максимального значения. При определении
нремсни 11арастания слел.ует учитывал, выражения для тока коллек­
тора lк = /H6 l 1 - ехр(-t/тт)], тr = тs(l + Р), тs = 1/ws, где /6 - макси­
ма.;1ьный ток базы; iv5 - пре1�е;1ьнан •шстота работы транзистора.
Ток ко.1:�ектора 110 экспоненте л.олжсн л.остю·ать своего макси­
мапьного зна 11с11ия, ко1орос опредс:1ястся величиной тока базы
!" = Plr,.
Однако величина этот тока нс будет достигнуга, поскольку сопротив.1сние коллектора 01·ра�1ичинает ток до нсли•1ины /к n = Ек/ Rк·
-
251
а
,,
,,
,
_,, S = 3
,
-------
-- - 2
-- ----- s::
-------�--------------------------
,'
fш
0,9
,/
,
,/ ,,,, -,
/
Е
Rк
,'
-4---,,-----------------------------
ftн f2н
S=I
в
lзн
Рис. 7.3. Работа транзистора в режиме ключа:
а - элсктри•1е<.:кая <.:хсма; б - nхо,1,ной и nыход1юй сигна;1ы; в - изменение тока
ко,1лектора от коэффициента на<.:ышсния
Отношение fк / /ко= S нюывастся коJффициентом насыщения тран­
зистора. Из рис. 7.3, в видно, что при S = 1 время нарастания равно
1311 а ШШ S = 2 имеем t2 11 и при S = 3 получ И:\1 t1н, причем f,н > t211 > tiн·
Исходя из этого, время нарастания определяется выражением
fн = (�/ws)ln(S - 0,1)/(S- 0,9).
Время выключения транзистора fc опреде,1яется аналогичными
процесса\1и и описывается выражением
tc = 2,2�/ws.
Для опреде,1ения uремсни рассасывания необходимо учитывать,
что количество зарядов, определяемое током fк, рассасывается за
время выключения fc. Ес,1и в коллекторе скап,1иваются избыточ­
ные носители с коэффициентом насыщения S = 2, то д,1я их рас­
сасывания нотребустся удвоенное время. Следовательно, можно
написать выражение для Jтой зависимости
tr = tc (S- 1).
Таким образом, пошзодя итог ранее изложенному, можно опре­
делить три наибо,1ее важных параметра работы транзистора в им-
252
пульсном режиме: максимальная скорость переключения трашисто­
ра ограничена временем нарастания t11 , временем спала tc и време­
нем рассасывания 4,. Исходя из этого, можно нарисовать форму вход­
ного управляюшеrо сигнала базы мя получения коротких времен
переключения (рис. 7.4, а). Так /6 обеспечивает быстрое нарастание
коллекторного тока при включении транзистора.Током /6 достигает­
ся большое значение коэффициента насышения. Это приводит к
быстрому открыванию транзистора. Время дейстния этого тока дол­
жно быть меньше времени действия входного импульса. В течение
врr\1ени t1 и действия входного сигнала базовый ток должен создавать
коэффициент насыщения, равный 5 = 1. Это обеспечивает мини­
мальное накопление носителей тока в коллекгоре. Для получения
минимальных времен fp и fc необходимо в базовой цепи создать uепь
дополнительного рассасывания носителей тока. В этом случае в ба­
зовой uепи л.олжен действовать сигнал противоположной полярнос­
ти - отрицательный.
В результате носители из коллекторной uепи утекают через базу
транзистора. Наиболее распространенной схемой переключения тран­
зистора является схема, показанная на рис. 7.4, б. Форма управляв­
шего сигна,1а показана на рис. 7.4, в. Этот сигнал формируется с
помоwью uели R 1, R2, С. Конленсатор обеспечивает выбросы на
фронтах входного импульса.
Вых.
vт
г
е
Рис. 7.4. Импульсное управление транзисторо\1:
а - идса,1ьш1я фор�rа упрun.1яюшеrо базового тока; б - практическая баJоRая нспь
;1.,1я иv1пульсных входных сиrна..1013 (электрическая схс:-.1а), в - вхо.1ной сигнал; г диодная схе,1а оrраtt11•1сния насыщения трutвистора. д - ограничение ш1сышения
с помоШhю базо�ого и ко.1.1ск1 орного диодон; е - ограничение насышсния с
по�ЮШhЮ ко,1лекторного диода
253
На рис. 7.4, г приведена схема, где примешrется фиксаuия вклю
ченного состояния транзистора в активной области. В этой схеме
отсутствует режим насыщения. Когда транзистор открывается, на
пряжение в коллекторе уменьшается до величины 2 ... 0,6 В. При ба
зовом токе /6 = Е6/ R1 в КОJL1екторе будет протекать ток /к = /3/6• По
ско,1ьку fк > Е/ Rк , то открьшае1ся диод и через транзистор протекает
максимальный ток. Транзистор в этой схеме нс находится в насыще­
нии. Здесь врс:-v1я включения и выключения сведено к минимуму.
Аналогич ный режим работы транзистора используется 13 схеме
с нелинейной отриuате,1ьной обратной связью. С помощыо этой
связи практически полностью устра11яется время рассасывания.
Принuип дейст13ия схемы определяется особснностыо характери­
стики кремн иевоrо лиода VD l, у которого существует порог от­
крьшания 0,6 В (д;1я германиевого диода VD2 порог открывания
равен 0,3 В).
Положим, что вхолное напряжение меняется ска l1ком. Транзи­
с1ор начинает открываться. Нанряженис на коллекторе падает. Диод
VD4 остается закрыты'vl. Как только напряжение коллектора упа­
дет до Ик < И6, + Иvт , диол открывается в прямом направлении и
через него будет протекать часть входного тока, который вводит
транзистор в насыщение. Режим работы автоматически устанав­
J1ивае1сн так, что u базу протекает только минимально необходи­
мый ток. Если 13 = 40, а /к= 10 мА, то /6 = fк /13 :с:: 0,25 мА.
В рассмотренной схеме вместо диода VD2 можно включить ре­
зистор R2 (рис. 7.4, е). Сопротивление резистора R2 должно быть
таким, чтобы базовый ток создавал падение напряжения, необ­
ходимое ,1ля открывания диода VDl.
Контрольные вопросы
1. Почему возникает ре жим насыщения транзистора'!
2 Как влинс·1 рсжи\1 насыше11ия на фор�1у выходного сигнала тра11зи­
с1ора?
3. Назови1е пар::шстры выход11ого сигнала транзистора, работаюшеrо
В ИМПУЛЬСНОМ реЖЮ,!С.
4 Как опреде,1ястся коэфф111шсн1 насыщения траюистора'1
5. Какие сушсствуют способы уве;rичения скорости переключения
транзистора'!
7 .4. Работа тра11зистора на емкостную и и1щуктив11ую наrрузки
На рис. 7.5, а, б приведены две схемы включения кош1снса1ора
13 кол}1ектор транзистора. Различие схем 130 uк.,1ючснии конденса­
тора не 13лияет на переходные рсжю1ы работы транзистора. Рас­
смотрим работу схемы, показанной на рис. 7.5, а.
В исходном состоянии транзистор зuкрьп. Конденсатор заря­
жен до на11ряже11ия +Е. С появлением входного импу,1ьса транзи254
с
а
в
б
в
А
н
г
д
е
ж
Рис. 7.5. Работа транзистора на реактивную нагрузку.
а - е\1костr, включена пара.;1.1ельно транзистору. б - емкость вк.,1ючена парал­
;1е.1ь110 резистору, в - входной и 1;r,тход110й сигналы; г - вк.,1юченис индуктив1юй нагрузки (:JЛсктрическая схема), д - вхо;щой и выходной сигналы; е .шижение рабо•1ей то•1ки по кривой на\1апш•швания инлуктивнос1и, ж - элек­
трическая схема зашиты от импул,сных сигна,1ов на индуктивной нагрузке
стор открывается. Сопротивление открытого транзистора мало.
Конденсатор быстро разряжается. После прекращения действия
входного сигнала транзистор закрывается. Начинается процесс
заряда конденсатора через резистор Rк. Конденсатор заряжается
до напряжения 0,9 Е за время t3 = 3RC (рис. 7.5, в).
Основная схема транзисторного переключателя с индуктивной
нагрузкой показана на рис. 7.5, г. При дейсшии входного сигна.,1а
гранзистор открывается. Через кату1uку индуктивности начинает
протекать ток IL = (E/RL)[l - exp(-t/т)j, ше т = L/R 1_; R1_ - омиче­
ское сопротив,1ение катушки индуктивности.
Фор�1ы сигшuюв представлены на рис. 7.5, д. При протекании
тока через катушку индуктивности происходит процесс накопле­
ния энергии магнитного поля. Ток переводит состоя11ие магнит­
ного сердечllика из точки О в точку А (рис. 7.5, е).
Когда заканчивается действие входного импульса, транзистор
·3акрывается Энергия, накопленная в катушке, создает импульс­
ный сигнал короткой ллителыюсти, который превышает в несколь­
ко раз питающее напряжение Е. Этот короткий импу.1ьс создает
прешюсы;1ки режима пробоя транзистора от перенdпряжения. Что­
бы устранить это перенапряжение, необходимо BКJlfOlrить диод па­
ра.,1лелыю катушке инлуктивности, как показано на рис. 7.5, ж.
255
Контрольные вопросы
1. Какие сушествуют особенности работы транзистора на емкостную
нагрузку?
2. Какие сушес1 вую1 особt:шюсти рсtбо1 ы тра1висторu на индуктив•
ную нагрузку?
7 .5. Мощность, рассеиваемая транзистором в режиме
11ереключения
На рис. 7.6, а, б, в показана взаимосвязь между токо\1 и напря­
жением il неnи коллектора. При включении транзистора напряже­
ние в кол:текторе падает до мини\-!алъного значения Uок- Через
транзистор протекает ток /к. Мощность, рассеиваемая Р1 = Iк Иок
мала, поскольку Иок = О, 1 ... 0,3 В. В выключенно�1 состоянии гран-
а
б
\_Г
в
Рис. 7.6. И:vшульс11аи рассеиваемая мощность транзистора:
а - токовый выходной сигнал, б - сиrна,1 напряжения: в - рассеиваемая
мощность на трdн1исторе, г - взаи\1одействие тока и напряжения в нагрузке
256
:щстор закрыт и через него протекает незначительный ток утечки
fок• Напряжение в коллекторе максимальное. Поскольку ток fок не­
значитег.ен, то и мощность, рассеиваемая мала Р2 = ИJок•
При переходе из выключенного состояния во включенное и
наоборот мощность, рассеиваемая транзистором, увеличивается.
Максимальная величина достигает значения Р0 = Е 2/4Rк ·
Мошность, рассеинаемая транзистором при периодическом
переключении, может составлять небольшую долю от обшей пе­
реключаемой мощности. На рис. 7.6, г показаны кривые тока кол­
лектора, напряжения коллектора и мощности. В выключенном
состоянии через транзистор не протекает ток. Мощность в этом
режи:\1е транзистором не рассеивается. Во включенном состоянии
напряжение коллектора падает до минимального значения Иок • Че­
рез коллектор протекает ток /к= Е/ Rк. Средняя мощность, рассеи­
ваемая на коллекторе при частоте нереключения f = 1/Т, опреде­
ляется выражением Ре = UJ,J,.
Контрольные вопросы
1. Определить моuшость, рассеиваемую транзистором в режиме пере­
к.,1ючения.
2. Когда мошность, рассеиваемая трш1зисгором, приблизиrсльно рав11а
нулю?
7 .6. Компараторы, сравнивающие устройства, оrра11ичители
Базовым эле\iентом большинстnа :.тсктронных приборов явля­
ются пороговые или сравниваюшие упройства. Основой этих уст­
ройств является усилитель с большим коэффиuиентом усиления
и с положительной обратной связью. Выходной сигнал пороговых
устройств может быть как переменным, так и постоянным. Эти
устройства разрабатывают с привпечением самых разнообразных
элементов. Все они могут быть разделены на две группы. В схемах
сршшения применяют линейные и нелинейные элементы.
Линейные схемы сравнения выполннют на резисторах с ОУ.
Усилитель увеличивает рассогласование сравнивае'1ых сигналов.
В момент равенства сигншюв меняется полярность выходного сиг­
нала усилите.1я. Линейные схемы сравнения, в част1юсти с нуле­
вым опорным уровнем, являются ограничителями исследуемого
сигнала. В этих схемах входной сигнал преобразуется в сигнал ре­
лейного uида. Порот срабатывания может устанавливаться на лю­
бом уровне.
Нелинейные схемы срав11ения имеют положительную обрат­
ную связь. При незначительном переходе исследуемым сигналом
опорного уровнн на выходе усилителя рассогласования возникает
сигнал, который поступает на вход и увеличивает рассогласова9 Го1ю111ко11
257
ние. Эти схемы обладают большей чувстпительностью, чем ли
нейные. Однако нелинейные схемы из-за положительной обрат
ной связи имеют характеристику гистерезисного типа.
Сравнивающие устройства, применяемые u качестве ограни
чителей, имеют рял специфических особенностей. Эти устройств,�
позволяют убрать паразитную амплитуд11ую модуляuию высоко­
частотных колебаний при приеме частот110-мо,пулированных сиг­
налов. При дискретных методах обработки сигналов гармониче­
ское колебание преобразуется в импульсный сигнал.
Под ограничением (напряжения или тока) подразумевается та­
кая нелинейная операция, в результате которой мгновенные зна­
чения напряжения или тока не выходят за пределы определенных
значений, называемых уровнями или порогами ограничения. В прак­
тике используются три вида ограничений: ограничение сверху, или
по максимуму, когда напряжение на выходе схемы не может пре­
восходить некоторого уровня; ограничение снизу, или по миниму­
му, коrда напряжение на выходе схемы не может оказаться мень-
�1(\
�
-
�т------Е- О
1 �
�
а
'-it
б
в
Рис. 7.7. Характеристики оrр::шичи1елей·
а - псредато•шая характсристик,1 ограничителя сверху. 6 - 11срсдаточная харак­
теристика огран11•11пеля снизу; в - персдаточнан хараК1сристика лвустороннеrо
оrр<111и•rителs1
258
�
�
�
б
г
а
Рис. 7.8. Пассивные схе\1.ы ограничителей:
е
а - последовательный ограничитель сверху, б - пара.,1лельный оrраничитс,1ь
сверху, в - передаточная характеристика оrр:шичителя сверху, г - последова­
тсл1,11ый оrрани•rитель снизу; д - парал,1с,1ьный ограничитель снизу; е - передаточнан характеристика ограничителя снизу
шим некоторого уровня; двустороннее ограничение, когда выход­
ное напряжение не выходит за пределы определенного интервала
значений.
Основной характеристикой ограничителя напряжения является
за1.1исимость его выходного напряжения от uходно1·0. Рис. 7.7 иллю­
стрирует действие всех трех типов ограничителей.
Двусторонний ограничитель нередко используется для форми­
рования травециидальных импульсов из синусоилалыюго колеба­
ния. Чем больше амплитуда uходноrо гармонического сигнала, тем
б,1иже форма получающихся импульсов к прямоугольной.
Наиболее широко испош,зуются диодные ограничители. Разли­
чают схемы с последовательным и параллельным (по отношению
к нагрузке) включениями диода. Поскольку на вход ограничите­
лей подаются колебания значительной амплитуды, можно вос­
пользоваться кусочно-линейной а1шроксима1щсй характеристи­
ки диода, т. е. считать для прямых напряжений сопротивление ди­
ода не60,1ьшим, а для обратных напряжений - большим. Для по­
,1упроводниковых дио;1.оu, обычно используемых в 01·раничителях,
r,рямое сопротивление Rn рашю 11еско,1ьким сотням Ом, а обрат­
ное сопротивление R0 сотням килоом. Для нормальной работы
диодных ограничителей важно правильно uыбрать величину со11ротивления из условий: R > Rn и R < R0 •
На рис. 7.8 показаны различные ограничители с передаточны­
ми характерисrиками. На рис. 7.8, а при Е 1 > О диод закрыт и через
него протекает небольшой обратный ток. Поскольку сопротивле­
ние Ro » R, то напряжение Е1 1юлностыо падает на диоде. В этом
с,1учае Е2 = О. Это соответствует горизонтальной линии передаточ­
ной характеристики (рис. 7 8, в). При Е1 < О диод открыт. Его со-
259
11ротивление мало по сравнению с сопротивлением R. В этом слу
чае Е1 = Е2. На передаточной характеристике это соответствус·1
линии, проведенной под углом 45 ° .
В схеме, показанной на рис. 7.8, б, при Е1 > О диод открыт. Его
сопротивле11ие ммо и напряжение Е1 полностью падает на рези
сторе R. В этом случае напряжение Е2 = О. Для Е1 < О диод закрьп
и напряжение Е1 = Е2•
Аналогичные рассуждения поз1ю;1яют установить, что схемы,
показанные на рис. 7.8, г, д, являются схема:v�и ограничителей по
минимуму с передаточной характеристикой, представленной на
рис. 7.8, е.
Смещение ограничения в диодных ограничителях достигается
введением источника смещения требуемой величины и полярно­
сти в ветвь, параллельную выходным клеммам. Так, источник
положительного напряжения вызывает смещение уровня ограни­
чения в область положительных напряжений (рис. 7.9, а, б, в),
для отрицательного напряжения (рис. 7.9, г, д, е).
