Усилители

h11э 
U бэ
I б U
h21э 
I к
I б
h12 э 
,
кэ  const
h22 э 
,
U кэ  const
U бэ
U кэ
I к
U кэ
,
(3.42)
I б  const
.
(3.43)
I б  const
Методика определения приращений токов и напряжений показана
на рис. 3.17 и 3.18.
Аналогично определяются и другие параметры транзисторов для
любой схемы их включения. Необходимо только иметь в наличии статические характеристики для соответствующих схем включения. Как
отмечалось в п. 3.4, параметры для других систем уравнений могут
быть пересчитаны с помощью соответствующих формул.
3.6. Температурная стабилизация
усилительных элементов
Пусть Iэп и Iбп – токи эмиттера и базы в рабочей точке. Тогда для
коллекторного тока покоя Iкп на основании модели Эберса – Мола для
схемы включения транзистора с ОБ и ОЭ можно записать
Iкп=Iкб0+Iэпh21б, где Iкб0 – обратный ток коллекторного перехода в схеме
с ОБ, а h21б и соответственно Iкп=Iкэ0+Iбпh21э, где Iкэ0=Iкб0/(1–)=
=(1+)Iкб0 – сквозной ток коллектор – эмиттер при токе базы Iб=0, а
h21э.
Можно выделить три основные причины изменения тока коллектора Iкп при изменении температуры T: 1) ток Iкб0 с ростом температуры
увеличивается; 2) коэффициент передачи тока базы h21э с ростом температуры также увеличивается; 3) напряжение перехода база – эмиттер Uбэ с ростом температуры T уменьшается. Ориентировочное знаU бэ
мВ
 2,5  . Температура T усилительных
чение этого изменения
T
С
элементов может изменяться из-за изменения температуры окружающей среды или самопрогрева усилительных элементов.
Сильнее всего от температуры T зависит ток Iкб0. В частности, ее
повышение на каждые 10 С для Si и на 7 С для Ge приводит к удвоению первоначальной величины этого тока. Так как Iкэ0=(h21э+1)Iкб0, то
ток Iкэ0 во много раз больше Iкб0, поэтому смещение рабочей точки за
счет изменения Iкб0 особо опасно для схемы с ОЭ и менее существенно для схемы с ОБ.
83
Рассмотрим основные схемы термостабилизации рабочей точки, а
вместе с тем и схемы питания усилительного элемента.
Схема со стабилизацией фиксированным током базы. Величина
тока покоя базы задается номинальным значением сопротивления Rб
E  U бэп Eп
(рис. 3.19 а), так как I бп  п
. Таким образом, ток Iбп по
Rб
Rб
чти не изменяется при изменении Uбэ с ростом температуры T, но ток
Iкп относительно последней оказывается незастабилизированным. Это
является основным недостатком данной схемы стабилизации.
Схема стабилизации фиксацией потенциала базы с помощью
делителя напряжения. Сопротивление резисторов делителя R1 и R2
выбирают так, чтобы выполнялось соотношение Iдел(510)Iбп для маломощных транзисторов и Iдел(25)Iбп для мощных (рис. 3.19 б). В
этом случае при изменении температуры напряжение на базе транзиIбп
+Eп
+Eп
Iкп
Rк
Rб
Iдел+Iбп
Rк
R1
VT
VT
Uбэп
Iдел
R2
а
б
+Eп
+Eп
Rк
R1
Rк
VT
R1 VT
R2
Rэ
Сэ
в
г
Рис. 3.19. Схемы температурной стабилизации: а – током базы;
б – фиксацией потенциала базы; в – эмиттерная; г – коллекторная
84
стора остается почти неизменным. Недостаток данной схемы тот же,
что и у схемы с фиксированным током базы.
Схема эмиттерной температурной стабилизации. Наиболее распространенной является схема эмиттерной термостабилизации, представленная на рис. 3.19 в. Здесь для температурной стабилизации рабочей точки введена отрицательная обратная связь (ООС) по току, для
чего в цепь эмиттера включено сопротивление Rэ. Резистивный делитель R1, R2 предназначен для поддержания неизменным потенциала на
базе транзистора, причем номинальные значения данных резисторов
выбираются аналогично тому, как это делалось для схемы стабилизации фиксированным потенциалом базы.
Поясним вкратце, в чем состоит принцип эмиттерной термостабилизации. Допустим, что из-за увеличения температуры увеличился ток
Iкп. Вместе с ним увеличивается и ток эмиттера Iэп, так как эти токи
связаны между собой равенством Iэп=Iкп+Iбп. Увеличение тока эмиттера приводит к увеличению падения напряжения на сопротивлении Rэ.
При неизменном потенциале базы это ведет к уменьшению разности потенциалов на переходе база – эмиттер, т. е. напряжения Uбэп. Уменьшение напряжения Uбэп приводит к уменьшению тока базы и далее к
уменьшению тока коллектора. В итоге происходит компенсация
начального увеличения тока Iкп. Однако введение сопротивления Rэ
ведет не только к стабилизации положения рабочей точки, но и к
уменьшению коэффициента усиления K из-за влияния отрицательной
обратной связи по переменной составляющей коллекторного тока.
Чтобы избежать этого, сопротивление Rэ блокируется по переменной
составляющей конденсатором большой емкости (конденсатор на схеме показан пунктиром).
Схема коллекторной температурной стабилизации. Введение
ООС по напряжению с помощью резистора R1 улучшает термостабильность усилительного каскада, называемого в этом случае каскадом с коллекторной термостабилизацией (рис. 3.19 г). Для пояснения
работы данной схемы положим, что в некоторый момент времени
произошло увеличение температуры усилительного элемента и, следовательно, возрастание тока покоя коллектора Iкп. Это приведет к
увеличению падения напряжения на резисторе Rк, поскольку оно равно URк=RкIкп, а, следовательно, к уменьшению потенциала Uк на коллекторе транзистора относительно земли. Это уменьшение напряжения через резистор R1 передается на базу транзистора и приводит к
уменьшению напряжения Uбэп. В свою очередь, уменьшение напряже85
ния Uбэп вызовет уменьшение тока Iбп и, следовательно, уменьшение
тока Iкп.
Коэффициент нестабильности. Влияние изменения тока Iкб0 на ток
коллектора Iк количественно принято характеризовать коэффициенdIк
том нестабильности  (или S)  
. Чем меньше коэффициент ,
dIкб0
тем меньше изменение Iкб0 влияет на изменение коллекторного тока.
Вычислим, например,  в схеме со стабилизацией тока базы
(рис. 3.19 а), если задан коэффициент : Iк=Iкб0/(1-)+Iб=(1+)Iкб0+Iб.
Считая Iб=const, получаем из последнего выражения дифференцированием по dIкб0: =1+=50100. Заметим, что в данном случае значение коэффициента нестабильности  достаточно велико (обычно  задается в интервале 5<<10).
3.7. Нагрузочная прямая по постоянному и
переменному току. Выбор рабочей точки
усилительного элемента
Работу усилительного элемента в схеме при наличии сопротивлений во внешних цепях удобно представлять с помощью выходных
динамических характеристик. Различают выходную динамическую
характеристику по постоянному току (нагрузочную прямую по постоянному току) и выходную динамическую характеристику по переменному току (нагрузочную прямую по переменному току).
Нагрузочная прямая по постоянному току строится при отсутствии
сигнала на входе каскада и служит для упрощенного выбора рабочей
точки или точки покоя. Нагрузочная же прямая по переменному току
связывает между собой мгновенные значения тока Iк и напряжения
Uкэ при наличии сигнала на входе усилителя. Эти нагрузочные линии
можно построить, записав на основании закона Кирхгофа соответствующие данным прямым уравнения.
Так, для схемы усилителя, изображенного на рис. 3.19 в, в режиме
постоянного тока для цепи Eп U Rк Uкэ U Rэ  будем иметь
Eп  I кп Rк  U кэп  I эп Rэ .
(3.44)
При этом, учитывая, что ток коллектора приблизительно равен току
эмиттера, т. е. IкпIэп, уравнение (3.44) можно записать в виде
