Первичными источниками электропитания являются:
промышленная электросеть переменного тока;
генераторы, аккумуляторы.
Непосредственно использовать их для питания электронных устройств (ЭУ), как правило,
нельзя из-за:
a) несовпадения частот напряжения промышленной сети и потребителя (400 0 Гц);
b) несовпадения уровней напряжения: 220 В или 380 В переменного тока, 12 В – от
аккумулятора, а нужно, например, 5 В, 30 В для питания интегральных схем.
Таким образом, необходимо иметь для питания ЭУ специальные согласующие
устройства, среди которых выделяют:
1. Устройства согласования частоты
1а. Выпрямители преобразователи напряжения переменного тока в напряжение,
содержащее постоянную составляющую (пульсирующее однополярное напряжение).
1б. Инверторы – преобразователи постоянного напряжения в переменное с заданной формой и частотой.
2. Устройства согласования уровня напряжения
предназначаются для преобразования как постоянного, так и переменного напряжения
одного уровня в напряжение другого уровня (величины).
3. Устройства согласования стабильности напряжения
3а. Сглаживающие фильтры – предназначены для стабилизации мгновенного
значения пульсирующего напряжения (тока).
3б. Стабилизаторы – устройства, стабилизирующие среднее значение выходного
напряжения, тока или мощности.
Параметры устройств преобразования
1. Номинальные уровни напряжений Uвх.ном и Uвых.ном. В зависимости от формы, это
либо действующее значение Uном = U, либо постоянное Uном = Uср.
1
2. Предельные отклонения от номинальных значений
– коэффициенты нестабильности:
𝛿𝑈 ∗ =
(𝑈𝑚𝑎𝑥 −𝑈ном )
𝛿𝑈 ∗∗ =
𝑈ном
∙ 100% ;
(𝑈𝑚𝑖𝑛 −𝑈ном )
𝑈ном
∙ 100% ;
коэффициент стабилизации
∆𝑈вх /𝑈вх.ном
К𝑈ст = ∆𝑈
вых /𝑈вых.ном
.
3. Диапазон изменения выходной мощности Рн.max Pн.min.
4. Предельный уровень амплитуды переменной составляющей Um.вх, Um.вых –
коэффициент пульсаций = Umi /Uном (i – номер гармоники);
коэффициент сглаживания q = вх /вых.
А. Однофазный однополупериодный выпрямитель
Электрическая принципиальная схема выпрямителя «четверть-моста» приведена
на рис. 1, осциллограммы напряжений – на рис. 2.
Рис. 1. Схема однофазного
однополупериодного выпрямителя
Рис. 2. Осциллограммы напряжения
на входе
выпрямителя (а)
и на его выходе (б)
2
Простейшая схема (рис. 1) однополупериодного выпрямителя состоит только из
одного выпрямляющего ток элемента (диода) На выходе пульсирующий ток (рис. 2).
Напряжение со вторичной обмотки трансформатора – переменный ток – проходит через
вентиль (диод) на нагрузку только в положительные полупериоды переменного напряжения. В отрицательные полупериоды вентиль закрыт, все падение напряжения происходит
на диоде, а напряжение на нагрузке Uвых = Uн = 0.
На промышленных частотах (50-60 Гц) данный выпрямитель не имеет широкого
применения, так как для питания аппаратуры требуется напряжение с минимальными
пульсациями, следовательно, нужны сглаживающие фильтры с большими величинами емкости и индуктивности (много электромагнитной энергии нужно перераспределять), что приводит к увеличению габаритно-весовых характеристик выпрямителя. Однако схема однополупериодного выпрямления нашла очень широкое распространение в импульсных блоках питания с частотой переменного напряжения свыше 10 кГц, широко
применяющихся в современной бытовой и промышленной аппаратуре. Объясняется это
тем, что при более высоких частотах пульсаций выпрямленного напряжения для получения требуемых характеристик (заданного или допустимого коэффициента пульсаций)
необходимы сглаживающие элементы с меньшими значениями емкости (индуктивности),
вес и размеры источников питания уменьшаются с повышением частоты входного переменного напряжения.
Недостатки однополупериодного выпрямителя:
большая величина пульсаций;
большая нагрузка на вентиль (требуется диод с большим средним выпрямленным
током);
низкий коэффициент использования габаритной мощности трансформатора (около
0,45).
