Переходные помехи из-за неполного подавления паразитной АМ

http://rrl.kz/lek2/lecture/lect1.html
Помехи и искажения возникающие в РРЛ с ЧУ и ЧМ
Основным качественным показателем в РРЛ, как и в любой другой системе связи является отношение
сигнал/помеха на выходе канала.
В диапазоне УКВ, который используется в РРЛ, отсутствуют атмосферные и промышленные помехи и
на выходе канала будет иметь место только тепловые шумы приемного устройства. Кроме того,
возникают переходные помехи, т.е. в одном из ТЛФ каналов прослушиваются разговоры, идущие по
другим ТЛФ каналам. Они возникают:
- в групповом тракте;
- ВЧ тракте;
- в АФТ;
- из-за неполного подавления паразитной АМ в ограничителях.
Тепловые шумы
При определении уровня тепловых шумов на выходе ЧД рассматривают векторную диаграмму рис. 1.
рис.1.
Суммарный шум случайно меняется по уровню и фазе. Поэтому Uр также будет меняться во времени,
т.е. под воздействием шумов сигнал приобретает АМ и ФМ.
Поскольку частотная демодуляция осуществляется вокруг центральной частоты, то суммарный сигнал
на выходе ЧД будет равен:
U=Uм(t)cos[ω0t+φ(t)],
где: Uм(t) - амплитуда; (t) - фаза суммарного квазигармонического колебания, спектры которых имеют
относительно низкочастотные составляющие.
При правильном использовании ограничителей, Uм(t) - соnst, а случайное изменение фазы не
устраняется и это приводит к изменению частоты, что при демодуляции проявляется в виде
случайных шумов.
Если Uш < Uс, тогда tg = Uш(t)/Uc.
С другой стороны изменение частоты на входе ЧД приводит к шуму
где: КЧД - коэффициент передачи ЧД.
Теорема о спектре производной случайного процесса
Энергетический спектр процесса Х1(t), значения которого равны производной от стационарного
случайного процесса Х(t), определяется соотношением
Gх’(Ω) = Ω2G(Ω),
где: G(Ω) - спектр процесса х(t); Gх’(Ω) - спектр процесса х’(t).
В соответствии с выражением для Uш вых и теоремой о спектре производной случайного процесса,
спектр мощности шумов на сопротивлении 1-ом на выходе ЧД равен
где: Gвх(Ω) энергетический спектр процесса Uш(t), т.е. спектр шумов на входе приемника; здесь
частота заменена Ω =ω-ω0.
На входе приемника тепловой шум имеет равномерный спектр. Если частотная характеристика
приемника имеет прямоугольную форму, то спектр тепловых шумов, попадающих на вход ЧД, также
имеет прямоугольную форму рис. 2.
Рис.2.
Из курса приемных устройств известно, что спектральная плотность мощности шума на входе
приемного устройства на сопротивлении 1 Ом равна
Gвх(Ω) = (1/2π)nКТRвх,
где: n - коэффициент шума приемника; К = 1,38 10-23 Вт/Гц град - постоянная Больцмана; Т абсолютная температура; Rвх - входное сопротивление.
Подставив получим (рис. 3)
Рис.3.
Расчет тепловых шумов при передаче многоканальной
телефонии
При передаче многоканальной телефонии мощность шумов на выходе ТЛФ канала определяется по
приближенной формуле
Подставив значение Gвых(Ω) в последнее выражение получим
где: Ωк - средняя частота ТЛФ канала в групповом спектре; Rк - сопротивление нагрузки канала.
Если учесть, что Uc2/Rвх=Рс - мощность сигнала на входе приемника, а Ω=2πF и
измерительный уровень мощности в канале, соответствующий эффективному напряжению Uк. Введем
псофометрический коэффициент Кпс2. Тогда последние выражение запишется как
, [Пиковатт]
Из полученного выражения видно, что уменьшение уровня принимаемого сигнала (Рс) (при наличии
ограничителя) вызывает только увеличение мощности тепловых шумов (Ршт). Уровень полезного
сигнала остается неизменным (Рк). В отличии от ЧМ при АМ наблюдается обратная картина, -
изменение уровня принимаемого сигнала отражается на уровне полезного сигнала в канале, а
мощность шумов не изменяется.
Если ввести относительную частоту у = Fк/F2,
где: F2 - верхняя частота группового сигнала; Fк - средняя частота канала и учитывая, что мощность
шума в полосе приемника Δfп равна Рш = nКТΔfп, получим последнее выражение в пиковаттах в виде:
Анализ этого выражения показывает, что мощность шумов в ТЛФ канале при ЧМ пропорционально
отношению шум/сигнал на входе приемника и отношению полос пропускания ТЛФ канала (ΔFп) и
радиотракта приемника (Δfп).
Последняя формула справедлива и при АМ, но нужно отметить, что при АМ глубина модуляции < 1, а
при ЧМ может быть > 1, что и определяет выигрыш ЧМ систем.
При увеличении числа ТЛФ каналов N в системах с ЧМ для сохранения заданного отношения
сигнал/шум требуется увеличение мощности передатчика пропорционально в N2 раз, а при АМ только
в N раз. Объясняется это тем, что в системах с ЧМ мощность тепловых шумов растет
пропорционально квадрату частоты исследуемого канала рис. 4.
Рис.4.
Отсюда, при выполнении нормы на шумы в верхнем ТЛФ канале, в нижних каналах шумы будут
значительно меньше. Для того чтобы выровнить Ршт по групповому спектру используется
предыскажение сигнала в тракте передачи до модулятора, с целью увеличения девиации на верхних
каналах и уменьшении на нижних.
В такте приема включают восстанавливающий фильтр имеющий частотную характеристику,
обратную частотной характеристике предыскажающего контура рис. 5.
Рис.5
Частотная характеристика предыскажающего контура аппроксимируется выражением
В2(F) = 0,4 + 1,35(F/F2)2 + 0,75(F/F2)4.
С учетом предыскажения расчетная формула мощности тепловых шумов на выходе ТЛФ канала
принимает вид:
Это выражение справедливо при условии Uc >> Uш и вплоть до Рс/Рш ≈ 10.
Ниже этого равенство уже несправедливо равенство аrctg х ≈ х и нельзя применять теорему о спектре
производной. В этом случае наступает пороговое явление при ЧМ. Рассматривать это явление не
будем, т.к. в РРЛ как правило работа ведется выше порога ЧМ.
Расчет тепловых шумов при передаче сигналов изображения
Полоса ТВ сигнала достигает 6 МГц и поэтому Ршт необходимо вычислять как
При передаче сигналов ТВ нормируется отношение эффективного напряжения шума к полному
размаху видеосигнала от уровня белого до уровня черного. Поэтому коэффициент передачи ЧД
определяется как:
Кчд= Uр / 2Δfр
где: Uр - полный размах видиосигнала; Δfп - девиация соответствующая Uр и отсчитанная в одну
сторону от центральной f.
В РРЛ при передаче ТВ обычно указывается величина полной девиации fфм, соответствующей
изменению сигнала от уровня белого до уровня синхроимпульсов. В соответствии со стандартом на
ТВ сигнал эта девиация равна
fрм = 1,4Δfр.
Учитывая последнее выражение получим
Кчд = 1,4 Uр / 2Δfр
и окончательно
При передачи сигналов изображения нормируется визометрическое отношение сигнал/шум,
учитывающее неодинаковое восприятие глазом различных спектральных компонент шума.
Если обозначить
Uр2/Uш2 = γ, [дБ]
, то включение визометрического фильтра дает поправку на [17,7] дБ , т.е.
γвиз=(γ+17,7),дБ
Переходные шумы в каналах РРЛ с частотным уплотнением и ЧМ
При многоканальной ТЛФ связи с ЧУ и ЧМ нелинейность тракта РРЛ обуславливает появление
переходных шумов в каналах (из-за нелинейности возникают гармоники сигналов и различные
комбинации составляющие. Часть этих продуктов имеет спектральные составляющие, совпадающие с
передаваемым сообщением. Эти составляющие попадают в полосы "чужих" ТЛФ каналов и образуют
в них помехи). При N > 24 они носят шумоподобный характер и называются переходными шумами.
Переходные шумы в групповом тракте
Амплитудная характеристика реального группового тракта всегда обладает нелинейностью.
Представим эту характеристику полиномом и предположим, что на вход группового тракта подают
многоканальное сообщение U(t).
Тогда на выходе тракта сообщение имеет вид
U(t) = U(t) + b2U2(t) + b3U3(t) + . . .
где: b2 и b3 - коэффициенты определяющие нелинейность амплитудной характеристики.
При Кус = 1 и учитывая только члены полинома не выше третьей степени (правильно
сконструированная аппаратура имеет незначительную нелинейность), продукт искажений в
групповом тракте равен
Ег(t) = b2U2(t) + b3U3(t)
Поскольку продукт искажения и многоканальное сообщение является стационарным случайным
процессом, то для определения энергетического спектра Ег(t) используют теорему Хинчина.
Согласно этой теоремы, энергетический спектр G(Ω) и корреляционная функция стационарного
случайного процесса В(τ) связаны между собой парой преобразований Фурье, т.е.
Следовательно, для определения энергетического спектра процесса G(Ω) необходимо определить
корреляционную функцию В(τ) этого процесса.
Корреляционная функция является одной из числовых характеристик случайного процесса и
определяется как
где: τ = t1 - t2; W(х1хτ) - двумерная плотность вероятности случайного процесса.
Эксперименты и теоретические исследования показывают, что переходный шум является нормальным
стационарным процессом с нулевым средним. Для такого процесса
где: d - дисперсия случайного процесса, т.е. средняя мощность процесса; R(τ)- нормированная
функция многоканального сообщения.
Для нашего случая
Х(t) = U(t) и Х(t) = U(τ)(t).
Отсюда, вычисляя вначале
и используя теорему Хинчина получим
где:
Y2(τ) и Y3(τ) - функции, характеризующие в относительных единицах зависимость специальной
плотности мощности переходных шумов 2-го и 3-го порядка от частоты. Для этих функций
существуют графики в зависимости от различных β = F2/F1
и
здесь α2к и α3к - затухание нелинейности в децибелах, измеренные при подаче на вход тракта сигнала с
нулевым измерительным уровнем.
Зная энергетический спектр переходных шумов в групповом тракте, выражение для мощности
переходных шумов можно в окончательном виде получить в пВт
где: Рср - средняя мощность многоканального сообщения.
Из последнего выражения можно видеть, что мощность переходных шумов резко возрастает при
увеличении нелинейности тракта и числа ТЛФ каналов. Поэтому при конструировании аппаратуры
для РРЛ и спутниковой связи предъявляются весьма жесткие требования к линейности амплитудной
характеристики группового тракта, причем эти требования резко возрастают при увеличении числа
каналов.
Переходные шумы в ВЧ тракте
ВЧ тракт аппаратуры с ЧМ включает все элементы от выхода частотного модулятора передатчика до
входа частотного детектора приемника. Нелинейные искажения ВЧ сигнала не вызывают искажений
многоканального сообщения, а изменяют уровень ВЧ колебаний на входе ЧД и не вызовут
нелинейных искажений при демодуляции. Поэтому в РРЛ с ЧМ не требуется, чтобы амплитудная
характеристика ВЧ тракта была линейной. Более того ВЧ тракт всегда нелинейный, т.к. включает
обязательно ограничитель.
Возникновение нелинейных искажений группового сигнала при прохождении ЧМ колебаний через
реальный ВЧ тракт обусловлено нарушением пропорциональности между изменением фазы ВЧ
сигнала и изменением модулирующего сигнала, возникающим, например, при прохождении сигнала
через четырехполюсник с нелинейной фазовой характеристикой. Это может быть объяснено также
тем, что различные спектральные компоненты ВЧ сигнала получают различные запаздывания и
ослабления в соответствии с фазовой и частотной характеристиками четырехполюсника.
Вследствие этого сумма всех спектральных компонент неточно воспроизводит входной сигнал и, в
частности, его фазу.
Источником нелинейных искажений в ВЧ тракте являются:
1. неравномерность частотной и нелинейность фазовой характеристик УПЧ;
2. неполное подавление паразитной АМ ограничителями;
3. преобразование АМ в ФМ в ограничителях и ЛБВ;
4. наличие сопутствующих потоков в антенных фидерах.
Расчетная формула переходных шумов в ВЧ тракте выводится с применением "квазистационарного
метода".
