1.1 Цель работы особенности применения электродов для биомедицинских измерений.

Реклама
1 Электроды для биомедицинских измерений
1.1 Цель работы
1
Изучить
принцип
работы,
характеристики,
конструкции
и
особенности применения электродов для биомедицинских измерений.
2 Получить практические навыки экспериментального измерения
и анализа характеристик биомедицинских измерительных электродов.
1.2 Теоретические сведения
При проведении электрофизиологических исследований для съема
биоэлектрических сигналов, характеризующих происходящие в организме
или биообъекте процессы, широко используют биомедицинские электроды,
от правильного выбора и применения которых в значительной степени
зависят точность и объем получаемой физиологической информации.
Электрофизиологические параметры обычно отводят с помощью
электродов монополярным или биполярным способами. При монополярном
отведении один электрод - сигнальный - располагается в активной зоне, а
другой - в нулевой, где биологическая активность исследуемого органа или
ткани пренебрежимо мала. При этом измеряется абсолютная величина
биопотенциала. При биполярном отведении оба электрода располагаются в
активной области и измеряют разность потенциалов между двумя точками.
1.2.1 Требования к биомедицинским электродам:
К конструкции и материалу электродов предъявляется ряд требований,
определяемых специфическими условиями физиологического эксперимента
и свойствами биообъекта:
1) хорошая электропроводность;
2) биологическая инертность ( нетоксичность);
3) высокая прочность;
4) возможность надежного и удобного крепления;
5) отсутствие
поляризации,
высокая
помехоустойчивость
к
специфическим помехам;
6) легкость и пластичность;
7) Физико-химическая инертность;
8) стабильность измерений;
9) малые габариты и вес;
10)простота и долговечность.
Так как живой ткани присуща реакция на любое инородное тело, с
которым
оно
соприкасается,
то
материал
электрода
должен
быть
биологически инертным (нетоксичным). Кроме того, электрод должен иметь
по возможности минимальные размеры, так как тканевая реакция выражена
тем сильнее, чем больше инородное тело. Размер электрода должен быть
небольшим еще и потому, что с увеличением электрода увеличиваются
помехи от соседних участков ткани. С другой стороны, препятствием к
уменьшению электрода является требование высокой электропроводности и
прочности. Чтобы избежать поломки при интенсивной мышечной работе,
электроды и подходящие к ним провода должны быть достаточно мягкими и
гибкими. Конструкция электродов должна предусматривать возможность
надежного и удобного крепления. Этими требованиями объясняется
разнообразие конструкций электродов.
1.2.2 Классификация биомедицинских электродов
По особенностям применения можно выделить четыре группы
электродов: 1) для кратковременного использования (в основном в кабинетах
функциональной
диагностики);
2)
для
длительного,
непрерывного
наблюдения биоэлектрических сигналов (в условиях палат реанимации,
интенсивной терапии, при исследовании состояния человека в процессе
трудовой деятельности); 3) для динамических наблюдений (при наличия
интенсивных мышечных помех в условиях физических нагрузок, в
спортивной медицине и палатах реабилитации); 4) для экстренного
применения в условиях скорой помощи.
По
функциональному
назначению
биомедицинские
электроды
различают в соответствии о видом регистрируемой электрофизиологической
активности
(электрокардиографические,
электроэнцефалографические,
микроэлектроды
электромиографические,
для
внутриклеточного
исследования и т.д.).
В зависимости от способа контактирования с биообъектом различают
накожные (поверхностные) и подкожные (игольчатые) электроды. В свою
очередь, среди поверхностных электродов в зависимости от характера
сопротивления кожно-электродного контакта можно выделить следующие
группы: металлические, емкостные, резистивные и резистивно- емкостные.
По склонности к поляризации электроды делятся на поляризующиеся,
слабополяризующиеся и неполяризующиеся. Биомедицинские электроды
также классифицируют по форме, материалу активного слоя, способу
крепления,
поляризуемости
и
другим
признакам.
Кроме
электрофизиологических измерений, в медицинской практике электроды
широко применяются для оказания терапевтического воздействия на
организм электрическим током и другими факторами. Наиболее полная
классификация биомедицинских измерительных электродов приведена в
ГОСТ 24878-81 (СТ СЭВ 2483-80) "Электроды для съема биоэлектрических
потенциалов".
1.2.3 Структура и особенности контакта "электрод-кожа"
Общим требованием, предъявляемым к поверхностным электродам,
является требование уменьшения переходного сопротивления электрод-кожа,
целиком
определяющего
погрешность
импеданса.
Значение
этого
сопротивления зависит от типа материала электрода, свойств кожи, площади
ее соприкосновения с электродом, от свойств межконтактного слоя между
электродом и кожей. В общем случае структуру участка контакта электрода с
кожей можно представив в виде, изображенном на рисунке 1.1. Между кожей
и электродом размещен тонкий слой электролита, возникающий естественно
(выделения потовых желез) или вносимый при наложении электрода
(токопроводящие пасты, физиологический раствор).
Рисунок 1.1 Структура контакта электрод - кожа
Рисунок 1.2 – Кривая поляризации контакта электрод - кожа
Рисунок 1.3 – Эквивалентная схема кожно – электродного контакта
Рисунок 1.4 – Эквивалентная схема контакта кожа – металлический
электрод
Ткани тела являются проводником второго рода, импеданс которого
содержит активную и реактивную составляющие. Емкость тканей создается
мембранами образующих ткани клеток и многочисленными поверхностями,
разделяющими
отдельные
органы
и
структуры
тела.
Реактивная
составляющая тока, протекающего по подкожным тканям, по крайней мере,
на порядок меньше активной составляющей, и ею можно пренебречь.
Емкость тканей кожи достигает 0,1 мкФ/см2, и ее необходимо учитывать,
Электрические свойства контакта "электрод-кожа" определяются в
основном поляризационными свойствами поверхностей раздела с разными
типами проводимостей - перехода "ткани тела-электролит" и переход
"электролит-электрод". Типичная кривая поляризации E=f(j), где Е - разность
потенциалов на переходе; j - плотность тока, приведена на рисунке 1.2. Она
носит нелинейный характер, но при малых плотностях тока (до 10-15
мкА/см2) на ней можно выделить линейный начальный участок. На практике
даже при максимальных амплитудах регистрируемых биоэлектрических
сигналов кожно-электродный импеданс можно считать линейным.
Поверхности разделов характеризует также равновесная разность
потенциалов Е0, возникающая на переходе при отсутствии тока, которая
определяется природой контактирующих сред. В зависимости от материала
электрода, свойств электролита, температуры, способа обработки кожи
значение
ЕС,
изменяется в пределах 0,1- 50 мВ. Поляризация электродов
может сильно искажать форму регистрируемого сигнала, поэтому она крайне
нежелательна. При регистрации биопотенциалов величина Е0 должна
оставаться
постоянной,
поэтому
для
некоторых
типов
электродов
необходимо применение специальных мер для стабилизации значения Е0.
Разработаны и неполяризующиеся электроды. Регистрация биоэлектрических
сигналов, где это возможно, осуществляется с помощью усилителей
переменного тока, нижняя граничная частота которых составляет доли герц,
поэтому в расчетах величиной Е0, если она постоянна, можно пренебречь.
1.2.4 Эквивалентная схема кожно- электродного контакта
Каждую поверхность раздела кожно- электродного контакта можно
представить на электрической эквивалентной схеме сложной электрической
цепью, содержащей сопротивления и емкости. Такую цепь можно
пересчитать в простую параллельную RC-цепь и получить эквивалентные
параметры Rк-э, и Ск-э. Эти параметры зависят от частоты тока.
Упрощенная эквивалентная электрическая схема кожно- электродного
контакта приведена на рисунке 1.3. В неё включены уже указанные величины
Rк-э, и Ск-э, а также сопротивление потерь Rc емкостной составляющей,
эквивалентные
параметры
самого
электрода
Zэ
и
эквивалентное
сопротивление подкожных тканей Rпк. Параметр Zэ (Rэ и Сэ) определяется
конструкцией и материалом электродов.
1.2.5 Электроды
Наиболее
распространенным
типом
электродов
для
съема
биопотенциалов являются металлические электроды. В качестве материалов
для их изготовления применяются золото, серебро, платина, палладий,
нержавеющая сталь, иридиевые сплавы и другие металлы, сплавы и
соединения, полученные прессованием, электролитическим хромированием и т. д.
Выбор материала и способа обработки поверхности существенно
влияет на величину контактного сопротивления (кожно- электродный
импеданс), уровень шума и величину артефактов, а также на интенсивность
потенциалов поляризации.
Переходное сопротивление между чистой сухой кожей и электродом
может достигать сотен килоом. С целью уменьшения этого сопротивления
при
использовании
металлических
электродов
применяют
марлевые
прокладки, смоченные физиологическим раствором, которые помещают
между электродом и кожей, или специальные токопроводящие пасты. Это
позволяет уменьшить переходное сопротивление до десятков килоом.
Переходное сопротивление уменьшается также при увеличении
площади контакта электрод – кожа. Однако при значительном увеличении
размеров электрода возрастает погрешность усреднения, а, следовательно,
уменьшается диагностическая ценность измеряемого биопотенциала как
сигнала о локальных изменениях электрической активности.
Так как для металлического электрода Rэ= 0, то эквивалентная схема
входной цепи усилителя биопотенциалов принимает вид, изображенный на
рисунке 1.4.
Наиболее широко используемыми металлическими электродами для
съема биопотенциалов с поверхности тела являются металлические
пластинки круглой или овальной формы из нержавеющей стали площадью до
20 см2, неполяризующиеся электроды из хлорированного серебра, электродыприсоски, снабженные резиновым баллончиком, который дает возможность
просто и достаточно надежно укрепить электрод в нужной точке тела, и ряд
специальных электродов. Среди электродов специальной конструкции
следует отметить поверхностные слабополяризующиеся электроды типов
ЭПСК (электрокардиографические), ЭПСМ (электромиографические), ЭПСЭ
(электроэнцефалографические),
которые
предназначены
для
съема
биоэлектрических сигналов при длительном наблюдении за состоянием
тяжелобольных и больных во время операций, при биотелеметрии труда и
спортивных нагрузок. Электроды типов ЭПСК и ЭПСМ состоят из
нескольких собственно электродов. Каждый такой электрод состоит из
рабочего хлоросеребряного элемента, запрессованного в пластмассовый
корпус ив полистирола марки ПСМ, и имеет полость для электродной пасты
(рисунок 1.5). Электроды типов ЭПСК и ШСМ укрепляют к биообъекту с
помощью клейких колец. Конструкция электродов типа ЭПСЭ отличается
наличием паза, который служит для фиксации электродов посредством
энцефалографического шлема в соответствующих зонах головы (рисунок 1.6).
Для регистрации ЭМГ также применяют игольчатые электроды.
1.2.6 Емкостные электроды
Основным преимуществом емкостных электродов является отсутствие
контактных
и
поляризационных
потенциалов,
возникающих
при
использовании металлических электродов.
