На правах рукописи Кобелянский Алексей Евгеньевич ИССЛЕДОВАНИЕ И РАЗРАБОТКА ВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫХ

На правах рукописи
Кобелянский Алексей Евгеньевич
ИССЛЕДОВАНИЕ И РАЗРАБОТКА ВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫХ
ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ С ШИМ И
СИСТЕМ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ НА ИХ ОСНОВЕ
Специальность 05.12.04
Радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения
АВТОРЕФЕРАТ
диссертации на соискание ученой степени
кандидата технических наук
Санкт – Петербург
2010
Работа выполнена на кафедре «Теория электрических цепей» Санкт-Петербургского
государственного университета телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.
Научный руководитель:
Заслуженный деятель науки РФ, доктор технических
наук, профессор В.Ф. Дмитриков
Официальные оппоненты:
Заслуженный деятель науки и техники РФ, доктор технических наук, профессор М.А. Сиверс
Доктор технических наук, профессор Б.Ф. Дмитриев
Ведущее предприятие:
ОАО «Концерн «Океанприбор»
Защита диссертации состоится «
»
2010 г. в
часов в
____ауд. на заседании диссертационного совета Д219.004.01 при Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича по адресу:
191186, СПб, наб. реки Мойки, д.61.
С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета.
Автореферат разослан «
»
Ученый секретарь
диссертационного совета Д 219.004.01
доктор технических наук, профессор
2010 г.
В.В.Сергеев
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ
Актуальность проблемы. Импульсные источники питания являются одними из
наиболее распространенных радиоэлектронных устройств, и они используются в многомиллионном количестве в различных областях техники, промышленности и сферах обслуживания. Постоянное возрастание требований к характеристикам импульсных источников
питания вследствие непрерывного расширения областей их применения ставит перед разработчиками новые, всё усложняющиеся задачи, выявляет недостаточную проработку ряда
важных теоретических проблем.
Предъявляемые к современным радиоэлектронным системам всё более жесткие требования к качеству вырабатываемой электроэнергии обуславливают необходимость исследования новых принципов построения импульсных источников питания, развития методов
их анализа и синтеза.
Одним из основных направлений повышения качества выходного напряжения систем электропитания и разработки высокоэкономичных надежных источников электропитания является их унификация и модульный принцип построения систем.
На протяжении ряда последних лет в научно-технической литературе практически
отсутствуют публикации, содержащие углубленный анализ состояния систем электропитания, построенных на основе модулей, особенно анализ их устойчивости и динамики. На
многих предприятиях связи, судостроения, Газпрома, в радиоэлектронных системах специального назначения используются системы электропитания с двукратным преобразованием
энергии, системы с нелинейными комплексными нагрузками, системы с последовательным
и параллельным включением многочисленных модулей и т.д. При этом в подавляющем
числе случаев применяются покупные модули. Очень часто в таких системах возникает генерация автоколебаний, так как не просчитано взаимовлияние таких стандартных модулей
друг на друга.
Одна из основных причин возбуждения систем электропитания заключается в том,
что все стабилизированные транзисторные преобразователи имеют комплексные входные и
выходные сопротивления с отрицательной резистивной составляющей входного сопротивления. Поэтому при использовании модулей, устойчиво работающих в автономном режиме
на резистивную нагрузку, происходит самовозбуждение системы при работе на сложные
комплексные нагрузки или при работе в системах с двукратным преобразованием энергии, а
также в системах с входными LC-фильтрами.
Сложность исследования устойчивости импульсных стабилизированных источников
питания, являющихся дискретно-нелинейными устройствами, общеизвестна. Применение
хорошо разработанного метода усреднения систем дифференциальных уравнений, описывающих процессы в ИПН на отдельных этапах работы, и линеаризации полученного нелинейного дифференциального уравнения для исследования устойчивости импульсных систем электропитания часто является проблематичным из-за большой погрешности.
Поэтому исследование устойчивости всех перечисленных систем целесообразно
проводить с использованием частотных характеристик петлевого усиления импульсного
преобразователя. Этот метод основан на введении возмущения в цепь отрицательной обратной связи (ООС) нормально функционирующего устройства, расчете реакции в установившемся процессе на данное возмущение, разложении реакции в ряд Фурье и построении
частотных характеристик (АЧХ и ФЧХ). При данном методе расчета частотных характеристик учитываются паразитные сопротивления активных и пассивных элементов; инерционности транзисторов, диодов, схемы управления; паразитные связи.
Идея метода и методика расчёта была предложена B.H. Cho и F.C. Lee в 1986 г. Данная методика расчёта петлевого усиления, входного и выходного сопротивлений импульсного преобразователя была развита д.т.н., профессором Филиным В.А., и к.т.н. Смирновым
В.С. и полностью автоматизирована ими в программе FASTMEAN.
1
Устойчивость работы ИПН типа DC/DC (преобразующих постоянное напряжение
одного уровня в постоянное напряжение другого) существенно зависит от величины пульсаций выходного напряжения. Величина и форма пульсаций существенно влияет не только
на устойчивость работы, но и на стабильность выходного напряжения под действием возмущающих факторов. Поэтому необходимо исследовать изменение величины и формы
пульсаций от параметров сглаживающего фильтра (СФ), от коэффициента заполнения импульсов напряжения на входе СФ, величины сопротивления нагрузки, паразитных резистивных потерь в дросселях и конденсаторах СФ.
При расчете пульсаций выходного напряжения в литературе обычно принимают допущение о малости резистивного сопротивления электролитических конденсаторов сглаживающих фильтров по сравнению с их емкостным сопротивлением на тактовой частоте работы силового транзистора ИПН и о малом влиянии на величину пульсаций выходного
напряжения, что очень часто не соответствует действительности. Поэтому необходимо произвести измерения модуля и фазы полного (комплексного) сопротивления алюминиевых
оксидно-электролитических, танталовых объёмно-пористых и танталовых полупроводниковых отечественных и зарубежных конденсаторов в широком диапазоне частот, эквивалентного резистивного сопротивления потерь (ESR) rC, паразитную индуктивность lC; найти эквивалентные схемы замещения конденсаторов и исследовать их фильтрующие свойства с
учетом паразитных параметров.
Влияние паразитных резистивных потерь в конденсаторах СФ при малом сопротивлении нагрузки (единицы Ом и меньше), которое имеет место в современных низковольтных источниках питания (5 В, 3 В, 1,5 В), может так значительно сказываться на увеличении пульсаций, что достичь требуемых значений пульсаций в обычных импульсных преобразователях напряжения понижающего, повышающего или инвертирующего типов невозможно.
В таких случаях представляется целесообразным использовать преобразователи с
непрерывной передачей энергии в нагрузку во время включенного и выключенного состояния силового транзистора. У импульсных преобразователей напряжения с непрерывной передачей энергии в нагрузку уменьшается переменная составляющая напряжения на входе
СФ. Это позволяет существенно снизить пульсации выходного напряжения при заданной
избирательности фильтра.
В литературе с учетом ряда допущений проведен анализ энергетических характеристик таких ИПН, однако полностью отсутствуют исследования данных ИПН в режиме стабилизации, исследование устойчивости таких преобразователей, предельной глубины стабилизации выходного напряжения; отсутствуют исследования входного и выходного сопротивлений, которые необходимы при проектировании устойчивых систем электропитания с входными фильтрами, с двукратным преобразованием энергии, при работе на комплексную нагрузку и т.д.; не исследованы модуляционные характеристики таких ИПН; не
оценивалась погрешность полученных приближенных формул.
При исследовании устойчивости системы входной фильтр – ИПН следует учитывать,
что входной фильтр рассчитывается из условия обеспечения фильтрации ВЧ пульсаций с
частотой коммутации силового ключа в первичную цепь электропитания не менее 40–60 дБ.
Снижение значения выходного сопротивления входного фильтра, необходимое для обеспечения устойчивости системы, должно сочетаться с высоким уровнем подавления высокочастотных пульсаций.
Одновременное снижение сопротивления входного фильтра (меньше отрицательной
резистивной составляющей комплексного входного сопротивления ИПН) и увеличение
фильтрации высокочастотных пульсаций являются противоречивыми требованиями. Поэтому необходимо решить проблему выполнения этих противоречивых требований.
Цель и основные задачи работы. Целью работы является развитие методов анализа
и разработка энергетически эффективных транзисторных преобразователей постоянного
напряжения с ШИМ и систем электропитания на их основе с улучшенными массогабарит2
ными, динамическими, статическими характеристиками при обеспечении устойчивости их
работы.
Достижение поставленной цели предусматривает решение следующих основных задач:
1. Проведение анализа процессов в транзисторных преобразователях напряжения,
вывод математических выражений для пульсаций выходного напряжения с учетом резистивных потерь в конденсаторе и дросселе выходного фильтра.
2. Исследование величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от величины потерь в конденсаторе и дросселе выходного фильтра и коэффициента заполнения импульсов на входе СФ.
3. Исследование влияния пульсаций выходного напряжения на стабильность выходных характеристик и устойчивость работы ИПН.
4. Исследование частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входного и выходного сопротивления ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку, позволяющих определить стабильность выходного напряжения, запасы устойчивости работы
ИПН с ООС по амплитуде и фазе и возможность устойчивой работы ИПН с непрерывной
передачей энергии в нагрузку, в системах электропитания с входными фильтрами, в системах электропитания, работающих на комплексные линейные и нелинейные нагрузки.
5. Исследование устойчивости системы электропитания входной фильтр –
импульсный преобразователь напряжения.
6. Исследование возможности увеличения степени подавления входным фильтром
ИПН низкочастотных пульсаций первичной сети электропитания и высокочастотных пульсаций ИПН в первичную сеть электропитания при одновременном снижении сопротивлении входного фильтра.
