Широкополосные и импульсные усилители

Пусть сопротивление нагрузки Rн подобрано так, что в нагрузке
выделяется максимальная мощность. Тогда с учетом соотношения
(3.76) получим
Еп 2  U кэ мин 2
1
.
Рн макс  I н максU н макс 
(3.77)
2
2 Rн


Определим коэффициент использования напряжения источника пиU н макс
тания как  
. В рассматриваемом случае он будет равен
Еп 2


2 Eп / 2  U кэ мин
Eп
.
(3.78)
Тогда, используя равенства (3.77) и (3.78), можем записать
Рн макс
 2 Еп2
.

8Rн
(3.79)
Потребляемая от источника питания усилителем мощность
Eп I к макс
Eп Т 2
2 Т 2 Еп
Р0  
iк dt 
I
sin

t
dt

.
к
макс

Т 0 2
Т 0

В этом случае кпд усилителя определится как
Рн макс  U н макс



 .
Р0
4 Rн I к макс
4
(3.80)
(3.81)
Если положить, что =1, то максимальный кпд будет

 0,78.
(3.82)
4
Так как Uкэ мин в соотношении (3.78) не равно нулю, то обычно реальное значение кпд УМ в режиме В не превышает 0,7.
макс 
3.15. Широкополосные и импульсные усилители
Цепи коррекции. Площадь усиления. Рассмотренный в п. 3.8
обычный резистивно-емкостный усилительный каскад имеет частотную характеристику, представленную на рис. 3.6. Как уже указывалось, спад частотной характеристики в области нижних и верхних частот обусловлен влиянием, соответственно, емкостей Cр и C0. Однако,
113
в ряде случаев, в частности, широкополосного и импульсного усилителя, последний должен обеспечивать более широкий диапазон усиливаемых частот. В основу простейших широкополосного и импульсного усилителей положен резистивно-емкостный усилительный каскад с добавлением корректирующих цепей.
Цепи, расширяющие полосу пропускания в области низких частот,
называются цепями низкочастотной коррекции. Цепи, расширяющие
полосу пропускания в области высоких частот, называются цепями
высокочастотной коррекции.
В широкополосных и импульсных усилителях применяют усилительные элементы, имеющие высокую граничную частоту fгр, большую крутизну передаточной характеристики и малые паразитные
межэлектродные емкости. Важной характеристикой таких усилителей
является площадь усиления П=K0f K0fв.
Покажем, что расширение полосы пропускания усилителя ведет к
уменьшению его коэффициента усиления. Как известно, коэффициент
частотных искажений в области верхних частот равен
Mв 
K0

Kв
K0
K0
 1  в в 2  1  вС0 R0 2 ,
1  в в 2
откуда
M в2  1
M в2  1
R0 

.
C 0 в
C0 2f в
Для дальнейших выводов определим понятие крутизны передаточной характеристики усилительного элемента S. Так, для полевого
транзистора параметр S дается выражением
S
dI с
dU зи
,
(3.83)
U си  const
а для любого УЭ
S
dI вых
dU вх
.
U вых  const
Тогда при малых амплитудах тока и напряжения будем иметь
114
(3.84)
K0 
U вых I вых R0

 SR0 .
U вх
U вх
(3.85)
Для усилительных элементов, у которых велико входное сопротивление, например для полевых транзисторов, площадь усиления
S M в2  1
П  K 0 f в  SR0 f в 
, а так как согласно определению верх2C0
K
1
ней граничной частоты усилителя в 
, то M в  2 и, следоваK0
2
тельно,
П
S
 2 2  1 
2C0
S
 const .
2C0
(3.86)
На основании последней формулы можно сделать два очевидных
вывода.
1. Расширение полосы пропускания усилителя происходит за счет
уменьшения его коэффициента усиления.
2. Для расширения полосы пропускания усилителя в области верхних частот следует выбирать усилительные элементы с большей крутизной S и малым значением паразитной емкости C0.
Можно показать, что для схем на биполярных транзисторах максимальная площадь усиления определяется выражением
f гр
П макс 
,
(3.87)
2
1  2f гр Cк rб


где f гр , как и ранее, – граничная частота усиления транзистора, Cк –
емкость коллекторного перехода, а rб – объемное (распределенное)
сопротивление базы на верхних частотах.
Низкочастотная коррекция. Для расширения полосы пропускания
усилительного каскада в области низких частот обычно применяется
цепочка развязывающего фильтра Cф, Rф (рис. 3.47 а). Принцип действия такой коррекции заключается в том, что на нижних частотах
наблюдается увеличение сопротивления нагрузки выходной цепи, в
результате чего коэффициент усиления усилителя возрастает. Это в
определенной степени компенсирует снижение усиления на низких
частотах, связанное с влиянием разделительного конденсатора. Сказанное можно пояснить следующим аналитическим расчетом.
115
Cф
R1
VT
Cр
Rк
А
В +Eп
Rф
А
Cр
Rн
Rэ
>>
Iг
R2
Ср
Rк
Rн
Rг
Сф
Rф
Cэ
В
а
б
Рис. 3.47. Низкочастотная коррекция: а – принципиальная
схема; б – эквивалентная схема
Определим сопротивление нагрузки коллекторной цепи Z н  Z AB ,
т. е. участка цепи АВ (рис. 3.47 б) при условии, что величина сопротивления Rн достаточно велика:
1
Rф
jCф
Rф
Z AB  Rк 
 Rк 
.
(3.88)
1
1

j

R
C
ф
ф
Rф 
jCф
В области низких частот, когда в пределе 0 сопротивление
Z AB  Z н Rк+Rф, откуда коэффициент усиления будет равен
Kн=S(Rк+Rф).
В области высоких частот, когда в пределе  Z AB  Z н Rк, тогда Kв=SRк. Таким образом, Z AB изменяется от Rк на высокой частоте
до Rк+Rф на низких частотах.
Рассмотрим далее методику оценки номинальных значений элементов Cф и Rф с использованием семейства нормированных частотных
характеристик каскада с низкочастотной коррекцией цепочкой Cф, Rф
(рис. 3.48). С этой целью введем следующие обозначения: кор=CфRк,
н=CрRн, m=кор/н и b=Rк/Rф. Эти параметры позволяют с помощью
графика нормированных частотных характеристик определить элементы цепи коррекции.
Прежде всего, из данного рисунка следует, что чем меньше параметр m, тем коррекция сильнее. Из формулы b=Rк/Rф сразу же
116
Y
b=const
1,0
10
5
3
1
0,5
0,8
0,7
0,1
0,2
0,5
1
2
5
Хн=нн=нСрRн
Рис. 3.48. Низкочастотная коррекция АЧХ с помощью цепочки Cф, Rф:
штриховая кривая – АЧХ без коррекции; сплошные линии – скорректированная АЧХ при различных значениях параметра m (изменяется от
0,5 до 10)и b=const
получаем Rф=Rк/b. Коэффициент m 
 кор
н