Емкостный электрод представляет собой металлическую пластинку,
покрытую тонким слоем диэлектрика. Первые емкостные электроды
(появились в 1987 г.) были выполнены из анодированного алюминия и
обладали сопротивлением более 4000 Мом и емкостью около 5000 пФ при
верхней граничной частоте, равной 30 Гц. Однако электроды из анодированного
1- корпус; 2 – маркировочная крышка; 3 – хлоросеребряный рабочий элемент; 4 –
полость для электропроводящей пасты
Рисунок 1.5 – электроды типа ЭПСК и ЭПСМ для длительного съёма
электрокардио- и электромиографических сигналов
1
- корпус; 2 – паз; 3 – провод отведения
Рисунок 1.6 – Внешний вид электрода типа ЭПСЭ для длительного съёма
электроэнцефалографических сигналов
1 – крышка- экран; 2 – диэлектрическое основание; 3 – металлическая пластина; 4 –
диэлектрическая плёнка
Рисунок 1.7 – Схематичная конструкция емкостного электрода с истоковым
повторителем
Рисунок 1.8 – Эквивалентная схема контакта кожа – емкостной электрод
Рисунок 1.9 – Эквивалентная схема контакта кожа – резистивно – емкостной
электрод
алюминия оказались трудновоспроизводимыми и ненадежными вследствие
пористости и способности адсорбировать влагу из кожи. Лучшие результаты
позволяют
получить
емкостные
электроды,
изготовленные
из
анодированного тантала.
Хорошие результаты дают емкостные электроды с диэлектриком из
SiO2.
Монокристаллическая
структура
слоя
ив
двуокиси
кремния
обеспечивает высокую химическую устойчивость диэлектрической пленки.
При активной площади электрода 0,5 см2 и толщине диэлектрической пленки
1 мкм емкость его составляет около 0,015 мкФ. На рисунке 1.7 изображена
конструкция емкостного электрода с электродным потоковым повторителем.
Эквивалентная электрическая схема кожно-электродного импеданса
для емкостных электродов представлена на рисунке 1.8.
Полное кожно-электродное сопротивление для емкостных электродов
быстро возрастает с уменьшением частоты, а это при измерении потенциалов
на инфранизких частотах приводит к недопустимо большим погрешностям.
1.2.7 Резистивно-емкостные электроды
Резистивно-емкостные электроды отличаются от емкостных электродов
небольшой
проводимостью
диэлектрика,
образующего
емкость.
Эквивалентная электрическая схема кожно-электродного импеданса для
резистивно-емкостных электродов представлена на рисунке 1.9. Благодаря
очень малой проводимости диэлектрика такие электроды ослабляют
контактные и поляризационные потенциалы по сравнению с металлическими
электродами в десятки и сотни раз. Вместе с тем наличие незначительной
проводимости позволяет передать всю инфранизкочастотную область
спектра снимаемых биопотенциалов вплоть до постоянного тока.
В инфранизкочастотной области спектра модуль кожно-электродного
сопротивления резистивно-емкостного электрода является практически
постоянным, а, начиная с некоторой частоты, значение которой зависит от
параметров
электрода,
резистивно-емкостной
электрод
становится
эквивалентным емкостному.
1.3 Измерение характеристик биомедицинских электродов
Основными
характеристиками
биомедицинских
измерительных
электродов являются номинальное значение потенциала электрода Е0,
отклонение потенциала электрода Е от номинального значения, временная
нестабильность
потенциала
потенциала
электрода,
электрода,
электрическое
температурный
сопротивление
коэффициент
электрода
на
постоянном токе и в зависимости от частоты тока.
Измерение указанных параметров электродов следует проводить в
соответствии с указаниями ГОСТ 16286-84 и методики проверки МИ 1772-87.
Электродный потенциал отдельно взятого электрода измерить нельзя.
Стандартные электродные потенциалы различных электродов, указываемые в
справочниках, приводятся по отношению к стандартному водородному
электроду при стандартных условиях измерения. Стандартный водородный
электрод представляет собой платинированный платиновый электрод,
погруженный в раствор с концентрацией ионов водорода 1 моль/дм 3, через
который пробулькивается водород под давлением 1 атм. Электродный
потенциал водородного электрода условно принят равным нулю при любой
температуре.
Водородный
электрод
неудобен
для
практического
использования. Поэтому измерение потенциала электрода, его отклонения от
номинального значения, временной нестабильности и ТК потенциала
проводится путем сравнения с образцовым электродом более высокого
разряда. В качестве такового, например, может служить электрод типа
ЭХСВ-1 (электрод хлоросеребряный выносной, ТУ 25-05.1496-78).
Принцип измерения потенциала, его отклонений и изменений
заключается
в
измерении
разности
потенциалов,
возникающей
в
последовательной цепи встречно включенных образцового и проверяемого
электродов (рисунок 1.10). Электроды погружаются в ячейки с электролитом
заданной концентрации (обычно насыщенный раствор КС1) и соединяются
электролитическим ключом (мостом).
1.3.1. Потенциал электрода при номинальных условиях определяется
по формуле:
E0=(Eобр+Eотн)
(1.1)
где Eобр - потенциал образцового электрода при 20°С; Еотн - потенциал
электрода относительно образцового при 20°С.
Определяется потенциал электрода в насыщенном при Т=20°С растворе
КСl при Т=20°±0.5°С относительно образцового электрода сравнения 2-го
разряда по ГОСТ 17792-72, находящегося при той же температуре.
Образцовый электрод можно применять без термостати-рования, учитывая
его температурный коэффициент потенциала.
Допускается определение потенциала электрода производить при
одной из температур в пределах от 15° до 20°С.
Потенциал электрода, приведенного к 20°С, относительно образцового
рассчитывается по формуле
Еотн= Еt + 0,2 ( t-tобр )
(1.2)
где Еt - потенциал электрода при температуре t (°С) относительно
образцового электрода сравнения; t - температура электрода; tобр –
температура образцового электрода сравнения. Допускается электро-
литический ключ образцового электрода погружать непосредственно в
полость электрода.
1.3.2. Отклонение потенциала от номинального значения равно:

Е=Е0-Еном,
(1.3)
где Еном - номинальное значение потенциала электрода при 20°С.
1.3.3. Нестабильность потенциала электрода определяется измерением
потенциала (по методике п. 1.3.1) в течение 8 часов каждый час (температура
должна быть в пределах 15-25°С и поддерживаться с точностью 0.2°С)
Нестабильность потенциала равняется максимальному отклонению от
среднеквадратичного значения.
1.3.4.
Температурный
коэффициент
потенциала
определяется
измерением потенциала (по методу п. 1.3.1) при двух температурах 5°С и
60°С и вычислением по формуле:
 Е=(Е60-Е5)/55
(1.4)
где Е60, Е5 - потенциалы электрода при температурах соответственно 60 и 5 °С.
1.3.5. Электрическое сопротивление определяется при Т=20°±5°С
омметром с рабочим напряжением 15В.
Один вывод омметра присоединяется к выводам электрода, а второй к
серебряной проволоке диаметром от 0.3 до 1 мм, погруженной в полость
электрода,
заполненного
сопротивления
насыщенным
производится
два
раза
раствором
попеременно
КСl.
с
Измерение
изменением
полярности. За результат принимают среднеарифметическое значение двух
измерений.
Допускается
электрическое
сопротивление
измерять
кондукто-
метрическим методом с частотой питания измерительного моста от 100 до
2000 Гц. К одному из зажимов кондуктометра присоединяется вывод
электрода, а к другому через С = 2-4 мкф - серебряная проволока диаметром
0.5 мм, погруженная в полость электрода, заполненную насыщенным
раствором КСl.
1- электролитические ячейки с насыщенным раствором КС1; 2- электролитический ключ
с насыщенным раствором КО; 3- образцовый электрод сравнения; 4- проверяемый
электрод; 5- милливольтметр
Рисунок 1.10 – Схема измерения потенциала электрода
1 – источник постоянного напряжения; 2 – генератор сигнала; 3 – пара
исследуемых электродов; V - вольтметр
Рисунок 1.11 – Схема измерения частотной зависимости сопротивления
и характеристики поляризации электродов
1.4 Используемые образцы и приборы
Типы электродов, используемых при практических исследованиях,
указаны на прилагаемом к лабораторному макету планшете.
Для измерения электродных потенциалов исследуемый электрод
включается последовательно с электродом сравнения, в качестве которого в
работе используется хлоросеребряный выносной электрод типа ЭХСВ-1, и с
помощью милливольтметра измеряется разность электродных потенциалов.
(В
качестве
электролитической
ячейки,
соединяющей
электроды,
допускается использовать прокладку, смоченную насыщенным раствором
КСl). Для расчета потенциала электрода, его отклонения от номинального,
нестабильности и температурного коэффициента следует использовать
приведенные выше формулы.
Для
снятия
частотной
зависимости
модуля
комплексного
сопротивления электродов пары однотипных исследуемых электродов
включаются согласно схеме, представленной на рисунке 1.11. (При
измерении на постоянном токе (нулевой частоте) вместо генератора сигнала
используется источник постоянного напряжения). Электроды соединяются
посредством пасты или раствора электролита в соответствии с указаниями по
их применению в паспорте. С помощью переключателя устанавливается
такой ток через электроды, при котором обеспечивается необходимая
точность и диапазон измерений. Искомое значение сопротивления Rэ-э
рассчитывается
по
установленному
току
и
намеренному
падению
напряжения на электродах:
Rэ-э=Uэ-э/Iэ=Rп Uэ-э/(Uг -Uэ-э)
(1.5)
где Uэ-э - падение напряжения на электродах, Uг - напряжение на выходе
генератора или источника постоянного напряжения, Iэ - ток, протекающий
через электроды, Rп - сопротивление, включенное последовательно с
электродами.
Исследование
характеристики
поляризации
электродов
и
их
деполяризация производится с помощью той же схемы включения (рисунок 1.11)
с использованием источника постоянного напряжения. Постоянный ток
различной величины пропускают через электроды в течение времени,
достаточного для завершения процессов поляризации (прекращается рост
падения напряжения на электродах), фиксируя разность потенциалов,
остающуюся на электродах после отключения от источника тока.
Деполяризация электродов производится путем пропускания через них
тока, обратного по направлению остаточной гальванополяризационной ЭДС
до достижения нулевого значения последней.
1.5 Порядок выполнения работы
1 Измерить (с помощью милливольтметра) разностную гальванополяризационную
ЭДС
имеющихся
пар
однотипных
электродов,
соединенных последовательно посредством токопроводящей пасты или
прокладки с физиологическим раствором.
2 Измерить потенциалы заданных электродов относительно образцового
(ЭХСВ-1). Привести полученные значения к номинальным условиям.
3 Измерить электрическое сопротивление всех типов электродов в
зависимости от частоты. Результаты представить в виде графиков.
Определить параметры элементов эквивалентных схем исследованных
электродов.
4 Произвести деполяризацию заданных электродов, пропуская через
ячейку ток, обратный по полярности остаточной гальванополяризационной
ЭДС, и добиваясь методом последовательного приближения нулевого
значения этой ЭДС.
5 Измерить характеристику поляризации электродов, деполяризованных согласно пункту 4 (плотность тока рассчитывать с учетом реальной
площади электродов).
6
Провести
деполяризацию
электродов,
использованных
при
выполнении предыдущего пункта.
ПРИМЕЧАНИЕ. Перед выполнением работы уточнить задание и
необходимые при измерениях исходные параметры у преподавателя.
