«Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет «ЛЭТИ» им. В.И.Ульянова (Ленина)» (СПбГЭТУ “ЛЭТИ”) Направление (специальность) 27.04.04 «Управление в технических системах» Профиль (программа, специализация) Корабельные системы информации и управления Факультет ФЭА Кафедра Корабельные системы управления К защите допустить Зав. кафедрой Лукомский Ю.А. ВЫПУСКНАЯ КВАЛИФИКАЦИОННАЯ РАБОТА МАГИСТРА Тема: ИССЛЕДОВАНИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ РЕЖИМАМИ ЭЛЕКТРОЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ СИСТЕМЫ СУДНА Студент Симонов А.В. подпись Руководитель Булатов В.И. (Уч. степень, уч. звание) подпись Консультанты Доброскок Н.А. (Уч. степень, уч. звание) подпись Олехова Н.И. (Уч. степень, уч. звание) подпись Шпекторов А.Г. (Уч. степень, уч. звание) подпись Санкт-Петербург, 2016г ЗАДАНИЕ НА ВЫПУСКНУЮ КВАЛИФИКАЦИОННУЮ РАБОТУ Утверждаю Зав. кафедрой КСУ ____________ Лукомский Ю.А. «___»______________2016 г. Студент Симонов А.В Группа 0494 Тема работы: Исследование системы управления режимами электроэнергетической системы судна Место выполнения ВКР: Филиал «ЦНИИ СЭТ» ФГУП «Крыловский государственный научный центр» Исходные данные (технические требования): Исследование алгоритмов управления активным выпрямителем напряжения и разработка математических моделей. Содержание ВКР: Анализ состояния дел в области СУ СЭЭС и преобразователей частоты, исследование и моделирование алгоритмов управления активным выпрямителем напряжения Перечень отчетных материалов: пояснительная записка, иллюстрационные материалы Дополнительные разделы: составление бизнес-плана по коммерциализации результатов НИР магистранта Дата выдачи задания Дата представления ВКР к защите «___»______________2016г. «___»______________2016 г. Студент Симонов А.В. Руководитель: Булатов В.И. (Уч. степень, уч. звание) Консультант Доброскок Н.А. (Уч. степень, уч. звание) РЕФЕРАТ Целью проведенной использования работы активного является выпрямителя выявление напряжения в преимуществ конструкции преобразователя частоты путем математического моделирования и сравнения с распространенными выпрямителями. в настоящее Моделирование время проводится диодными в среде и тиристорными Matlab Simulink. Рассматривается сразу несколько различных систем управления активным выпрямителем и проводится их сравнительный анализ. Результатом работы является теоретическое исследуемого и практическое обоснование преимуществ устройства, а также технико-экономическое обоснование выполнения работы. АННОТАЦИЯ Тема данной работы не совсем точно описывает ее содержимое, т.к исследуется не система управления целой электроэнергетической системой, а только ее малая составляющая – преобразователь частоты. В современном производстве используются, в основном, преобразователи, построенные на диодных и тиристорных структурах. Такие преобразователи имеют множество недостатков, главным из которых является неспособность поддерживать достаточно высокий коэффициент мощности. Исследуемые в работе преобразователи успешно справляются с поставленной задачей, так как построены на базе активного выпрямителя напряжения. В виду того, что алгоритмы систем управления активным выпрямителем напряжения недостаточно исследованы отечественными учеными, они были взяты из зарубежной литературы и переведены на русский язык. ANNOTATION The theme of this work is not quite accurately describes its contents, because regarded not the control system of the whole electric power system, but only a small part of it - the frequency converter. In today's production uses mainly converters built on the diode and thyristor structures. Such converters have many drawbacks, chief among which is the inability to maintain a high power factor is sufficient. Investigated converters successfully cope with the task, as they were built on the basis of the active rectifier. In view of the fact that the algorithms of the active rectifier control systems insufficiently investigated by domestic scientists, they were taken from foreign literature and translated into Russian. СОДЕРЖАНИЕ ВВЕДЕНИЕ .......................................................................................................................................................... 8 1. АНАЛИЗ СОСТОЯНИЯ ДЕЛ В ОБЛАСТИ СУ СЭЭС И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ ... 10 1.1 СУ СЭЭС. Классификация, структура, история развития ......................................................... 10 1.2 Преобразователи частоты .............................................................................................................. 14 2. ИССЛЕДОВАНИЕ АЛГОРИТМОВ УПРАВЛЕНИЯ АКТИВНЫМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ НАПРЯЖЕНИЯ .............................................................................................................................................. 24 2.1Активный выпрямитель напряжения ...................................................................................................... 24 2.2Управление потребляемыми из сети токами по положениб обобщенного вектора сетевого напряжения (VOC) ..................................................................................................................................... 30 2.3Прямое управление мощностью (DPC) ............................................................................................... 35 2.4Принципы построения векторных широтно-импульсных модуляторов ......................................... 39 2.5 Способ управления активным выпрямителем напряжения, с основным контуром управления по сетевому току.............................................................................................................................................. 49 2.5.1 Способы формирования широтно-модулированных сигналов управления силовыми ключами .................................................................................................................................................. 54 3. МОДЕЛИРОВАНИЕ АЛГОРИТМОВ УПРАВЛЕНИЯ АКТИВНЫМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ НАПРЯЖЕНИЯ .............................................................................................................................................. 56 3.1 Моделирование алгоритма прямого управления мощностью ......................................................... 56 3.2 Компьютерное моделирование векторного ШИМ управления. ...................................................... 63 3.3Компьютерное моделирование активного выпрямителя напряжения с периодическим и гистерезисным ШИМ................................................................................................................................. 64 4. СОСТАВЛЕНИЕ БИЗНЕС-ПЛАНА ПО КОММЕРЦИАЛИЗАЦИИ РЕЗУЛЬТАТОВ НИР МАГИСТРАНТА......... 68 4.1 Общие положения ................................................................................................................................ 68 4.2 Краткое техническое описание ........................................................................................................... 68 4.3 Перспективы коммерческого использования результатов НИР ..................................................... 68 4.4 Оценка трудоѐмкости выполнения НИР ............................................................................................ 69 4.4.1 Расходные материалы ................................................................................................................... 71 4.4.2 Специальное программное обеспечение. .................................................................................... 71 4.4.3 Основная заработная плата непосредственных исполнителей разработки ............................. 72 4.4.4 Дополнительная заработная ......................................................................................................... 73 4.4.5 Отчисления на социальные нужды .............................................................................................. 73 4.4.6 Накладные расходы....................................................................................................................... 73 4.5 Калькуляция себестоимости разработки............................................................................................ 74 4.6 Экономическая оценка работы. .......................................................................................................... 74 4.7 Вывод. ................................................................................................................................................... 75 ЗАКЛЮЧЕНИЕ .................................................................................................................................................. 76 СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ ................................................................................................. 78 ВВЕДЕНИЕ Судовая электроэнергетическая система является одной из наиболее важных составляющих, обеспечивающих работу судна в наше время, ведь именно в ней производится электроэнергия для питания судового электрооборудования. В настоящей работе исследуется система управления не всей СЭЭС в целом, а только ее малой частью – преобразователем частоты, используемом для экономии энергии потребляемой двигателем корабля. Проблема энергосбережения в наше время крайне актуальна, так как развитие потребляющих электроэнергию устройств идѐт очень быстро по сравнению с 20-ым веком, и мощность потребителей постоянно растѐт. На сегодняшний день большинство преобразователей частоты имеют в своем составе неуправляемые диодные выпрямители напряжения, управляемые сетью. Данные выпрямители потребляют из сети токи, имеющие в своем составе большое количество высших гармонических составляющих. Форма этих токов имеет кусочно-разрывной характер, а наличие фазового сдвига между напряжением сети и потребляемым преобразователем током существенно снижает коэффициент мощности данного преобразователя. Успешным решением данных проблем может служить выпрямитель, состоящий из полностью управляемых силовых ключей, так называемый активный выпрямитель напряжения. В настоящей работе рассматриваются различные СУ СЭЭС, их структура, принцип работы и особенности. Однако основной целью работы является исследование обратимого преобразователя напряжения, изучение и сравнительный анализ схемотехнических и алгоритмических вариантов его реализации. Преобразователи частоты и напряжения являются важной составляющей СЭЭС. Они позволяют сэкономить большое количество электроэнергии. В настоящее время снижение потребления электроэнергии 8 является очень важной задачей, поэтому преобразователи активно исследуются и модифицируются в попытках обеспечить наилучший результат. Эффективность преобразователей напряжения характеризуется коэффициентом мощности, стабилизацией напряжения и электромагнитной совместимостью с сетью. В работе исследуется несколько алгоритмов управления обратимым преобразователем напряжения, проводится их моделирование и анализ. 