Cф Rк
Cр Rн
X н  нCр Rн – нормированная частота, откуда Cф 

Cф Rк
Xн
н , где
mX н
и соответн Rк
Xн
.
н Rн
Расчет цепи коррекции производят следующим образом. Выбирают
семейство нормированных частотных характеристик с требуемыми
параметрами m и b (рис. 3.48). По заданному коэффициенту частотных искажений Mн находят величину Y=1/Mн и проводят горизонтальную прямую на графике до пересечения с выбранной частотной характеристикой (на чертеже – прямая пунктирная линия). Проектируя
точку пересечения на ось абсцисс, определяют Хн, а по нему – величины Cф и Cр. Сопротивление фильтра Rф рассчитывают по значениям
сопротивления Rк и параметра b.
Параллельная высокочастотная коррекция. Схема усилителя с
параллельной высокочастотной коррекцией представлена на
рис. 3.49 а. Корректирующая индуктивность Lк вместе с емкостью C0
(рис. 3.49 б) образуют параллельный колебательный контур. Его сопротивление на резонансной частоте Zк рез максимально, следовательно, на этой частоте увеличивается и коэффициент усиления усилите2
ля, который будет равен Kв  SZк рез , где Z к рез  Qэкв
Rк (Qэкв – эквивалентная добротность контура). Отметим, что данная формула справедлива, если считать, что Rг и Rн очень велики и R0Rк.
ственно Cр 
117
Lк
+Eп
Rк
R1
Cр
VT
Cр
>>
Iг
Rн
R2
Rэ
Lк
С0
Rг
Rн
Rк
Cэ
а
б
Рис. 3.49. Параллельная высокочастотная коррекция: а – принципиальная
схема; б – эквивалентная схема
Для оценки номинальных значений элементов цепи коррекции ввеL
2
 2к .
дем параметр высокочастотной коррекции a  Qэкв
Rк C0
Определим далее нормированную частоту как X в  в C0 Rк . Выбрав затем на семействе нормированных частотных характеристик
кривую с требуемым значением параметра а, по заданному значению
Xв
Y=1/Mв найдем величину Xв (рис. 3.50). Отсюда Rк 
и тогда
в C 0
Lк  аC 0 Rк2 .
Наряду с параллельной высокочастотной коррекцией применяется и
последовательная высокочастотная коррекция, при которой индукY
3
1,2
2
1,0
0,8
1
0,6
0,4
1 Xв=вв=вC0Rк
Рис. 3.50. Параллельная высокочастотная коррекция АЧХ
усилителя: 1 – АЧХ без коррекции; 2, 3 – скорректированная
АЧХ при значении параметра а= 0,414 и а=1 соответственно
0,1
0,2
0,5
118
тивность Lк включается последовательно с емкостью Cр. В этом случае элементы Lк и C0 образуют последовательный колебательный контур, что также приводит к расширению полосы пропускания в области
высоких частот из-за увеличения коэффициента усиления. Отметим,
однако, что этот вид коррекции эффективен только при определенном
соотношении паразитных емкостей выходной цепи УЭ, разделяемых
индуктивностью Lк. В практических схемах усилителей применяется
также и более сложная последовательно-параллельная высокочастотная коррекция.
Высокочастотная коррекция обратной связью. Рассмотренные
схемы высокочастотной коррекции находят широкое применение,
главным образом в ламповых схемах и схемах на полевых транзисторах, для которых Rн>>Rк и Rг>>Rк. А поскольку в схемах на биполярных транзисторах сопротивление Rн, как правило, невелико, то эти
виды коррекции в данном случае малоэффективны. В таких транзисторных схемах высокочастотную коррекцию чаще всего осуществляют обратной связью (рис. 3.51). Для этого в случае эмиттерной коррекции (рис. 3.51 а) в цепь эмиттера с помощью резистора Rкор вводят
достаточно глубокую последовательную отрицательную обратную
связь по току, уменьшающую усиление во всей полосе частот. Зашунтировав эту цепь обратной связи конденсатором небольшой емкости
Cкор, ослабляют отрицательную обратную связь на высоких частотах
и тем самым повышают коэффициент усиления. Аналогично действует и коллекторная высокочастотная коррекция (рис. 3.51 б).
+Eп
Rк
R1
Cр
+Eп
VT
Cр
Rк
R1
Rкор
Rн
Cр
Rкор
Lкор
Cр
VT
Cкор
Rн
R2
Rэ
Cэ
R2
Rэ
а
Cэ
б
Рис. 3.51. Коррекция обратной связью: а – эмиттерная; б – коллекторная.
119
Импульсные усилители. Основное требование, предъявляемое к
импульсным усилителям, – сохранение формы усиливаемого импульсного сигнала на выходе. Такой сигнал имеет широкий спектр, поэтому для сохранения формы импульса необходимо обеспечить возможно большую полосу пропускания усилителя. В простейшем случае этого можно добиться использованием простых корректирующих
цепей, вводя их в обычный УННЧ. Высокочастотная коррекция способствует неискаженной передаче крутых фронтов импульсов, а низкочастотная – улучшению передачи их плоских вершин. Заметим, однако, что с помощью таких цепей коррекции нельзя полностью
устранить искажения при усилении импульсных сигналов.
3.16. Обратная связь в усилителях
Понятие обратной связи. Обратной связью (ОС) называется электрическая связь между цепями усилительного устройства, обеспечивающая воздействие выходного сигнала усилителя на его вход. С
помощью такой связи можно улучшать характеристики как отдельных
его каскадов, так и всего усилителя в целом.
Чаще всего в усилителях используется отрицательная обратная
связь (ООС), когда подводимое ко входу напряжение обратной связи
и напряжение источника сигнала вычитаются, в результате чего
напряжение непосредственно на входе усилителя уменьшается. ООС
уменьшает коэффициент усиления усилителя, но улучшает его характеристики.
При положительной обратной связи (ПОС) полярность напряжения
источника сигнала и напряжение обратной связи складываются и входное напряжение усилителя увеличивается. Это ведет к возрастанию коэффициента усиления усилителя, но снижает стабильность его работы.
В определенных случаях при ПОС усилитель может самовозбудиться,
т. е. превратиться в генератор.
.
.
.
Структурная схема усилителя, охва.
Uг Uвх
Uвых
K
ченного ОС, может быть представлена,
+
.
Усилитель
как это показано на рис. 3.52.
U
Электрическая цепь, предназначен.

