Рогилев-656.254.Р59.Ч2

Министерство транспорта Российской Федерации
Федеральное агентство железнодорожного транспорта
Омский государственный университет путей сообщения
_________________________
В. М. Рогилев
КАНАЛООБРАЗУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОЙ
АВТОМАТИКИ, ТЕЛЕМЕХАНИКИ И СВЯЗИ
Часть 2
АНАЛОГОВЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ: РАДИОПЕРЕДАЧА
Конспект лекций
Омск 2007
УДК 621.396.1
ББК 32.884.13
Р59
Рогилев В. М. Каналообразующие устройства железнодорожной автоматики, телемеханики и связи. Часть 2. Аналоговые системы связи: Радиопередача. Конспект лекций / В. М. Рогилев; Омский гос. ун-т путей сообщения. Омск, 2007. 68 с.
Конспект лекций состоит из трех частей. Вторая часть содержит материал для изучения элементов радиопередающей части каналообразующих
устройств, применяющихся на железнодорожном транспорте. В нее входят
описание главных рабочих параметров и характеристик радиопередатчиков.
Приводятся данные об устройствах, принципах действия, физических процессах, происходящих в автогенераторах, генераторах с посторонним возбуждением, стабилизаторах и синтезаторах частоты, модулирующих и манипулирующих устройствах сигналов амплитудной, балансной и угловой (частотной и фазовой) модуляций, а также частотной, фазовой, относительной фазовой и других видов манипуляций. Показаны способы использования в системах связи
различных видов импульсной модуляции: АИМ, ШИМ, ФИМ, ИКМ. Отдельный раздел посвящен проблеме уплотнения и разделения каналов в многоканальных системах связи и радиосвязи. Материал снабжен достаточным количеством схем и диаграмм, поясняющих принципы работы сложных устройств.
Теоретические положения излагаются на базе высшей математики. Сведения о каналообразующих устройствах и системах адаптированы к эрудиции
студентов, только начавших изучение предмета.
Предназначен для студентов специальности 210700 − «Автоматика, телемеханика и связь на железнодорожном транспорте» − очной и заочной форм
обучения.
Библиогр.: 12 назв. Табл. 2. Рис. 37.
Рецензенты: канд. техн. наук, ст. научный сотрудник В. В. Зайцев;
канд. техн. наук, доцент Ю. И. Слюзов.
________________________
© Омский гос. университет
путей сообщения, 2007
2
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1. Генераторы высокочастотных колебаний с посторонним возбуждением (ГПВ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.1. Структурная схема радиопередающей части канала связи. . . . .
1.2. Рабочие параметры радиопередающей части канала связи . . . .
1.3. Усилитель мощности радиосигналов . . . . . . . . . . . . . . . .
1.4. Разложение импульсного тока в ряд гармоник . . . . . . . . . . .
2. Автогенераторы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.1. Автогенераторы в режиме самовозбуждения . . . . . . . . . . . .
2.2. Стационарный режим автогенератора . . . . . . . . . . . . . . . .
2.3. Одноконтурные автогенераторы . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3. Частотная нестабильность автогенераторов и способы ее уменьшения
3.1. Дестабилизирующие факторы режима автогенератора . . . . . .
3.2. Характеристики кварцевых резонаторов . . . . . . . . . . . . . .
3.3. Автогенераторы с кварцем . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.4. Синтезаторы частоты . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4. Управление колебаниями радиочастоты, модуляция . . . . . . . . .
4.1. Амплитудная модуляция (АМ). . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.2. Балансная модуляция (БМ). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.3. Однополосная модуляция (ОМ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5. Угловая модуляция . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.1. Свойства угловой модуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.2. Спектр частот при угловой модуляции . . . . . . . . . . . . . . .
5.3. Способы получения частотной модуляции . . . . . . . . . . . . .
6. Манипуляция частоты и импульсная модуляция . . . . . . . . . . . .
6.1. Параметрические манипуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.2. Относительно-фазовая (ОФМ2), двойная относительно-фазовая
(ДОФМ2) и другие виды манипуляций . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.3. Импульсная модуляция . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7. Уплотнение и разделение сигналов и каналов . . . . . . . . . . . . . .
7.1. Линейная теория разделения сигналов . . . . . . . . . . . . . . .
7.2. Частотное разделение сигналов и каналов . . . . . . . . . . . . .
7.3. Временное разделение сигналов и каналов . . . . . . . . . . . .
Библиографический список . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
5
5
5
6
7
10
13
13
17
18
21
22
23
26
28
30
31
35
37
39
40
43
44
48
48
51
55
57
57
59
62
67
4
ВВЕДЕНИЕ
Данный конспект составлен по материалам многолетнего чтения автором лекций по дисциплине «Каналообразующие устройства автоматики, телемеханики и связи на железнодорожном транспорте» студентам «Института автоматики, телекоммуникаций и информационных технологий» ИАТИТа
ОмГУПСа. В лекциях приводится теоретическое обоснование работы автогенераторов, буферных усилителей, умножителей частоты, усилителей мощности, модуляторов и манипуляторов частоты, кварцевых стабилизаторов и синтезаторов частоты с системами ее автоподстройки, которые составляют основные функциональные каскады, узлы и модули передающих каналов радиосвязи
на транзисторной элементной базе.
Материал иллюстрирован достаточным количеством схем, помогающих
студентам понять физический смысл работы изучаемого каскада или узла. Активные элементы схем обладают нелинейными вольт-амперными характеристиками (ВАХ), аппроксимируемыми аналитическими выражениями, точно
воспроизводящими процессы в нелинейных элементах. К таким аппроксимациям в радиопередающих каналах относятся кусочно-линейные аппроксимации
нелинейных элементов. Кусочно-линейная аппроксимация применяется при достаточно высоких значениях амплитуды сигналов и помогает анализировать
процессы в автогенераторах, умножителях частоты, усилителях мощности и
модуляторах.
1. ГЕНЕРАТОРЫ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
С ПОСТОРОННИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ (ГПВ)
Радиопередающим устройством называется устройство, преобразующее энергию источников питания в энергию высокочастотных колебаний и
управляющее этими колебаниями с целью передачи звуковых, телевизионных,
цифровых и других видов сигналов на большие расстояния.
1.1. Структурная схема радиопередающей части канала связи
В состав радиопередающей части канала связи входит следующий комплект элементов: передатчик, модулятор, синтезатор частоты, блок автоматики
и коммутатор. В состав собственно передающего устройства могут входить задающий автогенератор, буферный усилитель, усилитель мощности, регулятор
мощности, система охлаждения, система диагностирования рабочих параметров [ 12 ].
На рис. 1.1 представлена структурная схема радиопередающей части
канала связи, которая содержит перечисленные выше элементы: усилитель
5
мощности (УМ), синтезатор частоты для возбудителя (СВ) и для гетеродина
(СГ), модулятор, опорный генератор (ОГ), коммутирующее устройство (К) и
блок автоматики, состоящий из микропроцессора (МП), блока управления и
блока контроля рабочего состояния системы, объединенных в блоке автоматики. Усилитель мощности обеспечивает уровень мощности сигнала, достаточный для перекрытия расстояния дальности связи. Модулятор обеспечивает режим частотной модуляции в аналоговом канале связи. Синтезатор частоты выполняет две задачи: обеспечивает многоканальность системы связи и гарантирует стабильность частоты в каждом канале, достаточную для беспоисковой
радиосвязи абонентов.
Рис. 1.1. Структурная схема радиопередающей части канала связи
1.2. Рабочие параметры радиопередающей части канала связи
Для нормального функционирования канала его передающая часть должна обеспечивать следующие рабочие параметры:
рабочие частоты ∆f, МГц, в используемых на железнодорожном транспорте диапазонах радиочастот: гектометровых − 2,13 ÷ 2,15; − метровых
151,7 ÷ 156 и дециметровых − 457,4 ÷ 468,4;
мощность передатчиков Рвых, Вт: для железнодорожных стационарных
радиостанций без дополнительных усилителей мощноси − 8 ÷ 12, с дополнительными усилителями − 40 ÷ 50; для возимых − 8 ÷ 12; для носимых − 0,05 ÷ 3;
стабильность частот автогенераторов − ≤ 5· 10-5;
коэффициент стоячей волны напряжения в фидерной линии KСТU − не
более 1 ÷ 2;
промышленный коэффициент полезного действия η − 0,15 ÷ 0,55;
допустимая средняя мощность внеполосных излучений передатчика Рвн,
6
мВт, при частоте f < 30 МГц − ≤ 50, а при f ≥ 30 МГц − ≤ 1;
полоса пропускания канала радиосвязи ∆f − не выше 25 кГц;
максимальная девиация частоты в ЧМ-канале ∆fд − ≤ 4 кГц;
коэффициент нелинейных искажений полезного сигнала в канале γ н.и −
не более 8 %;
спектр звукового сигнала ∆F − 300 ÷ 3400 Гц.
1.3. Усилитель мощности радиосигналов
Усилитель мощности радиосигнала – это генератор с посторонним возбуждением, преобразующий энергию источника питания в энергию сигнала
высокой частоты при подаче на вход возбуждающего напряжения. Схема усилителя приведена на рис. 1.2.
Рис. 1.2. Схема усилителя мощности радиочастоты
В современных генераторах с внешним возбуждением в качестве активного элемента чаще всего используется мощный биполярный транзистор,
нагрузкой которого по высокой частоте служит резонансный контур. Питание
транзистора осуществляется подачей положительного напряжения Ек0 через
блокировочный дроссель Lбл2 на коллектор, эмиттер транзистора должен быть
заземлен, т. е. подключен к отрицательному выводу источника коллекторного
питания. На базу транзистора через дроссель Lбл1 подается напряжение сме7
щения Uсм переменного сопротивления R2, соединенного с двумя разнополярными источниками питания одинаковой по модулю величины.
При такой схеме включения величина напряжения смещения на базе
транзистора может изменяться по знаку и величине или устанавливаться равной нулю. По высокой частоте точка подачи Uсм должна быть хорошо заземлена через блокировочный конденсатор Cбл2 достаточно большой емкости.
Параллельно цепи смещения на базу транзистора через последовательный
резонансный контур L1, C1, C2 подключается источник переменного напряжения возбуждения рабочей частоты.
Приведенная схема включения позволяет использовать каскад в режимах
усиления колебаний первого и второго рода, т. е. без отсечки и с отсечкой коллекторного тока Iк. Чаще всего устанавливаются режимы с отсечкой коллекторного тока классов АВ, В и С. Первые два режима используются в оконечных каскадах усилителей мощности и требуют подачи на базу положительного
напряжения смещения +Uсм. Третий режим используется в автогенераторах и
умножителях частоты, для него требуется отрицательное или близкое к нулевому напряжение смещения, т. е. Uсм ≤ 0.
В режимах с отсечкой коллекторный ток является последовательностью
косинусоидальных импульсов, которая представляет собой бесконечную сумму
гармоник с постоянной составляющей тока Iк0. С помощью резонансного контура в нагрузке выделяется одна из гармоник, обычно – первая в усилителях
мощности, а в умножителях частоты – вторая или третья.
Наибольшее применение в радиоканалах получил режим усиления мощности класса В. На рис. 1.3 приводятся эпюры напряжения на входе и выходе
каскада ГПВ и эпюра тока коллектора. Для режима усиления класса В требуется установка напряжения смещения тока базы, равного напряжению его отсечки U’бэ :
U см = U 'бэ .
(1.1)
При отсутствии напряжения возбуждения Uвх каскад остается запертым,
так как практически не потребляет тока от источника питания.
С поступлением напряжения возбуждения
U вх = U max cos(ωt + ϕ 0 ),
где ω = 2πf – угловая частота напряжения возбуждения;
φ – начальная фаза напряжения возбуждения,
8
(1.2)
переход «база – эмиттер» транзистора открывается и через транзистор начинает протекать ток
I k = I k max cos(ωt + ϕ 0 ),
(1.3)
который повторяет по форме амплитуду напряжения возбуждения.
Рис. 1.3. Эпюры напряжения и тока в каскаде ГПВ
С приходом отрицательного полупериода напряжения возбуждения переход «база – эмиттер» транзистора запирается и ток коллектора прекращается
до прихода следующего положительного полупериода напряжения. Фаза времени ωt , в течение которой транзистор проводит ток коллектора Ik, называется
удвоенным углом отсечки тока коллектора 2θ. В режиме усиления класса В
угол отсечки θ = 90о.
В отличие от косинусоидального импульсного тока коллектора Ik напряжение в резонансной нагрузке коллектора Uk всегда гармоническое по форме.
Причина в том, что в высокодобротной колебательной системе накопленная в
емкости контура Ск за время протекания тока Ik электрическая энергия WE
при отсечке тока коллектора не исчезает, а преобразуется в магнитную энергию
9
индуктивности контура WL. За счет этой энергии «достраивается» положительный полупериод мгновенного напряжения на контуре:
U k = E k 0 − U км cos(ωt + ϕ 0 ).
(1.4)
Важно, чтобы суммарное напряжение (1.4) оставалось не более допустимого для данного транзистора напряжения коллектора, т. е.
U k ≤ U кэ доп ,
(1.5)
иначе транзистор будет пробит по второму p-n-переходу («коллектор – база»).
Резонансное сопротивление нагрузочного контура при настройке его в
резонанс тока является чисто активным и максимальным по величине, поэтому
в контуре генерируется полезная активная мощность
1
~ 1 2
P = I kм1R ое = I kм1 U kм ,
2
2
(1.6)
где Rое – резонансное сопротивление контура.
При этом потребляемая транзистором мощность от источника питания в
режиме с отсечкой тока минимальна:
P0 = I k 0 E k 0 ,
(1.7)
так как в режиме класса В минимальна постоянная составляющая коллекторного тока Ik0. Это делает возможным получение достаточно высокого коэффициента полезного действия в ГПВ:
η=
~
P
P0
=
1 I kм1 U kм
2 Ik0E k0
= (0,55 ÷ 0,75).
(1.8)
1.4. Разложение импульсного тока в ряд гармоник
В режиме колебаний второго рода периодическая последовательность косинусоидальных импульсов коллекторного тока транзистора может
быть разложена в бесконечный ряд гармоник тока [2]:
Ik = Ik0 +
∞
∞
k =1
k =1
∑ I kn cos kωt + ∑ I Ikn sin kωt.
10
(1.9)
Если принять точку начала временных координат для импульсов тока
как четных функций (ωt = 0 при Ik = Ik max), то в выражении (1.9) члены с синусами обратятся в нули:
I k = I k 0 + I k1 cos ωt + I k 2 cos 2ωt + ... + I kn cos nωt.
(1.10)
Значения амплитуд гармоник в (1.10) прямо пропорциональны величине
амплитуды косинусоидального импульса тока Ik max и зависят от угла отсечки
коллекторного тока θ:
I k 0 = α k 0 (θ)I k max ;

