1 Лекція 47 Тема: ДЕТЕКТИРОВАНИЕ 1.Амплітудне

1
Лекція 47
Тема: ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
1.Амплітудне детектирування
2.Частотне і фазове детектирування.
Література: Л1. с. 242- 252. Л2 с. 340 – 348.
Детектирование колебаний заключается в выделении сигнала, который в неявной форме содержится в модулированном высокочастотном колебании. Детектирование является процессом, обратным процессу модуляции. В тех случаях когда требуется подчеркнуть это, наряду с термином «детектирование» (обнаружение) применяют термин «демодуляция». Соответственно основным видам модуляции различают амплитудное, частотное и фазовое детектирование.
Последние два вида детектирования из-за тесной связи между частотой и фазой
колебаний часто осуществляются мало различающимися устройствами.
На вход детектора подается модулированное колебание, содержащее только
высокочастотные составляющие: несущее колебание и колебания боковых частот. На выходе же выделяется напряжение с низкочастотным спектром передаваемого сообщения. Следовательно, детектирование сопровождается трансформацией частотного спектра и не может быть осуществлено без применении
нелинейных цепей или линейных цепей с переменными параметрами. В качестве нелинейных элементов в настоящее время чаще всего применяются полупроводниковые диоды.
Принцип действия амплитудного детектора в отсутствие модуляции был изложен в предыдущем параграфе при рассмотрении выпрямления. Теперь предстоит рассмотреть некоторые явления в детекторе при модулированном колебании, а также особенности детектирования слабых и сильных сигналов. Обратимся сначала к последнему вопросу. Допустим, что амплитуда колебания на
входе детектора настолько мала, что обусловленные этим колебанием изменения тока укладываются на относительно небольшом участке нижнего сгиба характеристики диода или любого другого нелинейного элемента (рис. 8.30).
В соответствии с выражением (8.10) ток через диод
где е (t) = E(t) cos<ωot - мгновенное значение высокочастотного сигнала, амплитуда которого E(t) модулирована по закону передаваемого сообщения (начальную фазу для краткости опустим, так как на работу амплитудного детектора
фаза не влияет) Таким образом,
54)
Высокочастотные составляющие ωo и 2 ωo отфильтровываются в цепи нагрузки.
Информация содержится в последнем, низкочастотном, слагаемом
(8.55>
Так как эта составляющая пропорциональна квадрату амплитуды входного
2
напряжения, то при малых амплитудах детектирование является квадратичным. Это положение является общим, справедливым для любых типов нелинейных элементов, используемых для детектирования.
То обстоятельство, что напряжение Uвых(t) на нагрузке, являющейся линейной
цепью, пропорционально iнч и, следовательно квадрату амплитуды входного
Рис. 8.31. Напряжение на входе квадратичного детектора (а) постоянная составляющая тока в цепи диода (б),
напряжение на резисторе R (в) и приращение напряжения, обусловленное действием входного сигнала (г)
сигнала Е (t), не является препятствием к правильному воспроизведению формы импульсных (прямоугольных) сигналов. Пусть, например, напряжение на
входе детектора имеет характер высокочастотных импульсов с прямоугольной
огибающей (рис. 8.31, а). В интервалах между импульсами среднее значение
тока диода (рис. 8.31, б) совпадает с током покоя io, а при наличии импульсов
отличается на величину
Δi=1/2 a2 E2,
тде E амплитуда высокочастотного напряжения, неизменная в пределах длительности импульса tи .
Напряжение UR (t) на нагрузке детектора показано на рис. 8.31, в. В те отрезки времени, когда процесс заряда или разряда конденсатора С закончен, напряжение на нагрузке равно ioR (в интервале между импульсами) или (io + Δi)R
(при наличии сигнала). На рис. 8.31, г показано отдельно приращение напряже-
3
ния, создаваемое сигналом. Для отделения этого приращения от постоянного
напряжения i0R можно использовать разделительную цепь, составленную из
конденсатора и резистора.
