Загрузил adbw

Усилители на биполярных транзисторах

Реклама
МИНИСТЕРСТВО ОБЩЕГО И ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ
РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
Пермский государственный университет
Кафедра экспериментальной физики
УСИЛИТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Методические указания
Пермь 1998
2
Составители:
А.Г.Михайловский
УДК 621.38
доц.
И.Л.Вольхин,
доц. Н.Н.Коротаев,
доц.
Усилители на биполярных транзисторах: Методические указания/
Перм. ун-т; Сост. И.Л.Вольхин, Н.Н.Коротаев, А.Г.Михайловский. - Пермь,
1998. - 36 с.
В издании рассмотрены принципы работы и приведены характеристики
усилительных каскадов на биполярных транзисторах с общим эмиттером, общим коллектором, общей базой, даны рекомендации по выполнению лабораторной работы. Оно соответствует программам курсов “Основы радиоэлектроники”, “Радиофизика и электроника”, “Основы электроники” и “Радиоэлектроника”.
Предназначено для студентов физического факультета специальностей
“Радиофизика и электроника”, “Физика твердого тела” и “Физика”, а также студентов географического и геологического факультетов.
Ил. 29. Библиогр. 6 назв.
Печатается по постановлению методической комиссии физического факультета Пермского университета
Редактор Г.А.Гусман
Технический редактор Г.А.Ковальчук
Корректор К.Н.Бобкова
Подписано в печать 02.01.98. Формат 608416. Бум. тип. №2. Печать офсетная.
Усл. печ. л. 2,1. Уч.-изд. л. 2,25. Тираж 300 экз. Заказ .
Редакционно-издательский отдел Пермского университета.
614600. Пермь, ул. Букирева, 15
Типография Пермского университета.
614600, Пермь, ул. Букирева, 15
3
ВВЕДЕНИЕ
Транзистор является основным элементом современных усилительных
устройств. Он обладает замечательным свойством усиливать сигналы по мощности. Благодаря этому возможности и разнообразие способов его применения
поистине безграничны. Знание особенностей работы транзистора, как самостоятельного прибора, так и в составе различных электрических цепей является
совершенно необходимым условием создания прочных электронных схем.
Чтобы понять работу транзистора, мы будем последовательно рассматривать несколько его моделей. По мере того, как рассматриваемая нами модель
перестанет нас удовлетворять, мы будем переходить к следующей. Такой способ изучения отличается от традиционного, но является наиболее понятным.
Кроме того, он позволяет научиться использовать в каждом конкретном случае
наиболее простую модель и делает возможным “на пальцах” проводить расчеты
достаточно сложных схем, понимая суть их работы.
1. ТРАНЗИСТОР В “НУЛЕВОМ ПРИБЛИЖЕНИИ”
Транзистор – полупроводниковый прибор, содержащий два p-n перехода. Он
имеет три вывода, поэтому, по аналогии с радиолампами, он довольно долго
назывался полупроводниковым триодом. В зависимости от назначения и параметров конструктивное исполнение транзисторов весьма разнообразно.
Если исследовать свойства транзистора с помощью омметра (рис.1), измеряя
сопротивление между двумя электродами, то мы обнаружим, что внутри транзистора находятся два диода, включенных как показано на рис.2,а или рис.2,б.
ЕП
А

__

+
ВХОД

Рис.1. Схема простейшего омметра.
Измерительный прибор - чаще всего микроамперметр. Переменный
резистор служит для установки “0”
при закорачивании выводов
а)
б)
Рис.2. Эквивалентная схема транзистора, которую можно получить с
помощью омметра для транзистора
типа: а) n-p-n, б) p-n-p
4
Первому случаю соответствует транзистор типа n-p-n, а второму - типа
p-n-p. Их обозначения приведены на рис.3.
Общему выводу диодов соответствует
К
К
электрод, называемый “база”, два других –
“коллектор” и “эмиттер”. Если база транзиБ
Б
стора определяется тестером достаточно
Э
Э
легко, то отличить эмиттер от коллектора
транзистора практически невозможно. Но
а)
б)
зато можно легко проверить, исправен транзистор или нет: переходы база-эмиттер и
Рис.3. Условное обозначебаза-коллектор должны вести себя как дионие транзисторов: а) n-p-n,
ды, а переход коллектор-эмиттер не провоб) p-n-p
дит ток ни в каком направлении.
2. ТРАНЗИСТОР КАК УСИЛИТЕЛЬ ТОКА. ПЕРВАЯ МОДЕЛЬ
Рассмотрим для определенности кремниевый транзистор n-p-n типа. Все
наши рассуждения сохраняются и для p-n-p транзисторов, если полярности всех
источников тока изменить на противоположные.
Рассмотрим схему, приведенную на рис.4. Если переключатель П разомкнут, то в соответствии с тем, что мы узнали из предыдущего раздела, измеритель тока А2 ничего не покажет: IК=0. Если замкнуть П, то пойдет ток IБ. Полярность источника Е1 такова, что переход база-эмиттер пропускает ток. Величина этого тока может регулироваться резистором R. При этом возникает ток
IК, его величина зависит от IБ и значительно больше, чем IБ. Меняя величину
тока IБ с помощью резистора R и варьируя напряжения источников Е1 и Е2,
можно заметить следующее:
1. Ток в цепи коллектора
А2
Е1
возникает только в том случае,
IК
П
+
если ток базы не равен нулю.
R
А1
2. Величина тока коллектора
+
зависит от величины тока в цепи
IБ
базы. Но чтобы этот ток возник,
E2
необходимо, чтобы напряжение
источника в цепи базы превышало
Рис.4. Схема, демонстрирующая
0,6В.
усилительные свойства транзистора
5
3. Величина тока коллектора почти не зависит от напряжения источника
питания в цепи коллектора.
Величина =IКIБ называется коэффициентом усиления транзистора по
току в схеме с общим эмиттером. Часто ее обозначают как h21Э. Это обозначение связано со стандартизированной системой параметров транзисторов. Более
подробно это рассмотрено в общем курсе радиоэлектроники.
Величина  может лежать в пределах от нескольких единиц до нескольких тысяч. Ее конкретное значение зависит прежде всего от марки транзистора,
кроме того различные транзисторы одной и той же марки могут значительно
отличаться по величине . Параметр  зависит от многих причин: величины тока коллектора, температуры, времени и т.д. Поэтому электрическая схема может считаться хорошей только в том случае, если она некритична к величине 
(естественно, в разумных пределах). В хорошей схеме должен работать любой
исправный транзистор нужной марки.
Напряжения, прикладываемые к транзистору, могут быть не любые. Для
каждой конкретной марки транзистора существуют значения токов коллектора
и базы IКmax и IБmax, которые нельзя превышать, так же как и значения UКэmax и
мощность, рассеиваемую транзистором Рmax. Превышение любого из этих параметров, а также и некоторых других, указанных в справочниках, приводит к
выходу транзистора из строя.
Усилительные свойства транзистора можно охарактеризовать и несколько
иначе. Как видно из рис.4, ток эмиттера при такой схеме включения состоит из
суммы токов базы и коллектора IЭ=IБ+IК. Ясно, что при фиксированном значении IК разность IЭ-IК будет тем меньше, чем больше . Поэтому отношение токов IК/IЭ= также может служить мерой усилительных свойств транзистора.
Коэффициент  есть коэффициент усиления транзистора в схеме с общей базой. Он иногда обозначается как h21Б. Действительно,
I
IК
I Б

(1)
 К 


I Э I К  I Б I Б  I Б   1
и чем  ближе к 1, тем больше величина . Легко получить связь между  и 

.
(2)
1 
Самая простая схема, реализующая усилительные свойства транзистора,
аналогична реле (рис.5). Эта схема иллюстрирует работу транзистора в так
называемом ключевом режиме. Пусть величина напряжения Е соответствует