Полагают, что на вход ВЧ тракта подан сигнал, частота которого изменяется по закону
многоканального сообщения U(t), и, следовательно, выражение для ЧМ колебания имеет вид
Если ВЧ тракт имеет АЧХ вида К(ω-ω0) и ФЧХ вида φ(ω-ω0) и мгновенная частота сигнала меняется
по закону ΔωмU(t), то можно записать
Паразитная АМ (U0K[ΔωbU(t)]) ослабляется ограничителем, а изменение фазы приводит к изменению
частоты на выходе ЧД, т.е. к появлению шумов
отсюда
Фазовую характеристику в интервале [ω0-ωм, ω0+ωм] представляют полиномом вида
φ(Ω)=φ1Ω+φ2Ω+φ3Ω+...
Поскольку линейность фазовой характеристики достаточно высокая, то достаточно взять только три
члена полинома, где искажения будут определять 2 и 3 члены полинома
Энергетический спектр продуктов искажений определяют применением теоремы о спектре
производной
где: Δωэ - эффективная девиация частоты. На практике обычно измеряют не фазовую характеристику
тракта, а групповое время запаздывания (ГВЗ), которое определяется как
Типичная характеристика ГВЗ имеет вид рис. 6.
Рис.6.
Нелинейности фазовой характеристики соответствует неравномерность характеристики ГВЗ.
С учетом ГВЗ расчетная формула для мощности переходных шумов второго и третьего порядков на
выходе ТЛФ канала со средней частотой Fк в точке с нулевым относительным уровнем в пиковаттах
имеет вид
где:
Полосу частот fп, необходимую для неискаженной передачи, определяют по графикам.
Из приведенного выражения видно, что мощность переходных шумов максимальна в верхнем ТЛФ
канале, и поэтому при увеличении числа каналов становятся более жесткими требования к
неравномерности частотной и фазовой характеристик. Для систем большой емкости (600-1920
каналов) неравномерность ГВЗ не должна превышать единиц наносекунд.
Переходные помехи из-за неполного подавления паразитной
АМ
При прохождении ЧМ сигнала через тракт происходит паразитная АМ. Включение ограничителей
перед ЧД приемника позволяет подавить паразитную АМ на m=30÷40 дБ. Однако, полезный сигнал
U(t) на выходе ЧД перемножаясь с огибающей ВЧ сигнала дает продукты нелинейных искажений
где: m - коэффициент подавления паразитной АМ; α1 и α2 - коэффициент разложения частотной
характеристики ВЧ тракта; Км - крутизна модуляционной характеристики.
Сравнивая коэффициенты при соответствующих степенях U(t) в последнем выражении и выражении
для продукта искажений в групповом тракте
можно видеть, что мощность переходных шумов из-за не подавления АМ можно определить как:
где: b2=a1mKм, b3=a3mK2м
Уровень переходных шумов из-за неполного подавления АМ ограничителем обычно мал и составляет
единицы пиковатт на станцию.
В тропосферных РРС уровень переходных шумов может быть существенным, так как паразитная АМ
возникает не только в аппаратуре, но и на участке распространения радиоволн.
Переходные шумы, вносимые отражениями в антенных фидерах
Искажения модулирующего сообщения из-за отражения в антенных фидерах можно пояснить
следующим образом.
Пусть в отсутствии модуляции на выходе фидера имеется два сигнала - прямой и дважды отраженный
от его концов (учитывается отражение от концов фидера, остальные малы) рис. 7
Рис.7.
Фазовой сдвиг между этими сигналами равен ψ=ω02τф, где ω0 - частота передатчика; τф - время
распространения электромагнитной энергии в фидере. При изменении частоты передатчика будет
изменяться и фазовый сдвиг между прямыми и отраженными сигналами. Следовательно, будет
изменяться амплитуда суммарного сигнала, т.е. из-за отражений возникнет неравномерность АЧХ и
ФЧХ.
Неравномерность АЧХ и ФЧХ, как известно, приводит к возникновению нелинейных искажений или
переходных шумов.
При выводе расчетной формулы мощности переходных шумов из-за отражений в АФТ полагают, что
коэффициенты отражения от концов фидера равны r1 и r2 и что они <<1. Затем применяя ту же
методику, что и при определении нелинейных искажений в ВЧ тракте, т.е. теорему Хинчина,
получают
где: G и Н - функции от аргумента и определяются по графикам.
Графики эти построены для нескольких значений параметра К=2Мэ2
где: 2Мэ2=δfэ/f2 - величина индекса модуляции, соответствующая среднему уровню многоканального
сообщения;
ψ0 - фазовый сдвиг между прямой и отраженной волнами;
lф - длина фидера;
τф - время распространения электромагнитной волны в фидере;
τф = lф/сф, сф=c√1-λ/λкр - скорость распространения энергии в фидере.
В заключении необходимо отметить, что несмотря на специальные меры - улучшение согласования
фидеров, применение ферритовых вентилей, повышение точности изготовления волноводов, на
мощность переходных шумов, вызванных отражениями в фидерах, отводится 25 - 30% нормируемой
полной мощности шума, вносимой линией связи. Для РРС прямой видимости эта мощность не должна
превышать 40 пВт на станцию. Поэтому целесообразно сокращать длину фидерных линий, размещая
аппаратуру РРС на опоре под антенной.
Сложение шумов на РРЛ с ЧУ и ЧМ
Тепловые и переходные шумы на РРЛ представляют собой случайный процесс. Поэтому при
сложении необходимо учитывать их статистическую зависимость.
Если случайные процессы статистически зависимы, то
где: Рсi - мощность i-го случайного процесса. Если случайные процессы независимы
I. Тепловые шумы. Они независимы т.к. происходят на различных станциях и интервалах, поэтому
II. Переходные шумы. Переходные шумы возникающие в ВЧ тракте независимы, т.к. ГВЗ на каждой
станции различно и кроме того от станции к станции меняет знак.
Переходные шумы возникающие в групповом тракте также как и в ВЧ тракте можно считать
независимым. Следовательно, суммарные переходные шумы возникающие в ВЧ и групповом тракте
складываются по мощности.
Закон суммирования переходных шумов, вызванных отражениями в антенных фидерах, занимает
среднее место между суммированием по мощности и по напряжению. Однако в первом приближении,
достаточном для инженерных расчетов, эти шумы можно складывать по мощности.
Следовательно, при расчете шумов на выходе линии все шумы, с достаточной точностью для
инженерных расчетов, можно суммировать по мощности, т.е.
Нормы на качественные показатели каналов РРЛ
Широкое использование РРЛ как для внутренних, так и международных связей, а также
необходимость соединения их с другими видами линий связи вызвали необходимость выработки
единых норм и рекомендаций на основе технических характеристик этих линий в международном
масштабе.
Выработкой подобных рекомендаций занимается МККР.
Выполнение этих рекомендаций необходимо как на линиях связи внутри страны, так на
международных линиях. Несоблюдение единых норм может привести к взаимным помехам между
радиослужбами различных стран и радиолиний внутри страны.
Для обеспечения проектирования, настройки, соединения и эксплуатации РРЛ, международные нормы
устанавливаются не на общие характеристики каналов (пропускная способность, надежность), а на
конкретные технические характеристики, такие как: полосы рабочих частот; несущие частоты;
остаточное затухание; отношение сигнал/помеха; девиация частоты; число переприемов по низкой
частоте и т.п.
Нормы на электрические характеристики каналов зависят от вида передаваемой информации (ТЛФ,
ТВ-вещание и т.д.). Кроме того, некоторые нормы (например, нормы на шумы) зависят от вида РРЛ
(прямой видимости или тропосферные) и способы разделения каналов (частотное либо временное).
МККР устанавливает норму на электрические характеристики так называемых эталонных или
гипотетических цепей, имеющих определенную протяженность и структуру. При проектировании
РРЛ производится пересчет этих норм для реальной проектируемой РРЛ.
Структура гипотетической цепи зависит от емкости системы, вида разделения каналов и вида
передаваемой информации. Эталонные цепи содержат определенное число преобразователей сигнала
(модуляторов и демодуляторов), вызывающих искажения и переходные помехи.
Гипотетические цепи для РРЛ прямой видимости и ЧР каналов
I. Для ТЛФ при N < 60 (рис. 8).
Рис.8.
II. Для ТЛФ при N > 60 (рис. 9).
Рис.9.
III. Для ТV, вещание и звуковое сопровождение ТV (рис. 10).
Рис.10.
IV. Для РРЛ с ВР каналов при N < 60 (рис. 11).
Рис.11.
Для приведенных цепей, МККР рекомендует нормы как на параметры аппаратуры, так и на величину
шума.
Нормы на величину шума
Для РРЛ прямой видимости с ЧМ и ЧР и любого числа каналов.
Средняя за любую минуту псофометрическая мощность шумов должна быть не более 7500 пВт, а в
любой месяц года может превышать не более чем на 20% времени.
Или средняя за любую минуту псофометрическая мощность шумов должна быть не более 47500 пВт, а
в любой месяц года может превышать не более чем на 0,1% времени (медленные и быстрые
замирания).
2500 пВт из 10000 пВт отдается для аппаратуры уплотнения, а мощность шумов равная 10000 пВт ухо
человека не замечает.
Выбор основных параметров многоканальных РРЛ систем с ЧУ
и ЧМ
Обозначим через Ршд - общую мощность шумов на выходе канала гипотетической цепи, тогда Ршд сек =
Ршд/m, мощность шумов на выход секции, m - число секций.
В АФТ тракте, как известно, возникают 25% шумов.
Отсюда мощность шумов на выходе секции без учета тракта АФТ
Ршд сек=0,75·Ршд сек=0,75Ршд/m.
Из полученных ранее формул для расчета шумов известно, что мощность как тепловых, так и
переходных шумов зависит от девиации частоты. Причем тепловые шумы обратно пропорциональны
квадрату девиации, переходные шумы второго порядка пропорциональны квадрату девиации, а
третьего порядка пропорционально четвертой степени девиации, т.е. можно записать
Ршд сек=0,75Ршд/m=А1/х+Вх+Сх2,
где: х=Δƒr2 - квадрат девиации на канал; А, В и С - обобщенные параметры аппаратуры.
Если предположить, что ƒr2 выбрана таким образом, что Ршд сек - минимально, то
Нап фрdР’шд сек/dх = - А1/х2+В+2Сх=0.
Решая совместно два уравнения получим
Согласно уравнению для Ршд сек, последние уравнения можно записать
т.к. Ршп2>0 Ршп3>0.
Поэтому
2Р’шд сек-3Ршт>0
2Ршт-Ршд сек>0.
Отсюда
2Ршд сек>3Ршт
2Ршт>Ршд сек.
Или
2/3Ршд сек>Ршт Ршт>1/2Ршд сек.
Окончательно
1/2Ршд сек<Ршт<2/3Ршд сек.
Таким образом можно записать, что
Ршт=ξ0,75Ршд/m
где: 1/2<ξ<2/3.
Соответственно
Ршт2=2Р’шд сек-3Р’шд секξ=3Р’шд сек(2/3-ξ)
Ршт3=2Р’шд секξ-Р’шд сек=2Р’шд сек(ξ-1/2)
Из полученных соотношений следует, что при таком выборе доли шумов общее количество их будет
минимально. Причем при заданном fr (рекомендаций МККР) оптимальность определяется
параметрами А, В и С.
Этапы конструирования аппаратуры РРЛ
1. Определяют Ршд сек=Ршд/m.
2. Определяют Р’шд сек=0,75·Ршд сек=Ршт+Ршп2+Ршп3. Затем Ршт=ξ0,75·Ршд сек где: 1/2<ξ<2/3.
3. По имеющимся графикам определяют рис.12.
Ршп2 и Ршп3, причем Ршт+Ршп2+Ршп3=1.
4. Делят мощность переходных шумов как второго, так и третьего порядка на выходе секции между
переходными шумами, возникающими в элементах группового и ВЧ трактов.
Причем мощность переходных шумов группового и ВЧ трактов для одной секции приблизительно
равны (групповой тракт только по ОС и УС, а ВЧ тракт на всех станциях).
5. Делят мощность переходных шумов ВЧ тракта между станциями секции
и
где: К - число станций в секции.
6. Задаются затуханием нелинейности и вычисляют мощность переходных шумов. Если величину
нелинейности трудно реализовать, то увеличивают мощность переходных шумов на выходе секции за
счет уменьшения тепловых шумов. То же самое проделывают, если трудно реализовать требуемую
неравномерность ГВЗ.
7. По допустимой мощности тепловых шумов для секции определяют мощность тепловых шумов
вносимых каждой К-ой станцией
Рш.т.ст.=Рш.т.секц./К.