ная для передачи сигнала с выхода усиЦепь U
ОС
лителя на его вход, называется цепью
ОС. Цепь ОС и сам усилитель образуют
Рис.3.52. Структурная схема
замкнутый контур, который называется
усилителя, охваченного ОС
петлей ОС. Часть схемы, служащая для
120
выработки управляющего входного напряжения U вх из напряжения
генератора U г и напряжения ОС U  , называется суммирующим узлом.
Получим формулу для коэффициента передачи усилителя с ОС

K ОС . Коэффициенты передачи усилителя без обратной связи K и с
ОС K ОС , как следует из рис. 3.52, равны соответственно
U
U
K  вых и K ОС  вых .
U вх
U г
(3.89)
Коэффициент передачи цепи обратной связи или коэффициент 
представляет собой отношение
U 
.
 
(3.90)
U в ы х
Выходное напряжение U вых можно записать как
Тогда
U в ы х  K U вх  K U г  U    K U г   U в ы х  .
(3.91)
U
K U г   U в ы х     
K ОС  в ы х 
 K  KK ОС ,
U г
U г
(3.92)
откуда
K ОС 1   K   K и K ОС 
K
1   K  .
(3.93)
Из формулы (3.93) следует, что коэффициент усиления усилителя,
охваченного ОС в 1   K  раз меньше (но не по модулю) по сравнению с исходным. Если при введении обратной связи модуль K ОС становится больше модуля K , то такая ОС является положительной; если же модуль K ОС становится меньше модуля K , то ОС будет отрицательной. Разность 1   K  принято называть глубиной ОС, а произведение  K , характеризующее усиление вдоль петли ОС, – петлевым
усилением.
Виды обратной связи. По способу подключения цепи ОС ко входу
усилителя принято различать последовательную (рис. 3.53 а, б) и параллельную (рис. 3.53 в, г) ОС. По способу снятия обратной связи с
121
.
Iг
.
Eг
.
Uвх
.
Rэ Uвых
.
U
R1
.
Uг
.
Uвх
.
U
R2
.
Eг
.
Uвых
.
Iг
.
Iвх
.
K
. .
Uг Uвх
.
U
<
Rг
.
Eг
Rг
Cр
.
Iвых
Rн
а
VT
Cр
.
K
.
Iвых
. .
.
Uг Uвх
Uвых
. .
.
KU
вх
U
.

Rн
+Eп
Rк
.
Iвх
<
<
.
Uг
.
Rг Iг
<
Rг
.
Eг
+Eп
VT
Rн
.
Uвых
Rн
.
Iвых
<
.
 R
Rэ= Rβ
б
+Eп
.
Iсв
Cр
.
Eг
VT
.
Iвх
Rг
.
Uвых
R
.
Iвх
.
. .
Uг=Uвх Iсв
.
Uвых
.
K
Rн
Rн
.
Rэ
Cэ
<
.
Eг
в
.
Rг Iг
Rк
<
.
Iг Cр
Rс

в
<
Rг
.
Eг
.
Iвх
. .
Uг=Uвх
+Eп
.
Rг Iг
.
Iвх
. .
Uг=Uвх
.
Iсв
R
.
Eг
VT
.
Uвых
Rн
<
.
Iг
. .
I.св=Iвых
.
K
.

.
Uвых
R
Rн
.
Iвых
г
Рис. 3.53. Виды ООС в усилительных каскадах: а – эмиттерный повторитель и
его эквивалентная схема; б – резистивный каскад с ОЭ и его эквивалентная схема; в – резистивный каскад с сопротивлением обратной связи между базой и
коллектором и его эквивалентная схема; г – резистивный каскад с ОБ и его эквивалентная схема
122
выхода различают связь по току (рис. 3.53 б, г) или напряжению
(рис. 3.53 а, в).
Для определения способа снятия и введения ОС цепь нагрузки или
цепь источника сигнала мысленно обрывают или замыкают накоротко. Если при таком обрыве цепи нагрузки или цепи источника ОС
пропадает, то получаем соответственно ОС по току и последовательную ОС по входу. Если ОС пропадает при коротком замыкании цепи
нагрузки или цепи источника сигнала, то имеем соответственно OС
по напряжению и параллельную ОС по входу.
Влияние ОС на коэффициент усиления по напряжению. Из
формулы (3.93) следует, что если ОС положительная, то при синфазном сложении напряжений от источника сигнала и цепи ОС произведение  K  K , т. е. является действительной положительной величиной и напряжение Uвх возрастает, т. к. величины напряжений Uг и U
складываются. При этом увеличивается выходное напряжение Uвых, а
также коэффициент усиления KПОС. При противофазных напряжениях
Uг и U, когда имеет место ООС, произведение  K  K , т. е. является действительной отрицательной величиной, и напряжение U вычитается из напряжения Uг. В результате этого уменьшаются напряжения Uвх и Uвых, что приводит к уменьшению коэффициента усиления усилителя с ООС, который в этом случае имеет вид
K ООС 
K
.
1  K 
(3.94)
Из формулы (3.94), в частности, следует, что в случае, когда собственный коэффициент усиления усилителя, охваченного ООС, достаточно велик, и справедливо неравенство K>>1, то
1
1
K ООС 

(3.95)
1
 
  
K

и, следовательно, коэффициент усиления такого усилителя с ООС
определяется только значением коэффициента обратной связи .
Влияние ООС на нестабильность усиления. Считая для определенности, что коэффициенты передачи K и  являются действительными величинами, в случае ООС путем дифференцирования (3.94)
по K получим
123
dK ООС 1   K   K
1


