4.12. Детектирование

C 
, и для получения линейной ЧМ необходимо величину ем~
C
0
кости изменять по закону функции частоты .
4.12. Детектирование
Детектирование – процесс «извлечения» низкочастотного информационного сигнала из высокочастотного радиосигнала. В процессе
детектирования (демодуляции), который является нелинейной операцией, происходит преобразование спектра входного радиосигнала, в
результате чего восстанавливается низкочастотный сигнал, содержавшийся в неявном виде в модулированном высокочастотном колебании. В зависимости от выбора рабочей точки на ВАХ нелинейного
элемента и величины входного модулированного сигнала различают
квадратичное и линейное детектирование.
Квадратичное детектирование применяется для детектирования
сигналов малой амплитуды (до 1 В). Такие детекторы, как правило,
строятся на транзисторах. При квадратичном детектировании используется начальный участок ВАХ биполярного транзистора или диода
(рис. 4.18 а). Этот участок ВАХ можно аппроксимировать полиномом
второй степени вида
i t   iU 0   aU t   bU 2 t  ,
(4.47)
где U(t)=A(t)cos0t – мгновенное значение несущего колебания,
начальная фаза которого для простоты предполагается равной 0. Подставляя в выражение (4.47) напряжение U(t), получим
it   iк 0  аA(t)cos0t  bA2 (t)cos2 0t  iк 0 
 i0  i0    i  i2  i20  i20    i20  2 .
(4.48)
где Т 0 =2/o – период несущих колебаний. Как следует из соотношения (4.48), спектр сигнала на выходе детектора содержит постоянную составляющую iк 0 , высокочастотную i0 , две низкочастотные
составляющие i , i2  и т. д. Полезный сигнал содержится в низкочастотных составляющих, поэтому высокочастотные гармоники необходимо отфильтровать. В этом случае используют простейшие RCфильтры нижних частот, как это показано для схемы диодного детектора (рис. 4.18 б). Зависимость модуля комплексного сопротивле165
VD
Ri
I
C
R
Uвых
б
U
Z()
t
Uвх
R
 2 макс
t

в
а
Рис. 4.18. Детектирование АМ сигналов: а – ВАХ диода, форма входного и выходного напряжений; б – принципиальная схема диодного детектора; в – зависимость модуля комплексного сопротивления RC-фильтра от частоты
ния от частоты для таких фильтров имеет вид Z   R / 1  RC 2
(рис. 4.18 в). Если параметры фильтра выбрать так, чтобы
Т 0 <<RC=раз<<T,
(4.49)
раз – постоянная времени разряда RC-цепи, а T=2/ – период модулирующих колебаний, то на выходе фильтра согласно выражению
(4.48), будет выделен сигнал
bU 02 m 2 R
(4.50)
U

cos2t ,
4
где U  – постоянная составляющая выходного напряжения. Из соотношения (4.50) следует, что полезный сигнал частоты  пропорционален квадрату амплитуды входного напряжения, поэтому такой режим детектирования называется квадратичным.
Присутствие в выражении (4.50) третьего слагаемого, которое полностью отфильтровать с помощью простейшего RC-фильтра практически невозможно, ведет к тому, что коэффициент нелинейных искажений для коэффициента модуляции m=100 % может достигать 25 %. Все
это искажает информационный сигнал и, как следствие, ухудшает качество принимаемого полезного сигнала. Другим недостатком рассмотренного режима детектирования является низкий коэффициент передачи напряжения.
 U   bU02 mRcost
166
В практических схемах чаще всего используется линейный режим
детектирования или линейное детектирование, когда рабочая точка
расположена на линейном участке ВАХ, что возможно при достаточно большой величине сигнала, поданного на вход детектора. В этом
случае ВАХ может быть представлена в виде двух отрезков прямых
линий (рис. 4.19 а).
Рассмотрим кратко работу диодного детектора (рис. 4.18 б) в линейном режиме. Допустим, что на вход такого линейного детектора
подается АМ-сигнал достаточно большой амплитуды, а номинальные
значения R и C выбраны так, что угол отсечки =0/2. Тогда на его
выходе будут наблюдаться высокочастотные импульсы тока со сложным спектральным составом. Среднее значение выпрямленного тока
будет равно
iср
I
 m


 c os 0t  cos  d 0t  
0
Im
sin    cos .

(4.51)
Учитывая, что sin    cos – величина постоянная, а Im зависит от
I
Uвых
a
U
б
t
Uвых
Uвых
t
t
в
г
Рис. 4.19. Линейное амплитудное детектирование: а – кусочно-линейная аппроксимация ВАХ диода; б – форма напряжения Uвых при р<<T0; в – напряжение Uвых при р>>T; г – напряжение Uвых при T0<<р<<T
 как Im= I0 (1+mcost), выражение (4.51) можно переписать в виде
167
I0
sin    cos  mI0 sin    coscost  i0  i . (4.52)


Таким образом, для идеализированного низкочастотного фильтра,
для которого Z()=R, в полосе частот от 0 до  получим
mI R
mU 0 R
sin    coscos t , (4.53)
U   i R  0 sin    coscos  t 

Ri
iср 
где Ri – внутреннее сопротивление диода.
Из соотношения (4.53) следует, что напряжение на выходе детектора пропорционально величине U0 в первой степени. Это означает отсутствие нелинейных искажений. Тогда коэффициент передачи
напряжения линейного детектора буде равен
U
R
sin    cos.
Кд 