8. Задавшись параметрами аппаратуры, вычисляют мощность тепловых шумов, вносимой одной
станцией затем проверяют, чтобы
Рш.т.ст.(реал)≤Рш.т.ст.(расч)
Для вычисления Рш.т.ст.(реал) необходимо знать мощность сигнала на входе приемника.
Она определяется как
где: Рпер - мощность передатчика;
А - затухание сигнала на интервале;
G1 и G2 - коэффициент усиления антенны;
ηф1 и ηф2 - коэффициент полезного действия АФТ;
Асв0 - затухание сигнала при свободном распространении радиоволн в изотропной среде;
Асв - затухание сигнала при свободном распространении радиоволн с учетом направленных свойств
антенн и К.П.Д. фидеров;
V - множитель ослабления по отношению к полю свободного пространства.
В последнем выражении все сомножители, кроме V2 известны. Необходимо определить только V или множитель ослабления.
Классификация трасс РРС
Проектирование РРС начинается с выбора и изыскания трасс. Для этого пользуясь топографическими
картами намечают общее направление трассы и места расположения УС и ПС в соответствии со
структурой гипотетической цепи. При этом необходимо учитывать наличие подъездных путей,
близость населенных пунктов, энергобаз и др. Целесообразным считается прокладка РРЛ вдоль
шоссейных и железных дорог.
Интервал ретрансляции зависит от рельефа местности, типа аппаратуры, высот антенных опор и др.
условий. Для намеченной РРЛ рассчитывают качественные показатели каналов связи. Причем могут
быть просчитаны несколько вариантов, а выбран один из них. Выбор производится по устойчивости
связи при требуемых качественных показателях.
Основой энергетического расчета РРС является уравнение связывающее мощность сигнала на выходе
передатчика Рпд с мощностью сигнала, поступающего на вход приемника Рс вх
где: А - потери передачи на интервале;
Асв=(4πr0/λ)2 - потери передачи на интервале при распространении в свободном пространстве.
Строгий расчет интервала РРС из-за многообразия и сложности реальных природных условий,
невозможен. Поэтому при проектировании РРС пользуются приближенными методами.
Расчет V начинают с вычерчивания в прямоугольных координатах профиля интервала, который
отображает вертикальный разрез местности. Для этого по оси абсцисс откладывают расстояние, а по
оси ординат высоты. Высоты откладывают от уровня моря или условный нулевой уровень (рис. 13).
Рис.13.
Антенны РРС устанавливаются на мачтах или башнях, высота которых во много раз превышает длину
рабочей волны. Для расчета V в случае реальных трасс удобно пользоваться величиной просвета Н
между наиболее высокой точкой профиля трассы и линией прямой видимости, соединяющей центры
антенн соседних станций (рис. 14).
Рис.14.
Исходя из геометрических расчетов
где: Δr - разность хода лучей между АВ и АСВ;
k=r1/r2 - относительная координата точки С.
При классификации трасс РРС и расчете интервалов пользуются понятием о пространственной зоне,
существенно участвующей в распространении радиоволн. Эту зону определяют как геометрическое
место точек, соответствующих разности хода лучей Δr=λ/6. Из последнего соотношения следует, что в
такой зоне
Так называемый расчетный зазор при Н=Н0, множитель ослабления равен 1 (V=1).
Относительно Н0 трассы интервалов РРС принято делить на три группы:
- открытые - Н > Н0;
- полуоткрытые - Н0 >> Н > 0;
- закрытые - Н < 0.
На реальных трассах, как известно, наиболее часто имеет место положительная рефракция, когда
dE/dh < 0 и при расчетах V пользуются понятием эквивалентного радиуса земного шара Rэ,
отличающейся от действительного радиуса R на величину коэффициента рефракции kр
Rэ=Rkр=R/(1+0,5gR)
При положительной рефракции Rэ>R. Замена R на Rэ приводит к тому, что при изменении
атмосферной рефракции изменяется просвет Н от значений Н(0) в отсутствие рефракции до Н(g) с
учетом рефракции. Полное значение просвета определяется как
Н(g) = Н(0) + Н(g) = Н(0) - 0,25r02g(1-k)k.
Расчет множителя ослабления (V)
I. Для открытых трасс
В этом случае V определяется условиями интерференции прямой волны и одной или нескольких
отраженных от земной поверхности. Учитывается обычно одна отраженная волна, тогда
где: |Ф| - модуль коэффициента отражения от земной поверхности.
относительное значение просвета.
Н(g)=Н(0)+Н(g) - полное значение просвета с учетом рефракции.
Для открытой трассы Р(g)>1 и зависимость V от Р(g) имеет интерференционный характер.
Интерференционные максимумы имеют место, когда
а интерференционные минимумы - когда P(q)=√6n, где: n, m = 1,2,3… - номера интерференции
минимумов и максимумов.
При
и при |Ф|=1, V=1, т.е. отраженный луч не ослабляет поля прямого луча. |Ф| - определяют
экспериментально или приближенно.
В зависимости от λ , |Ф| - лежат в пределах от 1 до 0,1.
II. Расчет V для полуоткрытых и закрытых трасс
Одна из таких трасс приведена на рис.15. В области малых значений просвета при Р(g)=Н(g)/Н0<1 интерференционные формулы не пригодны.
Необходимо учитывать дифракцию радиоволн βg - угол дифракции, равный
Рис.15.
Для случая Нg < Н0 убывание V при увеличении угла дифракции имеет экспоненциальный характер.
При этом зависимость V от Н(g) в (дБ) будет линейной.
Если при Н(g)=Н0, V=1 , то при Н(g) ≠ Н0
V(дБ)=V0(дБ)[1-P(q)]
где: V0(дБ) при Н(q)=0.
При сравнительно больших высотах антенн V0 не зависит от электрических параметров огибающей
волной сферы, а определяется параметром μ, включающим геометрические характеристики трассы
где: l=r/r0 и α=Δу/Н - параметры сферы, аппроксимирующей препятствие.
Параметр r определяется из профиля где Δу=Н0.
Результаты расчетов V в зависимости от Р(g) и для различных μ в случае трассы с одним
препятствием приводятся соответствующими графиками.
Все расчетные формулы для V получены в предположении, что Е постоянна вдоль трассы и линейно
изменяется по высоте, т.е. параметр (g) не зависит от (h). Для учета реальных изменений Е по высоте
и длине трассы вводят понятие об эффективном вертикальном градиенте диэлектрической
проницаемости воздуха gэ .
Под этой величиной понимается такой постоянный по высоте градиент, при котором напряженность
поля в месте приема будет такой же, как и в случае реального изменения Е на трассе. При этом во всех
расчетных формулах, в которые входит величина g1, необходимо заменять ее величиной gэ. Значение
gэ находят в результате многочисленных измерений напряженности поля на трассах, проходящих в
различных климатических районах. Данные о значениях gэ для различных климатических районов
приводятся в соответствующих таблицах.
Замирания сигналов на интервалах РРС и расчет устойчивости
сигнала
В связи с случайным изменением метеорологических условий на трассах РРС происходит и случайное
изменение уровня сигнала в месте приема (замирание сигнала).
Под случайным изменением метеорологических условий понимается изменение температуры,
давления и влажности атмосферы. В свою очередь случайное изменение перечисленных параметров
приводит к флуктуации (g) во времени и соответственно к изменению Н(g).
Как известно, при возрастании (g) просвет Н(g) уменьшается и при Р(g)<1 множитель ослабления с
уменьшением Р(g) монотонно убывает, т.к. происходит дифракционное ослабление сигнала из-за
экранирующего действия препятствия на трассе.
Если Р(g)<<1 приемная антенна попадает в область глубокой тени и уровень принимаемого сигнала
становится малым. Это может происходить от нескольких минут до нескольких часов.
Такие замирания носят медленный характер и они частотно независимы, т.е. замирание идет
одновременно на всех стволах РРЛ.
Замирание будет и в том случае, если при уменьшении g, просвет Н(g) увеличится. Объясняется это
тем, что происходит интерференция прямой и отраженной волны от поверхности земли. Замирания
будут глубокими, если точка приема попадет в интерференционный минимум. При этом если |Фп|=1,
то V→0 .
Причем изменение уровня сигнала может составить 25 - 30 дБ в секунду и поэтому они называются
быстрыми.
Быстрые замирания носят частотозависимый характер, т.е. они селективны. Оба типа замираний
связаны с изменением рефракции в тропосфере, поэтому они называются рефракционными.
Замирание на интервале будет иметь место и в том случае, если в тропосфере будет область слоистых
неоднородностей (резкое изменение диэлектрической проницаемости). В этом случае замирание
происходит за счет интерференции прямого луча и отраженного от слоистых неоднородностей.
Этот вид замирания селективен и происходит быстро. Глубина замирания достигает 20 - 30 дБ.
Замирание сигнала на интервале возможно также из-за возникновения сверхрефракции (тропосферной
волновод), которая приводит к многолучевому распространению радиоволн.
Замирание может возникнуть также из-за экранирующего действия слоистых неоднородностей в
тропосфере. В этом случае большая часть энергии отражаясь от слоистых неоднородностей не
попадает в пункт приема.
Оба последних типа замираний чаще всего бывает на трассах проходящих в прибрежных и морских
районах.
Кроме перечисленных замираний, в РРЛ работающей на сантиметровом диапазоне возникают
дополнительные ослабления сигнала. Например, на волнах короче 5-6 см, возникают дополнительные
ослабления сигнала из-за поглощения и рассеяния радиоволн атмосферными образованиями или
гидрометеорами (дождь, туман, снег, град). На волнах короче 2 см учитывается также поглощение
радиоволн вследствие резонансных явлений в газах атмосферы (в молекулах кислорода и водяных
парах).
Расчет устойчивости сигнала
Так как замирания носят случайный характер, то поэтому глубину и продолжительность их
определяют статистически.
I. Интегральные распределения глубины замираний W(V) показывают, в течение какого процента
времени множитель ослабления V находится ниже заданных значений Vмин.
II. При малых W(V) вероятность того, что V будет Vмин, приближенно можно представить в виде
суммы
W(Vмин) = Wр(Vмин) + Wтр(Vмин) + Wg(Vмин),
где: Wр(Vмин) - процент времени, в течении которого множитель ослабления V меньше
из-за случайных изменений градиента g ;
Wр(Vмин) = W0(Vмин) + Wn(Vмин),
здесь W(Vмин) - процент времени. В течении которого множитель ослабления меньше |Vмин|, когда
Р(g) = Н(g)/Н0<1,
Wn(Vмин) - процент времени. Когда множитель ослабления меньше Vмин из-за попадания в область
интерференционных минимумов;
Wтр(Vмин) - процент времени, в течение которого значение |V|<|Vмин| из-за влияния волн, отраженных
от слоистых неоднородностей тропосферы;
Wg(Vмин) - процент времени, в течении которого |V|<|Vмин| из-за потерь в гидрометеорах.
Затем W(Vмин) полученное по расчету, сравнивают с нормами, рекомендованными МККР.
Для того, чтобы повысить устойчивость, необходимо выбирать также трассы, в которых отраженный
от земли луч сильно ослаблен. У таких трасс отсутствуют водные поверхности и равнины (у таких
поверхностей |Ф|→1). Если же избежать это невозможно, то нужно разность высот антенн интервала
сделать как можно больше. Тогда точка отражения будет вблизи низко расположенной антенны и
изменение Н(g) будет меньше, следовательно рефракционное изменение уровня сигнала уменьшится.
В некоторых случаях отраженную волну экранируют искусственным препятствием, но это не всегда
удается и дорого.
Наиболее эффективный метод борьбы с замираниями является метод разнесенного приема. Этот
метод дает наибольший эффект в том случае, если удается создать копии сигналов с малой
корреляцией между ними.
На РРЛ такие копии получают либо с различных антенн разнесенных по пространству, либо от
сигналов с различными частотами. При разнесении по пространству обычно антенны устанавливают
на различных высотах
(Δh=10-15 м). При разнесении по частоте Δf/f = 2·10-2 - 5·10-3,
где f - рабочая частота; Δf - разность между частотами.
Определение высот антенных опор
Задача определения высот антенных опор заключается в определении такого просвета Н(g), при
котором наблюдается наибольшая устойчивость связи.
Рассмотрим равнинный интервал РРС с плоским профилем, где модуль коэффициента отражения
близок к единице. Здесь зависимость Wi(Vi мин) от просвета Н (при g=0) имеет довольно сложный
характер. С одной стороны, уменьшение просвета Н ведет к увеличению величины W0реф(Vмин) в
выражении для Wр(Vмин). С другой стороны уменьшается сумма ΣWn(Vмин), определяющая процент
времени, в течении которого Vi<Vi мин из-за нахождения в интерференционных минимумах, поскольку
попадание в интерференционные минимумы при малых Н будет происходить при менее вероятных
значениях (g). Следовательно будет и такой просвет Н=Нопт, при котором значение Wi(Vi мин) будет
минимальным.