2
dK
1  K 
1  K 2
откуда
dKООС
1
dK
1  K dK
1 dK



,
2
2
K ООС
1  K  K ООС 1  K  K 1  K K
(3.96)
dKООС
уменьшается в 1  K 
K ООС
раз. В то же время можно показать, что ПОС, наоборот приводит к
возрастанию коэффициента нестабильности.
Влияние ОС на частотную характеристику. Область нижних
частот. Определим коэффициент усиления усилителя с ОС в области
нижних частот. Коэффициент усиления в области нижних частот без
ОС равен
K0
.
K н 
1
(3.97)
1 j
н н
т. е. относительная нестабильность
Подставляя выражение (3.97) в формулу (3.93), получим
K0
1
1 j
K0
K н
н  н
K н ОС 



1
 K 0
1   K н
1 j
  K 0
1
н  н
1
1 j
н  н
K0
1  β K 0


1
j
1
н  н
1
1   K 0
(3.98)
K ОС
,
1
j
н  н ОС
где н ОС  н 1   K 0  – постоянная времени усилителя с ОС на низких частотах. Поскольку
в случае ООС равна
 н ОС
н ООС  н 1  βK 0 , то н ООС  н , следовательно, ООС в усилителе
уменьшает нижнюю граничную частоту его полосы пропускания, тем
самым расширяя саму полосу.
124
Область верхних частот. Аналогично для области ВЧ имеем
K0
.
K в 
(3.99)
1  jв  в
Подставляя выражение (3.99) в формулу (3.93), получим
K0
K0
1   K 0
K ОС
K в
1  j в  в

K в ОС 



,
jв  в 1  jв  в ОС
 K 0
1   K в
1
1
1   K
1  j 
(3.100)
0
в в
в
– есть постоянная времени усилителя с ОС на
1   K 0
в
верхних частотах. При наличии ООС в усилителе  в ООС 
и,
1  K 0
следовательно, в ООС  в . В силу этого верхняя граничная частота
полосы пропускания усилителя увеличивается, а сама полоса расширяется.
где в ОС 
Влияние ОС на входное сопротивление усилителя. Влияние ОС
на входное и выходное сопротивление усилителя рассмотрим на примере последовательной ОС по напряжению, которая имеет место в
эмиттерном повторителе (рис. 3.53 а). При такой ОС согласно формулам (3.89) и (3.93) можно записать
U
Z вх ОС  г
Iг
Откуда

Iг  Iвх
U вых
U 1   K  U вх
1   K   Z вх 1   K .
 вых

Iвх K ОС
Iвх K
Iвх
Z вх ОС  Z вх 1   K ,
(3.101)
(3.102)
U
где Z вх  вх – входное сопротивление усилителя без ОС. Таким обIвх
разом, введение последовательной ООС приводит к увеличению
входного сопротивления усилителя. Можно также показать, что введение параллельной ООС приводит к уменьшению входного сопротивления.
Влияние ОС на выходное сопротивление усилителя. Характер
изменения сопротивления Z вых ОС зависит от способа снятия ОС.
125
Выходное сопротивление усилителя с ОС по напряжению можно
найти, если положить, что эдс источника сигнала равна нулю, т. е.
U г  0 . В этом случае, приложив мысленно некоторое напряжение
U вых к выходу усилителя, на основании правила Кирхгофа для выходной цепи эмиттерного повторителя получим следующее выражение для выходного тока:
U
 K U вх
U 1   K 
Iвых  вых
 вых
,
(3.103)

Z вых
Z
 


вых
U вх U   U вых
откуда
U
Z вых ОС  вых
Iвых

U г
Z вых
.
1   K
(3.104)
В формулах (3.103) и (3.104) Z вых и Z вых OC – выходное сопротивление усилителя без ОС и с ОС соответственно.
Таким образом, введение в усилитель ООС по напряжению уменьшает его выходное сопротивление. Вместе с тем, несложно установить, что ООС по току приводит к увеличению выходного сопротивления усилителя.
Устойчивость усилителей с ОС. При введении в усилитель положительной ОС он может превратиться в генератор, т. е. самовозбудиться. Проанализировать его устойчивость к самовозбуждению можно с помощью диаграммы Найквиста, имеющей смысл годографа век  , изображенного в координатах
тора петлевого усиления βK
Re K , Im K  на комплексной плоскости. В этом случае модуль
  , проведенного из
вектора βK
. .
начала координат (0, 0) в каIm(K)
кую-либо точку, лежащую на
. .
0
кривой (рис. 3.54 ), равен мо(K)
дулю петлевого усиления на
(1, 0)

определенной частоте, а угол
. .
0
Re(K)
между этим вектором и дей
ствительной осью Re K  –
петлевому сдвигу фазы. Множество таких точек, пробегаеРис. 3.54. Диаграмма Найквиста
мых концом радиуса-вектора


126
 K , который непрерывно меняет свою длину и угол наклона  при
изменении частоты  от 0 до  образует в пределе сплошную линию.
Критерий устойчивости Найквиста (частотный критерий устойчивости) можно сформулировать следующим образом. Если годограф не
охватывает точку с координатами (1,0), то усилитель устойчив к самовозбуждению, поскольку в данном случае при действительном и положительном значении произведения  K знаменатель в правой части
(3.93) не обращается в нуль, и, следовательно, величина коэффициента усиления K ОС – не стремится к бесконечности.
3.17. Эмиттерный повторитель
(каскад с общим коллектором)
Эмиттерный повторитель (ЭП) представляет собой каскад с общим
коллектором, который широко используется для согласования низкоомной нагрузки с высокоомным выходным сопротивлением предшествующего транзисторного каскада или любого другого высокоомного источника сигнала, т. е. является по сути «буферным» каскадом
(принципиальная схема ЭП приведена на рис. 3.55 а). ЭП можно рассматривать как усилитель с глубокой последовательной ООС по
напряжению.
Известно, что коэффициент усиления усилителя с ООС определяU
K
ется выражением K OОС 
, где  
. Для эмиттерного поU вых
1  K
+Eп
R1
Cр1
VT
Cр2
Iвых=Iэ
Rн Eг
Uвх
К
Iг=h21эIб
<<
Rэ
Iвх=Iб
Э
Rг
<
R2
h11э
Б
Uвых
К
а
б
Рис. 3.55. Эмиттерный повторитель: а – принципиальная
схема; б – эквивалентная схема
127
Rн=RэRн
вторителя U   U вых и, следовательно,  
циент
U
=1, поэтому коэффиU вых
такой
схемы
равен
усиления
по
напряжению
K
K ЭП  K ОС 
 1 , однако уже при K>10 можно считать, что
1 K
U
K ЭП  вых  1. Вместе с тем, такая схема является усилителем, так
U вх
как она увеличивает мощность сигнала. Напряжения Uвых и Uвх в ЭП
совпадают по фазе.
Если пренебречь выходным сопротивлением каскада Rвых=1/h22 и
напряжением обратной связи h12эU2 во входной цепи на эквивалентной
схеме каскада с ОК, то упрощенную эквивалентную схему ЭП можно
представить в виде, изображенном на рис. 3.55 б. Анализ последней
позволяет легко определить такие параметры ЭП, как его коэффициент усиления по току Kі ЭП, а также входное и выходное сопротивления Rвх ЭП и Rвых ЭП
I б  h21 э I б
I
K i ЭП   э 
 1  h21 э ,
(3.105)
Iб
Iб
Rвх ЭП 
U вх h11э I б  I б  h21э I б Rн