Представленное на рис. 8.31, г выходное напряжение wBbIX (t) но форме мало отличается от огибающей высокочастотного напряжения, действующего на
входе детектора. Таким образом, убеждаемся, что квадратичный закон детектирования не препятствует воспроизведению формы прямоугольных импульсов.
Нелинейность характеристики детектирования в данном случае проявляется
лишь в том, что амплитуда импульса на выходе детектора пропорциональна
квадрату амплитуды высокочастотного напряжения на входе детектора.
Иначе обстоит дело при квадратичном детектировании колебаний, огибающая которых является непрерывной функцией времени, как это имеет место, например, при передаче речи, музыки и т. д. Для упрощения рассуждений
рассмотрим тональную модуляцию. Подставив в выражение (8.55)
ПОЛУЧИМ
Заметим, что в отсутствие модуляции (М = 0), т. е. когда на детектор действует одно лишь колебание несущей частоты, приращение тока равно (а2/2)Ео2
. Таким образом, при возникновении тональной модуляции среднее значение
тока получает постоянное по величине относительное приращение, равное
М2/2, Переменная часть тока содержит следующие два слагаемых:
а) полезное, воспроизводящее сигнал 2Мsin Ωt, б) вредное, являющееся второй гармоникой сигнала
Отсюда следует, что коэффициент гармоник, равный в данном случае
отношению амплитуды второй гармоники к амплитуде первой,
При 100 %-ной модуляции
При одновременной модуляции двумя частотами Ω1 и Ω2 в выходном напряжении детектора наряду с гармониками 2 Ω1 и 2 Ω2 возникают еще комбинацион-
4
ные частоты вида Ω1 + Ω2 и Ω1 - Ω2 с амплитудами, пропорциональными произведению парциальных коэффициентов модуляции М1, и М2
Этот результат нетрудно получить, если в выражение (8.54) подставить
При передаче сложных сигналов, содержащих большое число частот, гармоники и комбинационные частоты оказывают при глубокой модуляции очень
сильное влияние на разборчивость и тембр сигнала. Поэтому применение квадратичного детектирования нецелесообразно в тех случаях, когда требуется неискаженное воспроизведение сигналов (речь, музыка и т. д.)
Рассмотрим детектирование сильных сигналов. Как и ранее, применим
диодный детектор. Не изменяя схемы, представленной на рис. 8.23, допустим,
что амплитуда входного сигнала достаточно велика, а R и С выбраны таким образом, что угол отсечки тока очень мал и выпрямленное напряжение на R почти
не отличается от амплитуды Е(t) входного сигнала. Подобный режим для постоянной амплитуды (выпрямление) был рассмотрен в §8.8. При модуляции же
получается режим работы диода, изображенный на рис. 8.32. Напряжение смещения, создаваемое постоянной составляющей тока, изменяется пропорционально амплитуде входного сигнала. Но изменяющееся напряжение смещения
диода есть не что иное, как выходное напряжение детектора. На рис. 8.33, а
совмещены входное (высокочастотное) и выходное (выпрямленное) напряжения (зубчатая линия). Так как при достаточно большой (по сравнению с периодом высокой частоты Т=2π/ωo ) в постоянной времени RС зубцы практически
отсутствуют, напряжение на выходе воспроизводит огибающую амплитуд
входного напряжения, т.е. передаваемое сообщение.
Таким образом, связь между выходным напряжением (выпрямленным)
Uвых(t) огибающей входной ЭДС Е (t) получается почти линейной.
В этом смысле детектор, работающий в режиме больших амплитуд и с
нагрузкой, обеспечивающей близкое совпадение напряжений Uвых (t) и Е (t),
называется линейным детектором. При этом не следует, конечно, упускать из
виду, что детектор, работающий с отсечкой тока, является сугубо нелинейным
устройством. Эта нелинейность обусловлена формой характеристики не только в области u> 0 (где характеристика может быть близка к линейной), но и на
протяжении всей области действующих на диоде напряжений. При работе с отсечкой характеристика диода представляет собой ломаную линию, состоящую
из участка оси абсцисс (при и < 0) и наклонной линии (при и > 0), с изломом
вблизи точки и = 0.