Основными параметрами выпрямителей являются:
1
Т
1) 𝑈ср = Т ∫0 𝑈вых 𝑑𝑡;
1
Т
2) 𝐼ср = Т ∫0 𝑖вых 𝑑𝑡;
𝑈
3) коэффициент пульсаций 𝜀 = 𝑈𝑚1 ,
ном
где Um1 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения, представляющая собой амплитуду низшей (основной) его гармоники.
Пусть Uвх = UmSint. На интервале 0 < t < T/2 диод VD (рис. 1) смещен в прямом
направлении и напряжение и ток в нагрузке повторяют форму входного сигнала. На вре3
менном отрезке Т/2 < t < T диод VD смещен в обратном направлении (заперт) и напряжение, ток в нагрузке равны нулю.
Для нечетных полупериодов, т. е. 2k t 2k + 1 для однополупериодного выпрямителя (t = z):
Т
1
1
𝜋
𝑈
𝑈
𝑚
𝑚
(−2) =
𝑈н.ср = Т ∫0 𝑈н 𝑑𝑡 = 2 ∫0 𝑈𝑚 𝑆𝑖𝑛𝑧𝑑𝑧 = − 2𝜋
𝐶𝑜𝑠𝑧0𝜋 = − 2𝜋
{связь между амплитудным и действующим значениями: U =
𝑈
𝐼н.ср = 𝜋𝑅𝑚 =
𝐼𝑚
√2
}=
𝝅
√2𝑈
𝜋
= 𝟎, 𝟑𝟏𝟖𝑼𝒎 =
.
= 0,318𝐼𝑚 .
𝜋
н
𝑈𝑚
𝑼𝒎
Действующий (среднеквадратичный) ток в RН, равный току диода, определяется
выражением (мгновенное значение тока i = Imsint):
𝐼2
𝐼2
𝜋
𝜋 1−𝐶𝑜𝑠2𝑧
𝑚
𝑚
𝐼 = 𝐼н = √2𝜋
∫0 𝑆𝑖𝑛2 𝜔𝑡𝑑(𝜔𝑡) = √2𝜋
∫0
2
1
𝜋
2𝜋
𝑑𝑧 = 𝐼𝑚 √2𝜋 ( 2 − ∫0 𝐶𝑜𝑠𝑥𝑑𝑥) =
𝐼𝑚
2
.
Максимальное обратное напряжение на диоде UДобр = Um.
Спектральный состав выпрямленного напряжения, полученный в результате разложения функций, описывающих однополупериодные импульсы выпрямленного напряжения в ряд Фурье, имеет вид:
1
1
2
2
𝑈н ≈ 𝜋 𝑈𝑚 + 2 𝑈𝑚 𝑆𝑖𝑛𝜔𝑡 − 3𝜋 𝐶𝑜𝑠2𝜔𝑡 − 3∙5𝜋 𝑈𝑚 𝐶𝑜𝑠3𝜔𝑡 .
𝑈
𝑈 /2
Коэффициент пульсаций 𝜀 = 𝑈𝑚1 = 𝑈𝑚/𝜋 =
н.ср
{Справка ряд Фурье 𝑓(𝑡) =
1 𝑇
∫ 𝑓(𝑡)𝑑𝑡 ;
𝑇 −𝑇
1
𝑇
𝑎0
2
𝑎𝑘 = 𝑇 ∫−𝑇 𝑓(𝑡)𝐶𝑜𝑠
𝑚
+ ∑∞
𝑘=1 (𝑎𝑘 𝐶𝑜𝑠
𝑘𝜋𝑡
𝑇
1
𝜋
2
≈ 1,57.
2𝜋𝑘𝑡
𝑇
+ 𝑏𝑘 𝑆𝑖𝑛
𝑇
𝑑𝑡 ; 𝑏𝑘 = 𝑇 ∫−𝑇 𝑓(𝑡)𝑆𝑖𝑛
2𝜋𝑘𝑡
𝑘𝜋𝑡
𝑇
𝑇
) ; 𝑎0 =
𝑑𝑡}
При конструировании блоков питания для выбора выпрямительных диодов используют следующие параметры, которые всегда указаны в справочниках,
максимальное обратное напряжение диода – Uобр;
максимальный ток диода – Imax;
прямое падение напряжения на диоде – Uпр.