I k1 = α k1 (θ)I k max ;

KKKKKKK
.I = α (θ)I
.
kn
k max
 kn
(1.11)
Коэффициенты αkn(θ) в системе уравнений (1.11) называются коэффициентами Берга, так как они получены в 1927 г. российским ученым академиком А. И. Бергом. Им же выведены выражения для расчета этих коэффициентов, основанные на коэффициентах разложения в ряды Фурье периодических функций физических величин:
I kn
1 θ
= ∫ i k (ωt ) cos kωtdωt.
π −θ
(1.12)
Для постоянной составляющей разложения в тригонометрический ряд
выражение функции тока коллектора (1.12) может быть представлено в виде:
Ik0
1 θ
=
=
∫ i (ωt )dωt.
2 2π − θ k
a0
(1.13)
Если применить для вычисления мгновенной величины косинусоидального импульсного тока коллектора известную формулу, которую использовал
А. И. Берг −
(cos ωt − cos θ)
i k (ωt ) = I k max
,
(1.14)
(1 − cos θ)
11
то подстановкой ее в подынтегральные выражения (1.12), (1.13) можно получить формулы для расчета коэффициентов αkn(θ):
I
sin θ − θ cos θ
α k 0 (θ) = k 0 =
;
(1.15)
I k max
π(1 − cos θ)
α k1 (θ) =
I k1
I k max
=
θ − sin θ cos θ
;
π(1 − cos θ)
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
I
2[sin kθ cos θ − k cos kθ sin θ]
α kn (θ) = kn =
.
I k max
π(1 − cos θ)k (k 2 − 1)
(1.16)
(1.17)
На практике гармоники выше третьей использовать не рекомендуется изза низкого КПД умножителя частоты, в котором эти гармоники реализуются.
Для k = 2, 3 на основании выражения (1.17) можно записать выражения:
α k 2 (θ) =
α k 3 ( θ) =
Ik2
I k max
Ik3
I k max
2 sin 3 (θ)
=
;
3π(1 − cos θ)
(1.18)
2 sin 3 (θ) cos θ
=
.
3π(1 − cos θ)
(1.19)
По выражениям (1.15) … (1.19) А. И. Бергом были рассчитаны таблицы
коэффициентов разложения тока, которые он впервые предложил использовать
в аналитических методах расчета генераторов с посторонним возбуждением и
автогенераторов. До этого режимы генераторов рассчитывались только громоздким
графическим методом. Зависимости коэффициентов Берга в функции от угла отсечки
θ представлены на рис. 1.4.
При неизменном значении Ik max максимальное значение какой-либо гармоники тока достигается при некотором оптимальном
угле отсечки θопт :
Рис.1.4. Коэффициенты Берга
в зависимости от θ
120
,
(1.20)
n
где n − номер гармоники. Следовательно, удвоители частоты рекомендуθ опт =
12
ется рассчитывать на режим с углом отсечки θ, равным 60о, а утроители − 40о .
Из графиков на рис. 1.4 следует, что при θ = 90о в каскаде усиления будет
осуществляться дополнительная фильтрация гармоник, так как все нечетные
гармоники, начиная с третьей, в соответствии с уравнением (1.17) будут обращаться в нули.
Максимальная отдаваемая транзистором мощность приходится на угол
отсечки в 120о, этот режим называется режимом класса АВ. Его недостатком
является высокий коэффициент нелинейных искажений, поэтому он очень редко применяется в ГПВ передатчиков. Для автогенераторов, как показывает
практика [5], оптимальным углом отсечки θ а/г считается угол, выбранный в
диапазоне 70 ÷ 80о.
Режим колебаний первого рода (θ А = 180о) не рекомендуется для передатчиков из-за низкого КПД (ηА = 0,2 ÷ 0,4). Он применяется, главным образом, в приемных усилителях радиочастоты УРЧ. В этом режиме – самый низкий коэффициент нелинейных искажении (γн.и ≤ 1%).
2. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Автогенератор – устройство, преобразующее энергию источника питания в энергию высокочастотных колебаний без подачи на его вход внешнего
возбуждающего напряжения. В качестве возбуждающего напряжения в автогенераторе используется напряжение положительной обратной связи.
2.1. Автогенераторы в режиме самовозбуждения
Первый автогенератор был изобретен в 1913 г. немецким физиком
А. Мейснером [6]. Предложенная им схема в виде полупроводникового аналога приведена на рис. 2.1. В качестве активного элемента в ней применяется
полевой
транзистор VT,
хотя
Мейснером использовался электровакуумный триод. В цепь положительной обратной связи (ПОС) введен высокочастотный трансформатор Тр.
В цепи затвора транзистора включен параллельный колебательный
Рис. 2.1. Схема автогенератора
контур, сопротивление которого на
с трансформаторной обратной связью
13
рабочей резонансной частоте fа/г максимальное и чисто активное Rое. Между
затвором и истоком триода напряжение смещения отсутствует Uз.и = 0, следовательно, ток затвора близок к нулю и промежуток «затвор – исток» не шунтирует колебательный контур LзCk.
На основании второго закона Кирхгофа для вычисления колебательного
процесса в контуре может быть составлено уравнение:
Lз
di с
di
1
+ rп i +
idt
=
M
,
∫
dt
Ck
dt
(2.1)
где М – коэффициент взаимной индукции обмоток трансформатора Lс и Lз;
rп − сопротивление потерь контура.
Для избавления от интеграла в третьем слагаемом формулы (2.1) выразим
ток в контуре i через напряжение на конденсаторе Ck
1
Uc = U =
Ck
∫ idt
(2.2)
и получим выражения для расчета тока и его производной по времени:
i=C
di
dt
dU
=C
dt
;
d2U
dt 2
(2.3)
.
(2.4)
Введем параметр крутизны стокового тока полевого транзистора
Sс =
di с
dU
,
(2.5)
тогда можно записать:
di с
dt
=
di с dU
dU dt
= Sс
dU
dt
.
(2.6)
Подставляя выражения (2.3), (2.4), (2.6) в уравнение (2.1) и производя
преобразования, получаем дифференциальное уравнение второго порядка для
расчета напряжения на затворе транзистора:
14
d2U
dt
2
+ α1
dU
dt
+ α 0 U = 0,
(2.7)
r
MSс 
 − медленно изменяющийся коэффициент, поскольку
где α1 =  п −
L

L
C
 з
з k 
Sс = var;
1
α0 =
= ω02 − постоянный коэффициент.
L зC k
В качестве начальных условий Коши для дифференциального уравнения
можно принять:
U з(t = 0) = U з0 ;

 1
U з(t = 0) = 0,
(2.8)
так как iз ≈ 0.
Уравнение (2.7) с нелинейным коэффициентом α1 не имеет однозначного решения, поэтому обычно исследуется его характеристическое уравнение,
составленное по оператору Хэвисайда p = d/dt:
p 2 + α1p + α 0 = 0.
(2.9)
Уравнение (2.9) имеет два корня:
p1,2 = −
α1
2
±
α12
4
− α0 .
(2.10)
Характеристическое уравнение позволяет проанализировать динамическую систему на устойчивость в соответствии с критерием устойчивости
Гурвица [2]: если корни характеристического уравнения системы отрицательны или имеют отрицательные вещественные части, то любое отклонение системы от равновесия с течением времени затухает и система считается устойчивой. Если хоть один из корней имеет положительную вещественную часть,
то отклонение будет увеличиваться, уводя систему от равновесия. В автогенераторе такой неустойчивый режим называется самовозбуждением.
15
В режиме самовозбуждения автогенератора должно выполняться условие:
r
MSс 
<0
α1 =  п −
L

L
C
 з
з k 
(2.11)
M rп C k
>
.
L з L з Sс
(2.12)
или
Из курса электротехники известно, что
М
M
К св =
≈
− коэффициент связи между индуктивностями в
L ср
LL
1
2
трансформаторе;
L
ρ2
R ое =
= з − резонансное сопротивление контура;
rп C k rп
ρ − характеристическое сопротивление контура.
Выражение (2.12) можно переписать в виде:
K пос >
и окончательно:
1
Sс R ое
К посSс R ое > 1.
(2.13)
(2.14)
Условие самовозбуждения автогенератора (2.14) выполнится тем надежнее, чем выше крутизна Sс активного элемента, больше коэффициент положительной обратной связи Кпос и выше резонансное сопротивление контура:
R ое = ρQ.
(2.15)
Для повышения условий самовозбуждения автогенератора следует выбирать колебательную систему с большим характеристическим сопротивлением ρ
и высокой добротностью Q.
16
2.2. Стационарный режим автогенератора
Режим самовозбуждения, т. е. переходный процесс автогенератора с
момента его включения до наступления рабочего стационарного режима, весьма кратковременен и требует некоторого запаса при выполнении условий
(2.13) и (2.14). При достижении режима стационарной (постоянной) амплитуды выходного напряжения Uс дальнейшее ее увеличение, а также рост напряжения в контуре Uз = KпосUс прекращаются из-за конечной величины питающего напряжения автогенератора Ес0 = const.
Обычно на практике добротность колебательного контура автогенератора
Q находится в пределах 30 ÷ 120, поэтому при анализе резонансных цепей
пользуются комплексным методом анализа, когда соотношения между реальными значениями тока и напряжения заменяются соотношениями между значениями их первых гармоник:
& = &I Z;
U
c
c1
&
& U
& .
U з = K
ос c
(2.16)
Из выражения (2.16) можно получить уравнения стационарного режима
автогенератора:
&I

&
K ос Z э &c1 = 1;
Uз

(2.17)
&
I
1
 c1
=
.
U
&
& Z
K
 з
ос э
Введем понятие средней комплексной крутизны тока активного элемента Sср :
S& ср =
&I
с1
.
&
U
(2.18)
з
В стационарном режиме второе уравнение системы (2.17) и выражение
(2.18) уравниваются между собой по крутизне S cp поэтому можно записать:
& Z = 1,
S& ср K
ос э
17
(2.19)
т. е. полное произведение коэффициентов усиления и передачи по кольцу положительной обратной связи должно соответствовать условию (2.19).
Комплексные сомножители в формуле (2.19) можно представить в виде:
S& = S& e jϕS ;
ср
 ср
&
& e jϕ K ;
K ос = K
ос

jϕ
Z э = Z э e Z .

