J.l.11JIПФ
Ш� 1 ШШffiШ
�Ш�Ш1J�ШШ rnшffi
, флоtа
автома­
rерrети­
выпол(полу­
юроны,
реобра·
более·
аников
mc111111
W BPlliflllllf11•011
1J�Ш Ш � ffiffi
ого транспорта РФ
Допущено Департаментом морск
в и студентов
в качестве учебника для курсанто
высших учебных
электромеханических факультетов
ота
заведений морского и речного фл
:ляется
fСтрОЙ•
J.
/.
\'�
4')-�
., .. У'
✓
..,.
,. ,., i�'
л)
/��� \.,
/- ,,,,
v' t<C�
.
\V--°'&
•)
С.·ПЕТЕРБУРГ
нСУДОСТРОЕНИЕ"
1993
содимо
'ющего
ад,где
на эти
•)тетов.
нными
r ЭВМ,
орыми
ому в
ракти­
листу�
к:трон­
ностъ,
цовую
_
анном
из-за
�енты
ПРЕДИСЛОВИЕ
· ББК 39.45.
III94
УДК 629.12:066:621.314 :621.38
Федеральная цепевая nporpuoa книrоиэданИЯ России
III94
lilтумпф Э. Ц. Судо.вая электроника и силовая преобразова�
тельная. техника: Учебник. - СПб : Судостроение, 1993. - 352 с.,
ил. .
ISBN S-7355- 0475- 4
Изложены основы совреыеНЙС)й зnектроники. Приведены сведения об
устройстве, �;tl)ИНЦИПе действия и особенностях приыенения злектронньа: и
поnупровод!iиковых приборов, рассыотрены схемы различных устройств
(усипитеnей, rенераторов, зnеыентов ~импульсной и цифровой техники,
выnрямитеnей и преобразователей зн�рrии), выполненных на базе зтих
приборов. Указаны области приыенения злектронной техники в судовых
у. словиях.
.
Предназначен .nля курсантов· и студентов алектроwеu.нических факуль­
тетов вькших учебных заведений ыорскоrо и речнQrо транспорта, а Т&КЖе
дт1..специаJiистов, работ&Ющих в области разработки, иаnа.дки и зксrшуата­
ции судовых и береговых устройств злектронной автоwатики.
2705140300�
ш-----Веsоhав.
(048)01-93
ISBN 5-7355- 0475-4
ВВ1С З9.45
С Э. П. IIIтумпф, 1993
С Художник
Б. И.-Дышленко,
1993
.
'
1
J
1
!
'
1.
Современный . период развития морского флоtа
характеризrется широким использованием . устройств автома·
-тического контроля и управления судовыми электроэнерrети·
ческими установками и вспомогательными механизмами, выпол·
· ненными в подавляющем ряде случаев на базе электронной (полу­
проводниковой) техники, внедрением на суда, с одной стороны,
средств вычислительной техники, а с другой - мощных преобра·
эовательных устройств. Все это приводит к необходимости более·
глубокой и разносторонней подготовки судовых электромехаников
в этих областях техники.
В связи с этим в данном учебнике. основное вни�ание уделяется
изучению процессов, происходящих в различных электронных устрой­
ствах, подробному рассмотрению базовых схем. При этом необходимо
особо отметить два важных обстоятельства.· В составе действующего
. флота до сих пор находятся суда, построенные более 20 лет назад, где
применяется достато�но устаревшая электроника, но именно на эти
суда часто попадают выпускники электромеханич·еских факультетов.
Новейшие же суда оборудованы самыми современными электронными
системами, микропроцессорными комплектами, управляющими ЭВМ,
мощными тиристорными преобразователями, к работе с которыми
также должны · быть готовы судовые электромеханики. Поэтому в
курсе, излагаемом в данном учебнике, должны быть отражены практи­
чески все вопросы, знания которых необходимы такому специалисту�
на какое бы судно он ни попал.
Серьезного рассмотрения заслуживают условия работы электрон·
ной аппаратуры на судах - большой перепад температур, влажность,
вибраци.st, трудности при ремонте и т. д., то, что отличает судовую
электронику от общепромышленной.
Все эти вопросы в той или иной степени нашли отражение в данном
учебнике, написанном в соответствии с программой. Однако из-за
довольно оrраниченного объема книги пришлось некоторые моменты
излагать в сокращенном виде.
-3-
лекций "Судовая
Учебник написан автором на основе курса "
а­
электроника и силовая преобразовательная техника на Электромех
имени
мии
ническом факультете Государственной морской акаде
адм. С. О. Макарова, а также на базе аналогичной дисциnлины курсов
Советы
повышения квалификации судовых эnектромехаников.
товке
практических специалистов существенно помогли при подго
данной книги.
Все замечания по содержанию учебника автор с благодарностью
е":
примет. Просьба направлять их в адрес издательства "Судостроени
191065, С.-Петербурr, ул. Гоголя, 8.
1
СПИСОК .УСЛОВНЫХ СОКРАЩЕНИЙ··
i.
1
..
1
•
АИ- автономный инвентор
АЛУ- антипоrарифwирующий усипитепь; арифметико-логическое устройство
АПС- а.налоrовJ:,Iй перемножитель сигналов .
АUП - аналого-цифровой преобразоватепь .
АЧХ- амплитудно-частотна.я характеристика
БВР- блок внутренних регистров
БЗУ- буферное э�щоминающее устройство
БИС - большая интегральна.я схема
ВП - быстродействующий предохранитель
БРА- буферный реrистр адреса
БРД - буферный perucтp данных
ВАХ- вольт-амперная характеристика
Вд- вентильный диод
ВИП - вторичный источник питания
ВК- варикап
ВРШ- винт регулируемого шага
ГИП - rа.эораэрядная индикаторная панель
ГОН - генераrор опорного напряжения
ГПН - генератор сигналов пилообразного напряжения
днФ - диэъюJiктивная нормальная функция ·
ДОТ - двухоперационный тиристор
дТЛ - диодно-транэисторная логика
ЖК - ЖJ,ЩКИЙ кристалл
ЗУ - запоминающее устройство
иве -. инвертор, ведомый сетью
ЦИЛ,
илии;л- интеrральt1ая инжекционная логика
искусственная коммутация
илэ­ интегральный логический элемент
Иt1теrральt1ая микросхещ
ип­ импульсный преобразова.те,ль
ИППН- импульсный преобраэоватепь постоянного напряжения
J.:IC- импульсная схема, интегральна.я схема
ИУ­ индикаторное устройство
КЗ- короткое замыкание
кмоп .... логические структуры на комплементарных (дополняющих) МОП­
Т,ранэисторах
КНФ­ КОН'ЪЮНКТИВНа.я норма.пьная функция
КОС­ конвертор отрицательного сопротивления
кпс- конвертор nоложитет,ноrо С:Qпротивления
кс- компенсационt1ый стабилиэа.тор; кремниевый стабилитрон
ик­
имс­
-5-
КУВ- кремниевый управляемый вентиль
ЛГРИ·­ линейны;\ газоразрядный индикатор
лд­ лямf)да-диод
лучеобразующ.ая пластина
лт­ лучевой тетрод; ляыбда-транзистор
ЛУ­ лоrарифыируюший усилитель
ЛФ- логическая функция
. лэ- логический элемент
МД­ ма.rнитодиод
МДП-транзистор - ыеталл-диэлектрик-полупроводниковыi:t транзистор
МДУ - множительно-делительное устройство
-МОП-транзистор - ме"алл-окисел-полупроводниковый транзистор
МП - микропроцессор
МПК - ыикропроцессорный комплект
МПС - ыикропроцессор�ая система.
МПТ - машина постоянного тока
НПЧ - непосредственный преобразователь частоты
НСТЛ- транзисторная логика с непосредственныыи связями
НО - нуль-орr_ан
ОБ - общая база
Од- обращенный диод
ОЗУ""" оперативное запоминающее устройство
ОК- общий коллектор
ООС - отрицательная обратная связь ·
ОПТ - однопереходный транзистор
ОС- обратная связь
ОУ- операционный усилитель
ОЭ - общий эмиттер
ПЗУ- постоянное запоминающее устройство
ПЛМ- проrра.ымируемая лоrиче�ая матрица
ПОС- положительная обратная связь
ППЗУ- перепроrраымируеыое постоянное запоминающее устройство
ППН - преобразоватепь переменного напряжения
ППП- полупроводниковый прибор
ППТ - . полупроводниковый транзистор
ПТ - полевой (канальный) транзистор
ПЧ - преобразователь частоты
РК- регистр команд
РМ- резисторная матрица
РОН- регистр общеrо назначения
РП- регистр признаков
РТЛ- транзисторная лоrика с резисторной связью ·
РУ - релейный усилитель
РУВ.- реверсивный управляемый выпрямитель
РЕТЛ - транз�сторная лоrика с резистивно-емкостной связью
СдНФ- совершенная дизъюнктивная нормальная форма. записи ЛФ
СИД- светоизлучающий диод
СИФУ - система импульсно-фазового управления
СК- счетчик команд
СКНФ- совершенная конъюнктивная нормальная форма записи ЛФ .
СОЗУ - сверхоперативное запоминающее устройство
СОИ- средства отображения информации
СУ - система. управ.пения; схема управления
ТД- туннельный диод
лп­
- б-
'i'Kii - температурный козффици
ент напряжения
ТП - тиристорный преобразо
ватель
ТТЛ- транзисторно-транзист
орная лоrика
транзисторно-транзисторная
лоrика с диодами Шоттки
- термоэлектронные преоб
раз
ова
тели
. УВ - управляемый выпрями
тель
УПТ - усилитель постоянного
тока
УС- управляющая сетка;
указатель стек�
УУ- управляющее устрой
ство
УФ - усилитель-Формироват
ель
УЭ � управляющий электр
од
ФВЧ- фильтр высших частот
.
ФД- фотодиод
ФНЧ - фильтр нижних частот
ФП - функциональный пре
образователь
ФТ- фототранзистор
ФТр - фототиристор
ФУ- функциональный узел
ФЧВ- Фазочувствительн
ый выпрямитель
ФЧУ - Фазочувствительный
усилитель
ЦАП- цифро-аналоговый
преобразоватеnь
ЦСУ- цифровая система
управления
ША - шина адреса
шд - шина данных
. mим - . Ш
Иротно;.имnульсная моду
· ля· ция.
ШУ- шина управления
ЭДС- электродвижущая
сила
ЭП - эмиттерный повто
ритель
•ЭС - экранирVW\nУ
1 --, или
ЭСЛ- змиттерно связанна зкранная сетка
это- электролитические я логика '
объемно-пористые конден
саторы
�i� -
ВВЕДЕНИЕ
Одной из важнейших особ�нностей развития науки и
техники нашего времени является широкое внедрение электронных
приборов и устройств не только во все отрасли промышленности,
транспорт, связь, но и в быт. Это в полной мере относится к современ­
ному транспортному флоту, эксплуатация новейших судов которого
просто немыслима без глубокого знания предмета, именуемого элек­
троникой. Что же это такое?
Электроника - это область науки и техники, изучающая процессы
протекания электрического тока в вакууме, разряженном газе и
твердом теле (физическая электроника), приборы, устройства и систе­
мы, работа которых основана на указанных процессах (техническая
электроника). Вопросы физической электроники в данном курсе
рассматриваются только в той мере, которая помогает понять принцип
действия основных электронных приборов и· устройств, причем основ­
ное внимание уделяется полупроводниковым (lриборам, удельный вес
которых сейчас чрезвычайно велик. Предметом изучения технической
(прикладной) электроники является теория и практика построения
э-лектронных схем и устройств, применение их в различных· областях
народного хозяйства, в том числе на флоте. Особенностью курса
,,Судовая электроника и силовая преобразовательная техника" явля­
ется учет специфических условий paбOTJ.?I электронных устройств на
судах (климатических и др.) и их эксплуатации (отдаленности ремонт­
ной базы и пр.).·
Электроника условно может быть разделена на следующие обшир­
ные области:
· - информационНМJ электроника, занимающаяся устройствами для вос­
приятия, сбора, обработки и хранения, передачи и приема, отображения ин­
формации с целью измерения,· контроля и автоматического управления.
Условно эту область можно назвать слаботочной, так как все эти
задачи решаются на низких уровнях напряжений и токов, поэтому
проблемы потерь энергии отходят на второй план, основным же качест­
вом этих систем является точность передачи информации;
- энергетическая электроника (преобразовательная техника),
занимающаяся вопросами преобразования мощных потоков энергии.
Она получила на флоте серьезное развитие с появлением гребных
электрических установок переменно-постоянного и переменно-
-8-
',J
щ
(!)
переменного тока, а также с внедрением мощных тиристорных преоб­
разователей для ряда вспомогательных приводов (подруливающих и
других устройств);
- технологическая электроника, используемая при непосредствен­
ном воздействии потоков частиц или электромагнитных полей на
вещество с целью механической, термической или иной обработки
материалов или изделий.
Вопросы технологической электроники в учебнике практически не
затрагиваются, а вот две первые области, тесно переплетающиеся друг
· с другом (в ряде современных устройств их разделение затруднитель­
но, например, как отделить силовую часть тиристорного преобразова­
теля от его схемы управления), проанализированы подробно.
Большие успехи электроники на начальном этапе ее развития были
в значительной степени связаны с достижениями в области радиотех­
ники, не случайно до сих пор бытует термин радиоэлектроника". Но в
"
наше время область · применения электронных устройств настолько
расширилась, что радиоэлектроника стала частью электроники вообще.
Электронные приборы и устройства по сравнению с механически­
ми, пневматическими, электромеханическими обладают рядом досто. инств. Они позволяют на много порядков повысить скорость перера­
ботки информации, более чувствительны к слабым сигналам, обеспе­
чивают исключительную гибкость, универсальность и надежность
отдельных функциональных блоков, не содержат подвижных частей и,
как правило, имеют значительно меньшие габариты и массу. Скорость
реакции современных электронных устройств характеризуется време­
нем спадания или нарастания импульсов до 10- 10 с и рабочими часто­
тами (в лазерной технике), превышающим 1он Гц. Чувствительность к
электрическим сигналам доходит до 10- 1 6 А, 10- 2 5 Вт и ограничивает. ся собственными шумами приборов и деталей.
Электронная аппаратура довольно универсальна, так как одни и те
же узлы (усилители, выпрямители и др.) можно использовать для
решения самых разнообразных задач в различных областях. Парамет•
ры узлов и устройств (коэффициент усиления, выходные напряжения,
рабочие. частоты, уровни срабатывания) регулируются в широких
пределах простейшими средствами. Это позволяет разрабатывать и
использовать унифицированные стандартные блоки, сочетание кото­
рых обеспечивает выполнение определенных фуJ1кций в различных
областях применения.
Сейчас трудно представить себе судовое устройство, в состав
которого не входили бы электронные устройства. Не затрагивая
вопросов радиосвязи и радионавигации, в которых судовые электро­
механики на данном этапе не принимают участия, достаточно пере­
числить несколько пр�tмеров, доказывающих этот тезис: системы
дистанционного автоматического управления главным двигателем,
системы контроля и диагностики главных и. вспомогательных двиrате·
лей, управление гребными электрическими установками, комбинатор·
ное регулирование систем двигатель-винт регулируемого шага,
системы пожарной сигнализации и т. д. Необходимо иметь в виду
-9-
..
насыщенность современного судна микроп
роцессорной техникой, так,
количество микроЭВМ для контроля и упр
авления технологическими
процессами доходит до нескольких десятк
ов на одном судне.
Для электроники {а также для вычислите
льной техники) характе�
рен очень быстрый темп развития и широко
е проникновение в различ­
ные области науки и техники, на стыке кот
орых возникают и решаются
многие важнейшие проблемы. Это характ
ерно и для судовой электро­
энергетики. Электроника, электротехни
ка, энергетика соприкасаются
очень тесно и требуют или совмес
тной работы многих специалистов,
или на судне одного человека - суд
ового электромеханика. Именно
поэтому данная книга написана таким
рбразом, чтобы она стала для
будущих судовых электромехаников
не только учебником,· но и
своеобразным путеводителем в обширн
ом океане информации по.
электронике.
С этой целью была поставлена задач.а
максимально полно объяс­
нить все физические процессы, происходя
щие в различных приборах и
устройствах, даже ценой некоторого,
не влияющего на качество
получае�ой информации, упрощения
математического.. аппарата,
использованного для их описания� Пра
ктика показала целесообраз­
ность такого метода, тем более что, как
было указано выше, электро­
ника развивается очень быстро, но при
этом принципы работы ее базо­
вых . элементов сохраняются. Происх
одит только укрупнение этих
элементов, что позволяет с большим усп
ехом создавать новые устрой­
ства, ибо ускоряется разработка схем
и упрощаются расчеты. Опреде­
ленно'е внимание уделено и пояснению
электронных узлов зарубежной
разработки, так как сейчас на современн
ых судах очень много импорт·
·
ной аппаратуры. .
В учебнике не приводятся какиелибо задания для, самопроверки
знаний учащихся или для практичес
ких расчетов, так как они содер­
жатся·в уче�ных пособиях и методичес
ких руководствах, цель учебни­
ка - дать основной информационн
ый материал и научить, как его
использовать.
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
глава 1.
'
1
1.1. ЭпектропровоАность попупровоАников
·
Полупроводниками (ПП) называются вещества,
имеющие удельное электрическое сопротивление в пределах 10- 10 •··
... 10 4 ом• см .и занимающие по этому показателю промежуточное
положение между металлами и диэлектриками. Более наглядным
различие между ними может быть показано с помощью так называе­
мых энергетических диаграмм. Так, на рис. 1.1 показана диаграмма·
чистого полупровод�ика, на которой В, З, П соответственно обознача·
ют валентную и заnрещенную зоны и зону �роводимости. Как видно,
чтобы электрон мог перейти. из валентной в зону проводимости ему
необходимо сообщить энергию, большую, чем Л 'W • (При обратном,
перехQде такая же энерmя выделяется в виде излучения.) У металлов
запрещенная зона отсутствует, поэтому в комнатных условиях боль
:
шое количество электронов, перешедших из· валентнои в зону пр�во
димости, обеспечивают металлам высоку� электропроводность, �
изоляторов Л Jv > 4 э·В, поэтому в. обычных условиях в зоне проводи
мости электронов практически нет.
настоящее время наиболее широкое распространение в полупро­
водниковой технике получили кремний, германий и некоторые друrи:
кристаллические вещества, относящиеся к группе IV элементов табли
цы Менделеева и имеющие по четыре валентных электрона. Кроме них
некоторое распространение получили композиты, такие как арсенид и
. фосфид галлия (GaAs, GaP), антимонид индия (InSb ), т. е. системы
в
а.)
п
в
5)
п
В)
п
3
3
в
- 11-
Рис. 1.1. Энергетические
диаграммы вещества: а металл; . б - изолятор; в полупроводник
б)
вается д?нором, а сам
венный только при Т = О. Такая примесь назы
енование n-типа (negat1ve). В таком
полупроводник получил наим
вными носителями заряда,
полупроводнике электроны являются осно
тронов много больше
а дырки - неосновными, концентрация элек
концентрации дырок:
nп =Рп +N д ,
Рис. 1.2. Схеыа кристаллической решетки: а - беспримесного
полупроводника; б - с донорной примесью; в - с акцепторной
примесью
Аш-Вv и даже А11�Вv1- Начали применяться и так называемые органи­
ческие (некристаллические) полупроводники.
· На рис. 1.2 показана схема кристаллической решетки чистого
кремния, каждый атом которого связан с четырьмя такими же парны­
ми или ковалентными связями.
При температуре окружающей среды, отличной от абсолютного
нуля, или(и) под воздействием МlJГНитного поля� света либо иного
, излучения, некоторые электроны получают энергию, достаточную для того, чтобы преодолеть запрещеН:ную зону и перейти в зону проводи-.,
мости (кстати, Л для герман�я и кремния соответственно О,72 и
1,12 эВ).
При уходе электрона· в валентной .зоне остается незаполненный
энергетический уровень, называемый дыркой (hole), электрон теперь
может свободно перемещаться по кристаллу под воздействием элек- трического или магнитного поля. Если электрон, появившийся около
одного из атомов, переместится к дырке, расположенной около друго­
го, и рекомбинирует с ней, то это можно рассматривать как перемеще­
ние дырки, однако по�ижность электронов в среднем в 3 раза выше
по�вижности дырок. В чистом полу проводнике всегда концентрации
дырок и электронов одинаковы: Pi = ni, и меняются они в основном с
изменением температуры.
При одновременном появлении электрона и дырки они существуют
некоторое время, называемое временем жизни носителя заряда, после
чего рекомбинируют. Обусловле11ная этим процессом электропроводн� называется собственной (непримесной).
Введение в чист ый полупроводник незначительного, но строго
дозирова�ного �оличества примеси, резко меняет его свойства. Напри­
мер, если в кремний ввести некоторое количество атомов вещества
грrппы V (мышьяк, сурьма, фосфор), то четыре валентных электрона
заимут свои места в связях со смежными атомами) а пятый окажется
лишним и легко станет свободным (рис. 1.2, б),. Следует отметить, что
полупроводник в целом остается электрически нейтральным, так как
...
отрицательныи заряд "лишнего" электрона уравновешивается боль­
шим положительным зарядом ядра. На энергетической диаграмме
(рис. 1.1, в) этому электрону соответствует локальный энергетический
уровень, расположенный в верхней части запрещенной зоны, и запол-
Jr
- 12-
...
где Nд - концентрация донорной примеси.
III
полу проводник примесеи группы
вной
осно
в
ии
ен
введ
i
При
ми, картина меняется
(алюминий, бор, индий), именуемых акцеп тора
тели, полупроводник на обратную, и теперь дырки - основные носи
ентрация акцептора,
р-типа (positive), а Рр =пр +Na � Na, где Na - конц
, процессы показаны на рис. 1.2, в.
1.2. Электронно-дырочный переход
Чистый, беспримесный полупроводник i-типа, как по�
резисто­
казано· вы ше, может играть роль только полупроводникового
и т. п.
ра, меняющего свои свойства под воздействием те пла, света
ются
п
В большинстве полупроводниковых приборов (ППП) ис ользу
р- и n-типа.
кристаллы, в которых создаются чередующиеся области
рочным пеОбласть между этими слоями и называ_ется электронно-ды
реходом, или р-п-переходом.
при отсутстПроцесс, происходящий в такой структуре (рис. 1.3),
ующим.
вии внешнего электрического поця характеризуется след
ундируют в
В зоне р дырок много больше, чем в зоне n, они дифф
воздействием законов диффузии
последнюю, электроны, наоборот, под
через п ереход 1,�нф =lдифр +
переходят в зону р. Диффузионный ток
+ lдиф "' или lдиф � lдиф р, если Рр >> пп.
Перейдя линию границы, носители
р
_ .п
рекомбинируют с основными носителями
другого слоя, в результате чего на границе
образуется слой, обедненный носителями
электричества, обладающий высоким сопро­
тивлением. При переходе дырок в обласq-ъ n,
они переносят туда свой положительный
заряд, а электроны, переходя в область Р, свой отрицательный, в результате пригранич­
ная область р заряжается отрицательно, а
· такая же область n - положительно (рис. 1.3).
Этот двойной электрический слой создает
элекТt)ическое поле или потенциальный
барьер q> 0• Появление его ограничивает
,дальнейшую диффузию носителей и вызыва- Рис. 1.3. Электронно-дыет появление дрейфового то�а. ри отсутст- рочный переход
вии виеµхнего поля,
и
'\
п
- 13-
_(
Ir.
\
=
lдиФ'- /др
=
lдифр + IдиФn ;- Iдрр - Iдpn = О.
Если к р-n-переходу приложить внешнее напря!<ение "плюсом" JS
р·слою, то дырки будут вытесняться в обедненныи носителями слои
слева,. а электроны - справа, величина потенциаль�оrо. барьера начне1
уменьшаться и_ при равенстве _ U = q> 0 · обедненныи носителями слои
исчезнет, препятствий для перехода дырок в область n и электронов:
в область р не остается и через р-:-n-переход будеrr протекать прямои
ток, определяеЩIЙ приложенным напряжением и· объемным сопротив­
лением материала.
При обратном внешнем напряжении оно суммируется с потенци·_
алъным барьером, запирающий слой будет расширяться, его сопротив�
лени·е увеличиваться. Через· переход будет протекать небо�шои
обратный ток, обусловленный только неосновными носителями,
иногда именуемый тепловым, так как он существенно зависит от
окружающей температуры; например, он удваивае;ся при повышении
температуры на 8-10° С для.германиевых и на 5-8 С для кремниевых
приборов, но у последних он по абсолютной величине намного меньше.
С учетом рассмотренно�о на рис. 1.4 показана ВАХ перехода,
описываемая уравнением
где J - ток насыщения (тепловой ток), создаваемый неосновными
носит�лями заряда; U - напряжение; (()т = q/kT - температурный п�тенциал, равный при Т = 300 К 0,026 В; k - постоянная Больцмана;
Т - абсолютная температура; q - заряд электрона. •
...
При U = О la = О, при U > О в формуле можно прен!бречь единицеи и
зависимость la = /(U) будет иметь экспоненциальныи характер, а при .
U < О. можно не считаться с первым слагае·
мь1м в скобке, тогда Ia = -Is. Таким образом,
Inp
р-n-переход обладает практически односто·
ровней проводимостью и может быть исполь· •
зован для целей выпрямления переменного
тока.
lloбp
Unp
1
lo6p
Рис.1.4. ВАХ
хода.
р-n-пере•
1.3. ПояупровоАНМКОВЫе
АМОАЫ
Полупроводниковым
диодом называется прибор с одним р.:...n-перехо­
дом и двумя выводами. Диоды имеют нели­
нейную-БАХ, показанную выше. Особенностью
диода является относительно малое падение
напряжения при прохождении прямого тока
· (немногим больше потенциального барьера).
и относительно малый обратный ток при
- 1 4-
. обратном напряжении и нормалььном режиме эксплуатации (участок 1
,' на рис. 1.4). При увеличении этого напряжения происходит резкое
i�t) увеличение тока, вызванное электрическим про�оем (участок II).
:\:К;,, Последний для большинства диодов имеет лавинныи характер, а для
:\?\\ некоторых - полевой. При снятии напряжения ток через прибор пре1{) �сращается и диод остается исправным, т. е. лавинный прибой я:вляется
\I�,(''рбратимым. На учае1ке 111 имеет место тепловой пробой, так как с уве­
:;\�:1,:� 'тrчением напряжения растет ток, мощность, выделяемая в р-n-пере;Щjt� ходе, вызывает разогрев кристалла, при этом увеличивается колич�ттока, и прибор
so. неосновных носителей, приводящее
к увеличению
.
.
�f
��J ,\:выходит из строя.
Ра_зличают следующие разновидности полупроводниковых_ диодов:
�(;··
- вентильные;
1I�'J,;/ ·
- туннельные и обращенные;
��>;:·: ·
;�{i:;\.
·
·
- варикапы·'
fi�:;::. '
iiM -· · ._ кремниевые стабилитроны (диоды Зенера), стабисторы;
фото-, магнито.- и светоизлучающие диоды.
Кроме того, �ще есть некоторые виды1 ППП с одним р-n-переходом,
, tit
'- .':но они будут рассмотрены в разд. 1.5 и 1.6.
. · . В е н т и л ь н ы е д и о д ы (Вд) 11редназначаются для выпрямления
,f.
;;,реременноrо
тока, t. е. являются основным элементом выпрямитель"'
'.:_('1_':1•!'_.(:r:'::.
.а......х устроиств •
, !,.,, _,ПD1
ОсновlU,IМи параметрами выпрямительных диодов, указываемых
i}{,'; ·, :,
. �/1 ·• · •.· в справочниках, являются:
�Y:li:, ·
Unp(ЛUnp) - постоянное прямое напряжение диода;
Uобр max
- максимально допустимое постоянное обратное напряжение;
- постоянный прямой ток диода;
- максимально допустимый прямой ток диода;
- максимально допустимая рассеиваема.я мощность
диода;
ед
общая емкость диода.
__
"
Параметры, дополненные буквой "и , будут обозначать токи и на­
nряжения
в импульсном режиме. Остальные параметры известны из
;\<:
справочной литературы.
В судовых установк�х наибольшее применение получили крем­
ниевые Вд, реже используются германиевые (селеновые и меднозакисн�е практически вышли из употребления).
Кремниевые ВД имеют·более высокие значения обратного напря­
жения, обладают меньшими °обратными ° токами и более высокой до­
пускаемой температурой (125 против 70 С), чем германиевые, поэтому
применяются чаще, несмотря на более высокое падение напряжения_
в пр�ом направлении. (О, 7 ... 1,3 В) по сравнению с последними, для
которых лиnр = 0,3 ... 0,5
По мощности ВД подразделяются на маломощные (до 0,3 А), сред­
ней (0,3 ... 10 А) и большой мощности (10 ... 1000 А и выше). Максималь­
ное обратное напряжение кремниевых ВД достигает нескольких кило­
водьт.
�,-,1,..
,\
J:�:r!i
\�t\; · -
: ·� ,i\�' ·\' .'·
J1Л/. .
•
1
.
•
-
в.
- 15 -
Б Д могут включаrься параллельно и последовательно. При парал·
лельном включении� необходимом для обеспечения большего, чем
у одного диода, прямого тока, следует подбирать прямые ветви БАХ
так, чтобы при одинаковых липр токи через параллельно включенные
диоды различались не более чем на 1 О %. Последовательное включе·
ние, необходимое для повышения обратного напряжения, треQует
аналогичного подбора обратных ветвей БАХ диодов. Для равномерно·
го распределения обратных напряжений между последовательно вклю·
ченными диодами их шунтируют резисторами, сопротивления которых
одинаковы и по величине меньше величины обратного сопротивления
диодов. Для защиты от импульсных помех применяются дополните.ць•
ные RC цепочки (рис. 1.5). Среди мощных диодов большое распростра·
нение получили лавинные. Благодаря особой технологии изrотовле·
ния, обеспечивающей весьма однородную структуру и исключающей
утечки тока по краю ПП кристалла, БАХ таких диодов практически
одинаковы, что облегчает их использование при параллельном и по­
следовательном включении. Особой разновидностью ПП диодов· яв·
ляются высокочастотные и импульсные, при создании которых доби­
ваются уменьшения внутренней емкости перехода, что позволяет резко
повысить быстродействие таких приборов в режиме переключения.
Кр е м н и е в ы е с т а б и л и т р о н ы (КС}- это диоды с повышен­
ной концентрацией примесей в р- и n·областях. Это приводит к тому,
что лавинный пробой у них наступает при относительно малых (3,3 ...
100 Б) обратных напряжениях. Рабочим участком БАХ стабилитронов
является ее обратная ветвь (рис. 1.6). При обратном напряжении в
р-n-переходе возникает сильное электрическое поле, вызывающее ла­
винное увеличение потока носителей, поэтому рост обратного
тока
1
происходит при малом изменении обратного напряжения, что и ис·
пользуется для стабилизации напряжения в нагрузке. Основные пара·
метры КС (см. рис. 1.6): напряжение стабилизации Uст, дифференциаль­
ное сопротивление Rд = ЛUс /Лlст , максимальная рассеиваемая мощ·
ность Рдоп = 0,34 ... 8 Вт, максимальный lст . max = Рдоп/Uст и минимальный
V1J1
зац ии, температурный коэффициент
,., Iст . min = 0,3 ... 50 мА токи стабили
0
ТКН = Лист/Лt = 0�0005 ... 0,1 %/ С.
КС используются в параметрических и более сложных стабилиза­
торах напряжения, которые будут рассмотрены в п. 9.8.
. Если требуется стабилизировать напряжение :Меньше 3,3 В, то для
этой цели можно использовать прямую вет�ь БАХ диода или стабили­
трона при ист = 0,4 ... 1,0 Б; такой диод называется с т а б и с т о р о м .
Стаб1;1литроны и стабисторы можно включать последовательно, тогда .
=
ист
i=n
i
! 1 ист i , но нет смысла применять их параллельное включение
. (работать будет один).
Ту н н е л ь н ы е д и о д ы
(ТД) отличаются тем, что в них еще
, больше концентрация примесей в р- и n-слоях (до 1022 атомов в 1 см3 ).
В результате этого на энергетической диаграмме областей (рис. 1,7, а)·
, за счет внедрения акцептора в р·слой и донора в n-областъ зоны ва­
� лентная и проводимости расширяются и появляется зона перекрытия
, ЗП, через которую возможен так называемый туннельный переход
•,
.:. электронов из валентной зоны в зону проводимости (и обратно), минуя
запрещенную зону и без затраты энерrии. Возникают равные по величине.
прямой и обратный туннельные токиlт . при/т . обр. При подаче внешне­
го прямого напряжения зона перекрытия уменьшается, при· некотором
его значении исчезает, становятся равными нулю и оба тока, но харак·
:. :\ тер их спадания различный, так как прямому току внешнее наnряже-.
•.:"!' ние способствует, а обратному противодействует. С>дновременно с уве­
личением Uпр проявляется обычный прямой ток р-n-перехода. Сумма
всех трех токов приводит к получению N-образной БАХ, характерной
для ТД (рис. 1.7, б).
Основные параметры ТД- токи пика lп и впадины lвп , равные
1О ••• 20 мА, напряжения пика Un и впадины Uвп , составляющие соот·
ветственно 0,15 ... 0,2 и 0,3 ... 0,4 В. Эти цифры показывают, что ТД ра­
ботают при очень малых значениях напряжения. Изготавливаются они
.\ . из германия и арсенида галлия, имеют очень высокое быстродействие,
VJJ2
п
з
Рис. 1.5. Защита ПП диодов от перена­
пряжений
Рис. 1.6. Характеристика стабилитрона
- 16 -
8
п t::
(У')
з
в
Uл,,,,
/
1 ст. mак
/
/
"-- Iт.обо
' 2 Зак. No 139
- 17-
IJ
Рис.
· 1.7.
Диаграмма
работы (а) и хара.ктери­
сrика ( 6) туннельного
диода (Од - обращенный
диод)
стойки к радиационному облучению, не допускают. приложения обрат­
ного напряжения, так как обратный ток быстро растет.
О б р а щ е н н ы м д и о д о м (Од) называется ТД с чуть меньшей
концентрацией примесей, не имеющий участ�а ВАХ с отрицательным
дифференциальным сопротивлением. Его характеристика напоминает
ВАХ обычного диода, но прямая ветвь играет роль обратной, и наобо·
·рот. В настоящее время применение ТД и ОД невелико.
В а р и к а п (ВК)-обычный диод, используемый как переменная
емкость. При рассмотрении свойств р-n-перехода было установлено
наличие слоя, обедненного носителями электричества, между облас­
тями с р- и n-проводимостями, т. е. практически конденсатора с на­
чальной емкостью С0 , зависящей от толщины и площади этого слоя
и материала полупроводника. Если приложить к ВК напряжение отри­
цательной полярности (,,плюс"-к n-области), то толщина слоя увели­
чится, емкость уменьшится, характеристика С= qi(U} будет иметь вид,
показанный на рис. 1.8. НJпряжение противоположной полярности не
используется. Параметрами ВК являются С0 , составляющая десятки
пикофарад, Uобр. max до 20 ... 50 В, С0 /С1 - коэффициент перекры­
тия, равный 5 ... 15. Используется ВК как регулируемый электричес­
ким путем конден.сатор без подвижных частей.
Св е т о и з л у ч а ю щ и й д и о д (Сид)-диод, изготовленный из
фосфида галлия или карбида кремния, имеющий р-n-переход с отно­
сительно большой запрещенной зоной (1,5 ... 2,5 эВ) и один из слоев,
обычно п, -тонкий, полупрозрачный (рис. 1.9). При протекании пря­
мого тока (1 ••• 100 мА) происходят акты рекомбинации электрОf!ОВ
и дырок в р-n-переходе с выделением энергии в виде квантов света.
В зависимости от материала полупроводника излучение может быть
в ИК-части спектра: красным, желтым, зеленым и даже голубым. При­
меняются в качестве элементов индикаторных устройств, :rребуют на­
пряжение 1,5 .•. 3,5 В, обладают высокой механической прочностью,
стабильны.
Ф о т о д и о д (ФД)-ППП, преобразующий энергию света в элект­
рический сигнал. При попадании света через полупрозрачный слой
(обычно n ) в область р-n-перехода в последнем генерируются пары
электро�-дырка, которые потенциальным барьером сортируются,
с
н
+
()1 -
I
II
Иоор
F=oГ:::.========-�ri-­
F1
F2
F3
][[
Рис.
1.10.
фотоциода
lo5
p
10
Характеристики
Рис.
20
JO ll,B
1.11. Характеристики.
маrнитодиода
дырки отбрасываются в область р, а электроны-в область п. Часть их
используется для восстановления. потенциального барьера, поэтому
КПД много меньше 1. В результате этой сортировки на внешних выво­
дах ФД появляется напряжение (меньшее, чем величина потенциаль­
. ного барьера), т. е. ·происходит прямое преобразование светового пото­
. · ка в напряжение. Это так называемый генераторный режим (рис. 1.10,
/ · ·.· • квадрант IV); он используется в фотоэкспонометрах, люксметрах и
. ;, кремниевых солнечных батареях. В последних отдельные элементы
· .· :( включаются последовательно и параллельно для повышения выходно­
го нап_ряжения и _тока. КПД ФД в последних разработках удалось до­
вести до 15 ... 25 %.
Если же ФД включить в цепь с внешним источником питания от­
рицательной полярности, то генерируемые в области перехода носите­
ли будут увеличивать обратный ток диода, причем достаточно близко
к пропорциональному закону по отно.шению к световому потоку
(квадрант 111). Работа ФД в квадранте I не предусматривается.
М а r н и т о д и о д (МД)-полупроводниковый диод, прямой ток
через который может меняться в зависимости от величины магнитного
потока, направленного перпендикулярно к линии тока. Чем больше
магнитный поток, тем сильнее отклон.яются электроны от прямой, тем
меньшее их число достигает анода, тем меньше прямой ток при фикси­
рованном приложенном напряжении, характеристика МД приведена на
рис. 1.11.
1.4. Бипоn11рные транзисторы
IF
п
р
�
Рис. 1.8. Характеристика варика­
па
-18-
1.9.
Рис.
светодиода
БвполярВЬJМ транзистором (триодом) называется ППП,
состоящий из трех чередующихся областей р- и n-типа, разделенных
_
1
. двумя встречно включенными переходами (рис. 1.12). Существуют еще
полевые или униполярные, а также однопереходные . транзисторы,
о них-в следующих разделах. В биполярном (далее просто полупро­
водниковый транзистор, ППТ) эти области обычно выполняются на базе
• 9дного монокристалла германия или кремния путем введения
..,'., \'
1
о
Устройство
-19-
а
соответствующих примесей методом
сплавления или диффузии. В зависи­
р
мости от расположения областей могут
быть созданы триоды p-n-p- и n-р-n-ти­
па. Средняя облас� ППТ носит назва­
ние базы (основания), а кр,а�ние - эмит­
тера и коллектора.