9 1. АНАЛИЗ СОСТОЯНИЯ ДЕЛ В ОБЛАСТИ СУ СЭЭС И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ 1.1 СУ СЭЭС. Классификация, структура, история развития Сегодня о СЭЭС с уверенностью можно сказать, что она является жизненно важной системой для корабля, без которой современные суда функционировать не смогут, но так было далеко не всегда. Только во второй половине XIX века после изобретения лампы накаливания, трансформатора и асинхронного двигателя на судах начали применять электрическую энергию. В начале ХХ века уже использовались электрифицированные приводы насосов вентиляторов и грузоподъемных механизмов. Необходимость в централизованном электроснабжении судовых приемников стала причиной создания судовой электрической станции (СЭС). Со временем СЭС развивалась, постоянный ток заменили на переменный, и основной тенденцией в развитии судовой электроэнергетики стал постоянный рост мощностей СЭС. По мере их роста усложнялась структура СЭС и электрических сетей, постепенно улучшались системы автоматического контроля, и в результате всю систему, обеспечивающую производство и распределение энергии, стали называть судовой электроэнергетической системой (СЭЭС). Управление СЭЭС осуществляется с помощью системы управления. В наше время на судах используется множество различных СУ СЭЭС, различающихся по структуре, элементной базе и другим признакам. Применение СУ СЭЭС позволяет осуществлять автоматизацию операций пуска, остановки, контроля и защиты приводных двигателей, а также распределять нагрузку и защищать генераторы, тем самым обеспечивая комплексную автоматизацию СЭС. 10 Управление СЭЭС во всех режимах работы судна обеспечивается системой управления, представляющей собой функционально и конструктивно законченное устройство или совокупность нескольких связанных подсистем, каждая из которых выполняет одну или несколько функций. Классификация СУ СЭЭС. В настоящее время на транспортных судах применяют различные СУ СЭЭС, которые принято классифицировать по следующим признакам: 1) структуре - системы в виде двух автономных подсистем, одна из которых обеспечивает автоматизированное дистанционное управление ПД генераторов, а другая выполняет синхронизацию генераторов, распределение нагрузки и др.; в виде единой СУ, обеспечивающей выполнение в полном объеме необходимых функций управления, контроля и защиты СЭЭС; 2) использованию ЭВМ - системы, в которых используется общесудовая управляющая ЭВМ и системы, использующие функционально специализированные ЭВМ (возможно использование обоих типов ЭВМ с разделением функций между ними); 3) способу реализации функций синхронизации и распределения нагрузки системы с общим для всех ГА каналом синхронизации и распределения нагрузки; с автономными каналами для каждого ГА; комбинированная с общим каналом синхронизации и раздельными каналами распределения нагрузки; 4) элементной базе - системы, построенные на элементах релейноконтакторных, полупроводниковых, микроэлектронных в виде больших интегральных схем (БИС), а также на основе ЭВМ и микропроцессоров (в СУ СЭЭС современных судов используется смешанная элементная база). 11 Построение СУ СЭЭС осуществляют по иерархическомупринципу, в соответствии с которым более низкому уровню иерархии соответствует меньшее число однотипных решаемых задач или алгоритмов. можно выделить следующие уровни иерархии: 1) верхний IV - уровень КСУ СТС, на котором обеспечивается управление судна в целом оператором (судоводителем). На этом уровне задается режим работы СЭЭС (ходовой, маневров и др.), от которого зависит количество используемых ГА, приоритет включения резервных ГА и мощных приемников электроэнергии и т. д. (в качестве АУУ КСУ СТС может использоваться общесудовая мини-ЭВМ); 2) групповой III - уровень отдельных технологических систем, одной из которых является СУ СЭЭС. На этом уровне выполняются следующие функции: изменение состава работающих ГА в соответствии с режимом работы судна, выбор очередности программированного пуска пуска мощных резервных ГА приемников, и вывод обеспечение судна из обесточенного состояния, защита СЭЭС от токов КЗ и др. В качестве АУУ СУ СЭЭС может использоваться специализированная микроЭВМ; 3) локальных СУ II, включающий системы управления отдельными ГА. На этом уровне обеспечиваются: управление приводными двигателями ГА (поддержание в состоянии резерва, пуск, остановка, контроль и защита) по сигналу от АУУ СУ СЭЭС или по команде оператора группового уровня III из ЦПУ, синхронизация и распределение нагрузки между параллельно работающими генераторами, регулирование частоты; 4) локальных средств автоматизации I, включающий регуляторы частоты и напряжения, устройства защиты, блокировки и др.; 5) воздействий 0, включающий исполнительные органы (серводвигатели топливных насосов и паровпускных клапанов ПД), датчики (частоты вращения, температуры и др.) управляемых объектов (дизелей, турбин и генераторов), 12 органы ручного управления и др. Рациональной по структуре системой управления СЭЭС считается такая, которая в случае отказа обеспечивает работоспособность СЭЭУ при помощи локальных средств автоматизации. На судах со знаком автоматизации А2 объем автоматизации СЭЭС соответствует совокупности функций звеньев трех нижних уровней (О, I и II), а со знаком А1 - всех пяти уровней. Основные этапы развития СУ СЭЭС. В период 1960-1970 гг. СУ СЭЭС были локальными и разрабатывались отдельно для каждого проекта судна. В начале 1970-х гг. на судах отечественной постройки в составе комплекса "Залив" была внедрена унифицированная СУ СЭЭС типа "Ижора", которая в совокупности с системой дистанционного автоматизированного управления типа ДАУ СДГ-Т судовыми дизель-генераторами обеспечила автоматическое и дистанционное управление из ЦПУ электроэнергетическими установками на судах со знаком автоматизации А1 и А2. В состав системы "Ижора" входят следующие унифицированные устройства автоматизации: синхронизации генераторов УСГ-Ш (позднее УСГ-35), распределения мощностей УРМ, включения резерва УВР, защиты генераторов от перегрузки УТЗ (устройство токовой защиты), контроля сопротивления изоляции УКИ (позднее ПКИ). С 1981 г. на судах в составе комплекса "Залив-М" устанавливается СУ СЭЭС типа "Ижора-М", применяемая совместно с системой ДАУ ДГ типа "Роса-М". Система "Ижора-М" обладает расширенными функциональными возможностями, увеличенным ресурсом (20 лет вместо 10-12 у системы "Ижора"), построена на более совершенной элементной базе (печатные платы, микросхемы и др.). Конструктивно система представляет собой наборный щит управления, состоящий из шкафов, контейнеров и модулей. В ее состав входят следующие функциональные блоки (модули): синхронизации генераторов БСГ, 13 контроля загрузки генераторов БКЗГ, измерителей активного тока БИАТ, контроля параметров (напряжения и частоты) генераторов БКПГ, распределения нагрузки между параллельно работающими генераторами БРНГ, блокировки пуска мощных приемников ББП, контроля сопротивления изоляции БКИ. Одновременно упрощена структура системы, в которой блок БКЗГ выполняет функции блоков УВР и УТЗ системы "Ижора", а датчик активного тока БИАТ является общим для блоков БКЗГ и БРНГ (в системе "Ижора" в состав каждого из устройств УВР, УТЗ и УРМ входит отдельный датчик тока). На большинстве современных судов иностранной постройки объем автоматизации СЭЭС в большей или меньшей степени соответствует приведенному ниже для системы "Ижора-М", причем СУ СЭЭС некоторых из них построены на основе микропроцессорных систем. Такие системы имеют децентрализованный принцип построения, при котором функционально специализированные микро ЭВМ обеспечивают управление СЭЭС на уровне локального процесса. Например, на судах типа "Капитан В. Ушаков", построенных.в ГДР, микропроцессорная система типа ASA-S применяется для управления СЭЭС, включающей 4 генераторных агрегата. В состав системы ASA-S входят 2 микро ЭВМ типа К1510, одна из которых (DMR) управляет приводными двигателями, другая (GMR) - генераторами на основании информации, поступающей от датчиков и преобразуемой в управляющие воздействия в соответствии с заданными алгоритмами[19]. 1.2 Преобразователи частоты Статические выпрямители, инверторы, преобразователи частоты и другие устройства, выполняемые тиристорах, транзисторах), широко применяются коммунальном на хозяйстве, на полупроводниковых транспорте, в в приборах (диодах, электроэнергетике, в добывающей и перерабатывающей промышленности. Подобные преобразователи позволяют связать в единую систему источники электроэнергии с различными частотами, 14 подключить к ним электродвигатели и другие нагрузки, обеспечить регулирование заданных параметров систем. Преобразователи, оснащенные современными микропроцессорными средствами, способны реализовать самые разнообразные алгоритмы возможность повысить энергосберегающие управления степень технологии, объектами. Их автоматизации применение дает систем, внедрить новые реализовать технологии, повысить надежность оборудования, увеличить срок его службы. В последние 10-15 лет наметился существенный рост развития силовой преобразовательной техники. Мировой рынок продаж мощных полупроводниковых приборов вырос с 4,93 миллиардов долларов США в 1996 году до 11 миллиардов в 2001 году [2]. Мощность преобразовательных устройств увеличивается, расширяются их функциональные возможности и сфера применения, меняются свойства систем с преобразователями, ликвидируются их недостатки. Такое развитие обусловлено не только современными потребностями промышленности, но и значительными изменениями элементной базы преобразователей [3]. Серьезное влияние на этот процесс оказывает появление новых более мощных полупроводниковых приборов. В области напряжений от 600 В до 1700 В лучшими ключевыми элементами последнего десятилетия считаются транзисторные модули IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor – биполярные транзисторы с изолированным затвором). В последние годы IGBT успешно конкурируют с тиристорами различных модификаций и в области более высоких напряжений. Из наиболее мощных IGBT можно выделить модули типа FZ600R65KF1В фирмы EUPEC, рассчитанные на ток 600 А и напряжение 6500 В, модули типа FZ3600R17KE3 той же фирмы, рассчитанные на ток 3600 А и напряжение 1700 В, модули типа SM900HB-90H фирмы Mitsubishi, рассчитанные на ток 900 А и напряжение 4500 В. 15 Недостатком