3-4

Реклама
ВОЕННАЯ АКАДЕМИЯ
ВОЙСКОВОЙ ПРОТИВОВОЗДУШНОЙ ОБОРОНЫ
ВООРУЖЕННЫХ СИЛ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
ИМЕНИ МАРШАЛА СОВЕТСКОГО СОЮЗА А.М. ВАСИЛЕВСКОГО
ЗАЩИЩЕННОСТЬ
МОНОИМПУЛЬСНОГО ПЕЛЕНГАТОРА
ОТ АКТИВНОЙ ШУМОВОЙ ПОМЕХИ ПО ОСНОВНОМУ
ЛЕПЕСТКУ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ
Автор: адъюнкт 7 (кафедры стрельбы и боевой работы
на ЗРС и ЗРК средней дальности) Военной
академии войсковой противовоздушной обороны
Вооруженных Сил Российской Федерации имени
Маршала Советского Союза А.М. Василевского
майор Торбин С.А.
Смоленск –2014
2
Автор научной работы
Торбин С.А.
«___» сентября 2014 года
3
1 Актуальность и проблематика научной работы
Одной из существенных проблем следящих моноимпульсных радиолокационных станций (РЛС) является невозможность сопровождать цель при подавлении непрерывной высокопотенциальной активной шумовой помехой (АШП) с
направлений основных лепестков диаграмм направленности (ДН) антенн, когда
способы временной или частотной селекции не работают из-за непрерывности
помехи и большой ширины ее спектра.
Известны пространственные способы защиты от помех путем их компенсации, когда антенну моноимпульсной РЛС можно представить в виде адаптивной
антенной решетки с основными каналами (суммарным и разностными) и компенсационными каналами, предназначенными для подавления АШП в основных каналах. Уровень ДН компенсационных антенн подбирают так, чтобы он несколько
превышал уровень боковых лепестков ДН основных каналов моноимпульсного
пеленгатора (МИП). Такие схемы построения РЛС весьма эффективно работают
против АШП, действующих по боковым лепесткам диаграмм направленности
суммарного и разностных каналов. При подавлении АШП с направления основного лепестка ДН суммарного канала, сигнал, отраженный от цели, подавляется
по амплитуде и искажается по фазе на такую же величину, на какую изменяется
амплитуда и фаза АШП при ее компенсации. В результате последующее вычисление угловых рассогласований суммарно-разностными методами приводит к недопустимым ошибкам, искажающим пеленгационную характеристику МИП, которая теряет форму нечетной функции.
2 Цель научной работы
Цель работы – исследование работоспособности способа измерения угловых рассогласований за счет конического развертывания суммарной ДН на передачу при подавлении АШП по основным лепесткам ДН антенн секторов (квадрантов) МИП, напрямую используемых в качестве элементов адаптивной антенной решетки.
4
3 Задача научной работы
Конкретной задачей работы является обоснование способа защиты в основе
которого лежит пространственная компенсация шумовой помехи в канале цели
методом максимального правдоподобия Хелстрома, с последующим выделением
угловых рассогласований из выделенного отраженного сигнала, модулированного
по амплитуде за счет конического развертывания диаграммы направленности антенны на передачу.
3.1 Модели сигналов и помех цифрового моноимпульсного пеленгатора
с коническим развертыванием ДН на передачу
Рассмотрим МИП с антенной, состоящей из четырех секторов (рисунок 1) с
номерами i  0 ,1, 2 , 3 , фазовые центры которых имеют координаты yi , zi , а ком
плексные характеристики направленности (ХН) Gi ,  описываются выражения-
ми
G i  ,  Gi  , e
j
2
 yi cossin  zi sin 