Двусторонний ограничитель получается в результате последова­
тельного соединения 01ра11ичителей по максимуму и по минимуму.
На рис. 7.10, а показана схема положительного односторонне­
го ограничителя. С помощью напряжения Е можно устанавливать
порог ограничения. При этом следует помнить, что при Е = О диод
имеет собственный порог ограничения +0,6 В. Чтобы сделать огра­
ничение на нулево.\1 уровне, необходимо подать отрицательное
напряжение (Е = -0,6 В).
На рис. 7.10, б показана схема с фиксированным уроl.lнем огра­
ничения, который устанавливается с помощью стабилитрона VD2.
Формы сигналов ноказаны на рис. 7.10, в. Для регулируемого по­
рога ограничения служит схема (рис. 7.10, г), где порог устанав­
ливается с ,rомощью потенциометра. В ::пой схеме применяется
транзистор р-п-р, который имеет ммое входное сопротивление
для ограничивающего сигнала.
Отрицательный ош-юсторонний ограничитель показан на
рис. 7.11, а, б. Эти ограничители анало1·ич11ы предыдущим (см.
рис. 7.10, а, б). Формы сигналов показаны на рис. 7.11, в. Для
регулируемого порога ограничения применяется схема, показан­
ная на рис. 7.11, г.
Схема двустороннего ограничителя показана на рис. 7.12, а, б.
В схеме (см. рис. 7.12, б) используются лва стабилитрона. Напря­
жение стабилизации у этих диодов практически обязательно бу­
дет отличаться. И получить равные уровни ограничения по поло­
жительному и отрицательному сигнмам трудно. Необходимо под­
бирать стабилитроны. Это делать очень трудно. Чтобы избапиться
от этого недостатка, можно применить мостовую схему ограниче­
ния (рис. 7.12, в). Злесь один стабилитрон и он обеспечивает двух­
полярное ограничение.
260
�
а
б
в
г
д
е
Рис. 7.9. Активные схемы ограничителей:
а - послсдов:пелhНЫЙ ограни•1ите.11, сверху со с\1ещение\1; б - парал.1слы1ый
ограничитель сверху со смещением, в - 11ере,1аточш1и характеристика ограничи­
тели сверху ео с\1ещением, г - пос,1едователh11ый ограничитель снизу со 01еще­
н11ем, д - пара,1ледьный ограничитель снизу со е�1ещение.\1:, е - псрепаточная
характеристика ограничителя cl!иJy со с¼ещением
П� R ;
VDI
ИвхV\
•
(\
V Vt
Ивыхh Г\
+
�
E
VD2
VVi
I
а_
б
в
г
Рис. 7.1 О. Управляемые <,положителы1ые,> ограни<Iители:
+Е
а - оrрани•1ител1, с источнико�t 11ита11ия; б - ограничите.1ь со стабилитроно\.1; в -
входной и uыхол.ной сигналы, г - э.1ектричсская cxe�ta упра,ыяемого ограни•1ителя
сверху
"\.,
R
VDI
;
VD2
а
П,.,,
•
и�у&v:
ИвхV\
(\
Е �CJt
б
г
в
Рис. 7.11. Упра1.1.1ие:-.1ыс <<Отрицатс,1ьныс,> ограничители:
-Е
а - ограничитсл1, с исто•шикоvt питания, б - ограничитель со стабилитроном; в входной и выходной сигналы, г - э.1ектрическая схема управляемого ограничителя
снизу
261
VDЗ
VD4
а
б
VD2
VD4
в
Рис. 7.12. Двусторонние 01раничители:
а - ограничитель с источником питания, 6 - ограни•штель со стабилитроном,
в - мостовая cxc).,fa, г - ограничитель гармонического сигнала
Наряду с разобранными схемами ограничителей с произволь­
ным порогом в практике нашли большое примсние ограничители
с порогом -0,6 В. Для преобразования гармонического или близ­
кого к нему сигнала в прямоугольный. Эта схема приведена на рис.
7.12, г. В исходном состоянии, когда отсутствует входной сигнал,
на выхоле схемы сушествует нулевое напряжение, т.е. при Ивх =О
Ивых =О.Входной сигнал О'lкрываст один из транзисторов и в схе­
ме происходит расбаланс протекающих токов через резисторы R1
и R2 • Положительная полуволна входного си!'Нала открывает тран­
зистор VТI и на выходе формируется отриuатсльная часть прямо­
угольного выхощюго сигнала. Для отриuательной полунолны вход­
ного сигнала формируется положительная часть прямоугольного
выходного сигнала. Положительный сигнал определяется ныра­
женисм И+ных = Rlf(R1к + R, + R2)Отрицательный сигнал опрелеляется выражением
И ных
- = R,/(R2к + R, + R2).
При Е 1 = Е2 = Е, R, = R2 = R, R,к = R2к = nR(n < 1) имеем
И= ER/(2 + n)R = Е/(2 + п).
Ограничитель с динамическим сопротивлением показан на
рис. 7.13, а. Порог открывания перного траюистора устанавлива­
етси делителем /4, R,,.В эмиттер включен транзистор VT3. Когда
входное напряжение пренысит устапонленный порог, транзисто-
262
ры VT\ и VT2 открываются и происходит лавинообразный про­
цесс. Коллекторный ток транзистора VT2 переводит транзистор
VT3 в насыщение. Пороговое напряжение уменьшается до нуля.
Через базовую цепь транзистора VТ\ протекает большой ток, ко­
горый переводит транзисторы VТ\ и VТ2 в насыщение. При умень­
шении входного напряжения транзисторы VТI и VT2 выходят из
насыщения. Малый ток транзистора VТ2 увеличивает напряжение
на коллекторе транзистора VT\. В результате схема возвращается в
исходное состояние. Переходная характеристика ограничителя
приведена на рис. 7.13, б.
Компаратор служит для преобразования аналогового сигнала в
импульсный. Амплитудный компаратор построен на триггере
Шмитта (рис. 7.13, в). В исходном состоянии транзистор VT\ от­
крыт, а транзистор VT2 закрыт. Входной сигнал закрывает тран­
зистор VTI при напряжении U2п.Транзистор VT2 открывается и
эмиттерным токо� создаст падение напряжения на резисторе Ri,
которое дополнительно закрывает транзистор VT1. В таком состо­
я нии схе�а находится 110 того момента, когда входной сигнал
достигнет уровня U2n. Это вызовет открывание транзистора VT\ и
l0t---------,
8
4
0,5
0,6
о, 7
0,8
0,9 и"х, В
б
а
14 t
Е­
Rз
в
г
Рис 7 13. Составные ограничители:
а - огра11ичитс,1ь с динамической наrруJкой в э\1иттсрс (э,1сктрическ:н1 cxc"ia);
б - 11срсдаточ ная характеристика; в - триггер Шмипа (электрическая схема),
г - формы сигналов
263
закрывание транзистора VT2. В результате формируется прямоу­
гольный сигна,1 (рис. 7.13, г).
Пороговые напряжения определяются выражением U1 п = ЕR.д,/ R1 ,
U2n = ER4/R7 • Для нормальной работы необходимо выполнить ус­
;юпис R3 > R7 • Тогда U1п > И2п · Входной сигнал меняется в пределах
U2n < U.x < И,п- В схеме сушествует гистерезисная зона. Ширина
зоны определяется формулой
Иг = ERiRз - R7)/(RзR1),
Компаратора¼и являются специализированные ОУ с диффе­
ренциальным входом и одиночным или парафазным выходом.
Входной каскад построен на диффсренuиа,1ьном усилителе и ра-
Uм
- --
о
1
1
1
-
1
1
k([:
1
1
:
t'
t.
t"
в
г
4,5В
о
д
Е1
�
и,вх
Ивы:х�
0,1 В
е
Рис. 7 14. Ограничители на микросхемах.
а - ко,шаратор на операuионно\1 vсилитсле (электрическая схема), б - персла­
точная характеристика, в - многоуроrтсвый компаратор (·.с1лсктри•1еская cxc\la),
г- входной и выходной сиmалы, д- лвухнороговый компаратор на МС K521CAI;
е - передаточная характеристика
264
ботает u линейном режиме. На один вход компаратора подается
исследуемый сигнал, на другой- опорный сигнал. На выходе ком­
паратора формируется сигнал 13Ысокого логического уровня, если
разность входных сигналов меньше напряжения срабатывания
компаратора, или низкого логического уровня, если разность вход­
ных сигналов пре13ышаст напряжение срабатывания компаратора.
Осноuн ы м параметром ком11аратора является чувствительность
Ивх min· Это точность, с которой компаратор может различать вход­
ной и опорный сигналы. Быстродейсшие - скорость отклика ком­
паратора. Оно определяется задержкой срабатывания элементов и
временем нарастания выход1юго сигнала. Нагрузочная способ­
ность - максимальный ток в нагрузке.
На рис. 7.14, а наказана схема компаратора на ОУ, а его пере­
ходная характеристика изображена на рис. 7.14, б. На выходе фор­
мируется двухполярный сигна.,1. На рис. 7.14, в показана схема мно­
гоуровнеuого компаратора, а его выходные сигналы показаны на
рис. 7.14, г. Двухуровневый компаратор показан на рис. 7.14, д, а
его передаточные функuии - на рис. 7.14, е.
Схема построена на МС К521СА1 и позuоляет выделить вхо1I11ой сигнал, лежащий между двумя уровнями. Эти уровни могут
регулироваться в широких пределах. Если входной сигнал меньше
значения Е1, на выходе присутствует положительное напряжение.
Аналогичное напряжение будет и при превышении вхоJiным сиг­
налом зна•1ения Е2• В промежутке !¼ежду уро13нями Е1 и Е2 на uы­
ходс буJiст си�-нал, близкий к нулевому.
Контрольные вопросы и задачи
Назначение компараторов.
2. Какие основные параметры компараторов?
3. Назначение ограничителей
4. Какие сушествуют микросхемные компараторы?
5. Принцип работы компаратора на ОУ.
Задача 1. Опрелелить ток базы насыщения в схеме траюисторноrо
к,1юча при следующих параметрах: Е = 12 В, Rк = 2 кОм, р = 60, степень
насыщения s = 1,5.
Решение.
V\аксимwrьный ток коллектора насыщения /к = Е/ Rк = 6 мА. Отсюда
получим l6 = \ ,Sl/p = О, 15 мА
Задача 2. Определить значение выхо,1вого сигнала через 1 �1с на вы­
хо.1е uепи (рис 7.15, а, б) при следуюших исходных ;щнных· Е0х = 10 В,
С= 1 мкФ, R = 10 кО,1.
Решение.
Опрсдели"1 постоянную времени uепи Т= RC= J 104 - 1 • 10-6"' 1. 10-2 с.
Переходный процесс описывается выражением
Е"ых = Е.,ехр(-r/Т).
265
�1Rg�
с
Бах
CI
�Х-
а
rJ-i?
5ме \Оме
г
в
п□
LJ
;
.
□ ..
�
t
д
е
t
□Г1-l
LJ't
ж
з
и
Рис. 7.15. Импульсные сигналы
а - схема СR-11епи, б - схещ1 RС-цспи, в -и - входные сигналы
Подставим числовые значенин
Евых = 1 Оехр(-0, 1 t)
Задача 3. Определить значение выходного сигнала в непях (см. рис. 7.15,
а, б) от сложного нход1юrо сигнала, предстанленноrо на рис. 7 15, г- и
при условии R = 10 кОм, С= 2 мкФ, Т1 = 5 мс, Т2 = L0 мс, Е10х = 10 В,
Е2вх = 5 В.
Решение
Постоянная времени цепи,= RC= 10 10 3 2 • 10-6 = 2 10-2 с. На отрез­
ке времени от О до t 1 действует входной сигнал с амплитудой Е�нх = 10 В.
От его действия на выходе будет напряжение
266
Е1nых == E10,[l - exp(-t/r)] == 10 {! - ехр[-5 • 10-3/(2 • J0-2)]} ==
== 10[1 - ехр(-0,25)] = 2,2 В.
На отрезке времени от t1 до t2 конденсатор заряжается от напряжения
лЕ == Е2вх - Е,., == 2,8 В.
Общее выходное напряжение Е2вых == Е1 вых + ЛЕ[! - exp(-Лt/t:)], rде
Лt == t2 - t1 == 5 мс.
Отсюда получим Е2вых = 2,2 + 2,8{ 1 - ехр\-5 · 10-3/(2 · 10-2) ]};
Е2 вых
== 2,2 + 2,8 · 0,22 == 2,81 В.
ГЛАВА 8
ЛОГИЧЕСКИЕ И ЗАПОМИНАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
8.1. Общие сведения
В обычных системах автоматики информаuия о 13нсшних воз­
действиях на объект управления фиксируется в виде изменений
тех или иных параметров электри•�еских сигналов. Затем после их
соответствуюшей обработки, усиленин, преобразования и срав­
нения нырабатывается управлнющее воздействие на исполнитель­
ные механизмы.
Кроме того, управляюшее воздействие формируется в ситуа­
циях, когда одновременно соuершаются два события и более. На­
пример, автомашинист поезда метрополитена должен приuести
состав в движение лишь при сонпадении по меньшей мере двух
фактороu: путь свободен, все двери состава закрыты. Эти два со­
бытия можно представить в виде двух импульсных сигналов, ко­
торые представ.1яются в виде логических единиц. Если путь за­
крыт, то э1а си1уация характеризуется логическим нулем (О), а
путь открыт - логической единицей ( J ). Двери открыты - логи­
ческий нуль (0), а двери закрыты - логическая единица (1). Ло­
гическая операция совпадения представляется в ниде 11роизведе­
ния ошюй ситуаuии - S1 на другую ситуанию - S2. Событие пред­
ставляется выражением S1 х S2= И. Математически это выраже­
ние имеет четыре решения: Ох О= О, Ох 1 = О, 1х О= О, 1х 1 = 1.
КоПiа И= 1, автомат выдает управляющий сигнал на движение
поезд.1.
В описанной ситуации решение принимается по состоянию
логических сигналов. Эти логи•1еские сигналы положены в осно­
ву дuоичной системы счисления. Любое десятичное число, кото­
РЫi\tи мы пользуемся в повседневной жизни, можно перевести в
двоичные числа. На основе l!воич11ых чисел построена работа со­
!3ременных ЭВМ.
Вся обработка ш:1нных на сегодняшний день ведется на ЭВМ.
По;�авляюшее большинство используемых в настоншее нремя
ЭВМ и различных автоматических устройств и систем являются
uифровы:v�и. Их главной чертой является то, что они осушеств­
ляюг обрабо1ку ве.1ичи11, представляющих собой цифры. В ниф­
ро1юй 1схнике э1 и ве,1ичины представJ1яют обычно после..:юва­
тс1ыюсти сигналов. имеющих всего два значения-: нуль и едини-
268
цу, и следующих друг за другом в определенные (дискретные)
моменты времени. Вычислительные машины в своей логике ра­
боты кроме схемы И используют логические взаимосвязи схемы
ИЛ И, а также и схемы НЕ.
8.2. Лоrические элементы 11а диодах и транзисторах
Под логическим элементом в общем виде будем понимать тех­
ническое устройсгво, предназначенное для реализации логичес­
ких функций с помощью сигналов любой фи:шческой природы.
При этом функционально обособленный логический элемент не
обязательно представляет собой конструктивно отдельный модуль.
Наоборот, в современной интегральной технике конструктивная
единица - кристалл с uырашенной на нем схемой, заключенный
в корпус, содержит чаще всего объединение многих логических
э;rсментов. Системой логи,1еских элементов назовем набор или
серию логических элементов, базирующихся на однотипных схем­
ных и техни•rеских решениях и предназначенных для изготовле­
ния произвольных логических устройстн.
Осноnные требования к логическому элементу базируются на
особенностях, свойственных логическому устройству. Построение
логического устройства, которое должно надежно и устойчиво фун­
кционировать по любому алгоритму, требует от систсl\1ы лоrичсс­
к�1х элементов функциональной и технической полноты. Функни­
ональная полнота обеспечивается логическими операциями И,
ИЛИ, НЕ. Считается, что операuии И и ИЛИ нс являются неза­
висимыми. Этот набор является избыточным. Вопрос функцио­
нальной полноты значительно усложняется при современной ин­
rсгралыюй технологии. Даже при невысокой интеграции (всего
десяти 11оги <1еских элементов на кристалле) уже нет возможности
вынести из корпуса входы и выходы всех элементов. Общее число
ньшодо13 от 1 О элементов составит 30 ( о;tин элемент имеет два
нхода и олин выход). Значительно сложнее обстоят дела лри боль­
шей интс1·рации.
При произвольном объединении элементов можно получить
любой алгоритм rro аналогии с тем, что с помошью буквенного
ш1сhма набором букв можно записать любое слово. Эту сложность
с интегральными микросхемами разрешают несколькими спосо­
бами. Для :,,1а.1ой и средней интеграuии в набор вводят модуль, п
котором объединяются два четырехвходовых или четыре двухвхо­
довых элемента типа И-НЕ или ИЛИ-НЕ. Д.1я больших интег­
ральных схем применяют одно из �·рсх 1юзможных решений: для
больших интегральных схем массового изготовления (калькулято­
ры, ::тектронныс часы и др.) существует л.литслы1ый период л.о1юдки схе\1Ы, в резулыате которого 011рел.сляются ncc функuио­
нш11.,ные сноиства, бо,1ьш11е схс:1-1ы частного 1;р11"1енсния разраба-
269
тываются и изготавлинаютсн автоматизированным способом, что
позволяет избежать ошибок; изготавливаются такие большие схе­
мы, функционирование которых может изменяться в зависимос­
ти от внешних управляющих сигналои.
