Искусственная вентиляция легких - ИВЛ

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение
высшего профессионального образования
Южно-Уральский государственный университет
(национальный исследовательский университет)
На правах рукописи
Кульмухаметова Александра Сериковна
ЭЛЕКТРОПРИВОД НА ОСНОВЕ ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ
ДЛЯ АППАРАТА ИСКУССТВЕННОЙ ВЕНТИЛЯЦИИ ЛЁГКИХ
Специальность:
05.09.03 — «Электротехнические комплексы и системы»
Диссертация на соискание ученой степени
кандидата технических наук
Научный руководитель
д.т.н., профессор С.Г. Воронин
Челябинск, 2013
2
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение ................................................................................................................ 4
1. Аппараты искусственной вентиляции легких ........................................ 10
1.1 Классификация аппаратов ИВЛ и требования к ним ............................ 10
1.2 Медико-технические требования к аппарату ИВЛ ............................... 11
1.3 Принципы построения аппаратов ИВЛ .................................................. 14
1.4 Привод ........................................................................................................ 19
1.5 Сравнительная оценка приводов аппаратов ИВЛ. ................................ 24
1.6 Выводы ....................................................................................................... 27
2 Электроприводы аппаратов ИВЛ............................................................... 29
2.1 Затраты мощности в аппарате ИВЛ ........................................................ 29
2.2 Требования к электроприводу ................................................................. 30
2.2 Применяемые типы электроприводов .................................................... 36
2.3 Функциональная схема электропривода, построенного на основе ВД и
краткое описание её элементов................................................................................ 40
2.4 Математическое описание ВД как динамической системы ................. 43
2.5 Анализ энергетических режимов привода ............................................. 53
2.5 Выводы ....................................................................................................... 62
3. Векторное управление ВД ........................................................................... 64
3.1 Сравнительная оценка бездатчиковых способов управления ВД ....... 64
3.2 Управляемый синхронный режим........................................................... 68
3.3 Динамические свойства привода в управляемом синхронном режиме
..................................................................................................................................... 73
3.4 Выводы ....................................................................................................... 81
4. Диагностика состояния электропривода и методы повышения его
живучести...................................................................................................................... 83
4.1 Общие методы оценки состояния элементов электропривода ............ 83
4.2 Определение электромагнитного момента и момента сопротивления
ВД ................................................................................................................................ 88
3
4.3 Выводы ....................................................................................................... 94
5. Практическая реализация и экспериментальные исследования ....... 96
5.1 Турбинный компрессор КВМ-1 ............................................................... 96
5.2. Поршневые компрессоры аппаратов Фаза и ZisLine ......................... 102
5.3 Исследование КПД электродвигателя .................................................. 109
5.4 Выводы. .................................................................................................... 111
Заключение ....................................................................................................... 112
Список литературы ........................................................................................ 114
Приложение 1. Принципиальная схема блока управления двигателем. . 125
Приложение 2. Листинг программы блока управления двигателем ....... 126
Приложение 3 Справки о внедрении результатов работы ........................ 143
4
ВВЕДЕНИЕ
Актуальность работы определяется необходимостью организации производства и оснащения медицинских учреждений страны отечественной высокоэффективной медицинской техникой, в частности, аппаратурой искусственной вентиляции лёгких (АИВЛ).
Аппараты искусственной вентиляции лёгких используются, чаще всего, в
критических ситуациях, связанных с угрозой жизни пациента. Поэтому эффективность и надёжность их действия напрямую влияют на решение вопроса сохранения его жизни. Более 80% потребностей отечественной медицины в АИВЛ покрывается за счет покупки аппаратов иностранного производства. В России на
текущий момент производством АИВЛ занимается целый ряд предприятий например ОАО «Уральский приборостроительный завод», г. Екатеринбург, фирма
«Тритон-Электроникс», г. Екатеринбург, ООО «ФакторМедТехника», г. Москва,
НПК «Оптима», г. Санкт-Петербург. Однако, в своих разработках эти предприятия используют электроприводы преимущественно зарубежного производства,
которые, наряду с очевидными достоинствами, имеют и определенные недостатки, такие как, например, ременные передачи, наличие которых значительно снижает ресурс и надежность электропривода. Учитывая солидные затраты зарубежных производителей на рекламу (маркетинг), отечественным предприятиям, при
использовании тех же самых (импортных) электроприводов, пока удается охватить не более 15 – 20% отечественного рынка. При этом, современное состояние
науки и техники в России позволяет разрабатывать и изготавливать электроприводы АИВЛ, которые не уступают зарубежным аналогам по основным характеристикам, а по некоторым и превосходят их, обеспечивая конкурентное преимущество как на отечественном, так и на зарубежном рынках.
В последнее время в электроприводах АИВЛ нашли применение вентильные электродвигатели с возбуждением от постоянных магнитов, имеющие высокие удельные показатели и отличную управляемость. При этом в поршневых ком-
5
прессорах чаще всего использовались приводы с высокоскоростными двигателями и понижающими скорость вращения механизмами. Это существенно сокращало ресурс работы привода, понижало его надёжность и повышало стоимость. Кафедра ЭМЭМС ЮУрГУ одна из первых предложила использовать безредукторный привод. С одной стороны это позволило существенно уменьшить скорость
вращения двигателя и исключить узел понижения скорости, соответственно повысив ресурс его работы и уменьшив стоимость. С другой стороны поставило ряд
вопросов, возникающих при создании безредукторного привода. К ним следует
отнести обеспечение равномерности вращения, сокращение числа информационных датчиков, диагностики состояния, снижение энергопотребления и др.
Исследованием низкооборотных приводов с ВД, в том числе и для медицинской техники, занимались С.А. Петрищев, А.Ф. Шевченко, Д.В. Коробатов,
В.А. Лифанов, С.Г. Воронин, Г. Б. Вяльцев и целый ряда других авторов. Однако
в работах указанных авторов практически не рассмотрены вопросы векторного
управления ВД, слабо освещены вопросы обеспечения заданных динамических
свойств, равномерности вращения двигателя, минимизации электрических потерь,
диагностики его состояния. Между тем, при создании электропривода АИВЛ эти
вопросы выступают на первый план. Например, равномерность вращения двигателя напрямую влияет на равномерность воздушного потока, поступающего в
лёгкие и строго регламентируется. Без их решения, как показала практика, невозможно создание удовлетворяющего специфическим требованиям, конкурентноспособного электропривода АИВЛ.
На основании изложенного целью работы является развитие теории безредукторных электроприводов с вентильными двигателями для аппаратов искусственной вентиляции лёгких
Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:
1. Анализ и систематизация требований, предъявляемых к электроприводам
АИВЛ, обоснование выбранного типа и разработка электропривода, максимально
6
удовлетворяющего предъявляемым требованиям на основе исследований способов коммутации и описания динамических процессов.
2. Определение алгоритмов коммутации вентильного двигателя, обеспечивающих максимальное значение электромагнитного к.п.д. двигателя
3. Разработка алгоритмов управления электроприводом аппарата искусственной вентиляции легких на основе исследований динамических режимов в
управляемом синхронном режиме и методов демпфирования колебаний ротора.
4. Разработка методов непрерывной диагностики состояния электропривода
в процессе его эксплуатации, обеспечивающих получение информации, необходимой для прогнозирования отказов.
5. Уточнение математических моделей динамических процессов электропривода в составе АИВЛ.
6. Внедрение разработанных электроприводов для аппаратов искусственной вентиляции легких.
Методы исследования. Для решения поставленных задач использовались
теоретические и эмпирические методы исследования, базирующихся на фундаментальных положениях теории электромеханического преобразования энергии,
теории автоматического управления, а также методы математического моделирования с использованием стандартных компьютерных программ.
Обоснованность и достоверность научных положений и выводов подтверждается следующим:
– при математическом описании и моделировании электромеханических
преобразователей использованы общепринятые в электромеханике и теоретической электротехнике, проверенные практическими разработками допущения;
– адекватность используемых математических моделей, результаты моделирования и теоретических исследований подтверждены экспериментальными данными, полученными автором;
7
– основные положения диссертации докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях различного уровня и опубликованы в печати, в том
числе в изданиях, рекомендованных ВАК.
Научное значение работы:
– теоретически обоснованы условия, в виде соотношения электромагнитной
и электромеханической постоянных, при которых динамическая модель ВД с возбуждением от постоянных магнитов с достаточной степенью точности соответствует динамической модели классического коллекторного двигателя постоянного
тока;
– установлено, что при определённом соотношении параметров электродвигателя дискретная 120–градусная коммутация по энергетическим показателям не
проигрывает векторному управлению и с этой точки зрения может оказаться даже
более предпочтительной;
– установлено, что при векторном управлении за счет регулирования угла
коммутации ВД при изменении скорости вращения появляется возможность не
только решать вопросы минимизации энергопотребления двигателя, но и существенно изменять его механические характеристики;
– разработан упрощенный алгоритм векторного управления ВД в управляемом синхронном режиме, обеспечивающий высокую равномерность вращения
двигателя при стабильной нагрузке на валу;
– предложен новый метод оценки электромагнитного момента двигателя по
измеряемым электрическим координатам, которая одновременно осуществляет
диагностику механической части ИВЛ и управление электроприводом.
Научные положения и результаты, выносимые на защиту:
– аналитические соотношения электромагнитной и электромеханической
постоянных, при которых динамические процессы в ВД могут рассматриваться в
виде линейных дифференциальных уравнений, либо в виде нелинейной модели с
перекрестными связями;
8
– упрощенный алгоритм векторного управления ВД в управляемом синхронном режиме;
– метод оценки электромагнитного момента двигателя по измеряемым электрическим координатам;
Научная новизна работы заключается в следующем:
– впервые определены условия, ограничивающие область существования
упрощенной и полной моделей ВД;
– теоретически показана возможность оптимизации энергетических показателей двигателя и качественного изменения вида его механической характеристики путем регулирования угла коммутации в функции от скорости вращения ротора;
– разработан метод определения электромагнитного момента по измеряемым электрическим координатам, позволяющий одновременно решать вопросы
диагностики состояния двигателя и управления им в рабочем режиме
– дано теоретическое обоснование и разработана практическая схема реализации управляемого синхронного режима ВД, отличающегося значительным сокращением требуемого вычислительного ресурса при реализации векторного
управления по сравнению с другими известными методами.
Практическое значение работы заключается в следующем:
–обосновано, что в большинстве случаев для АИВЛ компрессорного типа
предпочтительно применение электропривода, построенного на основе вентильных электродвигателей (ВД) с векторным управлением;
– определены соотношения параметров электродвигателя, при которых дискретная 120–градусная коммутация по энергетическим показателям не проигрывает векторному управлению;
– разработан упрощенный, с точки зрения объёма используемого вычислительного ресурса, алгоритм векторного управления ВД обеспечивающий высокую
равномерность вращения двигателя при стабильной нагрузке на валу;
9
– внедрены в производство разработанные электроприводы, по техническим
характеристикам и эксплуатационным свойствам не уступающие лучшим современным отечественным и зарубежным образцам
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы доложены и обсуждены на конференциях:
– на XXXXI Всероссийском симпозиуме по механике и процессам управления «Механика и процессы управления» (г. Миасс, 2011 г.);
– на IV международной научно-практической конференции «Проблемы
электротехники, электроэнергетики и электротехнологии» (ТГУ, Тольятти,
2012 г.);
– на международной научно-практической конференции «Измерения: состояние, перспективы развития» (ЮУрГУ, Челябинск, 2012 г.);
– на международной научно-практической конференции «Состояние и перспективы развития электротехнологии» (ИГЭУ, Иваново, 2013 г.);
– на II научной конференции аспирантов и докторантов (ЮУрГУ, Челябинск, 2010 г.);
– на научно технических конференциях Южно-Уральского государственного университета (2008–2013 гг.).
Публикации. По теме диссертационной работы опубликовано 15 печатных
работ, из них 4 работы опубликованы в изданиях, рекомендованных ВАК, 1 свидетельство о государственной регистрации программы для ЭВМ.
Структура и объем диссертационной работы. Диссертация состоит из
введения, пяти глав основного текста объемом 113 страниц, заключения, списка
литературы из 112 наименований, трех приложений. Общий объем диссертации
145 страниц, включая 37 рисунков и 3 таблиц.
10
1. АППАРАТЫ ИСКУССТВЕННОЙ ВЕНТИЛЯЦИИ ЛЕГКИХ
1.1 Классификация аппаратов ИВЛ и требования к ним
Искусственная вентиляция легких (ИВЛ) – метод поддержания газообмена в
организме периодическим искусственным перемещением воздуха или другой газовой смеси в легкие и обратно в окружающую среду. Аппарат искусственной
вентиляции лёгких (аппарат ИВЛ) – это медицинское оборудование, которое
предназначено для принудительной подачи газовой смеси (кислород + сжатый
осушенный воздух) в лёгкие с целью насыщения крови кислородом и удаление из
лёгких углекислого газа. Аппарат ИВЛ может быть как ручным (мешок «АМБУ»), так и механическим. Сжатый воздух для работы механического аппарата
может подаваться как из центральной системы газоснабжения медицинского учреждения или баллона сжатого воздуха (при транспортировке), так и от индивидуального миникомпрессора. Современные аппараты ИВЛ являются крайне высокотехнологичным медицинским оборудованием. Они обеспечивают респираторную поддержку пациента, как по объему, так и по давлению. Существует масса режимов вентиляции, в том числе те, которые позволяют пациенту переходить
от контролируемого к спонтанному дыханию.
Способы проведения искусственной вентиляции
Существует два основных способа искусственной вентиляции легких
(ИВЛ): способ вдувания и наружный (внешний) способ. При первом способе ИВЛ
осуществляется путем подачи газовой смеси непосредственно в верхние дыхательные пути; при втором – в результате наружного воздействия на стенки грудной полости: грудную клетку или диафрагму [1]. В настоящей диссертации речь
идет об аппаратах первого типа.
При этом способе поступление дыхательного газа в легкие обеспечивается
его нагнетанием в легкие. Существует два главных типа ИВЛ: вентиляция с положительным давлением и вентиляция с отрицательным давлением. Вентиляция с
11
положительным давлением может быть инвазивной (через эндотрахеальную
трубку) или неинвазивной (через лицевую маску) [2]. Возможна также вентиляция
с переключением фаз по объёму и по давлению. К многочисленным разным режимам ИВЛ относятся управляемая искусственная вентиляция (CMV), вспомогательная искусственная вентиляция (ВИВЛ, ACV), перемежающаяся принудительная (мандаторная) вентиляция (IMV), синхронизированная перемежающаяся принудительная вентиляция (SIMV), вентиляция с контролируемым давлением
(PCV), вентиляция с поддерживающим давлением (PSV), вентиляция с инвертированным отношением вдоха и выдоха (иИВЛ, IRV), вентиляция сбросом давления (PRV) [3, 4, 5] и высокочастотные режимы.
1.2 Медико-технические требования к аппарату ИВЛ
Требования к аппаратам ИВЛ регулируются ГОСТ 18856-81 [6]. ГОСТ не
распространяется на аппараты высокочастотной ИВЛ [7,8].
Согласно ГОСТ можно провести классификацию аппаратов ИВЛ
Таблица 1.1 – Рабочая классификация аппаратов ИВЛ
Основной признак
Дополнительные признаки
По широте функциональ- –
для взрослых и детей старше 6 лет (1,2,3 груп-
ных возможностей и воз-
пы)
расту пациента:
–
для детей в возрасте до 6 лет (4 группа)
–
для новорожденных и детей первого года жизни (5 группа)
По способу действия
–
респираторы наружного действия
–
респираторы внутреннего действия
–
электростимуляторы дыхания
12
Продолжение таблицы 1.1
По типу привода
–
–
–
–
По предназначению
– стационарные
– транспортные
По типу управляющего
устройства
– немикропроцессорные респираторы
– микропроцессорные (интеллектуальные) респираторы
По способу управления ин-
с контролем по:
спираторной фазой
–
–
–
–
давлению
объему
потоку
времени
По способу переключения
–
–
–
–
по времени
по давлению
по потоку
по объему
фаз дыхательного цикла
– с выдоха на вдох (ини-
с ручным приводом
с электроприводом
с пневмоприводом
с комбинированный приводом
циация вдоха или триггерование)
– с вдоха на выдох (циклирование)
По назначению
– общего назначения;
– специального назначения
Анализируя существующие аппараты ИВЛ и в соответствии с ГОСТ 1885681 можно отметить, что их параметры могут изменяться в следующих пределах:
(для 1-3 (4) групп)
 дыхательный объем 0,1 ... 2,5 л;
 минутная вентиляция 0,5 ... 50 л/мин;
 частота дыхания 10 ... 99 ±5 мин-1 ;
13
 отношение длительности вдоха и выдоха 1:1,3 ... 1:3.
 Уровень звуковой мощности - до 60 дБА
 Для аппаратов ИВЛ с пневмоприводом и электроприводом:
1) безотказная наработка – 5*105…10*105 ч
2) средняя наработка на отказ – 10*105…20*105 ч
3) средний срок служб до ремонта – 2 г
4) средний полный срок службы – 4 г
5) Время установления рабочего режима аппаратов должно быть не более 30 с.
Аппарат должен обеспечивать подачу дыхательной смеси пациенту по нереверсивному дыхательному контуру. Необходимо также обеспечить возможность работы аппарата во многих режимах.
Для обеспечения этих требований целесообразно управление аппаратом
осуществлять с помощью микропроцессора. Применение перепрограммируемой
памяти программ позволит создать гибкую систему управления и производить
диагностику состояния аппарата в рабочем режиме.
Индикацию установленных параметров для улучшения восприятия необходимо отображать на цифровых табло. При работе аппарата должны отображаться
такие параметры: минутная вентиляция, частота вентиляции, отношение длительности вдоха к длительности цикла, объем вдоха, скорость вдувания, температура
дыхательной смеси.
Во избежание несчастных случаев во время ИВЛ, особенно при длительной
ИВЛ [9,10], должны быть предусмотрены световая и звуковая сигнализации в
случаях: превышение температуры дыхательной смеси выше 41°С, непредвиденного отключения напряжения питающей сети, разгерметизации дыхательного
контура.
Электрическое питание аппарата должно осуществляться как от сети переменного тока напряжением 220В с частотой 50Гц, так и переходить на автономный источник питания – аккумуляторные батареи напряжением 12В.
14
Аппарат ИВЛ должен быть надежным и удобным в эксплуатации и обеспечивать минимальные затраты времени, энергии и средств на ремонт.
При этом минимальная рабочая температура +10°С, максимальная рабочая
температура +35 °С.
1.3 Принципы построения аппаратов ИВЛ
В составе аппарата ИВЛ (АИВЛ) можно выделить три структурных блока:
 источник газа, подаваемого пациенту (генератор вдоха);
 распределительное устройство, представляющее собой совокупность
исполнительных механизмов, обеспечивающих характеристики газового потока в
различных фазах дыхательного цикла в соответствии с управляющими сигналами,
поступающими на их входы;
 система управления, формирующая эти сигналы по алгоритмам, определяемым выбранными режимами и параметрами ИВЛ [1].
Анализ принципов построения современных зарубежных АИВЛ показывает, что в конструкции распределительного устройства применяются электронноуправляемые исполнительные механизмы, а система управления и отображения
информации построена, как правило, на мощной микропроцессорной технике.
Эти принципы построения позволяют обеспечить:
 высокую надёжность работы аппарата и безопасность для пациента;
 функциональность, то есть возможность реализации большинства апробированных методик ИВЛ;
 мониторинг задаваемых параметров и параметров состояния пациента.
В отечественных образцах АИВЛ преобладает принцип построения распределительного устройства на комбинации пневмомеханических и электромеханических исполнительных механизмов. Этот принцип не позволяет использовать в
системе управления все возможности микропроцессорной техники, так как многие параметры режимов ИВЛ приходится регулировать вручную.
15
Однако, как в отечественных, так и в зарубежных образцах АИВЛ используются различные принципы построения распределительных устройств, различные алгоритмы управления режимами и параметрами ИВЛ для аппаратов различных областей применения. Следствием этих различий являются:
 необходимость разработки нового аппарата при появлении новой медицинской методики респираторной поддержки;
 необходимость запоминания врачом алгоритмов управления всех АИВЛ,
находящихся в отделении;
 определённые трудности в техническом обслуживании АИВЛ.
Проведенные исследования МОКБ «Марс», совместно с ведущими специалистами Центра сердечно-сосудистой хирургии им. А.Н. Бакулева РАМН, МОНИКИ им. М.В. Владимирского и 7-ой клинической больницы показали, что
блочно-модульный принцип построения АИВЛ обеспечивает:
 единую конфигурацию распределительного устройства АИВЛ любой
области применения на базе пропорциональных электропневматических регуляторов (ПЭПР) [11];
 общий алгоритм управления режимами и параметрами ИВЛ для аппаратов различных областей применения;
 возможность дальнейшей модернизации АИВЛ при появлении новых
медицинских методик респираторной поддержки за счет изменения программного
обеспечения без изменения его конструкции.
Основным модулем АИВЛ нового поколения является локальный контур
управления (ЛКУ) режимами и параметрами ИВЛ. Блок-схема ЛКУ представлена
на рисунке 1.1
16
Рисунок 1.1 – МП-контроллер на базе PIC16C74
В представленной блок-схеме ПЭПР 2, 3 одновременно и независимо выполняют несколько функций:
 смеситель двух газов;
 регулятор скорости постоянного потока газовой смеси (регулятор минутной вентиляции);
 регулятор частоты вентиляции;
 регулятор относительного времени вдоха (Ti/Tc, %);
 регулятор давления и формы кривой скорости потока в фазу вдоха.
ПЭПР 1 в совокупности с электропневмораспределителем (ЭМК) и мембранной коробкой (МК) выполняет функции управляемого клапана выдоха, позволяющего регулировать величину давления конца выдоха [12, 13].
Микропроцессорный (МП) контроллер (рисунок 1.2) построен на базе контроллера PIC16C74.
17
Рисунок 1.2 – Схема комплексного оснащения палаты реанимации
Данный контроллер обладает наиболее полным набором аппаратных и процедурных средств для реализации локальных контуров управления газовым потоком в сочетании с развитыми средствами коммутации, необходимыми при взаимодействии с глобальным уровнем управления.[14]
В схемах каждого аппарата всегда можно выделить основные структурные
блоки: источник газа, подаваемого пациенту (генератор вдоха); распределительное устройство, задающее требуемые направления движения газа в различных фазах дыхательного цикла; механизм управления распределительным устройством.
18
Рисунок 1.3 – Структурная схема аппаратов ИВЛ
Основным узлом аппарата ИВЛ является генератор вдоха, подающий во
время вдоха дыхательную смесь в легкие пациента. Для снижения негативного
действия искусственного дыхания на гемодинамику применят генератор выдоха,
аналогичный генератору вдоха. Необходимую коммутацию газовых потоков осуществляет распределительный механизм, переключающий из режима вдоха в режим выдоха и обратно, после достижения заданных значений дыхательных объемов, временных фаз дыхания или давления [15].
Отличительным признаком генератора вдоха переменного потока является
возможность выделения двух состоянии: вдоха, когда газ непосредственно или
через разделительную емкость подается пациенту, и состояния выдоха, во время
которого генератор набирает новую порцию газа. Если в насосе-генераторе постоянного потока единичный рабочий цикл либо вообще невозможно выделить,
либо его длительность намного меньше длительности дыхательного цикла, то
единичный рабочий цикл генератора вдоха переменного потока полностью совпадает с длительностью фаз дыхательного цикла.
19
Примерами генератора вдоха постоянного потока могут служить инжекторы, часто применяющиеся в аппаратах с приводом от сжатого газа, или насосы,
рабочий орган которых с помощью электропривода выполняет движение с большой частотой.
Генераторы выдоха
Генератором выдоха называют устройство, обеспечивающее во время выдоха выведение газа из легких пациента и характеризующееся максимальным создаваемым давлением и внутренним сопротивлением. Во время ИВЛ с пассивным
выдохом в аппарате ИВЛ генератор выдоха отсутствует, но теоретически и в этом
случае можно считать, что к пациенту во время выдоха подключен генератор выдоха с нулевым максимальным давлением и незначительным внутренним сопротивлением липни выдоха.
По мере развития ИВЛ появляется тенденция к усложнению требований к
различным временным характеристикам дыхательного цикла. Организация в аппарате высокочастотного режима работы, задержки на вдохе, вспомогательной
вентиляции, изменения отношения продолжительностей вдоха и выдоха, перемежающейся принудительной вентиляции – все это требует в определенные моменты обеспечить быстрое прекращение или, наоборот, начало вдувания газа в легкие
пациента. Такое гибкое управление «ременными характеристиками дыхательного
цикла практически неосуществимо в генераторах вдоха переменного потока с механическим приводом. Оно затруднительно и при других видах привода генераторов вдоха этого типа, поскольку такой генератор определенную долю дыхательного цикла находится в состоянии подготовки к следующему вдуванию газа.
1.4 Привод
Поскольку способ подведения энергии к аппарату ИВЛ оказывает глубокое
влияние на потребительские свойства и конструкцию, целесообразно детально
рассмотреть эти способы и проанализировать их особенности.
20
В аппаратах с ручным приводом источником энергии является мускульная
сила оператора. Непосредственное сжатие мешка или меха рукой полностью выявляет преимущества этого привода: простоту устройства, минимальные потери
мощности и получение оператором ощущения непосредственного контакта с легкими пациента. Эти аппараты не являются, конечно, альтернативой всем другим и
находят применение в скорой помощи и как аварийное средство.
Пневматический привод
Поскольку выходной энергией аппарата ИВЛ является энергия пневматическая, то и привод его от заранее сжатого газа кажется наиболее простыми удобным. О внедрении в практику такого привода свидетельствует развивающееся оснащение лечебных учреждений системами централизованной подачи кислорода.
В России и во многих зарубежных странах организовано серийное производство
элементов пневмоавтоматики, выполняющих роль силовой части аппаратов и системы их управления. Преимуществом аппарата с пневмоприводом является возможность выполнения его автономным, т.е. независящим от внешнего источника
энергии, что имеет первостепенное значение для экстренной помощи пациенту в
службе скорой помощи, горноспасательной службе, службе спасения утопающих
и т.п. Даже в условиях стационарного лечебного учреждения может возникнуть
необходимость проведения ИВЛ в ситуации экстренной реанимации в приемном
и других неспециализированных отделениях, в оснащение которых аппаратура
ИВЛ не входит. В таких случаях компактный аппарат, обеспечивающий ИВЛ в
течение хотя бы 20 мин без подключения к внешнему источнику энергии, крайне
необходим. В аппарате с пневмоприводом сравнительно просто обеспечить изоляцию дыхательных путей пациента от атмосферы, непригодной для дыхания. Если дыхательный газ или окружающая атмосфера взрывоопасны, то пневматический привод аппарата потенциально менее опасен, чем электрический. Это способствовало широкому распространению аппаратов ИВЛ с пневмоприводном, ап-
21
параты ИВЛ с пневматическим приводом РО-9Н [16], «Диана» [17] (Россия),
NPB-840 [18] (США), Flight 60 [1918] (Израиль) и др.
Особенно много подобных моделей предназначено для экстренной реанимации. Они могут обеспечить ИВЛ от придаваемых им одного-двух баллонов со
сжатым кислородом, при давлении до 15 МПа (150 кг/см2) в течение примерно 20
мин без подсоса окружающего воздуха и в течение почти часа непрерывной работы с подсосом воздуха. Для сохранения возможно большего ресурса автономной
работы в транспортном средстве скорой помощи (автомашине, самолете, судне,
поезде) целесообразно размещать баллон со сжатым кислородом емкостью 20 –
40 л, который является источником питания не только аппаратуры ИВЛ, но и ингаляционных и наркозных аппаратов. В момент извлечения аппарата ИВЛ из
транспортных средств он должен автоматически переключаться на питание от
встроенного источника малой емкости.
Электропривод
С помощью привода аппарата от электросети возможно проведение ИВЛ
практически в любом лечебном учреждении, на дому у пациента, а при соблюдении определенных условий – и транспортном средстве скорой помощи. Электропривод можно использовать без затруднений при длительно выполняемой ИВЛ.
Стабильность электросети гораздо выше, чем пневмосети, а характеристики электросети в настоящее время едины во всей стране. С помощью привода от электросети можно устранить трудности в тех случаях, когда с аппаратом ИВЛ применяют вспомогательные устройства – увлажнители-подогреватели вдыхаемого газа,
мониторы для слежения за состоянием пациента, сигнализаторы и т.п. Все возрастающим преимуществом электропривода является возможность использования в
цепях управления достижений современной электроники. С ее помощью легко
осуществить самое сложное управление, измерить многие характеристики режима
ИВЛ, сигнализировать о нарушениях в системе аппарат–пациент, получить, обработать, хранить и представлять в наиболее удобном для оператора виде разнооб-
22
разную информацию. Прогресс электроники, в частности элементарной базы, сопровождается снижением стоимости и повышением надежности работы на единицу полезного эффекта. Однако определенные трудности существуют при создании и эксплуатации аппаратов с электроприводом. Электроэнергия преобразуется в энергию поступающего к пациенту газа с помощью ряда промежуточных
звеньев: электродвигателя, передачи, насоса и т.п., в которых неизбежны потери
значительной части потребляемой от сети мощности. Поэтому аппараты с электроприводом в общем сложнее, чем аппараты с пневмоприводом. В аппаратах с
электроприводом нельзя обойтись без движущихся механических частей, что
приводит к шуму и вызывает необходимость борьбы с ним. Помимо защиты пациента и персонала от поражения электрическим током, необходимо учитывать
опасность близости искрящих и (или) нагревающихся частей аппарата с линиями,
по которым протекает легковоспламеняющаяся анестезирующая смесь или смесь
с повышенной концентрацией кислорода. Свои проблемы существуют при выборе
привода для аппаратов, которыми должна оснащаться служба скорой помощи.
Поскольку автомашина, самолет или катер скорой помощи снабжены собственным источником электроэнергии, возможно питание аппаратов ИВЛ, как и другой
медицинской аппаратуры, от бортовых источников. Чтобы сделать возможным
применение аппаратов ИВЛ на месте происшествия, в транспортном средстве
скорой помощи и на дому у пациента и вместе с тем обойтись без решения технически сложной задачи – питания аппаратов от электроисточников с самыми разнообразными характеристиками, необходимо предусмотреть во всех транспортных средствах преобразователи напряжения бортовой сети в переменный ток напряжением 220В.
Привод от электросети используется в аппаратах моделей «Фаза» [20],
«Элан-НР» [21] (Россия), «SAVINA» [22] (Германия), «Flight 50» [23] (Израиль) и
др.
23
Комбинированный привод
Стремление соединить преимущества электронного управления с упрощенной конструкцией аппаратов с приводом от сжатого газа привело к появлению
аппаратов для длительной ИВЛ, в которых работа управляющих цепей обеспечивается электропитанием, а в качестве генератора вдоха используется непосредственное поступление газов от внешней пневмосети. Окружающий воздух для формирования состава вдыхаемого газа чаще всего не используется. Примерами таких аппаратов ИВЛ являются «Сервовентилятор 900» [24] и др.
Питание от двух источников позволяет исключить из состава аппарата генератор вдоха, что значительно упрощает конструкцию, снижает размеры и стоимость аппарата, увеличивает надежность его работы. Одновременно значительно
снижается создаваемый аппаратом шум, улучшаются возможности эргономически и эстетически правильного оформления конструкции.
Однако работоспособность аппарата с комбинированным приводом зависит
и от бесперебойного электропитания, и от столь же надежной подачи необходимого набора сжатых газов. Хотя в настоящее время задачу снабжения лечебных
учреждений сжатым кислородом можно считать в основном решенной, длительная, стабильная подача сжатого воздуха требует решения сложных проблем: необходимо построить компрессорную станцию с основным и резервным компрессором, обеспечить полную очистку сжатого воздуха от посторонних примесей,
включая пары воды и смазочных масел, обеспечить круглосуточную работу соответственно подготовленного персонала, изготовить и проверить пневмосеть, сделать невозможным ошибочное использование сжатого воздуха вместо кислорода
и наоборот и т.д. Полумера, заключающаяся в замене постоянной линии подачи
сжатого воздуха питанием аппарата или группы аппаратов от индивидуального
компрессора, не снимает ряда из перечисленных трудностей и, с другой стороны,
лишает аппарат его нескольких основных преимуществ. Необходимость подключения к аппарату закиси азота еще более осложняет проблему. Поэтому аппараты
ИВЛ с электроприводом, в которых сжатые газы используются только для фор-
24
мирования вдыхаемой газовой смеси, наиболее перспективны для обеспечения
длительной вентиляции в лечебных учреждениях и в домашних условиях.
1.5 Сравнительная оценка приводов аппаратов ИВЛ.
Для выбора типа привода проведем сравнение различных типов приводов
по ресурсу и назначению, по энергопотреблению и по функциональным возможностям.
А) по ресурсу работы и назначению
Ручной привод имеет весьма ограниченный ресурс при работе одного оператора (источника мускульной силы) и требует обязательного наличия самого
оператора, которым может быть врач, медсестра, или просто человек, оказавшийся рядом. АИВЛ с таким приводом могут использоваться при оказании экстренной помощи для поддержания пациента в течение 20-30 мин. В крайнем случае,
время может быть увеличено, но это потребует смены операторов.
Пневмопривод имеет достаточно большой ресурс, ограниченный, в основном износом движущихся и трущихся механических частей. Однако пневмопривод может быть легко выведен из строя попаданием различных примесей и посторонних частиц вместе со сжатым газом, который является источником энергии.
Требуется периодическая очистка воздухопроводов во избежание их закупоривания. Назначением аппаратов ИВЛ с пневмоприводом является, в основном, оказание экстренной помощи.
Электропривод при соблюдении расчетных режимов эксплуатации имеет
большой ресурс, ограниченный только износом его механических частей. В том
случае, если в АИВЛ используется управляемый электропривод, то ресурс его работы ограничен также ресурсом системы управления, которая, в современных аппаратах ИВЛ, выполняется с использованием достаточно надежных полупроводниковых элементов, имеющих ресурс 20000 ч и более. Электропривод имеет наиболее универсальную область применения, он может использоваться в АИВЛ для
25
оказания экстренной помощи, а также в АИВЛ, работающих в стационарных условиях.
Ресурс комбинированного привода определяется наименьшим из ресурсов
его составных частей, а именно, ресурсом пневмопривода. Однако, в данном случае, засорение трубопроводов и пневматических элементов менее вероятно, поскольку через них подается очищенный газ, предназначенный для дыхания пациента. Комбинированный привод также имеет широкую область применения и может использоваться как в АИВЛ для оказания экстренной помощи, так и в стационарных АИВЛ.