8
К
Э
Н
Обычно концентрация основных нС>­
сителей в эмиттере и коллекторе на
два-три порядка выше, чем в базе. Толщина базы делается как можно меньрис. 112
структу ра и условные
.
.
� ( 1 ··· 20 МКМ) •
�
·
ше�
б
обозначения иполярных тран
используемые.
часто
зисторов р-п-р- и n-р-n-типов
Наиболее
(особенно в низкочастотных цепях)
сплавные транзисторы изготовляются аналог"чно сплавным диодам.
В торцы ПП пластины с проводимостью, например, n-типа (германий),
вплавляются кристаллы индия (с проводимостью р-типа). К наружным
поверхностям индиевых электродов припаиваются внешние выsоды
из никеля или меди (рис. 1.13).
· Имеется еще несколько разновидностей ППТ, отличающихся техно­
логией изготовления: диффузионные, эпитаксиальные конверсионные,
меза-тр�нзисторы и др.
В обычно используемых транзисторах площадь эмиттерного пере­
хода много меньше, чем коллекторного. Поэтому, несмотря.на струк­
турную симметрию, характеристики и параметры инверсно включен­
ных транзисторов будут существенно различными (под инверсным по­
нимают такое включение транзистора, когда эмиттер и коллектор ме­
няются местами). Это приходится им�tь в виду при построении схем
с последовательным включением транзисторов.
Рассмотрим принцип действия ППТ р-n-р-типа. Так как ППТ имеет·
,
три вывода и должен быть включен в две цепи (входного сигнала и на­
грузки), возможны три схемы его работы в зависимости от того, какой
вывод является общим для этих цепей: схема с общей базой (ОБ),
с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Следует отметить,
что, хотя все физические процессы, протекающие в ППТ, не зависят. от
схемы его включения, характеристики и параметры ППТ при этом зна­
чительно различаются.
В качестве исходной возьмем схему с ОБ, к переходу· база-кол­
лектор подключим · через нагрузочное сопротивление Rк источник
коллекторного напряжения Ек в непроводящем направлении (рис. l.14).
Тогда через этот переход будет протекать обратный ток перехода lко ,
зависящий от концентрации неосновных носителей в базе и коллекто­
ре, коллекторного напряжения (обычно 10... 30 В) и окружающей
температуры. При комнатной температуре этот ток (называемый
иногда тепловым током коллекторного перехода) достаточно мал
(5 ... 20 мкА для германиевых и О, 1 .•• 1О мкА для кремниевых мало­
мощных транзисторов), но резко возрастает при повЬIШении темпера­
туры. Ориентировочно можно считать, что lко для германиевых триодов
Э Б К
6
б
1(
э
,,
G е п,,
У.Т.
- 20-
/JыDoO б
Рис."1.13. Констр кция сплав­
ного транзисторау
+
р
llк
п
J)
____.К
.______._"У"""'-__
Uз
fi
\
Рис. 1.14. Схема включения транзистора с об­
щей базой
зрастает вдвое при повьiшении температуры на каждые 1 О С, для
. ремние:вых - на каждые 5 ... 8 °. В большинстве расчетов ток Iко
:ввиду его малого значения можно не учитывать. Исключение состав­
;JJЯЮТ расчеты термостабилизации, где этот ток, имеет существенное
·э:начение.
,
Если теперь к эмиттерному переходу подключить источниi< напря­
:J(ения сигнала в прямом направлении (падение напряжения на эrом
· ерех(?де составляет обычно 0,3 ... 0,6 В), то из эмиттера в базу начнут
оступать дырки, потенциальный барьер этого р-n-перехода значителъ­
, о ослабнет или даже совсем исчезнет. Так как концентрация электро. ов в базе значительно меньше концентрации дырок в эмиттере, то
электронная
составляющая тока эмиттер-база невелика (доли процен­
;
\'а) и ею можно пренебречь.
.. -, Ввиду малой толщины ба�ы и незначительной концентрации элект­
';ронов в ней дырки, эмиттированные в базу, большей частью не успе­
/Вают рекомбинировать и поцадают в зону действия поля колдекторно­
\rо перехода. Так как дь1рки, находящиеся в области базы, являются
11 ·для нее неосновными носителями, то поле коллекторного перехода
. ;.ttействует на них ускоряюще, и почти все дырки, попавшие в область
1
\ базы из эмиттера, доходят до коллектора. По мере появления в облас­
?rи коллектора дырок соответствующее количество электронов из· ис­
' точника Ек поступает в коллектор, замыкая цепь коллекторного тока.
Между током эмиттера и коллекторным током существует зависимость
0
lк =lко + а.lз,
( где lко - обратный ток коллекторного перехода; а - коэффициент
. ,· · пропорциональности.
_;;,
Коэффициент передачи эмиттерного тока
а - один
из важнейших параметров транзистора. Поскольку не все дырки, а
: .; :rоnько большая их часть доходит до коллектора, то а < 1. Для совре. : менных транзисторов коэффициент а = 0,9 + 0,999 и зависит от темпе• ,атуры. Часть (незначительная) дырок рекомбинирует с электронами
в обnасти базы и создает ток базы 16 • Следовательно,
:':
'
1
lз =lб +lк.
- 21-
Указанные два уравнения являются основными для описания ППТ.
ОК.
Они справедливы не только для схемы с ОБ, но и для схем с ОЭ и
Таким образом, можно сделать следующие основные выводы:
- ППТ является прибором, управляемым током, т. е.; для измене­
ния тока в нагрузке необходимо изменить ток во входнои цепи;
- ППТ в схеме с ОБ не дает усиления по току, так как а < 1. Одна­
ко поскольку U69 «: Ек , то существует возможность усиления по на­
пряжению;
- на параметры ППТ могут существенно влиять изменения окру­
жающей температуры, особенно на величину теплового тока.
Схемы вКJШчевия, характериС'l'ИКИ и параметры ППТ. Как ука­
зывалось выше, ППТ может иметь три различные схемы включения с ОБ, ОЭ и ОК (рис. 1.15)- и соответственно могут меняться его пара­
метры и характеристики.
ток
Если в схеме с ОБ входным был ток эмиттера, выходным ППТ,
ения
коллектора, Uвх = U69 и Uвых = U6 к, то для схемы включ
х = Jб,
с оэ.. Iвх = Iб ' 1вых = Iк,· Uвх = ибз, ив......• х = Uзк; для схемы с ОК: lв
.
Iвы х = з; ивх = ибк, ивых = Uз к·
.
I
При рассмотрении работы ППТ в различных усилительных и преобразовательных схемах основными параметрами, которые интересуют
разработчиков и эксплуатационников, являются входные и выходные
сопротивления, коэффициенты усиления по току, напряжению и мощ­
ности. Как же меняются эти параметры в зависимости от схемы вклю­
чения.
ki определяется как
К оэ ффиц и е н т у с и лен и я п о т о к у
отношение приращения выходного тока к приращению входного и
для схемы с ОБ
Лiк
для схемы с ОК
Л/9
1
Л/9
k K= -- ----= --- =В+1 '
Л/б - ЛJ9 - Л/к
i
1- а
гд е В - коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ.
· Таким образом, усиление по току в схемах с ОЭ и ОК примерно
. одинаково и для большинства ППТ лежит в пределах 20 ... 200.
1_
·•
Вх о д н о е с о п р о т и в л е н и е для схемы с ОБ R �x = ЛU6JЛ1з,
rде R �х - это сопротивление смещенного в прямом направлении эмит­
. терного перехода ППТ, составляющее для маломощных транзисторов
30 .:. 150 Ом.
... Следует иметь в виду, что входная характеристика триода нели­
неина, ...и поэтому входное сопротивление существенно зависит от того
'
'
в какои точке характеристики оно определяется
для схемы с ОЭ:
, так как R �х < R н , В » 1.
Таким образом, R �х <R :х <R �х .
К оэ ффиц и е н т у с и л е н и я п о н а п р яже н и ю
=a,
k�=1
ЛIз
т. е. усиления по току в схеме с ОБ нет, так как известно, что а< 1;
для схемы с ОЭ
а
Л к ЛIз __ =
Л
к
_ =В;
_ _f_ _ _
_ _ = __I_ к_ _____I
k�= _ЛI
1
1- а
1 - Лlк/Л/9
Л/9 - Лiк
Л/6
__
а.)
+о--_.,._.____
о)
для схемы с ОБ:
Rн
k 6 = а-·
и
б '
R вх
для схемы с ОЭ:
для схемы с ОК:
111
(а), общим
Рис. 1.15. Схемы включения транзисторов с общим эмиттером
коллектором (б) и эмиттерного повторител я (в)
- 22-
1
k�= --1- а
R (l- а)
R
н
н
---= --- <1.
R
� x +R н
R
н + R �x
- 23-
Таким образом, усиление по напряжению в схемах с ОБ. и ОЭ
одинаковое и существенно зависит от сопротивления нагрузки, а в схе­
ме с ОК несколько меньше единицы.
В ы х о д н о е с о п р о т и в л е н и е ППТ, определяемое обычно по
его характеристикам, изменяется . от схемы к схеме обратно пропор­
ционально входному, т. е. в схеме с ОБ оно максимально и составляет
0,2 ... О,1 МОм, в схеме с ОК - минимально,.
Учитывая полученные результаты, следует отметить ценные свой­
ства схемы с ОЭ. Обладая наибольшим коэффициентом усuления по
мощности kp = ki • ku, эта схема имеет приемлемые в большинстве
случаев входное и выходное сопротивления. -Поэтому она и получила
наибольше� распространение.
Схема с ОК, точнее ее эквивалент, называемый эмиттерным яов­
торителем (ЭП), показанный на рис. 1.15, в, используется тогда, когда
требуется иметь высокое входное или низкое выходное сопротивле­
ние, т. е. на входе и выходе усилительного каскада. Разница между
схемами ОК и ЭП заключается в том, что в схеме с ОК "плюс" входного
с гнала подается непосредственно на коллектор транз стора, в ЭП и
через
внутреннее сопротивление источника питания Ек 'иа так как ОНО
практически . очень невелико, то параметры схем совпадают, зато
в схеме ЭП "плюс" Ек подключается к общей .шине, как и в схемах ОБ
и ОЭ, что очень у,.цобно. Схема с ОБ в низкочастотных устройствах
почти не применяется.
Следует отметить" что принцип действия транзистора n-р�n-типа
аналогичен, только полярности приложенных напряжений и направле­
ния токов имеют противоположный знак.
Так как в транзисторах
.
n-р-n-типа основными носителями зарядов являются электроны,
более подвижные, чем дырки, то и быстродействие этих транзисторов
'выше, чем р-n-р-типа.
Характеристики ППТ представляют собой графические за�исимос­
ти одних переменных от других. Различают входные, выходные харак­
теристики, характеристику передачи по току (переходную) и характе­
ристику обратной связи по напряжению. Например, для схемы с общим
эмиттер ом (р с. 1.6) входн ой характер ст кой является зависи­
и ипри постоянном коллек­
и от напряжения U , снятая
мость тока базы
69
торном напряжении, выходной - зависимость коллекторного тока от
коллекторного напряжения при постоянном токе базы и т. д. Распола­
гая семействами входных и выходных характеристик и сопротивле­
нием нагрузки, можно графически построить остальные характеристи­
ки. Такие характеристики в литературе носяr название статических,
хотя было бы точнее называть их характеристиками транзистора без
нагрузки.
Как видно из рисунка, выходные характеристики имеют не­
который наклон к оси абсцисс, характеризующий выходное сопро­
тивление. Наличие крутого участка на этих характеристиках вы­
звано тем, ЧТО ПрИ малых ЗНаЧеНИЯХ l)к далеко Не все дырКИ ДОХО·
дят до коллектора, а большая их часть рекомбинирует с электро�а­
ми в базе.
.
- 24-
2
-&_-_-:___�--=­
Zкт
�
Pк•con.st
---
1-----.:r--rlai
.иs;.:._.---:_�-=--=--•lo4
- - - - +-IU--3�-_.;...-r !в,
:,o,-�__:ir--г42
:::.,:;::=-=-�-.с-�-"1Г I &1
U& з
Рис. 1.16. Характе­
ристики транзисто­
ра в схеме с ОЭ
,
При больших коллекторных токах происходит некоторое уменьшеиие коэффициента усиления и выходного. сопротивления, о чем свиЫ\1• •\:\ . .
,
ение
ельствует увеличение наклона характеристик и
сб
их малых
лиж Uк .и при
\:tii,.•дет Различный наклон выходных характеристик при
?i�Iiii
1i:'!1 nовышенных значениях Iк можно объяснить изменением к о э ф ф и ·;ii\k' ци е н т а п е р е д а ч и т о к а э м и т т е р а (рис. 1.17). Эта зависимость
б дет гра ь особую рол пр рассмотрен
па работы т р ии принци
и т
' у
ь- и
и и
... >
. :f!(:. tтqpa.
1}{1:•,
;'.iйi ,
Входные характеристики, снятые при разных коллекторных
ij}{\ напряжениях, сравнительно мало отличаются друг от �руга, и поэтоМУ,
�i\·• • 8 приближенных расчетах их можно заменять однои характеристи­
-�:}/.'·' кой, начальная ветвь которой совпадает с характеристикой, снятой
1
\ \·, · -при Uк = Ек , а затем отклоняется в сторону кривой, снятой при U • О
к
\:i;,:. ., (примерно так меняетс:я напряжение на коллекторе ППТ с увеличе:{'. иием базового тока).
·
Переходные характеристики для ППТ
{(Ii:
с с сопротивлением в коллекторной цепи 8
(рис. 1.16, характе()истика 1 ) или без него
(характеристика 2 J могут быть построены
по выходным. Методика такого построения ясна из рисунка.
Нагрузочная характеристика (прямая
, 3, или линия нагрузки) может быть построена по двум точкам: lк = О, Uк = Ек и
lк
·Uк = О, Iк = lк max = Вк IRн . При этом напря­
, •ение на коллекторе транзистора зависит Рис. 1.17. Зависимость коэф­
от коллекторного тока следующим обра­ фициента В от тока коллек­
тора
·.• ЗОМ:: Uк =Ек -lк · Rн .
- 25-
Вели ППТ включен с нагрузкой, то переходная характеристика
строится по точкам пересечения нагрузочной прямой и выходных
характеристик. Такая характеристика называется иногда динамичес­
кой, но этот термин следует признать неудачным.
При работе ППТ в разных схемах различают два основных режима:
малых и больших сигналов. В первом случае, когда относительные из­
мене�ия токов и напряжений ППТ невелики по сравнению с начальны­
ми (�сходными) значениями, участки характеристик, на которых
транзисторы работают, могут считаться прямолинейными, а параметры
ППТ - постоянными. Во втором случае такие упрощения недопустимы.
Расчет режима работы транзистора при малых сигналах можно
проводить с помощью характеристических параметров, т. е. коэффи­
циент...ов, связыв�щих между собой малые изменения токов и напря­
жении. Для любои из рассмотренных выше схем включения транзистор
может быть представлен в виде активного четырехполюсника. В зави­
симости от того, какие переменные считаются независимыми, полу­
чаются системы параметров h (от слова hybrid- смешанные), парамет­
ров У или параметров z. Наиболее распространена первая система, где
независ�ыми переменными являются 11 и U2 , зависимыми U1 и 12 •
В этом случае для малых изменений переменных справедливы соотд U1
.
h
1
h
ношения U1 U
=
U
дес
=
h 21 l1 + h22 2 . З
ь h 11 - при
- 11 1 + 12 2 ; 12
,
w
112 = О - входное сопротивление ППТ при выходной цепи, замк�утой
накоротко для переменной составляющей тока;
дU1
h 12 = - при l1 = О - коэффициент обратной связи по напряже­
д U2
нию при холостом ходе на входе;
. дl2
h 21 = - при U2 = О - коэффициент передачи по току при вы­
дl:1
ходной цепи, замкнутой накоротко для переменной составляющей
,.
тока;
h 22
=
д12
при l = О - выходная проводимость при холостом xo­
8
U2
1
де на входе.
Параметры h 11 и h 12 могут быть легко определены по входным ха­
рактеристикам, а h 21 и h 22 - по выходным.
Пересчет параметров при переходе от одной схемы включения
транзисторов к другой, а также для z и у параметров может быть сде­
лан в соответствии со специальными таблицами.
Следует еще раз отметить, что h параметры не являются постоян- ными для данного ППТ и зависят от положения раоочей точки на его
характеристиках.
Ключевой ре.нм (режим п�чевия). Если ППТ работает в ре­
жиме ООЛЬШОГО СИГНала, Т. е. диапаЗОН изменения его ТОКОВ И напряжений
- 26-
у
:}�ii�Ьстаточно велик, пользоваться h, z и у параметрами нельзя ввидм
i;i�.,�ачительной нелинейности ряда характ...еристик. В этом случае самыь­
:�};i113дежным является графоаналитическии метод расчета схем с испол
ом,
? зованием реальных характеристик ППТ. Цользуясь этим метод
те­
а
показ
нные
естве
{ ·· ыожно определить как качественные, так и колич
··.;, JDI работы схемы, оценить получаемые искажения формы сигналов
, найти наиболее приемлемые режимы
: <и потери в параллельных
· цепях
. · _. работы схемы.
...
...
режим, или ре­
евои
ключ
и
аемы
назыв
так
тся
являе
·" ._ Предельным
иться
-. · жим переключения. В этом случае ППТ может длительно наход
е­
насыщ
нии
. только в двух состояниях: насыщения и отсечки. В состоя
· ния В • 16 > Ек IRн , т. е. от источника сигнала через входную щшь тран­
,: . эистора протекает ток, больший, чем необходимо для получения мак­
/ . · симального коллекторного тока:
который практически зависит только от сопротивления внешней на­
грузки, так как падение напряжения между коллектором и эмиттером
насыщенного транзистора U9к нас составляет обычно менее 0,1 В. Очень
·-малы Также Напряжения U69 И Uбк , И ПОЭТОМУ все три электрода На·
С}ПЦенного транзистора можно считать эквипотенциальными. Иногда
в ЭТОМ-СОСТОЯНИИ называют полностью открытым.
В состоянии отсечки напряжения на обоих переходах - эмиттер.• ·
. : ·иом и коллекторном - приложены в запирающем направлении (для
. этого, например, в схеме с ОЭ на базу ППТ р-п-р-типа подается поло­
жительное напряжение сигнала или отдельного источника), ток эмит­
тера очень мал и цепь эмиттера можно считать разомкнутой (R9к =
== 0,1 ... 10 МОм). Ток коллектора равен току базы.
Одним из преимуществ ключевого режима является малое влия­
ние окружающей температуры на параметры ППТ. Действительно,
в состоянии насыщения ППТ открыт и повышение температуры окру·
,ающей среды будет только способствовать установлению этого со·
стояния (см. ниже), а в состоянии отсечки всегда можно создать на базе
ППТ такое положительное смещение, которое обеспечит надежное запирание его при расчетной температуре среды.
Другим важным преимуществом рассматриваемого режима яв­
ляется возможность передать в нагрузку значительно большую мощ­
ность, чем при работе в активном режиме, т. е. в любой точке нагрузоч­
ной прямой или переходной характеристики. В паспор1·е транзисторов
каждого типа указывается допускаемая мощность Рк доп , которую
ППТ может рассеять на колцекторном переходе, не нагревшись выше
допускаемой температуры, если температура окружающего воздуха
20 °С. Эта мощность практически равна произведению Uк • lк • Если на
rрафик, где построены коллекторные характеристики ППТ (см.рис.1.16),
нанести линию (гиперболу) Рк = Uк • lк = Рк доп = const, то она разделит
.<
I
.
nпт
- 27-
всю область выходных (коллекторных) характеристик на две зоны.
Выше гиперболы Рк > Рк доп и длительная работа ППТ в этой зоне не­
допустима. Ниже гиперболы, где Рк < Рк доп , можно работа.ть неогра­
ниченное время. Если ППТ должен постоянно функционировать в ак­
тивном режиме, то нагрузочная прямая должна проходить ниже гипер­
болы или, в крайнем случае, может касаться ее в одной точке (прямая
4 на рис. 1.16). Если же обеспечить быстрый переход рабочей точки по
нагрузочной прямой из точки насыщения в точку отсечки или обратно,
то нагрузочная прямая может проходить значительно выше при ус­
ловии, что. указанные две точки лежат не выше гиперболы (прямая З
на рис. 1.16). В этом случае мощность, выделяемая в нагрузке, может
быть увеличена в 2-2,5 раза.
Для обеспечения быстрого перехода ППТ из области насыщения
в область отсечки необходимо, чтобы сигналы, подаваемые на базу,
были_ достаточными по величине и прикладывались скачком (имели бы
круты� передний и задний фронты). Однако, поскольку процессы,
происходящие в транзисторах, связаны с перемещением зарядов
(электронов и дырок), установление максимального тока через тран­
зистор (при подаче отпирающего сигнала) происходит не мгновенно,
а с некоторым запаздыванием. Эrо запаздывание при прочих равных
у�ловиях тем меньше, чем больше В и 16 и для бездрейфовых транзис­
торов не превышает 0,2 ... О,З мкс.
В режиме насыщения у транзистора происходит накопление в об­
ласти базы большого количества неосновных носителей за счет избы­
точного базового тока. Поэтому процесс запирания транзистора (пере­
ход из режима насыщения в режим отсечки) при подаче соответствую­
щего сигнала связан с некоторым запаздыванием. Вначале происходит
ра_ссасывание неосновных носителей. Ток коллектора при э том остается
постоянным, затем он спадает по кривой, близкой к экспоненте. Таким
- образом, полное время выключения транзистора обычно в 2-3 раза
больше .времени включения, что необходимо учитывать при проекти­
ровании ряда схем.
На режим переключения сущест13енное влияние могут оказать
и параметры нагрузки. Например, еслц она имеет емк_остный характер,
то процесс отпирания или запирания транзистора затягивается.
Температурный дрейф характеристик. Как указывалось выше, ха­
рактеристики и параметры ППТ зависят от .температуры окружающей
среды. Поскольку. рассматриваемые приборы в судовых условиях·
должны работать в широком диапазоне температур (от О до 60 °С с уче­
том нагрева внутри аппаратуры), то игнорировать эту зависимость
нельзя. Основную роль играет возрастание обратного тока коллектор­
ного перехода lко , который экспоненциально зависит от температуры.
°
Для германиевых ППТ можно принять Jко t = Jко. 20• • е o, 01(t - 20 ) или
.
воспользоваться рекомендациями
, указанными выше.
Повышение температуры приводит к изменению и других парамет­
ров ППТ. Увеличиваются значения h 21 и h 12, заметн о растет В (в 34 раза в интервале от - 60 до 150 °С для кремниевых и в интервале от
- 60 до 70 °С для германиевых ППТ).
- 28-
, . Следует иметь ввиду, что в схеме_ с ОЭ начальный ток. коллектора
'.ач при /6 = О значительно больше, чем /ко в схеме с ОБ. Его значение
жет быть найдено следующим образом. В уравнение Iк = Iк о + а19
дставим 19 = Iк + 16 , откуда
1
1
]ко =В· [б +lнач,
--Jб
--=
+
· lк
1-а
1-а
·,
.
· р.е lиач = 1к 0 (В + 1).
стики ППТ, включенного
характери
основные
показаны
1.18
На рис.
_ · схеме с ОЭ при нормальной и повышенной температурах. Как видно
. рисунка, при пов:ь1шении температуры резко увеличивается началь­
, �й ток переходной характеристики, совпадающий с начальным током
, .анзистора. Наклон этой характеристики уменьшается, и при высокой
· ,.Мпературе нормальная работа транзистора становится невозможной.
- ,J'iособы уменьшения влияния температуры на свойства схем рассмат_1ЦЗЗются далее.
. Особеввости работы транзистора на высоких частотах. Свойства ПП
• . иодов зависят от частоты переменного напряжения, подаваемого на
выводы. По мере увеличения частоты (свыше определенного пре­
_ лJ) уменьшаете.я коэффициент передачи тока а, появляется сдвиг по
· азе между входным и выхЬдным токами, параметры транзистора
ными величинами.
,· и ..:�ановятся комплекс
•
""'
.ri,fVl'•·•t ·
""
я так называемои
ризуютс
характе
обычно
ППТ
своиства
\)!\/\/. . Частотные
частотой
fa, т. е.
Jit;��ре д е л ь н о й ч а с т о т о й у с и л е н и я
C;Ji�Jj и r н а л а , при которой коэффициент усиления тока а уменьшается
= О.
;\�r\}t 1,41 раза относительно своего значения при частоте сигналаы/сбазы
.
;(!i):·If_редельная частота обратно пропорциональна к�адрату толщин
\)i: i::JЩT. Например, для триода р-n-р-типа с толщиной базы 20 мкм пре­
= 100 МГц,
}; /.ttельная частота составляет 3 ... 4 МГц. Для получения fa
,. !tоJiщина базы должна
lк
;С5ыть не более 4 мкм.
Следует
отметить,
что для транзисторов
,n-р�n-типа величина /а
-в· 2-3 раза больше, чем
"для транзисторов р-п-р­
-· . -rипа, выполненных из то°
20 С
: ·. -. ro - же материала. Это
--= /51
•./! : объясняется тем, что элек­
,,. �роны в базе (неосновные
1 •О
itосители триодов n-p-n, ти п а )
f5 16,
/5• 1б2
имеют в три раза
бот»шую подвижность, чем
\ ,цщ>ки. Так как в кремнии Рис. 1.18. Дрейф характеристик транзистора при
подвижность носителей изменении температуры
,. \.
,х
1
---
-
-�:-:::::----� ----
1
·1 .
- 29-
в несколько раз меньше, чем в германии, то частотные свойства крем­
ниевых ППТ хуже, чем германиевых.
Достигнутые в настоящее время предельные частоты работы крем­
ниевых транзисторов составляют 5 ГГц, германиевых - 1 О ГГц.
1.5. Полевые транзисторы
Рассмотренные выше биполярные транзисторы управ­
ляются током и потребляют от источника сигнала заметную мощность.
Это в ряде случаев затрудняет их использование, и поэтому в таких
ситуациях более предпочтительны так называемые полевые (каналь­
ные) транзисторы.
Полевые транзисторы (ПТ) практически не потребляют входного
тока и являются униполярными, так как ток в них обеспечивается
движением только основных носителей, а его характер определяется
изменением сечения проводящего канала. Полевые транзисторы де­
лятся на два типа - с затвором в виде р-n-перехода и с изолирован­
ным затвором.
ПТ с р-n-переходом (рис. 19, а) представляет собой пластину
(канал) из полупроводника типа n (существуют и ПТ с каналом типа р,
но они уступают рассматривае�му по частотным свойствам и уровню
шумов), к торцам которого присоединяются омические контакты.
Один из них называется истоком, а другой - стоком. Через первый
в прибор от внешнего источника втекают основные носители (элект­
ро�ы), через второй - вытекают. Соответственно на сток , подается
положительный потенциал относительно истока. В средней части при­
бор имеет сужение, в котором к основному полупроводнику присоеди­
няется полупроводник р-типа, и � этом месте образуется р-n-переход.
Существуют и другие разновидности ПТ: с цилиндрической коль­
цевой проточкой (текнетрон), с р-областью, расположенной т.олько
с одной стороны основного кристалла и т. д. Область с р-проводи­
мостью называется, затвором.
а)
р
D)
n
/с
При управляющем напряжении Изи = О и подключении источника
тания между стоком и истоком по каналу течет ток, который зави­
: т от сопротивления канала (рис. 1.19, б). При малых значениях Uси
тока определяется включением в процесс переноса все большего
оличества электронов, имеющихся в канале. Когда они все вовлече­
,. в этот процесс, рост тока прекращается. При прохождении тока в об­
сти стока наблюдается естественное повышение концентрации элект­
. нов, они создают по периметру канала отрицательный объемный за·яд, определяющий некоторое суженпе канала, даже при Изи = О
ис. 1.19, а). Если на затвор подать отрицательное по отношению к ис­
,:оку напряжение (Изи < О), то электроны канала будут оттесняться
.,·· �же к его оси, т. е. сечение канала будет уменьшаться, и тем меньше
:будет ток Iси . Таким образом, единственный в этом приборе р-n-пере­
�од смещен в обратном направлении, что определяет его высокое
входно� сопротивление, а сам ПТ представляет собой прибор, управ­
. �емый не током, а полем. При дальнейшем увеличении отрицатель­
аоrо напряжения на затворе канал закроется и ток через него станет
'-равным нулю. Это напряжение называется напряжением отсечки.
}' .· Основные параметры ПТ с р-n-переходом: Uси = 20 ... 100 В, lси =
, • 0,02 ... 5 А; крутизна затворной характеристики S = Лiсиl ЛUзи при
=
const и сопротивление стока Rc = ЛUсиl Лiс при Изи = const. Затвор1 ,Uси
характеристика строится с помощью нагрузочной прямой обычным
.методом и напоминает характеристику электронной лампы.
-�:· Ток стока ПТ при изменении температуры и соответствующем под­
. ·>-f.ope его параметров меняется мало, что выгодно ·отличает ПТ от бипо�
;},:.е{ nярных. Изготавливаются ПТ с р-n-переходом из арсенида галлия,
Jеремния и некоторых других материалов, быстродействие их немного
::;tti меньше, чем,у биполярных.
J�!· П о л е в ы е т р а н з и с т о р ы с и з о л и р о в а н н ы м з а т в о р о м ,
1 называемые также МОП- (металл- окисел- полупроводник) или MДП­
iz,l; транзисторами (металл- ди электрик- полуцроводник), име ют две моди­
{f}\фикации - со встроенным и с изолированным каналом (кажда.s1: из них
. ', может иметь канал n- и р-типа). На рис. 1.20 показана модификация
. .МДП·транзистора со встроенным каналом типа n. В подложке (обычно
·,:ная
rl,�i
t .·
о) lc'' _______ Uз'>U:,
------/Jз = О
ения
еащ
ооо_
Реж
__ Uэ >О
._
__
_им
1------- Uз =О
р
р
,________ Uз < О
Режим обеднения
Uf <Uз
llз
llз+ Uз2
Uси
Рис. 1.19.Полевой транзистор ср-n-переходом: конструкция (а) и характе­
ристики (б)
Рис. 1.20. Полевой транзистор с изолированным затвором и
встроенным каналом n-типа; структура (а) и характеристики (б)
- 30-
- 31 -
..
слаболегированная область р) формируются из материала типа n две
области - истока и стока, имеющие выводы, а также тонкая перемычка
между ними - канал такой же проводимости. Поверх канала наносит­
ся тонкий слой изолятора - диэлектрика, например двуокиси крем- ,
ния, а сверху напыляется металлический электрод - затвор, также
имеющий внешний вывод. Таким образом, затвор электрически изоли­
рован от цепи сток- исток, и поэтому входное сопротивление прибора
15
чрезвычайно ве·лико (до 10 Ом). Подложка обычно соединяется с ис­
током либо при изготовлени� прибора, либо имеет внешни� вывод,
и это соединение осуществляется при монтаже прибора.
Характеристики МДП-транзистора со встроенным каналом
(рис. 1.20, б) напоминают ранее рассмотренные для ПТ с р-n-перехо­
дом, но если последний мог работать только в режцме обеднения
(уменьшения тока стока по мере увеличения отрицательного потен­
циала на затворе), то МДП-транзистор может работать и в режиме обога­
щения при положительном потенциале на затворе. При этом сечение
канала расширяется за счет электронов, подбираемых в подзатворную
. обласtъ из подложки (неосновные носители), а ток стока растет, что по­
казано на графике. Аналогично работает и МДП-транзистор с каналом
типа р, только полярности токов и напряжений обр·атны рассмот­
ренным.
В ряде электронных схем получили определенное распространение
так называемые к о м п л е м е н т а р н ы е _п а р ы , состояние из двух
МДП-транзисторов разной проводимости, включенные последователь­
но. В такой паре сигнал разной полярности, подаваемый одновременно
на оба затвора, приводит к увеличению тока в одном и уменьшению
его в другом транзисторе, и наоборот. Примеры использования таких
пар будут даны в дальнейшем.
Помимо рассмотренных выше МДП-транзисторов существуют и
т р а н з и с т о р ы с и н д уци р о в а н н ы м к ан;а л о м . Конструктивно
они отличаются тем, что при изготовлении прибора канал не форми­
руется, поэтому при отсутствии напряжения на затворе ·в цепи· сток­
исток тока нет. Прибор может работать только в режиме обогащения,
так, если области истока и стока сформированы из полупроводника
типа n, то подачей на затвор положительного потенциала в подзатвор­
ной области будут собираться электроны и формировать канал, с тем боль­
шей проводимостью, чем выше Uзи . Семейство характеристик такого
транзистора приведено на рис. 1.21. Как видно из него, затворная ха­
рактеристика Ic = q>(U3и) напоминает переходную характеристику би­
полярного транзистQра, только вместо тока базы фигурирует Uэи .
ПТ всех рассмотренных типов могут, аналогично биполярным,
включаться в схемы с общим истоком (эквивалент ОЭ), общим стоком
или истоковым повторителем (эквивалент ОК или ЭП) ·и с общим затвором (практически не используется).
С определенным приближением можно считать, что и параметры схем
изменяются аналогично· тому, что было рассмотрено в п. 1.4: наиболее
употребительна схема ОК, истоковый повторитель не дает усиления по
напряжению, обладает минимальным выходным сопротивлением м т. д.
,
-32-
б)
р
з
J
(/3>(/3
�с
;и
и!".,. uf'
uэ/'> из'
llэ>O
Uз
llз = O
Uс н
Рис.1.21. Полевой транзистор с индуцированным каналом с изолиро­
ванным затвором (а) и его характеристики (б)
ПТ обладают несколько лучшими показателями, чем биполярные,
а колебаниях температуры, имеют одинаковое" время при вклю­
.
· и и отключении, более высокое сопротивление (особенно МДП­
. .•· аизистор), но несколько уступают биполярным ·по быстродействию
·
1,5 ... 2 раза). Выпускаются ПТ на напряжения Uси = 10 .•. 500 В, ток
ка Ic = 1 мА ... 100 А.
\
J
,,,,:
.:�й�\::·
}!�!,
.-,4:i\1{
1.6. OАнопереходные транзисторы
,rf•.,;
•·:,.�,
транзистор (ОПТ), или двухбазовый
Одвоп�одныi
. ' представляет
.��{�.·
собои ППП с одним переходом, имеющий участок
iJIO :�
t�::,IAX с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Основные
А,;,;,,,..
}f]::отnичительные своиства этого прибора - простота конструкции, cтa·1,/rr. ._,льность параметров, сравнительно большая выходная мощность :/1:,;:·обеспечивают ему широкую область применения.
Конструктивно прибор выполнен в виде монокристаллической
.(' ·
.,nnастинки полупроводникового материала, на концах которой распо­
ложены омические (невыпрямляющие) контакты баз Б1 и Ы, а на боко­
еой стороне - один р-n-переход (рис. 1.22, а). Вывод из области р на­
·ЗЬIВают эмиттерным.
Обычно длина 1 1 базы Б1 значительно меньше, чем длина 1 2 ба· ,..
, i ,1,ЗЬJ
ы.
К выводам Б2, Б1 подводится внешнее напряжение U , под дей1..
.
:� :ствием которого ч.,ерез ОПТ протекает межбазовый ток I . Этот ток
,\•·'
бб
бб
::
:�;!Вызывает в кристалле падения напряжения, они распределяются про­
(?'nорционально длинам участков 1 1 и 12 , причем 1 2 » 1 1• Падение напря-.
'itt: •ения Л U в области базы Б 1 приложено "плюсом" к n-области, при­
>}nегающей к эмиттеру, а Rвн - ,,минусом" через внутреннее сопротив· 'Г�;-Jtение источника сигнала к эмиттеру, т. е. р-n-переход эмиттер-база
fjJ:СМещен .в обратном направлении и через него протекает небольшой
jt\братный ток 190 (рис. 1.22, б).
111 ;:: . · После подачи входного сигнала Uвх указанной на рис. 1.22 поляр­
,
, t;tfocти и по мере его увеличения, а он направлен навстречу д U, обратный
;
- зз-
8)
а)
Io
п.
э
U, I
5)
R до 6
.:"J-o
+
L2
ио&
�62
.
5{
I"
и.
1
"6 "0
,
55 < IJ06
Чтобы скомпенсировать некоторое уменьшение сопротивления
· ·. n-перехода при повышении температуры и соответствующее умень­
!Jµение величины Un�, в цепь межбазового тока включается неболь­
... ое сопротивление #доб. Тогда при уменьшении сопротивления криалла и роста 166 будет несколь�о уменьшаться Uбб :ii:: Uпит -Iбб • Rдоб
· положение точки Uпер стабилизируется. Эти приборы, благодаря
· оим особенностям, указанным выше, а также достаточно высокому
ыстродействию, получили распространение в схемах управления
исторами, в импульсных схемах для построения генераторов,
' Щ)еобразователей сигналов и т. д.
К сожалению" отечественная промышленность выпускает их в ог, :�аниченном количестве.
.
L,
a
Очень ценной особенностью ОПТ является стабильность точки пе­
,.
\реключения Uпер. Это объясняется тем, что при увеличении темпера­
, lrypы уменьшается общее сопротивление кристалла, увеличивается
:i).(ежбазовый ток, но Л Uв 1 остается неизменным, ибо
\,
бf
Рис. 1.22. Структура (а), условное обозначение (б) и характеристики (в) одно­
переходного транзистора
ток эмиnер-база уменьшается и при Uвх = ЛU он становится равным
нулю. При дальнейшем увеличении Uвх ток в цепи эмиnер-база ста­
новится положительным, и при некотором его значении начинается
интенсивная инжекция носителей электричества - дырок - в область
базы Б1. При этом развивается лавинный процесс: увеличение коли­
чества носителей в области базы Б1 приводит к уменьшению сопротив­
ления этой области, при практически неизменном межбазовом токе
(1 2 > 1 1, т. е. Rв2 » Rв 1) ведет к уменьшению ЛU=Rв2 • I бб, следова;.
тельно увеличивается разность U вх - ЛU в пользу Uвх , значит увели­
чивается ток эмиттер-база, уменьшается R82 и т. д. Это характер_и­
зуется участком БАХ с отриµательным дифференциальным сопро­
т__ивлением (участок II). Процесс продолжается до тех пор, пока область
Б2 не насытится носителями; далее нарастание тока в цепи потребует
увеnичения приложенного напр�ения (участок ПI БАХ), ч�му способ­
ствует наличие Rн источника сигнала.