Кроме функциональной полноты система должна быть еще
и технически полной. Это значит, что сигналы в любом месте
логического устройства должны иметь значение, соответствую­
щее приюпому коду изображения логических переменных, в
том числе и при изменении внешних условий. Логические эле­
менты, объединенные в логическом устройстве, должны до­
пускать: произвольное число разветвлений и объединений сиг­
нала в любом месте uепи; соединение в последовательные цепи
произвольной длины; произвольные обратные связи, охваты­
вающие любое qисло логических э:тементов. В первом слу'-!ае
требуется от элементов способность работать как минимум на
два элемента нагрузки и объединять сигналы хотя бы от двух
элементов. Тогда произвольное разветвление и объединение
могут быть реализованы за сqет прямой и обратной иерархи­
ческой структуры. По второму и третьему свойствам уропни сиг­
налов, изображающих логические переменные на входах и вы­
ходах всех элементов, должны лежать в одинаковых диапазонах.
Вид логики
Полярность напряжения питания
Положительная
l
Положительная
Отрицательная
Отринательная
�!Ц-
�щ.
�!-
---тt1Щ.
о
а
+Е
б
в
Рис. 8.1. Логические элементы:
г
а - типы логики; б - диодшщ логическая cxc:.ia И (э,1сктрическая схе,1а); в входные и выходные сигналы; г - диодно-транзисторная логическая схема, д -
270
Значению логического О должен соответствовать диапазон на­
пряжений ЛU0 , а значению логической 1 - диапазон ЛU1• Эти
диапазоны не должны перекрываться. Неизбежный разброс зна­
чений сигнала для разных элементов и в зависимости от 1щеш­
них услоuий привалит к невозможности использовать весь диа­
пазон сигнала. Промежуток между диапазонами сигналов О и 1
именуется зоной неопределенности. Для поддержания сигналов
на заданном уровне логического элемента должны обладать со­
вершенно определенной характеристикой вход-выход или пе­
релаточной характеристикой.
В основу вычислительной техники положены логические эле­
менты, которые выполняют следующие функции:
и
Х1 Х2
у
о
о
о
о
1
1
1
1 о
о о
1
или
Х1
1
о
1
о
Х2
1
1
m
НЕ
у
о
1
1
1
о l
о о
И-НЕ
ИЛИ-НЕ
Х1
Х2
у
Х1
о
1
о
1
1
1
1
о
1
1
о
о
о
1
1
о
Х2 у
о
о
о о
о 1
1
1
где Х1, Х2 - входные логические сигналы, У- выходной логи­
ческий сигнал.
Bx
�
Dl /
Вх 2
Ивых
VD2
R
д
Х1
е
Х1 Х2 Xz
Входы
ж
Ui•�I
и .�h
2
и.ь�f
3
IПГ
1 1г
П
и
И1вх
U zв x
к
дио;шая логическая схема ИЛИ (э,1сктричсская cxc\la), е - нходныс и выходные
си1 валы. ж - диодный дешифратор, з - трашисторная логическая схема И-ИЛИ;
и - э,1сктричсскне сигналы; к - транзисторная лоп1•1сская cxe\la И
271
Сигналы на входе и выходе логических устройств представшr
ются высоким и низки!\1 уровнями напряжения. Этим двум состо
яниям ставятся в соответствие логические значе11ия 1 и О. В зави
симосп1 от кодирования сосrояния двоичного сигнала различаю1
положительную и отрицательную логику (рис. 8.1, а).
На ранней стадии развития элементной базы вычислительной
техники логические функнии моделировались на диолах. Схе
ма И строилась на диодах, как показано на рис. 8.1, б, взаимо­
связь входных и выходных сигналов показана на рис. 8.1, в. В ис­
ходном состоянии И1вх = U2вх = О. В схеме выполняются условюI
Ro » R 1 , Ro » R2 (на11ример, R1 = R2 = 1 кОм, Ro = 1О кОм). От ис­
точника питания с напряжением Е по резисторам протекает ток /
= E/(Ro + R/2) при R 1 = R2 = R.
Положим Е= 10 В, тогда I= 10/(10+0,5)= 1 мА. На резисторах
R 1 и R2 от это1·0 тока будет напряжение по 0,5 В. На диодах напря­
жение равно 0,6 В. На выходе устанавливается напряжение около
I В. Теперь положим, что на вход подано напряжение И,ю, = 10 В.
В этом случае диод VD 1 закроется. Через него нс протекает ток.
Весь ток от источника питания Е будет протекать через резистор
R2 . На резисторе R7 будет напряжение 1 В. Выходное напряжение
незна•rитеJ1ыю изменится. Аналогичное произойдет, если И, ах= О,
а И2ах = 10 В. Однако, как только И,вх = 10 В и И2нх = 1 О В, оба диода
закрьшаются и на выходе появляется импульсный сигнал I О В.
Совтщение двух сигналов формирует на выхо;Lе сигнал, равный
J0 В.
Диодный элемент схемы И имеет сушественный 11е;юстаток.
У него большое выхолное сопротивление и она плохо работает
при последовательном включении нескольких cxe:-v1 И. Возникает
ослабление полезно� о сигнала. Устранить этот недостаток можно
с помощью транзистора (рис. 8.1, г).
На диодах :-vюжно построить вторую логическую структуру ИЛИ (рис. 8.1, д). Здесr, при И� вх = О и И2ах = О I ra выходе Иных = О.
Однако, как ТОЛl,КО И�ю-.-= 1 о в, И2uх= О, на выхол.е Ивых = 1 о в. Для
случая И, вх = О и И2вых= 1 О В на выходе l1в ы�= 1 О В. Так же при [fi вx =
= И211х= 10 В получим Ивых = 10 В. Полное взаимодействие сигналов
диодной схемы ИЛИ показано на рис. 8.1, е.
Дру1·ие логические фу11кuии на диолах реаJrизовать очень трудно.
Но на диодах можно построить двоичный дешифратор (рис. 8 1, ж).
Если на входах Х, = О и Х2 = О, то на вертикалыrых шинах I и 3 будет
напряжение, равное нулю. На шины 2 и 4 через инверторы подает­
ся 11апрнжение Е (Х, =], Х2 = 1). Значит, диолы VD1, VD2, VD5,
VD6 будут открыты. На выходах 1, 2, 3 будет нуле1.юй уровень. Вы­
ход I имеет два з:жрытых диода (они образовали схему И) и на
этом выходе будет сигнал логической сдиш,щы (ло1·. l = Е).
Теперь пощщн:\1 на uход I лог. 1 = Е (Х1 = l, Х, = О). Тогда
Iщоды VD 1 и VD2 закроются, а диолы VDЗ и VD4 01 кроются. В ре272
зультате выход 2 будет иметь два закрытых диода VD2 и VD7 и
здес1, появится сигнал лог. 1. Меняя набор входных сигналов мож­
но получить сигнал лог. l. на всех выходах.
Кроме диолных логических элементов 1юз\1ож1-1а и транзистор­
ная логика. В схеме, представленной на рис. 8.1, з, коша И,нх = О и
l/2 в х = О, на выходе формируется сигнал лог. 1. Для И,вх = Еи l/2 нх = О
1юлучим Ин ых = О или для И1 вv.= О и И211х= Е получим Иных= О. На
рис. 8.1, и показано в::шимодейс·1 вие входных и выходных сип �алов.
Работа второй транзисторной логической схемы, которан по­
каJа�ш на рис. 8.1, к, описывается выражениями: Ох О= l; Ох 1 = 1;
1 х О= 1; 1 х 1 = О.
Рассмотренная серия транзисторной логики не нашла широ­
кого применения. Ее заменили мноrотранзисторные элементы,
которые значительно превосходят предыдущие элементы по быс­
тродействию и фу11кциональным возмож1юстн:v�. На сегодняшний
лень разработано несколько серий микросхем, которые по функ­
циональным возможностям перекрывают все потребности вычис­
лительной техники.
Требования увеличения быстродействии и уменьшения по­
требляемой мощности вычислительных усгройств привели к со­
зданию мноrофункuионалыюй серии цифровых МС. Серия пред­
ставляет собой комплект МС, имеющих единое конструктив­
но-технологическое исполнение. За 30 лет развития микроэлек­
троники электронные ключи 11рошли следующие этапы: резис­
тивно-транзисторная логика (РТЛ), диодно-транзисторная ло­
гика (ДТЛ), транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ), эмит­
терно-связанная логика (ЭСЛ), транзисторно-транзисторная ло­
гика с диодами Шотки (ТТЛШ), интегрально-инжекционная
логика (И 2Л).
Наряду с биполярными схе:v�ами получили распространение МС
на МДП-структурах.
Основные параметры МС: быстрол.ействис; потреблне:v�ая мощ­
ность; 110:v�ехоустойчивость; коэффициент разветвле1-1ия (нагрузоч­
нан способность); коэффициент объедине11ия по входу.
Быстроде йствие определяет динамические п араметры: t 10 время перехода из лог.! в лог.О; t 01 - время перехода из лог. О в
л.оr.1; t;0 - время задержки включения; t� 1 - время задержки вы­
ключения; 'и - длитс,1ыюсть импульса;/- рабочая частота.
В зависимости от вида 1ехно;югии мощность, нотребляемая
логическим элементом, различна для каждого состояния. Одни
элементы потребляют в статическом режиме большую мощность,
когорая незначительно увеличивается в момент переклю 11енин.
Это относится к серия:v� ТТЛ и ЭСЛ. Другие эле,1е1пы характе­
ризуюгся з11ачительным возрас1а11ием 11отреб:1яе;1,юго тока во
время 11ерсключсния. При;1,1сром таких схем н1:шяются МС коп­
,1анар11ые метал;1-диэлектрик-1ю.1упроводник (КМДП), которые
273
потребляют микроамперные токи, если нет переключающих
сигналов. Допустимый предел статической помехоустойчивос­
ти элемента ограничивает уровень входного напряжения, кото­
рое не вызывает ложного срабатывания. Коэффициент разветв­
ления по выходу определяет число входов аналогичных элемен­
тов, которые \южно подключить к выходу без нарушения рабо­
тоспособности :элемента. Нагрузочная способность элементов
серий ТТЛ составляет 4 ... 1 О.
Контрольные во11росы
1. Как �1атсматически описынаются логические функции И, ИЛИ,
НЕ и др.?
2. Как работает диодная схема И?
3. Как работает транзисторная схема ИЛ И?
8.3. ТТЛ-, КМДП- и ЭСЛ-элсменты
Схемы транзисторно-транзисторной логики. Эти схемы появились
как результат развития диодных схем. Матриuа диодов заменяется
многоэмиттерным транзистором. Этот транзистор представляет со­
бой элемент, объединяющий свойства диодных логических схем и
транзисторного усилителя.
Многоэмиттерный транзистор имеет один коллектор, одну базу
и много эмиттеров. Взаимосвязь межлу эмиттерами осущестW1яется
на уровне протекающего тока в коллекторной цепи. На рис. 8.2, а
показана логическая схема И-НЕ.
Коллектор многоэмиттерного транзистора подключен к базе
и11всртора VT2. На выходе схе!\1Ы стоят два транзистора VТЗ и VT4,
обеспечивающие нагрузочную способность микросхемы. Когда
транзистор VT2 закрыт, открывается транзистор VT3 и на выходе
устанавjшвается напряже11ие, близкое к напряжению источника
питания. Открывание транзистора VT2 приводит к открыванию
транзистора VT4 и к закрыванию транзистора VT3. На входе уста­
навливается нулевой уровень. Резистор R4 защищает МС от корот­
кого замыкания на выходе.
Расс�1отрим передаточную характеристику, показанную на
рис. 8.2, б. При ИвхI = О (один из эмиттероu транзистора VП под­
ключен к общей шине) переход база-эмиттер транзистора VТI
открыт, но образующийся при это!\1 потенциал 0,6 В не .\1ожет
открыть три п-р-перехода: база-коллектор транзистора VTI, база­
эмиттер транзисторов VT2 и VT4. Для открыва11ия этой цепи не­
обходим поте1шиал примерно 3 • 0,6 = 1,8 В. Потенuиал на базе
тр,шзистора VT4 б,1изок к нулю, и транзистор VT4 закрыт. Потен­
циа.,1 на коллекторе VT2 и базе VT3, близкий к нанряжению ис­
точника питания +5 В, открывает переход база-эмиттер транзис274
тора VT3 и диод VD. Напряжение на коллекторе транзистора рав­
но Ивых - участок 1- 2. При увеличении Иnх на одном из эмитте­
ров транзистора VTl (остальные эмиттеры не подключены нику­
да) до значения порогового напряжения 0,8 В (точка 2) транзис­
тор VT2 начи1-Iает открываться, но транзистор VT4 еще закрыт,
при дальнейшем увеличении вхо}шоrо напряжения до значения
И в ы х, В
1
3
Вх.1
Вх.2
Вх.3
Вх.4
2
2
5
4
о
0,8 1,25
2
б
Ивх, В
Ивых• В
3
2
Вх.1
Вх.2
Вх. 3 --+--+-
о
в
-60 °С
2
г
R
VТЗ Вых.
Вх.1
Вх.2
д
Рис. 8 2. Транзисторно-транзисторная логика (TT;l):
а - ТТЛ-схсма; б - персдато'!Ная характеристика ТТЛ-элсмснта; в - стабиль­
ная ТТЛ-схе"1а; г - зависи\,[ость передаточной характеристики от температуры;
д - реализация ,1огических функuий ИЛИ-НЕ на э,1ементах инжекционной
интегральной логики
275
1,25 В транзистор VT2 открывается, а транзистор VT4 только на­
чинает открываться (точка J).
Дальнейшее увеличение входного напряжения приводит к уве­
личению потенциала на базе транзистора VТI до 1,2 В. Этого вполне
достаточно, чтобы открыть два перехода - база-коллектор тран­
зистора VТl и база-эмиттер транзистора VT2. Транзистор VT2 от­
крывается, ток через резистор R2 увеличивается, что вызывает
уменьшение напряжения в коллекторе транзистора VT2. Увеличе­
ние тока через резистор R3 вызывает увеличение потенuиала на
бюе транзистора VT4 и приводит к его открыванию. Открытый
VT4 (участок 3-4) шунтирует резистор R3, что резко увеличива­
ет коэффиuис1п передачи транзистора VT2 и вызывает дальней­
шее уменьшение наrrряжения на коллекторе транзистора VT2.
Олнако некоторое врем5! транзистор VT4 уже открыт, а транзис­
тор VT3 еще не закрыт, что принодит к броску питающего тока и
увеличению мощности, потребляемой от источника питания. Ток
потреб.1сния ограничивается при этом резистором R4 и сопротив­
:1ениями транзисторов VT3, VT4 и диода VD. Это так называемый
ток короткого замыкания, который приводит к уuсличснию по­
требляемой мощности в динамическом режиме.
При далr,нейшем увеличении входrюго напряжения транзисто­
ры VT2 и VT4 переходят в режим насыщения (у•rасток 4- 5). На­
пр5!жения в коллекторах транзисторов VT3 и VT4 соответственно
равны 1,2 и 0,3 В Их разности, равной 0,9 В, 11едостаточ110, что­
бы огкрыть переход база-эмиттер транзистора VT3 и псрсхол дио­
ла VD.
Нали•rие диода VD обеспечивает смещение нанряжения огкры­
вания транзистора VT3 и надежное закрывание его при напряже­
нии на nыходе 0,3 В.
В реа:rьных схемах ТТЛ в отличие от упрощенной расс�1отрен­
ной схемы И-НЕ в базу выходного транзистора вместо резистора
R 1 включена корректирующая uепо1 1ка, состоящая из резисторов
R3 и R4 и транзистора VT3 (рис. 8.2, в). Эта цепочка позво:1яет
получить передаточную характеристику, по форме близкую к пря­
моугольной (штриховая линия на рис. 8.2, б), и тем самым 11овы­
еитr, номехозашищенность схемы в состоянии лог. 1 по сравнению
с rюмехозащищенностью предыдущей схемы.
Сопротивление корректирующей цепочки имеет меньшую, чем
резистор R3 зависимость от температуры, что обеспечивает ряд
особых свой�тв схемы. При повышенной температуре (]25 °С) время
рассасывания ,нлн транзистора VT5 мало, что способствует быст­
рому выключению схемы. Это, 13 свою очередь, у\1е11ьшает им11ул1-,сный ток короткого замыкания (когда транзисторы VT4 и VT5
открыты одновре:-.1ен110), а зна•1ит, и ли11аJ\в1 1 1ескую :\ЮШностr,
ПО'lреблсния. При пониженной тс.\1пературс (-60 °С) со11ротива1е1111с коррсктируюшей 11епи превышает сопроти1ысние резистора
276
R3 , что увеличивает ток включения транзистора VT5 и приводит к
уменьшению времени включения схемы.
С увеличением температуры происходит уменьшение помехо­
устойчи1юсти схемы (рис. 8.2, г). В момент переключения схемы
И-НЕ увеличивается ток потребления, что приводит к увеличе­
нию потребляемой мощности в динамическом режиме. При уве­
личении частоты до 5 Мгц потреблнемая мощность увеличивает­
ся ло 43 мВ1. В статическом режиме элемент потребляет 20 мВт.
