Курсовая работа по теме Разработка цифровой системы передачи и организация транспортной сети

ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ КУРСОВОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Современные транспортные телекоммуникационные сети используют
технологии плезиохронной цифровой иерархии, синхронной цифровой
иерархии и технологию мультиплексирования с разделением по длинам волн.
Для приобретения навыков разработки и проектирования цифровых систем
передачи, а также транспортных сетей, построенных на их основе,
предлагается разработать нетиповую локальную цифровую систему передачи
и организовать на её основе транспортную сеть заданной структуры.
ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ.
таблица 1
Каналы цифровой системы передачи
№
Наименование
1
Канал
телефонный
2
Канал вещания
3
Канал
ПДС-19,2 кбит/с
4
Канал перед.СУВ
Параметры
Число каналов
Частота следования код.гр., кГц
Число битов в код. слове, бит
Число каналов
Частота следования код.гр., кГц
Число битов в код. слове, бит
Число каналов
Частота следования код.гр., кГц
Число битов в код. слове, бит
Число каналов
Вариант 9
42
32 - 40
1
3
Расчет
Расчет
2
20-26
3
100
ТРЕБОВАНИЕ К КАНАЛАМ.
канал вещания
Таблица 2
Параметры
f ф ,
р1 ,
р2 ,
рш.н ,
ан ,
Рш.и ,
кГц
кГц
кГц
дБм0
дБм0
дБм0
дБ
пВт
Номер
шкалы
0,1
6,3
1,0
-25
-2
-55
25
1000
13
fн
,
fв
,
Где
н и в - соответственно нижняя и верхняя границы эффективно
передаваемых частот канала,
ф - ширина полосы расфильтровки фильтров, используемых в
дискретизаторе и восстановителе аналоговой формы сигнала,
p1 и p2 - соответственно нижняя и верхняя границы нормируемого
диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ,
aн - минимально допустимое значение защищенности передаваемого
сигнала от шумов в заданном диапазоне изменения его уровней
Pшн - ожидаемое значение средней мощности шумов в канале,
возникающих из-за погрешностей изготовления кодеков
н - предельно допустимое значение краевых искажений передаваемого
дискретного сигнала.
Шкала квантования. Для положительной ветви квантующей
характеристики.
Таблица 3
Сегмент № 2
n2/n1
2/1
4
3/2
Сегмент № 3
n3/n1
3/1
8
1/2
2
Сегмент № 4
n4/n1
4/1
16
1
Таблица 4
Топология сети.
ВаА–В
риант
9
В–С
С–D
D–E
76
181
B–E
E–F
C–G
G–H
D–H
F–L
F–K
K–L
175
32
51
65
9
38
42
Таблица 5
Цифровые сигналы в интерфейсах узлов
Вариант
Минимальное количество компонентных сигналов для связи каждого
локального узла с каждым*
6
4
* На направлениях B–E, B–D и D–E количество компонентных сигналов
должно быть в 10 раз больше минимального.
3
1 ПЕРЕДАЧА АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ
Результатом проектирования подсистемы являются следующие ее
параметры, приведение окончательных и промежуточных значений которых
является обязательным:
- частота дискретизации преобразуемых сигналов или частота
fд
повторения кодовых слов (кодовых групп);
m
- число битов в кодовом слове на выходе АЦП;
U огр
-
напряжение,
соответствующее
порогу
ограничения
квантующей характеристики;
- зависимость помехозащищенности передаваемых сигналов от
аш ( р)
их уровня в диапазоне от ( р1  5) дБ до ( р2  5) дБ;
- уровень шумов на выходе незанятого канала вещания ТНОУ.
рш.н
1.1.
Расчет f д
Частота дискретизации должна быть выбрана так, чтобы исходный
сигнал
мог
быть
выделен
в
неискаженном
виде
из
спектра
дискретизированного сигнала. Поэтому расчет заключается в выборе такого
значения частоты дискретизации, чтобы:
спектр исходного сигнала не перекрывался боковыми спектрами при
частоте дискретизации и ее гармониках;
ширина защитного интервала между спектральными составляющими
исходного сигнала и ближайшими к ним составляющими боковых полос
была бы не меньше f ф .
Проверку правильности выбора частоты дискретизации рекомендуется
произвести построением спектра дискретизированного сигнала. Так при
f н = 0,1 кГц, f в = 6,3 кГц и f ф = 1,0 кГц
в соответствии со сказанным можно принять:
2 fв / (к+1)  f д  2fн / k , при k = fн / (fв- fн)
4
Заданный канал вещания имеет f н = 0,1 кГц, и f в = 6,3 кГц, тогда
k = 0,1 / 6,3-0,1 = 0,016  1
Частоту дискретизации выбираем по условию fд
 2 fв
С учетом полосы расфильтровки можно принять
fд
= 2 fв +
f ф = 2  6,3 + 1,0 = 13,6 кГц.
Это значение и будет минимальным значением частоты дискретизации.
Для проверки правильности выбора частоты дискретизации построим
спектр дискретизированного сигнала (рисунок 1).
0,1
6,3
7,3
13,6
19,9
кГц
Рисунок 1 – Спектр дискретизированого сигнала.
1.2.
Расчет m и зависимости аш ( р) для канала вещания
Расчет 1 по допустимому уровню шумов в незанятом канале
Шумы на выходе канала складываются из шумов квантования и шумов
из-за погрешности изготовления. Мощность шумов в ТНОУ равна
Рш.н  ( Ркв.н  Рш.и ) 
где
f  f в  f н ,
f
0,5  f д
f
,
0,5  f д
множитель, учитывающий попадание в
полосу частот канала только спектральных составляющих шума при их
равномерном распределении в
интервале, равном половине частоты
дискретизации.
∆f  6,3  0,1  6,2кГц
5
Известно, что средний квадрат ошибки квантования в незанятом канале
равен
21
.
4
Тогда мощность шумов квантования на выходе незанятого канала в
интервале, равном половине частоты дискретизации, может быть рассчитана
по формуле:
Ркв.н
Для проектируемых каналов
21

.
4R
R = 600 Ом. С другой стороны, в
соответствии с исходными данными мощность шумов в незанятом канале не
должна быть больше, чем
Рш.н  10
Pш.н  10
0,1 рш.н
0,1( 55)
 10
, мВт
5,5
мВт.
Отсюда следует, что
 0,5  f д

 1  4  Ркв.н  R  2  
 Pш.н  Рш.и   R ,
 f

где Рш.н , Рш.и - должны быть выражены в ваттах, тогда шаг квантования
будет иметь размерность в вольтах.
8 , 5
9 
 0,5  13,6
 10  1  10   600  2,43 мВ
 6,2

∆1 ≤ 2  
где Рш.н , Рш.и - должны быть выражены в ваттах, тогда шаг квантования
будет иметь размерность в вольтах.
6
1.3 Расчет 1 по допустимой защищенности сигналов от шумов
на выходе канала
Пиковые значения сигналов наиболее низкого уровня сравнимы
обычно с U1 . Можно считать, что передача таких сигналов осуществляется
при их линейном квантовании, и мощность шумов на выходе канала в ТНОУ
равна
 21
 f
.
Рш ( р1 )  
 Pш.и  
12