Режим модуляции накладывает на выбор элементов нагрузки детектора дополнительные ограничения. Необходимо, чтобы постоянная времени цепи
нагрузки была мала по сравнению с периодом модуляции. В противном случае
изменение выпрямленного напряжения на нагрузке может отставать от изменения огибающей входной ЭДС. Подобный режим представлен на рис. 8.33, б. На
участке а—б из-за чрезмерно большой инерционности RС-цепи напряжение
ивых отстает в своем росте от огибающей ЭДС. В точке б, где ивых и амплитуда
модулированной ЭДС уравниваются, ток через диод и рост uвых прекращаются.
5
На участке б—в источник ЭДС и диод не оказывают никакого влияния на
нагрузочную цепь и в последней происходит разряд С через резистор R, Таким
образом, на участке б— в напряжение изменяется по экспоненте. Получается
нелинейное искажение сигнала. Так как эти искажения обусловлены тесным
взаимодействием нелинейного элемента (диод) с линейной цепью (RС) степень
нелинейных искажений зависит не только от параметров цепи и глубины модуляции, но также и от частоты модуляции. Эти искажения возрастают с повышением частоты, а также глубины модуляции входной ЭДС. Для устранения рассматриваемых искажений необходимо, чтобы
Однако для сглаживания высокочастотных пульсаций требуется выполнение неравенства
RC>>2π/ωo. Совмещая эти два условия, получаем неравенства
Обычно частоты ωo и Ω сильно различаются (Ω << ωo ) и условия (8.56) выполняются.
При импульсной модуляции огибающей в правой части неравенства (8.56}
вместо периода модуляции 2π/Ω следует подставлять длительность импульса.
Рис, 8.33. Диаграммы входного и выхолного напряжений в «линейном» детекторе при np;t-«нльном
(а) и неправильном i6) выборе элементов нагру-точнпй щтщ RC
При этом предполагается, что интервалы между импульсами велики по
сравнению с длительностью импульса. При очень коротких импульсах, длительность которых всего лишь в несколько раз превышает период Тo = 2π/ωo
(«высокочастотный голод»), возникают трудности в разделении огибающей и
высокочастотного заполнения.
Выяснив механизм выделения огибающей модулированного колебания,
рассмотрим характеристику детектирования, т, е. зависимость uвых (t) от ампли-
6
туды E (t) высокочастотного колебания.
В отсутствие модуляции, когда режим работы детектора ничем не отличается от выпрямления высокочастотного колебания с постоянной амплитудой
Е, соотношение между uвых и Е определяется выражением (8.49),т.е. Uo=Е cosθ=
= const. В §8.8 отмечалось, что угол отсечки θ в выпрямителе весьма мал, так
что U0/E мало отличается от единицы.
В режиме модуляции соотношение между uвых (t) и Е (t) не остается постоянным. При модуляции вверх угол отсечки еще более уменьшается и напряжение
uвых (t)→ Е (t). При модуляции вниз расхождение между uвых (t) и Е (t) наоборот, возрастает. При глубине модуляции близкой к 100'%, когда амплитуда Е (t)
уменьшается почти до нуля (участок а—б на рис. 8.32), выпрямление происходит на нижнем сгибе вольт-амперной характеристики. На этом участке характеристика близка к параболе и детектирование является квадратичным. В результате характеристика детектирования принимает вид, представленный на рис.
8.34 (сплошная линия), При малых амплитудах она квадратична, при больших
— линейна. Чем больше амплитуда входного колебания, соответствующая пику
модуляции, тем меньшую роль играет отклонение характеристики детектирования от прямой линии (штриховой) вблизи нуля.