Eп  U кэп  I кп Rк  Rэ  ,
(3.45)
86
которое в координатах выходных статических характеристик (Iк, Uкэ)
представляет собой уравнение прямой. Искомая прямая, как обычно,
проводится по двум точкам. Точка 1: Iкп=0, тогда Uкэп=Еп. Точка 2:
Uкэп=0 и тогда Iкп= Еп/(Rк+Rэ). Полученные значения являются координатами точек пересечения нагрузочной прямой по постоянному току с осями Uкэ и Iк соответственно (рис. 3.20, прямая 1).
Ік
1
Ік доп
2
Іб5
Еп
Rк+Rэ
Ікп
Іб4
Рк доп
Іб3
Ібп
Іб2
Uкэ доп
Іб1
П
Uкэп
Ікпrн
Еп
Uкэ
Рис. 3.20. Нагрузочные прямые: 1 – по постоянному току; 2 – по
переменному току
Для построения нагрузочной прямой по переменному току необходимо рассмотреть малые изменения тока и напряжения на выходе
каскада, поскольку в данном случае в схеме имеет место режим работы по переменному току. Пусть, например, в некоторый момент времени ток коллектора уменьшился на некоторую малую величину Iк.
Тогда относительно режима покоя получим два очевидных равенства
I к  I кп  I к ,
(3.46)
U кэ  U кэп  I к rн ,
(3.47)
где сопротивление rн равно параллельно соединенным между собой
сопротивлениям Rк и Rн, т. е. rн=RкRн. Выражая из уравнения (3.46)
Iк и затем подставляя его в (3.47), будем иметь уравнение в координатах (Uкэ, Iк) для построения соответствующей нагрузочной прямой
по двум точкам
U кэ  U кэп  I кп  I к rн .
(3.48)
87
Точка 1: Iк=Iкп и тогда Uкэ=Uкэп; точка 2: Iк=0, тогда Uкэ=Uкэп+Iкпrн
(рис. 3.20, прямая 2). Из рисунка видно, что прямые 1 и 2 проходят
через одну и ту же точку покоя П. Кроме того, по отношению к оси
Uкэ прямая 2 наклонена под большим углом.
Предельно допустимые режимы работы транзистора, включенного по схеме с ОЭ. При работе транзистора в режиме усиления достаточно большой мощности необходимо учитывать максимально
возможные значения его параметров, которые не должны быть превышены для данного режима. К ним, в частности, относятся предельно допустимые ток коллектора Iк доп и напряжение на коллекторе прибора относительно эмиттера Uкэ доп, а также предельно допустимая
мощность рассеиваемая на коллекторе Рк доп=IкUкэ. На рис. 3.20 соответствующие значения Iк доп, Uк доп и Рк доп указаны стрелками. Очевидно, что в последнем случае
в соответствии с соотношением
Iк=Рк доп/Uкэ ограничивающая предельно допустимый режим кривая
представляет собой отрезок гиперболы.
3.8. Эквивалентная схема УННЧ на биполярном
транзисторе. Анализ работы усилителя в области
средних, нижних и верхних частот
С целью анализа АЧХ и ФЧХ усилителя в широкой полосе усиливаемых частот, заменяя усилительный элемент генератором тока, перейдем от принципиальной схемы усилительного каскада к его эквивалентной схеме. Сделаем это при следующих допущениях (для определенности будем рассматривать схему на биполярном транзисторе
типа n-p-n).
1. Величина входного сигнала мала, и
+Eп
Rк
рабочая точка находится в пределах лиR1
Cр
нейной области работы транзистора.
VT
Cр
2. Емкость Сэ так велика, что падением
переменного напряжения на соединенном
Rн
параллельно с ней сопротивлении Rэ можR2
но пренебречь.
Cэ
Rэ
3. Внутреннее сопротивление источника питания переменному току равно нулю,
откуда следует, что напряжение сигнала
Рис. 3.21. Каскад УННЧ на
биполярном транзисторе
на шине питания также равно нулю. Дан-
88
ное условие дает возможность на эквивалентной схеме клеммы «+Еп»
и «» соединить накоротко.
При сделанных допущениях полная эквивалентная схема по переменному току для каскада рис. 3.21 представлена на рис. 3.22 а. Схема
может быть упрощена путем объединения однотипных элементов цепи: Свых+См+Сн=С0, где Свых – выходная емкость усилительного элемента, См – емкость монтажа, Сн – емкость нагрузки. Это равенство
Cр
Iг= h21I1
>>
Cвых
Cм
Rк
Rг=1/h22
а
Rн
Cн
Cр
Iг= h21I1
>>
Rг=1/h22
Rк
Rн
C0
б
Рис. 3.22. Эквивалентные схемы усилителя: а – полная; б – с
объединенными емкостями
справедливо, так как Ср>>Сн, См и Свых. В этом случае приходим к эквивалентной схеме, изображенной на рис. 3.22 б. Анализируя данную
эквивалентную схему, можно сделать следующие выводы.
1. Если пренебречь влиянием реактивных элементов, т. е. считать,
что XCр=1/сСр – мало, а XC0=1/сС0 – велико, что возможно в области
средних частот, то коэффициент передачи будет постоянным и независимым от частоты.
2. В области нижних частот из-за возрастания сопротивления
X C р разделительного конденсатора Ср коэффициент передачи будет
уменьшаться. Шунтирующим влиянием сопротивления X C0 емкости
С0 при этом можно пренебречь.
3. В области верхних частот из-за уменьшения сопротивления
1/вС0 емкости С0, которая включена параллельно сопротивлению
89
нагрузки Rн, коэффициент передачи также будет уменьшаться. Влиянием емкости Ср в этом случае можно пренебречь.
Таким образом, возникает необходимость анализа работы усилителя отдельно в области средних, нижних и верхних частот.
Область средних частот. Так как в области средних частот можно
пренебречь влиянием Ср и С0, поскольку1/0Ср<<Rн и 1/0С0>>Rн, то
эквивалентная схема для средних частот будет иметь вид, показанный
на рис. 3.23 а, или в окончательном варианте на рис. 3.23 б.
Rк
Rг
Iг= h21I1
Rн
а
>>
>>
Iг= h21I1
R0=RгRкRн
б
Рис. 3.23. Эквивалентная схема усилителя в области средних частот: а – полная;
б – с эквивалентной заменой сопротивлений
Схема рис. 3.23 б позволяет легко определить коэффициент усиления усилителя на средних частотах
I R
h IR
R
R
U
K 0  2  г 0  21 1 0  h21 0  h21 0 .
(3.49)
U1
U1
U1
Rвх
h11э
Для реальной схемы усилительного каскада (рис. 3.21), содержащей
биполярный транзистор, включенный по схеме с ОЭ, будем иметь
R
K 0  h21э 0 .
(3.50)
Rвх
Знак «–» означает инверсию входного сигнала. Таким образом, как
следует из формул (3.49) и (3.50), коэффициент усиления в области
средних частот не зависит от частоты. В то же время элементы самой
эквивалентной схемы рис. 3.23 очевидно не вносят сдвига фазы между напряжениями на ее входе и выходе.
Область нижних частот. Пренебрегая в области нижних частот
влиянием емкости С0, поскольку 1/нС0>>Rн, эквивалентную схему
усилителя можно привести к следующему виду (рис. 3.24 а, б). Однако эта схема неудобна для расчета коэффициента усиления, так как
содержит параллельные и последовательные цепи. Для ее упрощения
осуществим эквивалентный перенос генератора из параллельной цепи
в последовательную (рис. 3.25 а, б). При этом воспользуемся методом
90
Ср
Rг
Rк
Iг= h21I1
Rн
а
>>
>>
Iг= h21I1
Ср
Rк=RгRк
Rн
б
Рис. 3.24. Эквивалентная схема усилителя в области нижних частот: а – полная; б – с эквивалентной заменой сопротивлений
>>
Iг= h21I1
Rк
Ср
Ср
Ег экв
Rн
>
Rк
Eг экв= h21I1Rк
Rн
>
а
б
Рис. 3.25. Эквивалентная схема усилителя в области нижних частот до (а) и после
(б) эквивалентного переноса генератора
эквивалентного генератора, согласно которому эдс эквивалентного
генератора будет равна падению напряжения на эквивалентом сопротивлении Rк при разомкнутой внешней цепи, состоящей из последовательно соединенных емкости Ср и сопротивления Rн, а внутреннее
сопротивление генератора – сопротивлению Rк.
Используя полученную последовательную эквивалентную схему,
можно рассчитать коэффициент усиления для области нижних частот
Eг экв
U
I R
Rн
I
Rк Rн
K н  j  2  вых н 
 h21 1