Б) по энергопотреблению
Энергопотребление АИВЛ с ручным приводом должно соответствовать
мускульным возможностям одного человека, которых должно быть достаточно,
чтобы в течение достаточно длительного времени (до нескольких часов) приводить в движение механизмы АИВЛ. Реальные АИВЛ с ручным приводом соответствуют этому ограничению. Необходимо учитывать, что человек может совершать движения с определенной (достаточно низкой) частотой, поэтому, в большинстве случаев, необходимо выполнять преобразование движений, сообщаемых
приводу человеком с помощью различного рода механических передач, которые
снижают КПД привода, и, следовательно, повышают его энергопотребление.
Энергопотребление АИВЛ с пневмоприводом не должно превышать возможностей источника энергии – газа, находящегося под давлением. Для стационарных аппаратов эти возможности определяются давлением газа и пропускной
способностью питающей магистрали. Произведение этих двух величин фактически определяет максимальную мощность, которую может развивать привод, без
учета его КПД. В случае автономного АИВЛ необходимо учитывать объем запасенного в баллонах газа, который в сочетании с его давлением определяет запас
энергии, доступной для работы привода АИВЛ. Потребностей в дополнительных
преобразованиях параметров движения в случае применения пневмопривода го-
26
раздо меньше, чем для ручного привода. Поэтому, энергопотребление АИВЛ с
пневмоприводом должно быть меньше, чем АИВЛ с ручным приводом.
Источником энергии для электропривода стационарных аппаратов ИВЛ является обычная электрическая сеть переменного тока, которая, в рамках потребностей АИВЛ, может считаться источником энергии неограниченной мощности.
Однако работоспособность АИВЛ должна сохраняться и при отключении напряжения в сети, поэтому необходимо либо предусматривать систему бесперебойного централизованного энергоснабжения, например, в рамках медицинского учреждения, либо устанавливать внутри АИВЛ резервный источник энергии, например, аккумулятор. Для автономных АИВЛ аккумулятор является единственным
источником энергии, поэтому ее запас ограничен. Электропривод является наиболее выгодным с точки зрения энергопотребления, так как в большинстве случаев
он может быть спроектирован так, чтобы не требовалось дополнительных преобразований параметров движения, то есть электромеханическое преобразование
будет иметь максимально возможный КПД.
Энергетические характеристики комбинированного привода будут определяться тем, в каких соотношениях находятся мощности пневматического и электрического приводов, используемых в его составе. Можно предположить, что
энергопотребление комбинированного привода будет несколько больше, чем
энергопотребление электропривода и меньше энергопотребления пневматического привода, выполняющих одинаковые функции при одинаковых нагрузках.
В) по функциональным возможностям
Функциональные возможности ручного привода крайне ограничены. Обычный человек не способен с большой точностью воспроизводить частоту и фазу
движений, для того, чтобы в нужный момент и с нужным ускорением изменить
движение привода. Ручной привод может осуществлять лишь относительно равномерное движение механизмов АИВЛ, причем стабильная скорость и равномерность движения не могут быть гарантированы.
27
Пневматический привод может содержать регулирующие элементы, которые обеспечивают изменение параметров движения. Однако, точность регулирования и стабильность поддержания параметров движения при использовании
только пневматических элементов будут невысокими, так как будут зависеть от
целого ряда факторов: температуры, давления и состава газа, температуры окружающей среды, атмосферного давления, наличия и состояния смазки, и так далее.
Другими словами, пневматический привод может осуществлять лишь достаточно
грубое регулирование при невысокой стабильности заданных параметров движения.
Электропривод на основе ВД имеет возможность глубокого и энергетически
эффективного регулирования как крутящего момента, так и частоты вращения вала двигателя. При этом точность регулирования координат привода определяется,
в основном, точностью и разрешающей способностью используемых датчиков.
Учитывая, что абсолютное большинство датчиков, используемых сегодня в автоматических и автоматизированных системах имеют на выходе электрический
сигнал, можно утверждать, что электрический привод обеспечивает наибольший
набор выполняемых функций для регулирования и стабилизации заданных параметров работы АИВЛ.
Функциональные возможности комбинированного привода аналогичны
возможностям электропривода, если в комбинированном приводе в качестве датчиков и управляющих элементов применять электрические или электромеханические устройства. Однако, можно предположить, что в части динамических возможностей комбинированный привод будет уступать электроприводу, так как в
контуре управления появятся дополнительные пневматические звенья, включенные последовательно.
1.6 Выводы
Таким образом, электропривод является наиболее универсальным исполнительным элементов аппарата ИВЛ, обладающим преимуществом по сравнению с
28
другими типами приводов по перечисленным выше показателям. С помощью него
относительно просто могут быть решены вопросы повышения ресурса, снижения
электропотребления и расширения функциональных возможностей аппарата
ИВЛ. Однако вопросы по теории электропривода для аппарата ИВЛ проработан
недостаточно. В частности, в [5] рассмотрены примеры конкретной реализации
электропривода для аппаратов c пневмоприводном, в [1] дается анализ возможных вариантов электропривода в составе и т.д. Между тем, для эффективного использования электропривода в составе ИВЛ необходимо решить ряд вопросов,
связанных с особенностями перечисленных аппаратов и теорией электропривода.
В частности, необходимо:
 систематизация требований к электроприводу в соответствии с назначением аппаратов и их конструкцией;
 сравнительная оценка и обоснованный выбор наиболее рационального
типа исполнительного электродвигателя привода и его конструкции;
 разработка методов и практических схем диагностики состояния в рабочем режиме;
 математическое описание и модели электропривода в составе аппарата
ИВЛ;
 решение вопросов обеспечения заданного быстродействия электропривода;
 поиск алгоритмов управления, обеспечивающих заданное качество переходных процессов и минимизацию энергопотребления привода в динамических
режимах.
Все это будет способствовать повышению качества аппаратов ИВЛ.
29
2 ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ АППАРАТОВ ИВЛ
2.1 Затраты мощности в аппарате ИВЛ
Важнейшими техническими характеристиками любого аппарата ИВЛ являются максимальная объемная скорость подачи газа пациенту во время вдоха и
максимальное давление, которое аппарат может создать на выходе дыхательного
контура. Если предположить, что аппарат обеспечивает максимальную скорость
вдувания при максимальном противодавлении, то можно рассчитать и максимальную мощность, развиваемую аппаратом. При минутной вентиляции 30 л/мин,
отношении TI/TE=1:2 и постоянной в течение вдоха скорости вдувания последняя
равна 90 л/мин. При противодавлении 5 кПа (50 см вод.ст.) на вдувание газа с такой скоростью затрачивается мощность всего 7,5 Вт. [1]
Однако мощность, потребляемая аппаратом ИВЛ из электро- или пневмосети, намного превышает эту величину. Так, потребляемая мощность аппарата РО-6
составляет 200 Вт, а аппарата «Пневмат-1» даже 800 Вт. Можно рассчитать и
мощность, потребляемую из пневмосети. Например, экономичный аппарат РД-4
при минутной вентиляции 10 л/мин расходует мощность 33 Вт, а аппарат «Млада» при той же вентиляции — около 60 Вт.
Рисунок 2.1 – Потребляемая мощность (Вт) и КПД (%) типовых узлов аппаратов ИВЛ
30
Отсюда следует вывод об энергетическом несовершенстве аппаратов ИВЛ,
поскольку коэффициент их полезного действия составляет всего несколько процентов. На первый взгляд это обстоятельство не должно вызывать особого беспокойства, однако низкий коэффициент полезного действия приводит к завышению
мощности приводного электродвигателя и других компонентов сетевых цепей,
что вызывает увеличение размеров и массы аппаратов, создаваемого ими шума и,
следовательно, непосредственно влияет на оценку аппарата потребителем. Потери
мощности в аппарате с пневмоприводом повышают затраты газа. Поэтому оценка
потерь мощности в типичных блоках аппаратов представляет несомненный интерес для их создателей, а КПД аппарата в целом может служить важной для потребителя мерой его технического совершенства.
Для определения потерь мощности и КПД аппаратов и их типовых узлов авторы [25] провели исследование аппаратов с электроприводом и пневмоприводом.
Методика исследования заключалась в синхронной регистрации в течение дыхательного цикла потребляемой от сети мощности, а также кривых изменения давления и объемной скорости движения газа в ряде точек газопроводящей системы
аппаратов, находящихся между их типовыми узлами.
Результаты приведены на рисунке 2.1. Низкие значения КПД аппарата (порядка 2% у аппаратов для взрослых и 0,2% у аппарата для детей) свидетельствуют
о больших возможностях технического совершенствования аппаратов ИВЛ. Любое упрощение схемы путем исключения из нее функциональных узлов позволяет
снизить потери мощности и тем самым уменьшить размеры и массу привода или
сэкономить расход кислорода.
2.2 Требования к электроприводу
Для определения требований к электроприводу необходимо определить, какие характеристики аппаратов ИВЛ и каким образом влияют на характеристики
электропривода. Как следует из приведенного ранее анализа, требования к электроприводу существенно различаются, в зависимости от назначения и конструк-
31
ции аппаратов ИВЛ. Даже для одного и того же аппарата, требования к его выходным характеристикам могут иметь достаточно широкий диапазон.
Глубина регулирования
Например, поток воздуха, создаваемый аппаратом Фаза-5НР (Россия) может
находиться в диапазоне от 0,2 до 1,2 л., при этом относительный диапазон
регулирования составляет 0,2:1, диапазон регулирования дыхательного объема
аппарата SAVINA (Германия) составляет от 0,05 до 2 л, с диапазоном
регулирования 0,1:1. Для аппаратов, применяемых для искусственной вентиляции
новорожденных и детей, например Babylog VN500 (Германия) [26] или SERVO-i
Infant (Щвеция) [27] эти значения находятся в пределах от 0.02 до 0.35 л. /
Неравномерность частоты вращения
Если речь идет об автоматизированных аппаратах ИВЛ, а большинство
современных
аппаратов
автоматизированы,
то
важное
значение
имеет
стабильность поддержания заданного потока. Это необходимо для того, чтобы
автоматика могла уверенно определить момент начала самостоятельного дыхания
пациента и дать команду на перевод аппарата ИВЛ в соответствующий режим с
выводом на индикацию. С точки зрения электропривода это приводит к
требованию стабильности поддержания частоты вращения привода. В процессе
выполнения
НИОКР
с
ООО
«Тритон-Электроникс»
и
ОАО «Уральский
приборостроительный завод» было определено, что допустимые пульсации
потока с частотами более 1 Гц, создаваемого генератором с электроприводом, не
могут превышать значения 1 л/с при потоках от 10 л/с и более. Анализ
полученных данных позволяет сформулировать требования к максимально
допустимой неравномерности частоты вращения либо скорости поступательного
движения в случае линейного электропривода.
32
Требования по надежности
Работа электропривода в составе аппарата ИВЛ накладывает повышенные
требования по надежности, так как отказ прибора может привести к тяжелым
последствиям. Конкретные значения по показателям приведены в п. 1. Для
обеспечения таких показателей, по-видимому, в состав привода придется вводитm
устройства самодиагностики, а в случае необходимости и осуществлять
резервирование элементов. Следует отметить, что одновременно с диагностикой
электропривода возможна и диагностика других узлов аппарата ИВЛ, связанных с
ним непосредственно.
Требуемая частота вращения
Конструкция самого генератора потока существенным образом влияет на
требования к электроприводу. Наиболее перспективной для современных
аппаратов ИВЛ считается конструкция генератора с компрессором турбинного
типа, например аппарат ИВЛ iVent 201 (США-Израиль) [28], в котором поток
создается
турбиной, закрепленной непосредственно на валу приводного
электродвигателя. При этом, для уменьшения габаритов и массы компрессора
генератора потока, требуемая частота вращения электродвигателя достигает
20…40 тысяч об/мин. До настоящего времени в большинстве аппаратов ИВЛ, в
том числе, и в отечественных аппаратах серии «ФАЗА» и «ZisLine»,
используются компрессоры поршневого типа с различными кинематическими
схемами поступательного привода поршней. В аппаратах ОАО «Уральский
приборостроительный завод» (серии «Авента», «Фаза») для привода поршней
используется кривошипно-шатунный механизм. При этом, несмотря на различия в
реализации механической системы, требования к частоте вращения двигателя у
этих аппаратов примерно одинаковые. Диапазон частот вращения входного вала
компрессора составляет 10…1000 об/мин.
33
Требования к динамическим режимам
Требования к динамическим характеристикам генератора потока вытекают
из
особенностей
дыхательной
системы
человека
и
необходимости
автоматического управления процессами поддержки дыхания.
Рисунок 2.2 – Графики потока и объема воздуха в легких. По оси абсцисс: V
– дыхательный объем; V' – дыхательный поток. По оси ординат – время: а – пиковый инспираторный поток; б – пиковый экспираторный поток.
В соответствии с диаграммами воздушного потока, представленными на рисунке 2.2, а также по данным представленным в [1, 2, 6, 15] и по результатам проведенных по данному направлению НИР [29] выявлено, что время реакции генератора на управляющий сигнал изменения потока должно быть не более
30…50 мс. Очевидно, что тоже самое требование предъявляется и к электроприводу в части времени разгона или времени торможения, в зависимости от знака
изменения частоты вращения, то есть времени переходного процесса при изменении частоты вращения от некоторого начального значения до заданного значения
частоты. Необходимо отметить, что в данном отношении важное значение приобретает приведенный к валу двигателя момент инерции подвижных элементов механизма генератора потока, так как приводу необходимо преодолевать возникающие в переходных режимах динамические моменты, обусловленные инерционностью нагрузки. Данное требование может выражаться как максимально допустимым временем переходного процесса в электроприводе, так и требованием минимального ускорения, которое должен обеспечить электропривод.
34
Способ питания и энергопотребление
Питание переносных аппаратов ИВЛ с электроприводом осуществляется,
как правило, от автономного источника энергии, входящего в состав самого аппарата, либо, например, от бортовой сети автомобиля. В качестве такого источника
используется, в основном, аккумуляторная батарея соответствующей емкости.
Питание стационарных аппаратов ИВЛ осуществляется от сети переменного тока
220 В, 50 Гц с последующим понижением, выпрямлением и стабилизацией постоянного напряжения. При этом стационарные аппараты также содержат в своем
составе накопитель энергии в виде аккумуляторной батареи, обеспечивающий
функционирование аппарата при пропадании напряжения в сети. Во всех приведенных случаях питание электропривода осуществляется постоянным напряжением, которое может изменяться в достаточно широких пределах. Например, для
наиболее широко применяемых свинцово-кислотных аккумуляторных батарей с
номинальным напряжением 12 В, напряжение на клеммах в зависимости от степени разряженности и режима работы (заряд или разряд) может изменяться в пределах от 11 В до 15 В. Как правило, электропривод питается непосредственно от
аккумуляторных батарей, поэтому в электроприводе необходимо предусматривать меры по устранению влияния колебаний питающего напряжения на выходные характеристики. Необходимо учитывать, что все аппараты ИВЛ имеют режим
работы с питанием от аккумуляторных батарей. Поэтому необходимо потребовать
от электропривода достаточно высокого значения КПД и минимально возможного
потребления энергии при реализации рабочих режимов.
Требования к сигналам управления и диагностики
В зависимости от функций и назначения аппарата ИВЛ на электропривод
могут поступать сигналы управления, различающиеся как по количеству, так и по
способам их задания. Например, простейшие аппараты ИВЛ могут иметь лишь
кнопку для включения-выключения питания аппарата. В этом случае электропривод получает сигнал в виде наличия или отсутствия напряжения питания. Однако,
35
современные аппараты ИВЛ, как правило, представляют собой достаточно сложную электромеханическую систему, в которой электропривод является лишь одним из элементов автоматической системы управления, имеющей большое количество различных режимов работы. В такой системе необходимо рассматривать
требования, которые предъявляются к электроприводу со стороны других элементов системы, в частности системы «верхнего уровня», которая формирует сигналы задания режима работы электропривода и контролирует выполнение заданного режима с помощью анализа сигналов диагностики, поступающих от привода.
Электропривод должен быть совместим по физическим и логическим характеристикам входных и выходных сигналов, а также по их количеству с системой верхнего уровня и другими элементами системы, с которыми он непосредственно связан. С точки зрения универсальности и унификации, необходимо также потребовать, чтобы электропривод был совместим по сигналам управления и диагностики с максимальным количеством аппаратов ИВЛ, в которых он может использоваться без доработки. Впрочем, последнее требование может привести к существенной избыточности информационных входов-выходов, что может привести к
значительному увеличению стоимости привода.
Минимальные требования к сигналам управления – это, как правило, наличие входов для управления частотой вращения и входа запуска-остановки привода, а также выхода для контроля частоты вращения. Сигнал управления частотой
вращения может быть сформирован в виде частоты задающих импульсов на соответствующем входе, либо, например, в виде скважности ШИМ-сигнала. Действительная частота вращения может формироваться на диагностическом выходе привода в виде импульсов с частотой, пропорциональной скорости вращения.
Современные многофункциональные аппараты ИВЛ с развитой системой
управления и разветвленной структурой внутренних исполнительных и измерительных устройств, как правило, оборудованы внутренней информационной «шиной» в одном из стандартов: CAN, I2C, SPI, RS-485, Modbus и др., к которой подключены все элементы системы, между которыми производится обмен информа-
36
цией. Очевидно потребовать и от электропривода поддержку того стандарта обмена, который используется в аппарате ИВЛ.
Наконец, если система управления электроприводом физически размещается на одном (как правило, микропроцессорном) устройстве вместе с системой
верхнего уровня, то обмен информацией между ними осуществляется с помощью
внутренних ресурсов родительского устройства. В случае применения микроконтроллера это может быть передача информации с помощью чтения–записи в память, передача данных через регистры микропроцессорного ядра, чтение–запись
регистров специального назначения, которые отвечают за работу привода, прямой вызов подпрограмм управления приводом из основной программы и т.д.
2.2 Применяемые типы электроприводов
В главе 1 показано, что в аппаратах ИВЛ используется три типа электрических исполнительных устройств: электромагнитный клапан для регулирования
потока воздуха, электропривод компрессора для создания постоянного воздушного потока и электропривод воздушного компрессора с возможностью регулирования величины потока непосредственно этим устройством. В данной работе в соответствии с её направлением речь будет идти только о последних двух устройствах.
Характеристики электропривода полностью определяются характеристиками применяемого электродвигателя. Выбор электродвигателя определяется, прежде всего, использованием первичного источника питания постоянного тока.
Наиболее естественным выбором является использование коллекторного двигателя постоянного тока с возбуждением от постоянных магнитов [30]. Управление
таким двигателем можно осуществить с помощью регулирования напряжения на
якоре, а использование постоянных магнитов для возбуждения предпочтительней,
так как это исключает потери энергии первичного источника на создание потока.
Однако наличие щеточно-коллекторного узла уменьшает ресурс двигателя,
вносит дополнительные потери энергии на переходном сопротивлении щетка-
37
коллектор и при коммутации, а также существенно увеличивает стоимость двигателя. Более того, конструкция этого узла может оказаться недопустимо сложной,
при выполнении двигателя в виде «обращенной» конструкции, когда обмотка
якоря неподвижна, а постоянные магниты расположены на роторе.
От перечисленных недостатков свободен вентильный двигатель (ВД), который обладает всеми преимуществами двигателя постоянного тока (регулировочные свойства, высокий КПД) и обладает бесконтактной конструкцией. Рассматриваемый двигатель [31] представляет собой трехфазный моментный ВД обращенной конструкции. Подключение секций ВД к источнику питания производится с
помощью электронного коммутатора (ЭК), называемого также полупроводниковый коммутатор (ПК), представляющего собой инвертор напряжения, управляемый по сигналам датчика положения ротора (ДПР). При существующем уровне
развития электронной промышленности стоимость ЭК не превышает стоимости
щеточно-коллекторного узла, а характеристики ЭК существенно лучше [32, 33,
34]. Электромеханический преобразователь (ЭМП), являющийся основой ВД [31],
сам по себе представляет собой синхронную машину с возбуждением от постоянных магнитов и в зарубежной литературе ВД рассматривается именно как синхронный двигатель, управляемый от инвертора напряжения (PMSM – permanent
magnet synchronous motor в англ. литературе).
В зависимости от алгоритма коммутации ключей электронного коммутатора
существует два принципиально отличающихся способа коммутации ВД [35]: дискретная коммутация секций ВД и «позиционная коммутация» или «позиционная
модуляция» напряжений на секциях ВД, когда в фазах обмотки статора формируется синусоидальная система токов в зависимости от углового положения ротора.
Следует отметить, что оба способа коммутации можно реализовать при неизменной схеме силовой части ЭК [36].
При дискретной коммутации секций ВД [37] происходит пошаговое подключение секций к источнику питания в соответствии с алгоритмом коммутации.
Интервал между соседними переключениями инвертора называется межкоммута-
38
ционным интервалом (МКИ). Угловая длительность МКИ для трехфазного ЭМП
составляет 60 эл. град., поэтому, требования к ДПР в этом случае достаточно низкие, что позволяет использовать дешевые ДПР, например, интегральные датчики
Холла с релейным выходом, установленные в зазоре ЭМП. В некоторых случаях
можно обойтись без ДПР, как конструктивного элемента и оценивать положение
ротора по изменению знака ЭДС одной или нескольких секций [38, 39]. Однако
при этом существует ряд ограничений использования ВД: невозможна полная
коммутация секций, невозможна реализация режима противовключения, невозможно управление коммутацией при низкой скорости, когда величина ЭДС ниже
порога чувствительности схемы сравнения. Первые два ограничения объясняются
способом измерения ЭДС вращения непосредственно на отключенной секции и
могут быть преодолены при косвенном измерении ЭДС вращения. Последнее ограничение полностью преодолеть нельзя, так как при неподвижном роторе ЭДС
вращения равна 0 и поэтому не несет информации о положении ротора.
Дискретной коммутации секций присущ ряд недостатков:
– пульсации электромагнитного момента двигателя, которые даже для идеального 3-х фазного ЭМП составляют около 15% [40], а с учетом технологических погрешностей могут быть гораздо больше [41];
– уменьшение пускового момента на величину пульсаций по сравнению с
максимальным моментом, развиваемым ЭМП;
– пульсации тока в секциях ЭМП приводят к повышению электрических потерь;
– неполное использование возможностей ЭМП;
– неравномерное вращение при низкой скорости, когда период коммутации
соизмерим с механической постоянной времени привода.
Перечисленные недостатки могут быть устранены при использовании позиционной модуляции напряжения, когда на выходе инвертора формируется напряжение синусоидальной или другой специальной формы в функции положения ротора ЭМП [42]. Такой способ управления является наиболее естественным для
39
рассматриваемого ЭМП, который является по своей сути машиной переменного
тока. Однако реализация такого способа управления ЭМП требует наличия гораздо более точного ДПР, чем при дискретной коммутации секций, который выполняется, как правило, в виде отдельного узла и существенно влияет на стоимость и
габариты привода.
Развитие электронной промышленности, особенно в области высокопроизводительных микроконтроллеров [42, 43, 44], привело к развитию так называемых
«бездатчиковых» алгоритмов управления синхронным ЭМП [45, 46, 47, 48, 49, 50,
51, 52, 53], в которых положение и частота вращения ротора рассчитываются в
реальном времени с использованием математической модели ЭМП и измеряемых
значений напряжений и токов. Модель ВД, используемая во всех перечисленных
работах, представляет собой классическую модель обобщенной двухфазной машины во вращающейся системе координат d-q, связанной с ротором, описанную в
[54, 55, 56], которая, кроме известных преимуществ, имеет и ряд недостатков:
– модель справедлива только для синусоидальной системы токов и напряжений и синусоидального распределения потокосцепления обмотки якоря с полем
индуктора;
– необходимо в каждом цикле расчета выполнять сначала преобразование
трехфазной системы токов и напряжений к двухфазной, а затем обратное преобразование.
С целью уменьшения ошибки наблюдения, особенно при низкой скорости,
когда мала ЭДС вращения, необходимо принимать меры, улучшающие алгоритм
наблюдения. Для этого существуют различные решения, например, введение компенсатора на основе нейронной сети [57], использование наблюдателя с одновременной идентификацией или компенсацией параметров модели в соответствии с
реальным объектом [48], использование реактивной мощности в качестве сигнала
обратной связи [49], что позволяет исключить из наблюдателя уравнения механики, использование дискретных датчиков Холла для коррекции наблюдателя [58].
Однако область применения бездатчиковых систем ограничена снизу частотой
40
вращения ротора ЭМП, при которой возможно косвенное измерение фазы ЭДС
вращения (а значит и угла поворота ротора) с достаточной точностью. Автором
предложен экстраполирующий алгоритм [60], который на основании анализа моментов предшествующих переключений дискретного ДПР предсказывает текущее
положение ротора. Основное преимущество этого алгоритма в том, что он не требует измерения ЭДС, и, следовательно, работоспособен при любой (в т.ч. нулевой) скорости вращения ВД. Основной недостаток – невысокая точность, так как
на протяжении МКИ нет достаточной информации об объекте.
Достичь полного устранения пульсаций момента ВД при питании секций
синусоидальными токами можно только для идеального ЭМП при синусоидальном распределении индукции в зазоре и отсутствии паразитных (реактивных) моментов. Реальные ЭМП характеризуются, как правило, несинусоидальной ЭДС
вращения и наличием реактивных моментов. В этом случае, токи обмоток также
должны быть несинусоидальными. Для определения формы токов предложены
различные решения [61, 62, 63, 64,65, 66], суть которых заключается в экспериментальном измерении уровня пульсаций и подборе такой формы токов, которая
обеспечивает минимальный уровень пульсаций. Отличия существующих решений
заключаются в способе измерений пульсаций момента: в одних измерения производятся косвенно, в работающей системе, в других предлагается прямое измерение момента в ходе эксперимента (калибровки). Однако на практике не всегда
есть возможность провести эксперимент с точным измерением момента двигателя, а встраивание косвенного измерения в основной алгоритм управления добавляет существенную нагрузку на микропроцессор, что не всегда допустимо.
2.3 Функциональная схема электропривода, построенного на основе ВД
и краткое описание её элементов
В [37] показано, что для электроприводов с повышенными требованиями по
надежности и живучести может быть рекомендована функциональная схема,
представленная на рисунке 2.3.
41
Рисунок 2.3 – Функциональная схема электропривода АИВЛ, где ЭВМ –
электронно-вычислительная машина; МУУ – микропроцессорное устройство
управления электроприводом; ПК – полупроводниковый коммутатор; ЭМП –
электромеханический преобразователь энергии; М – соединительная муфта; К–
компрессор; ДПР – датчик положения ротора; ДС – датчики состояния и параметров (температуры, тока, концевые выключатели и т.д.).
На функциональной схеме в качестве ЭВМ обозначено устройство управления режимами работы АИВЛ, которое, обычно, выполняется на основе мощного
микроконтроллера (как правило 32–разрядного, с микропроцессорным ядром,
имеющим архитектуру АRM, фактически являющуюся стандартом для контроллеров автоматизированных систем).
Микропроцессорное устройство управления электроприводом (МУУ) непосредственно формирует сигналы управления силовыми ключами полупроводникового коммутатора (ПК) на основе сигналов задания, получаемых от ЭВМ и сигналов обратной связи, получаемых от датчика положения ротора (ДПР) и датчиков состояния и параметров (ДС) электропривода. МУУ выполняется также на
основе микроконтроллера, мощность которого, как правило, меньше мощности
микроконтроллера ЭВМ. Здесь также может быть использован 32–разрядный
микроконтроллер с ARM архитектурой, специализированный для применения в
электроприводе. Набор периферийных устройств такого контроллера должен
42
включать широтно-импульсный модулятор для управления трехфазным инвертором, быстродействующий аналого-цифровой преобразователь, несколько таймеров-счетчиков, способных аппаратно обрабатывать сигналы ДПР, а также достаточное количество выводов для подключения дискретных входных и выходных
сигналов. Как будет показано далее, в некоторых случаях для построения МУУ
достаточно и 8-разрядного микроконтроллера, обладающего указанным выше набором периферии. При этом снижается стоимость и уменьшается количество элементов МУУ, а также уменьшается потребляемая МУУ мощность, что особенно
важно при создании автономных АИВЛ.
Электромеханический преобразователь (ЭМП), рассматриваемый в рамках
данной работы, представляет собой синхронную электрическую машину с возбуждением от постоянных магнитов (СДПМ). В зарубежной литературе, при рассмотрении ЭМП такого типа применяется англоязычная аббревиатура – PMSM. В
зависимости от предъявляемых требований (крутящий момент, частота вращения)
ЭМП может выполняться по различным конструктивным схемам. Например, для
турбинного компрессора АИВЛ необходима достаточно высокая частота вращения (30 000 мин–1), поэтому ротор двигателя должен иметь возможно меньший
диаметр, чтобы имеющийся в нем дисбаланс как можно меньше изнашивал подшипники. В этом случае применяется классическая конструкция ЭМП, когда ротор расположен внутри статора (рисунок 2.4). Частота вращения компрессора
поршневого типа не превышает значения 1500 мин-1, при этом требуется в ограниченных габаритах развивать заданный момент (не менее 0,5 Н·м). Для выполнения последнего условия необходимо максимально увеличивать диаметр ротора,
поэтому, в данном случае, наиболее выгодно применение так называемой «обращенной» конструкции, когда ротор расположен вокруг статора (рисунок 2.5) [67]
43
Рисунок 2.4 – Электромеханический
Рисунок 2.5 – Электромеханический
преобразователь компрессора
преобразователь компрессора
турбинного типа
поршневого типа
Соединительная муфта (М) служит для соединения выходного вала ЭМП и
входного вала компрессора (К), а также для компенсации несоосности их осей
вращения. Муфта является весьма ответственным элементом, который постоянно
подвергается нагрузкам и деформациям. В результате, ресурс привода может оказаться ограниченным именно ресурсом муфты. Для увеличения ресурса привода
соединительную муфту необходимо исключать из его конструкции. Для турбинного компрессора эта задача решается установкой колеса турбины непосредственно на вал ЭМП, и закреплением корпуса турбины на корпусе электродвигателя. Таким образом, вращающиеся элементы конструкции оказываются на одном и
том же валу, что исключает возможность отклонения осей вращения этих элементов друг относительно друга. Аналогичное конструктивное решение может быть
применено и для компрессора поршневого типа, однако это значительно усложняет сборку и разборку такой конструкции. Поэтому, в настоящий момент, соединительная муфта в компрессоре поршневого типа присутствует.
2.4 Математическое описание ВД как динамической системы
При исследовании систем электропривода с ВД динамические процессы
электромагнитного преобразования энергии в их статорной (якорной) цепи чаще
всего моделируются апериодическим звеном, как это делается для классических
44
коллекторных двигателей постоянного тока независимого возбуждения [68, 69].
Представление динамической модели ВД в таком виде весьма удобно, так как в
этом случае синтез систем управления может быть просто осуществлен с использованием стандартных настроек, принятых в электроприводе [70].
Между тем, конструктивно ВД аналогичен многофазному синхронному
двигателю, где электромагнитные процессы гораздо сложнее. Появление компактных импульсных датчиков угла и энкодеров с высокой разрешающей способностью в сочетании с микропроцессорными устройствами управления позволило
с помощью ШИМ–управления формировать на фазных обмотках ВД синусоидальное напряжение по сигналам ДПР. В результате ВД не только с конструктивной точки зрения, но и с точки зрения электромагнитных процессов оказался
аналогичным синхронному двигателю, питающемуся от многофазного полупроводникового коммутатора синусоидальным напряжением. Отличие заключается
только в том, что в ВД угол нагрузки (θ) не зависит от момента на валу, а устанавливается ДПР, остается неизменным и называется углом коммутации. Следовательно, электромагнитные процессы статорной цепи ВД должны описываться
такими же уравнениями, что и у синхронного двигателя, но с фиксированным θ.
Кстати, при описании статических характеристик ВД часто использовался именно
такой подход. Например, в [71] механическая характеристика ВД получена из
уравнения угловой моментной характеристики синхронного двигателя с неявно
выраженными полюсами при фиксированном θ. Динамические модели ВД также
в некоторых случаях рассматривается с позиции теории синхронных двигателей.
Однако при этом получаются громоздкие нелинейные модели, неудобные для решения в общем виде задач анализа и синтеза систем управления [72, 73]. По существу динамическая модель исполнительного двигателя при описании его в виде
синхронной машины иногда оказывается сложнее и имеет более высокий порядок, чем остальная часть системы. Хотя, как показывает практика, при синтезе
систем управления во многих во многих случаях можно обойтись более простой
моделью ВД.
45
Определим условия, при которых динамические процессы в ВД могут рассматриваться либо как в эквивалентном коллекторном двигателе, то есть в виде
линейных дифференциальных уравнений, либо как в синхронном двигателе с
фиксированным углом нагрузки θ, т.е. в виде нелинейной модели с перекрестными связями.
γ
θ
1
sin
id
τэp+1
τэ
τэ
+
1
-
τэp+1
cos
iq
mc
-
1
ω
τp
m
Рисунок 2.6 – Структурная схема динамической модели вентильного двигателя при рассмотрении его с позиции теории синхронных машин
Для упрощения задачи предположим, что в n-фазном ВД имеем ротор с неявновыраженными полюсами в виде постоянных магнитов. Поэтому можно считать, что индуктивности по продольной и поперечной осям статорной обмотки
одинаковы ( Ld  Lq  L ). Тогда, в соответствии с общей теорией электромеханического преобразования энергии, уравнения напряжений статорной цепи двигателя во вращающейся системе координат получат вид
dI d
dt
dI
Uq  Iq  r    L  Id  L q  e
dt
.
U d  I d  r    L  I q  L
(2.1)
46
n
n
Здесь U d    U  sin  , U q   U  cos
2
2
ветственно напряжения по осям
жения,
– число фаз двигателя,
и q,
соот-
– действующее значение фазного напря-
, Iq - соответственно токи по осям, r- актив-
ное сопротивление, L – полная индуктивность фазной обмотки, ω – частота вращения ротора в электрических координатах, e 
n
 E – действующее значение
2
э.д.с. вращения статорной обмотки по оси q, E – действующее значение фазной
э.д.с.
Предположим, что действующее значение фазного напряжения с помощью
ШИМ–регулирования может изменяться от максимального до нулевого значения,
и перепишем систему уравнений (2.1) в относительных единицах, приняв за базовые значения U б 
n
U
 U , I б  б В результате получим
2
r
did
d
di
y  cos  iq     э  id   э q  
d
,
 y  sin   id     э  iq   э
(2.2)
где y(0,1) – относительная длительность импульсов ШИМ – регулирования, ε –
относительная э.д.с или относительная частота вращения ротора,  э 
0 L
r
– элек-
тромагнитная постоянная времени обмотки якоря в относительных единицах, в
масштабе времени
, 0 
Uб
, КФ – коэффициент связи между действуюКФ
щим значением фазной э.д.с. и частотой вращения ротора.
Приняв скорость двигателя постоянной (=const), а также учитывая, что
=const, и относительный электромагнитный момент равен току по поперечной
оси (=iq), найдем дифференциальное уравнение, определяющее изменения момента μ(p) при изменении напряжения питания двигателя γ(p)
47
iq ( p)   ( p) 
где
( y( p)  cos -  )(1   э  p)  y( p)   э    sin 
(1   э ( p))2  (e   э ) 2
,
– оператор дифференцирования,
(2.3)
– искусственное безразмерное
время.
0.5
а)