Оптимальное значение просвета при этом получают в результате вычисления Wi(Vi мин) для
нескольких значений Н(о).
После определения высот антенных опор для всех интервалов определяют общий процент времени S,
в течение которого Рш.т или Uш/Uр.с. превышает максимально допустимые значения для
проектируемой РРЛ по формуле
где: Wi(Vi мин) - процент времени, в течении которого на i-м интервале линии Vi мин таково, что шумы
превышают значения, нормируемые ЕАСС.
Затем полученное значение S сравнивают с нормированным Sмакс.
I. Если S>Sмакс, то трассу пересматривают (уменьшают интервал, увеличивают число интервалов).
II. Если S<<Sмакс, то увеличивают интервал. Уменьшают высоты подвеса антенн и т.д.
Особенности проектирования РРС на полуоткрытых и
закрытых трассах
В этом случае при расчете применяют теорию дифракции радиоволн рис. 16.
Рис.16.
β - угол дифракции, равный
β=-Н/r0k(1-k)
Множитель ослабления
в области тени и полутени убывает по экспоненциальному закону с увеличением β, т.е. с увеличением
Н множитель ослабления увеличивается по экспоненциальному закону.
Если выразить в дБ, то V=f(Н), так как при Н=Н0 получим V=1, а при Н
V(дБ) = V0 (дБ)(1-Н/Н0),
где: V0(дБ) - множитель ослабления при Н=0. Он зависит от параметра
L=r/r0, Δу≈Н0
Проектирование РРС для трасс с несколькими препятствиями
Такая трасса имеет следующий вид рис. 17.
Рис.17.
Для такой трассы определяют вначале параметр
Затем вычисляют х1,2 и х1+х2. Если х1,2 больше суммы, то считают отдельно, в противном случае
вместе.
Резервирование, электропитание, служебная связь и
телеобслуживание на РРЛ
Резервирование
Для обеспечения надежной работы РРЛ предусматривается резервирование элементов
радиооборудования. Существуют несколько различных систем резервирования.
1. Система постанционного резервирования. В этой системе для каждого ствола, на каждой станции,
предусматривается дублирование радиоаппаратуры рис. 18.
Такая схема резервирования обеспечивает высокую надежность, но не эффективна (два комплекта, а
работает один) и не возможно бороться с замираниями (оба комплекта работают на одну и ту же
частоту).
2. Система посекционного резервирования. Здесь для нескольких стволов выделяется один резервный
ствол (работа идет на различных частотах). При выходе из строя какого-либо рабочего ствола,
нагрузку принимает резервный. Переключение осуществляется на концах секции рис. 19.
Такой способ резервирования обладает меньшей надежностью, чем постанционное резервирование, но
зато имеется возможность бороться с селективными замираниями, а оборудование используется более
эффективнее. При одновременном выходе из строя двух рабочих стволов, на резервный переходит тот
ствол, который имеет режим с преимуществом.
3. Погрупповая система с постанционным резервированием, но с пространственным разнесением.
Здесь одновременно с резервированием приемопередатчиков достигается возможность борьбы с
быстрыми интерференционными замираниями.
Для переключения радиотрактов при автоматическом резервировании применяются
быстродействующие переключатели разных типов. В цепях с сигналами СВЧ применяются
вращающиеся волноводные переключатели, в цепях промежуточной частоты - герконы и диодные
ключи, в групповом тракте - малогабаритные электромеханические реле, герконы или диодные
переключатели. Время переключения составляет около 10 мс.
Передача сигналов управления резервированием с приемного конца секции на передающий
осуществляется по служебным каналам встречного направления. Эти каналы образуются как по
специальному служебному узкополосному стволу, так и в нижней части группового спектра
телефонного ствола.
Электропитание
Для надежной работы РРЛ необходимо надежное электропитание.
На каждой станции РРЛ имеются 3 группы устройств обеспечивающих надежность электропитания:
1. Первичные источники электроснабжения (ПИЭ).
2. Переключающие устройства (ПУ).
3. Устройства, обеспечивающие стабильность и бесперебойность питания (СУ).
В качестве ПИЭ используют внешние источники, фидеры от государственных энергосистем. Как
правило, стремятся подвести к РРС два фидера от независимых подстанций. Если такой возможности
нет, то на РРС имеют собственный источник питания - автоматизированные дизель-генераторные
установки ДГ. При наличии внешнего источника ДГ является резервным и находится в постоянной
готовности к запуску.
Для случая перерыва в снабжении электроэнергией, на станции часть энергии запасается на
аккумуляторных батареях. При пропадании электропитания станция некоторое время работает от
запасной энергии. Одновременно включается резервный дизель-генератор ДГ, который затем
замещает поврежденный источник электропитания.
Система питания со статическим преобразованием
Такая система, в которой постоянный ток преобразуется в переменный, в настоящее время нашла
широкое распространение. Аппаратура в этой системе питается от преобразователя постоянного тока
в переменный. В свою очередь преобразователь питается от аккумуляторных батарей, а батареи
подзаряжаются от первичного источника или дизель-генератора через выпрямитель.
Структурная схема такой системы питания имеет следующий вид рис. 20.
Рис.20.
Преимущество такой системы состоит в том, что отсутствуют трущиеся механические элементы. В
случае перерыва в электропитании, система со статическим преобразованием питается от
аккумуляторных батарей.
На спутниковых и тропосферных РРС питание осуществляется, как правило, от двух независимых
источников (большая потребляемая мощность - несколько сотен киловатт). В качестве первичных
источников могут быть как сеть переменного тока, так и собственные дизель-генераторы.
В тропосферных РРС каждый полукомплект аппаратуры питается от различных источников
(двухлучевое питание), что позволяет обеспечить бесперебойную работу линии.
Служебная связь
Для нормальной работы РРЛ необходимо обеспечить возможность служебных переговоров
обслуживающего персонала на РРС, а также возможность передачи различных сигналов и команд на
РРС. В РРЛ предусматриваются следующие служебные каналы:
1. Районная служебная связь (РРС). Она предназначается для обеспечения служебными переговорами
РРС в пределах одной секции.
2. Постанционная служебная связь (ПСС). Количество таких каналов может быть от одного до трех.
Они предназначены для ведения переговоров между главной станцией (ГС) и оконечной станцией
(ОС) линии. На промежуточную станцию (ПС) они не заводятся. Для оперативности обслуживания
РРЛ ПСС может быть выведен на междугороднюю телефонную станцию и телецентр.
3. Каналы для передач команд управления (ТУ). По этим каналам предаются команды телеуправления
с ГС или ОС на ПС в пределах обслуживания.
4. Каналы для передачи информации телесигнализации (ТС). По этим каналам передается информация
о состоянии ПС на соответствующую ГС или ОС.
5. Каналы аварийных сигналов (АС). По этим каналам аварийные сигналы с ПС передаются на
соответствующую ГС или ОС. Каналы ТУ, ТС и АС организуются в канале телеобслуживания (КТО).
6. Каналы для передачи сигналов управления системой автоматического резервирования (СУР). Эти
сигналы выделяются на ГСС или ОС, а так же на ПС где имеются оборудования телевизионных или
вещательных ретрансляторов, программы которых берутся из основных стволов РРЛ.
Чаще всего служебные каналы организуются путем частотного разделения. Например, спектр
служебных каналов аппаратуры КУРС приведен на рис. 21.
Каналы служебной связи могут организовываться как в групповом спектре телефонного ствола, так и
в отдельном узкополосном служебном стволе, работающем в том же диапазоне, что и рабочие стволы.
Многоканальные системы связи с временным разделением
каналов
Принцип временного разделения
Он основан на том, что общий тракт связи предоставляется поочередно каждому абоненту на
некоторое время Тк, так называемый канальный интервал. Каждый абонент подключается к тракту
периодически с периодом Тi, и посылает в групповой тракт свой канальный сигнал (КС).
Длительность КС должна быть Тк<Тi. При N абонентов Тк≤Тi/N и чем больше N, тем меньше (короче)
КС.
Таким образом на передаче непрерывные сигналы преобразуются в импульсные, дискретные во
времени КС. Они ортогональны, поэтому на приеме их можно разделить при помощи синхронной
системы коммутации. После разделения, по каждым КС восстанавливают исходную информацию, т.е.
осуществляют интерполяцию.
Следовательно в системах с временным разделением каналов (ВРК) осуществляется передача циклами
равной Тi. Причем для синхронной коммутации в цикле передают цикловой сигнал. Кроме того, в
цикле отводится время для передачи КС служебной связи, тогда время отведенное для одного канала
Тк равно
Обычно Тк=Тцс=Тсс, следовательно (рис. 22)
Рис.22.
Обычно КС передается двоичной посылкой и τи=τзащ., тогда рис. 23.
Рис.23.
Форма КС может быть различна, чаще всего применяют колоколообразные импульсы, т.к. их легче
сформировать.
Преобразование сигнала в системах с ВРК
В системах с ВРК осуществляется следующая последовательность преобразований.
1. Дискретизация - замена непрерывного сигнала S(t) последовательностью дискретных отсчетов его
мгновенных значений.
2. Импульсная модуляция - формирование КС, которые будут нести информацию от отсчетах S(tк)
или она называется первой ступенью модуляции.
3. Уплотнение во времени всех КС или формирование группового сигнала.
Модуляция групповым сигналом высокочастотной несущей, т.е. формирование группового
радиосигнала который передается по тракту связи - вторая ступень модуляции.
Перечисленные преобразования ведутся на передающем конце.
На приеме осуществляется обратное преобразование.
5. Выделение группового импульсно-аналогового сигнала Uгр(t) из принятого радиосигнала.
6. Разделение сигнала Uгр(t) на отдельные КС.
7. Преобразование каждого КС с восстановлением соответствующего отсчета S(tк) функции S(t).
8. Интерполяция сигнала S(t) по полученным отсчетам S(tк).
Напомним все эти преобразования.
I. Дискретизация и интерполяция
Процесс дискретизации и интерполяции непрерывного сигнала основывается на теореме
В.А.Котельникова: любой сигнал времени S(t), спектр которого не содержит частот выше Fв,
полностью определяется своими мгновенными значениями, взятыми через интервалы времени
Тi≤(1/2Fв)
При этом S(t) для любого времени t определяется рядом В.А.Котельникова
Этот процесс взятия отсчетов мгновенных значений S(кТi) сигнала S(t) и есть дискретизация (рис. 24).
Рис.24.
Из ряда В.А.Котельникова можно видеть, что практическое восстановление (интерполяция) сигнала
S(t) по отсчетам S(tк), взятым с периодом Тi возможно при помощи ФНЧ с частотой среза Fв, т.к.
сомножитель sint/х есть импульсная характеристика идеального ФНЧ с частотой среза Fв.
Суперпозиция откликов последовательности коротких импульсов на выходе ФНЧ образуют
непрерывную функцию времени.
На практике, для облегчения реализации ФНЧ и повышении точности интерполяции Тi берут
несколько меньше, чем 1/2Fв. Для ТЛФ канала, где Fв=3,4 кГц на практике
Тi=1/8 кГц=125 мкс.
Импульсные виды модуляции
Наиболее часто используются амплитудно-импульсные модуляции (АИМ), фазо-импульсные
модуляции (ФИМ) и широтно-импульсные модуляции (ШИМ), вспомним их особенности.
Для получения всех видов импульсной модуляции пользуются немодулированной
последовательностью импульсов рис. 25.
где: tr = kТi + tо; k - целое число.
Рис.25.
Затем в модуляторе осуществляется изменение какого-либо параметра импульсов этой
последовательности по закону модулирующего колебания (амплитуды, длительности или
местоположения относительно тактовой точки, т.е. фазы).
Различают два рода импульсной модуляции - первого и второго рода.
При первом роде изменяющейся параметр пропорционален текущему значению модулирующего
напряжения.
При втором роде - изменяющийся параметр пропорционален для каких-то фиксированных моментов
времени.
АИМ
Изменяющимся параметром является амплитуда импульса рис. 26.
Рис.26.
Математическая запись АИМ-1 имеет вид
где:
Θ - фаза сигнала S(t).
Спектр АИМ-1 имеет вид (рис. 27).