1.8 Содержание отчета
1 Цель работы.
2 Краткие теоретические сведения.
3 Схемы измерений.
4 Результаты измерений и расчётов в виде числовых значений
параметров, таблиц и графиков.
5 Выводы по полученным результатам.
Литература
1 Теория и проектирование диагностической электронно-медицинской
аппаратуры: Учеб.пособие/ В.М. Ахутин и др.- Л.: ЛГУ,
2 Жуковский В.Д. Медицинские электронные системы. - М.: Медицина,
1976. - Э12с.
3
Бакалов
В.П.,
Миррахимов
М.М.
Прикладные
аспекты
биотелеметрии. - Фрунзе: Илим, 1979. - 272 с.
4
ГОСТ
24878-81
(СТ
СЭВ
2483-80).
Электроды
для
съема
биоэлектрических потенциалов. Термины и определения.- Введен о 01.07.81. - 13с.
5 ГОСТ 16286-84. Электроды вспомогательные промышленные.
Общие технические условия.
6 ТУ 26-06.1496-78. Электрод хлоросеребряный выносной ЭХСВ-1.
7
МИ
1772-87.
ГСИ.
Электроды
вспомогательные
для
потенциометрических измерений. Методика проверки.
8 ГОСТ 17792-72. Электрод сравнения хлоросеребряный насыщеный
2-го разряда.
2
Пьезоэлектрические
преобразователи
для
регистрации
физиологических параметров
2.1 Цель работы
1 Изучить принцип работы, характеристики, конструкции особенности
применения
пьезоэлектрических
преобразователей
для
регистрации
физиологических параметров.
2 Получить практические навыки экспериментального измерения и
анализа характеристик пьезоэлектрических преобразователей.
2.2 Теоретические сведения
В пьезоэлектрических датчиках преобразование неэлектрических
(механических)
величин
в
электрические
основано
на
появлении
электрических зарядов на гранях некоторых естественных или искусственно
созданных кристаллов при их деформации внешними силами.
При регистрации физиологических процессов при помощи пьезодатчиков обычно происходит дифференцирование измеряемого напряжения.
Это
приходится
учитывать
при
расшифровке
и
анализе
данных.
Пьезодатчики используются для регистрации артериальных осцилляции
(сфигмоартериограммы) при измерении артериального давления, для записи
тонов сердца, регистрации вибраций грудной стенки (кинетокардиограммы)
и другах неэлектрических физиологических параметров.
2.2.1 Пьезоэлектрические преобразователи
Прямой
пьезоэлектрический
эффект.
В
кристаллических
диэлектриках различно заряженные ионы располагаются в определенном
порядке, образуя кристаллическую решетку. Поскольку разноименно
заряженные ионы чередуются и расположены так, что их заряды взаимно
компенсируются, в целом кристалл электрически нейтрален. Электрическая
структура кристалла, симметричного относительно оси или плоскости,
схематически показана на рисунке 2.1. В направлении оси X ионы различных
знаков чередуются и взаимно компенсируют свои заряды. При действии на
кристалл силы Fх в направлении X кристаллическая решетка деформируется,
расстояния между положительными и отрицательными ионами изменяются,
и
кристалл
электризуется
в
этом
направлении.
На
его
гранях,
перпендикулярных оси X, появляется заряд:
q=d11Fx
(2.1)
пропорциональный силе Fx. Коэффициент d11, зависящий от вещества и его
состояния,
называется
пьезоэлектрическим
модулем.
Индексы
при
коэффициенте d определяются ориентацией силы и грани, на которой
появляется заряд, относительно кристаллических осей. При изменении
ориентации пьезоэлектрический модуль изменяется. Электризация кристалла
под действием внешних сил называется прямым пьезоэффектом. Вещества,
обладающие
пьезоэффектом,
называются
пьезоэлектриками.
Для
изготовления измерительных преобразователей наибольшее применение
нашли естественные кристаллы кварца и искусственные пьезоэлектрические
материалы - пьезокерамики.
Кварц (SiO2). Призматическая часть кристалла кварца и расположение
кристаллических осей показаны на рисунке 2.2. Ось X - электрическая, ось Y механическая, ось Z - оптическая. Для использования в измерительных
преобразователях из кристалла вырезается пластинка. При действии на
пластинку сил вдоль осей X или Y происходит поляризация кристалла. На
гранях, перпендикулярных оси X, появляются заряды:
q = d11 Fx или q = d11(Qx- Qy)Fy
(2.2)
где Fx и Fy - соответствующие силы; Qx и Qy площади граней, перпендикулярных
осям X и Y; d11=d12=2,31*10-12 К/Н - пьезоэлектрические модули.
Возникновение заряда под действием силы Fx называется продольным
пьезоэффектом, возникновение заряда под действием Fy -поперечным
пьезоэффектом. Действие силы Fz вдоль оси Z не вызывает никаких
электрических зарядов.
Рисунок 2.1 - Электрическая структура кристалла диэлектрика, симметричного относительно оси (плоскости)
Х- электрическая ось; V- механическая ось; 2- оптическая ось
Рисунок 2.2 - Кристалл кварт
Е пьезо-ЭДС на электродах пьезоэлемента; С- собственная емкость пьезоэлемента;
С1- суммарная емкость кабеля я входа усилителя; R- входное сопротивление усилителя
Рисунок 2.3 - Упрощенная эквивалентная схема пьезоэлектрического
преобразователя, соединенного с вольтметром
Кварцевая
пластинка
имеет
высокую
прочность.
Допустимые
напряжения могут доходить до (0,7- 1) 108 Н/м2, что позволяет прикладывать
к ней большие измеряемые силы. Она имеет большой модуль упругости, что
обусловливает ее высокую жесткость и очень малое собственное внутреннее
трение.
Последнее
обстоятельство
определяет
высокую
добротность
изготовленных из кварца пластинок. Кварцевые пластинки используются для
изготовления преобразователей, измеряющих давление и силу.
Кварц - материал с высокой твердостью, он трудно обрабатывается и
может применяться для изготовления пластинок лишь простой формы.
Пьезоэлектрический модуль d практически постоянен до температуры
200 °С, а затем с увеличением температуры немного уменьшается.
Предельная рабочая температура составляет 600° С. При температуре 573° С
(температура
Кюри)
кварц
теряет
пьезоэлектрические
свойства.
Относительная диэлектрическая проницаемость равна 4,5 и несколько
увеличивается
с
увеличением
температуры.
Удельное
объемное
сопротивление кварца превышает 1012 Ом.
Электрические и механические свойства кварца имеют высокую
стабильность. За 10 лет изменение характеристик не превосходит 0.05%.
Пьезоэлектрическая
керамика.
Пьезокерамика
имеет
доменное
строение, причем домены поляризованы. При отсутствии
внешнего
электрического поля поляризация отдельных доменов имеет хаотическое
направление, и на поверхности наготовленного из пьезокерамики тела
электрический
заряд
отсутствует.
В
электрическом
поле
домены
ориентируются в направлении этого поля, вещество поляризуется и на
поверхности тела появляются заряды. При снятии поля домены сохраняют
свою ориентацию, вещество остается поляризованным, но поверхностный
заряд с течением времени стекает. Если к телу, изготовленному из
пьезокерамики, после обработки его в электрическом поле приложить
механическую нагрузку, то под ее действием домены изменяют свою
ориентацию и изменяется поляризация вещества. Изменение поляризации
вызывает появление заряда на поверхности тела. Тело, изготовленное из
поляризованной
электризуется
керамики,
так
же,
при
как
воздействии
и
естественные
механической
силы
пьезоэлектрические
монокристаллы.
Типичной пьезоэлектрической керамикой является титанат бария ВаTiO3.
Его пьезоэлектрический модуль лежит в пределах d31=(4,35-8,35)10-11 К/Н;
диэлектрическая проницаемость - в пределах εr - 1100 - 1800; тангенс угла
диэлектрических
потерь,
характеризующий
внутреннее
удельное
сопротивление, - в пределах tgα- 0,3 - 3 %. Зависимость возникающего заряда
от приложенной силы имеет некоторые нелинейность и гистерезиc. Свойства
пьезокерамики
зависят
также
от
их
технологии
и
поляризующего
напряжения.
Большинство пьезокерамик обладает достаточной температурной
стабильностью. Пьезоэлектрические свойства сохраняются вплоть до
температуры Кюри. Для титаната бария она равна 115°С. С течением
времени параметры пьезокерамики самопроизвольно изменяются. Старение
обусловливается изменением ориентации доменов.
Изготовление преобразователей из пьезокерамики значительно проще,
чем из монокристаллов. Керамические изделия делаются по технологии,
обычной для радиокерамических изделий (путем прессования или литья под
давлением), на керамику наносятся электроды, к электродам привариваются
выводные провода. Отличие заключается в электрической обработке. Для
поляризации изделие помещается в электрическое поле напряженностью 105
- 106 В/м.
Принцип действия пьезоэлектрического преобразователя. Действие
пьезоэлектрического преобразователя основано на прямом пьезоэффекте.
Обычно
он
представляет
собой
пластинку,
наготовленную
из
пьезоэлектрического материала, на которой имеются два изолированных
друг от друга электрода.
В зависимости от вещества формы преобразователя и ориентации
кристаллических
осей
входной
величиной
могут
быть
как
силы,
производящие деформацию сжатия-растяжения, так и силы, производящие
деформацию сдвига. Последний вид деформации может использоваться в
преобразователях, имеющих в качестве входной величины момент силы.
Выходной
электродах:
величиной
преобразователя
является
напряжение на
E=q/C
(2.3)
где q - пьезоэлектрический заряд; С - емкость, образованная электродами.
Подставляя формулу для вычисления заряда в данную формулу,
получим функцию преобразования пьезоэлектрического преобразователя:
E=d F / C
(2.4)
Если преобразователь имеет форму плоской пластины, то функция
преобразования:
E = d δ F(εr ε0 Q)
(2.5)
где εr - относительная диэлектрическая проницаемость пьезоэлектрического
вещества; Q - площадь электродов; δ - расстояние между электродами
(толщина пластины).
ЭДС,
возникающая
на
электродах
преобразователя,
довольно
значительна - единицы вольт. Однако если сила постоянна, то измерить ЭДС
трудно, поскольку заряд мал и быстро стекает через входное сопротивление
вольтметра. Если же сила переменна, то образуется переменная ЭДС,
измерить которую значительно проще. Если при этом период изменения
силы
много
меньше
постоянной
времени,
определяемой
емкостью
преобразователя и сопротивлением утечки заряда, то процесс утечки не
влияет на выходное напряжение преобразователя. При синусоидальном
законе изменения силы ЭДС изменяется также синусоидально и измерение
переменной силы сводится к измерению временной ЭДС или напряжения.
Схема включения. Пьезоэлектрический преобразователь является
генераторным
преобразователем,
вырабатывающим
ЭДС,
Для
преобразования её в приборе имеется вторичный преобразователь, в качестве
которого может служить вольтметр переменного тока, проградуированный в
единицах измеряемой величины. Поскольку вольтметр должен иметь
большое входное сопротивление, используются электронные вольтметры.
