Федеральное агентство по образованию

Федеральное агентство по образованию
ГОУ ВПО «Уральский государственный технический университет – УПИ»
АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ. РЕФЛЕКТОРНЫЕ АНТЕННЫ. АНТЕННЫ ДЛЯ
ТЕЛЕРАДИОВЕЩАНИЯ И БАЗОВЫХ СТАНЦИЙ.
Методические указания и задание к курсовому проектированию для студентов
очно-заочной и заочной форм обучения специальности «Радиотехника»
Екатеринбург
2006
УДК
621.396
Автор: доц., к.т.н. С.А. Баранов
Антенные решетки. Рефлекторные антенны. Антенны для телерадиовещания и
базовых станций: Методические указания и задания к курсовому проектированию для
студентов очно-заочной и заочной форм обучения специальности «Радиотехника». / С.А.
Баранов. Екатеринбург: ГОУ ВПО УГТУ – УПИ, 2006. 49с.
Изложены принципы проектирования и методы расчета характеристик широко
использующихся на практике простых излучателей, антенных решеток, осесимметричных
рефлекторных антенн и антенн для передающих телерадиовещательных центров и
базовых станций систем подвижной связи. Приведены расчетные соотношения для
делителей мощности и коаксиальных фидерных трактов. Сформулированы варианты
заданий по курсовой работе.
Библиогр.:
9 назв.
Рис. 25.
Табл.11.
Подготовлено кафедрой «Высокочастотных средств радиосвязи и телевидения»
ГОУ ВПО «Уральский государственный технический университет – УПИ», 2006
2
1. Простые излучатели
Под простыми излучателями понимаются несложные по конструкции антенны,
обладающие умеренной или слабой направленностью. Эти антенны используются как
самостоятельные излучатели электромагнитного поля, так и в качестве облучателей
зеркальных и линзовых антенн, а также элементов антенных решеток – АР. Рассмотрим
конструкции и основные электрические характеристики наиболее распространенных
типов простых излучателей.
1.1 Симметричные вибраторы
Симметричный
цилиндрической
вибратор
формы
с
представляет
симметричным
собой
прямолинейный
относительно
середины
проводник
проводника
распределением тока (рис. 1.1).
z
θ
2ρ
l
y
φ
l
x
Рис. 1.1 Симметричный вибратор
Для создания однонаправленного излучения вибратор располагают параллельно
плоскому проводящему экрану-рефлектору. ДН полуволнового вибратора рассчитывается
по формуле:

cos( sin  sin  )
2
F ( ,  ) 
 sin( kd cos  ) ,
1  sin 2  sin 2 
(1.1)
где d – расстояние между осью вибратора и экраном.
Максимальное значение КНД определяется в этом случае формулой:
D
480
(1  cos kl) 2 .
R
(1.2)
В (1.2) R∑ определяется как
R∑=R11 – R12,
3
где R11 – собственное сопротивление вибратора в свободном пространстве
(R11=73,1 Ом для полуволнового вибратора);
R12 – взаимное сопротивление двух параллельных одинаковой длины вибраторов,
разнесенных на расстояние 2d.
В табл. 1.1 приведены значения для R12 полуволнового вибратора в диапазоне d/λ от
0,12 до 0,4.
d/λ
0,12
0,16
0,20
0,24
0,28
0,32
0,36
Таблица 1.1
0,38
0,4
R12, Ом
+43,1
+24,6
+6,2
-9,4
-20,1
-25,0
-24,2
-21,8
-18,5
Входное сопротивление полуволнового вибратора имеет реактивную составляющую
положительного знака. Для компенсации этой составляющей длина вибратора берется
несколько меньше λ/2. Вибратор в этом случае называется резонансным. Длина вибратора
определяется по формуле: 2l=K∙ λ/2. Для определения коэффициента укорочения К можно
пользоваться графиком рис.1.2. На графике 2ρ – диаметр вибратора.
1,00
К
0,96
0,92
0,88
λ/2ρ
0,84
20
40 60 100 200 400
1010 2000
Рис. 1.2 Зависимость коэффициента
укорочения от длины волны.
Схема питания и конструктивное выполнение вибраторных антенн для различных
диапазонов волн приведены в [1].
1.2 Щелевые излучатели
Щели с односторонним излучением находят применение в СМ и ММ диапазонах
волн как облучатели апертурных антенн и элементы ФАР. Рассмотрим их характеристики.
На рис. 1.3 приведен излучатель в виде щели с размерами a × b , прорезанной в торце
прямоугольного волновода с размерами a× b. В волноводе распространяется волна
основного типа Н10, щель излучает поле с поляризацией перпендикулярной широкой
стенке.
4
y
φ
b'
a
θ
z
b
Y0, λb
B
G
a'
а)
x
б)
Рис. 1.3 Торцевая щель
ДН щели рассчитывается по формуле:
ka
kb
sin  sin  ) sin(
sin  sin  )
2
2
F ( ,  ) 

1  sin 2  sin 2  ,
2

k
b
 ka

sin  cos 
1 
sin  cos  
2
 

cos(
(1.3)
где угол  отсчитывается от нормали к плоскости отверстия, а  -от перпендикуляра
к щели. Эквивалентная схема излучающей щели приведена на рис.1.3б, где λb – длина
волны в волноводе, Y0 – характеристическая проводимость питающего волновода.
В первую очередь, представляют интерес резонансные щели, у которых реактивная
составляющая проводимости равна нулю. Резонансная длина щели так же, как у вибратора,
несколько меньше половины длины волны. Коэффициент укорочения щели можно
определить по графику рис.1.2, используя правило равного периметра. В соответствии с
этим правилом эквивалентный диаметр цилиндрического вибратора связан с шириной
щели b΄ следующим соотношением: 2ρ= b΄/1,57.
Эквивалентная активная проводимость резонансной торцевой щели рассчитывается
по формуле:
  a  2 
1    
2
4
G 2 b  a  b      
 a 
 a  
g



1

0
,
374

0
,
130

.




Y0
3
3  cos a   

   

 
  2a  
(1.4)
В линейных и двумерных решетках в качестве элементов используются щели,
прорезанные в стенке прямоугольного волновода. Эквивалентные характеристики таких
щелей зависят от положения и ориентации щели относительно оси волновода. В табл.1.2
для широко используемых полуволновых щелей приведены эквивалентные схемы и
расчетные формулы для нормированных проводимостей g и сопротивлений r.
5
Таблица 1.2
Тип щели
Эквивалентная
схема
Эквивалентная проводимость или
сопротивление
  
a 
 x 
g  2.09   b cos 2     sin 2  1 
 a 
b 
 2 b 

 

 sin   cos  cos   
 2 b

30 b 4 
g
  3 

2
73  a b



2
 1

  sin 


 b 


2
2
 b  
 x 
  
  0.523 
cos 2    cos 2  1 
 2 2a 
   ab
 a 
Для определения резонансной длины щели можно воспользоваться методикой,
указанной выше при рассмотрении торцевой щели. Более точные результаты для
продольной щели в широкой стенке волновода приведены на графиках рис.1.4. Данные
приведены для волновода с замедлением λ/λb=0,67 и трех значений относительно ширины
щели b΄/λ.
b'/λ
a'/λ
0,5
0,0445
0,484
0,0543
0,089
0,468
0,452
x1/λ
0
0,1
0,2
0,3
Рис. 1.4 Зависимость резонансной длины продольной щели от смещения
относительно середины широкой стенки
Резонансная длина поперечной щели в широкой стенке прямоугольного волновода
при x1=0 равна a=0,488λ. Наклонные щели в узкой стенке имеют резонансную длину,
приблизительно равную половине длины волны в свободном пространстве.
При выборе ширины b΄ щели должен обеспечиваться двух - трехкратный запас по
пробивной напряженности поля
b  2  3
Um
Eпроб.
(1.5)
где Епроб.=30∙103 В/см,
Um 
2P
N G
(P – подводимая к антенне мощность, N – число щелей,
G – проводимость
излучения щели).
Проводимость излучения односторонней полуволновой щели G=1,03∙10-3 1/Ом.
1.3 Диэлектрические стержневые антенны
Антенны этого типа широко используются как облучатели зеркальных антенн, а
также в составе плоских антенных решеток. Наибольшее распространение получили
диэлектрические антенны со стержнем круглого сечения, вставленным в круглый
волновод. На частотах менее 3 ГГц круглый волновод обычно возбуждается от
коаксиального кабеля (рис.1.5а), на частотах выше 3 ГГц чаще используется волноводное
возбуждение с плавным переходом от прямоугольного волновода к круглому (рис.1.5б).
dmax
λв/4
d
ε
ε
1,5λв
L
dmin
Форма диэлектрического стержня может быть цилиндрической или конусной.
L
Рис. 1.5б Конический стержень
Рис.1.5а Цилиндрический стержень
Диэлектрическая антенна как антенна бегущей волны имеет максимальный КНД
D max  (7  8)
L
(1.6)

при оптимальном коэффициенте замедления фазовой скорости волны в стержне
опт 
Vф
2L

C 2L  
(1.7)
где Vф – фазовая скорость в стержне;
С – скорость света 3∙108 м/с.
Величина замедления зависит от диаметра и материала стержня и может быть
определена по графикам рис.1.6
ξ
ε=2,0
0,8
2,5
3
0,6
4
5
0,4
10
20
0,2
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
d/λ
Рис.1.6 Коэффициент замедления в диэлектрическом стержне
В качестве параметра на графиках рис.1.6 взята относительная диэлектрическая
проницаемость материала стержня ε.
Для уменьшения отражения от конца диэлектрической антенны и снижения уровня
боковых лепестков обычно применяют диэлектрические стержни конической формы. Для
эффективного возбуждения стержня его начальный диаметр выбирают из соотношения:
8
d max 

.
   1
Фазовая скорость волны на конце стержня должна соответствовать фазовой скорости
волны в свободном пространстве и в соответствии с графиками на рис.1.6 определятся по
формуле:
d min 