Выбросы тока в цепь питания, имеющую индуктивный харак­
тер, могут выз13ат�, наводки и ухудшить помехоустойчивость ап­
паратуры. При работе микросхемы важно, чтобы 13Ходное напря­
жение было не более 5,5 В. Для большинства микросхем ТТЛ
пределыю допустимое отрицательное напряжение на входе со­
ставляет 0,4 В.
Реальные цифровые сигналы на входе микросхемы не имеют
строгой прямоуголыюсти или трапенеидuльной формы. В момент
окончания сигнала в монтажных цепях могут возникать затухаю­
щие колебания, следствием чего может быть ложное срабатыва­
ние схемы. Для исключения этого явления схемы ТТЛ под13ерга­
лись доработке, в результате которой к каждому входу были под­
ключены так называемые демпфирующие диоды VDl ... VD3.
Если па 13Ходе нет выбросов напряжения, диод закрыт, при
:лом он дополнительно 13Носит емкость на 13ходе схемы менее 1 пФ,
что практически не ухудшает ее динамических характеристик. Пер­
вым отрицательным импульсом, амплитуда которого более 0,6 В,
демпфирующий диод открывается, шунтирует парюитный коле­
бательный контур, образованный монтажными цепями. Из-за этого
последующий положитеш,ный выброс напряжения 11е может иметь
сущест13енной амплитуды.
IЗысокое быстродействие схем ТТЛ при бо,1ьшой емкостной
нагрузке объяс1�яется те:--.1, что как заряд, так и разряд нагрузоч­
ной емкости происходит через низкоомную выходную цепь. Од­
нако при переключении выходных транзисторов есть момент, когда
оба транзистора открыты. Из-за этого в цепи питания возникают
кратковременные импульсы тока, которые могут привести к им­
пульсной помехе. Во избежание этого в аппаратуре необходимо
создавать цепи питания с малой индуктивностью проводников и
предусматриuать развнзку между микросхемами.
Быстродействие схемы характеризуется несколькими парамет­
рами. Самыми важньщи из них являются время распространения
сиrна.,1а при включении t 10 и время выключения , 01• Основная за­
держка времени включе11ия и выключения связана с транзисто­
ром VT2. Заметное влияние на это врСl\lЯ оказывает паразитная
емкость С= 15 пФ. Д;1я Кт> = 10 получим t 10 = 7 нс и t 01 = 13 нс.
Эти параметры относя·,ся к серии 155. Для маломощных схе:1.1
серии 134 время нключения и 1Jык:1ючения составляет 100 нс. Это
277
связано в основном режимом насыщения транзистора VT2 и рас­
сасыванием неосновных носителей тока в зоне коллектора.
Если устранить насыщение транзистора, как это делается в схе­
мах серий 531, 533, 555, где включен диод Шатки между базой и
коллектором транзистора, то время включения и выключения со­
кращается до 5 нс. Работа транзисторов с диодами Шатки в нена­
сыщенной области приводит к увеличению падения напряжения
на переходах база-эмиттер, что уменьшает в статическом режиме
ток потребления и соответственно потребляемую мощность.
В последнее время были разработаны маломощные схемы с
диодами Шатки серий 1530, 1533. При этом быстродейстuие МС
было увеличено 11а 1 ... 2 нс. Для сравнения параметров МС для
ТТЛ следует привести то, что серии 133 и 155 позволяют получить
быстродействие I О нс при мощности рассеивания 22 мВт на логи­
ческий элемент, а МС серии 1533 - быстродействие 4 нс при
мощности рассеиuания 1 мВт на один логический элемент.
Серии цифровых МС ТТЛ продолжают оставаться основой по­
строения uычислительных устройств. Одним из определяющих
преимущестu является наличие в их состаое таких схем, как JК и
D-триrrеры, дешифраторы, регистры сдвига, счетчики, суммато­
ры, умножители, :элементы памяти. Наличие мноrоразрядных схем
в узлах ЭВМ позволяет значительно уменьшить •1исло корпусов и
получить сушестоенный выигрыш в объеме аппаратуры.
При конструировании аппаратуры большое значение имеет тип
корпуса. При монтаже аппаратуры для повышения устойчивости
работы свободные входы необходимо подключить к источнику
питания 5 В через резистор l кОм. К каждому резистору допуска­
ется подключение 20 свободных входов.
Большое внимание при монтаже аппаратуры следует обращать
на обеснечение помехоустойчивости МС. Допустимый уровень
помехи составляет 0,4 В. Чтобы исключить низкочастотные поме­
хи по непям питания, необходимо подключать конденсатор 0,1 мкф
вблизи микросхемы. Для исключения появления высокочастотных
помех для 10 МС ставится один конденсатор 20 мкф
Интеrраль11ая инжекциош,ая логика. Элементы И2Л удовлетво­
ряют требованиям интегральной технологии благодаря простой
структуре используемых элементов. На рис. R.2, д показаны два со­
единенных друг с другом базовых И 2Л-элемента. Отличительной
особенностью этой схемы является то, что ток базы выходных тран­
зисторов VT3 и VT4 протекает не через резистор, а через р-п-р­
транзисторов VTI и VT2, которые работают в качесше источников
постоянного напряжения. При заземленной базе транзисторов VTl
и VT2 потенциал их эмиттеров остается практически постоянным
и небольшим. Через резистор R протекает эмиттерный ток VTI
( VT2), примерно равный току коллектора. Если вход разомкнут, то
этот ток идет затем в базу VТ3 ( VT4) и открывает его. Говорят, •по
278
Таблица 8.1
Вход 1
Разомкнут
Разомкнут
Замкнут
Замкнут
Вхо,1 2
Разомкнут
Заземлен
Разомкнут
Замкнут
Выход
Заземлен
Заземлен
Заземлен
Разомкнут
ток инжектируется в базу выходного транзистора. Если за уровень
лог.1 принять уроnень <<земли» и подать на нход положительный
сигнал, выходной транзистор закроется, так как 13 его базу инжек­
ция прекращается. Таким образом, схема (см. рис. 8.2, д) реализует
лоrиqескую функнию ИЛИ-НЕ соглас110 табл. 8.1.
Цифровые микросхемы на МДП-трапзисторах. За последнее
время широкое распростране11ие 11олучили МС 11а нолевых тран­
зисторах. Транзисторы МДП лелятсн на два типа - со встроен­
ным каналом и с индуцирона11ным каналом. По типу проводимо­
сти транзисторы бывают с п- и р-проводимостыо. Большинстно
выпускаемых цифровых МС основано на МДП-транзисторах с
и11дуцированным каналом р-типа.
На рис. 8.3, а транзисторы VTl и VT2 13КЛючсны последователь­
но с нагрузочным транзистором VT3. Ток через транзистор VT3
может протекать лишь при условии, что транзисторы VТI и VT2
открыты. Для логической схемы И.1lИ-НЕ (рис. 8.3, б, в) образу­
ется параллельное соединение перею1ючатеJ1ы1ых транзисторов с
подсоединением их к общему нагрузочному транзистору. Для уве­
личения нагрузочной способ11ости выхода логического элемента
подключается буфер11ый каскад (рис. 8.3, г). В этих схемах заряд и
разряд емкости нагрузки uсегда происходят через небоJ1ьшое со­
противление одно1·0 из открьпых выходных транзисторов. При
отсутствии сигнала на входе открывается транзистор VT3 и ем­
кость заряжается. При подаче на вход сигнала Х1 транзистор VT3
закрьшается, но открывается транзистор VT4, через который про­
исходит быстрый разряд емкости нагрузки. Нагрузочнаи способ­
ность каскада составляет 20 ... 30 входов.
Наряду с МС, где применяются транзисторы ошюго типа про­
водимости, существуют логические схемы на транзисторах п- и
р-ти1юв проводимости. На допо,1няющих транзисторах логические
элементы отличаются тем, что для кажл.ого логического входа
необходимо применять транзистор п-типа и связанный с ним по
затвору транзистор р-типа. Д1.,а таких транзистора, соединенные
последовательно (рис. 8.3, д), образуют ключевой элемент, кото­
рый 1:1 исходном состоянии потребляет 11ичтож11ый ток. В этом со­
стоянии при Иах == О транзистор VT2 закрыт, а транзистор VТI
открыт. Все напряжение исто•111ика питания приложено к выходу.
При Иах = 1 транзистор VT2 открыт, а транзистор VТ\ закрыт.
279
у
Е
vтз
ХХ
� 1 2
Х2
Х1+Х2
�
Х2
Х�
j У Х2
�
VТI
VТ2
б
VТ2
Ui
Xi
VТ2
в
г
1 i
�f
VТ2
у.у
VТ2
m
+Е
VТ2
Х1
VГЗ
х
У= Х1+Х2
У= Х1Х2
Xj
Х2
ж
е
::-1
1
+Е
Х�& у
Х2
Х2 VТ2
з
rис. 8 3. Логические схемы на МДП-элемснтах:
а - У = Х,Х, , б- У = Х, + Х,;
г, д- у= х'
е- У� Х, .,_ Х,,
280
Выход полностью подк.,1ючсн к общей шине. Потребление тока
происходит в момент перехол.а элемента из одного состояния в
другое. Типо13ые значения мощности, потребляемые в диш:1миче­
ском режиме на частоте 100 кГц, составляют 50 ... 100 мкIЗт/эле­
мент. На рис. 8,3, е, ж, з показаны схемы, выполняющие разные
логические функции: У== Х1 + Х2 , У= Х1 Х2 , У= Х1 Х2, У= Х1 Х2•
Цифровые МС на (дополняющих) КМДП-транзисторах имеют
ряд преимущестн по сравнению с интегральными схемами (ИС)
на рМДП-транзисторах. Они имеют малую мощность потребления
5 ... 9 v1кВт 13 статическом режиме, относительно высокое быстро­
действие, хорошую помехоустойчивость и достаточно большую
нагрузочную способность. Мощность, потребляемая схемой
КМДП, расходуется в основном во время переходного процесса
на заряд выходных паразитных емкостей. В статическом режиме
мощность определяется токами утечки закрытых транзисторов.
В сушествуюших МС рабочий ток логического элемента на час­
тоте I О кГц равен 3 мкА, время задержки распространения сигна­
ла составляет 100 ... 200 нс при С= 100 пФ и Е= 2 ... 6 В.
Промышленностью выпуска101ся серии 176, 561 и 564, кото­
рые работают при напряжении питания 9 ... 10 В. Нагрузочная сrю­
собность эле:\1ентов равна 50, быстродействие t10 = 100 ... 200 нс,
t0•1 = 160 ... 200 нс. При зксплуатаuии ИС серии 561 неиспользован11ые входы, реализующие функции ИЛИ-НЕ, должны быть со­
единены с общей шиной, а входы схем, реализующие функции
И-НЕ, - с шиной питания.
Микросхемы эмиттер110-связан11ой лоrики. Цифровые МС ЭСЛ
представляют собой транзисторные схемы с объединенными эмит­
терами и об:1адают по сраш1ению с другими МС наибольшю1 бы­
стродействием и потрсбляс:vюй мощностью. Большое быстродей­
стnие для НС ЭСЛ обус.1овливается тем, что в этих элементах Jран­
зисторы работают в ненасыщенном режиме. На выходе применяИвх, B-1,6-1,4-l,2-l,0-0,8 -0,6
1
1
-0,8
-1,0
-1,2
-1,4
-1,6
а
б
Ивъrх, В
Рис 8.4. Э:v�иттерно-связанная логика (ЭСЛ):
а - схс,1а ба..ю1.юrо элемента, б - передаточная характеристика
281
ются эмиттерные повторители, ускоряющие процесс заряда ем­
кости нагрузки. У,\1еньшение uре:,,1ени задержки распространения
достигается за счет ограничения перепада выходного напряже­
ния, что при1юдит к уменьшению помехоустойчивости схем ЭСЛ.
На рис. 8.4, а, б 11оказа11ы типичная схема и характеристика
базово1·0 элеме11та. Схема состоит из дифференциального усили­
теля, собранного на транзисторах VTI ... VТЗ. В этом усилителе при
подаче на входы перепада напряжения ток эмиттеров может про­
текать либо через транзистор VТЗ, на базу которого постоянно
подано опорное напряжение U0 = -2,09 В, либо через транзисторы
VT1 и VT2, когда на их базы 11одано напряжение, больше опор­
ного. Выхол:ные ::эмиттерные повторители VT5 и VT6 подключают­
ся к источнику с:,,1ешения уровня Ц = -2 В через внешние нагру­
зо 11ные резисторы, R, 11, R2 н с сопротивлением 5 l Ом. Если на вхо­
ды 11оданы напряжения более низкие, чеи опорное, то транзис­
торы VП и VT2 закрыты, ·1ранзистор VТЗ откроется. С эмиттера
транзистора VT5 снимается нысокий уровень ло,·ического сигна­
ла, а с эмиттера транзистора VT6 - низкий уровень сигнала.
Малое выходное сопроти1:1ление схем ЭСЛ обеспечивает со­
гласова11ие выходных и входных напряжений уровней логичес­
ких элементов при их совместной работе и возможность непос­
редственно подавать сигнал в кабель с волновым сопротивление
50 Ом. Схема ЭСЛ подключается к источнику отрицательного на­
пряжения питания Е = -5,2 В. Коллекторные цепи заземляются.
Значение перепада напряжения составляет 0,69 В, запас поме­
хоустойчивости равен 125 мВ. Отринательные и малые величины
логических уров11ей u�h!X = -0,96 в и и�ых = -1,65 В, не позволяют
обеспечить их непосредственную стыковку со схемами ТТЛ. Эта
стыковка осуществляе1ся с помощью специальных микросхем.
Наличие на выходах повторителей схемы ЭСЛ обеспечивает
нагрузочную способность К= 15. Неиспользованные входы схем
ЭСЛ должны бьпь подКJ1юче11ы к источнику опорного напряже­
ния и11и к источнику питания через резистор 1 кОм. К одному
резистору допускается подключать не более 20 входов. Схемы ЭСЛ
допускают объединение по 11рямым и инверсным выходам с ко­
эффициенто:-.1 4. При увели•rе11ии числа объединений по выходу
изменяются уров11и выходного напряжения, что приводит к сни­
жению помехоустойчивости.
Сравнение серий цифровых микросхем. На стадии проектиро­
вания цифровых устройств важной задачей является выбор се­
рии МС, на которой следует решать технические задачи. Эта се­
рия должна отве11ать требованиям быстродействия, энергопот­
ребления, помехоустойчивости, нагрузочной способности. Сле­
дует также учитывать функциональный состав серии, конструк­
тивное оформление и надежность. Способ выбора серии заклю­
чае,·ся в сравнении микросхем по важным параметрам. Микро282
Та б л иц а 8.2
Параметр
Быстродействие, нс
Потребляемая мощность, мВт/зл
Помехоустойчивость, В
эсл
1 ... 10
20 .. 80
0,1 ... 0,3
ттл
кмдп
5 ... 50 Более 100
2 ... 40 0,001 ... 0,1
0,4 ... 1,1
2 ... 3
схемы ЭСЛ - наиболее быстродействующие. Они работают на
•шстотах более 100 МГц. Однако они потребляют значительную
мощность и имеют низкую помехоустойчивость. Это заставляет
принимать специальные меры по их защите от воздействий на­
водок. Серии 100, 500, 1500.
Микросхемы ТТЛ и ТТЛШ характеризуются временными па­
раметрами, лежашими в широком диапазоне значений. Эти МС
имею� сравнительно высокую помехоустойчивость. Они могут с
успехом применяться на частотах до 50 МГц. Серии 134, 155, 158,
531, 553.
В табл. 8.2 приведены основные параметры наиболее распро­
страненных микросхем.
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4
Перечислите свойства основных логических э;�ементов.
Какой приннип работы диол.наго логического элемента?
Какой принцип работы траюисторных логических элементов?
Каковы сравнительные нараметры ло1·ичсских элементов ?
8.4. Запоминающие устройства
Простейшие ключи и логические элементы сос1ав,1яют основу
всей цифровой схематехники. Они широко используются как са­
мостоятельно, так и в составе функционаш,ных узлов. Для постро­
ения болыного разнообразия вычислитель11ых устройств необхо­
димо иметь :элементы памяти, в которых хранилась бы информа­
ция о предыдущем состоянии логических схем. Таким запоминаю­
щим элементом является триггер, т. е. ячейка, способная сохра­
няп, нсо�раниченно 1юлго оюю из двух возможных состояний, в
которое она переходит поочередно по сигналам упрашrения. Для
таких ячеек необходимо иметь логические ::шементы, которые С13Я­
заны между собой положительными обратными связями.
Триггер - электронное устройспю с двумя устойчиuы:v�и со­
стояниями. Переключается трипер из одного устойчиuого сос·гоя­
ния в другое пол uоздействием одного (или двух) 13ходных сита­
лов лог. 1.
Существует большое разнообразие триггероn, выполняемых в
виде интегральных схем малой степени иптсграuии. Для повыше283
ния быстродействия триггеров их строят на ненасыщенных тран
зисторных ключах. Это позволяет исключить в рабо<rсм цикле триr
repa время, необходимое для рассасывания избыточных носите
лей в базе насыщенного транзистора. Наибольшее быстродействие
имеют триггеры на транзисторных переключателях тока.
Триггеры классифицируются по ряду признаков.
1. По функциональным возможностям:
с раздельной установкой (RS-тpиrrep);
с приемом информации 110 одному входу (D-трипер);
со счетным входом ( Т-триrгер);
универсальный (/К-триггер).