Основные методы исследования. Теоретические исследования базируются на использовании фундаментальных положений теории электрических цепей, в частности, современного синтеза электрических цепей, теории функций комплексного переменного. Результаты моделирования импульсных стабилизаторов напряжения, импульсных систем
электропитания с входным фильтром – ИПН, получены с применением программы
FASTMEAN, разработанной на кафедре ТЭЦ СПбГУТ.
Научная новизна и основные положения, выносимые на защиту. Наиболее значимые новые научные результаты диссертационной работы заключаются в следующем:
 проведен анализ переходных и установившихся процессов в транзисторном преобразователе напряжения, получены аналитические выражения для пульсаций выходного
напряжения с учетом резистивных потерь в дросселе и конденсаторе СФ;
 проведено исследование величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от коэффициента заполнения импульсов на входе СФ, величины резистивных
потерь в конденсаторе и дросселе выходного фильтра и показано, что, в отличие от существующего мнения, резистивные потери в современных электролитических конденсаторах
как отечественных, так и зарубежных при нагрузках в единицы Ом и меньше могут привести к существенному росту пульсаций;
 проведено исследование влияния пульсаций выходного напряжения на устойчивость
работы ИПН и стабильность выходных характеристик; показано, что увеличение пульсаций
выходного напряжения ухудшает стабильность выходных характеристик, ухудшает устойчивость работы ИПН с ООС;
 с использованием отечественного измерителя частотных характеристик, разработанного на кафедре ТЭЦ СПбГУТ., проведены измерения модуля и фазы комплексного сопротивления в диапазоне от 10 Гц до 1 МГц, рассчитаны эквивалентные резистивные сопротивления rC и паразитные индуктивности lC отечественных электролитических конденсаторов ОАО «Элеконд» и зарубежных и проведен структурно-параметрический синтез схем
замещения этих конденсаторов. Измеренные rC и lC, найденные схемы замещения необходимы при расчете таких важных параметров как пульсации и стабильность выходного
3
напряжения, величины перенапряжений на транзисторах, диодах и конденсаторах при коммутации транзисторов, величины электромагнитных помех, генерируемых ИПН и т.д.;
 проведено исследование частотных характеристик петлевого усиления, комплексных
входного и выходного сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку;
полученные частотные характеристики позволяют определить стабильность выходных параметров, устойчивость работы и возможность использования их в различных системах
электропитания;
 показана возможность и определён механизм возбуждения различных систем электропитания при использовании в них транзисторных модулей, устойчиво работающих на
резистивные нагрузки;
 проведено сравнение устойчивости работы, массогабаритных показателей и динамических характеристик ИПН с однозвенным и двухзвенным входным фильтром.
В диссертации защищаются следующие основные научные положения:
1. Полученные аналитические выражения для пульсаций выходного напряжения
ИПН в переходном и установившемся режимах. Полученные результаты по исследованию
величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от коэффициента заполнения импульсов на входе СФ, резистивных потерь в конденсаторе СФ выявили, что с
ростом потерь в конденсаторе СФ возрастает величина и изменяется форма пульсаций и
увеличивается частотный диапазон спектральных составляющих выходного напряжения.
2. Полученные в работе выражения для коэффициента стабилизации выходного
напряжения с учетом пульсаций выходного напряжения позволили установить, что с ростом потерь конденсатора фильтра rC существенно (в разы) повышается величина пульсаций выходного напряжения, уменьшается коэффициент стабилизации выходного напряжения, и уменьшаются запасы устойчивости по амплитуде и фазе работы преобразователя.
3. Измеренные в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц частотные характеристики
модуля и фазы комплексного сопротивления алюминиевых оксидно-электролитических,
танталовых объёмно-пористых и танталовых полупроводниковых отечественных и зарубежных электролитических конденсаторов, эквивалентные последовательные сопротивления потерь rC, паразитные индуктивности конденсаторов и проведенный структурнопараметрический синтез их схем замещения позволяют рассчитать величину перенапряжений на транзисторах, диодах и конденсаторах при коммутации транзисторов, величину
электромагнитных помех, генерируемых преобразователем, и КПД преобразователя, а также определить границы частотного диапазона, где rC становится больше емкостного сопротивления, и конденсатор теряет свои фильтрующие свойства.
4. Проведенные исследования и полученные результаты расчета частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входных и выходных сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку. Полученные характеристики позволяют оценить
устойчивость работы ИПН в автономном режиме и в различных системах электропитания.
5. Проведенные исследования устойчивости системы входной фильтр – ИПН.
Найденные в работе частотные зависимости входных и выходных сопротивлений
ИПН позволяют предсказывать неустойчивость распределенных систем электропитания и,
таким образом, открывают возможность их рационального проектирования.
6. Проведенный сравнительный анализ массогабаритных показателей, динамических характеристик и устойчивости систем электропитания, содержащих входной однозвенный и двухзвенных фильтр.
Теоретическая значимость работы. Диссертационная работа является логическим
продолжением комплекса исследований по развитию теории импульсных преобразователей
напряжения с ШИМ, сводящихся к дискретно-нелинейным устройствам, и системам электропитания на их основе – в трудах Цыпкина Я.З., Бессекерского В.А., Попова Е.П., Дмитрикова В.Ф., Белова Г.А., Лукина А.В., Поликарпова А.Г., Сергиенко Е.Ф., Мелешина В.И.,
Александрова В.А., Ромаша Э.М., Коржавина О.А., Колосова В.А., Никитина К.К., Сиверса
4
М.А., Филина В.А., Самылина И.Н., Шушпанова Д.В., Смирнова В.С., Middlebrook R.D.,
Cuk S.A., Redly R.B., Mitchel D.M., Lee F.C., Чети П. и многих других.
Практическая ценность работы. Проведенные исследования пульсаций и стабильности выходного напряжения от потерь в конденсаторе и дросселе выходного фильтра,
устойчивости ИПН от величины пульсаций, измеренные сопротивления потерь и паразитные индуктивности в отечественных и зарубежных электролитических конденсаторах позволяют выбрать тип конденсаторов выходного фильтра, обеспечивающих требуемые пульсации, стабильность выходного напряжения и устойчивость работы ИПН с ООС.
Показано, что ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку позволяют существенно улучшить массогабаритные характеристики выходного фильтра при заданном коэффициенте пульсаций.
Найденные частотные зависимости входных и выходных сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку позволяют предсказывать неустойчивость системы электропитания с двукратным преобразованием энергии, с входными фильтрами, с комплексной линейной или нелинейной нагрузками.
Основные научные положения диссертации служат методической базой для создания
новых учебных курсов радиотехнического профиля, а также для дипломного проектирования и аспирантских исследований на кафедре ТЭЦ СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.
Внедрение результатов диссертационной работы. Теоретические и практические
результаты диссертации использовались в научно-исследовательских работах, проводимых
на кафедре ТЭЦ СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича по программе МО РФ НИОКР
«Медуница».
Апробация результатов работы. Основные результаты работы обсуждались на
научных семинарах кафедры ТЭЦ СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, конференции
профессорско-преподавательского состава СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, 6-й
Всероссийской конференции «Состояние и перспективы развития энергетики связи», 5-й и
8-й международных конференциях «Физика и технические приложения волновых процессов».
Публикации. По теме диссертации опубликовано 10 печатных работ, из них 2 статьи опубликовано в научно-технических журналах, включенных ВАК РФ в перечень изданий, в которых должны быть опубликованы основные научные результаты диссертаций на
соискание ученой степени доктора и кандидата наук.
Структура и объем диссертации. Работа состоит из введения, шести глав, заключения, приложения, и списка литературы, включающего 113 наименований. Диссертация содержит 74 страниц текста, 127 рисунков и 2 таблицы.
КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ
Во введении обосновывается актуальность диссертационной работы, сформулированы цели и задачи исследования, научная новизна, практическая значимость результатов
работы и положения, выносимые на защиту.
Первая глава диссертационной работы посвящена исследованию пульсаций выходного напряжения ИПН понижающего типа, которые являются одной из основных характеристик выходного напряжения и влияют на стабильность выходного напряжения и устойчивость работы ИПН.
В преобразователе (рис. 1): L1, C1 – дроссель и конденсатор выходного фильтра; rL1,
rC1 – потери в дросселе и конденсаторе фильтра; УПТ – усилитель постоянного тока, обеспечивающий коэффициент усиления КУ в цепи ООС; UЭТ – опорное напряжение, задаваемое
эталонным источником; uП(t) = UПmaxuП1(t) – генератор пилообразного напряжения, где
UПmax – размах пилообразного напряжения, uП1(t) = (tmodT)/T – единичное пилообразное
напряжение, T – его период (период коммутации транзистора), tmodT – остаток от деления
t/T. На выходе УПТ формируется сигнал ошибки uОШ(t) = КУ(UЭТ – uВЫХ(t)), равный разно5
Рис. 2. Э квивалентная схема ИПН с о днозвенным
фильтром и одноконтурной ООС
Рис. 1. Схема ИПН с о днозвенным фильтром и
одноконтурной ООС
сти опорного напряжения и выходного напряжения, умноженного на коэффициент деления
Д = RД2/(RД1 + RД2).
Для определения выражений для тока дросселя iL1(t) и выходного напряжения
uВЫХ(t) был использован операторный метод. Были найдены IL1(p) и UВЫХ(p) и, используя
обратное преобразование Лапласа, вычислены iL1(t) и uВЫХ(t). Для этого от схемы, изображенной на рис. 1, перешли к схеме, изображенной на рис. 2. Т.е. заменили силовую часть
(ключ с диодом) источником прямоугольных импульсов uВХ(t). Для простоты условились,
что сопротивления диода VD1 и транзистора VT1 в открытом состоянии равны, т.е.
r1 = rL1 + rVT1 = rL1 + rVD1. Согласно рис. 2 мы запишем
I L1 ( p)  U ВХ ( p)  YФ ( p) , U ВЫХ ( p)  U ВХ ( p)  H Ф ( p)
(1)
Для нахождения IL1(p) и UВЫХ(p) необходимо определить проводимость YФ(p) и передаточную функцию HФ(p) фильтра, а также изображение источника прямоугольных импульсов UВХ(p). Проводимость и передаточная функция фильтра равны
U p  1
I ( p)
К1
К1 M 1 ( p )
YФ ( p )  ВХ