б)

0.4706
0.48
в)
0.4
0.4705
0.4704
1
0.46
0.39
1
0.4703
0.38
0.4702
0.44
1
0.4701
0.42
0.37
0.47
0.4699
0.4
0.5
0.36



0.492
0.48
0.46
0.49
2
0.46
0.488
2
2
0.44
0.486
0.42
0.44
0.484
0.4
0.42
0.482
0.4
40
40.1
40.2
c
0.38
0.48
41
41.5
42
42.5
c
40
41
42
c
Рисунок 2.7 – Переходные процессы изменения момента двигателя при ступенчатом изменении напряжения и неизменной скорости вращения: а) при
1
1
 э  ; б) при  э 


; в) при  э 
1

; кривые 1 получены в результате
расчета по уравнению (2.3), кривые 2 получены в результате расчета на модели
(рисунок 2.8).
Характер протекания свободной составляющей переходного процесса электромагнитного преобразования энергии определяется корнями характеристического уравнения, которые найдем, приравняв знаменатель уравнения (2.3) нулю. В
результате получим h1,2  
1
э
 j
Последнее выражение показывает, что электромагнитные переходные процессы в статорной цепи имеют колебательный характер. Причем важно, что час-
48
тота колебаний не зависит от параметров двигателя, а равна частоте вращения ротора. Следовательно, при  э 
1