Спектр АИМ-2 содержит также частоты, что и АИМ-1, но в АИМ-2 в передаваемом сигнале S(t)
появляются частотные искажения за счет прямоугольности взятых отсчетов.
Из анализа спектра АИМ-1 видно, что интерполяция сигнала S(t) или демодуляция возможна при
помощи ФНЧ с частотой среза Fв. Отсюда же видно, что невыполненное условие Fi≥2Fв приведет к
перекрытию спектра, т.е. невозможность выделить исходный сигнал на приеме.
В связи с тем, что при увеличении числа уплотняемых каналов (τи - меньше) АИМ-1 и АИМ-2 мало
отличаются друг от друга (N>12). Поэтому в дальнейшем будем рассматривать импульсные виды
модуляции первого рода.
ШИМ
Изменяющимся параметром является длительность импульса. Может изменяться либо один фронт
импульса (ОШИМ) либо оба фронта импульса (ДШИМ) рис.28.
Рис.28.
Математическая запись ШИМ имеет вид:
где:
- коэффициент модуляции длительности импульсов.
ШИМ может быть односторонней и двусторонней. При ОШИМ изменяется длительность либо за счет
заднего, либо за счет переднего импульса. При ДШИМ изменение длительности импульса происходит
как за счет заднего, так и за счет переднего фронта одновременно.
Спектр ШИМ имеет вид рис. 29.
Рис.29.
Из спектра видно, что он состоит из постоянной составляющей, составляющей модулирующего
колебания, частоты дискретизации и его гармоник, которые окружены бесконечным количеством
составляющих, отстоящих на величину F. Отсюда следует, что восстановление исходного сигнала S(t)
из ШИМ без искажений в принципе невозможно. Но учитывая, что боковые составляющие очень
быстро уменьшаются, соответствующим выбором Fi можно непосредственно демодулировать ШИМ с
достаточным уровнем шумов.
ФИМ
Математическая запись ФИМ имеет вид:
Δtк=Δtмаксsin(Ωtк+Θ)
При ФИМ длительность импульсов и амплитуда постоянна, а меняется по закону S(t) положение
импульсов относительно тактовой точки (рис. 30).
Рис.30.
Спектр ФИМ сигнала имеет вид рис. 31.
Спектр ФИМ имеет те же составляющие, что и ШИМ. Отличие состоит в уровне составляющих.
Уровень составляющих S(t) [частота F] гораздо меньше, чем при ШИМ и АИМ. Поэтому ФИМ
непосредственно не демодулирует, а вначале преобразует в ШИМ или АИМ.
Из рассмотренных видов импульсной модуляции наиболее помехоустойчивой является ФИМ,
поэтому она чаще всего и используется на практике в качестве первичного вида модуляции. АИМ и
ШИМ служит как правило вспомогательным видом для получения ФИМ.
Построение аппаратуры РРЛ с временным разделением
каналов
Структурные схемы передающей и приемной части приведены на рис.32.
Передающая часть
Приемная часть
Цифровые методы передачи в многоканальных системах связи
Дальнейшим развитием импульсных видов модуляции являются цифровые виды. В них
дискретизированный сигнал далее подвергается квантованию по уровню и кодированию. На приемной
стороне производится обратная операция - декодирование.
Процесс квантования дискретных отсчетов заключается в том, что весь диапазон сигнала S(t) делится
на Q разрешенных уровней с некоторым шагом. Затем мгновенные значения отсчетов сигнала S(t)
округляются до ближайшего разрешенного уровня S(t). Полученный таким образом сигнал называется
квантованным АИМ (КАИМ). Этот сигнал далее при идеальной передаче будет несколько отличаться
от S(t). Это отличие носит название шума квантования. С увеличением Q или с уменьшением уровень
шумов квантования уменьшается. Наличие этих шумов является недостатком цифровых методов
передачи, однако она открывает и новые возможности передачи. В частности, зная всю шкалу
разрешенных уровней на приеме, можно "очистить" сигнал от внешних помех если ее уровень меньше
0,5Δ (рис. 33).
Рис.33.
Если линия связи имеет большую длину, то подобные "очищение" сигнала (регенерацию) можно
повторять многократно, т.е. периодически "очищать" от шумов. Эта возможность, есть один из самых
главных достоинств цифровых методов передачи. Непосредственно передача КАИМ в линию не дает
ощутимого выигрыша, так как при Q=256, во первых регенерация затруднена, во вторых "очищается"
сигнал только от шумов с уровнем не более 0,5Δ. Поэтому сигнал КАИМ кодируется, т.е.
преобразуется в сигналы, имеющие значительно меньше число градаций уровня. Наименьшим числом
градаций уровня обладает бинарный сигнал. Например, видеоимпульс, амплитуда которого принимает
лишь два разрешенных значения +Uмакс и -Uмакс или они обозначаются как 1 или 0. В этом случае,
очевидно, в регенераторе можно исключить помехи менее Uмакс т.е.
Εп<Uмакс
Кодирование и декодирование
Чаще всего при кодировании получают бинарный сигнал. При этом каждому отсчету ставится в
соответствии набор стандартных бинарных сигналов - кодовая группа. Например, имеем группу из
трех бинарных сигналов. Количество его различных состояний будет равно 23=8. Следовательно этой
группой можно передать сигнал с Q=8.
111
110
100
000
011
001
010
101
1
2
3
4
5
6
7
8
Если группа состоит из m импульсов, то Q=2m, где m - называют разрядностью кода.
В качестве переносчиков могут быть любые сигналы, главное, чтобы они имели 2 состояния.
На приеме осуществляется обратное преобразование, то есть каждой кодовой комбинации ставится в
соответствие свой разрешенный уровень (декодирование). Кодовые комбинации передаются за время
отведенное к КС данного канала. Например, при Q=128 (для телефонного сигнала m=7), т.е. вместо
одного импульса при АИМ или ФИМ, в цифровой системе нужно передавать 7 импульсов.
Следовательно цифровая система более широкополосна, т.е. менее эффективно использует
отведенную полосу. Но за счет потерь пропускной способности имеется выигрыш в
помехоустойчивости и возможность микроминиатюризации при использовании микросхем.
Дельта - модуляция
Один из методов позволяющих сократить требуемую полосу частот (количество импульсов
необходимых для передачи одного отсчета) является дельта преобразование которое называют дельта-
модуляцией (ДМ). В этой системе по каналу передается не истинное значение отсчета, а информация
об изменении каждого последующего отсчета по отношению к предыдущему рис. 34.
Рис.34
Недостатком дельта-модуляции является возможные перегрузки и сбой одного символа ведет к
размножению ошибок.
Иерархия цифровых систем
Подобно тому, как строится системы с ЧРК, создаются и цифровые системы связи, иерархия их
основывается на стандартной (базовой) первичной группе с 30 ТЛФ каналами.
В качестве первичной служит аппаратура ИКМ-30.В ней телефонный канал дискретизируется с
частотой 8 кГц и кодируется 8 разрядами, т.е. Q = 256 и m = 8. Кроме 30 ТЛФ каналов имеются еще
две 8-ми разрядные группы в каждом цикле для синхронизации и передачи вспомогательных сигналов.
Поэтому скорость передачи сигналов первичной группы 32х64 = 2048 кбит/с.
Вторичная группа образуется путем асинхронного объединения 4-х первичных групп, т.е. 120 ТЛФ
каналов. Скорость рекомендованная МККТТ равна 8448 кбит/с.
Четыре вторичные группы объединяются в одну третичную группу в 480 ТЛФ каналов. Скорость 34304 кбит/с.
Четыре третичные группы объединяются в одну четвертичную группу в 1920 ТЛФ каналов. Скорость
- 139,264 Мбит/с.
Четыре четвертичные группы объединяются в одну пятеричную группу 7680 ТЛФ каналов. Скорость 565,148 Мбит/с.
Аналоговый широкополосный сигнал после соответствующего преобразования может быть передан в
каком-либо цифровом потоке.60 ТЛФ каналов с ЧРК в потоке со скоростью 6,144 Мбит/с. ТВ сигнал в
потоке с 139,264 Мбит/с.
Особенности аналоговых РРС с временным разделением
каналов
В настоящее время основным методом передачи информации является ЧРК-ЧМ. Они достигли
большого технико-экономического эффекта.
Однако в последнее время все больше используются импульсные и особенно цифровые системы.
Системы с ВРК начали использоваться в 50-х годах. Эта аппаратура была аналогово импульсной. В
первой ступени ФИМ, а во второй АМ, т.е. (ФИМ-АМ). Иногда использовалось (ФИМ-ЧМ) N ≤ 60.
Однако типичным было ФИМ-АМ с N=28.
Дальнейшим развитием этих видов связи является цифровые РРС. Они сохраняя преимущества
аналоговых РРС с ВРК, обладают совершенно новыми качествами, имеющими большое значение для
техники РРС.
Число каналов и занимаемая полоса частот
Длительность КС в аппаратуре с ФИМ выбирается из следующих соображений (рис. 35).
Рис.35
КС при ФИМ представляют собой модулированный по фазе импульс длительностью и. Модуляция по
фазе осуществляется в пределах Тк. Тогда средняя скважность равна
q=Тк/τи.
Удвоенная максимальная девиация
2tмакс=Тк-τи-2τзам.
т.к. τи ≈ τзам, а q=10÷15, то 2tмакс≥0,7Тк .
При N = 30
и τu≈τзам≈0,35 мкс.
Если увеличить N, то необходимо уменьшать τи≈τзам, что приводит к необходимости повышения
точности системы синхронизации и разделении каналов. Этот вопрос в принципе разрешим. Однако,
кроме того, при уменьшении τи необходимо расширить полосу пропускания радиолинии и
пропорционально увеличивать пиковую мощность передатчика Рпик, для того, чтобы суммарная
энергия Е каждого импульса оставалось соnst, т.е.
Е=Рпикτи=соnst
При выполнении этого условия требуемая помехозащищенность будет сохраняться. Вместе с тем
увеличение Рпик при укорочении и сильно усложняет передатчик.
Следующим недостатком РРС с ВРК является низкая эффективность использования полосы частот,
занимаемой одним стволом.
Связано это с тем, что в системе РРС с ФИМ-АМ стремятся получить крутые фронты огибающей
радиоимпульсов, для уменьшения соседними каналами и ослабления воздействия шумов.
В предельном случае, это прямоугольные импульсы. Для них как известно, интенсивность
составляющих спектра спадает с увеличением расстройки Δf весьма медленно, пропорционально 1/Δf.
При этом подавление внеполосных составляющих осуществляется СВЧ фильтрами. В результате
полоса сигнала на выходе передатчика, оказывается значительно шире полосы пропускания
приемника, т.к. в приемнике фильтрация осуществляется по промежуточной частоте.
Например. При оптимальном приеме импульса длительностью и необходима полоса
Пр=1/τи или τи=0,35 мкс, Ппр=2,8 МГц.
В то же время в стволе ВРК, имеющиеся на выходе передатчика внеполосные составляющие не
позволяют частотный интервал между стволами выбирать менее 30-40 МГц, т.е. на канал тратится
около 1 МГц. В ЧРК - 15÷20 кГц. Этот недостаток можно преодолеть если перейти к цифровым
методам модуляции.
Манипуляция в цифровых РРЛ
Модуляция в цифровых РРЛ называют манипуляцией. В зависимости от числа
уровней М манипулирующего сигнала различают двухуровневую (двоичную) и
многоуровневую манипуляцию.
Для многих видов манипуляции, применяемых в цифровых РРЛ, предполагается
использование манипулирующих сигналов, отличающихся по структуре от
исходного передаваемого сигнала. Для формирования указанных манипулирующих
сигналов применяется специальные кодирующие устройства - кодер модулятора.
При демодуляции осуществляется обратное преобразование, т.е. декодер. Перед
декодером осуществляется регенерация посылок.
Обобщенная схема выглядит следующим образом рис.36.
Рис.36
В современных цифровых РРЛ применяются амплитудная, фазовая, частотная и
комбинированная - амплитудно-фазовая манипуляция.
Амплитудная манипуляция АМ
В настоящее время применяется лишь двоичная АМ рис.37.
Рис.37
Особенностями является минимальная полоса частот ПАМ необходимая для
передачи АМ радиосигнала, численно равная скорости передачи цифровой
информации
ПАМ=1/Т=В,
где: В - частота следования двоичных импульсов.
Эффективность использования полосы частот характеризуется максимальной
удельной скоростью передачи
SАМ=В/ПАМ=1.
Применяется некогерентное детектирование радиосигналов. Модемы можно
строить без специального кодирования и декодирования.