Упрощенная
эквивалентная
схема
пьезоэлектрического
преобразователя, соединенного кабелем с вольтметром, представлена на
рисунке 2.3а. На этой схеме С - собственная емкость преобразователя; С1 -
суммарная емкость соединительного кабеля, входной емкости усилителя и
других емкостей, шунтирующих вход усилителя; R -входное сопротивление
усилителя. Сопротивления утечки пьезоэлемента и сопротивление утечки
кабеля могут рассматриваться на эквивалентной схеме как составляющие
сопротивления R.
Входным напряжением усилителя является падение напряжения на
сопротивлении R. Если на преобразователь действует синусоидальная сила,
то, используя символический метод, можно определить комплексную
чувствительность или комплексный коэффициент передачи:
К(jw)=U/E= (C/(C+C1 ))(jwτ/(1+jwτ))
(2.6)
где τ=R(C+C1) - постоянная времени.
Модуль чувствительности ; или просто чувствительность, схемы:
S(w)= K ( jw) =[C/(C+C1)][wτ(1+w2τ2)-1/2]
(2.7)
Это выражение показывает зависимость чувствительности от частоты и
является частотной характеристикой преобразователя, подключенного к
усилителю. График частотной характеристики показан на рисунке 2.3 б.
Частотная
характеристика
может
быть
представлена
в
виде
двух
сомножителей:
S (w) = S(  ) Sн (w)
(2.8)
Первый из них представляет собой чувствительность при очень
больших частотах и не зависит от частоты, т.к. при w  :
S(w)  C/(C+C1)
(2.9)
Второй сомножитель Sн(w)= wτ(1+w2τ2)-1/2 определяет нормированную
характеристику. Он показывает чувствительности при изменении частоты.
Из формулы для модуля чувствительности видно, что S=0, при w=0,
т.е. пьезоэлектрические преобразователи неприменимы для измерения
статических напряжений.
Полученные выражения справедливы на средних и низких частотах,
т.е. в тех случаях, когда внутреннее сопротивление пьезоэлемента можно
заменить эквивалентной емкостью.
Пьезоэлемент обладает некоторой упругостью и массой и является
колебательной системой. Резонансные свойства этой системы проявляются
на высоких частотах. Резонанс приводит к повышению чувствительности на
высоких частотах. При еще большем увеличении частоты чувствительность
падает.
Погрешность
пьезоэлектрического
преобразователя.
Рабочей
областью частот является область, в которой чувствительность остается
постоянной. Сверху эта область ограничена резонансом пьезоэлемента.
Снизу она определяется постоянной времени τ.
Для улучшения частотных свойств в области нижних частот нужно
увеличивать
τ=R(C+C1).
Для
усиления
выходного
напряжения
пьезоэлектрического преобразователя применяют усилители с максимально
возможным входным сопротивлением (не менее 1011 Ом).
Дальнейшее увеличение постоянной времени может происходить при
увеличении Сl; для этого вход усилителя шунтируется дополнительным
конденсатором.
Однако
включение
этого
конденсатора
уменьшает
чувствительность при больших частотах и требует увеличения коэффициента
усиления усилителя. В схеме, рассмотренной выше, постоянная времени
обычно не превышает 1 с. Использование операционных усилителей с
обратными связями позволяет создавать приборы, у которых постоянная
времени достигает значений 10-100 с.
Верхняя частота рабочего диапазона определяется увеличением
чувствительности вследствие механического резонанса. Она довольно высока.
Имеются преобразователи с верхней частотой рабочего диапазона 80 кГц.
В измерительной цепи внешними электромагнитными полями может
наводиться паразитная ЭДС. Эта переменная ЭДС создает погрешность. Для
защиты от полей измерительная цепь экранируется и датчик соединяется с
вторичным преобразователем с помощью экранированного кабеля. Однако
нестабильность параметров кабеля, например изменение его емкости,
обусловленное
изгибом,
вызывает
изменение
чувствительности
в
соответствии с формулой (2.9) и вносит погрешность.
При изгибах кабеля он может расслаиваться. На расслоенных
поверхностях
вследствие
трения
образуются
электрические
заряды.
Перемещение заряженных поверхностей под действием вибрации кафеля
приводит
к
появлению
некоторой
переменной
ЭДС.
Погрешность,
обусловленная вибрацией кабеля, может быть значительно уменьшена
применением специальных антивибрационных кабелей.
Нестабильность измерительной цепи может быть вызвана повышением
влажности воздуха или резким изменением его температуры. При этом
происходит
увлажнение
изоляции,
что
приводит
к
уменьшению
сопротивления R в эквивалентной схеме рисунка 2.3а. Изменение R вызывает
изменение чувствительности и дополнительную частотную погрешность.
Изменение температуры пьезоэлемента вызывает также изменение его
пьезоэлектрического модуля и чувствительности. Наиболее стабильным
пьезоэлектрическим материалом является кварц.
Погрешность
несовершенством
преобразователя
может
пьезоэлектрических
быть
вызвана
материалов:
также
гистерезисом
характеристики и ее нелинейностью.
Если в преобразователе действуют силы, перпендикулярные оси
чувствительности пьезоэлемента, то возможна погрешность, обусловленная
поперечным пьезоэффектом.
2.3 Преобразователь для сфигмоартериографии ПСА-02
Назначение.
Преобразователь
типа
ПСА-02
применяется
при
косвенном определении параметров функционирования сердечно-сосудистой
системы организма путем изменения силы. Чувствительный элемент датчика,
выполненный в форме диска из пьезокерамики и вклеенный в пластмассовый
корпус, преобразует входное воздействие в пропорциональный аналоговый
электрический сигнал, который усиливается промежуточным усилителем и
передается на вторичный прибор.
Основные технические данные преобразователи ПСА-02
1 Коэффициент преобразования равен (13  2,6)103 мВ/Н.
2 Нелинейность амплитудной характеристики (АХ) в диапазоне усилий
(0,05-0,3) Н не более 10%.
3 Нижняя Граничная частота, определяемая на уровне 0,7 по
отношению к значению выходного сигнала на частоте 1 Гц, не более 0,2 Гц.
4 Верхняя граничная частота, определяемая на уровне 1,3 по
отношению к значению выходного сигнала 1 Гц, не менее 30 Гц.
5 Уровень сигнала на выходе преобразователя в пределах ±150 мВ.
6 Напряжение питания преобразователей в пределах от ±(9±0,45) до
±(15±0,75) В.
Мощность, потребляемая преобразователем, не более 0,3 Вт.
Наработка на отказ не менее 2000 ч.
2.3.1 Устройство и принцип работы.
Преобразователь ПСА-02 представляет собой электромеханический
преобразователь, в котором в качестве чувствительного элемента применен
диск из пьезокерамического материала ЦТС-19. Колебания стенки артерии
воспринимаются пелотом и преобразуются в изменения давления воздуха в
полости преобразователя, которые в свою очередь преобразуются с помощью
пьезоэлемента в электрический сигнал. Согласование чувствительного
элемента с вторичным прибором по сопротивлению выполняется с помощью
согласующего усилителя.
Электрическая принципиальная схема преобразователя представлена
в на рисунке 2.4. Микросхема D1 служит для предварительного усиления
сигнала чувствительного элемента В1 и согласования его выходного
сопротивления и вторичного прибора. Величина входного сопротивления
согласующего усилителя задается значением сопротивления R1.
Переменное сопротивление R3 определяет коэффициент передачи
усилителя. Розетка X1 служит для соединения преобразователя с вторичным
прибором. Переменное сопротивление R4 служит для балансировки схемы
усилителя.
2.3.2 Подготовка к работе
Подготовка преобразователя к работе заключается в подключении их
к вторичному прибору и в опробовании совместно с ним согласно
эксплуатационной
документации
на
вторичный
прибор.
При
этом
работоспособность преобразователя ПСА-02 проверяется путем нажатия
пальцем
на
пелот.
Наличие
выходного
сигнала
свидетельствует
о
работоспособности преобразователя.
Перед наложением преобразователя поверхность корпуса и торец
пелота, обращенные к пациенту, а также кожа в месте наложения
подвергаются дезинфекции в соответствии с ОСТ 42-212-85 3%-ным
раствором перекиси водорода, ГОСТ 177-77 или 3%-ным, раствором
формалина, ГОСТ-1625-75.
ВНИМАНИЕ! Подключение преобразователя к вторичному прибору
рекомендуется после установки его на теле пациента.
Рисунок 2.4 – Схема электрическая принципиальная преобразователя ПСА-02.
Коэффициент усиления Кус=1+R3/R2
В1 -пъезоэлементЭПЧД-21-34 ОД0.339.190 ТУ;
X1 -розетка РС-7ТВ с кожухом АВО. 364.047 ТУ;
D1 -микросхема К140УД8А бКО.348.150 ТУ;
С1 -конденсатор К73-9-100 В - 4700 пФ ±10% ОЖО.461.087 ТУ;
R1 -резистор КИМ-0,125 - 220 МОм ± 10% ОЖО.467.080 ТУ;
R2 -резистор КИМ-0,125 - 1 кОм ± 10% ОЖО.467.080 ТУ;
R3 -резистор СП5-3ВА-1Вт - 6,8 кОм ± 5%. ОЖО.468.539 ТУ;
R4 –резистор СП3-19а-0,5Вт – 10кОм ОЖО.468.372 ТУ;
1,2 – точки, между которыми при исследовании АЧХ включается
внешний генератор
2.4 Используемое лабораторное оборудование и принадлежности
В работе применяются следующие приборы и принадлежности:
преобразователь ПСА-02 в комплекте с принадлежностями;
запоминающий осциллограф;
генератор низкой частоты;
источник питания;
блок коммутации;
набор гирь или грузиков.
ПРИМЕЧАНИЕ. Допускается замена на другие приборы, обеспечивающие требуемую точность измерений.
2.5 Порядок выполнения работы
2.5.1.
Определение
значения
коэффициентов
преобразования
преобразователя ПСА-02.
Значение коэффициента преобразования преобразователя ПСА-О2
определяют в следующем порядке:
- преобразователь ПСА-02 посредством вспомогательного блока коммутации
подключают к источнику питания и запоминающему осциллографу и
включают источник питания;
- нагружают пелот преобразователя массой 10±1 г;
- резко убирают груз с пелота, фиксируя сигнал осциллографом;
- измеряют перепад выходного напряжения преобразователя.
Значение коэффициента преобразования, К, мВ/Н определяют по
формуле:
K=Uвых/mg
(2.10)
где m - значение массы гири, кг;
g - значение ускорения свободного падения, м/с2 .
Отклонение коэффициента преобразования от номинального значения,
К, мВ/Н, определяют по формуле:
 К=К-Кн
(2.11)
где К и Кн - соответственно действительное и номинальное значения
коэффициента преобразования.
2.5.2. Определение значения нижней граничной частоты преобразователя ПСА-02.
Значение нижней граничной частоты преобразователя ПСА-О2
определяют совместно о проверкой коэффициента преобразования в
следующем порядке:
- определяют постоянную времени τ - интервал времени, в течение которого
изменение выходного напряжения преобразователя ПСА-02 составляет 0,63
от полного перепада Uвых; значение нижней граничной частоты определяют
по формуле:
fн=0,33/ τ
(2.12)
где fн - расчетное значение нижней граничной частоты, Гц.