6
номинальному напряжению используемой лампочки накаливания. Тогда максимальный ток, который может течь в цепи коллектора, не будет превышать
значение номинального тока лампы IНЛ. Чтобы убедиться в этом, достаточно
мысленно замкнуть эмиттер и коллектор
транзистора между собой. Чтобы обеспечить
R
такой ток коллектора, достаточно, чтобы в
Е1
I
К
П
+
IБ
IЭ
базе возник ток величиной больше, чем IНЛ/.
Вычислим значение R, удовлетворяющее
этому условию. Для этого по справочнику
подберем транзистор, у которого UКЭmaxЕ и
IКmaxIНЛ. Определим по справочнику значе-
ние  для выбранного транзистора (в справочнике обычно указано так: h21Э=….. и далее
указаны минимальное и максимальное значения). Чтобы нам подошел любой конкретный экземпляр транзистора данной
Рис.5. Использование
транзистора в качестве реле
марки, мы должны ориентироваться на самый плохой случай - =min. Поэтому
необходимо: IБIНЛ.
Е  U БЭ
. Воспользуемся теперь
R
еще и тем, что переход база-эмиттер – это p-n переход, смещенный в прямом
направлении. Падение напряжения на нем почти не зависит от тока и равно
Е  0,6В
приблизительно 0,6В. Поэтому I Б 
. Откуда легко найдем
R
E  0,6В min .
(3)
R
I НЛ
Величину IБ найдем по закону Ома I Б 
При этой величине резистора R ток в цепи базы достаточен для возникновения в цепи коллектора тока, большего, чем IНЛ. Формула (3) ограничивает
значение R сверху, однако, на практике стараются брать его значение как можно ближе к вычисленному по формуле (3), ибо чем больше R, тем меньше ток,
текущий через выключатель.
3. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В этой части рассматриваются линейные усилительные схемы, т.е. такие
схемы усилителей, для которых зависимость выходного напряжения от входно-
7
го приблизительно линейна. В рамках нашей простой модели транзистора мы
будем руководствоваться правилом: Если в коллекторной цепи транзистора
течет ток, то напряжение между базой и эмиттером равно приблизительно
0,6В и почти не зависит от тока базы.
Это замечательное свойство транзистора, во-первых, значительно упрощает расчеты радиосхем, а во-вторых, часто помогает обнаружить в работающей схеме неисправный транзистор.
3.1. УСИЛИТЕЛЬ С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
Рассмотрим схему на рис.6. Как обычно, будем считать, что входное и
выходное напряжения измеряются относительно общего провода. Пусть
IК
IБ
ЕП
+
-
rГ
UВХ
ЕГ
R UВЫХ
UВХ0,6В. Тогда в цепи базы возникает ток базы IБ, что приведет к появлению в коллекторной цепи тока IК и тока в цепи эмиттера IЭ=IБ+IК, то есть
через резистор R. Увеличим UВХ на
величину UВХ. Тогда, согласно
нашему правилу, напряжение UВЫХ
увеличится также на величину UВХ.
IЭ=IК+IБ
Иными словами, коэффициент усилеРис.6. Усилитель с общим
ния по напряжению КU для каскада с
коллектором
общим коллектором (ОК) приблизительно равен +1. Сейчас мы уточним,
что значит “приблизительно”. Для этого вычислим входное и выходное сопроU ВХ
тивление каскада: rВХ 
, UВХ=UВЫХ=RIЭ, IЭ=IБ+IК=IБ(1+), поI ВХ
этому UВХ=RIБ(1+), а так как IВХ=IБ, то при 1
rВХ=R(1+)R.
(4)
По определению rВЫХ=UВЫХ/IВЫХ при неизменной величине UВХ. Увеличим выходной ток на величину IВЫХ (например, путем присоединения какого-либо резистора величиной много больше, чем R, параллельно R). Тогда выходное напряжение уменьшится на величину UВЫХ. Так как UВЫХ=UВХ-0,6В, то
на такую же величину уменьшится и UВХ, поэтому UВХ=UВЫХ. Изменится же
оно из-за того, что ток, потребляемый от источника входного напряжения, так-
8
же возрос на величину IВХ=IВЫХ/(1+), что уменьшило UВХ на величину
UВХ=rГIВХ=rГIВЫХ/(1+)=UВЫХ. Отсюда ясно, что при 1
rВЫХ=rГ/(1+)rГ/.
(5)
Конечное значение входного сопротивrГ
ления каскада с ОК приводит к тому, что коэффициент усиления по напряжению для него
меньше единицы. В самом деле, входную
UВХ
R(+1)
цепь каскада с ОК можно представить, как
показано на рис.7. Поэтому можно считать,
что КU будет определяться коэффициентом
Рис.7. Эквивалентная
передачи этой цепочки
входная цепь усилительноR   1
.
(6)
КU 
го каскада с ОК
rГ  R   1
Если R(+1)RГ, то КU1.
Рассмотрим усиление малых сигналов переменного тока. Зависимость
UВЫХ=f(UВХ) для схемы, представленной на рис.6, показана на рис.8. Пунктирная линия на рисунке соответствует завиUВЫХ
симости UВЫХ=КUUВХ, при КU1. Из рисунка видно, что усилитель будет передавать только сигналы положительной по0,6В
лярности, а входной сигнал напряжением
меньше 0,6В вообще на выходе не появится. Чтобы преодолеть эту трудность,
на вход каскада с ОК подают сумму
напряжений – усиливаемое переменное и
0 0,6В
Е
UВЫХ постоянное, так называемое напряжение
Рис.8. Зависимость UВЫХ=f(UВХ) смещения, определяющее “рабочую точдля схемы с ОК, представленной ку” каскада. Сделать это можно различными способами, как показано на рис.9.
на рис.6.
На рис.9а представлен наиболее
распространенный способ задания рабочей точки. Если выбрать R1=R2, то в
Е
этом случае в отсутствие входного сигнала UВЫХ=ЕП/2-0,6ВЕП/2. На частотах,
для которых импеданс входного конденсатора С1 невелик, входное сопротивление каскада определяется сопротивлением входного делителя и входным сопротивлением каскада со стороны базы: rВХ=R1R2R(+1). Чтобы rВХ не зави-
9
село от , величина  должна быть достаточно велика, т.е. RЭ(+1)R1, R2 и
тогда rВХ=R1R2. Недостатком подобного каскада является то, что пульсации
напряжения питания через делитель R1, R2 передаются на вход и появляются на
R1
R1
ЕП
C1
С1
+
ЕП
R3
+
-
-
R2
C2
RЭ
R2
б)
а)
C1
RЭ
ЕП1
ЕП
UВЫХ
+
-
R1
RЭ
0
ЕП2
0,6В
UВЫХ
+
в)
-ЕП
г)
Рис.9. Способы задания рабочей точки для схемы с ОК: а, б) с помощью
делителей напряжения, в) с двумя источниками питания, г) зависимость
UВЫХ=f(UВХ) для схемы, представленной на рис.9в.
выходе. Этот эффект можно значительно уменьшить, используя схему на
рис.9б. Как и в предыдущем случае, выбирают R1, R2, R3RЭ(+1), тогда
RВХR3. Шунтирование резистора R2 конденсатором С2 уменьшает проникновение пульсаций напряжения питания на вход каскада, поскольку для пульсаций действие цепи R1 R2 С2 эквивалентно действию интегрирующей цепочки с
постоянной времени =С2(R1R2). Часто вместо С2 R2 устанавливают стабилитрон с подходящим напряжением, что наиболее эффективно для данной схемы.
10
Схема на рис.9в чрезвычайно привлекательна, но требует использования
двух источников питания разной полярности. Для нее напряжение смещения
равно нулю, поэтому пульсации питания на вход не проникают. Ее входное сопротивление rВХ=R1RЭ (+1) или RВХR1 при R1RЭ(+1).
Усиление всех перечисленных каскадов со стороны низких частот ограничивает импеданс конденсатора С1, возрастающий на низкой частоте, поэтому
1
нижняя граничная частота усиления f Н 
.
2rВХ С1
Основное назначение каскадов усиления с ОК – согласование источников
сигнала, имеющих высокое выходное сопротивление, с низкоомной нагрузкой.
Классическим примером источника такого сигнала может служить пьезоэлектрический звукосниматель или электретный микрофон.
Пример. Рассчитать каскад, согласующий пьезоэлектрический звукосниматель с входом усилителя низкой частоты. Дано: UВХmax=1,0В, rГ=0,1МОм (типичное значение для пьезоэлектрического звукоснимателя), входное сопротивление усилителя rВХ,УС=10кОм, fН=20Гц. Выберем схему на рис.9а. Для простоты расчетов берем R1=R2.
1. Выберем напряжение питания. Размах входного напряжения равен
U Р   2 U ВХ max 21,41=2,8В (так как нам задано среднеквадратичное значе-
ние UВХ). С учетом запаса 0,6В на каждый полупериод сигнала необходимо
Е2,8+0,62=4В. Выберем Е=6В.
2. Выбор транзистора. Для того чтобы вход усилителя, подключенного к
выходу нашего каскада не уменьшал выходной сигнал, необходимо, чтобы
rВЫХRВХ,УС, т.е. rГ/(+1)RВХ,УС, поэтому (+1)rГ/RВХ,УС, если учесть, что
1, а rГ/rВХ,УС=0,1МОм/10кОм=105Ом/104Ом=10, то 10. С физической
точки зрения значок “много больше” означает больше, по крайней мере, на порядок. Таким образом 100. Исходя из этого выбираем транзистор КТ3102Б,
имеющий min=200, UКЭmax=50В, IКmax=100мА.
3. Чтобы входное сопротивление нашего каскада с ОК не шунтировало
выход звукоснимателя, необходимо rВХrГ. У нас rВХ=R1R2RЭ(+1). Если
R1,R2RЭ(+1)
и
R1=R2,
то
RВХ=R1/2.
Выбираем
R1=1,0МОм,
RЭ(+1)R1/2. Выбираем RЭ=10R1/2min=10106/2200=2500Ом=2,5кОм.
тогда
Величину разделительной емкости выберем
1
1
С1 