.
2,5   1
Если диаметр сечения стержня переменный, то можно приблизительно определить
необходимые значения длины L и диаметра d, исходя из предположения, что величина ξ
определяется средним значением диаметра стержня.
Диаграмма направленности диэлектрической антенны, изображенной на рис.1.5,
может быть рассчитана по приближенной формуле:
 kL  1

sin    cos 
2 

,
F ( )  F 1( )  

kL  1
  cos 
2  

где
 kd

J 1 sin  
2
 - в плоскости Е ,
F 1( )  cos 
kd
sin 
2
 kd

J 1 sin  
2
 - в плоскости Н .
F 1( )  
kd
sin 
2
Угол θ отсчитывается от оси стержня. J1(x) – функция Бесселя с индексом 1.
Ширину главного лепестка диаграммы направленности по уровню половинной
мощности приближенно можно рассчитать по формуле:
  0,5  60  / L .
Для того, чтобы в стержне не возбуждались высшие типы волн, искажающие
диаграмму направленности антенны, необходимо выполнить соотношение:
d
1,22
.
 1
1.4 Спиральные антенны
Спиральная антенна (1.7) состоит из проволочной спирали, питаемой коаксиальной
линией, внутренний проводник которой присоединен к спирали, а наружный
- к
9
металлическому диску – рефлектору, который ослабляет излучение поля в заднее
полупространство.
S
D
z
L
Рис.1.7 Геометрия спирали
Диаметр диска выбирается (0,8-1,5)L, где L –длина спирали. Длина витка спирали l
связана с шагом спирали S соотношением S/l=sinγ, γ – угол подъема витка спирали.
Основное применение находят спирали с максимумом излучения вдоль оси при
круговой или эллиптической поляризации в направлении максимального излучения. Для
получения поля круговой поляризации связь между l и S выбирается в соответствии с
формулой:
l   S    ,
(1.8)
где

V k
D
- коэффициент замедления.
 
C    cos 
Диаграмма направленности цилиндрической спирали в угломестной плоскости
рассчитывается по формуле:
 kn  L

sin    S cos 

 2 
F ( )  cos 
,
k  L

n  sin    S cos 

2  
(1.9)
где n – число витков в спирали.
Ширина ДН по уровню половинной мощности равна:
  0 , 5 
52
.
l nS

(1.10)

Формула для КНД в направлении максимального излучения имеет вид:
2
l S
D  15  n .
 
(1.11)
Входное сопротивление:
10
R  140
l

[Ом].
(1.12)
Коэффициент эллиптичности в направлении оси z определяется как:
M

.
1/   S
(1.13)
Формулы (1.10) – (1.13) применимы при условии, когда n>3, 12º≤γ≤16º. Для других
значений n и γ необходимо использовать более точные соотношения из [2].
1.5 Полосковые антенны
Такие антенны находят широкое применение в ДМ и СМ диапазонах и обычно
выполняются по технологиям печатных интегральных схем. Они отличаются малой
массой и габаритами, высокой точностью изготовления и повторяемостью размеров, что
обеспечивает хорошую воспроизводимость характеристик, удобством возбуждения
полосковыми или коаксиальными линиями.
В настоящее время применяется большое число типов полосковых антенн, но
наиболее распространенными являются резонаторные, вибраторные и щелевые. На рис.
1.8 приведены эскизы прямоугольных резонаторных антенн при возбуждении их
полосковой и коаксиальной линиями. Для согласования точка питания смещена на размер
y0 от края резонатора.
z
ε
0
z
θ
θ
y
θ
θ
ε
d
d
b
b
y
y0
y
φ
x
a
φ
y
a
y0
x
Рис.1.8 Плоский прямоугольный резонатор с питанием полосковой и
коаксиальной линиями.
Края резонатора, в свою очередь, образуют две излучающие щели длиной a,
располагающиеся на расстоянии b. Если выбирать размер b≈λρ/2, где λρ – длина волны в
полосковой линии шириной a, образующей резонатор, то нормальные проводящей
подложке составляющие электрического поля щелей будут противофазны и вычитаться, а
параллельные ей – синфазны и складываться. Последние две составляющие образуют
11
поле линейной поляризации с максимумом ориентированном в направлении нормали к
плоскости резонатора (θ=0º) .
Размер а может быть различным и влияет, в первую очередь, на величину входного
сопротивления. Кроме этого, длина излучающей щели с равномерным по амплитуде
распределением поля определяет диаграмму направленности резонаторной антенны в
плоскости xoz.
Для получения поля вращающейся поляризации необходимы две пары одинаковых
излучающих щелей, расположенные перпендикулярно друг другу и возбуждаемые со
сдвигом по фазе на π/2. Это может быть получено с помощью квадратного резонатора,
питаемого в двух точках в серединах соседних сторон, хотя возможны и другие способы
[3].
Входное сопротивление на резонансной частоте для прямоугольного резонатора
чисто активно и определяется формулой:
Rвх 
cos 2
y 0
b ,
2G

(1.14)
где GΣ – проводимость излучения торцевой щели резонатора длинной а. Она
определяется соотношением:
G




a
377 
[Сим].
(1.15)
Резонансная длина антенны

bрез 
 эфф
,
(1.16)
где
 эфф 
 1
2

 1
(1.17)
d
2 1  10
a
- эффективная диэлектрическая проницаемость полосковой линии шириной а, λρ –
резонансная длина волны. Для прикидочных расчетов обычно можно использовать
соотношение
bрез  0,48  /  .
(1.18)
Диаграмма направленности рассчитывается по формуле:
12
 ka

 kb

sin  sin  cos   cos sin  sin  
  sin 2  sin 2  cos 
2
2




F  ,   


2
ka
1  sin 2  sin 2 
 kb

sin  cos 
1

sin

sin



2




(1.19)
и имеет один максимум по нормали к резонатору (θmax=0º).
Расчет полосковой резонаторной антенны обычно начинают с выбора размера а
щели по заданной характеристике направленности. При этом размер b берут из
приближенного соотношения. Необходимо учитывать, что от размера а зависит волновое
сопротивление полосковой линии, из которой выполнен резонатор. Оно должно быть не
слишком малым. Обычно его выбирают 10÷20 Ом, а рассчитывают,
при а>>d,
по
формуле:
А 
120 d
 [Ом].
 a
(1.20)
Рекомендуемый размер а≈(0,3÷0,7)λ. Подложку, по тем же причинам, целесообразно
выбирать с диэлектрической
проницаемостью ε≈2,0÷2,5 (неполярные полимерные
диэлектрики). В некоторых случаях для уменьшения габаритов резонатора можно взять
подложку с ε от 5 до 10 (стеклотекстолиты, СВЧ пластмассы, керамика). Толщина
подложки должна удовлетворять условию d<0,1λ.
При удовлетворении характеристик направленности спроектированной антенны
рассчитывают bрез по формуле 1.16 и y0 по 1.14 и 1.15. При этом необходимо учитывать,
что полосковые или коаксиальные линии, используемые для питания антенн, обычно
имеют волновое сопротивление ρл=50 Ом.
Полосковые вибраторные антенны используют диэлектрик как конструктивный
элемент с малыми потерями, поэтому диэлектрический слой выбирают тонким. Большое
разнообразие вибраторных антенн в основном объясняется различиями в способах
питания. Можно выделить две основные разновидности, приведенные на рис. 1.9.
2d
L
2d
L
t
а)
б)
Рис. 1.9 Полосковые вибраторные антенны с двухсторонним – а
и односторонним – б расположением вибраторов
13
В обеих разновидностях обычно используются полуволновые вибраторы, поэтому
L=λ/4. Размер 2d, который эквивалентен удвоенному диаметру проволочного вибратора
равному 2ρ (см. рис. 1.1), должен удовлетворять условию 2d≤0,1λ. Другим условием
является L/d≥5, так как в противном случае у диаграммы направленности «заплывают»
нули
(из-за
излучения
торцов
вибраторов).
Это
является
недопустимым
при
использовании вибраторов в качестве элементов решетки из-за увеличения связи между
элементами
и
появления
кроссполяризационной
(ортогональной)
составляющей
излученного поля. Диэлектрическая пластина выбирается по возможности тонкой (t<0,1λ),
так как в противном случае необходимо корректировать резонансную длину вибратора
Lрез и возрастают диэлектрические потери. Для обеспечения одностороннего излучения
вибраторы располагаются над проводящим экраном.
При обеспечении перечисленных ранее условий, характеристики направленности и
входное сопротивление полоскового вибратора можно определить по соотношениям для
проволочного вибратора (см. параграф 1.1). Для этого нужно брать 2ρ=2d/2=d, что
обеспечивает эквивалентность цилиндрического и плоского вибратора.
Возбуждение печатных вибраторов может осуществляться коаксиальной линией с
симметрирующим
устройством
или
симметричной
полосковой
линией.
Часто
используется питание несимметричной полосковой линией, что особенно удобно для
«односторонних» вибраторов (рис. 1.9 б). При этом плечи вибратора должны иметь сдвиг
по питанию на π (разность длин питающих линий λл/2) для обеспечения синфазности
токов.
Щелевые полосковые антенны примеряются в том же частотном диапазоне и в тех
же целях, что и волноводно-щелевые антенны. Главным их преимуществом является
малая дисперсия полосковой линии передачи, а недостатком повышенные требования к ее
коэффициенту затухания, особенно при большой длине антенной решетки.
Обычно щелевые излучатели прорезаются в одном из внешних проводников
симметричной полосковой линии. Длина щели вычисляется по формуле:
a 

2
  1,
(1.21)
где ε – относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика симметричной
полосковой линии, λ – длина волны в свободном пространстве.
Расчетная длина щели уточняется экспериментально, так как на значение a
оказывают влияние высшие типы волн в полосковой линии и поверхностные волны,
которые возбуждаются щелью на много эффективнее чем полосковым вибратором.
14
Для небольших решеток (число элементов N<10) используют или последовательное
или параллельное питание щелей. Связь щели с полосковой линией регулируется
смещением щели относительно проводника линии. Щель всегда перпендикулярна
полосковой линии. В решетках большой длины щели возбуждаются бегущей волной тока.
Возможно возбуждение и стоячей волной.
1.6 Рупорные антенны
В сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн широко применяются
пирамидальные и конические рупорные антенны (рис.1.10).
H10
H11

Е
B
R
2R0

Е
R
А
Рис.1.10 Пирамидальный и конический рупоры
Пирамидальные рупоры возбуждаются от прямоугольного волновода, конические –
от круглого или через плавный переход от прямоугольного. Если размер рупора В=b
ширине узкой стенки прямоугольного волновода, а размер А произвольный, рупор