-сравнить измеренное значение нижней граничной частоты с паспортным
значением.
2.5.3 Измерение амплитудной характеристики преобразователя ПСА02. Амплитудную характеристику (зависимость уровня выходного сигнала от
прилагаемой силы) снимают по точкам, нагружая пелот грузами различной
массы и измеряя Uвых так же, как при измерении коэффициента
преобразования.
2.5.4 Измерение АЧХ преобразователя. Для этого последовательно с
пьезоэлементом включается генератор низкой частоты. Амплитуда сигнала с
генератора устанавливается из условия получения нормального выходного
сигнала на верхней частоте намерения, частотный диапазон - от 0,05 до
100 Гц. По полученной АЧХ определить нижнюю граничную частоту fн и
сравнить ее со значением, полученным в пункте 2.5.2,
2.5.5 По результатам измерения АЧХ и амплитудной характеристики,
учитывая параметры схемы и приведенные в работе формулы, рассчитать
емкость С преобразователя и пьезоэлектрический модуль d материала
пьезоэлемента.
2.5.6
Теоретически
исследовать
влияние
значения
емкости
конденсатора С1 в схеме усилителя (в диапазоне от 0,10 до 10С) на
амплитудно-частотную характеристику преобразователя (S(  )), τ, fн).
Оценить оптимальность выбранного значения С1.
2.5.7
Практическое
применение
преобразователя
для
снятия
сфигмоартериограммы.
Преобразователь
закрепить
над
местом
прохождения
артерии.
Зарисовать полученные сфигмоартериограммы, определить их параметры
(амплитуду и частоту следования составляющих компонентов).
2.6 Содержание отчёта
1 Цель работы.
2 Краткие теоретические сведения.
3 Схемы измерений.
4 Результаты измерений и расчётов в виде числовых значений
параметров, таблиц, графиков.
5 Выводы по результатам.
2.7 Контрольные вопросы
1 В чем заключается прямой пьезоэлектрический эффект?
2 Пьезоэлектрические материалы и их свойства.
3 Принцип действия пьезоэлектрического преобразователя.
4 Схема включения пьезоэлектрического преобразователя и требования к ней.
5 Амплитудно-частотная характеристика пьезопреобразователя с усилителем
и влияние параметров схемы на АЧХ.
6 Погрешности пьезоэлектрических преобразователей и способы их
уменьшения.
7 Устройство, принцип работы и параметры преобразователя ПСА-02.
8 Способы измерения основных параметров преобразователя ПСА-02.
Литература
1 Жуковский В.Д. Медицинские электронные системы. - М.:
"Медицина", 1976. - 312с.
2
Вакалов
В.П.,
Миррахимов
М.М.
Прикладные
аспекты
биотелеметрии. - Фрунзе: Илим, 1979. - 272 с.
3
Измерение
электрических
и
неэлектричеоких
величин./
Н.Н.Евтихиев и др.- М.: Энергоатомиздат, 1990.- 352 о.
4 mеЗ.292.095. Преобразователи для кардиографии. Техническое
описание и инструкция по эксплуатации.
5 mеЗ.293.095 ДЗ. Преобразователи для кардиографии, методы и
средства поверки.
3 Усилители биоэлектрических сигналов
3.1. Цель работы:
1 Изучить особенности и принципы построения и применения
усилителей биоэлектрических сигналов (УБС).
2
Получить
практические
навыки
моделирования,
расчета
и
исследования характеристик УБС.
3.2 Краткие теоретические сведения
Источником
сигналов
для
УБС
являются
живые
организмы
(биологические объекты), Основными особенностями биоэлектрических
источников сигнала, которые необходимо учитывать при проектировании
УБС, являются:
1
нестабильность
и
обычно
высокое
значение
внутреннего
сопротивления биоэлектрических генераторов. В процессе длительного
исследования
внутреннее
сопротивление
эквивалентного
генератора
возбуждения может меняться в пределах 103-106 Ом, что определяет
необходимость высокого входного сопротивления УБС;
2 на входах УБС не допускается наличие напряжения, которое бы через
подводящие провода и электроды оказывало бы воздействие на биообъект в
виде возбужденных макро- или микротоков;
3 необходимость подавления паразитного синфазного сигнала, который
по величине может во много раз превысить полезный разностный
(дифференциальный)
сигнал.
Основными
причинами
возникновения
синфазных помех на входах УБС являются наводки промышленной частоты,
наводки от источников возбуждающего напряжения, применяемых при
измерении ряда физиологических параметров, физиологические помехи,
представляющие собой сигналы от соседних органов тканей. Подавление
синфазных
сигналов
осуществляется
применением
на
входе
УБС
дифференциальных усилителей (каскадов).
Размах биоэлектрических
сигналов, снимаемых
при различных
электрофизиологических исследованиях, лежит в диапазоне от 5 мкВ до
120 мВ, диапазон частот этих сигналов - от 10-4 до 104 и более.
К основным требованиям, предъявляемым к УБС, относятся:
1) высокое входное сопротивление, не менее чем на порядок,
превышающее максимально возможное внутреннее сопротивление источника
биосигнала;
2 способность эффективно подавлять синфазные помехи;•
3 низкий уровень собственных шумов (отношение сигнал/шум,
приведенное ко входу УВС, как правило, должно быть не менее 2);
4 обеспечение заданной полосы пропускания, особенно со стороны
низких частот;
5 малые габариты, экономичность.
В некоторых случаях УБС должны иметь калибровочное устройство,
позволяющее с необходимой точностью определять значение исследуемого
входного напряжения.
3.2.1. Основные показатели УБС
1 Коэффициент усиления по напряжении (реже по току):
К= Uвых/Uвх
(3.1)
K=20lg(Uвых/Uвх),дБ
(3.2)
или в децибелах:
Требуемый коэффициент усиления УБС зависит от усиливаемого
потенциала и чувствительности регистрирующего прибора, стоящего после
усилителя.
2 Полоса пропускания:
 f=fв-fн
(3.3)
где fв и fн - верхняя и нижняя граничные частоты. Полоса пропускания в
известной мере является условной величиной, так как граничные частоты
могут соответствовать различным коэффициентам частотных искажений.
Обычно полосу пропускания определяют по граничным частотам, на
которых частотные искажения составляют М=1,41.
3 Частотные искажения М определяются из условия:
М=К0/К
(3.3)
К0 - коэффициент усиления на средней частоте; К - коэффициент усиления на
текущей частоте.
4 Входное сопротивление - сопротивление УБС между его входными
зажимами, вычисляемое на определенной частоте. В общем случае оно
является комплексным:
Zвх=Uвх/Iвх
(3.4)
Однако часто входное сопротивление УБС можно считать чисто
активным.
В соответствии со специфическими условиями работы к входному
сопротивлению УБС предъявляются очень высокие требования. Обычно
входное сопротивление УБС должно составлять не менее десятков и сотен
кОм, а при работе с сухими или микроэлектродами -десятки и сотни МОм.
5 Динамический диапазон:
D=20log(Uвыхmax-Uвыхmin)
(3.5)
Uвыхmax обычно принимают равным уровню шумов. Динамический
диапазон УБС определяется диапазоном изменения биопотенциалов и
составляет 40-80 дБ.
6 Нелинейные искажения (коэффициент гармоник):
n
n
k 1
k 1
Кг=(  Pk / P1 )1/2 =(  I k / I 1 )1/2
(3.6)
где Рк, Iк - мощность и ток k-й гармоники на выходе УБС.
7 Собственные шумы. Основным источником собственных шумов УБС
являются шумы активных и пассивных элементов. Электронные шумы
активных элементов, возникающие в результате рекомбинации носителей в
полупроводнике и поверхностных токов, приводятся к входу усилителя.
Коэффициент шума транзисторного каскада зависит слабо от схемы и
нагрузки, но существенно - от сопротивления источника. Пассивные
элементы, в основном резисторы, в том числе внутреннее сопротивление
источника сигнала, являются причиной тепловых шумов. Причем основной
вклад в напряжение шумов дают входные цепи УБС. Суммарное напряжение
тепловых шумов, приведенных к входной цепи усилителя, сильно зависит от
полосы пропуска-  f и внутреннего сопротивления источника сигнала Rи:
Uш=(U2ш.и+U2ш.ус)1/2=(4kTRи  f)1/2
(3.7)
где Uш.и и Uш.ус - действующие значения напряжений тепловых шумов
источника сигнала и усилителя, приведенные ко входу, в полосе
пропускания; k - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура, К. При
Т = 300 К величина kТ = 0,4*10-20 Вт/Гц. Фактор шума N - безразмерная
величина, большая единицы, обычно выражается в децибелах по мощности
(в уравнении N должно выражаться в относи тельных единицах). Он является
основным параметром при сравнении шумовых характеристик усилителей
вообще и, в частности, транзисторов и операционных усилителей.
Уровень собственных шумов УБС обычно не должен превышать
10-20 мкВ, а для некоторых физиологических параметров - 2-Б мкВ.
3.2.2. Характеристики УБС по отношению к синфазным помехам
УБС обычно используются для усиления сигналов низкого уровня в
условиях
действия
значительных
синфазных
помех,
во
много
раз
превышающих уровень полезного биопотенциала. Основным источником
помех
при
съеме
сигналов
биоэлектрической
активности
являются
магнитные и электрические наводки на биообъект и сигнальные кабели,
соединяющие электроды с усилителем, а также физиологические помехи.
Синфазная помеха - это напряжение, наводимое одновременно на две или
более линии, передающие сигнал.
Для
подавления
биоэлектрических
синфазных
сигналов
широко
помех
при
используют
усилении
малых
дифференциальные
усилители. Функциональная схема дифференциального усилителя в условиях
действия на вход дифференциального и синфазного сигналов показана на
рисунке 3.1.
Рисунок 3.1 – Функциональная схема дифференциального усилителя
Рисунок 3.2 – Эквивалентная схема источника биопотенциалов (ИБП)
Рисунок 3.3 – Эквивалентная схема отводящих проводников (УБП-усилитель
биопотенциала)
Реакцию УБС на воздействие дифференциального и синфазного
сигналов характеризуют следующие основные параметры.
1 Коэффициент усиления дифференциального (разностного) сигнала:
Кдиф=Uвых/Uдиф=Uвых/(Uвх2-Uвх1)
В
соответствии
с
функциональной
схемой
(3.8)
дифференциального
усилителя Кдиф = ( A2  A1 ) / 2 , где А2 и А1 - коэффициенты усиления сигнала
по неинвертирующему и инвертирующему входам соответственно.
2 Коэффициент усиления синфазного сигнала:
Ксф=Uвых/Uсф=2Uвых(Uвх2+Uвх1)
(3.9)
Из функциональной схемы ДУ следует видно, что КСф -1Аг1-1А1.1.
(Следует отличать, что здесь Uвых - та часть выходного напряжения, которая
вызвана действием синфазной помехи).
3 Коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС):
M= Кдиф/Ксф=1/2( ( A2  A1 ) /( A2  A1 ) )
(3.10)
Выходной сигнал при одновременном воздействии дифференциалього
и синфазного сигналов определяется выражением:
Uвых=КдифUдиф+КсфUсф=КдифUдиф(1+1/Мсф)(Uсф/Uдиф))
4
Коэффициент
преобразования
синфазной
(3.11)
помехи
в
дифференциальный сигнал:
α=Uвых/(КдифUсф)=Ксф/Кдиф=1/М
(3.12)
Здесь Uвых - выходное напряжение, обусловленное действием Uсф на входах
усилителя.