Фазовая манипуляция
В современных цифровых РРЛ применяются двоичная, 4-уровневая и 8-уровневая
ФМ.
При демодуляции фаза ФМ радиосигнала сравнивается с фазой восстановленного
на приемном конце опорного колебания (несущей).
Из-за случайных искажений радиосигнала может иметь место неопределенность
фазы восстановленной несущей, что является причиной так называемой обратной
работы, при которой двоичные посылки принимаются за "негатив". Для устранения
этого явления применяется разностное кодирование фазы передаваемых
радиоимпульсов. Такую манипуляцию фазы называют фазоразностной или
относительно фазовой манипуляцией ОФМ.
В цифровых РРЛ с ОФМ при передаче информации кодируется не сама фаза
радиосигнала, а разность фаз (фазовый сдвиг) двух соседних радиоимпульсов.
Правило кодирования при ОФМ приведено на рис. 38.
Рис.38
Здесь:переход1→1- скачек фазы
- нет скачка
1→0
фазы
- нет скачка
0→0
фазы
0→1- скачек фазы.
При двоичной ОФМ длительность радиоимпульса τ=Т. В случае многоуровневой
манипуляции (М>2) исходная последовательность двоичных элементов
длительностью Т с помощью кодера модулятора преобразуется в совокупность
двух (при М=4) или трех (при М=8) последовательностей двоичных элементов
длительностью τ=2Т (при М=4) или τ=3Т (при М=8).
Комбинация двоичных элементов получаемых последовательностей используются
при кодировании фазового сдвига при ОФМ.
Например. При 4-уровневом ОФМ, фазовый сдвиг кодируется следующим образом:
Символ первой последовательности 0 0
1 1
Символ второй последовательности 0 1
1 0
Фазовый сдвиг
0 π/2 π 3π/2
Применяются два способа демодуляции ОФМ радиосигналов. В первом вначале
восстанавливается несущая и когерентно детектируется ОФМ радиосигнала, затем
разностно (диффференциально) декодируются принимаемые сигналы рис. 39.
Рис.39
Второй способ предполагает дифференциально-когерентное (автокорреляционное)
детектрирование ОФМ радиосигнала, при котором в качестве опорного колебания
используется предшествующий радиоимпульс. При этом операция детектирования
и декодирования совмещены рис. 40.
Рис.40
Частотная манипуляция
Изменяющимся параметром является частота. В ЦРРЛ применяется 2-х, 3-х, 4-х и
8-ми уровневая ЧМ. Кодирование осуществляется как и при ФМ.
Амплитудно-фазовая манипуляция
Изменяющимся параметром является комплексная амплитуда радиосигнала.
Применение многоуровневой АФМ позволяет обеспечить высокую эффективность
использования полосы частот.
Формирование М-уровневого АФМ радиосигнала может быть реализовано путем
М - уровневой балансной амплитудной манипуляции квадратурных колебаний
одной частоты и сложение полученных АМ радиосигналов. По этой причине АФМ
часто называют квадратурной амплитудной манипуляцией КАМ. Наиболее
распространена 16-уровневая АФМ или КАМ-16.
Возможные варианты КАМ-16 при τ=4Т приведены на рис.41.
Из рис.41 видно число возможных значений амплитуды радиосигнала АФМ-16
равно 3, а фазы 12. АФМ позволяет максимально эффективно использовать полосу
частот.
Рис.41
Оконечная аппаратура цифрового ствола
Скремблер-дескремблер. Кроме преобразования кода в оконечном оборудовании
производится операция скремблирования-дискремблирования Скр-Декр.
Скремблер Скр облегчает условия выделения тактовой частоты в демодуляторе, а
также устраняет дискретные компоненты в спектре передаваемого сигнала,
затрудняющие выполнение требований электромагнитной совместимости. В
скремблере преобразуется статистическое распределение вероятности появления
нулей и единиц в бинарном сигнале для придания передаваемому по тракту
цифровому сигналу свойства случайной последовательности. Для этого
осуществляется сложение по модулю 2 информационного сигнала и Мпоследовательности (псевдослучайной последовательности с периодом 2м).
При пропадании входного сигнала или при повышении коэффициента ошибок до
10-3 в оконечном цифровом оборудовании в направлении передачи передаются
сигнал индикации аварийного состояния СИАС, содержащей одни единицы рис.42.
Рис.42
Модемы цифровых трактов
Модуляция обычно осуществляется по ПЧ.
Схема имеет вид (рис. 43) при ОФМ-2 и (рис. 44) при ОФМ-4.
В преобразователе кода модулятора КМ бинарный сигнал разбивается на две
бинарные последовательности с удвоенной длительностью импульса, которые
методом разностного кодирования преобразуются в двухуровневые
последовательности. Полученные сигналы поступают через ФНЧ на ФМ,
представляющие собой перемножители соответственно синфазного и
квадратурного каналов. Опорные колебания, подаваемые с генератора на вторые
входы этих перемножителей, сдвинуты друг относительно друга на 90°
посредством фазовращателя ФВ. Каждый из перемножителей осуществляет
линейную балансную АМ. Сигнал ОФМ-4 получается путем сложения
модулированных сигналов синфазного и квадратурного каналов.
Рис.43
Рис.44
Сигнал КАМ-16 получают сложением двух сигналов ОФМ-4, один из которых в 2
раза больше другого по амплитуде. Структурная схема приведена на рис.45
Рис.45
Сигналы двух модулированных квадратурных составляющих ОФМ-4 складываются
между собой, образуя многопозиционный сигнал с ОФМ и КАМ.
РРС с цифровыми методами передачи информации
В начале (в 60-х годах) использовались РРС построенные по схеме ИКМ-ВРК-ЧМ.
Эта схема передачи по сравнению с ИКМ-ВРК-АМ давала ряд преимуществ.
Однако в последнее время во второй ступени модуляции стал использоваться
оптимальный метод передачи - относительно фазовая манипуляция (ОФМ) или ее
еще называют фазо-разностная манипуляция (ФРМ). Этот метод обеспечивает по
сравнению с ЧМ выигрыш по полосе более чем в 2 раза, а по помехоустойчивости 3
дБ.
Используя этот метод строят специализированные цифровые РРС (ЦРРС) с ИКМВРК-ОФМ, они в ряде случая успешно конкурируют с системами ОБП-ЧРК-ЧМ.
Основным достоинством ЦРРС является возможность регенерации сигнала на
каждой ПС, что позволяет практически полностью "очистится" от помех, пока не
произойдет сбой символа ("грубая" аномальная ошибка). Но вероятность "сбоя"
зависит от превышения уровня сигнала над пороговым. Практически ЦРРС
нечувствительны к шумам, если сигнал превышает уровень шумов на 20-25 дБ.
Для ЦРРС выделен диапазон частот выше 10 ГГЦ. Суммарная полоса выделенная
для ЦРРС составляет около 14 ГГц.
Основной проблемой освоения этого диапазона является большое затухание
сигналов на трассе из-за влияния гидрометеоров (дождь, снег и т.д.).
Это приводит к необходимости сокращать интервалы и увеличивать количество
ПС. Для ЦРРС это не является существенным, так как в отличии от аналоговых
методов передачи, в цифровых за счет регенерации не происходит наполнения
помех.
Для расчета ЦРРС пользуются данными по сравнительной характеристики
основных методов модуляции. Эти данные приводятся при условии, что
вероятность ошибки равна 10-6. По этим данным определяется минимально
допустимая мощность сигнала на входе приемника Рпор.
Нормы МККР на устойчивость ЦРРС установлены и согласно ей - среднеминутная
псофометрическая мощность шума может превышать 50000 пВт в течение не более
0,1% времени любого месяца.
Дальнейший расчет проводится как для аналоговых систем, т.е. определяют
условие обеспечения требуемой устойчивости связи, когда мощность сигнала на
входе приемника ЦРРС превышает Рпор в течение (1 - 0,1/пс)% времени любого
месяца (пс - число интервала).
Системы связи через ИСЗ
4 октября 1957 г. в СССР был осуществлен запуск ИСЗ. Этим запуском было положено начало
освоению околоземного космического пространства человеком.
Одним из важнейших практических применений ИСЗ является осуществление дальней связи на УКВ,
при котором ИСЗ играет роль ретрансляционной станции (рис. 46).
Рис.46
По своему принципу связь через ИСЗ подразделяется:
- активные СС;
- пассивные СС.
В пассивных СС на борту отсутствует аппаратура, а имеется только отражатель, с помощью которого
отраженная волна попадает на земную станцию. Напряженность поля в этом случае будет мала и
гораздо меньше, чем при активной ретрансляции.
В связи с малой напряженностью поля, приемо-передающее оборудование на земле становится
значительно сложнее. Качественные показатели каналов также невелики.
Однако, отсутствие бортовой аппаратуры увеличивает надежность системы.
Ширина полосы частот пассивных СС практически не ограничена и можно организовать новые СС,
когда спутник выведен на орбиту. Число корреспондентов, которые могут работать между собой через
ИСЗ очень большое.
Перечисленные недостатки пассивных СС применима только при ТЛГ связи. Поэтому для передачи
ТЛФ и ТВ используют активные ИСЗ.
Орбиты ИС при организации СС между пунктами А и Б
Траектория движения спутников Земли и, следовательно, время совместного видения ИСЗ с пунктов
А и Б определяется орбитой.
Основные характеристики орбиты:
- наклонение плоскости орбиты к плоскости экватора;
- высота перигея (низшая точка орбиты);
- высота апогея (высшая точка орбиты).
Если орбита круговая, то высота перигея и апогея равны. Скорость обращения ИСЗ вокруг земли в
этом случае равна U=630√r, где r радиус орбиты в км, отсчитанный от центра Земли. Период
обращения вокруг Земли, согласно 3 закону Кеплера, равен Т=1,66·10-4·r3/2 мин . Этот период
называют сидерическим или звездным, т.е. независящим от движения ИСЗ относительно Земли.
Если сидерический период равен 24 часам, то ИСЗ для наземного наблюдателя будет неподвижен.
Такая орбита называется геостационарной. Высота ее над поверхностью Земли составляет порядка 36
тыс.км.
В бывшем СССР, а теперь в России на эту орбиту выводились спутники серии "РАДУГА"
("СТАЦИОНАР-I"), "СТАЦИОНАР-II", "Горизонт" и "ЗЕРКАЛО".
Зона видимости с ИСЗ на геостационарной орбите охватывает около 30% земной поверхности и
поэтому 3 спутниками, отстоящими друг от друга на 120°, можно обеспечить связью почти весь
земной шар.
Поскольку на ИСЗ находящейся на геостационарной орбите, кроме притяжения Земли действует
притяжение Луны, Солнца и т.д., то для удержания спутника в заданной точке необходимо его
корректировать, т.е. на спутнике иметь двигательные установки.
Недостатком геостационарной орбиты является сложность и невозможность обслуживания
приполярных районов выше 81° северной или южной широты.
Для обслуживания этих районов в России используется другая орбита, орбита типа "Молния". Эта
орбита эллиптическая с перигеем около 500 км и апогеем - 39000 км (рис. 47).
Рис.47
Наклонение орбиты к плоскости экватора примерно 63°. Апогей орбиты находится над Россией, а
перигей над южным полушарием. Период обращения равен 12 часов. Находясь над территорией
России он виден со всех точек. Длительность сеанса связи, например, между Москвой и
Владивостоком составляет 9 часов. Для обеспечения круглосуточной связи на такую орбиту
запускают одновременно не менее трех спутников. Через эти спутники в настоящее время
осуществляются все виды связи в том числе ТВ распределительная сеть "Орбита".
Третий вид орбиты, это такой, когда спутник перемещается относительно земли и никогда не виден
одновременно с пунктов А и Б. Эта так называемая низкая орбита и спутник на этой орбите работает
как курьер. Пролетая над одним пунктом он принимает информацию и пролетая над другой передает
ее (рис. 48)
Рис.48
Особенности систем связи через ИСЗ
1. Сложность запуска ИСЗ. Участвует в работе большой комплекс оборудования.
2. Отсутствие замираний при связи через ИСЗ. Наблюдается только колебание уровня сигнала во
время осадков.
3. Уровень сигнала на входе земной станции очень слабый. Требуются чувствительные приемники.
4. Система связи через ИСЗ охватывает большую территорию на поверхности земли. Тремя
спутниками можно охватить 90% поверхности Земли. При этом возникают в системах помехи между
станциями. Поэтому возникла необходимость изучения электромагнитной совместимости связи или
систем связи.
5. Бортовая аппаратура (ВЧ) снабжена только одной антенной. Она смотрит одновременно на обе
станции А и Б.