IGBT является более высокое падение напряжения на открытых транзисторах исполнения. Однако по это сравнению с компенсируется тиристорами различного высокой устойчивостью к коротким замыканиям, меньшими коммутационными потерями энергии, меньшими временами переключения, более простыми снабберными цепями. При выполнении монтажа с малыми индуктивностями связей снабберные цепи могут отсутствовать. Также следует отметить, что ведутся работы по созданию транзисторов типа IEGT, которые обладают всеми преимуществами IGBT приборов, но в отличие от них имеют меньшие падения напряжения в открытом состоянии [4]. Малые потери энергии транзисторных модулей при коммутации и меньшие времена переключения преобразователей со позволяют сравнительно высокой обеспечивать работу частотой коммутации. В современных транзисторных преобразователях частоты фирмы SCHNЕIDER ELECTRIC и фирмы SIEMENS допускается настройка частоты широтно- импульсной модуляции (ШИМ) в пределах от 0,5 до 16 кГц. Однако эти значения не предельные. Преобразователи на IGBT могут выполняться и на более высокие частоты ШИМ при увеличении потерь энергии в них. Высокая частота переключения транзисторов делает более легкой фильтрацию входных и выходных токов и напряжений преобразователей, а также позволяет обеспечивать их электромагнитную совместимость с сетью и нагрузками. Существенное преимущество IGBT приборов заключается ещѐ и в том, что они имеют модульную конструкцию. При этом элементы схемы модуля имеют электрическую изоляцию относительно теплоотвода (изолированного корпуса), что значительно упрощает конструирование преобразователей. Кроме того, полностью управляемые тиристоры типа IGCT широкое применение в находят области преобразователей больших мощностей, 16 высоковольтных преобразователей. Главное достоинство этих приборов заключается в малом падении напряжения в открытом состоянии. В разработке транзисторных преобразователей значительные затраты отводятся на исследование всевозможных алгоритмов управления, разработку программного обеспечения для микропроцессорных устройств управления. Определенное внимание уделяется векторному управлению инверторами, активными выпрямителями и другим преобразователям, релейно-векторному управлению, прогнозирующему релейно-векторному управлению и др. Обширная номенклатура модулей IGBT, комплектующих элементов, глубокие тиристоров IGCT и других исследования в области конструирования силовой части, в области систем управления позволяют осуществлять выпуск широкого спектра силовых преобразователей различного назначения. В настоящее время на Российском рынке присутствуют транзисторные преобразователи в основном зарубежных фирм (SIEMENS, SCHNEIDER ELECTRIC, ALLEN BRADLY, TOSHIBA, MITSUBISHIELECTRIC, ТРИОЛ и др.). Из наиболее мощных транзисторных преобразователей частоты можно отметить преобразователи SIMOVERT MV мощностью до 9100 МВА, напряжением до 6,6 кВ фирмы SIEMENS, преобразователи TOSVERT-MV мощностью до 6000 кВА, напряжением до 6 кВ фирмы TOSHIBA, преобразователи фирмы ESTEL мощностью до 3200 кВт, напряжением до 10 кВ, преобразователи фирмы ALSTOM и др. В этих преобразователях реализуются как традиционные, так и новые технические решения. Из сравнительно новых решений можно отметить исследования и разработки активных выпрямителей, активных. Достоинства активных статических устройств заключаются в основном в том, что они позволяют приблизить форму потребляемых токов к синусоиде, обеспечить работу преобразователей с заданным коэффициентом мощности, в том числе работу с 17 «опережающим» током. Они могут использоваться фильтров, устройств в качестве симметрирования трехфазных активных систем напряжений сетей и др. Другое направление развития силовой полупроводниковой техники – совершенствование схемных решений. Одним из новых схемных решений являются многоуровневые. Трехуровневые транзисторные и тиристорные инверторы, выпрямители и преобразователи частоты широко применяются. Например, на железных дорогах Японии многие электропоезда оснащены тяговыми приводами фирмы HITACHI. преобразователях с трехуровневыми Трехуровневые собственных транзисторными инверторы используются нужд электропоездов, в инверторами также в статических компенсаторах [5] и др. Ведутся интенсивные исследования преобразователей более высоких уровней. Многоуровневые преобразователи позволяют значительно улучшить качество напряжений и токов на входе и выходе, уменьшить динамические потери энергии в вентилях, повысить напряжение и единичную мощность устройств. К многоуровневым преобразователям относятся схемы с «плавающими» конденсаторами. В этих преобразователях формирование синусоидальных напряжений и токов осуществляется путем переключений с помощью полупроводниковых ключей ряда конденсаторов. При этом изменяется полярность включения конденсаторов, количество конденсаторов, включенных в фазе, и др. Еще матричные одно важное направление преобразователи частоты непосредственной развития или связью (активные НПЧ), схемных активные по решений – преобразователи с которым также ведутся интенсивные разработки. В этих преобразователях конденсаторные фильтры обычно выносятся на сторону напряжения питания или нагрузки или на обе стороны. 18 Следует соединением выделить и преобразователи частоты с каскадным однофазных инверторов в фазах нагрузки. В варианте с диодными выпрямителями производство таких преобразователей освоено фирмой MITSUBISHI ELECTRIC. В варианте с однофазными активными выпрямителями такие преобразователи выпускаются фирмой ESTEL . В этих преобразователях необходимым элементом является многообмоточный трансформатор. При соответствующем управлении такие преобразователи также позволяют обеспечить высокое качество электроэнергии на входе и выходе. В настоящее время важной сферой использования преобразователей на IGBT и IGCT становятся электропередачи постоянного напряжения. Одна из таких электропередач мощностью 180 МВт пущена в коммерческую эксплуатацию в 2000 году фирмой ABB в Австралии [6]. Передача состоит из трех параллельно работающих цепей с транзисторными преобразователями, имеющими переменное напряжение 78,5 кВ. Подобные линии электропередач введены в эксплуатацию также в Швеции, США и в некоторых других странах. Мощность электропередач этого типа в настоящее время достигает 330 МВ. Высокая мощность преобразователей обеспечивается путем последовательного соединения транзисторов. По данным представителей фирмы ABB суммарное напряжение последовательно включенных транзисторов достигает 100 кВ при использовании 100 модулей. На транзисторах IGBT и тиристорах IGCT выполняются также мощные статические подстанций, компенсаторы, тяговые приводы преобразователи и для преобразователи железнодорожных собственных нужд электропоездов, гребные электрические установки судов, активные фильтры, автономные источники электроэнергии, преобразователи для ветроустановок и многие другие устройства самого различного назначения. 19 В России сдерживается применение силовых транзисторных преобразователей относительно высокой стоимостью этих устройств. Тем не менее, в этом направлении работают многие организации. Из разработок установок с транзисторными преобразователями, выполненных предприятиями и организациями г. Санкт-Петербурга, можно отметить разработки ОАО «Электросила», ФГУП ЦНИИ СЭТ, «Лаборатории преобразовательной техники», НИИЭФА. В частности, в ОАО «Электросила» разработан и проходит испытания комплект тягового транзисторными привода инверторами для электропоездов мощностью 340 кВт метрополитена и с асинхронными двигателями мощностью по 170 кВт. Разработан и проходит испытания комплект электрооборудования для буровых станков с транзисторными преобразователями и асинхронными двигателями мощностью 90 кВт и 2х45 кВт. В этих приводах реализовано векторное управление асинхронными двигателями. Разработаны и находятся в эксплуатации транзисторные электроприводы насосов мощностью до 110 кВт. Разработан транзисторный электропривод троллейбуса. Разрабатываются с транзисторные приводы для экскаваторов и транзисторные преобразователи для ряда других систем. Разработка современных транзисторных и тиристорных преобразователей связана с большим объемом расчетов, исследований, с анализом новых схем, новых алгоритмов управления. В настоящее время такие работы базируются обычно на математическом моделировании установок. Во многих случаях моделируются не только отдельные узлы систем, а, по возможности, осуществляется построение моделей установок в целом [7]. Такие модели позволяют анализировать электромагнитные, электромеханические и тепловые процессы с меньшим количеством допущений, с учетом большего количества взаимных связей элементов. 20 В настоящее позволяющих время разработано много сред моделирования, осуществить анализ электромагнитных процессов в силовых электронных схемах (MatLab, DisignLab, MatCAD, MicroCAP, CASPOC и др.). Применение универсальных, проверенных многолетним опытом пакетов программ известных фирм обеспечивает наиболее эффективное решение задач при анализе сравнительно простых схем. Однако анализ схем с большим количеством переключающих элементов часто оказывается весьма трудоемким из-за большого расхода машинного времени даже при использовании мощных вычислительных комплексов [8]. Другая заключается особенность использования в указанных сред моделирования том, что при усложнении схем, при увеличении в них количества ключевых элементов, при увеличении разброса параметров элементов обычно снижается устойчивость вычислительных процессов [9]. В ряде случаев сходимость решений обеспечить не удается. Даже если сходимость обеспечивается, это не является гарантией правильности результатов расчетов при анализе сложных систем. В связи с отмеченными трудностями использования известных сред моделирования, с которыми столкнулись также и авторы данной книги, для построения математических моделей систем с полупроводниковыми преобразователями использована среда моделирования, разработанная в ОАО «Электросила». В ней создан комплекс специализированных математических моделей систем с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями. Комплекс оснащен программами графического вывода информации на дисплей и печатающие устройства, программами частотного и гармонического анализа кривых, программами анализа многофазных систем методом симметричных составляющих, программами сплайн- аппроксимации кривых и другими. Комплекс программ построен по методике моделирования сложных систем по взаимосвязанным подсистемам, которая в течение многих лет разрабатывалась в ОАО «Электросила» 21 в связи с выполнением системах расчетов с и анализом электрическими электромеханических процессов в машинами и полупроводниковыми