колебательной составляющей переходного про-
цесса можно пренебречь, так как время его затухания существенно меньше периода колебаний. Это подтверждается результатами моделирования (кривая 1а,
рисунок 2.7).
Отсюда можно заключить, что при выполнении условия
мы можем
рассматривать статорную цепь двигателя как апериодическое звено с постоянным
линеаризованными параметрами, зависящими от точки установившегося режима.
В этом случае линеаризованная структурная схема статорной цепи оказывается аналогичной модели коллекторного двигателя и в относительных единицах
может быть представлена в виде, показанном сплошными линиями на рисунок 2,
где: k1()
учитывает влияние угла коммутации на момент двигателя, а k2(τэ0)
учитывает зависимость сопротивления статорной цепи от частоты вращения в рабочей точке установившегося режима. Выражения для коэффициентов k1(θ) и
k2(τэ0) определяются точкой установившегося режима работы ВД и методом малых отклонений достаточно просто могут быть получены из уравнения механической характеристики двигателя в относительных единицах

y(cos     э  sin  )  
1  (   э )2
.
(2.4)
Разделяя в уравнении (4) составляющие, связанные с углом коммутации (θ)
и относительным полным сопротивлением статорной цепи (τэε0), получим
k1 ( )  cos   э 0 sin ,
k2 ( э0 ) 
1
1  ( э 0 ) 2
,
(2.5)
где ε0 – относительная скорость двигателя в точке установившегося режима.
Сравнение кривой переходного процесса в статорной цепи, рассчитанной по
уравнениям (2.3) (графики 1а, рисунок 2.7) с кривой переходного процесса, рас-
49
считанного на модели эквивалентного коллекторного двигателя (графики 2а, рисунок 2.7) подтверждает адекватность эквивалентной модели при выполнении условия
. Действительно, в этом случае качественно характер переходных
процессов, полученных с помощью приближенной и точной модели, по виду совпадают друг с другом. Количественно разница установившегося значения скорости   0,2% . Следовательно, линейная модель может быть использована для
решения задач приближенного синтеза систем, в которых применяется данный
двигатель. При этом для точного анализа процессов в синтезированной системе с
целью уточнения параметров регулятора рекомендуется использование уточненной нелинейной модели.
Если электромагнитная постоянная окажется близкой или больше 1/ε переходный процесс, рассчитанный по уравнениям (2.3), становится колебательным
(график 1б, в рисунок 2.7), а модель рисунок 2 оказывается неадекватной реальным процессам (график 2б,в рисунок 2.7) и с этим придется считаться. Расчеты
показали, что для практического использования может быть принято граничное
значение соотношения параметров перехода от эквивалентной модели к реальной
э 
1
.
4

k 2 ( Э 0 ) 
1 Э  p
k1 ( )
с
1
m  p


Рисунок 2.8 – Структурная схема динамической модели ВД, приближенно
представленного эквивалентным коллекторному двигателю
Теперь оценим, при каких условиях можно рассматривать ВД с учетом механической части привода в том же виде, что и коллекторный двигатель. Для этого дополним уравнение (2.3) уравнением движения механической части привода,
50
представленным в относительных единицах с учетом принятой ранее системы относительных единиц
 m  p      c ,
(2.6)
где τm – относительная механическая постоянная времени двигателя, μс – относительное значение момента сопротивления вращению. При этом
 m  Tm0Tm 
Jr
( КФ)2 ,
где Ј – момент инерции вращающихся частей привода, приведенный к валу двигателя.
Как известно, при выполнении условия
(2.7)
коллекторный двигатель можно рассматривать как апериодическое звено второго
порядка. В противном случае - как колебательное звено. Было проведено моделирование переходного процесса при одинаковом начальном установившемся значении координат двигателя и таком же, что и в первом случае ступенчатом изменении γ, но при разных значениях τэ. При этом предполагалось, что условие (2.7)
всегда выполняется (принималось τ m = 5τ э ) Фиксировался характер изменения относительной скорости, рассчитанной по уравнениям (2.3) и (2.6), а также полученный по приближенной модели (рисунок 2.8) и уравнению (2.6) для различных
значений τэ. Анализ результатов моделирования показал, что при любых значениях τэ в случае соблюдения условия (2.7) ВД может быть рассмотрен как коллекторный двигатель, т.е. представлен моделью рисунок 2.8. При этом отличие координат, рассчитанных по приближенным и точным соотношениям, не превышает
нескольких процентов. Это объясняется тем, что относительно большая электромеханическая постоянная двигателя фильтрует колебательную составляющую переходного процесса статорной цепи.
Если условие (2.7) не выполняется, то, как это следует из рисунка 2.9, динамическая модель ВД может быть представлена эквивалентной моделью коллек-
51
торного двигателя только при выполнении того же условия
(кривые 1а, 1б,
2а, 2б, рисунок 2.9). В противном случае, характер переходных процессов, рассчитанных на эквивалентной модели (кривая 2в, рисунок 2.9) качественно отличается от переходного процесса, полученного на исходной модели (кривая 1в, рисунок 2.9), т.е. с точки зрения динамических свойств ВД не может быть представлен
эквивалентной моделью коллекторного двигателя.
Из теории электропривода известно, что если электромеханическая постоянная времени коллекторного двигателя (τm) по крайней мере, на порядок больше
электромагнитной постоянной времени обмотки (τэ), то передаточную функцию
двигателя приближенно можно представить в виде произведения двух апериодических звеньев первого порядка.
Проверим, при каких значениях τэ такое приближенное представление возможно для ВД. Для этого запишем передаточную функцию ВД в виде
W ( p) 
 ( p)
k1 ( )

y ( p) (1   m p)(1   э p) .
(2.8)
Далее, принимая τm=10τэ, по выражениям (3), (6) (кривая 1, рисунок 2.10) и
по выражению (2.8) (кривая 2, рисунок 2.10) рассчитаем переходный процесс отработки ступенчатого возмущения по напряжению.
52

а)
1
1
0.98
0.96
1
0.94

б)
0.98
0.98
0.96
0.96
1
0.94
0.92
0.92
0.9
0.9

1
0.92

0.9
1
1
0.98
0.98
0.98
0.96
0.96
0.96
2
2
0.94
0.9
80
80.1 80.2 80.3
80.4 80.5
c

2
0.94
0.92
0.92
0.92
в)
1
0.94
1
0.94

0.9
80
80.5
81
81.5
82
82.5
c
0.9
80
82
84
86
c
Рисунок 2.9 – Переходные процессы изменения скорости двигателя при
ступенчатом изменении напряжения: а) при τэ=0,05; б) при τэ=0,25; в) при τэ=0,5;
кривые 1 рассчитаны с использованием уравнения (2.3), кривые 2 – на основе модели рисунок 2.8
Результаты моделирования для τэ=1 представлены на рисунок 4, который
показывает практическое совпадение кривых переходных процессов. Такой же результат получен и при других, существенно больших единицы значениях τэ.
53
1