Параметры необходимо выбирать с запасом для исключения выхода диодов из
строя. Максимальное обратное напряжение диода Uобр должно быть в два раза больше реального выходного напряжения трансформатора, стоящего на входе. В противном случае, возможен пробой p-n-перехода обратным напряжением, который может привести к выходу из строя не только диодов выпрямителя, но и других элементов схем питания
и
нагрузки.
Значение максимального тока Imax выбираемых диодов должно превышать реаль4
ный ток выпрямителя в 1,5–2 раза. Невыполнение этого условия, также приводит к выходу из строя сначала диодов, а потом других элементов схем. Прямое падение напряжения
на диоде Uпр, это то напряжение, которое падает на кристалле p-n-перехода диода. Если по
пути прохождения тока стоят два диода, падение напряжения происходит на двух p-nпереходах. Другими словами, напряжение, подаваемое на вход выпрямителя, на выходе
уменьшается на значение падения напряжения.
Б. Однофазный двухполупериодный выпрямитель
Схемные решения в данном случае могут быть разными. На рис. 3 приведена схема
однофазного двухполупериодного выпрямителя с источником напряжения трансформатором со средней точкой.
Рис. 3. Схема однофазного
двухполупериодного
выпрямителя
со средней точкой
На рис. 4 даны эпюры напряжений входного и на нагрузке.
Рис. 4. Напряжение
на входе (верхняя
кривая) и на выходе
однофазного двухполупериодного
выпрямителя со
средней точкой
5
Ток по нагрузке в двухполупериодном выпрямителе протекает в одном направлении в каждом полупериоде действия входного напряжения – эквивалентно использованию
двух схем однополупериодного выпрямления, действующих синхронно и противофазно.
Соотношения для данного выпрямителя:
𝑈н.ср =
𝐼н.ср =
2𝑈𝑚
𝜋
2𝐼𝑚
𝜋
𝑇
=
2√2𝑈
𝜋
2√2𝐼
=
𝜋
в 2 раза больше, чем для однополупериодной схемы;
в 2 раза больше, чем для однополупериодной схемы.
𝑇/4
2
2
𝜋
2
𝑈н.ср (2) = 𝑇 ∫−𝑇/4 𝑈𝑚 𝐶𝑜𝑠𝜔𝑡𝑑𝑡 = 𝜋 𝑈𝑚 𝑆𝑖𝑛 ( 2 ) = 𝜋 𝑈𝑚 .
Для схемы выпрямителя, содержащей n диодов:
𝑻
𝒏
𝝅
𝟐
𝝅
𝒏
𝑼н.ср ( ) = 𝑼𝒎 𝑺𝒊𝒏 ( ) .
2𝑈н.ср
𝑈𝑚1 = (𝑛2 −1) ;
𝑈
2
2
2
𝜀 = 𝑈𝑚1 = 𝑛2 −1 = 22 −1 = 3 ≈ 𝟎, 𝟔𝟕 .
н.ср
На рис. 5 приведена схема мостового однофазного двухполупериодного выпрямителя; на рис. 6 – эпюры входного и выходного напряжений.
Рис. 5. Мостовой (двухполупериодный)
однофазный выпрямитель
Рис. 6. Напряжение на вторичной обмотке
питающего трансформатора (U2) и ток
и напряжение в нагрузке
Здесь последовательно с нагрузкой Rн всегда включены 2 диода. На интервале 0 < t < T/2
входное напряжение смещает в прямом направлении включенные последовательно с Rн диоды VD1,
VD4. При этом VD2, VD3 смещены в обратном
6
направлении (заперты; Uобр = Uн). На временном отрезке Т/2 < t < T – диоды «меняются
местами». Напряжение прикладывается к нагрузке в течение всего периода Uвх.
Основные параметры совпадают с параметрами схемы рис. 3. Используют данную
схему при больших уровнях выходного напряжения.
В. Выпрямитель с умножением напряжения
Схема Латура-Делона-Гренашера
Схема приведена на рис. 7; собирается на двух диодах и двух конденсаторах и широко известна как «схема с удвоением напряжения» или «симметричный удвоитель
напряжения Латура-Делона-Гренашера». Строится на основе однополупериодных выпрямителей с емкостными фильтрами.
Рис. 7. Схема выпрямителя
с удвоением напряжения
Г. Трехфазный двухполупериодный выпрямитель
Наиболее распространены трехфазные выпрямители по схеме Миткевича В. Ф. (на
трех диодах; предложена им в 1901 г.) и по схеме Ларионова А. Н. (на шести диодах;
предложена в 1923 г.).