2. По способу приема информ,щии: асинхронные (нетактиру­
смые), синхронные (тактируемые). Асинхронные триггеры реа­
гируют на информаuионные сигналы в момент их появления на
нходах.
Синхронные триггеры реагируют на информаuионные сигна­
лы при наличии разрешающего сигнала на спе1щалыюм входе.
Синхронные триггеры разделяются па триггеры со статическим
управлением по С-входу и с динамическим управлением. Тригге­
ры со статическим управлением реагируют на информационные
сигналы при подаче на С-вход уровня лоr.1 (прямой С-вход) или
лог. О (инверсный С-вход). Триггер с динамическим управлением
s
R
а
б
�
�
t
Qt
1
г
1
.
t
�
s
�
R
t
Qt _Ll
t
t
е
3
ж
Рис. 8.5. RS-три1 rep.
а - схема триггера на элементах И-НЕ, б - схема триггера на э.1емснтах И;lИ­
fl E, в - ус.1оннос графическое изображение триггера на элементах И-НЕ, г управляющие сигналы д.,lЯ триггера с элементами И-НЕ; д - условное графи­
ческое изображение трипера на ЭJ1сме1пах ИЛИ-НЕ; е - управляющие сигна.1ы
д.1я триггера с э.1смснтами ИЛИ-НЕ, ж - синхронный триггер, з - условное
графическое изображение синхронного трип ера
284
Таблиuа8.4
Таблица8.3
13х S
о
о
1
1
Вх. R
о
13ых.
Q
I Пых Q
1
Запрещено
1
о
1
Режим хранения
о
о
1
1
13х. S Вх. R
о
о
1
1
о
l
о
1
Вых. Q \ Пых. Q
l
Режим хранения
о
1
1
Запрещено
о
реагирует на информационные сигналы в момент изменения сиг­
нала на С-входе от О к 1.
По принципу построения триггеры со статическим управлени­
ем делятся на одноступенчатые и двухступенчатые. Двухступенча­
тые триггеры информацию записывают вначале 13 первую ступень
памяти, а затем переписывают во вторую и сигнал меняется на
uыходе.
Триггер RS-типа можно образовать соединением одной или
нескольких микросхем м1юговходовых логических элементов или
соединением микросхемы и при необходимости дискретных эле­
ментов. Простая схема триггера образована перекрестными связя­
ми двух интегральных логических элементов И-НЕ (рис. 8.5, а).
Режим хранения обеспечиuается подачей на входы единичных
сигналов. При подаче на оба входа сигналов логического нуля на
д13УХ выходах устанавливаются логические единицы. Если на вхо­
ды не под;шать логические сигналы, то логические :шемснты триг­
гера за счет обратных связей между собой примут одно из двух
состояний: первое - вых. Q имеет лог. 1, тогда вых. Q - лог. О,
второе - вых. Q имеет лог. О, а вых. Q - лог. 1. Любое из этих
состояний можно принять за исходное. Если триггер находится в
нуле13ом состоянии (вых. Q = О, вых. Q = 1), то процесс его пере­
ключения происходит следующим образом. На вх. 1 приходит ну­
левой сигнал (вх. S= О). Этот сигнал устанавливает на вых. Q= 1.:_За
счет обратных связей между логическими элементами на вых. Q =
= О. Произошел процесс записи логического сигнала О 13 ячейку
памяти. Если теперь на вх. R подать сигнал лог. О (вх. R = О), то на
вых. Q = 1, а на вых Q = О. В результате триггер окажется н исход­
ном состоянии. Эта операция стерла информацию из триггера.
Состояния триггера можно представить логической табл. 8.3.
Аналогичным способом можно реализовать такой же триггер и
на элементах ИЛИ-НЕ (рис. 8.5, б). В этой схеме процессы пере­
ключения и хранения аналогичны предьщущим. Табл. 8.4 отобра­
)Кает логику работы триггера.
Условное графическое обозначение показано на рис. 8.5, в, д.
Управляющие сигналы показаны на рис. 8.5, г, е.
Синхронный одноступенчатый RS-триггер имеет С-вход для
синхронизании. Структурная схема и условное графическое изо285
о о о о о о о о 0.
с
D
D___.Гl�____.__ l�--�1-�I_
□
1
_
_
_
•t
□
Q__�� �D��
�--1
б
gr&:1i;
а
с Г] г:J, 1
..----.
D-�--�--1
---foП--R.
�
г
____._c=
___,
Q ___
д
D
с
1
□□□□□□ . t
со о о о о о□. t
с
-fо1п1-д.
�
ж
з
Рис. 8.6. D-триггер.
а - о,11ютакт11ый триггер, б - управляюшие сигналы статического триггера, в сХе\1а на основе синхронного RS-трипсра; г - дина"1ичсский D-трипср; д у11рав;н1юшие сигналы дина\1ичсскоrо триггера, е - дпухтактный триггер; ж ус,1ошюе графическое изображсниt: D-триггера, з - управляющие си1на.,1ы ,1вухтакт11ого триггера
бражсние триггера показаны на рис. 8.5, ж, з. В табл. 8.5 показана
логика работы триггера.
Такой трипср строится с по\ющыо схем И-НЕ. Он имеет два
установочных вхо;ш R и S, вход синхронизации и два выхода Q и
Q. При С= О входы б,1окированы. Состояние триггера не зависит
от состояния сигналов на входах R и S. При С= 1 входы R и S
открьшаю1ся.
Таблица85
R
о
о
1
о
1
286
s
о
о
о
1
1
с
о
1
1
1
1
Q
1
Q
D
1
о
Хранение
Хранение
о
1
Таблица86
о
1
Запрешено
о
с
1
о
о
1
1
1
Q
1
Q
1
О
Хранение
Хранение
о
1
1
Если на вход S поступает сигнал лог. 1, а R = О, то при дей­
ствии синхросигаала С триггер установитси в состояние 1 незави­
симо от того, в како\-1 состоянии он находился до :пого момента.
При R = 1, 5 = О происходит сброс триггера. При R = S = О триггер
под дейс1 вием синхросигнала не меняет своего состояния. Запре­
щенной комбинаuией входных сигналов является R = S= 1. Основ­
ным услоuием надежной работы триггера является неизменность
значений сигналов R, S во время действия синхросигнала С.
Синхронный двухступенчатый RS-тpиrrep состоит из дuух син­
хронных одноступенчатых триггеров, управляемых разны:чи фаза­
ми тактового сигнала.
При С= 1 происходит запись информации в триггер первой
ступени. При С= О первая ступень блокируется, а вторая открьша­
ется. Инфор:\1ация переписывается из первой ступени во вторую и
меняется на выходе.
D-триггеры имеют один информационный вход D и вход син­
хронизации С. D-триггер можно построить на элементах НЕ и
И-ИЛИ-НЕ (рис. 8.6, а) или с помощью синхронного однотакт­
ного RS-тpиrrepa (рис. 8.6, в).
Управляющие сигналы показаны на рис. 8.6, б. В табл. 8.6 пока­
зана логика работы триггера.
Под действием синхросигнала С триггер принимает состояние
сигнала на входе D, не меняет этого состояния при отсутствии
синхросигнала. Во время действия сигнала С на входе D сигнал не
должен меняться. Описанный триггер является D-триггером со
статическим управлением.
Основное применение D-триггера - задержка сигнала, поданно­
го на вход, и привязка его к тактовой частоте. Другой важной разно­
видностью одноступенчатых D-триггсров является триггер с дина­
мическим входом синхронизации. Передача иIIфор:\1аUии на uыход
осуществляется в :чоме1п, когда на С-входе сигнал переходит от О к
1. Условное графическое обозначение :лого триггера показано на
рис. 8.6, г, а на рис. 8.6, д изображены управляющие сигналы.
Для всех одноступенчатых триггеров присущ один недостаток,
который связан с ситуацией, в которой происходит одновремен­
ное опрашивание состояния триггера по выходам и переключе­
ния:\1 его под воздействием входных сигналов. В этом случае воз11икает ситуация неопределенности. Для иск.,1ючения таких состо­
яний используются двухтактные структуры. Двухтактный D-триг­
гер показан на рис. 8.6, е, а его графическое обозначение на
рис. 8.6, ж. Он состоит из двух о;щотактных триггеров. Синхрони­
зация этих триггеро11 осуществляется сигналами С и С. Управля­
юшие сигналы показаны на рис. 8.6, з.
Т-триггеры имеют счетный 11ход и меняют свое состояние по
каждому входному сигналу. Изменения происходят по переднему
фронту входных импульсов.
287
т ---, г:=, г:=,
г
•
1
б
а
ППППППП · r
Q
С
Q
Q___._П
_____,L..,..__�L
aaa........Jl'----•
т_�--�-�- ��
г
1
т-__,__П� ,._П___._
_ ___ t
Q-�--�--�t
т�
Q
е
д
Рис. 'б.7. Т-триrгер:
а - асинхронный три, rep, б - упrа11,1яющис сигналы несинхrошюrо 1 pиrrcpa,
в - синхронный триггер; г - управ;шюшие снrналы синхронного трнпсра, д динамический триггер, е - управляюшис сип1алы динаv1ическо10 три1тсра
Т-триггсры могут быть построены с использонанис.\1 RS-триr­
гсров. Если у днухстуnенча�ого (шзухтактного) RS-трипера соеди­
нить входы R и S с выходами Q и Q, соответственно, uход синх­
ронизации С использовать как с•1стный, то полу•� им простой ва­
риант нссинхронизирусмого Т-триггера. Из временной диаграм­
мы работы триггера uидно, что состояние uыхода Q нс меш1е1·ся
до тех пор, пока действие единичного сигнала на uхол.е Т нс за­
канчиuается. Эго происходит потому, что сначала меняется состо­
яние псрuого каскада, а затем по отрицательному переходу сигна­
ла Т - состояние второго каскада.
Т-трютсры \1огут быть асинхронными (рис. 8.7, а), упрамяю­
щис сигналы асинхронно1·0 триггера показаны на рис. 8.7, б, и
синхронными (рис. 8.7, в), управляюшис сигналы синхронного
триггера показаны на рис. 8.7, г.
с
о
о
о
о
1
1
1
1
288
J
о
1
о
1
о
1
о
1
к
о
о
1
1
о
о
l
1
Таблица 8.7
Q
Х (хранение)
х
х
х
х
1 Установка 1
О Установка О
1 Счет входных импульсов
Q
Q
б
с
□□□□□
Гl
Q
J=l
·t
П
К=1 R=l S=l
в
·t
Рис. 8.8. JК-триггер:
а - структурнан схема триггера; б - условное rрафи1 1еское изображение, в управляющие сигна:н,1
Динамический D-триггер можно использовать как Т-триггер,
который имеет обратную связь с выхода Q на вход D (рис. 8.7, д,
е), его управляющие сигналы показаны на рис. 8.7, е.
JK - триггер имеет один счетный вход и три логи'1еских вхола
для J и три логических входа для К. Входы J и К являются трехвхо­
довыми схемами И. Они предназначены для расширения возмож­
ностей триггера при быстродействующих операциях сче1а вхоп.­
ных импульсов. Логика работы триггера показана в табл. 8.7.
Изменение состояния триггера осуществляется по заднему спаду
входного импульса. Этот триггер является универсальным, посколь­
ку он может выполнять функции RS-, D- и Т-тригrеров. С1руктур­
ная схема и управляющие сигналы показаны на рис. 8 8, а, б, в.
+Е
1
R
a
U1
11
i
i
U2
III
IV
1
V
U
1
12
U
U2
а
1
п
-JL-
---ГLr-
б
Рис. 8.9. Триггер запоминающих ус гройств:
а - электрическая схема, б - управляющие сигналы
1 О Гороuтко11
289
Триггер оперативных запоминающих устройств самостоятель­
ного значения не имеет. Он широко применяется для построения
ОЗУ большого объема (рис. 8.9, а). В режиме хранения напряже­
ние Ик близко к напряжению сигнала лог О. Напряжения U1 и U2
имеют среднее значение между лог. О и лог. 1. Эти состояния ото­
бражены временньiми отрезками I и V (рис. 8.9, 6). В этой схеме
один из транзисторов открыт и насыщен, а другой закрыт. Токи 11
и 12 небольшие, мало отли•�аются друг от друга. По токам состоя­
ние триггера трудно определить. Для определения состояния триг­
гера напряжение Uк делают равным лог. 1. Напряжения И� и U2
остаются на прежнем уровне. При этом токи в цепях нижних эмит­
теров уменьшаются, но увеличивается ток в цепи верхнего эмит­
тера открытого транзистора. Возникает разница токов 11 и 12. Эту
разницу обнаруживает внешний усилите.'IЬ. Для переключения триг­
гера устанавливают напряжения U1 = О и U2 = 1 ( U, = 1 и U2 = О),
временньfе интервалы III и IV (см. рис. 8.9, 6).
Кш1трольные вопросы
1.
2.
3.
4.
Как работает RS-триггер?
Как работает D-триггер?
Как работает Т-триггер?
Как работает !К-триггер?
8.5. Приборы с зарядной связью
Прибор с зарядной связью (ПЗС) представляет собой МДП­
структуру с большим количеством управляющих электродов - за­
творов (рис. 8.10, а). Главная особенность ПЗС состоит в том, что он
хранит и передает информацию в виде коли,rества зарядов (заря­
женных пакетов), которые состоят из подвижных носителей заряда
(дырок или электронов). В простейших случаях применение ПЗС
такой информационный зарядный пакет вводится через входной
электрод и затем постепенно с помощью управляющих напряже­
ний передается от затвора к затвору. На выходном электроде ПЗС
информация оказывается задержанной по отношению к входному
сигналу, т. е. ПЗС выполняет функции :элемента задержки.
Возможен также параллелы1ый ввод информации, кода заря­
довые пакеты поступают одновременно на все затnоры ПЗС. За­
тем, записанная в виде зарядовых пакетов, информация последо­
вательно выводится из ПЗС, т. е. записанная информация развер­
тывается во времени.
По выполняемым функциям современные ПЗС можно разде­
лить на три класса: для обработки и преобразования аналоговых
сигналов, для приема и преобразования изображений (фото-ПЗС),
для запоминающих устройств.
290
В качестве устройств, используюших ПЗС для обработки анало­
говых сигналов, можно вы;1,елить: линии задержки, когда вход­
ной аналоговый сигнал преобразуется в дискретный и появляется
на выходе ПЗС; мультиплексоры, когда несколько входных сиг­
налов паралJiельно вводятся в ПЗС, а затем последовательно вы­
водятся на выход ЛЗС; фильтры и другие устройства; фото-ПЗС,
которые воспринимают информацию об изображении параллель­
но, а затем преобразуют ее в так называемый видеосигнал.
Запоминающие устройства на ПЗС прежде всего характеризу­
ются низкой стоююстыо. Низкая стоимость изготовления - ос­
нонное преимущество ПЗС по сравнению с другими классами
цифровых устройств. Кроме того, ПЗС отличают малые масса и
размеры, низкая потрсбляе:v�ая мощность, новышенная надеж1-юсть.
Рассмотрим принцип 11средачи информации в ПЗС, т.е. пере­
дачу зарядово1·0 пакета от затвора к затвору. Пусть полупроводник
структуры п-типа и на все затворы подано одинаковое отрица­
тельное напряжение И1 , тогда под всеми затворами образуется
область повышенного заряда (ОПЗ) шириной А (рис. 8.10, б). Этот
заряд составляют положительные ионы донорной примеси. Если
отрицательное напряжение на затворе 32 по абсолютному значе­
нию больше, чем на соседних затворах 3 1 и 33 , (IИ2 1> IUil), то под
затвором 3 2 глубина обедненной области получается больше, ч ем
под затворами 3 1 и 3 3 (рис. 8.10, в).
Введем под затвор 32 информационный зарядовый пакет ды­
рок. При заданном соотношении напряжений на затворах дырки
не могут преодолеть действуюшего на граниuах области под зат1.юром 3 2 тормозяшсго эJ1сктрического поля. В этом случае зарядо­
вый пакет под затвором 3 2 работает в режиме хранения информа­
ции. Напряжение U2 на:швают напряжением хранения.
Пусть на затвор 3 3 подано отриаателы-юе напряжение l./2, а на
за11юре 3 2 осталось напряжение U2, причем ll./21 > IИ2 (рис. 8. 10, г),
тоща на границе затворов 3 2 и 3 3 образуется ускоряющее элект­
рическое поле (для дырок) и зарядовый пакет переходит от 32 к
3 3 . Затвор 33 работает при :но\1 в режиме считывания информа1щи, а напряжение U3 называется напряжение:v� считывания.
Суммарный положительный заряд под затворо\1 определяется
напряжс11ием на затворе и емкостью МДП-струк1уры. Поэтому по­
явление зарядного пакета дырок сопровождается уменьшением
положительного заряда ионов донорной примеси. При равенстве
пространс1венного :шршrа доноров заряду пакета дырок электри­
ческие поля на гранинах между затворами исчезают и дырочный
пакет распределяется вдоль nсей поверхности структуры, т.с. не
может быть носителе:v� информации. Следовательно, максимально
до11ус·1 имое зна11ение коли 11ес1 ва заряда в пакете Qml\X = (И2 - U1 ) CS,
где С- удельная емкость диэлектрика; S- площадь затвора.
1
291
31
32
3з
34
Зs
36
31
3s
А1
Si02
n (Si)
а
п
п
п
в
б
г
�gr�0 ..;. 6 .i. 6 .i d-, .!. 6 �
к
Rн
292
--------------�!