В заключение рассмотрим вопрос о входном сопротивлении диодного.
детектора, т. е. о сопротивлении последовательной цепи диод— нагрузка
(RC). Этот вопрос имеет существенное значение для определения затухания,
вносимого детектором в колебательный контур источника напряжения i
(рис. 8.35, а). Ограничимся случаем R > Ri , когда угол θ настолько мал,
что можно считать cosθ≈ 1 и Е ≈ U0.
Мощность, забираемая детектором от источника, равна EI1/2, где I1 - амплитуда первой гармоники тока через диод. Мощность же, выделяемая на сопротивлении нагрузки, равна U0 I0. При R >> Ri практически вся мощность, потребляемая детектором, выделяется на R. Поэтому можно приближенно считать
Рис. 8.35. Подключение диодного детектора к колебательному контуру усилителя (а) и схема замещения детектора (б), позволяющая определить нходное сопротивление последнего при частоте ω0
Поделив левую и правую части на Е2, получим
но
7
где Rэк - искомое входное сопротивление детектора. Отсюда находим
Rэк ≈ 0,5 R
(8.57)
Схема замещения цепи детектора для частоты ω0 первой гармоники I1 , показана на рис. 8.35, б.
Основные принципы амплитудного детектирования с помощью диода можно
распространить на любые другие нелинейные элементы, обладающие односторонней проводимостью (вентильным свойством).
8.10. ЧАСТОТНОЕ И ФАЗОВОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Входной радиосигнал представим в виде
Для снятия нежелательной AM обязательно применение амплитудного ограничения. Тогда на входе собственно частотного детектора (ЧД) напряжение будет
Напряжение на выходе ЧД должно воспроизводить закон изменения мгновенной частоты радиосигнала. Поэтому для идеального ЧД получаем следующие
функциональные соотношения:
или
где SЧД = const — крутизна характеристики детектора, выраженная в вольтах на
единицу угловой частоты [формула (8.59)] или в вольтах на герц [формула
(8.60)].
Предполагается, что Δf(t), а следовательно, и uвых (t) являются «медленными» функциями времени. Для выделения сообщения из ЧМ колебания,
спектр которого состоит только из, высокочастотных составляющих (несущая
частота и боковые частоты модуляции), необходимо нелинейное устройство.
Следовательно, частотный детектор обязательно должен включать в себя нелинейный элемент. Однако в этом случае в отличие от амплитудного детектора
для образования частот сообщения одного лишь нелинейного элемента недостаточно. В § 8.3 было показано, что при воздействии ЧМ колебания на безынерционный нелинейный элемент в спектре тока не возникают составляющие с
частотой модуляции. Иными словами, нелинейность такого устройства, как диод, проявляется лишь при изменении действующего на него напряжения, а не
при изменении частоты или в общем случае скорости изменения фазы сигнала,
11оэтому для осуществления частотного детектирования требуются дополнительные преобразования, Большое распространение получили, например,
частотные детекторы, представляющие собой сочетание двух узлов: 1) избирательной линейной цепи, преобразующей частотную модуляцию в амплитудную; 2) амплитудного детектора.
В качестве линейной цепи можно использовать любую электрическую цепь,
обладающую неравномерной частотной характеристикой: цепи RL,
8
Рис. 8.36. Одноконтурный частотный детектор
Рис. 8.37. К объяснению работы детектора, представленного на рис. 8.36
RC, фильтры, колебательные контуры и т. д. В высокочастотной технике большое распространение получили колебательные цепи.
Схема частотного детектора, содержащего простой колебательный контур,
представлена на рис. 8,36. Если резонансная частота контура ωP отличается от
средней частоты модулированного колебания ω0, то изменение амплитуды
напряжения на контуре UK повторяет в известных пределах изменение частоты
входного напряжения (рис. 8.37).