(4.54)
mU 0 cost Ri
Для реального фильтра с повышением частоты  значение Z()
становится меньше R, и коэффициент передачи уменьшается.
Проанализируем влияние величины постоянной времени разряда
раз на качество работы детектора с учетом того, что ВАХ диода аппроксимируется двумя отрезками прямых (рис. 4.19 а). Предположим,
что постоянная времени разряда раз много меньше периода высокочастотных колебаний, т. е. раз<< Т 0 . При этом раз всегда много больше
постоянной времени заряда зар=RіC. В этом случае выходное напряжение, т. е. напряжение на конденсаторе С, будет повторять форму
импульсов тока, протекающего через диод VD (рис. 4.19 б). Положим
далее, что раз>>T. Тогда осциллограмма тока и напряжения на выходе диодного детектора будет иметь вид, изображенный на
рис. 4.19 в. В этом случае напряжение на выходе детектора не успевает следить за низкочастотной составляющей, и появляются искажения. Чем больше глубина модуляции и чем выше частота сигнала ,
тем сильнее эти искажения. Предположим, что выполняется соотношение (4.49), т. е. Т 0 <<RC<<T. Этот случай наиболее желателен,
так как при этом осциллограмма выходного напряжения имеет вид,
представленный на рис. 4.19 г. При этом, чтобы искажения были минимальными, величины R и С выбираются с учетом того, что
168
T0
2
1  mмакс
 RC 
,
2Fмакс mмакс
(4.55)
 макс
и mмакс – максимальные значения частоты модули2
рующего колебания и коэффициента модуляции.
где Fмакс 
4.13. Синхронное детектирование
Детектирование АМ колебаний можно осуществить с помощью такой схемы преобразования, когда на нелинейный элемент одновременно с радиосигналом e(t) подается опорный сигнал S(t) , совпадающий с сигналом несущей по частоте и фазе. Такое устройство называется синхронным детектором (рис. 4.20).
VD
Рассмотрим преобразование сигнала, когда частоты опорного S(t) и радиосигнала e(t) ~
e(t) совпадают, т. е. с=0, а их начальные
Zн
фазы равны соответственно 1 и 2. В этом
S(t) ~
случае будем иметь
S t   E0 cos0t  1 ,
(4.56)
Рис. 4.20. Синхронный
et   E t cos0t  2 ,
детектор
где E t   E0 1  m cos t  .
Используя аппроксимацию ВАХ в виде степенного ряда
it   I 0  u t   u 2 t   u 3 t    .
(4.57)
и полагая, что u t   S t   et  , подставим эту сумму в выражение
(4.57). В результате получим
it   I 0  S t   et   S t   et 2  S t   et 3  .
(4.58)
Приведем в выражении (4.58) квадратичный член к виду
S t   et 2  S 2 t   e 2 t   2S t et  .
(4.59)
Интерес в данном случае представляет удвоенное произведение. Подставляя в последнее равенство (4.56), будем иметь
2S t et   2E0 E t cos0t  1 cos0t   2  
 E0 E t  cos20t  1   2   cos1   2  
 E0 E t  cos20t  1   2   E0 E t cos1   2 .
169
(4.60)
Отфильтровав сигнал гармоники с частотой 20, получим сигнал, содержащий информацию
E0 E t  cos 1   2   E02 1  m cos t  cos 1   2 .
(4.61)
Зависимость выходного сигнала детектора от разности фаз 1–2
определяет фазовую избирательность синхродетектора. Очевидно,
сигнал на его выходе максимален при 1=2, а равен 0 при 1=2/2.
Таким образом, детектор такого типа ослабляет сигналы и помехи, фазы которых не совпадают с фазой опорного колебания и полностью
подавляет составляющие сигнала и помехи, сдвинутые по фазе относительно опорного колебания на /2. Фазовая избирательность синхронного детектора позволяет также разделить два сигнала, несущие
которых имеют одинаковые частоты, а их фазы различаются на /2.
4.14. Частотное детектирование
Выходное напряжение частотного детектора должно повторять закон изменения мгновенной частоты модулированного колебания.
Для выделения полезного сигнала из частотно-модулированного
колебания также необходимо использовать нелинейное устройство.
Однако, поскольку нелинейность таких устройств, как диод, транзистор и т. п. проявляется лишь при изменении величины действующего
на них напряжения, а не при изменении частоты (или в общем случае
скорости изменения сигнала), то частотный детектор должен состоять
из двух основных частей: избирательной линейной цепи, преобразующей частотную модуляцию в амплитудную, и амплитудного детектора. Кроме того, для устранения возможного влияния амплитуды
входного сигнала на величину выходного напряжения в схему частотного детектора необходимо включить амплитудный ограничитель
входной эдс. Таким образом, блок-схема простейшего детектора ЧМ
сигналов будет иметь вид, представленный на рис. 4.21.
Данная блок-схема может быть реализована в виде различных
принципиальных схем. В качестве примера приведем простую схему
одноконтурного частотного детектора (рис. 4.22). Принцип работы такой схемы основан на том, что в случае, когда резонансная частота
e(t)
Амплитудный
ограничитель
Преобразователь
вида модуляции
Амплитудный
детектор
Рис. 4.21. Блок-схема детектора ЧМ сигналов
170
S(t)
Uк
Uк
VD
VT
Cк L к
e(t)
C R
p 0
S(t)
Cбл
–
Eп
+
t
Рис. 4.22. Схема одноконтурного
частотного детектора

t
t
(t)=0+mcost
2m
Рис. 4.23. Преобразование ЧМ
колебаний в АМ колебания на
расстроенном контуре
контура отличается от средней частоты модулированного колебания,
то изменение амплитуды напряжения на этом контуре будет повторять в определенном интервале изменение частоты напряжения на
входе (рис. 4.23).
Недостатком приведенной схемы является необходимость настройки колебательного контура на частоту, отличающуюся от частоты
немодулированного высокочастотного колебания, а также то, что
одиночный контур обладает очень ограниченным линейным наклонным участком на резонансной кривой.
4.15. Частотный дискриминатор
Частотный дискриминатор со связанными контурами, как и детектор отношений (или дробный детектор), относятся к классу детекторов, в которых при детектировании ЧМ сигнала используется зависимость разности фаз между током и эдс в контуре от частоты.
Схема частотного дискриминатора приведена на рис. 4.24. Обычно
в таком дискриминаторе выполняются равенства Rн1=Rн2=Rн и
Cн1=Cн2=Cн. Для преобразования ЧМ колебаний используют линейную цепь, состоящую из двух индуктивно связанных между собой
контуров L1C1 и L2C2. Эти контуры настроены на частоту p1=
=p2=0. На выходе линейной цепи включены два диодных детектора, на нагрузочных сопротивлениях которых выделяются два продетектированных напряжения E д1 и E д2 . При этом E д1 = U д1 kд и
E д2 = U д2 kд, где kд – коэффициент передачи диодных детекторов, а
U д1 и U д2 – высокочастотные напряжения на диодах. Постоянная со171
Cсв
Uд2
+
+
VD1
Амплитудный
ограничитель
Eп C1
U1L1
Cбл
Rн1 Ед1
C2
L
– 2
U2
+
–
–
VD2
–
Rн2 Ед2
+ (–)
Cн1
Ед=Ед1–Ед2=
=(Uд1–Uд2)kд=
=Uвых
Cн2
+
– (+)
Uд1
Др
U1
Рис. 4. 24. Принципиальная схема частотного дискриминатора
ставляющая тока диода VD1 течет по цепи: VD1Rн1Др верхняя
половина L2VD1. Аналогично постоянная составляющая тока диода
VD2 протекает по цепи: VD2Rн2Др нижняя половина L2VD2.
С помощью высокочастотного дросселя Др замыкается цепь постоянной составляющей тока обоих диодов.
Напряжение на выходе дискриминатора будет равно
U вых  E д  E д1  E д 2  U д 1  U д 2 k д .
(4.62)
Согласно выражению (4.62) для нахождения напряжения E д необходимо определить комплексные значения напряжений U д1 и U д2 .
Для нахождения напряжения U д1 рассмотрим цепь, через которую
протекает высокочастотная составляющая тока диода VD1:
VD1Cн1 Cн2 общий провод  CблL1C1-контур CсвL2C2контур VD1. Нетрудно видеть, что к диоду VD1 приложено два высокочастотных напряжения, а именно: половина напряжения на втором контуре 0,5 U 2 и напряжение на первом контуре U 1 , и поэтому
можно записать U д1 =U 1 +0,5 U 2 . Напряжение U 1 падает на дросселе
Др, который подключен по высокой частоте параллельно L1C1-контуру. Наличие этого напряжения необходимо для нормальной работы
частотного детектора. Так как дроссель подключен параллельно первому контуру, то для того, чтобы индуктивность Lдр не влияла на индуктивность этого контура, ее значение необходимо выбирать из
условия Lдр10L1.
172
По аналогии для диода VD2 можно записать следующее соотношение: U д2 = U 1 –0,5 U 2 . Знак минус здесь обусловлен тем, что, если к диоду VD1 прикладывается «+» напряжения U 2 , то в этот же момент
времени к диоду VD2 приложен «–» напряжения U 2 .
Принцип работы рассматриваемого частотного детектора со связанными контурами можно пояснить с помощью векторных диаграмм,
представленных на рис. 4.25.
Положим, что имеет место равенство с=0, т. е. средняя частота
сигнала совпадает с частотой настройки контура. В качестве исходного возьмем вектор напряжения U 1 и его фазу примем равной нулю
(рис. 4.25 а). Тогда эдс, наводимая во втором контуре, будет равна
U1
M