1
0.98
0.98
0.96
0.96
1
0.94

0.94
2
0.92
0.92
0.9
0.9
300
310
320
330
340
350
c
300
310
320
330
340
350
c
Рисунок 2.10 – Переходный процесс изменения скорости при ступенчатом
изменении напряжения питания двигателя и τm=10 τэ: кривая 1 получена в результате расчета по уравнениям (2.3) и (2.6); кривая 2 по передаточной функции (2.8).
Таким образом, можно заключить:
При приближенном выполнении условия
статорная цепь ВД может
рассматриваться как апериодическое звено первого порядка. Во всех других случаях необходимо ее рассматривать как колебательное звено.
Если выполняется условие (2.7), то без ограничения динамическая модель
ВД может быть представлена эквивалентной моделью коллекторного двигателя
(рисунок 2.8). Если условие (2.7) не выполняется, то представление ВД эквивалентной моделью коллекторного двигателя (рисунок 2.8) возможно только при
выполнении условия, указанного в п.1. В противном случае для описания динамических процессов придется использовать уравнения (2.3) и (2.6).
При выполнении условия τm≥10τэ динамическая модель ВД без ограничений
приближенно может быть представлена передаточной функцией (2.8).
2.5 Анализ энергетических режимов привода
При выборе типа и принципа построения электропривода чаще всего руководствуются соображениями обеспечения заданного диапазона рабочих скоростей, моментов, минимизации энергопотребления. С точки зрения обеспечения
54
лучших энергетических показателей наиболее перспективными признаны электроприводы с вентильными двигателями (ВД). Существуют различные способы
коммутации обмоток ВД. Например, дискретная коммутация – когда вектор поля
статора по сигналам датчика положения ротора (ДПР) дискретно перемещается по
окружности расточки статора. Или векторное управление – когда вектор поля
осуществляет плавное вращение. Упомянутые способы питания ВД допускают
изменение модуля вектора поля статора и его углового положения относительно
вектора поля ротора. Данный факт определяет возможность воздействия, как на
энергетические характеристики, так и на регулировочные свойства двигателя.
Дискретная коммутация обмоток ВД не исключает дешёвых технических
решений. Векторное управление – дороже. Алгоритмы формирования поля статора – ресурсоемкие (реализуются лишь специализированными микроконтроллерами). Поэтому возникает задача сравнительной оценки способов коммутации обмоток ВД с точки зрения энергетической эффективности, возможности расширения диапазонов рабочих скоростей и моментов, а также улучшения регулировочных свойств. В статье описано решение этой задачи. Даны рекомендации, позволяющие рационально выбирать способ питания ВД в конкретном электроприводе.
Методы описания характеристик ВД в установившихся режимах
При векторном управлении ВД можно рассматривать как синхронный двигатель, питающийся от источника синусоидального напряжения с фиксированным
значением угла нагрузки (θ) [74, 75], который в теории ВД называют углом коммутации. Тогда в установившемся режиме для определения электромагнитной и
потребляемой мощности могут быть использованы выражения принятые в теории
синхронных машин. В частности, если предположить, что ротор ВД имеет возбуждение от постоянных магнитов и разностью индуктивных сопротивлений по
осям d и q можно пренебречь, уравнения относительных значений электромагнитной (Pэ) и потребляемой (Pп) мощностей можно записать в виде [77]:
,
(2.9)
55
,
(2.10)
– относительная скорость двигателя,  – мгновенное значение
где
скорости вращения якоря, Ф – мгновенное значение потока, К – конструктивный
коэффициент, который определяется соотношением K=pN/2a, где р – число пар
полюсов, N, a – соответственно число активных проводников и число параллельных ветвей якорной обмотки;
– параметр, определенный конструкцией
ВД, где L,R – индуктивное и активное сопротивление обмотки.
Электромагнитный к.п.д. (η) будет определяться отношением электромагнитной мощности к потребляемой
.
(2.11)
При дискретной коммутации трёхфазного ВД распространены два способа
коммутации: 180–градусная и 120–градусная [78,79]. При первом способе на каждом межкоммутационном интервале (МКИ) к шинам источника питания подключаются три фазные обмотки, а при втором – две. Электромагнитные процессы, а
соответственно и энергетические показатели двигателя при различных способах
коммутации обмоток отличаются. Математические модели, описывающие эти
процессы, в настоящее время хорошо отработаны [78,81,82]. Для расчета рабочих
характеристик, определения электромагнитной и потребляемой мощностей, а
также к.п.д. можно выбрать любую из них. Использовались модели, описанные в
работе [80].
Сравнительная оценка способов коммутации ВД по энергетическим показателям
Сравнительная оценка всех описанных выше способов коммутации ВД проводилась при одинаковом значении параметра ξ и ε. В зависимости от способа
коммутации, либо по выражениям (2.9–2.11), либо по моделям, представленным в
[78,80,81,82], были рассчитаны электромагнитная мощность и электромагнитный
к.п.д. двигателя. При определении к.п.д. не учитывали потери на силовых ключах,
поскольку потери на ШИМ составляют не более 5%, следовательно, можно ими
56
пренебречь [83]. По результатам расчета были построены зависимости этих величин от угла коммутации θ, при ξ = [0.5; 0.05] и ε = [0.5; 0.8], представленные на
рисунке 2.11.
P0.3
э
1а
2а
3б
3а
0.25
0.2
1б
0.15
2б
0.1
0.05
6E-16
0
10
20
30
40
50
60
70
80
θ
90
-0.05
-0.1
-0.15
-0.2
-0.25
Рисунок 2.11 – Зависимость электромагнитной мощности Pэ от угла коммутации θ, при ε = 0.5 для ξ= [0.5; 0.05], где 1а – Pэ при векторном управлении для ξ=
0.5; 1б – для ξ= 0.05; 2а – Pэ при 180–градусной коммутации для ξ= 0.5; 2б – для
ξ= 0.05; 3а – Pэ при 120–градусной коммутации для ξ= 0.5; 3б – для ξ= 0.05
57
0.6
η
1а
0.5
2а
3а
0.4
1б
2б
0.3
3б
0.2
0.1
θ
1E-15
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
-0.1
-0.2
-0.3
Рисунок 2.12 – Зависимость электромагнитного к.п.д. от угла коммутации θ,
при ε = 0.5 для ξ= [0.5; 0.05], где 1а – к.п.д. при векторном управлении для ξ= 0.5;
1б – для ξ= 0.05; 2а – к.п.д. при 180–градусной коммутации для ξ= 0.5; 2б – для ξ=
0.05; 3а – к.п.д. при 120–градусной коммутации для ξ= 0.5; 3б – для ξ= 0.05
0.3
Pэ
1а
2а
3а 3б
0.2
1б 2б
0.1
θ
-1E-15
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
-0.1
-0.2
-0.3
-0.4
-0.5
-0.6
Рисунок 2.13 – Зависимость электромагнитной мощности Pэ от угла коммутации θ, при ε = 0.8 для ξ= [0.5; 0.05], где 1а – Pэ при векторном управлении для ξ=
58
0.5; 1б – для ξ= 0.05; 2а – Pэ при 180–градусной коммутации для ξ= 0.5; 2б – для
ξ= 0.05; 3а – Pэ при 120–градусной коммутации для ξ= 0.5; 3б – для ξ= 0.05
1.0
η
0.8
3а 3б
0.6
1а
0.4
1б
2а
2б
0.2
θ
0.0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
-0.2
-0.4
-0.6
Рисунок 2.14 – Зависимость электромагнитного к.п.д. от угла коммутации θ,
при ε = 0.8 для ξ= [0.5; 0.05], где 1а – к.п.д. при векторном управлении для ξ= 0.5;
1б – для ξ= 0.05; 2а – к.п.д. при 180–градусной коммутации для ξ= 0.5; 2б – для ξ=
0.05; 3а – к.п.д. при 120–градусной коммутации для ξ= 0.5; 3б – для ξ= 0.05
Из сравнения полученных зависимостей можно заключить:
1. Для двигателей с относительно малой индуктивностью обмотки (ξ < 1)
наибольший к.п.д. получаем при 120–градусной коммутации. Немного уступает
векторное управление. И худший вариант – 180–градусная коммутация.
2. При ξ > 1 у ВД с векторным управлением и со 180–градусной коммутацией зависимости η(θ) и Pэ(θ) практически совпадают и имеют максимум по электромагнитной мощности и к.п.д.
3. При 120-градусной коммутации для рассматриваемых значений параметров при изменении угла коммутации от 0 до π/2 величина электромагнитной
мощности и к.п.д. с увеличением θ падает. Таким образом, для этого способа
59
коммутации, как по электромагнитной мощности, так и по к.п.д. оптимальным является значение угла θ = 0.
Можно отметить, что при определённых значениях параметров и скорости
вращения ток в отключённой от источника питания секции за один МКИ не успевает затухнуть до нуля. В результате, по характеру электромагнитных процессов,
120–градусная коммутация перестает отличаться от 180-градусной. И может быть
описана теми же зависимостями. Уравнение для определения условий перехода
120–градусной коммутации в 180-градусную получено в работе [5]. И при переходе к принятой нами системе относительных единиц имеет вид
,
(2.12)
где:
;
;
;
.
Определение угла коммутации, соответствующего максимальному значению электромагнитного момента или электромагнитного к.п.д.
Если применяется 180–градусная коммутация или векторное управление
значение угла коммутации (
), при котором электромагнитная мощность име-
ет максимальное значение, определяется известным соотношением [84]
.
(2.13)
Им можно пользоваться для задания уставки угла коммутации в динамических режимах, когда актуально обеспечение максимального момента двигателя
для скорейшего завершения переходного процесса.
Аналитическая зависимость для угла коммутации от скорости вала, при котором достигается максимальный электромагнитный к.п.д. заданного ВД, в элементарных функциях не выражается. Поэтому предлагается пользоваться при-
60
ближенными аппроксимирующими соотношениями. Для их вывода были проведены численные эксперименты, в результате которых получены значения углов
коммутации θм, соответствующие максимальному электромагнитному к.п.д. и сами значения к.п.д. в диапазоне параметров ε = (0.1, .., 0.9) и ξ = (0.1, .., 1.5). По результатам этого эксперимента методом наименьших квадратов были получены
аппроксимирующие зависимости, связывающие θм, ε и ξ. За базовые функции для
аппроксимации были приняты полиномы второго и третьего порядка [85]
.
В результате расчёта полином второго порядка удалось представить в виде
.(2.14)
Здесь сумма квадратов ошибки, рассчитанная по методике [86], составляет
, относительная ошибка δ= 0.54%.
Соответственно для полинома третьей степени получим
(2.15)
Здесь имеем
.154, δ= 0.24%.
Для оценки достоверности соотношений (2.14) и (2.15) во всём рабочем
диапазоне параметров по ним были рассчитаны и построены зависимости
при различных значениях ε, представленные на рисунке 2.15 (пунктирные –
рассчитаны по выражению (2.14), а штрихпунктирные – по выражению (2.15)). На
том же рисунке сплошными линиями представлены аналогичные зависимости, но
полученные путём поиска θм при известных численных значениях ε и ξ по выражениям (2.09–2.11). Сравнение этих кривых показывает, что по выражениям
(2.14) или (2.15) можно с достаточной для практики точностью находить θм при
решении вопросов оптимизации энергетических показателей привода.
61
50
θ
ε=0,9
45
ε=0,8
40
35
ε=0,7
30
ε=0,6
25
20
ε=0,5
15
ε=0,4
10
ε=0,3
ε=0,2
5
ε=0,1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1
1.1
1.2
1.3
1.4
1.5 ξ
Рисунок 2.15 – Семейство аппроксимирующих зависимостей, позволяющее
выбрать оптимальный угол коммутации
во всем диапазоне скоростей вращения
ротора (ε) ВД заданной конструкции (параметр
) по критерию макси-
мума электромагнитного к.п.д., в случаях использования 180-градусной коммутации или векторного управления
Регулировочные свойства ВД при управлении путём изменения угла
коммутации
Как отмечалось, при векторном управлении имеется возможность регулирования не только модуля вектора поля статора двигателя при его плавном вращении, но и его углового положения относительно вектора поля ротора. Такая возможность позволяет существенно изменять вид механической характеристики
двигателя и его рабочий диапазон скоростей вращения [85,88].
На рисунке 2.15 представлены механические характеристики ВД при переменном θ, определяемом соотношением (2.13), при различных значениях ξ. Кривые показывают, что путем регулирования угла коммутации можно существенно
изменять вид механических характеристик от соответствующих двигателю неза-
62
висимого возбуждения до характеристик, соответствующих двигателю последовательного возбуждения. Очевидно, что в зависимости от требований к электроприводу возможно независимое регулирование угла θ по любому произвольному
закону, который выбирается в соответствии с этими требованиями.
3
М
М, при ξ=0,5 М, при ξ=1
2.5
М, при ξ=2
2
1.5
1
0.5
0
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
θ1
Рисунок 2.16 – Механические характеристики при регулировании угла коммутации в функции от скорости вращения
2.5 Выводы
1. К электроприводам аппаратов ИВЛ предъявляется ряд жестких требований, основными из которых являются: по возможности, низкое энергопотребление, повышенная надежность, высокая равномерность вращения ротора двигателя
в установившемся режиме, высокое быстродействие. Выполнение перечисленных
требований в совокупности целесообразно реализовать с помощью электропривода с цифровым управлением, построенного на основе ВД с дискретным ДПР.
2. Динамическая модель ВД с возбуждением от постоянных магнитов с достаточной степенью точности соответствует динамической модели классического
коллекторного двигателя постоянного тока при выполнении условий.
63
3. В двигателях, имеющих относительно небольшое значения индуктивности обмотки якоря, при использовании дискретной коммутации с точки зрения
энергетических показателей целесообразно использование 120–градусной коммутации, при котором этот показатель оказывается не хуже, чем при векторном
управлении. При этом наиболее эффективной оказывается нейтральная коммутация (θ=0), обеспечивающая максимальный для имеющейся скорости электромагнитный к.п.д. и близкое к максимальному значение электромагнитного момента.
4. В случае большого относительного значении индуктивности 120–
градусная коммутация перерождается в 180–градусную, поэтому целесообразно
сразу программировать работу двигателя на эту коммутацию. При этом значения
угла θ, соответствующие максимальному к.п.д. и максимальному моменту будут
различными. Для определения первого из них может быть использовано выражение (2.13), для второго - выражения (2.14) или (2.15). Эти же соотношения могут
быть использованы при реализации векторного управления электроприводом
5. Для уменьшения энергопотребления, повышения равномерности вращения ротора и улучшения динамических свойств привода целесообразно использовать векторное управление с плавным вращением поля якоря.
6. Для оптимизации режимов электромеханического преобразования энергии по критерию энергопотребления регулирование электропривода целесообразно осуществлять одновременно по двум управляющим параметрам – углу коммутации и напряжению питания. В процессе управления должно выполняться условие (2.13).
7. При векторном управлении за счет регулирования угла коммутации ВД
при изменении скорости вращения появляется возможность не только решать вопросы минимизации энергопотребления двигателя, но и существенно изменять
его механические характеристики от характеристик, присущих двигателю постоянного тока независимого возбуждения, до характеристик, аналогичных двигателям последовательного возбуждения.
64
3. ВЕКТОРНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ВД
3.1 Сравнительная оценка бездатчиковых способов управления ВД
ВД имеют многочисленные преимущества перед щеточными МПТ и АМ
[5], такие как:
 высокий КПД;
 высокое значение отношения крутящего момента к моменту инерции;
 высокая плотность мощности;
 надежность;
 длительный срок службы.
Промышленное применение требует приводные системы с регулируемой
скоростью. С целью оптимального управления ВД должны быть известны положение и скорость вращения ротора. Положение и скорость вращения ротора
обычно определяют с помощью ДПР или энкодера. Зная положение ротора, можно управлять СДПМ таким образом, чтобы обеспечить полный момент при нулевой скорости. Это достигается поддержанием необходимого угла между статором
и магнитным полем ротора. Однако использование ДПР добавляют некоторые
важные недостатки в электропривод: [89]
 увеличение стоимости привода;
 увеличение сложности и технического обслуживания;
 снижение надежности;
 увеличение размеров привода.
Чтобы решить проблемы, связанные с использование ДПР, ряд исследователи предложили бездатчиковое управление ВД [74, 60, 90, 91]. Идея в том, чтобы
избавиться от ДПР и попытаться определить фактическое положение ротора, измеряя другие переменные, такие как напряжения и токи в ВД. В литературе представлено много методов бездатчикового управления ВД, каждое из них имеет
свои достоинства и недостатки и ограничения.
65
Термин «бедатчиковое управление» не означает, что ВД управляется без
использования любого датчика. Фактически это означает, что нет датчика положения ротора или энкодера, но есть датчики, которые измеряют токи и напряжения.
Метод, основанный на расчете противо-ЭДС
Указанный метод использует отношение значения противо-ЭДС и положение ротора. Идея состоит в том, чтобы вычислить значение пространственного
вектора противо-ЭДС для определения угла положения ротора. Т.к. магнитное
поле ротора с постоянными магнитами сориентировано по оси d (опорная вращающая система координат ориентирована по полю ротора), противо-ЭДС всегда
сориентирована по оси q. Положение ротора может быть рассчитано, проецируя
вектор противо-ЭДС от dq-осей на неподвижную систему координат (αβ-оси). αβсостовляющие противо-ЭДС показаны в 3.1 и 3.2. Положение ротора рассчитано,
используя 3.3 [90]
,
(3.1)
,
(3.2)
.
(3.3)
Также существуют другие методы, основанные на противо-ЭДС, которые
требуют наблюдатели потока или фильтры Калмана. Такие методы дают хорошие
результаты в средне и высокоскоростных рабочих областях. В области низкой и
нулевой скорости, противо-ЭДС становиться малым, т.к. она пропорциональна
скорости вращения ротора, и его измерение становятся проблематичным. Большая ошибка в расчете противо-ЭДС приводит к большим ошибкам в оценке положения ротора. Как следствие, метод противо-ЭДС не может быть использован
для бездатчикового управления ВД в области низкой и нулевой скорости.
Метод, основанный на потокосцеплении статора
Представленный метод оценивает положение ротора, используя вектор потокосцепления статора, который определяется, используя уравнения напряжения
66
в неподвижной системе координат. Как можно видеть, напряжение фазы, ток и
сопротивление должны быть известны для определения вектора потокосцепления
статора.
,
(3.4)
.
(3.5)
Интегрированное направление – проблема этого метода оценки, и его стоит
избегать, используя верные методы интеграции. Начальное положение ротора не
определяется с этим технологическим приемом.
Метод, основанный на расчете индуктивности фазы статора
Значение индуктивности фазы статора ВД зависит от положения ротора.
Существуют некоторые бездатчиковые методы, которые получают информацию о
положении ротора из непрерывных расчетов индуктивности фазы статора. Этот
метод предполагает, что индуктивность не меняется в течение одного периода переключения вследствие изменения положения ротора (это означается высокую
частоту переключения). Результаты непрерывных расчетов сравниваются со
справочной таблицей, которая содержит значения индуктивности для заданного
положения ротора. [92]
Для расчета индуктивности должны быть известны сопротивление статора и
потокосцепление магнитного потока. Для точного расчета индуктивности необходима частота переключения больше чем 10кГц.
Этот метод самостоятельно не способен определить положение ротора при
нулевой скорости, т.к. напряжение при нулевой скорости равно нулю.
Метод, основанный на предполагаемом положении ротора
В этот способе, какое-то положение ротора принимается верным и переменные машины (напряжение или ток) рассчитываются в опорной вращающейся
системе координат. После этого измеренные машинные переменные (напряжение
или ток) преобразуются к вращающейся системе координат, используя предполагаемое положение ротора. Ошибка между преобразованными значениями и значениями, полученными из предыдущего расчета модели, используется для полу-
67
чения погрешности ошибки в предполагаемом положении ротора. Затем корректируется предполагаемое положение ротора
Каждая ошибка напряжения или тока может быть использована для корректировки положения ротора. Было обнаружено, что метод, основанный на токовой
ошибке, дает лучшие результаты, чем метод, основанный на ошибке напряжения.
Но и этот метод бездатчивого управления не обнаруживает начальное положение
ротора
Методы, основанные на наблюдателях
В этот методе используется модель машины, и модель подключена к тем же
входам, что и реальная машина (напряжение, момент нагрузки). Ошибка между
переменными реальной машиной и на выходе модели, таких как скорость и положение ротора используются в состоянии наблюдателя с целью исправления любой ошибки между предполагаемой и реальной скоростью и положением.
Т.к. модель ВД нелинейна, проектирование состояние наблюдателя оказывается достаточно сложным. Что касается наблюдателей, на которых построена
модель, на них влияет изменение параметров ВД. Для улучшения модели наблюдателя могут быть использованы непрерывные оценки параметров ВД. Метод, основанный на наблюдателях, требует высокой вычислительной мощности и не может определять начальное положение ротора [92].
Метод, основанный на введении высокочастотного сигнала
Принцип этого метода заключается в том, что высокочастотный ток или напряжение вводится в возбуждение машины. Этот введенный высокочастотный
сигнал индуцирует напряжение или ток, который содержит информацию относительно положения ротора. Использование подходящих методов обработки сигнала дает возможность оценить положение ротора. Методы, основанные на введении высокочастотного сигнала, могут быть также классифицированы как:
– метод введения сигнала напряжения;
– введение колеблющегося сигнала напряжения;
68
– введение вращающегося сигнала напряжения, в зависимости от того, где
подается напряжение.
Также существуют различные методы обработки сигнала. Некоторые методы обрабатывают полученный высокочастотный ток, в то время как другие методы обрабатывают полученное напряжение нулевой последовательности [93].
Метод введения высокочастотного сигнала напряжения особенно используется для бездатчикового управления явнополюсной синхронной машиной из-за
его высокого полюсного отношения. Однако этот метод может быть использован
в эксплуатации и неявнополосных синхронных машин, где малое полюсное отношение возникает под воздействием насыщения сердечника статора из-за потока
постоянных магнитов. [93]
Этот метод может оценивать положение ротора в нулевой скорости, т.к. высокочастотный сигнал передается все время [94].
3.2 Управляемый синхронный режим
В первой главе было рассмотрено, что электромеханический преобразователь (ЭМП) вентильного электродвигателя является, по своей сути, синхронной
электрической машиной, поэтому, синхронный режим работы является для него
наиболее естественным. В этом режиме электромагнитный момент, развиваемый
ЭМП, определяется выражением:
,
(3.6)
где k – конструктивный коэффициент; Ф – магнитный поток в воздушном зазоре
ЭМП; φ= φ c- φ
р
— угол, определяемый положением ротора относительно вра-
щающегося поля статора; φ р – угол поворота ротора; φ c – угол поворота вектора
поля статора.
Анализируя (3.6), несложно убедиться, что при отклонении угла φ относительно нулевого значения (в пределах ±0,5π), возникает приращение электромагнитного момента ЭМП, стремящееся вернуть ротор в исходное положение, соответствующее φ =0. Другими словами, внутри ЭМП уже имеется контур регулиро-
69
вания угла φ, причем жесткость регулирования пропорциональна конструктивному коэффициенту k и величине потока Ф, которая, в свою очередь, пропорциональна величине тока в обмотках ЭМП – обмотке статора и обмотке возбуждения
при ее наличии. Таким образом, если сформировать вращающееся поле статора по
закону
,
где ωзад– заданная частота вращения ротора; φ
(3.7)
0
— начальное значение угла на
МКИ, и обеспечить выполнение условия:
,
(3.8)
то получим стабилизированный по частоте вращения электропривод с астатизмом
по скорости. При этом величина пульсаций мгновенной скорости зависит от колебаний момента сопротивления вращению и может быть уменьшена путем увеличения тока в обмотках ЭМП.
С другой стороны, увеличение тока будет снижать энергетическую эффективность привода. Поэтому, при уменьшении момента нагрузки необходимо
уменьшать ток статора для сохранения эффективности ЭМП и наоборот, увеличивать ток при увеличении момента нагрузки во избежание выхода ЭМП из синхронизма. Для решения этой задачи предлагается включить в систему управления
контур регулирования тока статора. С точки зрения реализации очень удобен тот
факт, что постоянная времени контура регулирования тока может быть достаточно большой, это даже необходимо, чтобы процесс регулирования тока не отражался на колебаниях мгновенной скорости. Следовательно, интервал временной
дискретности в контуре регулирования тока вполне может быть привязан к интервалу между сигналами от дискретных датчиков Холла. Основная задача контура
регулирования тока — поддержание такого тока в обмотке статора, который бы
обеспечивал среднее значение угла нагрузки равным 90 эл. град.:
φ ср ≈ π/2,
(3.9)
при этом мгновенное значение, может существенно колебаться, как следует из
(3.6). Следует отметить, что классический алгоритм позиционной коммутации
70
[37] также обеспечивает выполнение равенства (3.9), но только другим путем —
подстройкой вектора поля статора под положение ротора, а это не обеспечивает
стабилизации скорости.[95]
Основная проблема при организации управления ВД по дискретным датчикам Холла – слишком большая дискретность поступления информации. Однако,
как будет показано далее, этот недостаток вполне преодолим. Рассмотрим реализацию предлагаемого алгоритма в пределах одного межкоммутационного интервала (МКИ). Начальное положение вектора поля статора для подстановки в (3.7)
может быть сформировано в соответствии с известными законами позиционной
коммутации, т.е. выбрано из ряда {F0, F60, F120, F180, F240, F300}, где индекс соответствует угловому положению вектора МДС статора. Далее будем вращать вектор
статора с заданной скоростью, и предположим, что ротор ВД вращается вслед за
полем статора с той же скоростью (установившийся режим). Следующая «контрольная точка» алгоритма наступит либо когда переключится датчик Холла, либо при выполнении условия: φс ≥ π/3, т.е. когда наступит ожидаемый конец МКИ,
назовем этот момент концом «первого контрольного интервала». Очевидно, что в
первом случае также выполняется условие φ < π/2 и ток статора необходимо
уменьшать, а во втором — выполняется условие φ ≥ π/2 и ток статора необходимо увеличивать для достижения условия (3.9). Алгоритм может быть записан так:
Ic =Iпред
c
I1 ,
φ
π
2
переключился датчик Холла;
середина контрольного интервала,
где
(3.10)
— значение тока статора на предыдущем интервале управления; kI1 —
коэффициент усиления контура регулирования тока в синхронном режиме.
71
Рисунок 3.1 – Управляемый синхронный режим
Теперь предположим, что ротор ВД вращается со скоростью, отличающейся
от синхронной (переходный режим, возникший в результате колебаний нагрузки
или изменения заданной скорости), или вообще не вращается (пусковой режим).
Для классического синхронного привода такой режим соответствует выходу из
синхронизма и потере работоспособности. В предлагаемом алгоритме эта проблема решается переходом в режим, близкий к позиционной коммутации, который может быть назван режимом синхронизации. Допустим, что скорость ротора
меньше синхронной, и увеличение тока статора в соответствии с (3.10) не привело
к синхронизации с вращающимся полем статора. Тогда с течением времени угол
нагрузки будет увеличиваться и его можно оценить по известному положению
вектора поля статора и факту отсутствия переключений датчиков Холла к моменту окончания «второго контрольного интервала», достигаемого при некотором
критическом значении угла нагрузки φ кр. При дальнейшем увеличении угла нагрузки (при выходе за границы второго контрольного интервала) возможно нарушение условия (3.8), т.е. выход из синхронизма, поэтому в этом случае будем
принудительно синхронизировать поле статора с положением ротора, т.е. принудительно устанавливать начальное значение угла для выражения (3.7), дополнительно увеличивая значение тока статора при этом. То же самое можно сделать и
в том случае, когда скорость ротора больше заданной (режим торможения). Одна-
72
ко это нерационально с точки зрения энергетической эффективности привода. В
этом случае гораздо эффективнее использовать режим динамического торможения, вообще не потребляя при этом энергию источника питания. Тогда, чтобы не
произошло выхода ЭМП из синхронизма, алгоритм (3.10) должен быть дополнен:
c =0,
φ
π
2
датчик Холла переключился слишком быстро;
окончание контрольного интервала,
(3.11)
где Uc – напряжение на обмотке статора; kI2 – коэффициент усиления контура тока
в режиме синхронизации, определяющий время синхронизации. Таким образом,
даже если датчики Холла не переключились и на втором контрольном интервале,
то информация, необходимая для управления все равно будет получена и ЭМП не
выйдет из синхронизма.
Рисунок 3.2 – Управляемый синхронный режим в режиме синхронизации
Подчеркнем, что информация для управления при таком алгоритме будет
получена даже в том случае, если ни один из датчиков Холла не переключился на
первом контрольном интервале. Также отметим, что изменяя значение заданного
угла нагрузки, можно реализовать режим «ослабления поля» в двигателях с магнитоэлектрическим возбуждением, скорректировать неточности установки датчиков Холла, а также подобрать оптимальный угол нагрузки с учетом индуктивности обмотки статора.[96]
73
3.3 Динамические свойства привода в управляемом синхронном
режиме
Как известно ещё из классических работ по синхронным машинам их ротор
при вращении в синхронном режиме осуществляет угловые колебания относительно вращающегося с неизменной скоростью вектора поля статора [81]. Это
обусловлено тем, что связь ротора со статором является упругой и осуществляется только через магнитное поле. Следовательно, при реализации векторного
управления в управляемом синхронном режиме эти колебания также будут возникать. Но угловые колебания ротора приводят к колебаниям мгновенной скорости
двигателя, что, как мы отмечали выше, в аппаратах ИВЛ недопустимо. Отсюда
возникает задача демпфировния колебаний ротора в управляемом синхронном
режиме [97,98,99,100]. Для решения этой задачи рассмотрим полную динамическую модель ВД в режиме синхронного вращения. Для этого воспользуемся
структурной схемой, полученной в гл. 2 (см. рисунок 2.8), приняв в ней θ=var.
В более детализированном виде структурная схема ВД в относительных
единицах представлена на рисунке 3.1.
Рисунок 3.3 – Структурная схема ВД в относительных единицах
Здесь коэффициенты
и
определяются следующим образом:
Как видно из структурной схемы, модель ВД является нелинейной как по
отношению к входным воздействиям, так и к выходному сигналу. Это обстоятельство существенно затрудняет анализ динамических и статических режимов
ВД. Выходом является линеаризация математической модели ВД.
74
Применим стандартный метод линеаризации с разложением в ряд Тейлора
нелинейных функций в окрестности опорной траектории и усечением этого разложения до линейных членов.
Представим математическую модель ВД в виде уравнений в нормальной
форме Коши:
(3.12)
Введём вектор состояния
ствий
и вектор входных воздей. В этом случае система уравнений пере-
пишется следующим образом:
(3.13)
где
Зададим опорную траекторию системы
в ряд Тейлора по элементам векторов
Разложим функцию
) и
относительно
опорной траектории движения и ограничимся только линейными членами [97].
Тогда
(3.14)
где
75
.
Запишем уравнение относительно приращений
(3.15)
Это уравнение является линеаризованным векторно-матричным уравнением
относительно опорной траектории системы
Заметим, что полученное
уравнение является линейным как по отношению к решению
му сигналу системы, так и по отношению к
, т.е. к выходно-
– входному воздействию.
Если вернуться к исходным обозначениям, то система уравнений после линеаризации в приращениях будет выглядеть следующим образом (значки приращений опущены):
0
( 0+ )
0 [2cos 0+ + 0
( 0+ )]+2 0
1+ 0 2 , (3.16)
Структурная схема линеаризованной модели ВД представлена на рисунке
3.4, где
76
Рисунок 3.4 – Структурная схема линеаризованной модели ВД
Получим операторную модель ВД и определим входящие в неё передаточные функции. Линеаризованная модель, представленная в пространстве состояний, может быть переписана в следующем виде (уравнения записаны в отклонениях относительно опорной траектории системы):
(3.17)
Здесь помимо векторов состояния
и входных воздействий
введён вектор выходных переменных
Для матриц
C и D справедливо
Изображения векторов состояния и выхода будут иметь вид
Матрица взаимосвязи между выходными переменными и входными воздействиями при нулевых начальных условиях называется матричной передаточной
функцией и обозначается
(3.18)
Она представляет собой матрицу со следующими компонентами:
(3.19)
77
где
- скалярные передаточные функции. Для нашего
случая они будут иметь следующий вид
78
Полученное методом линеаризации векторно-матричное дифференциальное
уравнение является линейным неоднородным с переменными коэффициентами.
Решение этого уравнения имеет вид
(3.20)
(3.21)
где фундаментальная матрица системы
удовлетворяет дифференциаль-
ному матричному уравнению:
(3.22)
Для определения
найдём корни характеристического уравнения линеа-
ризованной системы
0.
(3.23)
Перепишем характеристическое уравнение в следующем виде
0
или
0,
где
.
Формулы Кардана дают следующие значения корней последнего уравнения
где
,
Если дискриминант
,
.
то характеристическое уравнение
имеет один действительный и два комплексно-сопряжённых корня, при
уравнение имеет три различных действительных корня.
Зная корни, легко можно определить фундаментальную матрицу системы,
например, методом диагонализации матрицы состояния:
79
(3.24)
где
,а
– матричная экспонента. Здесь матрица ,
диагонализирующая матрицу состояния, должна быть составлена из собственных
векторов матрицы . Этому свойству удовлетворяет следующая матрица
.
Таким образом, окончательно общее решение линеаризованной модели ВД
будет выглядеть следующим образом:
(3.25)
(3.26)
Задав опорную траекторию системы
(в более простом случае, опорную точку), можем по последнему выражению легко рассчитать реакцию всех координат модели ВД на
изменение управляющих и возмущающих воздействий на систему. Это соотношение можно также использовать при проектировании привода ВД. При изменении опорной точки необходимо пересчитать матрицы A и B, корни
и
матрицы P и Ф. Для третьего порядка (наш случай) объём расчётов невелик.
Анализ линеаризованной математической модели ВД (см., например, рисунок 3.4) и передаточных функций по различным каналам управления
по-
зволяет сформулировать различные стратегии управления вентильным приводом
для всех режимов его работы.
Рассмотрим синхронный режим работы ВД. Для повышения точности поддержания скорости при колебаниях нагрузки введём в закон управления составляющую, зависящую от вариации электромагнитного момента. Такая дополнительная обратная связь в зависимости от поддерживаемого скоростного режима и
80
величины нагрузки должна корректировать либо амплитуду ( ), либо фазу ( )
напряжения питания ВД.[99,100]
Реализуем последний вариант коррекции. Цифровая реализация сводится к
передаточной функции
,
где коэффициент
момента
(3.27)
определяется в зависимости от скорости
и вариации
.
Ниже на рисунках 3.3 и 3.4 приведены результаты моделирования работы
вентильного привода в синхронном режиме с дополнительной коррекцией. Моделирование было проведено при следующих исходных данных:
. В момент времени t=10 был осуществлён наброс момента нагрузки (
момента нагрузки (
), а в момент времени t=15 сброс
).
Рисунок 3.5 – Результаты моделирования работы вентильного привода в
синхронном режиме с дополнительной коррекцией
На рисунке 3.5 представлены графики скорости
и вариации угла коммутации
, момента нагрузки
. Для наглядности на одном рисунке при-
ведены две кривые скорости: одна – без введения дополнительной коррекции (без
ОС), и другая – с введением в контур управления ВД корректирующей обратной
81
связи по вариации момента (с ОС). Введение этой связи при изменении момента
нагрузки на 0.2 ед. вызывает изменение угла коммутации примерно на 0.22 ед.
Графики демонстрируют высокую эффективность такой дополнительной корректирующей обратной связи, ошибка по скорости уменьшается с 27% до 4.5%, т.е.
примерно в шесть раз. При оптимальной настройке такой связи можно добиться
практической инвариантности вентильного электропривода к вариациям момента
нагрузки. На рисунке 3.6 представлены графики трёхфазной системы фазных токов для режима введения дополнительной обратной связи.
Рисунок 3.6 – Результаты моделирования работы вентильного привода в
синхронном режиме с дополнительной коррекцией
3.4 Выводы
1. С точки зрения алгоритмической простоты реализации, количества
используемых вычислительных ресурсов и обеспечения заданной равномерности
вращения привода при стабильной нагрузке на валу двигателя предпочтительным
оказывается векторное управление в управляемом синхронном режиме.
2. Эффективным методом улучшения динамических свойств привода в
управляемом синхронном режиме является введение обратной связи по току
двигателя с воздействие на фазу напряжения питания. Наибольший эффект в этом
82
случае
достигается
при
использовании
корректирующих
устройств
с
передаточной функцией, определяемой выражением (3.27).
3. Передаточная функция корректирующего контура, обеспечивающая
хорошие динамические свойства привода в синхронном режиме, может быть
реализована в виде простейшего цифрового интегратора.
83
4. ДИАГНОСТИКА СОСТОЯНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА И
МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ЕГО ЖИВУЧЕСТИ
4.1 Общие методы оценки состояния элементов электропривода
Необходимость непрерывного контроля состояния изоляции обусловлена
тем, что как бы ни были тщательно проведены периодические эксплуатационные
проверки состояния изоляции и ремонт электроустановки в течение периода времени между двумя очередными эксплуатационными испытаниями, изоляция может оказаться в аварийном состоянии. Кроме того, специфика некоторых производств не допускает остановку технологического процесса для проведения проверок.
Система, реализующая мониторинг состояния изоляции, должна осуществлять измерение параметров изоляции обмоток двигателя относительно его корпуса в режимах эксплуатации (под рабочим напряжением), сравнение измеренных
параметров с их эталонными значениями, определение тенденции изменения состояния изоляции, сигнализацию о возможном выходе изоляции из строя. К системе предъявляются повышенные требования надежности и отказоустойчивости.
Проведенный анализ показал, что несмотря на большую важность вопросов
непрерывного контроля изоляции как по технологическим условиям, так и по условиям безопасности, промышленностью выпускается весьма небольшое количество различных типов приборов непрерывного контроля изоляции для электроустановок напряжением до 1000 В [101]. Отечественная промышленность выпускает такие приборы в основном для сетей с изолированной нейтралью угольных
шахт и рудников. Существующие, как отечественные, так и зарубежные приборы
зачастую сигнализируют об опасности лишь тогда, когда сопротивление изоляции
снизилось до критического уровня, т.е. не пригодны для постоянного мониторинга электрооборудования в рабочих режимах и в течение всего срока эксплуатации.
Следовательно, для достижения поставленной цели необходимо разработать
84
принципы контроля и прогнозирования состояния изоляции, и спроектировать
систему, реализующую эти принципы.
Одним из наиболее эффективных методов контроля является измерение
тангенса угла диэлектрических потерь tg δ [81102]. Во-первых, этот метод не причиняет вреда изоляции, так как испытательное напряжение значительно ниже рабочего, во-вторых, имеется возможность прогнозировать состояние изоляции путем ведения статистических наблюдений в течение длительного периода. При
резком увеличении tg δ по сравнению с предыдущим измерением можно сделать
вывод, что оборудование нуждается либо в ремонте, либо в замене.
Рисунок 4.1 – К определению параметров изоляции
Таким образом, информацию о состоянии изоляции предлагается получать,
оценивая величины её активного и емкостного сопротивлений. С этой целью к
изоляции двигателя прикладывается напряжение (
ген)
и измеряется напряжение
на токовом шунте (Rш). Шунт и схема замещения изоляции образуют пассивное
дифференцирующее звено (рисунок 4.1), чьи параметры можно определить по
частотным свойствам. Типовые значения сопротивления изоляции таковы, что
идентифицировать активную составляющую целесообразно на постоянном токе,
ёмкостную – на переменном. Решение второй задачи прокомментируем. При изготовлении любого двигателя, сохранить абсолютную симметрию его фаз невозможно. По этой причине, кроме полезного сигнала на шунте всегда присутствует
85
шум амплитудой 5..20 В, чей спектр определен диапазоном регулирования частоты вращения вала и частотой преобразования инвертера. В силу данного обстоятельства необходимо: подавить помехи (методами цифровой обработки сигнала),
и принять меры в отношении сохранения уровня полезного сигнала (при возможной вариации емкостного сопротивления стареющей изоляции для производимой
номенклатуры изделий). Решением является следующая методика выполнения
измерения. Меняя частоту источника переменного напряжения, прибор осуществляет поиск такого состояния идентифицируемой цепи, при котором падение напряжения на шунте составит некоторую часть от воздействия (допустим четверть). Искомое состояние отмечено точкой на логарифмическая амплитудночастотная характеристика (рисунок 4.1). Измерение завершается аналитическим
вычислением постоянной времени высокочастотного сопрягающего полюса и номинала Xc.[103]
Устойчивое увеличение емкости изоляции относительно начального значения (определенного для исправного двигателя), является признаком ухудшения ее
качества и надежности [103]. Это позволяет своевременно принять меры по предотвращению аварий в электроприводе.
Одновременно с определением емкостной составляющей необходимо измерять активное сопротивление изоляции двигателя. Снижение этого сопротивления
ниже определенного уровня служит признаком наличия механических дефектов
изоляции и служит поводом для аварийного отключения электроустановки.
Методика содержит следующие шаги.
1. Подать постоянный ток на измеряемую цепь (в этом случае ёмкостная составляющая сопротивления изоляции не влияет на работу цепи).
2. Измерить падение напряжения на шунте. Зная его и величину поданного
напряжения определить сопротивление утечки:
R1 
U ген  U ш
Iш
,
где: Uген – напряжение генератора;
(4.1)
86
Uш – падение напряжения на шунте;
Iш – ток шунта, который находится по формуле:
Iш = Uш / Rш .
(4.2)
Если ток шунта мал, и измерить его не удается, значит, механических повреждений изоляции нет, но необходимо определить тенденцию ухудшения её состояния через определение емкостной составляющей её сопротивления.
3. Найти круговую частоту высокочастотного сопрягающего полюса:
=4×2πf,
где
f – частота, при которой отношение напряжений
(4.3)
ген
и
ш
равно 4.
4. Вычислить постоянную времени T4:
T4 = 2 π /  .
(4.4)
5. Найти ёмкость изоляции следующим образом:
C ≈ T4 / Rш .
(4.5)
Функциональная схема прибора представлена на рисунке 4.2. Главными модулями являются: программируемый генератор переменного напряжения (реализованный на микросхеме прямого цифрового синтеза), Фурье-фильтр и управляющий микроконтроллер. Прибор функционирует в соответствии с принципом
действия АЦП последовательного приближения. Программным способом в микроконтроллере реализованы задатчик амплитуды (сигнала на шунте), компаратор,
и регистр последовательного приближения (контролирующий частоту генератора
переменного напряжения). Компаратор выполняет сравнение желаемого уровня
сигнала с измеренным посредством Фурье-фильтра, реализованном на усилительной схеме (с контролем инверсии сигнала) и усредняющем ΣΔ-АЦП. Фильтр
скользящего среднего (ФСС), входящий в состав ΣΔ-АЦП, решает задачу подавления помех, вырезая все частоты в спектре сигнала, кратные 10 герцам (окно
фильтра равно 0,1 сек). Это свойство ΣΔ-АЦП учитывается при установке частоты
генератора переменного напряжения (шаг кратен 10 герцам). Для подавления помех, чей период больше или не кратен окну ФСС, сигнал, заполоняющий буфер
последнего, взвешивается оконной функцией Блэкмана, посредством усилителя с
87
программируемым коэффициентом передачи (с R-2R-ЦАП-ом на входе). В микроконтроллере имеются две таблицы соответствия. Первая – позволяет по коду
регистра последовательного приближения установить частоту генератора переменного напряжения с логарифмическим шагом. Вторая – по частоте генератора
позволяет уточнить номинал ёмкости. Регистр последовательного приближения –
восьмиразрядный. Прибор настроен на идентификацию номинала ёмкости в пределах 2.5 декад (сто значений на декаду; ряд E96).[105]
Рисунок 4.2 – Функциональная схема измерителя параметров изоляции
При подключении к системе нового двигателя необходимо выполнить калибровку, при которой значения активного и емкостного сопротивлений исправной изоляции сохраняются в энергонезависимой памяти микроконтроллера. В
процессе эксплуатации прибор выполняет одно измерение в минуту. При десятикратном увеличении емкостного сопротивления или десятикратном уменьшении
активного подается сигнал об ухудшении изоляции.
88
Для подтверждения работоспособности описанной системы проведены эксперименты с её математической моделью, процессы в которой рассчитывалась
при помощи программы численного моделирования Jigrein, созданной одним из
авторов статьи. Результаты расчетов и саму модель можно увидеть в [106].
В заключение можно отметить, что результаты измерений, полученные с
помощью предлагаемой методики можно использовать не только для контроля
состояния изоляции, но и для получения информации о параметрах среды, в которой находится электроустановка. Например, электрическая емкость изоляции известным образом зависит от влажности, от температуры, от наличия ионизирующих излучений и т.д. Таким образом, область применения рассмотренной системы, может быть в дальнейшем расширена.
4.2 Определение электромагнитного момента и момента сопротивления
ВД
В работе электропривода часто возникает задачи регламентирования или
ограничения электромагнитного момента двигателя, а также определения величины момента сопротивления на его валу. Причем установка дополнительных датчиков момента по конструктивным или иным соображениям не возможна. В этом
случае возникает задача идентификации указанных координат по другим, наблюдаемым координатам и параметрам. Покажем возможность ее решения в случае,
когда напряжение на фазных обмотках, изменяется по синусоидальному закону.
В этом случае двигатель можно рассматривать как синхронную машину с
фиксированным углом нагрузки (θ), который устанавливается датчиком положения ротора. Для упрощения задачи предположим, что в n-фазном двигателе имеем
ротор с неявно выраженными полюсами в виде постоянных магнитов, поэтому
можно считать, что индуктивности по продольной и поперечной осям статорной
обмотки одинаковы (Ld=Lq=L). Одновременно примем предположение о равенстве активных сопротивлений, индуктивностей и э.д.с. фазных обмоток, а также,
что фазные э.д.с. синусоидальны и сдвинуты на 120 эл. градусов.. Тогда, в соот-
89
ветствии с общей теорией электромеханического преобразования энергии, уравнения напряжений статорной цепи двигателя во вращающейся системе координат
получат вид [107, 108]
,
Здесь
(4.6)
соответственно напряжения по
,
осям d и q, U – действующее значение фазного напряжения, n – число фаз двигателя, Id, Iq- соответственно токи по осям, r - активное сопротивление фазной обмотки, ω- частота вращения ротора в электрических координатах,
– дей-
ствующее значение э.д.с. вращения статорной обмотки по оси q, Е –действующее
значение фазной э.д.с.
Предположим, что действующее значение фазного напряжения с помощью
ШИМ- регулирования может изменяться от максимального до нулевого значении,
и перепишем систему уравнений (1) в относительных единицах, приняв за базовые значения
.
В результате получим [109]:
,
(4.7)
,
где
– относительная длительность импульсов ШИМ – регулирования, ε –
относительная э.д.с или относительная частота вращения ротора,
– элек-
тромагнитная постоянная времени обмотки якоря в относительных единицах, в
масштабе времени
,
, КФ – коэффициент связи между дейст-
вующим значением фазной э.д.с. и частотой вращения ротора.
90
Дополним систему уравнений (4.7) уравнением движения механической
части привода, представленным в относительных единицах с учетом принятой
ранее базовой системы
(4.8)
где τm – относительная механическая постоянная времени двигателя, μс – относительное значение момента сопротивления вращению. При этом
где Ј – момент инерции вращающихся частей привода, приведенный к валу
двигателя.
Проведём анализ системы уравнений (2) операторным методом и получим
изображения токов. Сначала для стационарного режима, т.е. при ε, θ =const. В
этом случае изображения токов будут иметь следующий вид
id ( p) 
  sin  (1   э p)   э ( cos   )
(1   э p) 2  ( э ) 2
 ( p)  iq ( p) 
(4.9)
,
( cos   )(1   э p)   э sin 
(1   э p) 2  ( э ) 2
.
Легко получить установившееся значение электромагнитного момента при
t   или p=0 [37]:
 (0) 
 (cos   э sin  )  
1  ( э ) 2
.
(4.10)
К этому статическому соотношению мы вернёмся чуть позже при определении электромагнитного момента ВД. Теперь же в соответствии с операторным
методом совершим обратный переход от изображений к оригиналам с помощью
второй теоремы разложения Хевисайда. Корни характеристического уравнения
равны
p1, 2  
1
э
 j
.
Тогда решение будет выглядеть следующим образом:
91