,
где , – угловые рассогласования источника сигнала относительно равносигнального направления в плоскостях Y, Z (рисунок 1);
 – рабочая длина волны станции, определяемая отношением скорости света
с к несущей частоте f 0 , т. е.   с f 0 ;
Gi ,
– амплитудная ХН.
Зондирующий сигнал, формируемый в каждом цифровом приемопередатчике (ЦПП) в цифровом виде, преобразуется с помощью цифро-аналоговых преобразователей в колебания промежуточной частоты, усиливается и переносится
на несущую частоту с помощью единых для всех ЦПП гетеродинных сигналов,
формируемых в блоке формирования задающих, гетеродинирующих и опорных
сигналов (БФЗГОС).
5
G   , 
Отражения от местных
предметов
Цель 1
Цель 2
S0  f 
АШП
S1  f

f
S2  f 
f
S3  f
f
G 2 ,
3
G 3 ,
ЦПП
ДПФ
ЦПП
ДПФ
ДПФ
Y
ДПФ
Блок спектральной
обработки
 ск
ИП
Z
0
ЦПП

G 0 , 
2
ЦПП

G1 ,
1
ГОС
БФЗ
Цель 2
f
Y
Z
y2 ,z2
ц
y1, z1
2
п
ц
п
1
3
0
y3 , z3
y0 ,z0
Рисунок 1 – Структура цифрового МИП с коническим развертыванием суммарной
антенны на передачу
Результирующий сигнал антенны МИП можно представить как сумму сигналов отдельных ее секторов
s t  
3
 AiU t cos 2f 0t  0  i t 
i 0
,
где Ai – амплитуда сигнала i -го сектора; U t  – закон амплитудной модуляции;
i t  

 



2
yi cos  ф t   sin ф t   zi sin  ф t 

(1)
– фазирующая поправка для каждого i -го сектора, в которой углы фазирования
ф t  ф t 
,
в зависимости от угла скоса диаграммы направленности  ск и
круговой частоты сканирования
ф t   скcos  t 

определяются как
ф t   скsin  t 
и
. Фазирующий множитель (1) для каждого момента времени t
определяет текущие фазовые сдвиги i t  каналов с номерами 0, 1, 2 и 3, обеспечивающие коническое вращение суммарной ДН с частотой  . Отраженный от
цели с координатами
 ц , ц
сигнал в каждом i -м ЦПП преобразуется на промежу-
точные частоты, усиливается, затем оцифровывается аналоговым цифровым пре-
6
образователем, с помощью квадратурного цифрового преобразователя вниз переносится на нулевую частоту и подвергается фильтрации-децимации с шагом дискретизации
t ,
после чего его можно представить в комплексном виде как
j
2
sцi n   AiU n e 
2 Dц t n 
,
(2)
где Ai  Aэi t G i  ц ,ц  – комплексная амплитуда сигнала;
Aэi t  
2 P  и G y Gi 2
43 Dц4
G  ц , ц ,t  – амплитуда, пропорциональная энергии им-
пульса,
получаемая
на
выходе
фильтра-
дециматора;
1
Un 
и
n 1t
 2 Dц t  
 U n t  dt – множитель, учитывающий накопление энерU  t 
c 

nt

гии импульса в стробе дальности с номером
n в процессе децимации сигнала;
G  ц , ц ,t  
3
 Gi  ц ,ц e j i t 
– модуль суммарной ХН на передачу;
i 0
P – суммарная импульсная мощность излучения антенн; и – длительность импуль-
са; G y – коэффициент усиления суммарной антенны; Gi – коэффициент усиления i го сектора антенны;
–
эффективная поверхность рассеивания цели; Dц t   D0  Vr t
– дальность до цели; D0 – начальная дальность цели; Vr – радиальная скорость цели
(при сближении берется с отрицательным знаком).
При
подавлении
МИП
узкополосной
непрерывной
амплитудно-
модулированной доплеровской АШП с координатами  п ,п каждый n -й отсчет ее
сигнала можно представить в виде
sашп i n   Aашп i 1  kашп  t n G i  п ,п  e
j
2
2 Dпп t n 