E2  jMI L1  jM
 U 1 . Таким образом фаза эдс E 2
r1  jL1 L1
совпадает с фазой напряжения U 1 . Ток во втором контуре, вызываеE
E 2
мый эдс E 2 , равен I2 
. При резонансе I2  2 ,
r2

1 

r2  j  L2 
C2 

т. е. фаза тока во втором контуре при с=0 совпадает с фазой эдс E 2 ,
поэтому все три вектора U 1 , E 2 и I2 при с=0 совпадают по фазе и
будут одинаково направлены (рис. 4.25 а).
Напряжение на конденсаторе С2 определяется формулой U 2 
.
Ul
.
Uд2
.
Uд2
.
Uд1
.
Uд1
.
Е2
.
I2
.
Е2
.
I2
.
–U2/2
.
Ul
.
U2/2
.
–U2/2
.
U2
.
U2/2
.
U2
а
б
Рис. 4.25. Векторные диаграммы, поясняющие принцип работы
частотного детектора: а – при с=0; б – при с>0
173
 I2
1
и отстает от тока I2 на 90. Поэтому половина напряжения
jC2
U 2 , действующая относительно средней точки катушки индуктивности L2 и прикладываемая к диоду VD2, опережает напряжение U 1 на
90. Другая же, прикладываемая к диоду VD1, отстает от этого напряжения на 90, т. е. совпадает по фазе с U 2 . Сложив векторы U 1 и
0,5 U 2 , найдем вектор напряжения U д1 . С другой стороны, сумма векторов U 1 и –0.5 U 2 дает вектор U д2 . Из векторных диаграмм
рис. 4.25 а видно, что U д1 = U д2 , т. е. U д1 = U д1 , следовательно
Ед1 = Ед2 , откуда Ед =0.
Построим соответствующую векторную диаграмму в случае, когда
с>0 (рис. 4.25 б). В качестве исходного возьмем вектор U 1 . Так как
M
эдс E 2  U1 , то ее фаза совпадает с фазой напряжения U 1 . Ток во
L1
E 2
втором контуре равен I2 
, поэтому при с>0 со
1 

r2  j  L2 

C

2
1
противление L2 
для тока I2 носит индуктивный характер и,
C2
следовательно, ток I2 при с>0 отстает по фазе от эдс E 2 . При этом
напряжение U 2 на конденсаторе С2 отстает от тока I2 на 90. К диоду
VD1 приложено напряжение 0,5 U 2 , которое отстает от тока I2 на 90,
а к диоду VD2 – напряжение –0,5U 2 , которое опережает ток I2 на 90.
Сложив соответствующие векторы, найдем напряжения U д1 и U д2 . Из
диаграммы,
показанной
на
Ед
рис. 4.25 б, при с>0 видно, что
U д2 > U д1 . Следовательно, имеет
Ед2
место неравенство Ед2 > Ед1 и
Ед1
0

Ед <0. Форма получаемой характеристики детектирования представРис. 4.26. Характеристика детекти- лена на рис. 4.26. Отметим, что она
рования частотного детектора
зависит как от добротности конту174
ров, так и от степени связи между ними. Таким образом, к каждому
из диодов в рассмотренном частотном детекторе со связанными контурами приложено напряжение, которое складывается из половины
напряжения на втором контуре и напряжения на первом контуре. При
этом напряжение на диоде VD1 будет равно U д1 = U1  0,5U 2 , а напряжение на диоде VD2 соответственно равно U д2 =U1  0,5U 2 . Изменение частоты с относительно 0 меняет фазовый сдвиг между эдс Е 2 ,
наводимой во втором контуре, и током I2 в этом контуре, что в свою
очередь приводит к изменению напряжений U д1 и U д2 на диодах, и,
следовательно, напряжения Е д .
4.16. Дробный детектор
Важнейшей особенностью дробного детектора или детектора отношений (рис. 4.27) является его малая чувствительность к амплитудной
модуляции детектируемого напряжения, вследствие чего на входе
схемы отсутствует амплитудный ограничитель.
Схема дробного частотного детектора представляет собой разновидность схемы частотного детектора со связанными контурами. От
последнего ее отличает способ включения диодов и нагрузки и наличие катушки связи L3 вместо дросселя Др. Рассмотрим принцип работы такого детектора.
Анализ рис. 4.27 показывает, что высокочастотное напряжение на
диоде VD1 равно сумме U д1 = U1  0,5U 2 , а высокочастотное напряжение на диоде VD2 U д2 = – U1  0,5U 2 . Очевидно также, что напряжение
VD1 Е
д1
Оконечный
каскад УПЧ
Eп C1
U1 L
L2
1
C2
Cн1
+
Rн1
Ед2
Cбл
VD2
–
U1
C0
Ед –+
U2
Rн2
Cн2
–
L3
Рис. 4.27. Принципиальная схема дробного детектора
175
Е0=Ед1+Ед2
M
U1  2 U1 , т. е. по фазе совпадает с напряжением U1 на первом конL1
туре, поэтому векторные диаграммы, построенные выше для частотного дискриминатора, являются справедливыми и в данном случае с
той лишь разницей, что вместо напряжения U1 необходимо использовать напряжение U1 , которое по модулю меньше чем U1 . Очевидно
также, что полярность диода VD2 в дробном детекторе изменена на
обратную. При этом напряжение Е0=Ед1+Ед2, а так как оно снимается с
конденсатора большой емкости С0, то в процессе работы такого детектора может меняться только лишь отношение Ед2/Ед1, а не сумма
Ед1+Ед2.
Обычно полагают, что Rн1=Rн2=Rн и Cн1=Cн2=Cн. Тогда напряжение
на выходе частотного детектора равно разности напряжений на конденсаторе Cн1 и резисторе Rн1, т. е. справедливо равенство Ед=Ед1–
0,5Е0=Ед1–0,5(Ед1+Ед2)=0,5(Ед1–Ед2). При действии на входе рассматриваемого дробного детектора ЧМ колебания напряжения U д1 и U д2
изменяется так же, как и в частотном детекторе со связанными контурами, что ведет к изменению величины напряжений Ед1 и Ед2, а, следовательно, и Ед. Напряжение Ед1 на емкости Cн1 обусловлено током
диода VD1, а напряжение на емкости Cн2 – током диода VD2. При изменении частоты с меняется отношение Ед1/ Ед2, но их сумма остается неизменной. Таким образом, закон изменения напряжения на выходе такого детектора соответствует закону изменения частоты ЧМ сигнала.
4.17. Фазовое детектирование
Рассмотрим кратко принцип работы фазового детектора. Допустим,
что фаза высокочастотного колебания, которое необходимо продетектировать, изменяется по закону (t). Если это колебание подать на
обычный частотный детектор, реагирующий на изменение мгновенной частоты колебания, то напряжение на его выходе будет равно
dt 
.
U вых t   S чд t   S чд
(4.63)
dt
Отсюда следует, что выходное напряжение пропорционально производной фазы входного колебания. Поэтому для осуществления фазового детектирования можно использовать обычный частотный детектор, дополнив его корректирующей цепью, которая будет интегриро176
вать выходное напряжение, т. е. цепью с частотной характеристикой
1
вида K  j 
. При этом необходимо отметить, что подобные
j 
устройства используются при детектировании колебаний с медленно
меняющейся фазой. В случае же скачкообразного изменения фазы
должны применяться другие детекторы, принципы работы которых
рассматриваются в специальных курсах.
4.18. Автоколебательная система.
Генерирование колебаний
До сих пор нами изучались различные процессы в линейных и нелинейных электрических цепях, на которые воздействовали периодические сигналы, созданные внешними источниками колебаний – генераторами. Генератор – это нелинейное устройство, преобразующее
энергию источника постоянного тока в энергию колебаний заданной
частоты и формы.
Принято различать:
1. Генераторы с внешним возбуждением, являющиеся по существу
резонансными усилителями мощности, работающими в режиме больших амплитуд.
2. Автогенераторы (генераторы с самовозбуждением), использующие для возбуждения колебаний положительную обратную связь или
активный прибор, имеющий участок характеристики с отрицательным
сопротивлением.
Структурная схема автогенератора с внешней обратной связью в
общем виде представлена на рис. 4.28.
Частота и амплитуда автоколебания в таком генераторе в стационарном режиме определяется только параметрами самого генератора.
Усилительный элемент совместно с избирательным четырехпоНелинейный усилитель

