1. Радиоэл-ка как обл-ть науки и техники. Осн напр-я соврем радиоэ-ки; РадиоЭ предст собой обл-ть науки и техн, решающую вопросы получения, хранения, преобразов и передачи инф-и на расстояние с помощью изучения электромагн колебаний. В кач-ве сост-х частей радиоЭл м выделить радиотехнику, электронику и микроэл-ку. Одна из важн задач радиотехн – осущ-е связи на большие расстояния с пом-ю излучения электромагн волн. Электроника – это обл науки и техники, занимающаяся вопросами взаимодействия электронов с электромагнитными полями и методами создания вакуумных, газоразрядных и полупроводн приборов и устройств. МикроЭл предст собой раздел эл-ки, связан с созд-м электронных функцион-х узлов, блоков и отдельн устройств в микроминиатюрном исполнении на основе групп-го изготовления радиоэлем-в и печатного монтажа. К числу осн напр-й соврем радиоЭл м отнести:- телекоммун-и(проводная связь, радиосвязь и т.д.),радиоэлектрон аппаратура общ примен-я (звукозапись, усилит, радиоприемн ап-ра, ТВ, электрон часы и т.д.),- промышл электроника (упр-е пром процми, измерительн аппар-ра, устр-ва электропит-я, мед аппаратура и т.д.), вычислит техника и технич кибернетика (электрон устройства вычисл техники, автоматич сис-мы упр-я),- контрольно-измерит техника (радиозамерительные приборы, медицинская аппаратура и т.д.), - спец техника (радиолокация, радионавигация, и т.д.). 2. Структурн схема радиоканала. Связь частоты сигнала с длиной волны; 3. Пассивн компон-ты радиоэл-ки. Резисторы. Конденсаторы. Катушки индуктивности; Осн классиф-я элементной базы подразумев деление на 2 осно группы:– пассивные компоненты;– активные компоненты. Пассивн комп-ты :– резисторы;– конденсаторы;– катушки индуктивности. Резистор – устр-во на основе проводника с нормированным пост или регулируемым активным сопр-м, использ. в электр. цепях для обесп-я требуемого распред-я токов и напр-й м/у отдельн участками цепи. В основе классиф-и резист-в-разл приз-ми: 1) постоянство знач-я сопр-я: 1. пост –с фиксир сопр-м: 1.1 общ назнач-я;1.2 спец назн-я (высокочаст, высоковольт, высокоомн).2. перемен – с измен-ся сопр-м:2.1 подстроечные (сопр-е изм-ся при регулировке электрич режимов цепи);2.2 регулировочные (сопр-е изменяется во время функционир-я аппаратуры). 3. спец– сопрот-е зависит от действия внешн факторов:3.1 варисторы – сопр-е кот зав-т от напряжен-ти электрич поля; 3.2 терморезис-ры – сопр-е зависит от темп-ры; 3.3 фоторез-ры – сопр-е зависит от освещения р-ра;3.4 магниторезисторы – сопр-е зависит от магн поля. 2) способ созд-я резистивного слоя:– проволочные– пленочные– объемные 3) конструктивное исполнение. Основные параметры резисторов: 1. Номинальное сопр-е. 2.Допустимое отклонение сопротивления от номинальной величины (измер в %).3. Номинал мощность рассеивания (Вт) - max мощ-ть, кот. м рассеивать рез-р в теч-е длит врем при задан стабильности сопр-я. 4. Температ коэф-т сопротив-я – хар-т стабильность сопр-я резисторов при действии темп-ры. где Т – тем-ра; R0т – сопр-е при R dR 1 dT R 0 т номинальн темп-ре.5. Макс темп-ра окруж среды.6. Коэф-т старения – хар-т стабильность сопр-я рез-в во врем. , где t – вр; R0 – сопр-е резR dR 1 dt R 0 ра непоср после изготовл. 7. Ур-нь собст-х шумов. Собств. шумы имеют 2 сос-х: тепл и токовую. Тепл шумы - U 4kTRf , где k – пост Больцмана T (k = 1,3810–23 Дж/град); Т – абсол темпер; R – сопр-е в Ом; Структурн схема радиоканала связи включ передающее и приемное устр-ва, разделен-е свободн простр-м. Инфа передается в виде сообщ-й. При передаче электрон способом сообщ-е преобраз-ся в электрич сигнал. Под электрич сигналом поним электрич напр-е или ток, содерж-е в себе инфу о каком-л событии, либо измен-ся во времени с заранее изв-ми хар-ми. Затем усилитель низк частоты обеспеч усиление электриче сигнала по мощности. Далее на передающем узле радиоканала осущ модуляция – проц-с запечатления инфы о перед-м сообщ-и в измен-и одного или неск парам-в высокочаст колебания, кот созд заметное излучение антенны и может распрост-ся в свободн простр-ве с небольш потерями. Про-с модуляции осуще в модуляционном устройстве, на один вход которого подается электрич сигнал, предст собой сообщ-е в электрич форме, а на др вход – высокочаст гармонич колебание. Модуляционное устр-во созд на св выходе модулированное колебание, кот, являясь высокочастотным, может с малыми потерями распростр в окруж антенну пространстве, и содержит инфу о передаваемом сообщении в изменении одного из св параметров. Это колебание наз радиосигналом.На приемном конце канала связи осущ-ся прием излуч-го радиосигн и вып процесс выделения из радиосигн перед-го сообщ-я, кот наз демодуляцией или детектированием. После детектир-я сигнал подверг усилению и затем подается на оконечный аппарат.Электромагн колеб-я с опред частотой облад еще одной хар-й, кот наз длиной волны. Т.к. скорость распр-я электромагн волн совпадает со скоростью света, то легко установить связь частоты F сигнала с длиной его электромагн волны. Длина волны предст собой путь, кот проходит волна за один период T 1/ F своего колебания: c T c / F. f f 2 f1 – полоса частот в Гц, в кот измер тепл шум.Напр-е токового шума - , где k – Uш k Pном R ном коэф-т, зависящий от конструк р-ра, св-в резистивн слоя, полосы частот. Урнь ток-х шумов -, где U – пост напр-е на р-ре.В эл цепи, содерж Dш Uш U неск рез-в, ист-ки шумов обычно счит некор-ми, и напр-е суммарного шума определяется уравнением .8. Разрешающая способность.9. Шумы 2 2 2 2 U UT1 ... UTn Uш1 ... Uш n вращения.10. Износоустойчи – спос-ть рез-ра сохран параметры в опред пределах при многократн вращ подвижн сис-мы. 11.Надежн-ть.Конденс-р предст собой две обкладки, м/у кот нах-ся диэлектрик. Электрич. хар-тики и об-ть применен. конденс-ров завис от типа диэл-ка м/у обкладками. К-ры быв пост, и перем емкости. По способу изм-я емкости конд-ры быв с механич и электрич управляем емк-ю.В зав-ти от типа диэлектрика кон-ры пост емкости быв: вакуумные, воздуш, с тверд неорганич диэл-м с твердым органич диэлектриком,электролитические (танталовые, титановые,). При длит возд-и напр-я возм пробой диэл-ка. В тверд диэл-ке возм след виды пробоев: электрич , ионизацион,тепл,электрохим. При возд-и на конд-р напр-я в нем возник электрич и акустич шумы. Электр шумы вызваны частичными разрядами, мерцаниями емкости, пьезоэлектрич эф-ми. Акуст шумы к-ра обусл вибрацией обкладок под де-м кулоновских и электродин сил.Параметры пост кон-в1. Номин знач-е емкости – емкость, знач-е кот указано в сопроводительн док-ции и обозначено на к-ре.2. Доп отклон-е емкости от номинал значения (в %) факт Сф – опред Cф Сном C 100% Сном , при дан темп-ре и частоте. 3. Тангенс угла потерь или добротность. - добротность. tg R C . – тангенс угла потерь, n QC 1 1 tg R пC 4. Темпер коэф-т емкости ТКЕ.5. Коэф-т старения конд-ра – хар-т стабильность конд-в во врем. ,где t – вр, C0 – зн-е емкости непосредств dC 1 с dt C0 после изгот-я.6. Сопр-е изоляции и ток утечки – хар-т кач-во ди-ка и исп при расчетах . 7. Номин напр-е – зав от констр конд-ра и св-в примен мат-в.Для создания катушек индук-ти использ эффект взаимодействия перем тока с магн полем, наводимым этим током. Коэф-т пропорц-ти м.у перем напр-м и током с частотой явл реактивным сопр-м jL, где L – инд-ть (коэф-т пропорциональности). Индукт-ти классиф разл пр-м: наличие или отсутствие сердечника, однослойные (с шагом и без шага), многослойные (рядовая, универсальная, навал), количество обмоток, рабочая частота и т.д. Параметры катушек индуктивности1. Номинал инд-ть катушки.2. Допустимое отклонение индуктивности катушки.3. Собств емкость катушки индук-ти.4. Темп коэф-т и-ти катушки T (TKL) – показ относит изм-е ин-ти L/L к интервалу темп-р, вызвавшему это изменение L 1 5.коэф-т старения L L 1 6. Номин доброт L TKL L L T L t . ность катушки инд- Q L R - отнош реактив сопр-я к актив L 4. Активные компоненты радиоэлектроники. Полупроводниковые электронные приборы. Интегральные микросхемы; Осн классиф элементной базы-деление на 2 осн группы:– пассивные компоненты;– активные компоненты. след активные компоненты:– диод (светодиод, фотодиод, полупроводниковый лазер)– транзистор (биполярный транзистор, полевой транзистор,, составной транзистор)– интегральная схема (цифровая интегральная схема, аналоговая интегральная схема) – тиристор (динистор, тринистор, симистор) Полупроводн приборы- электрон приборы, действие кот основано на электрон процессах в полупроводн. В электронике П. п. служат для преобразования разл сигналов к основным классам П. п. относят следующие: -электропреобразовательн приборы, преобразующие одни электрич величины в др. электрические величины (полупр диод, транзистор, тиристор); -оптоэлектрон приборы, преобразующие световые сигналы в электрич и наоборот (фоторезистор, фотодиод, фототранзистор, фототиристор. полупров лазер, светоизлучающ диод и т.п.); -термоэлектрические приборы, преобраз тепл энергию в электрич;-магнитоэлектрич.-приборы пьезоэлектрический и тензометрический приборы, которые реагируют на давление или механическое смещение. К отдельн классу П. п.- интегральн схемы, кот м б электропреобразующими, оптоэлектронными и т.д. либо смешанными, сочетающими самые разл эффекты в одном приборе. Электропреобразоват П. п. —предназн для преобраз-я (по роду тока, частоте и т.д.), усиления и генерирования электрич колебаний в диапазоне частот от долей гц до 100 Ггц и более; их рабочие мощн-ти нах в пределах от < 1012 вт до нескольких сотен вт, напряжения — от долей в до неск тыс. в и ток — от неск на до нескольких тыс. а. В зав-ти от прим-го полупров материала различ германиевые, кремниев и др. П. п. По конструктивным и технологическим признакам П. п. разделяют на точечные и плоскостные; последние, в свою очередь, делят на сплавные, диффузионные, мезапланарные, планарные (наиболее распространены), эпипланарные и др. В соответствии с областью применения различают высокочастотные, высоковольтные, импульсные и др. П. п. П. п. выпускают в металлостеклянных, металлокерамических или пластмассовых корпусах, защищающих приборы от внешних воздействий; для использования в гибридных интегральных схемах выпускаются т. н. бескорпусные П. п. Номенклатура П. п., выпускаемых во всех странах, насчитывает около 100 000 типов приборов различного назначения. Интегральная микросхема (ИМС), микроэлектронная схема, сформир на крошечной пластинке (кристаллике, или «чипе») полупроводникового материала, обычно кремния, кот использ для управления электрическим током и его усиления. Типичная ИМС состоит из множества соединенных между собой микроэлектронных компонентов, таких, как транзисторы, резисторы, конденсаторы и диоды, изготовленные в поверхностном слое кристалла. Интегральные схемы обладают целым рядом преимуществ перед своими предшественниками – схемами, которые собирались из отдельных компонентов, монтируемых на шасси. ИС имеют меньшие размеры, более высокие быстродействие и надежность; они, кроме того, дешевле и в меньшей степени подвержены отказам, вызываемым воздействиями вибраций, влаги и старения. По виду обрабатыв-го сигнала микросхемы делятся на:– аналоговые микросхемы — вх и вых сигналы измен-ся по закону непрер функции в диапазоне от положит до отрицат напря питания (операционные усилители, генератор сигналов, аналоговые умножители, схемы синхронизации, различные датчики и т.д.);– цифровые микросхемы — входные и выходные сигналы могут иметь два значения: логический ноль или логическая единица, каждому из которых соответствует определённый диапазон напряжения (триггеры, регистры, шифраторы, ключи, микропроцессоры, счетчики и т.д.);– аналогоцифровые микросхемы совмещают в себе формы цифровой и аналоговой обработки сигналов. По мере развития технологий получают всё большее распространение (модуляторы и демодуляторы, трансиверы, коммутаторы, генераторы и восстановители частоты тактовой синхронизации и т.д.) Интегральная микросхема может обладать законченным, сколь угодно сложным, функционалом — вплоть до целого микрокомпьютера. 5. Определение полупроводниковых электронных приборов. Электропроводность материалов. Понятие электрохимического потенциала (уровня Ферми)К полупроводникам относятся материалы, кот имеют при комнатной темп-ре удельное сопр-е от 10-4 до 1010 Омсм. По св электр свойствам они занимают промежуточное положение между проводниками и диэлектриками. Это такие материалы, как германий Ge, кремний Si, селен Se, теллур Te, Отличительной особенностью таких материалов является сильная зависимость электропроводности от внешних факторов:освещенность;температура; ионизирующие излучения;концентрации примесей. Большинство применяемых полупроводников имеют кристаллическую решетку алмазного типа. В твердом теле, при образовании кристаллической решетки, благодаря взаимодействию атомов энергетические уровни расщепляются и образуют энергетические зоны, состоящие из отдельных близко расположенных по энергии уровней, число которых соответствует числу однородных атомов в данном теле.Разрешенная зона − совокупность энергетических уровней, на каждом из которых могут находиться электроны. Характеризуется тем, что все энергетические уровни электронов при температуре 0 К заполнены электронами. Верхняя заполненная зона называется валентной. Запрещенная зона − промежуток между разрешенными зонами.Характеризуется тем, что в ее пределах нет энергетических уровней, на которых могли бы находиться электроны даже в идеальном кристалле. Зона проводимости характеризуется наличием электронов, обладающих энергией, которая позволяет им осво- L D , L D , где n n p p p p D , D коэффициен ты диффузии электронов и дырок n p , время жизни электронов и дырок n p Если к полупроводнику приложить электрическое поле напряженностью E, то хаотическое движение упорядочивается и возникают два встречных потока носителей заряда, создающих токи, плотности которых равны: J qn E , J qp E , где n др n p др p и подвижности носителей зарядов n p J бождаться от связи с атомами и передвигаться внутри твердого тела. Исходя из зонной структуры и разделяют материалы на: − металлы;− полупроводники;− диэлектрики. Понятие электрохимического потенциала (уровня Ферми). Вероятность нахождения свободного электрона в энергетическом состоянии W определяется функцией распределения Ферми–Дирака: где, Wf – уровень Ферми. И в общем случае уровень Ферми характеризует работу, затрачиваемую на перенос частиц, обладающих массой и находящихся в среде, имеющей градиент электрического потенциала и некоторое число этих частиц.Для собственного полупроводника уровень Ферми W располагается посередине запрещённой зоны Fi WFi W сW в . 2 6. Собственная электропроводность полупроводниковых материалов. В полупроводниках при некотором значении температуры, отличном от 0 К часть электронов имеет энергию, достаточную для перехода в зону проводимости. Эти электроны становятся свободными, а полупроводник электропроводным. Уход электрона из валентной зоны приводит к образованию незаполненного энергетического уровня. Незаполненное энергетическое состояние носит название дырки. Электропроводность, обусловленную движением элек-тронов называют электронной, а электропроводность, обусловленную движением дырок – дырочной.У абсолютно чистого полупроводника при температуре, отличной от 0 К свободные электроны и дырки образуются попарно. Электропроводность такого полупроводника называется собственной. Генерация – процесс образования пар электрон-дырка. Движение образованных носителей продолжается до тех пор, пока электрон не будет «захвачен» дыркой, а энергетический уровень дырки не будет «занят» электроном из зоны проводимости, разорванные валентные связи при этом восстанавливаются. Рекомбинация – процесс исчезновения пар электрон-дырка. Время жизни носителей (τ) – промежуток времени с момента генерации носителя до его исчезновения (рекомбинации). Диффузионная длина (L) - расстояние, пройденное носителем заряда за время жизни. др J n др J p др q( n p ) E n p J qn qp n p n p E Уровень Ферми для собственного полупроводника располагается по посередине запрещённой зоны W W v W W c fi Концентрацию проводимости для собственного полупроводника 2 электронов 2 можно определить по формуле: где Nc – W W W fi c эффективная плотность со стояний в зоне проводимости. kT n Видеальной )dN N e решётке N e 2kTполупроводника число 2 F (W кристаллической собственного i c c дырок W равно числу свободных электронов: c Это результат равновесия процессов генерации и рекомбинации носителей заряда. Число исчезающих в единицу времени электронно-дырочных пар характеризуется скоростью рекомбинации: Она зависит от свойств полупроводника и пропорциональна концентрации электронов и дырок. Скорость генерации – число освобождающихся в единицу времени электронно-дырочных пар: Она зависит от ширины запрещённой зоны и температуры полупроводника. . Примесная электропроводность полупроводниковых материалов. Донор – примесный атом, создающий в запрещенной зоне энергетический уровень, занятый в невозбужденном состоянии электронами и отдающий в возбужденном состоянии электрон в зону проводимости. Донорная примесь – фосфор P, сурьма Sb, мышьяк As. Акцептор - примесный атом, создающий в запрещенной зоне энергетический уровень свободный от электронов в невозбужденном состоянии и способный захватить электрон из валентной зоны при возбуждении, создавая дырки в валентной зоне. Акцепторная примесь – галлий Ga, индий In, бор B. Полупроводник с донорной примесью называют электронным, или полупроводником n-типа. W W 2N W W N с d kT ln c v kT ln d W W с проводимости Nd в зоне c-эффективная плотность состояний 2 2 N fn 2 2 c примесью концентрация электронов прово- N В полупроводниках с донорной димости равна: С учетом выражения для скорости рекомбинации для концентрации дырок можно записать: n2 n2 p i i n n N n d n N n , поскольку N n , n N n d i d i n d Электроны в этом случае являются основными носителями заряда, дырки – неосновными носителями. Полупроводник с акцепторной примесью называют дырочным, или полупроводником p-типа. Nv-эффективная плотность состояний в валентной зоне d Nа-концентрация в валентной примеси W W N v kT ln a W с a 2 2 N v N p , т.к. p a i N p , p N a i p a p В полупроводниках с акцепторной примесью концентрация дырок равна: С учетом выражения для скорости рекомбинации для концентрации электроW W 2N нов можно записать: n 2 n 2 a kT ln v W v i i fp n 2 2 N p a p N p a Дырки в этом случае являются основными носителями заряда, а электроны – неосновными носителями. 7. Типы электрических переходов. Равновесное состояние p-n перехода. Контактная разность потенциалов. Электронно-дырочные переходы p-n переход; Электронно-электронные n+-n переход; Дырочно-дырочные p+-p переход; Переходы металл-полупроводник. Способы изготовления: диффузия;сплавление;вакуумное напыление. Переход между двумя областями полупроводника с разнотипной проводимостью, называется электронно-дырочным переходом или p-n переходом. P– n переходы получаются вплавлением или диффузией соответствующих примесей в пластинки монокристалла полупроводника, а также выращиванием p–n перехода из расплава полупроводника с регулируемым количеством примесей. В зависимости от способа изготовления p–n переходы бывают сплавными, диффузионными и др.1. На границе раздела p– и n–областей отсутствуют механические дефекты и включения других химических материалов. 2. При комнатной температуре все атомы примеси ионизированы, т.е: 3. P– n переход имеет резкий характер изменения электропроводности в области металлургической границы. Энергетическая диаграмма для p-n перехода. Энергетическая диаграмма для p-n перехода показывает, что уровень Ферми для полупроводника p-типа смещен в сторону валентной зоны, уровень Ферми для полупроводника nтипа смещен в сторону зоны проводимости. В p-n переходе энергия уровней Ферми должна быть всюду одинакова: Так как в любой т очке тела он имеет одну и ту же вероятность заполнения его электроном. Равновесное состояние p-n перехода 1. Наличие градиента концентрации вызывает протекание диффузионного тока: 2. Появление внутреннего электрического поля вызывает протекание дрейфового тока: 3. В равновесном состоянии pn-перехода сумма токов равна нулю: 8. Прямое смещение p-n перехода. Прямое смещение р-п перехода получаем в случае подключения р к «+» ИП, а n к «-». При таком включении можно отметить 2 особенности, кот опр-ся величиной внешнего поля: 1) до момента, пока внешнее поле не достигнет величины контакт разницы потенциалов ток ч/з рп переход не протекает. Результирующее поле направленно с контактной разницей потенциалов. 2) в тот момент, когда внешнее поле прчвысит по своему значению величину контактной разности потв, результ-щее поле станет сонаправленно с полем внешним и ч/з р-п переход потечет ток, к-й наз-т прямым током, велечина этого тока будет нарастать при дальнейшем увеличен внешн поля. Ширина р-п перехода при прямом включении уменьшается вследствие уменьшения объемных зарядов вблизи металлургической границы Обратное смещение p-n перехода.При обратном включении p–n перехода внешнее напряжение приложено знаком "плюс" к n–области, ”минус”- к pобласти. Создаваемое им электрическое поле совпадает по направлению с внутренним полем перехода. Под действием обратного напряжения основные носители будут как бы отталкиваться от граничного слоя и дрейфовать вглубь полупроводника. При этом ширина слоя, обедненного основными носителями, увеличивается по сравнению с равновесным состоянием. Сопротивление p–n перехода для прохождения тока основных носителей увеличивается. Происходит изменение в соотношении токов через p–n переход. Диффузионный ток уменьшается и в предельном случае с ростом потенциального барьера стремится к нулю(см. рис) 9. Вольтамперная характеристика (ВАХ) p-n перехода. Основные свойства p-n перехода. Зависимость тока через p–n переход от величины и полярности приложенного напряжения называется вольт–амперной характеристикой (ВАХ) p– n перехода. где qU I I (e kT 1) 0 I0 – обратный ток насыщения p–n перехода, который определяется физическими свойствами полупроводника и имеет небольшую величину (мкА или нА); U – напряжение, приложенное к p–n переходу; kT T q – температурный потенциал; q – заряд электрона. Резкое возрастание обратного тока p– n перехода при достижении обратным напряжением определенного критического значения называют пробоем р–n перехода. Виды пробоев:Электрический:Тепловой.– лавинный;– туннельный;– поверхностныйЭлектрический пробой явл-ся обратимым, при снятии внешнего обратимого напряжения p-n переход восстанавливает свои свойства. Тепловой пробой явл-ся необратимым, при снятии напряжения- св-ва не восстанавливаются (ток будет малым)/Основные свойства p-n перехода. Резкое возрастание обратного тока p–n перехода при достижении обратным напряжением определенного критического значения называют пробоем р– n перехода.Виды пробоев: Электрический: Тепловой. – лавинный; – туннельный; – поверхностный. P-n обладает емкостными свойствами, т.е. способностью накапливать и отдавать заряд при изменении приложенного напряжения: Барьерной емкостью называют отношение приращения заряда на переходе к вызвавшему его приращеdQ 0 qN нию напряжения: d C д S бар du 2u u k При переходе к прямым напряжениям возрастает емкость, обусловленная накоплением неравновесного заряда в p и n областях структуры. Емкость, связанная с накоплением неравновесного заряда называется диффузионной емкостью. Она характеризует изменение неравновесного заряда в базе при изменении приложенного dQ напряжения. C C C q бар диф C н I д диф du kT пр 10Устройство и классификация полупроводниковых диодов. Система условных обозначений диодов; Полупроводниковым диодом называют электропреобразовательный прибор, содержащий один или несколько переходов и два вывода для подключения к внешней цепи. Принцип работы большинства диодов основан на: 1.электронно–дырочный переходе.2. контакте металл–полупроводник. 3.гетеропереходе. Полупроводниковый диод как элемент электрической цепи является нелинейным двухполюсником: имеет два вывода и нелинейную ВАХ.Большинство полупроводниковых диодов выполняют на основе несимметричных р–n переходов. Низкоомная область диодов называется эмиттером, а высокоомная – базой. Классификация:1.по роду исходного материала (германиевые, кремниевые, селеновые, карбид–кремниевые, арсенид–галлиевые и др.2.по конструкторско–технологическим особенностям (точечные, сплавные, микросплавные, диффузионные, эпитаксиальные, с барьером Шоттки, поликристаллические и др.) 3.по назначению:- Выпрямительные (силовые)- преобразование переменного напряжения источников питания промышленной частоты в постоянное. - Стабилитроны (опорные диоды)-стабилизация напряжений, имеющие на обратной ветви ВАХ участок со слабой зависимостью напряжения от протекающего тока-Варикапы-использование в качестве емкости, управляемой электрическим напряжением.-Импульсные диоды-работа в быстродействующих импульсных схемах.- Туннельные и обращенные диоды-усиление, генерирование и переключение высокочастотных колебаний.-Светодиодыпреобразование электрического сигнала в световую энергию.- Фотодиодыпреобразование световой энергии в электрический сигнал.4.по диапазону часот(низкочастотные,высокочастотные,сверхвысокочастотные).СИСТЕМА ОБОЗНАЧЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ Она состоит из буквенных и цифровых элементов. Первым элементом обозначения является буква или цифра, определяющая исходный материал диода: Г или 1 – германий или его соединения;К или 2 – кремний или его соединения;А или 3 – арсенид галлия и соединения галлия;И или 4 – индий. Второй элемент – буква, указывающая назначение диода:Д – выпрямительные, импульсные; С – стабилитроны; В – варикапы; И – туннельные; И – обращенные; А – сверхвысокочастотные; Л – светодиоды; Ф – фотодиоды. 