называется Н-секториальным (расширяется в плоскости вектора Н ). Если расширение

делается только в плоскости вектора Е (А=а – широкой стенке волновода), то рупор Есекториальный. При расширении в обеих плоскостях – пирамидальный.
Диаграмма направленности рупорной антенны определяется амплитудным и
фазовым распределением поля в ее раскрыве. При небольших углах раскрыва рупора и
при проведении оценочных расчетов ширины главного лепестка фазовыми искажениями
можно пренебречь и воспользоваться данными табл. 3.1.
Размеры
оптимального
прямоугольного
рупора
связаны
следующими
соотношениями:
2
Е
Rопт
A
Н
Rопт
В
3
2
2
15
Е
Н
где Rопт
и Rопт
- длина оптимального рупора соответственно в плоскостях векторов
Е
Н
Е и Н. Если Rопт
≠ Rопт
, то длина рупора R выбирается равной большему значению из них.
Ширина
главного
лепестка
диаграммы
направленности
оптимального

прямоугольного рупора по уровню половинной мощности в плоскости вектора Н
определяется по эмпирической формуле:
 0Н,5  80 
А
,

а в плоскости вектора Е :
 0Е,5  53 
В
.
Ширина главного лепестка для оптимального конического рупора соответственно в


плоскости векторов Е и Н рассчитывается следующим образом:
 0Е,5  60 
 0Н,5  70 
,
2 R0
.
2 R0
Длина оптимального конического рупора связана с его диаметром формулой:
R
(2 R0 ) 2
2,4
 0,15 .
Ширину главного лепестка рупорной антенны при другом уровне мощности можно
определить из графиков, приведенных, например, в [4].
Если рупор является облучателем зеркальной антенны, то актуальным становится
вопрос определения положения его фазового центра. Для рупорных антенн с
максимальной фазовой ошибкой по краю апертуры Ψmax <100º÷120º, что соответствует
оптимальным размерам, положение фазового центра для прямоугольного рупора в
плоскости вектора Е рассчитывается по формуле:

E
R E  0,18 max

2


E
 cos 0,28max
,

в плоскости вектора Н

H
R H  0,09 max
  cos0,22 .
2
H
max
Аналогично для конического рупора
2
2
R Е  0,104max
, R Н  0,049max
,
где R Е , R Н - расстояние от апертуры до фазового центра, соответственно в


плоскостях векторов Е и Н , а Ψmax – максимальная фазовая ошибка на краю апертуры
конического
16
max 
R02
R
и прямоугольного
Е
max
 В
2
4R
Н
 А
, max
2
4R
рупоров.
1.7 Директорные антенны
Директорная антенна представляет собой линейную антенную решетку вибраторов с
осевым излучением (рис.1.11). Вибратор, к которому подводится питание, называется
активным.
Необходимый
режим
питания
пассивных
вибраторов,
при
котором
обеспечивается коэффициент замедления близкий к оптимальному: опт  1   2L (L –
длина антенны), обеспечивается подбором их длин и расстояний d  и d i . Один из
вибраторов настраивается в режим рефлектора, то есть он создает преимущественное
излучение
в
направлении
активного
вибратора.
При
обычно
выбираемом
d   0,15  0,25 его сопротивление должно быть индуктивным, что обеспечивается
увеличением длины волны вибратора по сравнению с полуволновым.
директоры
Z
рефлектор
l 1
la
d 3
d 2
lp
d 1
dp
активный
вибратор
Рис. 1.11. Вид пятиэлементной директорной антенны
Рефлектор, как правило, один, так как последующие будут находится в минимуме
поля и не окажут заметного влияния на улучшение характеристик излучения антенны.
Конструктивно он выполняется или в виде одиночного стержня или в виде Н-образного
17
вибратора или сетчатой конструкции. Последние две разновидности используются для
уменьшения заднего излучения.
Количество директоров может достигать десяти и более. Однако, при увеличении их
числа, реактивное (емкостное) сопротивление настройки увеличивается, что требует
укорочения директоров. Это приводит, в свою очередь, к уменьшению токов на них,
особенно на далеко удаленных от активного вибратора. По этой причине сужение
диаграммы направленности директорной антенны с увеличением её длины происходит
значительно медленнее, чем у антенн с осевым излучением и элементами, возбуждаемыми
с одинаковой интенсивностью, например антенн бегущей волны. Вторым препятствием
использования
директорных
антенн
с
большим
числом
директоров
является
необходимость увеличения фазовой скорости, что приводит к возрастанию требований к
точности изготовления антенны, так как оптимальное значение опт все меньше
отличается от критического замедления  кр  1   / L , при котором излучение вдоль
антенны вообще отсутствует.
Конструктивно наиболее удобным являются антенны с числом директоров не более
5-10. Директоры, как и рефлектор, крепятся обычно к металлической продольной штанге,
которая не оказывает влияния на поле, так как перпендикулярна ему.
Обычно выбирают d i  (0,15  0,35) . В этом случае для обеспечения емкостного
характера сопротивления директоры имеют длины короче полуволновых и убывающие по
мере удаления от активного вибратора.
Из-за
влияния
пассивных
вибраторов
входное
сопротивление
активного
полуволнового вибратора падает до 20-30 Ом, что затрудняет его согласование с
питающей линией. По этой причине активный вибратор обычно выполняют петлевым, у
которого входное сопротивление примерно в четыре раза выше, чем у обычного.
Петлевой вибратор, кроме этого, обладает лучшими частотными свойствами и может
крепиться к металлическому стержню в точке нулевого потенциала без изолятора.
В качестве простых излучателей в составе антенных решеток используются
директорные антенны с числом элементов (активный вибратор плюс директоры и
рефлекторы) от 3 до 7.
При заданной геометрии антенны амплитуды и фазы токов во всех вибраторах,
необходимые для расчета ДН, можно рассчитать на основании теории связанных
вибраторов, решая систему уравнений Кирхгофа. Задача синтеза директорной антенны
является достаточно сложной и обычно решается численными оптимизационными
методами.
18
В
настоящее
время
разработано
большое
число
различных
конструкций
директорных антенн метрового и дециметрового диапазонов [5]. На рис.1.12 приведена
ДН трехэлементной антенны (один активный петлевой вибратор, один рефлектор, один
директор) в двух плоскостях. Видно, что диаграмма не имеет боковых лепестков, но имеет
значительный задний лепесток. Уровень заднего лепестка (УЗЛ) составляет несколько
больше 0,2 (-14дБ). В плоскости вектора Е диаграмма имеет четко выраженные нули, так
как вибратор вдоль своей оси не излучает, а в плоскости вектора Н нулей нет.
Аналогичный вид имеют и ДН директорных антенн с большим числом элементов.
1,0
0,4
0,2
0,4
Рис. 1.12 ДН трехэлементной антенны
В таб.1.3 приведены нормированные к длине волны геометрические размеры и
основные параметры ДН директорных антенн с одиночным рефлектором, используемых в
телевизионном вещании в МВ и ДМВ диапазонах [5]. Длину активного вибратора la во
всех случаях можно брать равной λ/2.
19
Таблица 1.3
Коэффициент
усиления по
УЗЛ,
сравнению с
дБ
λ/2 вибратором,
дБ
-14
5
Число
элементов
l pкр
dp
l1
d 1
l 2
d2
l 3
d 3
l 4
d4
l 5
d 5
 0Е,5
 0Н,5
3
0,55/0,15
0,41/0,1
-
-
-
-
68º
110º
4
0,62/0,27 0,43/0,075 0,42/0,23
-
-
-
63º
95º
-14
6
5
0,62/0,27 0,43/0,075
0,43/0,2
0,42/0,17
-
-
58º
80º
-14
7
6
0,59/0,27 0,43/0,027
0,43/0,2
0,42/0,19
0,4/0,2
-
53º
70º
-16
8
7
0,58/0,27
0,43/0,06
0,43/0,2
0,42/0,2
0,42/0,2 0,42/0,2
51º
65º
-16
8,5
9
0,58/0,27
0,43/0,12
0,43/0,22
0,43/0,2
0,43/0,2 0,43/0,2
46º
55º
-15
9,7
2. Антенные решетки
Антенная решетка (АР) представляет собой группу излучающих элементов,
расположенных на некотором расстоянии друг от друга, причем токи в каждом элементе,
в общем случае, имеют различные амплитуды и фазы. Поле решетки определяется путем
суперпозиции полей отдельных элементов. Это приводит к представлению суммарного
поля в виде ряда. Принудительное изменение фаз в элементах АР приводит к
перемещению луча антенны в пространстве – сканированию. Антенны такого класса
называются фазированными антенными решетками – ФАР. Применение находят
линейные,
плоские,
осесимметричные
(например,
кольцевые)
решетки,
решетки
специальной формы.
Для формирования узконаправленного излучения в двух взаимно-перпендикулярных
плоскостях
и
обеспечения
возможностей
управления
лучом
в
некотором
пространственном секторе углов необходимо использовать двумерную (поверхностную)
решетку излучателей.
На практике находят применение поверхностные АР самой разнообразной формы и
структуры. Однако – наибольшее распространение имеет АР, схема которой изображена
на рис.2.1 Это плоская решетка идентичных и одинаково ориентированных излучателей
расположенных в узлах прямоугольной эквидистантной сетки с периодом dx и dy.
P(θ,φ)
z
n
θ
m
φ
y
dx
dy
x
Рис.2.1 Эквидистантная плоская АР
Рассмотрим прямоугольную решетку с неравномерным амплитудным и линейным
фазовым распределением, сфазированную для ориентации луча под углами  0,  0 . В этом
случае распределение тока по элементам записывается как:
Ipq  Ipq e
 jpq
,
где  pq  x  p  pср   y q  qср ,
pср 
n 1
m 1
, qср 
2
2
(2.1)
x  kdx sin  0 cos0 , y  kd y sin  0 sin  0
x и y - необходимые сдвиги фаз между соседними элементами в строке и
столбце.
Рассмотрим два частных случая, широко используемых на практике, амплитудных
распределений токов в АР, для которых имеются аналитические формулы расчета ДН:
1. Закон распределения «Косинус на пьедестале»:
  p  pср  
 q  qср 