 1,6 108 Ф  0,16мкФ .
6
2f Н R ВХ 2  3,14  20  0,5 10
из
условия
11
(6)
Рассчитанный каскад представлен на рис.10.
1МОм
М
0,16мкФ
R1
ЕП=6В
+
ЕП=10В
C1
+
-
1МОм
+5В
2,5кОм
10кОм
Рис.10. Рассчитанная схема
эмиттерного повторителя
5. В
-
UВЫХ
отсутствие
входного
Рис.11. Схема эмиттерного повторителя
сигнала
UВЫХ=ЕП/2-0,6В=6/2-0,6=2,4В.
IКIЭ=UВЫХ/R=2,4/2500=0,00096А1мА. При этом мощность, рассеиваемая на
транзисторе, равна (ЕП-UВЫХ)IК=(6-2,4)10-3=3,610-3Вт=3,6мВт.
6. Коэффициент
передачи
по
R Э min
2500  200
КU 

 0,71 .
R Э min  2 R Г 2500  200  2  100000
напряжению
Упражнения для самоконтроля.
Упражнение 1. Рассчитайте каскад с теми же входными данными, используя схему на рис.9в.
Упражнение 2. Проанализируйте схему на рис.11. Будет ли она работать
хорошо? Для этой схемы предполагается =100. Резистор R1 рассчитывается
так, чтобы обеспечить UВЫХ=5В в отсутствие входного сигнала.
Упражнение 3. Не меняя полярности напряжения питания, измените схему на рис.9а так, чтобы в ней можно было применить транзистор типа p-n-p.
3.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА
Рассмотрим схему эмиттерного повторителя, представленную на рис.6.
Будем считать (что обычно соответствует реальным ситуациям) rГrВХ. Тогда
12
UВЫХ=UВХ-0,6В. При этом ток в эмиттерной цепи равен I Э 
что
U ВХ  0,6В
, а учтя,
R
IК

получим

IЭ   1
IК 
U ВХ  0,6В 
U  0,6В

 ВХ
R
 1
R
(7)
и при 1 не зависит от .
Поскольку величина тока коллектора по нашей модели транзистора зависит только от тока базы, мы можем включить в коллекторную цепь какуюнибудь нагрузку и ток через нее не будет зависеть от величины нагрузки до тех
пор, пока эмиттерный повторитель работает в нормальном режиме, т.е. пока
напряжение на коллекторе больше, чем на эмиттере. Это интересное свойство
позволяет реализовать устройства, именуемые “стабилизатор тока” (рис.12).
На схеме рис.12а входное напряжение задается параметрическим стабилизатором напряжения. Диод, включенный параллельно катушке магнита, защищает транзистор от ЭДС самоиндукции, возникающей при выключении тока. Поскольку электромагниты обычно
имеют обмотки из
Y
R1 VD1
R2
VD
медного
провода,
ЕП
ЕП
имеющего большой
+
VT
VT
+ температурный коэффициент
сопроR1
VD2
R2
тивления, то обеспечить
постоянное
a)
б)
магнитное
поле
можно, только приРис.12. Стабилизаторы тока: а) электромагнита,
менив стабилизацию
б) лампы накаливания
тока.
Схема рис.12б является примером источника тока с заземленной нагрузкой. В этой схеме исключается бросок тока, возникающий при традиционном
включении ламп накаливания из-за того, что сопротивление холодной лампы
много меньше, чем нагретой. Благодаря применению стабилизатора тока срок
службы лампы увеличивается в несколько раз.
Упражнение. Рассчитайте стабилизатор тока для лампы 6В, 21Вт.
13
3.3. УСИЛИТЕЛЬ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Рассмотрим схему стабилизатора тока на основе эмиттерного повторителя с резистором в качестве нагрузки (рис.13).
U  0.6В
Для этой схемы I К  ВХ
при 1.
RК
RЭ
UК
ЕП
Напряжение на коллекторе транзистора равно
+
VT
U К  E П  R К I К . UК=RКIК. Согласно (7):
UВХ
I К 
U ВХ 
,

RЭ   
U К   U ВХ
RК 
,

RЭ  1
поэтому
U К
R

.
 К 
U ВХ
RЭ  1
RЭ
Рис.13. Стабилизатор тока
с резистором в качестве
нагрузки
Если рассматривать UК как выходное напряжение, то мы имеем усилитель с коэффициентом усиления
R

R
КU   К 
  К при 1
RЭ  1
RЭ
(8)
Знак минус в этой формуле означает, что с ростом напряжения на входе,
напряжение на выходе, т.е. на коллекторе, уменьшается. Усилители, собранные
по этой схеме, называются усилителями с общим эмиттером (ОЭ).
Для усиления переменного тока в усилителе с ОЭ, так же как и для усилителя с ОК, необходимы цепи
смещения и разделительные
RК
R1
конденсаторы (рис.14).
ЕП
C1
Пусть на вход схемы по+
C2
дано переменное напряжение
UВХ
такой частоты, что импеданс
RН UВЫХ
R2
RЭ
конденсатора С2 невелик по
сравнению с RН. Рассмотрим
простые физические соображения, которые позволяют рассчиРис.14. Реальная схема с ОЭ
тать этот усилительный каскад.
Поскольку транзистор относительно коллекторной цепи является стабилизатором тока, то его выходное сопротивление можно считать равным беско-
14
нечности. Поэтому выходное сопротивление, складывающиеся из параллельно
включенных сопротивлений источника тока и RК, равно просто RК; и rВЫХ=RК.
Для того чтобы величина RН не влияла на величину выходного сопротивления, необходимо, чтобы rВЫХRН, т.е. RКRН (реально выбирают
RК(0,10,2)RН).
Чтобы амплитуда переменного напряжения на коллекторе могла достигать максимальных значений без искажений, в отсутствие входного сигнала
надо установить UКЕК/2, что при выбранном значении RК однозначно определяет коллекторный ток покоя каскада (IКП).
Из условия KU=RК/RЭ можно вычислить значение напряжения на базе в
отсутствие входного сигнала UБП, соответствующее протеканию тока IКП.
UБП=UЭ+0,6В=RЭIКП+0,6В, зная значение UБП, легко вычислить параметры
входных цепей (С1, R1, R2), так как они ничем не отличаются от схемы с ОК.
Пример. Необходимо рассчитать усилитель с параметрами КU=-10,
UВЫХ=3В, RН=10кОм, fН=50Гц, используя транзистор с min=50.
1. Вычислим напряжение питания. Размах выходного напряжения на коллекторе равен UВЫХ2 2 8,4В. Размах напряжения на эмиттере в КU раз меньше, т.е. 0.84В. При этом напряжение на транзисторе UКЭ не должно падать ниже