U1
г
Избирательный
четырехполюсник
Усилительный
элемент



U2 Линейный четырехполюсник U3
обратой связи
K
Источник
питания
Рис. 4.28. Структурная схема автогенератора
177


г
люсником, который обеспечивает фильтрацию или подавление необходимых гармоник, является обычным нелинейным усилителем, развивающим на выходе гармоническое напряжение. В общем случае его
усиление зависит как от частоты генерации г из-за избирательности
четырехполюсника, так и от амплитуды напряжения U1 из-за нелинейности усилительного элемента. Коэффициент усиления устройства
U
K  j, U1   2 .
U1
Коэффициент обратной связи определяется отношением
U
  j  3 ,
U
2
но U 3  U1 , поэтому в стационарном режиме автогенератора
K  j, U1   j  1.
(4.64)
Так как коэффициент обратной связи  не зависит от амплитуды
колебаний, то формула (4.64) может быть использована для определения установившейся амплитуды колебания при заданном значении  .
Действительно, когда K, уменьшаясь с ростом амплитуды U1 из-за нелинейности ВАХ усилительного элемента, достигает величины 1/, то
дальнейшего роста амплитуды не происходит. Сказанное поясняется
рис. 4.29. Стационарная амплитуда U1 стац определяется как абсцисса
точки пересечения графика K (U1) с горизонталью, проведенной на
уровне 1/. С другой стороны, выражение (4.64) дает возможность
нахождения величины коэффициента , требуемой для поддержания
определенной амплитуды при заданном значении K(U1).
K
1/
K
1/
Точка неустойчивой генерации
U1 стац U1
0
U1 стац
U1
а
б
Рис 4.29. Определение стационарной амплитуды автогенератора U1 стац:
а – мягкий режим работы генератора; б – жесткий режим работы генератора
0
178
4.19. Условия самовозбуждения генератора
В зависимости от того, выполняются или не выполняются условия
самовозбуждения, начальные колебания переходного процесса, вызванного флуктуацией, могут возрастать или затухать. Для работы генератора в режиме самовозбуждения необходимо выполнение следующих условий:
1. наличие собственно положительной обратной связи (баланс фаз);
2. наличие определенной величины этой положительной обратной
связи (баланс амплитуд).
Непосредственно из формулы (4.64) следует, что произведение
j
j    
 K  e  Ke j K  Ke  K  1, а это возможно, если +K=2n,
n=0, 1, 2, 3, …, что является условием баланса фаз и K=1 или =1/K ,
что в свою очередь является условием баланса амплитуд.
4.20. Автогенератор с индуктивной связью
Возможные варианты схем автогенераторов с индуктивной связью
приведены на рис. 4.30. Хотя в этих автогенераторах применяются
различные усилительные приборы, данные схемы, в принципе, очень
близки друг другу. Так, отличие схемы на биполярном транзисторе
от схемы на полевом транзисторе заключается в том, что на базу с помощью делителя подается положительное напряжение. Это необходимо лишь в начальный период работы (раскачки) автогенератора, так
как после начала генерации в обеих схемах постоянная составляющая
напряжения на управляющем электроде, т. е. базе или затворе, может
стать отрицательной за счет выпрямленной составляющей тока этого
электрода.
VT
VT
C
L
C
L
Rи
L
L
C1
Cбл
R1
R1
R2
– Eп +
– Eп +
а
б
Рис. 4. 30. Принципиальные схемы автогенераторов с индуктивной
связью: а –на биполярном транзисторе; б – на полевом транзисторе
179
В качестве примера рассмотрим схему, представленную на
рис. 4.30 б. В момент включения питания в катушке L возникает ток, который возбуждает в контуре LC свободные колебания. При этом напряжение обратной связи U  снимается с катушки L. Оно является входным напряжением Uвх усилительного элемента и зависит от коэффициента взаимной индукции M катушек L и L. Значение  для рассматриваемой схемы постоянно, а полярность напряжения U  изменяется при
взаимной перемене мест подключения выводов катушки L. Последнее
дает возможность выполнить условие баланса фаз. В то же время баланс
амплитуд обеспечивается нелинейностью амплитудной характеристики
усилителя Uвых=f(Uвх) или, другими словами, зависимостью его коэффициента усиления от величины входного сигнала.
4.21. Колебательная характеристика.
Режим возникновения генерации
Если выполняется условие K>1, то амплитуда генератора должна
была бы все время нарастать. Однако этого, как уже отмечалось выше,
не наблюдается, что обусловлено нелинейностью амплитудной характеристики усилительного элемента.
Поскольку аналитически довольно трудно анализировать работу
генератора, то проведем более простой графический анализ. Для этого
введем понятия средней крутизны нелинейного элемента Sср, определяемой как отношение амплитуды первой гармоники тока Im1 в колебательном контуре к амплитуде входного напряжения Um вх усилиI
тельного элемента S ср m1 , а также понятие колебательной харакU m вх
теристики, представляющей собой зависимость I m1  f U m вх .
На рис. 4.31 изображены три колебательные характеристики при
разных напряжениях смещения. Характеристика 1 соответствует такому смещению, при котором крутизна при Um вх=0 максимальна. С
возрастанием амплитуды входного напряжения средняя крутизна падает из-за нелинейности усилительного элемента. При этом наклон
колебательной характеристики уменьшается.
Характеристика 2 соответствует бо;´льшему смещению, и крутизна
при Um вх=0 намного меньше максимальной. Поэтому с возрастанием
напряжения Um вх средняя крутизна выходного тока и наклон колебательной характеристики также растут, и лишь при очень больших ам-