л
t9
м
о
UJ
1
21
61
81
12
1
10
1
.
14
1
f -:-�- =,- ,"=1_ =-:i,- 1
А
В
С
А
В
С
'----J
----J
t
н
А
А
В
С
._ ____ •
-----
В
1
С
А
В
---�
000,-
'----•
1---1
1
1
5-6
С
В
С
А
,----1
1____ ,.
1
1
1
, ____1
·----�
3-4
1-2
А
А
----, 000.----,
А
А
В
С
А
В
С
А
1----·
•---1
1
А
В
С
А
В
С
А
9 - 10
о
Рис. 8.10. Структура и сигналы прибора с зарядовой связью (ПЗС):
а - конструкция прибора, 6 - режим покоя; в - режим хранения информаuии, г -
режи"1 считывания информ:шии, д - система управляющих напряжений; е-л передача зарядовых пакетов; м - асимметrичю1я структура ПЗС д,1Я однонаправ­
ленной передачи Jарядовых пакетов, н - диаграмма управляюших напряжений; о однонаправленная пере,1а,1а зарядовых пакетов при трехфазном управлении
293
Таким образом, значение заряда в пакете ограничено снизу
Qmin и снерху Qmax · В проuессе переноса зарядового пакета имеют
место потери заряда, эти потери снязаны, во-первых, с тем, что
скорости носителей заряда в пакете различны и требус1ся опреде­
ленное время для переноса всего заряда, во-вторых, с тем, что
часть зарядон оказывается захваченной приповерхностными ло­
вушками. Следовательно, для переноса зарядового пакета без по­
терь необходимо какое-то минимальное время. Это время тем мень­
ше, чем меньше расстояние между затворами, чем больше под­
вижность носителей и напряжение считывания.
Рассмотрим принцип вьшода информации из П3С на примере
структуры, показанной на рис. 8.10, е-л. Пусть записанная в П3С
информация в виде зарядоных пакетов дырок находится под зат­
ворами с четными номерами. На рис. 8. l О, е эти затворы зачерне­
ны. Если на нечетные затворы подать отрицательное напряжение
И,, а на затворы с четными номерами - отрицательное напряже­
ние U2 (IИ2 1 > IUil), то между каждой парой затворов 1-2 3-4
,
,
5-6 и т.д. нозникнет электрическое поле, нектар напряженности
этого поля направлен от затворов с нечетными номерами к затво­
рам с четными номерами, и четные затворы работают в режиме
хранения информации.
Пусть напряжение на затнорах U1 и U2 изменяется во времени,
как показано на рис. 8. IO, д, и обеспечено одно11аправленное пере­
мешение дырок справа налево, тогда н момент времени !1 зарядовые
пакеты перейдут от затворов с четными номерами (см. рис. 8.10, б) к
затворам с нечетными номерами (см. рис. 8.10, в) и там будут хра­
ниться до момента !2 • В момент t2 происходит новый сдвиг зарядовых
пакетов справа налено к затворам с четными номерами. Меняя в
каждом последующем такте напряжения U., и U2 на затворах, можно
постепенно вывести нее зарядовые пакеты но внешнюю цепь Rн
(рис. 8.10, л), после чего н П3С вводится новая ипформ;щия. Одно­
направленное движение зарядовых пакетов можно обеспечить с по­
мошъю особой геометрии структуры, как показано на рис. 8.10, м.
Чтобы не усложнять геометрию структуры П3С и иметь одно­
направленное движение зарядовых пакетон, вводят третью группу
затворон и трехтактную систему питания. Управляющие сигналы
прибора с зарядной связью с трехтактным питанием изображены
на рис. 8.10, н.
Питающие напряжения подаются на шины А, В, С и сдвинуты
относительно друг друга на 1/3 периода (рис. 8.1 О, о). Пусть в мо­
мент времени !1 через входной р-п-переход инжектируется заря­
довый пакет дырок. Тогда на интервале нремени !1 ••• t2 затвор 3 1
работает н режиме хранения, так как I И2 1 > 1 И1 1 и заряд не может
уйти из области под затнороl\1 3 1 •
В момент времени t2 на шину В подается напряжение считыва­
ния И3 и дырки переходят от затвора 3 1 к затвору 32 • В момент
294
времени t3 напряжение питания U8 уменьшается до значения U2 ,
соответствующего режиму хранения, чтобы исключить возврат
дырок под затвор 3 1 , одновременно (в момент времени t3 ) напря­
жение UA уменьшается до значения U1 • В момент времени t4 пода­
ется напряжение считывания U3 на шину С и повторяются про­
цессы, справедливые для момента времени t2 , но уже для затво­
ров 32 и 3 3 ; зарядовый пакет переходит под затвор 33 и г. д.
Период повторения Т каждого из питающих напряжений Ил ,
Ив, Uc складывается из грех интерв алов хранения lxp и трех интер­
валов считывания fсч :
Т = З(tхр + fсч)Тогда время задержки 13 , выходного сигнала по отношению к
входному при N затворов в П3С можно представить в виде
T(N- 1)/3 = Uxp + fcчHN- 1).
Минимальное и максимальное значения периода повторения
Tmin и Tmax определяются динамическими свойствами П3С. Мини­
мальный период Tm in и соответственно минимальная задержка tзmin
при заданном N определяются потерями при передаче зарядового
пакета (для современных П3С Tmin = 20 ... 50 нс, а предельная ра­
бочая частота 5 ... 20 МГu). Практически значение Tmin определяет
точность задержки сигнала с помощью П3С.
Максимальный период и максимальная задержка определяют­
ся временем хранения. Оно должно быть настолько малым, чтобы
за время передачи зарядового пакета от входа до выхода паразит­
ное (генерирование) з11ачение не превысило долей заряда в паке­
те. При N= 100 максимальный период типичных П3С 10 ... 100 мс,
что позволяет на одном П3С иметь задержки до I О с.
fз;щ
=
Контрольные вопросы
1. Конструкция и принцип работы прибора с зарядовой связью.
2. Какие существуют режимы управления по передаче зарядовых па­
кетов?
3. Какие существуют устройтсва с ПЗС матрицами?
8.6. Технология изrотовле1шя и11теrральных микросхем
Микроэлектроника - облас·гь электроники, занимающаяся со­
зданием электронных функциональных узлов, блоков и устройств
в микроминиатюрном интегральном исполнении.
Появление вычислительных машин поставило перед конструкго­
ра!\1и целый ряд проблем, решение которых наталкивалось на про­
тиворечие между требованиями к усложнению машин, повышению
качества их работы и требованиями к обеспечению высокой надеж295
ности, снижению потребляемой мошности, стоимости и уменьше­
нию размеров этих машин. Замена ламп полупроводниками привела
к уменьшению объема машин и повышению надежности их рабоrы.
Однако обилие контактов оставалось высоким. Дальнейшее усовер­
шенствование электронного элемента и уменьшение его размеров
привело к миниатюризации электронных схем и устройств. Создают­
ся модули в двухмерной и трехмерной упаковках.
Для объединения дискретных элементов в модули, а модулей в
узлы применяются платы с печатным монтажом. На поверхность
фол1,rированной платы наносится слой фоточувствительного ма­
териала, зашишающего поверхность подложки от химического
воздействия травителей. Фоточувствительный материал называет­
ся фоторезистом. Затем методом контактной печати или проекти­
рованием рисунка шаблон переносится на фоторезист, покрыва­
ющий плату. После проявления производится травление рисунка.
Фольга, не защищенная слое'v! фоторезиста, уничтожается. После
удаления фоторезиста с контура рисунка на плате остаются со­
единяющие проводники. На печатную плату устанавли1.1аются мо­
дули и припаиваются.
При всех 11оложительных качествах модульного построения
аппаратуры, схема состоит из отдельных элементов, спаянных меж­
ду собой.
Дальнейшая миниатюризация приводит к тому, 'IТО аК1и1.1ные
эле!vlенты схемы уже невыгодно делать отдельными, их стали ком­
поновать не на печатной плате, а в том кристалJ1е, из которого
изrотав;1ивались активные элементы. Технология изготовления
интегральных схем заключается в образовании определенных свя­
зей между областями кристалла. Эти области по своим характери­
стика'v! соответст1.1уют транзисторам, диодам, резисторам и т.д.
Интегральная схема (НС) это микроэлектронное изделие, со­
стоящее из активных элементов (транзисторов, диодов), пассив­
ных элементов (резисторов, конленсаторов, катушек инлуктив­
ности) и соединительных проводников, которые изготавливают­
ся в едином технологическом процессе в объеме или на поверхно­
сти подложки, электрически сосдине11ы между собой, заключены
в обший корпус и представ.1яют собой неразделимое нелое Из
этого определения следует, что интеграция компонентов осуще­
ствляется в объеме или на поверхности одной и той же подложки,
интеграция технологического процесса проходит в едином цикле.
Изготовление ИС осуществляется на ос1-101.1с широкого использо­
вания группоuых, хорошо контролируемых и современных мето­
дов. Это дает возможность достичь резкого повышения надежнос­
ти ИС, существенно выиграть в массоrабаритных и стоимостных
показателях электронной аппаратуры.
Элемент - часть ИС, реализующая функuию какого-либо эле­
мента (транзистора, диода, резистора, конденсатора) или более
296
сложную функцию. Элемент 11с может быть вьшелен из ИС и исполь­
зован как самостш1тслы10е изделие. На основе интегральной техно­
логии появились 110ш,1с :>лсмснты, которые не и:-.1еют аналогов в
дискретной электронике, 11апример :-.1ношэмиттсрные и многокол­
лскторные транзисторы, 1 ра11зисторы с барьером Шатки и др.
Компонент - чаС'Г1, ИС, реализующая функции какого-либо
электронного элемента или более сложную функцию. которая
может быть 13Ыделена из ИС и использована как самостоятельное
излелие. Компонент явш1ется частью гибридной микросхемы. Ком­
поненты устанавливаются на подложке ИС при выполнении сбо­
рочно-монтажных опер;ший. К простым компонентам относятся
бескорпусные диоды, тра11зисторы, конденсаторы и катушки ин­
дуктивности и др.
Микросхема состоит из большого числа элементов и компо­
нентов, размеще1111ых на поверхности или в объеме общей ди­
электрической или полупроводниковой подложки.
Подложка - заготовка из диэлектрического материала, пред­
назначенная для на11ссения на нес элементов гибридных и пле­
ночных интегральных схем межэлементных и (или) межкомпо­
нентных соединений, а также контактных плошадок.
Плата - часть подложки (или вся подложка) гибридной ин­
тегра11ьной схемы, на поверхности которой нанесены пленочные
злементы схемы, межэJ1ементные и межкомпонентные соедине­
вия и контактные площадки.
Полупроводпиковая пластина - заготовка из полупро1юднико1юго материала, предназначенная для изготоllления полупро13од­
никовых микросхс:-.1.
Кристалл - часть пластины, в объеме и на поверхности кото­
рой сформиро13аны элементы полупроводниковой микросхемы,
межэлементные сое;шнения и контактные площадки.
Контактная площадка - металлизированный участок на пла­
те или кристалле, или корпусе интегральной схемы, служащий
для присоединения выводо13 компонентов и кристаллов, пере­
мычек, а также для контроля ее электрических параметров и
режимов.
Бескорпусиая интегральная схема - кристалл микросхемы, пред­
назначенный для монтажа в гибридную интегральную схему или
микросборку.
Полупроводниковая микросхема - микросхема, все элементы и
межэлементные соединения которой выполнены в объеме и на
поверхности полупроводника.
Плеиочная .микросхема - :-.1икросхсма, 13се зле:-.1енты и мсжэле­
ментные соединения которой выполнены только в 13иде пленок
проводящих и диэлектрических материалов. Существуют тонко­
пленочные (с толшиной пленок до 1 мкм) и толстопленочные (с
толшиной пленок более 1 мкм) микросхемы. Пленочные интсг-
297
ральныс схемы используют поликристаллические и монокристал­
лические пленки. Активные элементы, выполненные на монокри­
сталлических пленках, обладают достаточно хорошими парамет­
рами и свойствами. Для их изготовления используется КИС-тех­
нология (кремний на сапфире).
Гибридная микросхема - микросхема, содержащая кроме пас­
сивных элементов еще простые и сложные компоненты (кристал­
лы полупроводниковых микросхем). Гибридная интегральная мик­
росхема является многокристаллической, представляет собой со­
вокупность нескольких бескорпусных схем на одной подложке.
Сложность ИС определяется количеством элементов и простых
компонентов и выражается уравнением К= lgN, где N- число
компонентов. Интегральные схемы первого поколения (К= 1)
содержали до 10 элементов, второго поколения (К= 2) имели от
l l до l 00 элементов, третьего поколения (К= 3) имели от I О I по
1000 элементов.
В настоящее время ИС содержит 500 ... 1000 элементов и назы­
вается большой интегральной схемой. Интегральная схема, у ко­
торой N> 1 -104 , называется сверхбольшой (СБИС).
В принципе все электронные узлы могут быть изготовлены в
виде интегральных схем. Все интегральные схемы можно разде­
лить на цифровые и аналоговые. Основную часть выпускаемых
интегральных схем (до 80 %) составляют цифровые. Основным
элементом этих схем является вентиль, переключаемый из одного
состояния в другое.
Набор вентилей позволяет осуществить простейшие логичес­
кие оперании И, ИЛИ, НЕ, логические функции - сложения,
умножения, з:шоминания. При объединении на одном кристалле
большого количества логических вентилей и запоминающих
устройств получают микропроцессор.
Для обработки аналоговых сигналов выпускаются аналоговые
микросхемы. К аналоговым микросхемам относятся в первую оче­
редь операционные усилители, электронные стабилизаторы на­
пряжения, преобразователи <<аналог-код,> и <•код-аналоr>>. Анало­
говые интегральные схемы менее распространены. Это связано с
тем, что цифровые схемы проще по технологии и в них легче
достичь высокой степени интеграции (количества элементов в
одном кристалле).
По конструктивно-технологическому признаку интегральные схе­
мы делят на полупроводниковые (монолитные) и гибридные. В по­
лупроводниковой схеме все элементы и межэлементные соединения
выполнены в объеме и на поверхности кристалла. Интегральная схе­
ма гибридной технологии содержит кристаллы и отдельные компо­
ненты, монтируемые на диэлектрической подложке.
Основным достоинством монолитных схем является высокая
плотность элементов и повышенная надежность. Однако оптими-
298
заuия характеристик элементов в общем технологическом про­
uессе при заданных свойствах полупроuодника является затруд­
нительной. Серьезным недостатком явш1ется также сильная тем­
пературная зависимость характеристик монолитных схем.
В гибридных интегральных схемах элементы выполнены точнее
и снижены паразитные связи между ними. Однако степень интег­
рации этих схем намного меньше, чем у монолитных.
По структуре образующих элементов монолитные интегральные
схемы делятся на биполярные и металл-диэлектрик-полупроводник
Биполярная технология позволяет то•rнее задавать характеристики
элементов, обеспечинает большее усиление транзисторов, более гиб­
кое построение схемы. Для МДП-технологии характерным призна­
КО\1 является высокая степень интеграции, а также высокое входное
сопротивление и низкие шумы МДП-транзисторов.
Наиболее важным параметра\!. любой тех1-юло1·ии является сте­
пень интеграции. Обобщенный анализ существующих процессов
показал, интеграuия может идти по трем путям: увеличение чис­
ла элементов на кристалле за счет большой площади кристалла,
функциональное усложнение 11ри том же числе элементоu, умень­
шение размеров элеме11та.
Из перечисленных путей наибольшее значение имеет уменьше­
ние размероu элементов, поскольку это связано с увеличением бы­
стродейстuия. Однако уменьшение размеров элементов связано с
рядом ограничений, которые можно разделить на три группы: фи­
зические, технологические, конструктивные. Физических ограниче11ий всего два: энергия, соответсшующая получению единицы ин­
формаuии, не может быть меньше kT, где k- постоянная Больцма­
на, Т - температура; произuедение энергий на uремя должно быть
не менее постоянной Планка. Характеристики современных полу­
проводниковых приборов отличаются на несколько порядков от ха­
рактеристик первых приборов. В этой связи можно считать, что фи­
зических ограниче11ий пока не существует. Наиболее серьезны:v� ог­
раничением является разогрев кристалла носителями заряда в силь­
ных полях. При размерах элемента 0,5 .. 1,0 мкм и напряжении
1 ... 5 В пош1 в полупроводнике достигают 104 В/см, температура но­
сителей заряда прсuышает 1000 К, а энер1·ия состанляет (5 ... 6 kT, Дж).
Такие горячие электроны могут туннелизироваться сквозь тон­
кий подзапюрный диэлектрик в МДП-транзисторах, что приво­
дит к открьшанию транзистора Минимальная площадь транзисто­
ра составляет 2 мкм2. Если считать, что на вентиль требуется два
транзистора, то максимальная степень интеграции будет превы­
шать 1 · 10 7 вентилей/см2 •
Доминирующее положение u микроэлектронике занимают дuа
основных вида технологических проuессов, на базе которых изго­
тавливаются и11тегральные схемы - тонкопленочный и полупро­
водниковы Й.
299
Тонкопленочные схемы изготавливаются путем вакуумного
напыления материала на подложку. В качестве подложки исполь­
зуются керамика, кварц, стекло. Наибольшее распространение
получил метод напыления с помошыо масок. Между ис1очником
паров напыляемого материала и подложкой помешается трафа­
рет, в результате чего на поверхности подложки в местах, нс за­
щишенных маской, образуется пленка. Автоматическая смена ма­
сок в процессе напыления и самого напыляемого материала по­
зволяет получить многослойную структуру одноuреме11но на всей
поверхности подложки.