3й элемент – цифра, указывающая на энергетические особенности диода.4й элемент – две цифры, указывающие номер разработки.5й элемент – буква, характеризующая специальные параметры диода. Например: КД204А, КС156Б, КВ109В, АЛ603ДГрафическое обозначение диодов: мально допустимое обратное напряжение, которое длительно выдерживает диод без нарушения нормальной работы, Uобр макс на 20 % меньше напряжения пробоя .U = 100…400 В для Ge диоU проб дов; проб Uпроб =1000…1500 В для Si диодов. 4. Макс. обратный ток I обр макс – U обр макс .5. Средняя макс. знач-е обр-го тока диода при рассеиваемая мощность диода период мощность, рассеиваемая диодом при протекании мВт – десятки Вт). 6. Дифференциальное сопротивление диода R диф Pср – I пр ср и средняя за I обр (сотни – сопротивление диода протекающему переменному току, которое вычисляется как отношение приращения напряжения на диоде к вызвавшему его малому приращению тока (единицы – сотни Ом).Стабилитроны Стабилитрон-диод,принцип работы кот. основан на явлении электрического пробоя р–n перехода при подаче на диод обратного напряжения.ПАРАМЕТРЫ СТАБИЛИТРОНА:1. Ном напряжение стабилизации – падение напряжения на U ст ном стабилитроне в области стабилизации при номинальном значении тока (единицы – десятки В). I ст ном 2. Мин. ток стабилизации I ст мин – минимальное значение тока, проте- кающего через стабилитрон при устойчивом пробое перехода (доли мА – десятки мА). 3. Макс. ток стабилизации I – максимально допустимый ток стаби- ст макс лизации, ограничиваемый допустимой мощностью рассеивания (единицы мА – единицы А). 4. Номинальный ток стабилизации I ст ном ние R диф I ст макс I ст мин .5. Дифференциальное сопротивле- 2 dUст – отношение приращения напряжения cтабилизации к dIст вызвавшему его приращению тока (единицы – десятки Ом). Чем меньше – тем лучше стабилизация напряжения. R диф точке, R ст 11.Выпрямительные диоды и стабилитроныВыпрямительные диоды Выпрямительные диоды преобразуют переменный ток в постоянный. Основой выпрям. диода явл-ся несимметричный р–n переход. Низкоомная область (обычно это р–область), имеющая большую концентрацию примеси, наз. эмиттером, а высокоомная область (обычно n–область) с малой концентрацией примесей – базой.ПАРАМЕТРЫ ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫХ ДИОДОВ: 1. Средний выпрямленный ток I – среднее за период знач-е выпрям- пр ср ленного тока, кот. может длительно протекать через диод при допустимом его нагреве.2. Среднее прямое напряжение диода U – среднее значе- пр ср ние прямого падения напряжения, определяемое при среднем выпрямленном токе, для германиевых U < 1 В, для кремниевых U < 1,5 В. пр ср пр ср 3. Максимально допустимое обратное напряжение диода Uобр макс – макси- 6. Статическое сопротивление стабилитрона в данной рабочей характеризует омические потери в заданной рабочей точке U ст .7. Iст Коэфф. качества стабилитрона Q R диф – определяет R ст не только наклон ВАХ, но и отношение изменения напряжения стабилизации к напряжению стабилизации (Q = 0,01…0,05 и ниже). 8. Температурный коэфф. напряжения стабилизации (ТКН) ст – отношение относ. изм-я напряжения стабилизации U ст при изм-и температуры окр. U ст среды T и постоянном токе стабилизации к изм-ю температуры, вызвавшему это изм-е ст U ст 1 100% . U ст T 12.Варикапы и диоды с барьером Шоттки Варикап - это диод, в кот исп-ся зависимость барьерной емкости р-н перехода от приложенного обратного напряж. Варикапы используемые для умнож частоты наз. варактронами.Они находят применение в схемах автоматической подстройки частоты радиоприемников, в схемах частотных модуляторов, в параметрических схемах усиления, в схемах умножения частоты, в управляемых фазовращателях. Принцип действия варикапа основан на зависимости емкости p–n перехода от внешнего напряжения.На рис. представлена вольт–фарадная характеристика и одна из схем включения варикапа. При изменении напряжение смещения, подаваемого на варикап с помощью резистора R1, изменяется емкость диода. Изменение емкости варикапа приводит к изменению частоты колебательного контура при изменении емкости диода включается резистор R2, сопротивление которого больше резонансного сопротивления контура.ПАРАМЕТРЫ ВАРИКАПОВ 1. Макс. емкость – емкость варикапа Cв макс при заданном мин. U обр и ограничена значе- нием емкости C .2. Мин. емкость – Cв мин 0 емкость варикапа при заданном макс. напряж. p–n перех. U обр доп U обр и огранич. обр. допустимым 3.Коэфф.перекрытия по емкости K C в макс (ед- C в мин цы–десятки ед-ц).4. Сопротивл потерь Rп – суммарное активное сопротивл., включ. сопрот. кристалла, контактных соединений и выводов варикапа. 5. Температурный коэффициент емкости ТКЕ – представляет собой отношение относительного изменения емкости к вызвавшему его абсолютному изменению температуры окружающей среды. , .6. Добротность варикапа Q – C 1 в ТКЕ C T Cбар (1 С0 U обр Uk ) отношение реактивного сопротивл. варикапа на заданной частоте переменного сигнала к сопротивл. потерь при заданном знач. емкости или обратного напряж. где Xc – реактивн сост. сопрот. варикапа;Rпот –сопротивл. X Qв c R пот потерь.Добротн. показ. относит. потери колебательной мощности в варикапе (дес – сотни ед-ниц).диоды с барьером Шоттки Диод Шоттки (назван в честь немецкого физика Baльтера Шоттки) – полупроводниковый диод с малым падением напряжения при прямом включении. Диоды Шоттки используют переход металл-полупроводник в качестве барьера Шоттки (вместо p-n перехода, как у обычных диодов). Допустимое обратное напряжение промышленно выпускаемых диодов Шоттки ограничено 250 В, на практике большинство диодов Шоттки применяется в низковольтных цепях при обратном напряжении порядка единиц и нескольких десятков Вольт. Диоды Шотки обладают след преимуществами по сравнению с кремниевыми p–n переходами:1. Для пол того же тока требуется более низк прямое напряжение.2. Электропроводность создается только основными носителями (электронами). Отсутствует накопление неосновных носителей, и время восстановления диода при переключении напряжения с прямого на обратное очень мало. Быстродействие определяется скоростью перезарядки барьерной емкости. За счет низкого прямого напряжения и высокого быстродействия диоды Шотки используются в выпрямительных и переключающих цепях, а также для увеличения быстродействия транзисторов в цифровых схемах, таких как ТТЛ–логика. К недостаткам диодов Шотки относятся: 1. Ток утечки немного больше, чем у обычных диодов, использующих p–n переход. 2. Максимальное обратное напряжение ниже, чем у обычных кремниевых диодов. Вольт–амперная характеристика диодов Шотки такая же, как и у обычных диодов, а обратные токи составляют сотни пА – десятки нА. 13.Импульсные диоды и диоды с накоплением заряда (ДНЗ) Импульсные диоды этот диод, имеющий малую длительность перех проц-в и предназн для работы в импульсных устройствах. Импульсные диоды предназначены для работы в быстродействующих импульсных схемах и должны обладать малой емкостью перехода и малым временем жизни неравновесных носителей заряда в базе. Импульсные диоды чаще всего работают при больших амплитудах импульсов. На рис. 2.17 приведена простейшая схема диодного ключа, работающего на активную нагрузку. ПАРАМЕТРЫ ИМПУЛЬСНЫХ ДИОДОВ 1. Макс импульсное прямое падение напряж. U пр макс – макс падение напряж на диоде в прямом напр при задан прям. токе. 2. Время установл прямого сопротивл t – время от момента включ уст прямого тока диода до момента достиж заданного ур-ня прямого напряж на диоде. 3. Время восстановления обратного сопротивл t – время с момента вос переключ диода с прям на обратное импульсное напряж до достижения обратным током заданного значения. 4. Емкость диода C – емкость между выводами диода при заданном об- д ратном напряжении. 5. Постоянный обратный ток I обр – ток диода при заданном обратном напряжении. 6. Постоянное прямое напряжение U пр – падение напряжения на диоде при заданном прямом токе. 7. Заряд переключения Q – избыточный заряд, вытекающий во внешнюю цепь при изменении направления тока с прямого на обратный. Время установления прямого сопротивления и время восстановления обратного сопротивления определяют быстродействие диода. В связи с этим для повышения быстродействия необходимо уменьшать t уст и t вос . Это удается достичь в диодах с накоплением заряда и диодах с барьером Шотки. Диоды с накоплением заряда Диоды с накоплением заряда (ДНЗ) исп-ся для формир коротких прямоуг импульсов, возник при переключ диода с прямого направл на обр в рез-те рассасыв накопл в базе неравновесн заряда. Это достиг за счет неравномерного легиров обл-сти диода (рис. 2.20). Из-за неравномерн распр примеси в базе диода возн тормозящее электрич поле для инжектированных носителей, направл в сторону перехода. Инжектированные в базу носители прижимаются внутрен полем к p–n перех, и в базе происх накопл заряда. При изменении напряж на диоде с прямого на обр сопротивл диода остается малым, и накопл носит экстрагируют в эмиттер. Обратн ток быстро спадает. Внутр поле базы ускоряет процесс экстракции носителей через переход, что сокращает время спада обр тока. 14.Туннельные и обращенные диоды Туннельные диоды – это полупроводниковые приборы на основе вырожденного полупроводника, в котором туннельный эффект приводит к появлению на прямой ветви вольт–амперной характеристики области с отрицательным дифференциальным сопротивлением (характеристика N-образного типа). Они используются для усиления, генерирования и переключения сигналов, и эта многофункциональность прибора объясняется наличием на ВАХ участка с отрицательным сопротивлением. Для изготовления туннельных диодов используется полупроводниковый материал с очень большой концентрацией примесей 1018 10 20 см3 ( ) и следствием этого является: 1. Малая толщина перехода (около 0,01 мкм), что на два порядка меньше, чем у обычных диодов. 2. Расщепление примесных энергетических уровней с образованием примесных энергетических зон, которые примыкают к зоне проводимости в n– области и к валентной зоне в p–области. 3. Уровень Ферми располагается у электронного полупроводника в зоне проводимости, а у дырочного – в валентной зоне. В тонких p–n переходах вследствие большей напряженности электрического поля увеличивается вероятность туннельного прохождения электронов сквозь тонкий потенциальный барьер. При небольшом прямом напряжении происходит смещение энергетических зон, так что часть энергетических уровней, занятых электронами проводимости n–области, начинает располагаться напротив свободных уровней p–области. Это приводит к туннельному переносу электронов из n–области в p–область и протеканию прямого туннельного тока С увеличением прямого напряжения туннельный ток достигает максимального значения, когда все заполненные энергетические уровни зоны проводимости n–области располагаются напротив свободных уровней p–области Дальнейшее увеличение прямого напряжения приводит к тому, что часть заполненных энергетических уровней n–области начинает располагаться против запрещенной зоны p–области, и туннельный ток убывает.Когда зона проводимости n–области и валентная зона p–области перестанут перекрываться, туннельный ток прекращается Туннельный диод может быть представлен эквивалентной схемой (рис. 2.22), где Cд – емкость диода; L в – индуктив- ность выводов; rпот rэ rб ское сопротивление потерь; тивление перехода. R пе р – омиче– сопро- ПАРАМЕТРЫ ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДОВ I п – максимальный 1. Пиковый ток туннельный ток, соответствующий полному перекрытию заполненных и свободных разрешенных уровней (сотни мкА – сотни мА). U п – прямое напряжение, соответствующее макси2. Напряжение пика мальному (пиковому) току (40…150 мВ), для германиевых диодов – (40…60 мВ), для арсенидгаллиевых – (100…150 мВ). 3. Ток впадины Iв – прямой ток в точке минимума ВАХ. U в – прямое напряжение, соответствующее току 4. Напряжение впадины впадины (Ge 250…350 мВ, GaAs – 400…500 мВ). U (U ) ск рр – это перепад напряжения 6. Напряжение скачка (раствора) между максимальным туннельным током и таким же значением диффузионного тока.7. Отрицательное дифференциальное сопротивление R диф dU dI определяется на середине падающего участка ВАХ. 8. Удельн. емкостьСд/Iп – отн-ие емкости тунн. диода к пиковому току 11. Резонансная частота – частота, на которой общее реактивное сопротивление p–n перехода и индуктивности выводов диода обращается в нуль f0 1 2R диф Cд R диф C д Lв 1 .Примером туннельных диодов являются: ГИ201, КИ303, АИ102.Обращенные диодыОбращенные диоды выполняются на основе полупроводника с критической концентрацией примесей, в котором проводимость при обратном смещении значительно больше, чем при прямом напряжении. На рис. 2.23 представлена вольт–амперная характеристика и условное обозначение обращенного диода.При концентрации примесей порядка 1018 см3 уровень Ферми находится на потолке валентной зоны p–области и на дне зоны проводимости n– области. При подаче обратного напряжения происходит туннельный перенос электронов из валентной зоны p–области на свободные уровни зоны проводимости n–области, и через диод протекает большой обратный ток.При прямом смещении диода, перекрытия зон не происходит и прямой ток определяется только диффузионным током. Рабочим участком обращенного диода является обратная ветвь ВАХ, что отражено в его названии. Данный тип диодов используется в детекторах, смесителях СВЧ диапазона и переключающих устройствах. 15. Определение, устройство и классификация биполярных транзисторов. Система обозначений транзисторов; Биполярным транзистором называют электропреобразовательный прибор, имеющий два p–n перехода, пригодный для усиления мощности электрических сигналов. По принципу действия транзисторы делятся на: биполярные и полевые. В работе биполярных транзисторов используются носители обеих полярностей (дырки и электроны), что и отражено в их названии. В полевых (униполярных) транзисторах используется движение носителей одного знака. Особенность биполярного транзистора состоит в том, что между его электронно–дырочными переходами существует взаимодействие – ток одного из переходов может управлять током другого. По порядку чередования p–n переходов транзисторы бывают: n–p–n и p–n–p типов (рис. 3.1). Область транзи-стора, расположенная между p–n переходами, называют базой. Одна из примыкающих к базе областей должна наиболее эффективно осуществлять инжекцию носителей в базу, а другая – экстрагировать носители из базы. Область транзистора, из которой происходит инжекция носителей в базу, называют эмиттером, а переход эмиттерным. Область транзистора, осуществляющая экстракцию носителей из базы, называют коллектором, а переход коллекторным. По применяемому материалу транзисторы классифицируются на германиевые, кремниевые и арсенид-галлиевые. По технологии изготовления транзисторы бывают: сплавные, диффузионные, эпитаксиальные, планарные. Толщина базы делается значительно меньше диффузионной длины неосновных носителей в ней. При равномерном распределении примеси в базе внутреннее электрическое поле в базе отсутствует, и неосновные носители движутся в ней вследствие процесса диффузии. Такие транзисторы называют диффузионными или бездрейфовыми. При неравномерном распределении примесей в базе имеется внутреннее электрическое поле, и неосновные носители движутся в ней в результате дрейфа и диффузии. Такие транзисторы называют дрейфовыми. Кроме того, концентрация атомов примеси в эмиттере и коллекторе (низкоомные области) значительно больше, чем в базе (высокоомная область). Площадь коллекторного перехода больше эмиттерного, что способствует увеличению коэффициента переноса носителей из эмиттера в коллектор. По мощности, рассеиваемой коллекторным переходом, транзисторы бывают: малой мощности P < 0,3 Вт; средней мощности 0,3 Вт < P < 1,5 Вт; большой мощности P > 1,5 Вт. По частотному диапазону транзисторы делятся на: Шестой (седьмой) элемент – буква, указывающая на разновидность транзистора из данной группы. Примеры обозначения транзисторов: КТ315А; КТ806Б; ГТ108А; КТ3126. f пр < 3 МГц; среднечастотные 3 МГц < f пр < 30 МГц; высокочастотные 30 МГц < f пр < 300 МГц; сверхвысокочастотные f пр > 300 МГц. низкочастотные Обозначение биполярных транзисторов состоит из шести или семи элементов. Первый элемент – буква или цифра, указывающая исходный материал: Г(1) – германий, К(2) – кремний, А(3) – арсенид галлия. Второй элемент буква, указывающая на тип транзистора Т – биполярный, П – полевой. Третий элемент – цифра, указывающая на частотные и мощностные свойства (табл. 3.1) Таблица 3.1 Классификация транзисторов по мощности и частоте Частота малая низкая 1 средняя 4 высокая 7 Четвертый, пятый, (шестой) элементы – цифры, указывающие порядковый номер разработки. Мощность средняя 2 5 8 большая 3 6 9 19. Режимы работы и схемы включения биполярного транзистора В зависимости от полярности внешних напряжений, подаваемых на электроды транзистора, различают следующие режимы его работы:1. Активный режим – эмиттерный переход смещен в прямом направлении (открыт), а коллекторный – в обратном направлении (закрыт).2. Режим отсечки – оба перехода смещены в обратном направлении (закрыты).3. Режим насыщения – оба перехода смещены в прямом направлении (открыты).4. Инверсный режим – коллекторный переход смещен в прямом направлении, а эмиттерный – в обратном. В таком режиме коллектор выполняет роль эмиттера, а эмиттер – роль коллектора. При инверсном включении параметры реального транзистора существенно отличаются от параметров при нормальном включении. В зависимости от того, какой электрод транзистора является общим для входной и выходной цепей, различают три схемы включения. Потенциал общего электрода принимается за нулевой (земля). Отсчет напряжений на остальных электродах производится относительно точки нулевого потенциала. 20. Принцип действия транзистора Принцип действия транзистора принято рассматривать в активном режиме работы в схеме с общей базой Осн. Условием для объяснения нормальной работы тр-ра явл:1концентрирование осн носителей эмиттера выше концентрации носителей базы 2ширина базы значительно меньше диф длины носителей. Модель тр-ра считаем, равномерной, концентрация примесей в эммитере, базе, коллекторе счит постоянной. Принцип действия транзистора основан на следующих физ процессах: 1инжекция носителей через прямосмещенный эммитерный переход 2диффузный перенос носителей через область база от эмиттерного перехода к коллекторному и их рекомбинация 3.экстракция носителей через обратносмещенный коллекторный переход. Для количественной оценки составляющих полного тока эмиттерного перехода вводят параметр – коэффициент инжекции или эффективность эмиттерного перехода I эn ,который I эn I э р показывает, какую долю от общего тока эмиттера составляет ток инжектированных в базу носителей заряда (в данном случае электронов). На практике коэффициент инжекции оказывается близким к единице = 0,98…0,995. Процесс переноса неосновных носителей через базу характеризуется коэффициентом переноса I кn I эn Iк ' M I кn .В связи с этим, ток коллектора, вызванный ин- жекцией основных носителей заряда через эмиттерный переход, равен I к упр MI э ,где h 21б M – ста- тический коэффициент передачи тока эмиттера. Кроме управляемого тока коллектора, который зависит от количества носителей, инжектированных из эмиттера в базу и экстрагированных из базы в коллектор с учетом коэффициента лавинного размножения, протекает обратный неуправляемый ток I кбо . Причина появления этого тока обусловлена дрейфом неосновных носителей базы и коллектора к обратносмещенному коллекторному переходу и их экстракцией через переход. Токи в транзисторе ток эмиттера I эn I б (1 h 21б )I э I кбо Ток коллектора имеет составляющие: управляемый ток I к упр и обратный ток I кбо и дырочную I э имеет две составляю- Iэ р I э I эn I э р . Обратный ток коллектора в цепи базы противоположен току рекомбинации две I к h 21б I э I кбо . I э Iб Iк . Это выражение устанавливает связь между токами транзистора. Оно справедливо для любой схемы включения и удовлетворяет первому закону Кирхгофа. В активном режиме токи коллектора и эмиттера почти равны, а ток базы равен их разности. Коллекторный ток практически не зависит от напряжения на коллекторном переходе. Даже поля контактной разности потенциалов достаточно для экстракции всех электронов, достигших коллекторного перехода. Поэтому дифференциальное сопротивление коллекторного перехода rк dUкб dIк очень велико (переход включен в обратном направлении). В цепь коллектора можно включать нагрузку с достаточно большим сопротивлением ,величина которого зависит от ширины базы, диффузионной длины носителей и близка к единице =0,988…0,995. Процесс умножения носителей в коллекторном переходе оценивается коэффициентом лавинного умножения щие: электронную I б I б рек I кбо ; R н , практически не изменяя ток коллектора (рис. 3.3,б). Дифференциальное сопротивление прямосмещенного эмиттерного перехода rэ dUэб dIэ очень мало rэ rк . Физический смысл H–параметров следующий: 21. Формальная модель биполярного транзистора. Система Hпараметров биполярного транзистора I2 I1 U1 Транзистор U2 Формальная модель биполярного транзистора Величины, связывающие малые приращения токов и напряжений на электродах активного элемента, называют дифференциальными параметрами Транзистор в активном режиме работы описывается дифференциальными параметрами, которые часто называют малосигнальными. Малыми сигналами считают такие сигналы, увеличение амплитуды которых в два раза не приводит к изменению исследуемого параметра, характеристику можно считать линейной, а сам транзистор – линейным четырехполюсником (рис. 3.14). При этом два внешних вывода четырехполюсника считают входными, соответствующие им комплексные амплитуды тока и напряжения обозначают I1 и 1 . Два других вывода являются выходными, соответствующие им ток и U 2 . За положительное принимают I2 и U напряжение обозначают направление токов, втекающих в четырехполюсник. Система H-параметров В качестве независимых переменных в системе H–параметров I и выходное напряжение U 2 1 1 H 11I1 H 12 U 2, U I 2 H 21I1 H 22 U 2. приняты входной ток 11 U1 H I1 2 0 U – входное сопротивление в режи- ме короткого замыкания для переменной составляющей тока по выходу; 12 U1 H 2 U I1 0 – коэффициент обратной связи по напряжению в режиме холостого хода во входной цепи; 21 I 2 H I1 2 0 – U коэффициент передачи (усиле- ния) тока в режиме короткого замыкания по выходу; 22 I 2 H 2 U I1 0 – выходная проводимость в режиме холостого хода во входной цепи. Преимущество H–параметров состоит в удобстве их экспериментального определения в режимах близких к режимам работы транзисторов в практических схемах. 22. Статические вольтамперные характеристики биполярного транзистора. Влияние температуры на ВАХ биполярного транзистора Статическим режимом работы транзистора называется режим при отсутствии нагрузки в выходной цепи. Статическими характеристиками транзисторов называют графически выраженные зависимости напряжения и тока входной цепи (входные ВАХ) и выходной цепи (выходные ВАХ). Вид характеристик зависит от способа включения транзистора. Характеристики транзистора, включенного по схеме ОБ Входной характеристикой является зависимость: IЭ = f(UЭБ) при UКБ = const При U кб 0 входная характеристика представляет собой прямую ветвь вольт–амперной характеристики прямосмещенного эмиттерного перехода и может быть описана уравнением транзистора по схеме ОЭ, чем, в частности, определяется более широкое практическое применение этой схемы включения по сравнению со схемой ОБ. Схема с общей базой. Ток эмиттера в схеме с ОБ связан с температурой следующим соотношением: eUэ.б ΔW I э.т I э.б 0e kT к.бо. Изменение тока коллектора при постоянном токе эмиттера: +dI к.бо. ний температурный коэффициент d dT . Сред- обычно составляет 0,03-0,05 % на 1оС, а общее изменение коэффициента передачи тока эмиттера в рабочем диапазоне не превышает 3-5 %. I ê.á 0 Отношение I э I эбо qU эб (e kT 1) . IК = f(UКБ) при IЭ = const зависимость выходного тока от выходного напряжения - > Iк h 21б I э Iкбо имеет порядок 10-3-10-6. Хотя обратный ток Iк.б 0 изменяется с ростом температуры быстро, его влияние на температурный дрейф выходных характеристик мало, т.к. он мал по сравнению с рабочим током коллектора Iк. Выходной характеристикой является зависимость: qU кб (e kT Iê 1) . Выходные ВАХ имеют три характерные области: 1 – сильная зависимость Iк от UКБ (нелинейная начальная область); 2 – слабая зависимость Iк от UКБ (линейная область); 3 – пробой коллекторного перехода. Особенностью характеристик в области 2 является их небольшой подъем при увеличении напряжения UКБ. Характеристики транзистора, включенного по схеме ОЭ: Входной характеристикой является зависимость: IБ = f(UБЭ) при UКЭ = const Выходной характеристикой является зависимость: IК = f(UКЭ) при IБ = const Транзистор в схеме ОЭ дает усиление по току. Коэффициент усиления по току в схеме ОЭ: Если коэффициент a для транзисторов a = 0,9¸0,99, то коэффициент b = 9¸99. Это является важнейшим преимуществом включения Отсюда следует, что выходные характеристики в схеме с ОБ слабо зависят от температуры Схема с общим эмиттером. б к.бо. Относительная нестабильность тока коллектора при Iб=const со- ( 1) оэ d Iк.б 0 dIк.б 0 ( 1 Iк Iк.