 h11э  Rн (h21э  1),
Iб
Iб
Rвых ЭП 
U вых Rг  h11э I б Rг  h11э


,
Iэ
I б  h21э I б
1  h21э
(3.106)
(3.107)
где Rн = RэRн.
Следует также отметить еще одно важное свойство ЭП – это относительно малые частотные искажения в области верхних частот. Для
низкочастотных схем при Fв=(10  15) кГц частотные искажения, вносимые самим транзистором, оказываются очень небольшими и рав2
 F 
ными M в  1   в  , где fh21б – предельная частота усилительно f h21б 
го элемента, включенного по схеме с ОБ. Значительно слабее сказывается и шунтирующее влияние емкости нагрузки.
Те же самые функции, что и эмиттерный повторитель выполняют
схемы, собранные на полевом транзисторе (истоковый вариант,
рис. 3.56 а) и на составном транзисторе (рис. 3.56 б).
128
+Eп
–Eс
VT
Cр1
VT1
VT2
Cр1
Cр2
Cр2
Iэ1
Rз Rи
Rн
Rн
Rэ
а
б
Рис. 3.56. Повторители напряжения: а – истоковый; б – на составном
транзисторе
В схеме рис. 3.56 а полевой транзистор с каналом p-типа обеспечивает большее входное сопротивление, чем в схеме эмиттерного повторителя на биполярном транзисторе. Практически можно считать,
что RвхR3100 кОм. В схеме рис. 3.56 б за счет применения составного транзистора помимо достаточно большого входного сопротивления, которым обладает данная схема, на ее выходе обеспечивается величина тока в (1+VT2) раз большая, чем значение эмиттерного тока Iэ1
транзистора VT1.
3.18. Усилитель постоянного тока
Основные особенности усилителей постоянного тока. Усилитель
постоянного тока (УПТ) предназначен для усиления медленно изменяющихся во времени сигналов, которые содержат как переменную,
так и постоянную составляющие. Отметим основные особенности
УПТ, вытекающие из данного определения.
1. УПТ должен иметь полосу пропускания с нижней граничной частотой н=0, что и определяет вид его АЧХ (рис. 3.57 а).
2. В УПТ исключается возможность применения емкостной и
трансформаторной связи между отдельными каскадами усиления, а
поэтому имеет место непосредственная или гальваническая связь
между ними.
3. Напряжение на выходе УПТ Uвых должно быть прямо пропорционально входному напряжению Uвх, а полярность – совпадать с полярностью последнего, что определяет вид амплитудной характеристики УПТ (рис. 3.57 б).
4. В УПТ прямого усиления необходима компенсация постоянной
составляющей на его выходе.
129
5. УПТ, как правило, характеризуется наличием глубокой ООС.
6. Для УПТ характерен дрейф нуля, т. е. появление изменяющегося
во времени напряжения на выходе усилителя при отсутствии такового
на его входе.
В зависимости от того, по какому принципу в рассматриваемых
усилителях осуществляется усиление медленно изменяющихся во
времени сигналов – либо непосредственно, либо с предварительным
преобразованием постоянного сигнала в переменный, различают УПТ
прямого усиления и УПТ с преобразованием (с помощью электромеханических или электронных коммутаторов). Рассмотрим коротко
принцип работы каждого из этих типов УПТ.
Усилители постоянного тока прямого усиления. Принципиальная схема такого трехкаскадного УПТ представлена на рис. 3.58.
Для получения в УПТ амплитудной характеристики, показанной на
(рис. 3.57 б) необходимо во входную цепь и в цепь нагрузки усилителя последовательно с источником входного сигнала и нагрузкой
включить источники компенсирующих напряжений, как это изображено на схеме (рис. 3.58).
K
Uвых
Uвх
0