преобразователями. Основой используемой методики является разделение электрических систем на подсистемы, взаимосвязанные зависимыми элементами, например, зависимыми источниками напряжения и тока. При разделении систем на взаимосвязанные части используются известные методы электротехники – замена ветвей схем зависимыми источниками напряжения (метод компенсации), перенос источников в другие ветви схем и др., а также способы разделения на части, разработанные для конкретных случаев. При математическом описании отдельных частей систем и взаимных связей этих частей решение обычно итерационными общей методами. расчета определяются параметры подсистемы системы взаимосвязаны. уравнений осуществляется При этом в процессе итерационного зависимых элементов, через которые Далее осуществляется интегрирование переменных, то есть переход к следующему моменту времени. В следующий момент времени цикл расчета повторяется. Следует отметить, что в рассматриваемых схемах преобразования частота переключения транзисторов достаточно высока, и расчеты выполняются со сравнительно малыми шагами по времени. При этом, как правило, необходимое количество итераций мало. Во многих случаях можно обойтись без итераций и за счет этого сократить затраты машинного времени на выполнение расчетов. Другой характерной особенностью методики моделирования является то, что полупроводниковые вентили рассматриваются как идеальные ключевые элементы, которые в открытом состоянии замыкают накоротко участки электрических цепей, а в закрытом состоянии разрывают их. Каждой комбинации открытых и закрытых вентилей соответствует своя система уравнений, описывающих процессы в рассматриваемом устройстве. При 22 этом в математической модели какого-либо устройства на каждом шаге расчета решается система уравнений минимального порядка. Это способствует сокращению затрат машинного времени на выполнение расчетов. При указанном описании вентилей значительно уменьшается разброс параметров элементов систем, разброс коэффициентов в системах уравнений. Это позволяет существенно повысить устойчивость вычислительных процессов. Повышение устойчивости вычислений обеспечивается также специальными алгоритмами расчета, основанными на преобразованиях схем. Одно из преобразований схем заключается во введении в отдельные ветви дополнительных (стабилизирующих) индуктивностей и во включении последовательно с ними зависимых источников напряжения, компенсирующих падения напряжения на дополнительных индуктивностях. В большинстве случаев это приводит к изменению параметров уже существующих индуктивностей и источников, а не к появлению в схемах дополнительных элементов. За указанными преобразованиями схем следуют преобразования систем уравнений, и это, как правило, позволяет создать алгоритмы расчета, работающие достаточно устойчиво при изменении параметров систем в широких пределах. Используемая методика моделирования не является универсальной, то есть применимой для решения любых задач анализа полупроводниковых систем. Однако при решении рассматриваемого в данной книге класса задач она позволяет создавать программы расчета на ЭВМ, работающие минимальными обеспечивается затратами машинного времени. В работа математических моделей ряде случаев достаточно сложных электромеханических систем в режиме реального времени [10]. 23 с 2. ИССЛЕДОВАНИЕ АЛГОРИТМОВ УПРАВЛЕНИЯ АКТИВНЫМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 2.1 Активный выпрямитель напряжения На сегодняшний день большинство преобразователей частоты имеют в своем составе неуправляемые диодные выпрямители напряжения, управляемые сетью (рисунок 2.1). Данные выпрямители потребляют из сети токи, имеющие в своем составе большое количество высших гармонических составляющих. Форма этих токов имеет кусочно-разрывной характер, а наличие фазового сдвига между напряжением сети и потребляемым преобразователем током существенно снижает коэффициент мощности данного преобразователя (рисунок 2.2). Рисунок 2.1 – Неуправляемый диодный выпрямитель напряжения. 24 Рисунок 2.2 – Норма потребляемых из сети токов Успешным решением данных проблем может служить выпрямитель, состоящий из полностью управляемых силовых ключей, так называемый активный выпрямитель напряжения. Активный выпрямитель напряжения (АВН) позволяет осуществлять коммутацию ключей сотни раз за период. Это возможно ввиду использования в построении выпрямителя биполярных транзисторов с изолированным затвором (англ. IGBT). АВН представляет собой автономный инвертор напряжения, выполненный на силовых ключах с обратными диодами и обращенный на сторону сети переменного тока, который обеспечивает двунаправленный обмен энергии между питающей сетью и потребителем. В принцип работы АВН заложен импульсный повышающий напряжение регулятор, поэтому он обязательно содержит в своем составе токоограничивающий дроссель, 25 устанавливаемый на стороне переменного тока. Для обмена реактивной мощностью, включающей мощность высших гармоник, между первичной сетью и АВН используется конденсатор силового фильтра (СФ) звена постоянного тока (ЗПТ). Одна из возможных схем с транзисторным двухуровневым активным выпрямителем изображена на рисунке 2.3 Рисунок 2.3 – Пример схемы активного выпрямителя В рассматриваемой схеме трехфазный источник питания содержит трехфазную систему ЭДС esn (n – номер фазы) и индуктивности ls. Этот источник имеет фазные напряжения usn и фазные токи isn. Линейные напряжения источника us12, us23 и us34. Между трехфазным источником и транзисторным мостом включен трехфазный дроссель с индуктивностями фаз lдр и активными сопротивлениями фаз rдр. В транзисторном мостовом преобразователе (выпрямителе) uvn – фазные напряжения (n=1, 2, 3), ivn – токи в плечах (n=1, 2,… 6 – номер плеча моста), urc – выпрямленное напряжение (напряжение конденсаторного фильтра), idv – выпрямленный ток. В цепи выпрямлен-ного напряжения c, rc, ic – емкость, активное сопротивление и ток конденсаторного фильтра, rz и iz – активное сопротивление и ток цепи защиты 26 от перенапряжений, rн, lн, eн, iн – активное сопротивление, индуктивность, ЭДС и ток нагрузки. В схеме на рисунке 2.3. система управления выпрямителя (СУ) контролирует линейные напряжения и фазные токи трехфазного источника питания, а также выпрямленное напряжение преобразователя и формирует импульсы управления транзисторами. На сегодняшний день существует несколько подходов к управлению активными выпрямителями напряжения, наиболее перспективными из которых являются алгоритмы векторного управления с преобразованием координат. Однако для промышленных устройств необходимо учитывать неидеальный характер самой питающей сети. В связи с этим для достижения энергетической эффективности систем с трехфазными АВН в информационной подсистеме преобразователя необходимо обеспечивать фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ) для синхронизации с фазой и частотой первой гармоники фазового напряжения. Основные преимущества использования активного выпрямителя напряжения: 1) передача энергии из сети переменного напряжения в цепь постоянного напряжения и в противоположном направлении; 2) формирование фазных токов сети, близких по форме к синусоиде путем воздействия на напряжения управления; 3) поддержание заданного коэффициента мощности сети (индуктивного, емкостного или равного 1) путем воздействия на напряжения управления; 4) стабилизация выпрямленного напряжения на заданном уровне путем воздействия на амплитуду заданных фазных токов сети[11]. 27 Следует отметить, что минимальный уровень выпрямленного напряжения в рассматриваемой схеме равен тому напряжению, которое может создать диодный выпрямитель. Соотношение фазного напряжения моста и выпрямленного напряжения в этом случае определяется формулой (2.1). Uфн=0,45Urc , (2.1) где Urc – среднее значение выпрямленного напряжения. При управлении транзисторами выпрямленное напряжение нельзя уменьшить, но можно увеличить. Верхняя граница выпрямленного напряжения теоретически не ограничена. Практически наиболее целесообразно обеспечивать работу выпрямителя вблизи границы перехода от синусоидальной ШИМ к перемодуляции при соотношении фазного и выпрямленного напряжений, близком к (1.2). В этом случае управление токами фаз сети осуществляется непрерывно (с заданной дискретностью) и может быть обеспечено решение перечисленных задач. Uфн=0,35Urc. (2.2) Как видно из схемы рис. 2.3, в системе имеется также пропорциональноинтегральный регулятор действующего напряжения сети Us. Он введен в систему, поскольку при выполнении расчетов задается обычно не ЭДС сети, а напряжение. Этот регулятор контролирует мгновенные значения напряжений сети, определяет действующее напряжение, фильтрует его и воздействует на амплитуду ЭДС сети, обеспечивая выход системы на заданный режим работы, в котором напряжение сети равно заданному значению. Такой подход позволяет 28 учитывать внутренние сопротивления питающей сети и осуществлять расчет искажений напряжений сети, обусловленных работой преобразователя. На сегодняшний день исследованы следующие алгоритмы управления активным выпрямителем, основанные на контроле за потребляемыми из сети токами: Алгоритмы, основанные на контроле напряжения (англ. VBC): - управление потребляемыми из сети токами по положению обобщенного вектора сетевого напряжения (англ. VOC) [12]; - прямое управление мощностью (англ. DPC). Алгоритм основан на принципе прямого управления активной и реактивной мощностями посредством выбора состояний ключевой схемы, в зависимости от положения обобщенного вектора сетевого напряжения [13]. Алгоритмы, основанные на понятии виртуального потокосцепления (англ. VFBC): - управление потребляемыми из сети токами по виртуальному потокосцеплению (англ. VF - VOC); - прямое управление мощностью по виртуальному потокосцеплению (англ. VF DPC). Электрическая схема исследуемого двухуровневогоактивного выпрямителя показана на Рисунке 2.4. Она включает в себя входные дроссели, характеризующиеся индуктивностью (L) и активным сопротивлением (R), трехфазную мостовую схему на IGBT – транзисторах с обратными диодами, выходной сглаживающий емкостной фильтр (С), и электрическую нагрузку выпрямителя (в общем случае активно-индуктивную). 29 Система управления Si Uфn L iфn R C Vb Vc нагрузка Va Udс Рисунок 2.4 – Схема двухуровневого активного выпрямителя (Vi – сетевые фазные напряжения, Uфn – фазные напряжения источника, iфn – фазные токи, Si – импульсы управления транзисторами, Ud или Udс – выходное выпрямленное напряжение АВ) Система управления при помощи датчиков получает информацию о линейных, либо фазных сетевых напряжениях, фазный токах, а также о выходном выпрямленном напряжении АВ, формируя широтно- модулированные импульсы управления IGBT – транзисторами. 