 2


,
(2а)
2
2
2
2
U ВХ ( p ) К 0 RН TФ 4  p    TФ 2  p  1 К 0 RН N ( p )
H Ф ( p) 
(1  К 0 К1 )U p  1
U ВЫХ ( p) К1
К M ( p)

 2
 1 2
,
2
2
2
2
U ВХ ( p ) К 0 TФ 4  p    TФ 2  p  1 К 0 N ( p )

где TФ  2 Ф  L1C1 К0 ,   1 U  1  К12  К0
К0 
 r1  RН   rС1  RН  ,
К1  RН
 К1I  
(2б)
2 , U  C1 rС1  RН  , I  L1 RН ,
 r1  RН  rС1  RН  .
(2в)
Напряжение прямоугольной формы типа меандр uВХ(t) можно интерпретировать как
последовательность смещенных по времени, чередующихся по знаку скачков. Напряжение
до интервала времени nT  t  (nT + tИ), соответствующего положительному импульсу
напряжению (n + 1)-го периода, равно uВХ И (t ) , а до интервала времени (nT + tИ) t 
(n + 1)T, соответствующего паузе (n + 1)-го периода, – uВХ П (t ) можно записать:

uВХИ (t )  U ВХ 1(t )  1(t  tИ )  1(t  T )  1(t  T  tИ )   1(t  nT ) 
.
(3)

u
(
t
)

u
(
t
)