Таким образом, ОПТ - это прибор с нелинейной ВАХ эмиnерной
цепи S-образного типа (в отличие от туннельного диода, где ВАХ N-образного -типа). Такая характеристика прибора совместно с нагру­
зочной прямой IV ( R н ) позволяет его использовать в переключатель­
ном режиме. Действительно, как видно из рис. 1.22, ОПТ может рабо­
тать в двух точках БАХ: точке 1 при минимаnьном токе и точке 2 - при
максимальном эмиnерном токе и при миним�льном напряжении
на приборе.
.
Чтобы включить ОПТ, необходимо несколько уменьшить U бб,
тогда уменьшится 160., , уменьшится ЛU, БАХ сместится в положени�,
показанное пунктиром, и из точки 1 ' ОПТ пере ключится в точку 2 ,
выключение его производится уменьшением U вх (нагрузочная прямая
смещается в положение IV '). При Uбб :ii:: О характеристика прибора не
отличается от таковой обычного диода.
- 34-
i1'
1.7. Тиристоры
' Тврмсrор (Тр) - это полупроводник�вый прибор, со­
.. оящий из четырех областей, разделенных тремя р-n-переходами
'ис. 1.23) и имеющий выводы от двух крайних областей, а иногда и от
едней области (управляющий электрод - УЭ). ТакQй прибор иногда
ывают управляемым переключающим диодом, или кремниевым упляемым вентилем (КУВ).
Основной особенностью тиристора являются наличие на БАХ участ­
. с отрицательиым дифференциальным сопротивлением и, как след­
,�:а,е, - работа в режиме переключения.
.•? · Перевод Тр из закрытого состояния в открытое осуществляется
".· · ешиим воздействием на прибор: изменением напряжения между
:. ' дом и катодом, током у.правления или световым потоком.
,'_ ',.
а)
-к
+
А
1
б)
УЭ
УЗ
А
8)
к
Рис. 1.23. Структура (а) и услоJЗное обозначение тиристора (б) и·
динистора (в)
- 35-
'
Соответственно все приборы этого класса можно разделить
(рис. 1.23) на диодные (динисторы), у,правляемые напряжением; триод•
ные (собственно тиристоры или тринисторы); управляемые .или напря­
жением или т оком в цепи управл яющего электрода; если при этом током
· управления можно не только включать, но и выключать т и р и с т о р ,
то последний называют д в у х о п е р а ц и о н н ы м , или полностью
управляемым. Если включить прибор можно световым потоком, то его
назьiвают ф о т о т и р и с т о р о м ( ф о т о д и н и с т о р о м ) . Встречно-па­
раллельное включение двух р-n-р-n-структур с симметричн�й ВАХ
называется симистором. Есть и еще несколько разновидностеи этого
прибора, но о них будет упомянуто ниже.
· Анализ принципа действия тиристора (динистора) можно выпол­
нить следующим образом.
Если на тиристор подать внешнее напряжение с полярностью,
указанной на рис. 1.23, а, то крайние р-n-переходы окажутся смещен•
ными в прямом направлении и существенного сопротивления проте­
канию тока через прибор не окажут. Средний р-n-переход буде: сме­
щен в обратном направлении и его состояние определит полныи ток
через прибор. Ток 12 через этот переход является �уммарны� из трех
составляющих. Первая составляющ1я � это обычныи обратныи ток l06R
р-n-перехода, вызванный существованием неосновных носителеи
в прилегающих областях (дырок в области n 1 и электронов в области
р2). Так как прибор выполняется, как правило, на базе кремния, то
ток 10 6Р весьма невелик, и поэтому прям_ое сопротивление прибора
в рассматриваемом состоянии достигает нескольких меrом.
Вторая составляющая тока через средний р-n-переход может быть
выражена как коллекторный ток транзистора р-n-р-типа, входящего
в состав тиристора, если четырехслойную структуру · прибора предста­
вить в виде двух транзисторов VT 1 и VT2, связанных между собой, как
показано на рис. 1.24. Этот коллекторный ток· равен эмиттерному току
19 (т. е. потоку дырок из области р 1 в область n 1), умноженному на
кбэффициент усиления транзистора а 1 • И, наконец, третья составляю­
щая тока через средний р-n-переход представляет собой коллектор­
ный ток транзистора n-р-n-типа, т. е. этот ток рав�н эмиттерному току
19 2 (потоку электронов из области n2 в область р2), умноженному на
коэффициент усиления второго транзистора а 2•
а)
+
УЗ
Р1
n1
n1
•
5)
Т12
Р2
n2
к
':/Э
Рис. 1.24. Представлени� тиристора в виде двух условных тран•
зисторов разного типа (а и б)
- 36-
+
итак,
•
Следует обратить внимание на то, что эмиттерный ток 19 1 практи. равен полному току 1 через тиристор, так как составляющей
. . 1'Ронного тока из базы в эмиттер транзистора VTI можно пре­
. · · ечь вследствие относительно небольшой концентрации доноров
·:, \ lазе по сравнению с акцепторной примесью в эмиттере. По той же
/:; · · · ' · не в транзисторе VT2 можно пренебречь током дырок из базы
·· ·: .. ттер. Поэтому 192 = 1. Тогда /9 1 = 192 = 1 и можно записать
lо б р
------ =].
1 - (а 1 + а 2)
'
· 'Отсюда видно, что ток через тиристор существенно зависит от
а 1 и а2 •
":<При рассмотрении работы биполярных транзисторов было выясне­
., · что коэффициент передачи эмиттерного тока транзистора сущест­
... зависит от его коллекторного тока (рис. 1.17).
ри малых значениях приложенного внешнего напряжения через
· · екторные переходы обоих транзисторов протекают небольшие
кторные токи, и · такой режим транзистора характеризуется ма­
значениями коэффициента усиления а. Физически это объяс­
·. я тем, что при малых напряжениях на коллекторе большая чаСТh
телей, попадающих из эмиттера в базу (например, дырок в трав­
е р-n-р-типа), успевает там рекомбинировать и не доходит до
nектора.
, Пока сумма а 1 + а 2 значительно меньше единицы, ток через при­
, мало отличается от J0 �P (участок 1 БАХ на рис. 1.25). По мере увели­
приложенного напряжения растет сумма а 1 + а 2 , ток I через
. р возрастает, и при а 1 + а 2 = 1 наступает момент переключения,
· котором ток через прибор скачком (по условному участку II БАХ)
.
ается. Прибор переходит в открытое состояние (участок 111),
•О'tором ток должен ограничиваться сопротивлением нагрузки в его
•.. ' . ttpи этом прямое падение напряжения на приборе меньше, чем
а падений напряжений на трех р-n-переходах, в связи с тем что
,Среднем переходе за счет избыточной концентрации носителей в об. ях n 1 и р 2 действует ускоряющее поле. В этом состоянии оба ус­
нь1х транзистора, входящих в состав тиристора, насыщены, и в пер­
. Приближении можно считать, что базовый ток каждого транзис­
а равен его коллекторному току.
. . . '' На модели прибора� состоящей из двух транзисторов, удобно
· пюдать развитие процесса переключения. Действительно, если
· .$1чивается коллекторный ток транзистора VTl (под действием,
· имер, внешнего напряжения), то увеличивается и ток базы тран­
. ора VT2, так как 1к = 16 • Но в этом случае увеличив'ается
1
2
- 37 -
Допускаемая скорость нарастания прямого тока указывается. по
�ющим причинам. Если этот параметр превьпnае.т некоторое за­
. ее определенное значение, то из-за неравномерного распределения
а по площади р-n-перехода может произойти нагрев структуры до
оnустимоrо значения. Для умеJ:IЬшения diпp /dt в цепь динистора
. одится включа'!Ъ индуктивное сопротивление (дроссель). Анало­
, о -регламе�тируется максимальная _ве.JJИчина dU" /dt, при превы­
JJ..
. :;
к�торои динистор может включиться, если и<
Uпер за счет
ных токов р-n-переходов.
{ ДМнамические параметры tвкn и tвыкn будут подробнее, рассмотниже.
;;: , Следует учитываТh, что параметры динистора зависят от темпера­
·• ·ы окружающей среды. Так, напряжение переключения уменьшается
� 30 % при повышении температуры от - 50 до 60 °С (см. рис. 1.25),
· ем наиболее резко оно меняется при изменении температуры от
до 20 °С. Поэтому использова� динисторы в качестве пороговых
ентов нецелесообразно. Обычно их включают в такие схемы перечений, где при нормальном напряжении прибор не может перейти
.. оводящее состояние даже при самрй высокой температуре. Как
. '·. ло, напряжение выбирается в пределах (О,5 ••• 0,6) Uпер при t :ii:
, , С. Для переключения динистора в проводящее состояние к нему
вается дополнительное входное напряжение, обычно корот.
так чтобы
импульс,
.
/пр
lnpma
111
ti0 °
L��_::-40
· U об
��
/
lоб р
__,,
0
Unep Unp
Рис. 1.25. БАХ динистора при различных температурах
коллекторный ток второго транзистора, а поскольку lк2 = lб 1 , то и ба­
зовый ток первого транзистора, и так далее до полного насыщения
обоих триодов. Конечно, этот процесс разв�вается, если а 1 + а 2 > 1.
Таким образом, вьпnе был рассмотрен процесс переключения че­
тырехслойного ППП без управляющего электрода, т. е. �нистора, и по­
строена er.o БАХ в области положительных значении приложенных
напряжений. При прилож�ии к прибору обратного напряжения ток
через него определяется током через смещенные в ОбJ>атном направле­
нии первый и третий р-n-переходы. Обратная ветвь БАХ динистора
аналогична характеристике обычного диода, причем ,максимальное
обра:тное напряжение, как правило, не меньше прямого, при котором
происходит переключение прибора. Следует, однако, име� в виду, что
некоторые типы тиристоров и динисторов не допускают включения их
на обратное напряжение.
· .
На БАХ динистора можно отметить следующие основные . точки,
характеризующие n:рибор (см. рис. 1.25): ·
· Uпер - напряжение переключения (при подаче на прибор напряже­
ния в прямом направлении, равного или превышающего Uпер , динис­
тор переходит из непроводящего состояния в проводящее);
lпер - ток переключения;
Iвыкn - ток выключения (при уменьшении тока через динистор до
значения 1выкn или ниже прибор переходит в непроводящее состояние)·,
ЛUпр - прямое падение напряжения на динисторе при протекании
через него максимального прямого тока;
lпр max - максимальный прямой ток;
U0 6p max - максимальное обратное напряжение.
Н паспорте прибора обычно еще указывают допускаемую скорость
нарастания прямого тока diпp /dt, время включения t8кп и выклю­
чения t вы кп •
- 38-
,\_;�\
/Одна из схем, с помощью которой можно обеспечить включение
· стора, показана на рис. 1.26. При подаче отрицательного импульса
чивается напряжение, приложенное к динистору,. нагрузочная
ая смещается вправо параллельно самой себе (рис. 1.26, б), точка
, естной работы динистора и нагрузки переходит из положения 1
оложение 2', а после прекращения действия импульса � в поло­
. 2.
\.аф,,}Л/Выкmочи1Ъ динистор, т. е. перевести его вновь в непроводящее
,\���яние, можно, уменьшив ток через него до значения, меньшего,
� }�*t:f,P/';�
,•,·, •'·1,;·.•
1( ,
6) [
:;�t�f,?\
i%i!T
+lln
. J.1,,,. ..
•
··)?с{_1:\Т,
Л":)}
• 1t ��.)'.
t{()'
чс
и,х
{�(�. ;i .J,/ �
-�i:j�;}
::;;(,, i: !
t{ir,:
1
;,\/� '(
VD1 U1t1x
VD2
Рис. 1�26. Схема переключения динистора (а) и г рафическое
изображение этого процесса (б)
- 39-
1
j
1
чем lвыкл • Для . этого нужно или снизить напряжение, действующее
в схеме, или увеличить сопротивление нщ-руэки, или на короткий
промежуток времени зашунтировать динистор.
Если к одной из внутренних областей четырехслойного прибора
(обычно кр-области) присоединить вывод и подавать на него напряже­
ние, то этот прибор (тиристор) приобретает новые свойства по сравне­
нию с динистором. При токе управления, равном нулю, характеристи­
ки динистора и тиристора совпадают. Конструкция мощного тиристора
показана на рис. 1.27.
Если подать на управляющий электрод положительный потенциал
относитель�о като�а, то по р2-n 2 -переходу потечет ток управления,
смещающии данныи переход в прямом направлении. При этом создают­
ся условия, облегчающие процесс переключения тиристора. Для этого
случая нетрудно тем же способом получить следующее выражение:
lобр + а 2 1у
_.:..._
1= _.;;....._
1- (а 1 + а 2 )
При этом полный ток через прибор увеличивается при меньших значе­
J!�ЯХ приложенного напряжения как за счет тока управления, так и за
счет того, что этот ток ly приводит к более быстрому нарастанию коэ ф­
фициента а 2 • Чем больше ток управления l ; тем при меньшем напря­
y
жении происходит переключение тиристора (рис. 1.28). При некотором
значении тока управления участок отрицательного дифференциально­
го сопро:ивления на БАХ тиристора исчезает, и она становится сходной
с прямои ветвью БАХ обычноrо диода. Такой ток управления на­
зывают током спрямления l crf , и его значение для каждого типа ти·
y
p
ристора указывается в справочниках.
К числу основных параметров тиристора относятся следующие:
1. Номинальный прямой ток 1n • ном (стандартные значения для
2
силовых приборов- 10, 25, 50, 100, lь
О, 200,320, 500 А).
/пр
2 �-+r�
1 --.1-ч�;.,ч.--.L....&....
7
А
Рис.1.27.
Конструкция
(структура)
мощного
тиристора
1 � кремний, область na ; 2 -
вольфрамовый вывод катода;
3вывод
управляющего
электрода; 4 - кремний, область
Р2; 5 - кремний, область n 1;
6 -кремний, oбnacn. р 1; 7вывод анода
· Uпр
Uпит Unep
Рис. 1.28. БАХ тиристора при различ•
ных токах управления: 1 сп > 1 у > 1у i
у р
2
- 40-
(
2. Номинальное прямое падение напряжения Л Unp (группа А- до
0,65 В, группа Б- от 0,65 до 0,75 В; группа В- от 0,75 до 0,85 В; группа
Г- от 0,85 до 1,4 В).
3. Номинальное напряжение Ином - амплитудное значение напря­
жения, длительно выдерживаемое закрытым тиристором в прямом
и обратном направлениях (стандартные значения лежат в пределах
50- 1000 В). Обычно Ином :: 0,6 Un ep . Наряду с лавинными диодами
промышленность выпускает лавинные тиристоры (тиристоры с контро·
лируемым лавинообразованием), у которых �начительно увеличена
устойчивость к. повышению напряжения за счет применения кремния
с высокой однородностью структуры, малого отклонения; удельного
сопротивления от среднего уровня, а также благодаря высокой точнос­
ти обработки поверхности. Для них обычно Ином = 0,8 Un ep .
4. Номинальный обратный ток l06P ном при максимальной темпера·
туре и иобр ном . Обычно lо бр � 0,01 % lnp ном .
5. Допустимые скорости нарастания прямого тока и напряжения
dinp /dt и dUnp /dt.
6. Ток удержания (выключения) lвыкл •
7. Параметры цепи управления: Uy ном , ly cnp , Руном - нщ1ряже­
ние, ток и мощность импульса управления, обеспечивающие надежное
и достаточно быстрое включение прибора; 11 мак с, Uy макс- макси­
мальные ток и напряжение, не вызывающие повреждения прибора.
8. Время включения t вкл - время между началом импульса уп­
равления и моментом снижения прямого напряжения на тиристо·
ре до 1 О % начального значения. Время включения складывается
из времени задержки t3 , накопления носителей tнак , лавинообраз­
ного переключения tл и установления тока tуст (рис. 1.29).
9. Время выключения t выкл - минимальное время между момен­
том прохождения прямого тока через
нуль и моментом, когда повторное при·
ложение прямого напряжения не вызо­
вет включения тиристора.
Время включения и время выклю*
чения тиристора зависят как от пара- и пр
метров самого прибора, так и от пара- 1,0
метров нагрузки и управляющих сигналов. Чем больше мощность управляю­
щего сигнала, тем t вкл меньше, и чем
·,, больше ток через тиристор, тем 't выкл
больше. Обычно t выкл > t вкл и лежит в
пределах нескольких десятков микро­
секунд.
Следует иметь в виду, что после
включения тиристора ток управления
больше не нужен. Поэтому обычно
t
включение производят подачей на уп; равляющий электрод положительных
импульсных сигналов достаточной Рис. 1.29. График процесса вкл10чения тиристора
. величины.
- 41-
1
·•
Тиристоры (и динисторы) применяются или в управляющих пере­
ключательных цепях, где ис пользуются в основном их свойства оста­
ваться.во включенном состоянии после снятия входного сигнала, или
в силовых регулируемых выпрямителях, инверторах, преобразовате­
лях частоты и т. п., где наиболее эффективно используются следующие
их качества: высокие значения параметров Unep , lnp, малое падение
напряжения д Unp , высокое быстродействие, высокий КПД, сравни
­
тельно незначительные габариты и масса. В настоящее время изготав­
ливаются динисторы, рассчитанные на ток от 20 до 200 мА и напряже­
ние от 20 до 100 В; тиристоры - на ток от 75 мА до 1250 А• при напряже­
ниях переключения от 25 до 3000 В. Опытные экземпляры прибор
ов
разр�ботаны на ток свыше 8 кА и напряжение более 6 кВ.
Тиристоры в настоящее время являются самым� мощными ППП,
nричем их коэффициент управления (отношение мощности в нагру
зке
ПР!_{ включенном тиристоре к мощности сигнала. управления) чреэв
ы­
чаино велик: он достигает 104 ••• 105 , что значительно превышает
зна­
чения этого показателя для других силовых приборов.
Тири сторы
с ,
симметричной
характеристикой.
Если к...четырехслойной структуре добавить еще один n-слой,
примы­
кающии к внешнему р-слою, то получится пятислойная структ
ура
с четырьмя р-n-п ереходами. Такую структ
уру можно рассматривать
как два одинаковых обычных тиристора, включенных навстречу
друг
другу (рис. 1.30).
Если структура прибора симм;етрична, то и ВАХ его является сим­
· метричной (рис. 1.30, в), а сам прибор носит название симистора (сим­
метричного тирист ора). Он обычно имеет д
о ин уп равляющий электрод.
Подавая на него в нужные моменты управляющие сигналы, можно
обес печить открытие (включение) сиа)
n1
м истора для прохождения тока в лю­
о)
бом направлении.
Если симистор закрыт и внешнее
напряжение подано "плюсом" на
nJ
...._-,-1с:;:=-з.__
электрод Э2 , то переходы j2 и j сме4
щены в прямом направлении, j 3
в обратном и все напряжение прило­
6}
!пр
жено к последнему. При подаче на
УЭ напряжения положительной по
отношению к Э 2 полярнос и переход
т
J5 (между дополнительной областью
п 4 и р 1) смещается в прямом направ­
лении и из области n .._ июкектируют­
ся электроны в область р1 , которьiе под
действием диффузии проходят слой
р 1 к переходу j2 и, поскольку на
этом переходе прямое (анодное) на­
Рис. 1.30. Структура (а), условное пряжение будет для них ускоряю­
обозначение (б) и характеристи
ка щим, переходят в слой n 2 • В резуль­
(в) симметричного тиристора
тате возрастает напряжение на J2
fr
- 42-
1.:
и увеличиваете� поток дырок из слоя р1 в слой п 2 , последние прохо­
дят этот с лой и под действием ускоряющего поля на переходе J э пе­
реходят в слой р 2 и на электрод В. Как и в обычном тиристоре, в .дан­
ном с лучае в приборе действует положительная обратная связь, при­
водящая к лавинному отпиранию правой части прибора Р1-п 1-Р2;:-n 2 •
При подведении к тиристору. внешнего напряжения обратно:и по­
лярности "работает" левая половина структуры n 1-P1-n 2-P2, как
обычный тиристор.
Следует указать, что существуют и с и м и с т о р ы , управляемые
сигналами разной полярности. В последнее время разработаны мощные
,t
�
си мисторы со структурои р-п-р-п-р.
Таким о бразом, симисторы имеют симметричные БАХ и моr�т
испо льзоваться в цепях переменного тока в качестве выключателеи,
регуляторов тока и т. п.
...
В России выпускаются симметричные тиристоры как малои мощ-.
ности (например, КУ-208 на ток до 5 А и напряжение до 400 В), так
и большой мощности (например, ТС171-250 на ток до 250 А и напряжение до 1200 В).
Д в у х о п е р а ц и о н н ы е , или п ол н о с т ь ю у п рав л я е м ы е
т и р и с т O р ы (ДОТ) включаются подачей положительного сигнала на
управляющий электрод и остаются в проводящем состоянии после пре­
кращения действия этого сигнала как обычные тири сторы, Н_? в отли­
чие от последних могут быть выключены (заперты) подачеи отрица­
тельного сигнала на тот же управляющий электрод. Такие приборы
оказываются чрезвычайно удобны ми в тех схемах, , где необходимо
совме стить свойства транзист ора и тиристора.
Структура ДОТ показана на рис. 1.31 и, как видно из рис�а, не­
сколько напом инает структуру с имистора. С помощью анодн ои пла с­
тинки частично перекрыты о.бласти р 1 и п 1 • Сопротивления для поло­
жительного и отрицательного тока управления существенно различаются (в 2- 2,5 раза).
При п одаче отрицательного им пульса на управляющий электрод
необходимо условные транзисторы, входящие в состав тиристора, вы�
вести из состояния насыщения; только тогда начнется лавинообраэныи
п роцесс запирания тиристора. Для этого необходимо, чтобы ток управления был достаточно большим..
Одним из важнейших параметров двухоперационноrо тиристора
является к о э ф ф иц и е н т в ы к л ю ч е н и я п о т о к у k1выкп, рав­
ный отношению выключаемог о тока в анодной цепи lпр к соответст­
вующему значению тока цепи управления 11 аыкп :
Так как коэффициент� у�ления а 1 и а 2 зависят_ от тока в анодной
сильно изменяется п ри изменениях анодного тока, но п ри
цепи, k1
JЕ1�rо
ми
но на
м для данного тирис тора токе он равен 4 ... 20. В ·настоящее
- 43-
время рассматриваемые приборы выпускаются на номиналы от десят­
ков миллиампер до 2-5 А (отечественный прибор КУ-204- на 2 А). Ус­
ловное обозначение двухоперационноrо тиристора дано на рис. 1.31, б.
За рубежом разработаны ДОТ на значительно большие токи
(см. гл. 10).
Ф о т о т и р и с т ор-ы (ФТр)- четырехслойные ППП, которые могут
включаться не только обычным способом, но также путем освещения
одного из р-n-переходов,�(рис. 1.32).
.
Под воздействием света в ФТр возникает (как у ФД) ток через осве­
щаемый р-n-переход. Этот ток действует так же, как ток уqравления
обычного тиристора. При достаточно большом освещении происходит .
включение прибора. Остальные свойства ФТр близки к свойствам
обычных тиристоров.
Наиболее важн!dЬl достоинством ФТр является возможность управ­
ления .без гальванической связи с источником сигнала и одновремен­
ного управления по двум каналам от двух независимь�х источников
сигнала - светом и током управления.
В России разработаны ФТр серии ТФ на токи от 5 до 100 А и напря­
жение до. 1400 В, более современные бескорпусные фототиристоры
ТФ 130-40, ТФ 140-80 на токи. до 80 А и напряжение от 500 до 1000 В,
а также так называемые о п тр о н н ы е т и р и с т оры , представляю­
щие собой комбинацию в одном корпусе кремниевого фототиристора
и светоизлучающего диода. Тем самым осуществляется гальваничес­
кая развязка между силовой частью (тиристор) и схемой управления­
светоизлучаl(Jщим диодом (рис. 1.33). Такие тиристоры выпускаются на
токи от 12,5 А (ТО 125-12,5) до 80 А (ТО 142-80) на напряжение от 100
до 1400 В. Для запуска схема управления требуется сигнал с напряже­
нием порядка 2,5 В и ток 80 ... 150 :мА. Оптронные тиристоры очень
удобны для использования в мощных установках с большим уровнем
помех.
Т и Ри с т о Р- � и о д представляет собой многослойную струк
туру,
,обладающую своиствами обычного тиристора при одной
полярности
приложенного напряжения и обычного диода при друг
ой (рис. 1.34).
Эти приборы бывают очень нужны при создании сложных
переключа­
тельных схем, например, в инверторах и непосредственных
преобразо-
аJ
УЭ
К
Рис. 1.31. Структура (а) и ус-.
nовное обозначение (б) двух­
операционного тиристора
ер
о)
--- '
r
1
......
.... 11
1
\.. --- _)
- 44-
+
Рис. 1.33. Услов­
ное обозначе­
ние оптотирис­
тора
Uпр
Рис. 1.34. Условное обозна чение (а) и
характеристика (б) тиристора-диода
8) -----+----0 6
5)
Г ·:
J�
6 о,_____
1о
2)
1 о[-[Н--, -о-2--,\ 1(]
Ц.о
f t
t)t
о�
о J
[)1
2
7j
f
---01
.__,�-с:13
L..-----0
s
L..-----o 4
Рис. 1.35. Силовые полупроводниковые модули:
а - диодный МДД; б - диодно-тиристорный МТД;
в - тиристорный МТТ; г - диод и оптронный ти­
ристор (МДТО)
вателях частоты (НПЧ) с IIIИM. В настоящее время выпускаются тири­
сторы-диоды быстровыключающихся типов ТД4171-125/50, Тд4153-400/600
и др., рассчитанные на 600 ... 1600 В :и максимальный ток в прямом (об­
ратном) направлении 125 и 50 А и 400-600 А соответственно.
В последнее время появились так называемые с и л о в ы е п о л у ­
в одном корпусе которых разме­
проводниковые модули,
щаются несколько достаточно мощных приборов. Так, в модулях
МД 125 и МД 160 располагается по одному вентилю на соответствую­
щий ток и напряжение от 400 до 1600 В, в модулях МДД 125 и мдд 160:
по два таких же, включенных последовательно с выводом от средне:и
точки, в модулях МДТ 100 (125, 160) и МТД 100 (125, 160) - по одному
диоду и одному тиристору (рис. 1.35) на указанные токи и напряжения,
в модулях МТТ 100 (125, 160) - по два тиристора на 100, 125 А или 160 А
в модулях :М:дТО 100 (125, 160) - диод и оптотиристор, МТО 100 (125,
160) позволяют осуществлять сборку сложных схем из небольшого количества узлов.
ельно
Схемы управления тиристорами разрабатываются применит
· к конкретной установке и будут рассмотрены в гл. 10. Там же доста­
от перегруточно подробно разбираются и средства защиты приборов
зок по току и перенапряжений.
·
Р.ис. 1.32. Структура (а) и условное
обозначение (б) фо то тиристора
б)L"f
а)
,r
1.8. Оптоэлектронные приборы
область
новая
Оптоэлектроника - сравнительно
зо­
преобра
и
и
передач
вопросы
ся
науки и техники, в которой изучают
чес­
электри
вания информации на основе совместного использования
ких и оптических явлений. Современная микроэлектроника не может
- 45- .'
1
решить цел ог о ряда пр о блем, например, гальваническ ой развязки
высо ко - и низк о в ольтн о й части аппаратуры или передачи инфо рмации
в усло виях силь1:1ых по мех без применения о пто электр о нных к ом­
по нент.
Элементная база оптоэлектр о ники включает следующие части:
- излучатели свето в ог о по тока - преобразо ватели электрическ ог о
сигнала в о птический;
- о птический канал связи;
- ф ото приемники, осуществляющие обратн ое пре образ о вание;
- устр оиств о предварительн о й обраб отки полученн ог о сигнала.
В качестве излучателей применяются или сверхминиатюрные лам­
пы накаливания (в приб о ра,х ОЭП-1) или, чаще, свет оизлучающие
диоды (см. выше); в неко то рых случа,SJХ в качестве излучателей ис­
по льзуется дневн о й или искусс,твенный свет.
В качестве приемнико в излучения наиб ольшее применение полу:­
чили ф ото дио ды ф ото транзист оры, ф о тотиристо ры и . ф о то резист о ры
!.
(ФР). Принцип деиствия ФД рассм отрен выше, ФТ действует по то му же
принципу. Так, в ФТ без выв о да базы (т. е. при 18 = О) ток к оллекто ра
lк =(В+ l)lкo
1
При по падании свето вог о по тока в о бласть базы или ко ллект о рн о ­
го перехода в озрастает число нео сновных,н осителей и их ток lко =/(Ф),
пр опо рцио нальн о изменяется и, Jк • По ск оль�у (В + 1) >> 1, м ощн ость
сигнала на выхо де ФТ мн ог о бо льше, чем при использ овании Фд. Прав­
да, б ольше и темн о в ой то к и инерци о нность.
ФТр м о жн о рассматривать как обычный тиристо р, то льк о вместо
то ка управления на его характеристиках следует · подставлять свето­
в
. о й по ток. Таким образ о м, при о пределенн о м напряжении питания
тиристо р включается и начинает пр о в одить то к, как тольк о свето в о й
по ток достигнет о пределенн оr о значения.
Принцип действия ФР будет рассмотрен в гл. 3.
Естественн о , в таких устр о йствах, как и· в с о временно й суд о в о й
технике во обще, практически исчезли из уп отребления вакуумные
и газ о напо лненные ф о тоэлектр о нные приб о ры, с внешним ф о то эффек­
то м и ф о то умн о жители. По этому здесь они не рассматриваются.
Осн о вн�1ми параметрами всех ф отоэлемент о в, кр о ме ФТр, являют­
ся темн о во и то к (с опро тивление), раб о чее напряжение, удельная чув­
ствительн о сть k =IФ/(EUS), где IФ - ф ото ток; Е - о свещенн о сть; µ - на­
пряжение; S :- пл о щадь свето чувствительн ого сл оя, а также максимум
спектральн ои чувствительн о сти.
· В качестве о птическ ого канала связи между излучателем и прием­
ник ом м огут слrжить открытое пр остранство , свето в оды в виде труб о к
с по лиро ванн о и внутренней по верхн о стью, в ол ок о нные свето воды
(гибкие стеклянные в оло кна, вып олненные таким о браз о м, что бы
к о эффициент прело мления свето в ого пото ка внешней части в о локна
был бы больше, чем у внутренней сердцевины; s лучших таких во л ок­
нах о слабление свето в ого потока не превышает О, 7 дБ/км), а также
- 46-_
rt- 1
а)
1
1
\..
�
�
--
;i--
°"
1
1
1
1
..J
\..
г)
r1
-
...
.....
1
\.
.....
.....
""\
1
1
J
Рис. 1.36. Оптроны: ДИОДНЬ!IЙ (о), транзисторный-(б), резисторный (в), тиристор­
ный (г)
Rч-
J +5В
VTlf
Рис. 1.37. Сложный оптрон (К262, КПlА)
в о дн ом
рр осто сл ой пр озрачн о й изо ляции меж.nу располо женными·
кция
ко рпусе между излучателем и приемник ом. Последняя ко нстру
а­
именуется о п т о п а р о й , или о п т р о н о м (рис. 1.36). Осн овным п·
раметр о м, характеризующим такое устр о йств о, является ко эффициент
передачи по току
ki = ЛlвыхfЛlвх
) о н не пре­
Для простых оптро но в_ (без д о по лнительных устр о йств
вышает долей и единиц процента.
варительно й
Для по вышения этого к оэффициента, а также для пред
на помещают ин­
обработки полученной инф о рмации в корпусе о птро
х удается раз­
тегральную с�ему, в результате чег о в малых габарита
е устр ойство. Так, например,
местить достато чно сло жн ое электронно
осхемы (рис. 1.37).!
. объединение диодно й о пто пары и интегральн ой микр
представляет с обои
включающей в себя усилитель на транзисто рах,
е т о лько два
устро йство для передачи логических сигналов (имеющи
печения между
уровня) между узлами схемы при необхо димости обес
ними гальваническ ой развязки.
1.9. Интеграnьные микросхемы
кцио�
llirrerpanьвoй микросхемой (ИМС) называют фуи
гическии
р, л о
нальн о зако нченное устр ойство (усилитель, генерато
микроминиатюрном
. , элемент), выпоm1еююе по специальной техно логии в
... 47 -
герметизированном корпусе. ИМС обладают следующими основными
качествами: высокой надежностью, определяемой тем., что процесс
изготовления самой сложной схемы проводится за один технологичес­
кий цикл, при этом относительная вероятность безотказной работы
схемы возрастает по мере увеличения количества элементов; очень
малыми габаритами и массой.
· Это позволяет наладить их массовое изготовление при сравнитель­
но низкой стоимости изделий и создать сложные ИМС за счет примене­
ния ранее разработанных узлов и блоков, а следовательно, сокраще­
ния процесса проектирования и подготовки производства.
Практически все . современные устройства электронной техники
создаются с применением ИМС, так как иных путей обеспечения
высокой надежности и малых массогабаритных характеристик нет.
ИМС делятся на два существенно отличающихся класса - гибридные и полупроводниковые.
В гибридной. структуре на керамической или ситалловой подложке
методом последовательного нанесения через ;Трафарет (маску) пленок
различных материалов толщиной до 1 мкм получают пассивные эле­
менты - резисторы, конденсаторы, микроиндуктивности, а также
соединительные проводники. Таким образом, изготавливается пассив­
ная часть будущей гибридной ИМС. Затем эту подложку помещают
в корпус, устанавливают на ней в нужных местах активные элемен­
ты - бескорпусные транзисторы и диодные сборки, осуществляют рас­
пайку (точнее термокомпрессионную сварку) выводов этих навесных
элементов, а также подключают выводы корпуса к нужным точкам.
После этого корпус герметизируют и после проверки направляют
заказчику.
Ги б р и д н ы е ИМС отличаются высокой точностью номиналов
резисторов и конденсаторов. Каждый активный элемент проходит пе­
ред установкой входной контроЩ>, технология изготовления относи­
тельно несложная. Так как стоимость подготовки к выпуску такого
изделия относительно невелика, гибридные ИМС могут выпускаться
небольшими сериями. Однако в одном корпусе обычно раз�ещается
1 ... 5 самостоятельных микросхем (с общим питанием). Такое коли­
чество функциональных узлов (ФУ) в одном корпусе называют первой,
или низкой, степенью интеграции: N = 1 ... 1О. Если N = 1О ••• 100, то это
вторая (средняя) степень интеграции, если N = 100 ... 1000, то третья,
высшая, степень. При N > 10 3 говорят о больших интегральных схемах
(БИС), а при N > 10 4 - о сверхбольших (СБИС). Естественно, что ИМС
второй и более высоких степеней интеграции выполняют на базе полу­
проводниковых или собственно интегральных МС.
Полупроводниковая ИМС - это пластина толщиной 0,2 ... 0,3 мм из
кристалла кремния, как правило, легированного акцептором и пло­
l.
щадью несколько квадратных миллиметров, в толще которои путем
ряда последовательных технологических операций (покрытие фото­
р;езистором, засветка его через фотошаблон, стравливание ненужной час­
ти, проведение первой основной операции, например создание области
n в подложке типа р, смывание оставшегося Фр, нанесение нового,
- 48-
р
Под.ложка
Рис. 1.38. Фрагмент полупроводниковой ИМС:
1 - резистор; 2 - диод; З, транзистор
установка и совмещение нового фотошаблона и т. д.) формируются
чередующиеся р и п слои проводимости. Так формируются диоды
и транзисторы, а также резисторы и соединительные проводники.
Одновременно из одной заготовки (диск диаметром 50 ..._ 150 мм) из­
готавливается групповым методом несколько тысяч будущих ИМС,
причем в работе сразу находится до сотни таких пластин.
Фрагмент полупроводниковой ИМС, которая включает в себя по­
следовательно включенные резистор, диод и биполярный транзистор,
показан на рис. 1.38.
Аналогичным способом формируются
п о л е в ы е т р а� з и с т о р ы (ПТ) с и н д у ц и р о в а н н ы м к а н а л о м и так н:азываемые
к о м п л е м е н т а р н ы е с х е м ы , где используются пары или бипо­
лярных транзисторов р-п-р- и n-р-n-типа, или полевых с каналами
п- и р-типа. Следует отметить, что диоды в такйх ИМС выполняют
обычно на основе биполярных транзисторов с закороченными облас­
тями базы и коллектора, а емкости, по мере возможности, не приме­
няются. Особенностями полупроводниковых ИМС являются:
- достаточно сложная и трудоемкая технологическая подготовка
к выпуску, поэтому относительно небольшую стоимость изделия мож­
но обеспечить только при массовом (не менее 105 шт.) производстве;
- относительно небольшие точность и воспроизводимость парамет­
ров готовых ИМС, но достаточные для массового применения;
- чрезвычайно высокие массоrабаритные показатели; так, на
кристалле площадью несколько квадратных миллиметров можно
разместить очень сложную схему, вплоть до однокристалльвых ЭВМ.
В современных электронных устройствах нашли применение в ос­
новном полупроводниковые ИМС разных степеней интеграции, от
первой, где в одном корпусе размещаются 1 ... 8 простейших логичес­
ких элементов или 1 ... 4 операционных усилителей,· до третьей и чет­
вертой, где в корпусе несколько больших размеров размещаются сот. ни и тысячи функциональных узлов. Применение ИМС существенно
упрощает разработку и соэдание сложнейших систем контроля и уп­
равления.
4 Зак. No -139
Глава 2.
ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ
И ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ •ПРИБОРЫ
2.1. Электровакуумные приборы
Эпектровакуумвый прибор (электронная лампа)это устройство, которое использует принцип движения э·лектронов
в вакууме от их источника (катода) к положительно заряженному
электроду под действием электрических · и магнитных полей. Катод
обеспечивает эмиссию электронов.
· Различают следующие виды эмиссии. электронов: термоэлектрон­
ная; холодная или автоэлектронная (электростатическая); вторичная
и фотоэлектронная.
Термоэлектронная эмиссия возникает· при повышении температу­
ры электрода; широко используется во многих приборах. С повыше­
нием температуры энергия электронов, имеющихся в веществе, рас­
тет .и может оказаться больше работы выхода. Если вылетевшие элект­
роны не отводятся от эмиттирующей поверхности, то около нее обра­
зуется их скопление, называемое электронным газом, или объемным
зарядом. Ток термоэлектронной эмиссии 19 , возникающий при на­
личии электрического поля, в сильной степени зависит от температуры
поверхности материала Т:
·
где Sк - рабочая поверхность катода; А и Ь 0 - постоянные величины,
зависящие от материала и состояния поверхности катода.
Термоэлектронный катод служит источником электронов в эле�­
тровакуумных и некоторых ионных приборах. Его качество характе­
ризуется следующими основными параметрами:
-: удельной. эмиссией i9 = 19 /Sк ;
- эффективностью катода Н = 1� /Рн , где Рн - мощность накала;
- долговечностью, которая определяется числом часов работы катода до снижения тока эмиссии на 20 %.