,
(3)
7
где Aашп i 
2 PашпGпп Gi 2
4
 и 43 Dпп
– среднедействующая амплитуда АШП;
t n – случайный процесс с единичной среднеквадратической ошибкой
(СКО) и нулевым средним;
kашп – коэффициент, характеризующий глубину амплитудной модуляции;
D пп t n 
– текущая дальность до постановщика АШП.
Следует отметить, что АШП может быть также частотно-модулированная,
фазомодулированная или прямошумовая.
3.2 Способ обработки сигналов при известных характеристиках
направленности
В каждом i -м канале аддитивная смесь собственного шума  i  n  , АШП и отраженного от цели сигнала si n  sцi n  sашп i n   i  n подвергается цифровой корреляционно-фильтровой обработке с помощью дискретного преобразования ДПФ в
результате чего формируются дискретные спектры
k
 j 2 q
1 N 1
Q

Si , q k  
si q  m Q  e
,

Q m0
(4)
где m  0...N  1 – цифровые отсчеты сигнала на выходе строба дальности с номером
q  0...Q  1 ; k  0...N  1 – отсчеты спектра сигнала; Q – скважность. При известных
ХН спектры сигналов с точностью до шумов на выходах фильтров ДПФ можно
представить в виде системы уравнений
 G 0  ц ,ц 

 G1  ц ,ц 

 G2  ц ,ц 
 G  , 
 3 ц ц


G
 S0 , q k 
G 0  п ,п 



G1  п ,п    A ц q k   S1, q k  



G 2  п ,п   A п q k   S2 , q k 
 S3, q k  
G 3  п ,п  





A

S
.
(5)
8
Максимально правдоподобное решение системы (5) по Хелстрому


  G
 HG
 1G
 H S
A
(6)
позволяет разделить результирующие спектры сигнала цели A ц q k  и помехи
A п q k  ( H – эрмитово сопряжение). Для определения координат источника помехи
(ИП) в спектрах S0, q k  – S3, q k  выбираются участки частот с индексами k , на которых заведомо отсутствует полезный сигнал (рисунок 2) и методом суммарноразностной обработки отсчетов спектров
  S0 , q k   S1, q k   S2 , q k   S3, q k 
 Z k   Im 
,




 S 0 , q k   S1, q k   S 2 , q k   S3, q k  
 S0 , q k   S1, q k   S2 , q k   S3, q k  
Y k   Im 





 S 0 , q k   S1, q k   S 2 , q k   S3, q k 
определяют координаты АШП п ,п путем усреднения отклика МИП
п 
1

k4
k4
 k2

 k2


;   1 









k


k

k


k
 Z  п   Y
 Y  ,
  Z
  k  k1
k  k3
k  k3
 k  k1


где   ,  – величины крутизны пеленгационной характеристики МИП в плоскостях Z и Y.
9


20 lg A k  , дБ
110
96
S 
A ц  k  Aп k 
k 
Окно АШП
Окно АШП
82
68
54
40
26
12
2
 16
k1 F
 30
2.596
2.63
kс F
k2F
2.665
2.7
2.735
k4 F
k3F
2.77
2.805
Частота 10 4, Гц
2.84
2.875
2.91
2.944
Рисунок 2 – Спектры сигналов суммы каналов S k  , цели A ц q k  и помехи
A п q k  , полученные моделированием четырехканального МИП, обрабатывающего
512 цифровых отсчетов сигнала
Определив величины угловых координат п ,п более мощной АШП, которая полностью маскирует полезный сигнал, в системе (4) задаются некие начальные координаты цели  ц0 ,ц0 и оценивается спектр Aц q k , ц0 ,ц0  , после чего ищется максимум функционала вида


 
  ц ,ц 

 
A ц q k , ц ,ц

k4
 k2

1
 


 k ,  ,


A
k
,

,


A
 цq ц ц  цq ц ц
K п  K с  k  k
k  k3
 1








.
(7)
Результат максимизации функционала (6) показан на рисунке 2. Таким образом,
решение системы (5) в виде (6) позволяет скомпенсировать помеху и выделить полезный сигнал в спектре A ц q k  и наоборот – скомпенсировать полезный сигнал и
выделить помеху в спектре A п q k  .