1 U1
1
U 1
U1
U
1 R  R  j
Rк  Rн 
к
н
j н C p
н C p
K0
h R R
h
1
1
 21 к н
 21 R0

.
1
1
1
Rвх Rк  Rн
Rвх
1 j
1 j
1 j
н Rк  Rн Cp
н  н
н  н
(3.51)
В формуле (3.51) величина н=(Rк+Rн)Ср называется постоянной
времени усилителя в области нижних частот. В соответствии с формулой (3.51) модуль коэффициента усиления будет иметь вид
91
K н  
K0
 1 

1  
 н  н 
2
,
(3.52)
а коэффициент частотных искажений
2
 1 
K0
 .
Mн 
 1  
Kн 


 н н
(3.53)
Фазовая характеристика усилителя в области нижних частот
1
1
.
н   arc tg

(3.54)
нн нCр Rк  Rн 
Графически частотная K() и фазовая () характеристики в области нижних частот имеют вид, представленный на рис. 3.26. Из рисунка видно, что коэффициент усиления в области нижних частот
уменьшается, а фаза выходного напряжения опережает фазу входного.

/2
K/K0
1

1/2
/4
н

н
а

б
Рис. 3. 26. Характеристики усилителя в области нижних частот:
а – АЧХ; б – ФЧХ
Область верхних частот. В области верхних частот можно пренебречь влиянием разделительного конденсатора Ср ввиду его малого
сопротивления. Для этого случая эквивалентная схема УННЧ приведена на рис. 3.27. Из схемы рис. 3.27 в легко найти коэффициент усиления в области верхних частот
1
R0
jв C0
U
I Z
I Z
h
K в  j  2  вых н  h21 1 н  21

1
U 1
U1
U1
Rвх
R0 
jв C0

K0
h21
1
R0

,
Rвх 1  jв R0 C0 1  jв τ в
92
(3.55)
где в=C0R0 – постоянная времени усилителя в области верхних частот.
Модуль коэффициента усиления и коэффициент частотных искажений запишутся как
K в  
Mв 
K0
1  в τ в 
2
,
(3.56)
K0
2
 1  в τ в  ,
K в  
(3.57)
а фазовый сдвиг
в   arctg  в  в .
(3.58)
АЧХ и ФЧХ усилителя в области ВЧ приведены на рис. 3.28. На основании этих графиков можно сделать вывод, что коэффициент усиления в области верхних частот уменьшается за счет шунтирующего
действия емкости C0, а фаза выходного напряжения отстает от фазы
С0
Rн
Iг=h21I1
R0
Iг=h21I1
>>
Rк
>>
>>
Rг
С0
.
Zн
Iг=h21I1
а
б
в
Рис. 3.27. Эквивалентная схема усилителя в области верхних частот:
а – полная; б – с эквивалентной заменой сопротивлений; в – с эквивалентной заменой R0 и С0
в
K/K0