Применяются катоды из чистых материалов и с плен9чными ак­
тивирующими покрытиями. В число последних входят полупроводни­
ковые и оксидные. Катоды могут быть с прямым и косвенным на1С4,ЛОМ.
Фотоэлектронная эмиссия объясняется тем, тцо кванты лучистой
энергии, поглощаясь веществом, измен�ют энергети'Ческое состояние
электронов в атомах. При этом электроны, имеющие наибольшую ско­
рость, приобретают способность покинуть металл. Явление фотоэлект­
ронной эмиссии обнаружил в 1887 г. Г. Герц.
Фотоэлектронная эмиссия исnоль.:lуе�я в так называемых :вакуум­
ных и газонаполненных фотоэлементах, практически вышедших из
употребления, кроме фотоумножителей.
Вторичная электронная эмиссия образуется в результате того, что
электроны, обладающие достаточно высокой скоростью, при падении
'
- 50-
на поверхность твердого тела выбивают
из его кристаллической решетки вторичные электроны, образующие ток
. вторичной электронной эмиссии.
а)
о)
Электростатическая (автоэлектрон­
ная) эмиссия возникает под действием
электрического поля большой · напря­
женности (порядка 106 В/см). Под влия­
и
нием этого поля электроны провоци­
мости приобретают достаточную энер­ Рис. 2.1. Электровакуумный­
гию, для того чтобы оторваться от по­ диод: условное обозначение (а)
и БАХ (б)
верхности материала.
Эле к т р о в а к у у м н ы е д и о д ы · это электровакуумные лампы, простейшей из которых является диод
с двумя электродами- анодом и подогреваемым катодом, помещен­
ными в вакуумной колбе. В колбе обеспечивается вакуум 1 6 •••
10-1.мм рт. ст., что обусловливает чисто электронный ток, предохра­
няет электроды от окисления и позволяет уменьшить размеры ламп.
При нулевом значении анодного напряжения электроны, эмитти­
руемые катодом, остаются в его окрестности и лишь некоторые из них,
обладающие наибольшей энергией, достигают анода. За счет этих
· электронов создается начальный ток (точка А на рис. 2� 1). При увели­
чении положительного напряжения на аноде доля электронов, до­
стигаюJЦИх его, увеличивается. Растет анодный ток 18 • Когда все элект­
роны, эмиттируемые катодом, достигают анода, наступает явление
насыщения (н). Дальнейшее нарастание напряжения не приводит к уве­
личению тока. Если подать на анод отрицательное напряжение, то
с его ростом анодный ток уменьшится. Значение напряжения, при. ко­
тором ток становится равным нулю, называется напряжением запира­
ния. Изменение напряжения накала Uн приводит к изменению тока
насыщения.
Для диода характерны следующие основные параметры:
1. Внутреннее сопротивление диода- отношение малого прираще­
ния анодного напряжения к приращению анодного ток�, вызванному
указанным приращением напряжения:
о-
Ri
= ЛUа/Лiа.
2. Крутизна характеристики- величина, обратная внутреннему со­
противлению:
S= 1/Ri = ЛIJЛUa .
_ 3. Сопротивление диода постоянному току- отношение напряже- ·, ·
ния Uа, припоженного между катодом и анодом, к анодному току la ,
обусловленному этим напряжением:
Ro =Uа/lаВеличины R 0 и Ri завися! от выбора рабочей точки.
4*
- 51-
Диоды могут быть использованы в качестве детекторов в радио­
технических устройствах и вентилей в выпрямителях переменного
тока. В последнем случае их принято называть кенотронами.
Низковольтные кенотроны обычно имеют два анода и оксидный
катод прямого или косвенного накала. Кенотроны, рассчитанные на
среднее напряжение и ток до 100 мА, изготавливаю:rся одноанодными.
Высоковольтные кенотроны рентгеновских трубок выполняются на
напряжение до 200 кВ и ток 5 мА.
При эксплуатации двухэлектродные лампы не требуют специаль�
ного ухода, однако важно не допускать их перегрузки и следить за
тем, чтобы отклонения напряжения накала от номинального значения
не превышали ± 1 О %.
Т р и о д ы - · лампы между анодом и катодом которых помещена
управляющая сетка в виде более или менее густой проволочной спи­
рали. Потенциал управляющей сетки влияет на вылетевшие из катода
электроны сильнее, чем потенциал анода. Это объясняется тем, что
расстояние между катодом и сеткой мало и сетка создает на этом
участке сильное поле, тормозящее при отрицательном напряжении
и ускоряющее при положительном. Чем меньше по абсолютной величи­
не отрицательное напряжение сетки, тем большее количество эмитти­
рованных электронов достигает анода и тем больше становится анод­
ный ток. К этому же приводит и увеличение положительного напряже­
ния на сетке. Рассматриваемая зависимость анодного тока от сеточно­
го напряжения Uc определяется семейством статических анодно-се­
точных характеристик (рис. 2.2), каждая из которых соответствует оп­
ределенному постоянному значению напряжения на аноде.
При положительном напряжении на сетке в ее цепи появляется ток
lc , тогда имеет место равенство lк = 18 + ic , где lк - ток катода. При
значительном увеличении напряжения Uc рост сеточного тока усили­
вается, а анодного замедляется.
Зависимость анодного тока от напряжения на аноде при различ­
ных постоянных значениях сеточного напряжения определяется се­
мейством статических анодных характеристик (рис. 2.2, в).
а)
Свойства любого триода оцениваются по его характеристикам и ра­
бочим параметрам: коэффициенту усиления µ, крутизне анодно-се­
точной характеристики S и внутреннему сопротивлеsию Ri .
К о э ф ф и ц и е н т у с и л е н и я µ показывает, во сколько раз силь­
нее влияние на анодный ток изменения напряжения на сетке лаl\1ПЫ по
сравнению с изменением анодного напряжения. Для триодов µ =
= 2 + 300.
Крутизна анодно-сеточной характеристики S показывает, на сколь­
ко миллиампер изменяется анодный ток при изменении сеточного
напряжения на 1 В:
,
0
S = Л18/ЛUс
при
Ua = const.
Для триодов S = 1 + 20 мА/В.
Внутреннее сопротивление триода Ri равно отношению малого
изменения анодного напряжения к соответствующему изменению
анодного тока при неизменном напряжении на сетке:
Для триодов Ri = 0,5 + 100 кОм.
Проницаемость сетки D определяется как величина, обратная
коэффициенту усиления µ: D = 1/µ.
Параметры триода связаны соотношением, называемым внутрен­
ним уравнением триода:
Триоды просты и надежны в работе, обеспечивают стабильное уси­
ление, однако их коэффициент усиления относительно невелик.
Т е т р о д ы - это четырехэлектродные лампы с двумя сетками.
В настоящее время широко распространены лампы, у которых
(рис. 2.З) вторая сетка, называемая экранирующей, или экранной (ЭС),
расположена между анодом и управляющей сеткой (УС). ЭС умень­
шает проходную емкость Е8 между анодом и сеткой до О, 1 ... 0,2 пФ по
сравнению с 5 ... 1О пФ в триоде. Благодаря этому увеличивается
о) /а,
а)
/эс
Ra
+
-llc
, lJ(l,
Рис. 2.2. Схема включения (а) и характеристики триода: анодно-сеточные
(б) и анодные (в)
- 52-
к
Еа
о
''
Рис. 2.3. Тетрод, условное обозначение (а) и характеристики (б)
- 53-
Ua
тетрода и его
рабочий диапазон частот. Внутреннее сопротивление
коэффициент усиления выше, чем у триода.
что его анодная
Большим недостатком .тетрода является то,
рис. 2.3, б). Это объяс­
характеристика имеет провал (участок аЬ на
ичной эмиссии с ано­
няется наличием динатронного эффекта- втор
й положительный nо­
да и ухода электронов к ЭС, · имеющей высоки
ается, а ток ЭС 19с
тенциал, в результате чего анодный ток уменьш
растет.
энергия ·
На участке Оа динатронный эффект отсутствует, так как
ния вторичных
первичных электронов недостаточна для образова
cd) выбитые
эл�ктронов. При больших анодных напряжениях (участок
гают экранэлектроны удерживаются сильным полем анода и не. дости
ной сетки. ,
спе­
Для устранения динатронного эффекта в тетрод вводят
б),
а,
2.4,
(рис.
.
циальные экраны или лучеобразующие пластины (ЛП)
а1:10,nом А
которые соединены с катодом К. Расстояние между ЭС и
�С имеют
увеличено, а управляющая и экранирующая сетки УС и
ронный
одинаковое число витков. Благодаря такой конструкции элект
создается
поток в тетроде получа.ется более плотным и перед анодом
ий вто­
повышенный отрицательный объемный заряд, не позволяющ
ричным электронам уходить от анода.
ы�
Лу ч е в ы м и т е т р о да м и называют четырехэлектродные ламп
составс лучеобразующими пластинами. Ток ЭС лучевого тетрода
он раляет 5 ... 7 % анодного тока, в то время как в обычных тетродах
·
вен 25 ... 35 %.
тронно­
Пе н т о д ы - лампы, в которые с целью устранения дина
трон­
дина
анти
(
го эффекта введена третья сетка, называемая защитной
или соеди­
ной, пентодной). Эта сетка имеет самостоятельный вывод
вторичных
нена внутри с катодом и nрепятствует проникновению
электронов на ЭС (рис. 2.5).
ся по
Применяемые в электронных устройствах пентоды отличают
с пе­
ы
ламп
конструкции и могут выполмть различные функции. Так,
аримю или пен­
ременной крутизной (или, как их называют, пентоды в
, в прием­
тоды с переменной проницаемостью) применяются, например
ения в за­
никах для автоматического изменения коэффициента усил
много уствисимости от уровня сигнала, подаваемого на вход прие
ройства.
кой
Пентоды для широкополосного усиления отличаются высо
ве­
этой
крутизной сеточной характеристики и большим отношением
личины к сумме входной и выходной емкостей.
вы­
У тетродов и пентодов внутреннее сопротивление имеет более
­
напря
ного
анод
сокое значение, чем у триодов, поскольку изменение
наличию
жения меньше влияет на изменени� анодного тока благодаря
дополнительных сеток между анодом и катодом.
Крутизна сеточной характеристики тетрода и пентода имеет такой
же порядок, что и триода соответствующего размера. Коэффициент
усиления в тетродах и пентодах значительно выше, чем в триоде, бла­
годаря большому внутреннему сопротивлению.
- 54-
а)
эс
/(
УС
Рис. 2.4. Конструкция и условное
обозначение лучевого теТрода
Рис. . 2.5. условное обозначение пентода
Ua.
Рис. 2.6. Сравнительные характеристюси
элекТронных JUUm:
1 - диод; 2 - триод; з _
тетрод; 4 - лучевой тетрод; 5 - пентод
На рис. 2.6 нанесе�ы для сравнения анодные характеристики всех­
рассмотренных выше электровакуумных приборов.
Мн о r о с е т о ч н ы е л а м п ы - это мноrосеточные частотопреоб­
разовательные семи- и восьмиэлектродные лампы- rептод и октод с �онцентрическим расположением электродов. Семиэлектродные
лампы называются также пентаrридами (рис. 2.7, а). Анодный ток
таких ламп управляется двумя переменными напряжениями. На сет­
ки 1 и З подаются управляющие напряжения от источников сиrналt,в,
их взаимное влияние друг на друга уменьшается сеткой 2. Сетки 4
и 5- экранная и антидинатронная соответственно.
К омб и н и р о в а н н ы е л а м п ы (рис. 2.7, б и г) содержат две или
более различных либо одинаковых ламп в одном баллоне с отдельны­
ми электронными потоками, излучаемыми различными участками об­
щего катода. Некоторые из них имеют раздельные катоды для кa,t,noro
электронного потока.
Та�ие лампы позволяют уменьшить габариты аппаратуры и до не­
которои степени расход энергии на питание цепей накала. Кроме того,
с их применением упрощается монтаж схемы. Однако при выходе из
строя части ламп� нарушается работа всего устройства, и приходится
вместе с исправнои частью заменять и работоспособную.
НУ в и с т о р - это электронная лампа, отличительной особен•
ностью которой �вляется применение коаксиальной системы ;лектро­
__
дов, помещеннои в сверхминиатюрныи металлокерамический корпус.
Нувисторы обладают повышенной механической прочностью, устой- ·
чивы к повышению окружающей
а)
б)
температуры.
Конструкция нувистора по­
зволяет полностью автоматизиро­
вать процесс ее изготовления;
а катод выполняется в ви­
де никелевого цилиндра, сетки из
60 ... 70 колец (никепированный
молибден), которая надевается на Рис. 2.7. Обозначения мноrосеточных и
катод, и оба они помещаются в комбинированных ламп: а - пента­
полый цилиндр анода. Благодаря грид; , б - двойной диод; в ...; двойной
цилин.црической форме электродов триод; г - двойной диод-пентод
- 55-
+
обеспечивается равномерная эмиссия с катода. Как правило, нувис­
тор имеет невысокое анодное -напряжение, что позволяет обеспечивать
очень низкий уровень собственных шумов.
Система обозначений электронных ламп. Обозначения большин­
ства электронных ламп содержат четыре элемента: первый - округлен­
ное значение напряжения накала, второй- обозначенный буквой тип
лампы, третий- серийный номер и четвертый- обозначенный также·
буквой тип внешнего исполнения лампы.
Второй элемент может быть представлен следующими буквами:
А - преобразователи и смесители с ' двумя управляющими сетками;
Б- диоды-пентоды; Г- диоды-триоды; Д - диоды; Е- индикаторы
настройки; Ж- экранированные пентоды и лучевые тетроды с корот­
кой характеристикой; К- экранированные пентоды и тетроды с уд­
линенной характеристикой; Н- двойные триоды; П - оконечные пен­
тоды и лучевые тетроды; Ф - триоды-пентоды; Х- -двойные диоды; Ц-;·
кенотроны; Э - тетроды.
Тип внешнего исполнения обозначается следующими буквами:
А- лампы диаметром до 4 мм; Б- лампы диаметром 1 О или 8,5 мм;
П-пальчиковые лампы диаметром 19 или 22,5 мм; К- лампа в кера­
мической оболочке; С- лампа в стеклянном баллоне. Отсутствие бук­
вы означает, что лампа имеет металлическую оболочку.
Для ламп повышенной надежности в обозначение вводится пятый
элемент- буква, которая пишется через черточку: В - лампа по­
вышенной механической прочности; Е- лампа повышенной долговечности; К-.лампа повышенной виброустойчивости.
Например: 6Ж8- пентод с короткой характеристикой, напряже­
нием· накала 6,3 В, в металлическом корпусе; 5Ц4С- кенотрон с на­
пряжением накала 5,4 В, в стеклянном баллоне.
Электровво-nучевые трубки - это приборы, предназначенные для
преобразования электрического сигнала в световое изображение на
специальном экране, который покрыт люминесцирующим составом,
способным светиться при бомбардировке его пучком электронов. Они
используются в радиолокационных устройствах, телевизионных
приемниках, электронных осциллографах, а также в устройствах ин­
дикации некоторых видов.
Работа электронно-лучевой трубки основана на воздействllи элект­
рического или магнитного поля на поток свободных электронов, дви­
жущихся в виде луча в вакууме.
На рис. 2.8 показаны принцип устройства одной из распространен­
ных разновидностей электронно-лучевых трубок с электростатическим
управлением и простейшая схема подключения электродов в случае
применения трубки в осциллографе. Корпус трубки представляет со­
бой стеклянный баллон с конусообразным расширением, на внутрен·
нюю поверхность которого нанесен люминесцентный э кран.
Катод электронно-лучевой трубки чаще всего выполняют по­
догревным. Вокруг катода К располагается цилиндрический элект­
род - модулятор М. На него подается некоторое отрицательное напря­
жение относительно катода. В результате создается электрическое поле,
которое участвует в фокусировании потока электронов. Изменяя на­
пряжение на электроде М с помощью потенциометра Rl, можно менять
количество электронов, попадающих на экран, т. е. регулировать яр­
кость изображения. Таким образом, потенциометр Rl выполняет
фуНКЩJИ регулятора яркости.
Далее располагаются цилиндрические аноды. В простейшем случае
их два: А 1 и А2. Положительное напряжение на первом аноде. Uа
отсчитываемое от потенциала катода,- до одного киловольта, на вто­
ром U82 - до нескольких киловольт. Аноды ускоряют электроны
и участвуют в фокусировке их пучка. Система, состоящая из катода,
модулятора и анодов, создает электронный луч в трубке и называется
электронной пушкой, или прожектором.
На пути электронного луча во взаимно перпендикулярных плос­
костях стоят две пары пластин Пl и П2. При появлении на них напря·
жения создается электрическое поле, отклоняющее луч от первона.:
чальной траектории.
При использовании осциллографа основными являются следующие
два режима работы. В первом режиме на вертикальные пластины по­
дается напряжение, пропорциональное исследуемому сигналу, а на
горизонтальные- напряжение генератора развертки, которое изме­
няется во времени по линейному закону с мгновенными сбросами
в нуль (пилообразное напряжение). На экране при этом наблюдается
осциллограмма- график исследуемого сигнала в функции времени.
Во втором режиме на обе системы пластин подаются напряжения, про·
порциональные исследуемым сигналам х( t) и у( t), и на экране наблю­
дается траектория изображающей точки в плоскости координат х, у
(фигура Лиссажу). Наблюдение возможно благодаря послесвечению,
, выражающемуся в том, что покрытие экрана, возбужденное в точках,
- 56-
- 57-
R!i
11
А1
_ Еа +
Рис. 2.8. Принципиальная схема усТройства электронно-лу­
чевой трубки
бомбардируемых электронами, светится некоторое время после того,
как луч переместится. Длительность послесвечения - от единиц
микросекунд до десятков секунд.
_Отклонение :1уча h зависит ·от значений отклоняющего U0т и анод­
ного напряжении Uа и расстояния между пластинами d, длины плас­
. тин l и расстояния от пласти н до экрана R:
U0т Rl
h=--U82 2d
Чувствительность Sзс трубки с электростатическим управлением
показывает отклонение луча, приходящееся на 1 В отклоняющего
напряжения:
S = h/Uoт.
/
Повышение анодного напряжения понижает чувствительность трубки.
Электромагнитное управлеНJlе позволяет обесточить с помощью
систем катушек как фокусировку луча, так
и· его отклонение при по'
ступлении сигнала.
Чувствительность трубок с электромагнитным отклонением
в меньшей степени зависит от анодного напряжения.
Трубк__и с электромагнитным управлением имеют меньшие габари­
ты при тои же чувствительности, однако трубки с электростатическим
· управлением более быстродействующие.
Электронно-лучевые трубки имеют условное обозначение, котqрое
начинается с цифры, означающей диаметр или диагональ экрана в сан­
тиметрах. Далее идут. две буквы: ПО - для приборов с электростати­
ческим отклонением луча, . которые используются в осциллографах
и телевизорах (в последнем случае трубка называется кинескоцом).
ЛМ - для трубок осциллографов с магнитным отклонением либо ЛК для кинескопов с магнитным отклонением. Третий. элемент в обозна­
чении - цифра, указывающая порядковый номер типа прибора. Чет­
вертый элемент - буква, обозначающая цвет свече ния экра на: А - си­
ний, В - белый, И - зеленый, М - голубой, П - красный.
В электронных осциллографах, а также индикаторах радиолока­
ционных станций широко используются трубки с электростатическим
управлением. Для одновременного наблюдения двух процессов при­
меняются двухлучевые трубки. В радиолокаторах используются труб­
ки 'С магнитным отклонением, в которых иногда применяется смешан­
ная фокусировка (магнитная и электростатическая). Кинескопы теле­
визоров обычно изготавливаются с электромагнитным отклонением.
При значительном уменьшении· эмиссии в результате длительной
эксплуатации иногда можно временно восстановить работоспособность
трубки, повысив ток накала на О, 1 ... 0,2 А.
,_ 58-
2.2. Газоразр11Аные приборы
устройство, в кото­
Газоразрядный прибор (ГРП) - это
разряда в разряженном _
ром используется свойство электрического
их смеси, а .также в паинертном· газе - неоне, криптоне, аргоне или
рах ртути.
я стеклянная колба
Простейшим прибQрОМ такого типа являетс
алличес�ими электро­
с размеще нными внутри двумя плоскими мет
ода,.. второи - кат....ода. На
дами, один из которых выполняет роль ан
положительныи п�тен­
первый из них подается относительно второго
ым газом под небольшим.
циал (20 ... 200 В), колба заполняется инертн
менного тока, то оба
давлением. Если прибор работает в цепи пере
электрода поочередно выполняют обе роли.
вать напряжение,
Если (на постоянном токе) медленно увеличи
резистор, 1 то его БАХ
подводимое к прибору через ограничительный
имеет вид, приведе нный на рис. 2.9.
череэ прибор весь�а
При низком . приложенном напряжении_ ток
....
ои,
ной ион изациеи газа, вызванн
тель
вари
пред
я
аетс
лив
слав
обу
и
мал
и радиоактивными излучениями
например, космическими лучами
жения вызывает ударную
(участок АВ). Дальнейшее увеличе ние напря
троны, выбиваемые из
ионизацию и тQк увеличивается. При этом элек
оду и в свою очередь
атомов ra;a, ускоряются при движении к ан
тельных ионов дви­
оказываются причиной ионизации. Поток положи
процесс, называемый ти­
жется к катоду. Тем самым устанавливается
хим несамостоятельным разрядом (участок ВС).
значения, называеПри достижении напряжением определенного
я и�нов становится до­
мого п о т е н ц и а л о м з а ж и г а н и я , энерги
к� холодноrо катода
статочной для того, чтобы при бомбардиров
никает лавинообразно
вызвать вторичную электронную эмиссию. Воз
для
тате которой создаются условия
нарастающая ионизация, ·в резуль
падении напряжения �а
увеличения тока при практически постоянном
н апряжение зажигания.
газовом промежутке. Это падение меньше, чем
альным тлеющим (участок
' установившийся разряд называется· норм
ходная область DE, обладающая
EF). Между точками С и Е лежит пере
•
н
,
1
,
Ua
С/
,т
/1
/ 1
lв 1
/
IA
1
"f, f
: 1- �
,,,-- -- ]
1 1
1
1
1
-r : ',
, _ 1,
F / 1\
\
1
1
\·
1
Рис. ,2.9. БАХ газоразрядного прибора
- 59-
1
\ к
1
,-...
1
1
1 '
1 ,J,
•
малой стабильностью, и иногда выделяется участок тихого самостоя­
тельного разряда CD.
При увеличении тока в области тлеющего разряда происходит по­
степенное вовлечение в процес� вторичной электронно-ионной эмис­
сии всей поверхности катода, после чего падение напряжения начи­
нает увеличиваться. Последний вид разряда называется аномальным
тлеющим (участок FH). При дальнейшем росте тока и напряжения зна­
чительно возрастает напряженность поля, созданного положительными
ионами в области катода, · что вызывает значительную автоэлектрон­
ную эмиссию. В результате устанавливается дуговой разряд (участок
KL ). Между точками Ни К также лежит переходная область.
В настоящее время ГРП, как правиnо, работают в режиме тлеющего
разряда при токе 0,1 ... 30 мА. Название тлещщий" появилось по еле"
дующей причине. Практически все падение напряжения в приборе
приходится на прикатодную область, так как около анода, куда подхо­
дят электроны, оно невелико, в столбе ионизированного газа тоже ме. няется мало. Около катода идет интенсивная рекомбинация ионов
и электронов с выделением энергии в виде излучения, поэтому в при­
боре светится именно участок столба газа в прикатодной области, при­
чем цвет свечения зависит от состава газа.
Таким образом, простейший J::'РП- это практически и н дик а т о р
н а п р я ж е н и я , или так называемая н е о н о в а я л а м п а . Эти
индикаторы долговечны, потребnяют очень малый ток, имеют доста­
точно яркое свечение и поэтому, до появления светодиодных индика­
торов, применялись очень широко. В частности, благодаря использо­
ванию очень большого ограничительного сопротивления, они могут
использоваться в качеств& ,,пробника", при этом опасность поражения
электрическим током пользующегося им человека исключена. Свече­
ние одной или другой части индикатора свидетельствует о касании им
положительной или отрицательной шины' а свечение обеих частейо касании индикатором устройства, находящегося под переменным напряжением.
Более сложным ГРП является так называемый з н а к о в ы й или
ц и ФР о в о й и н д и к а т о р , с помощью которого можно получить
изображение любой цифры или некоторых букв (подробнее о них бу·
·
дет рассказано в� n. 7.6).
Благодаря малому наклону участка CD БАХ прибор можно исполь­
зовать в качестве стабилизатора напряжения, этот тип ГРП полу­
чил название с т а б и л о в о л ь т а . Работают такие приборы при на­
пряжениях 180 ... 200 В и токах до 40 мА. Сейчас они практически вы­
теснены полупроводниковыми стабилитронами.
Еще одним вариантом применения такого прибора является г а ·
з о р а з р я�н а я и н д и к а т о р н а я п а н е л ь
( ГИП). Она представ­
ляет собои совокупность единичных газоразрядных ячеек имеющих
(рис. 2.1О) общую стеклянную матрицу 3 с отверстиями 4,-об�азующими
рабочие объемы ячеек и две системы взаимно перпендикулярных
электродов 1 и 2, размещенных на обкладочных пластинах. Рабочие
объемы ячеек заполнены неоново-аргонной смесью под давлением
- 60-
150 ... 300 мм рт. ст. При подаче напряжения на какую-либо пару элект­
ий
родов в ячейке, находящейся на их перекрестье, возникает тлеющ
о
честв
Коли
а.
рибор
п
разряд, что хорошо видно с рабочей плоскости
опре­
ячеек в панели может достигать нескольких десятков тысяч, что
газа
деляет ее информационную емкость. Для равномерного свечения
ть
во всех работающих одновременно ячейках необходимо обеспечива
с каж­
равенство напряжений, что требует включения последовательно
на
дой ячейкой стабилизирующих резисторов. ГИП могут работать как
т·
ретаю
приоб
постоянном токе, тогда при некоторых условиях они
свойство памяти, либо, что встречается чаще, на переменном.
Схемы управления панелями достаточно сложны [25].
при­
Ли н е й н ы й г а з о р а з р я д н ы й и н д ика т о р (ЛГИ) - это
или
бор (р1:1с. 2.11), предназначенный для отображения аналоговой
дискретной информации в виде светящегося столба. Он позволяет
ин по
производить отсчет абсолютнъ1х значений контролируемых велич
свой­
ся
ьзуют
испол
шкале так же,-как в стрелочных приборах. В них
ства нормального тлеющего разряда.
тав­
ЛГИ бывают аналоговые и дискретные. Первые из них предс
ятся
ляют собой стеклянную колбу с инертным газом, в которой наход
ее
кающ
цилиндрические проволочные анод и катод. Свечение, возни
,
в результате тлеющего разряда, наблюдается через прорезь в аноде
тока
сделанной по всей его длине. При увеличении напряжения или
ально
рцион
пропо
ка
через прибор (ИН-9) длина светящегося столби
со­
увеличивается. В ЛГИ ИН-13 имеется вспомогательный катод для
да.
разря
здания фиксированного места возникновения основного
3 %, на
Погрешности аналоговых ЛГИ составляют на постоянном токе
1
переменном- 5 %.
1
/
•1
1
к
J
1 1
1 1 1 1
1 1 1 1
.1 1
1
1
1 1
1 1
9
в
1
11,
11
111
2
1 J
1
1 1
о
1 1
- 61-
10
А
1 1
Рис.· 2.10. Газоразрядная индика­
торная панель
--
Рис. 2.11. Линейный
газоразрядный индикатор
В настоящее время промышленность вы­
пускает удобные и наглядные при использо­
вании двухшкальные индикаторы, у которых
входной . сигнал может изменяться в преде­
лах О ••• 1 В постоянного тока. Например, в
комплект Ф279 входят шесть таких индикаторов.
Ти рат р о н с х оло д н ы м к а т о д о м
(рис. 2.12)- это прибор, · который помимо
Рис. 2.12. Тиратрон с
анода и катода имеет одну или несколько се­
холодным катодом
ток, располагаемых между основными электродами. С по.мощью управляющей сетки, на которую в необходимый
, момент подается положительный импульсный сигнал, можно осущест­
вить включение ПрJ.fбора, т. е. вызвать появление тлеющего разряда
между анодом и катодом, причем выключить тиратрон подачей управ­
ляющего сигнала отрицательной полярности не удается, так как tетка
после включения разряда остается окруженной положительно заря­
женными ионами. В этом: отношении тиратрон напоминает тиристор.
Выключение тиратрона производится только путем снижения анод­
ного напряжения. Дополнительные сетки служат для стабилизации
режима работы или для дополнительных цепей уnравления. Благодаря
высокому входному сопротивлению, малой потребляемой .мощности
и наличию свечения, указывающего на работу прибора, тиритроны еще
сохранились в некоторых системах автоматики.
ГРП нашли применение также в индикаторах радиоактивных· из­
лучений, так называемых декатронах и некоторых других.
К ГРП относят и приборы с горячим катодом- г а з о т р о н ы
и · т и р а т р о н ы (полностью вытесненные полупроводниковыми при­
борами), а также р т у т н ы е в е нти л и ( э к с и т р о н ы и и г н и ­
т р о н ы ) , но поскольку применение ртутных приборов в судовых
условиях запрещено, они здесь не рассматриваются.
поскольку их изучение входит в программу курса теоретических ос­
нов электротехники; некоторые J:IЭ них будут аналl(эироваться при
изучении тех или иных электронных схем, например, генераторов,
фильтров, интеграторов и т. п.
Промышленность выпускает чрезвычайно широкий ассортимент
всех этих эле.ментов, который постоянно расширя�тся, поэтому полная
информация о них может быть получена только из специальных спра­
вочников. В данной книге будут приведены толь�о основнЬ,Iе сведе­
ния о них.
3.1. Посто11нные и переменные резисторы
кие эле.менты, как резисторы, конденсаторы, дроссели, трансформаторы
и некоторые другие, не имеющие в своем составе� активных устройств
(диодов, транзисторов, тиристоров). Первую группу пассивных эле­
ментов составляют постоянные и переменные резисторы и конденсато­
ры, вторую- малогабаритные дроссели и трансформаторы и, наконец,
третью- различные полупроводниковые элементы, в основном резис­
торы, .существенно меняющие свои свойства под действием различных
физических факторов- температуры, освещения и т. п.
В ряде случаев к пассивным элементам относят и простейшие
электрические RC и RLC цепи, но эдесь они рассматриваться не будут,
ПОСТОЯJIНЫМ называется резистор, сопротивление
которого изменить при эксплуатации невозможно. ПереuеВВЬlе, или
регулируемые, резисторы (потенциометры) позволяют это делать. Если
процесс изменения сопротивления осуществляется только в период
наладки или настройки аппаратуры и далее его значение не меняется,
то такое с о п р о т и в л е н и е н цэывается по д с т р о е ч н ы м . Раз­
личаются резисторы по роду материала, из которого изготовлены токопроводящие части, они подразделяются на
проволочные
и н е п р о в о л о ч н ы е , . последние- на пленочные и объемные. Наи­
большее распространение в современной электронике получили п л е . ноч н ы е р е з и с т о р ы ,
обладаl()щие линейной характеристикой,
высокой стабильностью и малыми габаритами, например МТ и МЛТ.
В некоторых случаях, когда требуется повышенная температурная
стабильность, используются п ров о л о ч н ы е м а л о г а б а р и т ные
п р едиэ и о н н ы е р е з и с т о р ы ,
например, ПТМН. Переменные
непроволочные резисторы (потенциометры) выполняют либо в виде
резистивного слоя, расположенного по окружности, вдоль которой
перемещается д�ижок, либо в виде многооборотных поте�циометров,
где движок перемещается вдоль линейного резистора с помощью чер­
вячной пары. По характеру изменение сопротивления в функции угла
поворота различают переменные резисторы трех видов- типа А, где
сопротивление меняется пропорционально углу поворота: R � ka.,
Б-с логарифмической зависимостью между R и а·; В - с показатель­
ной зависимостью (рис. 3.1).
Основным параметром любого резистора является его н о м и н а л ь н о е с о п р о т и в л е н и е , измеряемое между крайhими выво­
дами при t = 20± 1 °С. В большинстве случаев промышленность изго­
тавливает сопротивления со стандартными номиналами, ряды которых обозначаются Е6, Е12 и Е24. Последний ряд как более распростра­
ненный формируется из следующих соображений: погрешность сопро­
тивления резистора стандартного номинала не превышает± 5 % и фак­
тически диапазон между смежными номиналами полностью перекры­
вается этой погрешностью. Тц ким образом, любой резистор этого ряда
может иметь сопротивление, равное (1,0; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0;
2,2; 2,4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3; 4,7; 5,1; 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2; 9,1) Х 10",
где п � 1.
- 62-
- 63-
ГnаваЗ.
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОНИКИ
К пассивв:ым устройствам электроники относятся та­
R"
1,0 ,---,---г---т----::::=----
�в---�----+-----1,"--<'-1
О1б 1----1--,<----<�
O!f l---#----1/C----l---1-:..__-1
0,21-+-1--+---ь,<---+--I
10
'
Рис. 3.1. Характеристики пе­
ременных резисторов
5,0
10,0
Рис. 3.2. Условные обозна­
чения IIOCTOSUiHЫX рези­
сторов
Ряд Е6 имеет допуск ± 20 %, Е12- допуск ± 10 %; прецизионные
резисторы ± О, 1 % и ниже.
Вторым параметром, характеризующим любой резистор, является
н о м и н а л ь н а я м о щ н о с т ь р а с с е и в а н и я P=l 2 R, или Р= U2/R.
резисторы с Р= О 125·
В настоящее время промышленность выпускает
�:::;
:..,:.::::....:,,:::::
:::.:::::
::::r:.,::::::·
'
.
,,
,
.
,,
......:·:'",,,
,,.,.,�:..:,,::.......
.. . .:·.::·::;:::::::::.::::"'"'""•
,25, О,5·, 1,О·, 2,О·, 5,О и 10 Вт (рис. 3·.2).
Кроме этого, резисторы различаю't по предельному рабочему на­
пряжению, температурному коэффициенту сопротивления, шумам
и т. п.
о
3.2. Посто11нные и переменные конденсаторы
Простейший конденсатор состоит из двух металли­
ческих пластин (обкладок), между которыми находится диэлектрик:
парафин, слюда, бумага, воздух, керамика. Емкость конденсатора за­
висит от площади пластин, толщины и качества диэлектрика. Все кон­
денсаторы делятся по конструкции на три группы- постоянной ем­
кости, полупеременные (подстроечные) и переменной емкости. Основ­
ные параметры любого конденсатора- номинальная емкость и допус­
тимое от нее отклонение, номинальное напряжение, сопротивление
изоляции, ТКЕ и тангенс угла потерь.
Н о м и н а л ь н а я' е м к о с т ь , измеряемая в пико-, нано- и микро­
фарадах, указывается на изделии одновременно с допуском, обычно
в пр�центах. Кстати" стандартный ряд номиналов у конденсаторов
такои же, как и у резисторов.
В зависимости от применяемого диэлектрика все конденсаторы
делятся на п л е н о ч н ы е , с л ю д я н ы е , к е р а м и ч е с к и е (в ос­
новном малой емкости - до 10 ООО пФ), б у м а ж н ы е и м е т а л л о ­
б у м а ж н1;,1е (от 470 пФ до 30 мкФ) и э л е к т р о л и т и ч е с к и е , при­
последние значительно превосходят все первые типы по массогаба­
ритным показателям, могут работать только при одной полярности
приложенного напряжения (постоянном
· , или пульсирующем), их емкость доходит до 47 ООО мкФ.
- 64-
Среди э л е к т р о л и т и ч е с к и х к о н д е нса т о р о в особое мес­
то занимают так называемые о бъемн о - п о р и с т ы е (ЭТО), диэлект­
рик которых выполняется по специальной технологии.. Эти конденса­
торы отличаются весьма малыми размерами и малыми токами утечки.
_ В последнее время в качестве конденсаторов сверхбольшой ем­
кости начали применять так называемые и о н и с т о р ы , емкость
которых доходит до нескольких фарад. Например, ионистор КИ-1-1,
представляющий• двухэлектродную электрохимическую ячейку с твер­
дым электролитом, имеет удельную емкос�ь свыше 10 Ф/см3 , работает
при напряжении до 0,5 В на постоянном токе или на инфранизкой час­
тоте переменного; может играть роль аккумулятора с числом· циклов
более 103 • Оптимальное сочетание дают такие , элементы: солнечная
батарея-ионистор-импульсная нагрузка. Выпускаются КИ-1-1 обыч­
но емкостью 0,1 ... 50 Ф, причем габариты последнего небольшие:
диаметр 22, длина 12 мм. Для повышения напряжения элементы могут
включаться последовательно.
Номинальное напряжение конденсатора определяется из условий
длительной надежной работы прибора, оно всегда меньше J1спытатель­
ного и rем более пробивного.
Сопротивление изоляции характеризует качество его диэлектрика
и силу тока утечки. Последняя может у конденсаторов одного типа
отличаться на один-два порядка.
Температурный коэффициент емкости определяется как ее обра­
тимое изменение (в миллионных долях от номинальной) при измене­
нии температуры на 1 °С.
Тангенс угла потерь определяет величину потерь в конденсаторе"
работающем в цепи переменного тока. Наименьший tg (() имеют конден­
саторы с диэлектриком из высококачественной керамики: tg rp <
< (О,0012 ... 0,0025), наибольший - у электролитических конденсаторов
(tg q> = 0,1 ... 0,2).
Подстроечные (полупеременные) и переменные конденсаторы
имеют обкладки, смещающиеся относительно друг друга при· вращении
оси прибора; применяются в устройствах настройки контуров. радио­
приемников и передатчиков, в судовой электронике взамен них ис­
пользуются варикапы (см. диоды), вариконды·и варисторы.
3.3. Трансформаторы и дроссепи
В источниках питания совремеииой электронной ап­
паратуры, а также в других �стройствах достаточно широко приме­
, няются маломощные (до 5 кВА) трансформаторы и дроссели.
Трансформаторы делятся на. питающие, согласующие и импульс­
ные. Т р а н с ф о р м а т о р ы п и т а ю щ и е
преобразуют переменное
напряжение первичного источника (сети) в любые другие значения,
требуемые для нормального функционирования аппаратуры, они, как
правило, позволяют получать ряд вторичных напряжений, гальвани­
чески не связаииых ни друг с другом, ни с первичной обмоткой. Эти
5 Зак. № 139
- 65 -
трансформаторы обычно работают на частоте 50 Гц (реже 400 Гц); вы­
полняются, как правило, многообмоточным:.,, а по конструктивному
признаку разделяются на стержневые (П-образные), броневые, (111-об­
разные) и тороидальные (О-образные). Последние имеют минимальные
потоки рассеивания, нечувствительны к внешним магнитным полям,
но трудоемки в изrотовлении и обычно используются на повышенных
частотах. Основные параметры таких трансформаторов: габаритная
(или типовая) мощность - полусумма мощностей всех обмоток, номи­
нальная мощность - сумма мощностей вторичных обмоток трансфор­
матора малой мощности, номинальное первичное и вторичное напря­
жения (при номинальной нагрузке), коэффициент трансформации
и КПД. Более подробные сведения о трансформаторах питания можно
найти в справочниках.