(2.20)
С учетом системы (2.20) выражение (2.19) можно переписать в виде двух
равенств:
&
S& ср K
Z э = 1;
пос
(2.21)
e j∑ ϕ = cos(∑ ϕ) + j sin (∑ ϕ) = 1.
(2.22)
В стационарном режиме автогенератора выражение (2.21) называется
условием баланса амплитуд, а (2.22) − баланса фаз режима генерации. Баланс
амплитуд обеспечивается высокой крутизной тока первой гармоники активного
элемента, большой добротностью контура и высоким коэффициентом положительной обратной связи. Баланс фаз характеризуется тем, что суммарный фазовый сдвиг сигнала по кольцу положительной обратной связи равен нулю или
360o:
∑ ϕ = ϕS + ϕ k + ϕ Z
= 0.
(2.23)
Для стационарного режима требуется одновременное выполнение условий (2.21) и (2.22).
2.3. Одноконтурные автогенераторы
Автогенератор Мейснера не нашел применения в современной схемотехнике из-за неустойчивости работы с транзисторными активными элементами. На практике самое широкое распространение получили одноконтурные автогенераторы − так называемые трехточечные автогенераторы («трехточки»).
18
На рис. 2.2 приведена эквивалентная схема условного трехточечного автогенератора, состоящая из активного элемента и колебательного контура с
тремя комплексными сопротивлениями (Z1 − Z3). Чтобы работать в режиме автогенератора, схема должна удовлетворять условиям баланса амплитуд и фаз.
Последнее условие предполагает противофазность напряжений на базе и
коллекторе:
& = −&I Z ;
U
б
k 2
& = &I ( Z + Z ).
U
k
k
2
3
(2.24)
(2.25)
Коэффициент обратной связи
& =
K
ос
&
U
Z2
б
.
=−
&
U
(Z
Z
)
+
k
2
3
(2.26)
Если в реактивностях трехточечного генератора пренебречь активными составляющими сопротивлений r1, r2 и r3, т. е. считать
Z ≈ jX ;
1
 1
Z 2 ≈ jX 2 ;

Z 3 ≈ jX 3 ,
(2.27)
Рис. 2.2. Схема «трехточки»
то
&
K
−
пос
X2
(X 2 + X 3 )
.
(2.28)
На резонансной частоте в колебательном контуре сумма реактивностей
обращается в нуль:
(X1 + X 2 + X 3 ) = 0,
(2.29)
следовательно, при положительной обратной связи:
K пос =
19
X2
X1
> 0.
(2.30)
Возможны только два варианта колебательных систем, в которых можно
реализовать режимы положительной обратной связи: первый: X1 > 0, X2 > 0,
X3 < 0 − индуктивная «трехточка»; второй: X1 < 0, X2 < 0, X3 > 0 − емкостная.
Оба варианта показаны на эквивалентных схемах рис. 2.3.
а
б
Рис. 2.3. «Трехточки» с индуктивной (а) и емкостной (б)
обратной связью
Классические схемы индуктивной и емкостной «трехточек» [5] приведены на рис. 2.4. Условия самовозбуждения для этих схем можно представить
выражениями:
L к.э ≤ L б.эSср Z;

C б.э ≤ С к.эSср Z.
(2.31)
Индуктивная «трехточка» работает относительно стабильно (δf ≥ 10-4) при
генерации в диапазонах низких и средних частот. Классическая емкостная
«трехточка» несколько уступает индуктивной по стабильности частоты, поэтому на практике почти не применяется.
а
б
Рис. 2.4. Классические трехточечные автогенераторы:
индуктивная (а) и емкостная (б) «трехточка»
20
Массовое применение нашла так называемая емкостная «трехточка»
Клаппа, не уступающая индуктивной «трехточке» по стабильности частоты и
применяемая вплоть до дециметрового диапазона радиоволн. Схема «трехточки» Клаппа приведена на рис. 2.5.
Рис. 2.5. Емкостная «трехточка» Клаппа
Отличительной особенностью схемы Клаппа является наличие в колебательном контуре третьей емкости С3, которая уменьшает результирующую
емкость контура и, следовательно, повышает его добротность Q и снижает
относительную нестабильность частоты δf по сравнению с классической емкостной «трехточкой».
Схема проста, технологична, компактна, характеризуется гармоничным
по форме генерируемым сигналом с минимальным коэффициентом нелинейных
искажений, так как в цепь положительной обратной связи включен Пфильтр, состоящий из L3, C1, C2 и C3.
3. ЧАСТОТНАЯ НЕСТАБИЛЬНОСТЬ АВТОГЕНЕРАТОРОВ И
СПОСОБЫ ЕЕ УМЕНЬШЕНИЯ
Вторым важным параметром автогенератора после частоты генерации fа.г
является относительная нестабильность частоты δf. Различают кратковременную нестабильность («выбег» частоты) и долговременную δf, равную ∆f/f0.
Первый вид нестабильности часто связывали с электровакуумными приборами,
требующими некоторого времени для стабилизации температуры разогрева катода после включения лампы. Однако в настоящее время схемотехника автогенераторов целиком перешла на транзисторную и микросхемную элементную
21
базу, поэтому в автогенераторах практическое значение имеет только долговременная нестабильность δf, равная 10-3 ÷ 10-8.
3.1. Дестабилизирующие факторы режима автогенератора
Долговременная нестабильность обусловлена следующими факторами
дестабилизации генерируемой частоты: климатическим, нестабильности источников питания и механическим. Климатический фактор характеризуется воздействием температуры среды на активный элемент, индуктивность Lk и емкость Ск колебательного контура. Элементы контура оцениваются температурными коэффициентами индуктивности αL, град-1:
αL =
∆L k
(3.1)
L k ∆t
и температурным коэффициентом емкости αС , град-1:
αС =
∆С к
С к ∆t
.
(3.2)
Поскольку частота генерации определяется формулой резонансной частоты контура
1
f0 =
,
(3.3)
2π L k C k
температурный коэффициент частоты
αf = −
(α L + α C )
2
.
(3.4)
Если добиться, чтобы температурные коэффициенты αL и αС были равны
по модулю, но противоположны по знаку, то можно относительную нестабильность частоты δf свести к минимуму посредством так называемой параметрической стабилизации, подключая в контур конденсаторы с отрицательным температурным коэффициентом емкости (αС < 0), поскольку у индуктивностей всегда αL > 0.
Температурный фактор можно преодолеть также за счет помещения автогенератора в гермообъем с постоянной внутренней температурой ﴾обычно
tо = +(50 ÷ 55)о﴿ – так называемый термостат. Следует отметить, что это очень
22
дорогой метод и его использование имеет ограниченное применение, например,
в каналах спутниковых систем связи (ССС) [6].
Влияние влажности окружающей среды также относится к разряду климатических и преодолевается путем герметизации корпуса автогенератора и
даже путем его вакуумирования.
Фактор нестабильности питания приводит к изменению паразитных емкостей активного элемента, а значит, и к относительной нестабильности частоты. По усредненным оценкам изменение напряжения питания всего лишь на
1 % приводит к росту нестабильности частоты δf на 10-5. Для борьбы с такого
рода нестабильностями все источники питания, обслуживающие схему автогенератора, должны иметь надежные стабилизаторы напряжений.
Механические влияния – сотрясение корпусов локомотивов на рельсовых
стыках и вибрационное воздействие двигателей электровозов и тепловозов −
преодолеваются использованием специальных амортизационных рам для крепления радиостанций, а также резиновых прокладок, гасящих вибрации и удары
в корпусах радиостанций.
В результате использования всех перечисленных выше мер не удается
сделать относительную нестабильность частоты автогенератора δf менее
чем 10-4. Для беспоискового же режима работы канала радиосвязи допустимая
частотная нестабильность δf не должна превышать 10-5. Такой режим генерации невозможен без применения специальных колебательных систем −
кварцевых резонаторов.
3.2. Характеристики кварцевых резонаторов
а
б
Рис. 3.1. Кристалл горного
хрусталя (а); срез, перпен
дикулярный оси zz1 (б)
Кварцевым резонатором называется
устройство, содержащее кварцевую пластину,
вырезанную из кристалла горного хрусталя
(двуокись кремния − SiO2), имеющего форму,
показанную на рис. 3.1.
Срезы
кварца,
перпендикулярные
’
оптической оси zz , обладают максимальной
пропускной способностью для световых лучей и используются в оптических устройствах.
В перпендикулярной оптической оси
плоскости форма среза имеет вид шестиуголь23
ника с тремя парами электрических осей хх1 и тремя парами механических −
уу1.
Кварц − тело, обладающее анизотропными свойствами в направлении
различных осей. По тому, как ориентированы пластины кварца относительно
осей, различают прямые и косые срезы пластин. Виды срезов определяют температурные характеристики резонаторов. По форме пластины выполняются в
виде параллелепипедов и дисков или линз.
Кварц обладает свойствами прямого и обратного пьезоэффекта, а также
резонансными свойствами. При прямом пьезоэффекте сжатие или растяжение
пластины по одним осям вызывает появление положительных и отрицательных
зарядов на противоположных гранях, при обратном − приложение к граням переменной ЭДС вызывает механические деформации в перпендикулярных гранях (сжатие, растяжение, изгиб, сдвиг и т. п.).
Кварцевые пластины обладают резонансными свойствами. Резонансные
частоты колебания пластин определяются по эмпирической формуле [6]:
f0 ≈
3
,
d
(3.5)
где d – толщина минимального размера пластины, мм;
f0 – частота резонанса, МГц.
При серийном производстве толщина пластины d не может быть выполнена меньше чем (0,1 ÷ 0,15) мм, поэтому частоты основных колебаний кварца
ограничены значениями, не превышающими 20 ÷ 30 МГц. При необходимости
получить более высокие значения частоты используются механические гармоники колебаний, причем только нечетного типа: n = 1, 3, 5, 7… . При четных
гармониках на обкладках резонатора не образуются заряды противоположного
знака.
Для подключения кварца к электрической схеме используются контактные держатели. Для этого на противоположные грани пластины наносится
тонкий слой никеля, серебра или золота. С ними-то и соприкасаются пружинные контакты – держатели с металлическими выводами. Такой способ крепления не препятствует свободным колебаниям пластины. Для уменьшения влияния окружающей среды кварцевые пластины помещаются в вакуумированные
металлические корпуса, предохраняющие кварц от воздействия влажности и
давления окружающего пространства.
24
Совокупность кварцевой пластины и кварцедержателя образует кварцевый резонатор, эквивалентная схема которого приведена на рис. 3.2.
Исследования показывают, что эквивалентная индуктивность кварца
Lкв1 измеряется в единицах генри,
емкость Скв1 – в тысячных долях пикофарад, емкость кварцедержателя
С0 – в пикофарадах, а сопротивление
потерь rкв1 − в десятках Ом. При
этом добротность кварцевого резонатора Q оценивается величинами
(106 ÷ 107), это на несколько поряд-
Рис. 3.2. Эквивалентная схема
кварцевого резонатора
ков выше, чем в обыкновенных колебательных контурах. Этим объясняется стабилизирующий эффект кварцевого резонатора, для которого
δf ≈
1
= 10 − 6 ÷
Q
10 − 7.
(3.6)
На рис. 3.3 приведены зависимости от частоты активной (rкв) и реактивной (Хкв) составляющих эквивалентного сопротивления кварцевого резонатора.
Рис. 3.3. Зависимость активного и реактивного
сопротивления кварца от частоты
25
На низких частотах значение rкв невысокое, а Хкв1 носит емкостный характер. На некоторой частоте ωпос1 наступает резонанс напряжений в первой
последовательной ветви (см. рис. 3.2). В диапазоне частот ωпос1 ÷ ωпар1 реактивное сопротивление кварца становится индуктивным: Хкв1 > 0. На частоте
ωпар1 кварц подобен параллельному контуру при резонансе токов, его эквивалентное сопротивление – чисто активное и достигает наибольшей величины
Rое. При дальнейшем росте частот начинают проявляться резонансные свойства
кварца на нечетных гармониках, однако из-за шунтирующего влияния емкости
кварцедержателя С0 реактивное сопротивление кварца не может проявиться
как индуктивное на частотах параллельных резонансов ωпар3, ωпар5 и т. д. На
высших гармониках кварц проявляет себя лишь как высокоэталонный последовательный резонатор.
3.3. Автогенераторы с кварцем
Схемы автогенераторов с кварцем делятся на две группы: осцилляторные генераторы и гармониковые. В первой группе кварц проявляет себя как
высокоэталонная индуктивность и может быть включен в обычные трехточечные автогенераторы. Индуктивные «трехточки» с кварцем не нашли
широкого применения, так как характеризуются невысокой стабильностью
δf = 5·10-5 ÷ 10-4 из-за шунтирования кварца низким входным сопротивлением
транзистора «база – эмиттер».
Самое широкое распространение на практике получила «трехточка» Клаппа с кварцевым резонатором, представленная на рис. 3.4. В ней эквивалентная
индуктивность кварца подключена параллельно весьма
нестабильной емкости коллекторного перехода Ск.б.
Этим ослабляется влияние
последней на стабильность
генерируемой частоты. Схема характеризуется достаточно высокой стабильностью
δf = (1 ÷ 5)10-6, технологичноРис. 3.4. «Трехточка» Клаппа
с кварцевым резонатором
стью, компактностью, пос26
кольку в ней нет индуктивности контура кроме компактной индуктивности
блокировочного дросселя L бл. Это упрощает герметизацию схемы и ее термостатирование, при котором достигается высокая стабильность δf , равная 10-6.
Для автогенераторов с кварцем как последовательным резонатором следует отметить схемы, приведенные на рис. 3.5. Принцип работы схем основан
на том, что модуль сопротивления кварцевого резонатора на частоте последовательного резонанса ωпос n минимален и резко увеличивается при отклонении
частоты в обе стороны от ωпос. Если кварц включить в цепь положительной обратной связи, то на частоте последовательного резонанса цепь ПОС замкнется
и автогенератор возбудится. На частотах, отличных от ωпос, сопротивление
кварца возрастает и условия самовозбуждения перестают выполняться.
Схема, приведенная на рис. 3.5, а, широко используется на относительно
низких гармониках (n = 1, 3, 5), когда добротность кварцевого резонатора остается еще достаточно высокой и схема обеспечивает приемлемую стабильность
частот генерации. На гармониках (n = 7, 9, 11 ...) более стабильна так называемая схема Батлера, приведенная на рис. 3.5, б. В этой схеме база транзистора
заземляется по высокой частоте через емкость Сбл2, и положительная обратная
связь осуществляется с коллектора на эмиттер через кварцевый резонатор, зашунтированный индуктивностью L*.
а
б
Рис. 3.5. Схемы автогенераторов с кварцем в цепи ПОС:
а − с общим эмиттером (n = 1, 3, 5); б − с общей базой
Батлера (n = 7, 9, 11 …).
Индуктивность L* нейтрализует емкость кварцедержателя С0 на рабочей
частоте, ликвидируя тем самым дополнительную цепь ПОС на паразитной ча27
стоте. Наличие колебательного контура в коллекторной цепи обусловливает
выбор рабочей гармоники, на которой происходит генерация. Схема может
использоваться в диапазоне частот ∆f , равном (100 ÷ 200 МГц) и обеспечивает частотную нестабильность порядка (5·10-5 ÷ 10-4).
3.4. Синтезаторы частоты
Синтезатор частоты (СЧ) – устройство, обеспечивающее генерацию
сетки рабочих частот fn в пределах занимаемого каналом радиосвязи диапазона
частот и гарантирующее необходимую частотную стабильность δf ≤10-5 для
каждой частоты fn этой сетки. Синтезаторы частоты могут строиться по принципам прямого и непрямого синтеза. Оба способа относятся к очень дорогим. В
настоящее время в связи с развитием интегральной микросхемотехники массовое применение получил метод цифровой синтезации частоты (ЦСЧ).
Цифровые синтезаторы более надежны, технологичны, экономичны и дешевы. Обычно ЦСЧ реализуют по методу непрямого синтеза, использующего
импульсную фазовую автоподстройку (ИФАП).
Рис. 3.6. Структурная схема синтезатора частоты (а) с диаграммами (б)
28
На рис. 3.6 представлены структурная схема цифрового синтезатора частоты с импульсной фазовой автоподстройкой (а) и временные диаграммы ЦСЧ
в асинхронном режиме работы (б).
Для получения сетки частот гармонический сигнал рабочей частоты перестраиваемого автогенератора (ПГ) кроме усилителя мощности поступает на
формирователь прямоугольных импульсов (ФПИ). Полученные импульсы с частотой следования, равной частоте ПГ, подаются на делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД), режим которого управляется сигналами с микропроцессора радиостанции (МП). С выхода ДПКД импульсы поступают на один из входов импульсного фазового детектора (ИФД).
Сигнал кварцевого опорного генератора (ОГ) имеет частоту более низкую,
чем у перестраиваемого генератора, однако стабильность частоты ОГ достаточно высока: δf = (1 ÷ 5)·10-6. Синусоидальный сигнал ОГ преобразуется в пилообразный по форме сигнал в формирователе электронной «пилы» (ФЭП), с
выхода которого подается на второй вход ИФД. Частота следования импульсов с ДПКД значительно ниже частоты перестраиваемого генератора и сравнима с частотой опорного генератора:
f
f ДЛКД = ПГ ,
(3.7)
n
где n – коэффициент деления в ДПКД для частоты fn частотной сетки.
Импульсный фазовый детектор с помощью ключевой схемы фиксирует
уровень пилообразного напряжения в момент прихода импульса от ДПКД.
Запоминающая схема отмечает этот уровень еД до прихода следующего импульса ПГ. В результате на выходе ИФД получается ступенчатое напряжение
еФД, которое сглаживается фильтром низких частот (ФНЧ) и, воздействуя на
управитель частоты (УЧ) − варикап, изменяет частоту ПГ и период следования
импульсов с ДПКД. В момент равенства частот и периодов −
Т ФЭП = Т ДПКД
(3.8)
напряжение на выходе ИФД становится равным нулю (еФД = 0) и режим схемы
достигает синхронности.
Это означает, что импульсы с ДПКД поступают на одну и ту же точку пилообразного напряжения (точка С), положение которой соответствует режиму
генерации ПГ одной из частот сетки f n. Любая другая частота сетки будет со29
ответствовать другому положению точки «пилы», и режим ДПКД перестроится микропроцессором на другой коэффициент деления частоты n’.
В режиме синхронности на выходе ИФД «нулевое» напряжение не изменяет емкость варикапа и может достаточно долго удерживать частоту ПГ на
присвоенном ей значении со стабильностью не хуже δf ≤ 10-5. Колебания частоты ПГ не могут выходить за установленные пределы благодаря ее фазовой
автоподстройке относительно частоты опорного генератора fоп..
В современных микросхемах СЧ, например в МС145, размещены схемы
сразу двух синтезаторов частоты: для перестраиваемого задающего автогенератора в режиме передачи и для ПГ гетеродина приемника. В схеме реализованы два режима фазовой автоподстройки частоты ФАПЧ, причем формирователи электронной «пилы» заменены формирователями импульсов опорного генератора. Используемый в схеме, приведенной на рис. 3.6, блок ФЭП – не более
чем методический прием для облегчения понимания принципа работы
СЧ, хотя в 80-е гг. ХХ в. в микросхемах широко применялись формирователи
пилообразного напряжения электронной «пилы».
4. УПРАВЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЯМИ РАДИОЧАСТОТЫ, МОДУЛЯЦИЯ
Спектр сигналов полезной информации не может быть непосредственно передан по радиоканалу из-за отсутствия эффективных радиоантенн, которые для своего диапазона должны были бы иметь циклопические размеры. Для
решения этой проблемы используют мощные высокочастотные сигналы − переносчики, промодулированные сигналами полезной информации.
Модуляция − перенос непосредственно спектра полезного сигнала на частоту сигнала – носителя. При модуляции высокочастотного сигнала несущей
частоты, которая представляет собой гармонический сигнал U(ω,φ), осуществляется воздействие на один из ее параметров: амплитуду UM, угловую частоту ω или фазу φ. При этом различают модуляции: амплитудную (АМ), частотную (ЧМ), фазовую (ФМ), а также балансную (БМ) и однополосную (ОМ).
Две последних представляют собой комбинации из амплитудной и фазовой
модуляций [ 5, 6 ].
Если сигнал полезной информации не аналоговый, а дискретный (импульсный), то процесс переноса его спектра называется манипуляцией. Различают манипуляции: амплитудную (АМm), частотную (ЧМm), фазовую (ФМm),
30
относительно-фазовую (ОФМm) и др. Здесь m − основание системы кодирования, заложенной в манипуляции. Для бинарных систем m = 2.
4.1. Амплитудная модуляция (АМ)
При амплитудной модуляции воздействие полезного сигнала производится на амплитуду несущего гармонического сигнала Uнес при ω = const и
φ = const:
U АМ = [ U нес + ∆U max cos Ωt ] cos ωt =
= U нес [1 + M cos Ωt ] cos ωt ,
(4.1)
где ∆Umax − максимальное отклонение амплитуды промодулированного
сигнала;
Uнес − амплитуда несущей частоты в режиме «молчания», т. е. при отсутствии модуляции;
М = ∆Umax / Uнес − глубина модуляции АМ-сигнала (М = 0 ÷ 1).
На рис. 4.1 представлены временные осциллограммы АМ-сигнала. Коэффициент глубины модуляции М показывает, на какую часть от своего сред-
Рис. 4.1. Общий вид амплитудно-модулированного сигнала
31
него значения изменяется амплитуда высокочастотных колебаний в процессе
модуляции. Коэффициент М обычно приводится в относительных единицах
или в процентах − М1:
М1 = (0 ÷ 100)М.
(4.2)
Для моментов текущей фазы модулирующего звукового сигнала Ωt = 0
и Ωt = π можно в соответствии с уравнением (4.1) записать:
U АМ = U нес (1 + M);