R
0
,
5

f
д


Защищенность сигнала от этих шумов
  21


f
а ш ( р1 )  р1  10 lg 
 Pш.и  
 10 3 
 12  R

 0,5  f д


не должна превышать значение номинальной защищенности . Это может
иметь место только при:
( 0 ,1( p1  aн ) 3)
 0,5  f д

 1  12  R  
 10
 Рш.и 
 f

( 0 ,1( 25 25) 3)
9 
 0,5  13,6
 10
 1  10  = 8,47 мВ
 6,2

∆1 ≤  12  600
Из двух рассчитанных предельных значений шагов квантования в
первом сегменте (расчет по уровню шумов в незанятом канале и расчет по
защищенности сигналов от шумов) для дальнейших расчетов следует
принять наименьшее предельное значение 1 =2,43 мВ.
1. 5 Расчет порога ограничения
Известно, что ошибки квантования резко возрастают и соответственно
этому падает защищенность сигнала от шумов, когда мгновенные значения
преобразуемого сигнала попадают в зону ограничения квантующей
характеристики. Поэтому в системе следует принимать напряжение
ограничения таким, чтобы при наивысшем уровне преобразуемого сигнала
мгновенные значения сигнала превышали напряжение ограничения крайне
7
редко. Пикфактор сигнала (отношение пикового значения сигнала к его
эффективному или к среднеквадратическому значению) в данном случае при
нормальном распределении вероятностей мгновенных значений может быть
принят равным 4,0. А так как эффективное напряжение сигнала наиболее
высокого уровня равно:
U эфф.2  10
U эфф.2  10
0 , 05( 2 )
0 , 05 р2
 R 10
 600  10
3
3
=0,616 В
то
U огр  4  U эфф.2
Uогр  4  0,616  2,464 В
1.6 Расчет m
Из пояснений к таблице 3 следует
U огр
1
   2 m1 ,
тогда количество битов в кодовом слове может быть рассчитано по
формуле
m  1  3,33  lg
U огр
  1
 k nk

n1
k 2 1
N
n
1  k
k  2 n1
N
где λ 

1 
3
1
 8   16  1
2
2
 6,75
3 1 
1     1
2 2 
1 4
m  1  3,33  lg
2,464
6,75  2,43  10
т.е. m = 9
8
3
 8,25
В формулу следует подставить наименьшее значение шага квантования
в первом сегменте из двух, полученных выше. Если значение количества
битов в кодовом слове окажется дробным, то его следует округлить,
увеличив до ближайшего целого (число битов в кодовом слове не может быть
дробным). При округлении соответственно уменьшается значение шага
квантования в первом сегменте. Значение напряжения ограничения остается
без изменения. После вычисления количества битов в кодовом слове следует
по значению напряжения ограничения и количеству битов в кодовом слове
рассчитать новое значение шага квантования в первом сегменте, значения
шагов
квантования
в
других
сегментах
и
значения
напряжений,
соответствующих верхним границам сегментов.
Предписано использовать тринадцатую шкалу квантования и было
найдено, что
U огр  2,464 В, m  9 ,  = 6,75;
1 
3
2,464
6,75  2
8
 1,43  10 В =1,43 (мВ);
 2  4  1,43  5,72 (мВ);  3  8 1,43  11,44 (мВ);
∆4 = 16∙1,43 = 22,88 (мВ)
U1 
U1 
1
 U огр
 k nk
1 

n1
k 2 1
N
2,464
 0,091 В
3
1
1  4 *  8 *  16 * 1
2
2
l

 n 
U i  1   k  k   U 1
 k 2 1 n1 
3
2
U2  (1  4  )  0,091  0,637 В
3
2
1
2
U3  (1  4   8  )  0,091  1,001 В
U4 = Uогр = 2,464 В
9
1.7 Расчет зависимости аш ( р)
Необходимо выполнить расчет
зависимости защищенности от
уровня передаваемого сигнала. Рекомендуется выбрать следующие значения
уровней сигнала:
рс1  р1  5  25  5  30дБ ;
рс2  р1  25дБ ;
рс3 
р1  р 2  2  (25)

 13,5 дБ ;
2
2
рс4  р 2  2 дБ ;
рс5  р 2  5  2  5  3 дБ ,
здесь р1
и
р2 - данные о динамическом диапазоне. Этим значениям
уровней необходимо найти соответствующие значения эффективного
напряжения
U ci  100,05 рсi  R  10 3 (В).
U c1  10
0, 05( 30)
 600  10
3
= 0,025 В
,остальные расчеты приведены в таблице 4.
В качестве исходных данных при расчете
помехозащищенности
используются значения
Рш.и , f н , f в ,
приведенные в таблице 3 и в пояснениях к ней, и значения
f д ,U огр , m, 1 ,  2 ,...,U1 ,U 2 ,...,
найденные в процессе проектирования АЦП.
Известно, что в системах с линейными шкалами квантования при
идеально точном выполнении всех ее узлов шумы в каналах имеют две
основные составляющие:
шумы,
возникающие
при
попадании
преобразуемого сигнала в зону квантования;
10
мгновенных
значений
шумы, возникающие при превышении мгновенными значениями
порога ограничения.
Средняя мощность шумов в таких системах равна
 2
 1
f
.
Рш    2огр   
 12
 R 0,5  f д
При использовании реальных кодеков с сегментными шкалами
квантования, например, с трехсегментными, основными составляющими
шумов являются:
шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента
1; вероятность этого события обозначим
W1 ;
так как в пределах сегмента шаг постоянен и равен
1 ,
средняя мощность этой части шумов равна
21
f
;
W1 

12  R 0,5  f д
шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зоны
сегментов 2 и 3; соответствующие значения средних мощностей шумов
равны
W2 
22
f
;

12  R 0,5  f д
W3 
23
f
;

12  R 0,5  f д
шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону
ограничения квантующей характеристики; средняя мощность этих шумов
равна
2огр
R

f
;
0,5  f д
шумы, вызванные погрешностями изготовления цифровых узлов;
средняя мощность этой части шумов равна
Рш.и 
f .
0,5  f д
11
Таким образом, полная мощность шумов на выходе канала в ТНОУ при
передаче
сигнала
в
случае
использования
трехсегментной
шкалы
квантования, равна
2
2
2
2
2




1
f
Pш  (( W1 * 1  W2 * 2  W3 * 3  W4 * 4   огр ) *  Pш.н ) *
12
12
12
12
R
0,5 * f д
Входящие в формулу значения W1 ,W2 ,W3 , 2огр полностью определяются
w(U ),U1 , U 2 , U огр ,
т.е. значением плотности распределения вероятностей мгновенных значений
входного сигнала и параметрами шкалы квантования:
U1
U2
W1  2   w(U )  dU ; W2  2   w(U )  dU ; W3  2 
0
 2
 w(U )  dU
;
U2
U1
2огр
U огр