Тр а н с ф о р м а т о р ы· с о г л а с у ю щ и е (двух-, трехобмоточные)
служат для соединения между собой отдельных узлов аппаратуры; раз­
деляются на входные, выходные и собственно согласующие. Как пра- ·
вило, это маломощные трансформаторы (кроме выходных) в миниатюр­
ном исполнении.
К их основным параметрам относятся: номинальная мощность
(О,001 ... 25 Вт), номинальное сопротивление нагрузки, коэффициент
трансформации. Для выходных трансформаторов дополнительно
оговаривают полосу рабочих частот и КПД (он должен быть в преде­
лах О,70 .. � 0,98), причем меньшее значение относится к трансформато­
рам мощностью до 0,5 Вт, большее - мощностью 1 кВт и выше.
И м п у л ь с н ы е т р а н с ф о р м а т о р ы применяются в основном
для соrласования схем управления с тиристорами; чаще всего выпол­
няются на пермаллоевых или ферритовых магнитопроводах и имеют
герметизированное малогабаритное исполнение.
В последнее время начали применяться так называемые п ь ез о к е р а м и ч е с к и е т р а н с ф о р м а т оры .
Они представляют собой
плас�ины из специальной керамики, на которые накладываются две
(или больше) пары электродов. На одну пару подается входное напря­
жение; оно возбуждает в керамике резонансные механические колеба­
ния, в результате пьезоэффекта на выходной паре появляется ЭДС.
Работают такие трансформаторы, как правило, на повыше:цной часто­
те, имеют КПД, равный 60-90 %, и обладают лучшими (в 6-10 раз)
массогабаритными показателями, чем транеформаторы на железном
сердечнике.
Дроссепи (для сглаживающих фильтров) выполняются на магнито­
проводах, имеющих немагнитную прокладку (зазор), -что позволяет
достичь при одинаковом токе подмагничивания значительно большего
значения индуктивности и уменьшить влияние на нее тока подмагни­
чивания. Дроссели могут иметь одну или две обмотки: основную
· и компенсационную. При последовательном согласном включении
обмоток индуктивность увеличивается, при встречном - уменьшается.
Основным параметром дросселя является индуктивность В при
заданном токе подмаrничивания. Для фильтров выпрямителей про­
мышленность выпускает дроссели с индуктивностью от 5 · 1 6
о-
- 66 -
до 5,0 Гн (Генри) при токе подмагничивания от 0,125 ... 10 А и от
5 · 10-6 до З · 10-э Гн при токе 12 ... 250 А.
3.4. Полупроводниковые резисторы
Полупроводниковые резисторы - это приборы, со­
противление которых изменяется в функции внешних физических
полей: напряжения, освещенности, температуры, механического
усилия и т. п. - Они применяются в современной электронике, как пра­
вило, в качест)Эе датчиков внешних параметров, а также в качестве
устройств компенсации для стабилизации параметров других элект­
ронных элементов.
В а р и с т о р ы · представляют собой нелинейные
сопротивле­
ния, изготовляемые обычно из порошкообразного карбида кремния.
БАХ - симметричная (рис. 3.3) и может быть выражена так:
пп-
1 = kUrx '
rде а - коэффициент нелинейности (от 3 до 5); k - конструктивный
коэффициент.
Нелинейность БАХ определяется несколькими механизмами, глав­
ным из которых является увеличение (при повышении напряжения)
электронной эмиссии на острых гранях зерен материала вследствие
микронагрева контактирующих точек, и увеличением проводимости
оксидных пленок. Варисторы практически безынерционны, изготавли­
ваются на напряжения 15 ... 1300 В и токи 2 мА ... 1,5 А.
Варисторы применяются для защиты от коммутационных перена­
пряжений, в качестве ограничителей и в функциональных преобра­
зователях.
Те р м о р е з и с т о р ы ( т е р м и с т о р ы ) - это ПП резисторы, со­
противление которых зависит от температуры. Наибольшее распро­
странение получили термисторы с отрицательным температурным
коэффициентом:. Изгота�ливаются они обычно из поликристалличес­
ких оксидных полупроводников, в частности окислов таких металлов,
как титан, цинк и др. Основные параметры этих приборов: номиналь­
ное (при 20 °С) сопротивление R O , коэффициент температурной чув- ·
ствительности В, допускаемая мощность рассеивания при номиналь­
ной и предельной температурах, диапазон рабочих температур и по­
стоянная времени (рис. 3.4, кривая 1 ).
Зависимость между основными параметрами термистора имеет вид:
Rт =R C\:) ехр
(_!:_т - _!!__),
т
о
где R С\:) - сопротивление при
Т = С\:) (К) - указывается в паспорте.
s•
- 67-
1
-и
и
�
-1
70
Характеристики
Рис. 3.4.
термистора (1), позистора (2)
и металлического термомет­
ра сопротивления (.3}
Коэффициент В может быть найден из двух замеров сопротивле­
ния: Rl и R2 при Tl и Т2:
Рис. 3.3. ВАХ варистора
Rl
В=
· ln -R2
Термисторы обычно используются в 1<:ачестве датчиков температу­
ры, элементов термокомпенсации усилительных· устройств и т. п.
°
Обычный диапазон рабочих температур - от - 40 до 180 , постоянная
времени - от 0,1 до 40 с. Иногда используются термисторы, обладаю­
0
щие релейной характеристикой R = q,(T ), в особенности в системах·
температурного контроля.
П о з и с т о р·ы (ПР) - это терморезисторы с положительным тем­
пературным коэффициентом. Они изготавливаются из материалов,
например титаната бария, которые в определенном, достаточно узком,
диапазоне температур резко увеличивают свое сопротивление (рис. 3.4,
кривая 2); служат для температурного контроля обмоток электричес­
ких машин, в системах пожарной сигнализации и т. п. Для конкретно. го
изменить температуру ,;срабатывания'; невозможно. На этом
. же рис. З.4, кривая 3, приведена и характеристика металлического
(платинового) термометра сопротивления.
Ф о т о р е з и с т о р ы (ФР) - это ПП резисторы на базе сульфида
и селенида кадмия, сернистого св�нца и других материалов, сопроrив­
ление которых довольно сильно зависит от освещенности рабочей
поверхности.
Основными параметрами ФР являются следующие:
� удельная интегральная чувствительность
п:р
IФ
IФ
k =--=--0
ФU
ESU
- темновое сопротивление (при
д.R/R
отсутствии света);
- рабочее (допускаемое) напряжение;
- допускаемаsr мощность рас­
сеивания;
- постоянная в�емени, т. е. вре� ·
мя, в течение которого сопротивле­
ние ФР меняется на 63 % от окончательно установившегося значения;
-д R fR
- кратность изменения сопротивления (отношение темнового сопро- Рис. 3.5. Деформационные характе­
тивления к сопротивлению при ос- . ристики тензорезисторов
вещенности 200 лк);
- максимум спектральной чувствительности (или спектральная
характеристика), т. е. диапазон длины волны падающего света, где чув­
ствительность ФР максимальна. Характеристики ФР - волыамперная
(1 = q>(U) при Е = const) и световая IФ = q>(E)- практически линейны.
Применяются ФР в основном как датчиJ<и светового потока, а также
в составе оптронов. Другие типы светочувствительных приборов
(фотодиоды, фототранзисторы и фототиристоры) описаны выше.
Т е н з о р е з и с т о р ы (ТзР) - это ПП резисторы, сопротивление
которых меняется при их растяжении или сжатии (деформации). Наи­
более часто для этой цели помимо ПП применяют металлические тен­
зометры, но у ПП значительнq выше чувствительность, хотя хуже тем­
пературная стабильность. Изготавливают ТзР в основном из кристал­
лов кремния, легированного для создания электронной или дырочной
проводимости (рис. 3.5). Их основными параметрами являются: коэф­
фициент тензочувствительности
k=
ЛR/R
Лl/1
= - 100 ... 135;
номинальное сопротивление (50 ... 500 Ом), рабочий ток (5 ... 40 мА),
рабочий диапазон относительной деформации (до ± 10-3), температур­
ный коэффициент сопротивления и коэффициент тензочувствительности.
Применяются в качестве датчиков деформации деталей машин
и механизмов.
3.5. · ПолупровОАНИКОВЫе
гальваномагнитные элементы
где 1Ф - фототок, µА; Ф - световой поток, лм; U - напряжение, ·в;
Е - освещенность, лк; S- площадь светочувствительного слоя, м2•
Гаm.вавомаrвиrвым элементом называют устройство,
предназначенное для преобразования магнитного потока в электри­
ческий сигнал. Чаще всего применяют для этой цели элементы Холла
(холnотроны), магниторезисторы, магнитодиоды и магнитотранзисторы.
- 68-
- 69-
Э л е м е н т Х о л л а·
- это тонкая
пластина, чаще всего германия или анти­
монида индия, вдоль которой пропускает­
ся ток, а перпендикулярно плоскости плас­
тинки создается магнитный поток В, при
этом на выводах, расположенных посреди­
не боковых граней· (рис. 3.6), возникает
ЭДС, называемая ЭДС Холла:
Рис. 3.6. Принцип
эл емен!l'а Холла
работы
При изменении направления тока или
магнитного потока меняется и знак ЭДС.
Обычно она не превышает долей вольта.
Основные параметры преобразователя Холла:
- номинальное значение тока управления (7 ... 200 мА);
- номинальное значение индукции магнитного поля (до 2 Тл);
- входное сопротивление (1 ... 1000 Ом);
- удельная чувствительность В/А· Тл (0,5 ... 100);
- выходное сопротивление (1 ... 2000 Ом);
- температурные коэффициенты kx и сопротивления.
Элементы Холла служат как для измерения магнитного поля, на­
nример в зазоре между полюсами электрических машин и аппаратов,
так и для создания множительных преобразователей.
Ма г н и т о р е з и с т о р - полупроводниковый резистор, сопро­
тивление которого меняется в зависимости от магнитного потока.
Увели�ение сопротивления при этом объясняется искривлением траек­
тории движения части электронов под действием магнитного поля.
Основным материалом для изготовления магниторезистора является
сплав InSЬ и NiSЬ, легированный теллуром (рис. 3.7).
Основные параметры магниторезисторов следующие:
- номинальное сопротивление (при В_= О) - R 0 = 20 ... 150 Ом ;
. - маrниторезистивное отношение R/R 0 в поле 0,3 или 1,0 Тл
(3,3 ... 10);
- мощность рассеивания, не вызывающая дополнительного нагрева прибора (5 ... 15 мВт).
R Ro
1 мА
,J
2
1
-15
-10-05
,
)
1
0,5 1,0 1,5 В,Тл
Рис. З.7. Характеристики магнито­
резисторов. Здесь о - удельная
проводимость
о
Рис. З.8.
диода
- 70-
10
Характеристики
JO ll, В
ма.гнито-
Достоинствами магниторезисторов по сравнению с элементом
Холла являются отсутствие дополнительной цепи для питания током
управления и лучшая температурная стабильность. -Применение магни­
торезистора - аналогичное элементу Холла.
Ма г н и т о д и о д ы и м а г н и т о т р а н з и с т о р ы
не являются
в чистом виде пассивными элементами электроники, так как содержат
активные р-n-переходы, но благодаря близости их свойств к рассмот­
ренным выше приборам, имеет смысл включить их в этот раздел. Итак,
магнитодиод - это ППП с р-n-переходом, прямой ток которого в зна­
чительной �тепени зависит от магнитного потока, направленного
перпендикулярно его оси. Кстати, обратный ток практически .не зави­
сит от потока.
Конструктивно магнитодиод представляет собой р-n-переход, где
концентрация дырок в р-области значительно больше концентрации
электронов в n-области, последняя, кстати, имеет значительно боль­
шую протяженность, поэтому их называют длинными диодами. Меж­
ду анодом и катодом имеется довольно протяженная область ти­
па i.
Основные параметры магнитодиодов таковы:
- прямое падение напряжения (при В = О) 6 ... 15 В;
·
- прямой (рабочий) ток до 5 мА;
- маг_нитная чувствительность, определяемая при разных токах;
составляет 1О ... 30 В/Тл;
- максимальная рассеиваемая мощность 200 мВт;
- диапазон рабочих температур от 60 до 85 °С.
Характеристики (рис. 3.8) могут быть симметричными и несиммет­
ричными соответственно в магнитодиодах Кд 304 и КД 301. Исполь­
зуют-ся магнитодиоды для измерения и контроля магнитных потоков,
перемещения деталей и т. п.
Ма г н ит о т р а н з и с т о р - это прибор контроля магнитных по­
токов следующего поколения. Наибольшее распространение получили
двухколлекторные магнитотранзисторы, которые напоминают мосто­
вую схему (рис. 3.9). При отсутствии магнитного потока инжектирован­
ные эмиттером дырки примерно поровну
распределяются между коллекторами, то­
ки обоих коллекторов равны и напряже­
ние в диагонали моста отсутствует. При
наличии магнитного потока В, перпенди­
кулярнОГQ к траектории электронов, про­
исходит пер�распределение инжектиро­
ванных носителей заряда, при этом ток
одного коллектор.а, например К2, увели­
чивае,:ся, а ток Kl уменьшается, в диаго­
нали моста появляется напряжение.
Имеются и другие варианты расположения
RБ
коллекторов.
Достоинством маmитотранзисторов яв- -и
ляется их более высокая чувствительРис. 3.9. Маrнитотранзистор
ность к магнитному потоку.
о--------­
- 71-
Существуют еще и так наз�ваемые
rальваномагнитор е к о м б и н а ц и о н н ые п р е о б р а з о в а т е л и (ГРМ), но они пока не
получили большого распространения.
Глава 4.
4.1. Общие све.11ени11 об усипитеп11х
3.6. ПопупровоАн�ковые
термоэпектрические преобразоватепи .
Полупроводниковые термоэлектрические преобразователи, называемые также терuоэлектроВНЬ1ЫИ приборами (ТЭП);
представляют �обой обратимые преобразователи тепловой энергии
в э�ектрическую, или наоборот. В первом сдучае используется извест­
ныи из физики эффект Зеебека, который заключается в том, что при
разности температур спаев двух различных материалов в цепи появ­
ляется термоэлектродвижущая сила (термоЭДС), значение которой ,
зависит от материала спаев, разности температур, но не превыш.ает
0,5 В. Поэтому для получения более высокого напряжения такие
элементы необходимо включать последовательно; КПД преобразова­
ния не превышает 8 ... 25 %. Такие батареи на судах могут применяться
для утилизации тепла отходящих газов от главных двигателей, но
пока они слишком дороги. Более перспективным является использо­
вание обратного преобразования электрической энергии в тепло (или
холод). В этом случае через набор из последовательно включенных
чередующихся ПП областей р- и n-типа, соединенных медными пласти­
нами, пропускают электрический ток. При этом, если ток протекает от
n- к р-слою, то в этом месте будет поглощаться тепло (эффект Пелтье),
а в точке контакта Р�,п тепло будет выделяться. Таким образом ТЭП
представляет собой тепловой насос, забирающий тепло из одн�й об­
ласти и выделяющий в другой (рис. 3.1 О). На одной из рабочих поверх­
ностен__ ТЭП .при температуре ТO поглощается тепловая энергия Q о '
.,
а на другои при Т и выделяется энергия Q = Q0 + Qn , где Qn .:. энергия,
потребляемая электрической цепью.
Элементы ТЭМО-3 ... ТЭМО-10 и батареи на их основе ТЭБI и ТЭБ2
позволяют или охлаждать сравнительно небольшие объемы (деталей)
или поддерживать �остоянной температуру (в пределах - 20 ... 40 °с)
и даже - 30 ...- 70 С) при потребляемом токе в несколько ампер
(�шря�ение - 4 ... б В). Основными достоинствами таких преобразо­
вателеи является их обратимость (изменение направления тока
меняет функцию охлаждения на
1
нагрев и обратно), малые габари1t.
11,
.,,
ты и широкая область применения
i
от термостатирования
узлов
e,.-�...,___
е-- -ele,...
(
-+-{Э � Фэлектронной аппаратуры, тариров­
Т2 7То
� <То
ки датчиков до использования
Рис. . 3.10. Термоэлектропреобразова- В небольших бытовых холодильтель
никах).
--е!-е1е- =::�
- 72�
УСИЛИТЕЛИ
,
Усилитель является одним из важнейших элеменrов
ого
любого электронного устройства; он , служит для усиления входн
гоа
Иногд
ия.
сигнала по мощности за счет энергии источника питан
ис­
ворят, что усилитель осуществляет модуляцию потока энергии от
льшее
точника питания к нагрузке в функции входного сигнала. Наибо
нико­
распространение получили усилители, построенные на полупровод
в
вь1х усилительных элементах - биполярных и полевых транзисторах,
ых
последнее время маломощные усилители выполняются в виде готов
сиг­
щая усиливать
интегральных схем. Простейшая ячейка, позволяю
нал, называется усилительным каскадом.
т усилители
В зависимо�и от вида входного сигнала различаю
·
следующих типов:
назначенные
- переменного тока (гармонических колебаний), пред
для усиления сигналов указанной формы;
ивать медленно меняю­
- постоянного тока (УПТ), способные усил
щиеся сигналы;
алов _прямоугольной
- импульсные, служащие для усиления сигн
формы, и�пульсы;
- фазочувствительные;
- среднеr:о значения сигнала и др.
вных параметров
Основные параметры усилителей. Одним ·из осно
. Различают три
любого усилителя является его коэффициент усиления =
U .JЛUвх,
к о э ф ф и ц и ент а у сил е н и я: п о н а п р я ж е н и ю ku Л вы
к эффициенты
п о т о к у k i = Лlвы.J Лlвх и п о м о щ н о с т и . Эти о
ащений соответ­
.выражаются, как правило, в виде отношения прир
амплитудных
ствующих параметров, что вызвано нелинейностью
й безразмерные
характеристик; в этом случае они представляют собо
фициентов играет
величины. В зависимости от того, какой из коэф
ями напряжения,
наибольшую роль, и называются устройства усилител
оусилительной ап­
тока или мощности. Усилители, применяемые в звук
л о г а р и ф м и ч е с к и м и к о э ф ф и­
паратуре,· характеризуются
=
k , i. В этом случае
ц и е н т а м и уси л ени я , в.децибелах: D 201g 1,1
40 дБ, k u = 1000 60 дБ
коэффициент k = 10 соответствует 20 дБ, k u = 100
ителя свойствам
и т. д. Это сделано для согласования качества усил
человеческого уха.
я характеризуют
Кроме коэффициентов усиления, работу усилител
следующие параметры:
на активной на.- номинальная выходная мощность, выделяемая
грузк� с сопротивлением Rн и равная
Рв ы� ноы = V :ых maxlRн;
и в нагрузке,
- коэффициент полезного действия: отношение мощност
- 73-
к потре�ляемой от источника питания Т1 = РвыхlРпот ; мощность сигнаР
ла при этом обычно не учитывается;
- коэффициент нелин;ейны искажений: отношение суммы всех
�
высших гармоник,кроме первои,к
амплитуде первой гармоники (в случае синусоидального сигнала)
✓ U�ax(II) + U�ax(III) + •·· + U�ax(1)
Umax(I)
- полоса пропускания (будет показана на частотной характеристике);
- �корость нарастания выходного напряжения, будет рассмотрена
на переходной (импульсной) характеристике.
· Кроме этого,· при выборе или разработке
усилителя следует учиты
вать показатели стоимости, качества, надежности, дизайна, ремонто­- .
пригодности и т. п.
Основными характеристиками у�илителей являются амплитудная,
частотная, фазовая и переходная (рис. 4.1).
Ам п л и т у д н а я х а р а к т е р и с т и к а показывает зависимость
Uвых �т lf_,вx (или Iвых от I ); на кривой, как
правило, наблюдаютс не­
вх
линеин�и участок вблизи начала координат и участок насыщения.яПри
большои амплитуде сигнала или неудачном выборе рабочей точки
неизбежно появление нелинейных искажен�й; отчасти именно из-за
формы характеристики и выбирают дифференциальный способ· опре­
деления ku , ki •
Б}
1,0
Кц
0, 7
t-- ----',-1'
,,
/1
1 '
1
/ 1
8)
1
fв fc
Uвы��--+--------t
10
-1
d,9-
-r_,,..____
1
1
1
1
1
- ....1-..L.01, _____._
--
t" t"
---t
Рис. 4.1. Характеристики усилителей: а - амплитудн
ая·• б частотная; в - фазовая; г - импульсная
·
- 74-
4.2. Обратна11 св11зь
в усилите1111х
........----, - -
/
.
Ча с т о т н а я х а р а к т е р и с т и к а
ku = q>(/сиrн) показывает,
в каком диапазоне частот сигнала усилитель сохраняет свои качества.
Для усилителей постоянного тока (УПТ) частотная характеристика
показана пунктиром (при fсиrн = О ku близок к номинальному). Для
усилителей переменного тока допускается уменьшение коэффициента
усиления за пределами рабочей зоны /сиrн •
Полоса пропускания определяется как диапазон изменения /сиrн ,
при котором ku уменьшается не более чем на 3 дБ (до О,707 номинала);
это не заметно на слух.
Для усилителей, не предназначенных для звуковоспроизводящей
аппаратуры, критерии снижения ku могут быть другими.
Фа з о в а я х а р а к т е р и с т и к а определяет угол сдвига между
входным и выходным сигналами в зависимости от частоты этого
сигнала. Для усилителей, не имеющих обратной связи (ОС), форма
фазовой характеристики (кроме специальных фазочувствительных
усилителей) значения не имеет, но при наличии ОС переход фазовой
характеристики через нуль рпределяет изменение знака обратной
связи. К чему это приводит будет показано ниже.
Переходная характеристика
показывает зависимость
выходного сигнала от времени при подаttе ступенчатого входного; по
этой характеристике определяется скорость нарастания выходного
сигнала Vu вых = ЛUвыхfЛt, причем ЛU
вых измеряется в интервале
�
о, 1 ... о,9 максимального значения этои величины. .
Обратной связью (ОС) называется передача части или
целого выходного сигнала усилителя на его вход. ОС существенно из­
меняет параметры усилителя. В зависимости от того, складывается или
вычитается сигнал ОС с входным эта ОС будет положительной (ПОС)
или отрицательной (ООС) (рис. 4.2).
Если ос нет, то Хвы х = kхвх . Если включается ос, то Х вы х =
= k · (Хвх ± �ХвыJ, где �-·коэффициент обратной связи; � = О ... 1, так
как элементом ОС является, как правило, пассивное устройство, ре­
зистивный или емкостной делители. ,,Плюс" в уравнении - при ПОС,
минус" - при ООС. Приведя уравнение к нормальному виду, можно
" лучи ь
по
т
I<
k
ХвОыСх= --- Хвх,
1 + �k
где �k- петлевое усиление; (1 + �k) .;.
глубина ООС.
- 75-
Xz
Рис. 4.2. Структура усилителя с
обратной связью
,
Если � = О, то уравнение будет иметь такой же вид, как и для
усилителя без ОС. Если рассмотреть ООС, то·при k » 1
1
1
Х х, так как l/k � О.
.....
)_+_� Хвх �
� 8
Х.�� = (-l-k
/
Таким образом, при ООС коэффициент передачи усилителя пере­
стает зави�еть от k, что резко повышает стабильность работы схемы, но
ценой значительного уменьшения коэффициента усиления. В электрон­
ной технике стабильность цените� выше многих · других параметров.
ПОС (при �k 1) приводит к резкому увеличению коэффициента
передачи сигнала, но, как легко убедиться, незначительное, на
1 ... 2 %; изменение k может привести к изменению коэффициента пе­
редачи на десятки процентов, т. е. ПОС резко уменьшает стабильность
работы устройства.
Поэтому ПОС очень редко применяется в обычных пропорциональ­
ных (линейных) усилителях, но зато так называемые релейные усили�
тели и генераторы сигналов обязательно включают в свою структуру
ПОС, при этом �k > 1.
Для более полного выяснения влияния отрицательной обратной
связи на качество электронных (и иных) усилителей имеет смысл рас­
смотреть многолинейные схемы и уточнить, что обеспечивает ООС по
току и напряжению, как цеnесообраэнее соединять входной сигнал
и сигнал ООС - параллельно или посJ1едовательно. Для этой цели
удобно использо вать табл. 4.1. ·
Как видно из табл. 4.1, в схемах 1 ·и 2 использовано параллельное
подключение сигналов входного 1-J· ОС, в схемах 3 и 4 - последователь­
ное, в схемах 1 и 3 сигнал ОС пропорционален выходному напряже­
нию, а в схемах 2 и 4 � току. Соот�етственно при ООС по току выход­
ным сигналом собственно усилителя и входным для элемента ОС яв­
ляе� ток, при; ООС по напряжению - напряжение. Аналогично при
параллельном включении сигнала ОС с входным суммируются токи
(ибо напряжения одинаковы), а при последовательном - напряжения.
Отсюда легко определить размерность коэффициентов k и � как
отношение в�ходного параметра к входному, а так как ранее было
указано, что при достаточно глубокой ООС коэффициент передачи
(весьма стабильный) равен 1/�, можно найти, в какой схеме какой па­
раметр стабилизируется. Это особенно важно при построении много­
каскадных усиnителей, ибо в подобном случае необходимо обеспечи­
ва'l'Ь одинаковость стабилизированных выходного параметра предыду­
щего каскада и входного последующего. В противном случае стабиль­
ность всего усилителя будет нарушена.
В дополнение следует заметить (без �ывода формул):
1. Входное сопротивление усилителя с последовательным подкinо11ением сигнала ООС увеличивается в (1 + �k) раз по сравнению с вход­
ным сопротивлением самого усилителя [Rif =R8x {l + �k)} и умень­
шается во столько же раз при параллельном. Способ получения сигнала ОС р9ли не играет.
<
- 76-
Таблица4.1. Методы поД1tЛЮчения ООС
Структура
Cma!J1.1л11JU/J.
}I
/:JutJ ООС
1
nар111111ельная
по напряж.
2
параллельная
по току
J
послеrJоdатель­
ная по НОЛJ]RЖ.
Ku
4
ПослеооЬатель
о оку
нан л т
у
Размерность параметр
2. Выходное сопротивление усилителя, охваченного ОС, по току,
увеличивается в (1 + �k) раз по сравнению с выходным сопротивле­
нием собственно усилителя и уменьшается во столrко же раз при ОС
· ·
по напряжению.
. 3. Нелинейные, частотные и фазовые искажения усилителя, охва­
ченного ООС, уменьшаются в (1 + �k) раз во всех случаях.
Истинность этих утверждений читатель может проверить сам при
более подробном рассмотрении структуры усилителя с ОС.
Для пояснения механизма действия ООС по току и напряжению
с последовательным и параллельным подключением - сигнала ОС
к входному можно рассмотреть несколько примеров.
\
Прим.ер 1. Для схемы эми�ерного повторителя (рис. 4.3, а) можно считать
справедливым следующее: если входной сигнал (положительной полярности)
увеличивается, то увеличиваются базовый и коллекторный ·токи транзистора, а
также падение напряжения на R9, т. е. выходной сигнал +И8х t-+ ]б t-+ Iк t"
.. ЛИ R t ... И вых· Тогда напряжение транзистора Иэб = .Ивх - U вых.
таlим образом1имеет место ООС (знак ,;минус''), сигнал ОС-по напряжению.
а суммируются на входе напряжения. Следовательно, перед нами схема З из
табл.4.1.
Пример 2. Для схемы на рис.4.3,б +И8xt-+Jбt-+lкt-+ЛURз t; Uзб = Ивх- ЛИ R,· Следовательно, имеем ООС, последовательную по току, ибо URз = q>(lк)
(см. схему 4 в табл.4.1).
Пример З. Для схемы на рис. 4.3, в +Ивхt"1'6t-+ lк t" ЛURк t-+ Ик ! -+ r6i.
· Та.к как под дей�твием входuого сигнала одна составлJJющая базовоrо тока увели-
- 77-
а)
Iк
15
Uвх
+EI(
R I(
VT
Rэ
б)
+Ек
Uвых
+f
с,
о-!
Rэ
8)
•
а)-
Uвых
Uвых
1
1
1
tL.==-==--+-��-JII ::о 1
1 1
1
I/,,,,A 1
0,2
Uвых
Uвых
Rэ
Рис. 4.3. Схемы усилителей с различными видами ООС; а - последова­
тецьная по напряжению; б -последовательная по току; в -параллель­
ная по напряжению; г - параллельная по току
чивается, а вторая под действием ОС уменьшается, ОС -отрицатепьная, парал­
лельная, по напряжению, токи на входе суммируются (см. схему 1 в табл. 4.1).
Пример 4. Схему на рис.'4.3, г, где реализуется qoc по току, читатель пусть
рассмотрит сам и одновременно проанализирует, к чему приведет подключение
резистора. Rб к коллектору VT2.
Часто используют комбинированные ООС с целью обеспечения
требуемого эффекта, незначительно изменяя значения входных и вы­
ходных сопротивлений.
Как дальше будет показано, ОС играет чрезвычайно большую роль
при построении множества электронных устройств, и к их работе при­
дется возвращаться неоднократно.
4.3. Уси11ите11и переменного тока
УСИJJИТель переменного тока - это устройство, пред­
. назначенное для усиления входного сигнала, как правило, сину­
соидальной формы. В . настоящее время такие усилители в основном
вы�олняются на транзисторах, как биполярных, так и полевых, при­
чем используются различные схемы их включения. Чтобы выяснить
основные свойства такого устройства, целесообразно рассмотреть
простейший усилитель на одном биполярном транзисторе, включенном
по наиболее распространенной схеме с общим эмиттером (рис. 4.4, а).
Ек
Рис. 4.4. Схема (а) и диаrрам:ма работы (б) простейшего }Килите­
ля переменного тока
Проанализируем методику расчета такого усилителя на заданные
параметры. Для наглядности используем графоаналитический метод_;
и
Итак, .в качестве основного элемента схемы выбирается маломощны
па
транзистор n-р-n-типа (при использовании транзистора р n-р-ти
ос­
придется поменять полярности питания и сигнала) со следующими
новными параметрами: U кз max = 15 В, Iк max = 15 мА, В= 60. Ч:rобы
включить его в схему с ОЭ, необходимо выбрать напряжение питания
коллекторной цепи Ек < Uкз max (с гарантией безотказной работ� схе­
мы примем Ек = 12 В) и величину Rк так, чтобы максимальныи то15
в цепи не превышал допускаемый для транзистора. Так как последнии
ать
может находиться в состоянии насыщения, то можно рекомендов
Ек
1'
12
Rк = ------- = - --· = 1 кОм.
(О,75 ... О,8)Iк max
0,8· 15
а
Теперь на графике, где изображены характеристики транзистор
=
(рис. 4.4, б), можно провести нагрузочную прямую через точки Uк
= 12 В' 1к = О и Iк max = 12 мА, Uк = О и по точкам пересечения коллекторханых характеристик с нагрузочной прямой построить переходную
е­
рактеристику. После этого необходимо выбрать и рассчитать полож
ис­
ние точки покоя, которая характеризует такой режим работы транз
как
тора, когда подано напряжение питания, но еще нет сигнала. Так
лов
рассматриваемый усилитель предназначен для усиления сигна
це­
ных
выход
переменного тока, все напряжения и токи во входных и
­
пях должны имет)) возможность как увеличиваться (при одной поляр
о
бходи
�
ности сигнала), так и уменьшаться. Поэтому точки покоя не_?
ои,
прям
и
зочно
нагру
ков
выбирать где-то посредине линейных участ
- чуть
переходной и входной характеристик (о построении последней
б).
ниже). Итак, точки покоя выбраны (показаны кружком на рис. 4.4,
J
- 78-
12 Uк,В
6
Uвых
2)
и Sx
J
- 79-
Как видно, в данной схеме в режиме покоя через транзистор и R
протекает ток, примерно равный половине максимального, напряжl
ние питания Ек распределяется примерно поровну между Rк и тран­
зистором. Для обеспечения этого режима необходимо или создать
каким-то образом начальный базовый ток покоя транзистора, который
можно рассчитать так: 16n = Iкп /В, где п- соответствует режиму
поко...я, т. е. lбп = 0,5 /к maxlВ = 0,5 · 12/60 = 0, 1 мА, или приложить между
базои и эмиттером напряжение, равное J6п · Rвх тр . Входное сопротив­
ление маломощного транзистора, включенного rio схеме с ОЭ (см. п. 1.4),
Rвхоэ. тр =В· "'!t
�06
x, тр = 60 · 100 = 6 кОм,
где 100 Ом - входное сопротивление в схеме с ОБ, найденное раньше.
Создать напря)!_(ение между базой и эмиттером, равное . О 1 · 6 =
= 0, 6 В, затруднительно ( пока), поэтому нужно для образования' базо­
вого тока подключить сопротивление R6 между базой транзистора
и плюсом" источника сигнала. Рассчитать его очень просто. Так как
"
lбп = 0,1 мА, то Rб + Rвх. тр = Ек /Jбп = 12/0,
· 1 = 120· кОм, а так как Rвх. тр'=
= 6 кОм, тоRб = 120- 6 = 114 кОм.
Для наглядности расчета. схемы примем (пока) Rц� = const' хотя
Уж...е известно, что входная характеристика транзистора сугубо нелинеина, но это будет учтено дальше.
Итак, основные элементы схемы рассчитаны, осталось определить
емко.стное сопротивление конденсаторов С1 и С2 • Эти конденсаторы
нужны по следующим причинам. Конденсатор С1 отделяет цепь ис­
точник� сигнала от постоянной составляющей напряжения U69 , со­
зданнои током базы покоя на входном сопротивлении транзистора
(в нашем случае U6з = 0,6 В), а также позволяет исключить влияние
внутреннего сопротивления источника сигнала на режим транзистора
по постоянному току. При работе транзистора в области средних частот
сигнала, емкостное сопротивление С1 должно быть достаточно малым
чтобы не вnиять на свойства каскада. Однако при уменьшении частот�
. оно может оказаться заметным.
Известно, что при работе усилителя в полосе пропускания (Л/)
допускается у-меньшение коэффициента усиления по сравнению с но­
минальным на 3 дБ, или 30 %, значит, при nриближении частоты сигна­
ла к значению fсиrн min , чтобы исключить влияние С·
можно допус­
тить уменьшение входного тока (при том же напряже�и'и сигнала) так­
же на 30 %, или, что то же самое, допустить увеличение Zвх усилителя
на те же 30 %. Иначе говоря, в первом приближении емкостное сопротивление конденсатора С 1 при J1сиrн m1n
•
может составлять 30 ,,,
10 zв,5
...
усилителя, а если поити
на дальнейшие упрощения и считать хе 1 = 30 io
Rвх .тр (пренебрегая Rб ), то Хе 1 1
= о ЗRв' х тр . Если ПрМнять
.
/ сиrн min
'
,
fсиr н min = 50 Гц, Rвх. тр = 6 кОм, то Ci' � 20 мкФ, кстати, конденсатор
может быть электролитическим, на напряжение порядка несколь­
кюс вольт.
Конденсатор С2 отделяет нагрузку от постоянной составляющей
коллекторного напряжения и может быть рассчитан аналогичным
- 80-
способом после подключения и опр�деления значения внешней
нагрузки.
Определив все элементы схемы, можно рассмотреть режим усиле­
сину­
ния сигнала. Пусть на вход усилителя будет подано переменное Тогда
соидальное напряжение с амr;шиrудой, равной,например, 0,2лВ.
ет
положительный сигнал, пришедший на базу транзистораs уве ичива
его базовый, а также коллекторный токи (см. диаграмму), увеличитсяе
падение напряжения на Rк и уменьшится положительное напряжени
что
на коллекторе, т. е. на выходе усилителя. Из диаграммы видно, как
Так
амплитуда выходного напряжения составляет 2 В, т. е. ku = 10.
6 0,
в качестве нагрузки используется RJI:. , то в данной схеме k i =В=вия
а kp • k i ku = 600. Теперь определим коэффициент полезного дейст
усилителя: Т\ = Рн /Рnотр , где Р сигнала можно не учитывать. .
Мощность в нагрузке (по переменному току) можно найти, зная
амплитуды переменных составляющих по току и напряжению.о 2ИзВ
диаграммы в�но, �о онр�вны в данном режиме •соот.ветственн
и 2 мА, т. е. Рн - (2/v2)('+/v2)- 2 мВт.
Мощность, потребляемую от цепи питания, можно найти как мощ­
ль­
ность режима покоя, так как отклонения токов и напряжений дово
,
но невелики и симметричны относите.льно исходных значений. Итак,
%.
2/73,2 � 2, 7�
Рп отр = Ек(lкп + :lбn) • 12(6 + 0,1) = 12 · 6,1 = 73,2 мВт И Т\ =
Кстати, в режиме покоя, когда Рн = О, Т\ = О.
Теперь рассчитаем максимальный КПД каскада. Из диаграммы
следует, что можно увеличить амплитуду входного сигнала примерно
те­
в 3 раза, так, чтобы не выйти за пределы линейных участков хараквы­
в
ристик транзистора (если входной сигнал будет еще больше, то ость
мощн
ходном будут "срезаны" вершины амплитуд). В этом случае дости
гнет
в нагрузке по переменному току возрастет в 9 раз, КПД
ите­
усил
вида
24,6 %, что близко к теоретическому пределу для этого
схемы будет
ля. И, наконец, коэффициент нелинейных искажений
в­
равен нулю, так как использовались только линейные участки осно
ных характеристик.
а,
Если учесть, что входная характеристика транзистора нелинейнть
то для обеспечения малого уровня kии необходимо или использова
небольшой ее участок (режим малых сигналов), или шунтироватьтвход
транзистора сравнительно 1:1изкоомным резистором, о чем буде ска­
зано ниже.
сигнал усилителя находится
Следует отметить, что выходной
°
в противофазе с входным (сдвиг 180 ), что характерно для схемы с об­
щим эмиттером.
ми
Такой режим усилителя, который отличается довольно малыве­
нелинейными искажениями и небольшим, к тому же зависящим отмом
ае я режи
личины выходного сигнала КПД (О ••• 25 %1, назыв тс
к л а с с а А. Усилители могут работать еще в нескольких. классах
В, АВ� С и д.