Схема Ларионова
Трехфазные выпрямители обладают лучшей характеристикой выпрямления переменного тока – меньшим коэффициентом пульсаций выходного напряжения по сравнению
с однофазными выпрямителями. Связано это с тем, что в трехфазном электрическом токе
синусоиды разных фаз «перекрывают» друг друга. После выпрямления такого напряжения, сложения амплитуд различных фаз не происходит, а выделяется максимальная амплитуда из значений всех трех фаз входного напряжения.
На рис. 8 представлена схема трехфазного двухполупериодного мостового выпрямителя схема Ларионова, графики входного напряжения, напряжения на нагрузке
напряжение на одном из диодов. За счет использования положительной и «перевернутой»
7
отрицательной полуволны трехфазного напряжения, выходное напряжение имеет самую
маленькую глубину пульсаций выходного напряжения по сравнению со всеми остальными схемами выпрямления. Вторичные обмотки трансформатора могут быть использованы
как по схеме подключения «звезда», без «нулевого» вывода от трансформатора, так и
«треугольник».
Рис. 8. Схема Ларионова;
эпюры напряжений
Этот выпрямитель представляет
собой мостовые выпрямители для каждой пары трехфазных обмоток, работающие на общую нагрузку. Соединяя
в себе достоинства мостового выпрямителя и трехфазного питания, он имеет настолько низкий уровень пульсаций, что позволяет работать почти без
сглаживающего фильтра или с небольшой его электрической емкостью.
Недостатки: увеличенное количество вентилей; выпрямитель не может быть применен для работы в однофазной бытовой электрической сети.
Параметры
6
𝜋
1. 𝑼н.ср = 𝜋 𝑈𝑚л 𝑆𝑖𝑛 6 =
3𝑈𝑚л
𝜋
=
3√3𝑈𝑚ф
𝜋
≈ 𝟎, 𝟗𝟓𝟓𝑼𝒎ф (Umл – амплитудное линейное
напряжение; Umф – амплитудное фазное напряжение);
2. 𝑈обр = 𝑈𝑚л ;
3. Спектральный состав выпрямленного напряжения:
3
3∙2
3∙2
𝑈н = 𝜋 𝑈𝑚л + 5∙7𝜋 𝑈𝑚л 𝐶𝑜𝑠6𝜔𝑡 − 11∙13𝜋 𝑈𝑚л 𝐶𝑜𝑠12𝑡 + ⋯ – первой и, следовательно,
основной из всех гармоник, присутствующих на выходе выпрямителя, будет напряжение с
частотой, в 6 раз превышающей частоту входного напряжения.
𝑼
𝟐
4. 𝜺 = 𝑼 𝒎𝟔 = 𝟑𝟓 ≈ 𝟎, 𝟎𝟓𝟕 – высокая эффективность схемы Ларионова.
н.ср
8
Режим работы выпрямительного устройства в значительной степени определяется
типом фильтра, включенного на его выходе. В маломощных выпрямителях, питающихся
от однофазной сети переменного тока, применяются простейшие емкостные фильтры, в
выпрямителях средней и большой мощности Г-образные LC, RC и П-образные CLC и
CRC фильтры.
Основным параметром сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания q , который определяется как отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра к
коэффициенту пульсаций на его выходе (на нагрузке).
Емкостной фильтр
является наиболее простым из всех видов сглаживающих фильтров (рис. 9; пример
использования фильтра в двухполупериодном мостовом выпрямителе). Он состоит из
конденсатора, включаемого параллельно нагрузке. На рис. 10 дано пояснение к работе
фильтра.
Рис. 9. Мостовой выпрямитель с емкостным
фильтром
Рис. 10. Эпюры напряжений для мостового
выпрямителя с емкостным фильтром: напряжения на
входе и нагрузке, токи на входе фильтра,
средний ток через конденсатор и ток нагрузки
Входной ток выпрямителя (после моста) зависит
от величины емкости фильтра:
𝑖вх =
𝑈𝑚 𝑆𝑖𝑛𝜔𝑡
𝑅н
+ 𝐶ф 𝜔𝑈𝑚 𝐶𝑜𝑠𝜔𝑡.
В промежуток t4–t2 (рис. 10) напряжение на нагрузочном сопротивлении поддерживается за счет энергии, запасенной в емкости фильтра Сф (СU2/2; для фильтра, содержащего индуктивность – энергия в магнитном поле индуктивности LI2/2).