2.2 Управление потребляемыми из сети токами по положениб обобщенного вектора сетевого напряжения (VOC) VOC - метод построен на координатном преобразовании потребляемых из сети токов между двухосной стационарной системой координат αβ и синхронной вращающейся системой координат dq. Метод гарантирует быструю динамику процессов регулирования. Однако эффективность данного метода сильно зависит от применяемых стратегий управления токами, рассмотренных в [14]. 30 Функциональная схема VOC – метода, представленная на Рисунке 2.5, обеспечивает синхронное управление фазными токами во вращающейся системе координат. Также осуществляется регулирование выходного выпрямленного напряжения преобразователя U dс в канале управления id . Рисунок 2.5 – Функциональная схема управления потребляемыми из сети токами по положению обобщенного вектора сетевого напряжения (VOC) Угол положения обобщенного вектора сетевого напряжения определяется как: sin 𝛾𝑢𝑠 = 𝑢 𝑠𝛽 𝑢 𝑠𝛼 2 + 𝑢 𝑠𝛽 2 или 𝑐𝑜𝑠 𝛾𝑢𝑠 = 𝑢 𝑠𝛼 2 𝑢 𝑠𝛼 2 + 𝑢 𝑠𝛽 . (2.3) Во вращающейся системе координат dq переменный ток, например фазы С, состоит из двух компонент: iC [iCd ; iCq ] . Компонента iCd определяет потребляемую активную мощность, а компонента iCq - потребляемую реактивную мощность. Таким образом, есть возможность независимого управления активной и реактивной мощностями через компоненты вектора тока соответствующей фазы. Условие приближения коэффициента мощности к единице будет соблюдаться в том случае, когда вектор фазного тока i C будет синфазен с вектором линейного напряжения u S . Если направить ось d по вектору линейного напряжения u S , векторная диаграмма будет иметь вид как на рисунке 2.6. 31 Рисунок 2.6 – Векторная диаграмма VOC - метода Уравнения для сетевых линейных напряжений в dq - координатах: 𝑢𝑠𝑑 = 𝑅𝑖𝐶𝑑 + 𝐿 𝑢𝑠𝑞 = 𝑅𝑖𝐶𝑞 + 𝐿 𝑑𝑖 𝐶𝑑 𝑑𝑡 𝑑𝑖 𝐶𝑞 𝑑𝑡 + 𝑢𝐶𝑑 − 𝜔𝐿𝑖𝐶𝑞 , + 𝑢𝐶𝑞 − 𝜔𝐿𝑖𝐶𝑑 . (2.4) При условии, что сопротивление входных дросселей R , токовая компонента iCq и компонента сетевого напряжения u sq стремятся к нулю, уравнения для сетевых напряжений примут окончательный вид: 𝑢𝑠𝑑 = 𝐿 𝑑𝑖 𝐶𝑑 𝑑𝑡 + 𝑢𝐶𝑑 , 0 = 𝑢𝐶𝑞 + 𝜔𝐿𝑖𝐶𝑑 . (2.5) Задающее значение компоненты вектора тока по оси q , iq _ ref , приравнивается к нулю для повышения коэффициента мощности, в то время 32 как задающее значение компоненты id _ ref определяется ПИ - регулятором выходного выпрямленного напряжения АВ: udс . Обратное преобразование dq / применяется для управления ШИМ – блоком, генерирующим импульсы на транзисторы силовой схемы. Этот алгоритм имеет свою улучшенную версию, опирающуюся на понятие виртуального потокосцепления (англ. VF: VF-VOC). Преимущества VOC – метода: - фиксированная частота переключений; - использование ШИМ – стратегии для управления транзисторами; Недостатки VOC – метода: - требуются координатные преобразования на входе и выходе токовой системы управления, необходимо разделение активной и реактивной токовых компонент; - сложный алгоритм; - коэффициент мощности преобразователя ниже, чем при использовании DPC – метода. Минимальный уровень выпрямленного напряжения в рассматриваемой схеме двухуровневого АВ равен тому напряжению, которое может создать неуправляемый диодный выпрямитель. Соотношение фазного напряжения и среднего значения выпрямленного напряжения в этом случае определяется формулой: U d 2.34U ф 33 . (2.6) При управлении транзисторами выпрямленное напряжение нельзя уменьшить, но можно увеличить. Верхняя граница выпрямленного напряжения теоретически не ограничена. Для возможности полного управления активным выпрямителем необходимо держать в закрытом состоянии все шесть обратных диодов в IGBT– транзисторах. Это достигается напряжения u dс _ ref на выбором уровня задающего постоянного 15-20% выше, чем 2.34U ф , как показано на рисунке 2.7 [15]. Рисунок 2.7 – Условие выбора уровня задающего напряжения Выбор индуктивностей входных дросселей производится в соответствии с желаемым значением искажений входного тока выпрямителя. Входные дроссели с малой индуктивностью будут давать большие пульсации входного тока и сделают АВ зависимым от сетевого импеданса. При большой индуктивности пульсации тока будут малы, но одновременно понизится диапазон регулирования напряжения. Падение напряжения на индуктивности управляется выходным напряжением выпрямителя, максимальное значение которого ограничено уровнем udс _ ref . Следовательно, большой ток (большая мощность), проходящий через дроссель, требует высокого уровня задающего выходного напряжения udс _ ref , или же малой величины индуктивности входных дросселей (низкого импеданса). 34 2.3 Прямое управление мощностью (DPC) Метод прямого управления мощностью основан на контроле за активной и реактивной мгновенными мощностями, определяемыми при помощи так называемой p-q теории. Данная теория использует преобразование Кларка, которое переводит токи из трѐхфазной стационарной системы координат (abc) в двухфазную стационарную (декартову: αβ). 𝑖𝛼 = 𝑖𝛽 = 2 3 2 3 1 1 2 2 𝑖𝛼 − 𝑖𝛽 − 𝑖𝑐 , 3 2 𝑖𝛽 − 3 2 (2.7) 𝑖𝑐 , где i и i - проекции пространственного вектора тока на оси двухфазной стационарной системы координат; ia (t ) , ib (t ) , ic (t ) - проекции пространственного вектора тока на оси трехфазной стационарной системы координат По данным формулам вычисляем проекции сетевых токов в стационарной ортогональной системе координат (αβ). Трехфазная мгновенная мощность в активном выпрямителе может быть получена на основании формулы: 𝑝зф = 𝑢𝛼 𝑖𝛼 + 𝑢𝛽 𝑖𝛽 + 𝑢𝑐 𝑖𝑐 . (2.8) В соответствии с данной формулой p-q теории, мгновенная активная (p) и мгновенная реактивная (q) мощности вычисляются по формулам: 𝑝 = 𝑢𝛼 𝑖𝛼 + 𝑢𝛽 𝑖𝛽 , 𝑞 = −𝑢𝛼 𝑖𝛽 + 𝑢𝛽 𝑖𝛼. 35 (2.9) В методе прямого управления мощностью состояния ключей силовой схемы преобразователя выбираются из таблицы переключений, основанной на мгновенных ошибках между заданным и измеренным значением активной и реактивной мощности. Главное же достижение метода прямого управления мощностью при помощи векторной ШИМ (англ. DPC-SVM) заключается в поддержании постоянного напряжения на определенном уровне с выполнением условия приближения коэффициента мощности к единице. Постоянное напряжение стабилизируется управлением активной мощностью, в то время как реактивная мощность приравнивается к нулю в течение всего цикла управления (рисунок 2.8). Рисунок 2.8 – Функциональная схема метода прямого управления мощностью (DPC) Для автоматического регулирования выходного напряжения выпрямителя используется обратная связь по напряжению. Для этой цели используется ПИ – регулятор, формирующий эталонное значение активной мощности. Чтобы коэффициент мощности выпрямителя был равен единице, необходимо 36 приравнять к нулю задание реактивной мощности Qref. Ошибки активной и реактивной мощностей подаются на гистерезисные регуляторы, на выходе которых формируются единичные импульсы Sp и Sq, поступающие затем в блок таблицы переключений [16]. Система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) обеспечивает синхронизацию операций рабочего алгоритма системы управления с пространственным вектором линейного напряжения сети. Для этого система ФАПЧ выполняет преобразование напряжения из координат αβ в координаты dq. В блоке определения сектора по фазе обобщенного вектора сетевого напряжения (θ) определяется номер одного из двенадцати секторов (Ns), каждому из которых в таблице переключений соответствует определенное состояние ключевой схемы преобразователя (рисунок 2.9). Таблица 2.1 - Коммутационные состояния ключевой схемы АВ Вектор Коммутационные состояния V0 (000) V1 (100) V2 (110) V3 (010) V4 (011) V5 (001) V6 (101) V7 (111) 37 Рисунок 2.9 – Диаграмма напряжений с двенадцатью секторами Номер текущего сектора (Ns) поступает в блок выбора вектора напряжения (блок ―Таблица переключений‖), наряду с выходными сигналами гистерезисных регуляторов (Sp и Sq). По номеру сектора выбирают столбец таблицы переключения, а по значению выходных сигналов гистерезисных регуляторов выбирают строку таблицы переключения. По пересечению указанных строки и столбца выбирают вектор напряжения выпрямителя, с возможностью поддержания вектора входного тока синфазно с обобщенным вектором сетевого напряжения. Выбор вектора напряжения выпрямителя осуществляется в автоматическом режиме. В модели используется классическая таблица переключений, приведенная ниже. 38 Таблица 2.2 - Таблица переключений Sp Сектор Sq I II III IV V VI VII VII IX X XI XII 0 0 7 7 0 0 7 7 0 0 7 7 0 0 1 0 1 0 2 0 3 0 4 7 5 7 6 7 0 1 7 1 7 2 7 3 7 4 7 5 7 6 1 1 6 1 1 2 2 3 3 4 4 5 5 6 2.4 Принципы построения векторных широтно-импульсных модуляторов Построение представлении векторных совокупности модуляторов выходных основывается на векторном напряжений инвертора ориентируется на реализацию на микропроцессорах. Изначально предположим, что ключи инвертора напряжения, которые относятся к одной фазе нагрузки, работают строго в противофазе и переключаются мгновенно. В таком случае, инвертор можно представить в виде трех двухпозиционных ключей (рисунок 2.10), которые подключают соответствующую фазу нагрузки либо к отрицательному, либо к положительному полюсу источника постоянного напряжения Ud. Это зависит от трехмерного вектора входных сигналов управления. Всего имеется 8 возможных состояний ключей инвертора. Векторы выходных напряжений инвертора, соответствующие его всевозможным состояниям, изображены на векторной диаграмме (рисунок 2.11). Есть шесть отличных от нулявекторов 𝑈1 … 𝑈6 и два нулевых 𝑈7 , 𝑈8 , которые соответствуют подключению всех фаз нагрузки к положительному либо к отрицательному полюсу источника. 39 и Эти векторы называют образующими векторами. При симметрии нагрузки все ненулевые образующие векторы имеют одинаковые амплитуды: U1= U2= U3= U4= U5= U6=2Ud /3. Каждый вектор однозначно характеризуется своим трехразрядным двоичным кодом состояния. Рисунок 2.10 – Схема замещения Рисунок 2.11 – Векторная диаграмма инвертора напряжения выходных напряжений инвертора Под алгоритмом формирования выходного напряжения инвертора понимается последовательность включения образующих векторов напряжения Uk, k=1...8, связанную определенными временными соотношениями. Вводится понятие вектора эквивалентного напряжения инвертора Uэкв, который представляет собой вектор выходного напряжения, усредненного на временном интервале дискретности управления инвертором. Задача любого алгоритма формирование заданного значения вектора эквивалентного напряжения в нагрузке. Каждый алгоритм однозначно характеризуется своей элементарной комбинацией векторов напряжения Uk, формирующих элементарный цикл переключения ключей инвертора. Весь алгоритм в целом складывается из совокупности повторяющихся элементарных циклов. 