   (cos   sin  )  

 (cos   э sin  )  
 (sin    э cos )   2 э

э
 ( ) 

e
cos


sin  

2
2
2
1  ( э )
1  ( э )
1  ( э )


э
(4.11)
Последнее выражение уже можно использовать для определения момента,
хотя оно всё ещё очень трудоёмко для реализации. Дальнейший резерв для упрощения модели даёт выполнение соотношения
1
э
  или  э  1 . В этом слу-
чае мнимая часть комплексно-сопряжённых корней характеристического уравнения системы пренебрежимо мала по сравнению с их действительной частью, комплексно-сопряжённые корни превращаются в два кратных действительных корня
и колебательной составляющей переходного процесса можно пренебречь. Тогда
изображение электромагнитного момента будет иметь вид
 ( p)  iq ( p) 
( cos   )(1   э p)   э sin 
(1   э p) 2
.
(4.12)
Этому изображению соответствует следующий оригинал
 ( )  iq ( )   (cos   э sin  )    e

э

 (cos  
э
sin  )     (sin    э cos )   2 э  .
(4.13)
Возможно также использование следующих приближённых моделей:
 ( p)  iq ( p) 
 (cos   э sin  )  
(1   э p)
 ( p )  iq ( p ) 
 cos  
(1   э p)
,
(4.14)
(4.15)
.
Последние уравнения требуют детальной проверки для всех характерных
статических и динамических режимов работы ВД, для различных сочетаний параметров двигателя. Наилучшие результаты при определении электромагнитного
момента, как в стационарных, так и в нестационарных условиях работы ВД продемонстрировала следующая модель
 ( p)  iq ( p) 
 (cos   э sin  )  
1  ( э ) 2 (1   э p)
.
(4.16)
92
Она базируется на выражении для установившегося значения электромагнитного момента  (0) , полученном нами выше. Ей соответствует следующий
оригинал
 (cos   э sin  )  
 ( )  iq ( ) 
1  ( э ) 2




1  e

э

.

(4.17)
Последняя модель положена в основу наблюдающего устройства для оценивания электромагнитного момента. Наблюдатель электромагнитного момента
ВД описывается следующим уравнением
 (cos   э sin  )   
dˆ 1 
  ˆ 
,
d  э 
1  ( э ) 2

(4.18)
где ̂ – оценка электромагнитного момента двигателя. Легко получить
дискретную реализацию наблюдателя [110].
Для определения момента сопротивления вращению вала двигателя используется уравнение (4.8). При этом будем предполагать, что частота вращения ротора измеряется, как и в случае определения электромагнитного момента, и мы располагаем оценкой электромагнитного момента двигателя. Тогда уравнения, описывающие механическое движение привода будут следующие
d
1
 ( ˆ   c ) ,
d  m
d c
0 .
d
(4.19)
Здесь пространство состояния расширено и в него включен искомый момент сопротивления. Электромагнитный момент является для этой модели механического движения привода входом (управлением) и должен быть получен с помощью своего наблюдателя. В данном случае модель является линейной, и нет
никаких препятствий для синтеза линейного редуцированного наблюдателя Люенбергера [111], системы дифференциальных уравнений (математической модели
объекта), которая восстанавливает только переменные состояния объекта, недос-
93
тупные для измерения, в данном случае момента сопротивления. Проведём такой
синтез. Уравнения наблюдателя имеют стандартный вид [109, 110]
v  v  Fy  TBu ,
xˆ  Sy  v ,
(4.20)
где v- вспомогательный вектор, x̂ - вектор оценки вектора состояния x, y – вектор
измерений, u – вектор управления (входа), Г, F, T, B, S, Ф – матрицы соответствующей размерности. В соответствии с теорией наблюдателей матрицы А, В и D
известны (описывают исходный объект), матрицы Г и F задаются, а матрицы Т, S
и Ф определяются решением двух матричных алгебраических уравнений ТАГТ=FD и SD+ФТ=Е. Для нашего случая матрицы будут следующими:
1