 (U  U огр )
2
 w(U )  dU .
U огр
Нетрудно убедиться, что при нормальном распределении вероятностей
мгновенных значений сигнала, среднеквадратическое значение которых
U c  U эфф.с ,
вероятность попадания преобразуемых мгновенных значений сигнала в
один сегмент может быть рассчитана по формуле:
U 
U 
WБ  2   w(U )  dU  2  Ф Б   2  Ф А  ,
 Uc 
 Uc 
UА
UБ
где
U 
1
Ф  

2 
Uc 
U
Uc
e
0,5t 2
 dt  Ф( х )
- интеграл вероятностей, значения
0
которого приведены в таблице приложения [ 1].
U 
W1  2   (U )dU  2 1 
 UC 
0
U1
2
U
W2  2   (U )dU  2 2
UC
U1
U
12

U
  2 1

UC



U
W3  2 3
UC

U
  2 2

UC



 U огр 
U
  2 3
W4  2
UC
 UC 



Дисперсия шумов ограничения может быть приблизительно рассчитана
по формуле
 U огр 
  e
 U c2  

U
 c 
2
2огр 
2
1
1
 огр1 
2  2,464 
2
 0,025  
 е
3,14
 0,025 
 U огр 

0,5
 Uc 
 2,464 
-0,5

 0,025 
2
.
2
= 0 В2
Остальные расчеты приведены в таблице 4.
Расчет защищенности сигналов от шумов выполняется в следующем
порядке:
1. Расчет W1 ,W2 ,W3 , 2огр
для конкретного значения U c при известных
величинах w(U ),U 1 ,U 2 ,U огр .
2. Расчет Рш .
U 2c
3. Расчет помехозащищенности по формуле аш  10  lg
.
Рш  R
0,0252
а ш1  10 * lg
9
= 29,493 дБ
1,171 *10 * 600
0,0442
а ш2  10 * lg
9
= 34,289 дБ
1,202 *10 * 600
0,1642
а ш3  10 * lg
9
= 44,413 дБ
1,623 * 10 * 600
а ш4  10 * lg
0,6162
9
= 39,3 дБ
74,31 * 10 * 600
а ш5  10 * lg
1,0952
6
46,96 * 10 * 600
13
= 16,29 дБ
Проведем сравнение рассчитанных значений помехозащищенности с
минимально допустимым (номинальным) значением помехозащищенности,
приведенным в таблице 2. Считается, что результат проектирования
удовлетворяет предъявляемым требованиям, если в заданном динамическом
диапазоне обеспечивается выполнение соотношения:
аш  ан
Данные полученные при вычислении сведены в таблицу 4:
Таблица 4
i
Pci
Uci
W1
W2
W3
W4
2огр
В2
1
- 30
0,025
1
0
0
0
0
Рш
нВт
1,171
1,202
1,623
74,31
46960
аш
дБ
29,493
34,289
44,413
39,3
16,29
дБ
В
2
- 25
0,044
0,96
0,04
0
0
0
3
- 13,5
0,164
0,418
0,582
0
0
0
4
-2
0,616
0,135
0,562
0,199
0,103
4,123*10-5
5
3
1,095
0,064
0,374
0,199
0,339
0,031
Результат проектирования удовлетворяет предъявляемым требованиям,
т.к. в заданном динамическом диапазоне p1 = -25 дБм0 p2 = -2 дБм0
обеспечивается:
аш  ан (25 дБ ) .
Проектирование
считается
выполненным
правильно,
если
принятая
разрядность кода является минимально допустимой. Кроме того, рассчитан и
уровень шумов в незанятом канале, по окончательному значению шага
квантования в первом сегменте:
Pшн
  2

f

   1  Рш.и  
 0,5  f д
 4  R


14




Pш.н.
  (1,43  10 3 ) 2
12 
6,2 
= 1,11 *10-8 Вт
 
 1000  10  
  4  600
 0,5  13,6 



Pш.н  10 0,1 pш.н  10 3 ;
3
8
3
Pш.н  10lg (Pш.н. 10 )  10 lg( 1,11 10  10 )  -109,5 дБм0
50
43
aш, дБ
36
29
22
15
 35
 28
 21
 14
7
0
7
14
Pci, дБ
Рисунок 2 - График зависимости помехозащищенности от уровня передаваемого
сигнала для канала вещания.
15
2 ЦИКЛ ПЕРЕДАЧИ
2.1. Требования к циклу и сверхциклу:
От того, каким образом построен цикл передачи, зависят такие важные
параметры ЦСП, как скорость передачи, время поиска и вхождения в
синхронизм
при
сбое
синхронизации,
коэффициент
использования
пропускной способности цифрового группового тракта и.т.д.
На основании этого в курсовом проекте к циклу и сверхциклу
предъявляются следующие требования.
1. Длительность сверхцикла не должна превышать (2-3 мс) из-за
ограничения максимального времени восстановления синхронизма в ЦСП.
2. Число бит в цикле и число циклов в сверхцикле ограничены:
N ц  2000 ,
N ц.сц  70
где Nц – число бит в цикле; Nц.сц – число циклов в сверхцикле;
Желательно, чтобы эти числа разлагались на простые сомножители
возможно меньшей величины (≤53), при этом упрощается генераторная
аппаратура ЦСП.
3. В цикле должны быть предусмотрены тактовые интервалы для
передачи
сигналов
синхросигнала
синхронизации.
рекомендуется
Число
принять
бит
равным
в
слове
(7-12),
циклового
а
в
слове
сверхциклового синхросигнала – (4-8).
4. Групповой цифровой сигнал ЦСП должен быть получен в результате
объединения цифровых сигналов по кодовым группам. Кодовые слова
каждого канального сигнала должны располагаться в цикле (сверхцикле) по
возможности регулярней, ритмичней. Чем регулярней поток кодовых групп,
тем проще аппаратура объединения и разделения цифровых потоков, так как
можно использовать устройства буферной памяти с меньшим объемом и
более
простой
алгоритм
последовательностей
в
формирования
генераторной
16
управляющих
аппаратуре.
Для
импульсных
регулярного
размещения бит цифровых сигналов можно цикл разделить на группы,
частота повторения которых выше и кратна цикловой.
5. Допустимо в цикле и сверхцикле иметь тактовые интервалы, не
занятые передачей информации. Наличие таких интервалов может быть
использовано для повышения регулярности цифровых потоков, а в
дальнейшем – как резерв передачи сигналов данных служебных переговоров
и др.
6. Тактовые интервалы в цикле и циклы в сверхцикле рекомендуется
нумеровать, начиная с единицы. Первые тактовые интервалы в цикле
рекомендуется
использовать
для
передачи
сигналов
цикловой
синхронизации.
7. Для оценки качества проектирования цикла и сверхцикла
рекомендуется
рассчитать
коэффициент
использования
пропускной
способности группового цифрового тракта системы передачи по формуле:

N СЦ  N Ц .С .СИНХР.  N СЦ .С .СИНХР.  N СВ .
N СЦ
где
NСЦ – число бит в сверхцикле;
NЦ.С.СИНХР. – число бит сигнала цикловой синхронизации в сверхцикле;
NСЦ.С.СИНХР. – число бит сигнала сверхцикловой синхронизации в
сверхцикле;
NСВ. – число свободных тактовых интервалов в сверхцикле;
Коэффициент использования пропускной способности проектируемой
ЦСП должен удовлетворять условию:
  0,94
Если в ЦСП групповой цифровой сигнал имеет только цикловую
структуру, то формулу для расчета коэффициента использования пропускной
способности необходимо изменить.
Известно, что для двоичных сигналов численные значения скоростей
сигналов и тактовых
частот одинаковы, поэтому для расчета значений
17
тактовых частот можно использовать следующую формулу:
f т.н.   N i  f г.i  m i ,
i
где
i – индекс типа канала по табл.1,
Ni ,mi , f г.i - соответственно число каналов данного типа, число битов в
кодовых группах и частота повторения кодовых групп.
fт.н.=42*1*32 + 3*16*9 + 2*24*3 +100 *0,4*1 = 1960 кГц
1. Подготовим таблицу исходных данных для проектирования цикла.
2. Примем в качестве частоты повторения циклов наименьшее значение
частоты следования кодовых групп:
fц = 0,4 кГц;
Nц = ft /fц = 1960 /0,4 = 4900;
3. Если 2000  N ц  2000 70, то наличие сверхциклов обязательно.
4. Определим области предполагаемых значений частот повторения
циклов.
fT
 f Ц  70  min(min f r .i ) ;
2000
1960
 f Ц  70  0,4 ; 0,98  f ц  28 ;
2000
Для сверхциклов:
min(min f г.i )  f cц  min(max f г.i )
0,4кГц  f cц  0,8кГц
примем:
fц = 6 кГц
fсц = 0,4 кГц
18
6. Выберем окончательные значения частот следования кодовых групп,
частот повторения циклов. Принятые значения должны удовлетворять
требованиям:
f г.i
 ni , для f г.i  f ц ,
fц
f г. i
 ni , для f г.i  f ц ,
f сц
fц
 N ц.сц ,
f сц
N ц.сц 
6
 15
0,4
Выберем значения частот следования кодовых групп для каналов с
частотой выше f ц :
f г тлф  32 кГц;
n тлф 
f г.тлф
f гв ещ  16 кГц;
nвещ 
f г вещ
f г ПДС-19,2  24 кГц;
n пдс-19,2 

fц
fц

32
6
6
16
3
6
f г ПДС -19,2
fц

24
4
6
А также для каналов с частотой ниже f ц :
f г сув  0,4 кГц;
nсув 
8. Рассчитаем число
тактовых
f г сув
f cц

0,4
1
0,4
интервалов в
цикле
и
сверхцикле,
необходимых для организации каналов каждого типа:
N ц.i  N i  mi  ni , N сц.i  N ц.сц  N ц.i , для f г.i  f ц ;
N сц.i  N i  mi  ni , для
f ц  f г.i  f сц .
Nц.т. = 42*1*6 = 252
Nсц. т = 252*15 = 3780
Остальные расчеты в таблице 6.
19
По данным расчета заполним восьмой и девятый столбцы таблицы 6.
9. Рассчитаем минимально необходимое число тактовых интервалов в
цикле:
min NЦ =
N
СЦ .i
i
N Ц .СЦ
=
5669
= 377,9 бит в цикле.
15
В целях упрощения аппаратуры формирования управляющих сигналов
ЦСП или генераторной аппаратуры желательно, чтобы число тактовых
интервалов в цикле разлагалось на простые множители.
Примем NЦ = 378 бит в цикле.
10. Введем в таблицу дополнительную строку “свободные тактовые
интервалы” и заполним для нее столбцы 8-11.
Nссцс  N ц  N цсц   N сцi
Nссцс  378  15  5669  1
11. Разместим кодовые слова и биты сигналов по тактовым интервалам
цикла и сверхцикла, заполнив столбцы 9 и 10 в таблице. Структура цикла и
сверхцикла должна удовлетворять требованиям подраздела 2.1. размещение в
цикле рекомендуется начинать с сигнала цикловой синхронизации. После
размещения всех кодовых слов, передаваемых в цикле, переходят к
размещению
слов,
передаваемых
в
сверхцикле.
В
первом
цикле
рекомендуется разместить сверхцикловой сигнал синхронизации.
При выполнении этого пункта рассматривается, как правило, несколько
конкурирующих вариантов и выбирается лучший.
12. Рассчитаем коэффициент использования пропускной способности
группового тракта ЦСП. Коэффициент использования должен удовлетворять
требованиям, приведенным в подразделе 2.1.