40 Математически задача векторного формирования алгоритма формулируется в виде следующего выражения: Uэкв = 1 Тц i Ti Ui = i τi U i , (2.10) где Tц — период цикла модуляции (продолжительность элементарной комбинации векторов); 𝑈𝑖 — i-й вектор, входящий в элементарную 𝑇 комбинацию; Ti, 𝜏𝑖 = 𝑖 абсолютная и относительная продолжительности 𝑇ц включения i-го вектора напряжения. Постановка задачи в виде (2.10) дополняется ограничениями, следующими из физического смысла задачи: 𝑛 0 ≤ 𝑇𝑖 ≤ 𝑇ц , 𝑇𝑖 = 𝑇ц , 𝑖=1 где n — общее число векторов напряжения в элементарной комбинации векторов. Формирование одного и того же вектора эквивалентного напряжения может осуществляться множеством различных элементарных комбинаций выходных векторов инвертора, то есть в рамках различных алгоритмов управления. Такие алгоритмы отличаются следующими показателями: - величина пульсаций тока в фазах нагрузки; - потери, обусловленные дискретностью работы инвертора; - коэффициент использования источника напряжения; - число коммутаций ключей инвертора за период модуляции; 41 - коэффициент использования нагрузочной способности ключей инвертора по напряжению; - степень симметрии управления фазами инвертора. Полученные на основе этих показателей критерии синтеза в большей части являются противоречащими друг относительно друга. Синтез алгоритма (выбор элементарной комбинации векторов напряжения) может также выполняться на основе требования оптимального сочетания указанных показателей, которое задается в каждом конкретном случае с помощью весовых коэффициентов (рисунок 2.12) [17]. Задача синтеза векторных ШИМ в общем случае включает следующие основные этапы: 1) предварительный анализ координат заданного вектора эквивалентного напряжения и их ограничение для обеспечения принципиальной возможности решения задачи синтеза при необходимости; 2) выбор состава элементарной комбинации образующих векторов для формирования заданного вектора, учитывая его пространственное положение; 3) определение длительностей интервалов включения каждого из образующих векторов в пределах периода модуляции (усреднения) в соответствии с требованием равенства усредненного значения вектора напряжений инвертора заданному значению; 4) выбор порядка включения образующих векторов в элементарной комбинации а также синтез сигналов управления ключами инвертора во временной области 42 Рисунок 2.12 – К оценке граничных режимов управления инвертором при различных вариантах ШИМ Физические ограничения на величину заданного вектора эквивалентного напряжения определяются из анализа векторной диаграммы выходных напряжений инвертора (рисунок 2.12). Из анализа следует: 1) задача формирования заданного вектора эквивалентного напряжения не может быть реализуема физически, если этот вектор находится в пределах шестиугольника, образованного векторами 𝑈1 … 𝑈6 (линия 2); 2) предельное значение модуля формируемого вектора является функцией 2 его углового положения: оно максимально на границах секторов ( 𝑈𝑑 ) и 3 2 𝜋 3 6 минимально в их середине ( 𝑈𝑑 cos = 𝑈𝑑 3 ); 3) при векторной модуляции по синусоидальному закону амплитуда фазного напряжения ограничена значением 𝑈г.ф.гр = 𝑈𝑑 3 (линия3). Для сравнения векторной модуляции с другими способами формирования сигналов на выходе инвертора на рисунке 2.12 также показан годограф 43 граничного вектора при традиционной синусоидальной ШИМ с пилообразным опорным сигналом (окружность 4 с радиусомUd/2) и годограф основной гармоники вектора фазных напряжений при шестиступенчатом алгоритме управления без ШИМ (окружность 1 с радиусом 2Ud/𝜋). Во время выбора состава элементарной комбинации векторов напряжения в векторных ШИМ типовым решением является выбор трех векторов, которые образуют сектор, в котором находится заданный вектор эквивалентного напряжения, одного нулевого и двух ненулевых.Такой подход позволяет получить алгоритмы, наиболее эффективные относительно критериев, указанных выше. К примеру, треугольный алгоритм, реализующий в первом секторе векторной диаграммы напряжений элементарную комбинацию, изображенную на рисунке 2.13 Рисунок 2.13 – Комбинация векторов напряжений Во втором секторе векторной диаграммы элементарная комбинация образующих векторов будет иметь вид → 𝑈2 → 𝑈3 → 𝑈7 → 𝑈3 → 𝑈2 → 𝑈8 → Подобным образом элементарные комбинации сформировываются и в других секторах. Для минимизации числа переключений инвертора последовательность включения векторов выбирается так, чтобы каждый переход к новому состоянию сопровождался коммутацией одной и только одной фазы инвертора. Именно поэтому после ненулевого вектора 𝑈2 (110) 44 включается нулевой вектор 𝑈8 (111), а после ненулевого вектора 𝑈1 (100) нулевой вектор 𝑈7 (000). Возьмем к рассмотрению расчет продолжительности включения векторов напряжения при произвольном положении заданного вектора эквивалентного напряжения в пределах сектора. Положение заданного вектора в секторе определяется углом γu относительно оси α (рисунок 2.14). Применимо к рассмотренному случаю задача заключается в поиске решения системы алгебраических уравнений: 𝑈𝑧 = 𝜏1 𝑈1 + 𝜏2 𝑈2 + 𝜏3 𝑈8 , 𝜏1 + 𝜏2 + 𝜏3 = 1. (2.11) При соблюдении условий 0 ≤ 𝜏1 ≤ 1; 0 ≤ 𝜏2 ≤ 1; 0 ≤ 𝜏3 ≤ 1, где 𝜏1 , 𝜏2 , 𝜏3 - относительные продолжительности включения векторов 𝑈1 , 𝑈2 , 𝑈8 . Рисунок 2.14 – К расчету продолжительностей включения векторов «треугольного» алгоритма 45 Поставленная задача относится к классу задач линейного программирования с ограничениями в форме неравенств. Чтобы ее решить, векторное уравнение системы (2.11) представим в матричном виде: 𝑈𝑧𝛼 𝑈1𝛼 𝑈2𝛼 𝑈𝑐𝑜𝑠(𝛾𝑢1 ) 𝑈𝑐𝑜𝑠(𝛾𝑢2 ) 𝜏1 = 𝜏 + 𝜏 = = 1 2 𝑈𝑧𝛽 𝑈1𝛽 𝑈2𝛽 𝑈𝑠𝑖𝑛(𝛾𝑢1 ) 𝑈𝑠𝑖𝑛(𝛾𝑢2 ) 𝜏2 =𝑈 𝑐𝑜𝑠(𝛾𝑢1 ) 𝑐𝑜𝑠(𝛾𝑢2 ) 𝜏1 , 𝑠𝑖𝑛(𝛾𝑢1 ) 𝑠𝑖𝑛(𝛾𝑢2 ) 𝜏2 (2.12) 2 где U = 𝑈𝑑 − модуль ненулевых образующих векторов напряжения; 3 𝛾𝑢1 , 𝛾𝑢2 – углы поворота образующих векторов относительно оси α. Далее решаем это уравнение, и получаем: τ1 τ2 = 2 1 3U sin(γu2 ) −cos(γu2 ) Uzα . −sin(γu1 ) cos(γu1 ) Uzβ (2.13) Или в полярной системе координат: τ1 = U z sin γ u 2− γ u U sin γ u 2− γ u 1 , τ2 = U z sin γ u − γ u 1 U sin γ u 2− γ u 1 , τ3 = 1 − (τ1 + τ2 ). Подставляя в (2.14) значения γu1, γu2, для абсолютных значений продолжительностей включения образующих векторов получим: 46 (2.14) 𝑡1 = 𝑡2 = 2 𝑈𝑧 𝜋 𝑇ц sin ( − 𝛾𝑢 ), 3 𝑈 2 𝑈𝑧 3 𝑈 3 𝑇ц sin (𝛾𝑢 ), (2.15) 𝑡3 = 𝑇ц − (𝑡1 + 𝑡2 ). Те же результаты могут быть получены из геометрических соотношений: τ1 U1 = AC = τ2 U2 = AE = AB sin π 3 AD sin π 3 = = 2 Uz sin 3 2 3 π 3 − γu , Uz sin γu . (2.16) Учитывая ограничения на минимальную ширину импульса управления фазой инвертора tmin при выполнении условия t3<tminзначения t1, t2, t3 корректируются следующим образом: t1′ = T ц −t min t 1 , t1+t2 t ′2 = Tц − t1 − t min , (2.17) t ′3 = t min . Применение (2.17) дает возможность получить предельные значения коэффициента использования напряжения при действующих физических ограничениях на время переключения ключей инвертора. 47 Функции, которые присутствуют в (2.16), могут не вычисляться системой управления в реальном масштабе времени, а задаваться таблично. До начала действия ограничения на время модуляция выполняется по синусоидальному закону. Когда закон изменения вступает в действие ограничения,𝑈экв в зависимости от угла γu отклоняется от синусоидального, что сопровождается появлением в выходных напряжениях инвертора дополнительных низкочастотных гармоник. Величина tmin зависит не только от быстродействия силовых ключей инвертора, но и от быстродействия системы управления, которая осуществляет формирование алгоритма. На рисунке 2.15 изображены временные диаграммы импульсных сигналов управления инвертором напряжения и фазных напряжений, получаемых в результате реализации рассмотренного алгоритма векторной ШИМ. Рисунок 2.15 – Временные диаграммы векторной ШИМ 48 В соответствии с числом одинаковых образующих векторов напряжения в пределах периода модуляции их время включения равномерно распределяется. Во время отсчета начала периода и полупериода модуляции от центра интервала включения нулевого вектора импульсы управления оказываются расположены симметрично относительно точек отсчета (отсюда происходит распространенное в литературе название – центрированная ШИМ). Стоит отметить, что из-за симметрии ШИМ обновление задания вектора напряжения может выполняться один раз за полный период или один раз за полупериод модуляции. С учетом формирования защитных временных задержек между коммутациями ключей одной фазы импульсы управления фазами инвертора распределяются по шести его ключам. 2.5 Способ управления активным выпрямителем напряжения, с основным контуром управления по сетевому току Модификации алгоритма управления активным выпрямителем VOC и DPC обеспечивают стабилизацию выходного выпрямленного напряжения на желаемом уровне и близость коэффициента мощности преобразователя к единице. При этом из сети потребляются токи, по форме близкие к синусоиде. Главный минус данных алгоритмов в том, что они очень сложны для реализации на практике, поскольку требуют координатных преобразований, вычисления мгновенных мощностей, составления эмпирических таблиц переключения. Однако существует удобный и относительно простой способ синтеза системы управления активным выпрямителем напряжения: введение основного контура управления по потребляемому из сети току и использование хорошо 49 исследованных ШИМ – методов генерации управляющих импульсов управления силовыми IGBT – транзисторами. Общий алгоритм управления активным выпрямителем напряжения представлен на рисунке 2.16. Цель алгоритма управления состоит в минимизации ошибки между заданием на форму потребляемого из сети тока (опорной кривой тока I ref ) и кривой мгновенного тока каждой фазы ( I i ). При этом амплитуда опорной кривой тока представляет из себя реакцию регулятора, определяемую по выражению: I m ax Pe P (Vref Vdc ), (2.18) где блок P является регулятором, который может быть ПИ, ПИД или нечетким регулятором. 50 Рисунок 2.16 – Способ управления активным выпрямителем напряжения, с основным контуром управления по сетевому току Синусоидальность формы потребляемых из сети токов достигается перемножением реакции регулятора на опорную синусоиду с частотой сети. Итогом этого служит получение задания на форму потребляемых из сети токов I ref . С целью устранения фазового сдвига между потребляемыми токами и напряжениями для соответствующей фазы в качестве опорной синусоиды служит измеренное значение фазного напряжения. Затем сигналы задания на потребляемые из сети токи ( I ref _ А , I ref _ B , I ref _ C ) передается в блок формирования ШИМ - сигналов управления силовыми IGBT – транзисторами ( S i ). 