Изменение амплитуды Uk высокочастотного напряжения с помощью диода
VD преобразуется в низкочастотное напряжение, которое выделяется на апериодической нагрузке RC. Отметим попутно, что при точной настройке контура на
частоту ωр=ω0 сигнал искажается: частота изменения огибающей получается
вдвое выше частоты полезной модуляции. В исходном режиме, т. е. при отсутствии модуляции, рабочая точка должна устанавливаться на скате резонансной
кривой.
Недостатком рассмотренной схемы является необходимость настройки контура на частоту, отличную от частоты немодулированного колебания. Кроме того,
резонансная кривая одиночного колебательного контура имеет весьма ограниченный линейный участок на скате.
На рис. 8.38 представлена схема частотного детектора, широко распространенная в приемниках частотно-модулированных колебаний, а также в
устройствах для автоматической подстройки частоты генераторов. Она содержит
колебательную цепь в виде двух индуктивно связанных контуров, настроенных
на частоту ω0. Напряжение высокой частоты ωo ± Δω подается на базу транзистора, а продетектированное напряжение UΩ выделяется на резисторах R1 и R2. Катушка индуктивности Lдр (дроссель) преграждает ПУТЬ TOKУ высокой частоты.
Принцип действия данного детектора поясняется эквивалентной схемой и векторной
9
Рис. 8.38. Двухконтурный частотный детектор
диаграммой, представленными на рис. 8.39 и 8.40.
Пусть U1 , U2 — напряжения на первом и втором контурах, U3 и U4 — напряжения
в точках В и D относительно эмиттера (земли). Заметим, что U3 и U4 представляют собой амплитуды высокочастотных напряжений, приложенных соответственно к диодам VD1 и VD2. В отсутствие модуляции, когда частота входного
напряжения совпадает с резонансными частотами контуров, напряжение U2 на
индуктивности второго контура сдвинуто по фазе на 90° относительно резонансного напряжения Ulp.
Действительно, при индуктивной связи двух одинаковых контуров
т. е, U2 опережает U1 на 90°.
Определим напряжения U3 и U4. Учитывая, что на схеме замещения (см. рис.
8.39) средняя точка второго контура присоединена по высокой частоте непосредственно к точке А и, следовательно, напряжение U3 является суммой напряжения
U1 и половины напряжения U2, получаем
Аналогично для U4 можем написать
Модули напряжений U3 и U4 одинаковы и равны
а фазы симметричны относительно фазы напряжения U1p. Соответствующая этому случаю векторная диаграмма представлена на рис. 8.40, а. Так как выпрямленные напряжения U01 и U02, действующие на резисторах R1 и R2, пропорциональны
амплитудам U3 и U4 то результирующее напряжение на выходе детектора, равное
разности Uо1 и U02, при резонансной частоте будет равно нулю.
Рассмотрим векторную диаграмму напряжений при расстройке. Пусть частота
на входе детектора отклонится от резонансной частоты ω0 на Δω, причем
Тогда вектор DB, соответствующий напряжению U2 (см. рис. 8,40,
б), повернется относительно своего резонансного положения на угол φ2, который
определяется выражением
10
Рис. 8,39. Схема замещения избирательной цепи частотного детектора (к рис. 8.38)
Рис. 8.40, Векторная диаграмма напряжений (к рис. 8,39)
Вместо выражений (8.63) и (8,64) получим
Первый и второй контуры обычно берутся идентичными, поэтому отношение
M/L = k является коэффициентом связи контуров. Кроме того, считаем Q1=Q2=
=Q, а1 = a2 = а.
Вводя обозначение (β = (M/L) Q = kQ и переходя к модулям, получаем
При определении напряжения на выходе частотного детектора необходимо
учитывать, что в процессе частотной модуляции изменяются сопротивления,
вносимые из второго контура в первый. Поэтому при неизменной амплитуде
тока (промежуточной частоты) в цепи коллектора напряжение U, изменяется по
закону
где L/IP — резонансное значение напряжения Ul.