5669  210  4  1
= 0,96
5669
20
13.
Рассчитаем
точное
значение тактовой
частоты
цифрового
группового сигнала проектируемой частоты по формуле:
fT = fц * Nц ;
fT=6*378 = 2268 кГц
Основные параметры ЦСП по данным таблицы 6:
fЦ=6 кГц;
NЦ= 378 бит;
fСЦ=0,4 кГц;
NСЦ=5669 бит;
fТ = 2268 кГц;
 =0,96.
Изобразим структуру цикла:
1
...
7
Цикл. синхр.
143
...
...
...
257
...
92
Телефон.
118
145
146
Сверцикловая. синхр.
Своб.такт. инт.
258
...
259
260
СУВ
351
...
Вещание
Вещание
268
91
Телефон.
144
СУВ
231
8
352
...
...
Вещание
Рисунок 3 – Структура цикла.
21
...
142
ПДС-19,2 кбит/с
147
266
Цикл. синх.
378
119
...
230
Телефон.
267
Сверхцикл. синхр.
таблица 6
Параметры ЦСП
№
Тип канала
Число
каналов
Min
f г.i ,
кГц
Max
f г.i ,
кГц
Окон
ч.
f г.i ,
кГц
32
m .i ,
бит
N ц.i
N сц.i
Номера тактовых интервалов в
цикле
Номера
циклов
1
Телефонный
42
32
40
1
252
3780
8…91, 147…230, 268…351
1-16
2
Вещания
3
13,6
16
9
81
1215
91…118, 231…257, 352…378
1-16
4
ПДС – 19,2
кбит/с
2
20
26
24
3
24
360
119…142
1
5
СУВ
100
0,4
0,8
0,4
1
100
143…144, 258…259
1-16
6
Цикл. синхр.
1
0,016
28
8
7
210
1…7, 260…266
1-16
7
Сверхцикловой
синхр.
1
0,4
0,8
0,4
4
4
145, 267
1-16
8
Своб. такт. инт.
1
146
1
14
3 РАЗРАБОТКА СХЕМЫ ОРГАНИЗАЦИИ СВЯЗИ
В данном разделе необходимо разработать схему организации связи.
Выбрать типы мультиплексоров и разместить их в узлах. Выбрать коды
приложений для оптических интерфейсов между узлами и привести
параметры выбранных интерфейсов.
Разработка схемы сети должна включать расчет сетевого межузлового
трафика, в результате которого определяется необходимое количество
компонентных потоков, передаваемых на каждом из участков сети. Здесь
необходимо учесть, что каждый локальный узел должен обмениваться
потоками со всеми остальными локальными узлами. На основе полученных
результатов определяются уровни агрегатных потоков.
Иными словами,
после расчета трафика определяются уровни синхронных транспортных
модулей на всех участках сети. При этом очевидно, что часть виртуальных
контейнеров в STM-N могут быть необорудованными.
C
32 км
76 км
E
181 км
D
G
51 км
65 км
H
175 км
F
9 км
38 км
K
42 км
L
Рисунок 4 - Схема телекоммуникационной транспортной сети.
Из предыдущего раздела берем тактовую частоту сигнала:
fТ = 2268 кГц;
Далее берем
цифровой сигнал второго уровня плезиохронной
цифровой иерархии - Е-2.
Скорость сигналов виртуальных контейнеров VC – 2 = 6848 кбит/с
По таблица 5 «Цифровые сигналы в интерфейсах узлов» для варианта 6
имеем:
Минимальное количество компонентных сигналов для связи каждого
локального узла с каждым = 4.
Причем на направлении
D–E количество компонентных сигналов
должно быть в 10 раз больше минимального.
Так как в соответствии с заданием каждый локальный узел с каждым
локальным узлом в сети должен обмениваться четырьмя потоками Е-2 и,
учитывая, что в сети организуется двухсторонняя передача, то есть
компонентные потоки для прямой и обратной передачи между узлами
должны иметь одинаковые номера, получим номера компонентных потоков.
Будем считать, что в данном случае это соответствует номерам их
интерфейсов (в десятичном коде).
24
Заполним таблицу 7.
Таблица 7
Интерфейсы Двухсторонняя
узла
передача
между узлами
Номера интерфейсов
D
D-G
D-H
D-E
D-F
D-K
D-L
1,2,3,4
5,6,7,8
9 - 48
49, 50, 51, 52
53, 54, 55, 56
57, 58, 59, 60
G
G-D
G-H
G-E
G-F
G-K
G-L
1,2,3,4
61, 62, 63, 64
65, 66, 67, 68
69, 70, 71, 72
73, 74, 75, 76
77, 78, 79, 80
H
H-D
H-G
H-E
H-F
H-K
H-L
5,6,7,8
61, 62, 63, 64
81, 82, 83, 84
85, 86, 87, 88
89, 90, 91, 92
93, 94, 95, 96
E
E-D
E-G
E-H
E-F
E-K
E-L
9 - 48
65, 66, 67, 68
81, 82, 83, 84
97, 98, 99, 100
101, 102, 103, 104
105, 106, 107, 108
F
F-D
F-G
F-H
F-E
F-K
F-L
49, 50, 51, 52
69, 70, 71, 80
85, 86, 87, 88
97, 98, 99, 100
109, 110, 111, 112
113, 114, 115, 116
25
Продолжение таблицы 7
Интерфейсы Двухсторонняя
передача
узла
между узлами
K-D
K
K-G
K-H
K-E
K-F
K-L
L
Номера интерфейсов
53, 54, 55, 56
73, 74, 75, 76
89, 90, 91, 92
101, 102, 103, 104
109, 110, 111, 112
117, 118, 119, 120
L-D
L-G
L-H
L-E
L-F
L-K
57, 58, 59, 60
77, 78, 79, 80
93, 94, 95, 96
105, 106, 107, 108
113, 114, 115, 116
117, 118, 119, 120
3.1 Выбор уровней агрегатных потоков
Количество трактов виртуальных контейнеров на отдельных участках
сети равно количеству трактов с разными номерами на этом участке сети.
Т. е. число трактов VC – 2 = 120. Дальше будем рассматривать:
Тракт D – E – F – « линейная цепь».
Тракт D – C – G – H – « кольцо».
Тракт F – K – L – « кольцо».
Также нужно рассмотреть передачу через мультиплексор E от кольца D – C –
G – H до кольца F – K – L. Из таблицы 7 имеем:
Количество VC-2 с разными номерами в кольце D – C – G – H = 44.
G–D =4
H–D=4
G–H =4
H–E=4
G–E =4
H–F=4
G–F =4
H–K=4
G–K=4
H–K=4
G–L=4
Итого 44 тракта VC – 2.
26
Количество VC-2 с разными номерами в кольце F – K – L = 44.
L–D=4 K–D=4
L–G=4 K–G=4
L–H=4 K–H=4
L–E=4
K–E=4
L–F=4 K–F=4
L – K = 4 Итого 44 тракта VC – 2.
Количество VC-2 с разными номерами на участке D – E – F – «линейная
цепь» = 96 VC – 2.
E – D = 40 D – E = 40
E–H=4
D–F=4
E–G=4
F–E=4
E–F=4
F–D=4
E–K=4
E–L=4
Итого 68 тракта VC – 2.
По схеме мультиплексирования (рисунок 2.2 [2]) можно определить,
какое количество трактов VC-2 может быть организовано при использовании
агрегатных сигналов разного уровня. Данные приведены в таблице 8.
Таблица 8
Максимальное количество трактов VC-2 при использовании
агрегатных сигналов разного уровня
Агрегатный сигнал
Количество трактов VC-2
STM-1
STM-4
STM-16
STM-64
21
84
336
1344
27
Таблица 9
Участок с топологией
Агрегатный сигнал
« кольцо» D – C – G – H
STM-4
« кольцо» F – K – L
STM-4
« линейная цепь» D – E - F
STM-4
3.2 Схема организации сети.
Телекоммуникационные сети синхронной цифровой иерархии имеют
сложную конфигурацию, но в основе построения любой сети используются
топологии: 1. "Точка – точка".
2. Кольцо.
3. Линейная цепь с функциями ввода- вывода.
В сети с топологией "точка-точка" в качестве мультиплексоров
используются терминальные мультиплексоры, матрицы соединений которых
имеют два набора портов.
В сети с топологией "кольцо" используются мультиплексоры вводавывода, матрицы соединений которых имеют три набора портов.
В качестве промежуточных мультиплексоров в сети "линейная цепь с
функциями ввода-вывода" применяются мультиплексоры ввода-вывода,
матрицы соединений которых имеют четыре набора портов.