U
1(
t

nT

t
)
ВХ
ВХ
ВХ
И

И
 П
Запишем изображение напряжения (3) в операторной форме, используя теорему запаздывания и, суммируя члены получившейся геометрической прогрессии,
U ВХ    pT
 
 ptИ
 pnT
 1  e  pT  

L uВХИ (t )   p 1   e  e  1  e



.
(4)

L u (t )   U ВХ 1  e  pT 1  e  pnT   e  ptИ 1  e  p ( n 1)T   1  e  pT  


  ВХП 
p  
Задача отыскания тока дросселя iL1(t) сводится к определению оригинала по изображению:
6




e  pT  e  ptИ 1  e  pnT  
iL1 ( p)  К1 U ВХ M 1 ( p ) 1 

К 0 RН p N ( p ) 
1  e  pT
 И



,
(5)

 ptИ
 pT
 pnT
 p ( n 1)T


e 1  e

  e 1  e

К1 U ВХ M 1 ( p )
1 
iL1П ( p) 
 pT
К 0 RН p N ( p ) 
1 e



Аналогично находится выходное напряжение uВЫХ(t).
Для нахождения оригиналов тока и напряжения была использована теорема разложения. У первого слагаемого выражения (5) существует l полюсов, которые равны корням
уравнения N1(pi) = piN(pi) = 0, а у второго слагаемого существует l полюсов, равных корням
уравнения N1(pi) = 0, и бесконечное число полюсов, являющихся решениями уравнения
1  e  pkT  0 . Таким образом выражение для тока дросселя, соответствующее положительному импульсу напряжению (nT  t  (nT + tИ)), будет равно
 piT
 e pitИ 1  e pi nT M 1 ( pi ) p t 
К1U ВХ  l  M 1 ( pi ) pit  l  e
iL1И (t ) 
e   

e i 

 piT


К 0 RН  i 1  N '1 ( pi )
N
'
(
p
)
1 e
1
i
 i 1 






 e pkT  e pk tИ 1  e pk nT
 
Te pkT
k 1 




 M (p ) e
1
k
N1 ( pk )
где N '1 ( p)  dN1 ( p) dp   3TФ2 42  p 2   TФ2 2  p  1 .

pk t

 ,


(6)
Определив корни уравнения pk = j2l/T, где l = 0,1,2,3,… из (6) получим, что третья
сумма равна нулю, т.к.
1  e pk nT Te pkT
 0.
(7)


pk  j 2 l T
Аналогично получаем выражение для тока дросселя, соответствующее паузе, а также
для выходного напряжения в интервалах, соответствующих импульсу и паузе напряжения
на входе сглаживающего фильтра.
Уравнение N1 ( p)  p TФ2 42  p 2   TФ2 22  p  1
имеет 3 корня: p1  0 ,


p2,3    2  Ф2 . Как видно, корни p2,3 могут быть либо действительными (апериодический режим), либо комплексными (колебательный режим) величинами. Действительные
корни возникают при  2  Ф2 , или согласно (2в)
RН   К1 1  К1    , где   L1 C1 .
В случае колебательного режима ( RН  К1 1  К1  ) получаем:
(8)
uВЫХ (t )  (1  К 0 К1 ) RН  iL1 (t )  К 0 К1   uC1 (t )  uC1 (t ) 

t
uC1 (t )  U 0 D  2U De cos  0t  U 
,

t
uC1 (t )  U 0 D  h(t )  U 0  2U И e cos 0t  UИ 

 1  h(t )   2U П e t cos 0t  UП






(9)
где U 0  К1U ВХ К 0 , U D  U 0 AH AD , AH  2  02 20 , U И  U 0 AH AИ enT , U П  U 0 AH AП enT ,
H  arctg
AY 

, UИ  И  H  T  0 nT , UИ  П  H  T  0 nT , U  H  D ,
0
( 2  02 )  (1   U ) 2  02 2U 
20
, AD  e

 (1 D )T
2
7
ch  DT   cos  0 DT 
ch  T   cos  0T 
,
rC1 = 100 мОм
rC1 = 0 мОм
D = 0,3
rC1 = 10 мОм
D = 0,2
D = 0,1
rC1 = 25 мОм
D = 0,4
rC1 = 50 мОм
D = 0,5
Рис. 3. Временные диаграммы пульсаций напряжения на
выходе при различных потерях в конденсаторе
сглаживающего фильтра при D = 0,3
AИ  e
DT
2
D  arctg
ch  T (1  D)   cos  0T (1  D) 
ch  T   cos  0T 
1  eDT cos  0 DT 
eDT sin  0 DT 
 arctg
e (1 D )T sin  0 (1  D)T 
Рис. 4. Временные диаграммы пульсаций напряжения на
выходе при коэффициентах заполнения D = 0,1-0,5
при rC1 = 25 мОм
, AП  e
 (1 D )T
2
1  eT cos  0T 
eT sin  0T 
ch  DT   cos  0 DT 
ch  T   cos  0T 
, П  arctg
eT sin  0T 
eDT sin  0 DT 
,
1  eDT cos  0 dT 
,
, T  arctg
, D  tИ T .
1  e (1 D )T cos  0 (1  D)T 
1  eT cos  0T 
Аналогичное выражение получаем для тока дросселя.
С использованием полученного выражения (9) проведены исследования формы и величины пульсаций выходного напряжения от потерь в конденсаторе выходного сглаживающего фильтра (рис. 3) и коэффициента заполнения D (рис. 4).
Расчеты проводились для преобразователя с входным напряжением питания 160 В,
выходным  48 В, сопротивлением нагрузки RН = 1,92 Ом (выходная мощность 1,2 кВт), частотой коммутации транзисторов 132 кГц и выходным фильтром с характеристиками Чебышева, имеющим ослабление на тактовой частоте 64 дБ.
Как следует из рис. 3 с ростом потерь в конденсаторе фильтра возрастает величина и
изменяется форма пульсаций. Пульсации выходного напряжения имеют ассиметричную
форму относительно оси абсцисс.
Из рис. 4, где приведены формы пульсаций выходного напряжения для разных значений коэффициента заполнения, видно, что с ростом коэффициента заполнения до значений D  0,5 величина пульсаций растет, при дальнейшем увеличении коэффициента заполнения величина пульсаций резко падает. Такой характер изменения пульсаций от коэффициента заполнения сохраняется для различных потерь в конденсаторе фильтра.
Величина и форма пульсаций тока дросселя в отличие от пульсаций выходного
напряжения практически не зависит от потерь в фильтре.
Вторая глава диссертационной работы посвящена исследованию влияния пульсаций выходного напряжения ИПН понижающего типа на коэффициент стабилизации выходного напряжения и устойчивость работы ИПН.
Коэффициент стабилизации ИПН определяется значением модуля передаточной
функции петлевого усиления на нулевой частоте
КСТ  H У (0)  H ОС ,
(10)
где
HУ(0) = К1/К0  коэффициент передачи сглаживающего фильтра на постоянном токе;
HОС(0) = КЛИНКШИМККЛ – коэффициент передачи ООС по выходному напряжению
uВЫХ(t), где КЛИН = КУ – коэффициент усиления линейной части петли ООС, КШИМ – коэффициент усиления ШИМ-модулятора, ККЛ = UВХ/U1 – коэффициент передачи регулирующего транзистора по напряжению, U1 – напряжение логической единицы на выходе ШИМмодулятора.
Для определения коэффициента усиления ШИМ-модулятора использовался метод,
основанный на составлении уравнений в вариациях путем вычитания из уравнений возму-
И  arctg
8
щенного
движения
системы
(uОШ1(t) и t1) уравнений стационарного движения (uОШ0(t) и t0).
Возмущенным движением системы называется режим, который
возникает в результате воздействия возмущений, например, после изменения входного напряжения или сопротивления нагрузки.
Коэффициент
усиления
ШИМ-модулятора
показывает
насколько изменяется коэффициент заполнения D при изменении
постоянной составляющей сигнала
ошибки uОШ (t ) и определяется
как:
Рис. 5. Временные диаграммы на входе компаратора (с учетом
пульсаций сигнала ошибки)
U1
t