1
По сути, в уравнении (6) первая строка матрицы G H G G H представляет со-
бой вектор весовых коэффициентов, компенсирующих помеху и выделяющих по-
10
лезный сигнал и наоборот – вторая строка этой матрицы это вектор, компенсирующий полезный сигнал и выделяющий помеху. Как и в теории адаптивных решеток формируется вектор результирующих ХН вида
 G 0  ,


 G ц  ,  H  1  H  G1  , 


 G  ,  G G G   G  , ,
 п

 2

 G  , 
 3



(8)
в котором G ц , – результирующая ХН цели с провалом в направлении угловых
координат АШП  п ,п , а G п , – результирующая ХН помехи с провалом в
направлении угловых координат цели  ц , ц (рисунок 3).
G ц ,  
,
,
,
G   ,  
G п , 

,
,

,
Рисунок 3 – Суммарная ДН МИП и результирующие ДН после компенсации
сигнала цели и АШП
Следует отметить, что обработка сигналов рассмотренным способом предполагает знание комплексных ХН с точностью, обеспечивающую требуемую глубину подавления АШП. С учетом различных дестабилизирующих факторов ДН
МИП могут в некоторых случаях изменяться в зависимости от условий работы.
Поэтому применение способов компенсации АШП без знания ХН также актуально.
11
3.3
Способ
обработки
сигналов
при
неизвестных
характеристиках
направленности
В данной задаче целесообразно использовать классический подход из теории
адаптивных антенных решеток, в котором некий эталонный спектр Sэ k  сравнивается со взвешенной суммой спектров каналов адаптивной антенной решетки. В
итоге
вычисляется
средний
квадрат
разности
S k   Sэ k   b 0 S0 , q k   b1S1, q k   b2 S2 , q k   b3 S3, q k  вида
k
2
1
es 
S k S* k  ,

k 2  k1 k  k
1
минимизация, которого приводит к уравнению Винера–Хопфа
  
R SSb  rSSэ ,

где R SS 
k
2
1
 S k S H k  – выборочная по спектру оценка корреляционной
k 2  k1 k  k
1
матрицы сигналов каналов МИП;

rSSэ 
k
2
1
 S k S*э k  – выборочный опорный вектор или вектор фазироваk 2  k1 k  k
1
ния в направлении эталонного сигнала;

b  b0

b1 b2

H
b3 – вектор весовых коэффициентов адаптивной антенной
решетки.
В конечном итоге формируется результирующий спектр цели
A ц q k ,  ц0 ,ц0   b 0 S0 , q k   b1S1, q k   b2 S2 , q k   b3 S3, q k  ,
12
с подавленной в нем АШП. Уровень подавления полезного сигнала будет характеризоваться амплитудно-фазовыми соотношениями между весовыми коэффициентами.
3.4 Вычисление угловых рассогласований цели
В спектре A ц q k  , в котором АШП скомпенсирована, выбирается отсчет k с ,
при котором амплитуда A ц q kс  максимальна. В процессе съема отсчетов этого
доплеровского фильтра (фильтра ДПФ) от одной выборке к другой вследствие
конического сканирования антенны будет наблюдаться модуляция амплитуды
A ц q kс  с частотой  (рисунок 4), фаза которой
 ц  arctg
ц
ц
относительно фазы колебаний опорного генератора (ОГ), задающего коническое
вращение, определяется текущими углами отклонения цели  ц и ц от равносигнального направления в картинной плоскости. Величина отклонения определяется
глубиной модуляции.
u n   A ц q k с , n 
Модуляция амплитуды спектра в
«звенящем» фильтре ДПФ
0
1
2
N  1
n
Рисунок 4 – Модуляция амплитуды звенящего фильтра ДПФ
13
Для выделения угловых рассогласований дискретная функция амплитудной модуляции
un  A ц q k с , n
с шагом n , где n – номер ДПФ, следующих с интервалом Q N t . Для выделения
сигналов ошибок выбираются N  отсчетов огибающей, un и вычисляется коэффициент нормирования
Kн 