1

1/2
–/4
–/2
в

–
Рис. 3.28. Характеристики усилителя в области верхних частот: а – частотная; б – фазовая
93
входного.
3.9. Полевой транзистор как усилительный
элемент. Схемы простейших каскадов
на полевых транзисторах
В отличие от биполярных транзисторов, управляемых током, важнейшей особенностью полевых транзисторов является то, что в основе
их работы лежит эффект управления электрическим полем переносом
одного типа носителей заряда – либо электронов, либо дырок. Такие
транзисторы обладают несравненно более высоким входным сопротивлением по сравнению с биполярными (до десятков МОм и более).
Как и биполярные приборы, полевые транзисторы имеют три электрода, являющиеся аналогами эмиттера, базы и коллектора и носят
названия соответственно исток (И), затвор (З) и сток (С).
Различают полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом, а
также полевые транзисторы с встроенным и индуцированным каналами (МДП-транзисторы со структурой металл-диэлектрик-полупроводник или МОП-транзисторы со структурой металл-окиселполупроводник). Условные обозначения всех основных типов полевых транзисторов приведены ниже:
С
З
З
– полевой транзистор с p-n-переходом, канал p-типа;
И
С – полевой транзистор с p-n-переходом, канал n-типа;
И
С
– МДП-транзистор с встроенным каналом p-типа;
З
И
С
З
И
С
З
И
С
З
И
– МДП-транзистор с встроенным каналом n-типа;
– МДП-транзистор с индуцированным каналом p-типа;
– МДП-транзистор с индуцированным каналом n-типа.
В соответствии с названиями электродов полевого транзистора различают три схемы его включения как усилительного элемента: с общим истоком (ОИ), общим затвором (ОЗ), общим стоком (ОС). В зависимости от типа канала стоковые цепи полевых транзисторов питаются напряжениями различной полярности: n-канальные – положи94
тельным напряжением +Еп, p-канальные – отрицательным напряжением –Еп.
При расчете и анализе схем на полевых транзисторах, так же, как и
на биполярных, пользуются их статическими ВАХ. Различают входную или стокозатворную характеристику, представляющую собой зависимость тока стока Iс от напряжения затвор – исток Uзи при напряжении сток – исток Uси=const, а также выходную или стоковую характеристику, т. е. зависимость тока стока Iс от напряжения сток – исток
Uси при напряжении затвор – исток Uзи=const.
На рис. 3.29 показаны примеры входных и выходных характеристик полевого транзистора с управляющим p-n-переходом и транзистора типа МДП.
На рис. 3.30 приведена принципиальная схема усилительного каскада с ОИ на МДП-тразисторе с встроенным каналом n-типа. Назначение элементов R1, R2, Rс, Rи, Cр, Cи и Rн то же, что и в аналогичном
каскаде с ОЭ на биполярном транзисторе. Построение нагрузочных
Ic, мА
+С
Ic
Uзи=0
10
–5 B
+З
И
– –
Uси=const
–10 B
5
–15 B
–Uзи
0
0
5
а
+С
+З
10
Ucи, В
б
Ic, мА
Ic
Uзи=10 B
10
И
– –
5B
0
5
–5 B
–Uзи
0
0
+Uзи
5
10
Ucи, В
г
в
Рис. 3.29. Характеристики полевых транзисторов с p-n-переходом и
МДП-типа (каналы n-типа): а, в – стокозатворные; б, г – стоковые
95
+Ec
Iсп
R1
Rс
Cр
Cр
Uсип
Uзип
Uвх
R2 Uзп
Rн
Uвых
Iип
Uип Rи
Cи
Рис. 3.30. Схема усилительного каскада c
ОИ на МДП-транзисторе
прямых по постоянному и переменному току, а также нахождение
точки покоя в данном случае проводится по аналогии с каскадом с
ОЭ. Легко видеть, что каскад с ОИ, как и каскад с ОЭ, инвертирует
входной сигнал.
Проведем анализ работы рассматриваемого усилителя в рабочей
полосе частот, использовав эквивалентную схему каскада по переменному току, показанную на рис. 3.31. На этом рисунке эквивалентная
схема замещения собственно МДП-транзистора обведена пунктирной
линией. Усилительные свойства прибора представлены генератором
тока SUвх, шунтированным внутренним сопротивлением Ri. Параметр
S=Ic/Uзи представляет собой крутизну стокозатворной характеристики. Межэлектродные емкости Cзи, Cзс являются соответственно емкостями двух p-n-переходов, а емкость Ccи – выходной емкостью прибора. Резистор R3  R1 R2 представляет собой сопротивление делителя R1, R2, а резистор Rсн  Rс Rн – сопротивление нагрузки каскада по
Cзс
Uвх R
3
Cзи
>>
SUвх
Ri
Cси
Rсн Uвых
Рис.3.31. Эквивалентная схема усилительного каскада с ОИ
96
переменному току.
Основные параметры анализируемого каскада можно оценить, используя достаточно простые соотношения. Коэффициент усиления по
напряжению по определению есть
Ku 
U вых SU вх Ri Rс Rн 