0
а
б
Рис. 3.57. Характеристики УПТ: а – амплитудно-частотная; б – амплитудная
–
Rкомп1
Rк1
R1
Uвх
VT1
Rк2
VT2
+
Eп
Rк3
VT3
Rкомп1
Uвых
>
Ег
Rкомп2
Rг
U0
Rкомп2
R2
Rэ1
Rэ2
Rэ3
Рис. 3.58. Принципиальная схема трехкаскадного УПТ прямого усиления
130
При проектировании УПТ приходится решать ряд дополнительных
проблем, в частности, согласование потенциальных уровней в разных
частях схемы и уменьшение нестабильности (дрейфа нуля) при отсутствии входного сигнала.
Согласование потенциальных уровней. Из принципиальной схемы,
показанной на рис. 3.58, следует, что на базу каждого последующего
транзистора помимо полезного сигнала приложено коллекторное
напряжение предыдущего транзистора. В простых УПТ прямого усиления транзисторы и их режимы подбирают одинаковыми, поэтому
можно считать, что Iэ1=Iэ2=Iэ3, Uбэ1=Uбэ2=Uбэ3 и Uкэ1=Uкэ2=Uкэ3. Тогда
для того, чтобы скомпенсировать постоянное напряжение коллектора
предыдущего транзистора, выбирают Rэ2>Rэ1 и Rэ3>Rэ2. Это следует из
того, что эмиттерные токи всех каскадов равны, а падение напряжения
на резисторах Rэ2 и Rэ3 определяется соотношениями URэ2=URэ1+
+(Uкэ1–Uбэ2)>0 и URэ3=URэ2+(Uкэ2–Uбэ2)>0. Это приводит к тому, что
имеет место неравенство Uкэ3>Uкэ2>Uкэ1 и, следовательно, необходимо
выбирать коллекторную нагрузку таким образом, чтобы Rк3<Rк2<Rк1. В
свою очередь, увеличение сопротивления Rэ от каскада к каскаду приводит к увеличению ООС в каждом последующем каскаде и, соответственно, к снижению коэффициента усиления всего усилителя в целом, что в конечном итоге является причиной сложности обеспечения
общего высокого коэффициента усиления в многокаскадных УПТ.
Дрейф нуля в УПТ. При отсутствии полезного сигнала на входе УПТ
или его постоянном уровне даже незначительные изменения одного
из таких параметров, как напряжение источника питания, влажность и
давление окружающей среды, а также зависимость статических характеристик УЭ от температуры, могут вызвать медленные изменения
токов в цепях усилителя, которые после усиления последующими каскадами приводят к самостоятельному изменению выходного напряжения УПТ. Основной причиной дрейфа нуля является именно температурная зависимость характеристик УЭ. В связи с этим следует отметить, что одну из лучших температурных стабильностей в настоящее
время имеют кремниевые полевые транзисторы с управляемым
p-n-переходом.
Дрейф нуля за определенный промежуток времени можно оценить
максимальным изменением выходного напряжения Uдр вых при коротком замыкании на входе усилителя, т. е. абсолютным дрейфом нуля.
131
– Eп +
– Eп +
Rк
R1
R1
VT
t
Uбэ0
RТ
а
U0
– Eп +
Rк
Rк1
Rк2
VT
VT1
VT2
Uбэ0
VD
Rэ1
б
RОС
Rэ2
в
Рис. 3.59. Схемы термостабилизации с использованием: а – терморезистора; б – германиевого диода; в – ООС между двумя каскадами
Отношение абсолютного дрейфа нуля к коэффициенту усиления
усилителя K принято называть приведенным ко входу дрейфом нуля
Uдр вх= Uдр вых/K.
Температурный дрейф нуля можно уменьшить, применяя термостатирование. Однако хороший термостат – это сложное и дорогое
устройство. Кроме того, для уменьшения температурного дрейфа
необходимо использовать высокостабилизированные источники питания и схемную температурную компенсацию, для реализации которой
применяются специальные температурозависимые элементы, в частности, терморезисторы (термисторы) и полупроводниковые диоды,
способствующие уменьшению температурного дрейфа (рис. 3.59 а, б).
Весьма эффективным средством является и введение местной глубокой ООС (рис. 3.59 в). В последнем случае, однако, уменьшается коэффициент усиления отдельных каскадов, что приводит к необходимости увеличивать их число.
Усилители постоянного тока с преобразованием. Применение
такого рода усилителей позволяет весьма эффективно бороться с
дрейфом нуля. На рис. 3.60 приведена блок-схема простого УПТ с
преобразованием, принцип работы которого поясняется осциллограммами напряжений на выходе каждого блока (рис. 3.61).
132
В заключение отметим, что к значительному уменьшению дрейфа
нуля ведет использование симметричных балансных (мостовых) схем
УПТ.
~
Uвх Модулятор UМ
Uг
Усилитель
Uус
Генератор
опорного
напряжения
Демодулятор
UД
Фильтр
Uвых
Uг
Рис. 3.60. Блок-схема УПТ с преобразованием
Uус
Uвх
а
г
t
t
Uг
t
б
UД
UМ
в
д
t
t
Uвых
е
t
Рис. 3.61. Осциллограммы напряжений на выходе блоков схемы: а –
генератора входного сигнала; б – генератора опорного напряжения; в – модулятора; г – ВЧ усилителя; д – демодулятора; е – УПТ
133
3.19. Дифференциальный усилитель
Дифференциальный усилитель (ДУ) представляет собой разновидность усилителей постоянного тока, а именно – УПТ параллельного
баланса. Структурная схема ДУ представлена на рис. 3.62.
Для несимметричных выходов 1 и 2 коэффициент усиления дифференциального или разностного сигнала по каждому из плеч будет
равен
U вых 1
U вых 2
, K Д2 
,
K Д1 
(3.108)
U вх 1  U вх 2
U вх 1  U вх 2
где U вых 1 , U вых 2 – приращения напряжений на соответствующих
несимметричных выходах, вызванные разностью входных напряжений Uвх1–Uвх2.
Коэффициент передачи идеального ДУ для дифференциального
сигнала равен отношению разности приращений напряжений на выходах к разности напряжений на входах
U вых 1  U вых 2
U вых 12
,
KД 

(3.109)
U вх 1  U вх 2
U вх 1  U вх 2
где U вых 12 – приращение выходного сигнала по симметричному выходу.
Если схема симметричная, то U вых 1 = – U вых 2 , поэтому
U вых 12 = U вых 1 – U вых 2 = 2U вых 1 и, следовательно,
K Д1   K Д2  K Д 2 .
(3.110)
Из (3.109) следует также, что для идеального ДУ
U вых 12  K Д U вх 1  U вх 2  .
(3.111)
Однако в реальном усилителе выходное напряжение зависит не толь2
2
1
Дифференциальный
усилитель
1
Uвых 1, 2
Uвх2
Uвх1
1
1
Uвых1
Рис. 3.62. Структурная схема дифференциального усилителя
134
Uвых2
ко от разности входных напряжений, но и от их суммы и тогда
U  U вх 2
U вых 12  K Д U вх 1  U вх 2   K с вх 1
 K ДU Д  K сU с . (3.112)
2
U  U вх 2
Величина вх 1
 U с называется синфазным сигналом, а коэф2
фициент усиления Kс – коэффициентом передачи синфазного напряжения. Если при этом положить, что Uвх1=U вх2, то из (3.112) получим
Kс 
U вых 12
U вх 1  U вх 2
2