на
К л асс В - означает такой режим рабоn1, когда точка цокоя ,
к нач
характеристиках транзистора определяется при Uбз = О, Iб • О, Iк =I
(как
ся
ивает
усил
(рис. 4.5, а), Uвы х � Ек • При подаче входного сигнала
6 Зак. No 139
- 81 -
а)
о)
, 1
1
1
/J,
�·
В)
•
Uс.м
--+-t
15---:::;i--tt-t--.:::.....J'--==:t==�=.
U«
Рис. 4.5. Классы работы усилите­
ля: а -класс В; б -класс АВ·
'
в -класс С
это видно из диаграммы) только одна его
а вторая (отрицат,:пьная) дополнительно (положительная) полуволна
запирает транзистор. в р е:
зуnьтате выходнои сщ-нал имеет очень боль
ния, и в �бычных пропорциональных уси шие нелинейные искаже­
усилителеи среднего значения) такой режи лителях (за исключением
го есть серьезное достоинство - высокий КПм не используетс я Н
Д. так как в реж�е
тель практически не потребляет энерги
и, а в рабочем р ежиме
��= сть, выделяе
мая
в
наг
руз
к
е
,
про
ампЛ:тУды напряжения на нагрузке к пит порциональна отношению
ающему напряжению то кпд
много выше, чем в классе А, и теоретич
еск� может
a
Кл а с
АВ (рис. 4.5, б) являет промежуточным
между А и в
(б�е к �) и используется для того,сячто
бы
устранить влияние нели
еиноrо уч тка входной хар
акт
е
рис
тик
и
тра
нзистора на свойств�
;силителя. �оэффициент
нелинейных искажений у него (при опр
еде­
ленных условиях) близок к таковому для
кла
сса
А
а
по
КП
Д
он
мал
о'
уступает классу В.
Кл а с с С ---_ это режим работы усилителя,
когда на базу транзис­
тора подается запирающее напряжение
(рис• 4.5, в). При этом усили- 82-
��:�
�:�; �;i�J%�
вается только часть одной полуволны входного сигнала. Режим может
использоваться для усиления уже искаженного входного сигнала, но
в транзисторных каскадах применения практически не нашел.
-Кл а с с д - это работа транзистора в режиме ключа, когда он
может находиться либо в режиме насыщения, либо отсечки. Применя­
ется во всех импульсных и переключательных схемах�
Теп ерь необходимо несколько уточнить все положения, выявлен­
ные ранее. В первую очередь необходимо учесть сопротивление на­
грузки усилит еля Rн . Оно может быть подключено через разделитель­
-вый конденсатор С2 либо параллельно Rк , либо параллельно тран­
зис-rору; расчетные соотношения при этом не меняются, только при
параллельном включении Rк и Rн фазовый сдвиг будет рав ен
нулю.
Следует иметь ввиду, что в режиме покоя сопротивление Rн _ одно­
каскадного транзисторного усилителя не влияет на положение точ­
ки покоя, так как оно отделено от транзистора конденсатором
С2 (рис. 4.6), а вот при подаче сигнала переменного тока и при
Хс 2 � О общее сопротивление нагрузки транзистора будет равно
Rк II Rн , при этом максимальное значение тока коллектора может
окаэать'ся значительно больше, чем первоначально принятое, т. е.
1� max = Ек l(Rк II Rн ), значит нагрузочная прямая изменит свой наклон
(см. пунктир на рис. 4.4, б). Из этого ясно, что при окончательном
расчете каскада необходимо выбирать транзистор по коллекторному
току с учетом нагрузочной прямой, построенной для Rн 11Rк . Из этого
графика видно, что чем больше влияние Rн (чем оно меньше Rк и чем
круче идет нагрузочная прямая), тем при том же входном сигнале вы­
ходной (напряжение на Rн ) будет меньше, а при Rн =О Uн =0. В своl()
_ очередь, чем больше Rн по сравнению с Rк , тем меньше будет ответ­
вляться в Rн ток, тем меньше будет значение k i для нагрузки, и при
Rн ➔ "' ki - О. Отсюда можно для данных параметров схемы сде­
лать следующий вывод (табл. 4.2): оптимальным режимом пере­
дачи мощности в нагрузку является Rн = Rк , что полностью со­
гласуется с положениями теоретических основ электротехники.
Вторым уточнением, которое нужно сдещ�ть
при анализе схемw на рис-. 4.6, является сле­
дующее. В исходной схеме, называемой схе­
мой с фиксироваНЮD4 током базы, режим по­
коя обеспечивался базовым током, обуслов­
ленным только р езистором Rб • Такая сх ема
очень чувствительна к колебаниям темпера­
туры, поэтому ее целесообразно применять
только для устройств, работающих в узком
диапазоне их изменения.
Значительно большее распространение
получила схема с фиксированным потенциа- Рис. 4•6. Полная принци­
пом базы. Последний обеспечивается с по­ пиальная схема однокас­
мощью делителя Rl-R2; чтобы потенциал де­ кадноrо транзисторноrо
лителя мало зависел щ тока базы, необходимо, усилителя
6*
- 83-
Таблица 4.2. Значения хоэффициен'l'ОВ для разнъа 1W1ряаеиий
Коэффициеиrы
k�
kt
kp
ТопъкоRк
10
60
600
R"-> Rк
10
о
о
R8
о
о
60
<
Rf
Rн•Rк
5
30
150
чтобы ток делителя превышал ток Jбп ; при этом сопротивления Rl и
R2 (особенно R2) получаются малыми и оказывают сильное шунтирую­
щее действие на входную цепь транзистора. Поэтому обычно прини­
мают Iд = (2 ... 5)/бп , а значения самих сопротивлений Rl .и R2 опреде­
ляются потенциалом Uбзп . Кстати, относительно малое значение·R2 по
· сравнению с R вх 'тр уменьшает нелинейность входной характеристики,
что способствует 'уменьшению kни , хотя и требует от источника сигна­
ла большей мощности.
И, наконец, третьим фактором, который отличает схему усили­
тельного каскада (см. рис. 4.6) от ее упрощенной модели, является
введение ООС по току с помощью резистора R9 • Принцип действия
ООС уже и�вестен (см. п. 4.2), поэт<.'му здесь о ней скажем очень крат­
ко. Если под действием повышения температуры увеличился началь­
ный коллекторный ток /к о и, следовательно, Jкп (см. рис. 1.18), то
увеличивается Uзп -=Iзn.Rз 'в результате ибзп ' равное разности ибп - UR2 и Uзnуменьшается, уменьшается Iбnи соответственно -Jк . Обыч­
но величина сигнала ОС Uзп выбирается на· уровне (О,1 ... О,З)Ек , так
как, чем сильнее ООС, тем стабильнее усилитель, но тем меньше его
коэффициент усиления.
Чтобы избежать влияния ООС по постоянному току, что было рас­
смотрено выше, на сигнал по переменному току, сопротивление R 9
обычно шунтируют конденсатором С3 из расчета Хс « R1 приfсиrн цiin.
Итак, определены все элементы усилительного 3каскада на транзис­
торе с учетом всех дополнительных элементов (делителя,обратной св.язи, входной цепи и нагрузки).
Более подробный анализ такого усилителя с целью определения
ku , ki , kp ; Rвх и R вы х можно выполнить с помощью схемы замещения
у�илительного каскада на тран­
зисторе с ОЭ в физических пара­
метрах (рис. 4. 7). Расчет проводит­
I вх
1(
ся для области средних частот, в
/j
которой зависимость- параметров
схемы от частоты сигнала не учи­
Uвых тывается, а
сопротивление всех
R1 I/R2
Rн
конденсаторов приняты . равными
Ia
нулю и в схеме замещения не
обозначены. Кроме того, по пере­
э
менному току сопротивление ис­
Рис. 4.7. Схема замещения транзисторноrо усилителя
точника питания также принято
- 84 -
равным нулю, поэтому Rl и R2 обозначены как параллельно вклю­
ченные.
Итак, определим в х о д н о е с о п р о т и в л е н и е к а с к· а д а .[7]:
Rвх = Rl llя211,вх '
где rвх - сопротивление входной цепи транзистора.
Danee найдем Uбз =Iб- • rб + I • r9 , при этом не учитываем ( rкз +
+ Rн IIRк ), так как оно много больше f'9 , или '!!бз = Iб[rб + (1 + В )rз], за­
тем, разделив обе части полученных уравнении на rб , получим
'вх = rб + (1 + В)rз '
где rб - объемное сопротивление базы, составляющее 100 ... 400 Ом:
r - дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, ,о_nреде
л�емое как ЛU9б/ЛJ9 � fРт/Iз = 0,025/19 и составляющее единицы-де­
сятки Ом. Отсюда rвх для схемы с ОЭ составляет 1 ... 5 кОм (в прибли­
женном расчете было получено 6 кОм).
К о эфф и ц и е н т у с иле н и я к а с к а д а п о т о к у ki =lн liвx
определяется следующим образом. Найдем Iб • IвхRвх /rа х • Далее,
учитывая очень малое сопротивление r9 по сравнению с сопротивле­
ниями элементов выходной цепи, напишем
_
lн =Вlб
'к(з)IIRнllRк
Rн
и после подстановки
Если принятьRвх � 'вх, а 'к<з> » RнttRк , то
RкttRн
k•=B--•
Rн
и при Rк · » Rн k i = В, т. е. мы пришли к тому же результату, что И- ранее (см. табл. 4.2).
К о эфф и ц и е н т у с и л е н и я ка с к а д а п о н а п р яжени ю
ku � Uвы х /.'Er можно найти так. Определим
Uн =lнRн,
тогда
lнRн
R ·
R R
н
к tt н
k = -----=k·1 ----=В----
u
Rr +R вх
Rr +R вх
iвx(Rr +Rвх )
Иначе говоря, чем больше В и сопротивление выходной цепи по
сравнению с входной, тем больше значение ku ; обычно оно составляет
20 ... 100.
- 85-
В приближенном расчете полу�,�ено ku = 1О, так как было выбрано
Rк = 1 кОм, Rн =
Rвх = 6 кОм, а Rг = О.
В ы х о д н о е с о п р о т и в л е ни е к а с к а д а
Rвых =Rкll 'к(з) и, ·
С\),
Коэффициент усиления по напряжению рассчитывают так же, как
для каскадас-ОЭ:
ПОСКОЛЬКУ 'к(з) » Rк, Rвых � Rк.
К о э ф ф и ц и е н т у с и л е н и я п о м о щ н о с т и в схеме с ОЭ
kp = (О,2 ... 5) · 10 3; в приближенном расчете получено kp = 600.
Сравнительный анализ приближенного метода расчета, выполнен­
ный графоаналитическим способом, и расчета по схеме замещения
показал, что в большинстве случаев точность первого вполне удовлет­
ворительна, тем более, что из-за разброса параметров транзистора
(в первую очередь, коэффициента В) достичь вторым способом хоро­
ших результатов не удается. При графическом построении наклон пе­
реходной характеристики и все последующие выводы базируются на
знании истинного (для данного транзистора) значения коэффициента В.
Усиmrrельный каскад с ОК (эыиrтерный повторнтепь) (рис. 4.8, а)
отличаIQт высокое входное и малое выходное сопротивления, отсут­
ствие усиления по напряжению и нулевой фазовый сдвиг.
Параметры усилительного каскада с ОК могут быть определены
следующим образом (7].
Входное сопротивление
Если Rг « Rвх, ·а Rвых определяется, как указано выше, то k u = 1.
Выходное сопротивление каскада Rвых � R9 11 r9 , т. е. достаточно
мало и составляет (10 ... 50 Ом). Поэтому каскад с ОК или эмиттерным
повторителем (ЭП) используют для согласования выходной цепи уси·
лителя с низкоомным сопротивлением нагрузки.
Как видно, параметры этого каскада очень близки к рассчитанным
в п. 1.4, что доказывает возможность использования при расчетах при·
ближенных формул. Разброс параметров транзисторов, в первую оче­
редь коэффициента BJ предполагает необходимость подстройки схемы
после ее монтажа.
Усвmrrельиый каскад с ОБ (рис. 4.8, б) применяется редко; так как
г
е о коэффициент усиления по току меньше единицы, -она имеет малое
входное и большое выходное сопротивления, что отмечено еще при
исследовании работы транзистора (п. 1.4). Уточненные значения пара·
метров схемы таковы:
при достаточно больших значениях В и Rl
т. е. практически определяется величиной r9 и составляет 1О ••• 50 Ом;
т. е. значительно больше, чем в схеме с ОЭ.
Коэффициент усиления по току
k•• � (1 +В)
R9 ttRн
Rн
'
при
и при больших значениях Rн и В ki = В.
Rr - о, kОб
u � kОЗ
u ,•
5)
а.)
Рис. 4.8. Принципиальные схемы транзисторных усилителей с
общим коллектором (а) и общей базой (б)
Единственным достоинством схемы является линейность ее ха­
рактеристик.
Фазоивверсиый каскад, или фазовращатель - это каскад .с раз-деленной нагрузкой (рис. 4.9); предназначен для получения д:вух
°
выходных сигналов имеющих сдвиг по фазе 180 , часто используется
для "раскачки" двухтактных усилителей мощности. Сигнал, снимае­
мый с эмиттера Uвых 2, совпадает по. фазе с входным, а снимаемый
с коллек�ора Uвых 1 находится с ним в противофазе.
Параметры каскада рассчитываются по аналогичной методике.
Входное сопротивление - как для каскада с ОК, коэ.ффициенты уси­
ления по обоим входам не превышают единицы, а при выполнении
- 86-
- - 87-
Rэ
vт
Rн
б)
. а)
R1
С1
Rк
-Ек
Uвх
----- U3!
\------Uз4
-f::.,;;::;=�---- UзJ
vт
�
U вк
fi)
а)
U1
R н2
U2
U эп
t
(>
�
U кn
Рис. 4.9. Схема (а) и диаграмма работы (б) фазоинверсного к�скада
. условия (1 + В)(R II R ) = В(R нR 1) будут одинаковыми. Выходное
H2
н
з
к
сопротивление для эмиттерного выхода значительно меньше, чем для
коллекторного, и это нужно учитыв�ть при расчете последующих
каскадов.
4.4. УСИJIИТеnьные каскаАы
на полевых транзисторах
Принцип построения усилительных каскадов на ПТ
такой же, как и биполярных транзисторов, лишь управляются ПТ на­
пряжением, а не током, что в ряде случаев упрощает их расчеты.
. ПТ, так же как биполярные транзисторы, могут включаться no раз­
ным схемам - с общим истоком (ОИ), общим стоком (ОС) и общим за­
твором (ОЗ), последн�й находит очень ограниченное применение.
Поскольку принцип работы схем усилителей на ПТ похож на вышерас­
смотренные, их анализ будет выполнен более кратко.
Усилительвый каскад на ПТ с ои· может быть в1>1полнен как на
МДП-транзисторе, так и на транзисторе с р-n-переходом, причем .по­
следние могут им,:ть канал р- или n-типа, а МДП-транзисторы могут
_иметь встроенныи и.ли индуцированный канал. Поскольку наи­
большими функциональными возможностями обладает МДП-транэис­
тор со встроенным каналом n-типа (может работать как в режиме
об�гащения, так и в режиме обеднения и обладает большим быстро­
деиствием, чем при использовании канала р-типа) дальнейшее рас­
смотрение усилителя будет проводиться на базе транзистора этого
типа, а особенности применения других типов будут оговариваться. \
Основными элементами усилительного каскада с ОИ (рис. 4.1 О) · /
являются сам транзистор VT и резистор в цепи стока Rc , остальные
элементы предназначены для обесп_ечения режима покоя и его
- 88-
1--:::..,.;;;1.-�--- Uзп
-{J
Рис. 4.10. Принципиальная схе­
ма (а) И диаграмма работы (б)
усилител� на'полевом транзис-.
торе в .схеме с общим истоком
1 1
12n.Jl/
1�
ic::.ruвx
1
С'1-
,
а, так, конденсавыход
и
входа
зки"
стабилизации, а также для "развя
а
торы С1 и С2 отделяют каскад от источника сигнал и нагрузки по
постоянному току, резистор R2, шунтирующий вход транзистора,и Rl
обеспечивают режим покоя, резистор Rи - ООС по постоянному току,
С одновременно участвуя в создании режима покоя, кон.nенсатор и
исключает влияние ООС по переменному току.
В, первую очередь следует рассмотреть режим покоя (т. е. когда
подано напряжение питания, но мет сигнала). С этой целью в первом
квадранте, где изображены стоковые характеристики, проводится
нагрузочная nр��ая по постоянному току АБ через. точки + Ее , lc = О
и Uси = О, Ic{Rc + Rи); поскольку в большинстве случаев нагрузкои
данного каскада является такой же транзистор, обладающий большим
входным сопротивлением, можно считать Rн -+ t\) и линия нагрузки по
переменному току ВГ лишь н;езначительно отличается от таковой по
постоянному току; часто их считают совпадающими. Если сопротивле­
ние Rн относительно невелико, то это расхождение нужно учитывать,
как это сделано при расчете каскада с ОЭ. Точки пересечений/ нагру­
зочной прямой со стоковыми характеристиками позволяют построить
затворную харак,:еристику Ic = q>(U3).
у
Далее необходимо по уже известной методике выбрать точк
рев
покоя. Так как МДП-транзистор данного типа может работать как
.. жиме обогащения, так и в режиме обеднения, то в состоянии покоя
напряжение на затворе может иметь относительно истока положитель­
ную, отрицательную полярность и даже быть равным нулю. Если при­
нять, что в точке покоя Изи < О (что характерно и для МДП-транзисто­
ров с р-n-переходом), то резистор Rl не нужен, а нап ряжение Uзип
можно поnучить за счет протекания тока стока покоя Iсп через резистор
- 89-
связ и Rи (режим автоматическ ог о смещ ения; аналогичен
раб оте электровакуумног о триода). Это на пряжение подается на з а­
твор через R3, I!,Оследнее определяет и входное сопр отивление каска­
д а, так как входное сопро1ивление Rсз собственно транзистора чрез­
выча йно велико. Обычно R3. принимают равным 1 ;.. 2 МОм,.это способ­
ствует устранению влияния ра зброса параметро� транз истора д анног о
типа. С опр отив�ение Rи , опред еляемое, как Rи = Uзип IIcп , является
и элем ент ом ООС rto п осто янному т оку, об еспечивающ им п ост оянств о
то ка Iсп при к олебани ях темп ературы (а нал огично каскаду с ОЭ на би­
полярном транзисторе), а также пр и разбросе параметров прибора.
Если для обеспечения требуемой стабильности каскада необходимо
ув еличивать сигнал ООС, т. е. увеличив ать Rи, то, чтобы сохранить на
прежнем уровне точку покоя,. приход ится включать Rl� в результате
обратно й
Обычно напряжение, снимаемое с сопротивления Rи , в режиме
покоя составляет 0,1 ..• О,2Ес .
Если используется транзистор с з атвор ом в в ид е р-n-переход а или
с индуцированным ка нал ом, т о для обеспечения режима пок оя обяз а­
тельно требуется применение резистора. R 1.
На д иаграмме (рис. 4.10, б) в идно, что подача на вход каска д а
положительной полуволны входног о с игнала приводит к появлению
на нагрузке (на стоке .транз истора) отр ицательной полуволны, и на­
. об ор от, т. е. д анная схема (как и схема с ОЭ) инв ертирует входной
сигнал; q> = 180°.
Теперь можно найт и основные _параметры схемы в режиме усиле­
ния сигнала :
- входн ое сопротивление каскад а определяется параллельным
включением R2 и Rl, если Rl отсутствует, то Rвх = R2 (н апомним, что
входн ое сопр от ивление собственно транзистора -во мног о ра з б ольше);
- выходное сопрот ивление при параллельном включении сопр о·
тивления Rc и rc (где rc - внутреннее сопротивление приб ора , кото-­
рое опред еляется из характеристик транз истора, как отн ошение
dUcи /dlc н а пологих их участках и с оста вляет несколько МОм); м ожн о
пр инять Rвых Rc;
- коэффициент усиления по напряжению {для средних частот) при
lc = SU3 + Uc lrc и Uвых = - Uc = -lc · Rc в_ данном каск аде
=
----- = - ---где µ = Srс ; S - крутизна з атворной хара ктеристик и. Так как обычно
Rc « rc, то k u = -SRc. Знак "минус" свидетельствует об инверсии
сигнала.
- 9 0-
+Ее
ПТ
Коэфф ициент усиления по току дл�
входн ои ток
я, иб о для них
етс
в
а
ты
и
ч
сс
не ра
ет.
практ ически отсутству
G1
нсаторов (входУчитывать емl(ости конде
,.._J1,...-.,___,
д
и
о
бх
ео
v-i
электродные) н
ные выходные и меж
л
а
а
а
е
мо ;олько при рабо� : ;;:: н: н��:� :� U8x
р
полосы пропускани '
и разде
o--__.____._�......:::i
играют емк ост
то.тах осн овную роль
,
Си
а
р
о
т
а
нс
е
нд
о
·
енсатор ов и к
иальли тельных к онд
Рис. 4.11. Прющип
е емк ости
ы
дн
о
р
кт
ле
жэ
е
м
е
на
х
и
ля
к
ит
о
с
а н а вы
ная схема усил
нтаж
е
о
м
в
и
ст
зистор
тр
о
в
п
н
ос
а
е ом
тр анзистор а и ем�
(истоковыi олме
м
ко
а
усиmrrельвыи -к скадо св
С оеи схеме очень схе с общим сто
п
11)
4.
с.
...
и
...-1n..) (р
повторК. В неи также осущест·
еч иваются
ет чего обесп
близ ок .к схеме с О
сч
з
а
ю
р
С по нап :�:Н��
д
цы, малые не­
вляется 100 %-ная ОО
еньше е ин и
м
апр
н
о
п
я
и
малое выходное сопротивле­
_
коэфф ициент усилен
одное и
х
е
в
ш
о
ль
о
б
я
,
е жен и
ет сдвиг фаз м
линейные иск аж
т
ах отсутству
ст
о
ч
а
и
х
.
дн
сре
е на
ния. В д анном каскад
сигналами.
ным
ы м ожет быть
ду входным и вЬIХ_од
ля· анной схем
п
жи
Выбор и обеспечение ре М8:_ ��?�:гру:ка каскада - по постоян­
ии ·с о схем ои
выполнен по аналог
ременному_ - и Rн •
ному току Rи ' по пе
схемы.
юОсновные параметры
ллельное вкл
ляет я как п ар а
е
е
д
пр
о
ие
н
е ет ООС собствениый вход·
. - входн ое сопротивле
а
т
а
к
,
н
о
R
и
:::н� ::Ньше, чем в кас..,каде с ОИ,
2,
чение рез истор ов Rl
т
а
зн
будет
ч;
даннои схеме Rвх
ной ток транзистора
б
ольшими ' и в
ны
а
р
вы
_
ть
бы
т
гу
.
значения Rl и R2 мо
ег аом,
е,
м
о
ьк
л
к
о
е
с
н
и
т
а зывалось выш
в
ук
соста
ению ' к ак
яж
,
пр
а
н
я
п
о
у
и
ле
н
·•
- к оэффициент си
•
w
w
я· ',,
S(rcllRи)
-----< l
k =u
1 + S(rcllRи)
ится к еди и
� 1fi1 � 0,1 ... 3 кОм.
пр и увеличении S стрем
ние . Rвых
.
К используется для со­
- выходное сопр отивле
О
с
ад
ск
а
к
к
а
к
е
ж
к
; ку (мощности) при
Усилитель этого вида,та
о
м
игна ла п о
с
я
и
н
е
л
и
ус
и
гласования каскад ов
оро
+Е
ад с общ им з атв
k � 1. усилительный каск
л.
е
ш
на
е
н
и
пuримен ения практическ
олярных и полевых
бип
nи на
, у
еспечи­
некоторых случаях об
в
тр�з�
усилительноrо
о йства
вают оптимальные св
Uвых
Uвх
мера такого усили;��)
каскад а. В качестве при
.
.
с.
и
овт орителя (р
можно привести схему п
стики сост��
изна характе �и
Известно, что крут
произведению крутиз .
ного транзистора равна
Рис. 4.12. Схема коыби­
а усиления
нт
ие
ц
фи
эф
о
к
и
характеристики VTl
нированноrо ycиmt№JЯ
.
B
.
S
е
·
т
VT2 по току,
и
- 91-
В результате рассматриваемый повторитель всегда имеет большое
Rвх , обеспечиваемое полевым, и малое Rвых ,- как ЭП на биполярном
·транзисторе, при ku � 1.
Иногда совместное применение разных типов транзисторов позво"
ляет резко повысить температурную стабильность схемы. Это объяс­
няется тем, что с возрастанием температуры токIco ПТ уменьшается,
а ток Iко биполярного увеличивается. При соответствующем подклю­
чении таких транзисторов(напри�ер, ОС- ОЭ и ОС-ОК) можно обеспе­
чить термокомпенсацию не только режимов покоя, но и коэффициен­
тов усиления.
\
4.5. МногокаскаАные усилители.
ВИАЫ св11эей М8ЖАУ К8СК8А8МИ
При усилении малых входных сигналов в боль
_
шинстве случаев одного усилительного каскада
оказывается недостаточно
поэтому обычно применяют последовательное
включение нескольки�
каскадов. При этом выходной сигнал каждого
каскада является :вход­
ны� для последующего, а его входное сопротив
ление является нагруз­
кои для предыдущего. Коэффициент усилени
я многокаа<адного уси­
лителя равен произведению коэффициент
ов усиления отдельных
каскадов:
i-n
k u = •-1
.П kui.
Некоторые ограничения по входным и вых
одным параметрам каж­
дого каскада, обеспечивающие оптимальн
ое согласование, рассмотрены в п. 4.2.
Для о�еспечения связей между каск
адами �сnользуются различ­
ны! устроиства, в СВ ЗИ с этим различа
ют усилители ,с непосредствен­
_!I
нон (гальваничеекои), емкостной, трансфо
рматорной и оптической
связью. Каждый из вариантов имеет
ряд достоинств и недостатков
поэтому для оценки области их при
менения, необходимо хотя б�
вкратце проанализировать их качества
и особенности работы.
YCIIJJJl'l'eJIII с иепосредсrаеввой, ИЛ11 r�
еской связьl) раз­
личаются между собою только тем,
что в первом случае каскады
соединяются между собой напрямую,
а во втором- через резистор· 80
всем остальном они одинаковы. Так
ие усилители очень широко' ис·
пользуют для усиления - медленно мен
яющихся сигналов (сигналов
постояного тока) и будут подробно
рассмотрены в п. 4.8. Их можно·
применять и для усиления сигналов
переменного тока, но при этом
nоло:а пропускания, как правило, буд
ет более широкой чем у усилителеи других типов.
Здесь следует отметиз:ь только ·особен
ности их работы:
- режим работы последующего
каскада з.ависит от режима ра­
боты предыдущего, поэтому при нео
бходимости заменить какой-либо
эле�ент, например транзистор,
приходится производить подстр
ои"ку
всеи схемы;
- 92-
- из-за отсутствия различных межкаскадных элементов умень­
шаются габариты и масса усилителя, повышается его надежность и цо­
схему . в интегральном виде
является возможность выполнить всю
·
(см. п. 4.8) ;
...
- усилители с подобной связью неизбежно имеют так назы�аемыи
дрейф нуля, о котором будет подробно рассказано ниже.
качестве примера усилителя с непосредственными связями 6ыл
рассмотрен усилитель с обрliтной связью (рис. 4.3, г). Подробнее о них
о транзистора следует
будет рассказано в n. 4.8, но на схеме составног
.
_
остановиться.
... .
...
Рассмотрим так называемый составнои транзистор, которыи представляет собой два(или более) транзистора, соединенных, как показа­
· но· на рис. 4.13. (Возможно включение составного транзистора по схем:
с ОЭ, ОК и ОБ.) Вычислим основные его параметры. Так как базовыи
ток второго транзистора является эмиттерным током первого, а коллекторные токи суммируются, то
в
.
Л1б 2 = Л1з 1 =(1 +в 1 )Лlб 1 '
ы к =Лlк + Лi =В Лl +В(1 +В�)Лiб.
1
к2
1
б
2
· ОтсюдаВ=Л iк /ЛI6 =В1 +В2 +В 1 +В1В2 �В1В2 .Так какiк 1 <<Iк ,
целесообразно транзи�тор VT 1 брать меньшей -МОЩНОСТИ, чем
Входное сопротивление составного транзистора .много больше вход'40·
го сопротивления первого, так как второй транзистор VT2 играет роль
эмиттерного сопротивления для первого. Для того чтобы обеспечить
более быстрое закрытие транзистора VT2 и увеличить начальный ток
VTl, а тем самым вывести ·его в зону номинальных значений В, пере­
ход база-эмиттер VT2 шунтируют резистором; такая схема получила
название схемы Дарлингтона.
Если первый транзистор взять/иной проводимости (рис. 4.13, б), то
функция составного определяется VTl, а VT2 служит только в качест­
ве усилителя тока. Для этой схемы В = В 1 В 2 , но входное сопротивле­
ние определяется только входным транзистором. Эта схема получила
название комплементарной схемы Дарлингтона, или схемой lJiuклau.
Обе схемы имеют Rвых =(0,67 ... O,S)Rв� x для VT2.
Благодаря очень высокому значению В, составной транзистор, яв­
дstющийся фактически усилителем с непосредственной связью между.
каскадами, по�учил очень_широкое распространение в технике.
Усилитель с емкостной связью(рис. 4.14) вклЮ'Чает конденсатор .С2 ,
являющийся основным элементом связи и отделяющий по постоянно­
му току один каскад от дpyror9. Благодаря этому в таких усилителях
отсут�твует дрейф нуля, так как положение рабочей точки на характе­
ристиках предыдущего каскада (если их наклон не меняется) не отра­
·жается на свойствах последующего. Если же меняется наклон характе­
ристик, то меняется коэффициент усидения, и тогда этот процесс так
и называется- дрейфом коэффициента усиления.
Работа усилителя рассматривается по-каскадно: сначала анализи­
руется работа первого, затем следующего и т. д., а вот расчет в)-:егда
ведеrся в обратной последовательности.
vr1
- 93-
н
б)
э
VT2
э
к
Рис. 4.13. Составные транз·исторы:
а - схема Дарлингтона, б - комnле-.
ментарная схема
Рис. 4.14. Усилитель с емкостной
связью
Для нормальной работы многокаскадного усилителя в целом не­
обходимо, чтобы в полосе рабочих частот емкости конденсаторов, под­
ключенные к входным сопротивлениям последующих каскадов, не
вносили бы заметного фазового сдвига между выходным сигналом
предыдущего и входным последующего каскадов. Для этого в первом
прмближении достаточно, чтобы емкостное сопротивление переходно­
го конденсатора для нижнего диапазона усиливаемых частот было на
порядок меньше входного сопротивления последующего каскада.
Кстати, такое же требование оtносит.ся и к конденсаторам, шунтирую­
щим сопротивления ООС в эмиттерных цепях транзистора. Если в об·
ласти нижних частот все-таки ощущается влияние увеличения емкост­
ного сопротивления (см. пр�бnизительный расчет каскада усиления),
то уменьшение коэффициента усиления может быть -учтено к о э ф ф и ц и е н т о м ч а с т о т н ы х и с к а ж е н и й усилителя Mи= k и min/kин;
если нужно учесть вклад всех конденсаторов, имеющихся в схеме, то
Поскольку каждый из конденсаторов связи (С , С2 , С3 ) все-таки
создает фазовый сдвиг (хотя и очень небольшой), его необходимо
обязательно учитывать, если усилитель охвачен общей ООС.
Если (() 1 + (() 2 + ... + q> > 180 ° при какой-то частоте сигнала, то
вместо ООС- появится ПОС и усилитель перейдет в режим генератора.
Вот поэтому в таких усилителях не рекомендуется применять общую
ООС; оптимальным является применение по-каскадной ОС, в крайнем
случае можно иметь общую ОС для каждой пары каскадов.
В целом усилители переменного тока с RС-связями до появления·
операционных являлись основным средством усиления малых сигна­
лов при довольно высоком качестве процесса усиления.
Усиmrrепи с трансформаторной СВЯЗЫ), благодаря подбору коэф­
фициента трансформации, обеспечивают оптимальное согласование
входных и выходных сопротивлений сопрягаемых каскадов. Так,
в транзисторных усилителях, как правило, входное сопр()тивление
последующего каскада меньше выходного предшествующего. Поэтому
включение понижающего трансформатора с коэффициентом 1 : (0,2 ... 0,3)
- 94-
·'
транс­
обеспечивает максимум передаваемой мощности. Кроме того,
скую
раз­
аниче
форматор может при необходимости обеспечить гальв
ии входно­
вязку между каскадами, что бывает нужно при подключен
циалом ..
потен
го каскада к устройству, находящемуся под высоким
Применяя межкаскадный транс°форматор, можно легко изменять ·
из об­
фазу выходного напряжения на 180 . Переключая концы одной
моток, сравнительно просто получать два противофазных напряжения- ·
(подобно фазоинверсному каскаду), поскольку сопротивления обмо
ток постоянному току, как правило, невелики; потери в таких схемах
также существенно меньше, чем при RС-связи.
Наиболее существенными недостатками усилителя с трансформа­
торной связью являются большие габариты и масса, чувствительность
, наличие
к внешним полям, довольно значительный фазовый сдвигшая
шири­
нелинейных искажений, вносимых трансформатором, неболь
"
на полосы пропускания. Все это приводит к" тому, что трансформатор­
е
ся
краин
ьзуют
испол
с
сеича
телях
усили
в
связи
ные
ные межкаскад
редко. Трансформаторы включают, и то не всегда, в усилители мощ-.
ности (см. п. 1.6) и в импульсные устройства управления тиристорами
(см. гл. 10), но там в основном по причине необходимости гальвани-.
ческой развязки.
На рис. 4.15 приведены два варианта соединения каскадов усили-.
теля с помощью трансформаторов. В первой схеме (рис. 4.15, а) исполь�
зовано прямое включение первичной обмотки трансформатора в кол_:­
лекторную цепь транзистора первого каскада, в результате чего по неи
проходит и постоянная и переменная составляющие коллекторного.
тока. Постоянная составляющая дополнительно подмаrничивает сер­ ·
дечник трансформатора, и, если не увеличить его габариты, то в�зможно появление в выходном сигнале дополнительных искажении из-за
нелинейности кривой намагничивания.
Переменная составляющая коллекторного тока индуктирует во
вторичной обмотке переменное напряжение, которое прикладывается
ко входу второго каскада. Так как каскады разделены по пос'tоянно­
му току, дрейфа нуля у такого усилителя нет.
Чтобы уменьшить габариты трансформатора применяется вторая
схема (рис. 4.15, б), где его первичная обмотка подклю�ена к коллек­
торному резистору первого каскада через разделительныи конденсатор.
б)
а)
r.-Ек
t_:ых
Тр
Uвх
ью с последователь­
Рис. 4.15. Усилитель с трансформаторной связ
сформатора
ным (а) и параллельным (б) включением тран
/
- 95-
В результате через первичную обмотку проходит только переменная
составляющая коллекторного тока и подмаrничивания трансформато­
ра не происходит. Однако часть переменной составляющей будет
прохо__дить и через коллекторное сопротивление, в результате чего
общин коэффициент передачи при такой комбинированной связи
уменьшится примерно в 6 раз. Кроме того, при близких значениях ин­
дуктивного и емкостного сопротивления на какой-то частоте возмож­
ны резонансные явления, которые в обычном усилителе вызовут по­
явление горба" на амплитудно-частотной характеристике (АЧХ), что
" о,
нежелательн
но в усилителях специальных типов могут оказаться
полезными.
.
К трансформаторным связям между каскадами придется вернуть­
ся еще раз при рассмотрении усилителей мощности.
Уc:вmrre.mr с Oll'l'JIЧecкoй связыо начали применяться в последнее
время. В них ,связь между каскадами осуществляется с помощью уже
рассмотренных выше оптико-электронных преобразователей - оптро­
нов. С этой целью сигнал предыдущего каскада с помощью светодиода
преобразуется в световой поток, последний воздействует на какой-ли­
бо светочувствительный элемент, включенный во входную цепь по­
следующего каскада - фотодиод, фототранзистор или фоторезистор.
Тем сам� осуществляется передача информации, причем без гальва­
ническои связи между каскадами· (при условии их питания от разных
источников). По этому показателю такой вид связи успешно соперни­
чает с трансформаторной. Сигнал, передаваемый от каскада к каскаду,
может изменяться с очень низкои... частотой (вплоть до / = О); по этому
показат:,лю оптоэлектронная связь практически равноценна непосред­
ственнои со всеми ее плюсами" и минусами" (дрейф нуля и т. д.).
" еден
Пример такой схемы прив
на рис." 1.37.
4.6. Усияитеяи мощности
Основными показателями усилителей мощности являются:
- отдаваемая в нагрузку полезная мощность Рн ;
- КПД 11;
- коэффициент нелинейных искажений kни (величины 11 и kн и
во многом определяются режимом покоя усилительного эnемента,
т. е. классом работы схемы);
- полоса пропускания.
Следует обратить внимание на то, что от усилителей мощности
обычно не требуется большого усиления по напряжению - оно обеспе­
чивается в предварительных каскадах, поэтому в них часто применяrот
схемы эмиттерных (истоковых) повторителей, что, кстати, облегчает
согласование выходного сопротивления с нагрузкой. В данных усили­
телях применяют следующие классы работы усилителей: А, АВ и В.
К л а с с А . Рассмотрим работу усилителя этого класса на приме­
ре каскада на биполярном транзисторе с ОЭ (рис. 4.16). Как видно из
схемы, он напоминает каскад, подробно рассмотренный в п. 4.3, но
в коллекторную цепь включен выходной трансфор)4атор, нагруженнь1й
на сопротивление нагрузки. Такие схемы применяют при относительно
небольшой выходной мощности (до 3 Вт). Так как используется транс­
форматорная связь (наряду с входным конденсатором), частотная ха­
рактеристика усилителя имеет "завал" в области низких частот, чем
в основном определяется полоса пропускания. Режим покоя, устанав­
ливается делителем Rl-R2, резистор R9 в цепи ООС ввиду относитель­
но больших токов имеет сопротивление в пределаас · от нескольких
единиц до десятков Ом, поэтому емкость шунтирующего конденсатора
будет достаточно большой, иногда он не ставится вообще.
Поскольку сопротивление первичной обмотки трансформатора
постоянному току близко к нулю, нагрузочная прямая по постоянному
току проводится из точки Ек почти вертикально. С учетом малого со­
противления и вторичной обмотки можно считать сопротивление на­
грузки по переменному току, приведенное к первичной обмотке
о)
Каскад усиления мощвосrи обычно является послед­
ним, конечным, вследствие чего имеет ряд особенностей по сравнению
с входными и промежуточными каскадами. Он предназначен для пере­
дач_,и в нагрузку, обычно сравнительно низкоомную, довольно боль­
шои мощности при сохранении приемлемых уровней коэффициен
та
нелинейных искажений k ни , поэтому энергетические показатели
, таких каскадов приобр�тают большую значимость, чем малосигналь­
ных каскадов. Иначе говоря, потери и КПД каскада становятся в
ряде
случаев определяющими параметрами.