3.2.3. Преобразование синфазной помехи в нормальный сигнал
Если бы источник биопотенциалов, линия связи и УБС были строго
симметричны, то проблема борьбы с синфазной помехой не существовала.
Однако по ряду причин такую симметрию либо невозможно получить, либо в
процессе эксперимента она нарушается. В результате синфазная помеха
преобразуется в дифференциальный сигнал, который уже невозможно
отличить от полезного сигнала.
Основными местами преобразования синфазной помехи в нормальный
дифференциальный сигнал при регистрации биоэлектрической активности
являются источник биосигналов, отводящие провода и непосредственно
УБС.
Источник биопотенциалов с точки зрения возникновения синфазной
помехи можно представить в форме, изображенной на рисунке 3.2, где С1,С2емкости источника биопотенциалов относительно "земли" ; Zвн1, Zвн2 -
комплексные сопротивления источника (включая сопротивления участка "электрод-кожа". Источник полезного биосигнала на схеме не показан. Из
данной эквивалентной схемы нетрудно получить для коэффициента α
α =j(Xс2Zвн1-Xс1Zвн2)/((Zвн1-jXс1)(Zвн2-jXс2))
(3.13)
Если внутреннее сопротивление источника биопотенциалов достаточно
мало, то (3.13) примет вид:
α =j(Zвн/Xс1-Zвн2/Xс2)
(3.14)
Из (3.13) и (3.14) следует, что разбаланс внутреннего сопротивления
источника,
емкости
сопротивления
биообъекта
участка
относительно
"электрод-поверхность
"земли"
будут
отведения",
приводить
к
преобразованию синфазных помех в эквивалентный нормальный сигнал.
Особенно существенный вклад в этот процесс будет вносить изменение
емкости исследуемого объекта при его движении. Если положить, что
внутреннее сопротивление источника носит чисто активный характер,
причем R1=R2=R то коэффициент α будет полностью определяться
разбалансом емкостной составляющей:
α= jwR(C2-C1)
(3.15)
Отводящие от электродов к УБС проводники можно представить в
виде RС-фильтра, изображенного на рисунке 3.3, где роль R играют
сопротивления проводников, а С - емкости этих проводников относительно
"земли" или экранирующей оплетки.
Представив сопротивления и емкости в сосредоточенной форме,
получаем эквивалентную схему, рассмотренную ранее (см. рисунок 3.2).
Очевидно, что преобразование синфазной помехи в нормальный сигнал
может происходить в подводящих проводах из-за активного и емкостного
разбаланса. Вследствие того, что обычно R1=R2, то наиболее существенное
влияние здесь играет емкостный разбаланс, для которого справедлива
формула (3.15) , где C1, C2.- результирующие емкости отводящих
проводников относительно "земли".
В связи с тем, что УБС является одним из основных звеньев, от
качества
работы
которого
зависит
помехоустойчивость
электрофи-
зиологической измерительной системы или прибора в целом, то к нему
предъявляются высокие требования по режекции синфазных сигналов.
Наибольшее влияние на режекцию синфазных сигналов оказывают
первые каскады. В частности, желательно иметь в 1-м каскаде Ксф близким к
нулю и минимальный разбаланс плеч. Преобразование синфазного сигнала в
нормальный может происходить не только за счет разбаланса усилений плеч,
но и разбаланса паразитных связей, всегда существующих в реальной схеме.
Разбаланс УБС может также происходить за счет нестабильности источников
питания, нелинейности УВС при больших помехах и другим причинам.
Наводка и преобразование синфазной помехи в нормальный сигнал
может происходить не только во входных цепях (электроды, отводящие
проводники, вход УБС), но и в других узлах измерительного тракта,
например, в цепях аналоговых коммутаторов, преобразователе и т.д.
3.2.4. Борьба с синфазными помехами
В ряде физиологических исследований эффективной мерой является
создание различного рода экранов. Экранирование позволяет избавиться от
большинства
наведенных
помех,
однако
остаются
ещё
источники
возбуждающего напряжения и другие причины внутреннего происхождения.
Кроме того, следует учитывать, что во многих исследованиях экранирование,
измерительного устройства в принципе недопустимо. Поэтому возникает
проблема
борьбы
с
синфазными
помехами
схемно-конструктивными
методами.
Наиболее распространенными способами уменьшения синфазных
сигналов являются:
1
скручивание
отводящих
проводников
и
их
экранирование.
Скручивание, кроме уменьшения наводки, дает возможность лучше
сбалансировать емкость на "землю" этих проводников. Для уменьшения
уровня наводок оба подводящих к УБС проводника целесообразно размещать
в одном экране;
2 балансировка и фильтрация. Эти меры являются достаточно
эффективными, если синфазная помеха, взимает частотный диапазон,
отличный от спектра передаваемой информации. Примером подобны мер
может служить использование на входе УБС блокировочного конденсатора
для уменьшения высокочастотной наводки;
3 использование специальных электродов, паст, методов крепления и
точек отведения, уменьшающих напряжение гальваническополяризационной
ЭДС и кожных потенциалов;
4 использование схем без источников возбуждения или с источниками,
создающими синфазную помеху с частотным спектром, существенно
отличающимся от спектра измеряемого сигнала;
5
использование
дифференциальных
усилителей
с
высоким
коэффициентом ослабления синфазного сигнала.
3.2.5 Дифференциальные усилители на ОУ
Простейший дифференциальный усилитель на одном ОУ показан на
рисунке 3.4а. Выходное напряжение представляет собой сумму двух
составляющих, одна из которых обусловлена сигналом U1, а другая сигналом
U2:
Uвых=U2R4/(R3+R4)(1+R2R1)-U1R2/R1
(3.16)
Если принять:
R3/R4=R1/R2
(3.17)
то выходное напряжение будет изменяться пропорционально разности
входных сигналов:
Uвых=(U2-U1)R2/R1
(3.18)
При применении реального ОУ каждое из входных напряжений будет
усиливать
с
погрешностями,
свойственными
соответственно
для
инвертирующего и неинвертирующего усилителей на ОУ. Поскольку в
неинвертирующем
усилителе
входное
напряжение
подается
на
неинвертирующий вход, а на инвертирующем входе за счет действия
отрицательной ОС напряжение стремится к тому же значению, что
эквивалентно действию синфазного сигнала с уровнем, равным входному
напряжению,
то
возникает
погрешность,
вызываемая
конечным
коэффициентом ослабления синфазного сигнала МСф. С учетом этой
погрешности равенство (3.16) будет иметь вид:
Uвых=U2R4/(R3+R4)(1+R2/R1)(1+1/Mсф)-U1R2/R1
(3.19)
Таким образом, для того чтобы усилитель реагировал только на
разность входных сигналов, необходимо отношение сопротивлений R3/R4
устанавливать исходя из равенства:
R3/ R4= R1/ R2(1+1/Mсф)+ 1/Mсф
Недостатками
данного
дифференциального
(3.20)
усилителя
являются
относительно низкие входные сопротивления и трудности регулировки
коэффициента усиления. Входные сопротивления усилителя по схеме
рисунка 3.1 для сигналов U1 и U2 равны соответственно:
Uвх1  R1; Rвх2  R3+R4
(3.21)
Из последних соотношений и равенства (3.17), в частности, следует,
что, для того чтобы иметь Rвх1=Rвх2, необходимо принять:
R3=R12/(R1+R2); R4=R1R2/(R1+R2)
(3.22)
Низкие входные сопротивления простейшего дифференциального
усилителя приводят к тому, что его коэффициенты усиления для сигналов U1
и U2 будут зависеть от внутренних сопротивлений источников этих сигналов.
Регулировка коэффициента усиления в рассматриваемом усилителе
возможна только путем одновременного изменения двух резисторов
(например, R2 и R4). В противном случае будет нарушаться равенство (3.17).
Производить регулировку усиления, не нарушая "дифференциальности"
усилителя,
позволяет
несколько
дифференциального усилителя (рисунок 3.4б).
усложненная
схема
Рисунок 3.4 – Дифференциальные усилители на одном ОУ
Рисунок 3.5 - Дифференциальный усилитель на двух ОУ
Рисунок 3.6 - Дифференциальный усилитель на трёх ОУ
Для того чтобы коэффициенты усиления напряжений U1, U2 были
одинаковыми по модулю, необходимо принять:
R4=R1; R5=R2; R6=R3
(3.23)
Тогда выходное напряжение:
U=(U2-U1)((R2+R3)/R1+2R2R3/(R1R7)
(3.24)
Регулировку коэффициента усиления можно производить, изменяя
сопротивление R7 При этом равенства (3.23) не нарушаются.
Сложные
дифференциальные
усилители.
Чтобы
построить
дифференциальные усилители, имеющие высокие входные сопротивления
для обоих источников сигнала, необходимо применить два или три ОУ. Если
нужно, чтобы выходное напряжение было пропорционально разности
входных напряжений (U2-U1), то необходимо выполнение равенства R2/R1 =
R3/R4. При этом коэффициент усиления, равный:
U вых  (U 2 - U1 )  [1  R 4 /R 3  (R 1  R 4 )/R 7 ]
(3.25)
можно регулировать, изменяя сопротивление R7.
На рисунке 3.6 показана схема дифференциального усилителя на трёх
ОУ.
При R7/R6 = R5/R4 выходное напряжение:
U вых  (U 2 - U1 )  [1  (R 2  R 3 )/R 1 ](R 5 /R 4 )
(3.26)
Для регулировки коэффициента усиления в данном случае можно
использовать резисторы R1, R2 и R3.
В схеме на трёх ОУ коэффициент усиления синфазного сигнала
каждого входного ОУ равен 1 (при идеальных ОУ), в то время как
коэффициент усиления дифференциального сигнала для первого каскада
К1диф  1  (R 2  R 3 )/R 1
(3.27)
Выходной разностный каскад при R5/R4 = R7/R6 имеет К2диф = R5/R4, а
его Ксф зависит от точности подбора отношений сопротивлений резисторов
R4 и R5, а также собственного КОСС ОУ. Поэтому при одинаковых ОУ
благодаря распределению Кдиф между входным и разностным выходным
каскадами схема на трёх ОУ обеспечивает по сравнению со схемами на
одном (или двух) ОУ больший КОСС. Обычно основное усиление
осуществляется входным каскадом, а усиление выходного устанавливается
небольшим (часто равным 1).
Коэффициенты ослабления синфазного сигнала, которые можно
получить в рассмотренных схемах дифференциальных усилителей, в
основном зависят от собственных КОСС используемых ОУ, а также от Кдиф и
Ксф схемы. На Ксф влияет главным образом погрешность изготовления
употребляемых в схемах резисторов, определяющих усиление усилителя. В
таблице приведены средние величины Ксф, получаемые при использовании
резисторов с различным допуском. Следует заметить, что максимально
возможные значения Ксф в два раза больше средних.