9
Коэффициент пульсаций напряжения на выходе выпрямителя с емкостным фильтром может быть найден по формуле:
≈ 1 / (2mfRНCф),
где m зависит от схемы выпрямителя: m = 1 для однофазного однополупериодного выпрямителя, m = 2 для однофазного двухполупериодного и мостового выпрямителей; f
частота входного переменного напряжения.
Из приведенной формулы видно, что коэффициент пульсаций на выходе выпрямителя с емкостным фильтром обратно пропорционален емкости применяемого конденсатора и величине сопротивления нагрузки. Поэтому применение такого фильтра рационально
только при достаточно больших значениях этих величин. По мере совершенствования
технологии изготовления конденсаторов большой емкости рассматриваемый тип фильтра,
вследствие своей простоты и эффективности, находит все большее применение.
При заданном значении пульсаций выходного напряжения емкость фильтра можно
𝒊 ∆𝒕𝟐
рассчитать по формуле 𝑪ф = ∆𝑼н
н.𝒎𝒂𝒙
, где t2 = t4 – t2 = T/4 + (t4 – t3); iн = Uн/Rн.
Индуктивно-емкостные фильтры
(Г-образные LC и П-образные CLC) широко применяются при повышенных токах
нагрузки, поскольку падение напряжения на них можно сделать сравнительно небольшим.
Коэффициент полезного действия у таких фильтров достаточно высокий. К недостаткам
индуктивно-емкостных фильтров относятся: большие габаритные размеры и масса, повышенный уровень электромагнитного излучения от элементов фильтра, сравнительно высокая стоимость и трудоемкость изготовления.
Наиболее широко используется Г-образный индуктивно-емкостной фильтр (рис.
11).
Рис. 11. Схема индуктивно-емкостного
Г-образного сглаживающего фильтра
Для эффективного сглаживания пульсаций таким
фильтром необходимо выполнение следующих условий:
XC = 1/ ωC ≪ Rн; XL = ωL ≫ RН; XL ≫ XC.
При их выполнении, пренебрегая потерями в дросселе L, для коэффициента сглаживания
можно записать:
= (mω)2LC − 1,
10
где m = 1 для однофазного однополупериодного выпрямителя, m = 2 для однофазного
двухполупериодного и мостового выпрямителей.
Во избежание резонансных явлений в фильтре (колебательном контуре) необходимо выбирать > 3. Кроме этого, одним из основных условий при конструировании фильтра является обеспечение явно выраженной индуктивной реакции фильтра на выпрямитель, необходимой для большей стабильности внешней характеристики выпрямителя. При
индуктивной реакции фильтра меньше действующие значения токов в вентилях и обмотках трансформатора, а, следовательно, меньше и требуемая габаритная мощность трансформатора. Для обеспечения индуктивной реакции необходимо, чтобы:
2𝑈
2𝑅
н
н
𝐿 ≥ (𝑚2 −1)𝑚𝜔𝐼
= (𝑚2 −1)𝑚𝜔
.
н
При выборе конденсаторов фильтра необходимо следить за тем, чтобы они были
рассчитаны на напряжение, на 15-20% превышающее напряжение холостого хода выпрямителя при максимальном напряжении сети (чтобы учесть перенапряжения, возникающие
при включении выпрямителя). Необходимо также, чтобы амплитуда переменной составляющей напряжения на них не превышала предельно допустимого значения.
Резистивно-емкостные фильтры
целесообразно применять при малых токах нагрузки (менее 10-15 мА) и небольших
требуемых коэффициентах сглаживания. Достоинства этих фильтров малые габариты и
масса, низкая стоимость. Недостаток сравнительно большое падение напряжения на
фильтре, что снижает КПД устройства выпрямления в целом.
Г-образный RC фильтр (рис. 12) состоит из балластного резистора Rф и конденсатора C1.
Рис. 12. Схема резистивно-емкостного сглаживающего
фильтра
Коэффициент сглаживания такого фильтра вычисляется по формуле:
𝑹н 𝑹ф
𝜺 = 𝒎𝝎𝑪 𝑹
н +𝑹ф
,
где m = 1 для однофазного однополупериодного выпрямителя, m = 2 для однофазного
двухполупериодного и мостового выпрямителей.
11
Сопротивление фильтра (Rф) выбирают из условия допустимого падения напряжения на фильтре или, исходя из заданного КПД () по формуле Rф = Rн(1–)/. Оптимальным считается КПД порядка 0,6-0,8.