Каскады усиления мощности отличаются большим разнообразием;
они могут выполняться на биполярных и полевых транзисторах, вклю
ченных по различным схемам (чаще используются схемы с ОЭ, ОК, ­
и ОС}; в зависимости от способа подключения. нагрузки могут ОИ
трансформаторными и бестрансформаторными, причем в первом быть
чае облегчается согласование выходного сопротивления усил слу­
ителя
с сопротивлени�м нагрузки.
- 96-'
а)
==��--Io.
..Ц.,.,_,_.+___::�!IЬ---
Iкп
4-
IБ3
-�-��-:-- lo2
...1.---н-��.ц 'I-o;.1
11 __
11.
..l____J.....=;::::::!:;::=t::=i�I020
Uк
. ci,.
Рис. 4.16. Схема (а) и д}_i&грамма работы (б) усилителя мощности в классе А
7 Зак. № 139
- 97-
\
j
трансформатора, � = п 2Rн , где n = w 1 /w 2 • Зная � , можно через
выбранную точку покоя провести нагрузочную прямую по переменно­
му току. Для получения максимальной выходной -мощности эту линию
желательно проводить как касательную к гиперболе постоянной мощ­
ности, равной допускаемой �ощности рассеивания транзист9ра. Кро·
ме того, необходимо предусмотреть то, что максимальный ток коллек­
тора схеме можеt превышать ток покоя в 2 раза, а· напряжение ик max ·
в 2 раза превышать Ек (последнее вызывается наличием противоЭДС
трансформатора). Дальнейший процесс усиления сигнала хорошо виден
на графике; он практически ничем не отличается от показанного
в п. 4.3.
Мощность сигнала в первичной обмотке трансформатора· Рвых =
= Рнlf1тр , где f1!P - КПД трансформатора, равный 0,8 ... 0,9. Теперь мож­
но определить кпд каскада: он равен отношению мощности, развивае­
мой в коллекторной цепи, к мощности, потребляемой от источника
питания. Пренебрегая потерями в делителе Rl и R2, R9 и считая тран­
зистор идеальным, Рп тр = Ек · Iкп , а Rвых = 1/2 · Uк · lк • В режиме мак­
9
симальной мощности \для
синусоидального сигнала)
в
(
(.
\
;-,
0,5 · Екlкn
ТJ = --- � 0,5.
- 98-
Тр2
и;J
[D+
..
8)
{,
L�::J---
Iкt
t
t
1к2
/
1
tt1
I'
1'
!
'
1
Rн
t
!1
(
'2
Uвх
�
Ек • Iкп
Максимальные значения коллекторных тока и напряжения уста­
навливаются несколько меньше предельных (чтобы избежать появле­
ния ограничений в форме кривой), с учетом f1тр общий максимальный
КПД каскада составляет 0,35 ... 0,45 и зависит от величины сигнала.
Следrет отметить, что наибольшая мощность выделяется на транзисто­
ре в режиме покоя каскада.
Нелинейные искажения определяются линейностью выбранных
участков харак-теристик и свойствами трансформатора; при использо­
вании ООС они уменьшаются и обычно составляют 1 ... 5 %.
Относительно невысокий КПД каскада ограничивает его примене­
ние при больших уровнях мощности. В этих случаях целесообразно
применять двухтактные каскады, работающие в классе В.
К л а с с В. Обеспечивается применением двухтактного усилите­
ля мощности. Прр: его работе с трансформаторной связью (рис. 4.17)
цепь резистора R отсутствует, а при его подключении усилитель пе­
реходит в режим АВ (о нем скажем чуть ниже).
Данный усилитель состоит ·из двух транзисторов, включенных по
схеме с ОЭ, в�одного и выходного трансформаторов. Трансформатор
Tpl обеспечивает передачу входного сигнала в базqвые цепи обоих
транзисторов, а также согласование выходного сопротивления преды­
дущего каскада (источника сигнала) со входным сопротивлением
+
1
(
тогда
а)
,j
\
t
U вы
Рис. 4.17. Схема (а), прющип действия (б)
и временная диаграмма (в) двухтактного
усилителя мощности
t
транзисторов VTl и VT2; резистор R служит для некоторого увеличе"
ния входного сопротивления, а также для частичной линеаризации
транз:истора. Трансформатор Тр2 служит для
. входной характеристики
передачи выходного сигнала усилителя в нагрузку и для согласования
уровней напряжения выходного усилителя и требуемого нагрузкой.
Вторичные обмотки Tpl и входные обмотки Тр2 имеют одинаковое
(для каждого трансформатора) число витков.
При отсутствии входного сигнала на базах обоих транзисторов
сигналов нет, они закрыты (через коллекторные цепи протекают не­
большие обратные токи), на нагрузке сигнала тоже нет. Если будет
,подан сигнал на первичную обмотку входного трансформатора, напри­
мер, положительной полярности (см. диаграмму на рис. 4.17, в), то на
вторичных обмотках будут индуктироваться напря?f<ения, показанные
·знаками "плюс" и "минус", в результате чего транзистор VTl откроет­
ся и, если считать все его характеристики линейными, то появятся
базовый и коллекторный токи, пропорциональные входному сигналу.
Коллекторный ток, проходя по одной половине первичной обмотки
выходного трансформатора, вызовет появление ЭДС на вторичной об­
мотке, и через нагрузку пройдет ток, указанной на рис. 4.17, а поляр­
ности, пропорциональный входному сигналу и усиленный по мощнос­
ти. Транзист�р VT2 в· это время закрыт положительным напряжение�
на его базе. При поступлении на вход усилителя сигнала отрицательнои
\'
7*
- 99-
полярности закроется VTl и в работу вступит VT2, обеспечивающий на
нагрузке появление сигнала обратной полярности. Естественно, в этой
схеме параметры транзисторов, в первую очередь коэффициентов уси­
ления В 1 и В2 , должны быть одинаковы.
Таким образом, в данной схеме транзисторы, работая: по очереди,
каждый в классе В, обеспечивают усиление сигнала в на];'рузке по
мощности.
Режим работы транзисторов в этом усилителе хорошо иллюстри­
рует диаграмма (рис. 4.17, б), из которой видно, что точка покоя на
выходной характеристике располагается вблизи точки Ек , максималь­
ное значение Uк max близко к значению Ек (а при использовании крем­
ниевых транзисторов равно ему), наrрузо�ная,прямая по переменному
току рассчитывается, как и в предыдущеи схеме, но так, чтобы значе­
ние 1� max не превышало бы допускаемого значения 1 для выбранного
транзистора (равно, как и значение Рк доп).
Теперь можно рассчитать энергетические показатели усилителя
мощности. Выходная мощность в первичной обмотке Тр2 Рвых =
l
= O,SUк max к max , где Рвых = Рн/'Гlтр. Так как ток, потребляемый от
источника питания, представляет собой пульсации с амплитудой
Iк max , его среднее значение ра3но (при синусоидальной форме)
21к max fn. Тогда мощность, потребляемая каскадом,
Ро = 21к maxEк/n;
при этом КПД
n U к max
Uк maxlк max
--- '·
n= Yl max = -- = ------4
Ек
2 · 2 · lк mахЕк
Ро
при U к max ,- Ек Тl max = О,785.
Реальное же значение Yl max составляет порядка 0,6 ... 0,7, что
в 1,5 раза выше, чем в усилителе мощности, работающем в классе А.
Мощность, рассеиваемая на транзисторе, Рк = (Р0 -Рвых)/2; в худшем
случае она должна быть как минимум больше Р вых/3, а максимальное
напряжение на коллекторе должно быть ·больше 2Ек . Достоинством
схемы является отсутствие подмаrничивания магнитопроводов транс­
форматоров.
Недостатком данной схемы является наличие двух трансформато­
ров, что для современной электроники практически недопустимо. Кро­
ме того, при работе усилителя в классе В неизбежно появляются не­
линейные искажения. Это вызвано тем, что отсутствие смещения и ра­
бота при малых сигналах в области нелинейного участка входной ха­
рактеристики приводит к появлению в результирующей кривой иска­
жения типа "ступенька" (рис. 4.18, а). Для их исключения работу уси­
лителя переводят в класс АВ.
'К л а с с А В . При отсутствии входного сигнала на базы транзисто­
ров подают небольшое смещение (небольшой базовый, ток), чтобы
- 100-
t
t
Рис. 4.18. Появление искажений типа ,,ступенька" (а) и их
устранение (б)
вывести точки покоя за пределы нелинейного участка. При этом пода­
ча входного сигнала приводит к возрастанию одного тока · базы и
уменьшению другого, результирующая входная характеристика кас­
када становится практически прямолинейной, а искажения исчезают.
Поскольку при работе в классе АВ начальные коллекторные токи
очень невелики (до 5 % lк max), энергетические показатели ухудшаются.
незначительно (КПД уменьшается на 2 ... З %).
Бестравсформаторвые усилитеnи мощности. Высокие массоrаба­
ритные показатели трансформаторных усилителей и их подвержен-_
ность влиянию помех привели к необходимости создания усилителей
мощности, исключающих применение электромагнитных элементов.
Эта задача решается путем использования двух транзисторов, вклю ­
ченных по постоянному току последовательно, а по переменному паралnельно.
Наиболее часто применяется схема (рис. 4.19, а), которая содержит
два транз.истора разной проводимости, включенных последовательно
к источнику питания + Ек ; цепь R 1-R2-RЗ служит для создания режи­
ма работы, транзисторов, близкого к классу АВ; нагрузка подключена
к общей точк� транзисторов через электролитический конденсатор С2
достаточно большой емкости; входной сигнал подается через раздели­
тельный конденсатор С 1 •
Транзисторы в этом случае должны имет� одинаковые коэффи­
циенты усиления по току, т. е. В1 = В2 • В режиме покоя через базовые
цепи транзисторов протекают небольшие (одинаковые) токи; для тран­
зистора VTl - через Rl, а для VT2 - через RЗ; потенциометр R2 служит
для выравнивания режимов работы транзисторов, если их параметры
несколько различны.
- 101-
п\ри этом необходимо обеспечивать равенство коэффициентов
а.)
+
усиления силовых транзисторов по напряжению, ибо один из них рабо­
тает в схеме с ОЭ, а второй- как эмиттерный повторитель. Поэтому
лучше использовать соrласов�нные пары транзисторов разной прово­
димости, тем более что промышленность давно' наладила· их выпуск.
Еще один тип усилителя мощности с применением операционных
усилителей (ОУ) будет рассмотрен в п. 4.8.
4.7. Усилители специальных типов
Рис. 4.19. Схемы бестрансформаторных усилителей мощности с
одним (а) и двумя (б) источника ми питания
В результате через последовательно включенные транзисторы про­
текаеr небольшой (2 ... 7 % Iк max) общий ток, который приводит к по­
явлению на них одинаковых напряжений, равных Ек/2. Разделитель­
ный конденсатор С2 будет заряжаться через сопротивление нагрузки
до 1/2 Ек . В таком состоянии схема находится до появления входного
сигнала. Если приходит положительная полуволна входного сигнала,
то приоткрывается верхний транзистор VTJ и через нагрузку проходит
ток,_ подзаряжающий конденсатор С2 ; транзистор VT2 при этом закры­
вается полностью. С приходоt,t \ отрицательной полуволны входного
сигнала запирается транзистор VTJ, открывается транзистор VT2 и ток
в нагрузке обеспечивается за счет разряда конденсатора С2
Из этого понятно, что конденсатор С2 должен иметь довольно боль­
шую емкость, чтобы существенно не разрядиться за полпериода сигна­
ла самой низкой частоты. Обычно для этого достаточно, чтобы постоян­
ная времени Т = Rн · С2 была бы на порядок больше периода сигнала
при его минималь·ной частоте. Отсюда легко подсчитать величину С2
при заданных Rн и fсин г. min • Так, при fс игн . min = 50 Гц и Rн = 8 Ом С2 =
3
= 25 · 10 мкФ.
Следует отметить, что нагрузка включена в эмиттерные цепи тран­
зисторов, поэтому ku < 1 и схема имеет малое выходное сопрот�вле- ние: kp :=t: ki .
Такой усилитель отвечает практически всем требованиям промыш­
ленности - имеет высокий КПД и малый kн и и не включает трансфор­
маторы. Однако он содержит конденсатор большой емкости и, КI?Оме
того, не может создать достаточное усиление по мощности (току). Для
повышения ki можно применить составные транзисторы (как известно,
они имеют В= В 1 В2), для надежного запирания которых можно вместо
R2 поставить последовательно включенные диоды, а для устранения
конденсатора применить питание схемы. от двуполярного источника
(рис. 4.19, б).
. , Двухтактные усилители могут выполняться и на транзисторах
одного типа (п-р-п или p-n-p ), но тогда в качестве предварительного
каскада должен использоваться фазоинверсный.
- 102-
К усилителям специальных типов относятся фазочув­
ствительные, избирательные и другие,' в задачу которых входит_ не
просто пропорциональное усиление сигнала, а его преобразс;>вание
и многое другое, о чем будет сказано ниже.
Ф а з о ч у в с т в и т е л ь н ы е у с и л и т е л и (ФЧУ) позволяют полу­
чить на выходе пульсирующий ток, среднее значение которого пропор­
ционально входному напряжению и зависит от его фазы по отношению
к так называемому опорному напряжению (рис. 4.20) ФЧУ применяют
для питания обмоток магнитных усилителей, дифференциальных реле,
обмоток возбуждения микроэлектродвигателей и. двухфазных асин­
хронных электродв}{rателей. В качестве опорного напряжения обычно
используют сеть переменного тока частотой 50, 400 Гц или более.
Если напряжения сигнала Uc и U0n имеют в какой-то момент по­
лярность, у�tазанную на схеме (рис. 4.20, а), то VTJ будет открыт, ток
проходит через цепь Rн-VDЗ... VT1-VD2_ (через Rн - справа налево), в сле­
дующий полупериод- через цепь Rн-VDS-VT2-VDB (через· Rн в том
°
же направлении). Если входной сигнал изменится на 18'0 , то соответ­
ственно, ток пройдет через цепи VD7-VT2-VD6-Rн и VD4-VT1-VD1-Rн
5)
а)
Тр1 _
Тр2.
и�,:3
8)
1�
Рис. 4.20. Фазочувствительный усилитель: а - схема; б - амплитудная
стика; � - фазовая характеристика
- 103-
характери-
и ток нагрузки изменит свое направление. Если угол сдвига составит
90 ° , то через нагрузку будет протекать переменный ток удвоенной
частоты, среднее значение которого равно нулю. Так как ток в нагруз­
ке зависит от входного сигнала, ибо транзисторы являются усилителя­
ми со всеми присущими им качествами, то ФЧУ будут иметь амплитуд­
ную характеристику Iн =f (Uвх ), снимаемую обычно при фиксирован­
°
ном угле q> = О или q> = 180 , и фазовую характеристику Iн = f (ч> ). Работа
схемы при одновременном изменении амплитуды и фазы входного
сигнала не рекомендуется.
Существуют и более прьстые схемы ФЧУ, но они, как правило, или
обеспечивают в нагрузке сигнал только одной полярности, или до­
пускают в нем очень большой уровень пульсаций.
У с и л и т е л и с р е д н е г о з н а ч е н и я т о к а являются как бы
фрагментом ФЧУ, питанJtе которых осуществляется постоянным то­
ком, а сигнал представляет собой напряжение переменного тока
(рис. 4.21). Так как ток в нагрузке пропорционаJ]:еН среднему значению
входного сигнала (в данном случае и однополярным), то такие усили­
тели служат для согласования с достаточно инерционными элемента­
ми, например сигнальными лампами или электромагнитными реле.
Из б и р а т е л ь нь1й у с и л и т е л ь - это схема, имеющая макси­
мальный коэффициент передачи в узкой полосе частот вблизи/ 0 и до­
статочно крутой спад усиления за пределами этой узкой полосы
(рис. 4.22). Полоса пропускания избирательного усилителя 2Л/ =/8 - /н
определяется на уровне 0,7k u max , rдek u max - максимальный коэффи­
циент усиления на частоте / 0 • Отношение боковых частот для таких
усилителей ({в - /н ) < О, 1/ 0 , а добротность характеризуется Q =f O /2дt =
1 О ... 1ООО и определяет селективность схемы.
Усилители такого типа получили очень широкое распространение
в радиотехнике, так как они позволяют выбрать из широкого спектра
сигналов только· один нужной частоты. Их часто применяют в много­
канальных системах связи и в системах автоматики, так как позво­
ляют резко повысить их помехозащищенность.
Из б и р а т е л ь н ы е у с и л и т е л и на относительно высоких часто­
тах (свыше 1О кГц) часто выполняют с применением LС-контура
(рис. 4.23); их еще называют резонансными усилителями. Характер
зависимосtи коэффициента усиления от частоты сигнала объясняется
тем, что на резонансной частоте / 0 сопротивление колебательного
контура, включенного в коллекторную цепь транзисторного усилите­
ля, становится бесконечно большим, ak u стремится к максимальному
значенlr{ю. При отклонении/с от/ 0 вправо или влево значенияk u сни­
жаются пропорционально умеnьшению сопротивления контура, ибо
известно,что
Rг +Rвх
Для получения более узкой резонансной полосы усиления можно
включить последовательно два-три одинаковых каскада, настроенных
- 10 4-
-Ек
С1
0,707_
o-i
'
Rн
Uв х
fн fo fв
Рис. 4.21. Усилитель среднего
значения тока
1
t
АЧХ
Рис., 4.22.
избирательного
усилителя
Рис. 4.23. Схема избирательного усилителя
с
LС-контуром
на одну частоту. Если необходимо создать избирательный усилитель,
работающий на относительно низких частотах (менее 10 кГц), то при­
менение индуктивностей становится нерациональным из-за их относи­
тельно больших габаритов. В этом случае целесообразнее применять
RС-цепи различной конфигурации. Наиболее употреб"тельны в этом
случае двойной Т-образный мост (рис. 4._24, а) и мост Вина. Как видно
из характеристик, у первого из них при подходе к некоторой частоте
/0, называемой частотой квазирезонанса, коэффициент передачи сни­
жается до нуля, а фазовый сдвиг меняет знак. При Rl = R2 = R, С1 = С2
= С, RЗ = R/2 и С3 = 2С /0 = 1/(2nRC). Если такой мост включить в цепь
=
о)
а.)
1
1
R
1,0
:·,
1 :;
Uвх
с
R/'l.
2С
с
K,f
Uвых
f!fo
8)
-n.12.
СвыхL-о
uВых
Рис. 4.24. Схема, двойного Т-образного моста (а), его характеристики
(б) и схема усилителя с двойным Т-образным'мостом (в)
- 105-
ООС операционного усилителя (ОУ) (рис. 4.24, в),
то k u = 1 + (R 1/R2), где R 1 существенно зависит от па­
раллельно подключенного к нему моста. На часто­
те/ 0 сопротивление моста очень велико и k u опре­
деляется только R 1 и R2. на: частотах, отличных от
· ! 0 , сопротивление моста резко падает и коэффи- ·
циент усиления схемы снижается почти до едини­
цы.
Возможны и другие схемы избирательных
усилителей, в частности с мостом Вина, но эта схе­
ма будет рассмотрена в гл. 6. Практически указан­
Рис. 4-25· Каскодные схемы можно представить как последовательный усилитель
но (в структурном, а иногда и фактическом смысле) включенные усилители с большим коэффициен­
том усиления и частотно-зависимые цепи, играющие роль фильтра.
Иначе говоря, это уже в каком-то приближении схема активного
фильтра (которые будут рассмотрены в гл. 6).
К а с к о д н ы е у с и л и т е л и предназначены для усиления сигна­
лов достаточно высокой частоты, где необходима нейтрализация внут­
ренних емкостей транзисторов, в первую очередь емкости цепи база­
коллектор. Они обычно состоят из двух транзисторов (рис. 4.25), один
из �оторых VTJ включен по схеме с ОБ, а второй - по схеме с ОЭ. Вход­
ном сигнал подается на базу VT2, ток коллектора VT2 практически ра­
вен току VTJ, на резисторе Rк создается падение напряжения, которое
является выходным сигналом. Этот касющ позволяет получить боль­
шое значение ku. Значения k i , Rвх определяются схемой с ОЭ (VT2);
Rвых - каскадом с ОБ (VTJ) и достигает очень больших значений.
Схема имеет очень незначительную. внутреннюю ОС, поэтому может
работать на высоких частотах.
И м п у л ь с н ы е у с и л и т.е л и в настоящее время успешно
реализуются на УЦТ, имеющих высокие показатели по скорости на­
. растания выходного сигнала при подаче на вход импульсного или сту­
пенчатого. В этом случае форма выходного сигнала полностью повто. ряет форму входного. Ранее импульсные усилители выполнялись на
транзисторах, схемы дополнялись различнь1ми форсирующими цепоч�
·ками, сейчас практически любые требования к импульсным усилите­
лям реа!1изуются на базе ОУ (например, К140УД5Б или К544УД2А).
Хорошим усилитель можно создать на базе широкополосного усилителя при выполнении условия Лt и = 2/ Лt.
В этот параграф не вошли нелинейные усилители, которые будут
рассмотрены в п. 4.9.
4.8. Усилители постоянного тока
уСИJJИТелем ПQСТОЯННОГО тока (УПТ) НаЭрIВают устрой.
ство, способное усиливать медленно меняющиеся сигналы. Коэффи­
циент усиления такого устройства близок к номинальному, как правило,
- 106-
тель­
в широком диапазоне частот входного сигнала, в том числе обяза
в уст­
но при /сиrн = О. Усилители данного типа широко применяются
ройствах автоматики, преобразователях электрических сигналов,
стабилизаторах напряжения и т. п.
и­
В зависимости от способов соединения· каскадов различают усил
тели с гальванической, или непосредственной, связью и усилители
с преобразованием сигнала. Последние будут рассмотрены ниже. еская
У с и л и т е л и с г а л ь в а н и ч е с к о й с в я з ь ю . Гальванич
после­
(через резистор) связь между выходом предыдущего и входом
ять
дующего каскадов имеет ряд достоинств. Она позволяет осуществлвать
цередачу сигнала без потерь в дополнительных элементах, усили
такая
, · очень медленно изменяющиеся входные сигналы и т. п. Однако
тся
связь имеет и существенные недостатки. Прежде всего, затрудняе
го
дуще
настройка каскадов в режиме покоя, так как режим преды
каскада влияет на режим последующего, и наоборот, но основной труд­
воз­
ностью является обеспечение стабильной работы усилителя при тем­
действии дестабилизирующих факторов: изменения· окружающей
пературы и напряжения питания, евойств элементов схемы вследствие
,старения. Все эти факторы приводят к таким же результатам на выходе
усилителя, как, и наличие на его входе медленно меняющегося сигнала
помехи. Поэтому для УПТ характерен так называемый дрейф нуля,
под которым понимают появление или изменение на выходе усилите­т
ля сигнала при отсутствии или постоянном значении входного за сче
действия указанных факторов. Приведенный ко входу дрейф нуля вы­
числяют по формуле
ивх.др
1
= k Uвых.др.
и
В пасщ>ртах УПТ указывают скорость его нарастания и иногда
предельное значение.
Особую опасность представляет дрейф нуля первого каскада
усилителя, так как он усиливается всеми последующими каскадами.
Для уменьшения дрейфа нуля используют глубокие отрицательные об­,
ратные связи, включают в цепи усилителя термозависимые элементы
· строят усилитель таким образом, чтобы дрейф нуля одного каскада
част�fчно или полностью компенси­
-fн
ровался дрейфом нуля другого, при­
меняют балансные схемы и схемы с
преобразованием сигнала.
На рис. 4.26 приведена простей­
шая схема двухкаскадного УПТ с
VT1
Uвых
гальванической связью, построенная Uвх
на транзисторах разной проводимое- о--------4�--------,
ти. Црактич�ского применения эта
схема не получил� ввиду чрезвычай- Рис. 4.26. Усилитель постоянного
но низкой температурной стабильности, тока
- 107-
\
"'
но на ее примере УДQрНО рассмотреть принцип работы УПТ данного т ипа.
При отсутствии вmдноrо сигнала положение точки покоя на пе­
реходной характеристике каждого транзистора должно выбираться из
условия Iк � 1/2/к max; Uк � 1/2Ек . Тогда, если для первого транзис­
тора /бп = Ек /R� , то для вт орого /
6п 2 = Uк 1 /R6 2 , где J6п - ток базы
1
1
покоя.
Таким образом, режим второго каскада, определяемый током
базы, зависит от режима первого каскада. На входе схемы (при отсут­
ствии входного сигнал а) имеет место по стоянное падение напряжения,
равное /5п 1 • R 8 x 1 , а на выходе - сигнал, равный Ек /2. Для компенса­
ции последн его может быть включен источник ЭДС.
Работа схемы может быть проиллюстрирована следующим образом.
При подаче отрицательного сигнала токи и напряжения в интересую­
щ их нас точках схемы меняются так:
1- U I f / f / f f
вх
-+
-+
51
-+
к1
ЛURк f f -+
-+
Jб2 f f -+ /к2 f f f -+ Л(JR
к
1
2
=
1- U 1 ! !
1- U I f ft
ВЫХ
К1
о------
-+
,
где ЛURк = lк 1 • Rк 1 ; ЛUR = lк • R к (здесь стрелкой t условно
к2
2
2
1
обозначается увеличение, а стрелкой! - уменьшение соответствующе­
го параметра).
Отсюда видно, что такой усилитель имеет нулевой фазовый сдвиг
и в принципе может усиливать сигналы сколь угодно низкой часто
ты.
Следует отметить два очень важных обстоятельства. Во-первых,
благодаря непосредственной связи каскадов все входное напряжение
первого каскада Uк 1 является входным напряжением для второго, т. е.
здесь имеет место максимальный коэффициент передачи сигнала (чего
нет, например, в усилите�ях переменного тока с емкостной связью).
Во-вторых, если под деиствием какого-либо дестабилизирующего
фактора (например, температуры) возрастает коллекторный ток пер­
вого транзистора (см. вторые стрелки), что аналогично появле
нию на
входе какого-то сигнала, то будет имет ь место дрейф нуля.
Д ля стабилизации усилителей с гальваничес кими связями исполь­
зуют глубокую ООС с выхода последнего каскада на вход первого,
введение в цепи смещения термозависимых элементов. Однако все эти
меры не дают желаемых результатов, особенно если усилитель рабо­
т ает в широ ком диапазоне температур. Э то объ ясняе тся
экспонен­
циальной зависимостью начального тока коллектора транзистора от
температуры, большим разбросом его значений и трудностью подбора
компе нсирующего элемента с теми же характеристиками.
Ба л а н с н ы е у с и л и т е л и позволяют достичь значительно луч­
ших результатов (рис. 4.27). Даже без тщательного подбора пар тран­
зисторов, введения ООС и в некоторых случаях термоко�пенсирую­
щих элементов в таких усилителях дрейф нуля удается уменьшить на
один-два порядка по сравнению с рассмотренными выше усилителями
с по следовательной гальванической связью, а с их применением на два-три порядка.
- 108-
С помощью резисторов R'б 1 , R"б 1
R"
и R 6' 2 ' R '6'2 исходный режим работы
62
ется
а
влив
ана
ст
у
оров
зист
ран
обоих т
приблизительно в середи�е п�ямо­
линейноrо участка переходном ха­
рактеристики, так чтобы коллектор­
ные тqки были одинаковыми. При
R к 1 = R К2 = Rк напряжения на коллект орах транзисторов одинаковы и
т ок нагрузки равен ну лю. При изме­
нении окружающей температуры, на­
Uвх
пряжения питания и при других де­
iис. 4.27. Балансный усилитель
ст абилизирующих воздей ствиях коллекторные токи обоих транзист оров
буду т меняться примерно одинаково и разность их останется близкои
к нулю. Подача входного сигнала приведет к увеличению базового то­
ка у одного транзистора и к уменьшению у другого, в результате чегот
баланс схемы нарушится и через нагрузку пойдет ток. Коэффициен
усиления схемы определяется по формуле
k и =В---Rг + Rвх
\
1
где Rг - внутреннее сопротивление истечника сигнала (генератора);
Rвх - входное сопротивление усили теля.
,
создает сигнала ос,
е
н
Rэ
ие
н
вле
и
т
опро
с
о
ь,
т
ч
Интересно отметит
�чение коллекторного
т ак как при нормал ьной работе у силителя, уве
е уменьшением кол­
т ока одного транзи стора сопровождается таким ж
еняется. Д ля ст аб:·
лекторного тока вт орого и сила тока через Rэ не м
тивление "связки ,
лизации режима у силителя ис пользуется сопро
часто выполняемое в виде потенциометра RР , с помощью которого
можно подрегулировать усилитель.
Характеристика балансного усилителя �меет вид, аналогичныи поях балансные ус�лители
казанной на рис . 4.20, -б. В некоторых случа
"
гнал
могут быть выполнены с /,,несимметричным входом. Входном сиф
ик­
подает ся только на один транзистор, а режим второго транзистора нь·
примерно вдвое ме
сирован. Коэфф ициент усиления такого каскада
мм
ше симмет ричного. Его используют в те� случа�х, когда одна из кле
т
ому
поэ
и
на)
ои (заземле
источника сигнала соединена с ну левом шин
невозможно подключение на вход симметричного балансного усили·
на два входа, тогда
теля. Таким же образом можно подавать сигнал
выходной сигнал приобретает дифференциальный характер: Uвых =
= k(Uвx - ИвхJ.
Д и фф е р е н ц и а л ь н ы е у с и л и т е л и применяют, если необхо·
бы
димо чтобы не только входные сигналы,"но и нагрузка включалаысь
!
межdу какой-то точкой схемы и "землей (рис. 4.28). Транзистор VT
м
е
ю
ив
ч
е
щ
п
а
ес
об
и VT2 в ключаютс я последовательно со схемой,
·-
- 109-
+Е
Rн
постоянный, неизменный ток I =· /.,."'1 + Iк 2
Теперь подача сигнала, например положительной полярности, на базу VTl приводит
к увеличению. его базового и коллекторно­
го токов, но так как Iк 1 + Iк 2 = const, то при
этом уменьшится значение Iк 2 второго
транзистора и напряжение на нагрузке
возрастет, и наоборот, при уменьшении /к1
уменьшается Ин . Таким образом, Ин =
=·k(Uвx - Ивх)·
1
Благодаря этой схеме можно регулировать ток в нагрузке, подключенной в
цепь одного транзистора, изменяя сигнал
Рис. 4.28. Дифференци­
на любом из двух. Аналогичную схему
альный усилитель
можно выполнить и на ПТ. Стабилизатор
тока действует так. Транзистор VТЗ в диодном включении �ерез резис­
тор R подключен к цепи питания и работает в режиме стаб11стора, сиг­
нал с него поступает на вход эмиттерного повторителя ( VT4 и R J, сле­
довательно, на R 9 имеет место постоянное стабилизированное напря­
жение, через него протекает неизменный ток, который питает и цепочку VT1-VT2.
Схема обеспечивает и определенную температурную компенсацию.
Так, с повышением температуры коллекторные токи цепи VT1-VT2
стремятся увеличиться, н9 одновременно падение напряжения на ста­
бисторе VТЗ несколько уменьшается, значит уменьшается напряжение
на входе эмиттерног6 повторителя, а следовательно, и ток через R з •
О п е р а ц и о н н ы е у с и л ите л и (ОУ) постоянного тока разрабо­
таны на базе вышерассмотренных схем. Они обладают большим (10 4 •••
105) коэффициентом усиления по напряжению, большим (до 10 10 Ом)
входным и малым выходным сопротивлением, выполняются в наше
время, как правило, в виде ИМС. ОУ сейчас заняли ведущее положе­
ние в ряду усилителей постоянного тока (рис. 4.29). \
Первый каскад усилителя балансный, работает в режиме микрото­
ков, что обеспечивает большое входное сопротивление в схеме (иногда
первый каскад выполняется на МДП-транзисторах). Второй каокад, как
правило, дифференциальный, обеспечивающий, совместно с первым,
осноQ_ное усиление по напряжению. Последний каскад � это сложный
эмитrерный повторитель,· который обеспечивает усиление по току
г-;:::..-=..=-==i--1==--=.-:-===.=-=�-f=-==--=�=-.;�+E
1 � f-_
.. -_�.....-�-t--i-+.-.J:=i7--i---t:
Ибхl
_;;
..,.__..._+-<>ВЫХ
ЗП
-Е
Рис. 4.29. Структурная схема (а) и условное обозначение (б) операционного
усилителя
- 110-
)
I
\
и малое выходное сопротивление. Кроме того, в состав любого ОУ вхо­
дят специальные схемы термостабилиэации (аналогичные рассмот­
ренной выше), многие транзисторы включаются по составным схемам
или имеют эмиттерные повторители.
Общее количество транзисторов в схеме ОУ достигает 20. В на­
стоящее время ОУ- это, как правило, интегральная схема в круглом
или прямоугол1!ном корпусе, имеющая два входа (инвертирующий и
неинвертирующий), выход, два вывода дnя подключения питания
и несколько выводов для цепей коррекции (рис. 4.29, б}.
Интегральные ОУ отличают малые габариты и масса, высокая на­
дежность и низкая стоимость, что способствует их широкому распро­
странению. Кстати, стандартный ОУ общего применения может исполь­
зоваться примерно в 100-150 схемах включения.
При применении ОУ разработчику схемы в большинстве случаев
нет необходимости знать его внутреннюю структуру, а достаточно быть
знакомым с его основными параметрами, способами коррекции харак­
теристик и уметь рассчитывать цепи входных и обратных связей.
Основными параметрами ОУ являются следующие:
- uэффициент усиления ku = ЛUвых /ЛUвх (для зарубежных- 4);
сигнал подается на один (любой) вход, второй при этом заземлен;
обычно k и = 10 3 + 10 6 ;
- напряжени
е смещения Исм(V0 1.) = (U + - и-) при Uв ых = О;'являет�
·
·
ся мерои неидеальности ОУ;
- средний входной ток /вх . ер = I; x + r; x )/2, т. е. среднее арифметическое значение токов инвертирующего и неинвертирующего входов при .
Г•
Ивых = О;
·_ разность входных токов ЛJ. вJ/ oi) или напряжение смещения U см
при Uвы х = О; является мерой несимметрии усилителя;
- входное сопротивление R вх (zд -:- сопротивление со стороны од­
. ного из входов ОУ при заземленном втором;
- входное сопротивление для синфазного сигнала R сФ - сопротив­
ление между входами ОУ, обычно на два-три порядка больше R в ю
- выходное сопротивление R вых (z J;
- частота единичного усиления / 1, при которой коэффициент
усиления равен единице;
- скорость нарастания выходного напр�жения Vu вых при подаче
на вход импульса максимального допустимого напряжения прямо­
fi
/
угольной формы.
Ост_альные параметры ОУ являются эксплуатационными. К их числу относятся: напряжение питания ± U" , максимальное выходное на- . (­
пряжение, равное примерно О,7 Un , потребляемая мощность (ток), (
допустимый ток нагрузки, допустимые дифференциальное _и �инфаз· \
ное входные напряжения, допустимые изменения напряжении пита­/
ния и окружающей температур_ы.
.
1
Для ОУ очень важна частотная коррекция. Необходимость ее опр�- i
деляется следу�щим. На высоких частотах коэффициент усилен�я
реального ОУ уменьшается, так как сказываются шунтирующие ,#й­
ствия паразитных емкостей в схеме. На низкой частоте k u не менSJется
.
- 111-
-t:_.,·
а1
ffu
+Е
5)
-40
Uвых
-60
�-
f1
fc
-Е
Рис. 4.30. АЧХ (а) и одна из схем частотной коррекции ОУ (б)
и разность фаз между входным и выходным напряжением - О или
180°. На высоких частотах фаза Ивых запаздывает по отношению к фазе
Uв х. Если ОУ имеет два-три каскада усиле�ия, каждый из которых
ведет себя как апериодическое звено первого порядка и увеличивает
наклон АЧХ на - 20 дБ/дек., то одновременно увеличивается фазовый
°
сдвиг на 90 . Если построить амплитудные характеристики (рис. 4.30),
то нетрудно увидеть, что для каждого ОУ имеется граница устойчи­
вости, за пределами которой начинается зона автоколебаний. Ч�обы
этого избежать, вводится частотная коррекция, которая "срезает по­
лосу усиления. Если (рис. 4.30, а) сделать наклон АЧХ, равный
- 20 дБ/дек., вб.лизи частоты /1, то ОУ будет устойчив во всем диапа­
зоне, однако при больших значениях k u частотный диапазон будет
уменьшен. В этом случае необходимо изменить элементы коррекции,
как показано на рис. 4.30, а (кривые 2 и 3 ).
В технической документации на различные ОУ приводятся данные
элементов коррекции для k u =±
, 1; ± 1 О; ± 100. Эти элементы подклю­
чаются к специальным выводам ОУ.
Некоторые ОУ имеют внутреннюю цепь коррекции, обеспечиваю­
щую неизменный наклон АЧХ, равный - 20 дБ/дек.
Кроме · элементов, применяемых для частотной коррекции,
некоторые ОУ включают внешние устройства для балансировки нуля, т. е. для установления ив ы х =
при и- = и + =
Так, в схеме, показанной на рис. 4.31, с помощью одного потен­
циометра, подключе.нного к выводам 1, 4 и 5 ОУ
+Е
можно обеспечить Uв ы х = О, после чего движок
потенциометра фиксируется. В наиболее современных
ОУ элементы частотной коррекции и ба­
6
лансировки нуля расположены внутри ИМС, поэтому оказывается возможным в одном корпусе
К140!:JД6
разместить два и даже четыре ОУ, так как каж­
дый из них имеет только три вывода.
(' -Е
ОУ обладает очень большим коэффициентом
\
Ри�. 4.31. Схема балан- усиления, поэтому его примененJ1е без ООС в ка­
си,рi!)вки ОУ
честве пропорционального (линейного) усилителя
'о
- 112-
о.
.,,,
нецелесообразно, кроме специальных схем, например компараторов,
0 которых р·ечь пойдет дальше. При наличии же ОС возможно большое
количество схем включения ОУ, из которых наибольшее распростра­
нение' получили инвертирующая и неинвертирующая. Первая предпо­
лагает усиление входного сигнала в ku раз с одновр:менным измене­
нием его полярности, вторая - без инверсии. Но такои усилитель мож­
но рассмотреть как устройство умножения входного сигна�а на по­
стоянный коэффициент: Uвых= k · Uв х, поэтому р�чь о нем поидет ниже,
в гл. 7. Там же приведен еще ряд примеров применения ОУ.