б 0 (3.42) и увеличивается в ( +1) раз по сравнению со схемой с общей базой. Сравнивая характеристики для схемы с ОБ и ОЭ, следует отметить более высокую устойчивость к температурным воздействиям транзистора в схеме с общей базой. I +I dIк= Iэ d I +( +1)I dIк Iк , Выходной ток – ток коллектора равен: э Iк= ставляет: где Iэ.б 0 – тепловой ток эмиттерного перехода. С ростом температуры ток эмиттера возрастает за счет увеличения теплового тока (удваивается на каждые десять градусов изменения температуры). Iк= Ток коллектора для схемы с ОЭ равен: 23. Дифференциальные параметры биполярного транзистора. Определение h-параметров транзистора по статическим ВАХ Статические характеристики и их семейства наглядно связывают постоянные токи электродов с постоянными напряжениями на них: Однако часто возникает задача установить количественные связи между небольшими изменениями (дифференциалами) этих величин от их исходных значений. Эти связи характеризуют коэффициентами пропорциональности – дифференциальными параметрами. При рассмотрении статических характеристик мы попутно ввели определения и названия h-параметрам, которые можно найти по этим характеристикам (коэффициент передачи входного тока h21, коэффициент обратной передачи h12, выходная проводимость h22 и входное сопротивление h11). Названия и обозначения этих параметров взяты из теории четырехполюсников для переменного тока. Приращения статических величин в нашем случав имитируют переменные токи и напряжения. Рассмотрим процедуру введения дифференциальных параметров БТ на примере наиболее распространенных h-параметров, приводимых в справочниках по транзисторам. Для введения этой системы параметров в качестве независимых переменных при описании статического режима берут входной ток IВХ (IЭ или IБ) и выходное напряжение UВЫХ (UКБ или UКЭ): UВХ = f1(IВХ,UВЫХ) (5.49) IВЫХ = f2(IВХ,UВЫХ) В этом случае полные дифференциалы: dUВХ = (∂f1/∂IВХ)dIВХ + (∂f1/∂UВЫХ)dUВЫХ (5.50) dIВЫХ = (∂f2/∂IВХ)dIВХ + (∂f2/∂UВЫХ)dUВЫХ Частные производные в выражениях (5.50) и являются дифференциальными h-параметрами, т.е. dUВХ = h11dIВХ + h12dUВЫХ (5.51) dIВЫХ = h21dIВХ + h22dUВЫХ Для схемы с общей базой dUЭБ = h11БdIЭ + h12БdUКБ (5.52) dIК = h21БdIЭ + h22БdUКБ Эти уравнения устанавливают и способ нахождения по статическим характеристикам, и метод измерения h-параметров. Полагая dUКБ = 0, т.е. UКБ = const, можно найти h11Б и h21Б, а считая dIЭ = 0, т.е. IЭ = const, определить h12Б и h22Б. Аналогично для схемы с общим эмиттером можно переписать (5.51) в виде dUБЭ = h11ЭdIБ + h12ЭdUКЭ (5.53) dIК = h21ЭdIБ + h22ЭdUКЭ Кроме системы h-параметров широко используются система yпараметров и система z-параметров. В системе y-параметров за независимые переменные взяты напряжения, а токи являются их функциями. Потому вместо (5.49) следует писать IВХ = f1(UВХ,UВЫХ) (5.54) IВЫХ = f2(UВХ,UВЫХ) В этом случае, повторяя прежние операции, получаем выражения dIВХ = (∂f1/∂UВХ)dUВХ + (∂f1/∂UВЫХ)dUВЫХ dIВЫХ = (∂f2/∂UВХ)dUВХ + (∂f2/∂UВЫХ)dUВЫХ Заменяя частные производные последовательно на у11, у12, у21, у22, получим dIВХ = y11dUВХ + y12dUВЫХ (5.55) dIВЫХ = y21dUВХ + y22dUВЫХ В системе z-параметров независимыми переменными являются и, а функциями – и. Очевидно, что dUВХ = z11dIВХ + z12dIВЫХ (5.56) dUВЫХ = z21dIВХ + z22dIВЫХ Определение H–параметров по статическим характеристикам На низких частотах реактивные элементы транзистора практически не оказывают влияния на его работу, поэтому все параметры становятся вещественными величинами: Z–параметры переходят в r–параметры, Y– параметры в y–параметры и H– в h–параметры. Приближенные значения h–параметров определяют графоаналитическим способом по входным и выходным статическим характеристикам. При определении h–параметров необходимо не менее двух характеристик каждого семейства. Параметры рассчитываются вблизи рабочей точки транзистора по линейным (конечным) приращениям токов и напряжений. В результате таких замен уравнения в системе h–параметров имеют вид U1 h11I1 h12 U 2 ; I 2 h 21I1 h 22 U 2 . Параметры h11 и h 12 определяются по входным характе- ристикам (рис. 3.18). Для этого на семействе входных характеристик (например, для схемы с ОЭ) в рабочей точке А строят треугольник, отложив прямые, параллельные осям абсцисс и ординат, до пересечения со второй характеристикой. Из полученного характеристического треугольника АВС находим все величины необходимые для определения h11э и h12э U бэ U' 'бэ U'бэ , Iб I' 'б I'б U бэ U' 'бэ U'бэ . h12 э U кэ U' 'кэ U'кэ Параметры h 21 и h 22 определяются по выходным харакh11э теристикам (рис. 3.19). Проведя через точку А' вертикальную прямую до пересечения с соседней характеристикой получаем точку B'. Затем выбираем в окрестности точки A' точку C', лежащую на той же характеристике так, чтобы в пределах отрезка A'C' характеристика была линейна. Тогда Iк I' ' 'к I'к ; Iб I' 'б I'б Iк I' 'к I'к U кэ U' 'кэ U'кэ h 21э h 22 э . 24.Моделирование биполярного транзистора в режиме большого сигнала; При анализе работы транзистора в режиме большого сигнала, когда сильно проявляются нелинейные свойства, применяют эквивалентную схему, предложенную Эберсом и Моллом в 1954 году. Задача моделирования состоит в определении связи между статическими характеристиками и физическими параметрами транзистора. где n I эбо i Iкбо , I эбк – тепловой ток эмиттерного перехода, измеренный при замкнутых накоротко выводах базы и коллектора; получим выражение I кбэ – тепловой ток коллекторного перехода, измеренный при Iк n I э Iкбо замкнутых накоротко выводах базы и эмиттера Необходимо помнить, что I эбк , I кбэ – это тепловые токи, I1 , I 2 (3.24) Решив уравнение (3.21) относительно и напряжения ра U эб f (I э ) при U кб = const инжекцию (экстракцию) носителей через эмиттерный и коллекторный пере- включенными раздельно, и тепловыми токами I эбк U эб I эбо , I кбо , и I кбэ получим . U кб Простейший вариант модели Эберса–Молла для n–p–n транзистора показан на рис. 3.21 и основан на интерпретации работы транзистора, как прибора, имеющего два взаимодействующих p–n перехода. Диод диод VD1 I э 0 , I1 i I 2 и при Т I 2 I кбэ получим I кбо I эбо ; . I кбэ I эбк 1 i n 1 i n VD 2 – коллекторного. Источники тока n I1 и i I 2 (3.20) Тогда токи харак- теризуют соответственно передачу тока эмиттерного перехода в коллектор при нормальном включении и тока коллекторного перехода в эмиттер при инверсном включении транзистора. Таким образом, токи эмиттера и коллектора связаны с внутренними токами соотношениями I э I1 i I 2 ; I к n I1 I 2 . (3.18) Эмиттерный и коллекторный p–n переходы транзистора аналогичны p–n переходу диода. Если к одному из p–n переходов приложить напряжение, а выводы другого p–n перехода замкнуть между собой накоротко, то ток, протекающий через данный p–n переход, увеличится из–за изменения распределения носителей заряда в базе. Тогда токи через переходы запишутся так: I1 I эбк I 2 Iкбэ что моделирует свойства эмиттерного перехода, а qU эб (e kT qU бк (e kT (3.19) 1) , 1) ; Iк и I э запишутся в следующем виде I I э эбо (e 1 i n ; qU эб kT I 1) i кбо (e 1 i n qU бк kT 1) (3.21) Iк qU эб n I эбо (e kT 1 i n I 1) кбо (e 1 i n . (3.22) Полученные уравнения (3.21), (3.22) непосредственно определяют эмиттерный и коллекторный токи транзистора в соответствии с первым законом Кирхгофа (сумма всех токов в электрическом узле равна нулю), они также определяют и базовый ток прибора Iб I э Iк . (3.23) Из выражений (3.21–3.23) можно получить аналитические описание для любого семейства характеристик при любой схеме включения. Уравнение (3.21) определяет семейство входных статических характеристик для схемы с ОБ. Решив уравнение (3.22) относительно в транзисторе в общем случае справедливо равенство Iк и учитывая, что I kT ln( э 1 n (e q I эбо qU кб kT 1) (3.25) Модель Эберса–Молла описывает поведение транзистора в различных режимах работы, что может быть учтено выбором соответствующей полярности напряжений на эмиттерном и коллекторном переходах. из (3.18) и (3.19). Допустим, U эб , получим выраже- ние для идеализированных входных (эмиттерных) характеристик транзисто- U бэ , U бк , соответствующие прямым включениям переходов. В простейшей модели диоды VD1 и VD 2 отображают ходы. Связь между тепловыми токами p–n переходов 1) , которое описывает выходные характеристики транзистора. а не обратные токи переходов. Положительными считаются токи qU кб (e kT qU кб kT 1) 25.Малосигнальная модель биполярного транзистора; Представление транзистора в виде активного четырехполюсника для расчета схем имеет ряд недостатков: – параметры четырехполюсника задаются в известной степени формально; – каждый из параметров может отражать влияние сразу нескольких физических процессов. Поэтому схемы замещения транзистора (рис. 3.14 – 3.17) в системах Z–, Y–, H– параметров называют формальными схемами замещения. Они неполностью отражают все физические процессы, происходящие в транзисторе. На практике используются физические эквивалентные схемы замещения транзистора, учитывающие схему включения и частотный диапазон его работы. Каждый вывод физической схемы соответствует электроду транзистора, а в формальных эквивалентных схемах различают только входные и выходные зажимы, независимо от того, какими электродами транзистора они являются. При работе в активном режиме и небольших изменениях напряжения на эмиттерном переходе транзистор можно представить с помощью линейной эквивалентной схемы, которую называют малосигнальной моделью транзистора. Малосигнальными такие схемы называют потому, что значения напряжений и токов переменного сигнала обычно значительно меньше, чем значения постоянных токов и напряжений. Широкое распространение получила T–образная малосигнальная модель транзистора (рис. 3.20), элементы которой достаточно полно отражают свойства реального транзистора на низких частотах. rк dUкб dIк I э const и составляет сотни кОм. Сопротивление базы rб имеет две составляющие: распределенное сопротивление базы r'б, диффузионное сопротивление r''б. Распределенное сопротивление базы r'б представляет собой область базы, через которую происходит перенос носителей. С уменьшением толщины базы r'б возрастает. Диффузионное сопротивление базы r''б учитывает эффект Эрли, заключающийся во влиянии коллекторного напряжения на ширину базы за счет изменения ширины коллекторного перехода. Генератор тока в цепи коллектора отражает усилительные свойства транзистора. При этом значение тока генератора пропорционально току эмиттера, а с ростом частоты изменяются как амплитуда, так и фаза тока. Если для оценки усилительных свойств транзистора используется генератор напряжения (рис. 3.20,б), то сопротивление генератора rг h 21б rк . Эмиттерный и коллекторный переходы обладают емкостными свойствами, поэтому в эквивалентных схемах необходимо учитывать C диф C бар . Так как эмиттерный переход в активном режиме смещен в прямом направлении r шунтируется C э диф . Учитывая, что и э rэ очень мало, то влияние C э диф незначительно и на низких частотах им можно пренебречь. Обратно смещенный коллекторный переход обладает большим сопротивлением Rк , поэтому влияние может сказываться и на низких частотах. Параметры эквивалентной схемы rэ, rб, rк отображают реальные сопротивления транзистора и определяются как отношения приращений напряжений в цепях транзистора к вызвавшим их приращениям токов (на низких частотах такие приращения играют роль переменных сигналов). Согласно эквивалентной схемы (рис. 3.20) получаем: rэ dUэб dIэ I к const и составляет единицы–десятки Ом, dUэб dIк I э const Cк Cбар h 21б ( jf ) 26 Частотные свойства биполярного транзисторов С ростом частоты входного сигнала усилительные свойства транзистора ухудшаются: падают коэффициенты усиления по напряжению, мощности, появляется фазовый сдвиг между выходным и входным токами. На инерционные свойства транзистора сильное влияние оказывают: – время пролета неосновных носителей в области базы от эмиттерного к коллекторному переходу; – емкости эмиттерного и коллекторного переходов h 21б f 1 fh 21б Зависимость модуля , 2 f h 21б (f ) arctg fh 21б б . (3.28) Частота f h 21б , на которой коэффициент передачи эмиттер- h 21э h 21б и от частоты. ; f 1 fh 21э f . arctg fh 21э (3.30) 2 ного тока уменьшается в раз (на 3 дБ) по сравнению с низкочастотным значением, называется предельной частотой коэффициента передачи эмиттерного тока. Предельная частота является критерием классификации транзисторов по частотному диапазону. На рис. 3.23 изображены зависимости и фазового сдвига от частоты име- h 21э h 21э (f ) (3.27) C э , Cк ; – объемное сопрот-ние базы r . h 21э ют вид Частота 2 (3.31) f h 21э , на которой модуль коэффициента передачи 2 тока эмиттера уменьшается в раз по сравнению с его низкочастотным значением, называется предельной частотой коэффициента передачи тока эмиттера. Можно установить, что частотные свойства транзистора, включенного по схеме с ОЭ, значительно хуже, чем при включении по схеме с ОБ. Это связано с ↑ фазового угла h 21э между эм-ным и коллек-ным токами. Практически частота f h 21э сравнительно невелика – тран- зистор может работать и на более высоких частотах. Частота Инерционные свойства транзистора достаточно полно оцениваются коэффициентом передачи входного тока в диапазоне усиливаемых частот. Если период колебаний напряжения на эмиттерном переходе в схеме с ОБ значительно больше времени пролета неосновных носителей в области базы, то все токи в электродах транзистора совпадают по фазе (рис. 3.22,а). Коэффициенты передачи входных токов h 21б и h 21э I j h 21б ( jf ) к h 21б ( jf ) e h 21б I э . (3.26) ют вид h 21б и фазового сдвига от частоты име- h 21э становится равным единице, называется граничной частотой транзистора. В качестве обобщающего параметра транзистора, характеризующего его инерционные свойства, используют максимальную частоту генерации, на которой коэффициент вещественны. С повышением частоты период усиливаемых колебаний может оказаться сравнимым с временем пролета носителей в области базы. Это приводит к отставанию по фазе коллекторного тока от эмиттерного (рис. 3.22,б). Это отставание тока вызвано тем, что при прямом смещении эмиттерного перехода входным сигналом в базу инжектируются носители, которые не успевают достичь коллекторного перехода. Наличие фазового сдвига (рис. 3.22,б) между токами коллектора и эмиттера свидетельствует о том, что коэффициент передачи является функцией частоты. Для схемы с ОБ комплексный коэффициент передачи тока эмиттера аппроксимируется выражением Зависимость модуля рой модуль коэффициента передачи тока базы f гр , на кото- усиления по мощности равен единице f макс kp 1 f гр 30rб Ск . (3.32) Чем выше граничная частота транзистора и меньше постоянная времени Воспользовавшись взаимосвязью коэффициентов передачи токов базы и эмиттера можно найти частотную зави-симость коэффициента передачи тока эмиттера h 21э . h 21э ( jf ) h 21б ( jf ) . 1 h 21б ( jf ) (3.29) коллекторной цепи rб Ск , тем лучше частотные свойства транзи- стора. 27 Физические параметры биполярного транзистора. Эквивалентные схемы замещения биполярного транзистора. На практике используются физические эквивалентные схемы замещения транзистора, учитывающие схему включения и частотный диапазон его работы. Каждый вывод физической схемы соответствует электроду транзистора, а в формальных эквивалентных схемах различают только вход- ные и выходные зажимы, независимо от того, какими электродами транзистора они являются. При работе в акт-м режиме и небол. Изм-ях напряж-я на эмиттерном переходе транзистор м. представить с пом. линейной экв-тной схемы, кот. наз-т малосигнальной моделью транзистора. (потому, что значения напряжений и токов переменного сигнала значительно <, чем значения постоянных токов и напряжений.) Широкое распространение получила T– образная малосигнальная модель транзистора (рис. 3.20), элементы которой достаточно полно отражают св-ва реального транзистора на низких частотах. влияние C э диф мало и на низких частотах им можно пренебречь. Обратно смещенный коллекторный переход им. больш. сопрот-е поэтому влияние Rк , Cк Cбар может сказываться и на низких часто- (4.14) Параметры эквивалентных схем маломощных БТ принимают следующие типовые значения: дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода; объемное rб ; выходное сопротивление в схеме с ОБ rк ; выходное сопротивление в схеме с ОЭ r *к rк h 21э 1 . сопротивление базы тах. Физическая Т-образная эквивалентная схема БТ также отражает свва реального транзистора на низких частотах и широко исп-ся для анализа малосигн. транзисторных усилителей. Физ-ие Т-образные эквивалентные схемы БТ с ОБ и ОЭ представлены на рис. 4.6, а, б, соответственно. Знач-я парам-в эквивалентных схем БТ м. б. найдены с исп-ванием известных hпарам-в для вкл-ния БТ: с ОБ: с ОЭ: h12 б 1 , , rк h 22 б h 22 б h 21б , rэ h11б 1 h 21б rб , (4.11) h 1 , h 21э , rэ 12 э , r *к h 22 э h 22 э rб h11э 1 h 21э rэ . (4.12) rб Поскольку коэффициенты обратной связи по напряжению h 21б и h 21э им. малую величину, точность их вычисления с исп-ем Параметры эквивалентной схемы rэ, rб, rк отображают реальные сопротивления транзистора и определяются как отношения приращений напряжений в цепях транзистора к вызвавшим их приращениям токов (на низких частотах такие приращения играют роль переменных сигналов). Согласно эквивалентной схемы (рис. 3.20) получаем: dUэб rэ dIэ dUэб I к const dIк I э const dUкб dIк I э const rэ T , I э0 (4.13) где вой потенциал, равный 26 мВ при Т=300 К; T kT q I э0 – тепло- – ток эмиттера БТ в рабо- чей точке. С учетом этого в (4.11) объемное сопротивление базы БТ необходимо рассчитывать согласно выражению и составляет единицы–десятки Ом, rк статических ВАХ оказывается низкой. Поэтому расчет парам-в эквив-ой схемы нужно начинать с расчета дифф-ного сопротивления эмиттерного перехода: rб h11б rэ 1 h 21б . и составляет сотни кОм. Сопротивление базы rб имеет две составляющие: распределенное сопротивление базы r'б, диффузионное сопротивление r''б. Распределенное сопротивление базы r'б представляет собой область базы, через которую происходит перенос носителей. С уменьшением толщины базы r'б возрастает. Эмиттерный и коллекторный переходы обладают емкостными свойствами, поэтому в эквивалентных схемах необходимо учитывать C диф и C бар . Так как эмиттерный переход в активном режиме смещен в прямом направлении r шунтируется C э диф . Учитывая, что r очень мало, то э э а б Рис. 4.6 28.Основные параметры биполярного транзистора; 1. Коэффициенты передачи базового и эмиттерного токов Iк I б I к Iб h 21э U кэ const (десятки–сотни раз); h 21б U кб const (0,95…0,9995). 2. Обратный ток коллекторного перехода при заданном обратном напряжении Iкбо Iк I э = 0 (единицы нА – десятки мА). 3. Максимально допустимый ток коллектора I к макс (сотни при мА – десятки А). 4. Наибольшая мощность рассеиваемая коллекторным переходом Pк макс (единицы мВт – десятки Вт). 5. Предельная частота коэффициента передачи тока эмиттера f h 21э – частота, на которой модуль коэффициента передачи тока эмит- 2 тера уменьшается в раз по сравнению со своим низкочастотным значением. 6. Граничная частота коэффициента передачи тока эмиттера – это частота, на которой h 21э 1. 7. Максимальная частота генерации fмакс – наибольшая частота, на которой транзистор может работать в схеме автогенератора и коэффициент усиления по мощности становится равным единице. Максимальная частота генерации определяет область частот, в которой транзистор остается активным элементом электрической цепи. 8. Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода rэ диф U эб Iб U кэ const (единицы – десят- ки Ом). 9. Объемное сопротивление области базы r 'б (десятки – сотни Ом). 10. Дифференциальное сопротивление коллекторного перехода или выходная проводимость rк диф 1 h 22 э U кэ Iк I б const . 11. Емкость коллекторного перехода (единицы – десятки пФ). 12. Коэффициент обратной связи по напряжению …10 ). 3 -4 h12б (10- В радиоэлектронике широко используется так называемая цик- 29. Классификация сигналов. Гармонический анализ сигналов Поскольку реальные физические процессы протекают во времени, то в качестве математической модели сигнала, представляющего эти процессы, используют функции времени, отражающие изменения физических процессов. Все сигналы можно разделить на детерминированные (известные) и случайные. К детерминированным относятся сигналы, значения которых известны в любой момент времени. Если же значения сигнала невозможно предсказать с вероятностью, близкой к единице, то такой сигнал мы будем называть случайным. По форме все сигналы можно разделить на три группы: аналоговые, дискретные и цифровые. Аналоговый сигнал описывается непрерывной (или кусочно-непрерывной) функцией ха(t), причем сама функция, как и ее аргумент, может принимать любые значения из выбранных пределов. Дискретный сигнал получается в результате дискретизации непрерывной функции, представляющей замену непрерывной функции ее дискретными значениями, и описывается решетчатой функцией (последовательным временным рядом) х(nТ), который может принимать любые значения в некотором интервале, в то время, как независимая переменная n принимает дискретные значения n = 0, 1, 2, …, а Т представляет собой интервал дискретизации. Выполнение операции дискретизации основано на теореме Котельникова, согласно которой функция с верхней частотой спектра fВ полностью определяется последовательностью значений в точках отсчета (отсчетов), отстоящих одна от другой на временной интервал, равный 1/2fВ. Цифровой сигнал описывается квантованной решетчатой функцией (квантованной последовательностью, квантованным временным рядом) хЦ(nТ), т.е. решетчатой функцией, принимающей лишь ряд дискретных значений, называемых уровнями квантования, в то время, как независимая переменная n принимает значения 0, 1, 2, … Заметим, что операции дискретизации и восстановления взаимно обратны в том случае, когда сигнал удовлетворяет требованиям теоремы Котельникова. Операции квантования и восстановления сигнала не являются в общем случае взаимно обратными, так как квантование в общем случае выполняется с неустранимой погрешностью. Переход от дискретного сигнала к цифровому в общем случае осуществляется неточно. лическая частота 2 F 2 / T , размерность которой представляет отношение радиан/с. При решении конкретных практических задач обязательно нужно иметь в виду различие между размерностями частоты F = 1/T колебания и циклической частоты = 2/T этого же колебания. С физической точки зрения это различие заключается в том, что частота F показывает, сколько оборотов в единицу времени совершает, например, радиус-вектор вращающейся точки, а частота сколько радиан проходит в единицу времени тот же радиус-вектор вращающейся точки. И в завершение классификации отметим, что все сигналы можно разделить на две категории по ширине их спектра: с бесконечно широким спектром и ограниченным (финитным) спектром. Конечно, сигналы с бесконечно широким спектром имеют чисто теоретический интерес, так как все физически реализуемые системы имеют ограниченную полосу рабочих частот. Поэтому на практике используются сигналы с ограниченным спектром, которые представляют в большинстве случаев физические модели сигналов с неограниченным спектром. Общая классификация сигналов иллюстрируется рис. 2.1. Классификация сигналов нужна для правильного выбора их в случае системного использования. Например, если мы выбираем для передачи информации сигнал с амплитудной модуляцией, то тем самым мы выбираем и ряд требований ко всему каналу связи: ширину канала связи, энергетические показатели системы связи, эффективность использования мощности несущей частоты при передаче информационного сигнала и т.д. ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ СИГНАЛОВ Гармонический анализ это раздел математики, который изучает возможности представления функций для всякого n 0, 1, 2, ... будет выполняться условие s(t ) s(t n T ). Если такого числа T для функции s(t ) указать невозможно, то тогда сигнал, описываемый функцией s(t ) , называется непериодическим. Число T называют периодом функции, а, значит, и сигнала s (t ) и для определенности полагают T 0. Период сигнала связан с его частотой F известным соотношением T 1 / F . Частота колебания, имеющего период T 1 с, называется 1 Гц. в виде тригонометрических рядов и интегралов. Основным понятием в гармоническом анализе является гармоническое колебание, которое математически можно записать следующим образом: s(t ) A cos(t ), Кроме того, все сигналы можно также разделить на две категории: периодические и непериодические. К периодическим сигналам отнесем те сигналы, которые можно описать некоторой временной функцией s(t ) , такой, что для нее можно указать какое-то число T , такое, что Следующим важным понятием является спектр сигнала. Под спектром сигнала понимают совокупность его гармонических составляющих. где A, , соответственно амплитуда, циклическая частота, начальная фаза колебания. В гармоническом анализе вводится понятие n–й гармоники гар- , под которой понимают опять же n раз превышающей частоту основного гармонического колебания. Математически выражение для n й гармоники s (t ) основного тона можно записать следующим n монического колебания частоты гармоническое колебание с частотой, в образом: s n (t ) An cos( nt n ) , An , n, n амплитуда, циклическая частота, начальная фаза n й гармоники основного тона соответственно. где 30. Спектральный анализ периодических сигналов. Комплексная форма ряда Фурье Основой спектрального анализа периодических сигналов является ряд Фурье для периодической функции s(t). Практически всякую периодическую функцию можно представить в виде ряда Фурье: a s( t ) 0 ( an cos n t bn sin n t ) 2 n 1 где T/2 a 1 s( t ) dt 2 T T / 2 постоянная s( t ) c0 cn cos( nt n ) 2 n 1 Подставляя в этот ряд выражение для Комплексная форма ряда Фурье В радиотехнических устройствах сигнал подвергается различным формам обработки. И для того, чтобы рассчитать результат этих преобразований, используется комплексная форма ряда Фурье. Для вывода ряда Фурье в комплексной форме за основу возьмём последнее уравнение и выражение ĉn int 1 1 2 int e s ( t ) e dt 2 n T T / 2 2 n s(t ) T /2 Теперь устремим период T следования сигнала к бесконечности. При этом сигнал из периодического превращается в сигнал с бесконечно большим периодом, т.