180

плитудах напряжения Um вх наклон колебательной характеристики
начинает уменьшаться.
Характеристика 3 соответствует случаю, когда при Um вх=0 усилительный элемент заперт. Выходной ток, а следовательно, и ток в колебательном контуре, возникает только лишь при некоторой амплитуде
Um вх, достаточной для отпирания транзистора в течение определенной
части периода входного колебания.
Амплитуда напряжения на входе следующим образом зависит от
амплитуды тока в контуре
(4.65)
Um вх=MIm1.
Как следует из выражения (4.65),
(4.66)
Im1=Um вх/M.
Эта зависимость, имеющая вид прямой, изображена на рис. 4.32 и
называется линией обратной связи.
Если построить колебательную характеристику и линию обратной
связи на одном графике, как это показано на рис. 4.32, то можно найти
амплитуду установившихся колебаний. Установим, что точка пересечения колебательной характеристики с линией обратной связи (точка А) является точкой устойчивого равновесия. Действительно, для
этого достаточно предположить, что амплитуда тока в контуре меньше или больше амплитуды тока, определяемой точкой А. В частности,
левее точки А благодаря обратной связи любая амплитуда Im1 будет
соответствовать напряжению Um вх, которое должно будет эту амплитуду Im1 увеличить.
Если колебательная характеристика имеет вид, показанный на
Im1
Im1
1 2
А
3
Um вх
Рис. 4.31. Колебательные характеристики генератора:
1 – с максимальной крутизной при Um вх=0; 2 – при
бо;´льшем смещении при Um вх=0; 3 – при смещении, большем напряжения запирания транзистора
181
Um вх
Рис. 4.32. Колебательная
характеристика и линия
обратной связи
Im1
Im1
Мкр2
М<Мкр1
А
Мкр1
В
Мкр
0
М
Рис. 4.33. Мягкий режим возникновения колебаний
Um вх
Рис. 4.34. Колебательная характеристика
генератора, соответствующая жесткому
режиму возникновения колебаний
рис. 4.32, то с изменением М изменяется и наклон линии обратной
связи, и при этом плавно изменяется амплитуда генерируемых колебаний. Такой режим принято называть мягким режимом возникновения генерации (рис. 4.33). В этом случае подбором величины связи
можно установить любую сколь угодно малую амплитуду генерируемых колебаний.
Когда колебательная характеристика имеет вогнутость в нижней
части, то колебания возникают скачком, т. е. при связи большей критической возникают колебания с большой амплитудой (рис. 4.34). На
этом рисунке точка А является точкой устойчивого, а точка В – точкой
неустойчивого равновесия. При амплитуде колебаний выше точки В
колебания будут нарастать и установятся в точке А. При амплитуде
ниже точки В колебания будут затухать.
Если колебательная характеристика имеет вид, показанный на
рис. 3.34, то такой режим возникновения генерации называется жестким. Генерация возникает при величине связи Мкр1, когда линия связи
будет касаться снизу колебательной характеристики в точке 0. Генерация должна срываться при величине связи, меньшей Мкр2, когда линия связи будет являться касательной к выпуклой части колебательной характеристики.
На рис. 4.35 показана так называемая «гистерезисная» петля возникновения и срыва генерации при жестком режиме.
Если касательная в начале колебательной характеристики совпадает
с осью абсцисс (рис. 4.36), то колебания в таком генераторе самостоятельно возникнуть не могут даже при очень большом коэффициенте
связи. Вместе с тем по-прежнему точка А соответствует устойчивому
режиму генерации. В этом случае генерация возможна за счет внешнего возбуждения, которое может быть снято после возникновения
колебаний.
182
А
Im1
Im1
В
0
Mкр2
Mкр1
0
M
Рис. 4.35. Жесткий режим возникновения и
срыва генерации
Um вх
Рис. 4.36. Колебательная характеристика с нулевым
наклоном в начале координат
В заключение отметим, что обычно жесткий режим возникновения
генерации в автогенераторах считается нежелательным.
4.22. Автогенераторы с отрицательным
сопротивлением
Если параллельно колебательному контуру подключить отрицательное сопротивление, то можно скомпенсировать потери в контуре,
в результате чего в нем установятся незатухающие колебания. Во всех
случаях, когда отрицательное сопротивление подключается параллельно колебательному контуру, возможно возникновение генерации.
Условие возникновения генерации можно записать в виде R   Rэк ,
где R  – отрицательное сопротивление, подключенное параллельно
колебательному контуру, а Rэк – собственное эквивалентное сопротивление колебательного контура.
Во всех изученных ранее нами схемах автогенераторов отрицательное сопротивление можно было рассматривать как следствие
наличия в схеме обратной связи. Поэтому такие генераторы и называются генераторами с обратной связью, в то время как генераторами
с отрицательным сопротивлением принято называть такие схемы, в
которых обратная связь в явном виде отсутствует, а подключаемый к
колебательному контуру двухполюсник имеет ВАХ с падающим
участком (рис. 4.37). Примером ВАХ такого типа является ВАХ туннельного диода.
На рис. 4.38 приведена схема автогенератора на туннельном диоде. В такой схеме делителем R1R2 задается рабочая точка О, которая
должна находиться на середине падающего участка вольт-амперной характеристики диода. Причем величины резисторов R1 и R2 выбираются
такими, чтобы ток через резистор R1 был в несколько раз больше тока
183
a L
C
б
I0
U0
C1
i
I0
O
R1
0
U0
u
Рис. 4.37. ВАХ электронного элемента с падающим участком (туннельный диод)
–
R2
+
Рис. 4.38. Принципиальная
схема автогенератора на
туннельном диоде
через диод. Для получения колебаний гармонической формы отношение Rэк / R  подбирается таким образом, чтобы его величина лежала
в пределах 2  3.
4.23. RC-генераторы.
Генератор с мостом Вина
Рассмотренные выше генераторы с колебательным контуром эффективны для получения высокочастотных колебаний. Для генерирования низких (звуковых) частот они неудобны из-за конструктивнотехнологических недостатков. В связи с этим для получения гармонических колебаний в диапазоне от нескольких герц до нескольких сотен килогерц широко используются так называемые RC-генераторы.
Остановимся на двух из возможных вариантов схемы RC-генераторов.
На практике часто используют RC-генератор, в цепи положительной обратной связи которого находится мост Вина. Схема моста Вина
и его векторная диаграмма представлены на рис. 4.39.
Коэффициент передачи ненагруженного моста Вина согласно обозначениям рис. 4.39 равен