51 При введении в систему обратной связи по напряжению, регулятора P , а также при использовании малых приращений переменных система управления активного выпрямителя может быть представлена в виде схемы, изображенной на рисунке 2.17 Рисунок 2.17 – Система управления активным выпрямителем напряжения Данная схема составлена с целью линеаризовать систему управления активного выпрямителя в окрестности рабочей точки действующего значения потребляемого из сети тока I s . Блоки R1 ( s ) и R2 ( s ) представляют собой передаточную функцию активного выпрямителя в окрестности рабочей точки и передаточную функцию звена постоянного тока соответственно. где переменные R1 ( s) P1 ( s ) 3(V cos( ) 2 RI s LI s s), I s ( s ) (2.19) R2 ( s ) Vdc ( s ) 1 , P1 ( s ) P2 ( s ) Vdc Cdc s (2.20) P1 ( s) и P2 ( s) являются изображениями по Лапласу входной и выходной мощностей выпрямителя, V - действующее значение фазного напряжения, I s - действующее значение потребляемого из сети тока, форма 52 которого выстраивается по форме опорной кривой тока I ref _ i , R и L сопротивление и индуктивность входных дросселей, cos( ) -входной коэффициент мощности выпрямителя, Vdc - напряжение выходной емкости (звена постоянного тока), Сdc - емкость выходного конденсатора, s комплексная переменная. Для устойчивости системы с пропорционально-интегральным (ПИ) регулятором, изображенной на рисунке 2.16, в источнике [18] предложены следующие оценочные неравенства для действующего значения потребляемого из сети тока: Is Is С dcVdc , 3K p L K pV cos( ) 2 RK p LKi (2.21) , (2.22) где Сdc - емкость выходного конденсатора; Vdc - напряжение выходной емкости (звена постоянного тока); R и L -сопротивление и индуктивность входных дросселей; cos( ) -входной коэффициент мощности выпрямителя; V - действующее значение сетевого фазного напряжения; K p и K i -пропорциональный и интегральный коэффициенты ПИ – регулятора. Активный выпрямитель напряжения, соответствующий приведенным выше неравенствам, стабилизирует напряжение на заданном уровне Vref для любой нагрузки. 53 2.5.1 Способы формирования широтно-модулированных сигналов управления силовыми ключами Широтно – импульсная модуляция (ШИМ) заключает в себе алгоритм коммутирования силовых ключей активного выпрямителя с целью формирования синусоидальной кривой потребляемого из сети тока. Наибольшее распространение получили три метода ШИМ: периодический, гистерезисный и треугольный. 1) Периодический метод ШИМ: в нем транзисторы переключаются по фронту тактового импульса с фиксированной частотой. По каждой фазе блок компаратора сравнивает измеренное значение тока с заданием на форму потребляемого тока. Затем D-триггер по тактовому импульсу ―запоминает‖ бинарное значение от компаратора и формирует информационный сигнал управления двойкой силовых ключей. Таким образом, минимальное время переключения транзисторов ограничено периодом тактового импульса. Но вместе с тем средняя частота переключения силовых ключей четко не определена. 2) Гистерезисный метод ШИМ: переключение транзисторов происходят в момент, когда ошибка между заданием на форму потребляемого тока и измеренным значением тока достигает определенного значения, называемой границей гистерезиса. Частота коммутирования силовых ключей также не определена, однако еѐ максимальное значение может быть оценено по формуле: f k (max) Vdc , 4hL где h - ширина петли гистерезиса. 54 (2.23) 3)Треугольный метод ШИМ: в данном методе ошибка между заданием на форму потребляемого тока и измеренным значением тока проходит через ПИрегулятор, а затем сравнивается с опорным треугольным сигналом. В источнике [18] приведены выражения для определения наиболее приемлемых коэффициентов ПИ-регулятора. L t , 2Vdc (2.24) K i t K p , (2.25) Kp где L- общая индуктивность между выпрямителем и сетью, t - частота опорного треугольного сигнала, Vdc - напряжение звена постоянного тока выпрямителя. Токовое искажение в процентном соотношении для этих трех методов может быть выражено формулой: D(%) 100 1 ( I i I ref ) 2 dt , I rms T (2.26) где I rms – действующее значение потребляемого из сети тока, Данная формула оценивает процент ошибки (искажения) формы токовой волны. Она учитывает пульсации, амплитуду, а также фазовый сдвиг измеряемого тока, в отличие от коэффициента гармонических искажений (англ. THD), который не учитывает смещения, влияние масштабирования и фазовые сдвиги. 55 3. МОДЕЛИРОВАНИЕ АЛГОРИТМОВ УПРАВЛЕНИЯ АКТИВНЫМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 3.1 Моделирование алгоритма прямого управления мощностью На рисунке 3.1 представлена математическая модель активного выпрямителя напряжения с прямым управлением мощностью, а на рисунках 3.2-3.5 ее составные части. Рисунок 3.1 – Математическая модель активного выпрямителя напряжения с прямым управлением мощностью в среде MatlabSimulink. 56 Рисунок 3.2 – Содержимое блока subsystem1 Рисунок 3.3 – Содержимое блока subsystem2 57 Рисунок 3.4 – Содержимое блока subsystem3 Рисунок 3.5 – Код функции table4 58 В таблице 3.1 указаны параметры, используемые при моделировании, а на рисунках 3.6 – 3.9 результаты моделирования Таблица 3.1– Параметры модели Индуктивность входных дросселей 0,008 Гн Активное сопротивление входных дросселей 0,1 Ом Емкость на выходе АВ 2,35 мФ Частота опорного сигнала 5 кГц Рисунок 3.6 – Сетевые фазные напряжения и потребляемые выпрямителем токи 59 Рисунок 3.7 – Коэффициент мощности АВ при прямом управлении мощностью Рисунок 3.8 – Выходное выпрямленное напряжение АВ (справа) при прямом управлении мощностью 60 Рисунок 3.9 – Спектральный анализ потребляемых из сети токов По результатам моделирования отметим, что активный выпрямитель с алгоритмом прямого управления мощностью потребляет из сети токи,близкие по форме к синусоиде(коэффициент гармонических искажений довольно мал) Преимущества DPC – алгоритма управления АВ: - отсутствие отдельных ШИМ - блоков; - отсутствие контура токового регулирования; 61 - быстрая динамика алгоритма; - независимое управление активной и реактивной мощностями; - высокая эффективность алгоритма; Недостатки DPC – алгоритма: - высокая частота коммутации силовых транзисторов; - измерение напряжений и мощностей не должно осуществляться в момент переключения силовых транзисторов; - переменная частота коммутации; - необходимость высокочастотного обрабатывающего микропроцессора. Общими недостатками формирования ШИМ путем сравнения сигналов управления с опорным являются: 1) ориентация на реализацию средствами аналоговой элементной базы; 2) повышенная сложность реализации при необходимости получить высокий коэффициент использования источника питания; 3) недостаточная гибкость для синтеза оптимальных законов коммутации ключей инвертора в различных режимах работы привода. Указанных недостатков лишен векторный метод формирования ШИМ. 62 3.2 Компьютерное моделирование векторного ШИМ управления. На рисунке 3.10 представлена математическая модель блока векторного ШИМ, а на 3.11 напряжение между двумя фазами на нагрузке. Рисунок 3.10 – модель блока векторного ШИМ управления Рисунок 3.11 – напряжение между фазами А и B на активно индуктивной трехфазной нагрузке. 63 3.3 Компьютерное моделирование активного выпрямителя напряжения с периодическим и гистерезисным ШИМ На рисунке 3.12 представлена математическая модель активного выпрямителя с основным контуром управления по сетевому току, в таблице 3.2 параметры, используемые при моделировании, а на рисунках 3.13-3.16 результаты моделирования. Рисунок 3.12 – Модель активного выпрямителя напряжения с основным контуром управления по сетевому току в MatlabSimulink Таблица 3.2 – Параметры модели Индуктивность Активное Емкость входных сопротивление на дросселей входных выходе дросселей АВ 0,008 Ом 3 мФ 1,5 мГн Средняя Сопротивление Мощность нагрузки нагрузки 5 Ом 72 кВт 64 частота коммутации 2,5 кГц Рисунок 3.13 –Токи, потребляемые выпрямителем из сети и выходное стабилизируемое напряжение активного выпрямителя при периодическом методе формирования ШИМ – сигнала управления транзисторами (Vref=600 В) Рисунок 3.14 – Разложение в ряд Фурье потребляемого из сети тока фазы А при периодическом методе формирования ШИМ – сигнала управления транзисторами (THD = 4.49 %). 65 Рисунок 3.15 – Токи, потребляемые выпрямителем из сети и выходное стабилизируемое напряжение активного выпрямителя при гистерезисном методе формирования ШИМ – сигнала управления транзисторами (Vref=600 В) Рисунок 3.16 -Разложение в ряд Фурье потребляемого из сети тока фазы А при гистерезисном методе формирования ШИМ – сигнала управления транзисторами (THD = 0.94 %). Средняя частота коммутации 3 кГц 66 Гистерезисный метод ШИМ позволяет получить гораздо меньший коэффициент гармонических искажений, чем периодический метод, используя примерно ту же частоту коммутации силовых транзисторов (2,5 – 3 кГц), и максимально приближает форму потребляемых из сети токов к синусоидальной. При частоте коммутации около 6 кГц искажения тока малы для обоих методов. Периодический метод ШИМ наиболее прост в реализации, однако гистерезисный метод дает широкие возможности для подстройки коэффициента гармонических искажений потребляемого тока за счет регулирования ширины петли гистерезиса. 67 4. СОСТАВЛЕНИЕ БИЗНЕС-ПЛАНА ПО КОММЕРЦИАЛИЗАЦИИ РЕЗУЛЬТАТОВ НИР МАГИСТРАНТА 4.1 Общие положения Целью диссертации является исследование и сравнительный анализ систем управления активным выпрямителем напряжения. Данное устройство является частью преобразователя частоты, используемого для экономии электроэнергии при работе синхронного двигателя, расположенного в хвостовой части корабля и обеспечивающего движение судна. Разработка данного оборудования основана на возрастании потребительского спроса, так как проблема сохранения электроэнергии крайне актуальна, в связи с постоянным ростом мощностей потребителей. 4.2 Краткое техническое описание Разработка, исследование и сравнительный анализ систем управления активным выпрямителем напряжения проводится на математических моделях. Модели разрабатываются и исследуются при помощи пакетов программ MathLab и Simulink. 4.3 Перспективы коммерческого использования результатов НИР Преобразователи частоты являются востребованными на рынке. Рыночный спрос на них создают различные конструкторские бюро, частные и государственные предприятия, научно-исследовательские институты. Сейчас в основном используются преобразователи частоты на основе диодных и тиристорных схем. Однако большинство этих преобразователей нуждаются в усовершенствовании, так как требуется максимальная экономия электроэнергии, а они не могут ее обеспечить, в отличие от преобразователей 68 на основе IGBT транзисторов, исследуемых в диссертации. Учитывая ожидаемый «всплеск» спроса на подобные преобразователи, связанный с ростом мощностей потребителей и увеличением потребности в сохранении как можно большего количества электроэнергии, их продажа может стать довольно прибыльной. 