е. сигнал непериодический. Суммирование можно заменить интегрированием в бесконечных пределах: nt n ) ei( nt n ) e i( cos( nt n ) тогда 1 it 2 s ( t ) S ( ) e d , где T / 2 T / 2 i ( nt n ) i ( nt n ) 2 2 и c0 1 e e 1 2 i( nt n ) an i ( nt n ) t cdt 0 s( t ) cos n t dt bn s( t ) sins(nt ) c c e амплитуды косинусоидальных и синусоидальных гармоник сигнала соответ cn e s( t ) e it dt T n n T / 2 T T / 2 ственно. S ( ) 2 n 1 2 2 2 n называется 2 n 1 или спектральной характеристикой 1 На практике удобнее пользоваться представлением функции в виде суммы спектральной плотностью, Преобразуем третье слагаемое следующим образом 0 составляющая сигнала; только косинусоидальных гармоник. a cos nt a b sin nt s(t ) 0 n n 2 2 2 2 2 n 1 a n bn a n bn 2 2 Так, как an bn 1 a 2 b2 a 2 b2 n n n n 2 a 2 тогда bn n где 1 n i( nt n ) 1 n in int 1 n int s( t ) cn e cn e e ĉn e 2 n T / 2 2 n T / 2 an bn 2 n T / 2 2 2 2 1 , 1 2 2 2 ib 2 ĉ a s ( t ) cos n t dt i s ( t ) sin n t dt s( t ) e int d n an bn an n nbn T T T T / 2 то можно обозначить: an an bn 2 2 bn an bn 2 2 T / 2 T / 2 cosarctg ( bn / an ) sinarctg ( bn / an ) с учетом этого можно записать: 31. Спектральный анализ непериодических сигналов Для проведения гармонического анализа непериодического сигнала s(t), действующего в конечном интервале , превратим непериодический сигнал в периодический путем повторения его с периодом . Теперь для этого сигнала можно записать ряд Фурье. Устремив период T 1к бесконечности, в пределе получим бесконечно малые амплитуды гармонических n составляющих, сумма которых изображает исходную функцию s(t), заданную в интервале . Число гармонических составляющих, входящих в ряд Фурье для функции s(t), будет при этом бесконечно большим, так как при Это значит, что расстояние между спектральными линиями, равное первой гармонике сигнала, становится бесконечно малым и спектр становится1 сплошным. Отсюда следует, что при гармоническом анализе непериодического сигнала получается сплошной спектр, состоящий из бесконечно большого числа гармоник с бесконечно малыми амплитудами. t t t2 a 2 2 s( t ) 0 an bn cos( nt arctg ( bn / a )), 2 n 1 Введя обозначения: cn an bn , c0 a0 n arctg ( bn / an ) 2 получим: сигнала s(t). 2 t t t2 2 / T 0. Полагая, что наш непериодический сигнал является периодическим, запишем для него ряд Фурье в комплексной форме: s(t ) 1 n cˆ eint T t2 t1 частота первой гармоники функции T 32. Амплитудно-модулированные сигналы Пусть в качестве модулирующего (управляющего) колебания используется гармоническое колебание u (t ) U M cos t где UM–амплитуда модулирующего напряжения. M При амплитудной модуляции изменение амплитуды высокочастотного колебания (начальная фаза для простоты принята равной нулю) пропорционально управляющему сигналу U (t ) U m cos 0t U (t ) k u (t ) k U cos t U m cos t. Поэтому для амплитудно-модулированного колебания a M a можно M записать: U AM (t ) (U m U (t )) cos 0t U m (1 или U m cos t ) cos 0t Um U (t ) U (1 m cos t ) cos 0t , m U / U где AM m коэффициент модуляции, который характеризует степень воздействия m m низкочастотного модулирующего колебания на высокочастотное (модулируемое) колебание. Спектр – это совокупность гармонических составляющих сигнала. Чтобы получить информацию о спектре АМ-колебания, перепишем его аналитическое выражение иначе: U AM (t ) U mcos 0 t mU m cos t cos 0 t mU mU cos( ) t cos( 0 )t. 2 2 Um одинаковыми амплитудами mU m Если модулирующий сигнал отсутствует, передатчик потребляет мощность 2 U cos t m m m видно, что0 спектр тонально модулированного 0 Из этого по амплитуде колебания состоит из трех составляющих: несущей с амплитудой и двух боковых частот и с Pн 1 I 2 2 i I m cos 0t R, При наличии модуляции ток m в нагрузке будет равен mI m mI m cos (0 )t cos (0 )t 2 2 где Рб – мощность нижней или верхней полосы боковых частот . i I m cos 0t PT Pн 2 Pб , тогда суммарная мощность может быть записана В результате получим Найдем среднюю мощность P 1 2 1 mI m2 I m R 2 ( m ) 2 R Pн (1 ). за период высокочастотного 2 колебания 2 2 2 PT 1 1 [ I (1 m)]2 R I 2 2 2 R (1 m) 2 Pн (1 m) 2 Оценим эффективность передачи информации с помощью амплитудной max m m модуляции 2 Pá m2 100% Pí 2 Pá 2 m2 P min Pн (1 m) 2 33. Частотно-модулированные сигналы При частотной модуляции несущая частота изменяется по закону управляющего сигнала: (t ) 0 (t ) 0 kч U M (t ) 0 kч U M cos t k U где девиация частоты, которая физически представляет собой амплитуду отклонения несущей частоты от среднего значения. Учитывая, что ч угловаяM частота есть скорость изменения во времени фазового угла, имеем: отсюда Положим t ) cos t ) dt 0 t (t ) (t ) dt (0 d( sin t 0 . ( t ) 0 dt 0 0, t тогда (t ) 0t где индекс частотной модуляции. Индекс модуляции зависит и от амплитуды управляющего сигнала, и от его частоты. Таким образом, при частотной модуляции происходит изменение не только частоты несущего колебания, но и его начальной фазы. Запишем выражение для мгновенного значения ЧМколебания UЧМ (t ) U m cos(0t sin t ) sin t 0t sin t. 34. Фазомодулированные сигналы При фазовой модуляции фазовый угол изменяется по закону управляющего сигнала: (t ) 0 (t ) 0 kф uM (t ) 0 kф U M cos t где индекс фазовой модуляции. k U Так как мгновенное значение фазового угла модулированного колебания определяется формулой ô M (t ) 0t (t ) 0t cos t то угловая частота, являющаяся производной фазового угла по времени, равна d 0 sin t 0 sin t dt показывает амплитуду отклонения частоты модулированного колебания от значения и называется девиацией частоты. Девиация частоты линейно зависит от частоты управляющего сигнала. Следовательно, при фазовой модуляции изменяется не только фаза колебания, но и его частота, причем величина отклонения частоты зависит как от амплитуды, так и от частоты управляющего сигнала. Запишем выражение для мгновенного значения ФМ-колебания Полагая получим 0 0, U (t ) U cos(0 t cos t ) U ÔÌ (t ) U m cos(0t ÔÌcos t m0 ) 35. Случайные сигналы До сих пор рассматривались модулирующие электрические и радиосигналы на основе детерминированных математических моделей. В тоже время многие задачи радиоэлектроники детерминированные модели не позволяют решать. Основная трудность здесь в том, что практически все реальные модулирующие сигналы и принимаемые радиосигналы недетерминированные. Сущность новых методов решения задач при недетерминированных сигналах состоит в том, что в его основу положен статистический подход ко всем рассматриваемым проблемам. Согласно этому подходу в качестве модели недетерминированного сигнала предлагается использовать случайный процесс с подходящими вероятностными характеристиками. Под случайным процессом понимают упорядоченные семейства случайных величин, поставленные в соответствие значениям некоторого неслучайного параметра, например, времени t, так, что для каждого значения t последнего мы имеем вполне определенную случайную величину X(t) с определенным законом распределения и определенными характеристиками этого закона (моментными функциями). Моментные функции представляют собой временные зависимости числовых характеристик одномерных распределений случайных процессов. Если наблюдается процесс X(t) на интервале времени от t = 0 до t = Тк c регистрацией появляющихся мгновенных значений этого процесса, в результате можно получить график функции времени, который называется реализацией случайного процесса X(t). Совокупность всех разных реализаций, которые могут появиться при проведении испытаний, называется ансамблем реализаций случайного процесса. Первая моментная функция математическое ожидание (среднее значение); Вторая центральная моментная функция дисперсия (отклонение от среднего); Начальный момент второго порядка ковариационная функция: m (t , t ) K (t , t ) M [ (t ) (t2 )], 11 1момент 2 второго порядка 1– корреляционная 2 1 Центральный функция: 11 (t1 , t2 ) R (t1 , t2 ) M [( (t1 ) m (t1 ))( (t2 ) m (t2 ))] 36. Моментные функции второго порядка; Моментные функции предст собой временные зависимости числовых хар-к одномерных распределений случ процессов. Важную роль в теории случ процессов играет начальный момент 2-го порядка - ковариационная ф-я: Ценр момент 2-го порядка – корреляционная ф-я: Реализация случ процесса с пост матем ожиданием и перем дисперсией: Реализация случ процесса с перем матем ожиданием и пост дисперсией: Рализация случ процесса с пост-ми матем ожиданиями и дисперсиями, но разными корреляц ф-ями: Ковариац и корреляц ф-и явл моментными ф-ми случ процесаа 2-го порядка. М/у ними сущ взаимосвязь: Из этого =>, что ковар ф-я отлич от коррел детерминированным слагаемым, предст-щим собой произведения матем ожиданий. 37)Спектральный анализ случайных сигналов. Помехи Для конкретной реализации процесса ξ(t) вводят спектральную функцию F(f ) ( t ) e i 2 ft dt. Для разных реализаций одного и того же процесса ξ(t) конечной мощности спектральная функция F(f) будет изменяться случайным образом и потому называется случайным спектром. Случайный спектр содержит всю информацию о конкретной реализации ξ(t), для которой он записан, т.к. анализируемая реализация может быть восстановлена по F(f) путем обратного преобразования Фурье. Применительно к стационарному в широком смысле (мат.ожидание,дисперсия,ковариационная функция инвариантны относительно сдвига во времени)случайному процессу ξ(t) математическое ожидание и ковариационная функция F(f) определяются выражениями m F M [ F ( f )] m e i 2ft dt m ( f ) (1) K F ( f1 , f 2 ) M [ F ( f1 , f 2 ) F * ( f1 , f 2 )] S ( f1 ) ( f 2 f1 ) , (2) Где S(f) = 2f K ( ) e d . Функция S(f)–преобразование Фурье ковариационной функции К(τ) называется спектральной плотностью стационарного процесса ξ(t). Из формулы следует, что случайный спектр F(f) – нестационарный случайный процесс даже для стационарного случайного процесса ξ(t). Помеха - стороннее возмущение, препятствующее приему радиосигнала. Большей частью помеха создается непреднамеренно в процессе развития различных физических явлений, никак не связанных с процессом передачи информации с помощью электромагнитных волн. В процессе передачи информации помеха может воздействовать на сигнал практически в любой части канала связи, начиная с преобразования сообщения в электрический сигнал. При одновременном воздействии сигнала и помехи на входные цепи приемника возмущения, oбусловленные ими, накладываются друг на друга. Математически: x(t) = s(t) + n(t), Т.е. в каждый момент времени значение принятого сигнала равно сумме мгновенных значений сигнала и помехи. Такая смесь сигнала и помехи называется аддитивной. Существует другой вид помехи, при которой мощность сигнала на входе приемника случайным образом меняется во времени. Математически: x(t) = s(t) n(t). Т.е в данном случае имеем произведение сигнала на некоторый случайный процесс, который называется мультипликативной помехой. 38. Характеристики линейных цепей. Комплексный коэффициент передачи; Характеристики линейных цепей Работу линейных электрических цепей определяют два вида характеристик: – временные; – частотные. Основой временного исследования линейных цепей являются преобразования Лапласа. При этом с помощью преобразований Лапласа определяется передаточная функция цепи K(p), представляющая собой отношение изображений выходного и входного сигналов и позволяющая найти временные характеристики цепи. Для частотного исследования линейных цепей применяются преобразования Фурье. С помощью преобразований Фурье можно определить коэффициент передачи цепи K(iω), представляющий собой отношение спектральных плотностей выходного и входного сигналов. Поскольку преобразование Фурье – это частный случай преобразования Лапласа, то между K(p) и K(jω) существует прямая связь, позволяющая перейти от временных характеристик к частотным и обратно. Комплексный коэффициент передачи Комплексный коэффициент передачи – это отношение спектральных плотностей выходного и входного сигналов: В случае гармонического сигнала S вых y (t ) x(передачи S вх коэффициента t ) называется амплиТогда модуль комплексного K ( j ) тудно-частотной характеристикой цепи, а его аргумент – фазочастотной характеристикой цепи. K ( j ) K ( j ) exp( j ) 39. Амплитудно-частотная характеристика. Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) цепи – это зависимость модуля комплексного коэффициента передачи от частоты испытательного гармонического сигнала. Амплитудно-частотная характеристика показывает, как передаются его отдельные гармонические составляющие входного сигнала, и позволяет оценить искажения его спектра. Фазочастотная характеристика (ФЧХ) цепи – это частотная зависимость разности фаз между входным и выходным испытательными гармоническими сигналами. В радиотехнических цепях сопротивления нагрузки обычно велики и не влияют на четырехполюсник либо сопротивление нагрузки стандартно и уже учтено в схеме четырехполюсника. Тогда четырехполюсник может характеризоваться одним параметром, устанавливающим связь между выходным и входным напряжениями при пренебрежении током нагрузок. При синусоидальном сигнале такой характеристикой является передаточная функция цепи (коэффициент передачи), равная отношению комплексной амплитуды сигнала на выходе к комплексной амплитуде сигнала на входе: где рактеристика, – фазово-частотная ха- -амплитудно-частотная характеристика цепи. Наиболее простой метод измерения АЧХ: снятие зависимости отношения амплитуд выходного и входного напряжений гармонического сигнала в отдельных частотных точках (“по точкам”) с последующей интерполяцией.На практике обычно снимают зависимость напряжения на выходе исследуемого устройства от частоты при постоянной амплитуде гармонического напряжения на входе. Описанный метод измерения АЧХ “по точкам” основан на использовании перестраиваемого генератора гармонических колебаний и вольтметра. Генератор последовательно настраивают на ряд выбранных частот, а напряжение на выходе исследуемого устройства измеряют вольтметром. При этом амплитуду напряжения генератора поддерживают постоянной. Зависимость UВЫХ(f), построенная по результатам измерений, представляет собой АЧХ исследуемой цепи. 40. Переходная характеристика; Свойства линейной цепи можно описать линейным дифференциальным уравнением: i где x(t), y(t) – входной и выходной В соответm сигналы соответственно. n ствии с преобразованием Лапласа: d y (t ) d k x (t ) bi ak i dt dt k pt i 0 k 0 х ( p ) x (t ) e dt где x(p) – изображение оригинала x(t), причем x(t) = 0 при t < 0. Предыдущее дифференциальное уравнение можно представить в операторной форме: 0 Из этого получим передаточную функцию цепи: m n k y (yp( p) b p x ( p ) a p n k ) i a0 a1 p a 2 ... a n p i K ( p) i 0 x( p) k 0 b0 b1 p b2 p 2 ... bm p m . 41. Импульсная характеристика; Переходной характеристикой h(t) называется реакция цепи на воздействие в виде единичной ступенчатой функции 1(t). Импульсной характеристикой g(t) называется реакция цепи на воздействие в виде единичной импульсной функции d (t). Обе характеристики определяются при нулевых начальных условиях. Переходная и импульсная функции характеризуют цепь в переходном режиме, так как они являются реакциями на скачкообразные, т.е. довольно тяжелые для любой системы воздействия. Переходная и импульсная характеристики связаны между собой также как связаны между собой соответствующие воздействия. Единичная импульсная функция является производной от единичной ступенчатой функции, поэтому импульсная характеристика является производной от переходной характеристики и при h(0) = 0 Это утверждение следует из общих свойств линейных систем, которые описываются линейными дифференциальными уравнениями, в частности, если к линейной цепи с нулевыми начальными условиями вместо воздействия прикладывается его производная, то реакция будет равна производной от исходной реакции. Переходная может быть вычислена по реакции цепи на включение на входе источника постоянного напряжения или тока. Если такая реакция известна, то для получения h(t) достаточно разделить ее на амплитуду входного постоянного воздействия. Отсюда следует, что импульсная (как и переходная) характеристика может иметь размерность сопротивления, проводимости или быть безразмерной величиной в зависимости от размерности воздействия и реакции. Экспериментально импульсную характеристику можно определить подавая на вход короткий импульс площадью единица и уменьшая длительность импульса при сохранении площади до тех пор, пока сигнал на выходе перестанет изменяться. Это и будет импульсная характеристика цепи. 42. Методы исследования линейных электрических цепей; Методы исследования линейных цепей В настоящее время наиболее полно разработано четыре метода исследования прохождения сигналов через линейные цепи: – спектральный метод; – операторный метод; – метод на основе интеграла Дюамеля; – классический метод (метод, основанный на решении дифференциальных уравнений цепи). Спектральный метод Порядок проведения анализа прохождения сигналов через линейную цепь спектральным методом состоит в следующем: – по известной временной функции , описывающей изменения сигнала во времени на входе линейной цепи, определяем его спектральную плотность ; – полагая известным комплексный коэффициент передачи линейной цепи , представляющий собой отношение комплексной амплитуды выходного напряжения к комплексной амплитуде входного как функцию частоты соответствующих гармонических составляющих, составим аналитивх ческое выражение для спектральной плотности выходного сигнала S ( ) – по известной спектральной плотности выполнив операцию обратного преобразования Фурье получим временную функцию описывающую поведение выходного сигнала во времени sвх (t ) Kˆ ( ) S вых ( ) S вых ( ) Kˆ ( ) S вх ( ) sвых (t ). 43. Классификация аналоговых электронных устройств. Аналоговыми сигналами называют непрерывно изменяющиеся во времени электрические сигналы (ток, напряжение), значения которых однозначны в любой момент времени. Устройства, формир-е и преобраз-е аналоговые сигналы, называют аналоговыми . Усилителем электрических сигналов называется устройство, предназнач-е для усиления мощности входного сигнала, за счет потребления энергии источника питания по закону входного воздействия путем изменения сопротивления активного элемента. К аналоговым электронным устройствам относятся усилители и устройства на их основе. Активный элемент и резистор R являются основой любого усилителя, а совместно с источником питания образуют выходную цепь усилителя. Под действием входного сигнала изменяется сопротивление активного элемента и изменяется ток в последовательной цепи, состоящей из источника питания, резистора, активного элемента. В результате этого изменяется падение напряжения на резисторе, а также выходное напряжение Uвых. Т обр, процесс усиления основан на преобразовании активным элементом энергии источника питания Uип в энергию переменного напряжекоэффициент усиления по мощности ния в выходной цепи при изменении под действием входного сигнала сопротивления активного элемента. Классификация аналоговых электронных устройств К аналоговым электронным устройствам относятся усилители и устройства на их основе. Усилители классифицируются по следующим признакам. 9. Искажения сигнала – отклонение формы выходного сигнала от формы входного сигнала: – нелинейные искажения;– линейные искажения. Нелинейные искажения опред-ся нелинейностью ВАХ тр-ра: где P2, P3, Pn – мощн-ти, выдел-е в нагрузке под возд-ем 2-й, 3-й, n-й гармонич-х составл-х напряж-я (U2, U3, Un); Для многокаскадного усилителя К P Pвых Pвх ; К P ( дб ) 10 lg( Pвых Pвх ) . Коэффициент усиления многокаскадного усилителя: К U К U1 К U 2 ...К U n . К К К Kг Kг1 Kг 2 ... Kг n . ... К Лин-е искаж-я опред-ся завис-ю параметров тр-ров от частоты и реактив-ми U ( дб ) U1 U2 Un [дБ]. эл-ми усилит-х устр-в: по виду усиливаемых сигналов: по способу включения активного элемента: – частотные; – гармонические; – с общим эмиттером (общим истоком) -наибольшее усиление по мощности, но измеГромкость слух-го восприятия звук-го сигнала пропорц-на лога– фазовые; – импульсные. няют фазу входного сигнала на 180. Эти схемы являются инвертирующими; рифму его интенсивн-ти. При сравн-и мощности 2х колебаний вводится – переходные. по диапазону частот: – с общим коллектором (общим стоком)-не изменяют фазу входного сигнала и являются неинлогарифмич-я единица – Бел (десятая часть – децибел) – усилители постоянного тока- усиливают как постоянную, так и переменную составвертирующими схемами, имеют высокое входное и малое выходное сопротивления, поэтому 45.аОсновные ляющие входного сигнала; используются в качестве буферных каскадов; обладают широкой полосой пропускания, коэффи- характеристики аналоговых электронных устройств; 2. Входное (выходное) – усилители переменного тока- усиливают переменную составляющую от нижней сопротивление циент усиления по напряжению меньше единицы; – Амплитудная хар-ка (АХ) – это завис-ть амплитуды (или действ-го знач-я) Uвых граничной частоты fн до верхней граничной частоты fв. – с общей (общим затвором)- являются неинвертирующими отнош-е вх-гобазой (вых-го) Zвх Uвхсхемами и обла-1й гармоники вых-гоZнапряж-я вых Iот амплитуды (или действ-го знач-я) гармопо полосе пропускания: дают низким Iвх напряжения к входным вх-му сопротивлением. вых нич-го синусоид-го сигнала – усилители низкой частоты (УНЧ); по назначению: (вых-му) току. К на входе устрой-ва. – усилители высокой частоты (УВЧ). – усилители напряжения- Усилитель напряжения обеспечивает на нагрузочном сопроU I Z U Iидеального Zвыхусилителя АХ СЧ ВЧ вх вх вх вых вых К0 НЧ по типу используемых активных элементов: тивлении заданное выходное напряжение; 3. Коэфф. демпфироКд R н R вых линейна и проходит через – на биполярных транзисторах; – усилители K0 вания – отнош-етокасо- входное сопротивление усилителя значительно меньше внутреннего начало координат (штриховая – на полевых транзисторах; против-я нагрузки к 2 наклон хар-ки к оси Х сопротивления – на интегральных микросхемах. вых-му сопротив-юисточника сигнала н .; линия), вх г и вых опред-ся коэфф-том усилепо способу соединения каскадов: усилителя – усилители мощности- необходимо выполнение условия согласования входной цепи ния. с – усилители с гальванической связью (исп-ся в усилителях пост-го тока, где вход по- 4. Выходная мощАХ реального усилителя след-го каскада соединяют с выходу предыд-го каскада непосредствен- ность – номин-ясигнала мощисточником нагрузки обладает особенн-ми, обувх г и выходной цепи с сопротивлением но или с помощью резисторов); ность, развиваемая 2 вых н словл-ми величинами мин-но – усилители с резистивно-емкостной связью ( в усилителях переменного сигнала) m вых усилителем в нагрузке для передачи максимальной мощности.. допустимого вх-го и макс-но – усилители с трансформаторной связью (для разделения переменной составляющей при заданном вых коэфф-теннелинейных искажений. fн fв допустимого вых-го напряжm вых напряжения и постоянной составляющее – амплитудное значение вых-го напряжения; я. Рис. 2 5. Коэффициент полезного действия – отнош-е выход-й мощности, отдаваемой усилителем в нагрузку, к общей мощности, потребл-й от источника Амплитудно-частотная хар-ка (АЧХ) опред-т зав-ть модуля коэфф-та R R U R питания. 44. Основные параметры аналоговых электронных устройств; 1. Коэффициент усиления (коэффициент передачи) – отношение выходного сигнала ко входному. В зависимости от характера входной и выходной величин коэффициент усиления подразделяют: коэффициент усиления по напряжению K U U вых U вх ; К U ( дб ) 20 lg( U вых U вх ) , коэффициент усиления по току К I Iвых I вх ; К I ( дб ) 20 lg( Iвых I вх ) , R R R R R P U (Pвых P0 )100% , где P0 – мощность, потребляемая от источника питания. 6. Чувствительность (номин-е вх-е напряж-е) – напряж-е, которое нужно подвести ко входу усилителя, чтобы получить на выходе заданную мощность. Миним-но допустимое вх-е напряж-е огранич-ся ур-нем собств-х шумов усилителя, на фоне которых нельзя выделить полезный сигнал. Макс-но допустимое вх-е напряж-е огранич-ся искаж-ем формы сигнала за счет работы усилителя на нелинейных участках ВАХ транзистора. 7. Динамический диапазон – отнош-е макс-го вх-го напряж-я к мин-му вхму напряж-ю: U D Uвх max Uвх min D 20lg вх max 8. Диапазон усиливаемых частот (полоса пропускания)U – вх разность min гра- нич=х частот , в пределах которых коэфф-т усиления усилителя измен-ся по опред-му закону с заданной точностью. Допустимые измен-я коэфф-та усиления в полосе пропускания не превышают 3 дБ. 2R усиления от частоты гармонич-го сигнала на входе усилителя. В обл-ти низких частот на вид АХЧ влияют разделит-ные и блокиров-ые конденсаторы в цепях усилителя. На высоких частотах на вид АХЧ влияют частотные свойства тр-ров, емкости монтажа и комплексный хар-р сопрот-я нагрузки. 