1 N 1
 u n , после чего нормированная огибающая
N  n  0
uн n 
u n
Kн
подается на режекторный фильтр, отсекающий постоянную составляющую, и через него на фазовые детекторы ФД  и ФД , в которых uн n умножается на квадратурные колебания ОГ
usin n  sin tQNn
и
ucos n  costQNn .
Затем вычисляются сигналы ошибок по осям Y и Z как
Z 

1 N 1
 uн n u sin n
N  n  0
и
Y 

1 N 1
 uн n ucos n .
N  n  0
4 Патентно-лицензионная ценность научной работы
Патентно-лицензионная ценность научной работы заключается в том, что в
предлагаемом варианте применение параллельной комбинации конического сканирования ДН в совокупности с различными методами компенсации и сверхразрешения сигналов может обеспечить устойчивое слежение за целью в условиях высокопотенциальных АШП, действующих по основным и боковым лепесткам ДН ан-
14
тенн, что позволит создать РЛС с высокой степенью помехоустойчивости и с пониженной стоимостью.
5 Материалы и методы исследования
Для оценки работоспособности способа использовалась имитационная модель МИП с четырехсекторной антенной диаметром 28 см, состоящей из излучателей, сдвинутых друг от друга на расстояние  2 . Частота следования отсчетов
данных сигналов составляла Fs  28 êÃö , частота конического сканирования на передачу – 20 Гц, коэффициент усиления суммарного канала моделируемой антенны МИП в максимуме составлял 450. При отсутствии АШП энергетический потенциал РЛС обеспечивал отношение сигнал-шум с заданных расстояний свыше
35 дБ.
Моделировалась узкополосная амплитудно-модулированная непрерывная
АШП полосой 3 кГц. Мощность источника помехи, коэффициент усиления его
антенны и его дальность создавали при полосе 3 кГц превышение АШП над уровнем ДПФ сигнала свыше 10 дБ. Обрабатывалась выборка из 62 выборки по 64 отсчета в каждой. Каждая 64 отсчетная выборка подвергалась процедуре ДПФ со
взвешиванием окном Гаусса (при отсутствии модели отражений от местных
предметов форма окна не принципиальна). Разрешающая способность фильтра
ДПФ составляла 435 Гц, что обеспечивает интермодуляционных частот сканирования в полосу пропускания доплеровского фильтра. Для каждой из выборок
спектра, полученного с помощью ДПФ, выполнялась пространственная обработка
сигналов описанными выше способами с целью компенсации АШП. После чего
оценивался спектр сигнала с скомпенсированной АШП, из которого выделялась
огибающая модуляции амплитуда «звенящего» фильтра ДПФ. На рисунке 5 показаны результаты оценивания пеленга цели при использовании максимально правдоподобного подхода Хелстрома к разделению сигналов источников. Из рисунка
видно, что при действии при высокопотенциальной АШП огибающая модуляции
носит случайный характер.
15
Пеленги
5  Z ,
2.5
Спектрограмма сигналов
до компенсации АШП
Цель
2.5
Оценка
5
2
Y,
0
2.5
2.5
Сигналы опорного
генератора
Огибающая модуляции
до компенсации
1
5
АШП
0
5
Пеленги
2.5
Y ,

0
0
20
40
60
40
60
1
Цель
2.5
Оценка
5
1
5  Z,
2.5
Спектрограмма сигналов
после компенсации АШП
Огибающая модуляции
после компенсации АШП
0.5
5
0
АШП
2.5
 0.5
5
1
 50