1 
  0,5В  9,8В . Выбираем ЕП=12В.
0,5В. Отсюда: Е П  2 2 U ВЫХ 1 
 КU 
2. Из условия RК(0,10,2)RН находим RК12кОм. Выбираем RК=1кОм,
RЭ=RККU=100Ом.
3. Вычисляем
IКП
и
I КП 
UБП.
Е П 2 12 В 2

 6мА ,
RК
1кОм
U БП  U Э  0,6В  I КП R Э  0,6В  0,006  100  0,6  1,2 В .
4. Так как ток покоя базы равен I БП  I КП  min  6мА 50  120 мкА , то для
того, чтобы делитель напряжения R1,R2 являлся источником напряжения, ток,
текущий через него, должен быть много меньше тока базы, т.е. ток делителя
IДЕЛ10IБ,
отсюда
Е
12 В
R1  R 2  П 
 10кОм .
I ДЕЛ 1,2мА
R1, R2
IДЕЛ10120мкА=1,2мА.
Зная,
что
UБП=1,2В
Находим
вычислим
15
R1 
U БП
1,2 В

 1кОм ;
I ДЕЛ 1,2мА
R2=10кОм-1кОм=9кОм.
Вычислим
rВХ=R1R2RЭ(+1)=1кОм9кОм100Ом51=1кОм9кОм5,1кОм0,8кОм.
Из
условия
(6)
находим
С1 
1
1

 4мкФ ,
2f Н rВХ 6,28  50  800
выбираем
С1=5мкФ. Аналогичное условие, накладываемое на цепь С2RН, дает
1
1
С1 

 3,2мкФ . Чтобы fН определялось только одной из
2f Н R Н 6,28  50  1000
RC цепей, надо разнести соответствующие полюсы АЧХ, т.е. выбрать один из
конденсаторов больше вычисленного значения. Например, взять С2=10мкФ.
(или, наоборот, С1=10мкФ, а С2=5мкФ).
4. МОДЕЛЬ ТРАНЗИСТОРА ЭБЕРСА-МОЛЛА
Используемая нами до этого момента модель транзистора весьма несовершенна, хотя и приемлема при многих простых расчетах. Чтобы убедиться в
этом несовершенстве, достаточно обратиться к формуле (8): при RЭ=0, получаем КU=, что с физической точки зрения явно несуразно.
Модель транзистора Эберса-Молла (ЭМ) не только легко исправляет некорректность формулы (8), но и дает ключ к пониманию работы множества радиотехнических устройств. Согласно этой модели ток коллектора и напряжение
UБК связаны между собой формулой
 U БЭ

(9)
I К  I 0  e  Т  1 ,




где I0 - обратный ток перехода база-коллектор,  Т  kТ e - так называемый термический потенциал, k - постоянная Больцмана, Т – абсолютная температура
транзистора, e – заряд электрона. При комнатной температуре (Т=20С)
Т=25,3мВ.
В реальных схемах UБЭТ, поэтому (9) можно упростить
I К  I 0e
U БЭ
Т
.
(10)
Формулы (9) и (10) отнюдь не упраздняют зависимость IК=IБ, поскольку ток базы все равно зависит от величины UКЭ, просто это - зависимость
IК от другого параметра.
16
Вычислим по формуле (10) крутизну транзистора S:
dI К
I
S
 К .
dU БЭ Т
Размерность крутизны – [А/В]=[Ом-1]. Обратная к S величина
1 dU БЭ  К


 rЭ
S dI К
IК
(11)
(12)
имеет размерность сопротивления [Ом] и может быть представлена как некий
резистор rЭ,, включенный в цепь эмиттера (рис.15).
Действительно, поскольку
К
увеличение тока IК по формуле (9) однозначно связано с увеличением напряжеБ
ния на переходе база-эмиттер, то это
удобнее всего описать включением подходящего резистора rЭ в цепь перехода
Т
rЭ 
база-эмиттер, причем, согласно модели
IК
ЭМ, этот резистор должен включаться,
Э
как показано на рис.15. Весьма любоРис.15. Транзистор в модели
пытно, что при изменении тока IК в 10
Эберса-Молла
раз, напряжение UЭБ изменится примерно на 60мВ, независимо от IК.
Упражнение. Докажите это утверждение.
5. СЛЕДСТВИЯ МОДЕЛИ ЭБЕРСА-МОЛЛА
5.1. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Представление транзистора как прибора, изображенного на рис.15, приводит к двум
следствиям: во-первых, ясно, что учет rЭ приведет к увеличению входного сопротивления
схемы с ОК, а именно
VT
UВХ
rЭ
R
UВЫХ
Рис.16. Эквивалентная выходная
цепь эмиттерного повторителя

 
R ВХ    1R  rЭ     1 R  Т  ,
IК 

(15)
во-вторых, что весьма прискорбно, это снижает коэффициент передачи по напряжению,
так как rЭ включено последовательно с
17
нагрузкой и эквивалентную выходную цепь эмиттерного повторителя можно
представить так, как показано на рис.16. Поэтому
U ВЫХ
R
1
.
(16)
К U, ОК 


U ВХ
R  rЭ 1  rЭ
R
Выходное сопротивление каскада в этом случае в отличие от (5) равно
r 

rВЫХ   rЭ  Г   R .
 1

(17)
5.2. КАСКАД С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Ясно, что в связи с изложенным формулу (8) следует слегка изменить
RК
(18)
К U ,ОЭ  
R Э  rЭ
и при RЭ=0 КU,ОЭ=-RК/rЭ.
Значение rЭ вычисляется просто: rЭ=Т/IК или
rЭ(Ом)=25,3/IК(мА).
(19)
Из модели ЭМ следует весьма привлекательный вывод: лучше всего использовать схемы каскадов усиления с ОЭ при RЭ=0, ведь в этом случае коэффициент усиления будет максимальным.
Рассмотрим, так ли это хорошо? Предположим, что на рис.14 RЭ=0. Выберем резисторы R1 и R2 так, чтобы в отсутствие сигнала напряжение UК было
бы равно половине напряжения питания. Для этого ток коллектора в отсутствие
сигнала IКП должен быть равен ЕП/2RК. Амплитуда UВЫХ при этом может быть
максимальна и равна ЕП/2 (рис.17а). Пусть в нашем случае амплитуда UВЫХ не
очень велика и составляет лишь половину от максимальной UВЫХ=ЕП/4. Это-
U ВЫХ Е П
(рис.17а).