2 Частоты усиления, на которых коэфф-т усиления уменьш-я в раз или на 3 дБ по сравн-ю со средней частотой, называют граничными частотами: нижняя fн и верхняя ; разность частот f в f н f наз-ют полосой пропускания. Вид АЧХ обусл-н коэфф-том частотных искаж-й: Фазо-частотная хар-ка (ФЧХ) опред-ет зав-ть фазы коэфф-та усиления от частоты гармонич-го сигнала на входе усилителя. f в f н f Под фазовыми искаж-ми понимают сдвиги фаз, вызв-е реакт-ми эл-ми усилителя (поворот фазы усилит-м каскадом не учит-ся). Для идеального усилителя ФЧХ линейна и нач-ся в начале координат. f ФЧХ реального усилителя обладает особ-ми, обусл-ми реакт-ми эл-ми усилителя. ПЕРЕХОДНАЯ ХАР-КА выраж-т зав-ть от времени вых-го напряж-я усилителя, на вход кот-го подан мгнов-й скачок напряж-я. Эта харка опред-т процесс перехода усилителя из одного состояния в другое. Скачкообразное изм-е вх-го напряж-я позволяет выяснить реакцию усилителя на это возд-е сразу в 2х режимах: переходном и стационарном. Хар-р переходного процесса в усилителе зав-т от наличия реакт-х эл-тов L, C, которые препят-т мгновенному изм-ю тока в индуктивн-ти и напряж-я на емкости. Напряж-е на выходе не может изм-ся скачкообразно при подаче на вход импульса. Время, в течение которого фронт нормированной переходной характеристики нарастает от уровня 0,1 до уровня 0,9, называется временем нарастания. Превышение мгновенного значения напряжения над установившимся называют выбросом и выражают в процентах. Неравномерность вершины нормированной переходной характеристики обозначается через Д, измеряется в процентах от стационарного значения. fн fв 46. Классификация усилительных устройств; *Аналоговые усилители (аналоговый вх-й сигнал без цифрового преобр-я усилив-ся аналог-ми усилит-ми каскадами. Вых-й аналог-й сигнал без цифрового преобр-я подаётся на аналог-ю нагрузку.) * цифровые усилители (вх-й аналог-й сигнал усил-ся аналог-ми усилит-ми каскадами до величины достаточной для аналогоцифрового преобраз-ия аналогоцифровым преобраз-лем (АЦП);проис-т аналогоцифровое преобраз-е аналог-й величины (U) в цифровую величину — число (код), соответств-й величине напряж-я вх-го аналог-о сигнала. Цифровая величина (число, код) либо непосредственно подаётся через буферные управл-е усилит-е каскады на цифровое вых-е исполнит-е устр-во, либо подаётся на мощный цифроаналоговый преобраз-ль (ЦАП), мощный аналог-й вых-й сигнал кот-го подаётся на аналог-е вых-е исполнит-е устр-во. Виды усилителей по элементной базе * Ламповый усилитель ( усилит-е эл-ты --электронные лампы) * П-п усилитель ( усилит-е эл-ты --п-п приборы- транзисторы, микросхемы) * Гибридный усилитель (часть каскадов собрана на лампах, часть — на пп) * Квантовый усилитель Виды усилителей по диапазону частот * Усилитель постоянного тока (УПТ) – усил-ль медленно мен-ся вх-х напряж-й или токов fн=0 ; * Усилитель низкой частоты (УНЧ) — усил-ль для работы в области звукового диапазона частот * Усилитель высокой частоты (УВЧ, усилитель радиочастоты, УРЧ) — усилитель сигналов на частотах радиодиапазона. * Импульсный усилитель — усилитель, предназначенный для усиления импульсов тока или напряжения с минимальными искажениями их формы. Виды усилителей по типу нагрузки * с резистивной* с емкостной * с индуктивной* с резонансной Специальные виды усилителей * Дифференциальный усил-ль —вых-й сигнал пропорц-ен разности 2х входных сигналов, имеет 2 входа и, как правило, симметричный выход. * Операционный усил-ль — многокаскадный усил-ль пост-го тока с большими коэфф усил-я и вх-м сопротив-м; для работы в устр-вах с глубокой отрицй обратной связью. * Масштабный усил-ль —изм-ет ур-нь аналог сигнала в заданное число раз с высокой точностью * Логарифмич-й усил-ль — усил-ль, вых-й сигнал кот-го приблиз-но пропорц-ен логарифму вх-го сигнала * Квадратичный усил-ль — усил-ль, вых-й сигнал кот-го приблиз-но пропорц-ен квадрату вх-го сигнала * Инвертирующий усил-ль —изм-т фазу гармонич сигнала на 180° или полярность импульсного сигнала на противоположную (инвертор) * Малошумящий усилитель -сниж ур-нь собственных шумов Некоторые функциональные виды усилителей * Предварит-й усил-ль (предусил-ль) —для усиления сигнала до величины, необходй для нормальной работы оконечного усилителя. * Оконечный усил-ль (усил-ль мощности) -усил-е мощности эл.магн-х колеб до заданного значения. * Усил-ль промежуточный частоты (УПЧ) — узкополосный усил-ль сигнала опреде-ой частоты * Резонансный усил-ль. * Видеоус-ль —для усил-я видеоимпульсов сложной формы, широкого спектрал-го состава; в видео- и телевиз-й технике, радиолокации, обработке сигналов с различных детекторов, модемах, и др. работоспособность вплоть до 0 Гц (постоянный ток). Также сигнал данного спектра обычно называют видеосигналом, даже если он не имеет никакого отношения к передаче изображения. * Усилитель магнитной записи — усилитель, нагруженный на записывающую магнитную головку. * Микрофонный ус-ль — ус-ль электрич-х сигналов звуковых частот, поступающих с микрофона, до значения, при котором их можно обрабатывать и регулировать. * Усил-ль-корректор (корректирующий усил-ль) — электронное устр-во для изменения параметров видео- или аудиосигнала. 47. Понятие рабочей точки; В усилит-м каскаде при отсутствии вх-го сигнала устанавл-ся пост-е значения токов и напряж-й, которые определяют статический режим работы (режим по постоянному току или режим покоя) транзистора. Соответствующая режиму покоя точка на ВАХ тран-ра называется рабочей точкой. Нах-ся рабочая точка на нагрузочной прямой, которая в свою очередь является мн-вом возможных мгновенных значений режима тр-ра при всех возможных изменениях входного сигнала. Эта прямая зависит от сопротивления в выходной цепи. 48. Способы задания рабочей точки; Существует 2 способа задания режима по постоянному току: – фиксированным током базы; – фиксированным напряжением база-эмиттер. Схема с фиксированным током базы + Uип Rб Rк C2 Iк0 Iб0 C1 Uкэ0 Iэ0 Рис. 7 U U I R + кэ0 - ип к0 к Uип Uкэ0 Iк0R к R1 C1 Uбэ0 ния. Iб0 Uип Rк C2 Iк0 R2 Iд Рис. 8 Uип Uбэ0 Iб0R б Не учит-ся изм-е Iкбо тр-ра от температуры. Схема с фиксированным током базы может быть исп-на для работы в диапазоне изм-я температур, не превышающем 10…20 С. Ток Iбо не зав-т от параметров тр-ра, а точка покоя в вых-й цепи (Iко, Uкэо) может оказаться или в области насыщения или вблизи границы режима отсечки. Схема с фиксированным напряжением база-эмиттер VT Uбэ0 Uип Uкэ0 Iк0R к VT Uкэ0 Iэ0 U кэ0 Uип Iк0 Rк Iко h21эIбо (1 h21э)Iкбо Iбо Iко h21эIбо (1 h21э)UIкбобэ0 IдURип2 RUI1дипRRR222 (Iд Iб0)R1 Режим покоя обеспеч-ся фиксир-м напряж-м на базе Uбэо трра с помощью ист-ка питания и делителя из резисторов R1 и R2-- Uбэо не зав-т от параметров трра С увел-м температуры токи Iбэо и Iбо изм-ся практич-ки одинаково, что приводит к увел-ю Iко. Точка покоя перемещ-ся в сторону режима насыще- Uип Uбэо Uип Rб Rб Iд 51 49. Способы стабилизации рабочей точки; Для обесп-я температ-й стабилизации усил-х каскадов исп-т обратные связи по постоянному току или постоянному напряж-ю, которые снижают действие дестабилизир-х температурных факторов. Схема с коллекторной стабилизацией При повыш-и температуры Iк увел, а Uкэо уменьш. Это приводит к уменьш-ю потенциала базы, а след-но, к уменьш-ю тока базы Iб и коллект-го тока Iко, который стремится к своему первонач значению. Тобр, это привоип 0 каскада. б0 б дит к сущ-му ослабл-ю влияния температуры на хар-кибэ усил-го U U Iб0 I R (Iк0 Iб0)R к Uип Iк0R к Rб Схема с эмиттерной стабилизацией + Uип C1 R1 Iк0 Iб0 VT Rк C2 Повыш Т увел ток Iко, что приводит к увел I эо Iко h 21б . Увел падение кэ0 напряж-я на Rэ; бэ0 потенциал эмиттера увел, а Uбэо уменьш. д 2 э0 э э0 Это э приводит к уменьш напряж-я на ЭП, что вызывает уменьш базового тока Iбо. В результате чего Iко так же уменьш, стремясь возвратиться к своему первонач-му значению. Введение резистора Rэ при отсутствии конденсатора Сэ изм-ет работу усил-го каскада не только в режиме покоя, но и при наличии входного сигнала. U U I R I R + U С Рис. 10 U R Iд R2 Uбэ0 I э0 Rэ U2 бэ0 IдR 2 Iэ0R э 50. Основные режимы работы усилительных каскадов; В зависимости от значений протекающего постоянного тока и падения напряжения на переходах транзистора, а также амплитуды входного сигнала существуют следующие основные режимы работы усилительного каскада: – режим класса А; В; АВ; С; D; В режиме класса А положение рабочей точки на выходной ВАХ выбирается т обр, чтобы она не заходила в нелинейную (начальную) область коллекторных хар-к и в область отип сечки Iк. к0 б0 На входной ВАХ рабочая точка выбирается так, чтобы б0 к 2 входной сигнал б полностью помещался на 1 линейном участке, а значение тока покоя располагсь на середине кэ0 этого линейнобэ0 го участка. э0 Амплитуды переменных составляющих вх-го и вых-го токов не могут превышать токи покоя. Тк такой режим обусловлен работой тр-ра на практически линейных участках своих ВАХ, это обуславливает мин нелинейные искажения сигнала . НО тк при работе тр-ра через его переходы протекают большие постоянные составляющие токов, такой режим хар-ется малым КПД (меньше 40 %). Режим класса А примен-ся в тех случаях, когда необх-ы мин-ные нелинейные искажения, а полезная мощность и КПД не являются реш-ми (каскады предварит-го усил-я и маломощные вых-ые каскады) В режиме класса В полож-е раб точки на ВАХ выбир-ся т обр, чтобы ток покоя был равен нулю. Тр-р в этом случае открыт лишь в течение 1/2 периода вх-го сигнала и вых-й ток имеет форму импульса с углом отсечки =90°.(Углом отсечки называют 1/2 времени периода вх-го сигнала, в течение которой тр-тор открыт и через него протекает ток). Из-за нелинейности нач-х участков хар-к тр-ров форма вых-го тока (особенно при малых его значениях) сущ отлич-ся от формы вх-го тока, в связи с этим такой режим хар-ся большими нелинейными искажениями сигнала . Небольшая мощность, потребляемая каскадом, позволяет получить высокое КПД ус-ля (60…70 %). Режим класса В используется преимущественно в мощных двухтактных каскадах усиления, в чистом виде его используют сравнительно редко. + U I +I I R R C - C VT U U I Рис. 9 Чаще в качестве рабочего режима используют промежуточный режим АВ. Режим класса АВ исп-ся для уменьш нелин-х искаж-й усил-го сигнала, которые возникают из-за нелинейных нач участков ВАХ тр-ров. При отсутствии вх-го усил-го сигнала в режиме покоя тр-р немного приоткрыт и через него протекает ток, равный 5…15 % макс тока при заданном входном сигнале. Угол отсечки несколько больше 2 и достигает 120…130°. При работе двухтактных каскадов в режиме АВ происходит перекрытие положит-й и отрицат-й полуволн тока плеч двухтактного каскада, что приво- дит к компенсации искажений ( K г 3% ), полученных за счет нели- нейности нач участков ВАХ тр-ра. КПД каскадов, работающих в режиме АВ, выше, чем каскадов в классе А, но меньше чем в классе В за счет наличия малого входного тока покоя Iбо. В режиме класса С полож-е раб точки на ВАХ выбир-ся т обр, чтобы ток через тр-р протекал в течение времени меньшего 1/2 длит-ти вх-го сигнала. Выходной ток при этом имеет форму импульса с углом отсечки < 90°, а ток покоя равен нулю. В связи с большими нелинейными искажениями такой режим не используется в усилителях звукового диапазона частот, а используется в мощных двухтактных каскадах усилителей мощности радиочастот, нагруженных на резонансный контур и обеспечивающих в нагрузке ток 1й гармоники. В режиме класса D тр-р находится только в двух состояниях: – закрытое; – открытое. В закрытом г состоянии через тр-р протекает небольшой обратный ток, его электрическое сопротивление велико, падение напряжения на нем примерно равно напряжению источника питания. В открытом состоянии через тр-р протекает большой ток, его электрическое сопротивление очень мало, падение напряжения на нем также мало. В связи с этим потери в транзисторе в таком режиме ничтожно малы и КПД каскада приближается к 100 %. K 1% Kг 10% ОС дел по способу съёма сигнала ОС на выходе усил-ля и по способу введения сигнала на входе. По способу введения сигнала на входе: 51. Обратные связи в усилительных каскадах; Обратной связью наз эфф-т подачи выходного напряжения усил-ля на его вход. В нас время ОС явл неотъемлемой частью любого высококач.усилля. Напряжение с вых.усил-ля, имеющ коэф-т усил-я К, подаётся на вход звена ОС с коэф-том передачи . Вых напряж звена ОС, равное: 2) А) последовательная- сигнал.напрядение ОС подаётся на вх послед-но со входн напряжением(рис1) Б) параллельная – выход звена ОС подкл паралл-но входу усил-ля, и входн ток звена ОС алгебраич-ки сумм-ся со вх током усил-ля.(рис2) Подаётся на вход ус-ля, где алгебр-ки суммир-ся со вх напряж-м. В рез-те реальное напряж-е в вх ус-ля равно: Если принять К и . чисто активными, м запис: . Подст в данное выр значения U1 и Uос, получим: , Отсюда коэф-т . усил-я усилит-ля, охваченного ОС: 1) Также выделяют: Частотно-независимая ОС – усил-ль содержит только активные эл-ты. Частотно-зависимая –если есть реакт эл-ты Выражение «1 +\- К* » наз глубиной ОС и показ, во сколько раз измен коэф-т усиления под влиянием ОС. Напряжения ОС противоп по знаку вход напряжению. Знак «+» - отрицат ОС (ООС).уменьш-т коэф. усил-я усилитля.Особенность ООС – при больших К значение К* ОС может охват весь усил-ль, а может один каскад – т.е. быть МЕСТНОЙ. >>1 и выр-ние для коэф-та усил-я усилит-ля б иметь вид: , т.е. определяется только св-вами звена ОС. Это св-во ООС часто исп-ся в схемах аналоговой электроники. Знак «-» - положит ОС (ПОС).происх увеличение коэф-та усил-я, однако ПОС м вызвать ряд явлений, искаж-щих режим работы усил-ля. Если , , откуда сдеует, что кофэ-т усил-я возраст 2) По способу съёма сигнала: 1) ОС по напряжению – напряж-е сигнала ОС пропорц-н напр на наргузке усил-ля. (рис1) 2) ОС по току - если снимать сигнал с шунта. (рис2) 1) и усил-ль входит в режим самовозбуждения. U К вых U вх Положительная (ПОС) – если напряжение ОС(фаза напр,подаваемого с вых усил-ля на его вход) совпадает по фазе со входным напряжением, и в точке сравнения происходит сложение сигналов. (коэф-т усил возраст-т) Отрицательная (ООС) – если напряжение ОС и входное напряжение противофазны, и в точке сравнения происходит их вычитание; (коэф-т усил уменьш-ся). В усил-лях примен обычно ООС, кот способствует улучшению его кач пок-лей.Положит – гл образом в генераторах. U ос U вых . десятки Ом). 6.Закрытый КП предст-н дифференц-м сопрот-м r*к, (сотни кОм). Экв схема усил-го каскада в диапазоне низких частот 1.необх-мо учит-ть емкости раздел-х к-ровС1, С2 и Cэ. Коэф частотных искаж в диапазоне низких частот R к || R н K Uн 1 1 R вх R г 1 K Uс р jн С н Cр R г R вх нС р Cр R вых R н нС K U h21э н нС р 1 1 2 2 2 нС Cэ R э || R вых ок э 2 1 1 МнСр 1 1 Экв схема усил-го МнСркаскада 1 в диапазоне высоких частот МнСэ 1 н н нС р ннС р 1 2 нС – по напряжению 53. Усилительный каскад по схеме с общей базой; в Cк Cн R вых h Мв 1 1 Входное напряжение21 подается между эмиттером и базой через нв э разделительный конденсатор С р1 . э 2 2 Выходное напряжение снимается между коллектором и базой через разделительный конденсатор Ср2 . для прохождения постоянной составляющей тока эмитэ служит Rвх Rб ||rб rэ Резистор Rэ 1 hR21 э чтобы Rэ не шунтировало входное сопротивление каскада, тера, и для того, R вых R к || rк оно на два–три порядка выше входного сопротивления каскада. Выходное сопротивление Коэффициент усиления: 1 2 на частотные искажения сильное влияние оказывает емкость КП Ск и емкость нагрузки Коэф частотных искаж в диапазоне в диапазоне высоких частот 52. Усилительный каскад по схеме с общим эмиттером; Вх-й сигнал поступает на базу тр-ра от генер-ра напряж-я с внутр сопротивл Rг. Разделит-й кон-р С1 служит для предотвращ-я протекания постоян-й составл-й тока базы через источник вх-го сигнала. При отсут-и С1 в цепи ист-ка вх-го сигнала создавался бы постоян-й ток от ист-ка питания Uип, кот-й мог бы вызвать падение напряж-я на внутр сопротивл Rг источника сигнала, изм-ее режим работы тр-ра и приводящее к нагреву истка сигнала. С2 на выходе усилит-го каскада обесп-ет выделение переменной составл-й коллект-го напряж-я, которая поступает на нагрузочное устр-во с сопрот-ем Rн. Элементы R1, R2, Rэ, Cэ обесп-ют режим каскада по пост-му току и темпер-ую стабилизацию. Входное сопротивление При подаче на вход положительной полуволны вх-го сигнала и ток коллектора будут уменьш-ся. Это приводит к уменьш-ю I ток Rк ||эмиттера Rн || RRнк и увелич-ю напряжения Uкб, что приводит к форнапряжения KU Uвых 21э б падения h21э Rкна Eг Rвх полуволны Rг вых-го напряж-я Uвых. Полярности вх-го и Rг положительной RI бк Rвх мир-ю вых-го напряж-й совпадают, схема не инверт-ет вх-ой сигнал. Вых-е хар-ки h I 21э б R R тр-ра в схеме I R гс ОБ более R к линейны, чем в схеме с ОЭ, поэтому нелин-е искажк н h KI н я в каскаде с ОБ меньше, чем в каскаде с ОЭ. –Rпо R 21э R R R г вх к R н Iвх вх Входное току I г б сопроЭквивалентRг h тивление ная схема усилительного каскада в диапазоне средних частот 1. Сопрот-я Выходное сопротивление R вых R к || rк Rвх Rэ ||rэ rб 1 h21б K U h21 б R к || R н R вх R г Коэффициент усиления: – по напряжению С1,С2, Cэ очень малы и ими можно пренебречь. 2. Rэ зашунтирован Cэ и на экв схеме не учит-ется. 3. По перемен-му току сопрот-е ист-ка питания близко к 0, поэтому верхний вывод резист-в R1, Rк на экв схеме соедется с выводом эмиттера. 4. Цепь базы тр-ра предст-на на экв схеме объемным сопрот-м активной области базы rб, (единицы–сотни Ом). – по току 5. ЭП предстн дифференцм сопрот-м rэ, (единиц– KI h21б Rк Rк Rн 54. Усилительный каскакаскад по схеме с общим коллектором; Н апряж-е вх-го перемен-го сигнала подается между базой и коллектором (общей точкой) через разделительный конденсатор С1. Вых-е напряж-е, равное падению напряж-я на резисторе Rэ от переменной составл-й эмиттерного тока, снимается между эмиттером и коллектором через конденсатор связи С2. Входное сопротивление Выходное сопротивление Коэффициент усиления: – по напряжению – по току 1 R вх rб rэ Rr э|| R h R н||R 21э Rвых Rэ || rэ б г б 1 h21Э K U 1 h R э || R н 21э R || R K I 1 h Rэ вх г 21э Rэ Rн 55.Усилительный каскад с ОИ На рис. 10.28,а приведена принципиальная схема каскада с общим истоком. В качестве активного элемента используется полевой транзистор с управляющим p–n переходом или МДП-транзистор со встроенным каналом. Основными элементами усилительного каскада являются: источник питания Uип, транзистор и резистор Rс. Полярность напряжения источника питания Uип определяется типом канала транзистора (для канала n-типа Uип положительно; для канала p-типа Uип отрицательно). Резистор Rз осуществляет гальваническую связь затвора с общей шиной, т.е. обеспечивает в режиме покоя равенство потенциалов затвора и общей шины усилительного каскада. Поэтому потенциал затвора ниже потенциала истока на величину падения напряжения на резисторе Rи от протекания постоянной составляющей тока Iио. В связи с этим напряжение Uзио является отрицательным. Источник входного сигнала Ег через разделительный конденсатор С р1 подключается ко входу усилительного каскада, а нагрузка через разделительный конден-сатор Ср2 подключается к стоку транзи- стора. Цепочка Rи – Си называется звеном авто-матического смещения и обеспе-чивает стабильное отрицательное напряжение Uзио для режима покоя. Кроме того, конденсатор Си устраняет отрицательную обратную связь по переменному току, и его сопротивление на самой низкой частоте усиливаемого напряжения должно быть во много раз меньше сопротивления резистора Rи. Ёмкость конденсатора Си рассчитывается по формуле Си 10...20 ,f 2f н R и нч – самая низкая частота усиливае- мого сигнала. Требуемую величину Rи для заданного тока покоя Icо определяют с помощью сток-затворной вольт-амперной характеристики транзистора. Рабочая точка в режиме покоя обычно выбирается на середине линейного участка сток-затворной характеристики, что обеспечивает минимальные нелинейные искажения. Выбрав положение рабочей точки, находят сопротивление резистора Rи Rи U зио Iсо I с f Uзи , Uси , найдем изменение тока стока . С помощью Rи осуществляется стабили- зация режима покоя. Предположим, что при изменении температуры уменьшился ток Iсо, это приводит к уменьшению падения напряжения на Rи и уменьшению модуля отрицательного напряжения на затворе, а это приводит к возрастанию Iсо. Таким образом стабилизация режима покоя осуществляется за счет того, что Rи создает последовательную отрицательную обратную связь по постоянному току. Кроме того, при воздействии входного сигнала одновременно возникает и отрицательная обратная связь по переменному току, для устранения которой вводят конденсатор Си. Часто при расчете Rи принимает относительно большое значение, что приводит к большому значению модуля отрицательного напряжения на затворе. Для обеспечения необходимого режима покоя в этом случае используют делитель напряжения в цепи затвора (рис. 10.28,б). Напряжение в точке покоя Uзио определяется по формуле U зио стока является функцией двух переменных U ип R з IсоR и . R1 R з (10.64) При подаче на вход положительной полуволны входного напряжения Uвх будут возрастать ток стока Iс и падение напряжения на Rс. Напряжение Uси уменьшается, что приводит к формированию отрицательной полуволны выходного напряжения. Полярность входного и выходного напряжений противоположна, схема с ОИ инвертирует входной сигнал. Для расчета параметров каскада с ОИ по переменному сигналу представим схему усилительного каскада (рис. 10.28,а) эквивалентной схемой (рис. 10.29). На средних частотах входное сопротивление каскада с ОИ однозначно определяется величиной Rз и обычно лежит в пределах единиц МОм. Выходное сопротивление каскада с ОИ определяется сопротивлением параллельно соединенных Ri и Rc R вых R i R c R c . Iс (10.66) Используя выражения для основных параметров полевого тран- I с U си и R , перепишем (10.66) в виде i U зи Iс 1 Iс SU зи U си (10.67) Ri Подставив в (10.67) вместо конечных приращений I c , U зи и U си переменные составляющие тока и напряжений I , U и U си I с R с (знак минус указывает на инвертирование зистора S с вх входного сигнала), получим уравнение Rc Ic , решив которое относительно Ri Ri Ri Rс Ic SUвх Iс, найдем Iс SUвх .Коэффициент усиления по напряжению для средних частот будет равен KU (10.65) При переходе в область высоких частот, необходимо учитывать входную и выходную емкости каскада. При этом Iс Iс U зи U си . U зи U си R вых R вх , что является важным преимуществом усилительных каскадов на полевых транзисторах. Зная, что ток U вых Iс R с SUвх R i R c SR U вх U вх U вх R i R c . Для получения максимального коэффициента усиления в диапазоне средних частот необходимо обеспечить работу каскада на высокоомную нагрузку и включить в цепи стока резистор Rс с большим сопротивлением. 56.Усилительный каскад с общим стоком (истоковый повторитель) Схема усилительного каскада с общим стоком представлена на рис. 10.30. В этом каскаде нагрузочный резистор Rи включен в цепь истока, а сток по переменным составляющим тока и напряжения соединен с общей точкой каскада, т.е. вывод стока является общим для входной и выходной цепей усилительного каскада. Основными элементами каскада являются резистор Rи и транзистор. Выбор и обеспечение режима покоя производится так же, как и в каскаде с ОИ. Выходное напряжение, равное переменной составляющей падения напряжения на резисторе Rи, подается через разделительный конденсатор Ср2 в нагрузку. Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпадает по фазе со входным напряжением и связано с ним равенством U вых U вх U зи ; U вых Iс R и (10.71) Подставив эти выражения в (10.70) и преобразовав с учетом неравенства SR i 1 получим KU SR и . 1 SR и Коэффициент усиления по напряжению определяется крутизной транзистора и сопротивлением резистора в цепи истока, и при увеличении произведения SR и стремится к единице. Поэтому в истоковых повторителях стремятся использовать транзисторы с высоким значением крутизны. Входное сопротивление истокового повторителя для низких и средних частот, как и в усилительном каскаде с ОИ, определяется величиной Rз и составляет единицы МОм. Выходное сопротивление для каскада с ОС в области средних частот определяется как R вых R и || Ri 1 . Из выражения (10.73) следует, что 1 S выходное сопротивление каскада с ОС значительно меньше, чем в каскаде с ОИ, и составляет сотни Ом. ных устройств; они всё ещё используются аудиофилами и музыкантами которые считают, что их звук лучше. Выпрямительным аналогом этой схемы является двухполупериодный выпрямитель с трансформатором со средней точкой 57. Двухтактный усилительный каскад Выходной двухтактный усилительный каскад в режиме В Выходной двухтактный усилительный каскад в режиме АВ В аналоговых двухтактных усилителях мощности 2 выхх устр-ва (тр-ры, лампы, полевые тр-ры) или группы устр-тв действуют в противофазе (т.е. 180° сдвиг). Два противофазных выхода присоед-ся к нагрузке т обр, крый вызывает сложение сигнальных выходов, но вычитанию друг из друга составляющих искаж-й из-за нелинейн-ти в вых-х устр-вах; если нелинейность обоих выхо-х устр-в одинакова, искажения намного уменьшся. Двухтактные усил-ли пр-водят меньше искаж-й, чем однотактные усилители. Это позволяет двухтактным усилителям класса A или AB иметь намного меньшие искаж-я для той же мощности чем такие же устр-ва использ-е однотактную конфигурацию. Класс АВ и B потребляют намного меньше мощности для того же выхода чем класс А; искаж-я могут быть уменьшены большим числом отрицательных обратных связей. Двухтактный выход - явл видом электронной цепи, к-рая может пропускать ч/з нагрузку и полож-ый и отриц-ый ток. Двухтактные выходы присутствуют в ТТЛ и КМОП цифровых логич схемах и в некоторых видах усилит-й и обычно реализ-ся как комплементарная пара тр-ров, один пропуск-й ток ч/з нагрузку на землю или отрицат-й источник питания и другой пропуск-й ток к нагрузке от положит-го источника питания.