max

U AMmin = U нес (1 − М),
(4.3)
где максимум и минимум АМ-сигнала показаны на рис. 4.1 точками А и В.
Из выражений системы (4.3) следует, что
М=
U AM
U AM
max
max
− U AM
+ U AM
min
=
А−В
А+В
.
(4.4)
min
После преобразования соотношения (4.1) в соответствии с тригонометрической формулой
1
cos x ⋅ cos y = [cos(x + y) + cos(x − y)]
(4.5)
2
получим:
1
U AM ( t ) = U нес cos(ωн t ) + U нес M cos(ωн + Ω) t +
2
(4.6)
1
+ U нес M cos(ωн − Ω) t ,
2
где ωн – несущая частота сигнала;
(ωн + Ω), (ω − Ω) – верхняя и нижняя боковая частота АМ-сигнала.
Формула (4.6) устанавливает спектральный состав однотонного АМ-сигнала. Если же модуляция осуществляется полосой звуковых частот
(Ωmin ÷ Ωmax), где Ω = 2πF, то выражение (4.6) предстанет в виде:
32
N  MU

нес
U AM ( t ) = U нес cos(ωн t ) + ∑ 
cos(ωн + Ω i ) t  +
2
i =1 

N  MU

нес
+∑
cos(ωн − Ω i ) t .
2
i =1 

(4.7)
В спектре модулированного АМ-сигнала помимо колебания несущей частоты содержатся колебания верхней (ВБП) и нижней (НБП) боковой полосы
частот. Каждая полоса является масштабной копией спектра модулирующей
полосы частот, сдвинутой в область высоких частот на величину ωн. Ширина
спектра АМ-сигнала равна удвоенному значению наивысшей частоты в спектре модулирующего низкочастотного сигнала Fmax. На рис. 4.2 приведены
спектры АМ-колебаний при однотонной модуляции и модуляции полосой частот.
Рис. 4.2. Спектры напряжений АМ-сигналов: при модуляции
тональной частотой (а) и полосой частот ∆F (б)
33
Соотношения мощностей несущей частоты и двух боковых (ВБЧ и
НБЧ) при тональной модуляции за период низкочастотного модулирующего
колебания Ω = 2πF составляют на условном сопротивлении нагрузки R:
2
2
2
U нес
M 2 U нес
M 2 U нес
Р АМ ср =
+
+
,
(4.8)
2R
8R
8R
или

М2 
.
Р АМ ср = Р нес + Р ВБЧ + Р НБЧ = Р нес 1 +
(4.9)


2


Максимальное значение выходной мощности
Р АМ
=
max
U 2 АМmax
2R
= (1 + M) 2 Pнес,
(4.10)
следовательно, пиковая мощность при модуляции в 100 % в четыре раза превосходит мощность несущей частоты, тогда как средняя за период низкочастотного модулирующего сигнала мощность лишь в полтора раза выше мощности в режиме «молчания». Постоянное недоиспользование каскада по мощности (пик-фактор П2ф = РАМ max / РАМ ср ≈ 2,7) является главным недостатком амплитудной модуляции. Другими недостатками считаются низкая помехоустойчивость и неэкономное использование спектра частот из-за двух боковых полос, имеющихся в нем. Эти недостатки являются причиной ограниченного
применения этой модуляции на практике. Достоинствами АМ считаются ее
простота и надежность.
Для оценки амплитудной модуляции используются три характеристики:
статическая модуляционная характеристика UAM = f1(UΩ); амплитудная динамическая М = f2(UΩ) при Ω = const; частотная динамическая М = f3(Ω) при
UΩ = сonst.
Существуют пять способов получения амплитудной модуляции: 1) базовая модуляция смещением; 2) коллекторная; 3) эмиттерная; 4) модуляция
возбуждением и 5) «поглощением».
Первый способ не нашел применения в транзисторной схемотехнике изза высокого коэффициента нелинейных искажений. Второй и третий способы
являются самыми распространенными. Четвертый способ часто применяется
для углубления уже промодулированных АМ-сигналов с малыми значениями
М в процессе их обычного усиления в режиме класса С. Пятый способ нашел
34
широкое применение в телевизионных передатчиках дециметрового диапазона
радиоволн [ 6 ].
4.2. Балансная модуляция (БМ)
Отсутствие информации в несущей частоте АМ-сигнала, потребляющей 2/3 от всей полезной мощности каскада, предполагает исключение ее из
спектра в тракте передачи, но с возможным при необходимости восстановлением в приемнике. Такой вид модуляции при подавленной несущей частоте
называется балансной модуляцией (БМ), при которой оставшиеся боковые частоты можно увеличить по амплитуде не менее чем в два раза, при этом мощность БМ-сигнала возрастает как минимум в четыре раза без каких-либо энергетических затрат на несущую частоту.
Схема балансного модулятора, выполненного на двух биполярных транзисторах − VT1 и VT2, представлена на рис. 4.3.
Рис. 4.3. Балансный модулятор на биполярных триодах
Сигнал несущей частоты Uн от специального генератора синфазно подводится через два одинаковых разделительных конденсатора Ср1, Ср2 на базы
транзисторов, а модулирующий сигнал полезной информации UΩ через трансформатор Тр1 − противофазно. Выражения для расчета значения тока транзисторов будут иметь следующий вид:
i k1 = I нес1 (1 + М cos Ωt ) cos ωt;