Таблица 1 - Влияние допусков резисторов на коэффициент усиления
синфазного сигнала
Допуск резисторов, %
5
Средняя величина, Ксф 0,1
2
1
0,5
0,1
0,04
0,02
0,01
0,002
Для случая идеального ОУ КОСС схемы зависит только от разбаланса
расчётного
соотношения
несимметричности
сопротивлений
внутреннего
сопротивления
резисторов
источника
схемы,
сигнала
и
определяется основным выражением:
Мре = Кдиф/Ксф.
(3.28)
В случае реального ОУ с собственным (внутренним) КОСО Мвн КОСС
каскада определяется выражением:
Mре = Мид∙Мвн/(Мид + Мвн)
(3.29)
Для многокаскадных усилителей КОСС равен произведению КОСС
отдельных каскадов.
Для расчёта требуемого (допустимого) значения КОСС усилителя
можно использовать выражение:
 сф.вых 
U сф.вх  К сф
U диф.вх  К диф

1 U сф.вх

  сф.вых .доп ,
М U диф.вх
М доп  (1 /  cф.вых .доп )( U сф.вх / U диф.вх )
где  cф.вых .доп – допустимая относительная погрешность от синфазной помехи
на выходе схемы.
После расчёта Мдоп, учитывая выше приведённые соображения,
вы6ирают схему усилителя, тип ОУ, номинальные значения и допуски
резисторов схемы.
3.3
Используемое
лабораторное
оборудование
и
программное
обеспечение
Исследование работы и характеристик УБС проводится путем
математического моделирования на персональном компьютере. Для этого
используется
специальный
программный
пакет
моделирования
электрических схем. Схемы исследуемых усилителей загружаются из файлов
или вводятся вручную.
В связи с возможной заменой со временем программ на более
современные правила работы с используемым пакетом и подробные указания
по его использованию при выполнении лабораторной работы приводятся в
дополнительной инструкции.
3.4 Порядок выполнения работы
1
Получить
у преподавателя
схемы
исследуемых
усилителей,
необходимые исходные данные и уточнить задание.
2
Рассчитать
теоретическое
значение
коэффициента
усиления
дифференциального сигнала Кдиф всех заданных усилителей.
3 Войти в программу моделирования, ввести первую из заданных схем
из файла или вручную.
4 Подключить ко входу усилителя источник дифференциального
сигнала, получить временные диаграммы входного дифференциального и
выходного сигналов. Рассчитать коэффициент усиления дифференциального
сигнала Кдиф. сравнить с теоретическим значением.
5 Подать на входы усилителя синфазные сигналы, подключив входы к
общему источнику сигнала. Получить временные диаграммы входного и
выходного сигналов. Рассчитать коэффициент усиления синфазного сигнала
Ксф и коэффициент ослабления синфазного сигнала МсФ.
6
Снять
амплитудно-частотную
характеристику
усилителя
для
дифференциального сигнала Кдиф(f) при номинальных параметрах схемы и
номинальном значении температуры, а также при заданных отклонениях
температуры и параметров схемы от номинальных.
7 Снять АЧХ усилителя по синфазному сигналу Ксф(f) при тех же
условиях, что и в п. 6. Рассчитать и построить зависимости коэффициента
ослабления
синфазного
сигнала
Мсф
от
частоты,
температуры
и
относительного отклонения параметров элементов схемы от номинальных
значений.
8 Повторить п.п. 6-7 для других заданных схем.
9 Оформить все полученные результаты, провести их анализ и дать
объяснение в выводах по работе.
3.5. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА
1 Цель работы.
2 Краткие теоретические сведения.
3 Схемы исследуемых усилителей и основные формулы для расчета их
параметров.
4 Обработанные результаты исследований параметров и характеристик
УБС.
5 Расчет по индивидуальным заданиям. 6. Выводы по полученным
результатам.
6 Выводы по полученным результатам
3.6 Индивидуальные задания
Вычислить
КОСС
УБС,
выполненного
по
схеме
простого
дифференциального усилителя на трех ОУ (рисунок 3.6), при заданных
параметрах элементов схемы.
Таблица 2 – Варианты индивидуальных заданий
Вариант
1
2
3
4
5
6
7
8
R1,кОм
1
5
10
0,5
10
2
4
1
R2,кОм
1000 5000
4000
250
2500
200
800
400
R3,кОм
100
500
100
100
100
100
100
100
R4, R6, кОм
50
10
10
10
20
15
20
100
R5, R7, кОм
100
10
20
40
60
75
20
100
Допуск резисторов, %
1
0,1
0,5
1
2
5
0,1
0,1
Мвн ОУ, дБ
90
110
100
85
70
60
100
120
Литература
1. Теория и проектирование диагностической электронно- медицинской
аппаратуры: Учеб.пособие./ В.М. Ахутин и др.- Л.: ЛГУ, 1980,- 148 с.
2. Вакалав В.П., Миррахимов М.М. Прикладные аспекты биотелеметрии. - Фрунзе: Илим, 1979. - 272 с.
3. Гутников
В.С.
Интегральная
электроника в измерительных
устройствах.- Л.: Энергия, 1980.- 248 с.
4 Гарет П. Аналоговые устройства для микропроцессоров и миниЭВМ.г М.: Мир, 1981.- 270 с.
5 Волошин М.Я. Электрофизиологические методы исследования
головного мозга в эксперименте.- Киев: Навук.думка, 1987.- 171 с.
6 Ремизов А.Н. Медицинская и биологическая физика.
- М.!
Высш.школа., 1987.
7 Бакалов В.П. и др. Борьба со специфическими помехами в
биотелеметрии. - Отбор и передача информации. - 1979. - Вып. 58, с, 101-107.
4 Измерительные преобразователи биоэлектрических сигналов в
цифровой код
4.1 Цель работы:
1 Изучить принципы построения аналого-цифровых преобразова
телей биоэлектрических сигналов.
2 Получить практические навыки по измерению и анализу ха
рактеристик АЦП.
4.2 Краткие теоретические сведения
Большинство медицинских сигналов по своей природе являются
непрерывными (аналоговыми). Широкое применение цифровых устройств и
компьютеров для обработки медико-биологических сигналов невозможно без
применения устройств преобразования аналоговых сигналов в цифровые.
Процесс преобразования непрерывного сигнала в цифровой осуществляется
путем квантования исходного сигнала во времени и по уровню.
Квантование по времени заключается в том, что непрерывный сигнал
u(t) представляется в виде некоторых отсчетов (выборок), взятых в
отдельные, обычно, равностоящие моменты времени U(ti)=Ui=U(i+Tкв), где
Ткв. - период (интервал) квантования.
Квантование по уровню заключается в определении для каждого
отсчета ближайшего из дискретных уровней, на которые разбивается весь
диапазон значений сигнала.
Квантование по времени и по уровню вносит определённую
погрешность в преобразование, которая зависит от параметров сигнала,
периода квантования и числа уровней.
Количественная связь между аналоговым сигналом Ui на входе АЦП и
цифровым кодом N1 на выходе имеет вид:
Ni=Int(Ui/h+h/2)
(4.1)
где К - шаг квантования, т.е. аналоговый эквивалент единицы младшего
значащего разряда (МЗР) кода, Int - функция взятия целой части числа.
4.2.1 Основные принципы АЦ-преобразования
Известны
преобразования:
3
базовых
принципиально
параллельный,
различных
поразрядно
метода
АЦ-
уравновешивания
и
последовательного счета. На практике часто встречаются модификации или
комбинации указанных методов. Кроме этого существует другие варианты|
классификации АЦП, например, их разделяют на интегрирующие и
неинтегрирующие, с использованием ЦАП в обратной связи и без такового.
На рисунке 4.1 показан принцип построения параллельного АЦП (для
трёхразрядного числа.). Входное напряжение сравнивается одновременно с
2n-1 (n- число разрядов) уровнями, которые создаются, например, с помощью
прецизионного резистивного делителя от высокостабильного опорного
напряжения Uоп.
Выходной код формируется шифратором. Схемная сложность АЦП
параллельного типа очень быстро возрастает с увеличением числа двоичных
разрядов.
С
другой
стороны
эти
АЦП
являются
наиболее
быстродействующими, т.к. результат получается за один такт, а время
преобразования определяется временем срабатывания компараторов и
задержкой шифратора. Поэтому параллельный АЦП применяется для
преобразования ВЧ-сигналов с верхней частотой в спектре более 1МГц.
На рисунке 4.2а показан АЦП, работающий по методу поразрядного
взвешивания. В основе его работы лежит сравнивание выходного сигнала
внутреннего ЦАП с аналоговым входным сигналом. Цифровой эквивалент
аналогового входного напряжения формируется путём пробной установки
единицы последовательно во всех разрядах, начинал со старшего. Перед
началом преобразования логическое устройство управления (это может быть
микрокомпьютер) записывает в память нули.
Непосредственно по следующему тактовому импульсу в старшем
разряде Z устанавливается "1". При этом напряжение на выходе ЦАП•
составит U(z) =0.5*Uоп. Если входное напряжение Uвх > U(z), то единица в
старшем разряде сохраняется, в противном случае устанавливается z= 0.
Затем
"1"
устанавливается
в
следующем
разряде
и
процесс
последовательного приближения продолжается до тех пор, пока не будут
определены цифры всех разрядов. Подобный процесс может быть
представлен как двоичный поиск, начинающийся с середины (рисунок 4.2б).
Для n-разрядного АЦП необходимо совершить n шагов, каждый из которых
выполняется за один такт.
Рисунок 4.1 – Трёхразрядный параллельный АЦП
Рисунок 4.2 – АЦП поразрядного взвешивания (а) и схема его работы (б)
Метод поразрядного взвешивания - наиболее распространённый
при построении АДП, поскольку обеспечивает относительно высокую
скорость и быстродействие. Типовые значения времени преобразования
составляют от 1 до 50 мкс при разрядности от 8 до 12.
Метод
последовательного
АЦ-
преобразования
отличается
незначительными аппаратурными затратами и высокой точностью. Время
преобразования оказывается значительно больше, чем при других
методах и составляет, как правило, 1-100 мс. Существует большое
число схемных вариантов данного метода.
На рисунке 4.3 представлен простой АЦП последовательного .счета
цедящего типа (с постоянным выравниванием). В нём используются в
качестве элемента памяти реверсивный двоичный счётчик, выходной
цифровой код которого при помощи ЦАП преобразуется в аналоговый
сигнал, поступающий на вход компаратора. Если разность Uвх – U(z)> 0,
счётчик работает в суммирующем режиме, благодаря чему и U(z)
приближается к Uвх. При Uвх – U(z)< 0 счётчик переключается в
вычитающий
режим.
Компенсирующее
напряжение
U(z)
будет
отслеживать входное Uвх
АЦП данного типа довольно инерционны. При входном сигнале,
соответствующим Верхней границе диапазона, необходимо отсчитывать
2 n-1 импульсов. Однако при малых приращениях входных сигналов
можно получить хорошее быстродействие, т.к. отслеживание носит
непрерывный характер. Скорость отслеживания составляет Uоп/2n за такт
работы счетчика.
Метод последовательного счета лежит так же в основе работы
большой группы АЦП косвенного преобразования, в которых входное
аналоговое
напряжение
предварительно
преобразуется
в
промежуточную величину (частоту, длительность импульса и т. д . ) ,
которая затем преобразуется в цифровой код. Обычно АЦП косвенного
преобразования значительно проще по схемотехнике, чем АЦП других
типов. Однако время преобразования у них обычно больше.