Наконец, выпрямленные напряжения на выходах двух амплитудных детекторов
(см. рис. 8.38) зависят от угла отсечки 0. Практически можно исходить из условия cos9 —»- 1.
С учетом дифференциального включения нагрузок, окончательное выражение
для напряжения звуковой частоты на выходе частотного детектора приводится
к виду
11
Зависимость ψ (а) для различных значений параметра β представлена на рис.
8.41. Умножая ординаты этих характеристик на Ulp , a абсциссы на fo/2Q, получаем характеристику частотного детектора в виде зависимости UΩ в вольтах от
Δf в герцах.
Рис. 8.41. Семейстпо характеристик двухконтурного частотного детектора. о-(2д/ЫД/: 3=<M/Z.IQ
При выборе параметров контуров и величины связи основным требованием
является обеспечение линейности характеристики частотного детектора и максимально возможной ее крутизны. С этой точки зрения наиболее предпочтительным является параметр связи β = 1 при использовании характеристики ψ(а)
на участке
При этом максимальное значение ψ(а) достигает приблизительно 0,25.
В качестве примера сопоставим приведенные данные с параметрами частотного детектора, используемого в звуковом канале телевизионного приемника. Детектор включен на выходе усилителя промежуточной частоты (fo=6,5
МГц, полоса пропускания
250 кГц) и рассчитан на девиацию частоты fд =
75 кГц. Можно поэтому считать, что
и максимальное значение
обобщенной расстройки (на пиках ЧМ)
а максимальное значение
Напряжение частоты f0 на входе частотного детектора обычно близко к 1 В (с
учетом амплитудного ограничения). Следовательно, амплитуда напряжения
звуковой частоты на выходе частотного детектора UΩ = Ulp
Таким образом, крутизна характеристики детектора
Из проведенного рассмотрения видно, что в схеме, представленной на рис. 8,38,
осуществляются следующие преобразования: 1) девиация частоты входного колебания преобразуется в девиацию фазы напряжения U2; 2) девиация фазы
напряжения U2 (относительно фазы U1 преобразуется в амплитудную модуляцию напряжений, приложенных к диодам; 3) амплитудное детектирование.
12
В последнее время стали применяться частотные детекторы, в которых преобразование девиации Δω(t) в девиацию фазы (при сохранении •постоянства амплитуды) осуществляется в одиночном контуре, более простом, чем система
связанных контуров в схеме на рис. 8.38. Затем ЧМ колебание, сдвинутое по
фазе на угол φ2 = φ2[Δω(t)], а также исходное ЧМ колебание преобразуются в
меандровые напряжения, поступающие на схему совпадения (перемножитель).
В результате на выходе перемножителя, называемого «детектором произведения», получаются прямоугольные импульсы, длительность которых изменяется
пропорционально углу φ2, а следовательно, и девиации ЧМ колебания.
Дальнейшая миниатюризация ЧД достигается при использовании опорного
гетеродина в виде мультивибратора, вырабатывающего стабильное меандровое
колебание, с которым исходное ЧМ колебание, также преобразованное в меандр, сравнивается в фазовом детекторе (перемножителе). В результате достигается такой же эффект, что и в описанном выше ЧД, но без колебательного
контура. Таким образом, полностью исключаются катушки индуктивности и
открывается возможность перехода на интегральные микросхемы.
Рассмотрим теперь принцип работы фазового детектора. Пусть фаза высокочастотного колебания, подлежащего детектированию, изменяется по закону
θ(t). Если такое колебание подать на обычный частотный детектор, реагирующий на изменение мгновенной частоты колебания, то напряжение на выходе
детектора
т. е. выходное напряжение будет пропорционально производной фазы входного
колебания. Отсюда видно, что для осуществления фазового детектирования
можно использовать обычный частотный детектор. Необходимо лишь дополнить его корректирующей цепью, осуществляющей интегрирование выходного
напряжения, т.е. цепью с частотной характеристикой вида K(iω)= 1/iωτo.