  U1  Z 2 ,
(4.67)
U 2 Z1  Z 2
где
1
R2
Z1  R1 
, Z2 
.
(4.68)
jC1
1  jR2C2
184

R1
C1
C2
UC1

UZ1

 

U2=UZ1+UZ2
R2

UZ1





Uвх=UZ1+UZ2
UR1
  
IZ1=IR2+IC2
U Z2=U1=U ос


IR2

UZ2=U1=Uос
IC2
а
б
Рис. 4.39. Мост Вина: а – принципиальная схема; б –векторная диаграмма
С учетом равенств (4.68) выражение (4.67) принимает вид
R2
1  jR2C2
 
.
(4.69)
1
R2
R1 

jC1 1  jR2C2
Модуль коэффициента обратной связи  формуле (4.69) равен
1
β
2

R C  
1 
1  1  2    R1C2 

R2 C1  
R2C1 

2
,
(4.70)
а сдвиг фаз между U 2 и U 1
1
R2C1
.
R1 C2
1

R2 C1
 R1C2 
  arctg
(4.71)
Графики функций =(f) и =(f) представлены на рис. 4.40. Известно, что усилительные каскады в зависимости от схемы включения
усилительного элемента могут сдвигать фазу выходного напряжения
относительно входного на  (схема с общим эмиттером) или не сдвигать ее (схема с общим коллектором). Значит, как следует из графика
функции =(f) на рис. 4.40 б, выполнение условия баланса фаз в генераторе с мостом Вина возможно на частоте, при которой =0. Это
означает, что генератор с мостом Вина должен содержать двухкас185

/2

f0
f0
f
-/2
f
б
а
Рис. 4.40. Мост Вина: а – АЧХ; б – ФЧХ
кадный усилитель с транзисторами, включенными по схеме с общим
эмиттером.
Так как генерация в схеме с мостом Вина возможна для =0, то,
приравнивая числитель выражения (4.71) к нулю, получим
1
.
0 
(4.72)
R1R2C1C2
В реальных схемах чаще всего выполняются условия
R1=R2=R и C1=C2=C.
С учетом равенств (4.73) выражение (4.72) принимает вид
1
1
или f 0 
.
0 
RC
2RC
(4.73)
(4.74)
Условие баланса амплитуд предполагает, что при положительной
обратной связи K1/ (=1+2=0) и первоначально возникшая какая-либо флуктуация напряжения на входе усилителя, проходя через
него и цепь обратной связи, вновь попадает на его вход с амплитудой,
большей, чем первоначальная. Если бы усилитель имел линейную зависимость K=(Uвх), то амплитуда генерируемых колебаний нарастала бы бесконечно, но, поскольку зависимость K=(Uвх) нелинейна,
рост напряжения обратной связи ограничивается усилителем.
Выражение (4.70) для коэффициента  на частоте 0 имеет вид
1

.
R1 C2
(4.75)
1

R2 C1
Или с учетом соотношений (4.73)
(4.76)
=1/3.
Следовательно, генерация в схеме с мостом Вина возможна при
186
значениях K3. Тогда для порога генерации получим
1
K крит 
 3.
крит
(4.77)
Поскольку в реальных схемах RС-генераторов могут иметь место
различные процессы, приводящие к изменению коэффициента усиления K, например, изменение напряжения источника питания или
ухудшение усилительных свойств транзистора и т. д., то для устойчивой работы автогенератора коэффициент K выбирают выше критического K>Kкрит. Однако это условие приводит к перегрузке каскадов и
искажению формы гармонического сигнала. Для устранения таких искажений в схему генератора вводят цепь местной отрицательной обратной связи, обеспечивающую возбуждение генератора и дальнейшую его работу с незначительным превышением Kкрит.
Принципиальная схема генератора с мостом Вина, собранная на биполярных транзисторах, включенных по схеме с общим эмиттером, и
содержащая два каскада усиления, приведена на рис. 4.41, а на
рис. 4.43 в качестве примеров показаны аналогичные схемы генераторов на полевых транзисторах и операционном усилителе.
Для анализа возможности возникновения генерации в схемах с положительной обратной связью, как нам уже известно, используют
критерий Найквиста, устанавливающий условия устойчивости данной
системы. Критерий устойчивости Найквиста (см. п.3.16) в самом общем случае можно сформулировать следующим образом: если амплитудно-фазовая характеристика разомкнутого тракта (рис. 4.42) с ОС
–Еп
R2
R1
C
VT2
C1
R
C
Uвых
VT1
R3
R4
R
R5
Рис. 4.41. Принципиальная схема автогенератора на биполярных
транзисторах с мостом Вина
187
.
.
.
.
K
Uвх

U2
. .
.
Zн=Zвх
U
Рис. 4.42. Блок-схема разомкнутого тракта
R4
C1
Rс1
R1
Rс2
+Еп
VT1
–
VT2
+
C2
C1
R3
R2
Rи1
Rи2
R2
а
R1
Uвых
C2
б
Рис. 4.43. Принципиальные схемы генераторов с мостом Вина: а – на полевых транзисторах; б – на операционном усилителе
охватывает точку с координатами (1, 0), то такая система является неустойчивой.
Анализ самовозбуждения рассмотренного выше RC-генератора с
мостом Вина с помощью критерия Найквиста подтверждает полученные выше выражения: если K>Kкрит=3, то генерация возможна, а при
K<Kкрит=3 генерация отсутствует. В случае K<Kкрит=3 система представляет собой недовозбужденный генератор или регенерированный
усилитель.
При подключении к автогенератору внешней гармонической эдс
наблюдается явление захвата частоты. Это явление имеет место в полосе частот, ширина которой пропорциональна отношению амплитуды внешней эдс к амплитуде автоколебаний.
4.24. RС-генератор с фазовращающей цепью
Фазовращающая цепь (ФВЦ) образуется последовательным включением нескольких RС-цепочек (на рис. 4.44 по 3 RС-цепочки). Сдвиг
фазы, создаваемый одной RС-цепочкой, представляющей собой простейший фильтр верхних частот (рис. 4.44 а), определяется выражением   arctg 1 RC   arctg 1 2fRC  . Максимальный сдвиг фазы в
этом случае составляет 90 при =0 и с ростом  уменьшается до ну188
ля. Следовательно, для частот 0 одна RC-цепочка фильтра верхних
частот дает сдвиг <90, две RС-цепочки – <180, а три RС-цепочки – <270. Подобные рассуждения для простейшего фильтра нижних частот приводят к аналогичным результатам. Следовательно, для
получения фазового сдвига в 180 надо включать, как минимум, три
RС-цепочки, каждая из которых будет поворачивать фазу на угол
=60. Частотная и фазовая характеристики ФВЦ монотонны. На
рис. 4.45 а, б представлены АЧХ и ФЧХ для цепи рис. 4.44 а, на
рис. 4.45 в, г – для цепи рис. 4.44 б. Далее на рис. 4.46 дается схема генератора с фазовращающей цепью рис. 4.44 а.
Найдем коэффициент передачи цепи, изображенной на рис. 4.44 б.
Если положить для нее С1=С2=С3=C и R1=R2=R3=R, то очевидно, что
С1
С2
R3
R2
R1
R2
R1
С3
R3
i1
i2
i3
С1
С2
С3
Uвх
а
б
Рис. 4.44. Фазовращающие цепи с последовательным включением простейших
RC-фильтров: а – верхних частот; б – нижних частот