i k 2 = I нес2 (1 − М cos Ωt ) cos ωt.
35
(4.11)
Результирующий ток в выходном контуре трансформатора Тр 2 :
i k рез = i k1 − i k 2 = 2MI н cos Ωt cos ωt = MI н cos(ω + Ω) t + MI н cos(ω − Ω) t . (4.12)
Из выражения (4.12) видно, что в спектре результирующего тока нет составляющей несущего колебания в чистом виде. Благодаря этому БМ-сигнал в
приемнике обеспечивает четырехкратное превышение мощности сигнала над
мощностью помехи по сравнению с аналогичным отношением для АМ-сигнала
при одинаковых мощностях излучения антенны:
Рс
Рп
=4
БМ
Рс
Рп
.
(4.13)
АМ
Благодаря этому увеличивается дальность, улучшается качество радиосвязи и повышаются энергетические параметры передатчика с БМ.
Недостатком схемы, изображенной на рис. 4.3, является сложность ее
применения при значениях частоты ниже 150 кГц из-за асимметрии плеч выходного трансформатора Тр2 , приводящей к увеличению нелинейных искажений и снижению КПД усилителя мощности.
Для систем уплотнения телефонных каналов требуются балансные модуляторы с поднесущими частотами в диапазоне 40 ÷ 120 кГц. Для этой цели
хорошо подходит диодный кольцевой балансный модулятор (КБМ), схема которого представлена на рис. 4.4.
Рис. 4.4. Диодный кольцевой балансный модулятор
36
Принцип работы представленной схемы аналогичен работе схемы БМ на
транзисторах, однако замена двух триодов на четыре диода − не единственное
достоинство схемы. Результатом балансной модуляции в КБМ являются хорошее подавление несущей частоты и достаточно чистый спектр боковых полос
при рекордно низких значениях несущей − 40 кГц. В КБМ каждые полпериода
высокочастотных колебаний происходит переключение концов катушки индуктивности выходного трансформатора Тр3: в один полупериод токи проводят
диоды VD1, VD2, в другой – VD3, VD4. Следствием этого является полное отсутствие в спектре выходного напряжения частоты модулирующего сигнала и
его гармоник при частотах fн, равных 40 ÷ 60 кГц.
Для достижения большей эффективности работы и малых нелинейных
искажений рекомендуется линейный режим работы КБМ, при котором амплитуда несущей частоты должна выбираться из условия:
U(ω) > (15 ÷ 20)UΩ.
(4.14)
4.3 . Однополосная модуляция (ОМ)
Балансная модуляция не могла найти широкого применения из-за
значительной полосы пропускания, содержащей две боковых полосы, информационно дублирующие одна другую. На практике большое распространение
получила однополосная модуляция, так как для передачи полезной информации достаточно всего одной боковой полосы сигнала.
При ОМ колебательная мощность передатчика используется только для
полосы, несущей полезную информацию. Сужение полосы пропускания приемника в два раза позволяет экономить частотный диапазон канала и, кроме того, вдвое увеличивает отношение мощностей «сигнал / помеха», тем самым
улучшая качество воспроизведения речи и музыки. В узкополосной системе в
меньшей степени проявляются селективные «замирания» , например, в коротковолновом диапазоне частот, что также уменьшает искажения сигнала и обеспечивает выигрыш по мощности ОМ-сигнала, который с учетом всех остальных факторов достигает в некоторых случаях 16 (реальный выигрыш несколько меньше: от 8 до 12). Структурная схема передающего устройства канала с однополосной модуляцией приведена на рис. 4.5.
37
В схеме после балансного модулятора включен фильтр Ф, выделяющий
лишь одну боковую полосу и подавляющий вторую. Полученный таким образом ОМ-сигнал усиливается далее по напряжению и мощности и поступает в
антенну.
Рис. 4.5. Структурная схема ОМ-передатчика
Схема приемного устройства намного сложнее передающего, а следовательно, и дороже, потому что ОМ-сигнал можно качественно демодулировать
лишь при помощи синхронного детектора-перемножителя, на вход которого
должны поступать два сигнала: сигнал боковой частоты (полосы) Uб и сигнал
несущей частоты Uн, без которой демодуляция невозможна. Приемник должен
иметь два тракта усиления: усилитель боковой частоты (полосы) и усилитель
несущей, которая в балансном модуляторе передатчика подавляется не до нуля,
а сохраняется на уровне 0,5 – 5 % от своего максимального значения. Эта подавленная несущая частота называется пилот-сигналом и сопровождает в канале боковую частоту (полосу) Uб. Напряжение на выходе такого детектора
[2, 6]
k
U вых ( t ) = kU н U б = U н U б [cos(2ω + Ω) t + cos Ωt ],
(4.15)
2
где k – коэффициент передачи детектора.
На выходе фильтра низкой частоты детектора выделяется чистый сигнал
полезной информации U Ω высокого качества. По такому каналу можно передавать в диапазоне коротких радиоволн за счет их ионосферных переизлучений
программы радиовещания практически на любые расстояния. Однако сложный
способ получения напряжения несущей частоты из пилот-сигнала, усложняющий и удорожающий приемное устройство, не позволил использовать однополосную модуляцию в радиовещании [6].
38
Для каналов радиовещания до настоящего времени используется простая
и дешевая амплитудная модуляция, имеющая массу недостатков, которые не
смогли «перевесить» единственный, но весьма существенный недостаток ОМ –
высокую стоимость радиоприемных устройств, а парк приемников у населения
и в нашей стране, и за рубежом всегда составлял многие сотни миллионов
единиц.
Однополосная модуляция нашла широкое применение в каналах дальней
профессиональной радиосвязи [6]. Для удешевления приемного устройства отказались от восстановления истинной несущей частоты пилот-сигнала, а стали
использовать кварцевые генераторы – восстановители приблизительной несущей частоты сигнала U1н, при которых качество музыкальных программ оказалось очень низким, зато речевая информация – вполне приемлемая.
На железнодорожном транспорте дальняя магистральная радиосвязь с однополосной модуляцией использовалась вплоть до середины 90-х годов для
связи МПС с удаленными дорогами: Москва – Ташкент, Москва − Иркутск,
Москва – Хабаровск. После внедрения более эффективной волоконнооптической связи (ВОЛС) надобность в радиоканалах отпала и их эксплуатация на железной дороге в нашей стране прекратилась.
5. УГЛОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В начале 20-х гг . прошлого столетия, когда в радиовещании и связи
широко использовалась амплитудная модуляция, уже делались попытки кодирования звукового сигнала путем изменения аргумента ψ колебания несущей
частоты: UУМ cos(ψ) = UУМ cos(ωt+φ). Этот тип модуляции получил название
угловой.
Однако у аргумента гармонической функции два слагаемых, поэтому стали различать две разновидности угловой модуляции: частотную и фазовую.
Обе разновидности имеют много общего. Достаточно напомнить, что мгновенное значение частоты ω(t) и полная фаза ψ гармонического колебания связаны
между собой соотношениями:
dΨ ( t )

;
ω( t ) =
dt

Ψ ( t ) = ω( t )dt.
∫

39
(5.1)
Временные диаграммы для частотной и фазовой модуляции приведены на
рис. 5.1.
5.1. Свойства угловой модуляции
Сигналы частотной и фазовой модуляции характеризуются следующими свойствами.
1. Изменения частоты и фазы при угловой модуляции связаны между
собой основным уравнением угловой модуляции, справедливым как для частотной, так и для фазовой модуляции:
Мf =
∆ω
Ω
=
∆f
F
,
(5.2)
где Мf – индекс модуляции, или девиация фазы, рад;
∆ω – девиация угловой частоты, рад/с;
Ω – угловая частота полезного сигнала, рад/с;
∆f − девиация несущей частоты, кГц;
F − частота полезного сигнала, кГц.
Рис. 5.1. Временные диаграммы угловой модуляции
2. При модуляции одной тональной частотой (Ω = 2πF = const) между
40
частотной и фазовой модуляциями не существует разницы кроме фазового
0
сдвига е j90 , который не воспринимается на слух. Тональный вызов абонентов
одинаково хорошо принимается ЧМ- и ФМ-приемниками. Так, если произведена частотная модуляция несущей частоты тональным сигналом Ω:
ω( t ) = ω0 ± ∆ωmax cos Ωt ,
(5.3)
то одновременно с ней будет существовать и фазовая модуляция
Ψ ( t ) = ∫ ω( t )dt = ∫ [ω0 ± ∆ωmax cos Ωt ]dt = ω0 t ±
∆ωmax
Ω
sin Ωt + ϕ 0 .
(5.4)
С учетом основного закона угловой модуляции (5.2)
Ψ ( t ) = ω0 t ± M f sin Ωt + ϕ 0 .
(5.5)
3. При модуляции полосой частот (Fmin ÷ Fmax) между ЧМ и ФМ существует принципиальная разница: ФМ-сигнал не может быть принят ЧМприeмником и, наоборот, ЧМ-сигнал не принимается ФМ-приемником. Вместо громоздких математических выражений воспользуемся графиками на
рис. 5.2, поясняющими различия между частотной и фазовой модуляциями.
в
г
Рис. 5.2. Свойства угловой модуляции: амплитудные (а,б) и
частотные (в, г) характеристики ЧМ и ФМ
41
4. Помехоустойчивость ЧМ-сигнала по сравнению с АМ возрастает с
увеличением индекса модуляции Мf :
С
С
  = М f2   .
 П  ЧМ
 П  АМ
(5.6)
Различают узкополосную ЧМ при 1 < Mf ≤ 3 и широкополосную − при
3 < Mf < 6. Узкополосная ЧМ (Мf = 3) из-за своей повышенной помехозащищенности нашла широкое применение при низовой ЧМ-радиосвязи, когда телефонный спектр полезного сигнала ∆F равен 300 ÷ 3400 Гц. Для этого требуется, чтобы полоса пропускания канала вмещала в себя максимальные разбросы
девиации частоты:
± ∆f д = ± М f ⋅ Fmax ;

± ∆f д = 2(3 ⋅ 3400) ≈ 21 кГц.
(5.7)
По стандарту для низовой радиосвязи выделяются полосы пропускания
в радиостанциях П, составляющие 2 ∆f = 25 кГц. В железнодорожной радиосвязи аналоговая ЧМ-радиосвязь используется с конца 40-х гг. прошлого столетия и до настоящего времени, обеспечивая работоспособные радиоканалы
высокого качества.
Широкополосная ЧМ (Мf = 6) применяется при УКВ ЧМ (FM)радиовещании (моно- и стереофоническом), а также в каналах звукового сопровождения телевидения. Требуемая при этом полоса пропускания частот П оценивается величиной в (2(6 ⋅ 20000) ≈ 240 кГц ) , поскольку в стереофонических
каналах максимальная частота звукового сигнала Fmax равна 20 кГц. По стандарту для радиовещания и телевидения выделены полосы частот П, равные
250 кГц. При столь широкой полосе широкополосная ЧМ весьма эффективно
подавляет все виды помех (см. четвертое свойство ЧМ).
Фазовая модуляция ФМ по помехоустойчивости уступает частотной, так
как в соответствии с третьим свойством ЧМ девиация частоты при ФМ зависит от полосы частот модулирующего сигнала. Так, при относительно узкополосных речевых сигналах широкая полоса пропускания канала заполняется малой по величине девиацией частоты ∆ωд, и в освободившееся в ней простран42
ство устремляется индустриальная помеха, которая в диапазонах метровых и
декаметровых волн еще весьма интенсивна. И только на частотах свыше
250 МГц интенсивность индустриальных помех снижается практически до нуля. Начиная с этих частот в каналах профессиональной радио- и радиорелейной связи широкое распространение получила ФМ (РМ).
5.2. Спектр частот при угловой модуляции
Недостатком угловой модуляции является широкий спектр частот, который занимает ЧМ-сигнал. Если предположить, что модуляция производится
одной тональной частотой при F0 = const, то выражение для спектра частот
тока при угловой модуляции и начальной фазе сигнала φ0 = 0 будет иметь вид:
i ФМ = I м нес cos Ψ = I м нес. cos(ω0 t + M f sin Ωt ) =
(5.8)
= I м нес [cos ω0 t ⋅ cos(M f sin Ωt ) − sin ω0 t ⋅ sin(M f sin Ωt )].
Принимая во внимание известные тригонометрические соотношения
cos(α + β) = cos α cos β − sin α sin β;
cos(α − β) = cos α cos β + sin α sin β;


