электроника - Zachot

ЗАДАЧА 1
(Вариант 8)
Рассчитать схему выпрямителя со средней точкой, работающую на
активную нагрузку с “идеальными” вентилями и “идеальным”
трансформатором (рис.1.1).
Рис.1.1
U1  220 B ; U d  800 B ; I d  60 A ; kп 2  0,13.
2. Выбор вентилей.
Вентили выбираются так, чтобы среднее I a и максимальное I a max значения
тока через вентиль, а также обратное напряжение на нем U b max не превышали
допустимых.
Определим рассматриваемые величины для однофазной мостовой схемы
выпрямления:
U ab max
Ud
 1,57 ,
отсюда
U ab max  1,57U d  1,57  800  1256 B ;
U b max  1256 B .
Ia
 0, 5 ,
Id
отсюда
I a  0,5I d  0,5  60  30 A ;
I a  30 A .
I a max
 1,57 ,
Id
отсюда
I a max  1,57 I d  1,57  60  94, 2 A .
В качестве силового вентиля выбираем выпрямительный диод типа Д12232(Х)-13 (Диоды. Справочник. О. П. Григорьев и др. М.: Радио и связь, 1990.)
с параметрами:
I пр ср max  32 A ; I a max  400 A .
Наибольшее мгновенное значение обратного напряжения
U обр max  1300 B .
Обратный ток диода
I обр  6 103 А .
3. Согласно условию задачи определение основных проектных параметров
трансформатора проведем приближенно, без учета потерь в нем.
Величину действующего напряжения вторичной обмотки трансформатора
найдем из соотношения:
U2
 1,11; U 2  1,11U d  1,11 800  888 B .
Ud
Ток вторичной обмотки трансформатора:
I2
 1,11; I 2  1,11I d  1,11  60  66, 6 A .
Id
Коэффициент трансформации трансформатора:
kT 
U 2 888

 4, 036 .
U1 220
Ток первичной обмотки трансформатора при использовании повышающего
трансформатора (по условию задачи):
I1
 1,11kT ;
Id
I1  1,11kT I d  1,11 4,036  60  268,8 A .
Расчетная мощность трансформатора:
PT
 1, 23; PT  1, 23U d I d  1, 23  800  60  59040 Вт.
Pd
4. На рис. 1.2 построены линейные напряжения и токи:
- в первичной обмотке трансформатора;
- во вторичной обмотке трансформатора;
- в вентилях Д1;
- в вентилях Д2;
-в нагрузке.
Рис. 1.2
5. Выбор и расчет сглаживающего фильтра.
Рассчитаем Г- образный однозвенный LC -фильтр.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения для мостовой
однофазной схемы выпрямителя (согласно справочникам и технической
литературе) равен kп1  0, 667 .
Заданное значение коэффициента пульсаций на выходе фильтра kп 2  0,13 .
При расчете Г- образного фильтра можно воспользоваться
формулой(Основы промышленной электроники. Под ред. Проф. Г.
Герасимова, М, высшая школа, 1985. ), связывающей коэффициент
сглаживания kсгл с параметрами фильтра:
kсгл 
kп1 0, 667
2

 5,131   2 n2 LC  1   2 f   22 LC  1 
kп 2
0,13
  2  50   22 LC  1  395 103 LC  1.
2
Это выражение позволяет рассчитать параметры фильтра по заданному
значению коэффициента сглаживания:
LC 
kсгл  1
.
395 103
Задаёмся значением ёмкости 10 мкФ. При этом ёмкость выбирается на
рабочее напряжение
1, 4U d  1, 4  800  1120  U ном .
Теперь находим необходимое значение индуктивности
L
5,131  1
 1,55 Гн .
395 103 10 106
L  1,55 Гн .
Расчетная схема сглаживающего фильтра изображена на рис. 1.3.
Рис. 1.3
ЗАДАЧА 2
Рассчитать внутренние физические параметры Т – образной эквивалентной
схемы биполярного транзистора rэ , rб , rк и коэффициенты передачи тока  и
 , а также пересчитать hб - параметры и hэ - параметры; определить входное
rвх и выходное rвых сопротивления транзистора, включенного по схеме ОБ.
Схема включения транзистора на рис. 2а.
Рис. 2а.
П401; h11  20 Ом ; h12  2 103 ; h21  0,98 ; h22  2 106 См ; ОЭ .
Внутренние параметры транзистора не зависят от схемы включения
транзистора и являются элементами Т – образной эквивалентной схемы
транзистора, отражающей его структуру (рис. 2б и 2в).
Рис. 2
rэ - дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода;
rб - объёмное сопротивление базы;
rк - дифференциальное сопротивление обратносмещенного коллекторного
перехода.
Если представить транзистор в виде активного линейного
четырехполюсника, то его входные и выходные токи можно связать
следующими уравнениями:
U1  h11 I1  h12U 2 ;
I 2  h21I1  h22U 2 ,
где h11 - входное сопротивление транзистора для переменной составляющей
тока при dU 2  0 ;
h12 - коэффициент обратной связи по переменной составляющей
напряжения при dI1  0 ;
h21 - коэффициент передачи переменной составляющей тока при dU 2  0 ;
h22 - выходная проводимость транзистора для переменной составляющей
тока при dI1  0 .
На основании этих уравнений составляются эквивалентные схемы
транзистора (рис. 2).
Для расчета внутренних физических параметров можно использовать
приближенные формулы:
  h21б  (0,98)  0,98 ;  
rk 
1
1