U вых 12
.
Uс
(3.113)
U вх 1 U вх 2 U Д  0
Таким образом, коэффициент Kс равен отношению приращения выходного сигнала к синфазному сигналу при разностном напряжении
на входе, равном нулю.
Что касается KД, то он равен отношению приращения выходного
напряжения к разностному напряжению на входе при суммарном
напряжении на входе, равном нулю, т. е. при условии, что
U вх 1  U вх 2  0 и тогда
KД 
U вых 12
U вх 1  U вх 2
.
(3.114)
U вх 1 U вх 2  0
Качество ДУ определяется коэффициентом ослабления синфазного
сигнала K осл сс  K Д / K с , который у хороших усилителей достигает
величины порядка 104  105 (80  120 дБ) и более.
Принципиальная схема простейшего ДУ показана на рис. 3.63. Такой ДУ охвачен глубокой отрицательной обратной связью, величина
которой зависит от сопротивления Rэ, имеющего большую величину.
Величиной сопротивления Rэ определяется также степень симметрии
схемы. В самом деле, если Rэ, то приращение тока эмиттера первого транзистора будет равно приращению тока эмиттера второго
транзистора с обратным знаком т. е. iэ1= –iэ2. Асимметрия выразится отношением приращения тока эмиттера первого транзистора, ответвленного в сопротивление Rэ, к приращению тока эмиттера второго
iэ h11э  Rг  h2 1э  1 RT 2э
h  Rг
транзистора
, где RT 2 э  11э
–


iэ 2
Rэ
Rэ
h2 1э  1
сопротивление второго транзистора со стороны его эмиттера.
135
+Eп
Rк1
+Eп
Rк1
Rк2
Rк1
Вых
VT1
Вх1
1
iэ1
iэ
2
VT1
VT2
iэ2
Rэ
1
Вх2
1
VT2
2Rэ
а
Рис. 3.63. Принципиальная
схема простейшего дифференциального усилителя
+Eп
б
Рис. 3.64. Эквивалентные схемы для одного
плеча дифференциального усилителя: а – при
усилении разностного сигнала; б – при усилении суммарного (синфазного) сигнала
Следовательно, для хорошей симметрии необходимо чтобы
h  Rг
i э
0, что выполняется при условии, что Rэ  11э
 RT 2э ,
i э 2
h2 1э  1
т. е. при большом значении сопротивления Rэ.
Коэффициент передачи ДУ. При усилении разностного напряжения и хорошей симметрии схемы изменения токов через сопротивление Rэ равны по величине и противоположны по знаку. Это дает право на эквивалентной схеме для одного плеча ДУ не учитывать сопротивление Rэ по переменному напряжению (соответствующая
схема представлена на рис. 3.64 а). Используя соотношение
R
h R
K 0  h21э 0  21э к1 , для коэффициента передачи одного плеча
Rвх
2 Rвх
KД1 получим
h R
U вых 1
K Д1 
 21э к1 .
(3.115)
U вх 1  U вх 2
2 h11э
Множитель 1/2 в формуле (3.115) учитывает тот факт, что на эмиттерном переходе транзистора VT1 присутствует лишь половина разностного напряжения U вх 1  U вх 2  . В этом случае общий коэффициент
передачи
R
K Д  2 K Д1  h21э к1 .
(3.116)
h11э
136
Для суммарного сигнала соответствующая эквивалентная схема
для одного плеча представлена на рис. 3.64 б. Коэффициент передачи
такого сигнала в данном случае равен отношению сопротивлений
нагрузки Rк1 и эмиттера Rэ, деленному на 2, т. е.
R
K с1  к1 .
(3.117)
2Rэ
При этом Kс1<<KД1, так как во втором случае почти все усиленное
напряжение падает на сопротивлении величиной 2Rэ, чего не происходит в случае усиления разностного сигнала, для которого Rэ=0. Действительно, в режиме синфазного сигнала напряжение на выходе одU
ного плеча U вых1  iк1Rк1  iэ1 Rк1  с Rк1 , откуда следует, что
2 Rэ
U вых1 Rк1
.
K с1 

Uс
2Rэ
При полной симметрии схемы общий коэффициент передачи синфазного сигнала Kс стремится к нулю. Реальное же значение коэффициента усиления дифференциального сигнала для рассматриваемой
схемы составляет 50  100, а синфазного – порядка 10-3.
3.20. Операционные усилители
и их применение
Операционный усилитель (ОУ) представляет собой усилитель постоянного тока с очень большим внутренним коэффициентом усиления и дифференциальным каскадом на входе. Он всегда используется
с внешней обратной связью, определяющей характеристики схем на
его основе.
В настоящее время ОУ выпускаются в виде интегральных схем.
Так как входным каскадом ОУ является дифференциальный усилитель, то он имеет два входа: инвертирующий, который обозначается
знаком «–», и неинвертирующий, который обозначается знаком «+».
На выходе ОУ обычно включается усилитель мощности с одним выходом. Структурная схема простейшего ОУ представлена на рис. 3.65,
а его схемное обозначение – на рис. 3.66.
Идеальный ОУ должен обладать следующими характеристиками:
1) внутренний коэффициент усиления Kвн;
2) входное сопротивление Rвх;
3) выходное сопротивление Rвых0;
137
–
ДУ
УМ
+
Uвых
(–)
Uвх
(+)
Uвх
ОУ
Рис. 3.65. Структурная схема операционного усилителя
(–)
(–)
Вх1
Uвх
Вх2
Uвх
Вх1
–
Вых
(+)
–
Вых
(+)
Вх2
+
Uвх
Uвх
+
Рис. 3.66. Варианты обозначения операционного усилителя на принципиальных схемах
4) коэффициент ослабления синфазного сигнала Kосл сс.
Различают дифференциальное и синфазное входные сопротивления
ОУ. Дифференциальное входное сопротивление Rвх диф определяется
сопротивлением между дифференциальными входами ОУ при заземлении одного из них. Синфазное входное сопротивление Rвх син определяется сопротивлением между соединенными входами ОУ и землей.
При этом имеет место соотношение Rвх син>>Rвх диф.
Поскольку начальное входное и выходное напряжения ОУ относительно земли можно сделать равными нулю, то каскады ОУ можно
соединить между собой без разделительных конденсаторов или специальных компенсирующих элементов. Равенство нулю выходных
напряжений достигается применением двух источников питания,
симметрично включенных относительно земли положительным и отрицательным полюсами. Используемые источники питания должны
иметь высокую стабильность напряжения и малое выходное сопротивление. Последнее необходимо для предотвращения обратной связи
через цепи питания между каскадами, образующими операционный
усилитель.
Анализ работы схем, содержащих ОУ, упрощается благодаря применению так называемого принципа виртуального замыкания. Этот
принцип иллюстрируется рис. 3.67 и заключается в том, что при таком
замыкании напряжение между входами ОУ равно нулю, как и при
138
Rсв
Iвх
Iвх
обычном коротком замыкании, однако, в отличие от обычного замыкания,
Iвх=0
ток в виртуальное замыкание не от–
ветвляется.
Uвх=0
Понятие принципа виртуального
+
замыкания позволяет при анализе
Рис. 3.67. Схема ОУ с внешней
схем на ОУ полагать напряжение
обратной
связью, иллюстриуюмежду входами (+) и (–) равным нущая
принцип
виртуального залю, а также равным нулю и ток Iвх
мыкания
(рис. 3.67).
Продемонстрируем сказанное на некоторых примерах схем на ОУ.
П р и м е р 1. Схема инвертирующего усилителя на ОУ
(рис. 3.68 а).
На основании принципа виртуального замыкания имеем I  
вх
1
  I вх
 R1 . А так как U вых   I вх
 Rсв  0 
, откуда U вх
R1
 Rсв , то коэффициент передачи по напряжению рассматриваемой
  I вх
схемы будет равен
 I R
R
U
K   вых  вх св   св .
(3.118)