Ipq  I 0 x  1  x  cos
  y  1  y   cos

m 1  
n 1 

(2.2)
ДН в этом случае определяется формулой:

m
 
m
 
mU x
sin U x 
sin U x 


sin

1  x


2
m  1  1  x
2
m 1  
2
F ( ,  ; 0 , 0 )  F1 ( ,  )x





Ux
1
 
1
 
2
2

sin
sin U x 
sin U x 



2
2
m 1 
2
m 1  



nU y
sin
sin

1  y

2
 y


Uy
2

sin
sin

2

n
 
sin
U y 

2
n  1  1  y


1
 
2
sin
U y 

2
n 1 
n
 
U y 


2
n 1  

1
 
U y 

2
n 1  

(2.3)
F1 ( ,  ) - ДН одиночного элемента.
2. Закон распределения «Косинус квадрат на пьедестале»:
  p  pср  
 q  qср 

2
Ipq  I 0 x  1  x   cos 2
  y  1  y   cos

m 1  
n 1 

(2.4)
Выражение для ДН

m
2 
m
2  
mU x
sin U x 
sin U x 


sin

1  x
1  x

2
m  1  1  x
2
m 1  
2
F ( ,  ; 0 , 0 )  F1 ( ,  )





U
1
2

1
2

2
4
4




x

sin
sin U x 
sin U x 



2
2
m 1 
2
m 1  



nU y
sin
sin

1  y
1  y
2



U
2
4
y

sin
sin

2

n
2 
sin
U y 

2
n  1  1  y


1
2 
4
sin
U y 

2
n 1 
n
2  
U y 


2
n 1  

1
2  
U y 

2
n 1  

(2.5)
Для обоих законов распределения амплитуд
U x  kdx  (sin  cos   sin  0 cos 0 ) ,
U y  kd y  (sin  sin   sin  0 sin  0 )
(2.6)
22
Из формулы (2.2) следует частный случай равноамплитудного распределения
(Δx=Δy=1).
Для численной оценки ширины главного лепестка ДН и УБЛ при таких вариантах
возбуждения можно использовать данные табл. 3.1, где приведены соотношения для
прямоугольных
необходимо
синфазных
помнить, что
и
непрерывно
возбужденных
приведенные расчетные
раскрывов.
соотношения
не
При
этом
учитывают
направленные свойства одиночных элементов, возможность отклонения луча от нормали
(несинфазное возбуждение элементов) и, что их использование возможно только при
достаточно большом числе элементов в строке и столбце с выбором периода решетки в
соответствии формулой 6.1.
Используя данные табл. 3.1 видно, что амплитудное распределение токов по
элементам влияет на ширину главного лепестка ДН и на УБЛ. Выбор необходимого
распределения обычно производят по заданному УБЛ с учетом возможности его
корректирования за счет направленных свойств одиночных элементов и ростом при
отклонении луча от нормали.
В двумерной решетке так же, как в линейной, происходит расширение главного
лепестка ДН при отклонении луча от нормали.
Если решетка является остронаправленной (  0,5  100 ), то можно считать, что
расширение происходит лишь в плоскости сканирования. В этих случаях для ширины ДН
справедливы приближенные формулы (равноамплитудные распределения):
 
0,5 x
 0,886

md x

1

1
;  0,5 y  0,886

cos  0
nd y cos 0
,
(2.7)
где  0 - угол отклонения луча от нормали.
КНД ФАР с равномерным по амплитуде распределением определяются следующим
выражением:
D
4
2
m  n  d x  d y  cos 0
(2.8)
3. Рефлекторные параболические антенны
Параболические антенны используются для создания остронаправленного излучения
за счет преобразования сферического фронта волны облучателя в плоский фронт после
отражения ее от зеркала – рефлектора. В трактовке геометрической оптики, справедливой
при больших электрических размерах зеркал, это объясняется тем, что для источника,
помещенного в точке фокуса параболического отражателя, все отраженные лучи
23
параллельны оси параболоида, а расстояние вдоль лучей от фокуса до плоскости,
перпендикулярной оси, одинаковы.
Таким образом, излучение параболической антенны можно свести к излучению
плоской синфазной поверхности (раскрыва) больших электрических размеров, которая,
как известно, обладает высокой направленностью.
Далее будут рассмотрены основные модификации рефлекторных антенн и
особенности их расчета.
x
x
f
α
r(ψ)
ρ
ψ
F
ψ
ψ0
z
R
F
z
y
d
Рис. 3.1 Системы координат рефлекторных антенн
Чаще всего, рефлектор является симметричной или несимметричной вырезкой из
параболоида вращения, который в прямоугольной системе координат (x, y, z) описывается
уравнением:
x 2  y 2  4 fz ,
(3.1)
а в сферической (r, Ψ, α) с началом в фокусе параболоида:
r  ,    r   
2f
 f sec 2  2
1  cos
(3.2)
Радиус раскрыва R, угол раскрыва ψ0 и фокусное расстояние f связаны
соотношениями:
sin  0 
R f
;
2
1  R 2 f 
tg 0 
R f
;
2
1  R 2 f 
tg
0
2

R
2f
В большинстве практических случаев 45º<ψ0<90º, так что 0,4<
(3.3)
R
<1.
2f
Из (3.1) легко определить глубину зеркала:
2
tg 2 0
d  R 
 
 
f 2f 
2
(3.4)
Наиболее просто направленные свойства рефлекторной антенны рассчитываются так
называемым апертурным методом, т.е. по полю в ее раскрыве.
При установке в фокусе рефлектора облучателя с диаграммой направленности
Fобл(ψ,α) в раскрыве зеркала наводится синфазное поле с амплитудным распределением
24
1
E 
  
Fобл  ,  
cos 2  2
Fобл  , 
f
(3.5)
При этом координаты точек раскрыва xρ, yρ или ρρ, αρ связаны с углами ψ и α
соотношениями, обусловленными геометрией задачи:
x   2 f  tg ( 2)  cos 
;
y   2 f  tg ( 2)  sin  ;
(3.6)
  
   2 f  tg ( 2) ;
По известному полю в раскрыве рассчитывается диаграмма направленности антенны
F(θ,φ):
F ( ,  ) 
1  cos
2
 E e
jkr
ds ,
S  ST
где r  x sin  cos  y  sin  sin     sin  cos    
(3.7)
S – поверхность раскрыва; ST – площадь проекции на раскрыв затеняющих
элементов.
Коэффициент усиления антенны с учетом апертурного коэффициента использования
поверхности γa, обусловленного амплитудной неравномерностью поля в раскрыве, и
коэффициента перехвата мощности облучателя зеркалом γn рассчитывается по формуле:
G
2
2
4Fmax

  F  ,  sin 
2
обл
,
(3.8)
d d 
 0  0
где
Fmax 
1


 E ds
S  ST
Общая эффективность антенны    a   n определяется из соотношения:
  G 4S
2
(3.9)
В общем случае расчет диаграммы направленности по формуле (3.7) выполняется
численно и только в некоторых случаях, если распределение поля в раскрыве удается
аппроксимировать «определенными» функциями, диаграмма направленности может быть
выражена через комбинацию известных аналитических функций. Некоторые из таких
распределений и соответствующие аппроксимирующие функции и формулы для расчета
диаграмм
направленностей
приведены
в
таблицах
3.1,
3.2.
Подобные
законы
распределения поля в раскрыве зеркала получаются при использовании наиболее
употребительных типов облучателей (рупоров, вибраторов, диэлектрических стержневых
спиральных антенн и т.д.) и допускают аналитическое вычисление интеграла (3.7).
25
Таблица 3.1
Форма
раскрыва
Расчетные соотношения для прямоугольного раскрыва
Скачок
Ширина ДН
Распределение
Диаграмма
(град.)
поля в
направленности на краю
раскрыве
F(U)
F (U )  


Е  / E  max 
2(1   )

sin U

U

cos U
 2U 
1  
  
2
   (1   ) 
x
cos .
A
Е  / E  max 
A
U
sin 

   (1   ) 
cos 2
x
A
F (U )  


2(1   )

sin U

U

cos U
 U  2 
U 1    
    
Апертур.
коэфф.
Уровень
боков.
использ.
раскр.
0.81
лепестк.
ДБ
-23.0

по нулям
0
171.8 /A
по уровню
-3 дБ
68.8 /A
0.2
156.3 /A
61.1 /A
0.89
-21.3
0.4
138.6 /A
58.9 /A
0.94
-19.3
0.6
130.2 /A
57.4 /A
0.97
-16.5
0.8
120.3 /A
55.7 /A
0.99
-14.7
1.0
114.6 /A
50.8 /A
1.0
-13.2
0
229.2 /A
83.2 /A
0.67
-32.0
0.2
179.3/A
72.2/A
0.82
-30.4
0.4
149.6/A
62.7/A
0.92
-25.1
0.6
134.6/A
58.3/A
0.97
-20.0
0.8
123.7 /A
52.0 /A
0.99
-15.5
Таблица 3.2
Форма
раскрыва
Расчетные соотношения для круглого раскрыва
Скачок
Ширина ДН
Распределение
Диаграмма
(град.)
поля в
направленности на краю
раскрыве
F(U)
F (U )  1 (U ) 
1 
 2 (U )
2
 n (U )  n ! 
J (U )
 n n
(U / 2)

Е  / E  max 
   (1   ) 
  
1    .
  R  
U
2 R

sin 
   (1   ) 
2 2
  
1     .
  R  
F (U )  1 (U ) 