Таблица 10
Типы мультиплексоров в узлах сети
Узел
Типы мультиплексоров
Интерфейсы
компонентных
сигналов
Интерфейсы
агрегатных
сигналов
Наименования
мультиплексоров
G
ADM III.1
E-2
STM-4
G-1
H
ADM III.1
E-2
STM-4
H-1
D
ADM III.2
STM-4
STM-4
D-1
D
TM I.2
E-2
STM-4
D-2
Е
ADM III.2
STM-4
STM-4
Е-1
Е
TM I.2
E-2
STM-4
Е-2
F
ADM III.2
STM-4
STM-4
F-1
F
TM I.2
E-2
STM-4
F-2
L
ADM III.1
E-2
STM-4
L-1
K
ADM III.1
E-2
STM-4
K-1
28
На рисунке 5 приведена схема организации сети, последовательность
разработки
которой
показана
выше.
Наименование
мультиплексоров
составлено из наименования узла и порядкового номера. Одной линией на
схеме показана двухсторонняя передача сигналов.
1- 4, 61 – 64, 65 – 68,
69 -72, 73 – 76, 77 -80
Е-2
С
G-1
STM-4
STM-4
1 - 4, 5 - 8, 9 - 48,
Е - 2 D-2
49 – 52, 53 – 56, 57 - 60
D-1
9 -48, 65 – 68, 81 -84, 97 - E-2
100, 101 – 104, 105 -108
Е-2
H-1
STM-4
Е-2
5 – 8, 61 – 64, 81 – 84, 85 –
88, 89 – 92, 93 – 96 Е-2
STM-4
E-1
STM-4
F-1
49 – 52, 69 – 80, 85 -88, 97 - F-2
100, 109 – 112, 113 – 116
Е-2
STM-4
STM-4
L-1
K-1
Е-2
53 -56, 73 -76, 89 – 92, 101
-104, 109 -112, 117 – 120
Е-2
57 -60, 77 -80, 93 -96, 105 108, 113 -116, 117 - 120
Рисунок 5 – Схема организации сети.
29
На следующей странице правельная схемаорганизации сети.
30
32
3.3 Оптические интерфейсы.
Выбираем
коды
применения
оптических
интерфейсов,
обеспечивающих минимальное число проходных регенераторов и, по
возможности, одинаковую длину волны излучения. Заметим, что в курсовом
проекте не требуется производить расчет длины регенерационных участков.
Выбранные типы оптических интерфейсов сведены в таблицу 11.
Таблица 11
Оптические интерфейсы.
Интервал между узлами
Расстояние
в километрах
Коды применения
оптических интерфейсов
C-D
76
L-4.2; L-4.3
D-H
65
L-4.2; L-4.3
H-G
51
L-4.2; L-4.3
G-C
32
L-4.1
D-E
E-F
181/3 (2 регенератора
на интервале)
175/3 (2 регенератора
на интервале)
L-4.2; L-4.3
L-4.2; L-4.3
F-L
9
S-4.1; S-4.2
F-K
38
L-4.1
K-L
42
L-4.2; L-4.3
В таблице 12 приведем параметры интерфейса L - 4.2.
Таблица 12
Параметры оптических интерфейсов для сигналов STM - 4.
Параметры
Ед.изм.
Значения
Передатчик в точке S
Тип источника
SLM
Спектральные характеристики:
– максимальная среднеквадратичная ширина
нм
–
– максимальная ширина по уровню –20 dB
нм
<1
– минимальное подавление боковых мод–йи
дБ
30
– максимальная
дБм
+2
– минимальная
дБм
–3
дБ
10
дБ
10–24
Средняя введенная мощность
Минимальный коэффициент гашения
Оптический тракт между S и R
Диапазон ослабления
Максимальная дисперсия
пс/нм
Минимальные обратные оптические потери в кабеле и
в точке S, включая любые разъемы и соединения
дБ
Максимальный дискретный коэффициент отражения
дБ
между S и R
Приемник в контрольной точке R
24
–27
Минимальная чувствительность
дБм
–28
Минимальная перегрузка
дБм
–8
Максимальный дефект оптического пути
дБ
1
Максимальная отражающая способность приемников,
измеренная в точке R
дБ
–27
34
3.4 Структура мультиплексирования.
По схеме организации сети необходимо привести все возможные
варианты формирования агрегатных сигналов из компонентных. В данном
задании таких вариантов три. Если компонентными сигналами являются
сигналы STM - M (агрегатный сигнал STM - N, M<N), то предварительно
необходимо сигнал STM - М демультиплексировать до сигнала VC - n, а
затем сформировать агрегатный сигнал STM - N.
Таблица 13
Варианты формирования агрегатных сигналов.
Мультиплексоры
в узлах
Компонентный
сигнал
Агрегатный
сигнал
G -1, H -1, D-2, E-2, F-2, K-1, L-1
E-2
STM - 4
x1
STM-4
AUG4
x4
x1
AUG1
AU-4
VC-4
x3
TUG-3
x7
TUG-2
x1
TU-2
VC-2
C-2
E2
Рисунок 7 - Структура мультиплексирования компонентного сигнала Е-2 в агрегатный
сигнал STM-4.
35
3.5 Архитектура сети тракта одного компонентного потока.
Результатом разработки должен быть фрагмент транспортной сети,
содержащий не менее трех мультиплексоров, в котором заданный
компонентный
поток
проходит
из
одного
узла
в
другой
через
промежуточный узел. Схема должна быть выполнена с применением
транспортных функций, сетевых слоев и транспортных объектов.
1
1
D
G
n
STM-4
STM-4
H
n
E-2
E-2
E-2
1
n
Cлой тракта Е-2
Слой тракта низкого порядка VC-2
A
A
T
T
Трейл тракта низкого порядка VC-2
C
C
A
Cлой тракта высокого
порядка VC-4
T
C
A
A
A
T
T
T
C
C
C
A
Cлой
мультиплексной и T
регенерационной
секций STM-4
A
A
A
T
T
T
A
A
A
A
A
A
T
T
T
T
T
T
Слой секции
физической среды
STM-4
Рисунок 8 - Фрагмент транспортной сети синхронной цифровой иерархии
с трактами виртуальных контейнеров низкого и высокого порядков.
36
4 КОНТРОЛЬ КАЧЕСТВА ПЕРЕДАЧИ В СЕТЕВЫХ СЛОЯХ
Результатом
разработки
является
схема
встроенного
контроля
двунаправленного тракта VC-2.
Узел В
Часть функции завершения
стока тракта VC -2
Узел А
Часть функции завершения
источника тракта VC -2
G1 биты
FEBE
1,2,3,4...
B3 биты
BIP - 2
G1 биты
FEBE
B3 биты
BIP - 2
1,2
1,2
BIP-2
Расчёт
BIP-2
Расчёт
1,2,3,4...
BIP-2
Чтение
Нарушения BIP-2
REI
К SEMF
К SEMF
REI
Нарушения BIP-2
BIP-2
Чтение
BIP-2
Расчёт
BIP-2
Расчёт
1,2,3,4...
1,2
G1 биты
FEBE
B3 биты
BIP - 2
1,2
B3 биты
BIP - 2
1,2,3,4...
G1 биты
FEBE
Рисунок 9 - Схема встроенного контроля двунаправленного тракта VC-2.
Далее приведём следующие данные (только для сетевого слоя
тракта VC-2):
-
Размер блока в битах в процедуре встроенного контроля в
сетевом слое тракта VC - 2 составляет 3424 бит/блок.
37
- Способ расчёта значения n битов, в результате применения процедуры
BIP - 2: количество блоков с ошибками в течении одной секунды может быть
подсчитано как количество циклов, в которых в кодовых словах BIP-2
источника и стока при их сравнении имелось любое количество нарушений.
Процедуры внутреннего контроля BIP-2 позволяют получить в функции
завершения стока тракта или
секции количество нарушений в кодовых
словах BIP источника и стока от 0 до 2, тогда количество блоков с ошибками
в течение одной секунды может быть подсчитано по формуле:
E  P,
где Е - количество блоков с ошибками в период измерения,
Р - количество индивидуальных паритетных нарушений в период
измерений.
-
Определения бита сигнала индикации ошибок удаленного конца
(REI): если нарушений BIP нет, то REI устанавливает ноль в b3 и это
сообщение посылается обратно в другом направлении тракта виртуального
контейнера, если число нарушений одно или два, в b3 устанавливается
единица.
-