 S Ri Rс Rн .
U вх
U вх
(3.59)
А так как для полевых транзисторов имеет место неравенство
Ri  Rс и Ri  Rсн , то
K u  S Rc Rн .
(3.60)
Входное сопротивление каскада
Rвх  R3  R1 R2 .
Его выходное сопротивление
Rвых  Rс .
(3.61)
(3.62)
3.10. Выходные каскады (усилители мощности).
Режимы работы усилительных элементов
Усилителем мощности (УМ) называется усилитель, в котором
мощность выходного сигнала сравнима по величине с мощностью,
потребляемой им от источника питания. Усилители мощности являются выходными (оконечными) каскадами в усилительных устройствах, сигнал с которых поступает непосредственно в нагрузку. Отличительной особенностью работы таких каскадов является то, что
они работают в режиме больших сигналов, поэтому для УМ, как правило, важна оценка коэффициента гармоник.
В оконечных каскадах применяются мощные усилительные элементы. Поскольку для такого каскада характерно высокое потребление
энергии, то при его проектировании стремятся по возможности обеспечить максимальный кпд. На практике для этих целей используются
как однотактные, так и двухтактные схемы УМ.
В зависимости от режима работы усилительного элемента ток в его
выходной цепи (коллекторный или стоковый) может существовать
или в течение всего периода усиливаемого сигнала (работа без отсечки тока), или в течение определенной части периода (работа с отсечкой тока). Существуют следующие режимы работы усилительных
элементов: А, АВ, В, С и Д. Эти режимы отличаются величиной угла
97
отсечки . Под углом отсечки  понимают половину части периода в
угловых единицах, в течение которой в выходной цепи усилительного
элемента существует ток. Дадим краткую характеристику каждому из
отмеченных выше режимов работы УМ.
Режим А (=) характеризуется тем, что выходной ток в цепи усилительного элемента существует в течение всего периода действия
сигнала на входе. Точка покоя в этом случае выбирается по возможности на линейном участке сквозной динамической характеристики
каскада, представляющей собой зависимость выходного тока от эдс
источника сигнала, т. е. зависимость вида iвых=f(Еист), которую в этом
случае аппроксимируют отрезком прямой линии (рис. 3.32). Как следует из данного рисунка, среднее значение выходного тока Iср, потребляемого усилительным каскадом, приблизительно равно току покоя Iп. Полная колебательная мощность при этом составляет
Р~=0,5Um выхIm вых0,5UпIп, а мощность, потребляемая от источника,
Р0=UпIп. Таким образом в режиме А кпд усилительного каскада
=Р~/Р0 не превышает 0,5, а при непосредственном включении
нагрузки в его выходную цепь – не более 0,25.
Низкий кпд работы усилительного элемента в режиме А приводит к
iвых
iвых
iвых
Im вых
П
П
IпIср
Iп
0
Еист
Еист
0
Uп
0
Uвых
0
t
Uвых
Em ист
t
Um вых
t
Рис. 3.32. Положение точки покоя на сквозной и выходной характеристиках и форма диаграммы выходного тока и напряжения при работе УМ в режиме А при действии на входе гармонической эдс
98
тому, что его используют, как правило, в каскадах предварительного
усиления, а также в предоконечных и оконечных каскадах малой
мощности. Достоинством режима А являются малые нелинейные искажения.
Режимы В и АВ. Режим В определяется величиной угла отсечки
=/2. Ток в выходной цепи усилительного элемента в этом случае
протекает в течение половины периода усиливаемого сигнала. Ток покоя Iп в режиме В при отсутствии на входе сигнала близок к 0. А при
наличии входного сигнала среднее значение выходного тока, определяемое его постоянной соiвых
iвых
Iвых max
ставляющей, зависит от
уровня усиленного сигнала:
Iср=Iвых max/0.32Iвых max.
Форма тока на выходе
Iп
усилительного элемента в
0
t
Еист 0
режиме В показана на
Еист
рис. 3.33. Как видно из этого
рисунка, за счет формы
сквозной характеристики в
t
Рис. 3.33. Положение точки покоя на сквоз- реальном каскаде  не преной характеристике и форма токов на выховышает 90 . Реальный уроде УЭ в режиме В при действии входной
вень тока покоя Iп на рисунгармонической эдс
ке показан пунктиром. Коэффициент полезного действия (теоретический) в режиме В достигает
=78 % (см. далее п. 3.14).
Режим, при котором угол отсечки  становится больше, чем 90°
называется режимом АВ. Режим В характеризуется высоким уровнем
высших гармонических составляющих. Коэффициент гармоник kг,
рассчитанный только с учетом второй и четвертой гармоник выходного сигнала (тока, напряжения), достигает kг=0,43. Амплитуды нечетных гармоник в режиме В для двухтактных схем усиления равны 0
(идеальный случай).
Режим В употребляется для усиления униполярных сигналов (импульсов). В усилителях двуполярных импульсов, а также гармонических сигналов режим В используется только в двухтактных схемах.
Режим С. Режим С характеризуется углом отсечки </2. Это приводит к увеличению значения коэффициента kг за счет появления и
99
нечетных гармоник. Однако режим С отличается более высоким кпд и
его можно использовать в УМ совместно с избирательными цепями,
позволяющими подавлять высшие гармоники.
Режим Д. В режиме Д усилительные элементы работают, как правило, в режиме ключа, т. е. когда в отсутствие входного сигнала, в зависимости от схемного решения, они либо закрыты либо открыты.
Такой режим является весьма экономичным и используется в импульсных и цифровых схемах.
3.11. Расчет коэффициента нелинейных искажений
(коэффициента гармоник)
Расчет УМ, как правило, выполняется графоаналитическим методом с использованием семейств входных и выходных статических характеристик усилительного элемента. Для расчета коэффициента нелинейных искажений в этом случае используется сквозная динамическая характеристика. Такая характеристика учитывает нелинейность
входных и выходных статических характеристик усилительного элемента и величину сопротивления источника сигнала. При расчете коэффициента нелинейных искажений kг чаще всего пользуются методом пяти ординат. В этом случае точки (ординаты) отсчета задаются
на пересечении выходной динамической характеристики усилительного элемента со статическими, а в качестве входной динамический
характеристики используют входную статическую характеристику,
так как они практически совпадают друг с другом. Ниже рассмотрим
расчет коэффициента нелинейных искажений методом пяти ординат
для УМ на биполярном транзисторе на конкретном примере.
Пусть требуется построить сквозную динамическую характеристику для биполярного транзистора, работающего в однотактном каскаде
УМ, собранном по схеме с ОЭ, и по ней определить коэффициент нелинейных искажений kг. Исходными данными для расчета являются
сопротивление источника сигнала Rг=200 Ом, динамические входная
и выходная характеристики и семейство выходных статических характеристик, приведенные на рис. 3.34 а б.
Для
построения
сквозной
динамической
характеристики
(рис. 3.34 в) задаются шестью точками на пересечении нагрузочной
прямой с выходными статическими характеристиками (рис. 3.34 б).
Затем для каждой их этих точек определяется и заносится в соответствующую графу табл. 3.3 значения Iк, Iб, Uбэ, и Ег. Величина Ег рас100
считывается по формуле:
Ег=Uбэ+IбRг.
(3.63)
Т а б л и ц а 3.3
Номер точек
1
2
3
4
5
6
Iк, 30 мA
Iб, 30 мA
Uбэ, В
30
5
0,22
250
10
0,32
370
15
0,4
460
20
0,45
540
25
0,5
570
30
0,57
Ег=Uбэ+IбRг, В
1,22
2,32
3,4
4,45
5,5
6,57
По полученным значениям Iк и Ег строится сквозная динамическая
40 mA
35 mA
30 mA
25 mA
Iк, A
Iб, mA
0,6
6
25
20 mA
5
5
4
0,4
4
3
15
6
15 mA
3
2
10 mA
2
0,2
1
5
1
0,2
0,4
5
Uбэ, B
Iк, A
Iк, A
Iмакс
I1
6
4
5
V
IV
III
I0 0,4
3
II
I2
0,2
2
0,2
15 Uкэ, B
б
а
0,4
10
Iб=5 mA
1
Iмин
4
2
I
2
Ег, B
в
4
Ег, B
г
Рис.3 34. Определение коэффициента гармоник в однотактном каскаде
усиления мощности методом пяти ординат: а, б – входная и выходная
статические характеристики транзистора; б, в – сквозная динамическая
характеристика транзистора
101
характеристика каскада (рис. 3.34 в). Аналогичная характеристика
приведена на рис. 3.34 г.
Расчет коэффициента гармоник kг проводится далее следующим
образом. Две крайние точки (1 и 6) сквозной динамической характеристики, соответствующие минимальному и максимальному значениям тока коллектора, проектируют на ось Ег. Затем, как это показано
на рис. 3.34 г, отрезок оси Ег, соответствующий крайним точкам, делится на четыре равные части и находятся токи Iмин, I2, I0, I1, Iмакс. После этого рассчитывают первую, вторую, третью и четвертую гармоники выходного тока, а также его среднее значение по формулам:
I
I
I I
I1m  макс мин 1 2 ,
3
I
I
 2Iо
I 2 m  макс мин
,
4
I
 I мин  2I1  I 2 
I 3m  макс
,
6
I
 I мин  4I1  I 2   6 I о
I 4 m  макс
,
12
I макс  I мин  2I1  I 2 
(3.64)
I ср 
.
6
Правильность выполненных расчетов проверяется вычислением
суммы
I1m  I 2m  I 3m  I 4m  I ср  I макс .
(3.65)
Наконец, коэффициент гармоник рассчитывается по формуле
kг 
I 22m  I 32m  I 42m
.
I1m
(3.66)
Для усилителей среднего качества коэффициент гармоник kг обычно равен 53 %, а для усилителей более высокого качества kг<1 %.
3.12. Однотактный усилитель мощности
сигналов низкой частоты
Обеспечение приемлемых частотных искажений в однотактных
УМ сигналов низкой частоты в ряде случаев возможно только при их
102
работе усилительного элемента в режиме класса А. При этом транзистор обычно включают по схеме с ОЭ (рис. 3.35), так как она обеспечивает достаточно хорошие условия межкаскадного согласования.
Назначение элементов принципиальной схемы таково: резисторы
R1, R2, Rэ, так же как и в каскадах предварительного усиления, обеспечивают режимы питания и термостабилизации схемы. Выходной
трансформатор обычно является понижающим и служит для согласования малого сопротивления нагрузки с выходным сопротивлением
Rвых транзистора, которое обычно намного больше Rн. При пересчете
или, другими словами, при трансформации сопротивления нагрузки
Rн из вторичной обмотки трансформатора в первичную величина этого сопротивления становится равной Rн=Rн/n2, где n – коэффициент
трансформации, определяемый как отношение числа витков вторичной обмотки трансформатора w2 к числу витков первичной обмотки
w1, т. е. n=w2/w1. Из данного определения следует, что при n<1 сопротивление Rн>Rн.
Основное достоинство рассматриваемого усилителя – это относительно высокий кпд при работе на нагрузку с любым сопротивлением.
К недостаткам трансформаторного усилителя можно отнести: большие размеры и массу, сравнительно узкую полосу рабочих частот,
внесение трансформатором дополнительных искажений, а также невозможность исполнения по интегральной технологии.
Для анализа работы рассматриваемого каскада заменим принципиальную схему выходной цепи УМ эквивалентной для переменного
тока (рис. 3.36 а). Если при этом все номинальные значения элементов
пересчитать, т. е. трансформировать из вторичной обмотки трансформатора в первичную, используя соотТр
L
r
–Еп
r2  22
ношения Ls 2  s22 ,
и
Rн
n
n
R1
VT
C0  C0 n 2 , получим эквивалентную
Ср
схему, приведенную на рис. 3.36 б.
Анализируя эту схему, можно сдеR2
лать следующие выводы.
Uвх
Сэ
Rэ
1. В области нижних частот
(рис. 3.37, область I) коэффициент
усиления будет уменьшаться из-за
Рис. 3.35. Однотактный трансфоруменьшения сопротивления индукматорный усилитель мощности
тивности L1 (XL1=нL1).
103
Тр
Ls2
>>
r2
C0
L2
Iг
Rн
>>
Ls1
r1
1
=Rг L1
h22
Iг
Ls2
Ls1
r1
1
=R
h22 г
L1L0
r 2
C0
Rн
а
б
Рис. 3.36. Эквивалентная схема по переменному току однотактного трансформаторного усилителя: а – без пересчета параметров элементов схемы: б – с пересчетом параметров элементов схемы
2. В области верхних частот (рис. 3.37, область III) коэффициент
усиления будет падать из-за возрастания сопротивлений индуктивностей Ls1 и Ls2 и уменьшения сопротивления емкости C0, которое шунK()
III
II
I