R
4R
На этом графике ток IК в точке 1 больше тока покоя в 1,5 раза, а в точке 2
в 2 раза меньше, чем ток покоя IКП. Но тогда получается, что rЭ=Т/IК отличается в точках 1 и 2 в три раза, т.е. коэффициент усиления К U,ОЭ=-RК/rЭ будет отличаться во столько же раз. Все это приведет к тому, что при больших амплитудах напряжение на коллекторе будет, мягко говоря, не сильно похоже на синусоиду: верхняя часть его сильно вытянута, а нижняя будет сжата (рис.17б) и
чем больше амплитуда, тем больше искажения.
му значению соответствует I К 
18
Чтобы это явление устранить, необходимо использовать RЭrЭ, в этом
случае даже при больших амплитудах сигнала rЭ будет влиять не существенно,
его влияние может проявиться лишь при IК0, когда rЭ резко возрастает.
IК
ЕП
R
I КП 
1
а)
ЕП
2R
2
0
t
UК
б)
ЕП
Рис.17. Форма тока
и напряжения в каскаде с ОЭ при RЭ=0
и выборе рабочей
точки UКП=ЕП/2.
Пунктиром показана
неискаженная
форма UВЫХ
ЕП
2
П
0
t
При малых амплитудах сигнала на коллекторе, когда искажения невелики
и ими можно пренебречь, очень заманчиво достичь максимального К U,ОЭ, сделав RЭ=0 (рис.14). Однако такая схема никогда не будет хорошо работать и
причина этому – температурный дрейф.
6. ВЛИЯНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ НА УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ И ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Переход база-эмиттер транзистора имеет вольт-амперную характеристику
диода, включенного в прямом направлении. Поэтому, как и для всякого крем-
19
ниевого полупроводникового диода, при фиксированном значении тока, падение напряжения на нем линейно уменьшается с ростом температуры:
U БЭ
(20)
 ,   2,1мВ К ,
T
причем величина  в широком диапазоне токов не зависит от величины тока
через диод.
Влияние температуры на усилительный каскад с ОЭ можно учесть, доRК
R1
UТ
ЕП
полнив схему усилительного каскада ис- C1
точником напряжения UT=T (рис.18).
На базу транзистора подается сумма трех напряжений: переменного
напряжения входного сигнала, напряжения делителя R1, R2 и напряжения UT.
При отсутствии входного сигнала изменение температуры приводит к изменению UT, что изменит ток базы и, следовательно, напряжение на коллекторе
U К  U T К U  T
C2
R2
+
-
RЭ
Рис.18. Учет влияния температуры на работу усилительного
каскада с ОЭ. UT=T
RK
.
R Э  rЭ
(21)
Отсюда легко найти величину температурного дрейфа напряжения на
коллекторе
U K
RK
.
(22)
T 
 К U  
T
R Э  rЭ
Усилительные каскады с ОЭ с RЭ=0 чрезвычайно чувствительны к изменениям температуры. Чтобы убедиться в этом, предположим, что RЭ=0, а велиR
чина UК в отсутствие сигнала равна ЕП/2. Тогда  T   K , а так как rЭ=ТIК, то
rЭ
T  
RK
R
Е
Е
IК   K 
 П.
Т
Т 2 R К
2
(23)
При Т20С формула (23) дает значение T0,05ЕПК, т.е. изменение
температуры на один градус изменит UК на 5%!
Расчет по формуле (9), показывает, что ток коллектора увеличивается
вдвое при увеличении температуры транзистора всего на 8,5С. Таким образом,
усилительный каскад с ОЭ при RЭ=0 при увеличении температуры всего на
20
8,5С становится неработоспособным, так как UК уменьшается при этом до нуля!
R1
Рецепт уменьшения Т достаточно
прост: надо сделать величину КU зависящей от частоты: КU=КU(f). Причем,
при f=0, КU(0) должно иметь минимальное значение. Схема, реализующая
эту идею, показана на рис.19.
В этой схеме величина емкости
СЭ выбирается такой, чтобы ее импеданс в полосе усиливаемых частот был
бы мал по сравнению с R Э . Тогда для
RК
ЕП
C1
+
-
CЭ
R2
RЭ
R Э
Рис.19. Схема температурной
стабилизации усилительного
каскада с ОЭ
усиливаемого сигнала
RK
,
КU  
R Э  R Э   rЭ
(24)
а для величины температурного дрейфа
 Т  К U f  0  
RK
.
RЭ
(25)
Сильно увеличивать RЭ для уменьшения Т нецелесообразно, так как при
этом уменьшится неискажаемая амплитуда выходного сигнала, поскольку
IKRЭ+UЭК+IКRКЕП. Поэтому чаще всего выбирают RЭ0,1RК, что согласно (22)
дает значение Т21 мВK.
Для увеличения КU в полосе усиливаемых частот можно сделать R Э  0 .
Тогда по формуле (24)
КU  
RK
.
rЭ
(25)
Но это имеет смысл, только когда амплитуда сигнала на коллекторе много меньше ЕП, иначе неизбежны значительные искажения.
Упражнение. Покажите, что для схемы на рис.19 при R Э =0 и UКПЕ2,
коэффициент усиления по напряжению КUЕ2Т, т.е. приблизительно 20 раз на
каждый вольт напряжения ЕП, независимо от  транзистора.
21
7. НИЗКОЧАСТОТНАЯ ГРАНИЦА ПОЛОСЫ УСИЛЕНИЯ КАСАДОВ
С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ И ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Включим усилительный каскад с ОК по схеме на рис.20. На средних частотах, т.е. на таких, на которых импедансы конденсаторов С1 иС2 невелики по
сравнению с rВХ и RН соответственно, коэффициент усиления близок к единице.
Однако в схеме есть два фильтра высоких частот, т.е. таких фильR1
тра, которые пропускают сигнал
ЕП
C1
выше определенной частоты. Эти
C2
+
фильтры представлены диффер е н UВХ
цирующими
цепочками
R2
RЭ
RН UВЫХ
С1(R1R2) и С2RН. Каждая из них образует частотно-зависимый делитель напряжения С1(R1R2) – для
Рис.20. Усилительный каскад по схеме
входного сигнала, С2RН - для выс ОК и емкостной связью с нагрузкой
ходного. Их граничные частоты:
1
1
.
(26)
f Н1 

2С1 R1  R 2   R Э 2С1 R1  R 2 
Если схема рассчитана правильно, для нее RЭR1R2, и
1
.
fН2 
2R Н С2
(27)
Если частоты fН1 и fН2 различны, то низкочастотную границу усиления fН
определяет большая из частот. В случае их равенства (что на практике встречается весьма редко)
fН=2fН1=2fН2.
(28)
В усилителе с ОЭ (рис.21) к тем же причинам, что ограничивают полосу
усиления со стороны нижних частот в схеме с ОК, добавляется еще одна – изменение импеданса в эмиттерной цепи каскада.
В схеме на рис.21а частота, на которой усиление каскада упадет в
равна:
1
fН3 
2R ЭСЭ
(при этом считается, что R Э  R Э ).
2 раз,
(29)
22
Для каскада на рис21б
fН3 
1
1

2rЭСЭ 2 CЭ I К
(30)
Наибольшая из частот fН1, fН2, fН3 определяет нижнюю границу усиления каскада.
R1
RК
C2
R1
ЕП
C1
CЭ
RК
C2
ЕП
C1
+
+
-
-
RН
R2
RЭ
RН
R2
R Э
RЭ
CЭ
а)
б)
Рис.21. Усилительные каскады с ОЭ: а, б) –разные варианты
эмиттерных цепей
8. РАБОТА УСИЛИТЕЛЕЙ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ И ОБЩИМ
КОЛЛЕКТОРОМ В ОБЛАСТИ ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Существуют две группы причин, ограничивающих полосу усиления транзисторных каскадов в области высоких частот.
Первая группа связана с падением коэффициента усиления по току с ростом частоты. Вторая – с наличием в транзисторе и схеме паразитных емкостей,
образующих совместно с элементами схемы фильтры низких частот.
8.1. ЗАВИСИМОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ ПО ТОКУ
ОТ ЧАСТОТЫ
С ростом частоты коэффициент усиления по току биполярного транзистора становится комплексным и уменьшается по модулю. Зависимость  от
частоты достаточно хорошо может быть описана фильтром низкой частоты
первого порядка (интегрирующая цепочка):
f  