1 
 3 (U )
3
Уровень
боков.
использ.
раскр.
0.75
лепестк.
ДБ
-24.6

по нулям
0
186.3 /2R
по уровню
-3 дБ
72.2 /2R
0.2
171.3 /2R
71.0 /2R
0.87
-23.5
0.4
152.9 /2R
66.2 /2R
0.94
-21.5
0.6
145.5 /2R
63.8 /2R
0.98
-19.8
0.8
141.5 /2R
61.2 /2R
0.99
-18.6
1.0
139.6 /2R
58.9 /2R
1.0
-17.6
0
232.6 /2R
84.2 /2R
0.56
-30.6
0.2
191.7 /2R
74.6 /2R
0.79
-28.9
0.4
169.6 /2R
69.3 /2R
0.91
-25.4
0.6
152.9 /2R
65.3 /2R
0.94
-23.2
0.8
145.5 /2R
63.6 /2R
0.97
-20.8
2
Е  / E  max 
Апертур.
коэфф.
27
Соотношения в таблицах 3.1, 3.2 не учитывают направленные свойства элемента
Гюйгенса – (1+cosθ)/2 и позволяют рассчитывать диаграмму направленности только в одной
плоскости. Не учитывается и затенение раскрыва облучателем, элементами его крепления и
питающим фидером. Необходимо отметить, что данные из табл. 3.1 и 3.2 можно также
использовать и для оценки направленных свойств плоских решеток.
Как видно из таблиц 3.1, 3.2, чем сильнее спадает поле в раскрыве к его краям, тем шире
главный лепесток диаграммы направленности и ниже уровень боковых лепестков (УБЛ).
Закон
возбуждения
раскрыва
определяется
формой
главного
лепестка
диаграммы
направленности (ДН) облучателя. Варьируя параметрами облучателя добиваются, что бы его
ДН соответствовала форме раскрыва и обеспечивала заданный спад интенсивности поля к
краю рефлектора. При этом, если УБЛ не задан, то при проектировании антенны следует
обеспечить максимальную эффективность антенны, которая достигается при облучении края
на 9-11 дБ ниже, чем облучение центра. При заданном УБЛ спад поля к краям может
достигать 15-20 дБ, но при этом расширяется главный лепесток и уменьшается коэффициент
усиления антенны.
Прямоугольные раскрывы чаще используются для получения неосесимметричных
диаграмм направленности. Амплитудное распределение поля в раскрыве, полученное по
соотношениям 3.5, 3.6 апроксимируется выражением типа «cos на пьедестале» или «cos2 на
пьедестале» (см. табл. 3.1). Если размеры раскрыва Rx и Ry, а нормированное распределение
поля выражается в виде:
Ep
E p max


~
~
~
 E p  x, y   E p  x   E p  y    x  1   x cosx / 2 Rx   y  1   y cosy / 2 R y  ,
то интеграл в 3.7 без учета затенения берется и ДН рассчитывается по формуле:
F ( , ) 
 sin U x 21  x 
cos U x 
1  cos  2



 x
2

 x  2(1   x ) /   y  2(1   y ) /    U x
1  2U x / 2 
 sin U y 21  y 
cos U y 
 y


,
2
Uy

1  2U y / 2 

(3.11)
где:
U x  Rx   sin  cos  ,
U y  R y   sin  sin  .
Для случая «cos2 на пьедестале»:
~
E p x, y    x  1   x  cos 2 x / 2Rx    y  1   y cos 2 y / 2 Ry 



(3.12)
F ( ,  ) 

sin U x
1  cos  2  x sin U x  1  x 


2 
2 U x 1  U x /   
1   x 1   y   U x
 sin U y 1  y
sin U y
 y


Uy
2 U y 1  U y /  2



,


(3.13)
а Ux и Uy определяются так же, как и в (3.11).
Круглые синфазные раскрывы используются при осесимметричных или близких к ним
возбуждениях. Интеграл в (3.7) при этом берется, если распределение поля удается
аппроксимировать функциями, приведенными в таблице 3.2. Однако реальные распределения
обычно заметно отличаются от них и данные табл. 3.2 можно использовать только для
предварительной оценки. Лучшие результаты дает аппроксимация степенным рядом [2]:
~
2
4
E p  1   2  / R    4  / R   К .
(3.14)
Для практических расчетов обычно ограничиваются только первыми тремя членами ряда.
При этом формула для расчета ДН приобретает вид:
F ( ) 
(1  cos ) 2
 1  a2  a4 1 U   a2 / 2  a4 2 U   a4 / 33 U 
1  a 2 / 2  a3 / 3
(3.15)
где U  2R  sin  .

Постоянные коэффициенты в (3.15) определяются путем приравнивания реального
нормированного распределения поля, построенного для одной из главных плоскостей, и
значений полинома в двух точках. Обычно выбирают ρ/R=1 (край зеркала) и ρ/R=0,5 (ρ/R=0 не
рассматривают, так как в центре равенство полинома и распределения обеспечивается
автоматически). Если значение распределения при ρ/R=1 Е=Δ1, а при ρ/R=0,5 Е=Δ2, то
1  a 2  a 4  1
коэффициенты вычисляются в результате решения системы: 
2
4
1  a 2 0,5  a 4 0,5   2
(3.16)
Значение лямбда – функции λi(x) для аргумента x≤10 приведены в таблице 3.3. При x>10
можно использовать их приближенное аналитическое представление:
2
i  
2

i x   i!  
cos x   
x
2 4
 x

i
29
Таблица 3.3
x
λ1(x)
λ 2(x)
λ 3(x)
x
λ 1(x)
λ 2(x)
λ 3(x)
0
1,000
1,000
1,000
5,5
-0,124
-0,031
0,074
0,5
0,969
0,979
0,985
6
-0,092
-0,054
0,026
1,0
0,880
0,919
0,939
6,5
-0,047
-0,058
0,006
1,5
0,744
0,825
0,867
7
-0,001
-0,049
-0,023
2
0,577
0,706
0,794
7,5
0,036
-0,033
-0,029
2,5
0,398
0,571
0,665
8
0,059
-0,014
-0,027
3
0,226
0,432
0,549
8,5
0,064
0,002
-0,020
3,5
0,078
0,299
0,433
9
0,054
0,014
-0,012
4
-0,033
0,182
0,323
9,5
0,034
0,020
-0,004
4,5
-0,103
0,086
0,224
10
0,009
0,020
-0,003
4
-0,131
0,015
0,140
Более точная таблица значений лямбда функций приведена в [9, табл. 42]. Облучатель и
элементы его крепления экранируют (затеняют) часть раскрыва зеркала, в следствии чего,
фронт сформированной волны несколько искажается. Для осесимметричных рефлекторов,
когда облучатель располагается на оси параболоида, это влияние особенно значительно, так
как там же находится область наиболее сильного поля. Затенение раскрыва приводит к
некоторому сужению
главного лепестка диаграммы направленности и возрастанию
ближайших к главному нечетных боковых лепестков. С последним необходимо считаться при
проектировании антенн и брать запас по УБЛ с учетом его последующего роста за счет
затенения на 1-3 дБ. Для уменьшения влияния затенения используют неосесимметричные
антенны с вынесенными облучателями, но их характеристики направленности вычисляются
только численно, так как интервал в (3.7) не вычисляется аналитически.
Строго оценить влияние затенения раскрыва облучателем, элементами его крепления,
фидером и т.д. достаточно сложно. Если же считать, что «затеняет» в основном облучатель, а
размеры его небольшие и амплитудное распределение поля на нем равномерное, то для
прямоугольных расрывов ДН с учетом затенения можно рассчитывать по формуле:
 rx cos   ry sin   sin U x sin U y
F3 ( , )  F ( , )  

,

U y
 Rx cos   R y sin   U x
(3.18)
  ry 
 r 
 sin  sin  ,
где U x   x  sin  cos  , U y  
  
  
а rx и ry – поперечные размеры облучателя.
30
Для круглых осесимметричных раскрывов:
 r   2r

F3    F      1 
sin  
R  

2
(3.19)
где r – радиус раскрыва облучателя.
4. Антенны для телерадиовещания и базовых станций систем подвижной связи.
К антеннам телерадиовещательных центров и базовых станций систем подвижной связи
предъявляются во многом аналогичные требования. Для увеличения зоны обслуживания они
устанавливаются на специальных вышках или крышах высотных зданий. При этом
увеличиваются механические нагрузки, создаваемые ветром и осадками, что повышает
требования к механической прочности антенн. Значительная вероятность попадания молний
обуславливает
необходимость
обеспечения
высокой
электрической
прочности
и
использования специальных защитных мер.
Как правило, передающие центры и базовые станции располагаются в центрах
обслуживаемых территорий, поэтому их антенны не должны иметь направленности в
горизонтальной плоскости. В тех же случаях, когда передатчик располагается на краю
территории, возникает необходимость в секторных по азимуту диаграммах направленности
антенн с низким уровнем задних и боковых лепестков. Ширина сектора, при этом, достаточно
большая и обычно составляет 30180. В вертикальной плоскости, в свою очередь,
диаграмма направленности должна быть такой, чтобы уровень поля вблизи передатчика не
превышал допустимого предела и был сравнительно постоянным на обслуживаемой
территории. Исходя из этого, антенны должны иметь высокую направленность в вертикальной
плоскости. Максимум излучения направлен горизонтально или, при большой высоте фазового
центра , смещен на несколько градусов в сторону земной поверхности.
Поляризационные характеристики таких антенн зависят от принятой в конкретной
системе поляризации поля. Общим для них является то, что круговая поляризация
практически не находит применения. Данный факт объясняется тем, что использование
сравнительно сложных антенн с круговой поляризацией в сетях с большим числом абонентов
не оправданно ни по затратам, ни по достижимому эффекту. В диапазонах частот 50200 Мгц,
выделенных в большинстве стран мира для телевизионного вещания в метровом диапазоне,
основная доля помех имеет преимущественно вертикальную составляющую электрического
поля. По данной причине для телевизионного вещания используется линейная горизонтальная
поляризация. В свою очередь, на транспортных средствах удобнее эксплуатировать
вертикальные вибраторные антенны, поэтому в большинстве профессиональных систем
31
подвижной связи и радиовещания ФМ на частотах около 100 МГц применяется вертикальная
поляризация поля. В сотовой связи стандарта GSM при малых размерах абонентских
устройств и произвольным их расположением в пространственных координатах используется
линейная наклонная поляризация с углом к поверхности земли 45.
Антенны
телерадиовещания
и
базовых
станций
должны
быть
достаточно
широкополосными, чтобы пропускать без искажений требуемую полосу сигналов. Особенно
высокие требования предъявляются к телевизионным антеннам, которые должны быть
согласованы в полосе телевизионного канала с КБВ выше 0,95 для исключения эффекта
«фидерного эха». Он проявляется в виде «многоконтурности» изображения из-за наложения
отраженных от входов антенны и передатчика сигналов. В стандарте принятом в Российской
Федерации полоса телевизионного канала составляет
8 МГц и рабочая полоса наиболее
низкочастотного первого метрового канала (fср= 52,5 МГц ) более 15 %, что налагает особые
требования к выбору конструкции антенны. Достаточно высокие требования предъявляются и
к частотным характеристикам антенн базовых станций. Так в стандарте GSM используется две
частотных полосы по 25 МГц на прием и передачу разнесенных на 20 МГц. Общая полоса 70
МГц для стандарта GSM-900 составляет 7,6 %.
Учитывая диапазоны частот и широкополосность, для питания антенн телерадиовещания
и базовых станций обычно используют коаксиальные линии передачи. При этом, для антенн
телевизионного вещания, где используются мощности до нескольких десятков кВт, а длина
фидера составляет 200 м и более, чаще применяют коаксиальный волновод с шайбовой или на
металлических изоляторах изоляцией. Антенны базовых станций или радиовещательные
питаются коаксиальным кабелем со сплошной или пенистой полиэтиленовой изоляцией, так
как длина фидера чаще всего не превышает 100 м, а мощности 1 кВт. Волновое сопротивление
фидера обычно выбирают 50 Ом исходя из максимума электрической прочности и
пропускаемой мощности.
Коаксиальная линия использующаяся на волне Т-типа имеет структуру поля,
приведенную на рис 4.1. Волновое сопротивление определяется по известной формуле
=
где
60