Рис. 3.37. АЧХ однотактного трансформатор-ного усилителя
мощности: I – область нижних частот; II – область средних частот; III – область верхних частот
тирует нагрузку. Кроме того, вследствие проявления резонансных
свойств контура, состоящего из индуктивностей L1 и Ls2 и емкости
C0, на верхних частотах может наблюдаться подъем частотной характеристики (пунктир).
Проведем отдельно анализ работы каскада в области средних, нижних и верхних частот.
Средние частоты. Пренебрегая влиянием L1, Ls1, Ls2 и C0, на средних частотах, получим эквивалентную схему, изображенную на
рис. 3.38 а. Используя далее метод эквивалентного генератора и сдеr1
>>
Iг
r 2
Rгэ
Rн
1
=R
h22 г
R н
Eг экв=h21IгRг
>
>
Eг экв
а
б
Рис. 3.38. Эквивалентная схема усилителя в области средних частот: а – до эквивалентного переноса генератора; б – после эквивалентного переноса генератора
104
лав замену r1+r2+Rг=Rгэ, преобразуем эту схему в упрощенную и
удобную для дальнейшего анализа эквивалентную схему (рис. 3.38 б).
Из нее, в частности, следует, что коэффициент усиления на средних
частотах будет равен
R
U
h I R R н
K 0  2  21 1 г
 h21 0 ,
(3.67)
U 1 R г э  R н U 1
R вх
где R 0 
R г Rн
.
R г э  Rн
Таким образом, в области средних частот коэффициент усиления
не зависит от частоты, и фазовый сдвиг между входным и выходным
напряжением равен нулю.
Нижние частоты. Пренебрегая влиянием Ls1, Ls2 и C0 на нижних
частотах, получим следующую эквивалентную схему (рис. 3.39 а).
Обозначив r1+Rг=Rг и заменив эквивалентный генератор тока генератором напряжения, получим эквивалентную схему (рис. 3.39 б), в
которой Rн  Rн  r2 . Осуществив новый эквивалентный перенос генератора, получим простую эквивалентную схему (рис. 3.39 в). На
этой схеме объединены все активные сопротивления и введено обозначение, в результате чего Rнэ  Rн Rг , а эдс эквивалентного генераh21 I1Rг Rн
.
Rг  Rн
Тогда согласно схеме рис. 3.39 в коэффициент усиления усилителя
в области нижних частот K н  j и соответствующий коэффициент
K0
частотных искажений Мн будут иметь вид K н  j 
и
Rн э
1 j
н L1
тора Eг экв 
>
r 2
L1 Rн
Rг
Rнэ
L1
Rн
L1
Eг экв
Eг экв=IгRг
>
Eг экв=IгRг
<
r1
1
=R
h22 г
<
>>
Iг
Eг экв
а
б
в
Рис. 3.39. Эквивалентная схема усилителя в области нижних частот: а – до эквивалентного переноса генератора; б – после первого эквивалентного переноса генератора; в – после второго эквивалентного переноса генератора
105