,
(11)
T uОШ (t0  t )  uОШ (t0 )
где t = t1  t0; t0 = D0T  момент пересечения сигнала ошибки и пилообразного напряжения
(стационарное движение системы); t1 = D1T  момент пересечения сигнала ошибки и пилообразного напряжения при изменении сигнала ошибки (возмущенное движение системы).
На рис. 5 пунктирными линиями показано пересечение пилообразного напряжения
uП(t) и сигнала ошибки uОШ(t) в случае, когда можно пренебречь переменной составляющей
сигнала ошибки, т.е. uОШ (t )  uОШ (t ) . В данном случае на протяжении всего периода комК ШИМ 
мутации T сигнал ошибки остается постоянным, т.е. uОШ0 (t )  uОШ0 (D'0 T )  uОШ (t'0 ) (стационарное движение системы) и uОШ1 (t )  uОШ1 (D'1 T )  uОШ (t'1 ) (возмущенное движение системы). Т.е. получаем, что
(12)
t  uОШ (t0  t )  uОШ (t0 )   D' T UОШ  T U Пmax .
Теперь, подставляя (12) в (11) получаем выражение для коэффициента усиления ШИМмодулятора при условии, что uОШ (t )  uОШ (t ) . Назовём его линейным коэффициентом усиления ШИМ-модулятора, т.е.
Л
К ШИМ
 U 1 U Пmax .
(13)
В работе показано, что при наличии переменной составляющей сигнала ошибки, по
аналогии со случаем отсутствия пульсаций, коэффициент усиления ШИМ-модулятора равен:
(14)
КШИМ  U1 U Пmax  U ПЭmax  ,
где U ПЭmax   duОШ (D0T ) dD0
То есть, учет пульсаций сигнала ошибки на входе компаратора равносилен добавлению к пилообразному напряжению UПmax дополнительного пилообразного напряжения
UПЭmax или со знаком плюс, или со знаком минус, в зависимости от знака производной сигнала ошибки от коэффициента заполнения.
Для нахождения дополнительного пилообразного напряжения UПЭmax надо взять
производную переменной составляющей сигнала ошибки в точке t0 = D0T по коэффициенту
заполнения D.
Определив производную переменной составляющей тока дросселя и переменной составляющей напряжения на емкости по коэффициенту заполнения D в точке t0 = D0T, получим:
9



duОШ (D0T )
 К У (1  К 0 К1 )RН  I 0  2 I И A1e D0T sin 0 D0T  IИ  1 

dD0



 К0 К1 U 0  2U И A1eD0T sin 0 D0T  UИ  1  .

Дополнительное пилообразное напряжения UПЭmax согласно (14) равно
U ПЭmax  2К УU И A1eD0T (1  К 0 К1 )sin 0 D0T  IИ  1  К 0 К1sin 0 D0T  UИ  1  .(15)
Формула для расчета коэффициента стабилизации без учета пульсаций
Л
(16)
КСТ
  К1 К0    КУU ВХ U Пmax .
Формула для расчета коэффициента стабилизации с учетом пульсаций
(17)
КСТ   К1 К0    КУU ВХ U Пmax  U ПЭmax  .
С использованием формул
(16), (17) рассчитаны коэффициенты
К
стабилизации выходного напряжеК
ния в зависимости от коэффициента
усиления УПТ в цепи ООС и от сопротивления потерь rC1 (рис. 6).
Также рассчитаны коэффициенты
стабилизации выходного напряжения с использованием импульсных
моделей методом замкнутого контура (крестики на рис. 6), который
Рис. 6. Зависимость коэффициента стабилизации
является точным методом. Как видот
потерь в конденсаторе фильтра rC1 при КУ = 21,5:
но из рис. 6 коэффициенты стабилирассчитанная по формуле (16) – сплошная линия,
зации, рассчитанные с помощью
рассчитанная по формуле (17) – пунктирные линии и
(17) и с помощью метода замкнуторассчитанная методом замкнутого контура – крестики
го контура равны.
С ростом rC1 изменяется форма, и растут пульсации выходного напряжения с тактовой частотой и, как следует из рис. 6, с ростом rC1 существенно уменьшается коэффициент
стабилизации. Причем большее уменьшение коэффициента стабилизации с ростом rC1 имеет место в ИПН с фильтром с характеристиками Чебышева. У фильтра с характеристиками
Чебышева волновое сопротивление  = 1,1 Ом, у фильтра с характеристиками Баттерворта 
 = 2,7 Ом.
С ростом потерь в конденсаторе фильтра существенно (в разы) уменьшается коэффициент стабилизации выходного напряжения, и повышается устойчивость работы преобразователя. Последний эффект вызван появлением дополнительной ООС по току конденсатора, которая увеличивает запас устойчивости по фазе.
Таким образом, пренебрежение потерями в конденсаторе фильтра может привести не
только к количественным погрешностям в расчете пульсаций с тактовой частотой и коэффициента стабилизации выходного напряжения, но и к качественным изменениям режима
работы (переходу от устойчивого к неустойчивому режиму и наоборот).
Третья глава посвящена исследованию частотных характеристик комплексного сопротивления и структурно-параметрическому синтезу схем замещения электролитических
конденсаторов, которые наиболее широко используются в современных источниках питания. Электролитические конденсаторы являются электронными компонентами с наименьшим сроком службы. Так, например, алюминиевые оксидно-электролитические конденсаторы К50-68 220 мкФ  450 В имеют срок службы при температуре 85С всего лишь 1000
часов. С уменьшением температуры срок службы увеличивается. Рабочая температура конденсатора зависит от мощности потерь, которая увеличивается с ростом эквивалентного последовательного сопротивления потерь rC в конденсаторе. От величины rC зависит величина
пульсаций выходного напряжения, запасы устойчивости источника питания по амплитуде и