ln
D 138 D
=
lg Ом 
d
d

(4.1)
 - относительная диэлектрическая проницаемость заполнения. Электрическое поле в
поперечном сечении линии распределено неравномерно. Максимум напряженности поля, как
видно по густоте силовых линии на рис.4.1, находится на поверхности центрального
проводника. Амплитуда поля в максимуме определяется соотношением
32
В
d
D  м 

ln
2
d
120 Р
Еmax=
4
(4.2)
где Р – мощность в коаксиале.
r

Z
D

d

Рис. 4.1 Структура поля коаксиальной линии на волне типа –Т
Из формулы 4.2 можно получить оптимальное соотношение между D и d, при котором
пропускаемая мощность Р будет максимальной. Оно определяется как D/d=e=2,72 при
воздушном заполнении (  =1). Подставив это значение в формулу 4.1, получим оптимальное
волновое сопротивление 60 Ом.
Другим фактором, определяющим соотношение диаметров, является вероятность пробоя
коаксиала из-за превышения разности потенциалов между проводниками критического
значения. Он дает оптимальное соотношение D/d=1,65, что соответствует
 =30 Ом. Исходя
из этого, в качестве стандартного, для кабелей используемых для передачи больших уровней
мощности (в том числе и для питания передающих антенн), выбрано волновое сопротивление
50 Ом.
При проектировании питающего коаксиала необходимо обеспечить Еmax=0,10,3Епр, где
Епр – напряжение пробоя диэлектрика, заполняющего коаксиал. Значения Епр
для
проводников, часто применяемых в коаксиальных линиях передачи и кабелях, приведены в
таблице 4.1.
33
Таблица 4.1
 МВ 
 пр , 
 м 
Плотность , [г/см3]
10-8
3,2
1,3·10-3
1,000850
10-8
4,8
1,3·10-3
2,3
5·10-4
20,0
0,92
1,3  1,49
1,1  1,5  10 5
10  12
0,35  0,45
2,1
2·10-4
30,0
1,85
tg
Диэлектрики

Воздух t=200C р=1 атм.
1,000576
Воздух t=200C р=1,5 атм
Полиэтилен
Полиэтилен вспененный
Фторопласт - 4
Помимо
электрической
прочности
и
пропускаемой
мощности
важнейшей
характеристикой линии передачи является затухание. Для коаксиальной линии затухание
определяется двумя факторами: потерями на нагрев проводников из-за не бесконечной их
проводимости и потерями в диэлектрике из-за наличия в них токов проводимости. Обычно эти
потери считают взаимно независимыми, и коэффициент затухания записывается в виде суммы
=М+Д, где М – коэффициент затухания в металле, а Д – коэффициент затухания в
диэлектрике.
Для частот выше 5 МГц коэффициент затухания можно рассчитать по формуле:
4,55  10 2
=
D
ln
d
f   1
2

 d  D
1
2


  9,08  10 8 f   tg


 дБ 
 м  ,
(4.3)
где f частота в Гц; d1=d – диаметр центрального проводника, d2=D – диаметр внешнего
проводника, заданные в метрах; 
- относительная диэлектрическая проницаемость
диэлектрика; tg - тангенс угла потерь диэлектрика; 1 ,  2 - относительные магнитные
проницаемости проводников; σ1, σ2 -удельные проводимости проводников в Сим/м.
Если оба проводника медные ( 1   2  1 , σ1=σ2=5,7107 Сим/м) из формулы (4.3)
получим:
М 
5,97  10 6
D
ln
d
f  1 1 
  
d D
 Д  9,08  10 8 f   tg
 дБ 
 м  ,
 дБ 
 м  .
(4.4)
Как видно из формул 4.3, уменьшить затухание можно не только путем увеличения
размеров D и d или применением проводников с максимальными удельными проводимостями,
но и подбирая соотношение диаметров. Оптимум этого соотношения зависит от
диэлектрической проницаемости диэлектрика. При воздушном заполнении
(  =1)
34
(D/d)ОПТ=3,6, что соответствует волновому сопротивлению 75 Ом. При увеличении  до
2,02,5 (фторопласт, полиэтилен) оптимальное волновое сопротивление уменьшается до
6055 Ом (см. формулу 4.1). Исходя из сказанного следует, что если получение малого
затухания является решающим фактором, то следуем применять коаксиал с воздушнопластмассовой изоляцией (диэлектрические шайбы, кордель, баллонная и др.). Волновое
сопротивление, при этом, должно быть равно 75 Ом. Оно выбрано в качестве стандартного
для магистральных кабелей связи.
Антенны метрового диапазона устанавливаются на самом верху телевизионной башни.
Для уменьшения ветровой нагрузки и увеличения механической прочности при сохранении
электрических характеристик вибраторы выполняют не сплошными, а из отдельных
горизонтальных стержней. Учитывая высокие требования к широкополосности, антенны
выполняют в виде турникетных на основе плоскостных (вибраторов Брауде) или Ж-образных,
эскизы которых приведены на рис.4.2.
Рис. 4.2 Турникетные излучатели
Каждый этаж такой антенны выполняется из двух взаимно перпендикулярных
вибраторов, питаемых со сдвигом фаз /2, что обеспечивает практически круговую диаграмму
направленности в горизонтальной плоскости.
Главным недостатком турникетных антенн является требование малого диаметра опоры
по сравнению с размерами плеч – l . При разносе плеч из-за увеличения сечения не удается
получить равномерную диаграмму направленности в горизонтальной плоскости. Малый
диаметр стойки опоры ограничивает её длину 1015 м, так как дальнейшее увеличение
приведет к ветровому раскачиванию, а это, в свою очередь, к смещению диаграммы
направленности в вертикальной плоскости. На указанной длине не удается разместить
35
большего числа этажей антенны, что не позволяет получить узкую в вертикальной плоскости
диаграмму направленности и, соответственно, коэффициента усиления больше 310 (по
сравнению с полуволновым вибратором).
В верхней части метрового телевизионного диапазона (с VI по XII каналы, частоты с 174
по 230 МГц) используются панельные излучатели одиночные или сдвоенные
(рис.4.3).
Они располагаются по сторонам опоры квадратного сечения или в виде правильного
многоугольника.
Для
получения
круговой
в
горизонтальной
плоскости
диаграммы
направленности вибраторы питаются синфазно. Используя достаточное число этажей можно
получить усиление до 2050 по сравнению с полуволновым вибратором.
Рис. 4.3 Панельные излучатели:
б) одиночные, в) сдвоенные
Антенны для радиовещания в метровом и более коротковолновых диапазонах, как
правило, реализуются в виде решетки из вертикальных симметричных вибраторов,
закрепляемых на вертикальной стойке. Исходя из необходимой механической прочности и
широкополосности
Постоянство
поля
вибраторы
в
выполняются
азимутальной
достаточной
плоскости,
в
толщины
данном
случае,
или
петлевыми.
обеспечивается
характеристиками излучения вибраторов.
На базовых станциях сотовой связи применяют панельные антенны, представляющие
собой линейные антенные решетки вибраторных, полосковых или щелевых излучателей. Они
выполняются в виде конструкций закрытых от осадков с помощью пластикового обтекателя и
имеющих металлический корпус, заземляемый по постоянному току для защиты от молний.
Дополнительная молниезащита обеспечивается тем, что панели устанавливаются на
36
технических площадках, выше которых располагаются металлические конструкции для
установки фонарей светоограждения и специальных молниеотводов.
Базовые станции, располагающиеся в центре соты, должны иметь антенны с диаграммой
направленности близкой к круговой в горизонтальной плоскости. Для получения такой
диаграммы направленности используют 3 или 4 панели, которые запитываются синфазно. Изза значительной стоимости панели, учитывая питающие кабели, обычно ограничиваются
тремя, допуская неравномерность диаграммы до 0,5 от максимума.
Так как фазовые центры антенны подняты на достаточно большую высоту, требуется
иметь главный максимум наклоненным к поверхности земли. Угол наклона (см. рис.4.4)
зависит от радиуса Земли, высоты фазового цента и может быть определен по соотношению:
 НАК  arctg
2h

R
2h
,
R
(4.5)
где h- высота фазового центра;
R- радиус Земли.
 НАК
Рис. 4.4 – Угол наклона панели.
Наклон диаграммы направленности турникетных антенн обеспечивается обычно
фазировкой излучателей, а антенн сотовой связи путем механического наклона панели
относительно плоскости горизонта.
5. Элементы тракта СВЧ
5.1 Тройниковые делители мощности
Схема реактивного параллельного делителя мощности приведена на рис.5.1.
Все входные линии имеют одинаковые сопротивления ρ. В точке разветвления
подключены четвертьволновые трансформаторы с волновыми сопротивлениями ρ1, ρ2, ρ3.
Такой делитель может быть согласован с одного из входов (например, со входа 1) при
заданном коэффициенте деления мощности k2 между двумя другими входами:
k 
2
P3отр
P2отр