=1\29

0
а
f0
0
f
б

0
=1\29
0


f0
f
f0
f
f0
f
в
г
Рис. 4.45. Фазовращающие цепи: а, б – АЧХ и ФЧХ цепи рис. 4.44
а; в, г – АЧХ и ФЧХ цепи рис. 4.44 б
189

1 
1
 R 
i1 
i2  U вх ,
j

C
j

C



1
2 
1
i2 

i1   R 
i3  0,
jC
j C 
j C


1
2 
(4.78)
i3  0.
i2   R 
jC
j

C


Решение уравнения (4.78) относительно тока i3 дает для него следующее значение:
1
.
i3  U вх jC
(4.79)
2
2
 5(RC)  1  j 5(RC)  1
Напряжение на выходе этой цепи


 
U вых  i3

1
.
jRC
(4.80)
Тогда из соотношений (4.79) и (4.80) следует, что
U
1
  вых 

U вх
 5RC 2  1  j RC 3  6RC

 

5RC   1

 5RC   1  j RC 
2
2
 j
3
 6RC


RC 3  6RC
5RC   1  RC 
2
2
3
 6RC

.
2
(4.81)
Фазовый сдвиг, вносимый такой цепью на частоте генерации, равен
180. При этом коэффициент обратной связи  на этой частоте должен
быть действительной величиной. Приравнивая к нулю мнимую часть
уравнения (4.80), получим для частоты генерации
6
6
(4.82)
или f0 
.
RC
2RC
Модуль коэффициента передачи  , определяемый формулой (4.81),
0 
190
– Еп
Rк
С
R
R1
С
С
VT1
VT2
R
R
R э
Rэ
Сэ
Рис. 4.46. Принципиальная схема RC-генератора с ФВЦ
на биполярных транзисторах
на частоте генерации 0 равен