20 lg A k  , дБ
0
20
До компенсации АШП
Спектр АШП после
разделения
 100
0
 150
200
Спектр полезного сигнала
после разделения
 200
0
3
3.89510
3
7.79110
4
1.16910
4
1.55810
4
1.94810
400
600
800
110

3
1.2
10
3
1.4
10
3
1.6
10
3
1.8
10
3
210

3
Выборка отсчетов сигналов четырех каналов
4
2.33710
4
2.72710
Рисунок 4 – Результаты моделирования в виде временных реализаций сигналов,
их спектры, спектрограммы и пеленги источников (в картинной плоскости ромбиком и точкой показаны истинные положения цели и источника АШП, а крестиком
оценка угловых координат цели)
В этом случае угловые рассогласования ведут себя как случайный процесс с
нулевым средним. В картинной плоскости, несмотря на то, что источник помехи
действует по основному лепестку ДН антенн, амплитудная огибающая случайна и
пеленги случайны, т.е. возможность пеленгации источника АШП сомнительна.
Для пеленгации источника АШП в этом случае следует применять обычную суммарно-разностную обработку и т. д. После компенсации АШП (при задании ее угловых координат с ошибками 0,1°) видно, что видна амплитудная спектрограммы
и, соответственно, звенящего фильтра. Вычисление с нормированием дает пеленг
первого источника, показанный крестиком в картинной плоскости. Из рисунка
видно, что истинное положение цели и ее оценка весьма близки, что позволяет
сделать вывод о работоспособности рассмотренного способа защиты следящих
радиолокационных координаторов от АШП по основным лепесткам ДН антенн.
16
6 Результаты, теоретическая и (или) практическая значимость научной
работы
Конечно же следует отметить, что коническое развертывание имеет и свои
недостатки. например, время получения оценки существенно больше по сравнению с амплитудными, фазовыми и суммарно-разностными МИП, так как те создают равносигнальную зону фактически мгновенно (за время обработки одной
выборки отсчетов). Кроме того коническое сканирование подвержено ответной
помехе по направлению. Однако когда речь идет о МИП с цифровым формированием сигналов на передачу и цифровой обработкой на прием, то совместно с обработкой огибающей конического сканирования может выполняться и стандартная моноимпульсная обработка сигналов. В случае ответной помехи по направлению положение цели позволят вычислить, например,
алгоритмы суммарно-
разностной обработки. Кроме того, может параллельно вестись обработка сигналов со сверхразрешением. Не исключается также работоспособность способа и
для защиты от АШП по боковым лепесткам ДН.
Таким образом, параллельная комбинация конического сканирования ДН в
совокупности с различными методами компенсации и сверхразрешения сигналов
может обеспечить устойчивое слежение за целью в условиях высокопотенциальных АШП, действующих по основным и боковым лепесткам ДН антенн.
7 Список публикаций по теме научной работы
1. Торбин С.А., Григорян Д.С. Способ защиты моноимпульсного радиопеленгатора от активной шумовой помехи по основным лепесткам диаграмм
направленности антенн //Журнал Антенны. Выпуск 7, Москва: Изд-во Радиотехника, 2014. С. 54-61.
2. Торбин С.А., Григорян Д.С. Способ вычисления угловых рассогласований цели при подавлении моноимпульсного радиопеленгатора активной шумовой
помехой через основные лепестки диаграмм направленности антенн //Вестник
войсковой ПВО. Выпуск 10, Смоленск, 2014. С. 42-49.
17
3. Торбин С.А. Математическая модель отклика пеленгатора с коническим
сканированием диаграммы направленности на передачу при компенсации активной шумовой помехи//XХ международная научно-техническая конференция
Радиолокация, навигация и связь. Том 3, Воронеж, 2014. С. 1378-1383.
4. Торбин С.А. Обработка сигналов цифрового пеленгатора с коническим
сканированием диаграммы направленности в условиях активной шумовой помехи
// Международная конференция «Цифровая обработка сигналов и ее применение
DSPA–2014». Выпуск 20, Москва, 2014. С. 368-379.
Скачать