Полупроводниковая, планарная технология применяется нс
только для производства микросхем, но и для производства дис­
кретных транзисторов и диодов.
Планарная технология названа так потому, что основные час­
ти полупроводникового прибора или элемен1а интегральной схе­
мы формируются в плоскости (на поверхности или вблизи повер­
хности) полупроводниковой подложки.
В биполярных планарных приборах на покрытую с:юсм окисла
поверхность подложки выходят вес п-р-переходы, в МДП-прибо­
рах на окисле располагаются затворы транзисторов, а под ними переходы стоков и истоков. Планарная технология основывается
на сочетании и многократном повторении трех процессов: созда­
ния маскируюшего покрытия (окисла), формирования заданной
конфигурации элементов 13 этом покрытии, введения легирую­
шей примеси заданной коннентрации в объем полупроводника.
Формирование конфигурации осушсствляется с помошью лито­
графии в соче1ании с травлением в обычных химических травите­
лях или с помощью ионно-плазменной обработки. Лсгируюшую
примесь вводят путем диффузии, ионного легирования, реже вплавления.
Разработано четыре способа литографии - контактная опти­
�еская, проекционная оптическая, электронно-лученая, рентге­
новская. Контактная оптическая литография применяется преиму­
шественно для изготовления дискретных приборов. Разновиднос­
тью этой литографии является фотолитография с микрозазором
между фотошаблоном и подложкой, обеспечивающая меньшую
дефектность и, следовате:1ьно, высокий выход годных изделий.
Практический предел метода в производственных условиях 3 мкм.
Проекционная оптическая литография делится на два типа:
проекция на всю пластину, пошаговое экспонирование. Во вто­
ром случае возможно получение элементов размерами в 1 ,2 ...
1,5 мкм.
Электронно-лучевая литография может быть проекционной и
сканирующей. Наибольшее распространение получила сканирую­
щая литография. Электронно-лучевые установки испоа1ьзуются 13
300
основном дли изготовления фотошаблонов и в эксперименталь­
ных разработках СБИС.
Рентгенолитография находится в стадии разработки. Она имеет
ряд достоинств - высокое разрешение, работа не в вакууме, ма­
лая чувствительность к загрязнению.
При любом методе литографии важную роль играет травление
подложки с использованием маски из фоторезисторов. Плазмен­
ное (<<сухое,>) травление в настоящее время активно вытесняет
химическое (<<мокрое») травление в технологии БИС. Оно позво­
лиет уверенно получать элементы с разрешением 2 мк:м, а в слу­
чае ионно-реактивного травления - менее 1 мкм.
Легирующую примесь (бор, фосфор, сурьма, мышьик) вводят
путем диффузии и ионного легировании. Оба процесса явлиются
физическими по природе. В первом случае примесь диффундирует
в объем полупроводника при высоких температурах и ее предель­
ная конuентраuия ограничена твердой распюримостью примеси
в полупроводнике. Во втором случае ионы примеси вбиваются в
полупроводник на заданную глубину и для активизации ионов
нужна температурная обработка. Эта обработка осуществляется при
сравнительно невысоких температурах. Эти способы позволяют
получить конuентрацию примесей от 1- 1016 до 1. 1019 см- 3. Про­
uессы введения примеси так или иначе связаны с нагревом, по­
этому их называют термическими. Литография и термические про­
uессы определяют минимальные размеры полупроводникового
транзистора.
Дли изготовления кремниеного биполярного транзистора вна­
чале тщательно отполированную и очищенную пластину крем­
ния р-типа окисляют в среде кислорода при температуре
1000... 1200 °С. На поверхности образуетси пленка окисла толщи­
ной О,1 ... 1,0 мкм. Затем проводЯ1-фотолюографию, вытравливая
в оксиде окна для создания базовых носителей. Путем диффузии
или ионного легирования в эти окна вводят фосфор с конuент­
раuией на 1- 2 порядка больше, чем конuентраuия бора в под­
ложке. Снова окисляют пластину, выращивая в базовых областих
маскирующий окисел.
Повториют литографию, вытравливая в новом окне окна под
будущие эмиттеры. Эмиттерные окна меньше,чем базовые. Затем
вновь следует диффузия или ионное легирование, но уже с более
высокой конuентраuией бора - для создания эмиттеров. После
нового окисления следует третья фотолитография, при которой в
окисле вытравляют контактные окна к эмиттерам, базам и коллекторам.
Заключительными операциями являются напыление металла и
фотолитография по металлу дли создания контактов к областям
транзистора и соединения областей с контактными площадками,
к которым при сборке приваривают выводы. МДП-транзисторы
301
изготанливают по описанной технологии, только с другой после­
довательностыо технологических опера11ий.
Биполярные интегральные схемы изготавливаются по несколь­
ким технологиям, которые отличаются способами изоляuии эле­
ментов в кристалле. Технологический проuесс делится на два эта­
па - создание эпитаксиальной структуры со скрытыми слоями в
коллекторных областях и изготовление собственно интегральных
схем.
На первом этапе в подложке создают скрытые слои и вытрав­
ляют изолирующие канавки. После окисления подложки наращи­
вают толстый слой поликре:\1НИЯ ( 150 ... 175 мкм) и сошJiифовы­
вают монокристаллический кремний со стороны исходной под­
ложки. В итоге создаются изолированные окис;rом карманы, в
которых обычными приемами изготавливают элементы интеграль­
ной схемы.
При изготовлении МДП интегральных схем с каналами одного
типа проводимости требуется только один процесс легирования
(диффузия или имплантаuия ионов). Площадь МДП-транзистора
может быть меньшей, чем у биполярно1·0 транзистора. Изоляция
МДП-элементов осуществляется проще и занимает меньше места.
За счет этого достигается большая степень интеграции.
Резисторы изrоташrиваются в виде узких полосок осажденной
пленки, конденсаторы изготавливаются нри трехкратном осажде­
нии материала. Разновидностью этого метода является нс напыле­
ние, а удаление материала с поверхности подложки. В этом слу­
чае на полложку вначале наносится пленка материала, а загем
фоторезистивнан маска. После этого места, нс защищенные мас­
кой, вытравливаются.
Дли изготовления полупроводниконых интегральных схем (мо­
нолитных или шердотельных) применяетси кремний. Его выра­
щивают в виде монолитного стрежни, который разрезается на
диски диаметром 30 ... 40 мм и толщиной О, 15 ... 0,2 мм. Они шли­
фуются и полируютсн.
В объеме или на поверхности сплошного кристалла образуют­
ся соелинешrые меЖJLу собой области (транзисторы, диоды и ре­
зисторы). Одновременно с созданием областей между ними вы­
нолняются соединенин и изолирующие прослойки 11-р-перехолы.
В общих чертах образование областей 11-р-переходов выглядит как
последовательное наращивание полупроводников, слой за слоем.
При образовании каждого нового слоя изменяются тип и ктщен­
траuия примеси. Метол: диффузии заключается в том, что на по­
верхность пластины наносится маска из слоя окисла кремния. Она
препятствует проникновению в кремний примесей при диффузии.
На маску наносится раствор необходимых примесей, которые,
rюr�а;щя на поверхность полуrrроводника, нс зашищенные мас­
кой, проникают в er·o глубину и придают необходимые ::шектри302
ческие свойства слою кристалла. Соответствующая конфигурация
маски позволяет получить требуемую конфигураuию и размеще­
ние выполняемых элементов и внутри кристальных соединений.
Перспективным является метод эпитаксиального выращивания
кристаллических элементов из газообразной среды на поверхнос­
ти монокристалла. На сегодняшний день плотность упаковки эле­
ментов приближается к 1 • 104 элементов/см2 •
На рис. 8.11, а показана упрощенная схема структуры форми­
рования биполярного транзистора, когда в кристалле с проводи­
мостью р напыляются лве области с проводи\1остью п. В результа­
те образуется биполярный транзистор. С помощью таких структур
можно получить транзисторы, у которых коэффициент усиления
равен 100 ... 200, предельная частота равна 200 ... 500 МГц, про­
биш-юе напряжение коллектор-база равно 40 ... 50 В. Эти транзис­
торы имеют толщину базы, равную 3 ... 4 мкм. Если толщина базы
будет равна 0,2 ... 0,3 мкм, то коэффициент усиления транзистора
составит 3000 ... 5000. Это позволит умен1,шить рабочие токи логи­
ческих элементов и тем самым снизить потребляемый ток. Анало­
гичная картина наблюдается при создании полевого транзистора.
Здесь появляется дополнительная операция по нанесению ди­
электрика SiO 2 над проводящим каналом сп-проводимостью. Од­
нако при изготовлении интегральных схем на МДП-транзисторах
необходимо учитывать некоторые особенности технологического
процесса, оказывающие существенное влияние на электрические
характеристики транзисторов и их работоспособность. К таким осо­
бенностям в первую очередь относятся толщина и свойства окис­
ла под затвором.
Особой проблемой является уменьшение длины канала, что
позволяет увеличить быстродействие транзистора. Недостаточная
толщина слоя окисла под затвором при высоких потенциалах на
электроде может приводить к образованию паразитных МДП-тран­
зисторов и увеличению токов утечки. Кроме того, возможно за­
мыкание затвора на подложку.
Э
Б
К
1
1
1
L:::======-_J i
�
L-----------------1
Область объемных
зарядов - граница
транзистора
а
б
в
золятор
г
Рис. 8.11. Элементы микросхем:
а - транзистор, б - диод «эмиттер - коллектор + база». в - диод «коллектор -
эмиттер + база,,; г - конденсатор
303
Диоды в интегральном исполнении являются транзисторами
при замыкании коллектора с базой или базы с эмиттером
(рис. 8.11, б, в). Конденсатор (рис. 8.11, г) в тонкопленочной тех­
нологии формируется в процессе тройно1·0 напыления - вначале
проводник, погом диэлектрик и затем опять проводник. В бипо­
лярных полупроводниковых интегральных схемах роль конденса­
торов играют обратно смещенные п-р-переходы. У таких конден­
саторов хотя бы один из слоев является диффузионным, поэтому
их называют диффузионными конденсаторами. Удельная емкость
таких конденсаторов равна 150 пФ/мм2 . Эта величина относится к
коллекторному переходу. Если использовать эмиттерный переход,
то можно увеличить удельную емкость в 5 ... 7 раз. Добротность кон­
денсаторов равна мя коллскторно1·0 перехода 50 ... 100, а для эмит­
терного перехода - l ... 20. Конденсатор, изготовленный по тех­
нологии МДП-транзисторов, имеет удельную емкость 300 ...
500 пФ/м\-f 2 с добротностью 200. Важным преимуществом МДП­
кондснсатора по сравнению с диффузионным является то, что он
работает при любой полярности напряжения.
В токопленочной технологии резистор формируется в процессе
напьшения проводящего материала с uысоким удельным сопро­
тивлением в определенной конфю·урации. В полупроводниковых
интегральных схемах применялись диффузионные резисторы, ос­
нову которых составлял олин из диффузионных слоев. Сейчас боль­
шое распространение получили ионно-имплантированные резис­
торы. Для диффузионных резисторов чаше всего используется по­
лоска базово1·0 слон транзисторной структуры с двумя омически­
ми контактами. Удельное сопротиuление базово1·0 с.1т1 составляет
0,5 Ом/см. Длина и ширина полоскового диффузионного слоя огра­
ничены. Длина не может преuышать размеров кристалла (1 ... 5 мм).
Ширина 0t·раничена возможнос-�ями фотолитографии и составля­
ет 10 ... 20 мкм. Максимальное значение резистора равно 20 кОм.
Это значение можно унеличить в 2-3 раза, исl!ользуя не ruюс­
кую, а зигзагообразную конфигурацию диффузионного резистора.
Дроссе.1ь это спиральная конструкция про1юдника. Здесь, чем боль­
ше число витков, тем большим номиналом обладает индуктив­
ность.
Контрольные вопросы
1. Наз1rа•1снис и11тсгральной технологии
2. Какие основные 1схншю1·ичсские процессы применяются при из­
готовлении интегральных схем'>
3. Как изготавливаются 1ранзисторы в и1пс1·ральных схемах?
ПРИЛОЖЕНИЯ
Приложение 1
Быстродействующие широкополосные усилители
Тип ОУ
F, МГн
V, В/мкс
140УД5
140УД10
140УД11
140УД23
l40УД26
154УД2
!54УД3
154УД4
544УД2
574УД!
574УД3
1407УД1
1416УДI
1419УД1
1420УД1
1423УД1
14
15
15
10
20
15
15
30
15
15
10
10
20
10
110
120
6
30
30
30
11
75
80
500
20
100
50
25
7
30
280
200
f, :\!КС
/"'•"' мА
1
-
0,5
-
-
-
-
5
0,5
0,6
25
2
-
0,065
0,07
3
8
-
10
10
-
5
6,7
5
2,5
5
-
/п мА Ис, \1В
R,,, КО:\!
5
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
2
12
25
20
13
10
8
7,5
4,7
6
7
6
6
8
8
8
5
7,5
5
2
5
4
5
5
0,03
2
9
5
10
50
5
3
5
7,5
5
2
Р - •�астата среза, V - скорост1, нарастания выхо,1,11ого сигнала, 1 - время
установ.1ения, R,, - сопротивление нагрузки, /11 - ток потрсб,1с11ия, Ис - напряжение смrщсния
Прuложе11uе 2
Прецизио11ные операционные усилители
Тип ОУ
140УД13
140Уд! 7
l40УД21
140УД24
140УД25
140УД26
И0 мкВ А, мкВ/С
50
0,5
0,6
25
0,6
60
5
0,05
0,6
30
30
0,6
,
К, тыс
/"', нл
F, МГц
0,0]
300
1000
1000
1000
1000
0,5
2
1
0,01
40
40
0,006
0,25
1
]
3
20
V, 13/мкс
-
О,1
1,5
2,5
1,7
11
Ис - l!Jllpяжc11иc смешения, Л = ЛИс/ЛТ - те:-.1пературный ко,ффициснт
01сще11ия, К - коэффициент уси,1с1111я. /11 - ток потребления, f' - •1астота
среза, V - скорос1ь нарастания выходного сигшс1а
305
Приложение З
Мощные и высоковольтные операционные усилители
Ти п
ОУ
157УДI
1040Уд1
1040УД2
1408УД1
1422Уд1
fnыx -
питания
+/-И,ых, В
+/-Ит В
12
15
+30
+24
+27
1 ... 22,5
21
10
к,
выходной ток,
Иuых -
50
25
1
100
50
27
15
тыс
F, МГu
0,5
1
0,25
0,8
l
fвьш А
И,", :11В
5
7
50
5,5
5
а\.!плитуда nыход1юrо сигнала, U0
0,4
0,015
0,5
1
-
напряжение
Приложеиие 4
Операционные усилители общего применения
Тип
ОУ
140УД1
l40УД2
140УД6
140УД7
140УД8
140УД9
140УДI6
140Уд18
140УД22
153УД1
153УД2
153УД3
153УД5
153УД6
157УД4
157УД5
157УД6
551УДI
553УДl
553УД2
553УД6
574УД4
1401УД6
1417УД6
1417УД29
306
U,,,, мВ
А, мкВ/С
7
5
5
4
6
5
6
10
10
5
5
2
60
20
20
50
50
20
300
10
20
20
20
10
5
15
50
50
50
5
20
20
15
1
2
5
3
3
1,5
2
7,5
2
10
5
5
5
-
-
20
20
к,
тыс.
8
35
70
50
50
35
50
50
50
20
50
25
1000
50
50
70
50
500
25
20
50
50
25
70
70
!,,, нА
J,", МГц
V, В/мкс
9000
700
30
200
8
0,4
0,2
2,5
0,3
10
0,5
0,3
2 ,0
7,5
0,06
0,5
0,2
0,005
0,5
0,5
2,0
0,5
0,2
0,2
0,5
0,5
5,0
1
350
500
1
0,2
600
500
200
100
75
300
500
500
100
200
1500
7
0,2
250
0,5
0,5
1
1
0,8
1
1
l
5
1
1
1
0,3
0,7
1
3
1
0,8
1
1
0,7
1
1
1
1
-
2,5
2,5
Приложение 5
Операцио1111ыс усилители с малым входным током
Тип ОУ
140УД24
140УД28l
140УД282
140УД284
544УД1
544УД2
544УД3
544УД4
544УД5
1409УД1
1423Удl
1423УД2
lnx,
11А
10
100
100
100
50
100
50
100
50
10
50
40
ц,,, в
А, YIKB/'C
0,005
5
5
10
5
10
2
30
30
15
15
2
0,05
-
20
30
15
50
50
100
к,
тыс
1000
25
25
25
200
20
200
50
100
8
-
10
20
25
F, МГц
V, B/YIKC
1
0,6
2,5
0,6
-
1
15
l
1
0,8
4,5
0,48
0,48
-
5
20
5
3
1
1
О, 16
-
Приложение 6
Мноrока11альные операционные усилители
Тип ОУ
140УД20
140УД282
140УД284
157УД2
157УД3
157УД7
157УД8
544УД4
544УД6
551УД2
574УД2
1005УД1
1032УДI
1040УДI
1040УД2
1053УДI
1053УД2
1053УД3
140\УДl
1401УД2
1401УД3
1401УД4
1407УД4
1408УД2
1416УДI
Ис", �113
А, чкВ/С
К, тыс.