СТ
10

Л
СТ

100
фазе. От величины пульсаций, как
И.К.
1
2
показано во второй главе, зависит
3
Схема замещения
стабильность выходного напряже10
ния при действии возмущающих
факторов. Не менее важное значе1
10
100
1000
10000
100000
1000000
ние для источника питания имеет
величина паразитной индуктивно0.1
сти, а также знание структурной
схемы замещения конденсаторов в
f , Гц
широкой полосе частот от десяти 0.01
а)
90
герц до единиц мегагерц.
И.К.
75
1
2
Отсутствие этих характери60
3
Схема замещения
45
стик в технических условиях на
30
отечественные конденсаторы не
15
позволяет рассчитать такие важные
0
10
100
1000
10000
100000
1000000
-15
характеристики, как мощность по-30
терь в конденсаторах, их рабочую
-45
температуру, срок службы, величи-60
-75
ну выбросов напряжения на транзиf , Гц
-90
сторах, диодах, конденсаторов при
б)
коммутации силовых транзисторов
в импульсных источниках питания,
а также величину высокочастотных
в)
помех (единицы-десятки МГц), обуРис. 7. Конденсатор К50-17 820 мкФ  400 В (алюминиевый
словленных переключением транзиоксидно-электролитический): а) модуль полного сопротивления;
сторов и наличием высокочастотб) фаза полного сопротивления; в) схема замещения
ных паразитных контуров. Величины эквивалентного сопротивления потерь, паразитной индуктивности конденсатора, их
схемы замещения зависят от типономиналов, конструкции и типа конденсаторов (алюминиевые оксидно-электролитические, танталовые оксидно-полупроводниковые, танталовые
объемно-пористые).
Были измерены частотные зависимости модуля и фазы комплексного сопротивления
алюминиевых оксидно-электролитических, танталовых оксидно-полупроводниковых, танталовых объемно-пористых конденсаторов в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц.
На рис. 7 приведены зависимости модуля и фазы комплексного сопротивления оксидно-электролитического конденсатора К50-17 (820 мкФ  400 В) Пунктиром приведены изменения модуля и фазы идеального конденсатора, который обладает только емкостью, и у
которого отсутствуют резистивные потери и паразитные индуктивности. Реальные характеристики модуля и фазы полного сопротивления (рис. 7) отличаются от характеристик идеального конденсатора. С ростом частоты аргумент полного сопротивления вначале увеличивается от -90 до 0 в диапазоне частот от сотни или несколько сотен Гц до сотен кГц в
зависимости от типа конденсатора. Такой характер изменения комплексного сопротивления
соответствует резистивно-емкостному сопротивлению. При дальнейшем увеличении частоты аргумент полного сопротивления становится больше нуля и возрастает. Такой характер
изменения аргумента комплексного сопротивления соответствует эквивалентному резистивно-индуктивному сопротивлению. У конденсатора К50-17 (820 мкФ  400 В) резистивное сопротивление rC  65 мОм и несколько увеличивается с ростом частоты, паразитная
индуктивность lC = 20 нГн.
Из частотных зависимостей полного комплексного сопротивления, приведенных на
рис. 7, следует, что алюминиевые оксидно-электролитические конденсаторы ведут себя как
емкость в узком диапазоне частот от нуля до нескольких сотен Гц – одного кГц. Выше этого
частотного диапазона они представляют собой резистивно-емкостное сопротивление, а с
11
частоты выше 10 кГц до сотни или нескольких сотен килогерц они представляют собой резистивное или резистивно-индуктивное сопротивление. В этом диапазоне частот исчезают
свойства конденсатора как фильтрующего элемента, величина пульсаций будет определяться не значением емкости и емкостного сопротивления, а значением эквивалентного последовательного сопротивления rC. Использование таких конденсаторов в качестве фильтрующих элементов для уменьшения пульсаций в высокочастотных импульсных источниках
выше 20 кГц с низкоомной нагрузкой в пределах от одного до нескольких Ом представляется нецелесообразной.
Из экспериментально измеренных частотных характеристик модуля и аргумента
комплексного сопротивления следует, что диапазон паразитных индуктивностей находится
от 18 нГн у конденсатора К50-17В 820 мкФ  400 В до 123 нГн у конденсатора К50-15В
4,7 мкФ  160 В, а диапазон эквивалентных резистивных потерь – от 60 мОм у конденсатора К50-17 820 мкФ  400 В до 800 мОм у конденсатора К50-15В 4,7 мкФ  160 В.
Общим свойством алюминиевых оксидно-электролитических конденсаторов являются их низкочастотные фильтрующие свойства от нескольких сотен Гц – до единиц кГц у
конденсатора К50-85ИВ, до 40 кГц у конденсатора К50-15 4,7 мкФ  16 В.
Танталовые оксидно-полупроводниковые конденсаторы К56-65 15 мкФ  25 В, К5365 10 мкФ  32 В, К53-66 22 мкФ  50 В являются более высокочастотными и могут успешно использоваться на частоте 100 кГц. Их схемы замещения представляют последовательно-параллельный контур. Срок наработки танталовых оксидно-полупроводниковых конденсаторов при температуре окружающей среды +85С и номинальном напряжении составляет
83000 часов. Однако танталовые оксидно-полупроводниковые конденсаторы более низковольтные по сравнению с алюминиевыми оксидно-электролитическими конденсаторами.
Одна из структурных схем замещения алюминиевых оксидно-электролитических
конденсаторов, достаточно хорошо аппроксимирующие частотные зависимости модуля и
аргумента комплексного сопротивления в широком диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц
приведены на рис. 7. Знание этих схем замещения позволяет учесть влияние всех паразитных элементов конденсаторов (эквивалентного последовательного сопротивления потерь,
паразитной индуктивности, сопротивлениия утечки и т.д.) на энергетические и качественные показатели импульсных источников, такие как: величина пульсаций выходного напряжения; величина выбросов напряжения на транзисторах, диодах, конденсаторах при коммутации транзисторов; величина высокочастотных помех, генерируемых источником питания
при коммутации транзисторов, и т.д.
При структурно-параметрическом синтезе схем замещения конденсаторов использовался метод, основанный на минимизации суммы квадратов погрешности действительной и
мнимой частей сопротивления в m точках частотного диапазона.
Четвертая глава посвящена исследованию транзисторных преобразователей
напряжения с непрерывной передачей энергии в нагрузку при включенном и выключенном
состоянии регулирующего транзистора (рис. 8). В отличие от преобразователей понижающего, повышающего и инвертирующего типов, у данного преобразователя напряжение на
входе сглаживающего фильтра имеет постоянную составляющую и прямоугольные импульсы, коэффициент модуляции которых меньше единицы. Поскольку пульсации сигнала на
входе СФ значительно уменьшаются по сравнению с ИПН понижающего, повышающего и
инвертирующего типов, это позволяет существенно уменьшить габариты и стоимость СФ
при сохранении заданного уровня пульсаций в выходном напряжении.
Для исследования устойчивости, расчета цепей ООС, стабилизации выходного
напряжения данный ИПН с одноконтурной ООС по выходному напряжению и однозвенным СФ с характеристиками Баттерворта был смоделирован в программе FASTMEAN.
В диапазоне от 10 Гц до 100 кГц измерены АЧХ и ФЧХ петлевого усиления при сохранении заданного режима работы ИПН.
При коэффициенте усиления операционного усилителя в цепи ООС КУ = 20 система
находится в устойчивом состоянии: имеется запас по фазе 22°, значение коэффициента пет12