,
1  j f f


(31)
23
где  - коэффициент усиления по току на низких частотах, f - частота, на которой  уменьшается в 2 раз (т.е. на 3дБ).
Наиболее наглядно эта зависимость может быть представлена в логарифмическом масштабе (рис.22).
, дБ
3дБ

20дБ/декаду
0дБ
f
1
10
2
10
3
10
4
10
6
5
10
10
f
fГ
Рис.22. Зависимость коэффициента усиления  от частоты f
На частотах ff,  уменьшается 20дБдекаду, т.е. при увеличении частоты в 10 раз  уменьшается в 10 раз, а при некоторой частоте fГ становится равным единице (0 дБ). Поэтому в области частот от f до fГ выполняется соотношение
(f)f=fГ
(32)
или
К
Б
rБ
CБ
rЭ
Э
Рис.23. Учет паразитных
параметров транзистора в
цепи базы
fГ
f
Частоты f и fГ связаны соотношением
f  f Г  ,

(33)
(34)
поэтому в справочниках обычно указывают только
величину fГ - граничную частоту усиления по току.
Причина падения величины  на высоких
частотах – наличие емкости перехода база-эмиттер
и сопротивления между активной областью базы и
выводом базы (рис.23).
Напомним, что rЭ  Т I К и в реальных схе-
24
мах имеет величину 1100Ом. Величина rБ00,1rЭ и также зависит от тока коллектора.
На частоте fГ емкость СБ шунтирует базовый ток транзистора так, что ток
через нее в  раз больше, чем ток базы, поэтому
r
1
 Э,
2f Г С Б 
(35)
отсюда
fГ 

,
2rЭ С Б
(36)
причем с изменением тока базы емкость СБ и сопротивление rЭ изменяются так,
что величина fТ остается практически неизменной.
В каскаде с ОЭ величина (f) с частотой изменяется по-разному в зависимости от выходного сопротивления источника сигнала rГ.
Если rГrБ (а rБ имеет величину 0,110Ом), то f определяется шунтированием базового тока емкостью СБ и поэтому, согласно (34), f  f Г  .
Если же rГrБ, то причиной уменьшения базового тока будет уменьшение
падения напряжения на делителе rБСБ. Легко показать, что
f1 
1
10
f

 10 Г .
2 rБС Б 2rЭ С Б

(37)
Падение величины  с ростом частоты уменьшает коэффициент усиления
каскада с ОЭ по напряжению КU:
U К
I R
I R
 RК
R
 - К при 1.
(38)
КU 
 К К  К  К 

RЭ
U ВХ
U Э
I Э R Э
 1 RЭ
Приняв за верхнюю границу усиления fВ частоту, на которой КU падает в
2 раз с учетом того, что на частотах больше f величина (f) имеет почти чи-
сто мнимый характер (формула (31)), получим, что на частоте fВ =1 и поэтому
fВ=fГ, если rГrБ и
fВ=10f=10fГ при rГrБ.
(39)
Таким образом, в зависимости от rГ fВ расположена в диапазоне от 10fГ до fГ.
К сожалению, учет паразитных параметров схемы с ОЭ приводит к значительному снижению реально достижимой величины fВ. Главной причиной
снижения усиления на высокой частоте является эффект Миллера.
25
8.2. ЭФФЕКТ МИЛЛЕРА
Сущность эффекта Миллера удобно рассмотреть с помощью схемы
рис.24. Если UВХ – гармонический сигнал, то при
C
U(t)=0 в цепи течет ток I=UВХZС=UВХjC. Пусть
теперь U(t)=КUВХ, где К – постоянный действиI
тельный коэффициент, К0. Тогда ток в цепи UВХ
I  U ВХ  U t jC  U ВХ 1  К  jC  U ВХ jC ,
где C  1  К С .
U(t)
Таким образом, модуляция напряжения на
Рис.24. К объяснению
конденсаторе может вызвать увеличение дейэффекта Миллера
ствующего значения его емкости.
В каждой схеме есть ряд емкостей, которые образуют с сопротивлениями
фильтры нижних частот (рис.25).
R1
C1
RК
СКБ
C2
ЕП
rБ
+
CКЭ
CБЭ
rГ
-
CП

R2
CВХ
RЭ
RН
CЭ
Рис.25. Каскад усилителя по схеме с ОЭ с учетом паразитных емкостей
На схеме СБЭ – емкость перехода база-эмиттер, СКБ – емкость перехода
коллектор-база, СКЭ – емкость перехода коллектор-эмиттер, СВХ – емкость монтажа входных цепей (подводящих проводов), СП – емкость монтажа (проводов
между коллектором и RН).
Выходное сопротивление rГ образует фильтр нижних частот с емкостями
СВХ, СБЭ, СКБ. Действующее значение емкости СКБ, благодаря тому, что изменение напряжения на коллекторе равно КUUВХ (напомним, что КU0), возрастает
26
в (1К U) раз. Такое увеличение емкости перехода коллектор-база называется
эффектом Миллера.
Для рассматриваемого фильтра нижних частот граничная частота равна
1
.
(40)
f В1 
2rГ  rБ С ВХ  С БЭ  1  К U С КБ 
Практически во всех реальных случаях величина (1КU)СКБ оказывается
преобладающей и поэтому
1
.
(41)
f В1 
2rГ  rБ 1  К U С КБ
Второй фильтр нижних частот образован RК и конденсаторами СКБ СП и
СКЭ. Для него
1
.
(42)
f В2 
2R К С КБ  С КЭ  С П 
В схемах с ОЭ эффект Миллера оказывается основной причиной, ограничивающей полосу усиления каскада, т.е.
fВ1 fВ2, f, fГ,
в этом ряду частоты расставлены в порядке возрастания.
(43)
Кроме того, на частотах между f и fГ имеет место снижение входного сопротивления каскада из-за падения действующего значения  (формула (31)),
что также приводит к снижению выходного напряжения.
В справочниках по транзисторам значение паразитных параметров указывается не всегда. Обычно приводятся величины: граничная частота f Г, постоянная времени обратной связи =rБCКБ, емкость коллекторного перехода СКБ. В
связи с этим формулы (40)-(42) можно слегка изменить.
Прежде всего заметим, что СКЭСКБ. Поскольку СКЭ можно представить
как последовательное включение СКБ и СБЭ, то СКЭ=СКБСБЭ(СКБ+СБЭ)СКБ, при
СБЭ СКБ. Формула (40) примет такой вид:
1
,
f В1 

 
С ВХ  С БЭ  1  К U С КБ 
2 rГ 
С

КБ 
(44)
с учетом того, что обычно (но не всегда!) (1-КU)СКБСВХ+СБЭ,
1
.
f В1 

 
1  К U С КБ
2 rГ 
С КБ 

(45)
27
Максимальное значение fВ1 можно получить при rГ0, тогда
f В1 
1
.
21  К U 
Аналогичным образом изменится и формула (42):
1
1
.
f В2 

2R К С КБ  С КЭ  С П  2R К 2С КБ  С П 
(46)
(47)
Пример. Определим верхнюю границу полосы пропускания для усилителя, рассмотренного в примере на стр.14.
Пусть в усилителе используется транзистор КТ315Б. Для него =50350,
fГ=250МГц,=500пс, СКЭ=7пФ. При расчете каскада мы получили RК=1кОм и
КU=-10. Если считать, что источником входного сигнала является такой же каскад, тогда можно принять rГ=RН=1кОм. Величину СП положим равной
СП=10пФ. По формулам (45)-(47) получим fВ1=2,1МГц, fВ1max=28,9МГц,
fВ2=6,6МГц.
Таким образом, учитывая тот факт, что верхнюю граничную частоту каскада определяет наименьшее значение из вычисленных предельных частот,
fВ=fВ1=2,1МГц.
Уменьшая rГ, можно увеличить fВ1, тогда величиной, определяющей fВ,
станет частота fВ2. Поэтому в нашем примере увеличить fВ за счет уменьшения
rГ можно только до значения fВ=fВ2=6,6МГц.
8.3. ВЕРХНЯЯ ГРАНИЦА УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ
С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
С ростом частоты коэффициент усиления каскада с ОК уменьшается по
следующим причинам:
а) Входные цепи каскада образуют фильтр нижних частот, аналогично
каскаду с ОЭ,
б) Из-за конечного входного сопротивления на выходе каскада образуется
фильтр нижних частот, состоящий из rВЫХ и паразитной емкости монтажа СП.
в) С ростом частоты уменьшается  и следовательно растет rВЫХ и уменьшается rВХ.
Входные цепи каскада с ОК аналогичны каскаду с ОЭ, но эффект Миллера отсутствует, поскольку UК не изменяется. Поэтому аналогично (40) и (47)
можно записать:
28
f В1 
1
2rГ  rБ С КБ  С КЭ  С П 
,
(48)
.
(49)
1
f В1 