 0,5 106 Ом ;
6
h22 б 2 10

0,98

 49 ;
1   1  0,98
rб  h12 б rk  2 103  0,5 106  103 Ом ;
rэ  h11  rб (1   )  20  103 (1  0,98)  20 Ом .
Определим hэ - параметры рассматриваемого транзистора:
rэ  rб (1   ) 20  103 (1  0,98)

 1000 Ом ;
1
1  0,98
rэ
20
h12 э 

 2 109 ;
6
rk (1   ) 0,5 10 (1  0,98)

0,98
h21э 

 49 ;
1   1  0,98
1
1
h22 э 

 108 См .
6
rk (1   ) 0,5 10 (1  0,98)
h11э 
Для схемы ОЭ
определим входное
rвх э  h11э  1000 Ом
и выходное сопротивление транзистора
rвыхэ 
1
1
 8  108 Ом .
h22 э 10
ЗАДАЧА 3
Рассчитать графоаналитическим методом основные параметры каскада
транзисторного усилителя, схема которого изображена на рис. 3.1.
Рис. 3.1
П401; U кэдоп  10 В ; I к доп  10 мА ; Pк доп  50 мВт ; Rн  200 Ом ; f н  140 Гц .
1. На рисунке изображен предварительный усилитель с реостатноемкостной связью (разделительная ёмкость С р и резистор нагрузки Rk ).
Так как усиливается сигнал переменного тока, то источник входного сигнала
не имеет постоянной составляющей и, следовательно, нет необходимости
использовать на входе транзистора разделительную ёмкость. На выходе же
схемы нужно включить ёмкость, т. к. рассматриваемая схема усилителя
имеет на выходе постоянную составляющую выходного напряжения.
Положение рабочей точки (по постоянному току) транзистора определяется
величиной резисторов делителя  R1, R2  .
В цепи эмиттера транзистора включен резистор RЭ , который позволяет
стабилизировать режим работы транзистора от действия внешних факторов
(изменения температуры, временной нестабильности и др.). Снижение
коэффициента усиления каскада компенсируется (по переменному сигналу)
использованием шунтирующей ёмкости CЭ .
Для ограничения выходного тока транзистора и передачи заданной
величины мощности в нагрузку используется резистор R2 .
Схема включения транзистора усилителя: ОЭ.
2. По нескольким точкам построим кривую допустимой мощности при
нормальной рабочей температуре (рис. 3.2):
U k1  10 B ; I k1 
Pk доп