Комбинированные фильтры
применяются при необходимости получения больших коэффициентов сглаживания
на выходе выпрямителя. Они представляют собой последовательное включение нескольких фильтров. При этом могут использоваться как однотипные, так и разнотипные звенья.
При каскадном включении LC фильтров можно считать, что суммарный коэффициент
сглаживания Σ равен произведению коэффициентов сглаживания составляющих фильтр
звеньев: Σ = 123... . Для нахождения оптимального числа звеньев (nопт) такого фильтра
при заданном Σ можно воспользоваться формулой:
nопт =(𝑙𝑛1/𝜀Σ )⁄2.
Высокий коэффициент сглаживания и хороший КПД могут также обеспечить разнообразные фильтры на транзисторах.
12
При конструировании источников питания радиоэлектронной аппаратуры возникает задача обеспечения стабильности выходного напряжения этих узлов, причем такая стабильность должна поддерживаться независимо от колебаний напряжения в сети питания,
тока потребления питаемого устройства, температуры окружающей среды и т.п. Для решения данной проблемы применяются стабилизаторы напряжения и стабилизаторы
тока различных типов.
Существует несколько основных вариантов построения стабилизаторов.
По способу достижения стабильности напряжения различают параметрические и
компенсационные стабилизаторы;
по способу включения регулирующего напряжение (ток) элемента на последовательные (проходные) и параллельные,
по режиму работы регулирующего элемента на непрерывные и ключевые (импульсные) или линейные и нелинейные.
Во всех видах стабилизаторов находят применение полупроводниковые диоды.
Это, в первую очередь, стабилитроны, универсальные, выпрямительные и импульсные
диоды. В непрерывных компенсационных стабилизаторах они включаются в цепи получения опорных напряжений и термокомпенсации, а в ключевых стабилизаторах еще и в
цепи коммутации накопительной индуктивности и защиты ключевых транзисторов.
Наиболее примечательны параметрические стабилизаторы, работа которых основана исключительно на свойствах нелинейных элементов (нелинейность сопротивления) входящих в их состав (цепи обратной связи в параметрических стабилизаторах отсутствуют), в качестве таких нелинейных элементов чаще всего используются стабилитроны. Схема параметрического стабилизатора приведена на рис. 13.
13
Рис. 13. Параметрический стабилизатор
(а) и характеристики, поясняющие
его работу (б)
Схема содержит балластный резистор Rб и стабилитрон VD1, включаемый параллельно нагрузке RН (т.е. это стабилизатор параллельного типа). В целях снижения пульсаций выходного напряжения при колебаниях тока в нагрузке может включаться фильтрующий конденсатор Cф. Принцип работы параметрического стабилизатора хорошо виден при рассмотрении нагрузочных характеристик, представленных на рис. 13б. Здесь
кривая представляет собой вольт-амперную характеристику стабилитрона, а угол α наклона прямой нагрузки определяется сопротивлением балластного резистора Rб (tgα =1/Rб).
Точка пересечения нагрузочной прямой с осью напряжений определяется заданным
напряжением на входе стабилизатора Uвх, а точка пересечения с ВАХ стабилитрона характеризует текущий режим работы этого прибора Iст, Uст = Uвых.
Выходное напряжение стабилизатора (Uвых), а также ток стабилитрона (Iст) определяются положением точки пересечения нагрузочной прямой резистора и ВАХ стабилитрона. Если значение входного напряжения изменится, например, увеличится, то изменится
и положение прямой (на рис. 13б показано пунктиром), а рабочая точка стабилитрона сместится в сторону больших токов. При этом очевидно, что напряжение на стабилитроне,
соответственно, и на нагрузке останется практически неизменным (т.е. происходит его
стабилизация на уровне, определяемом типом конкретного применяемого стабилитрона).
Приведенные выкладки сделаны в предположении, что Rн ≫ Rб и Iб ≈ Iст. С уменьшением Rн существенная часть тока стабилитрона будет ответвляться в нагрузку
(Iб = Iст + Iн). Влияние тока нагрузки на нагрузочные характеристики, приведенные на
рис. 13б может быть выражено смещением кривой, изображающей ВАХ стабилитрона,
вниз по оси токов на величину тока нагрузки (положение нагрузочной прямой балластного резистора должно оставаться прежним). Если такое смещение будет незначительным,
то оно не окажет влияния на выходное напряжение стабилизатора, однако, если в результате него рабочая точка стабилитрона перейдет в область с высокой зависимостью напряжения от тока, то стабилизирующие свойства схемы будут нарушены.