3
5
10
10
5
3
3
30
3
5
15
20
50
25
25
50
50
50
70
50
100
5
25
30
25
25
1
25
25
2,5
2
50
50
30
5
50
10
6
5
7
50
6
7
7
5
6
7,5
5
5
5
-
50
50
50
50
50
15
20
75
30
-
30
-
10
-
30
2,5
10
-
20
l n x,
НА
80
0,1
0,1
500
500
500
500
О, l
О, 15
2000
0,3
300
50
250
2500
500
250
250
150
]50
250
1
4000
200
5000
f� МГц
V, В/мкс
0,5
9,3
1
!
1
3
1
1
1
3
0,5
1
]
-
-
0,5
0,5
0,5
2
3
3
0,25
25
0,3
-
0,25
О, 1
2
-
-
2,5
1
-
2,5
1
0,55
20
-
0,5
0,5
0,25
10
1
0,3
7
307
Окончание прил. 6
Тип ОУ
1417УД20
1423УД2
l426YДI
1434УД!
J435YДI
1435УД2
1435УД3
1435УД4
U0", мВ
5
2
3
3
-
5
5
7,5
А, мкlЗ/'С
25
-
30
-
к, тыс.
50
20
60
20
3
50
100
30
r.,,
нА
2
0,04
2000
200
50
100
50
0,2
F, МГц
V, В/мкс
0,48
3
1
2,5
0,8
5
0,5
1
0,7
10
-
-
2,5
-
Приложение 7
Микромощные операционные усилители
Тип ОУ
fп , мА
::Ип, 13
±Ивых, В
140УД12
140УДJ4
140УД33
140УД66
140УД281
140УД282
J40УД284
153УД4
154УД!
544УД5
1032УДI
1053УД2
105'�УД3
1407УД2
1407УД3
1407УД4
1435УД3
OlYДOJ
0,02
0,6
0,3
0,5
0,2
0,4
0,8
0,7
О, 12
0,8
1,2
2
3
0,1
0,8
0,7
1,5
3/15
5/15
0,6/15
+12
15
15
15
6
15
6/15
1,2
+5
+5
12
6
1,5
15
+1,6
2/10
3/13
0,3/13,5
+11,7
12,5
12,5
12,5
4
11
3/10
0,7
,-3
+3
10
3
0,65
12
308
-
-
Ус�,
мВ
5
2
4
5
5
10
5
3
30
5
7
7
5
5
5
5
-
к, тыс.
50
20
25
50
25
25
25
5
150
100
25
25
2,5
50
10
3
100
-
V, В/мкс
0,01
0,05
-
0,6
-
О,12
10
1,2
0,5
5
1
-
Приложение 8
Маломощные транзисторы
Тип
Струюура
КТЗ15А
КТ315Б
КТ315В
КТ315Г
КТ315Д
КТ315Е
КТ315Ж
КТ315И
КТ315Н
КТ315Р
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
икб'
25
Uю,
в
20
40
35
40
35
20
60
20
35
25
20
40
35
40
35
20
60
20
35
/кmах'
мА
ркmах'
Вт
h21,
/кб'
мкА
�Р'
МГц
100
50
50
100
100
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,1
О,1
О,1
0,1
30... 120 <0,5
50... 350 <0,5
30".120 <0,5
50... 350 <0,5
20...90
<0,6
50...350 <0,6
30...250 <0,01
<0,1
>30
50.. 350 <0,6
150...350 <0,5
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
100
100
100
100
1()0
КТ361А
КТ361Б
КТЗ61В
КТ361Г
КТ361Д
КТ361Е
КТ36JЖ
КТ36JИ
КТ361К
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
25
20
40
35
40
35
10
15
60
25
20
40
35
40
35
10
15
60
100
100
100
100
50
50
50
50
50
0,15
0,15
О,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
20...90
50...350
40... 160
50...350
20. .90
50... 350
50... 350
>250
50 ... 350
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<!
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
>250
КТ501А
КТ501Б
КТ501В
КТ501Г
КТ501Д
КТ501Е
КТ501Ж
КТ501И
КТ501К
КТ501Л
КТ501М
р-п-р
р-п-р
р-п-р
15
15
15
30
30
30
45
45
45
60
60
1
15
15
30
30
30
45
45
45
60
60
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
300(500)
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
20... 60
40...120
80...240
20...60
40. .120
80...240
20...60
40.. 120
80...240
20" 60
40... 120
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
<1
>5
>5
>5
>5
>5
>5
>5
>5
>5
>5
>5
40
40
60
60
80
100
25
25
40
40
60
80
150(350)
150(350)
150(350)
150(350)
150(350)
150(350)
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
0,35
40...120
80... 240
40...120
80... 240
40...120
40 "120
<1
<1
<1
<1
<1
<1
>350
>350
>350
>350
>350
>350
КТ503А
КТ503Б
КТ503В
КТ503Г
КТ503Д
КТ503Е
p-n-p
p-n-p
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
309
Приложение 9
Мощные транзисторы
Тип
КГ814А
КТ814Б
КТ814В
КТ814Г
КТ815Л
КТ815Б
КТ815В
КТ815Г
КТ816
КТ816
КТ816
КТ816
Структура
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
р-п-р
р-п-р
р-п-р
р-п-р
Икб•
в
Ию,
40
50
70
100
25
40
60
80
А
1,5(3)А
1,5(3)А
1,5(3)А
1,5(3)А
40
50
70
100
30
45
65
85
40
40
60
100
в
fкm..tx,
Pкm..ix,
h 2 1,
fкfi•
/,
и;.,,,
в
275
275
275
275
мкА
<50
<50
<50
<50
МГu
>3
>3
>3
>3
<0,6
<0,6
<0,6
<0,6
1(1О)
1(1 О)
1(10)
1(10)
40 275
40 .275
40. 275
30 . 275
<50
<50
<50
<50
>3
>3
>3
>3
<0,6
<0,6
<0,6
<0,6
3(6)А
3(6)А
3(6)А
3(6)Л
1(25)
1(25)
1(25)
](25)
25 275
>200
25 . 275
25 ..275
<100
<100
<100
<100
>3
>3
>3
>3
<1
<1
<l
<1
Вт
\( 1О)
1(1 О)
1(10)
1(10)
40
40.
40
30.
1,5(3)А
1,5(3)А
1.5(3)А
1,5(3)А
40
40
60
90
КТ817А
КТ817Б
KT8l7U
КТ817Г
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
40
45
60
100
40
45
60
90
3(6)Л
3(6)А
3(6)А
3(6)А
1(25)
1(25)
1(25)
1(25)
25. 275
25 275
>100
25 ..275
<100
<100
<100
<100
>3
>3
>3
>3
<0,6
<0,6
<0.6
<0,6
КТ818Л
КТ818Б
КТ81813
КТ818Г
р-11-р
р-п-р
р-11-р
р-п-р
40
50
70
90
40
50
70
90
10(15)А
10(15)А
10(15)Л
10(15)А
l,5(60)
1,5(60)
1,5(60)
1 ,5(60)
15 .225
20 225
15 . 225
12 225
<1.,,,д
<lмА
<I\IA
<!мА
>3
>3
>3
>3
<2
<2
<2
<2
40
50
70
110
40
50
70
100
10(]5)Л 1,5(60) 15 225
10(15)А 1,5(60) 20 225
10( 15)А J .5(60) 15 . 225
10( 15)А 1,5(60) 12. 225
<lмА
<l:viA
<!мА
<1 \!А
>3
>3
>3
>3
<2
<2
<2
<2
КТ819Л
КТ8191.i
КТ819В
КТ819Г
п-р-п
п-р-11
п-р-п
п-р-п
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Алексенко А. Г. Ос110111,1 микросхемотехники. - М.: Сов. радио, 1978. 352 с.
2. Андреев В. С. Тсорин 11слиней11ых электрических цепей. - М.: Сов.
радио, 1978. - 326 с.
3. Бирюков С. Преобразователи напряжения на МС КР! 156ЕУ5 // Ра­
дио. - 2001. -№ 11. -С. 7-11.
4. Гальперин М. В. Электронная техника. - М.: Форум Инфра-М, 2003. 304 с.
5. Горошков Б. И. Радиоэлектронные устройства. - М.. Сов. радио,
1984. - 400 с.
6. Горошков Б. И. Элементы радиоэлектронных устройств. - М.: Сон.
радио, 1988. - 177 с.
7. Логин В. И., Савелов Н. С. Электроника. - Ростов-на-Дону: Феникс,
2002. - 576 с.
8. Мигулин И. Н., Чаковский М 3. Интегральные схемы в радиоэлект­
ронных устройствах. - Киев: Техника, 1978 - 230 с.
9. Опадчий Ю. Ф., Глудкин О. П., Гуров А. И. Аналоговая и цифровая
электроника. - М.: Горячая линия - Тслеком, 2003. - 738 с.
1 О. Прянишников В. П. Электроника. Полный курс лекций. - СПб.:
Корона, 2004. - 416 с.
11. Справочник радиолюбителя-конструктора - М.. Сов. радио, 1983. 600 с.
12. Шило В.Л. Линейные интегральные схемы. - М.: Сов. радио, 1982. 367 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение . .. ................ .. ....... ........ ............. .. .................. ..... .. .. .. . ..... 3
Гл ,1 в а 1
Элементы и сигналы электронных устройств . .......... ....... . .. ..
. . .. ...... 7
1.1. Сигналы и их параметры ..... .............................. ..... ......... ..... ...... . 7
J 2 Резисторы.................................. .. ............. ............. ............ . ............. 14
1.3. Ко1щенсаторы.... ... ....... .. ............. ............. ......... .. ..... .... .. . ...... .. 20
1 4. Дроссели и грансформаторы ...... ..... ......... .... .. ........ .... ... .. ....... 23
1.5. Микрофоны и дина1v1ики...... .......... .. .. .. ....... ............ ..... . .... ... .. .. 29
Г,1ава2
Полу�1роводниковые приборы..... ...... ..... . .............. .... .. .. ...... . ... . .. .... 34
2.1.
2.2.
23
2 4.
2 5.
2.6.
2.7.
2R
2.9.
Об1цие сведении . ...... ....... . ....... ................ .......... ..... ... ........ .. .. .... 34
Электрические свойства п-р-псрсхода..... .. .. .. ...... .. .... ........... .. . 37
Полупроводниковые диоды. .......... ..... ......... ....... . ..... ... ....... . .. 37
Биполирные транзисторы.. . ......... ... .. .. ...... . ... .. ..... . .. .. ....... 42
Паленые транзисторы..... ................ ............. ......... ... ....... .. .. ...... 52
Четырехслойные нолупроводники (тиристоры) .. .. ... . .. .... ...... .. 60
Фотополупроводники и оптронные приборы ....... ........ .. .... .......... 64
Управляемые резисторы и аналоговые КЛЮ'!И ... .. ...... ...... .. .. .... ... 77
Нелинейные элементы .. ...... ...... ..... ................. ......... ..... ..... .. .. .. 80
Гл1tна 3
Технические средства отображения информации ............ .. . . .
...... 96
3 1. Общие светотехнические параметры......... ... ........ .. ..... . .. . .. .. 96
3 2 Вакуумныелюминесuснтныс индикаторы.. . ................ ..... . . . ... 98
3.3 Жнлкокристмлич.сскис индикаторы...... ......... . ... ........ .. ..... ..... 100
3 4 По.1упровод11иковыс знакосинтеJируюurие индикаторы. ..... . . 103
3 5 Индикаторы аналоговой информаuии........ . ... ...... . . .. .. .. .. . 110
Глая1t 4
Источники nитания и преобразователи . . ... .. ..... ..... ... ...... ..... ... . 116
4 l. Общие сведения .. ......... ... ...... .. ............. . .......... . ...... .. .. .. [16
4 2. Источники напряжения и тока ...... ............. . ..... .. ...
. 117
4.3 Выпрямители . ... ...... . ... ...... .. .. ... ... .. ... . . . . .. .. .. .. ..
l !8
.. ...... .... .. ... .
4 4. Сг"1аживающис фильтры ....... ...
. 124
4 5 Пара,1сгричсский стаби.111затор... ...... .. .. . ....... ... . .. ..... . .. ... .. 127
312
4.6.
4 7.
4 8.
4.9.
Компснсацио1111ыс стабилизаторы... ...... .......................... ..... ......... 130
Импульсные стаGи11и:.1Jторы ............. ................................. ............... 131
Преобразователи и ум11ожители напряжения..... .......................... .. 135
Батареи и аккумушпоры . ............. ............... .......................... ......... 139
Глава 5
Усилители ................................................................................................... 149
5.1. Об1uие сведения ............. ..................... .... ......................................... 149
5.2. К.нассификаtJИЯ усилителей ........ ..................................................... 150
5.3. Обратные связи в усилителях...................... .............................. ...... 153
5.4. Частотные характсрис1 ики RС-цепей ................. ................ ... ........ 155
5.5. Усилители на биполяр11ом транзисторе ........... .. ......................... ... 165
5 6. Усилители на полс1юм транзисторе................. ............ ................. .. 168
5.7. Операнио11ш,1с усилители.. .......... .......... . ........................................ 172
5.8. Электрометрические и из:v�срительныс усилители .................. ....... 178
5.9. Многокаскадные усилители . .... .................... . .. ...... ........ .. ... ... 180
5.10. Усилители мош1юсти ..... ...... .... ..... .............. ... ............................ 182
5.11. Импульсные усилители .................... .. ................. ...... ... .............. 190
5.12 Избирательные усилители . .. .................. ............................. .......... 192
5.13. Усилители с преобразованием ...... .............. ... .............. ............... 204
5 14. Параметрические усилители.. ... . ................ .. .. . . .... .................. 207
Глuва 6
Генераторы ........ .... ... ....... ...... ....... ...... .... .......... ....... .................. .... 220
6 J.
6.2.
6 3.
6.4.
65
Генераторы гармонических колебаний......... .................. ........... .... 220
Генераторы прямоугольных импульсов ...................... ... .................. 225
Управляемые импульсные генераторы .............. ........................ ..... 232
Формирователи пилообразного сигнала .. . ............... ......... ............ 237
Фор'v!ирователи сигналов спе11иальной формы ............... ..... .. ....... 240
Глава 7
Импульсные формирующие устройства ... ............................ ...... ............ 247
7.1. Методы анализа И'vlпул1.,с11ых проuсссов ... ............ .... ................. 247
7.2. Псреход11ыс проuессы от сложных ступсн•штых сигналов .. .......... 249
7.3. Импульсный режим работы транзистора ... ... ............................ 251
7.4. Работа транзистора на емкостную и и11дуктив11ую нагрузки.. .. .. 254
7 5. Мощность, рассеиваемая транзисrором в режиме
переключения.......... . .............. .... ..... .. ............. ... .................... 256
7 6. Компараторы, сравнивающие устройства, ограничители..... ....... . 257
Глава 8
Логические и запоминающие устройства .... .... ............................... ....... 268
8. 1. Обuшс сведения . .. ... ......... ....... .. .... ... ............ .......................... 268
8 2. Лоп1 1 1ескис элементы на диодах и трашисторах .......... .............. .... 269
8.3. ТТЛ-, КМДП- и ЭСЛ-элементы .... .. .... .. ............... . . .. ........ ....... 274
8.4. Запоминаюurие устройства...... ....... . . .............. . ... ............. ..... 283
8 5. Приборы с зарядной связью ..................... ...... ............. . ....... ....... 290
8.6. Технология изготовления интегральных микросхем ...... .... . .. ....... 295
313
Приложения ............................................................................................... 305
Приложение 1. Быстродействующие широкополосные усилители ....... 305
Приложение 2. Прецизионные операционные усилители ..................... 305
Приложение 3. Мощные и 13ысоковольп1ые операционные
усилители .............................................................................................. 306
Приложение 4. Операционные усилители общего применения ............ 306
Приложение 5. Операционные усилители с малым входным током .... 307
Приложение 6. Многоканальные опсраuио1111ые усилители ................. 307
Приложение 7. Микромощные операционные усилители ..................... 308
Приложение 8. Маломощные транзисторы ............................................. 309
Приложение 9. Мощные транзисторы ..................................................... 310
Список литературы ................................................................................... 311
Учебное издание
Горошков Борис Иванович,
Горошков Артем Борисович
ЭЛЕКТРОННАЯ ТЕХНИКА
Учебное пособие
2-е издание, стереотипное
Редактор Ю. А. Милют ин
Технический редактор О. С.Александрова
Компьютерная верстка: Т.А. Климе11ко
Корректоры С. И. Нечаева, А. П. Сизова
Изл No 102101991 Пu;r11исано в вечать 03 03 200R Формат 60х90/16
Бумнrа тип № 2 Пс•шн офсетнш1 Гар11и1ура •Taii\lC» Усл псч. ,1. 20,0
Гираж 1 500 Jкз Заказ № 26IR7.
И1датс,1ьский цен1 р •Ака;1с,rия» www acddcmiн-nюscow ru
Санитарнu-эпи11сююж)1 и•1ескос заключсшrс No 77 99 02 953 Д 0047963 07 04 от 20 07 2004
117342. Мuскна. ул Бутлсрunа, 17-Б, к 360 Тел /факс (495)330-1092, 134-ХЗ17
О1печатаrю R ОЛО .саратовский пuлиrрафкомбишп»
410004, r Сdрнтон, ул Чернышевского, 59 w,vwsarpk ru
Скачать