K
+/2
Kн
н


б
а
Рис. 3.40. Характеристики однотактного трансформаторного усилителя
в области нижних частот: а – АЧХ, б – ФЧХ
2
 Rн 
K0
Mн 
 1   э  , что позволяет для индуктивности перK н 
 н L1 
Rн э
вичной обмотки трансформатора записать L1 
, а для фа2
н M н  1
Rн
зового сдвига – н   arctg э .
н L1
Графики АЧХ и ФЧХ однотактного трансформаторного усилителя в
области нижних частот приведены на рис. 3.40.
Верхние частоты. Эквивалентная схема однотактного трансформаторного усилителя в области верхних частот имеет вид, представленный на рис. 3.41 а, а с учетом того, что X C 0  Rн приходим к схеме,
представленной на рис. 3.41 б. При этом введены следующие обозначения Rг э  Rг  r1  r2 , Ls  Ls1  Ls 2 .
Cогласно данной схеме коэффициент усиления усилителя в области
верхних частот будет равен
Eг экв Rн
U
1
K в  j  2 

U 1 U1 Rг э  Rн  X Ls
Rг э Rн
K0
1 Eг экв Rн


.
в Ls
U1 Rг э  Rн Rг э  Rн  X Ls
1 j
Rг э  Rн
2
 в Ls 
K0
 , и для
Тогда K в  
, Mв 
 1 


2
K в 
 Rг э  Rн 
 в Ls 

1 
 Rг  Rн 
 э


в Ls 
фазовых искажений в   arctg 
.
 Rг  Rн 
э


K0
106
Ls
Rн
<
Eг экв
Ls
Rгэ
C0
<
Rгэ
а
Rн
Eг экв
б
Рис. 3.41. Эквивалентная схема усилителя в области верхних частот: а – с учетом емкости С0; б – без учета емкости С0
K
0
–/2
–
Kв
0

в 
а
б
Рис. 3.42. Характеристики однотактного трансформаторного усилителя
в области верхних частот: а – АЧХ, б – ФЧХ
Графики частотной и фазовой характеристик однотактного трансформаторного усилителя в области верхних частот приведены на
рис. 3.42.
Коэффициент трансформации найдем по приближенной формуле
Rн
Rн
, а с учетом кпд трансформатора тр коэффициент
n