Наиболее
широко
распространенной
разновидностью
АЦП
косвенного преобразования являются так называемые интегрирующие АЦП,
в которых напряжение в начале преобразуется в длительность импульса,
а затем эта длительность измеряется счетчиком. Различают од нодвух- и трёхстадийные интегрирующие АЦП.
Наиболее простым из них является одностадийный, который чаще
называют АЦП с генератором пилы (рисунок 4.4).
Рисунок 4.3 – АЦП следящего типа
Рисунок 4.4 – Одностадийный интегрирующий АЦП (а) и временные
диаграммы (б) его работы
Преобразователь работает следующим образом. Генератор линейноизменяющегося напряжения (источник тока и конденсатор) запускается в
начале преобразования, после чего счетчик начинает считать импульсы от
стабилизированного тактового генератора. Когда пилообразное напряжение
на конденсаторе достигнет входного уровня, компаратор сбросит D-триггер,
счетчик остановится и его состояние будет соответствовать выходному коду,
который переписывается по фронту сигнала Q в выходной регистр. После
этого счётчик сбрасывается, конденсатор разряжается и преобразователь
готов к следующему циклу.
Метод
одностадийного
преобразования
накладывает
жесткие
требования на стабильность и точность конденсатора, источника тока и
компаратора. По этой причине трудно обеспечить точность выше 0,1 %.
Метод двух- и трёх- стадийного интегрирования применяется в
прецизионных цифровых мультиметрах постоянного напряжения , т.к. имеют
большое время преобразования (до нескольких секунд ).
4.2.2 Устройства выборки-хранения
УВХ
используют
для
уменьшения
динамической
апертурной
погрешности АЦП и включают между входом АЦП и выходом источника
аналогового
сигнала.
Их
работа
основана
на
принципе
фиксации
мгновенного значения изменяющегося во времени входного сигнала Uвх(t) на
время, необходимое для последующего преобразования в АЦП.
Основная схема УВХ показана на рисунке 4.5. Она часто выполняется
как законченная ИС и содержит два операционных усилителя с малым
временем установления. Выходной ОУ выполняет функцию повторителя и
имеет МОП - транзисторы на входах, что обеспечивает малую утечку заряда
с запоминающего конденсатора. Когда ключ на полевом транзисторе замкнут
вся схема работает как усилитель с коэффициентом усиления К=R1+R2. При
размыкании ключа Uвых сохраняет свое значение. Для обеспечения
длительного хранения конденсатор должен иметь малый ток утечки и
большую емкость. Однако чем больше емкость, тем больше время
перезарядки и установления выходного напряжения.
Рисунок 4.5 – Схема УВХ (а) и временные диаграммы её работы (б) при R1=0
4.2.3 Основные параметры и характеристики АЦП
Различают статические и динамические параметры АЦП. Статические
параметры
характеризуют
точность
преобразования
постоянных
или
медленно изменяющихся входных сигналов, динамические - дополнительные
погрешности, возникающие при работе с быстро изменяющимися сигналами
4.2.4 Статические параметры АЦП
Число разрядов (разрядность) АЦП - количество разрядов цифрового
кода, которое может вырабатывать АЦП. Для двоичных АЦП это число
равно двоичному логарифму максимального числа кодовых .комбинаций на
выходе АЦП.
Характеристика преобразования АЦП - зависимость выходного кода от
входного аналогового напряжения (рисунок 4.6). Эта характеристика
описывается в свою очередь рядом важных параметров. Разность значений
входных напряжений, соответствующих соседним межкодовым переходам,
называется шагом квантования. Интервал значений напряжения от начальной
Uн до конечной Uк точек ХП называется диапазоном входного напряжения
АЦП. Для идеального АЦП шаг квантования h равен единице младшего
значащего разряда и связан с диапазоном входного напряжения и
разрядностью соотношением:
h=(Uк-Uн)/(2n-1)
(4.2)
Обычно Uн = 0, или Uн = -Uк. Реальная ХП АЦП может значительно
отличаться от идеальной. Эти отличия определяют точностные параметры
АЦП:
напряжение
преобразования
смещение
от
нуля,
номинального
отклонение
значения,
коэффициента
интегральную
и
дифференциальную нелинейность, монотонность функции преобразования и
некоторые другие (рисунок 4.7).
Напряжение смещения нудя на входе характеризует отклонение начала
характеристики АЦП от заданного значения. Измеряется оно обычно в ЕМР.
Отклонение коэффициента преобразования от номинального значения
в частном случае характеризуется погрешностью преобразования в конечной
точке
ХП
(шкалы)
соответствующего
δпш
конечной
-
отклонением
точке
ХП,
от
входного
напряжения,
номинального
значения.
Измеряется в ЕМР или %.
Нелинейность преобразования (интегральная) δл - максимальное
значение систематической погрешности результатов преобразования по
всему
диапазону
шкалы,
вычисленное
относительно
точек
прямой,
аппроксимирующей реальную ХП оптимальным образом (например, по
критерию минимальной суммы квадратов отклонений). Часто применяется
аппроксимация путем проведения прямой через конечные точки шкалы (для
малоразрядных АЦП). Измеряется в %, от диапазона входного сигнала.
Рисунок 4.6 – Характеристика преобразования идеального АЦП (1),
линеаризованная ХП (2) и возникновение шумов квантования (3)
Рисунок 4.7 – Определение Uсм, δл, δпш (а), дифференциальной нелинейности
и монотонности: 1 – реальная ХП; 2 – линейная аппроксимация реальной ХП;
3 – ступенчатая аппроксимация ХП; 4 – немонотонный участок
Рисунок 4.8 – Структурная схема исследуемого АЦП
Дифференциальная нелинейность δлд - максимальное отклонение
действительных шагов квантования от их среднего значения. Измеряется δлд
в % или ЕМР. При δлд < -1 ЕМР имеет место немонотонность ХП и
выпадение кодовых комбинаций.
4.2.5 Динамические характеристики АЦП
Основными динамическими параметрами АЦП являются время или
максимальная частота преобразования. Время преобразования tпр - время от
момента изменения сигнала на входе до появления на его выходе
соответствующего устойчивого кода. Максимальная частота преобразования
fпрmах - наибольшая частота дискретизации, при которой выбранные
параметры АЦП соответствуют нормам.
Апертурное время tа - время между моментом выборки (отсчета)
мгновенного значения и моментом получения его цифрового эквивалента.
Апертурная погрешность Uа определяется приращением входного
изменяющегося во времени сигнала АЦП за время преобразования
4.3 Используемое лабораторное оборудование
В лабораторной работе исследуется работа и характеристики АЦП,
использующего ЦАП в обратной связи, с программным управлением от
персонального
компьютера.
Конструктивно
плата
АЦП
встроена
в
компьютер и соединяется через разъём с пультом коммутации, через который
к АЦП подключается источник сигнала, вольтметр и осциллограф.
Структурная схема аппаратной части АЦП приведена на рисунке 4.8.
Входной аналоговый сигнал через усилитель с программируемым от
компьютера коэффициентом усиления и УВХ поступает на один из входов
компаратора. На второй вход компаратора подаётся напряжение с выхода
ЦАП, преобразующего цифровой код, поступающий с компьютера.
Записывая программно во внутренний регистр ЦАП коды по тому или иному
алгоритму и определяя при этом момент срабатывания компаратора, можно
реализовать
соответствующие
методы
АЦ-преобразования
последовательного счета, следящий или поразрядного взвешивания.
Для исследования характеристик АЦП на пульт коммутации выведены
аналоговый вход (с аналоговой землёй), выход УВХ, выход ЦАП, выходные
сигналы выборки УВХ, запуска ЦАП, начала и конца преобразования. Кроме
этого в пульте коммутации имеется встроенный источник регулируемого
напряжения, которое при проведении изменений подается на вход АЦП.
При проведении измерений с клавиатуры компьютера вводятся
необходимые данные, задаваемые преподавателем (метод преобразования,
разрядность АЦП, коэффициент усиления программируемого усилителя и
некоторые др.).
4.4 Порядок выполнения работы
1 Получить у преподавателя необходимые исходные данные.
2 По заданным опорному напряжению и числу разрядов рассчитать и
построить теоретическую (реальную) ХП АЦП. Определить уровни и шаг
квантования, начальную и конечную точки ХП, построить зависимость
ошибки квантования от Uвх.
3 Снять реальную характеристику преобразования АЦП на возрастании
и на уменьшении входного сигнала. Рассчитать среднюю ХП и построить ее
график. По реальной (средней) ХП определить начальную и конечную точки
ХП, уровни квантования, среднее значение и СКО шага квантования.
4 Определить следующие параметры точности АЦП:
- погрешность преобразования (абсолютную и относительную);
- погрешность уровня квантования в функции кода;•
-
интегральную
нелинейность
относительно
оптимальной
аппроксимирующей прямой и линии, проведенной через конечные точки
шкалы;
- дифференциальную нелинейность;
- монотонность функции преобразования;
5 Измерить время преобразования для уровней Uвх равных 0.25; 0.5;
0.75 и 1.0 от уровня напряжения в конечной точке шкалы (как интервал
времени между импульсами Нач.пр. и Кон.пр.), а также время цикла
преобразования (как период следования импульсов Нач.пр. или Кон.пр.).
Наблюдать и зарисовать форму сигнала на выходе ЦАП.
6 Определить время установления ЦАП, используемого в обратной
связи (как интервал времени между началом импульса Зап.ЦАП и:
окончанием переходного процесса на его выходе при изменении входного
кода с 00...0 на 11...).
4.5 Содержание отчета
1 Цель работы.
2 Краткие теоретические сведения.
3Схемы измерений.
4 Результаты измерений и расчетов.
5 Выводы по полученным результатам.
6. Контрольные вопросы
4.6 Контрольные вопросы
1 Методы АЦ- преобразования и их сравнительные характеристики.
2 Функциональная схема параллельного АЦП.
3 Функциональная схема АЦП поразрядного уравновешивания.
4 Функциональная схема АЦП последовательного счёта.
5 Построение и работа УВХ.
6 Характеристика преобразования АЦП и параметры, характеризующие её
отклонение от идеальной.
7 Динамические параметры АЦП.
8 Функциональная схема АЦП, исследуемого в работе.
9 Методики измерения характеристик АЦП, используемые в лабораторной
работе.
4.7 Литература
1
Жуковский
В.Д.
Медицинские
электронные
системы.
М.:"Медицина". 1976. - 312с.
2 Микрокомпьютерные медицинские системы: Проектирование и
применение. / Под ред. У. Томпинкса. - М.: Мир, 1983. - 541 с.
3 Бахтияров Г.Д., Малинин В.В., Школин В.П. - Аналого- цифровые
преобразователи / Под редакцией Г.Д. Бахтиярова, - М.-. Сов. радио, 1980 280 с.
4 Федорков Б.Г., Телец В.Н., Дегтяренко В.П. Микроэлектронные
цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи. - М: Радио и связь,
1984 - 120 с.
5 Балакай В.Г., Крюк Н.П., Лукьянов Л.М. Интегральные схемы
аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей. - М: Энергия,
1978 - 256 с.
Скачать