cos(α + β) + cos(α − β) = 2 cos α cos β;
cos(α + β) − cos(α − β) = −2 sin α sin β,
(5.9)
а также разложение в ряды Фурье тригонометрических функций
cos(M f sin Ωt ) = J 0 (M f ) + 2J 2 (M f ) cos 2Ωt + ... + 2J N (M f ) cos NΩt
при N = 2, 4, 6 ...
и
(5.10)
sin(M f sin Ωt ) = 2J1 (M f ) sin Ωt + 2J 3 (M f ) sin 3Ωt + ... + 2J N −1 (M f ) sin( N + 1)Ωt ,
(5.11)
где JN(Mf) и JN-1(Mf) – функции Бесселя первого рода N и (N - 1) порядков, получаем из уравнений системы (5.9) в конечном виде выражение для
спектра тока УМ:
i УМ ( t ) = I нес {J 0 (M f ) cos ω0 t + J1 (M f ) cos(ω0 + Ω) t − J1 (M f ) cos(ω0 − Ω) t +
+ J 2 (M f ) cos(ω0 + 2Ω) t + J 2 (M f ) cos(ω0 − 2Ω) t + J 3 (M f ) cos(ω0 + 3Ω) t −
− J 3 (M f ) cos(ω0 − 3Ω) t + ...}.
43
(5.12)
На рис. 5.3 представлены спектрограммы, рассчитанные по формуле
(5.13) для значений индекса модуляции Мf, равных 0,5(а); 1(б); 3(в) и 5(г).
Анализ спектрограмм показывает, что при ширине полосы пропускания
телефонного спектра ∆FЗв = 300 ÷ 3500 Гц индекс частотной модуляции должен быть не ниже трех, но для этого потребуется полоса пропускания канала в
три раза шире, чем при амплитудной модуляции. Такова «плата» за помехоустойчивость ЧМ. То же самое должно соблюдаться и в широкополосной ЧМ
при Mf = 5 ÷ 6.
Рис. 5.3. Спектрограммы тока при угловой модуляции
5.3. Способы получения частотной модуляции
Частотная модуляция получила весьма широкое распространение в аналоговых системах низовой радиосвязи с подвижными объектами по причине ее
высокой помехоустойчивости и хороших энергетических показателей. Существуют как минимум три метода получения ЧМ: прямой, косвенный и гетеродинный.
1. Прямой метод − самый старый, но не находивший практического применения из-за низкой стабильности частоты. Суть этого метода в подключении в колебательный контур трехточечного генератора варикапа VD,
емкость которого и, следовательно, частота генерации изменяются с амплитудой сигнала полезной информации, подаваемой на варикап. Схема такого модулятора приведена на рис. 5.4. В основе схемы заложен трехточечный генера44
тор Клаппа, в котором последовательно с емкостью положительной обратной
связи С1 включена емкость варикапа VD с поданным на нее обратным напряжением смещения от источника Есм.
Рис. 5.4. Схема прямого метода получения частотной модуляции
На катод варикапа через высокочастотный дроссель Lвч, блокирующий
попадание сигнала генератора в источник смещения Есм, через звуковой трансформатор Тр поступает сигнал полезной информации UΩ и изменяет емкость
варикапа в такт с частотой Ω. Изменение емкости варикапа вызывает появление девиации частоты частотной модуляции в автогенераторе
ω0 ± ∆ω =
1
L 3 (C общ m ∆С вар )
.
( 5.13)
Достоинствами метода считаются простота, дешевизна и надежность работы схемы, недостатком является низкая стабильность частоты автогенератора
(δf = 10-3 ÷ 10-4), в котором из-за варикапа невозможно было применить кварцевую стабилизацию. По этой причине метод не находил применения до той поры, пока не появились схемы синтезаторов частоты с автоподстройками генераторов (см. разд. 3). Начиная с 80-х гг. все радиоканалы низовой радиосвязи
работают с синтезаторами частоты и используют прямой метод получения частотной модуляции.
2. В период с 40-х по 80-е гг., пока не были разработаны цифровые синтезаторы частоты, в каналах низовой радиосвязи использовался косвенный метод
45
получения ЧМ. Структурная схема реализации этого метода в радиоканалах
представлена на рис. 5.5.
При косвенном методе получения частотной модуляции носителем частоты является кварцевый задающий автогенератор Г, обеспечивающий необходимую стабильность частоты δf = 10-5. Сигнал с генератора подается на фазовый модулятор с настроенным в резонанс контуром, дающим начальный фазовый сдвиг сигнала ∆φ, равный нулю. На другой вход ФМ поступает микрофонный сигнал полезной информации, прошедший тракт усиления по напряжению. На пути этого сигнала включена корректирующая цепь (КЦ), в простейшем виде представляющая собой интегрирующую RC-цепочку, основное
назначение которой преобразовать фазовую модуляцию в блоке ФМ в частотную с небольшой девиацией частоты (∆f1 = 50 ÷ 500 Гц), при которой не происходит срыва кварцевой генерации.
Рис. 5.5. Косвенный метод получения ЧМ
Коэффициент передачи корректирующей интегрирующей цепи
К КЦ =
1
1+ Ω С R
2
2
2
≈
1
ΩCR
,
(5.14)
так как в цепи всегда выполняется условие:
ΩСR >>1.
46
(5.15)
В соответствии с условием (5.15) коэффициент передачи КЦ обратно
пропорционален частоте модуляции, т. е. с ростом частоты F K КЦ уменьшается. На рис. 5.2, б приведены частотные характеристики ФМ-сигнала, из которых видно, что при откорректированном в КЦ модулирующем сигнале девиация фазы ∆φ перестанет быть постоянной в диапазоне частот Fmin ÷ Fmax и будет повторять частотную характеристику ККЦ,, а прямая девиации частоты ∆f
вместо наклонной сделается параллельной оси частот. Таким образом, благодаря КЦ фазовый модулятор превратился в частотный с небольшой девиацией
частоты.
Для получения оптимальной девиации ∆fвых = 1 ÷ 4 кГц частично промодулированный сигнал должен пройти каскады умножения частоты (Умн.Ч) c
коэффициентом умножения N, после которых произойдет углубление девиации (∆fвых = N∆f1), а также умножение частоты задающего кварцевого генератора (fвых = Nfа/г) c выходом ее в отведенный для канала диапазон частот.
Последняя задача, которая решается в передатчике, – это усиление мощности
сигнала в каскаде УМ, после чего ЧМ-сигнал поступает в антенну. Структурная схема на рис. 5.5 типична для радиопередающих устройств каналов низовой радиосвязи с частотной модуляцией.
Косвенный метод применим и для получения фазовой модуляции, если в
цепи коррекции интегрирующую цепочку заменить на дифференцирующую.
Однако для связи с подвижными объектами всегда использовалась только ЧМ.
3. Гетеродинный метод получения широкополосной частотной модуляции нашел практическое применение, например, в сценических радиомикрофонах, работающих в узком частотном диапазоне между первым и вторым телевизионными каналами метрового диапазона (∆f = 56,5 ÷ 58 МГц). Структурная
схема гетеродинного частотного модулятора с двойным преобразованием частоты представлена на рис. 5.6 [ 6] .
Генераторы Г1 и Г3 работают на одинаковой, достаточно низкой частоте
с невысокой стабильностью (δf = 10-4), тогда как высокочастотный кварцевый
автогенератор Г2 обеспечивает высокую стабильность (δf = 10-6). Варикапы в
генераторах Г1 и Г3 включены по-разному с разнополярными напряжениями
смещения и обеспечивают на выходах противофазные отклонения частоты
± ∆f. На выходе смесителя См1 фильтром Ф1 выделяется суммарная частота
f2 + f1 +∆f, а на выходе смесителя См2 – разность частот, подаваемых на его
входы f2 + 2∆f, где ∆f – девиация частоты в канале радиомикрофона, привязан47
ная к высокостабильной несущей частоте кварцевого генератора Г2.
Поскольку генераторы Г1 и Г3 модулируются противофазно, то на выходе смесителя См2 фильтром Ф2 выделяется сумма их девиаций и происходит
дополнительная линеаризация модуляционной характеристики, уменьшающая
нелинейные искажения в канале.
Рис. 5.6. Схема гетеродинного частотного модулятора
с двумя преобразователями
6. МАНИПУЛЯЦИЯ ЧАСТОТЫ И ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
6.1. Параметрические манипуляции
В каналах железнодорожной автоматики, телеграфии, а также модемной
и цифровой телефонии широко применяется манипуляция гармонических сигналов. При манипуляции сигналы полезной информации чаще всего имеют
форму импульсов. На рис. 6.1 приведены временные диаграммы, поясняющие
процессы получения так называемых параметрических манипуляций: амплитудной (АМm), частотной (ЧМm), фазовой (ФМm) и относительно-фазовой
(ОФМm), где m – основание кода системы ( для бинарной системы кодирования m = 2).
Первые три вида манипуляции называются параметрическими, поскольку
значащая позиция передаваемого (принимаемого) сигнала определяется по отношению к эталонному параметру (порог срабатывания при АМ2, средняя частота при ЧМ2, опорная фаза при ФМ2). Недостаток АМ2 − низкая помехо48
устойчивость, ЧМ2 и ФМ2 помехоустойчивые, но низкоскоростные манипуляции и в настоящее время практического применения не находят.
Рис. 6.1. Временные диаграммы манипуляций: амплитудной АМ2 (а),
частотной ЧМ2 (б), фазовой ФМ2 (в) и относительно-фазовой ОФМ2 (г)
Наиболее применяемой с середины 50-х гг. прошлого столетия оказалась
относительно-фазовая манипуляция как более быстродействующая и надежная,
поскольку ей, как ФМ2, не требуется опорная фаза. При ОФМ2 изменяется
только фаза сигнала при неизменных амплитуде и частоте, причем изменение
фазы происходит только при переходе с нуля до единицы и от единицы до
единицы, т. е. при превышении единичной паузой тактового периода времени
Ттакт.
При фазовой модуляции ФМ2 опорная фаза должна совпадать с нулем
модулирующего сигнала или отличаться от него на 180о при единичном сигнале. Сигнал на выходе ФМ можно записать в виде выражения:
49
U ФМ ( t ) = U m sin[ω0 t + ∆ϕ ⋅ u ( t ) + ϕ 0 ] = U m sin(ω0 t + ϕ 0 ) cos[∆ϕ ⋅ u ( t )] +
+ U m cos(ω0 t + ϕ 0 ) sin[∆ϕ ⋅ u ( t )],
(6.1)
где u(t) – периодическая последовательность прямоугольных импульсов с периодом 2Т (так называемые двойные биты – дибиты), которая определяет закон изменения фазы на интервале 0 ÷ 2Т:
 1 при 0 < t < T,
u (t ) = 
− 1 при Т < t < 2T;
(6.2)
∆φ – максимальная девиация фазы в процессе фазовой модуляции.
После подстановки выражения (6.2) в (6.1) получим:
U ФМ ( t ) = U m sin(ω0 t + ϕ 0 ) cos ∆ϕ + U m cos(ω0 t + ϕ 0 ) sin[ u ( t )∆ϕ].
(6.3)
Последовательность (6.2) может быть представлена рядом Фурье:
u (t ) =
2
∞
1 − cos kπ
k =1
k
∑
π
sin kΩt.
(6.4)
С учетом уравнения (6.4) и
1
сosα ⋅ sin β = [sin(α + β) − sin (α − β)]
2
(6.5)
выражение (6.3) для ФМ-сигнала можно переписать в виде:
U ФМ = U m sin(ω0 t + ϕ 0 ) cos ∆ϕ +
−
Um
π
∞
sin ∆ϕ ∑
k =1
Um
∞
1 − cos kπ
k =1
k
sin ∆ϕ ∑
π
1 − cos kπ
k
sin(ω0 t + kΩt + ϕ 0 ) −
sin(ω0 t − kΩt + ϕ 0 ).
(6.6)
Спектры ФМ-сигналов, построенные на основании формулы (6.6), представлены на рис. 6.2 для значений опорной фазы ∆φ π/4; π/3 и π/2.
Как видно из спектрограмм, амплитуда несущей частоты ФМ-колебания
при ∆φ = ± π/2 обращается в нуль и вся мощность распределяется между боковыми полосами частот. Амплитуды спектральных составляющих в боковых
полосах также зависят от ∆φ: при увеличении ∆φ от 0 до π/2, как видно из
спектра, амплитуда несущего колебания убывает до нуля, а амплитуды составляющих боковых частот возрастают.
50
Рис. 6.2. Спектры фазоманипулированных сигналов
На практике при ФМm используется в основном величина опорной фазы
∆φ, равная π/2.
6.2 . Относительно-фазовая (ОФМ2), двойная относительно-фазовая
(ДОФМ2) и другие виды манипуляций
Структурная схема, таблица состояний и временные диаграммы для
ОФМ2 приведены на рис. 6.3 [7]. Схема манипуляции ОФМ2 состоит из кодирующего устройства, содержащего логический сумматор по модулю 2 и линию
задержки τ на время длительности периода тактовой частоты Т, а также содержит параметрический фазовый манипулятор (ФМ2). На вход кодера поступает исходная смесь нулей и единиц бинарного сигнала информации U1, а на
вход фазового манипулятора подается сигнал U2, полученный на выходе сумматора по модулю 2.
Работа кодера поясняется таблицей состояний на рис. 6.3, б. При поступлении на вход 1 начального импульса 1, а на вход 2 – 0 (считается, что до этого
момента схема не работала и на втором входе ничего кроме нуля быть не
могло) на выходе логического сумматора по модулю 2 появляется 1, которая, пройдя линию задержки за время Т, поступит на вход 2 в момент
51
Рис. 6.3. Структурная схема манипулятора ОФМ2 (а) ; таблица
состояний и временные диаграммы ОФМ2 (б)
подачи на его вход 1 во втором такте нуля. В таблице состояний на рис. 6.3, б
это положение поясняется стрелкой на пересечении второй строки и третьего
52
столбца. Подобным образом поясняются и остальные временные позиции выходного сигнала сумматора U2, который уже отличается от информационного
сигнала U1. Фазовый манипулятор, как и должно быть, реагирует на все изменения сигнала на его входе U2, но уже не реагирует на перепады информационного сигнала U1 от 1 до 0 и от 0 до 0, как манипулятор ОФМ2.
Выходной сигнал с ОФМ2 состоит из двух компонентов, поэтому его
можно записать на интервале двух посылок (дибитов) − от 0 до 2Т − в следующем виде [7]:
U m sin(ωt + ϕ 0 ) при 0 < t ≤ T;
U (t) = 
U m sin[ω( t − T ) + ϕ 0 ] при T < t ≤ 2T;
(6.7)
U m sin(ωt + ϕ 0 ) при 0 < t ≤ T;
U II ( t ) = 
− U m sin[ω( t − T ) + ϕ 0 ] при T < t ≤ 2T.
(6.8)
I
Сигнал UI соответствует передаче разности фаз ∆φ = 0, а сигнал UII –
разности фаз ∆φ = 180о, изменяющей режим манипулятора при Т < t ≤ 2Т,
причем это изменение определяется предыдущим значением сигнала U1.
Для повышения пропускной способности канала стали применяться многократные манипуляции, в частности, двойная относительно-фазовая манипуляция (ДОФМ2). На рис. 6.4 показаны диаграмма квадратурных векторов и
таблица состояний двухканальной (сигналы U1 и U2) ДОФМ2.
Рис. 6.4. Двойная относительно-фазовая манипуляция:
а – диаграмма векторов; б – таблица состояний
53
В первом канале для обозначения позиции 0 используется колебание с
фазой φ = 0о, а для обозначения позиции 1 − колебание с фазой φ = 180о; во
втором канале позиция 0 обозначается колебанием с фазой φ = 90о, а позиция
1 − φ = 270о. При передаче по каналу с ДОФМ2 дибит 00 будет соответствовать на индикаторе фазе 45о, дибит 10 – 135о, дибит 11 – 225о, а дибит
01 – 315о или (− 45о). По этому же принципу может быть построена система с
трехканальной ОФМ2, но при дальнейшем увеличении числа каналов начинают
резко снижаться помехоустойчивость и скорость передачи информации в системе, поэтому с переходом на цифровую связь с многопозиционными кодовыми сигналами от ОФМ пришлось отказаться.
При относительно-фазовой манипуляции модуляция каждой данной посылки осуществляется относительно предыдущей. По такому же принципу
можно изменять любой другой параметр несущего колебания, получая, например, относительно-амплитудную (ОАМ) или относительно-частотную (ОЧМ)
манипуляцию. Так, в каналах модемной связи при передаче цифровой информации широкое распространение получила квадратурная амплитудная манипуляция (КАМn), где n – число кодовых позиций сигнала (различают КАМ-4,
КАМ-16 и т. д.), в основе этой манипуляции использован принцип ОАМ. Подробнее о КАМ можно узнать из работы [8].
В цифровой сотовой и транкинговой радиосвязи фигурируют такие
названия, как квадратурная фазовая манипуляция (Quadrature Phase Shift
keying – QPSK), гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом
(Gaussian
Minimum Shif t Keying – GMSK), минимальная манипуляция (Minimum Shift
Keying – MSK) и др. Все это разновидности ОФМ или ОЧМ. Английский термин shift keying (дословно – переключение скачком) в буквальном переводе
означает манипуляцию. Во всем мире наиболее широкое распространение в
системах сотовой связи получили два национальных стандарта: американский
D-AMPS и европейский стандарт GSM.
В стандарте D-AMPS, а также в широко распространенной в системах
низовой радиосвязи, в том числе и железнодорожной системе радиосвязи
TETRA, используется дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция
со сдвигом π/4 – (π/4 DQPSK). Это относительно-фазовая манипуляция с основным квадратурным дискретом коммутации фазы 90о (как в ДОФМ), но с
54
дополнительным сдвигом по фазе на угол π/4 при переходе от символа к символу в цифровой последовательности импульсов.
В стандарте GSM используется гауссовская манипуляция (GMSK) с минимальным частотным сдвигом. Это относительно-частотная манипуляция,
при которой несущая частота через тактовые интервалы времени Т последовательности цифровых импульсов принимает значения
F