1
1

.
5( RC )2  1 29
(4.83)
Частотная и фазовая характеристики ФВЦ монотонны. На рис. 4.45
а, б представлены характеристики для цепи рис. 4.44 а, на рис. 4.45 в,
г – для цепи рис. 4.44 б.
На рис. 4.46 приведена принципиальная схема RC-генератора с
ФВЦ на биполярных транзисторах.
4.25. Мультивибраторы
Мультивибратор является генератором релаксационного типа. В таких устройствах происходит чередование медленных и быстрых процессов. Колебания, генерируемые мультивибратором, имеют сложную
форму, чаще всего близкую к прямоугольной. Спектр частот таких
колебаний очень широкий, что и определило название мультивибратора как генератора множества колебаний.
В радиоэлектронных устройствах мультивибраторы выполняют
функции задающих генераторов, делителей частоты следования им-
191
пульсов, расширителей импульсов и т. д. Широкий диапазон применения мультивибраторов определил разновидности их схем.
Схема мультивибратора с коллекторно-базовыми связями
(рис. 4.47) представляет собой два усилителя, собранных по схеме с
общим эмиттером и охваченных цепью глубокой положительной обратной связи: выход усилителя на транзисторе VТ1 через цепочку
С1Rб2 подключен ко входу каскада на транзисторе VТ2, а выход усилителя на транзисторе VТ2 через цепочку С2Rб1 – ко входу каскада на
транзисторе VT1.
Как известно, для существования стационарных колебаний в генераторе необходимо выполнение условий баланса фаз и баланса амплитуд. В данной схеме баланс фаз обеспечивается тем, что в каждом
из двух усилителей напряжение на выходе сдвинуто по отношению к
входному на 180, и в итоге полный сдвиг фаз по всей цепи обратной
связи составляет 360. Баланс амплитуд обеспечивается необходимыми коэффициентами усиления по напряжению каждого из усилителей.
Обратная связь включается при работе каскадов в активном режиме в
момент переключения и отключается, когда в схеме начинают протекать медленные процессы заряда и перезаряда конденсаторов. В симметричном мультивибраторе соблюдаются следующие соотношения
между элементами: Rк1=Rк2=Rк, Rб1=Rб2=Rб, С1=С2=С, а транзисторы
по параметрам должны быть идентичны.
Процесс самовозбуждения мультивибратора, т. е. возникновения в
нем колебаний можно пояснить следующим образом. Предположим,
что после включения схемы оба транзистора открыты, и через них текут равные по величине и направлению коллекторные токи iк1 и iк2. Но
–Eп
Rк1
Iк1
Rб1
Rб2
С1
Iк2
Rк2
С2
VT1
VT2
Rн
Uк1
Uб1
Uк2
Uб2
Рис. 4.47. Принципиальная схема мультивибратора на биполярных транзисторах
192
это состояние неустойчиво. В самом деле, пусть вследствие какойлибо флуктуации произойдет увеличение тока iк1. Это увеличение iк1
вызывает рост падения напряжения на резисторе Rк1 и снижение по
абсолютной величине напряжения Uк1 на некоторое малое значение
Uк1. Этот перепад напряжений Uк1 через цепочку обратной связи
С1Rб2 передается на базу транзистора VТ2 и вызывает уменьшение тока в нем, что в свою очередь приводит к росту по абсолютной величине напряжения Uк2 на величину Uк2. А этот перепад напряжений
через цепочку С2Rб1 передается на базу транзистора VТ1 и вызывает
дальнейшее увеличение тока в нем. За счет усилительных свойств
каскадов такие скачки напряжений лавинообразно нарастают, и транзистор VТ1 в течение очень короткого периода времени оказывается
открытым, а VТ2 – закрытым. Обычно параметры схемы выбирают
так, что открывшийся транзистор находится в режиме насыщения.
При этом положительная обратная связь обрывается, и лавинообразный процесс прекращается. Потенциалы всех электродов открытого
транзистора приблизительно одинаковы и близки к нулю, поэтому в
данном случае принято говорить о том, что «транзистор стягивается в
точку».
Медленные процессы в схеме мультивибратора удобно рассматривать с помощью временных диаграмм, представленных на рис. 4.48, и
цепей заряда и перезаряда емкостей – на рис. 4.49.
Рассмотрим процессы, протекающие в симметричном мультивибраторе, начиная с некоторого момента времени t=t0 (рис. 4.48). Пусть в
этот момент очередной лавинообразный процесс закончился, и транзистор VТ1 закрывается, а VТ2 открывается. Потенциал коллектора
VТ1 относительно эмиттера быстро нарастает по абсолютной величине и Uк VТ1E, а потенциал коллектора Uк VТ20. С момента t>t0
конденсатор С1 заряжается по цепи (рис. 4.49 а): +Еп  эмиттер-база
открытого транзистора VT2  C1  Rк1  –Eп. Длительность этого
процесса определяется постоянной времени 3=С1Rк1, которая определяет задний фронт коллекторного импульса (рис. 4.48, участок аb). На
участке cd идет перезарядка С2 по цепи +Еп  эмиттер-коллектор открытого транзистора VT2 C2Rб1 –Eп (рис. 4.49 б).
Если бы цепь, изображенная на рис. 4.49 б, в схеме «была изолирована», то перезарядка С2 произошла бы полностью, и знак заряда на
его обкладках стал бы обратным начальному (рис. 4.49 в). Но в схеме
мультивибратора напряжение на емкости UС2 определяет потенциал
193
t0
а
t
(-)
(+)
ф
ф
Uк1
–Eп
Rк1
C1Rк1
ф
ab
VT2
t2
t1
С1
–
Uб1
Б
Э
+Eп
–Eп
б
t
cd
Rб1
t
+
Uк2
Uб2
С2
VT2
UС2
+Еп
Т
C2Rб1
в
–Еп
t
Рис. 4.48. Форма напряжений на
электродах транзисторов мультивибратора
t0+T/2
К
Э
+Eп
t
Рис. 4.49. Медленные процессы в мультивибраторе: а – цепь заряда емкости С1; б – цепь
перезаряда емкости С2; в – изменение напряжения UC2 в процессе перезаряда емкости С2
базы Uб1, и на отрезке времени от t0 до (t0+T/2) оно удерживает VT1 в
закрытом состоянии. К моменту t=(t0+T/2) напряжение UС2 становится
близким к нулю, и транзистор VT1 открывается. В схеме вновь возникает лавинообразный процесс, описанный выше, после окончания которого в плече схемы на транзисторе VT2 возникнут процессы, аналогичные протекавшим на отрезке (t0+T/2) в плече схемы на VT1.
В общем случае полный цикл автоколебательного процесса в мультивибраторе состоит из двух полупериодов колебаний t1 и t2. В симметричном мультивибраторе длительности полупериодов t1 и t2 одинаковы, а весь период колебаний Т можно определить по формуле
Т  CRб ln 2  1,4CRб .
194
(4.84)
Контрольные вопросы
1. Перечислите основные свойства нелинейных цепей.
2. В чем заключаются принципиальные отличия нелинейных радиотехнических цепей от линейных и каковы особенности анализа нелинейных цепей?
3. Как можно аппроксимировать ВАХ конкретного диода?
4. В чем заключается различие в откликах нелинейной цепи при воздействии
на нее гармоническим и бигармоническим сигналами?
5. Дайте определение коэффициента модуляции АМ колебаний.
6. Что из себя представляет спектр АМ колебаний? Нарисуйте соответствующую спектрограмму.
7. Чем отличаются ЧМ колебания от ФМ колебаний?
8. От каких параметров модулирующего гармонического сигнала и как зависят
спектры ЧМ, ФМ и АМ колебаний?
9. Каковы особенности балансной и однополосной модуляции?
10. Нарисуйте принципиальную схему детектирования АМ колебаний. Каковы
требования к постоянной времени цепи детектора?
11. Проведите сравнительный анализ работы частотного дискриминатора и
дробного детектора.
12. Каковы особенности фазового детектирования?
13. Поясните процесс детектирования в схеме синхронного детектора АМ колебаний. Каковы преимущества и недостатки синхронного детектирования?
14. Сформулируйте условия самовозбуждения автогенератора и как они выполняются в схеме генератора с мостом Вина?
15. В чем состоит принципиальное различие между мягким и жестким режимами самовозбуждения автогенератора?
16. В чем состоит основное различие генераторов гармонических колебаний от
генераторов релаксационных колебаний?
195
ЛИТЕРАТУРА
1. Баскаков С. И. Радиотехнические цепи и сигналы. М., 1988.
2. Баскаков С. И. Радиотехнические цепи и сигналы. Руководство к решению задач.
М., 2002.
3. Борздов В. М., Новик Г. М., Сетун А. Н. Методические указания к лабораторным работам по курсу «Основы радиоэлектроники». Ч. 1–4. Мн., 1988–1991.
4. Борздов В. М., Новик Г. М., Сетун А. Н. Основы радиоэлектроники: Лабораторный практикум. Мн., 2002.
5. Браммер Ю. А., Пащук И. М. Импульсная техника. М., 1976.
6. Булычев А. Л., Лямин П. М., Тулинов Е. С. Электронные приборы. Мн.,1999.
7. Быстров Ю. А., Мироненко И. Г. Электронные цепи и устройства. М., 1989.
8. Валенко В. С. Полупроводниковые приборы и основы схемотехники электронных устройств. М., 2001.
9. Ворсин Н. Н., Ляшко М. Н. Основы радиоэлектроники. Мн., 1992.
10. Галкин В. И.. Промышленная электроника. Мн., 1989.
11. Гершензон Е. М., Полянина Г. Д., Соина Н. В. Радиотехника. М., 1986.
12. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. М., 1971.
13. Гусев В. Г., Гусев Ю. М. Электроника. М., 1991.
14. Джонс М. Х. Электроника – практический курс. М., 1999.
15. Ефимчик М. К., Шушкевич С. С. Основы радиоэлектроники. Мн., 1981.
16. Игумнов Д.В., Костюнина Г. П. Полупроводниковые устройства непрерывного
действии. М., 1990.
17. Изъюрова Г. И., Королев Г. В., Терехов В. А. и др. Расчет электронных схем.
М., 1987.
18. Каяцкас А. А. Основы радиоэлектроники. М., 1988.
19. Лабораторный практикум по курсу «Радиотехнические цепи и сигналы» /
Под ред. Б. Л. Кащеева. М., 1976.
20. Манаев Е. И. Основы радиоэлектроники. М., 1990.
21. Матханов П. Н. Основы анализа электрических цепей. М., 1986.
22. Мирский Г. Я. Электронные измерения. М., 1986.
23. Нефедов В. И. Основы радиоэлектроники. М., 2000.
24. Ногин В. Н. Аналоговые электронные устройства. М., 1992.
25. Основы радиоэлектроники / Под ред. Г. Д. Петрухина. М., 1993.
26. Остапенко Г. С. Усилительные устройства. М., 1989.
27. Прянишников В. А. Электроника. Курс лекций. СПб., 2000.
28. Ровдо А. А. Схемотехника усилительных каскадов на биполярных транзисторах.
М., 2002.
29. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным
схемам / Под ред. Н. Н. Горюнова. М., 1976.
30. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М., 1977.
31. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство.
Пер. с нем. М., 1992.
32. Ушаков В. Н. Основы радиоэлектроники и радиотехнические устройства.
М., 1976.
33. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. Пер. с англ.: В 3 т. М., 1993.
196