 1
0  
 
A
 m  , B    m  , D  1 0 , Г  н ,
0
 0
0 

 
 1
1 
 , S   1  , Ф   02  .
T   
2

 н m 
 н  m 
 н н  m 
F 1,
(4.21)
Здесь н – желаемый корень наблюдателя (Re н <0). Уравнение редуцированного наблюдателя Люенбергера для оценивания момента сопротивления примет следующий вид
ˆ
,
н m
2
xˆ 2  ˆ с  н m   н  m v .
v  н v   
(4.22)
Таким образом, реализация наблюдателя момента сопротивления чрезвычайно проста – на одном интеграторе. Так же, как и для наблюдателя электромагнитного момента двигателя, можно легко получить дискретную модель наблюдателя. Особенность наблюдателя момента сопротивления в том, что он работает
совместно с наблюдателем электромагнитного момента. Причём синтез этих двух
наблюдателей мы провели автономно, независимо друг от друга. Такой порядок
синтеза предпочтительнее, чем синтез полноразмерного наблюдателя всех неизмеряемых координат объекта. Для подтверждения результатов было проведено
компьютерное моделирование. Ниже на рисунке 4.3 приведён пример работы на-
94
блюдателей для случая переменного момента сопротивления c ( )  0.3  0.2 sin 2
. Электромагнитный момент и его оценка отображаются верхними кривыми, а
момент сопротивления и его оценка – нижними кривыми. Качество оценивания в
обоих случаях высокое, абсолютная ошибка не превышает 0,02.
µ,µс
0,75
0,50
1
2
3
4
0,25
0
1
2
3
4
5
6
7
τ
Рисунок 4.3 – Оценка электромагнитного момента и момента сопротивления: 1 – электромагнитный момент; 2 – оценка электромагнитного момента; 3 –
момент сопротивления; 4 – оценка момента сопротивления (все переменные и
время – в относительных единицах).
4.3 Выводы
1. Для оценки величины сопротивления между фазными обмотками и корпусом двигателя эффективно использование измерения величины его ёмкостной
составляющей. При этом удаётся определить не только состояние изоляции на
момент контроля, но оценить тенденции её изменения и предотвратить возникновение аварийного режима.
2. Разработанный метод оценки электромагнитного момента двигателя по
измеряемым электрическим координатам позволяет одновременно осуществлять
95
диагностику электромагнитной части двигателя и решать вопросы его управления
с обеспечением заданных статических характеристик динамических свойств.
3. Предложенный в работе метод оценки момента сопротивления на валу
двигателя оказывается эффективным при диагностике механической части электропривода АИВЛ.
96
5. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ И
ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ИССЛЕДОВАНИЯ
С использованием разработанных в рамках данной работы принципов, методов и алгоритмов разработан и изготовлен турбинный медицинский компрессор
КВМ-1
и проведена модернизация электропривода поршневого компрессора
АИВЛ Фаза-21 (ОАО «Уральский приборостроительный завод»), а также модернизирован электропривод аппарата MV 200 ZisLine (ООО фирма "ТритонЭлектроникС"). Справки о внедрении результатов работы представлены в приложении 3.
5.1 Турбинный компрессор КВМ-1
Внешний вид экспериментального образца компрессора КВМ-1 показан на
рисунке 5.1. Одна из отличительных особенностей компрессора КВМ-1 заключена в применении ВД с гладким якорем и «плоской» обмоткой, которая вставлена в
воздушный зазор между статором и ротором, что значительно упрощает технологию изготовления электродвигателя, внешний вид двигателя показан на рисунке
5.2. Другая отличительная особенность состоит в том, что для данного компрессора разработано уникальное устройство управления электродвигателем (управляющий контроллер), выполненное с малыми габаритами, (печатная плата диаметром 38 мм и высотой 5 мм), которое встроено непосредственно в корпус компрессора. Внешний вид печатной платы устройства управления показан на рисунке 5.3. Указанные особенности позволили снизить стоимость изделия при одновременном увеличении его функционала. В аналогичном устройстве фирмы
Ametek [112] внутренний контроллер отсутствует и приобретается как внешнее
устройство за дополнительную плату. В процессе испытаний сравнивались энергетические и аэродинамические характеристики разработанного компрессора
КВМ-1 и компрессора Microjammer фирмы Amete . При этом у КВМ-1 был от-
97
ключен встроенный режим стабилизации скорости, так как он отсутствует у компрессора Microjammer.
Рисунок 5.1 – Экспериментальный образец компрессора КВМ-1
Рисунок 5.2 – Двигатель для турбинного компрессора КВМ-1
Рисунок 5.3 – Плата управления турбинного компрессора
98
5.1.1 Сравнение аэродинамических и энергетических характеристик
Проверка аэродинамических и энергетических характеристик проводилась
на ОАО «Миассэлектроаппарат». При проверке аэродинамических характеристик
в эксперименте №1 напряжение питания компрессора КВМ-1 устанавливалось
равным 12 В (номинальное напряжение питания), после чего определялись значения расхода, частоты вращения вала ВД, потребляемой компрессором мощности
(P1), потребляемого тока, создаваемого турбиной давления (в сантиметрах водного столба) и КПД устройства в целом. Результаты измерений приведены в таблице
5.1.
Таблица 5.1 – Аэродинамические и энергетические параметры КВМ с ВД на
12В
Q
(л/мин)
0
75
150
225
300
320
n*103
(об/мин)
30,00
29,45
28,90
28,40
27,85
27,30
P1
(Вт)
39,40
34,3
36,00
37,80
38,16
38,40
I
(А)
2,45
2,86
3,00
3,15
3,18
3,20
Н
(см H2O)
70
55
43
27
10
0
к.п.д.
(%)
0
23
30
27
10
0
По данным таблицы 5.1 на рисунке 5.4 построены зависимости частоты
вращения, потребляемой мощности, потребляемого тока, создаваемого турбиной
давления и КПД компрессора от расхода.
99
Рисунок 5.4 – Аэродинамические и энергетические характеристики
В эксперименте №2 напряжение питания компрессоров устанавливалось в
каждое из трех значений: 10В, 12В, 14В. Экспериментально определялись значения расхода, давления, потребляемого тока при полностью открытом выходном
отверстии компрессора (режим максимального расхода) и полностью закрытом
выходном отверстии, что соответствует режиму максимального давления при отсутствующем расходе. Результаты измерений представлены в таблице 5.2
Таблица 5.2 – Параметры КВМ при открытом и закрытом входе воздуха в
зависимости от напряжения питания ВД
U
(В)
10
12
14
Qmax
(л/мин)
270
320
400
Нmax
(см H2O)
55
70
85
Iоткр
(А)
2,00
3,20
4,00
Iзакр
(А)
1,45
2,45
3,00
P1 откр
(Вт)
24,00
38,4
48
P1 закр
(Вт)
17,4
29,4
36
По данным таблицы 5.2 на рисунке 5.5 построены графические зависимости
потребляемой мощности, потребляемого тока, создаваемого турбиной давления,
расхода и КПД компрессора от напряжения питания.
100
Рисунок 5.5 – Зависимость параметров КВМ при открытом и закрытом входе от напряжения питания
На рисунках 5.6 и 5.7 показаны диаграммы аэродинамических характеристик компрессора Microjammer фирмы Ametek. Из сравнения аэродинамических
характеристик следует, что разработанный компрессор не уступает своему аналогу.
Рисунок 5.6 – Зависимость давления от потока воздуха, создаваемое турбиной Microjammer
101
Рисунок 5.7 – Аэродинамические характеристики компрессора
Microjammer, а именно зависимость тока, скорости вращения двигателя и мощности от воздушного потока
5.1.2 Сравнение механических характеристик
При экспериментальной проверке механических характеристик компрессоров оба устройства подключались к источнику постоянного тока HY-3020 с возможностью стабилизации напряжения и регулируемым ограничением тока. На
источнике питания устанавливался режим стабилизации напряжения с уровнем
12,7 В. Таким образом, указанное напряжение поддерживалось на постоянном
уровне на протяжении всего эксперимента. На выходе аппарата устанавливалось
переменное пневматическое сопротивление в виде дросселя. Результаты эксперимента в графическом виде представлены на рисунке 5.8.
Кривая 1 соответствует данным, полученным для опытного образца компрессора КВМ-1. Кривая 2 получена для компрессора Microjammer. Кривая 3 соответствует данным, полученным ранее для макетного образца компрессора. Из
102
экспериментально полученных механическая характеристик следует, что возможности компрессора КВМ-1 не уступают возможностям компрессора Microjammer
Ametek.
Рисунок 5.8 – Экспериментальные механические характеристики
Проведенные испытания показали высокую энергетическую эффективность
предложенных методов управления. При открытом выходном отверстии компрессора потребляемый устройством ток составил 2,5 А для КВM-1 и 2,6 А для
Ametek. Испытания в других режимах также показали преимущество разработанного компрессора.
5.2. Поршневые компрессоры аппаратов Фаза и ZisLine
Модернизация электроприводов АИВЛ Фаза-7 и MV 200 ZisLine заключалась в замене ВД производства Maxon (Швеция), который использовался в приво-
103
де обоих аппаратов, на электродвигатель ДБ-72, специально разработанный специалистами ОАО «Миассэлектроаппарат» в сотрудничестве с учеными кафедры
ЭМЭМС для удовлетворения медико-технических требований, отраженных в
данной работе. Передача движения от электродвигателя к входному валу компрессора указанных аппаратов до модернизации осуществлялась с помощью ременной передачи, которая вызывала частые нарекания со стороны потребителей,
так как происходило истирание ремня, что требовало его замены в сервисном
центре изготовителя (компоновка узлов и деталей рассматриваемых аппаратов
ИВЛ не обеспечивает непосредственный доступ к электроприводу, даже при снятом корпусе). В процессе модернизации ременная передача была исключена,
применен вариант непосредственного соединения (с применением промежуточной муфты) выходного вала двигателя и входного вала компрессора. Исключение
ременной передачи позволило значительно увеличить межремонтный интервал
для электропривода и повысить его надежность.
Для управления модернизированным электроприводом потребовалась также
разработка нового блока управления электроприводом, который способен обеспечивать необходимую точность стабилизации мгновенной скорости приводного
двигателя.
5.2.1 Блок управления приводом
Разработанная в соответствии с решаемыми задачами принципиальная схема БУД компрессора поршневого типа приведена в приложении 1. Листинг программы для микроконтроллера приведен в приложении 2. БУД включает в себя
электронный коммутатор, предназначенный для формирования в статорных обмотках электродвигателя симметричной трехфазной системы напряжений и токов,
и устройство управления, реализующее законы формирования вектора статора в
соответствии с выбранным алгоритмом управления. Силовая часть БУД представляет собой трехфазный автономный инвертор. Выводы фазных обмоток электродвигателя подключены к точкам X11 – X13 принципиальной схемы БУД. В
104
качестве силовых переключающих элементов инвертора (VT1 – VT6) применены
полевые транзисторы с изолированным затором IRF44IZ, обладающие малым сопротивлением открытого канала (0,022 Ом) и малым временем переключения из
проводящего состояния в непроводящее и наоборот, составляющим всего порядка
80 нс. Применение полевых транзисторов в качестве переключающих элементов
позволило обеспечить максимальную энергоэффективность инвертора, при которой его КПД составил 0,94. Блокирующие конденсаторы C15 – C18, подключенные параллельно источнику основного питающего напряжения +24В, предназначены для сокращения длины контуров циркуляции токов нагрузки и уменьшения,
таким образом, влияния паразитной индуктивности печатных проводников и выводов электронных элементов. При конструировании топологии печатной платы
БУД эти элементы были расположены в непосредственной близости от соответствующих выводов VT1 – VT6. Ток источника питания +24В, протекающий через
инвертор, протекает также через параллельно включенные резисторы R6 – R10,
создавая на них пропорциональное падение напряжения, которое через апериодический фильтр R4, C8 с постоянной времени 0,5 мкс поступает на вход токовой
защиты интегрального драйвера U1, управляющего затворами силовых транзисторов VT1 – VT6. Блокирующие конденсаторы C9, C10 в цепи питания U1 развязывают напряжение питания драйвера +12В относительно общей точки информационных (вывод 12) и силовых (вывод 13) цепей. Времязадающая цепь R5, C11
формирует на входе 11 U1 задержку (около 20 мс), необходимую для повторного
включения драйверов микросхемы после срабатывания токовой защиты. Резисторы R13 – R21 ограничивают максимальные токи в управляющих цепях силовых
транзисторов VT1 – VT6. Элементы VD1 – VD3, C12 – C14 образуют так называемые бутстрепные цепи, предназначенные для питания элементов драйверов
U1, управляющих «верхними» силовыми ключами инвертора VT1, VT3, VT5. Во
время работы бутстрепных цепей, конденсаторы C12 – C14 заряжаются через
прямо смещенные диоды VD1 – VD3 от источника напряжения +12В во время отпирания «нижних» силовых ключей инвертора (VT2, VT4, VT6), а после запира-
105
ния последних некоторое время, необходимое для работы драйвера верхнего ключа в той же секции инвертора, сохраняют напряжение заряда. Тот факт, что напряжение питания драйвера верхнего ключа уменьшается с течением времени и
скачкообразно увеличивается при включении нижнего ключа соответствующей
секции инвертора, накладывает ограничение на непрерывное время работы верхнего ключа. На этапе программирования и наладки БУД было экспериментально
установлено, что минимально необходимое для зарядки бутстрепного конденсатора время составляет не менее 3 мкс, а снижение напряжения на заряженном
конденсаторе до уровня срабатывания защиты по напряжению (около 8 В) происходит примерно за 4 мс. Таким образом, даже если необходимо постоянно поддерживать верхний силовой ключ в проводящем состоянии, то, несмотря на это,
необходимо делать технологические паузы и через каждые 3…4 мс запирать
верхний ключ и отпирать нижний ключ в той же секции инвертора для зарядки
бутстрепного конденсатора на время, не менее 3 мкс, затем его запирать и снова
отпирать верхний ключ. Для работы алгоритма управления инвертором, были
приняты величины временных интервалов соответственно 3 мс и 3 мкс. Такая
особенность алгоритма управления приводит к уменьшению максимального напряжения на двигателе, однако доля снижения напряжения составляет всего
3 мкс/3 мс × 100 % = 0,01 % от максимального и не оказывает существенного
влияния на выходные характеристики БУД.
Формирование сигналов, управляющих драйверами силовых транзисторов,
в соответствии с разработанным при реализации проекта алгоритмом управления,
производится с помощью выбранного в процессе проектирования микроконтроллера STM8S103K3T6C (DD1). Это современный инновационный продукт от ST
Microelectronics,
обладающий
исключительным
соотношением
це-
на/производительность и цена/выполняемые функции. Периферийные устройства
микроконтроллера содержат необходимый для управления бесконтактным электродвигателем аппаратный широтно-импульсный модулятор (ШИМ). Микроконтроллер содержит откалиброванный изготовителем внутренний генератор такто-
106
вых сигналов с частотой 16 МГц, не требующий подключения внешних компонентов. Указанные факторы явились определяющими при выборе микроконтроллера для реализации проекта.
Конденсаторы C1, C3 фильтруют напряжение питания микроконтроллера
(+5В) и напряжение на выходе 5 внутреннего регулятора напряжения микроконтроллера DD1. Времязадающая цепь R1, C2 создает задержку при подаче напряжения на вход сброса 1 микроконтроллера, необходимую для надежного запуска
всех функциональных блоков микроконтроллера DD1 при подаче питания на
БУД. Резисторы R2, R3 ограничивают максимальные токи сигналов, поступающих на входы X9 «ШИМ» и X10 «РЕВЕРС» БУД, а также защищают входы 29, 30
микроконтроллера DD1 от недопустимых перенапряжений. Выходные сигналы
ДПР электродвигателя поступают на контакты X1 «ДХ1», X2 «ДХ2», X3 «ДХ3»
БУД, непосредственно соединенные с входами 25, 27, 28 микроконтроллера DD1.
Напряжение питания +5В на ДПР подается через контакт X5 «+5В» БУД. Неиспользуемые выводы DD1 подключены к общей точке информационных цепей для
снижения вероятности возникновения помех и увеличения площади соответствующего проводника на печатной плате. Общей точкой для сигналов ДПР, а также входных и выходных информационно-управляющих цепей БУД является контакт X4 «Общ.», соединенный внутри БУД с отрицательным полюсом основного
источника питания +24В. Импульсный сигнал, соответствующий частоте вращения вала двигателя, поступает с вывода 31 DD1 на контакт X14 «СКОРОСТЬ» через инвертор-преобразователь уровня, выполненный на биполярном транзисторе
VT7 и резисторах R11, R12. Напряжения питания элементов БУД +12В и +5В
формируются с помощью интегральных стабилизаторов DA1, DA2, с подключенными к ним фильтрующими конденсаторами C4 – C7, из основного напряжения
питания +24В.
При подаче на БУД основного напряжения питания +24В формируются напряжения питания драйвера U1 +12В, микроконтроллера DD1 +5В и формируется
сигнал сброса. При достижении сигналом сброса уровня логической «1» (в дан-
107
ном случае около 2,5В) микроконтроллер DD1 начинает выполнять записанную в
его память программу, реализующую разработанный при работе над проектом алгоритм. В соответствии с алгоритмом работы, по сигналам ДПР, поступающим на
контакты X6 – X8 БУД, и сигналам управления скоростью и направлением движения, поступающим на контакты X9 и X10 соответственно, микроконтроллер
DD1 формирует, в соответствии с алгоритмом управления двигателем (см. ниже),
на выводах 14, 15, 16, 18, 19, 20 сигналы управления силовыми транзисторами
VT1 – VT6, поступающие на выводы 2 – 7 драйвера U1, а с его выходов — на
управляющие выводы VT1 – VT6. На выводе 21 DD1 формируется сигнал, разрешающий или запрещающий работу драйвера U1. Если в процессе работы БУД падение напряжения на параллельно включенных резисторах R6 – R10 превышает
порог 0,5В (а значит, ток через инвертор превышает 50А) в течение времени более, чем 1,5 – 2 мкс, то срабатывает токовая защита драйвера U1, что фиксируется
микроконтроллером DD1 на выводе 22, подключенном к выходу 8 «FAULT» U1,
и все силовые транзисторы VT1 – VT6 запираются. После чего на входе 11 U1
цепочкой R5, C11 формируется временной интервал задержки (около 20 мс) по
истечении которого, драйвером U1 производится попытка установить состояние
силовых транзисторов VT1 – VT6 в соответствии c сигналами на входах 2 – 7
драйвера. Если процесс срабатывания токовой защиты повторяется более 3 раз
подряд, то микроконтроллер DD1 устанавливает низкий логический уровень на
выводе 8 U1, чем блокирует работу драйвера во избежание выхода из строя силовых транзисторов VT1 – VT6 и других элементов системы: как самого БУД, так и
электродвигателя. Блокировка работы инвертора сохраняется до отключения основного питания +24В.
Алгоритм программы, записанной в память DD1, обеспечивает поддержание частоты вращения электродвигателя в соответствии с частотой импульсов задания скорости движения, поступающих на контакт X9 БУД. При этом направление вращения задается логическим уровнем сигнала на контакте X10 БУД. Уровень логического «0» соответствует прямому направлению, а уровень логической
108
«1» — обратному направлению вращения. По сигналам ДПР, поступающим на
контакты X6 – X8 БУД микроконтроллер DD1 определяет действительную частоту вращения ротора и формирует на выводе 31 последовательность импульсов,
частота которой соответствует частоте вращения, а длительность каждого импульса фиксирована с помощью внутреннего таймера DD1 и составляет 120 мкс.
Этот сигнал поступает на контакт X14 БУД через буферный инвертирующий каскад на транзисторе VT7 и может быть использован системой верхнего уровня для
контроля состояния привода, измерения скорости.
5.2.2 Результаты экспериментов
В процессе экспериментальных исследований проверялись пульсации потока, создаваемого компрессором АИВЛ, при минимальной частоте вращения ВД
(10 мин-1), сравнивались токи, потребляемые приводом до и после модернизации
(токи позволили вычислить КПД ), а также исследовались динамические возможности модернизированного привода при изменении частоты вращения ВД. В результате исследований установлено, что с использованием разработанных алгоритмов управления пульсации частоты вращения ВД, обусловленные технологическими разбросами и наличием реактивного момента, при минимальной частоте
вращения составляют не более 0,1 с-1, что обеспечивает заданный уровень пульсаций потока компрессора не более 1 л/мин. Сравнение потребляемых токов показало, что модернизированный электропривод потребляет, в среднем, на 5,3 %
меньше энергии, чем исходный. Проверка динамических возможностей модернизированного привода позволила определить время разгона и торможения ВД при
изменении частоты вращения от 10 до 1000 мин-1, которое составило не более
38 мс. Полученное значение полностью удовлетворяет требованиям (время разгона и торможения не более 50 мс), предъявляемым к электроприводу АИВЛ.
109
5.3 Исследование КПД электродвигателя
Для подтверждения теоретических исследований, проведенных в гл. 2 выполнялась экспериментальная проверка зависимости КПД вентильного электродвигателя ДБ-72 от угла коммутации. Эксперимент выполнялся с применением
разработанного БУД, который, в настоящее время, применяется в электроприводе
аппарата ИВЛ «ФАЗА-21» при частоте вращения вала двигателя, равной 0,8 от
номинального значения (800 мин–1). Микроконтроллер БУД был запрограммирован специальной версией программного обеспечения, которое обеспечивало 120градусную коммутацию ВД и позволяло изменять угол коммутации с дискретностью в 10 эл. град. Питание привода осуществлялось стабилизированным напряжением 24 В от лабораторного источника питания HY3010. В процессе эксперимента фиксировался потребляемый ток, частота вращения и крутящий момент на
валу электродвигателя. На основании полученных данных вычислялась потребляемая мощность и механическая мощность на валу двигателя. Результаты эксперимента приведены на рисунке 5.1 (экспериментально полученные данные обозначены треугольными маркерами 2) в сравнении с теоретической кривой 3б, рисунок 2.14, полученной в п 2.5.
110
1.0
η
0.8
1
2
0.6
0.4
0.2
θ
0.0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
-0.2
-0.4
-0.6
Рисунок 5.9 – Зависимость электромагнитного к.п.д. от угла коммутации θ,
при 120–градусной коммутации, для ε = 0.8, ξ= 0.05, где 1 – расчетные данные; 2 –
экспериментальные результаты.
Как видно на рисунке 5.9, все экспериментальные точки расположены ниже
теоретической кривой, но, при этом, повторяют форму экспериментальной кривой. Такой результат можно объяснить тем, что теоретическая кривая получена
лишь для электромагнитного КПД электродвигателя. В реальном ЭМП кроме
учитываемых электрических потерь имеют место и другие виды потерь: механические потери (трение в подшипниках), аэродинамические потери, потери на перемагничивание статора и на вихревые токи в нем. Таким образом, с учетом выше
описанных замечаний, результаты проведенного эксперимента подтверждают
факт снижения КПД при изменении угла коммутации, при этом степень снижения
КПД, полученная экспериментально, близка к теоретической и отличается от нее
не более, чем на 10%.
111
5.4 Выводы.
Таким образом, результаты экспериментальных исследований подтверждают теоретические положения, сформулированные в данной работе. Использование предложенных алгоритмов управления позволило без усложнения аппаратной
части АИВЛ обеспечить за счет изменения программной части выполнение требований, предъявляемых к электроприводу. Более того, применение разработанных алгоритмов позволило исключить из конструкции электроприводов АИВЛ
Фаза-7, MV 200 ZisLine инкрементальный датчик положения ротора ВД (энкодер), снизив, таким образом, стоимость привода и повысив его надежность.
112
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В диссертационной работе заложены теоретические основы и предпосылки
для создания общих методов проектирования электроприводов для аппаратов искусственной вентиляции лёгких (ИВЛ). При этом решены вопросы обеспечения
заданного быстродействия и равномерности вращения электропривода, непрерывной диагностики в рабочем режиме и повышения энергетических показателей
привода.
Конкретные научные и практические результаты работы выражаются в следующем.
1.
В результате анализа требований к электроприводу дано обоснование,
что в большинстве случаев наиболее предпочтительным для аппаратов ИВЛ компрессорного типа оказывается применение электропривода, построенного на основе вентильных электродвигателей (ВД) с векторным управлением.
2.
Методом математического моделирования, определены условия, в ви-
де соотношения электромагнитной и электромеханической постоянных, при которых динамическая модель ВД с возбуждением от постоянных магнитов с достаточной степенью точности соответствует динамической модели классического
коллекторного двигателя постоянного тока.
3.
Путём анализа физических процессов и математического моделирова-
ния установлено, что при определённом соотношении параметров электродвигателя дискретная 120–градусная коммутация по энергетическим показателям не
проигрывает векторному управлению и с этой точки зрения может оказаться даже
более предпочтительной, при этом угол коммутации, соответствующий максимальному к.п.д. равен 0 эл.град.
4.
На основе исследований динамических процессов двигателя в управ-
ляемом синхронном режиме разработан упрощенный, с точки зрения объёма используемого вычислительного ресурса, алгоритм векторного управления ВД,
113
обеспечивающий неравномерность частоты вращения не более 5% при низкой
частоте вращения, равной 10% от номинальной, при стабильной нагрузке на валу.
5.
Теоретически обосновано, что для оценки величины сопротивления
между фазными обмотками и корпусом двигателя эффективно использование измерения величины его ёмкостной составляющей. При этом удаётся опреде-лить
не только состояние изоляции на момент контроля, но оценить тенденции её изменения и предотвратить возникновение аварийного режима.
6.
Представлен новый метод оценки электромагнитного момента двига-
теля по измеряемым электрическим координатам, который позволяет одновременно осуществлять диагностику механической части ИВЛ и решать вопросы
управления электроприводом с обеспечением заданных статических характеристик динамических свойств.
7.
Разработаны и внедрены в производство электроприводы, по техниче-
ским характеристикам и эксплуатационным свойствам не уступающие лучшим
современным отечественным и зарубежным образцам и превосходящие их по
энергетическим показателям на 5,3%, и ниже по стоимости в 1,5–2 раза.
114
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.
Бурлаков, Р.И. Искусственная вентиляция легких. Принципы, методы,
аппаратура / Р.И. Бурлаков, Ю.Ш. Гальперин, В.М. Юревич. – М: Медицина,
1986. – 240 с.
2.
Кассиль, В.Л. Искусственная и вспомогательная вентиляция легких:
руководство для врачей / В.Л.Кассиль, М.А. Выжигина, Г.С. Лескин. – М: Медицина, 2004. – 480 c.
3.
Гальперин, Ю.С. Режимы искусственной и вспомогательной вентиля-
ции легких. Классификация и определения / Ю.С. Гальперин, В. Л. Кассиль //
Вестник интенсивной терапии, 1996 г. – № 2-3. – С. 34–52
4.
Типы
искусственной
вентиляции
легких.
–
http://www.triton.ru/index.php?page=142
5.
Марино, Пол Л. Интенсивная терапия / Пол Л. Марино; пер. с англ.
под общ. ред. А. П. Зильбера. — М.: ГЭОТАР- Медиа, 2010. – 768 с.
6.
ГОСТ 18856-81 Аппараты ингаляционного наркоза и искусственной
вентиляции легких. Общие технические требования. Методы испытаний [Текст]. –
Введ. 1982–07–01. – М. : Изд-во стандартов, 1989. – 31 с.
7.
Зислина, Б.Д. Высокочастотная струйная искусственная вентиляция
лёгких / Б.Д. Зислина, М.Б. Конторовича, А.В. Чистякова.– 2–е изд., расшир.и доп.
– Екатеринбург: Изд-во АМБ, 2010. – 312с.
8.
Зислин, Б.Д. Высокочастотная вентиляция (ВЧ ИВЛ): вчера, сегодня,
завтра / Б.Д Зислин – http://www.triton.ru/index.php?page=143
9.