 
С КБ  С КЭ  С П 
2 rГ 
С КБ 

Для выходных цепей каскада
f В2 
1
,
2rВЫХ С КЭ  С П 
(50)
r 

где по формуле (17) rВЫХ   rЭ  Г   R .
  1

С учетом влияния входного и выходного сопротивления каскада с ОК его
коэффициент усиления можно записать так:
rВХ
RН
,
(51)
КU 

rВХ  rГ R Н  rВЫХ
где первый сомножитель – коэффициент передачи входной цепи, а второй –
выходной. Величины rВХ и rВЫХ определяются по формулам (15), (17) и в соответствии с формулой (31) зависят от частоты.
Среди перечисленных причин, уменьшающих коэффициент усиления
каскада КU, определяющими оказываются две последние. Однако если в формулы (50) и (51) подставить соответствующую зависимость (f) и учесть, что
как сопротивление нагрузки, так и rГ чаще всего имеют комплексный характер,
то получить явное выражение для fВ весьма затруднительно. По этой причине
расчет fВ ведется методом последовательных приближений: задается набор
фиксированных частот, для которых вычисляются  и коэффициент усиления
каскада.
Анализ различных вариантов соотношения параметров в усилителе с ОК,
приведенный в [4] показывает, что в зависимости от RН верхняя граница усиления лежит в пределах:
10f Г
(52)
 fВ  fГ ,

где  - измерено на низкой частоте.
29
9. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Принцип работы усилительного каскада с общей базой (ОБ) легко понять
из рис.26.
R1
RК
RК C3
R1
C1
C2 UВЫХ
UВХ
ЕП
RЭ
а)
UВЫХ
+
-
R2
C1
UВХ
С2
ЕП
+
-
R2
RЭ
б)
Рис.26. Преобразование каскада с ОЭ в усилительный каскад с ОБ
Согласно формуле Эберса-Молла (9) током коллектора можно управлять,
меняя напряжение UБЭ. Напряжение UБЭ можно изменять двояким образом: изменяя напряжение на базе или на эмиттере. В первом случае мы получаем схему с общим эмиттером (рис.26а), во втором – с общей базой (рис.26б).
В отсутствие входного сигнала схемы по существу одинаковы, т.е. их режимы по постоянному току рассчитываются по одним и тем же формулам. Но
стоит подать на вход схем переменное напряжение, как проявится большое различие в работе схем. В схеме рис.26а увеличение входного
напряжения вызывает уменьшение напряжения
UБ=0
на коллекторе, поскольку с ростом UБЭ возрасUВЫХ
тает ток коллектора.
На рис.26б увеличение входного напряIЭ
rЭ
жения, т.е. напряжения на эмиттере, вызывает
уменьшение напряжения UБЭ (поскольку UБ
UВХ
неизменно), это приводит к уменьшению колRЭ
IЭ
лекторного тока и следовательно к росту
напряжения на коллекторе. Таким образом,
каскад с ОБ в отличие от усилительного каска- Рис.27. К расчету параметров
усилительного каскада с ОБ
да с ОЭ не меняет фазу усиливаемого сигнала.
30
Расчет параметров каскада с ОБ удобно провести, воспользовавшись моделью транзистора Эберса-Молла (рис.15). Согласно этой модели, входные и
выходные цепи каскада с ОБ можно представить, как показано на рис.27.
Изменение UВХ на малую величину UВХ приводит к изменению тока, текущего по входной цепи: I ВХ  I Э  I Э/ . Но небольшое изменение тока эмиттера изменяет напряжение UБЭ очень мало (вспомним, что изменение IКIЭ в 10
раз соответствует изменению UБЭ всего на 60 мВ). Поэтому можно считать, что
для входного тока rЭ и RЭ включены параллельно, т.е. для схемы с ОБ
rВХ=RЭrЭ.
(53)
А если учесть, что для стабильной работы каскада (см. расчеты для схемы с
ОЭ) также, как и для схем с ОЭ, обычно выбирают RЭrЭ ,то

rВХ  rЭ  Т .
IК
(54)
Аналогично каскаду с ОЭ, а у него такая же выходная цепь, как и у каскада с ОБ, можно получить, что
rВЫХRК.
Коэффициент
усиления
U К  R К I К  R К I Э 
по
напряжению
(напомним,
U Э  rВХ I ВХ  R Э  rЭ I Э , отсюда
КU 
R К
R
 К.
R Э  rЭ
rЭ
что
КU 
U ВХ
U ВЫХ

(55)
U К
,

U Э
IК

),

IЭ   1
(56)
Основным недостатком схемы с ОБ является низкое входное сопротивление (обычно rВХ1050 Ом). Однако на высокой частоте усилительный каскад с
ОБ имеет некоторые преимущества по сравнению с каскадом с ОЭ.
В схеме усилителя с ОЭ верхняя граница усиления определяется эффектом Миллера (формула(40)). В схеме с ОБ эффект Миллера отсутствует. Верхняя граница усиления каскада с ОБ определяется фильтрами низких частот, образованных резисторами, и паразитными емкостями схемы (рис.28а), также падением (f) с ростом частоты.
С учетом того, что rЭrГ, можно считать, что в схеме есть два фильтра
нижних частот: входной фильтр, для которого
31
f В1 
rГ С ВХ
1
,
 С БЭ  1  К U С КБ 
(57)
и выходной фильтр, для которого
f В2 
R1
1
R К С КЭ С П 
.
RК
СКБ
(58)
C3
ЕП
+
CКЭ
C2
-
R2
RГ