f
=
f
−
или
 H
0
4

f = f + F ,
0
 B
4
(6.9)
где f0 − центральная частота используемого канала;
F = 1/Т – частота последовательности сигналов.
Детально эти и другие разновидности манипуляций сигналов изучаются в
специальных курсах, подробные описания принципов функционирования манипуляций π/4 DQPSK и GMSK можно найти в источниках [7 − 9].
6.3. Импульсная модуляция
В системах автоматики, телемеханики и радиосвязи широко используется импульсная модуляция. В отличие от манипуляции, которая производится,
как правило, на относительно низких поднесущих частотах, импульсная модуляция после ее формирования используется для получения вторичной модуляции ОМ или ЧМ (например, ИКМ − ЧМ) на несущих частотах УВЧ- и СВЧдиапазонов.
Информационным модулирующим сигналом U(Ω) можно воздействовать
на один или несколько параметров импульсной последовательности: амплитуду (АИМ), длительность − ширину (ШИМ), фазу (ФИМ), а также заменять амплитуду каждого импульса кодовой последовательностью нулевых и единичных импульсов (импульсно-кодовая модуляция − ИКМ). Разновидности импульсной модуляции представлены на рис.6.5.
В системах автоматики, телемеханики и в радиосистемах до настоящего
времени широко используются телеметрические каналы с фазоимпульсной и
импульсно-кодовой модуляциями, обладающие существенными преимуществами по помехоустойчивости.
55
Современные кодирующие устройства способны обеспечивать преобразование аналогового напряжения в код с точностью до многих сотен разрядов
двоичного кода, а это значит, что современные телеметрические системы с
ИКМ могут обеспечивать передачу данных с точностью, лучшей, чем 0,01 %,
что практически недостижимо в аналоговых системах.
+
Рис. 6.5. Виды импульсной модуляции: а − модулирующий сигнал;
б – амплитудно-импульсная модуляция; в − широтно-импульсная;
г – фазоимпульсная; д – импульсно-кодовая при n = 3
На рис. 6.6 приведена структурная схема передатчика телеметрических и
связевых сигналов бортовой космической системы канала ИКМ − ЧМ. На основании схемы на рис. 6.6 и подобных ей реализуются каналы передачи информации, использующие импульсную модуляцию как первичную для осуществления вторичной ЧМ-модуляции аналоговой несущей частоты в СВЧдиапазоне. Внешний источник двоичной информации на рис. 6.6 представляет
оцифрованный речевой сигнал.
56
Рис. 6.6. Структурная схема передатчика ИКМ − ЧМ
7. УПЛОТНЕНИЕ И РАЗДЕЛЕНИЕ СИГНАЛОВ И КАНАЛОВ
7.1. Линейная теория разделения сигналов
В основе образования каналов лежит процесс сложения и разделения сигналов. Это одна из важнейших проблем техники связи и радиосвязи. Начало
общей теории связи положил в 1935 г. наш отечественный ученый Д. В. Агеев.
В одной из своих работ [10] он определил фундаментальное положение линейной теории разделения сигналов, заключающееся в том, что необходимым и
достаточным условием разделения сигналов является их линейная независимость: если передаваемый сигнал есть сумма сигналов отдельных каналов
s( t ) = a 1Ф1 ( t ) + a 2 Ф 2 ( t ) + K + a n Ф n ( t ) =
N
∑ a k Ф к ( t ),
(7.1)
k =0
то сигнал s(t) не равен нулю ни при каких значениях коэффициентов (ак ≠ 0).
При изучении линейных систем представление сигнала в виде суммы
(7.1) удобно тем, что позволяет широко пользоваться принципом суперпозиции
сигналов. В выражении (7.1) обозначены функции: Φк(t) – переносчик сигнала − базисная функция; ак − медленно меняющаяся функция информационного сообщения (коэффициент).
Базисная функция Фк(t) выбирается так, чтобы любой сигнал мог быть
представлен сходящейся суммой ряда (7.1). При этом коэффициенты ак должны легко вычисляться и не зависеть от числа членов суммы, т. е. от числа
уплотняемых каналов. Указанным требованиям достаточно полно удовлетво57
ряет совокупность ортонормированных функций: Ф1(t), Ф2(t),…, Фn(t), для которых выполняются условия нормированной ортогональности:
T
2
∫
−
T
Ф i ( t ) ⋅ Ф j ( t )dt = 0
при i ≠ j;
(7.2)
Ф i ( t ) ⋅ Ф j ( t )dt = 1
при i = j.
(7.3)
2
T
2
∫
−
T
2
Строгая теория ортогональности и нормированности сигнального пространства обстоятельно и подробно изложена, например, в работе [2]. Следуя
названной теории, представим групповой уплотненный сигнал в виде ряда ортонормированных функций (7.1), при этом выражение для коэффициентов ряда можно найти в соответствии со следующим алгоритмом [2].
Берется интеграл по времени от произведения s(t)·Фi(t):
Т
2
∫
−
Т
Т
s( t ) ⋅ Ф i ( t )dt =
N
2
k =0
Т
∑ a k ∫ Ф к ( t ) ⋅ Ф i ( t )dt.
-
2
(7.4)
2
С учетом выражений (7.2) и (7.3) из формулы (7.4) получается:
T
2
s ( t ) ⋅ Ф i ( t )dt
∫
ak =
−
T
=
2
T
2
∫
−
T
T
2
Ф i ( t ) dt
2
∫
−
T
s( t ) ⋅ Ф i ( t )dt ,
(7.5)
2
2
так как все члены ряда (7.4) будут равны нулю кроме случая при i = k.
Ряд s( t ) =
N
∑ a k Ф k (t )
k =0
называется обобщенным рядом Фурье, а ак –
58
обобщенными коэффициентами ряда Фурье. Существует большое количество
ортонормированных базисных функций: тригонометрические, показательные,
полиномиальные (полиномы Эрмита, Лежандра, Чебышева), функции Бесселя,
Котельникова, Лагерра, Хаара, Уолша и др.
В теории связи и радиосвязи широко используются три частных вида
разложения по ортонормированным функциям:
1) базисные тригонометрические функции, по которым осуществляется
частотное уплотнение и разделение сигналов, а следовательно, и каналов;
2) базисные функции В. А. Котельникова, по которым осуществляется
временное уплотнение и разделение сигналов и каналов;
3) базисные полиномиальные функции, по которым осуществляется разделение сигналов и каналов по форме, в том числе и кодовое разделение сигналов.
В зарубежной литературе многоканальная связь обозначается понятием
множественного доступа (англ. − multiple access): множественный доступ с
частотным разделением (FDMA – Frequency Division Multiple Access), множественный доступ с временным разделением (TDMA – Time Division Multiple
Access) и множественный доступ с кодовым разделением (CDMA – Code Division Multiple Access). Все три способа уплотнения нашли применение в современных каналах сотовой и транкинговой радиосвязи.
7. 2. Частотное разделение сигналов и каналов
Этот вид уплотнения базируется на тригонометрической базисной функции кратных аргументов (kωt):
s( t ) =
a0
2
+
∞
∑ (a k cos kωt + b k sin kωt )
k =1
при t 0 ≤ t ≤ t 0 + T.
(7.6)
Базисные функции, входящие в тригонометрический ряд Фурье (7.6), являются ортогональными, но ненормированными. Ортонормированные базисные функции должны иметь нормировочные коэффициенты в виде сомножителей 2 / T [2] , поэтому коэффициенты ряда с ортонормированными базисными функциями, вычисленные в соответствии с выражением (7.4), имеют вид:
59
tt
0 +T
∫ s(t ) cos kωtdt
ak =
t0
t0 + T
∫ cos
2
kωtdt
2
=
T
t0 + T
∫ s( t ) cos kωtdt;
(7.7)
t0
t0
t0 + T
∫ s( t ) sin kωtdt
bk =
t0
t0 + T
∫ sin
2
kωtdt
2
=
T
t0 + T
∫ s( t ) sin kωtdt;
(7.8)
t0
t0
a0
2
=
1
T
t0 + T
∫ s( t )dt.
(7.9)
t0
Коэффициент а0/2 представляет среднее значение функции s(t) на интервале времени, равном периоду T.
Если предположить, что тригонометрическая базисная функция с аргументом (kωt) есть поднесущая частота k – канала с коэффициентом ak как носителем модуляции, то совокупность поднесущих (ω1,…, ωk) образует групповой сигнал уплотненных по частоте каналов. Групповой сигнал может быть
использован для вторичной модуляции несущей радиочастоты ωрч = 2πfрч.
Наиболее эффективной при первичной модуляции сигналов каждого из
каналов считается однополосная модуляция как помехоустойчивая и позволяющая существенно экономить спектр частот. В качестве вторичной чаще всего
используется частотная модуляция, образующая тандем ОМ − ЧМ. Структурная схема многоканальной системы связи с частотным уплотнением приведена
на рис. 7.1.
В передатчике фильтрами Ф1,...,Фn формируется спектр группового сигнала, как показано на рис. 7.2. Затем групповой сигнал используется в качестве
модулирующего в частотном модуляторе, после которого промодулированный
сигнал поступает на усилитель мощности и излучается антенной (А1).
В приемнике (см. рис.7.1) вначале производится частотная демодуляция
(ЧД) принятого сигнала, а затем полученный на выходе ЧД групповой сигнал
подается на фильтры Ф1,…,Фn для получения поднесущих частот каналов
1,…,n.
60
Рис.7.1. Многоканальная система связи с частотным уплотнением
Канальные ОМ-сигналы часто демодулируются балансными демодуляторами, более дешевыми, чем синхронные детекторы. На выходах балансных
демодуляторов появляются спектры звуковых частот ∆F каналов. Использование балансных демодуляторов допустимо только в каналах с речевой информацией.
Рис. 7.2. Спектр частот группового сигнала модуляции ОМ − ЧМ
Достоинством частотного способа уплотнения является рекордно высокое число уплотняемых каналов (в СВЧ-радиостволах n ≤ 10000). Недостатками
этого способа уплотнения считаются высокие пик-фактор (Пф2 = 2n(n-1), где
χ = 1 ÷ 2) и спектральная цена уплотнения ﴾η F = ВБП / ∆f ≥ n﴿.
61
7.3. Временное разделение сигналов и каналов
При временном уплотнении все каналы в линии связи занимают одну и ту
же полосу частот, которая предоставляется им поочередно. Такая возможность
гарантируется временным представлением сигнала в виде ряда разложения
Котельникова:
∞
sin Ω m ( t − ∆t ⋅ n )
s( t ) = ∑ S(n∆t )
,
(7.10)
Ω m ( t − ∆t ⋅ n )
−∞
где базисные функции вида Ф(t) = sinx/x − ортонормированные, т. е. с разделяющимися и неперекрывающимися спектрами, а обобщенные коэффициенты
Фурье S(n∆t) отстоят друг от друга на интервалах времени
∆t ≤
1
= Тi .
2Fmax
(7.11)
Согласно теореме В. А. Котельникова любой аналитический сигнал с
ограниченным спектром частот может быть заменен короткими по длительности импульсами эквивалентной амплитуды, отстоящими друг от друга на временные интервалы Ti, найденные по выражению (7.11). Частота следования
этих импульсов Fi должна не менее чем в два раза превышать максимальную
частоту спектра передаваемого сообщения: Fi ≥ 2 Fmax.
Коэффициенты S(n∆t) определяют значения исходной функции s(t) в
дискретные моменты времени (n∆t). Если обозначить τ = (t – n∆t), то базисная
функция отсчета будет иметь вид:
Ф( τ) =
sinΩ m τ
Ωmτ
,
(7.12)
а функция отсчета из ряда (7.10) для k = n:
s n ( t ) = S(n∆t )
sin Ω m τ
Ωmτ
.
(7.13)
Спектральная плотность функции sn(t) может быть определена [2] для
единичного отсчета S(n∆t) = 1:
62
s n ( j Ω) =
∞
− jΩt
∫ s n ( t )e dt =
−∞
1 − jn∆tΩ
e
,
2Fm
(7.14)
причем
 1 − jn∆tΩ
e