Тк эти схемы рисуются схематически с 2мя тр-рами располож-ми вертикально, они иногда называются "en:totem pole" выходами. Вакуумные лампы не имеют комплементарных видов (как pnp/npn тр-ры) так, что ламповые двухтактные усилители имеют пару одинаковых выходных ламп или групп ламп с управляющими сетками приводимыми в противофазе; эти лампы пропускают ток через две половины первичной обмотки выходного трансформатора с выводом от середины таким образом, что сигнальные токи складываются, в то время как искажения сигналов из-за нелинейных характеристических кривых ламп вычитаются. Эти усилители были разработаны первыми, задолго до разработки твердотельных электрон- 58. Резонансный усилитель Резонансный усилитель — усилитель сигналов с узким спектром частот, лежащих в полосе пропускания резонансной цепи, являющейся его нагрузкой. Применение рез усилителей, напр, с контуром в цепи коллектора транзистора, позволяет помимо усиления сигнала повысить отношение сигнал/шум в тракте радиоприемного устройства, в резчего повышается чувств-ть приемника. Колебательный контур в значит мере шунтируется выходным сопротивлением Rвых транзистора и входным сопротивлением Rвх.э цепи, подключаемой к вых усил каскада. Их рез величина равна R= Rвых* Rвх./ Rвх.+ Rвх. ввиду этого резонансное сопр контура, исп-ого в кач коллекторной нагрузки усилителя, может быть только меньше R или равно ему. Поэтому необх-о принимать меры для снижения влияния шунтирующего действия этих сопротивлений на избират хар-ки резонансного усилителя. Одним из важнейших методов решения такой задачи является исп-е неполного включения контура. АЧХ резонансного усилителя определяется параметрами используемого в его схеме колебательного контура. Характерной особенностью такого усилителя явл исп-е неполного включения контура, внешней отлич чертой которого явл наличие хотя бы в одной из ветвей L или C элементов обоих знаков реактивности. Принцип электрическая и эквив по перем току схемы резонансного усилителя с неполным включением контура, у которого контурная катушка L состоит из трех частей: L = L1+L2+L3, показаны на рис. 12.18 и 12.19 соотв-о. Все катушки находятся на одном сердечнике и имеют соответственно число витков n1,n2,n3. Из рис. 12.19 видно, что когда усилитель создает на контуре напряжение Uк, то вых напряж Исп-я неполное включ контура, мы снижаем полученное усиление. Однако при этом шунтируется только часть витков катушки, а не вся катушка целиком. В результате этого сохраняется почти полностью ее достаточно выс добротность, позволяющая сохранить выс избират качества усилителя. А потеря усиления легко может быть компенсирована добавлением еще одной ступени усиления. Т о, избирательность усил каскада можно сохранить ценой уменьшения коэф-та усиления. 59. Усилители постоянного тока (УПТ) УПТ предназначены для усиления медленно изменяющихся во времени сигналов. АЧХ УПТ изображена на рис. Связь источника сигнала со входом усилителя и междукаскадные связи не могут быть осуществлены в УПТ с помощью реактив элементов – конденсаторов и трансформаторов, а имеют гальваническую связь. Гальванич наз связь, осуществляемую с помощью элементов, обладающих проводимостью как на перем, так и на пост токе. Элементами гальванич связи м б резисторы, диоды, проводники. Если исп-ся проводники, то гальв связь наз непосредственной. Способность УПТ усиливать медленно изменяющиеся сигналы приводит к тому, что изменения температуры, питающих напряжений и другие медленно изменяющиеся факторы вызывают изменения вых напряжения. Самопроизвольное изменение выходного напряжения УПТ при неизменном напряжении вх сигнала наз дрейфом нуля усилителя. Напряжение дрейфа, суммируясь с полезным сигналом на выходе усилителя, приводит к ошибкам в работе исполнительных устройств. Напряжение дрейфа нуля, измеренное на выходах различных усилителей, различно. Оно определяется величиной напряжения дрейфа нуля каждого каскада и коэффициентами усиления каскадов. Различают абсолютный дрейф нуля на выходе усилителя и дрейф, приведенный ко входу усилителя. Абсолютный дрейф нуля предст собой макс изменение вых напряжения Uвых др при короткозамкнутом входе за опред промежуток времени. Для удобства сравнения различ усилителей по дрейфу нуля исп-ют его уровень, приведенный ко входу усилителя (приведенный дрейф).Uвх др= Uвых др/Ku Величина Uвх др определяет диапазон возможного изменения вх напряжения Ег усилителя, при котором напряжение дрейфа Uвых др составляет незначительную часть полезного вых сигнала. Величина Uвх др опр-ет чувствительность усилителя. 60.Дифференц усил каскад Дифференциальным наз усил каскад, усиливающий разность двух напряжений. 1) Величина Rэ должна быть небольшой для обеспечения режима покоя и значительно высокой в рабочем режиме. Эта задача решается с помощью генератора стабильного тока(ГСТ), включаемого в цепь эмиттеров транзисторов VT1 и VT2(рис 2). Под ГСТ поним двухполюсник, сила тока через который почти не зависит от величины приложенного к нему напряжения. Напряжение делителя, подводимое к базе транзистора VT3, при пренебрежении током базы Iб3 опр-ся падением напряжения на резисторе R3 и падением напряжения Uб4 I R +U U бэ3 + I э3 R1 1 3 бэ4 где ток делителя I1 I1 = U ип 2 - U бэ4 R 2 R3 U ип 2 . R 2 R3 Ток эмиттера транзистора VT3 Iэ = I1R 3 U бэ4 U бэ3 R1 1.При действии на входе синфазных сигналов токи Iк1 и Ik2 изм-ся на один величину и Uвых=0. 2. Действие на входе диффер сигналов Uвх1=+Uвх вызывает увел-е тока коллектора Iк1 на вел ΔIк; Uвх2=-Uвх вызывает умен-е тока коллектора Ik2 на вел ΔIк. Вых напряж тогда Uвых= Uвых1- Uвых2=2ΔUк. 2) Синфазные сигналы – это сигналы одной формы, равные по амплитуде и фазе. Дифференциальные сигналы – это сигналы одной формы равные по амплитуде, но противополож по фазе. Равенство вых напряж нулю при отсутствии вх сигнала наз р е ж и м о м покоя. Результир напряжение: Uвых Uвых Uвых 0 1 2 Uбэ Uип Iэ Iэ R э 2 1 2 Резистор Rэ, включенный в цепь эмиттеров, создает последоват обр связь по току. Uип Uип 1 2 61. Операционные усилители Операционными усилителями (ОУ) наз многокаскадные усилители пост тока с дифференц вх каскадом, большим усилением и несимметричным выходом, предназнач-е для вып-я различ операций над аналоговыми величинами при работе с глубокой отриц обр связью(ОС). По схемотехнич исполнению ОУ подраздел на: -устройства прямого усиления; - с преобразованием спектра частот усиливаемого сигнала, осн-го на преобраз-и медленно изм-гося напряжения в перем напряжение осн частоты. По применению ОУ дел на: - ОУ общего применения предназначены для исп-я в аппаратуре, имеющей суммарную погрешность на уровне 1 % – прецизионные ОУ обладают малым напряжением смещения нуля, малыми шумами, большим коэф-том подавления синфазного сигнала и большим коэф-том усиления при отсут-и цепи ОС; – микромощные ОУ хар-ся малым потреблением мощности от источников пит; – быстродействующие ОУ хар-ся высоким значением частоты единичного усиления (порядка 10 МГц) и выс скоростью нарастания вых напряжения. Скорость нарастания вых напр-я опр-ся выражением Vн=ΔUвых/Δt и измеряется в вольтах на микросек (В/мкс). Время восстановления tвос - время, необх-е для возвращения усилителя из режима насыщ по выходу в лин режим. Амплитуд хар-ка: Ампл-частотная хар-ка: Фазо-частотная хар-ка: U вх U d U U вых C R dt U вых Логарифмирующий усилитель 1 t U вх dt RC 0 U U I Д I 0 e вых Т Uвых UТ ln Uвх R I 0 Антилогарифмирующий усилитель Инвертирующее включение (вх и вых сигналы имеют разл фазы) I R I ОС Uвх U U Uвых R RОС Неинвертирующее включение (вх и вых сигналы имеют одну фазу) U U I Д I 0 e вх Т U U U вых R I 0 e вх Т U U Uвх 62. Понятие автоколебат с-мы. Принцип возникновения колебаний. K U вых U вх RОС R U вх U вых R R RОС R К 1 ОС R Напряжение смещения нуля UCM показ, какое напряж необх-о подать на вход ОУ для того, чтобы на выходе получить Uвых=0. Коэф-т усиления диффер сигнала равен отношению вых напряжения к дифференц вх сигналу при отсут ОС: Кu диф=Uвых/Uвх.диф Дифференц вх напр-е – разность м/у напр-ми на входах ОУ: Uвх диф=Uвх1-Uвх2 Коэф-т усиления синфазного сигнала - отнош-е вых напр к синфазному вх напр-ю: Кu сф= Uвых/Uвх.сф Синфазное вх напр-е – напр-е сигнала, действующего синхронно и синфазно на обоих входа ОУ: Uвх.сф=(Uвх1+ Uвх2)/2 Коэф-т ослабления синфазного сигнала: Коос=Кu диф/ Кu сф показ, во сколько раз ослабляется синфаз. сигнал по ср. с дифф-м. Значения коэф-та нах-ся в пределах от 60 до 120 дБ. Диффенц вх сопр Rвх диф - это сопр-е со ст любого входа ОУ при подключении другого входа к общей точке схемы. Синфазное вх сопр-е Rвх сф - это сопр-е м/у общей точкой схемы и замкнутыми друг с другом входами. Частота единичного усиления - значение частоты вх сигнала, при кот знач коэф-та усиления по напр умен-ся до 1. Время установления tуст – время, за кот вых напр-е нарастает от 0,1 до 0,9 от величины установившегося значения. Дифференцирующий усилитель I R I ОС С U вых RОС C dU вх dt Интегрирующий усилитель I R I ОС d U вх U U U вых dt RОС Автоколебат системой наз устройство, способное создадать незатухающие колебания и харак-ся наличием: - источника энергии (ист пит); - колебат с-мы; - клапана, регул-го поступление энергии от источника в колебат систему; - обратной связи м/у колебат системой и клапаном. Радиотехнич устройство, которое для создания незатухающих колебаний не использует никаких источников энергии, кроме ист пит, наз автогенератором. Схема автоген-ра с контуром в цепи коллектора VT1 RБ СБ М LOC C L R EK Принцип возникновения колебаний: 1.При подключении питания в колеб.контуре возникают свободные колебания 2.Благодаря взаимной индукции часть энергии свободных колебаний подается на базу транзистора, усиливается им и поступает в коллекторную цепь трра. 3.Если возникшие колебания имеют энергию, превосходящую потери в колеб контуре, амплитуда напр-я на коллект контуре будет расти.Это условие наз балансом амплитуд. 4.Фаза усиленных тр-ром колебаний должна совпадать с фазой своб колебаний в контуре. Это условие наз балансом фаз. 63. Основные теории процессов в автогенераторе;(без линейной теории) Квазилинейная теория автогенератора; Полученное в терминах линейной теории условие самовозбуждения генератора ничего не говорит о стационарной амплитуде автоколебаний. Следуя линейной теории автогенератора, мы приходим к выводу, что амплитуда колебаний будет возрастать неограниченно (рис. 1.7, а). А это не так, поскольку при больших амплитудах возбуждения вступает в силу нелинейность ВАХ транзистора, которая ограничит рост амплитуды генерируемых колебаний. Для более тщательного анализа механизма возбуждения автоколебаний надо учитывать зависимость крутизны характеристики от амплитуды колебаний. В течение одного периода базового напряжения используются участки характеристики с различной крутизной. Характеристику транзистора в этом случае уже нельзя описывать уравнением, полученным из линейной схемы замещения, так как крутизна зависит от амплитуды базового напряжения. Линейная теория не может учесть это обстоятельство. Поэтому обращаются к помощи квазилинейных методов. Сущность квазилинейной теории заключается в том, что за один пери- од базового напряжения принимаются неизменными амплитуда базового напряжения и крутизна характеристики транзистора. Это приводит к постоянству также и первой гармоники коллекторного тока, т.е. развитие процесса возрастания амплитуды колебаний в генераторе происходит скачкообразно от одного значения амплитуды базового напряжения к следующему, как показано на рис.1.7, б. Поскольку процесс развивается теперь с использованием «чистых» синусоид, то в квазилинейной теории анализ можно вести методами линейной теории, например, применяя метод комплексных амплитуд. 64. Основные схемы LC-генераторов; Схема генератора с контуром в цепи коллектора с последовательным питанием представляется эквивалентной схемой, показанной на рисунке. Схема генератора с контуром в цепи коллектора с последовательным питанием (а) и схема замещения по переменному току (б). Схема генератора с контуром в цепи коллектор с параллельным питанием приведена на рис.1.10. Схема генератора с контуром в цепи базы приведена на рис.1.11. В этом случае колебательный контур включен в базовую цепь транзистора. Поскольку входное сопротивление контура при этом значительно ниже, чем в предыдущем случае, то это заставляет выбирать колебательную схему с достаточно высокой добротностью, иначе возбудить такую схему может не получиться. На этом же рис.1.11, в изображена схема автогенератора с контуром в цепи эмиттера. Напряжение сигнала снимается с колебательного контура и подается в цепь эмиттера. Контур при этом включается не полностью, поскольку сопротивление в цепи эмиттера имеет небольшую величину и в противном случае будет сильно его шунтировать. 65. Трехточечные схемы генераторов. Кварцевые генераторы; Трехточечной называется такая схема автогенератора, в которой контур подключается к транзистору или лампе своими тремя точками (а). Найдем условие самовозбуждения этой схемы, используя квазилинейную теорию автогенератора. Представим анализируемую схему в виде обобщенной (б). Теперь нужно конкретизировать для этой схемы два параметра: ko.c и ZK. Находим Здесь R отражает наличие сопротивлений потерь в реактивных элемен- тах колебательной системы генератора. Подставим значения найденных величин в основное неравенство генератора и получим Условие выполнения баланса фаз XК.Э+ХК.Б+ХБ.Э=0.Отсюда делаем вывод о том, что из всего многообразия трехточечных схем в качестве генератора будут работать только две. Одна их них называется емкостной трехточкой, а другая – индуктивной трехточкой. Кварцевые генераторы; Кварцевые генераторы используются в тех случаях, когда предъявляются повышенные требования к стабильности частоты задающих генераторов. В радиовещательных станциях, работающих на коротких и ультракоротких волнах, допускаемая относительная нестабильность частоты. Значительное повышение стабильности частоты можно получить, применяя кварцевые резонаторы, в качестве которых обычно используют пластинки из кварца. Кварц представляет собой двуокись кремния и широко распространен в природе. Кварц обладает прямым и обратным пьезоэффектом, т.е. при механической деформации пластины кварца на ней появляются электрические заряды и при помещении пластины кварца в электрическое поле она деформируется. Условное обозначение кварцевого резонатора показано на рис а, его эквивалентная электрическая схема – на рис б. На этой схеме кварц заменен последовательным контуром LCR емкость − статическая емкость пластин кварцедержателя. Обычно емкость кварца С равна десятым или сотым долям пикофарады. Эквивалентная индуктивность − от долей до десятков миллигенри. Эквивалентное сопротивление измеряется десятками или сотнями ом. Следовательно, добротность последовательного контура порядка десятков тысяч. Статическая емкость кварцедержателя равна 10…40 пФ, т.е. в сотни раз больше емкости кварца С. Поэтому собственная резонансная частота кварца как последовательного контура близка к собственной частоте эквивалентного параллельного контура (разница этих частот не превышает десятых долей процента). Существуют различные схемы кварцевых генераторов. В так называемых осцилляторных схемах используется свойство кварца сохранять индуктивный характер сопротивления в узком диапазоне частот, лежащих между частотами последовательного и параллельного резонанса. Осцилляторные схемы собираются по типу трехточечных. Кварц включается в такие участки схемы, сопротивление которых для выполнения фазового условия самовозбуждения должно иметь индуктивный характер. 66. LC-генераторы на приборах с отрицательным сопротивлением; Незатухающие колебания в контуре возможны только в том случае, когда его сопротивление потерь равно нулю. Поскольку любой реальный контур обладает потерями, то получение в контуре незатухающих колебаний есть результат внесения в него некоторого отрицательного сопротивления, компенсирующего его положительное сопротивление потерь. Роль такого отрицательного сопротивления играет нелинейный элемент генератора месте с источником питания. Вольт-амперную характеристика. Характерной особенностью этой характеристики является наличие падающего участка. В интервале нап ряжений от u1 до u2 сопротивление этого двухполюсника является отрицательной величиной, т.е. увеличению напряжениясоответствует уменьшение тока. В этом случае двухполюсник не потребляет, а отдает энергию во внешнюю цепь. Заметим, что двухполюсник проявляет свойства отрицательного сопротивления только по отношению к переменным токам и напряжениям. Простейшим примером генератора с отрицательным сопротивлением может служить LC-генератор на туннельном диоде. 67. Режимы работы автогенератора. Автоген-ры с автоматич смещением. Мягкий режим (МР) работы ген-ра получаем в том случае, если раб точка нах-ся в пределах лин участка ВАХ транзистора. Жесткий режим (ЖР) работы ген-ра имеем в том случае, если раб точка нах-ся на нелин участке ВАХ тр-ра. Проходная хар-ка и режимы работа: 1)Условие самовозбуждения в случае МР будут более благоприятны по ср с ЖР, т к легче обеспечит соблюдение условий, заданных осн уравнение автоген-ра. 2)Работа в МР оказ-ся менее выгодной с энерг точки зрения по ср. с ЖР 3) Условие самовозбуждения в случ ЖР затрудняются по причине низкой величины крутизны проходной харак-ки. 4) работы ген-ра в ЖР отличается выс энерг эффект-ю. =>Целесообразно было бы разработать такие автоген-ры, кот возбуждались бы на лин участке ВАХ, а работали на нелин. Автогенератор с автоматическим смещением RБ M VT1 LOC L EK В момент самовозбуждения раб точка нах-ся на лин участке. По мере возникновения колебаний на базе тран-ра форм-ся напряжение смещения, которое выводит раб точку на нелин участок. 68. RC-генераторы Генераторы с колебательным контуром незаменимы как источники высокочастотных колебаний. Для генерирования низких частот (ниже 15…20 кГц) они неудобны, так как колебательный контур получается слишком громоздким и трудно перестраиваемым. Поэтому на этих частотах используют -генераторы. RC 1.10.1. Однокаскадная схема RC-генератора Отличие этого генератора от обычного LCгенератора заключается в том, что вместо нагрузочного колебательного контура здесь применено обычное омическое сопротивление, а обратная связь осуществляется при помощи специального четырехполюсника, составленного из конденсаторов и резисторов. Для получения устойчивой генерации на какой-либо частоте необ-ходимо, чтобы сумма фазовых сдви-гов при обходе замкнутого кольца обратной связи равнялась π2, а ко-эффициент усиления транзистора являлся величиной, обратной коэф-фициенту обратной связи Однокаскадный апериодиче-ский усилитель (рис.1.17) осуществ0 ляет сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями, равный 180 . 0 Недостающие 180 для выпол-нения условия баланса фаз должен обеспечить четырехполюсник обратной связи, выделенный пунктирной линией на рис.1.18. 1.10.2. Двухкаскадная схема -генератора RC Двухкаскадная схема -генератора приведена на рис.1.19. Здесь необ-ходимый для генерирования автоколебаний баланс фаз обеспечивается двумя ступенями усиления на сопротивлениях: каждый усилительный каскад повора-чивает фазу колебания на 180 . Назначение вспомогательной цепи С1R2C1R заключается в том, чтобы обеспечивать выполнение баланса фаз на частоте ге-нерации и нарушать его на всех других частотах. Емкость C на выходе ф второго каскада выбирается настолько большой, чтобы на частоте генерации сопротив-ление конденсатора являлось очень малым по сравнению с сопротивлением резистора R Поэтому цепочка R C не создает заметного сдвига ф. ф ф фаз. Рассмотрим особенности RC-генераторов, сравнив их с LCгенераторами. Прежде всего отметим, что частота генерируемого RC- генератором колебания обратно пропорциональна емкости, а частота LCгенератора LC/1=ω; это позволяет сделать вывод, что на практике одним и тем же конденсатором в схе-ме RC-генератора можно перекрыть более широкий диапазон частот, чем в схеме LC-генератора. Легко видеть, что схема RC-генератора совершенно беззащитна относи-тельно влияния на форму генерируемого колебания продуктов нелинейного нелинейного усиления при их генерировании. Поэтому режим работы RC-генератора должен выбираться более тщательно, чем режим работы LC-автогенератора. Для сохранения правильного режима работы RC-генераторы должны работать на большое нагрузочное сопротивление, т.е. являются источниками напряжения. Для получения значительной мощности RCгенератор обычно дополняется одной или двумя ступенями усиления. 69. Модуляция электрических сигналов; Модуляция и детектирование С момента изобретения радио Поповым прошло некоторое время, когда люди захотели вместо телеграфных сигналов, состоящих из коротких и длинных сигналов, передавать речь и музыку. Так была изобретена радиотелефонная связь. Рассмотрим основные принципы работы такой связи. При радиотелефонной связи колебания давления воздуха в звуковой волне превращаются с помощью микрофона в электрические колебания той же формы. Казалось бы, если эти колебания усилить и подать в антенну, то можно будет передавать на расстояние речь и музыку с помощью электромагнитных волн. Однако в действительности такой способ передачи неосуществим. Дело в том, что колебания новой частоты представляют собой сравнительно медленные колебания, а электромагнитные волны низкой (звуковой) частоты почти совсем не излучаются. Для преодоления этого препятствия была разработана модуляция и детектирование рассмотрим их подробно. Модуляция Для осуществления радиотелефонной связи необходимо использовать высокочастотные колебания, интенсивно излучаемые антенной. Незатухающие гармонические колебания высокой частоты вырабатывает генератор, например генератор на транзисторе. Для передачи звука эти высокочастотные колебания изменяют, или как говорят, модулируют, с помощью электрических колебаний низкой (звуковой) частоты. Можно, например, изменять со звуковой частотой амплитуду высокочастотных колебаний. Этот способ называют амплитудной модуляцией. Без модуляции мы в лучшем случае можем контролировать, работает станция или молчит. Без модуляции нет ни телеграфной, ни телефонной, ни телевизионной передачи. Амплитудная модуляция высокочастотных колебаний достигается специальным воздействием на генератор незатухающих колебаний. В частности, модуляцию можно осуществить, изменяя на колебательном контуре напряжение, создаваемое источником. Чем больше напряжение на контуре генератора, тем больше энергии поступает за период от источника в контур. Это приводит к увеличению амплитуды колебаний в контуре. При уменьшении напряжения энергия, поступающая в контур, также уменьшается. Поэтому уменьшается и амплитуда колебаний в контуре. В самом простом устройстве для осуществления амплитудной модуляции включают последовательно с источником постоянного напряжения дополнительный источник переменного напряжения низкой частоты. Этим источником может быть, например, вторичная обмотка трансформатора, если по его первичной обмотке протекает ток звуковой частоты. В результате амплитуда колебаний в колебательном контуре генератора будет изменяться в такт с изменениями напряжения на транзисторе. Это и означает, что высокочастотные колебания модулируются по амплитуде низкочастотным сигналом. Кроме амплитудной модуляции, в некоторых случаях применяют частотную модуляцию — изменение частоты колебаний в соответствии с управляющим сигналом. Ее преимуществом является большая устойчивость по отношению к помехам. 70. Амплитудные модуляторы; Модулятор в радиотехнике и дальней связи, устройство, осуществляющее модуляцию — управление параметрами высокочастотного электромагнитного переносчика информации в соответствии с электрическими сигналами передаваемого сообщения. М. является составной частью главным образом передающих устройств электросвязи и радиовещания. Переносчиком информации обычно служат гармонические колебания или волны с частотой (называемой несущей или поднесущей). В зависимости от того, какой параметр гармонических колебаний или волн изменяется, различают амплитудную, частотную, фазовую или смешанную (например, при однополосной передаче) модуляцию колебаний . Соответственно различны и виды М. При импульсно-кодовой модуляции переносчиком информации служит регулярная последовательность импульсов электрических , параметрами которых (амплитуда, ширина, частота или фаза повторений) управляют с помощью соответствующих типов импульсных М. Модулирующие электрические сигналы передаваемого сообщения могут иметь самую разнообразную форму: от простых и медленных телеграфных посылок в виде точек и тире или колебаний звукового диапазона частот при передаче речи и музыки до сложных, быстро изменяющихся сигналов, применяемых в телевидении или в многоканальной проводной и радиорелейной связи. Часто в функцию М. входит также усиление модулирующих колебаний. Непременное требование к модуляции состоит в том, что модулирующее колебание должно изменяться во времени значительно медленнее модулируемого. Поэтому в любом М. сочетаются взаимодействующие цепи модулируемых колебаний или волн с цепями модулирующего сигнала более низкой частоты. Определяющим в М. является управляющий элемент, посредством которого сигнал воздействует на параметры модулируемых колебаний или волн. Электронная лампа как универсальный управляющий элемент сохранилась к 1974 главным образом в М. мощных радиопередающих устройств (для них специально разработаны т. н. модуляторные лампы). При мощностях передатчиков ≤ 0,5 квт лампы успешно вытесняются Транзисторами и другими полупроводниковыми приборами. В устройствах, работающих на СВЧ, наряду с полупроводниковыми приборами используются клистроны, лампы бегущей волны и др. О М. в оптическом диапазоне волн см. в ст. Модуляция света. При амплитудной модуляции М. изменяет амплитуду генерируемых (или усиливаемых) колебаний с несущей частотой. В сеточном М. лампового радиопередатчика модулирующее напряжение воздействует на входную (сеточную) цепь генератора или усилителя высокочастотных колебаний, в анодном М. — на выходную (анодную) цепь генераторной лампы. Сеточный М. более экономичен, анодный же может обеспечить большую глубину модуляции при малых искажениях. В транзисторных радиопередатчиках базовый и коллекторный М являются транзисторными аналогами соответственно сеточного и анодного ламповых М. Для получения амплитудномодулированных колебаний с подавленными колебаниями несущей частоты применяют т. н. балансный М. 71. Частотные модуляторы; При частотной модуляции (См. Частотная модуляция) и фазовой модуляции (См. Фазовая модуляция) в качестве управляющего элемента в М. используются т. н. реактивные устройства, у которых эффективная ёмкость или индуктивность (или то и другое) изменяется под действием модулирующего сигнала. Реактивное устройство включается или непосредственно в резонансный контур задающего генератора (См. Задающий генератор), или в последующие фазовращающие цепи радиопередатчика. В ламповых М. такое устройство получило название реактивной лампы, в транзисторных — реактивного транзистора Кроме того, в некоторых транзисторных фазовых и частотных М. используют явление сдвига фазы генерируемых колебаний, зависящего при определённых режимах работы от значения постоянной составляющей коллекторного тока. Широкое применение в качестве реактивного управляющего элемента в М. находят Варикапы. 