Rн
Rвнутр
трансформации станет равным n1 
Rн
Rвнутр  тр
. Значение внутреннего
(выходного) сопротивления усилительного элемента Rвнутр можно
приближенно оценить графически из нагрузочной характеристики.
3.13. Двухтактный трансформаторный усилитель
мощности. Инверсные каскады
Схема двухтактного трансформаторного усилителя мощности,
представленная на рис. 3.43 а, содержит два усилительных элемента,
являющихся биполярными транзисторами типа p-n-p, в коллекторную
цепь которых включен выходной трансформатор Тр2, имеющий вы107
вод от средней точки в первичной обмотке. Оба транзистора включены по схеме с ОЭ. Так как в данном случае они имеют одинаковую
структуру, то на их входы должны подаваться два сигнала, находящиеся в противофазе. Это условие обеспечивается трансформатором
предоконечного каскада Тр1, имеющим вывод от средней точки во
вторичной обмотке. Режим входной цепи транзисторов по постоянному току обеспечивается делителем напряжения, состоящим из резисторов R1 и R2. Работу такого УМ в режиме В можно пояснить графиками напряжений и токов, представленными на рис. 3.43 б.
Как видно из рис. 3.43 а, ток первичной обмотки трансформатора Тр2
представляет собой разность коллекторных токов транзисторов VT1 и
VT2. Так как каждый из них работает в усилительном режиме в течение
половины периода, то при гармоническом входном сигнале выходной ток
Iк1–Iк2 будет также гармоническим (рис. 3.43 б). Частотные искажения в
таких УМ определяются, в основном, согласующим Тр1 и выходным Тр2
трансформаторами. Основными достоинствами двухтактного трансформаторного УМ по сравнению с однотактным являются: более высокий
кпд, отсутствие в выходном сигнале четных гармоник, а также устранение подмагничивания выходного трансформатора постоянной составляющей коллекторных токов транзисторов.
В реальных условиях невозможно обеспечить полную симметрию
плеч УМ из-за разброса параметров транзисторов и различия комVT1
Uбэ1
0
Iк1
Тр1
Тр2
R2
Uбэ2
0
Rн
Uвх
t
t
Iк1
0
t
Iк2
0
R1
VT2
Iк2
–
+
Еп
t
Iк1-Iк2
0
t
б
а
Рис. 3.43. Принципиальная схема двухтактного трансформаторного усилителя
мощности (а) и диаграммы напряжений и токов на его электродах (б)
108
плексных сопротивлений двух частей первичной обмотки трансформатора Тр2. Для характеристики асимметрии плеч вводится коэффициент асимметрии b, который при специальном подборе транзисторов
лежит в пределах 0,150,25, а без этого подбора в расчетах его принимают равным 0,4.
Рассмотрим основные особенности работы такого УМ. Как было
отмечено выше, для его нормальной работы необходимо подавать на
входы усилительных элементов сигналы равной амплитуды, но противоположные по фазе. Пусть, например,
I вх1 t   I m cos t ,
(3.68)
I вх2 t    I m cos t.
(3.69)
Выходной ток каждого плеча можно аппроксимировать следующим
полиномом
2
t   cI вх2 t   .
I вых t   I 0  aI вх t   bI вх
(3.70)
Подставляя зависимость (3.68) в выражение (3.70), получим
I вых 1t   I 0  aIm cost  bIm2 cos2 t  cI m3 cos3 t  
(3.71)
и аналогично, подставляя (3.69) в (3.70)
I вых 2 t   I 0  aI m cost  bI m2 cos2 t  cI m3 cos3 t  .
(3.72)
Из равенств (3.71) и (3.72) находим
I вых t   I вых1 t   I вых2 t   2аI m cos t  2cI m3 cos 3 t   ,
(3.73)
а с учетом того, что cos3 t  1/ 4cos3t  3 cost  получим окончательно
I вых t   I m1 cos t  I m3 cos 3t  .
(3.74)
Анализируя последнее выражение, можно сделать следующие выводы.
1. Выходной сигнал не содержит постоянной составляющей тока,
что исключает подмагничивание в транс-форматоре.
2. Выходной сигнал не содержит четных гармоник, что уменьшает
коэффициент нелинейных искажений.
3. Ток в цепи источника питания не содержит первой гармоники,
что уменьшает паразитную обратную связь по цепи питания с предыдущими каскадами.
109
4. Усилительные элементы двухтактного трансформаторного УМ
работают в режиме В, что значительно увеличивает его экономичность.
Для обеспечения подачи на входы рассматриваемой двухтактной
схемы УМ двух одинаковых по амплитуде, но противоположных по
полярности входных сигналов используются так называемые инверсные каскады. В качестве простого инверсного каскада может быть
применен обычный трансформа+Eп
тор со средней точкой, как это и
Rк
R1
показано на рис. 3.43 а.
Cр
Часто в качестве инверсных
VT
Cр
каскадов используются также реU
вых2
зистивные каскады с разделенныСр
~
ми нагрузками. Схема такого кас~ Uвх
када приведена на рис. 3.44. Его
Uвых1
R2
Rэ
работу можно пояснить следующим образом. Сигнал, снятый с
коллектора транзистора, будет
Рис. 3.44. Каскад с разделенныинвертирован по отношению ко
ми нагрузками
входному сигналу. Сигнал, снятый с эмиттерного электрода будет повторять входной сигнал. Для того, чтобы оба выходных сигнала
были одинаковы по амплитуде, необходимо подбирать одинаковые по
величине сопротивления Rэ и Rк.
3.14. Бестрансформаторные двухтактные
усилители мощности
Бестрансформаторные УМ низкой частоты реализуют по двухтактным схемам на транзисторах, как типа p-n-p, так и типа n-p-n (рис. 3.45).
Каскады, в которых использованы транзисторы с разным типом проводимости и близкими параметрами, называются каскадами с дополнительной симметрией. Соответствующую пару транзисторов называют
комплементарной, а сами транзисторы – комплементарными. Двухтактные УМ могут иметь два раздельных или один общий вход, а также два
или один источник питания.
На рис. 3.45 а представлена схема бестрансформаторного УМ с
двумя раздельными входами и двумя источниками питания. В таком
усилителе под воздействием противофазных входных напряжений
110
VT1
Iк1
Uвх1
Iэ1
Rн
Uвх2
Iк2
Iэ2
VT2
_
Еп1
+
VT1
VT1
_
Еп1
Iэ1 +
Rн
Uвх
_
Еп2
+
Iэ2
Iк2
VT2
а
Iк1
Iк1
б
С
Uвх
+
_
Еп2
+
Iэ2
Rн
Iк2
_
Еп
+
Iэ1
VT2
в
Рис. 3.45. Схемы бестрансформаторных двухтактных усилителей мощности:
а – с двумя раздельными входами и двумя источниками питания; б – с одним
входом и двумя источниками питания; в – с одним входом и одним источником питания
транзисторы VT1 и VT2 работают поочередно, и ток через нагрузку
протекает в каждый полупериод входных напряжений.
В схеме двухтактного УМ (рис. 3.45 б) объединение двух входов в
один оказывается возможным за счет применения в нем комплементарных транзисторов.
В УМ, показанном на рис. 3.45 в, используется один источник питания Еп. Роль второго источника питания выполняет конденсатор
большой емкости С. Ток эмиттера Iэ1, протекающий через открытый
транзистор VT1, конденсатор С и сопротивление нагрузки Rн во время
отрицательного полупериода входного напряжения заряжает этот
конденсатор. Во время положительного полупериода входного
напряжения открывается транзистор VT2, и через него протекает ток
Iэ2. Так как в это время транзистор VT1 закрыт, то в качестве источника питания для VT2 используется напряжение конденсатора С. Величина емкости данного конденсатора определяется сопротивлением
нагрузки и нижней граничной частотой усиливаемого сигнала; для
нее справедливо выражение
1
.
С
(3.75)
2f н Rн
Как следует из вышесказанного, формирование выходного тока или
напряжения происходит в результате двух тактов работы любого из
усилителей, изображенных на рис. 3.45. Во время первого такта открыт транзистор VT1, и через него протекает ток Iэ1, а во время второ111
го – открыт транзистор VT2 и через него протекает ток Iэ2. Поэтому
такой усилитель и называют двухтактным (работает в режиме В). В
этом случае токи транзисторов представляют собой импульсы, следующие через половину периода входного сигнала. При нулевом
входном напряжении транзисторы закрыты, и от источника питания
энергия не потребляется.
Следует иметь в виду, что схеме, в которой транзисторы работают
в режиме В, присущи искажения типа «ступенька» (рис. 3.46 б). Они
обусловлены малой крутизной характеристики Iк=f(Uбэ) на ее начальном участке, а также тем, что при малых входных напряжениях транзисторы практически закрыты. Для устранения таких искажений
транзисторы двухтактного УМ должны быть немного «приоткрыты»
в состоянии покоя, когда на входе отсутствует сигнал, т. е. работать в
режиме АВ.
Оценим максимальный кпд УМ при работе транзисторов в режиме В. В схемах двухтактного УМ при работе от одного источника постоянное напряжение в точке соединения эмиттеров транзисторов
примерно равно половине напряжения источника питания. Максимальное значение амплитуды напряжения на нагрузке при этом может достигать величины
Е
U н макс  п  U кэ мин ,
(3.76)
2
где Uкэ мин – напряжение насыщения транзистора.
Iн
Iк1
Iк1
Uбэ2
t
Uбэ1
а
Iк2
Iк2
б
Uвх
t
Рис. 3.46. Формирование искажений типа «ступенька»
в бестрансформаторном УМ
112