s n ( j Ω) =  2Fm
0

при Ω < 2πFm = Ω m ;
(7.15)
при Ω > 2πFm = Ω m .
Если представить аналоговый сигнал s(t) в виде последовательности коротких импульсов эквивалентных амплитуд с тактовой частотой Fi = 2 Fm, то
бесконечная сумма откликов, образующая ряд Котельникова (7.10), также может быть выражена групповым сигналом (см. рис. 7.3).
Рис. 7.3. Функция отклика (а) и ее спектр (б)
63
Рис. 7.4. представляет изображение такого исходного сигнала S(t) (a) и
выборочные отклики на его дискретизацию для значений примерных выборок
k = −4; 0; 3; и 6 (б).
Рис. 7.4. Дискретизированный аналоговый сигнал (а) и
некоторые отклики на его дискретизацию (б)
Свойство ряда (7.10) таково, что при х = 0 его базисная функция Ф(х) = sinx/x = 1, а при х, кратных π (180, 360, 540о и т. д.), она обращается
в нуль. Каждый член ряда (7.10) представляет собой отклик идеального фильтра нижних частот с частотой среза Fm на короткий импульс в момент времени
(к∆t), имеющий значение амплитуды, равное мгновенному значению функции
s(t). В момент времени (к∆t) может действовать только один из членов ряда
(7.10), так как все остальные слагаемые в этот момент равны нулю в соответствии с выражениями (7.15).
64
При выполнении условий теоремы Котельникова (7.10) спектры откликов
не перекрываются и проблема разделения канальных сигналов в приемном
устройстве становится разрешимой.
Один из вариантов построения многоканальной системы связи с временным уплотнением представлен на рис. 7.5.
Рис. 7.5. Структурная схема (а) и временная диаграмма (б)
канала с временным уплотнением
В схеме, приведенной на рис. 7.5, приняты следующие обозначения:
Гi – генератор импульсов синхронизации со стабильным периодом Тi; ВРИК –
временной распределитель канальных импульсов (линия задержки); ГИС – генератор импульсов синхронизации; ГИКn – генератор импульсов n-канала;
Мод. n – модулятор канальных ФИМ-сигналов; ВС – временной селектор;
ЧМ – частотный модулятор с усилением мощности передатчика; ПР – приемное устройство; ЧД – частотный детектор; ВСИ – выделитель импульсов синхронизации (синхроимпульсов − СИ); ГСИ – генератор селективных импульсов; ВРИС − временной распределитель импульсов селекции; ВСn – временной селектор n-канала; ДМn – демодулятор n-канала.
65
Генератор импульсов синхронизации Гi обеспечивает получение прямоугольных импульсов с тактовой частотой Fi ≥ 2Fm высокой стабильности, удовлетворяющей условию теоремы Котельникова (7.10). Эти импульсы поступают на временной распределитель канальных импульсов, представляющий собой линию задержки, с выводов которой получаются импульсы каналов с соответствующими интервалами задержки по времени для каждого канала. Кроме
того, импульсы поступают на расширитель генератора импульсов синхронизации (ГИС), с которого подаются на временной селектор (ВС) для формирования группового сигнала из канальных импульсов.
В модуляторах каждый канальный сигнал дискретизируется и подвергается фазоимпульсной модуляции (ФИМn), после чего подается на схему совпадения соответствующего канала ГИКn, пройти через которую может только в
промежуток времени, отведенный для данного n-канала. Во временном селекторе формируется групповой сигнал, повторяющийся через тактовый период
времени Тi, как показано на рис. 7.5, б. Этим сигналом модулируется по частоте переносчик информации высокочастотный радиосигнал ωРЧ, который после усиления по мощности излучается антенной.
В приемнике после частотной демодуляции групповой сигнал поступает
на схемы совпадения временных селекторов канальных сигналов ВСn, на другие входы которых подаются импульсы селекции с временного распределителя
этих импульсов. Для улучшения синхронности радиоприема в схеме ВСИ выделяется принятый в групповом сигнале синхроимпульс, не имеющий модуляции, но отличающийся большей длительностью, который синхронизирует генератор импульсов селекции. С выхода генератора селективных импульсов
импульсы селекции запускают работу временного селектора импульсов, который обеспечивает совпадение принятых канальных сигналов с тактовой
частотой Fi.
Достоинствами каналов с временным уплотнением считаются минимальная полоса пропускания, экономящая частотный спектр; низкий пик-фактор
(Пф2 ≈ 2); относительная простота реализации (на современных микросхемах) и
хорошее качество канальных сигналов, а к их недостатку следует отнести
малоканальность. В устройствах, выполненных по микросекундной технологии, максимальное количество уплотняемых каналов N не превышает 30, а в
дорогих системах с наносекундной технологией число каналов не выше 300.
66
Все это намного меньше того, что позволяют получать системы с частотным
уплотнением.
Системы с кодовым разделением каналов называют системами ХХI века,
но они пока очень дороги и не применяются в железнодорожной связи [8, 9] .
Библиографический список
1. Телекоммуникационные технологии на железнодорожном транспорте /
Под ред. Г. В. Г о р е л о в а. М., 1999. 577 с.
2. Радиотехнические цепи и сигналы / Под ред. К. А. С а м о й л о. М.,
1982. 528 с.
3. Г о р е л о в Г. В. Каналообразующие устройства железнодорожной
телемеханики и связи / Г. В. Г о р е л о в, А. А. В о л к о в, В. И. Ш е л у х и н.
М., 1994. 240 с.
4. Н е й м а н В. И. Системы и сети передачи данных на железнодорожном транспорте / В. И. Н е й м а н. М., 2005. 367 с.
5. Радиопередающие устройства / Под ред. М. В. Б л а г о в е щ е н с к ог о, Г. М. У т к и н а. М., 1989. 318 с.
6. Радиопередающие устройства / Под ред. В. В. Ш а х г и л ь д я н а. М.,
2003. 560 с.
7. В о л к о в А. А. Радиопередающие устройства / А. А. В о л к о в. М.,
2002. 352 с.
8. Р а т ы н с к и й М. В. Основы сотовой связи / М. В. Р а т ы н с к и й.
М., 2000. 248 с.
9. А н д р и а н о в В. И. Средства мобильной связи / В. И. А н д р и ан о в, А. В. С о к о л о в. СПб, 1998. 256 с.
10. Телекоммуникационные системы и сети / Под ред. В. П. Ш у в ал о в а. М., 2004. Т. 2. 672 с.
11. Лабораторный практикум по дисциплине «Каналообразующие
устройства железнодорожной автоматики, телемеханики и связи» / В. М. Р о г
ил е в, С. С. Л у т ч е н к о и др. / Омский гос. ун-т путей сообщения. Омск, 2002.
Ч. 1. 43 с.; Ч. 2. 56 с.; Ч. 3. 43 с.
12. Р о г и л е в В. М. Проектирование каналов радиосвязи / В. М. Р о г ил е в, Г. А. К у з ь м е н к о, С. С. Л у т ч е н к о / Омский гос. ун-т путей сообщения. Омск, 2005. Ч. 1. 24 с.; Ч. 2. 53 с.
67
Учебное издание
РОГИЛЕВ Владимир Михайлович
КАНАЛООБРАЗУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОЙ
АВТОМАТИКИ, ТЕЛЕМЕХАНИКИ И СВЯЗИ
Часть 2
АНАЛОГОВЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ: РАДИОПЕРЕДАЧА
Конспект лекций
____________________
Редактор Н. А. Майорова
***
Подписано в печать 08.2007. Формат 60 × 84 1/16.
Плоская печать. Бумага офсетная. Усл. печ. л. 4,3. Уч.-изд. л. 4,7.
Тираж 230 экз. Заказ
**
Редакционно-издательский отдел ОмГУПСа
Типография ОмГУПСа
*
644046, г. Омск, пр. Маркса, 35
68
В. М. РОГИЛЕВ
КАНАЛООБРАЗУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОЙ АВТОМАТИКИ,
ТЕЛЕМЕХАНИКИ И СВЯЗИ
ЧАСТЬ 2
АНАЛОГОВЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ: РАДИОПЕРЕДАЧА
69
ОМСК
70
2007