Звягин, А.А. Проблемы длительной вентиляции легких у больных в
критическом состоянии / А.А. Звягин, В.В. Казеннов, И.Ю. Ларионов, Д.Б. Амеров, С.А. Оруджева, М.Н. Шишкин, И.А. Коряков, А.В. Бурсук // Хирургия. Журнал им. Н.И. Пирогова, 2008. – С.27–34
115
10.
Завертайло, Л.Л. Прекращение длительной искусственной вентиляции
лёгких. Обзор литературы / Л.Л. Завертайло, Е.А. Ермаков, Г.В. Семенькова, О.А.
Мальков,
И.Н.
Лейдерман
//
Интенсивная
терапия,
2007
–
№3
-
http://icjcorp.ru/2007-03-09.html
11.
Кантор, П.С. Применение пропорционального электропневматическо-
го регулятора в аппаратах ИВЛ. / П.С. Кантор, Г.С. Лескин, С.В. Ульянов. – М.:
Медицинская
техника,
–
1994
http://catalog.gaw.ru/index.php?page=document&id=1538
12.
Кантор, П.С.Применение пропорционального электропневматическо-
го регулятора в аппаратах ИВЛ / П.С. Кантор, Г.С. Лескин, С.В. Ульянов – М.:
Медицинская техника. – 1994. – № 1.
13.
Ульянов, С.В.Интеллектуальное управление процессом искусственной
вентиляции легких с использованием нечеткого регулятора / С.В. Ульянов, Е.В.
Колбенко. – Электронный журнал «Системный анализ в науке и образовании»,
2011. – вып. 2. – С.1–16
14.
Кантор, П. Новое поколение аппаратов искусственной вентиляции
легких / П. Кантор, В. Лопашов, М. Филатов, Г. Лескин. – Журнал ChipNews, 2000
–
№9.
–
http://info.linuxoid.in/journals/Chip%20News/1999-
2000/html.cgi/arhiv/00_09/stat_28.htm
15.
Царенко, С. В.Практический курс ИВЛ / С. В. Царенко. – М.: Меди-
цина, 2007. – ISBN 5-225-03892-1, 160 с.
16.
Первый московский приборостроительный завод им.В.А. Казакова –
www.1MPZ.ru ОАО
17.
Аппарат 200242 Диана – http://55355.ru/0100/001_788.htm
18.
Аппарат
искусственной
вентиляции
легких
NPB-840
–
http://www.mediko.ru/index.php?id=107
19.
Аппарат ИВЛ Flight 60 – http://www.mediko.ru/index.php?id=5298
20.
Аппарат
ИВЛ
с
http://www.mediko.ru/index.php?id=98
наркозным
блоком
Фаза-5НР
–
116
21.
Аппарат ИВЛ Элан-НР – http://www.mediko.ru/index.php?id=112
22.
Аппарат искусственной вентиляции легких (ИВЛ) Savina (Савина) –
http://www.mediko.ru/index.php?id=101
23.
Аппарат
ИВЛ
Flight
60
(НТ-50
Ньюпорт)
–
http://www.mediko.ru/index.php?id=5301
24.
Аппарат ИВЛ SERVO ventilator 900 (Сервовентилятор 900) –
http://topsiemens.ru/145-apparat-ivl-servo-ventilator-900-servoventilyator.html
25.
Кантор, П.С Методика расчета энергетических потерь в аппаратах ис-
кусственной вентиляции легких / П.С. Кантор, Ю.С. Гальперин // Новости медицинской техники. – М., Медицина, 1974. – вып. 2, с. 39 – 42.
26.
Аппарат
ИВЛ
для
новорожденных
–
http://www.draeger.com/sites/en_uk/Pages/Hospital/Draeger-Babylog-VN500.aspx
27.
Аппарат
ИВЛ
для
новорожденных
SERVO-i
Infant
–
http://www.mttechnica.ru/medical61-12-1544.html
28.
Аппарат ИВЛ турбинного типа – http://med-p.ru/catalog/1rea-1vent-
ivent201.php
29.
Электропривод аппарата искусственной вентиляции легких [Текст]:
Отчет о НИР (заключ.) / ООО «Медэлт»; рук. Коробатов Д.В., исполн. А.С. Кульмухаметова, А.А. Рользинг, А.А. Шевченко. – Челябинск, 2010г. – 112 с.
30.
Кенио, Т.С. Двигатели постоянного тока с постоянными магнитами /
Т. Кенио, С. Нагамори; пер. с англ. – М.: Энергоиздат, 1989. – 184 с.
31.
Пат. 2231202 Российская Федерация, МПК7 H 02 K 29/06, 29/00.
Электродвигатель / С.Г. Воронин, С.А. Петрищев, А.А. Рользинг, Б.Н. Хабаров. –
№ 2002128888/09; за-явл. 28.10.2002; опубл. 20.06.2004, Бюл. № 17. – 4 с.
32.
Harashima, F. Power electronics and motion control – a future perspective /
F. Harashima // Proceedings of the IEEE. – 2004. – V. 82, № 8. – P. 112–115.
33.
Jahns, T.M. Motion Control with Induction Motors / T.M Jahns // Proceed-
ings of the IEEE. – 2004. – V. 82, № 8. – P. 147–152.
117
34.
Lorenz, R.D. Motion Control with Permanent-Magnet AC Machines / R.D.
Lorenz, T.A. Lipo, D.W. Novotny // Proceedings of the IEEE. – 2004. – V. 82, № 8. –
P. 122–127.
35.
Воронин, С.Г. Динамика гироскопических систем с учетом нелиней-
ностей электроприводов: монография / С.Г. Воронин, С.А. Уфимцев. – Челябинск-Екатеринбург : Изд-во ЮУрГУ, 2002.– 169 с.
36.
Коробатов, Д.В. Способы реализации векторного управления вен-
тильным электродвигателем / Д.В. Коробатов, Н.Ю. Сидоренко // Вестник ЮУрГУ. Серия «Энергетика». – 2004. – вып. 5. – № 4(33). – С. 84–88.
37.
Воронин, С.Г. Управляемый электропривод: конспект лекций / С.Г.
Воронин. — Челябинск : ЧГТУ, 1996. — Ч. 1. – 64 с.
38.
Воронин, С.Г. Управление коммутацией вентильного двигателя по
сигналам ЭДС вращения / С.Г. Воронин // Вестник ЮУрГУ. Серия «Энергетика».
– 2001. – вып. 1. – № 4(04). – С. 77–83.
39.
Тиманов, А.В. Электропривод с высокоскоростным вентильным дви-
гателем посто-янного тока для инерционной нагрузки: дисс. … канд. техн. наук /
А.В. Тиманов. – Челябинск, 1986. – 134 с.
40.
Воронин, С.Г. Динамика гироскопических систем с учетом нелиней-
ностей электро-приводов: монография / С.Г. Воронин, С.А. Уфимцев. – Челябинск-Екатеринбург : Изд-во ЮУрГУ, 2002.– 169 с.
41.
Никулин, В.Б. Влияние технологических погрешностей электрической
машины БДПТ на величину пульсаций вращающего момента / В.Б. Никулин //
Элементы,
уст-ройства
и
математическое
обеспечение
информационно-
преобразовательных систем: сб. науч. тр. – Рязань: РРТИ, 1985. – С. 41–47.
42.
Воронин, С.Г. Электропривод летательных аппаратов: конспект лек-
ций / С. Г. Воронин – Челябинск: Издательство ЮУрГУ, 2008 – Ч.2. – 114 с.
43.
Бродин, В.Б. Системы на микроконтроллерах и БИС программируе-
мой логики / В.Б. Бродин, А.В. Калинин. – М.: ЭКОМ, 2002. – 154 с.
118
44.
Голубцов, М.С. Микроконтроллеры AVR: от простого к сложному /
М.С. Голубцов, А.В. Кириченкова. Изд.2-е, испр. и доп. – М.: СОЛОН-Пресс,
2004. – 304 с.
45.
Козаченко, В.Ф. Основные тенденции развития встроенных систем
управления двигателями и требования к микроконтроллерам / В.Ф Козаченко //
Chip News. – 1999. – № 5. – С. 24–29.
46.
Baik, I.-C. DSP-Based Robust Nonlinear Speed Control of PM Synchro-
nous Motor / I.-C. Baik, K.-H. Kim, M.-J. Youn.// Electric Machines and Power Systems. – 1999. – № 27. – P. 481–499.
47.
Cendoya, M. Algorithm for rotor position and speed estimation in perma-
nent magnet ac motors / M. Cendoya, J. Solsona, G. Toccaceli, M. Valla // INT. J.
ELECTRONICS, – 2002. – V. 89, №. 9. – P. 717–727.
48.
Choi, S.-H. Precise position control using a PMSM with a disturbance ob-
server containing a system parameter compensator / S.-H. Choi, J.-S. Ko, I.-D. Kim, J.S. Park, S.-C. Hong. // IEE Proc.-Electr. Power Appl. – 2006. – V. 152, № 6. – P. 1573–
1577.
49.
Kim, Y.S. Speed-sensorless vector control for permanent-magnet synchro-
nous motors based on instantaneous reactive power in the wide-speed region / Y.S.
Kim, Y.K. Choi, J.H. Lee. // IEE Proc.-Electr. Power Appl. – 2005. –V. 152, № 5. – P.
1343–1349.
50.
Monajemy, R. Control Strategies and Parameter Compensation for Perma-
nent Magnet Synchronous Motor Drives: diss. doctor of philosophy in Electrical Engineering / R. Monajemy. – Blacksburg, Virginia. – 2000. – 172 p.
51.
Stankovic, V. Position estimation in salient PM synchronous motors based
on PWM exci-tation transients / V. Stankovic, A.M. Blasko, V. Petrovic.// IEEE Transactions on Industry Applications. – 2003. – V. 39, I. 3, P. 835–844.
52.
Wang, S.-J. A flux estimation method for a permanent-magnet synchronous
motor / S.-J. Wang, C.-H. Fang , S.-K. Lin. // Journal of Magnetism and Magnetic Materials. – 2004. –№ 282. – P. 355–359.
119
53.
Yousfi, D. A New Position and Speed Estimation Technique for PMSM
with Drift Cor-rection of the Flux Linkage / D. Yousfi, M. Azizi, A. Saad. // Electric
Power Components and Systems. – 2001. – № 29. – P. 597–613.
54.
. Yuanzi, D. Digital Control of a Permanent Magnet Synchronous Motor
Drive without Mechanical Sensor / D. Yuanzi, L.K. Soon, G. Xiuli // Electric Power
Components and Sys-tems. – 2001. –№ 29. – P. 459–477.
55.
Ильинский, Н.Ф. Общий курс электропривода: для электротехн. и
электроэнерг. спец. вузов / Н.Ф. Ильинский, Козаченко В.Ф. – М.: Энергоатомиздат. – 1992. – 543 с.
56.
Теоретические основы электротехники: Учебное пособие. – В 4 ч. /
Под ред. Г.М. Торбенкова. – Челябинск: изд-во ЮУрГУ, 2001.
57.
Электротехника: учеб. пособие для вузов: В 3 кн. Кн. II. Электриче-
ские машины. Промышленная электроника. Теория автоматического управления /
под ред. П.А. Бутырина, Р.Х. Гафиятуллина, А.Л. Шестакова. – Челябинск: Изд-во
ЮУрГУ, 2004. – 711 с.
58.
Can, H. Neural network-based stator voltage compensator for low-
frequency operation of a vector-controlled induction motor drive / H. Can, E. Akin //
Electrical Engineering. – 2002. – №84. – P. 287–293
59.
Augusto, L. SVM PMSM Drive With Low Resolution Hall-Effect Sensors
/ L. Augusto, A. Solero, L. Crescimbini, F.D. Napoli. // IEEE Transactions on Power
Electronics. – 2007. – V. 22, I. 1. – P. 282–290
60.
Воронин, С.Г. Векторное управление вентильного электропривода /
С.Г. Воронин, Д.В. Коробатов, В.В. Запунный, П.О. Шабуров // Вестник ЮУрГУ.
Серия «Энергетика». – 2004. – вып. 5. – № 4(33). – С. 11–15.
61.
Никулин, В.Б. Влияние технологических погрешностей электрической
машины БДПТ на величину пульсаций вращающего момента / В.Б. Никулин //
Элементы,
устройства
и
математическое
обеспечение
информационно-
преобразовательных систем: сб. науч. тр. – Рязань: РРТИ, 1985. – С. 41–47.
120
62.
Ait-gougam, Y. Inverse modelling and pulsating torque minimization of sa-
lient pole non-sinusoidal synchronous machines / Y. Ait-gougam, R. Ibtiouen, O.
Touhami, J.-P. Louis, M. Gabsi. // Electr. Power Syst. Res. – 2007. –
doi:10.1016/j.epsr.2007.01.003
63.
Bogosyan, S. Adaptive Torque Ripple Minimization of Permanent Magnet
Synchronous Motors for Direct Drive Applications / S. Bogosyan, M. Gokasan // Proc.
of the IEEE IAS Annual Meeting. – 1995. –V. 1, Orlando, FL, P. 231–237.
64.
Kramer, B. Smooth rotation. An adaptive algorithm kills jerky motions in
motors / B. Kramer // Machine Design, Jan, 25, 2007, P. 44–50.
65.
Qian, W. Periodic speed ripples minimization in PM synchronous motors
using repetitive learning variable structure control / W. Qian, S.K. Panda, J.X. Xu. //
ISA Transactions. – 2003. – № 42. – P. 605–613.
66.
Qian, W. Torque ripple minimization in PM synchronous motors using it-
erative learning control / W. Qian, C. Panda, K. Sanjib, J.X. Xu1 // IEEE Transactions
on Power Electronics. – 2004. –V. 19, I. 2. – P. 272–279.
67.
Пат. 2231202 Российская Федерация, МПК
7
H02K29/06, H02K29/00,
Электродвигатель / Воронин С.Г., заявитель и патентообладатель ОАО «Миассэлектроаппарат». – № 2002128888/09; заявл. 28.10.2002; опубл. 20.06.2004
68.
Овчинников И.Е., Лебедев Н.И. Бесконтактные двигатели постоянно-
го тока с транзисторными коммутаторами. – Л., Наука, 1979. – 270с.
69.
Михалев А.С., Миловзоров В.П. Следящие системы с бесконтактными
двигателями постоянного тока. – М.: Энергия, 1979. – 160с.
70.
Башарин А.В., Новиков В.А., Соколовский Г.Г. Управление электро-
приводами: Учебное пособие для вузов. – Л.: Энергоиздат, 1982. – 392 с.
71.
Микроэлектродвигатели для систем автоматики (Технический спра-
вочник). Под ред. Э.А. Лодочникова, Ю.М. Юферова. – М.: Энергия, 1969. – 212с.
72.
Воронин, С.Г. Электропривод летательных аппаратов: Конспект лек-
ций.- Челябинск: Издательство ЮУрГУ, 2006. – Ч.1 – 171с.
121
73.
Герман - Галкин С.Г. Компьютерное моделирование полупроводнико-
вых систем в MATHLAB 6.0: Учебное пособие. – СПб.: КОРОНА принт, 2001. –
320 с.
74.
Busca, С. Open loop low speed control for PMSM in high dynamic appli-
cation / С. Busca . – Denmark: Aalborg university, 2010. – 110 с.
75.
Воронин, С.Г. Электромагнитный момент и момент сопротивления на
валу синхронного электродвигателя с возбуждением от постоянных магнитов /
Воронин С.Г., Курносов Д.А., Коробатов Д.В., Шабуров П.О., Кульмухаметова
А.С. // Электротехника, 2012. № 02– С. 2–5.
76.
Voronin, S.G. Electromagnetic and resistance torque on a synchronous mo-
tor shaft with permanent magnet excitation / S.G. Voronin, D.A. Kurnosov, D.V.
Korobatov, P.O. Shaburov, A.S. Kul’mu hametova // Russian Electrical Engineering. –
2012. – V. 83. – Issue 2. – P. 61-63.
77.
Юферов, Ф.М. Электрические машины автоматических систем / Ф. М.
Юферов, М.М Кацман. – М.: Высш. школа, 1979. – 261 с.
78.
Овчинников, И.Е. Вентильные электрические двигатели и привод на
их основе (малая и средняя мощность) / Овчинников И.Е. – Санкт-Петербург,
2012 – 333 с.
79.
Лифанов, В.А. Исследование пульсаций момента тихоходных бескон-
тактных двигателей постоянного тока с дискретным датчиком положения ротора /
С.Г. Воронин, В.А. Лифанов, Б.Г.Шумихин // Электричество, 1977. – № 11. – С.
54.
80.
Адволодкин, Н.П. Управляемые бесконтактные электроприводы по-
стоянного тока / Н.П. Адволодкин, В.Г. Гаращенков, Н.Н. Лебедев, Н.Е. Овчинников. – Л.: Наука, 1984г., – 188с.
81.
Воронин, С.Г., Динамические модели вентильного двигателя при раз-
личных сочетаниях параметров / С.Г. Воронин, Д.В. Коробатов, Р.Т. Киякпаев,
А.С. Кульмухаметова // Известие Академии электротехнических наук, 2011 –
стр.58–63
122
82.
Самосейко В.Ф. / Теоретические основы управления электроприво-
дом: Учебное пособие. – СПБ: Элмор, 2007. – 464с.
83.
Кондратьев, А. Б. Исследование мехатронного модуля привода с
трёхфазным вентильным двигателем при 180-градусном управлении / А. Б. Кондратьев, А. В. Кривилев, А.В. Ситникова // Электронный журнал «Труды МАИ»,
2012г. – №50. – http://www.mai.ru/science/trudy/published.php?ID=28825
84.
Лодочников, Э.А. Микродвигатели для систем автоматики / Э.А. Ло-
дочников, Ю.М. Юферов. – М: Энергия, 1969 – 272 с
85.
Линник, Ю.В. Метод наименьших квадратов и основы математико-
статистической теории обработки наблюдений. – 2-е изд. – М., 1962.
86.
Айвазян, С. А. Прикладная статистика. Основы эконометрики. Том 2.
– М.: Юнити-Дана, 2001. – 432 с.
87.
Воронин, С.Г. Векторное управление синхронными двигателями с
возбуждением от постоянных магнитов / С.Г. Воронин, Д.А. Курносов, А.С.
Кульмухаметова // Электротехника. – М: Знак, 2013. – № 10. – С. 50–54
88.
Voronin, S.G. Vector control of permanent-magnet synchronous motors /
S.G. Voronin, D.A. Kurnosov, A.S. Kul’mu hametova // Russian Electrical Engineering. – 2013. – V. 84. – Issue 10. – pp. 581–585.
89.
Jang, J.-H. Sensorless drive of SMPM motor by high frequency signal in-
jection / J.-H. Jang, S.K. Sul. – 2002., p. 7,
90.
Vas, P. Sensorless vector and direct torque control :monograph in electrical
and electronic engineering / P. Vas. – Oxford University Press, 1998г. –725 p.
91.
Виноградов, А.Б. Векторное управление электроприводами перемен-
ного тока /А.Б. Виноградов. – ГОУ ВПО Ивановский государственный энергетический университет имени В.И. Ленина.⎯ Иваново, 2008.⎯ 298 с.
92.
Perera, P.D.C. Sensorless Control of Permanent-Magnet Synchronous Mo-
tor Drives. – PhD thesis, Institute of Energy Technology. – Aalborg University, 2002.
93.
Scarcella, C.G. \Zero frequency rotor position detection for synchronous
pm motors / Consoli, G. Scarcella, and G. Tutino, 2000 – p. 6,.
123
94.
Scarcella, C.G. Implementation issues in voltage zero-sequence-based
encoderless techniques / Consoli, G. Scarcella, G. Scelba, S. Royak, M. M. Harbaugh. –
IEEE transactions on industry applications, 2008. – vol. 44. –no. 1– p. 9
95.
Коробатов, Д.В. Управляемый синхронный режим в аппарате искус-
ственной вентиляции легких / Д.В. Коробатов, А.С. Кульмухаметова, А.А. Шевченко. – Электротехнические комплексы и системы, международный сборник научных трудов, 2012. – №20. – стр. 79–82
96.
Кульмухаметова, А.С. Реализация векторного управления и синхрон-
ный режим вентильного электродвигателя / А.С. Кульмухаметова, Д.В. Коробатов
// сборник трудов конференции «Состояние и перспективы развития электротехнологии»: материалы международной научно-технический конференции в 3 т. –
Иваново, ИГЭУ им. В.И. Ленина. – 2013 г. – Т. 3. – С. 111–113.
97.
Райбмана, Н.С. Идентификация систем управления: Пер. с англ. / Э.П.
Сейдж, Д.Л. Мелса Под ред. Н.С. Райбмана. – М.: Изд-во «Наука», 1974. – 248 с.
98.
Гроп, Д. Методы идентификации систем: Пер. с англ. / Под ред. Е.П.
Кринецкого. – М.: Мир, 1979. – 302 с.
99.
Егупов, Н.Д. Методы классической и современной теории автомати-
ческого управления: Учебник в 3-х т. Т. 1: Анализ и статистическая динамика
систем автоматического управления / Под ред. Н.Д. Егупова. – М.: Изд-во МГТУ
им. Н.Э. Баумана, 2000. – 748 с.
100. Корнюшин, Ю.П. Идентификация одного класса нелинейных систем с
использованием матричных методов и линеаризации Ньютона–Канторовича /
Ю.П. Корнюшин, М.Ю. Адкин, А.В. Финошин // Материалы Всероссийской НТК
"Прогрессивные технологии, конструкции и системы в приборо- и машиностроении". М.: Изд-во МГТУ им. Бумена.
101. Руководство по эксплуатации, паспорт. Устройство для контроля изоляции «Орион-КИ» М.: ЗАО «РАДИУС Автоматика».
102. Цапенко, Е.Ф. Контроль изоляции в сетях до 1000 В./ Е.Ф.Цапенко –
2-е изд., перераб. – М: Энергия, 1972 г. – 152 с.
124
103.
Коробатов, Д.В. Система контроля параметров изоляции электрообо-
рудования в рабочих режимах / Д.В. Коробатов, Н.В. Клиначев, А.И. Согрин, А.С.
Кульмухаметова // Межвузовский научный сборник «Электромеханика, электромеханические комплексы и системы». – Уфа: Редакционно-издательский комплекс УГАТУ. – 2011 – С. 63–68.
104. Казарновский, Д.М. Испытания электроизоляционных материалов /
Д.М. Казарновский, Б.М. Тареев – Ленингр. отд. издательства «Энергия»., 1969 г.
– 216 с.
105. Клиначев, Н.В. Метод контроля параметров изоляции электрооборудования в рабочих режимах / Н.В. Клиначев, Д.В. Коробатов, А.И. Согрин, А.С.
Кульмухаметова // Сборник научных трудов «Механика и процессы управления»
по материалам XXXXI Всероссийского симпозиума по механике и процессам
управления. – М:РАН. – 2011 – Т. 2. – С. 201–207.
106. Модель
измерителя
емкостного
сопротивления.
–
Website:
http://model.exponenta.ru/k2/Jigrein/md_089.htm
107. Осин, И.Л. / Синхронные микродвигатели с постоянными магнитами/
И.Л. Осин, В.П. Колесников, Ф.М. Юферов. – М.: Издательство «Энергия», 1976 –
232с.
108. Осин, И.Л./ Синхронные электрические двигатели малой мощности –
М.: Издательский дом МЭИ, 2006.– 216с.
109. Копылов, И.П. / Математическое моделирование электрических машин: Учеб. для вузов.–3-е изд., перераб. и доп.– М.:Высш.шк.,2001 – 327с.
110. Самосейко, В.Ф. Теоретические основы управления электроприводом:
Учебное пособие / В.Ф. Самосейко.– СПБ: Элмор, 2007. – 464с.
111. Браммер, К. Фильтр Калмана-Бьюси / К. Браммер, Г. Зиффлинг – М:
Наука, 1982. – 199с.
112. Microjammer Ametek. – http://www.ametektip.com/index.php?option=
com_content&view=article&id=165
125
Приложение 1. Принципиальная схема блока управления двигателем.
126
Приложение 2. Листинг программы блока управления двигателем
; --------------------------------------------------; Управление коммутацией вентильного двигателя
; на базе STM и драйверов IR2136x
; + астатический регулятор скорости
; версия с векторной ШИМ
#include "motorctl.h"
#include "macro.inc"
PUBLIC main
;---------------------------------------------------; Определение регистров для хранения переменных
#define tmp3
r0
#define tmp4
r1
#define SREG_TMPA
r2
#define SREG_TMPB
r3
#define HALL_FILTER r4
#define MOTOR_VOLTAGE r5
#define REF_SPEED
r6
#define REF_ANGLE0
r7
#define REF_ANGLE1
r8
#define INPUTS
r9
#define REF_SPEED_L r10
#define HALL_STATE
r11
127
#define tmp
r16
#define tmpL
tmp
#define tmp1
r17
#define tmpH
tmp1
#define tmp2
r18
#define INT_L
r19
#define INT_H
r20
#define INV_STATE
r21
#define PWM_A_MASK
r22
#define PWM_B_MASK
r23
#define PHI1
r24
#define COM_ANGLE
#define FLAGS
r25
r26
; ////////////////////////////////////////////////////
; Сегмент таблиц
org
0xA00
; --------------------------------------------------; Таблица базовых векторов (прямое направление)
vector_table:
;
CHARGE_VAL START_VAL
A_MASK B_MASK
; -------------------------------------------------DB L1|L2|L3^IR, H1|L2|L3^IR, H3|L3, H2|L2 ; 0
DB H3|H1|H2^IR, L3|H1|H2^IR, H2|L2, H1|L1
;1
DB L2|L1|L3^IR, H2|L1|L3^IR, H1|L1, H3|L3 ; 2
128
DB H1|H2|H3^IR, L1|H2|H3^IR, H3|L3, H2|L2 ; 3
DB L1|L2|L3^IR, H3|L1|L2^IR, H2|L2, H1|L1 ; 4
DB H2|H1|H3^IR, L2|H1|H3^IR, H1|L1, H3|L3 ; 5
org
0xB00
; --------------------------------------------------; Таблица соответствия положений (прямое направление)
align_table:
DB 2,5,3,4,1,0,2,5
org
0xC00
; --------------------------------------------------; Таблица проекций базовых векторов
value_table:
// Синусоида с перемодуляцией 3 гармоникой
DB 146, 171, 193, 210, 224, 235, 243, 249, 252, 254, 255, 255, 254, 253,
253, 253
;----------------------------------------------------; Звцикливание угла по модулю 0x60
mod60 MACRO
local svr,svd
sub
\1,\2
brmi svr
cpi
\1,0x60
brcs svd
subi \2,-0x60
129
subi \1,0x60
rjmp svd
svr:
subi \2,0x60
subi \1,-0x60
svd:
ENDM
;----------------------------------------------------; Коррекция угла по модулю 0x60 после мат. операций
sat60 MACRO
local done
brmi done
cpi
\1,0x30
brcs done
subi \1,0x60
done:
ENDM
; ////////////////////////////////////////////////////
; Сегмент данных
RSEG NEAR_N
KEYS: DS 1
; ////////////////////////////////////////////////////
; Сегмент кода программы
RSEG CODE
130
ALIGN 1
;
; Начало программы. Инициализация
;
; ---------------------------------------------------; Инициализация значений SFR регитров и переменных
main:
ini OSCCAL,
OSCCAL_VAL
ini PORTB,
PORTB_VAL
ini PORTC,
PORTC_VAL
ini PORTD,
PORTD_VAL
ini DDRB,
DDRB_VAL
ini DDRC,
DDRC_VAL
ini DDRD,
DDRD_VAL
; ---------------------------------------------;
ldir MOTOR_VOLTAGE, MIN_VOLTAGE
; ---------------------------------------------; Запуск драйвера IR21363 и тест инвертора
;
;ini PORTB,
L1^IR
;wait 10
;ini PORTB,
;wait 10
L1|L2^IR
131
ini PORTB,
L1|L2|L3^IR
wait 250
/*
test: ;rjmp test
ini PORTB,H1|H3|L2^IR
delay 10
ini PORTB,L1|L3|L2^IR
delay 50
rjmp test
wait 150
ldi
tmp,0xFF
ldi
tmp2,L1^IR
rcall inv_test
ldi
tmp2,H1^IR
rcall inv_test
ldi
tmp2,L2^IR
rcall inv_test
ldi
tmp2,H2^IR
rcall inv_test
ldi
tmp2,L3^IR
rcall inv_test
ldi
tmp2,H3^IR
rcall inv_test
com
tmp
;brne display_error
*/
132
; ---------------------------------------------; Инициализация таймеров
;
ini TCCR1A,TCCR1A_VAL
ini TCCR1B,TCCR1B_VAL
ini TCNT0,0
ini TCCR0,TCCR0_VAL
ini TIMSK,TIMSK_VAL
; ////////////////////////////////////////////////////////////////
;
; Начало основной программы
;
; ////////////////////////////////////////////////////////////////
; --------------------------------------------; Инициализация переменных
ldi
tmp,MCUCR_VAL
out
MCUCR,tmp
iniw ICR1,PWM_DIVIDER
iniw OCR1A,14
iniw OCR1B,50
ldi
PWM_A_MASK,
H1|L1
ldi
PWM_B_MASK,
H2|L2
133
ldi
INT_H,30
ldi
COM_ANGLE,0x08
in
INPUTS,PIND
;sei
; ==================================================
;
; Основной цикл управления
;
; ==================================================
main_loop:
wdr
;-------------------------------------------------; Проверка и индикация защиты драйвера
sbis FAULT_IN
rjmp fault
cbi
LED1
rjmp f_done
fault:
sbi
LED1
f_done:
;-------------------------------------------------; Проверка входа разрешения работы
134
sbis START_IN
rjmp control
clr
REF_SPEED
brake:
ldi
FLAGS,bit(F_ALIGN)
clr
INT_H
clr
INT_L
ldi
tmp1,L1|L2|L3^IR
mov
tmp2,tmp1
mov
tmp3,tmp1
mov
tmp4,tmp1
rjmp
wait_TOV1
;-------------------------------------------------; Вычисление частоты задающих импульсов
; Вычисление производной задания скорости
; Торможение при отрицательной производной
control:
clc
in
tmp,TIFR
sbrs tmp,0
rjmp
T0_no_ovf
ldi
tmp,0x01
out
TIFR,tmp
sec
T0_no_ovf:
in
tmp,TCNT0
ror
tmp
135
sub
tmp,REF_ANGLE1
mov
tmp1,tmp
add
tmp1,tmp1
sub
tmp1,REF_SPEED
ldi
tmp2,2
mulsu tmp1,tmp2
add
REF_SPEED_L,r0
adc
REF_SPEED,r1
mov
MOTOR_VOLTAGE,REF_SPEED
clrb FLAGS,F_BRAKE
cpi
tmp1,BRAKE_LIMIT
brge ref1
clr
MOTOR_VOLTAGE
setb FLAGS,F_BRAKE
ref1:
ldi
tmp1,EMF_CONST
;mulsu tmp,tmp1
mul
tmp,tmp1
ext
tmp,r1
lsl
r0
rol
r1
rol
tmp
lsl
r0
rol
r1
rol
tmp
136
lsl
r0
rol
r1
rol
tmp
add
REF_ANGLE0,r1
adc
REF_ANGLE1,tmp
;----------------------------------------------------; Торможение при отрицательной производной
sbrc FLAGS,F_BRAKE
rjmp brake
;----------------------------------------------------; Расчет напряжения на двигателе
mov
tmp,MOTOR_VOLTAGE
subi tmp,-VOLTAGE_CONST
add_u tmp,INT_H
lim
mov
tmp,MIN_VOLTAGE,MAX_VOLTAGE
MOTOR_VOLTAGE,tmp
;----------------------------------------------------; Выбор угла коммутации
mov
tmp,REF_SPEED
ldi
COM_ANGLE,15
cpi
tmp,6
brcs ca_done
ldi
COM_ANGLE,5
cpi
tmp,25
brcs ca_done
137
ldi
COM_ANGLE,-1
ca_done:
;-------------------------------------------------; Считывание и фильтрация входов
in
tmp,PIND
or
INPUTS,tmp
;----------------------------------------------------; Вычисление угла по датчикам Холла
mov
in
com
r30,INPUTS
INPUTS,PIND
r30
andi r30,0x07
breq hall_unst
cpi
r30,0x07
breq hall_unst
cp
mov
r30,HALL_FILTER
HALL_FILTER,r30
brne hall_unst
ldi
lpm
r31,high(align_table)
tmp,Z
swap tmp
rjmp com_ang
hall_unst:
mov
tmp,HALL_STATE
rjmp phi_done
com_ang:
138
sub
tmp,COM_ANGLE ; коррекция угла коммутации
brmi phi_neg
; и закольцовывание
subi tmp,0x60
; угла
brcc phi_done
; в диапазоне
phi_neg:
subi tmp,-0x60
cp
mov
cbi
; 0..0x5F
tmp,HALL_STATE
HALL_STATE,tmp
SPEED_S
breq phi_done
sbi
; Выдаем импульс (вместо энкодера)
SPEED_S
phi_done:
;----------------------------------------------------; Вычисление задаваемого угла
in
tmp1,TCNT0
lsr
tmp1
mov
tmp3,tmp1
mod60 tmp1,PHI1
;----------------------------------------------------; Вычисление угловой ошибки
mov
sub
tmp2,tmp1
tmp1,tmp
;
sat60 tmp1
sbrc FLAGS,F_ALIGN
rjmp align_motor
139
;----------------------------------------------------; Вычисление и проверка разности углов,
cpi
tmp1,MAX_ANGLE_ERR_P
brge INC_V
cpi
tmp1,MAX_ANGLE_ERR_N
brlt DEC_V
mov
tmp,tmp2
rjmp align_done
INC_V:
subi INT_L,low(-P_GAIN)
subi INT_H,high(-P_GAIN)
rjmp align_motor
DEC_V:
subi INT_L,low(N_GAIN)
subi INT_H,high(N_GAIN)
;----------------------------------------------------; Установка вектора статора по положению ротора
align_motor:
sub
tmp3,tmp
mov
PHI1,tmp3
subi PHI1,2
cbr
FLAGS,bit(F_ALIGN)
align_done:
;----------------------------------------------------; Интегрирование ошибки с ограничением
140
sbrc tmp1,7
rjmp neg_int
subi INT_L,low(-L_GAIN)
sbci INT_H,high(-L_GAIN)
brpl int_done
ldi
INT_H,0x7F
ldi
INT_L,0xFF
rjmp int_done
neg_int:
subi INT_L,low(L_GAIN)
sbci INT_H,high(L_GAIN)
int_chk:
brpl
int_done
ldi
INT_H,0x00
ldi
INT_L,0x00
int_done:
;-------------------------------------------------; Вычисление и устанавка скважности ШИМ
mov
ldi
r30,tmp
r31,HIGH(value_table)
andi r30,0x0F
lpm
r0,Z
mul
r0,MOTOR_VOLTAGE
add
r0,r0
adc
r1,r1
clr
r0
141
adc
r0,r0
out
OCR1AH,r0
out
OCR1AL,r1
com
r30
andi r30,0x0F
lpm
r0,Z
mul
r0,MOTOR_VOLTAGE
add
r0,r0
adc
r1,r1
clr
r0
adc
r0,r0
out
OCR1BH,r0
out
OCR1BL,r1
;-------------------------------------------------; Вычисление и устанавка сектора
mov
r30,tmp
setvec:
swap r30
andi r30,0x0F
add
r30,r30
add
r30,r30
ldi
r31,HIGH(vector_table)
lpm
tmp1,Z+
lpm
tmp2,Z+
lpm
tmp3,Z+
lpm
tmp4,Z+
142
;-------------------------------------------------; Для синхронизации управления
; ожидаем переполнения ТС1
wait_TOV1:
in
tmp,TIFR
sbrs tmp,2
rjmp
wait_TOV1
;-------------------------------------------------; Теперь можно обновлять векторы ...
cli
; enter critical section
out
PORTB,tmp1
;in
tmp,TIFR
out
TIFR,tmp
; charging bootstrap capacitor
; reset TOV1 flag
mov
PWM_A_MASK,tmp3
; load A MASK
mov
PWM_B_MASK,tmp4
; load B MASK
mov
INV_STATE,tmp2
out
PORTB,INV_STATE
sei
; load inverter output state
; apply inverter output
; exit critical section
;-------------------------------------------------; Конец основного цикла программы
in
r30,PIND
or
INPUTS,r30
rjmp
main_loop
143
Приложение 3 Справки о внедрении результатов работы
144
145