0, 050
 5 мА ;
10
U k1
Pк доп 0, 050
I k 2  10 мА: U k 2 

 5 В;
Ik 2
0, 01
Pk доп 0, 050
U k 3  7,5 B ; I k 3 

 6, 7 мА .
Uk3
7,5
3. На семействе выходных вольт – амперных характеристик строим
нагрузочную прямую из точки U кэдоп  10 В (точка 4, рис. 3.2). Угол наклона
нагрузочной прямой выбирается с условием обеспечения максимума
мощности, которую можно получить в заданных условиях. Эта мощность
пропорциональна площади треугольника, образованного линией нагрузки и
линиями, параллельными осям координат (допустимой величине тока и
напряжения транзистора).
4. Выбираем на нагрузочной прямой положение точки покоя (точка 0),
определив при этом пределы изменения тока базы, соответствующие
максимальному значению входного сигнала, так чтобы
U кэ0  U m вых  U 0ст ,
где
U 0ст - наименьшее допустимое напряжение U кэ .
Для маломощных транзисторов можно принять U 0ст =  0,5 1,0  В. В нашем
случае U 0ст =1,0 В. По точкам 0, 1 и 2 определяем значения напряжений и
токов
I k 0  5 мА ; I k min  1мА ; I k max  9 мА ;
U кэ0  5В ; U кэ min  1B ; U кэ max  9В.
Определяем амплитуды выходного напряжения и выходного тока по
формулам:
U mвых  Umкэ  0,5 Uкэ max  Uкэ min   0,5 9 1  4 B ;
 I mвых   I mк  0,5  I k max  I k min   0,5 9 1  4 мА.
Рис. 3.2
5. Определим положение точки покоя на входной динамической
(переходной) характеристике. Оно должно соответствовать точке
пересечения линии нагрузки с выходной вольт – амперной характеристикой,
снятой при значении тока базы I б 0 (точка 0 ' ) (рис. 3.3). Аналогично
определяются рабочие точки, соответствующие максимальному и
минимальному токам базы I б max и I б min (точки 1' и 2 ' ).
Рис. 3.3
По точкам 0 ' , 1' и 2 ' определяем значения входных токов и
напряжений:
I б 0  0,097 мА ; Iб max  0,184 мА ; Iб min  0, 014 мА;
U бэ0  0,6 В ; U бэ min  0,35 B ; U бэ max  0,85 B .
Теперь можно вычислить амплитуды входного тока и напряжения, а также
ток покоя в эмиттере по формулам:
 I mб  0,5( I б max  I б min )  0,5(0,184  0,014)  0,085 мА ;
U mвх  U mбэ  0,5(U бэ max  U бэ min )  0,5(0,85  0,35)  0, 25 В ;
I э0  I б 0  I k 0  0,097  5  5,097 мА.
6. Определим величину сопротивлений в цепи эмиттера и коллектора
транзистора. Общее сопротивление в цепи эмиттер – коллектор:
Rобщ  Rk  Rэ
С другой стороны
Rобщ 
Ek
10

 1000 Ом,
I 10 103
где I - общий ток, протекающий в этой цепи. Его можно определить как
точку пересечения нагрузочной прямой с осью токов коллектора (точка 3 на
рис. 3.2).
Принимая
Rэ  (0,15  0, 25) Rk ,
получаем
Rобщ
1000
 833 Ом ;
1,15 1, 25 1, 2
Rэ  Rобщ  Rk  1000  833  167 Ом .
Rk 

7. Определим входное сопротивление каскада переменному току Rвх (без
учета делителя напряжения R1 и R2 ).
Из графика рис. 3.3
Rвх 
2U mвх
2 I mвх

2U mвх
2 I б max

2  0, 25
 2941Ом .
2  0,085 103
8. Теперь можно определить сопротивления напряжения R1 и R2 . Для
уменьшения шунтирующего действия делителя на входную цепь каскада по
переменному току можно с известным приближением принять
R12  8 12 Rвх .
Из расчетной схемы очевидно
R1 2 
тогда
R1 R2
,
R1  R2
Ek R1 2 Ek R1 2
10 10  2941


 174 кОм ;
Rэ I k 0
Rэ I э
167 10, 097 103
RR
174400 10  2941
R2  1 1 2 
 35380 Ом .
R1  R1 2 174400  10  2941
R1 
9. Емкость разделительного конденсатора С р и конденсатора, шунтирующего
сопротивление эмиттера Сэ в фарадах можно рассчитать по приближенным
формулам:
Ср 
1
,
2 f н Rвых
где Rвых - выходное сопротивление каскада.
Поскольку в большинстве случаев выходное сопротивление транзистора
RвыхТ
Rk можно принять Rвых  Rk  Rн , тогда
Ср 
1
1

 1,1106 Ф ;
2 f н ( Rk  Rн ) 2 140(833  200)
Сэ 
1
1

 6,81106 Ф .
2 f н Rэ 2 140 167
10. Оценим коэффициент нестабильности работы каскада
S
Rэ ( R1  R2 )  R1 R2
,
R1 R2
Rэ ( R1  R2 ) 
м
где
 м - наибольший из возможных коэффициент усиления по току
выбранного транзистора; в расчетах его можно принять равным от 50 до 100.
S
167 174400  35380   174400  35380
 39, 2 .
174400  35380
167 174400  35380  
50
Для нормальной работы каскада коэффициент нестабильности S не должен
превышать нескольких единиц.
11. Коэффициент усиления каскада по напряжению можно определить по
характеристикам
kU 
U m вых
U m вх

4
 16 .
0, 25