Из проведенного анализа следует, что режим работы стабилитрона (положение рабочей точки на ВАХ прибора) определяется значением входного напряжения Uвх и сопро14
тивлением балластного резистора Rб. Оптимальный выбор этого резистора для обеспечения наилучшей стабилизации выходного напряжения при колебаниях входного напряжения возможен только при учете характера нагрузки (постоянная, переменная) и величины
протекающего через нее тока и возможного диапазона его изменения.
Некоторые расчетные соотношения
𝛿𝑈
𝑈
коэффициент стабилизации 𝐾ст = 𝛿𝑈 вх = 𝑟 вых
(𝐼
вых
(1−0,01𝛿𝑈вх )
ст н.𝑚𝑎𝑥 +𝐼ст.𝑚𝑖𝑛 )
;
оптимальная величина балластного сопротивления Rб:
𝑅б = 𝑈вх
(1−0,01𝛿𝑈вх )− 𝑈вых
(𝐼н.𝑚𝑎𝑥 +𝐼ст.𝑚𝑖𝑛 )
,
где rст дифференциальное сопротивление стабилитрона; δUвх предельное относительное отклонение входного напряжения от его среднего значения, %.
Конкретное значение выходного стабилизированного напряжения определяется
применяемым стабилитроном. При выборе стабилитрона следует учитывать и такой параметр, как максимально допустимый ток стабилизации (Iст.max). При переменном характере
нагрузки может потребоваться достаточно большой запас по этому значению. Типовые
схемы параметрических стабилизаторов обеспечивают приемлемые параметры только при
достаточно малых тока нагрузки не более (0,5-1)⋅Iст.max.
15
Компенсационный стабилизатор напряжения
Рис. 14. Блок-схема компенсационного
стабилизатора напряжения
Принцип работы компенсационного стабилизатора основан на использовании цепи
отрицательной обратной связи. Для реализации указанного принципа устройство, кроме
регулирующего элемента РЭ, должно содержать исполнительный элемент ИЭ, элемент
сравнения и источник эталонного напряжения Uэт (рис. 14). Выходное напряжение исполнительного элемента, пропорциональное стабилизированному параметру, сравнивается в
элементе сравнения с эталонным напряжением, и полученный сигнал ошибки
Uош = Uэт Uис управляет коэффициентом передачи РЭ. Увеличение Uош, вызванное
уменьшением выходного напряжения, увеличивает коэффициент передачи РЭ, что ведет к
увеличению выходного напряжения. И, наоборот, увеличение выходного напряжения,
уменьшая сигнал ошибки, вызывает уменьшение коэффициента передачи РЭ, что, в свою
очередь, ведет к уменьшению выходного напряжения.
В зависимости от вида выполнения РЭ различают непрерывные и ключевые компенсационные стабилизаторы напряжения. В непрерывных компенсационных стабилизаторах в качестве РЭ используют биполярный или полевой транзистор, в ключевых импульсные усилители мощности.
Непрерывный компенсационный стабилизатор напряжения
Рис. 15. Компенсационный
стабилизатор напряжения
Типовая
схема
компенсатора
приведена на рис. 15. Выходное напряжение стабилизатора равно разности его входного напряжения и падения
напряжения между выводами эмиттера и коллектора регулирующего транзистора VT:
Uвых = Uвх Uкэ. В свою очередь, для Uкэ справедливо выражение Uкэ = Uкб + Uбэ
Uкб + const. Напряжение Uкб определяется падением напряжения на резисторе смещения
Rсм: Uкб = IRRсм = Uвх UDAвых. Операционный усилитель DA включен по схеме с диффе16
ренциальным входом, поэтому его выходное напряжение UDAвых = KU0(Uэт UR2),
Здесь KU0 коэффициент усиления операционного усилителя DA по напряжению. Так как
цепь ООС (подача сигнала с выхода на вход) в усилителе отсутствует, то из-за большого
KU0 можно считать, что во всех режимах работы Uэт UR2 = 0 и, следовательно, выходное
напряжение стабилизатора Uвых = Uэт(R1 +R2)/R2. Возникновение любых отклонений выходного напряжения от указанного уровня приводит к нарушению условия Uэт UR2 = 0,
что изменяет выходное напряжение операционного усилителя, а, следовательно, и напряжение Uкб транзистора VT, компенсируя возникшие отклонения.