6. В системах с ИСЗ, как правило, применяется 4-х частотная сетка частот.
7. Надежность бортовой аппаратуры должна быть высокой (проводится тщательный подбор всех
элементов).
8. Имеет место запаздывание сигнала из-за больших расстояний (Н, t≈0,3 сек в одну сторону при
стационарной орбите). Это запаздывание приводит к эхо сигналам, которые возникают в
дифференциальной системе. Для борьбы используют эхо заградители.
9. Возникает эффект Доплера. Заключается он в том, что из-за движения гетеродина приемника и
гетеродина передатчика, частота принимаемого сигнала изменяется. Для борьбы с этим явлением
применяется АПЧ.
10. Возможен многостанционный доступ, что означает возможность организации связи всех земных
станций через один ИСЗ.
Выбор диапазона рабочих частот
Он определяется следующими соображениями:
1. Условиями распространения радиоволн в атмосфере
Известно, что атмосфере Земли радиопрозрачна в диапазоне 50 МГц- 10 ГГц. Ниже 50 МГц есть
влияние ионосферы, а выше поглощение радиоволн атмосферными осадками и газами.
2. Уровни шумов, принимаемых антенной земной станции.
Здесь основными источниками шумов являются излучения космического пространства, тепловые
шумы атмосферы и шумы Солнца. Наименьшие эти шумы в диапазоне 1- 10 ГГц.
3. Интенсивное использование диапазона 1 - 10 ГГц другими службами, которые существовали до
появления ИСЗ.
Поэтому диапазон 1-10 ГГц регламентируется. Находятся также радиосредства, которые могли бы
быть наиболее совместимы со спутниковой связью, и разрабатываются эффективные меры по
взаимному ограничению мощности и направлению излучения радиоволн.
Кроме указанного диапазона для систем с ИСЗ выделен дополнительный диапазон (несмотря на
худшие условия распространения). Ряд полос в диапазоне 11 и 14 ГГц, а также в диапазонах 20 и 30
ГГц только для систем с ИСЗ.
Качественные показатели спутниковых систем связи
Гипотетическая эталонная цепь Земля- Спутник - Земля, содержит один модулятор и один
демодулятор. При передаче ТВ, отношение размаха сигнала(от уровня белого, до уровня черного) к
визометрическому напряжению шумов должно быть не менее 61 дБ в 80% времени, 57 дБ в 99% и 49
дБ в 99,9% времени любого месяца. Отношение сигнал/помеха для источников питания должно быть
больше 30 дБ, а для других периодических помех - не менее 50 дБ.
При передаче псофометрическая мощность шума в точке с нулевым относительным уровнем не
должна превышать 10000 пВт в среднем за любой час. Допускается превышение среднеминутного
значения шума величиной 10000 пВт не более чем в 20% времени любого месяца и 50000 пВт не более
чем в 0,3% времени любого месяца. Превышение не взвешенным шумом 106 пВт допускается не
более чем в 0,03% времени любого месяца. Допустимое время запаздывания группового времени
распространения в системах с ИСЗ должно быть не более 300 мс.
Энергетический расчет спутниковых систем связи
Спутниковая система связи состоит из двух участков Земля-ИСЗ и ИСЗ- Земля. Расчет ее похож на
расчет РРС прямой видимости содержащей два интервала. Однако в спутниковых системах
необходимо учитывать особенности аппаратурных отличий на этих участках, а также разных
энергетических потенциалов и шумов на этих участках.
Отношение сигнал/шум на входе приемника земной станции
(РС/РШ)ВХ
Мощность сигнала на входе приемника Рс связано с мощностью передатчика соотношением
где: Gпер и Gпр - коэффициент усиления антенн;
ηпер ηпр - потери в антенно-фидерном тракте;
V=(4πr/λ)2 - потери в свободном пространстве на расстоянии R;
U - добавочные потери в реальном пространстве.
Или можно записать:
Для всей линии с ИСЗ
Для участка Земля - Спутник
Для системы связи через ИСЗ можно приближенно считать, что:
1. Rc-з=Rз-с=R.
2. ηперз=ηпрз=ηз и ηперс=ηпрс=ηс.
3. Δfшс=Δfшз.
4. Uз-c=Uс-з=1.
Поэтому можно записать
Шумовая температура земного приемника определяется
1. Мощностью собственных шумов приемного устройства и мощностью шумов антенно-волноводного
тракта.
2. Мощностью шумов антенны, определяемая воздействием на нее теплового излучения Земли от
атмосферы.
3. Мощностью шумов радиоизлучения Солнца и других космических источников
4.
где: Тпр - определяется входными цепями и типом малошумящей УСВЧ;
ТАФТ - определяется как
где: Т0=290 К - абсолютная температура;
ТАТМ - является функцией угла места и частоты. Уменьшение угла места резко увеличивают шумы
атмосферы, поэтому β≥50;
Ткосм - определяется яркостной температурой источника Тя
Если угловые размеры источника излучения Ψп значительно меньше ширины диаграммы
направленности антенны, α0, то
Ткос = ТяΨп/α0
если α0≤Ψп, то Ткосм=Тя.
Ткосм зависит от области неба, в которую направлена антенна и определяется по специальным картам.
Наиболее интенсивным источником шумов является Солнце.
Шумовая температура бортового приемника ИСЗ
ТСΣ = Тз + Татм + bТкосм + Тпр.бор
где: Тз - эквивалентная шумовая температура;
b - коэффициент, определяющий, что космические шумы принимаются только бортовыми лепестками
бортовой антенны;
Тпр.бор - шумовая температура входного устройства бортового приемника.
Как правило ТСΣ велико, однако увеличивая энергетические параметры земного оборудования можно
считать, что большое значение ТСΣ несущественным.
Многостанционый доступ в спутниковых системах связи
Многостанционный доступ, это одновременная работа большого числа земных станций через один
спутниковый ретранслятор. Он позволяет создать сеть связи, в которой можно организовать как
магистральную сеть связи, так и систему связи каждый с каждым. В магистральной сети возможна как
одно, так и многоканальная система связи с центром. В общем случае эта задача аналогичная
решению задачи в сети ТЛФ связи, т.е. абонент имеет свободный и практически независимый доступ в
сеть и с помощью набора номера управляет соединением.
При многостанционном доступе, как и в многоканальных системах, разделение возможно тремя
основными способами:
- по времени;
- по частоте;
- по форме.
В отличие от многоканальной системы, здесь формирование группового сигнала осуществляется на
ретрансляторе.
Основные требования к системам многостанционного доступа:
1. Эффективное использование мощности ретранслятора.
2. Максимально возможное использование полосы частот ретранслятора.
3. Допустимый уровень переходных помех.
4. Гибкость системы с помощью управления сетью связи при перераспределении каналов и изменении
трафика с учетом экономических факторов. Для обеспечения гибкости целесообразно обеспечить
работу с незакрепленными каналами, т.е. такие, которые временно образуются по требованию
абонента для соединения любых пар земных станций. Естественно, что это приводит к усложнению
оборудования.
Возможно многоадресное и одноадресное построение группового сообщения
При многоадресном построении каждый из n земных станций передает в одном стволе все сообщения,
предназначенные остальным n - 1 станциям. На приеме эти станции выделяют из группового сигнала
"свои" сообщения. Такое построение требует наличие на каждой станции n - 1 комплекта приемного
оборудования. При одноадресной системе передачи каждая станция занимает "свои" каналы в n - 1
стволах ретранслятора, предназначенных каждой определенной станции. На приеме все сигналы
данной станции оказываются в одном стволе, что существенно уменьшает объем приемного
оборудования. Однако при этом существенно усложняется передающее оборудование.
Возможно смешанное построение стволов. В этом случае на ретрансляторе происходит
преобразование многоадресного построения в одноадресное
Способы построения многостанционного доступа
МДЧР - многостанционный доступ с частотным разделением каналов является в настоящее время
наиболее распространенным. Здесь каждому сигналу, который может быть в свою очередь одно или
многоканальным, отводится некоторая полоса частот. Внутри этой полосы сигнал может быть любой
модуляции:
- МДЧРК - ЧМ;
- МДЧРК - ИКМ - ДОФМ.
В системе МДЧРК - ЧМ, в полосе ретранслятора сигналы отделяются друг от друга защитной полосой
δf, что позволяет уменьшить влияние их друг на друга.
Несмотря на это, системы с МДЧРК имеют ряд недостатков:
1. Возникновение переходных помех из-за нелинейности передаточной характеристики ретранслятора.
2. Возникновение переходных помех из-за преобразования амплитудной модуляции в фазовую, что
при детектировании дают переходные помехи.
3. Взаимное подавление сигналов разного уровня.
4. Снижение выходной мощности ретранслятора, обусловленное возникновением продуктов
нелинейности, на которые расходуется часть мощности оконечного усилителя ретранслятора.
Перечисленные недостатки уменьшают пропускную способность ретранслятора с ЧРК-ЧМ по
сравнению с передачей одной несущей .В МДЧРК - ИКМ - ДОФМ возможно подавление несущей, что
позволяет экономить около 5 дБ мощности ретранслятора.
Такая система использована в сети связи "ИНТЕЛСАТ". В ней каждый канальный сигнал передается
на отдельной ВЧ несущей. Полезный ТЛФ сигнал, преобразованный в восьмиразрядный сигнал ИКМ
(64 кБит/с), модулирует по фазе ВЧ несущую. Эта система обеспечивает передачу в одном стволе
ретранслятора шириной 36 МГц 800 ТЛФ каналов (в предыдущей системе 420 ТЛФ каналов).
Работа в ней осуществляется по незакрепленным каналам без центральной станции управления. Для
установления соединения и контроля за состоянием выделенных каналов используется отдельный
канал.
МДВРК - многостанционный доступ с временным разделением каналов лишен ряда недостатков
присущих МДЧРК:
- нет подавления сигналов различных уровней, что упрощает аппаратуру;
- выходная пиковая мощность ретранслятора максимальна независимо от числа передаваемых
сигналов, т.е. оконечный каскад ретранслятора используется полностью.
Основной проблемой здесь является обеспечение жесткой относительной синхронизации. Неточность
синхронизации определяет ширину защитных интервалов и эффективность использования
пропускной способности. Очевидно, что жесткую синхронизацию сложнее обеспечить для спутника
выведенную на эллиптическую орбиту, чем на геостационарную (различное время задержки сигнала).
Синхронизацию в системах МДВРК делят на два этапа:
1. вхождение в синхронизм;
2. обеспечение заданной точности синхронизации в установившемся режиме.
В течении первого этапа пакет синхроимпульсов занимает место в отведенном им временном
интервале, а в течении второго поддерживается требуемая точность синхронизации системы.
Для обеспечения точности синхронизации ведущей "станцией" является ретранслятор на ИСЗ. Он
посылает пакеты синхроимпульсов на земные станции по которым они работают.
Временные диаграммы МДВРК имеют вид рис. 49.
Рис.49
Здесь Тк - период кадра, при ТЛФ равно 125 мкс. Кадр начинается с синхропакета С, он обеспечивает
общесистемную синхронизацию. ЗИ - защитный интервал, необходимый из-за неточной работы
системы синхронизации. Тп - длительность пакета информации отдельной станции. Пакет состоит из
В - вводной части и информационной N2, N3 ... Nn. Тв - вводная часть служит для передачи служебных
сигналов - сигнал восстановления (синхронизации) частоты несущей и тактовой синхронизации
(СУНТ), код идентификации станции (опознавания). КОС - код служебного канала и сигнализации Сл.
Вводная часть занимает емкость (10 - 20)% длины кадра, а информация (80 - 90)%.
Наиболее перспективным видом многостанционного доступа является коммутация сигнала на борту
спутника-ретранслятора (МДКБ).
При МДКБ на борту ИСЗ помимо ретранслятора имеется еще коммутирующее устройство с
временным разделением. Оно обеспечивает передачу полученных земных станций сигналов только на
те станции которым эти сигналы адресованы. Такая система в сочетании с антеннами ИСЗ узкой
диаграммой направленности (1 - 2)° позволяет:
1. упростить и удешевить земные станции;
2. многократно использовать для передачи на участке ИСЗ - Земля одни и те же частоты излучения
для работы с различными районами Земного шара. Это улучшает условия электромагнитной
совместимости спутниковых и РРЛ средств связи;
3. уменьшает вероятность вхождения в ретранслятор посторонних станций других систем.
Бортовая аппаратура ИСЗ
Основные требования и принципы построения бортовой аппаратуры ИСЗ:
1. Минимальная масса и габариты;
2. Большой КПД, малое потребление энергии.