Приемка решения о том, что блок является блоком с ошибками:
блок отмечается как блок с ошибками, если отмечено хотя бы одно
нарушение при сравнении BIP источника и BIP стока в функции завершения
стока тракта. Решение принимается в SEMF (функция управления
синхронным оборудованием) через односекундные фильтры
-
Приемка решения о том, что секунда является секундой с
ошибками (ES): решение о том, что секунда является секундой с ошибками
(ES) принимается в SEMF(функция управления синхронным оборудованием)
через фильтр ES,SES от односекундного фильтра.
-
Приемка решения о том, что секунда является секундой со
значительными ошибками (SES): решение о том, что
секунда является
секундой со значительными ошибками (SES) принимается в SEMF(функция
38
управления синхронным оборудованием) через фильтр ES, SES от
односекундного фильтра.
-
Определение
блока
с
фоновыми
ошибками
(BBE):
BBE
наблюдается, когда отмечаются блоки с ошибками как аномалии в течении
времени, не принадлежащего SES.
- Приведём определения параметров (характеристик) показателей
качества (ESR, SESR, BBER) и требования к их значениям для
международного цифрового гипотетического эталонного тракта длиной
27500 км.
1) Коэффициент ошибок по секундам с ошибками - (ESR) - отношение
числа ES, к общему числу секунд в период готовности в течение
фиксированного интервала измерений.
2) Коэффициент ошибок по секундам, пораженных ошибками (SESR) отношение числа SES, к общему числу секунд в период готовности в течение
фиксированного интервала измерений.
3) Коэффициент ошибок по блокам с фоновыми ошибками (BBER) отношение числа блоков с фоновыми ошибками ко всему количеству блоков
в
течении
готовности
за
фиксированный
исключением всех блоков в течении SES.
39
интервал
измерений
за
5 ЗАЩИТА В СЕТЯХ СИНХРОННОЙ ЦИФРОВОЙ ИЕРАРХИИ
Под
защитой
в
транспортных
сетях
понимается
не
только
резервирование (которое является одним из методов защиты), но и
обеспечение таких вариантов работы оборудования сети и сети в целом,
которые
в
конечном
итоге
приводят
почти
к
бесперебойному
функционированию. Защита в транспортных сетях включает резервные
функции мультиплексоров, резервное линейное оборудование, резервные
пропускные
способности
секций
и
программное
обеспечение
для
переключения на защиту.
Для
защиты
используются
специально
заложенные
свободные
«емкости» между узлами. В этом случае под «емкостью» понимаются
свободные трейлы и соединения, их дублирование, а также дополнительное
оборудование.
Классификация архитектуры защиты включает два метода:
(1 + 1); (m : n).
В названии архитектуры защиты первая цифра обозначает количество
защитных емкостей (Р – Protection), а вторая – количество рабочих емкостей
(W – Working).
В курсовом проекте примем архитектуру защиты 1+1 для защиты
мультиплексных секций сети SDH.
Р а б о ч а я м у л ь т. сек ц и я
M S
T
M S
A
R ST
SPI
Р ег ен ер а то р
SPI
R ST
M S
T
M S
P
M S
P
M S
T
R ST
SPI
Р ег ен ер а то р
SPI
R ST
M S
T
З а щ и тн а я м у л ь т. сек ц и я
Рисунок 10 – Архитектура защиты мультиплексной секции 1+1.
40
M S
A
Известны два типа переключений на защиту: переключение на защиту
только одного направления и двух направлений.
При
переключении
на
защиту
может
использоваться
канал
автоматического защитного переключения (Automatic Protection Switching –
APS).
Защита бывает возвратимая и невозвратимая.
Кроме
того,
регламентируется
последовательность
операций
(алгоритмы переключений на защиту).
К характеристикам переключения на защиту относится также время
переключения. Например, для мультиплексных секций это время составляет
50 мс.
Различают защиту трейлов и защиту соединений. При защите трейлов
используют дополнительные матрицы соединений, так называемые матрицы
соединений защиты. Для защиты трейлов мультиплексных секций функции
этих матриц показаны на рисунке 11.
Рисунок 11 – Архитектура защиты 1+1. Функции матрицы соединений:
Рабочий 1 – один рабочий трейл или соединение;
Защитный 0 – один защитный трейл или соединение.
В топологии сети « линейная цепь» (на участке F – E – D) будет
использоваться методы защиты (1 + 1).
В топологии «кольцо» применяется особенная классификация методов
защиты:
2F SNP RING – двухволоконное кольцо с защитой соединений подсети;
41
4F SP RING – четырехволоконное кольцо с совместно используемой
защитой (Shared Protection) мультиплексной секции;
4F SP RING – четырехволоконное кольцо с добавочно выделенной
защитой (Dedicated Protection);
Для защиты трейлов мультиплексных секций в кольце D – G – H – C и
в кольце F – L – K будем использовать 2F SP RING. Это двухволоконное
кольцо
с
совместно
используемой
защитой
(Shared
Protection)
мультиплексной секции. Этот метод предполагает защиту мультиплексной
секции при транспортировании сигналов уровня STM-4 и выше. При этом в
каждой мультиплексной секции АU-4 разделяются на рабочие и защитные
поровну. Так, для STM-4 в каждой мультиплексной секции два рабочих и
два защитных AU-4 (AUG).
1- 4, 61 – 64, 65 – 68,
69 -72, 73 – 76, 77 -80
Е-2
С
G-1
STM-4
2F SP RING
STM-4
1 - 4, 5 - 8, 9 - 48,
Е - 2 D-2
49 – 52, 53 – 56, 57 - 60
D-1
9 -48, 65 – 68, 81 -84, 97 - E-2
100, 101 – 104, 105 -108
Е-2
H-1
STM-4
Е-2
5 – 8, 61 – 64, 81 – 84, 85 –
88, 89 – 92, 93 – 96 Е-2
STM-4
1 +1
E-1
STM-4
1 +1
F-1
49 – 52, 69 – 80, 85 -88, 97 - F-2
100, 109 – 112, 113 – 116
Е-2
STM-4
STM-4
2F SP RING
L-1
K-1
Е-2
53 -56, 73 -76, 89 – 92, 101
-104, 109 -112, 117 – 120
Е-2
57 -60, 77 -80, 93 -96, 105 108, 113 -116, 117 - 120
Рисунок 12 – Схема организации сети
42
6 ОРГАНИЗАЦИЯ СЕТИ ТАКТОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ.
Нарушение тактовой синхронизации может привести к увеличению
коэффициента ошибок, фазовым дрожаниям и проскальзываниям в цифровой
последовательности.
В
сети
допускаются
только
управляемые
проскальзывания, которые не приводят к потере цикловой синхронизации.
Для построения сети синхронизации цифровых транспортных сетей
используется первичный эталонный генератор (Primary Reference Clock –
PRС). Первичный генератор представляет собой атомный источник тактовых
импульсов (цезиевый или рубидиевый генератор) с точностью не хуже 10 -11.
Он калибруется вручную или автоматически по сигналам мирового
скоординированного времени. Кроме того, необходима надежная система
передачи сигнала синхронизации на все узлы сети.
Существуют два основных метода синхронизации:
- главный–подчиненный (master–slave synchronization);
- взаимная (mutual synchronization).
Наиболее
часто
в
России
используется
метод
синхронизации
транспортных сетей «главный–подчиненный».
Сети
синхронной
цифровой
иерархии
разрабатываются
для
организации различных типовых цифровых трактов. При построении сетей
синхронизации используются разные версии. Каждая версия объединяет
генераторы сигналов тактовой синхронизации различного качества. В
курсовом проекте используем версию:
Таблица 15
Версия I. Сигналы тактовой синхронизации.
Источник
синхронизации
Порядок
уровня качества
Параметры
(по Рекомендации МСЭ-Т)
G.812, тип I или V
QL-SSU-A
Приведем обозначения генераторов.
43
PRC – первичный эталонный генератор (генератор самого высокого
уровня качества).
SSU – ведомые или вторичные генераторы сетевых узлов (локальных
или транзитных).
Генератор более высокого качества синхронизирует генераторы более
низкого уровня качества. Имеются ограничения на число генераторов,
которые
могут
быть
связаны
в
распределении
или
дистрибуции
синхронизации. Опорные сигналы генераторов распределяются через сеть
дистрибуции, которая использует средства транспортной сети.
Возможны следующие два метода распределения синхронизации:
1) восстановление хронирования, которое поддерживается сетью SDH,
например, на уровне выделения сигнала хронирования из STM-N. Это
исключает
непредсказуемое
влияние
регулирования
указателя
на
подчиненный генератор исходящего потока;
2) получение хронирования от источника синхронизации, который не
поддерживается сетью SDH.
44
F
С
SS
SSU
U
F
G1
SS
SSU
U
F
D2
SS
SSU
U
F
D1
SS
SSU
U
F
H1
SS
SSU
U
F
E2
SS
SSU
U
F
E1
SS
SSU
U
F
F2
SS
SSU
U
F
F1
SS
SSU
U
PRC
D
F
L1
SS
SSU
U
F
K1
SS
SSU
U
Основной путь
Резервный путь
Рисунок 12 – Схема сети тактовой синхронизации.
В сетях SDH функции источников хронирования могут быть различных
типов:
PRC может быть автономным генератором или синхронизироваться по
радиосигналу или спутниковому сигналу;
SSU может быть автономным генератором или синхронизироваться от
PRC.
В транспортной сети возможны четыре режима синхронизации:
- синхронный;
- псевдосинхронный;
- плезиохронный;
- асинхронный.
45
В курсовом проекте будем использовать синхронный режим, при
котором все генераторы в сети синхронизируются единственным PRC.
Изменения значений указателей TU/AU могут происходить только случайно.
В этом режиме проскальзываний нет. Это нормальный режим работы в
пределах сети отдельного оператора.
Распределение
межузловое
в
сети
тактовой
синхронизации
соответствует древовидной топологии. Такая архитектура, в которой
генераторы более низкого уровня качества принимают хронирование от
генераторов того же самого или высшего уровня качества, позволяет
предотвратить петлю по синхронизации, а это необходимо для правильной
работы сети синхронизации.
Информация о сигнале хронирования передается между узлами
синхронизации. При нарушении синхронизации генератор узла должен
выбирать другой эталон из предлагаемого набора. Когда нет возможности
выбора, генератор узла должен входить в режим удержания.
Известна
структура
эталонной
цепи
сети
синхронизации.
Осуществляется метод хронирования «главный–подчиненный». Сигнал
хронирования от PRC передается на все генераторы в цепи синхронизации.
Самая длинная цепь не превышает k × SSU и содержит n × SEC между
соседними SSU.
Качество
хронирования
ухудшается
с
увеличением
числа
синхронизированных генераторов и, следовательно, для практического
проекта сети синхронизации число каскадно включенных элементов сети
должно
быть
минимизировано. Для
самой
длинной
опорной
цепи
синхронизации
k = 10; n = 20,
при этом общее число SEC не больше 60.
Величина n ограничена качеством хронирования, которое требуется
для синхронизации последнего в соединении сетевого элемента. Величины
k и n были получены из теоретических расчетов. В случае отказа
46
синхронизации
все
элементы
сети
будут
искать
восстановление
хронирования от источника с более высоким или равным по уровню
качеством. Это гарантирует то, что SEC редко вступает в режим удержания
или несинхронизированный режим. Статус синхронизации передается в
заголовке мультиплексной секции.
47
ЗАКЛЮЧЕНИЕ.
В данном курсовом проекте произведен расчет многоканальной
цифровой системы передачи с соблюдением всех технических требований.
Приведены структурные схемы построения системы передачи. Рассчитаны
схемы контроля и синхронизации. По этому принципу можно спроектировать
ЦС и для других передаваемых информационных сигналов с произвольным
числом каналов, организовать любой цифровой поток.
Данный расчет ячеистой сети SDH недостаточно подробен, но он дает
возможность изучить основные этапы расчета сетей SDH, такие как
составление технического задания, выбор топологии сети, конфигурирование
узлов и составление спецификации оборудования.
Сети SDH, несмотря на их очевидные преимущества перед сетями
PDH, не имели бы такого успеха, если бы не обеспечивали преемственность
и поддержку стандартов PDH. Как уже отмечалось, при разработке
технологии SONET обеспечивалась преемственность американской, а при
разработке SDH - европейской иерархий PDH. В окончательном варианте
стандарты SONET/SDH поддерживают обе указанные иерархии.
Итак, первая особенность иерархии SDH - поддержка в качестве
входных сигналов каналов доступа только трибов PDH и SDH. Другая
особенность - процедура формирования структуры фрейма.
В данной работе производится расчет сети SDH, который позволяет
познакомиться
с
основными
этапами
строительства:
от
получения
технического задания до конфигурации узлов и установки программного
обеспечения на мультиплексоры. Освоить основные методы защиты
передачи информации и формирование синхронных транспортных модулей
STM-N.
48
ЛИТЕРАТУРА.
1. А.Ю.Матюхин,
М.В.Лобастова.
Разработка
цифровой
системы
передачи и организация транспортной сети /СПбГУТ. – СПб, 2014.
2. Кулева Н. Н., Федорова Е. Л. Архитектурное представление сетевых
слоев в процессах мультиплексирования в транспортных сетях SDH/ СПб
ГУТ. – СПб, 2004.
3. Н. Н. Кулева, Е. Л. Федорова Транспортные технологии SDH и OTN :
учебное пособие / ГОУВПО СПбГУТ. – СПб., 2009.
4. Н. Н. Кулева, Е. Л. Федорова/ Оптические интерфейсы транспортных
сетей SDH и OTN : учебное пособие / ГОУВПО СПбГУТ. – СПб., 2009.
49