72. Фазовые модуляторы; Фазовая модуляция Фазовая модуляция по своим свойствам близка к частотной. Она также обладает высокой эффективностью и помехозащищенностью. В радиотехнических системах она получила ограниченное применение, но в фотоэлектрических системах используется широко. Фазовая модуляция на практике используется как предварительная ступень для последующего превращения в частотную. В результате сложения боковых частот и несущей получаются колебания, модулированные по фазе. Но при этом возникает паразитная амплитудная модуляция. Фазовая модуляция в один из видов модуляции колебаний, при которой фаза несущего колебания управляется информационным сигналом. Фазомодулированный сигнал s(t) имеет следующий вид: где g(t) в огибающая сигнала; является модулирующим сигналом; fc в частота несущей; t в время. Фазовая модуляция, не связанная с начальной фазой несущего сигнала, называется относительной фазовой модуляцией (ОФМ). В случае, когда информационный сигнал является дискретным, то говорят о фазовой манипуляции. Хотя, строго говоря, в реальных изделиях манипуляции не бывает, так как для сокращения занимаемой полосы частот манипуляция производится не прямоугольным импульсом, а колоколообразным (приподнятым косинусом и др.). Несмотря на это, при модуляции дискретным сигналом говорят только о манипуляции. По характеристикам фазовая модуляция близка к частотной модуляции. В случае синусоидального модулирующего (информационного) сигнала, результаты частотной и фазовой модуляции совпадают. Способы фазовой модуляции (манипуляции) Изменение фазы несущего сигнала путем изменения, например, ёмкости колебательного контура. Изменение фазы несущего сигнала путем переключения генераторов несущего сигнала. Изменение фазы несущего сигнала путем переключения каналов несущего сигнала. При этом в каждом канале сигнал берется от одного и того же генератора, но с заданным сдвигом по фазе. Фазовая модуляция получаемая изменением частоты несущего сигнала. Цифровой синтез фазоманипулированного сигнала без использования фазосдвигающих цепей и изменения реактивных параметров колебательного контура. 73. Детектирование электрических сигналов; Детектирование В приемнике из модулированных колебаний высокой частоты выделяются низкочастотные колебания. Такой процесс преобразования сигнала называют детектированием. Полученный в результате детектирования сигнал соответствует тому звуковому сигналу, который действовал на микрофон передатчика. После усиления колебания низкой частоты могут быть превращены в звук. Принятый приемником модулированный высокочастотный сигнал даже после усиления не способен непосредственно вызвать колебания мембраны телефона или рупора громкоговорителя со звуковой частотой. Он может вызвать только высокочастотные колебания, не воспринимаемые нашим ухом. Поэтому в приемнике необходимо сначала из высокочастотных модулированных колебаний выделить сигнал звуковой частоты. Детектирование осуществляется устройством, содержащим элемент с односторонней проводимостью - детектор. Таким элементом может быть электронная лампа (вакуумный диод) или полупроводниковый диод. Рассмотрим работу полупроводникового детектора. Пусть этот прибор включен в цепь последовательно с источником модулированных колебаний и нагрузкой. Ток в цепи будет течь преимущественно в одном направлении. В цепи будет течь пульсирующий ток. Этот пульсирующий ток сглаживается с помощью фильтра. Простейший фильтр представляет собой конденсатор, присоединенный к нагрузке. Фильтр работает так. В те моменты времени, когда диод пропускает ток, часть его проходит через нагрузку, а другая часть ответвляется в конденсатор, заряжая его. Разветвление тока уменьшает пульсации тока, проходящего через нагрузку. Зато в промежутке между импульсами, когда диод заперт, конденсатор частично разряжается через нагрузку. Поэтому в интервале между импульсами ток через нагрузку течет в ту же сторону. Каждый новый импульс подзаряжает конденсатор. В результате этого через нагрузку течет ток звуковой частоты, форма колебаний которого почти точно воспроизводит форму низкочастотного сигнала на передающей станции. 74. Амплитудные детекторы Детектирование эл сигнала – восстановление управляющего сигнала, кот в неявной форме сод-ся в модулированном высокочаст колебании. Детекторы бывают амплитуд-е, частотное, фезовые. Амплитудным детектор - устр-во, предназнач для получения на выходе напряжения, изменяющегося в соответствии с законом модуляции амплитуды входного гармонич сигнала. Процесс детектирования амплитудно-модулиров-х (АМ) сигналов вида uc (t) ua(t)cos(ωct), где ua(t)Uc[1max(t)], ma 1 – коэффициент глубины модуляции; Uc – амплитуда несущего колебания с частотой ωc, заключается в воспроизведении модулирующего сообщения x(t) с наименьшими искажениями. Зависимость Uвых детектора от значения модулир пар-ра наз детекторной характеристикой. Она д.б.линейной, чтобы обеспечить воспроизведение з-на модуляции входн сигнала. С Частотная характеристика является зависимостью коэффициента передачи амплитудного детектора от частоты модуляции kf(). dU 1 r di S U вх U (t ) cos w0t Um I m1 , где U(t) – Рассм детектирование тонально модулированного высокочаст колебания с огиба- Детекторная характеристика - зависимость постоянной составляющей вых напряжения от изменения амплитуды Uс немодулированного сигнала uc(t)Uccos(ωct). Ур-нь нелин искажений при детектировании, опредся видом детект харак-ки. Sад Оценим изменение низкочаст сост-щей тока диода: Δi= a2U2(t)/2(1+mcosΩt)2= a2U2(t)/2 (1+ 2mcosΩt+ m2 cos2Ωt); Принципиальная схема лин лит-ра такая же как и для квадратич. Отличие лин дра от квадр – при лин детектированиина д-р подаётся значит больший по напряжению сигнал, благодаря чему исп-ся лин часть хар-ки диода. Постоянная времени дет-ра выбир в соотв с нерав-вом: 2 U0=Umcosθ - постоянная составл-щая, а Um = U0 +Imr - амплитуд сост-щая. Т.к. Im0=a0(θ)Im , то можно записать: I mr 1 1 cos a0 ( ) I m R Крутизна детекторной характеристики определяется как про- изводная: ющей U(t)=Um(1+mcosΩt). dU dU c . Она явл безразмерной величиной и по аналогии с пок-лями любого усилит узла хар-зует передаточные св-ва детектора. Коэффициент нелинейных искажений - числ мера нелинейных искажений модулирующего сообщения x(t) при гармонич модуляции с частотой 2F: k н U 22 U 32 U n2 U1 , где Un – амплитуда колебания с частотой n на выходе амплитудного детектора. при колебания где U – амплитуда первой гармоники вына выходе амплитудного детектора U 0 I mr (U 0 I m r ) / I m Rr tg 0 R I m1 I m1 / I m 1 sin cos При малых углах отсечки Rвх дет-ра=половине сопрот-ния нашрузки. При углах отсечки близких к 90о вх сопрот-ние дет-ра= 2*внутреннее сопрот-ние диода.(до этого = a0+a1U(t)cosw0t+ a2U2(t)/2*cos2w0t + a2U2(t)/2. 0 сокочастотного Основные хар-ки и параметры амплитуд. Детектора(из инета). i=a0+a1U(t)cosw0t+a2U2(t)cos2w0t= RC kф U c U Важный параметр детектора – входное сопротивление. Rв х Коэффициент фильтрации амплитудного детектора задается от- ношением: момента всё из конспекта). огибающая высокочаст кол-я. 2 r tg R0 Rв х Для квадратич детектора сл представить ток в виде полинома i=a0+a1u+a2u2. Т.к. в режиме малого сигнала диод открыт в теч всего пер-да высокочастот напряжения, то Uвх дет-ра опред-ся внутр сопротивлением диода: А вход. напряжение: ) a ( ) ( sin cos )(1 cos Коэффициент передачи амплитудного детектора определяется гармонической модуляции с частотой отношением: k U maU c где U – амплитуда колебания с частотой на выходе амплитудного детектора. 75. Фазовые детекторы; При использовании фазового детектора в канале связи для передачи информации путем изменения фазы несущего колебания в приемнике надо иметь устройство, которое осуществляет количественное сравнение фазы приходящего сигнала с фазой опорного напряжения независимо от того, каким образом создается это опорное напряжение. Таким устройством является фазовый детектор, представляющий Выходное напряжение фазового детектора определяется величиной Такой фазовый детектор, если вводить задержку между сигналами e с(t) и eO(t), вычисляет их функцию корреляции. Поэтому фазовый детектор иногда называют корреляционным детектором. Реализовать линейную детекторную характеристику удается только вместе с рядом ограничений. Балансный фазовый детектор. Балансный фазовый детектор представляет собой два встречно включенных детектора амплитудно-модулированных колебаний, на которые подаются суммарное и разностное напряжения, образованные из сигнала eC(t) и опорного напряжения eO(t). Схема выполняется симметричной. Пусть . Из схемы фазового детектора, приведенной на рис., следует, что на детектор VD1 действует суммарное напряжение, снимаемое со вторичной обмотки трансформатора Тр2, и напряжение в верхней части обмотки трансформатора Тр1. На детектор VD2 действует аналогично суммарное напряжение, однако второе слагаемое имеет противоположную фазу. собой шестиполюсник, имеющий две входных цепи и одну выходную (рис.4.28). Детекторная характеристика фазового детектора – это зависимость его выходного напряжения опорного Из векторной диаграммы рис. 4.30 видно, что если детекторы VD1 и VD2 работают в режиме большого сигнала, а также с учетом того, что u1 = UC и u2 = UO, то от разности фаз входного и сигналов Эта зависимость часто реализуется с помощью отдельного перемножителя с фильтром на выходе Выходное напряжение фазового детектора определяется величиной где Разлагая выражения для UΙ и UΙΙ в степенной ряд и сохраняя только первые два члена разложения, получим (при условии UC<<UO) Отсюда следует, что напряжение на выходе фазового детектора представляет собой косинусоидальную функцию от разности фаз сигнала и опорного напряжения и не зависит от амплитуды опорного напряжения UO. 76. Частотные детекторы Должен осуществить преобразование частотно-модулир сигнала в напряжение,меняющееся во времени по такому же закону, что и частота детектир сигнала. Сущ-ет несколько типов детектир радиосигналов, кот различаются способом устранения влияния на рез-т детектир-ния паразитной амплит модуляции, используя амплитуд.ограничения. При отсутствии сигнала на входе диоды VD1 и VD2 открыты. При подаче на вход переем напряжения VD1 пропускает отриц полупер-ды, а положит импульсы ограничивает. VD2 полодит имп-сы пропускает, а отриц – ограничивает. Если сигнал с частотой равной резонансной частоте контура то на вых получаем максим.амплитуду напряжения. Если частота вх сигнала не равна резонансной частоте контура то Uвых падает. Его изменение определяется АЧХ контура. Детектор с расстроенным контуром – его схема преобразовывает предварительно органиченное частотно-модулир. Колебание в ампл-модулир колебание. Если на входе действ сигнал с частотой, соответствующей резонансной ч-те контура, то на вых получ макс.амплит-ное напряжение. Если же частота сигнала измен или отклонена от резанансной, то выходн напряжение уменьш. Изменение вых напряжения измер АЧХ контура. 77. Электронные ключевые схемы. Электронные ключи на биполярных транзисторах; Электронный ключ - устройства, которые под действием внешнего управляющего сигнала замыкают или размыкают электрическую цепь. Электронный ключ в стационарном состоянии находится в одном из двух состояний: разомкнутом или замкнутом. В зависимости от назначения ключевые схемы бывают: цифровые и аналоговые. В основе цифровых схем лежат простейшие транзисторные ключи – аналоги металлических контактов, и предназначены они для формирования и преобразования последовательностей электрических импульсов, заданных соответствующим кодом. Аналоговые ключевые схемы подключают или отключают аналоговые сигналы ко входам усилительных и преобразующих устройств. Цифровые ключи используются в устройствах вычислительной техники, цифровой связи, дискретной автоматики. Ключи на биполярном транзисторе Транзисторный ключ в общем случае состоит из транзистора, базового сопротивления, обеспечивающего режим управления по току Rб>>rвх, сопротивления коллектора и нагрузки. Транзистор в ключевой схеме может включаться по схеме с ОБ, ОЭ, ОК. Наибольшее распространение получила схема с ОЭ. Rт U кэ1 U ип I кбо Iкбо . (9.2) Для уменьшения времени зарядки барьерной емкостей ключа, влияющих на быстродействие схемы, сопротивление Rк. выбирают небольшим порядка единиц кОм. Поэтому выходное сопротивление ключа определяется параллельным соединением Rк и Rт R вых R кR т . Rк R т (9.3) При подаче на вход положительного напряжения ток базы возрастает, и при соответствующем его значении транзистор из режима отсечки переходит в режим насыщения (точка 2 рис. 9.2). Увеличение тока базы вызывает увеличение тока коллектора Iк, а напряжение Uкэ на открытом транзисторе уменьшается. Падение напряжения на открытом транзисторе невелико и его называют остаточным напряжением Uкэ нас. При изменении температуры окружающей среды напряжение Uкб и Uэб изменяются приблизительно на одну и ту же величину, а напряжение Uкэ нас, является разностью этих напряжений и изменяется очень мало. Такой ключ называют инвертирующим (инвертором). Через транзистор в этом случае протекает максимальный ток, который называется током насыщения До некоторого граничного значения тока базы Iб гр сохраняется соотношение между токами электродов транзистора, характерное для активного режима Iк нас h 21Э I б 1 h 21Э Iкбо h 21Э Iб , где h21Э статический (усредненный) коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ (а не дифференциальный коэффициент h21э при малом входном сигнале). При дальнейшем увеличении тока базы (Iб>Iб гр) транзистор переходит в режим насыщения. Для оценки глубины насыщения транзистора вводят параметр S (коэффициент насыщения), который показывает во сколько раз ток, протекающий в цепи базы, больше Iб гр при вхождении транзистора в режим насыщения Транзистор в схеме работает в ключевом режиме, характеризуемом двумя устойчивыми состояниями: режимом отсечки и режимом насыщения. Для удобства рассмотрения процессов, протекающих в транзисторе, на выходной характеристика строится нагрузочная прямая, описываемая уравнением U ип I к R к U кэ . Режим отсечки транзистора обеспечивается при отрицательных потенциалах базы Uвх<0. Под действием входного напряжения эмиттерный переход закрывается, ток базы Iб=–Iкбо, в коллекторный цепи протекает небольшой обратный (тепловой) ток коллекторного перехода Iкбо. Этому состоянию соответствует рабочая точка 1 на статической характеристике, которая определяет величину выходного напряжения U кэ1 U ип I кб 0 R к U ип . (9.1) Критерием выбора транзисторов, работающих в ключевом режиме, является малое значение Iкбо. Сопротивление транзистора в закрытом состоянии велико и равно S Iб Iкбо I б 1. Iбг р Iкбо Iбгр (9.7) При достижении током коллектора тока насыщения возрастание коллекторного тока прекращается. На переходные процессы в транзисторе сильное влияние оказывают емкости р–n переходов. Когда напряжение Uбэ достигнет порогового значения (момент времени t3), резко возрастают инжекция носителей из эмиттера в базу и диффузионная емкость Cдиф э, рост Uбэ замедляется, в коллекторной цепи появляется ток, создающий падение напряжения на резисторе Rк. Интервал времени с момента подачи входного сигнала до момента, когда ток коллектора достигает 0,1Iк нас, называют временем задержки, и его можно рассчитать по формуле t зд где C э‡€ р C ђ‡€ р I‡ Iб U вх1 Rб Uбэ пор Uвх 2 , Iб г р ; C э бар , Cк бар - усредненные барьерные емкости эмиттерного и коллекторного переходов. Коллекторный ток возрастает по экспоненте, стремясь к величине Iб1h21э i к ( t ) h 21э Iб1 (1 e t ). (9.13) Интервал времени с момента нарастания фронта выходного импульса тока от 0,1Iк нас до 0,9Iк нас называют временем нарастания, и оно равно t нр ln I б1 I I б1 кнас h 21э . (9.14) Суммарное время tзд+tнр=tвкл называется временем включения. За это время накапливаемый заряд в базе достигает значения Q, характерного для активного режима. С увеличением времени воздействия входного сигнала транзистор переходит в режим насыщения, заряд в базе достигает значения Qб нас. Скачкообразно понижается напряжение на базе, связанное с изменением напряжения на сопротивлении базы rб: U бэ (I б I б обр )rб . Время с момента подачи на базу запирающего импульса до момента, когда ток коллектора уменьшается до 0,9Iк нас называется временем рассасывания tрас t рас ln I б I б обр I к нас h 21э , где I б обр ' - эквивалентная постоянная времени, равная времени жизни неосновных носителей заряда в базе в режиме насыщения. Время с момента уменьшения тока коллектора от 0,9Iк нас до 0,1Iк нас называют временем спада (среза) tсп I к нас . t сп ln 1 I h б обр 21э (9.16) Суммарное время tвык=tрас+tсп называется временем выключения. Время включения и время выключения характеризуют быстродействие ключа. 78. Способы повышения быстродействия ключей на биполярных транзисторах; Для повышения быстродействия ключа необходимо уменьшить время рассасывания избыточных зарядов, т.е. транзистор должен работать на границе активного режима и режима насыщения. Для предотвращения насыщения транзистора в ключе используют нелинейную обратную связь, предложенную Б.Н. Кононовым в 1955 году. При микроэлектронном исполнении нелинейная обратная связь наиболее эффективна, если между коллектором и базой включается диод Шотки (рис. 9.4,а). При отсутствии сигнала на входе схемы транзистор закрыт, закрыт и диод Шотки, выходное напряжение велико (точка 1 на рис. 9.4,6). При подаче на вход положительного сигнала транзистор открывается, и рабочая точка по нагрузочной прямой начинает перемещается в точку 2. Ток коллектора растет, а потенциал коллектора уменьшается, и в момент времени t1 открывается диод Шотки. После этого входной ток перераспределяется между базой транзистора и диодной цепью так, что рабочая точка перемещается в точку О, в которой Iк = Iд+Iн (рис. 9.4,в). Точка О располагается в непосредственной близости к границе насыщения в области линейного участка характеристик. При подаче запирающего сигнала на вход схемы начинается спад коллекторного тока. Задержка начала нарастания коллекторного напряжения (время t3) обусловлена временем, в течение которого ток диода уменьшается от начального значения Iд до нуля, и она составляет менее одной наносекунды. Спад коллекторного тока и нарастание коллекторного напряжения происходит как у обычного транзисторного ключа. Наряду с высоким быстродействием транзисторные ключи с нелинейной обратной связью имеют следующие недостатки: 1. Относительно большее падение напряжения на открытом ключе (около 0,5 В). 2. Меньшая температурная стабильность. 3. Худшая помехоустойчивость, что объясняется более высоким входным сопротивлением в открытом состоянии. 79. Электронные ключи на полевых транзисторах Электронный ключ с резистивной нагрузкой При отсутствии на такой схеме сигнала ток стока очень мал, падение напряжения на R стока практически =0 и потенциал стока будет иметь значение большое, примерно равное Uист.питвния. При подаче на вход импульса положит пол-сти в цепи стока возникает ток, падение напряжения на R стока увелич-ся, потенциал стока уменьшается, уменьш-ся и R полевого транзистора, на выходе получаем низкий уровень напряжения. Электронный ключ с динамической нагрузкой В схеме вместо постоянного сопротивления цепи тока включаем нелин-е сопротивление на основе того же полевого транзистора со встроенным каналосм. Величина сопротивления цепи стока будет опред-ся протекающим через этап транзистор током. Это приводит к такому эффекту,что при действии малого тока стока потенциал с током VD2 ещё ближе приближается по значению к напряжению источника питания. При действии большого тока стока потенциал пол. Транзистора VD2 становится ближе к 0 . Электронный ключ на комплементарной паре транзисторов Особенность данного ключаявл применение комплементарной пары транзисторов(с разл типом каналов). В этой схеме транзистор VT2 выполняет роль ключевого, а транзистор VT1 явл нелинейной нагрузкой транзистора VT2, но в отличие от предыдущей схемы, величиной этого нелин-го соединения управляет не протекающий через него ток, а входной импульс. При отстутствии на входе эк ключа транзистор VT2 закрыт, транз VT1 открыт, U-> величине напряжения источника ключа. При подаче на вход импульса транзистор VT2 откр-ся, транз VT1 закр-ся, Uвых-> нулю. 80. Алгебра логики и ее основные законы(дописать) Матем аппаратом для анализа и синтеза цифр устройств служит алгебра логики, оперирующая логич. связями. Ф-ция двоичных переменных, принимающая значения «1» и «0», наз логичейской ф-цией. Логич ф-ция может быть выражена словесно, в алгебр форме или переключательной таблицей (таблица истинности). Аналитические формы записи ф-ций позволяют получить осн. законы алгебры логики отдельно для операций логич-го сложения и умножения. Осн законы алгебры логики: 1. Переместительный закон (закон коммутативности) X1X2 = X2X1; X1+X2 = X2+X1. 2. Распределительный закон (закон дистрибутивности логического умножения по отношению к сложению) (X1+X2)X3 = X1X3+X2X3. 3. Сочетательный закон (закон ассоциативности) (X1X2)X3 = X1(X2X3) (X1+X2)+X3 = X1+(X2+X3) 4. Законы повторения (тавтологии) XX = X; X+X = X. 5. Законы поглощения X1(X1+X2) = X1; X1+X1X2=X1. 6. Законы отрицания: а) закон дополнительности U вых U вх и читается: (U вых не Uвх). ЛОГИЧЕСКИЙ ЭЛЕМЕНТ ИЛИ–НЕ образуется путем отрицания результатов, полученных при выполнении операции ИЛИ. При входных сигналах, равных единице, сигнал на выходе соответствует логическому нулю, а при нулевых сигналах на всех входах сигнал на выходе равен "1" (таблица истинности рис. 9.10,в). Алгебраическая запись операции ИЛИ–НЕ следующая: Uвых Uвх1 Uвх 2 или y = x1 x 2 XX 0 ; X X 1; б) закон дуальности - правило де Моргана (инверсия суммы переменных есть произведение их инверсий) X1 X2 X1 X2 ; X1 X2 X1 X2 ; ЛОГИЧЕСКИЙ ЭЛЕМЕНТ И–НЕ. Функция И–НЕ образуется путем отрицания результата, получаемого при выполнении операции И. Число входов элемента И–НЕ определяется числом аргументов функции И– НЕ. При подаче логического нуля на один из входов на выходе образуется логическая единица. Если на всех входах действует логическая единица, то сигнал на выходе равен логическому нулю. Логическая операция И–НЕ записывается следующим образом в) закон двойного отрицания XX . 7. Законы склеивания X1X2 X1 X2 X1 ; X1 X2 X1 X2 X1 . Uвых Uвх1 Uвх 2 или y x1 x 2 . 8. Законы универсального множества X1 = X; X+1 = 1. 9. Законы нулевого множества X0 = 0; X+0 = X. Логическая функция может быть выражена словесно, в алгебраической форме и переключательной таблицей (таблицей истинности). ЛОГИЧЕСКОЕ СЛОЖЕНИЕ (дизъюнкция, операция ИЛИ) на языке электронной схемы означает наличие напряжения на выходе схемы, при наличии на одном из входов напряжения: U вых U вх1 U вх 2 или y = x1+x2. ЛОГИЧЕСКОЕ УМНОЖЕНИЕ (конъюнкция, операция И) означает в электронной схеме наличие напряжения на выходе, при наличии всех входных сигналов. U вых U вх1 U вх 2 или y = x1·x2. Для обозначения конъюнкции часто используют символ или &, т.е. y=x1x2. ЛОГИЧЕСКОЕ ОТРИЦАНИЕ (инверсия, операция НЕ) означает, что состояние на выходе схемы противоположно состоянию на ее входе. логические элементы делятся на потенциальные, импульсные и импульсно-потенциальные. Подавляющее распространение, особенно в интегральной микросхемотехнике, получили потенциальные ЛЭ, отличительным признаком которых является: – наличие связи по постоянному току между входами и выходами микросхем; – возможность быть управляемыми и управлять другими схемами с помощью сигналов как ограниченной, так и неограниченной длительности (импульсные и потенциальные сигналы). В зависимости от кодирования сигналов различают положительную и отрицательную логику. 