3. Высокая надежность. Наработка на отказ не менее 3-5 лет;
4. Стабилизация спутника на орбите.
Структурная схема бортовой аппаратуры с немедленной ретрансляцией имеет вид рис. 50.
Рис.50
Если основное усиление осуществляется на СВЧ, то сигнал через ФП2 и ферритовый вентиль
поступает на МУСВЧ (обычно ЛБВ) и затем на антенну. Используется для приема и передачи одна
антенна. Для развязки мощного выходного и слабого входного сигнала служит специальное
развязывающее устройство.
При многоствольном ретрансляторе аппаратура усложняется и основное усиление осуществляется на
СВЧ (т.е. без преобразования на ПЧ).
Земная аппаратура систем спутниковой связи
Земная аппаратура систем с ИСЗ строится аналогично тропосферных РРС, т.е. используются мощные
усилители на передаче и малошумящие усилители на входе. Кроме того в системах с ИСЗ
предусматриваются устройства слежения за ИСЗ и контроля и т.д.
Рассмотрим структурную схему построения земной станции по примере комплекса "Градиент" рис. 51.
Рис.51
От ИСЗ сигнал приходит с вращающей поляризацией и поступает на антенну с диаметром 12 м 2 или
25 м2 (в зависимости от емкости станции) шумовая температура не более 10 К. Антенна перемещается
и следит за ИСЗ.
Пройдя вращающиеся соединения ВС сигнал круговой поляризации преобразуется в линейнополяризованное в Поляризационном блоке. Далее через блок фильтров поступает на МШУ малошумящее устройство. Он представляет собой 4-х каскадный параметрический усилитель. Первые
два каскада охлаждены жидким азотом до 77 К. Шумовая температура не более 90 К. fпч-70 МГц.
Стволы резервируются. В ТВ стволе видео сигнал и звуковое сопровождение уплотняется по времени.
На передаче:
КУ - мощный клистронный усилитель 3 кВт;
ФГ - фильтр гармоник;
МС - мост сложения.
Антенны спутниковых систем связи
Наибольшее применение в земных станциях спутниковых систем связи нашли модефицированные
двухзеркальные антенны с высоким использованием поверхности (до 0,7). Размеры зеркала достигают
до 32 м, а G до 60 дБ.
Антенны ЗС монтируются на опорно-поворотном устройстве, обеспечивающем направление антенны
в сторону спутника. Для спутниковых систем передачи в основном используются азимутальноугломестные поворотные устройства, с помощью которых антенны вращаются вокруг осей: по
азимуту и углу места.
К фидерному тракту антенной системы ЗС предъявляются специфические требования, обусловленные
наличием нескольких стволов, высоким уровнем передаваемой мощности (до 10 кВт), малым уровнем
принимаемого сигнала и вращением антенны.
Принцип слежения антенн за спутником
Одним из основных отличий антенной системы ЗС является обеспечение слежения лучом диаграммы
направленности за спутником. Слежение осуществляется как в полноповоротных антеннах при
использовании эллиптических орбит, так и при неполноповоротных антеннах большого диаметра
(более 2,5 м в полосе 4/6 ГГц) при использовании геостационарных орбит.
Ширина луча антенны ЗС, как правило, весьма мала. Например, у антенн с диаметром 12 м на частоте
3 дБ составляет 16’. Принято, что отклонение оси луча ДН от направления на спутник не должна
превышать десятой доли ширины луча на уровне 3 дБ, т.е. точность наведения должна совпадать 1,6
угловых минут. Для обеспечения такой точности наведения возможно применение следующих
способов:
1. ручное наведение;
2. программное наведение с ручной коррекцией;
3. автосопровождение.
На практике в основном применяется автосопровождение. При этом способе на спутнике
предусматривается или специальный маяк или слежение осуществляется по информационному
сигналу. Во втором случае аппаратура проще, т.к. совмещена с приемником информационного
сигнала.
В свою очередь система автосопровождения имеет разновидности, которые обладают различными
особенностями и выбор зависит от конкретных условий. В случае выхода из строя автосопровождения
переходят на ручное наведение
Основы электромагнитной совместимости радиосредств
Основные понятия и классификация
Развитие радиоэлектронных средств (РЭС) различного назначения ведет к перегрузке радиоспектра.
Поэтому рациональное использование радиоспектра с целью нормального функционирования всех
радиоэлектронных средств является одной из важнейших задач. Оно должно вестись на научной
основе, составной частью которой является обеспечение электромагнитной совместимости РЭС, т.е.
любое радиоэлектронное средство:
1. Не должно создавать неумышленных помех нормальному функционированию других
радиоэлектронных устройств.
2. Само должно нормально работать при включенных источниках радиосигналов.
В международном масштабе ЭМС в разрезе частотного и территориального разноса РЭС проводится
Международным союзом по электросвязи (МСЭ). Разработанный регламент этим союзом охватывает
диапазон от 10 кГц до 275 ГГц и предусматривает выделение полос частот 38 наземным и
космическим радиослужбам, а также их территориальный разнос.
В каждом Государстве создается соответственно Государственная комиссия по радиочастотам (ГКРУ),
которая распределяет частоты РЭС. И решение этой комиссии обязательно, не выполнение карается
законом.
Радиопомехи в зависимости от характера источника помех классифицируются на природные
(естественные) и технические (индустриальные).
К первым относятся шумы вызванные атмосферным электричеством, космические шумы,
радиоизлучения планет.
Вторые могут быть как широкополосными, так и узкополосными.
Широкополосными являются:
- искровой, дуговой и коронный разряд.
Узкополосным:
- излучения вызванные техническими средствами. К ним относятся внеполосное излучение, т.е.
излучение которое находится вне полосы рабочих частот и побочное излучение, т.е. излучения
которые соответствуют гармоникам основного излучения.
По характеру эти помехи могут быть импульсивными и непрерывными. Затем они делятся на внешние,
воздействующие через антенну и фидерную линию от источников, расположенных в дальней зоне
излучения и внутренние - от источников расположенных рядом, т.е. внутрисистемные .Н, в РРЛ
влияние соседних стволов.
Взаимные помехи так же различают как создаваемые РЭС работающими в общей полосе частот и
работающими в различных полосах частот. В последнем случае борьба должна вестись на месте
возникновения помех, за счет совершенствования аппаратуры с целью ликвидации побочных
излучений, а также путем фильтрации мешающих сигналов.
В первом же случае эти методы не приемлемы и бороться с ними можно, только уменьшая
чувствительность приемника.
Критериями РЭС с точки зрения ЭМС являются:
1. стабильность частоты;
2. интенсивность внеполосных и побочных излучений;
3. степень подавления сигналов на приеме во всей полосе частот, кроме рабочей;
4. коэффициент ослабления мешающего сигнала (КОП), который характеризует ослабление этого
сигнала от входа приемника до его выхода.
В теории ЭМС используются ряд специфических терминов, основные из них следующие:
1. Необходимая ширина полосы частот - минимальная полоса частот, которая достаточна для
передачи информации с заданной скоростью и качеством.
2. Основное излучение - излучение в необходимой полосе частот.
3. Внеполосные спектры - часть спектральной плотности мощности излучения, которая находится за
пределами необходимой полосы частот.
4. Внеполосное излучение - вся мощность, излучаемая на частотах внеполосного спектра.
5. Ширина занимаемой полосы частот - на границах которой средние излучаемые мощности равны
каждая определенному проценту полной средней мощности излучения.
6. Ширина полосы частот спектра на уровне Х дБ - за пределами которой дискретная составляющая
или спектральная плотность мощности имеет ослабление не менее чем на Х дБ относительно
заданного исходного уровня.
Побочные и внеполосные излучения передатчика СВЧ
Источниками побочных и внеполосных излучений передатчика являются рис. 52.
Рис.52
Внеполосные излучения возникают:
1. В процессе модуляции несущего колебания по частоте формируется ЧМ сигнал. У этого сигнала,
как известно, спектр бесконечен и те составляющие которые выходят за пределы рабочей полосы
считаются внеполосными излучениями.
2. В случае перемодуляции, также возникают внеполосные излучения.
3. При преобразовании сигнала из-за несовершенства фильтрирующих устройств и наличия
нелинейности в тракте возникают гармонические составляющие. Они также являются внеполосным
излучением.
Побочные излучения возникают:
1. Для получения максимальной мощности выходной усилитель работает в нелинейном режиме. В
результате возникают гармоники основной частоты. Они ослабляются фильтрами, однако из-за
несовершенства часть проходит на выход и излучается.
2. В передатчике может случайно возникнуть условия самовозбуждения на побочных частотах.
3. При работе нескольких передатчиков на одну антенну, из-за изменения параметров мощного
каскада одного передатчика под воздействием колебаний другого передатчика возникает
интермодуляция.
4. Шумовые излучения передатчика являются причиной внеполосного и побочного излучения.
Источником шумового излучения являются задающие автогенераторы и умножители. Спектр их
широкополосный.
В результате внеполосного и побочного излучения общая панорама частот сигнала на выходе
передатчика имеет вид рис. 53.
Рис.53
Здесь Δf - необходимая ширина полосы частот, где сосредотачивается основное излучение.
В остальной полосе излучаются внеполосные и побочные составляющие. В соответствии с
рекомендациями МКЭ величина внеполосных и побочных излучений регламентируется. За уровнем
этих излучений контроль ведет специальная служба.
Обеспечение электромагнитной совместимости РЭС
В том случае, если одна и та же полоса частот используется для работы различных РЭС, то для их
нормальной работы они должны быть разнесены по пространству. В этом пространстве каждая
система занимает соответствующий объем. Который определяется мощностью передатчика, полосой
частот, характеристикой антенны, условиями распространения радиоволн, рельефом местности и т.д.
рис. 54.
Рис.54
Данная система связи находится в пространстве излучения и характеризуется мощностью Рпд, полосой
Δf, несущей частотой f, а также ряд источников помех с несущими fi полосой Δfi и мощностью Pi.
Приемное устройство характеризуется пространством приема излучения, которое определяется
свойствами антенны и чувствительностью приема как по основному, так и по не основным каналам, а
также способностью приемника подавлять нежелательные сигналы.
Если считать, что Земля представляет собой гладкую сферическую поверхность, то при
ненаправленной антенне линия равной мощности Рдоп представляет собой окружность, радиус
которой определяется как:
Используя данную формулу и задаваясь Рдоп, можно рассчитать на каком расстоянии должна
находиться РЭС работающие в общей полосе частот.
Для реальных условий (земля не гладкая, антенны направленные и т.д.) расчет усложняется, однако он
не представляет большой сложности и достаточно хорошо разработан.
ЭМС РРЛ и ССС
В соответствии с решением ВАКР в диапазоне 1 - 10 ГГц наиболее легко совместить работу ССС с
РРЛ. Поэтому было принято также решение в 1963 г. В этом случае возможно четыре пути создания
взаимных помех (рис. 55).
Рис.55
В связи с тем, что земные станции СС имеют значительно большие электрические показатели, чем
РРС, а также то, что СС охватывают излучением огромные территории, приняты следующие
ограничения на технические параметры и расположения станций при совместном использовании
полос частот:
1. Ограничение мощности и направления земных станций ССС. Эквивалентная изотропно излучаемая
мощность земных станций в диапазоне 1 - 15 ГГц в любой полосе частот шириной 4 кГц не должна
превышать +40 дБ Вт при угле места излучения антенны δ≤0 и (40+3δ) дБ Вт при 0≤δ≤5° и без
ограничения при δ>5°.
2. Ограничение мощности и направления станций РРС: эквивалентная изотропно излучаемая
мощность станции РРС в диапазоне 1 - 30 ГГц не должна превышать +55 дБВт и др. параметры
регламентируются.
3. Ограничение плотности потока мощности Ф создаваемой у поверхности Земли излучением
спутника связи. В зависимости от диапазона частот, величина Ф регламентируется для полосы частот
шириной 4 кГц.
Если выполняются все условия рекомендованные МКЭ по ЭМС, то обеспечиваются взаимно
приемлемые условия работы ССС и РРЛ.
К настоящему времени решены еще не все вопросы связанные с ЭМС и дальнейшим развитием
теории ЭМС является:
1. Разработка методов расчета, которые позволяли бы рационально размещать радиосредства как в
пространстве так и по частоте.
2. Разработка устройств и методов, направленных на снижение взаимных помех.
3. Разработка аппаратуры для быстрых и точных измерений параметров, влияющих на ЭМС.
4. Моделирование на ЭВМ и физическое моделирование электромагнитной обстановки