S 31
S 21
2
2
;  2  1 1  k 2 ; 3  1
1 k 2
k
(5.1)
37
2
ρ2
ρ
1
ρ1
ρ
ρ3
ρ1
ρ
1
ρ
ρ3
Rб
ρ
ρ
ρ2
3
Рис.5.1 Схема тройника
ρ4
Рис. 5.2 Согласованный делитель
Волновое сопротивление ρ1 часто принимают равным ρ или выбирают из соображений
максимальной широкополосности делителя.
При
введении
в
схему
сосредоточенного
балластного
сопротивления
Rб
и
дополнительных четвертьволновых трансформаторов (рис. 5.2) можно получить тройник,
согласованный по всем входам, но обладающий потерями при питании по входам 2 и 3.
Связь между волновыми сопротивлениями определяется соотношениями:
 2  1
k
2
; 3  1
1 k 2
;  4  1
; Rб  1
2
k 1 k 2
(5.2)
k 2
При выполнении делителя одно из волновых сопротивлений (обычно ρ3 или ρ4)
приравнивают ρ, а остальные находят из (5.2).
5.2 Многоканальные резонаторные делители мощности
Многоканальный делитель мощности можно построить на основе цилиндрического
резонатора, по окружности которого расположены элементы связи с линиями передачи –
например, волноводные линии, связанные с резонатором через щели (рис. 5.3).
Если щели являются вертикальными (параллельны
Рис. 5.3. Схема делителя
L
0
2

1
A  
1   0n 0 
 2R 
2
,
образующим
цилиндра),
то
в
возбуждаться
колебание
типа
резонаторе
H0n1.
Связь
должно
радиуса
резонатора R, его высоты L и длины волны λ дается
соотношением:
(5.3)
где А0n – n-й корень производной функции Бесселя нулевого порядка.
Для элементов связи в виде поперечных щелей в резонаторе возбуждается колебание Е0n0.
Высота
такого резонатора может быть взята произвольной, а радиус рассчитывается по
формуле
38
R  0
B0 n
,
2
(5.4)
где В0n – n-й корень функции Бесселя нулевого порядка.
Значение ряда корней дано в табл. 5.1.
Таблица 5.1
n
1
2
3
4
A0n
3,832
7,016
10,173
13,324
B0n
2,405
5,520
8,654
11,792
5.3 Дискретные полупроводниковые фазовращатели
Управление
лучом
фазированной
решетки
осуществляется
путем
внесения
необходимого сдвига в фазы токов элементов. В соответствии с формулой (2.1) необходимые
сдвиги фаз между соседними элементами в строке и столбце определяются соотношениями:
 x  kd x sin  0 cos 0 ,  y  kd ysin  0 cos0 ,
где k=2π/λ – волновое число; dx, dy – периоды решетки по соответствующим
координатам; θ0, φ0 – углы ориентации максимума диаграммы направленности решетки.
Плавное перемещение луча в секторе сканирования можно обеспечить используя
аналоговые фазовращатели, но для управления они требуют трудно реализуемых стабильных
непрерывных сигналов, отличаются низкой временной и температурной стабильностью,
большой массой и габаритами.
Лучшими характеристиками обладают дискретные фазовращтели. Они управляются
постоянными напряжениями не требующими высокой стабильности, позволяют выровнять
потери при различных фазовых сдвигах, обеспечивают управление большими уровнями СВЧ
мощности. Наибольшее применение находят схемы с использованием p-i-n диодов, которые
при подаче управляющего напряжения скачком изменяют активную составляющую полного
сопротивления в широких пределах; реактивная же составляющая мала и почти не меняется.
Таким образом, диоды играют роль безинерционных электронных ключей.
Имеется большое число схемных решений дискретных фазовращателей на p-i-n диодах
удобных для реализации определенных фазовых сдвигов.
Дискретные фазовращатели состоят из нескольких каскадов, каждый из которых при
подаче управляющего напряжения измеряет фазу волны на величину Δψ=2π/m, где m=2p, p - 1,
2, 3… Фазовращатели состоят из отрезков линий прередачи и электронных ключей на p-i-n
диодах. В качестве линий передачи чаще всего используются волноводные или полосковые
линии. Конструкции p-i-n диодов могут быть различными в зависимости от схемы включения
(последовательные
или
параллельные
ключи),
типа
линии
передачи
(волноводы,
39
симметричные или несимметричные полосковые линии). Подробные сведения о них имеются
в справочниках.
К наиболее часто применяемым дискретным фазовращателям относятся:
1. Фазовращатель типа «периодически нагруженной линии».
l
Фазовый набег изменяется за счет включения в линию
ρ
ρ
ρ
jBшл
jBшл
реактивности
с
помощью
ключа.
Реактивные
нагрузки
реализуются обычно в виде шлейфов, длина и волновое
сопротивление которых выбираются из условия получения
Рис. 5.4. Схема ФВ
необходимой входной проводимости.
Расстояние между реактивностями, при указанном на рис. 4.4 способе включения
ключей, выбирают равным l=λл/8, а входная проводимость шлейфов в замкнутом состоянии
ключей и разомкнутом отвечала соотношению Bшл КЗ=-Вшл ХХ.
Bшл 

2
 tg
 lшл ,
 шл
шл
где  шл - волновое сопротивление линии шлейфа, а lшл его длина. Величину фазового
дискрета при этом можно рассчитать по формуле:




B
шл

  2  arctg
1 2


 1  B шл 
2


(5.5)
Подбирая lшл и ρ/ρшл можно получить заданное значение  .
В фазовращателях такого типа трудно получить фазовые сдвиги больше π/4 из-за
возрастания КСВ.
2. Отражательные фазовращатели с развязывающими устройствами мостового типа.
Наиболее употребительными в таких фазовращателях являются квадратный мост на
полосковых линиях и щелевой волноводный мост.
lш
3
1
ХХ
4
2
lш
ХХ
Рис. 5.5 Схема ФВ мостового типа
Дополнительный фазовый сдвиг между входами 1 и 2 (см. рис. 5.5) определяется
соотношением:
  
4  lш
.
л
(5.6)
Если в этой схеме используются короткозамкнутые отрезки, то они коммутируются
параллельными ключами. Соотношение для расчета дискрета фазы, при этом, остается тем же.
40
Фазовращатели с развязывающими устройствами мостового типа наиболее приемлемы
для реализации  близких к π/2.
3. Фазовращатели с переключением каналов.
В
l1
приведенной
последовательные
ключи.
схеме
Возможны
используются
схемы
и
с
параллельными ключами.
l2
Фазовый дискрет определяется соотношением:
Рис. 5.6. ФВ с переключением каналов
 
2
l2  l1 
л
(5.7)
Подобные фазовращатели удобнее делать для  >π/2. В этом случае разность плеч l2 и
l1 будет удобнее реализовать.
6 Варианты заданий и методические указания.
Задания сгруппированы по 3 разделам, соответствующих типам антенных устройств.
Номер варианта для студента определяется двумя последними цифрами номера зачетной
книжки. В методических указаниях даны пояснения к выполнению отдельных пунктов
работы.
6.1 Плоская антенная решетка с дискретным фазированием.
Исходные данные:
1. Частота f, ГГц;
2. Ширина ДН по уровню половины мощности в градусах;
3. Уровень боковых лепестков -δ дБ;
4. Максимальный угол отклонения луча при сканировании в конусе θm, в градусах;
5. Мощность передатчика в импульсе Р, кВт;
6. Тип излучателя.
№
варианта
00
03
06
09
12
f, ГГц
1,0
1,3
1,5
1,7
2,0
Δθ0,5XZ
Δθ0,5YZ
- δ, дБ
θm
20
15
15
5
10
10
15
10
15
25
20
25
30
15
20
35
20
30
20
40
Таблица 6.1
Тип
Р, кВт
излучателя
0,5
1,0
Полосковый
0,3
резонатор
0,9
0,2
41
№
варианта
f, ГГц
15
18
21
24
27
30
33
36
39
42
45
48
51
54
57
60
63
66
69
72
75
78
81
84
87
90
92
94
96
98
91
93
95
97
99
1,2
1,4
1,8
2,0
2,5
2,0
2,5
3,0
3,5
4,0
10,0
8,0
6,0
5,0
4,0
1,0
1,5
2,0
2,5
3,0
10,0
8,0
10,0
12,0
11,0
1,5
2,0
1,0
1,2
1,7
12,0
11,0
10,0
13,0
15,0
Δθ0,5XZ
Δθ0,5YZ
- δ, дБ
θm
Р, кВт
20
10
20
10
5
6
8
10
7
5
5
5
5
10
15
5
10
7
5
15
3
5
7
2
4
10
12
14
16
18
2
2
5
4
3
20
15
15
10
10
6
4
12
15
5
5
10
20
15
7
10
5
7
20
15
3
3
2
5
2
20
14
20
10
20
2
3
3
2
2
15
20
17
15
13
25
21
20
20
23
18
20
20
18
15
15
20
25
20
15
18
20
22
16
15
18
20
17
15
13
18
20
23
27
25
20
15
20
25
30
25
40
30
30
20
30
35
40
35
30
20
25
20
25
15
10
15
10
15
10
20
20
30
30
40
20
20
20
30
30
1,0
1,5
2,0
2,5
3,0
2,0
2,0
5,0
3,0
3,0
1,0
3,0
5,0
6,0
8,0
1,5
2,0
2,5
2,0
1,0
15
35
16
30
20
3,0
4,0
5,0
6,0
7,0
10,0
12,0
20,0
15,0
18,0
Тип
излучателя
Симметричный
вибратор
Спиральная
антенна
Диэлектрическая
антенна
Директорная
антенна
Пирамидальный
рупор
Полосковый
вибратор
Щелевая
резонаторная антенна
Выбрать и рассчитать:
1. Параметры одиночного излучателя;
2. Количество элементов и шаг решетки;
3. Распределение возбуждения по элементам решетки;
4. Схему питания и фазирования решетки, дискрет фазирования;
5. Параметры линии передачи;
6. Схему фазовращателя, тип диодов, основные конструктивные размеры фазовращателя;
42
7. Диаграмму направленности в главных плоскостях и диагональной плоскости для
нормального и отклоненного луча при полученном алгоритме управления лучом.
Вычертить:
1. Топологию или конструкцию фазовращателя с установленными диодами;
2. Ячейку решетки с излучателем и фазовращателем.
Методические указания:
1. Параметры одиночного излучателя нужно выбирать таким образом, чтобы ширина его
диаграммы направленности по уровню -3 дБ превышала максимальный угол
отклонения луча θmº;
2. Шаг решетки (расстояние между соседними излучателями) выбирается с таким
расчетом, чтобы побочный главный максимум решетки не выходил в главный лепесток
одиночного излучателя при максимально отклоненном луче:
d