левого усиления равно 38 дБ на 10 Гц.
По сравнению с ИПН понижающего
типа, имеются принципиальные отличия АЧХ и ФЧХ. Для ИПН с передачей энергии в импульсе и паузе характерно наличие провала АЧХ и
скачка ФЧХ. Такое искажение формы
АЧХ и ФЧХ петлевого усиления обуРис. 8. ИПН с передачей энергии в импульсе и паузе
словлено наличием во вторичной обАЧХ
45
мотке трансформатора конденсатора
40
35
C2 и индуктивности намагничивания
30
L2, которые образуют вместе с вы25
20
прямительным диодом VD2 парал15
Кi = 0
10
лельный колебательный контур. В то
Кi = 5
Кi = 10
5
Кi = 20
время как для ИПН понижающего ти0
100
10
1
0,1
-50,01
па характерна форма АЧХ и ФЧХ без
-10
-15
каких-либо провалов и скачков.
-20
Исследуемая схема имеет неf , кГц
большой запас устойчивости по фазе
ФЧХ
90
( = 20). Для повышения запаса по
Кi = 0
Кi = 5
60
Кi = 10
фазе показана необходимость испольКi = 20
30
зования двухконтурной ООС. К кон0
100
10
1
0,1
0,01
-30
туру ООС по выходному напряжению
-60
добавлен второй контур ООС по току
-90
конденсатора сглаживающего филь-120
тра с коэффициентом усиления Кi.
-150
-180
Принципиальное отличие АЧХ
-210
f , кГц
и ФЧХ петлевого усиления ИПН с пеРис. 9. АЧХ и ФЧХ петлевого усиления для ИПН с передачей
редачей энергии в импульсе и в паузе
энергии в импульсе и паузе с двухконтурной ООС
от аналогичных характеристик ИПН
при КУ = 20 и различных значениях К i
понижающего типа состоит в том, что
в рассмотренном ИПН (рис. 8) с ростом Кi растёт запас устойчивости по фазе и коэффициент стабилизации. В ИПН понижающего типа с ростом Кi растёт запас устойчивости по фазе, но падает коэффициент стабилизации.
Проведенные в данной главе исследования входного и выходного сопротивлений
позволили установить следующее: ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку имеет
меньшее входное и большее выходное сопротивления по сравнению с ИПН понижающего
типа, что является несомненным недостатком ИН с непрерывной передачей энергии в
нагрузку. В значительной мере этот недостаток ИПН с непрерывной передачей энергии в
нагрузку устраняется использованием двухконтурной ООС по выходному напряжению и
току конденсатора, при этом увеличивается входное и несколько уменьшается выходное
сопротивление.
Принципиальное отличие частотных характеристик ИПН с непрерывной передачей
энергии в нагрузку от ИПН понижающего типа – это существенно меньшая полоса частот
единичного усиления АЧХ, что является его существенным недостатком. Второе принципиальное отличие ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку – увеличение коэффициента стабилизации с ростом коэффициента усиления ООС по току конденсатора Кi. Это
является его преимуществом. У ИПН понижающего типа с ростом Кi также растет запас
устойчивости по фазе, но падает коэффициент стабилизации.
В пятой главе проведено исследование устойчивости систем электропитания, содержащих входные LC-фильтры – ИПН.
13
Комплексный коэффициент передачи каскадно-соединенных четырехполюсников
H(j), представляющих собой ИПН, входные фильтры, линейную и нелинейную нагрузки, в
общем случае зависит не только от произведения комплексных коэффициентов передачи
H1(j) и H2(j) отдельных четырехполюсников, но и от отношения выходного сопротивле(1)
( j) к входному сопротивлению второго четырехпония первого четырехполюсника Z ВЫХ
(2)
( j) :
люсника Z ВХ
H1 ( j)  H 2 ( j)
.
(18)
(1)
(2)
1  Z ВЫХ
( j) Z ВХ
( j)
При условии, что один из рассматриваемых четырехполюсников является активным,
на некоторой частоте 1 возможно, что
(1)
(2)
Z ВЫХ
( j1 ) Z ВХ
( j1 )  1 ,
(19)
т.е. выполняются амплитудные и фазовые условия самовозбуждения системы, даже если
каждый активный четырехполюсник устойчив. В зарубежной литературе выражение (19)
используется в формулировке критерия устойчивости Миддлбрука.
Для обеспечения устойчивости системы входной фильтр – ИПН необходимо, чтобы
(1)
( j) было меньше
в соответствии с (18) выходное сопротивление входного фильтра Z ВЫХ
H ( j) 
(2)
( j) . Однако с уменьшением выходного сопротивления
входного сопротивления ИПН Z ВХ
входного фильтра, как показано в работе, ухудшаются его фильтрующие свойства. В данной главе проведено сравнение частотных характеристик передаточных функций, выходного сопротивления, переходных характеристик, массогабаритных показателей однозвенных и
двухзвенных фильтров. Показано, что по совокупности частотных передаточных характеристик, выходного сопротивления, временных характеристик и массогабаритных показателей предпочтение следует отдать двухзвенному фильтру с меньшими значениями емкостей
и индуктивностей первого звена.
Рассмотрим проблему обеспечения устойчивости системы питания входной фильтр –
ИПН. На рис. 10 представлены частотные зависимости выходного сопротивления фильтра.
Как видно из рис. 10 модуль выходного сопротивления фильтра имеет резонансный характер с максимальным значением ZВЫХ max = 19 Ом на частоте 13,3 кГц. На этом же рисунке
пунктиром показана зависимость рассчитанного модуля входного сопротивления ИПН, фаза которого близка к –180. Таким образом, для данных параметров системы фильтр – преобразователь выполняются условия генерации на частоте f = 13,3 кГц. Компьютерное моделирование процессов в этой системе подтверждает возникновение автоколебательного режима с частотой f = 13,3 кГц. С целью устранения автоколебаний было уменьшено на 2,3%
характеристическое сопротивление  обоих звеньев входного двухзвенного фильтра ИПН.
Помимо частотных характеристик выходного сопротивления, передаточной функции
входного фильтра в пятой главе исследовались зависимости входного и выходного сопротивления ИПН с одноконтурной ООС по выходному напряжению и двухконтурной ООС по
выходному напряжению и току конденсатора выходного фильтра. Показано, что использование двухконтурной ООС по выходному напряжению
и току конденсатора СФ приводит к
увеличению модуля входного и
уменьшению модуля выходного сопротивления, что способствует повышению устойчивости как распределенной системы электропитания,
так и системы входной фильтр –
Рис. 10. Частотные зависимости модуля и фазы
выходного сопротивления входного фильтра
ИПН.
14
В шестой главе описан разработанный и изготовленный унифицированный источник бесперебойного электропитания.
В приложении описаны алгоритм и программа структурно-параметрического синтеза схем замещения различных типов отечественных и зарубежных электролитических конденсаторов с использованием чебышевского критерия близости.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Диссертационная работа направлена на решение важной научно-технической проблемы по развитию теории и разработке энергетически эффективных транзисторных преобразователей постоянного напряжения с ШИМ и систем электропитания на их основе с
улучшенными массогабаритными, динамическими, статическими характеристиками и
устойчивостью работы. Решение данной проблемы имеет важное практическое значение,
поскольку транзисторные преобразователи используются в многомиллионном количестве в
различных областях техники, промышленности и сферах обслуживания. Конкретизация
элементов научной новизны приведена в заключительных разделах каждой главы диссертации.
Основные научные и практические результаты выполненных исследований заключаются в следующем:
1. Получены аналитические выражения для пульсаций выходного напряжения ИПН
в переходном и установившемся режимах. Полученные результаты по исследованию величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от резистивных потерь в
конденсаторе и дросселе СФ и от коэффициента заполнения импульсов на входе СФ выявили, что с ростом потерь в конденсаторе СФ и коэффициента заполнения от 0 до 0,6 возрастает величина и изменяется форма пульсаций и увеличивается частотный диапазон спектральных составляющих выходного напряжения.
2. Полученные в работе выражения для коэффициента стабилизации выходного
напряжения с учетом пульсаций выходного напряжения позволили установить, что с ростом потерь конденсатора фильтра rC существенно (в разы) повышается величина пульсаций выходного напряжения, уменьшается коэффициент стабилизации выходного напряжения и уменьшается устойчивость работы преобразователя.
3. Измерены в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц частотные характеристики модуля и фазы комплексного сопротивления алюминиевых оксидно-электролитических, танталовых объёмно-пористых и танталовых полупроводниковых отечественных и зарубежных
электролитических конденсаторов. Рассчитанные эквивалентные последовательные сопротивления потерь rC, паразитные индуктивности конденсаторов и проведенный структурнопараметрический синтез их схем замещения позволяют рассчитать величину перенапряжений на транзисторах, диодах и конденсаторах при коммутации транзисторов, величину
электромагнитных помех, генерируемых преобразователем, и КПД преобразователя, а также определить границы частотного диапазона, где rC становится больше емкостного сопротивления, и конденсатор теряет свои фильтрующие свойства.
4. Проведены исследования частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входных и выходных сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в
нагрузку. Полученные характеристики позволяют оценить устойчивость работы ИПН в автономном режиме и в различных системах электропитания.
5. Проведены исследования устойчивости работы системы входной фильтр – ИПН.
Найденные в работе входные и выходные сопротивления ИПН позволяют предсказывать неустойчивость распределенных систем и открывают возможность их рационального проектирования, состоящих из отдельных источников различных типов, работающих на
выходные фильтры с различными характеристиками и различным числом контуров обратной связи.
15
Показано, что ИПН понижающего типа с двухконтурной ООС по выходному напряжению и току конденсатора СФ позволяет не только обеспечить больший коэффициент стабилизации выходного напряжения и больший запас устойчивости в автономном режиме, но
и больший запас устойчивости распределенной системы питания, по сравнению с использованием в качестве подсистем ИПН с одноконтурной ОС по выходному напряжению.
6. Проведен сравнительный анализ динамических характеристик и устойчивости
систем электропитания, содержащих входной однозвенный и двухзвенный фильтры.
Показано, что применение двухзвенных входных фильтров импульсных источников
электропитания позволило:
 обеспечить устойчивую работу системы входной фильтр – ИПН;
 получить ослабление пульсаций с частотой работы ключевого элемента ИПН до величины 60 дБ;
 уменьшить массогабаритные параметры входных фильтров до 4 раз, по сравнению с
однозвенными фильтрами.
7. Экспериментальные исследования источника бесперебойного электропитания
(ИБП) на основе транзисторных преобразователей с ШИМ с возможностью параллельной
работы, питание которого осуществляется от основного фидера (трёхфазное напряжение
380 В, 50 Гц) и резервного фидера (мощная аккумуляторная батарея 175–350 В), с выходной
мощностью 2,4 кВт, с выходными напряжениями 12 В, 110 В, 350 В, пульсациями выходного напряжения 30 мВ, стабильностью выходного напряжения 55 дБ, запасами устойчивости
по амплитуде 20 дБ и фазе 70, созданным в СПбГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, подтвердили справедливость:
 полученных результатов исследования пульсаций выходного напряжения, зависимости стабильности и устойчивости ИПН от пульсаций;
 полученных результатов исследования устойчивости системы входной фильтр –
ИПН.
8. Данные характеристики ИБП превосходят характеристики существующих отечественных ИБП, что свидетельствует об их перспективности.
ОПУБЛИКОВАННЫЕ РАБОТЫ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ
1. Самылин И.Н., Шушпанов Д.В, Кобелянский А.Е. Исследование пульсаций выходного
напряжения транзисторного преобразователя понижающего типа // Физика и технические
приложения волновых процессов, Самара, 2007, том 10, №2. С. 86 - 93. (включен в перечень
ВАК)
2. Исаев В.М., Кобелянский А.Е. Влияние пульсаций выходного напряжения импульсного
преобразователя на коэффициент стабилизации выходного напряжения // Физика и технические приложения волновых процессов, Самара, 2009, том 12, №1. С. 105 - 112. (включен в
перечень ВАК)
3. Кобелянский А.Е., Шушпанов Д.В. Анализ однофазного инвертора напряжения с синусоидальной ШИМ при работе на линейную и нелинейную нагрузки // Труды учебных заведений связи / СПбГУТ. СПб, 2005. №172. С. 168 - 179.
4. Самылин И.Н., Кобелянский А.Е., Принципы построения децентрализованной системы
питания для технологических нужд и связных систем Газпрома // Материалы докладов НТК
профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов № 57 /
СПбГУТ. СПб, 2005.
5. Дмитриков В.Ф., Кобелянский А.Е. Устойчивость работы распределенной системы
электропитания при двукратном преобразовании энергии // Электронные компоненты.
Москва. 2007. №9 С.
6. Никитин И.Е., Кобелянский А.Е. Основные пути развития и проблемы создания современных систем вторичного электропитания радиоэлектронной аппаратуры специального
16
назначения // 8-я Всероссийская конференция «Состояние и перспективы развития энергетики связи»: сб-к тр. СПб: ПЕТЕРКОН, 2007. С. 48 - 56.
7. Дмитриков В.Ф., Шушпанов Д.В., Кобелянский А.Е. Сравнительный анализ частотных,
временных и массогабаритных характеристик однозвенных и двухзвенных входных фильтров импульсных преобразователей напряжения // Приложение к журналу «Физика волновых процессов и радиотехнические системы»: Доклады конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», Казань, 2007. С. 438 - 439.
8. Кобелянский А.Е., Павлов А.В. Исследование устойчивости импульсных преобразователей напряжения с входными фильтрами // Приложение к журналу «Физика волновых
процессов и радиотехнические системы»: Доклады конференции «Физика и технические
приложения волновых процессов», Казань, 2007. С. 440 - 441.
9. Дмитриков В.Ф., Шушпанов Д.В., Кобелянский А.Е. Исследование устойчивости работы ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку // Материалы докладов НТК профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов № 60 / СПбГУТ.
СПб, 2008. С. 78 - 79.
10. Антоневич Н.В., Кондратьев М.В., Кобелянский А.Е. Унифицированный источник бесперебойного электропитания на основе транзисторных преобразователей // Приложение к
журналу «Физика волновых процессов и радиотехнические системы»: Материалы конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», СПб, 2009. С. 300 - 301
Подписано к печати 18.02.2010
Тираж 80 экз. Объем 1 печ. л. Заказ №20
Тип. СПбГУТ, 191186 СПб, наб. р. Мойки, 61
17
18