4.4 Оценка трудоѐмкости выполнения НИР Стоимость разработки и сравнительного анализа математических моделей определяется по фактическим затратам, произведенным за счет собственных финансовых средств. В основе определения стоимости лежит перечень выполненных работ и ее трудоемкость. Для определения трудоѐмкости выполнения работ определим перечень основных этапов и видов работ. По каждому виду работ определяется также квалификационный уровень исполнителей (должности). Трудоѐмкость выполнения макета определим по сумме трудоѐмкости этапов и видов работ, оцениваемых экспертным путѐм в человеко-днях. Форма распределения работ по видам и должностям исполнителей, оценки и расчѐтные величины трудоѐмкости приведены в таблице 4.1. 69 экспертные для проводимого проекта Таблица 4.1 – Трудоемкость работ по разработке математических моделей антенны. Наименование работ Трудоемкость, чел./дни Руководитель Магистрант 1.Разработка и уточнение технического задания 1 2 2.Разработка методов решения задачи 2 7 3.Сбор материалов 2 16 4.Разработка математических моделей 5 35 5.Проведение сравнительного анализа 4 20 6.Оформление отчета – 20 7.Сдача проекта 2 2 Итого: 16 102 На основе трудоемкости выполнения работ по разработке, иследованию и сравнительному анализу систем управления активным выпрямителем напряжения, а именно исследовании математических моделей, рассчитываются издержки на оплату труда ее исполнителей, являющиеся одной из основных статей калькуляции себестоимости разработки. Калькуляция себестоимости разработки математических моделей осуществляется по следующим статьям: • расходные материалы с учетом транспортных расходов; • программное обеспечение для создания математической модели; • основная заработная плата основных исполнителей работы; • дополнительная заработная плата основных исполнителей работы; • отчисления на социальные нужды; • накладные расходы. 70 4.4.1 Расходные материалы Стоимость расходных материалов, необходимых для выполнения работы, определяется исходя из величины их расхода, действующих цен и транспортнозаготовительных расходов. В данном расчете к статье «Расходные материалы с учетом транспортных расходов» относятся расходы на материалы, использованные при выполнении разработки математических моделей. Калькуляция расходов по статье «Расходные материалы с учетом транспортных расходов» приведена в таблице 4.2. Таблица 4.2 – Расходные материалы Единица Материалы Цена, руб пачка 1 210 210 шт 1 1000 1000 250 250 измерения Бумага писчая Сумма, Количество Картридж для принтера hpLaserJet 5500 Канцелярские товары Итого: руб 1460 Транспортные расходы 70 Всего: 70 1530 4.4.2 Специальное программное обеспечение. Калькуляция расходов по статье обеспечение» приведена в таблице 4.3. 71 «Специальное программное Таблица 4.3 – Программное обеспечение Специальное программное обеспечение Единица Количество Цена, руб Сумма, измерения шт. Matlab&Simulink руб 1 71718,92 71718,92 однопользовательская академическая лицензия Всего: 71718,92 4.4.3 Основная заработная плата непосредственных исполнителей разработки Основная заработная плата непосредственных исполнителей разработки рассчитывается на основании следующих данных: • трудоемкость выполнения работ Тст.н.с. и Тинж. • дневная ставка руководителя проекта Дст.н.с.=500 • дневная ставка инженера Динж.=400 Основная заработная плата исполнителей (Сз) рассчитывается по формуле: Сз= Тст.н.с.∙Дст.н.с+ Тинж.∙Динж., (4.1) где Тст.н.с.,Тинж. – соответственно, трудоемкость выполнения работ по реализации данной разработки руководителем проекта и инженером, чел.-дн. Сз=16∙500 +102∙400=48800руб 72 4.4.4 Дополнительная заработная Дополнительная заработная плата исполнителей (Сз.доп) рассчитывается по формуле: Сз.доп =Сз∙0,12, (4.2) Сз.доп =48800∙0,12=5856 руб 4.4.5 Отчисления на социальные нужды • процент отчислений на социальные нужды – 30%. Отчисления на социальные нужды рассчитываются по формуле: Ссн =Сз∙0,3, (4.3) Ссн =48800∙0,3=14640 руб. 4.4.6 Накладные расходы. Накладные расходы рассчитываются по формуле: НР=(Сз + Сз.доп)∙0,34, НР=(48800+5856)∙0,34=18583,04 руб 73 (4.4) 4.5 Калькуляция себестоимости разработки В таблице 4.4 приведена калькуляция себестоимости разработки. Таблица 4.4 – Себестоимость разработки Статья затрат Сумма, руб Материалы 1530 Специальное программное обеспечение 71718,92 Основная заработная плата 48800 Дополнительная заработная плата 5856 Отчисления на социальные нужды 14640 Накладные расходы 18583,04 Итого себестоимость: 161127,96 Себестоимость проекта составила 161127,96 рублей. 4.6 Экономическая оценка работы. Результатом разработки работы является достижение научного, научнотехнического и экономического эффекта. Научный эффект характеризует получение новых научных знаний и отражает прирост потребления. информации, Научно-технический предназначенной эффект для внутринаучного характеризует возможность использования результатов выполняемых исследований в других работах, и обеспечивает получение информации, необходимой для создания новой техники. 74 4.7 Вывод. Разработанные системы управления по предварительным оценкам дадут возможность обеспечить бесперебойную работу преобразователей частоты, что позволит минимизировать потребление электроэнергии и существенно сократит затраты на приобретение оборудования. Следовательно, реализация проекта экономически целесообразна. 75 ЗАКЛЮЧЕНИЕ В результате проделанной работы было проведено исследование нескольких различных алгоритмов управления активным выпрямителем напряжения, а именно: управление потребляемыми из сети токами по положению обобщенного вектора сетевого напряжения управление мощностью (DPC), (VOC), прямое способ управления с основным контуром управления по сетевому току. Также исследован принцип векторного ШИМ управления, который отлично подходит для микропроцессорной реализации. В среде Mathlab Simulink при использовании пакета Power Electronics были разработаны математические модели двух алгоритмов (прямое управление мощностью и способ управления с основным контуром управления по сетевому току), по уравнениям, взятым из зарубежной литературы. Модель векторного ШИМ управления описывалась и в отечественной литературе и в ее моделировании не использовались зарубежные источники. Модификации алгоритма управления активным выпрямителем VOC и DPC обеспечивают стабилизацию выходного выпрямленного напряжения на желаемом уровне и близость коэффициента мощности преобразователя к единице. При этом из сети потребляются токи, по форме близкие к синусоиде. Главный минус данных алгоритмов в том, что они очень сложны для реализации на практике, поскольку требуют координатных преобразований, вычисления мгновенных мощностей, составления эмпирических таблиц переключения. Введение основного контура управления по потребляемому из сети току и использование хорошо исследованных ШИМ методов генерации управляющих импульсов управления силовыми IGBT транзисторами значительно упрощает задачу и делает ее удобной для реализации. Преобразователи частоты, имеющие в своем составе активный выпрямитель напряжения, имеют несколько важнейших преимуществ: 76 - передача энергии из сети переменного напряжения в цепь постоянного напряжения и в противоположном направлении; - формирование фазных токов сети, близких по форме к синусоиде путем воздействия на напряжения управления; - поддержание заданного коэффициента мощности сети (индуктивного, емкостного или равного 1) путем воздействия на напряжения управления; - стабилизация выпрямленного напряжения на заданном уровне путем воздействия на амплитуду заданных фазных токов сети. В качестве продолжения работы можно перейти к микропроцессорной реализации рассмотренных алгоритмов и созданию экспериментальных макетов для проведения тестов. 77 СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ 1. Л.И. Сергиенко, В.В. Миронов. Электроэнергетические системы морских судов, издательство М: «Транспорт», 1991, 265 с. 2. Sweet M., et al. Recent advancements in power semiconductors // Power Electronics Europe, 2002, issue 6, p. 28 3. М.В. Пронин, А.Г. Воронцов. Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет) / Под ред. Крутякова Е.А. СПб: «Электросила», 2003. – 172 с. 4. Думаневич А.Н., Потапчук В.А., Якивчик Н.И. Основная элементная база преобразовательной техники // Сборник докладов VII симпозиума «Электротехника 2010», М. Ассоциация ТРАВЭК. 5. Гультяев А. Визуальное моделирование в среде MatLab. Учебный курс. «Питер», С.-Петербург-Москва-Харьков-Минск, 2000. 6. Ивакин В.Н. Мощная преобразовательная техника в электроэнергетических системах // VІІ симпозиум «Электротехника 2010», ТРАВЭК, Москва, 2003 7. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования и проектирования печатных плат DesignCenter (Pspice). «СК Пресс», М., 1996. 8. Болотовский Ю.И., Таназлы Г.И. Анализ устройств преобразовательной техники с по-мощью САПР, расширяющей функциональные характеристики стандартных средств моделирования // VІІ симпозиум «Электротехника 2010», ТРАВЭК, г. Москва, 2003. 78 9. Добрусин Л.А. Особенности моделирования преобразователей в среде системы DE-SIGN // VІІ симпозиум «Электротехника 2010», ТРАВЭК, Москва, 2003. 10. Воронцов А.Г., Павлов П.А., Крутяков Е.А., Пронин М.В. Современные возможности наладки микропроцессорных систем управления электроприводов // Сб. «Электросила», № 42, 2003. 11. А.В. Карасев, В.М. Смирнов. Некоторые особенности управления трехфазным выпрямителем с коррекцией коэффициента мощности. 12. Kasmierkowski Marian P., Blaabjerg F., Krishnan R. Control in power electronics, selected problem. Elsevier Science, USA. 2002. 13. T. Noguchi, H. Tomini, S. Kondo. Direct Power Control of PWM Converter Without Power-Source Voltage Sensor, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 34, n. 3, May-June 1998, pp. 473 – 479. 14. M. P. Kazmierkowski, L. Malesani. Current control techniques for three-phase voltage-source PWM converters: a survey‖, IEEE Trans. on Ind. Electronics, vol. 45, no. 5, pp. 691-703. 15. Sylvain LechatSanjuan. Voltage oriented control of three‐phase boost PWM converters. Design, simulation and implementation of a 3‐phase boost battery charger. Goteborg, Department of Energy and Environment Division of Electric Power Engineering, Chalmers university of technology, Göteborg, Sweden, 2010 16. Antoniewicz P., Kasmierkowski Marian P. Predictive direct power control of three-phase boost rectifier. 79 17. А.В. Виноградов. Векторное управление электроприводами переменного тока. Издательство: Иваново, 2008, 321 с. 18. JuanW. Dixon, Ph. D. PowerElectronicsHandbook. Chapter 12: Three-phase Controlled Rectifiers, Third Edition, ACADEMIC PRESS, pp. 205 – 247 80