81. Диодно-транзисторная логика (ДТЛ); Диодно–транзисторная логика (ДТЛ) представляет собой сочетание диодных логических ячеек с транзисторным инвертором диоде U a U 0вх U пр , где Uпр – падение напряжения на открытом входном диоде. За счет падения напряжения Uд см на диодах VD4, VD5 потенциал базы транзистора отрицателен , транзистор закрыт и на схемы формируется выходе высокий уровень напряжения логической единицы. При одновременной подаче на все входы высокого уровня напряжения логиединицы диоды ческой VD1…VD3 запираются. Транзистор VT1 переходит в область насыщения за счет тока, протекающего от источника Схема «И-НЕ» при положительной логике Входные диоды VD1…VD3 и резистор R1 образуют входную логическую схему, выполняющую в положительной логике операцию И. Транзистор VТ1 выполняет логическую операцию НЕ, усиливает и формирует сигналы на выходе до необходимого стандартного уровня. Смещающие диоды VD4 и VD5 предназначены для увеличения порога запирания и помехоустойчивости схемы в закрытом состоянии, а резистор R2 и U ип 2 обеспечивают оптимальную величину тока этих диодов. Диоды VD1…VD3 должны обладать минимальным сопротивлением в проводящем состоянии; высоким (максимальным) обратным напряжением; малой емкостью и малым временем восстановления обратного сопротивления. Рассмотрим принцип работы ДТЛ. Пусть на один (или на все входы) подается низкий входной сиг- U 0вх . Входной диод (или все диоды) открывается и оказывается замкнутым на общую шину. От источника питания U ип 1 нал логического нуля через резистор R1, открытый диод и входную цепь протекает ток, при этом потенциал точки a уменьшается до уровня прямого падения напряжения на питания U ип 1 через диоды транзисхемы уровень R 1, смещающие VD4, VD5, в базу стора. На выходе появляется низкий напряжения, близ- кий к нулю U0вых . Если на всех логических входах действуют высокие уровни напряжения, то эмиттерные переходы транзистора VТ1 закрываются, VТ1 работает в инверсном активном режиме. Ток от Uип через R1, открытый коллекторный переход транзистора VТ1 поступает в базу транзистора VТ2. Транзисторы VТ2, VТ4 открываются, и на выходе схемы имеется уровень напряжения, соответствующий логическому нулю. Транзистор VТ3 и диод VD закрыты. 82. Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ); Схема «И-НЕ» при положительной логике Эл-ты ТТЛ являются дальнейшим усовершенствованием ДТЛ, которая осущ-ся заменой диодной сборки многоэмиттерным тр-ром. Многоэмиттерный тр-р представляет собой сов-ть нескольких тр-рных струк-р, имеющих общий коллектор и общую базу и непосредственно взаимодействих друг с другом только за счет движения основных носителей. Эмиттерные переходы (ЭП) МЭТ выполняют ф-ции входных диодов в схемах ДТЛ, а КП – роль смещающего диода. Входная часть реализует логическую функцию И с помощью VТ1 и резистора R1. Выходная цепь реализует функцию НЕ и содержит сложный инвертор на транзисторах VТ2…VТ4. (Сложный инвертор включает в свой состав простой инвертор (VТ2, R2) и эмиттерный повторитель (VТ3) с динамической нагрузкой (VТ4), которая управляется эмиттерным током транзистора VТ2.) Рассмотрим принцип работы схемы. Если хотя бы на один из входов подано напряжение логического нуля, то соответств-ий эмиттерный переход многоэмиттерного тр-ра VТ1 открывается. Ток базы ( Iб1 U ип / R1 ) тр-ра VT1 потечет во входную цепь, при этом ток коллектора VТ1 уменьшается, коллекторный переход открывается и транзистор VТ1 насыщается по коллекторной цепи. Напряжение на базе транзистора VТ2 равно сумме входного напряжения и остаточного напряжения на насыщенном транзисторе VТ1: Uб 2 U0вх Uост1 . Поэтому транзистор VТ2 запирается, а транзистор VТ3 и диод VD открываются высоким потенциалом коллектора транзистора VТ2. Транзистор VТ4 – закрыт. Напряжение на выходе имеет высокий уровень и соответствует логической единице "1". 83. Эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ); Цифровые микросхемы ЭСЛ составляют схемы на переключателях тока с объединенными эмиттерами, обладающие по сравнению с другими типами цифровых схем наибольшим быстродействием и большой потребляемой мощностью. В зависимости от сп-ба кодирования входной инф-и ("1" и "0") одна и та же схема может реализовать ф-ии ИЛИ–НЕ, ИЛИ для положительной логики, либо ф-ии И–НЕ, И для отрицательной логики. имеем большой потенциал, логич-ю единицу, при этом выполняется логич операция ИЛИ–НЕ. Предпол-м, что на один из входов (вход 1) подается напряж-е логич единицы, а на остальных входах действует логич нуль. Под действием вх-го сигнала тр-р VТ1 отрывается, через коллекторную и эмиттерную цепь протекают большие токи I к1 и I . Ток I создает падение напряж-я на э э сопрот-и резистора Rэ, которое резко уменьш-т напряж-е U бэ4 , тр-р VТ 4 закрывается. Перепады напряжений коллекторных цепей тр-ров VТ1, VТ4 подаются на входы соответств-х эмиттерных повторителей. Т обр по выходу тр-ра VТ6 выполняется логич операция ИЛИ–НЕ, а по выходу тр-ра VТ7 – логич операция ИЛИ. Воздействие вх-го сигнала приводит к переключ-ю тока эмиттера Iэ, который проходит в завис-ти от амплитуды вх-го сигнала то через левую, то через правую ветви, и при этом на выходе создаются низкий и высокий уровни напряж-я одновременно. 84. Интегральная инжекционная логика. Основой элементов интегральной инжекционной логики является ключ, представляющий собой транзистор с инжекционным питанием. Рассмотрим принцип работы схемы для положительной логики (ф-я ИЛИНЕ) Если на все логические входы подается напряжение низкого уровня, соответств-ее логич нулю, то тр-ры VТ1–VТ3 закрываются, а тр-р VТ4 открывается, так как напряж-е на его базе становится выше, чем на базах входных тр-ров. Через открытый тр-р протекает ток I к 2 , значение которо- го задается Rэ, и создает падение напряж-я на резисторе R2. Потенциал коллектора тр-ра VТ4 при этом пониж-ся и подается на вход эмиттерного повторителя, собранного на тр-ре VТ7. На выходе эмиттерного повторителя получается низкий уровень напряж-я, соответствующий логич-му нулю. В это же время через R1 левой ветви токового ключа протекает небольшой обратный ток I к1 . Потенциал коллектора тр-ра VТ повыш-ся и 3 поступает на базу эмиттерного повторителя тр-ра VТ6. На выходе тр-ра VT6 Принцип работы схемы следующий. Если хотя бы на один из входов схемы подать сигнал логической единицы, то ток от генератора тока Iи потечет в базу транзистора, транзистор открывается и переходит в режим насыщения. Выходное напряжение соответствует логическому нулю. Если на обоих входах действуют сигналы логического нуля, т.е. входы закорочены, токи Iи не будут проходить в базу транзисторов, а потекут во входные цепи. Транзисторы VТ1, VТ2 будут закрыты, их выходное напряжение соответствует логической единице. Таким образом параллельное соединение нескольких ключей образует логический элемент ИЛИ–НЕ. №85. Логические элементы на МДП-транзисторах Практическое применение при разработке интегральных логических схем получили полевые транзисторы с МДП структурой и индуцированным каналом n– или p–типов. Наибольшее распространение получили две разновидности логических схем: 1. МДП-логика с нагрузочным транзистором. 2. Логика на комплементарных транзисторах. Особенностью интегральных микросхем на МДП-транзисторах является возможность реализации любых логических функций с помощью только МДП-транзисторов. Кроме того МДП-транзисторы имеют следующие достоинства: – возможность использования транзистора в качестве нагрузки, что обеспечивает высокую однородность интегральных схем; – высокая помехоустойчивость (2…6 В) по сравнению с 0,6 В для биполярных транзисторов; – малая мощность рассеяния в статическом режиме, особенно при использовании в схеме транзисторов разного типа проводимости канала; – используется один источник питания, что обеспечивает простоту схемы; – устойчивость к нейтронной составляющей радиационного воздействия. К недостаткам МДП-транзисторов следует отнести: – большое пороговое напряжение; – высокое напряжение питания; – относительно невысокое быстродействие; – малая крутизна, что снижает нагрузочную способность элементов по току и ухудшает отношение скорости переключения к мощности рассеяния. Схемы на МДП-транзисторах с каналом p-типа имеют малую стоимость и более технологичны, имеют время прохождения сигнала в 8…10 раз меньше, чем схемы на транзисторах с каналом n–типа. По быстродействию схемы на МДП-транзисторах с каналом n–типа не уступают ТТЛ схемам, обеспечивая меньшую мощность рассеяния и более высокую плотность размещения компонентов, чем ТТЛ схемы. Логические интегральные микросхемы на МДП-транзисторах бывают следующих типов: статические, динамические и квазистатические. Элементной базой для построения таких схем являются простейшие логические элементы, реализующие логические функции И–НЕ (схемы типа ЛА), ИЛИ–НЕ (схемы типа ЛЕ), И (схемы типа ЛИ), НЕ (схемы типа ЛН) и комбинированные (схемы типа ЛП, ЛС). Использование базовых элементов позволяет построить цифровое устройство с любым алгоритмом функционирования. В логических схемах получили распространение схемы статического типа. Типовые схемы МДП-логики с нагрузочным транзистором, реализующие логические функции ИЛИ–НЕ и И–НЕ, показаны на рис. 9.25. В этих двух схемах транзисторы VТ1 и VТ2 выполняют роль ключевых элементов. Транзисторы VТ3 выполняют роль нагрузки. Ключевые транзисторы можно соединять последовательно (рис. 9.25,б) и параллельно (рис. 9.25,а). Параллельное соединение нескольких ключевых транзисторов ограничено снижением уровня логического нуля на выходе схемы за счет падения напряжения на нагрузке от суммарного тока утечки всех ключевых МДП– транзисторов. Поскольку ток утечки мал и составляет порядка 10 -10 А, то число параллельно включенных транзисторов может достигать 10 и более. Реализация функции ИЛИ–НЕ осуществляется схемой, представленной на рис. 9.25,а, там же представлено условное обозначение и таблица истинности. При подаче на один из входов положительного сигнала логической единицы соответствующий логический (ключевой) транзистор открывается. Если одновременно на все входы подается логическая единица, то все логические транзисторы открыты. Выходное напряжение схемы равно падению напряжения на открытых логических транзисторах и близко к нулю. Если на входах отсутствует сигнал, т.е. действует логический нуль, то логические транзисторы закрыты, выходное напряжение приближается по величине к источнику питания. Последовательное включение транзисторов позволяет реализовать логическую операцию И–НЕ (рис. 9.25,б). При одновременной подаче положительных сигналов логической единицы на все входы, все МДПтранзисторы открываются, и на выходе схемы – логический нуль. Достоинством логики этого типа является простота схем, применение транзисторов одного типа проводимости, высокое входное сопротивление порядка 1012 Ом, высокая нагрузочная способность (n = 10…20), технологичность в изготовлении. Недостатком логики данного типа является низкое быстродействие, обусловленное влиянием паразитной емкости. Наиболее перспективными являются логические схемы, выполненные на комплементарных МДП-транзисторах (КМДП). Комбинируя различные включения этих транзисторов можно получить заданную логическую функцию. Если транзистор с каналом n–типа непосредственно подключен к шине "земля", а транзистор с каналом p–типа – к источнику питания, то логическая схема работает в режиме положительной логики. На рис. 9.26,а и б представлены схемы КМДП-логики, реализующие логические операции И– НЕ и ИЛИ–НЕ. При последовательном соединении в цепь между нагрузкой и землей включают несколько МДП-транзисторов. При этом исток нижнего МДП-транзистора подключается к земле, его сток – к истоку вышестоящего и т.д. Протекание тока через нагрузку к земле может происходить только, если открыты все ключевые транзисторы. Обычно число последовательно соединяемых транзисторов не более трех. Это связано с тем, что с увеличением числа последовательно соединенных транзисторов повышается уровень логического нуля на выходе схемы, ибо суммарное сопротивление открытых ключевых транзисторов возрастает. Последовательное включение требует применения МДП-транзисторов с более высокой крутизной характеристик, чем при параллельном включении. Последовательное включение транзисторов усложняет топологию и уменьшает степень интеграции, ухудшается быстродействие, но позволяет создавать логические микросхемы, обладающие большей гибкостью, чем микросхемы на биполярных транзисторах. Реализация логической функции И–НЕ осуществляется последовательным соединением МДП-транзисторов с каналом n–типа и параллельным соединением МДП-транзисторов с каналом p–типа, которые открыты при напряжениях затворов, близких к нулю. Предположим, что на вход 1 (рис. 9.26,а) подается сигнал логического нуля, транзистор VТ3 закрыт, а транзистор VТ2 открыт и выходное напряжение близко к напряжению источника питания. Если на все входы подается сигнал логической единицы, то транзисторы VТ3 и VТ4 открыты, а транзисторы VТ1 и VТ2 закрыты. Выходное напряжение стремится к потенциалу земли – (логический нуль). Для построения схемы ИЛИ–НЕ требуется последовательное включение МДП-транзисторов с каналом p–типа и параллельное включение транзисторов с каналом n–типа (положительная логика) рис. 9.26,б. Схема работает так же, как и предыдущая. Когда на всех входах действует высокий потенциал логической единицы, транзисторы VТ3 и VТ4 открываются, а p–канальные транзисторы закрываются. Выходное напряжение определяется падением напряжения на открытых транзисторах и соответствует логическому нулю. Если на один из входов подается сигнал логической единицы, то этот n–канальный транзистор открывается, и выходное напряжение определяется этим открытым транзистором. Микросхемы на КМДП транзисторах потребляют очень малую мощность при сравнительно высоком быстродействии. Затвор транзистора МДП и подложка, разделенные слоем диэлектрика, образуют конденсатор. Емкость конденсатора невелика, а сопро- тивление утечки очень велико, что способствует накоплению статических зарядов. Электрическая прочность тонкого слоя диэлектрика составляет порядка 150…200 В. Статический заряд малой энергии, попав на затвор, может произвести пробой диэлектрика. Для защиты транзистора от пробоя каждый вход современных микросхем КМДП-логики снабжается защитной цепью (рис. 9.27). Подложки каждого из транзисторов соединены с их истоками, что предотвращает открывание p–n переходов. Затворы в обоих транзисторах объединены, и на них подается входной сигнал. Особенностью схемы защиты является наличие защитных VD1–VD3 диодов, шунтирующих затворы входных транзисторов и препятствующих пробою диэлектрика под затвором от действия электростатического заряда. Защитные диоды смещаются в обратном направлении. Резистор R1 (0,2…2 кОм) совместно с барьерными емкостями диодов VD2 и VDЗ образуют интегрирующую цепь, это уменьшает скорость нарастания напряжения на затворе, при котором диоды VD2, VD3 успевают открыться. Если входное напряжение Uвх подается от источника с малым внутренним сопротивлением и амплитудой больше Uип, то через VD1 будет протекать большой прямой ток. Поэтому при использовании таких схем рекомендуется включать напряжение питания раньше входного сигнала, а при выключении – наоборот. В тех узлах, где по необходимости на входы поступают напряжения Uвх>Uип, следует в цепь входа включать резисторы, ограничивающие входной ток на уровне 1…2 мА. На неиспользованные входы КМДП-логики подают постоянный потенциал (+Uип или 0 в зависимости от функции элемента) или объединяют их с другими, задействованными входами. 86. Основные параметры цифровых интегральных схем; Основными параметрами являются: – реализуемая логическая функция; – быстродействие; – коэффициент объединения по входу; – коэффициент разветвления по выходу (нагрузочная способность); – помехоустойчивость; – потребляемая мощность; – устойчивость против внешних воздействий; – степень интеграции, надежность. Если цепь состоит из N последовательно включенных однотипных логических ИМС, то время прохождения сигнала по цепи N N t зад вкл t зад выкл ,(одной 2 2 t зад вкл t зад выкл 2 T t зад ср ИС) тогда и зависит от режима работы транзистора в микросхеме и потребляемой мощности. устройства. Однако увеличение n, т.е. увеличение числа нагрузок, ухудшает помехоустойчивость и быстродействие. Помехоустойчивость Uп макс – наибольшее значение напряжения на входе микросхемы, при котором еще не происходит изменение уровней выходного напряжения. Помехи бывают статические и динамические. Потребляемая мощность. Мощность, потребляемая микросхемой от источника питания, определяется выражением P j n U ипj I j , где Uипj – напряжение j-го источ- j1 ника питания; Ij – ток в соответствующем выводе схемы. Потребляемая схемой мощность в любой момент времени не является постоянной, а зависит от логического состояния и типа логического элемента и изменяется при переключении схемы. Поэтому в качестве основного параметра используют не мгновенное, а среднее значение мощности, потребляемой микросхемой за достаточно большой промежуток времени Pср 1 P0 P1 ,где 2 P0 и P1 – мощности, потребля- емые схемой в состоянии логического нуля "включено" и в состоянии логической единицы "выключено". Надежность интегральных логических элементов определяет их свойство выполнять заданные функции при сохранении эксплуатационных показателей в заданных пределах в течение требуемого промежутка времени или требуемой наработки на отказ. По среднему времени задержки ИС делятся на: – сверхбыстродействующие tзд ср < 5 нс; – быстродействующие 10 нс > tзд ср > 5 нс; – среднего быстродействия 100 нс > tзд ср > 0 нс; – низкого быстродействия tзд ср > 100 нс. Коэффициент объединения по входу m – макс. число входов, кот. может иметь логический элемент. Чаще всего коэффициент объединения по входу не превышает 8, что определяется ограниченным числом выводов ИС. Коэффициент разветвления по выходу n – нагрузочная способность, определяется числом схем этой же серии, входы которых могут быть присоединены к выходу данной схемы без нарушения ее работоспособности. Чем выше n, тем шире логические возможности микросхемы и тем меньшее число микросхем необходимо для построения сложного вычислительного 87. Система обозначений цифровых интегральных схем; Система условных обозначений современных типов интегральных микросхем установлена ОСТ 11073915-80. В основу системы обозначений положен буквенно-цифровой код. Первый элемент–цифра, обозначающая группу интегральной микросхемы по конструктивно-технологическому исполнению: 1,5,6,7 - полупроводниковые ИМС; 2,4,8 - гибридные; 3 - прочие (пленочные, вакуумные, керамические). Второй элемент - две или три цифры (от 01 до 99 или от 001 до 999), указывающие на порядковый номер разработки данной серии ИМС. Первый и второй элемент образуют серию микросхем. Третий элемент - две буквы, обозначающие функциональную подгруппу и вид микросхемы. Четвертый элемент - число, обозначающее порядковый номер разработки микросхемы в серии. В обозначение также могут быть введены дополнительные символы (от А до Я), определяющие допуски на разброс параметров микросхем и т. п. Перед первым элементом обозначения могут стоять следующие буквы: К - для аппаратуры широкого применения; Э - на экспорт (шаг выводов 2,54 и 1,27 мм); Р - пластмассовый корпус второго типа; М - керамический, металло- или стеклокерамический корпус второго типа; Е - металлополимерный корпус второго типа; А - пластмассовый корпус четвертого типа; И - стеклокерамический корпус четвертого типа Н - кристаллоноситель. Для бескорпусных интегральных микросхем перед номером серии может добавляться буква Б, а после нее, или после дополнительного буквенного обозначения через дефис указывается цифра, характеризующая модификацию конструктивного исполнения: 1 - с гибкими выводами; 2 - с ленточными выводами; 3 - с жесткими выводами; 4 - на общей пластине (неразделенные); 5 - разделенные без потери ориентировки (например, наклеенные на пленку); 6 - с контактными площадками без выводов (кристалл). 88. Триггеры. Триггер–устройство, имеющее два устойчивых состояния и способное под действием управляющих сигналов скачкообразно переходить из одного состояния в другое. Триггер имеет два устойчивых состояния 0 и 1 и два выхода:прямой Q, инверсный Q. Когда Q = 0, Q = 1, Q Q = 1 триггер находится в нулевом состоянии, при = 0 триггер – в единичном состоянии. Информационный вход, входной сигнал которого устанавливает триггер в единичное состояние, называют S–входом. Перевод триггера в нулевое состояние называют сбросом или гашением (reset), а соответствующий сигнал и вход обозначают R. По способу записи информации триггеры подразделяются на: асинхронные; синхронные (тактируемые). По способу приема информации триггеры бывают: управляемые уровнем синхросигнала (триггеры со статическим управлением); управляемые фронтом синхросигнала (триггеры с динамическим синхронизирующим входом). По принципу передачи принятой информации синхронные триггеры подразделяются на: триггеры с одной (одноступенчатые) триггеры с двумя (двухступенчатые) ступенями запоминания информации. По функциональному признаку различают следующие типы триггеров: RS; D; T; JK . RS–ТРИГГЕР При подаче на оба управляющих входа нулевого сигнала R = S = 0 триггер сохраняет состояние, в котором он был в предыдущем такте, т.е. работает в режиме хранения информации. Предположим, что при такой комбинации информационных сигналов R = S = 0 значение сигнала на выходе Q = 0. Этот нулевой сигнал поступает по цепи обратной связи на вход элемента D2, вызывая появление на выходе Q единичного сигнала. В свою очередь единичный сигнал выхода Q, поступая на вход элемента D1, поддерживает Q в нулевом состоянии. Если S=1, R=«0, триггер переключается в единичное состояние Q = 1; Q = 0, и этот режим называют установкой единицы. При R = 1 и S = 0 триггер переходит в нулевое состояние Q = 0; Q = 1 (установка 0 или сброс триггера). При этом элементы триггера переключаются не одновременно, а последовательно, друг за другом. Если одновременно подать переключающие сигналы на оба входа R = S = 1 устройство утрачивает свойства триггера. Комбинация входных сигналов S = R = 1 для схемы триггера на элементах ИЛИ–НЕ является з а п р е щ е н н о й , и в обычных условиях ее не используют. СИНХРОНИЗИРУЕМЫЙ RS–ТРИГГЕР. У синхронных триггеров смены сигналов на входах еще недостаточно для его переключения. Необходим дополнительный синхронизирующий (тактовый) импульс, поступающий на синхровход триггера. Синхросигнал называют также синхроимпульсом, С–сигналом, С–импульсом, а синхровход – С–входом. Элементы D1 и D2 образуют устройство управления (схему запуска), а элементы D3, D4 – асинхронный RS–триггер. При R = S = 0 независимо от наличия или отсутствия синхроимпульсов на выходах логических элементов D1, D2 действует уровень логической единицы, что поддерживает в исходном состоянии асинхронный RS–триггер. При одновременной подаче сигнала логической единицы на S– и С– входы (S = C = 1, R = 0) на выходе элемента D1 действует сигнал логического нуля, что приводит к переключению триггера на элементах D3, D4 в состояние логической единицы. Запрещенной комбинацией входных сигналов будет комбинация S R C 0. 3. Рабочая частота переключения намической синхронизацией, у которого инверсный выход Q соединяется с D–входом. Информационный сигнал подают на С–вход. JK–ТРИГГЕРЫ JK–триггер имеет два информационных входа J и K. По входу J триггер устанавливается в состояние Q = 1, Q0 Q 1. JK–триггеры подразделяются: универсальные; комбинированные. ПАРАМЕТРЫ ТРИГГЕРОВ Специфическими параметрами триггеров являются: 1. Разрешающее время tраз – наименьший интервал времени между входными сигналами минимальной длительности, приводящий к бесперебойному переключению триггера. f макс 1 . t раз f раб f макс 1,5 . k 4. Минимальная длительность входного сигнала t и t зд ср . i 1 k 5. Время задержки переключения D–ТРИГГЕРЫ D–триггером называется триггер с одним информационным входом, работающий так, что сигнал на выходе после переключения равен сигналу на входе D до переключения (Qn+1=Dn). Основное назначение D–триггера – задержка сигнала, поданного на вход D. Информационный сигнал (0 или 1), поступающий на вход D, задерживается в триггере на время, равное одному периоду следования синхроимпульсов, прежде чем появится на прямом выходе Q. На практике наибольшее применение получили тактируемые: однотактные D–триггеры; двухтактные D–триггеры. Вход синхронизации C может быть: статическим (потенциальным); динамическим. Двухступенчатый D–триггер состоит из двух последовательно включенных синхронных RS–триггеров, первый из которых называется ведущим (master) или M–триггером, а второй ведомым (slaver) или S–триггером. За счет наличия общего синхросигнала С вся схема работает как единое целое. В связи с этим схема называется двухступенчатой или MS– триггером. При C = 1 происходит переключение M–триггера согласно сигналу на входе D. S–триггер в это время заблокирован, так как у него на входе C = 0. Если на С–входе действует нулевой потенциал, то C–триггер переключается и устанавливается в то же состояние, что и M -триггер. Т–ТРИГГЕР Триггером T–типа (счетным триггером) называют логическое устройство с двумя устойчивыми состояниями и одним входом T, которое остается в исходном состоянии при Т = 0 и инвертирует свое исходное состояние при Т = 1. Для реализации T–триггера часто используют схему D–триггера с ди- По входу K – в состояние Q = 0, 2. Максимальная частота переключения t зд пер t зд р ср , i 1 где k – количество элементов в цепочке от входа информационного или тактового сигнала до выхода элемента.