1
,
sin  m  sin  01
(6.1)
где 2  01 -ширина по нулям ДН одиночного элемента;
3. Исходя из заданного уровня боковых лепестков, можно, пользуясь табл. 3.1, выбрать
закон распределения возбуждения (тока) по элементам решетки и размеры решетки, а
следовательно, и количество элементов в строке или столбце. Следует отметить, что
данные табл. 3.1 приведены для расрыва с непрерывным возбуждением. Однако
антенная решетка (дискретно возбужденный раскрыв) обладает такими же свойствами
в отношении ширины луча и уровня боковых лепестков, если межэлементные
расстояния выбраны в соответствии с формулой (6.1);
4. Схема питания должна включать в себя систему делителей мощности, обеспечивающих
выбранное амплитудное распределение вдоль строк и столбцов. Если используются
простейшие двоичные делители (см. раздел 5.2), то число элементов в строке или
столбце должно составлять целую степень числа 2.
5. Дискрет фазирования выбирается исходя из минимума каскадов фазовращателя и с
учетом допустимого ухудшения направленных свойств решетки. На определение Δψ
влияют три основных фактора [3]:
а) снижение коэффициента направленного действия антенны в соответствии с
соотношением:
43


 sin
2
D  D0 
 

 2
2


 ,



(6.2)
где D0- КНД антенны без ошибок дискретизации;
б) появление коммутационных боковых лепестков из-за отличия фазы элементов от
линейной. Максимальный уровень таких лепестков определяется соотношением:
 КОММ . max  20 lg
1
 ДОПУСТ . ,
 2


 1
 

(6.3)
в) дискретное перемещение луча в пределах сектора сканирования. Точность установки
луча снижается пропорционально дискрету фазирования. Помимо него на точность влияет
начало отсчета фазы. Если за начало отсчета принять один из крайних элементов, то
неточность установки луча из-за дискретности фазы определяется формулой:
 
1
 0,5   ,
8n
(6.4)
где Δθ0,5 – ширина диаграммы направленности решетки по уровню половинной мощности.
n - число элементов решетки.
Обычно допустимая неточность составляет :
min  0,1   0,5 ,
(6,5)
Дискрет фазирования выбирается с учетом (6,3)-(6,5), а пределы переключения фазы
можно определить из рис. 6.1. Необходимое изменение фазы элемента зависит от его
расстояния до начального элемента и требуемого перемещения луча диаграммы
n
2
1
направленности Δθ. Значение
d
Δθ
d·sin Δθ
(n-1)d·sin Δθ
Рис 6.1 Расчет фазовых сдвигов
элементов при сканировании
Δθ
допустимо брать равным Δθ0,5/2, что бы
при
сканировании
«необлучаемых»
не
направлений.
было
При
этом дополнительный фазовый набег
второго элемента составляет kdsin Δθ ,
а последнего
k(n-1)dsinΔθ.
44
6.2 Рефлекторная параболическая антенна
Исходные данные:
1. Частота f ГГц;
2. Ширина диаграммы направленности в вертикальной плоскости Δθ0,5XZ и
горизонтальной плоскости Δθ0,5YZ по уровню – 3 дБ, в градусах;
3. Уровень боковых лепестков δ дБ;
4. Тип облучателя;
5. Форма раскрыва;
6. Мощность передатчика P = 2 кВт.
Таблица 6.2
№
варианта
01
04
07
10
13
16
19
22
25
28
31
34
37
40
43
46
49
52
55
58
61
64
67
70
73
76
79
82
85
88
f, ГГц
10,0
12,0
14,0
16,0
18,0
12,0
10,0
14,0
13,0
15,0
6,0
3,0
4,0
2,0
5,0
3,0
4,0
2,0
1,0
5,0
8
9
10
6
7
20
18
16
14
10
Δθ0,5XZ
Δθ0,5YZ
- δ, дБ
3
4
4
5
1
7
5
3
7
5
10
15
7
20
8
3
4
8
15
2
5
3
4
7
5
2
4
5
5
7
3
3
2
2
2
7
5
3
7
5
10
15
7
20
8
5
2
6
10
3
4
6
2
3
2
3
3
4
5
7
22
20
20
19
18
24
25
23
26
27
25
21
23
20
18
20
23
18
16
21
16
18
20
22
24
21
22
21
22
21
Тип излучателя
Форма
раскрыва
Рупорная
пирамидальная
антенна
Прямоугольник
Диэлектрическая
стержневая
Круг
Спиральная
антенна
Круг
Вибратор с
контррефлектором
Прямоугольник
Щель в
волноводном
резонаторе
Прямоугольник
Рупорная
коническая
антенна
Круг
45
Выбрать и рассчитать:
1. Основные параметры облучателя и размеры зеркала;
2. Диаграмму направленности антенны в вертикальной и горизонтальной плоскостях;
3. Распределение поля в раскрыве;
4. Линию передачи.
Вычертить:
1. Облучатель;
2. Общий вид антенны.
Методические указания:
Размеры раскрыва можно определить по заданной ширине ДН и уровню боковых
лепестков, используя данные табл. 3.1 и 3.2. При заданном коэффициенте усиления
ориентировочные размеры определяются из соотношения: G 
2S
2
,
где S – площадь раскрыва круглой или прямоугольной формы. Эффективность γ можно
при оценке размеров принять 0,5 – 0,7.
Антенны для телерадиовещания и базовых станций подвижной связи.
Исходные данные:
1. Частота f, МГц;
2. Параметры диаграммы направленности в вертикальной и горизонтальной плоскостях
(по уровню –3 дБ) в градусах, уровень боковых лепестков;
3. Мощность передатчика Р, кВт;
4. Высота фазового центра антенны – h, в метрах;
5. Тип излучателя и поляризация поля.
Таблица 6.3
№
f, МГц
варианта
03
60
05
50
08
85
11
100
14
85
Δθ0,5θ
Δφ
- δ, дБ
Р, кВт
h, м
50
70
60
50
80
360
360
360
360
360
13
13
15
15
13
300
500
150
2
10
300
350
250
40
100
Тип
излучателя
Турникетная
антенна
Вибраторная
антенна
Поляризация
Горизонт.
Горизонт.
Горизонт.
Вертик.
Вертик.
46
17
20
23
26
29
32
35
38
41
44
47
50
53
56
59
62
65
68
71
74
77
80
83
86
89
175
200
215
175
225
800
1800
800
850
450
800
800
1800
1800
450
2400
1800
1800
2400
2400
160
460
160
175
930
15
30
18
20
10
7
5
5
10
12
10
3
4
2
7
1,5
5
7
3
5
15
10
20
15
7
360
180
360
90
360
90
120
360
180
90
360
360
120
90
360
18
15
20
17
18
15
18
20
17
15
20
15
18
13
15
13
13
18
15
20
15
18
15
13
18
100
70
150
100
80
1
2
5
2
5
0,5
0,1
0,3
0,5
0,2
2,0
3,0
5,0
3,0
5,0
10,0
7,0
10,0
5,0
3,0
190
120
150
100
170
70
90
80
90
70
50
100
80
70
30
30
50
20
30
40
60
50
30
40
50
Панельная
антенна
Полуволновый
вибратор
Полосковый
резонатор
Волноводнощелевой
излучатель
Полуволновой вибратор
Горизонтальная
Наклонная
450
Наклонная
450
Наклонная
450
Вертикальная
Выбрать и рассчитать:
1. Размеры и характеристики направленности одиночного излучателя;
2. Количество элементов и шаг решетки в вертикальной плоскости, число элементов в
этаже;
3. Распределение возбуждения по элементам;
4. Угол наклона максимума диаграммы направленности к горизонту;
5. Схему питания и симметрирования одиночных излучателей и антены в целом;
6. Параметры линии передачи и затухания в ней;
7. Диаграмму направленности антенны в вертикальной и горизонтальной плоскостях.
Вычертить:
1. Конструкцию излучающего элемента со схемой настройки и симметрирования;
2. Общую схему антенны.
47
Методические указания:
1. Одиночный излучатель нужно выбрать таким образом, что бы он обеспечивал
заданную широкополосность и поляризацию. При проектировании необходимо
учитывать рабочие полосы каналов в соответствующих системах;
2. Число этажей излучателей выбирается с учетом требований к механическим
характеристикам антенны;
3. Для обеспечения требуемого уровня боковых лепестков используется неравномерное
по амплитуде возбуждение элементов в соответствии с
таблицей 3.1. Наклон
диаграммы направленности антенн в сторону поверхности земли обеспечивается
фазировкой элементов. Фазовый сдвиг определяется через угол наклона диаграммы
шаг решетки (см. рис. 6.1);
4. Конструкцию мачт и стоек турникетных и вибраторных антенн нужно выбирать из
условия обеспечения круговой диаграммы в горизонтальной плоскости.
48
Библиографический список.
1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ. М: Высшая школа, 1988.432 с.
2. Кочержевский Г.Н., Ерохин Г.А., Козырев Н.Д. Антенно-фидерные устройства. М.:
Радио и связь, 1989. 352с.
3. Антенны и устройства СВЧ (проектирование ФАР)/Под ред. Д.Н. Воскресенского 2-е
изд. доп. и переработ. М.: Радио и связь, 1994. 592с.
4. Жук М.С., Молочков Ю.Б. Проектирование антенно-фидерных устройств. М.: Энергия,
1996. 648 с.
5. Шпиндлер Э. Практические конструкции антенн. М.: Мир, 1989. 448с.
6. Конструирование СВЧ устройств и экранов / Под ред. А.М. Чернушенко М.: Радио и
связь, 1983. 400с.
7. Справочник конструктора РЭА: компоненты, механизмы, надежность / Под ред. Р.Г.
Варламова. М.: Радио и связь, 1985. 384 с.
8. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / Под ред. В.Н.
Вольмана. М.: Радио и связь, 1982. 328с.
9. Е. Янке, Ф. Эмде, Ф. Леш Специальные функции (Формулы, графики, таблицы). М.:
Наука, 1968. 344с.
49