Рассмотрим пример
Допустим, выходное напряжение стабилизатора увеличилось. Тогда UR2 > Uэт, что
приводит к уменьшению напряжения UDAвых и соответствующему увеличению URсм и Uкэ
транзистора VT, что компенсирует возникшие отклонения, потому как Uвых = Uвх Uкэ. И
наоборот, при уменьшении Uвых увеличивается UDAвых, уменьшается URсм и Uкэ транзистора
VT и выходное напряжение увеличивается.
Таким образом, если коэффициент усиления операционного усилителя KU0 близок к
бесконечности (а коэффициенты от 1000 и более условно считаются как бесконечность),
то выходное напряжение стабилизатора полностью определяется значением эталонного
напряжения Uэт (оно снимается с параметрического стабилизатора на элементах R3 и
VD1) и коэффициентом передачи делителя на резисторах R1 и R2.
17
КПД электронного регулятора существенно увеличивается при использовании
ключевого режима работы регулирующего полупроводникового элемента и реактивного
элемента (индуктивности).
Рис. 16. Силовая часть ключевого стабилизатора
На рис. 16 показана силовая часть ключевого стабилизатора. Это импульсный усилитель
мощности (УИМ), в котором в качестве нагрузки используется сглаживающий LC-фильтр.
Питание нагрузки осуществляется последовательностью однополярных прямоугольных
импульсов неизменной амплитуды. В нагрузке направление протекания тока не изменяется. Постоянная времени нагрузки >> Т, где Т – период следования импульсов питания
(рис. 17).
Рис. 17. Временные зависимости
параметров в нагрузке
Прямоугольное напряжение, поступающее на вход LCфильтра, содержит постоянную и переменную составляющие. Постоянная составляющая
беспрепятственно проходит на выход стабилизатора, а для переменной составляющей коэффициент передачи фильтра мал, и она практически не попадает на выход стабилизатора.
Ключевой релейный стабилизатор (РС),
управление в нем осуществляется по уровню выходного напряжения.
Рис. 18. Релейный стабилизатор
В качестве управляющего
элемента в РС используют компаратор напряжения. На его инвертирующий вход подается эталонное
напряжение параметрического стабилизатора, выполненного на стабилитроне VD2 – рис. 18. Передаточная характеристика
компаратора приведена на рис. 19.
18
Рис. 19. Передаточная характеристика компаратора
Рассмотрим работу схемы рис. 18. Предположим, что в некоторый момент времени выходное
напряжение Uвых выше требуемого. По этой причине UR3 > UVD2 и на выходе компаратора
формируется высокий уровень напряжения UвыхDA.max. Это напряжение насыщает (максимальный ток – минимальное напряжение на коллекторе) управляющий транзистор VT2.
Напряжение на резисторе смещения URсм = Uвх – Uкэ2.нас Uвх, поэтому регулирующий
транзистор VT1 заперт. Ток дросселя Lф, протекая через замыкающий диод VD1, обеспечивает передачу накопленной в дросселе энергии в нагрузку. По мере уменьшения энергии LфI2/2 выходное напряжение Uвых уменьшается и в момент времени t = t0 (рис. 20)
напряжение UR3 становится меньше напряжения отпускания компаратора Uотп. Компаратор формирует на своем выходе низкий уровень напряжения UвыхDA.min, транзистор VT2
запирается, а транзистор VT1 под действием тока, протекающего через резистор Rсм, попадает в режим, близкий к насыщению. При этом ко входу LC-фильтра прикладывается
напряжение, близкое к выходному. Ток через дроссель Lф и выходное напряжение Uвых
начинают расти. В момент t1 напряжение UR3 = Uср и компаратор выключает регулирующий транзистор VT1. Далее до момента времени t2 выходное напряжение Uвых опять поддерживается за счет энергии, накопленной в элементе фильтра на интервале t0 – t1 и т.д..
Частота переключения регулирующего транзистора зависит от скорости нарастания
тока через дроссель dILф/dt, т.е. от уровня Uвх и Iн. Для рассматриваемой силовой части
Uвых = КзUвх, где Кз = tи /Т – коэффициент заполнения импульса на выходе регулирующего
транзистора.
Рис. 20. Временные зависимости напряжений
и токов релейного стабилизатора
19