 R1
U вх
I вх
R1
  0
 U вх
Заметим, что выражение (3.118) справедливо лишь для идеального
ОУ.
Входное сопротивление инвертирующего усилителя определяется ве  R1 (R1 обычно невелико).
личиной резистора R1 и очевидно равно Rвх
Выходное сопротивление схемы (как выходное сопротивление усилителя с ООС по напряжению) определяется формулой
Rвых
 
, из которой следует, что оно имеет малую величину.
Rвых
1  K вн
Iвх
R1
Uвх
Iвх
–
Rсв
Iвх
Iвх
Rсв
–
+
Uвх
+
R1
Uвых
Uвых
Uвх
–
а
+
б
Рис. 3.68. Инвертирующий усилитель на ОУ: а – схема инвертора;
б – иллюстрация принципа виртуального замыкания
139
Iвх
R1
Uсв
Rсв
–
–
Uвх
+
+
Uвых
Uвх
Uвых
Uвх
Рис. 3.70. Схема повторителя напряжения на ОУ
Рис. 3.69. Схема неинвертирующего
усилителя
П р и м е р 2. Схема неинвертирующего усилителя на ОУ
(рис. 3.69).
В таком усилителе равенство Uвх=0 выполняется в том случае, если
U вых
U вх  U св 
R1 , откуда получим
R1  Rсв
K 
R
U вых R1  Rсв

 1  св .

U вх
R1
R1
(3.119)
В данной схеме входное сопротивление велико (как сопротивление
  1   K вн Rвх .
усилителя с последовательной ООС) и равно Rвх
П р и м е р 3. Повторитель напряжения на ОУ (рис. 3.70).
Если на инвертирующий вход схемы представленной на рис. 3.69
подать все выходное напряжение, что соответствует условию Rсв=0, а
R1 и K=1, то получим схему повторителя напряжения.
П р и м е р 4. Схемы интегрирующего и дифференцирующего
усилителей напряжения на ОУ (рис. 3.71).
Во внешние цепи операционного усилителя можно включать не
только резисторы, но и реактивные элементы. Включение резистора R
и емкости С, как это показано на рис. 3.71 а, приводит к интегрированию сигнала на выходе ОУ, а включение этих же элементов согласно
R
С
R
–
С
I,
Iсв
–
т. к.
IС
Iвх
Uвх
+
Uвых
Uвх
а
+
Uвых
б
Рис. 3.71. Схемы интегрирующего (а) и дифференцирующего (б) усилителей на ОУ
140
схеме рис. 3.71 б – к его дифференцированию. Подтвердим вышесказанное. Так, для схемы, представленной на рис. 3.71 а, справедливо
U
1
  вх ,
равенство Uвых= –UС. А так как U C   I C dt и I C  I R  I вх
C
R
1
 dt и окончательно получим
то U C 
U вх
RC 
1
 dt .
(3.120)
U вых  
U вх
RC 
В (3.120) знак «–» появляется вследствие инвертирования операционным усилителем входного сигнала.
Таким образом, усилитель, схема которого приведена на рис. 3.71 а,
является интегрирующим.
Для схемы рис. 3.71 б, имеем U вых  U R   I св R . А так как

dUC
dU вх
 и, следовательно, I св  С
, а U C  U вх
, то
I св  I С  С
dt
dt
dU вх
U вых   RC
,
(3.121)
dt
т. е. такой усилитель является дифференцирующим.
П р и м е р 5. Выравнивание входных токов смещения (рис. 3.72).
Так как в реальной схеме инвертирующего усилителя входной ток
Iвх 0, то, протекая через резисторы R1 и Rсв, этот ток создает на них
RR
некоторое падение напряжения U вх  I вх 1 св , которое прикладыR1  Rсв
вается к инвертирующему входу ОУ. В результате на его выходе возникает некоторое напряжение Uсиг,
Rсв
отличное от нуля. Чтобы напряжение между инвертирующим и неR1
Iвх1
–
инвертирующим входами оставалось равным нулю, неинвертируIвх2
ющий вход подключают к общей
+
Uвх
точке через резистор R2 (рис. 3.72),
Uвых
R
2
величина которого может быть
определена
из
соотношения
RR
Полагая
I вх1 1 св  I вх2 R2 .
Рис. 3.72. Схема выравнивания
R1  Rсв
входных токов смещения в ОУ
входные токи равными, т. е.
141
Iвх1=Iвх2, для оценки величины сопротивления R2 получим следующую
формулу:
RR
R2  1 св .
(3.122)
R1  Rсв
Контрольные вопросы
1. Какие требования предъявляются к усилителям радиосигналов в зависимости от области их применения?
2. Какими признаками руководствуются при классификации усилителей?
3. Какие параметры используются для описания усилительных элементов и
каскадов усиления?
4. Каковы особенности эквивалентных схем усилителя для разных диапазонов
частот?
5. Как по статическим характеристикам усилительных элементов определяются их параметры?
6. Каким образом последовательная ООС по постоянному току термостабилизирует режим работы транзистора в схеме с ОЭ?
7. Приведите несколько различных схем температурной стабилизации рабочей
точки транзистора и проведите их сравнительный анализ.
8. Каковы особенности работы усилительных элементов в каскадах усиления
мощности для различных режимов?
9. Как строятся бестрансформаторные усилители мощности?
10. Как строятся нагрузочные характеристики по постоянному и переменному
токам?
11. Каким образом осуществляется в усилительном каскаде низкочастотная и
высокочастотная коррекция?
12. Каким образом осуществляется расширение полосы усиливаемых частот в
ЭП по сравнению с усилителем, собранным по схеме с ОЭ?
13. Как и для чего осуществляется обратная связь в усилителях?
14. Каковы особенности частотной характеристики усилителя постоянного тока?
15. Приведите схемы дифференцирования и интегрирования сигналов с помощью ОУ.
142