CВХ
C1
СБЭ
rЭ
CП
RН
RЭ
Рис.28. Учет паразитных емкостей в схеме сОБ
Для входного фильтра эффект Миллера проявляется в том, что емкость
входит в формулу с отрицательным знаком (так как КU0), уменьшая действие
паразитных емкостей каскада, а не увеличивая их действующее значение, как в
каскаде с ОЭ. По этой причине верхняя граница усиления каскада с ОБ определяется тем, какая из величин больше - fВ1, fВ2 или fГ. При правильном выборе RК
и малой емкости монтажа можно добиться того, что fВ1fВ2fГ, и тогда для каскада с общей базой
fВ=fГ.
(59)
Малое входное сопротивление каскада с ОБ и достаточно высокое выходное сопротивление преодолеваются тем, что каскады с ОБ используют чаще
всего в комбинации ОК-ОБ или ОК-ОБ-ОК.
32
10. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНАЯ ЧАСТЬ
10.1. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНОГО МАКЕТА
Внутри макета смонтирован блок питания и три усилителя: с общим
эмиттером (ОЭ), общей базой (ОБ) и с общим коллектором (ОК).
Включение макета в сеть производится тумблером “сеть”, расположенным на лицевой панели макета.
Внизу лицевой панели находятся гнезда “вход” и “выход”. Выбор и подключение исследуемого усилителя к этим гнездам производится переключателем “ОК, ОБ, ОЭ”. С помощью переключателя “RН” можно изменять нагрузку
усилителей с общим эмиттером и с общей базой в пределах 1100кОм.
В комплект лабораторной работы входят: макет лабораторной работы,
генератор Г3-112/1 и два вольтметра В3-38.
10.2. ПОРЯДОК ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ
1. Подача сетевого напряжения на все приборы производится в присутствии лаборанта или преподавателя!
Перед выполнением лабораторной работы необходимо изучить данное
методическое пособие и в особенности его экспериментальную часть и лицевую панель лабораторного макета.
2. Переключателем “ОК, ОБ, ОЭ” включить усилитель с общим эмиттером и снять его амплитудные характеристики UВЫХ=f(UВХ) на частоте 1000Гц
при двух различных сопротивлениях нагрузки. Величины сопротивлений
нагрузки указывает преподаватель или лаборант.
Сигнал на вход усилителя подавать с выхода генератора Г3-112/1.
Напряжение на входе и выходе измерять вольтметрами В3-38.
Напряжение на входе изменять от 0 до 100мВ через 5мВ.
Построить графики амплитудных характеристик UВЫХ=f(UВХ) для двух
значений RН на одном листе.
3. Снять амплитудно-частотные характеристики усилителя UВЫХ=f(f) с
общим эмиттером для двух выбранных сопротивлений нагрузки при UВХ=const.
Напряжение UВХ выбирать в пределах линейного участка амплитудной характеристики (например, UВХ=20мВ). При снятии амплитудно-частотных характеристик минимальная частота определяется наименьшей частотой используемо-
33
го генератора (10Гц для генератора Г3-112/1). Удобно при каждом следующем
измерении удваивать частоту. Например: 10Гц, 20Гц, 40Гц, 80Гц, 160Гц, 300Гц,
600Гц, 1000Гц, 2кГц, 4кГц, 8кГц, 10кГц, 20кГц, 40кГц, 80кГц,100кГц и т. д.
Измерения можно заканчивать, если на высокой частоте UВЫХ уменьшится по
сравнению с UВЫХ на средней частоте не менее, чем в два раза. Построить амплитудно-частотные характеристики для двух RН на одном листе в полулогарифмическом масштабе. По вертикальной оси откладывать UВЫХ в вольтах, по
горизонтальной lgf. При этом оцифровка частот дается в Гц (кГц, МГц), как это
показано на рис.29.
Построить графики амплитудных характеристик для значений RН на одном листе.
По амплитудно-частотной характеристике определить fН и fВ и полосу
пропускания усилителя. На графике указать величины UВХ и RН. АмплитудноU
частотную характеристику можно построить также в координатах К U  ВЫХ
U ВХ
и lgf.
UВЫХ, В
UВХ=20мВ; RН=10кОм.
UMAX
0,707UMAX
0
10
20
fН
40
80 160 300 600 1кГц 2
0
4
lgf
8
fВ
Рис. 29. Пример построения графика амплитудно-частотной
характеристики усилителя
4. Переключателем “ОК, ОБ, ОЭ” включить усилитель с общей базой и
снять его амплитудные характеристики при двух выбранных ранее значениях
RН.
Напряжение UВХ изменять от 0 до 100мВ через 5мВ.
Построить графики амплитудных характеристик для двух значений RН на
одном листе.
34
5. Снять амплитудно-частотные характеристики UВЫХ=f(UВХ) усилителя с
общей базой для двух RН при UВХ=const (например, UВХ=20мВ).
Построить обе амплитудно-частотные характеристики на одном листе.
6. Включить усилитель с общим коллектором и снять его амплитудную
характеристику UВЫХ=f(UВХ). Сопротивление нагрузки для этого усилителя
фиксировано (RН=10кОм). Напряжение на входе изменять от 0 до 3В через
0,5В.
Построить график амплитудной характеристики
7. Снять амплитудно-частотную характеристику UВЫХ=f(UВХ) усилителя с
общим коллектором при UВХ=1В.
Построить график амплитудно-частотной характеристики.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1. Чем обусловлены названия усилительных каскадов “общий эмиттер”,
“общий коллектор” и “общая база”?
2. Как с помощью омметра отличить исправный транзистор от неисправного?
3. Можно ли с помощью омметра отличить транзистор типа n-p-n от
p-n-p?
4. Почему в исправном линейном усилительном каскаде с кремниевым
транзистором UЭБ0,6 В?
5. * Как зависит ток коллектора транзистора от напряжения эмиттер—
коллектор?
6. Равны ли между собой токи эмиттера и коллектора в усилительном
каскаде с ОЭ?
7. Что такое входное и выходное сопротивления усилительного каскада?
8. Как соотносятся величины rВХ и rВЫХ для каскадов с ОК, ОЭ и ОБ?
9. Почему КU для каскада с ОК меньше единицы?
10.Что такое “рабочая точка” усилительного каскада?
11.Методы задания “рабочей точки” в каскадах с ОК,ОЭ и ОБ.
12.Влияние температуры на работу транзисторных усилителей.
13.Способы уменьшения влияния температуры на работу транзисторных
усилительных каскадов.
14.Что такое источники тока? Примеры источников тока.
15.Модель транзистора Эберса-Молла.
35
16.* Следствие модели Эберса-Молла для схем с ОК и ОЭ.
17.Низкочастотная граница усиления каскадов с ОЭ, ОК и ОБ.
18.Причины снижения коэффициента усиления на высоких частотах в
транзисторных усилительных каскадах.
19.Проявление эффекта Миллера в усилительных каскадах с ОЭ и ОК.
20.Влияние паразитных емкостей на работу усилительных каскадов.
21.* Усиление тока, напряжения и мощности в усилительных каскадах с
ОЭ, ОК и ОБ.
Примечание. * отмечены вопросы для студентов специальности “Радиофизика и электроника”.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Хоровиц П., Хилла У. Искусство схемотехники. М.: Мир, 1993. Т.1.
412 с.
2. Хоровиц П., Хилла У. Искусство схемотехники. М.: Мир, 1993. Т.2.
371 с.
3. Хоровиц П., Хилла У. Искусство схемотехники. М.: Мир, 1993. Т.3.
367 с.
4. Титце У., Шелк К. Полупроводниковая схемотехника. М.: Мир, 1982.
512 с.
5. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника. М.: Мир, 1991. 622 с.
6. Расчет электронных схем/ Под ред. Г.И. Изюровой. М.: Высшая школа,
1987. 335 с.
36
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение .................................................................................................................. 3
1. Транзистор в "нулевом приближении" ............................................................ 3
2. Транзистор как усилитель тока. Первая модель ............................................. 4
3. Транзисторные усилители ................................................................................. 6
3.1. Усилитель с общим коллектором ................................................................ 7
3.2. Транзисторные источники тока ................................................................. 11
3.3. Усилитель с обшим эмиттером .................................................................. 13
4. Модель транзистора Эберса-Молла ............................................................... 15
5. Следствия модели Эберса-Молла ................................................................... 16
5.1. Эмиттерный повторитель ........................................................................... 16
5.2. Каскад с общим эмиттером ........................................................................ 17
6. Влияние температуры на усилительные каскады с общим коллектором и
общим эмиттером ...................................................................................................... 18
7. Низкочастотная граница полосы усиления каскадов с общим коллектором
и общим эмиттером ................................................................................................... 21
8. Работа усилителей с общим эмиттером и общим коллектором в области
высоких частот........................................................................................................... 22
8.1. Зависимость коэффициента усиления по току от частоты ..................... 22
8.2. Эффект Миллера.......................................................................................... 25
8.3. Верхняя граница усиления усилителя с общим коллектором ................ 27
9. Усилительный каскад с общей базой ............................................................. 29
10. Экспериментальная часть .............................................................................. 32
10.1. Описание лабораторного макета ............................................................. 32
10.2. Порядок выполнения работы ................................................................... 32
Контрольные вопросы.......................................................................................... 34
Библиографический список ................................................................................. 35
Скачать