ОУ в ряде случаев используются совместно с дискретными тран­
зисторными схемами, что позволяет оптимально использовать положи­
тельные качества обо1-1х компонентов. Одним из вариантов такого
симбиоза является построение схем усилителей мощности с примене­
нием ОУ. Из анализа параметров ОУ видно,, что их максимальная вы­
ходная мощность не превышает нескольких милливатт, в то же время
большой коэффициент усиления по напряжению делает заманчивым
его применение в усилителях мощности в сочетании с транзи�торным
оконечным каскадом. Кроме того, при обычном напряжении питания
± 15 В на выходе ОУ напряжение не может иметь размах более± (10 ...
12) В, а этого в мощных усилителях может оказаться недостаточно.
Схема усилителя мощности на базе ОУ и транзисторного каскада
показана на рис. 4.32 (9]. В ней использовано управление выходным
каскадом по цепи питания ОУ, а не его выходным сигналом. Транзис­
торы VTl и VT2 устанавливают питание ОУ на уровне± 15 В. Благодаря
подключению к выходу ОУ резистора Rl с небольшим сопротивлением"
через VTl и VT2 будет протекать ток силой около 10 мА, что позво­
ляет при небольших. сопротивлениях резисторов в коллекторных це­
пях VTl и VT2 получить значительное по амплитуде напряжение, уп­
равляющее мощными выходными транзисторами VТЗ и VT4. Коэффи­
циент усиления по напряжению. определяется отношением RЗ/R2 и со­
ставляет около 1 О. Коэффициент нелинейных искажений при отрегули­
рованной схеме не превышает 0,4 %
при размахе выходного напряжения
+'JOB
± 30 В. Мощность, отдаваемая в нагрузке достигает 20 Вт при Л/ до
VT3
30 кГц.
Помимо рассмотренных выше
операционных усилителей, которые
еще неоднократно будут появляться
в качестве составных элементов р�з­
личных электронных устройств, в
8
технике, в основном зарубежной,
получили некоторое распростране­
vтчние так называемые т о к о р а з н о с т н ы е у с и л и т е л и , uли у с и ­
-30В
л и т е л и Н о р т о н а . Их основное
отличие от обычных ОУ заключается Рис. 4.32. Усилитель мощности с
в том, что они усиливают не разность применением ОУ
8 зак. No 139
- ll3-
__
входных напряжений, а разность
входных токов и работают с од­
ним источником питания. В ос­
новном они выполняют те же
Uм
функции, что и обычные ОУ. Так
БП
как отечественной промышлен­
ностью они не выпускаются, в
Рис. 4•.зз. Структурная схема. усилителя
кни
ге они рассматриваться не
постоянного тока с преобразованием
будут.
сигнала
Ус и л и т е л и п о с т о я н н о ­
го тока с преобразованием сигна
л а . Как ранее было ука­
зано, особенностью любого УПТ является дрей
ф нуля. Даже в интег­
ральных ОУ - наиболее совершенном элек
тронном устройстве - он
имеет место, хотя и сведен до пренебрежимого
в большинстве случаев
уровня. В тех же ситуациях, когда· и этого
оказывается недостаточно
прих�дится применять УПТ с преобразованием
сигнала (рис. 4.33). В со�
став схемы входят модулятор М, т. е. устр
ойство, преобразующее сиг­
нал постоянного тока ·В сигнал переменного
, амплитуда которого про­
порцион!льна... входному сигналу, усилитель
У переменного тока (не
имеющии дреифа нуля) и демодулятор ДМ
для обратного преобразова­
ния усиленн9rо сигнала переменного. тока
в сигнал постоянного. В ка­
честве ДМ могут использоваться обычные
выпрямители или фазочув­
ствительные выпрямители и усилители. Бло
к питания БЦ подает на­
пряжение модуляции (перемен�ое) на мод
улятор и (при необходимос­
ти) на ДМ и питание на усилитель. Такие уси
лители получили наимено­
вание М-ДМ. Преимущества их уже указ_
аны, а к числу недостатков
следует отнести сложность схемы и огра
ниченный .диапазон частоты
усиливаемого сигнала - до 0,1 f
мо . Модуляторы- это обычно ключе­
вые элементы на биполярных или д
полевых транзисторах, осуществляю­
щие �одачу или отключение входного сигн
ала на вход усилителя с час­
тотои fмо • Ранее для этой цели исполь
зовались даже контактные
элементы �tполяризованные реле).
· ·
Область применения усилителей М-Д
М в настоящее время весьма
ограничена.
м
!IN
ДМ
Uвых
кон1J)олируемым пар4Метром заданного значения, в устройствах пре.' · образования синусоидального или пилообразного напряжения в пря­
моугольное, а также в составе многих других устройств, например,
генераторов пилообразного напряжения. Схемы пороговых усилителей
могут выполняться на транзисторах, тиристорах, операционных усилителях и т. п.
К числу релейных усилителей · относится т р и г r е р III м и д т а
(TIII) на транзисторах (рис. 4.34). При отсутствии входного ,сигнала тран­
зистор VTl заi<рьп, VT2 открыт, так как на его базу подается отрица­
тельный потенциал с коллектора, закрытого VTl. Через общее сопро­
тивление в цепи эмитrеров (отсюда еще одно название - триггер
с эмиттерной связью) протекает ток коллектора VТ2 и создает на нем
падение напряжения ЛU = Iк 2 · R 9 • Это падение напряжения подается
через резистор Rсм 1 на базу транзистора VTl и держит его в закрытом·
состоянии. Следует отметить, что обычно Rк 1 > Rк 2 •
При появлении и постепенном увеличении входного сигнала схема
остается в исходном состоянии, пока Uвх не достигнет значения ЛU.
Только начиная с этого момента, а точнее, когда Uвх превысит значе­
ние ЛU на 0,3 ... 0,4 В, появляется базовый ток транзистора VTl, тран­
.зистор открывается, напряжение на его коллекторе уменьшается,
поэтому начинают уменьшаться базовый и коллекторный токи тран­
зистора VT2. Уменьшается падение напряжения на R 9, несмотря на
появление коллекторного тока транзистора VTl, так как Iк 1 < Iк2•
С уменьщением ЛU разность U8x - ЛU = U691 увеличивается в пользу
Uвх , и поэтому цроцесс переключения развивается лавинообразно. По
его окончании транзистор VTl рказывается открытым, Ик 1 � ЛU', тран­
зистор VТ2- закрьпым, ц:а выходе сигнал Ик 2 � Ек. Через резистор Rэ
протекает ток lк1, создавая на нем падение напряжени-я ЛU' < ЛU, которое удерживает транзистор VT2 в закрытом состоянии. Выключение
схемы оеуществляется аналогично при уменьшении входного сигнала
до ЛU'.
Характеристика вход-выход схемы показана на рис. 4.34, б . Изменением значения R 9 можно регулировать одновременно напряжение
о)
U5ык
4.9. Релейные (пороговые) усилители.
Компараторы
В ранее рассматриваемых усилителях всеми возмож­
ными способами обеспечивалась пропорциональность за�исимости
вь�од-вход, т. е. они должны были иметь по мере возможности ли­
неиные х...арактеристики. Однако во многих случаях в технике требуют­
ся устроиства, состояние которых или их выходной сигнал резко ме­
няются при достижении входным определенного значения - порога
Такие у�nи, характеристика которых сугубо · нелинейна, назы:
вают �еИВЬIМ, или noporoВЬDOI (РУ). Они,в частности, применяются
в устроиствах контроля, включая цепи сигнализации при достижении
- 114-
•
лUi---�-�1
1
Рис. 4.34. Tp�rep Шмидта (а) и диа�амма его работы (б)
,'1,,
8*
- 115-
срабатывани�" и ,;отпускания" схемы, а изменением коллекторных
"
сопротивлении - гистерезис.
Следует отметить, что схема TIII удовлетворительно работает при
входн�х сигналах, ра_вных !fe. менее 1-1,5 В, а при колебаниях окру­
жающеи температуры в неи довольно сильно меняются напряжения
срабатывания и отпускания. Для уменьшения влияния температуры
включаются резисторы, показанные на схеме штриховыми линиями
и представляющие I собой сопротивления обратной связи каждого
каскада.
Возможно построение аналогичного транзисторного устройства
с так называемой коллекторной связью (рис. 4.35), но он нашел мень­
шее распространение.
Значител�но большее применение в настоящее время получила
схема р е л е и н о г о у с и л и т е л я (РУ) на ОУ.( Простейшей схемой
...мож_�т являться O�.,_включенный без каких-либовХодных эле�.iеiiтбв
из:�и элементов QC (рис. 4.36, а). Если оп = О,· то усилитель переклю­
чается при достижении входным сигналом напряжения, близкого к ну­
лю. Правда, процесс переключения характеризуется линейным участ­
ком амплитудной характеристики, но поскольку ku очень велик, то
переход от -Ивых max к+ Uвых max требует изменения входного сигнала
на десятые доли милливольта, что :во многих схемах вполне приемле­
мо. Если Uоп -:/= О, то процесс переключения происходит тогда, когда
Uвх достигает этого значения, в этом случае схема носит название
к о м п а Р а т о Р а , т. е. сравнивателя. Так как выходной сиrнаn имеет
только дв� крайних состояния, эти устройства представляют собой
переходныи класс между аналоговыми и цифровыми схемами.
К о м п а р а т о р б е з о б р а т н ой с в я з и очень чувствителен
к помехам. Так, при сигнале, близком к Uоп , незначительные помехи
могут приводить к многократным переключениям схемы. В связи
с этим значительно эффективнее ком п а р а т о р ы с г и с т е р е з и ·
·
сом (регенерати�ные) или РУ (рис. 4.37).
Если U 1 = О, то выходной сигнал может быть с одинаковой сте­
пенью вероятности равен или+ U ах ,или - Uimax ,и будет удерживать­
4Пl
ся с помощью ПОС, сформированной делителем R2/RЗ. Если предпо­
ложить, что в силу случайного процесса на выходе установится+ U
2max,
и
а)
5)
Uвых
то сигнал с делителя+ U2тax [RЗ/(R2+ RЗ)] будет подан на инвертирую­
щий вход ОУ 'И надежно удержит последний в этом состоянии. Чтобы
перек11ючить схему, необходимо на ее вход ( и-) подать такой же по
величине и знаку сигнал. Тогда выходное напряжение и сигнал с де­
U + увеличи­
лителя будут уменьшаться, разность напряжений
ваться в пользу входного,и схема скачком (регенеративный процесс)
переключится в противоположное состояние (- U2max). Теперь сигнал
ОС будет 'таким же по величине, но обратным по знаку и сможет на­
дежно удерживать схему в этом состоянии при дальнейшем измене­
нии U 1• Для обратного переключения необходимо довести U 1 до зна­
чения -U2тax[RЗ/(R2+ RЗ)].
Таким образом, схема имеет симметричную характеристику,
амплитуда которой равна U2max или и\<С ' то I- U2 max l + U2ma xl' а ес­
ли не имеет, ro можно применить дополнительные симметрирующие
стабилитроны; ширина петли гистерезиса определяется резисторами
ПОС. Кстати, если R2 = О, то характеристика превращается в квадрат,
а если RЗ = О, то характеристика теряет петлю гистерезиса. Если необ­
ходимо сместить характеристику вправо или влево (рис. 4.38), ,можно
подключить резистор RЗ не к земле", а к источнику напряжения сме­
"
щения U0п , тогда
и- -
=1
Uсраб = (+ U2тахRЗ + UoпR2)/(R2 + RЗ);
Uoтri = (- U2тахRЗ + UопR2)/( R2 + RЗ).
Это справедливо при сдвиге вправо, а если характеристику нужно
сдвинуть влево, то требуется изменить знак Uоп .
Вторым, более удобным, вариантом схемы со сдвигом характеристики является изображенная на рис.. 4.39. Расчет этой схемы может
выполнить читатель самостоятельно.
п о р о r о в ьi е
В ряде случаев требуются так называемые д в у х
. 4.40).
ру или к о м п а р а т о р ы "с о к н о м " (рис
Напряжения U0п1 и U0п2 задают уровни срабатывания. Так, при
случаях
+ Ивх > Uon1 2 = О; при 1-Ивх 1>I-Иоп2 1 2 = а в остальных
U2 = -U1 max . Возможны и другие варианты подключения операцион­
ных усилителей и изменения полярности Uоп .
'
и о,
и
5)
а)
Uвы�
Uвых
Uвх
Рис. 4.35. Усилитель с коллектор­
ной связью
R2
llгых
Uотп
llcp
о)
Uвых
Uв х
R3
Рис. 4.36. Пороговый усилитель на ОУ без
обратной связи (а) и диа грамма его рабо­
ты (б)
- 116-
Рис. 4.37. Пороговый усилитель на ОУ с обратной связью (а) и диаграмма его работы (б)
- 117-
Рис. 4.38. Характеристики щ)ро­
rового усилителя со смещением
генерировать сигналы заданного качества сразу или чере:} �:щ�н-два
периода, то говорят, что генератор имеет жесткое· возбуждение; обыч­
но при этом имеет место сильная (глубокая) ПОС. Если амплитуда
(а иногда и другие параметры сигнала) устанавливаются через несколь­
. ко периодов (иногда 10 ... 15), то такой генератор имеет мягкое возбуждение и его нужно включать заранее.
Наиболее часто в судовой технике применяются генераторы, фор­
мирующие сигналы следующих форм: прямоугольной, синусоидальной
и пилообразной. Такие формы, как треугольная, трапецеидальная,
экспоненциальная и др., используются редко; при необходимости их
можно получить, используя генераторы трех nервых видов.
i/
5)
Uвых
-Uon
Рис. 4.40. Компаратор с ,,окном" (а)
и диаграмма. его работы (б)
Рис. 4.39. Схема порогово­
го усилит�ля со смещени­
ем
Как у�азано выше, в качестве компараторов могут быть использо­
ваны серииные ОУ. Но в целях повышения их быстродействия целе­
сообразнее применять специально разработанные . ИМС, например
521СА1, которые имеют нелинейную и несимметричную характерист
и­
ку выход- вход, но не требуют внешних обратных связей и потом
у
более перспективны.
Глава 5.
ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ РАЗЛИЧНОЙ ФОРМЫ
5.1. Общие пон11ти11 о генераторах
Генератором периодических сиrвалов называют уст...
роиство, способное при подключении источника питания созда
вать на
выходе периодические сигналы заданной формы, �астоты, ампл
итуды
и скважности. Если для включения его в работу доста
точн() только
подать питание, то такое устройство называют автогенера
тором, если
для за1:уска тре�уе_ тся подать разрешающий сигнал (или
снять запре­
щающи!), то генератор называют заторможенным или ждущ
им. По­
следнии термин иногда относят к схемам, которые после запус
кающего сигнала формируют только один выходной
заданных параметров.
qз f--+- пос
Структура любого генератора включает
(рис. 5.1 ), как минимум, три блока: усилитель у,
блок сигнала ПОС и формирующее устройство Ф,
не считая блока питания. В реальных схемах не­
,
которые блоки иногда совмещаются и тогда.
у
имеют неявнр выраженную форму, но их всегда
1
и8ь:
можно определить при анализе работы схемы.
/
Для стабилизации параметров генерируемоJ_ Вкл ,
го
сигна
ла в ряде случаев в схему вводится
Пит
и ООС.
Рис. 5.[ Структурная
Если генератор после включёния и при
с�ема г ене ратора
необходимости запускающего сигнала начинает
-
- 08-
•1
5.2. Генераторы сигналов прямоугольной формы
прямоу гольной
сигналов
Генераторы
ф о р м ы , или м у л ь т и в и б р а т о ры, выполняют чаще всего на ОУ;
применяют еще � транзистор�ые схемы, в основном в тех случаях,
когда требуются сигналы по амплитуде и мощности, превышающие
возможности ОУ.
Простейшая схема генератора nрямоуrольных импульсов (мульти­
вибратора) на ОУ приведена на рис. 5.2, а. Она представляет собой ре1�.
лейный ОУ с ПОС, образованной цепочкой R2-RЗ и имеющий ООС на
:} · элементах Rl-C. Диаграмма раб.оты схемы показана
б. Если
на рис. 5.2,
•
•
iJi
на выходе ОУ, например, имеет место сигнал +umax, то на неинвер�и. 'рующем входе будет сигнал и•.= + umax ·[RЗ/(R2 + RЗ)], конденсатор С
заряжается через Rl. Как только напряжение на конденсаторе, т. е. на
инвертирующем входе, сравняется с U +, произойдет переключение
усилителя за счет ПОС, на выходе его появится - Umax,
операционного
·
,' . конденсатор начнет перезаряжаться и, как только напряжение на нем
+
_станет равным сигналу на неинвертирующем входе и = -Umax Х
· Х [RЗ/(R2 + RЗ)], произойдет обратное переключение. Генератор начнет
формировать импульсы с амплитудой, равной ± Umax , . и начиная со
второго полупериода - с заданной длительностью. Р�гу лировка часто­
ты
сигнала
может
а)
· производиться изменеб)
, нием С, R 1 или порои
R1
. rом
переключения,
1. е. R2 и RЗ. Если приUв,,,х
нять RЗ = 0,86 R2, то с
Т = 2R 1 · С. Как правиRQ Увы
ло, форма сигнала на
г--,r-----.---,---- t
выходе абсолютно сим­
метрична (при 1 •umaxl=
RJ
=\-:..umax\; если необхо­
·;
., .m,мо изменять скважНасть ВЫХОДНОГО сиг- Рис. 5.2. Генератор сигналов прямоугольной формы
нала, то в цепь ООС на ОУ (а) и диаграмма. его работы (б)
'i
----:::,.,-----
I
- 119-
R1'
а)
Базовый ток транзистора VTJ вначале имеет две составляющие:
одну- через резистор R6 , другую - через С2 и Rк . Спустя какое-то
время (опред еляемое постоянной времени Т2 = 2 Rк2 ), закончится
зарядка конденсатора С2 , причем это произойдет раньше, чем разря­
дится ,. так как R6 > Rк. Однако это не приведет к изменению со­
стояния схемы, так как через резистор R 61 будет протекать базовый
ток, д остаточный д ля: удержания транзистора VTJ в состоянии насыще­
ния. Схема находится в одном из квазиустойчивых состояний.
Еще через некоторый промежуток времени, который зависит от
постоянной времени Т 1 = C1 R 62, закончится разрядка конденсатора С1
и появится базовый ток транзистора 'VT2 через резистор R б 2 • Транзис­
тор VT2 начнет открываться, конденсатор С2 окажется подклю ченным
своей положительно заряженной обкладкой к базе VTJ, а отрицатель­
но заряженной- к эмиттеру VTJ (через открывающийся транзистор
VT2). Это приведет к форсированному запиранию VTJ и к перезаряду
конденсатора 1 ·частью базового тока транзистора-VТ2.
Таким образом, схема скачком переключится во второе квази­
устойчивое состояние, в котором VTl закрыт, а VT2 открыт. Далее ра­
бота схемы происход ит аналогичным образом. В результате на каждом
из двух выходов мультивибратора поочередно появляются почти пря­
моугольные импульсы напряжения, амплитуда которых близка к Ек,
а длительность (при симметричной схеме) равна половине периода
Т (Т:;:: 1,4 CR6 ). Для несимметричной схемы (при С 1 + С2 и R5 1 + Rб)
б)
V:D
С
с ,
R2,
Uax
VIl
o,-ii-.--t1Н--+--I
RJ
к
с
Ри . 5 .3. Регулиров а
"скважности сигналов
генератора
прямоугольной формы
Рис. 5.4. Ждущий мультивибратор на ОУ (а) и
схема его работы (б)
�д е
r-лючи�ь резисторы с диодами ·(рис. 5.3);
изменяя значения
; 1 ;,
можно получить tи = (О,01 ... 0,99) Т. П
ростейший ждущий
мультивиб"атор показан на рис. 5.4.
н
м у г о л ь н ь�х и м п у л ь с о в
н а т р а н з и с­
т о р�� (�;:�;и��� �
о зан на рис.
ема состоит из
двух транзисторных lдн��;}к; :ь�
5.�. Сх
�
с
� др!� . е;к� �ыми :вязями. Е�ли �об��Л:ЮТ::'::оп:':..�'::ен�!�
м
ст
а етры транзисторов прибл изит
ельно
о;�нак��ы,i то
���t:с�=� �имметричн
а и будет генерировать
импульсы со скважностью q =
2.
Работает схема следующим об
р азом. Е ли в исходном сос
тоянии
транзистор VTJ открыт VT2 эакр
е ор С заряж ·
ыт, конденсат
ен почти до
напряжения В
1
приче� положительно заряж на
о
бкла
ка
,
изображен­
д
ная на схеме (пр
ава, то конденсатор С бу ете
д
азряж
ен. Так как транр
зистор VTJ открыт и, = О и и
2
д ет процесс разряда кон
денсатора С
череэ VTJ и R
Т к1
т
Ct;�a
т� о,7{С1 R
:�=:
е
�;:,/�:� р-��за Р�;::�:н: :о�З.:Ж�:е::::е т�:р;;�н:еei:0
а)
5)
. , :,
'
i
1
t
t
t
t
Рис. 5.5. Генератор прямо­
угольных импульсов на тран­
зисторах (а) и диаграмма
его
работы (б}
- 120-
t
б2 + с R б 1).
2
На рис. 5.5, б привед ены графики изменения напряжений и токов
в некоторых точках схемы с указанием постоянных време ни заряда
и разряда конденсаторов.
Если в процессе работы требуется перенастраивать частоту след о­
вания импульсов, не меняя скважности, то этого можно достичь либо
одновременным изменением сопротивлений базовых резисторов, на­
пример с помощью сдвоенного поrенциометра, либо одновременным
изменением емкости конденсаторов С1 и С2 •
Такой метод , естественно, не всегда уд обен, поэтому при сравни­
тельно небольшом диапазоне регулирования частоты (1: З ... 1: 5)
более целесообразной является схема, показанная на рис. 5.6.
Изме_нением положения движка потенциометра R µ можно изме­
нить з начение напряжения, до которого заряжаются оба конденсатора.
При этом меняется частота, но скважность импульсов останется по­
. стоянной.
Если необходимо изменить скважность импульсов, не меняя час­
тоты, то при перемещении движка потенциометра R µ увеличивается
одно базовое •сопротивление при одновременном уменьшении другого
(рис. 5.7).
Одним из недостатков пред ыдущей схемы мультивибратора яв­
ляется небольшая крутизна переднего фронта импульса, обусловлен­
ная тем, что ток перезаряда конденсатора, например С 1 , форсирующий
- 121 -
а)
-Ек
5)
Uc
Iк
Рис. 5.6. Схема мультивибратора
с регулированием частоты
vт
Рис. 5.7. Схема мультивибратора с разде­
лительными диодами и регулированием
скважности
отпирание транзистора VT2, проходит через коллекторный резистор
Rк 1 , создавая на нем падение напряжения. Чтобы улучшить фронты
сигналов, применяют схему м у л ь т и в и б р а т о р а с р а з д е л и ­
т е л ь ным и д и о д а м и (рис. 5.7).
В этой схеме в ка честве задающих цепочек, определяющих часто­
ту генератора, также используются резисторы R 6 и конденсаторы С,
а для перезарядки конденсаторов установлены дополнительные ре­
зисторы R31 и R32 • Если, например, начинает открываться транзистор
VT2 (как в рассмотренном выше случае), то его базовый ток т акже
будет иметь две составляющие: одну - через резистор R 62 , другую через С 1 и R31 • В результате через Rк 1 этот ток не протекает и на кол­
лекторе формируется крутой фронт импульса. Диоды должны быть рас­
считаны на максимальный ток, равный 1 = Ек /R3 , а сопротивление R 3
выбирается из расчета Rк < R 3 < R6 , чтобы не слишком увеличивать
коллекторный ток (для открытого транзистора Rк и R 3 включены па­
раллельно) и чтоб� процесс перезарядки конденсатора через R3 за­
кончился раньше, чем перезарядка через R 6
Б л о к и н г - г е н е р а т о р является разновидностью генераторов
прямоугольных импульсов. Это устройство позволяет выд авать короткие, но . мощные импульсные сигналы, которые используются для
передачи информации на дальние расстояния, управления тиристора­
ми или устройствами на магнитных элементах, а также для ра зветвле­
ния сигнала н а несколько напр авлений и т. д.
Обычно используемая схема блокинг-rенератора приведена на
рис. 5.8. Схема работает следующим образом. Предположим, что кон­
денсатор С заряжен и медленно разряжается через резистор R. При
этом на базе тр анзистора VT относительно его эмиттера имеется поло. . жительный потенциал, транзистор закрыт, /к= О. Так продолжается до
тех пор, пока конденса тор практически полностью не разрядится. За­
тем возникает небольшой базовый ток транзистора через резистор R,
появляется и н арастает коллекторный ток. При этом в базовой обмо1ке трансформатора индуктируется ЭДС, пропорциональная _dlк /dt
и приложенная "плюсом" к эмиттеру, а "минусом" к базе транзистора.
Это вызыв ает появление второй составляющей базового ток а, которая
на чинает подзаряжать конденсатор и одновременно способствует
увеличению значения lк . Возрастание величины Iк ведет к еще
'
- 122-
1i
t
о работы (б)
. ,а ) и д гра.мыа ег
о
на
..
.
Рис. 5.8. Схема бnокинг-генерат ра ,
поэтому
.'
С в базовой обмотке, и
Э
т
че
с
за
1
Д
ию
о
ичен
6
.
·большему увел
протекает лавинообразн ,
тока
о
ног
то
ек
о
к
ия
р
т своего
:r1pouecc н арастан
лл
кторный ток достигае
лле
ко
ц
не
ко
На
ю.
ть
ос
'!с большой скорзн
ачения
о
ог
. ма ксимальн
1
,
'
1,
-
lк max=
Rw + R orp + R зк
пе, .
тки трансформатора, и
мо
об
й
но
ле
ол
е
к
и
; rде R w - сопротивлен
;�[ в базовой обмотке, резко умень­
ет
за
че
Ис
.
ся
ть
· ·,рестает изменя
моменту уже полностью
м
р
сат
н
С
·, шается базовый ток (конде о�к ад�:�о;лючен а к базе транзисто­
положительная
мотке возникает ЭДС
., аряжен и его
об
ой
зов
а
б
в
:
1
к
к
:э
ься то
ре
/ ра). Начинает уменьшат
яжением на конденсато
пр
на
с
о
местн
сов
я
а
котор
нуля,
атного знак а,
т к I быстро снижается до
Qбр
н
а
р
ет
а
апир
�����р;жае;ся через резистор R.
т
форсированно з
е
дл
ме
ь
ят
сы
оп
С
р
то
и конденса
откие мощные импуль
ко
ет
ру
генери
а
схем
а а�и между ними (рис. 5.8, б)­
Таким образом,
,,,
терв
и
и
л
больш
с
а
ток
т
л
для ограм �
·.. коллекторного
ае ся в цепь как
ч
ю
к
в
ие
ен
л
отив
orp
• Ограничительное сопр
емени Т =
ния постояйной вр
нь
уме
я
л
д
и
�
:�
а
т
ничения тока lк ' �
й обмот и трансфорно
ектор
лл
сть
ивно
индукт
= L.тр /R orp, где L тр вида
�атора.
ера:rоре рассмотренного
ен
г-г
ин
ок
бл
в
ы
уз
а
п
длительность
·
уле
. , I определяется ПО форм
а конденсаторе. Поскольку
н
е
ни
ж
пря
а
н
ное
где Uc max- максималь
� ий равен tn., Определить длио
о
вт
а
од
ери
о
п
� �: :оре сложно из-за большого ко­
tи « t f.'li, то обычн
ге р
инг
к
, тельность импульса в бло
го факторов.
nичества влияющих на не
- 123-
Г ·
В связи с тем что длительность импульса в схеме чрезвычайно
мала, в блокинг-генераторах можно использовать транзисторы сравни­
тельно малой мощности. Выходной сигнал снимается либо с коллекто­
ра транзистора, либо, что чаще, с дополнительной выходной обмотки
трансформатора.
Существенным недостатком схемы является наличие трансформа­
тора, из-за которого ее нельзя реализовать в микромодульном ва­
рианте.
а)
+
Uпит
с
UA
2
t
+Uon2
ряжения на ОУ (а} и диаr-­
Рис. 5.10. Генератор пилообразного нап
раыыа его работы (б}
м содующим образом В исходно
Работа схемы происходит сле
(благодаря на+
.tтоянии на выходе компаратора А2��r: а: ���� к��х на вход 1 по­
ак
А
а р
\ поэтому транзистор
оп
U
+
:nuчию
..
ейно
лин
ать
ов
ир
рм
-,'!-'!'
�'
инает фо
нач
ор
рат
тег
ин
то
,
оп
U
е
дано напряжени
1
е в соответствии с законом
ни
же
ря
нап
е
ще
таю
:nарас
и·
иAl = ­
.,
Vпер
V.D
Рис. 5.9. Простейший генера­
тор пилообразного напряже­
ния (а) и диаграмма его ра­
боты (б)
· - 124 -
RlC
комстигнет порога переключения
Как только это напряжение до
�;�;;{ ·.
!'{J�ратора,
'\",'''(\'::
1?;/·'.
;,
Ипо
.
\:
i,'..'.:• .
\')
•'
'·
р=
Umax · RS + Uoп 2
R4
'
R4+RS
пряжение,
ицательное на
k:,(,JU переключится, на его выходе появи�с�котр
тически мгновенно разря-
1[}; QТКроется транзистор, конденсатор С Р Al
параоде . упадет до нуля, ком
1:iJ,_·\цится через него, напряжение на вых должится (рис. 5 · 1 О ' б) Обяза­
процесс пр·о
\:!iтор переключится обратно и ком
паратора является
:;( тельным условием возврата
''1' ·
l j>
· ·
-UmaxRS+ Uoп 2
R4+RS
Vпит -----/
8ЫХ1
8ЫХ2
5)
R
UA1
а)
5.3. Генераторы сигналов пипообраэной формы
Простейшим генератором пилообразного напряжения
(ГПН) является р е л а к с а т о р , собранный из RС-цепи и какого-либо
прибора с нелинейной характеристикой (например, динистора) (рис. 5.9).
Если к такой схеме подать питание (напряжение постоянного тока), то
будет происходить заряд конденсатора С через резистор R (см. графмк
на рис. 5.9, б) ·в соответствии с экспоненциальным законом Uc =
= UnиJI - ехр(- t/T)], где Т = RC. Как только напряжение на конденса­
торе достигнет напряжения переключения динистора, ,последний от­
кроется, конденсатор практически мгновенно разрядится почти до ну­
ля, затем, если R достаточно . велико и ток, проходящий через него
меньше тока отпускания динистора, то последний перейдет в непрово­
дящее состояние и процесс повторится.
Недостатком схемы является нестабильность амплитуды и частоты
вследствие непостоянства U �ер динистора, а также отличие экспонен­
ты от прямой линии, правда, при ограничении Uпер � О,ЗUпит послед"
нее становится несущественным. Можно также в цепь заряда конден­
сатора включить токос:rабилизирующую цепь, но это усложнит схему.
Вместо динистора можно использовать, например, неоновую газораз­
рядную лампу и другие аналогичные элементы.
Б.олее совершенной схемой ГПН является схема на двух опера·
ционных усилителях (рис. 5.10). В этой схеме .;,. Al является интеграто­
ром, а· А2 - компаратором. Интегратор здесь - звено, формирующее
сигнал, и одновременно усилитель, а компаратор с транзистором
создают цепь ПОС.
б)
R4
> О.
фронта)
иод (длительность переднего
ь
. · Как видно из диаграммы, пер
не
а равна пор, нели йност
амп
ot_ литуда сигнал
,
и
пор
с
и
,
Rl
от
щ�висит
ется ем·
ии� фРонт сигнала определя
,· ,,nилы" не превышает 0, 1 io, задн
пи эмиттер-коллектор наце
ем
ни
ле
тив
ро
соп
и
а
ор
сат
. костью конден
r:л.
.· �енноrо транзистора и может быть достат�ч :�малы благодаря вырокое р енение
Схема нашла исключительно ш�
, . �настроики и стабильности.
/ - : еоким показателям, простоте
- 125 -
и
/
t
с.:
.
----
Кстати, если исключить транзистор,
-Ек
выход компаратора подать прямо на вход
интегратора, а выход последнего соединить
с неинвертирующим входом компара-тора,
то получится r е н е р а т о р т р е у r о л ь Uвых н о г о н а пря ж е н и я . При этом инвер..f1..
тирующий вход компаратора просто заземRа
ляется. Анализ работы такой схемы чита­
. tель может выполнить самостоятельно.
Еще одна особенность схемы состоит в
Рис. 5.11. Формирователь пи­ том, что она практически является преоб­
лообразного напряжения со разователем сигнала U/f, если рассматри­
следящей связью
вать выход ОУ на А2. Действительно, не­
трудно убедиться, что частота импульсов отрицательной поляр­
ности на выходе А2 пропорциональна входному сигналу Uоп 1•
Некоторое применение в качестве ГПН до сих пор находит и одна
из достаточно простых, но эффективных транзисторных схем - так на­
зываемый ф о р м и р о в а т е л ь п и л о о б р а з н о r о н а п ряж е н и я
с о с л е д я щ е й с в я з ь ю (рис. 5.11). Формирователем эта схема на­
зывается потому, что она не сама генерирует пилообразное напря­
жение, а формирует его из подаваемого на ее вход прямоугольного
напряжения.
Работает схема следующим образом. В исходном состоянии тран­
зистор VTl открыт базовым током через резистор R 6 , напряжение на
его коллекторе Ик 1 равно нулю. Конденсатор С 1 закорочен и разряжен.
На базу транзистора VT2, включенного по схеме эмиттерного повтори­
теля, подано напряжение, близкое к нулю. На выходе Ивых = О, и кон­
денсатор С 2 заряжен почти до - Ек (за вычетом падения напряжения
на диоде VD).
При подаче входного сигнала положительной полярности транзис­
тор VTl запирается, начинает заряжаться конденсатор С 1 через резис­
тор Rк 1• Напряжение с этого конденсатора подается на эмиттерный
повторитель, на выходе которого напряжение Uвых, равное Uк 1, так­
же начинает возрастать. Следовательно, для точки а с учетом того, что
конденсатор С 2 разряжается медленно, имеем
где Uс 2 - напряжение на конденсаторе С 2•
Естественно, что значение Uа вскоре станет больше, чем значение
Ек . Тогда диод отключит эту часть схемы от источника питания и кон­
денсатор будет заряжаться от постоянной разности напряжений:
Ua - Ик1
lзар= ---Rк 1
Rк
·;
1
Таким образом, ,если считать, что за период зарядки конденсатора
С 1 на конденсаторе С 2 напряжение существенно не измен·ится (для
- 126 -
конденсатора будет
· этого и выполнено условие С 2 » С 1), то ток заряда
закону
постоянным, а напряжение на нем будет расти по линейному
t
U= �
lзар
� 1зар dt= - ·t
о
С
t
о
Конечно, управляющий сигнал должен прекратить работу форми.
. рователя до того, как напряжение на выходе достигнет значения Е к
/ Эта схема позволяет формировать импульсы пилообразного вида
"' 'С длительностью от 5 мкс до 25 0 мс; амплитуда импульсов составляет
:.: (0,7 + О,9)Ек ; нелинейность переднего фронта не превышает 0,5 %.
·
5.4. Генераторы гармонических колебаний
сои­
Генераторы гармонических колебаний, или сиву
резо­
с
;; .цапьвоrо напряжения, выполняются в основном двух типов . нансным LС-контуром и с RС-цепочf\ами. Первые нашли применение
для создания колебаний высокой частоты, вторые- низкой и инфраниз­
кой' так как на таких частотах габариты индуктивностей -становятся
�
аются с микроэлектроШfои техникои.
сопряг
не
ютно
абсол
и
и
ерным
чрезм
·
Ге н е р а т о р ы .(,С- т и п а в судовой автоматике встречаются
· редко; ниже будет дано только краткое изложение принципа их дей.
,
ствия.
Если в контуре, в состав которого входят индуктивность и емкость С, каким-то образом зарядить конденсатор (например, путем
кратковременного подключения источника питания), то в нем возник­
нут периодические затухающие колебанйя напряжения
U = Umax • sin ( (А) J + 1" · е - ш,
Гс,
форма близка к синусоидальной,
· у которого· частота ы 0 � 1/
· а амплитуда зависит от первоначального заряда емкост�. Степень за­
тухания зависит от добротности контура, в том числе от активных
потерь в нем.
, Для того чтобы колебания были незатухающими, необходимо в оп­
ределенные моменты времени подавать в контур некоторое количест­
JЗО энергии, в точности равное энергии, рассеянной в активном сопро­
тивлении. Поэтому в состав генератора должен обязательно входить
способный вовремя подключить контур к источнику питания,
.;�; · элеменt '
·. ключ или усилитель. И, наконец, для того чтобы этот ключ или усили
ра
конту
от
ОС
·.· тепь открывался только в нужный момент, необходима
на управляющий вход усuлителя. Итак, г енератор синусоидаль,ного
напряжения LС-типа должен иметь три основных узла: резонансныи
м
..• ,,. . контур, усилитель (на электронной лампе, транзисторе или друго
(рис. 5.12, а).
.·· элеменrе) и обра!ную связь
- 127-
а)
Wсв
-Ек
Рис. 5.12. Схема генератора синусоидального напряжения
с LС-контуром (а) и схема трехточечного генератора (б)
Работает такой генератор следующим образом. Если конденсатор С
заряжен и происходит его перезарядка через индуктивность L таким
образом, что ток в контуре протекает против часовой стрелки, то в об­
мотке wсв , имеющей индуктивную связь с контуром, возникает ,ЭДС,
запирающая транзистор VT. Контур при этом отключен от источника
питания. В следующий_ полупериод, когда происходит обратная пере­
зарядка конденсатора, в обмотке связи Wсв индуктируется ЭДС друго­
го знака и транзистор приоткрывается, ток от источника питания про­
ходит в ко1:тур, подзаряжая конденсатор. Если количество энергии,
поступившеи в контур, будет меньше, чем потери в нем, процесс
начнет затухать, хотя и медленнее, чем при отсутствии усилителя. При
одинаковом пополнении и расходе энергии колебания незатухающие,
а если подпитка контура превышает потери в нем, то колебания становятся расходящимися.
Для создания колебаний незатухающего характера обычно исполь­
зуется следующий метод. При малых амплитудах колебаний в конту­
ре обеспечивается такой коллекторный ток транзистора, при котором
пополнение энергии превышает ее расход. В результате амплИ"Fуды
колебаний возрастают и коллекторный ток достигает значения тока
насыщения. Дальнейший рост базового тока не приводит к увеличению
коллекторного, и поэт�му нарастание амплитуды колебаний прекра­
щается.
Кроме того, ограничение амплитуды колебаний в контуре может
наступить и раньше вследствие того, что потери в контуре растут про­
порционально квадрату тока в нем, а поступление энергий от источни­
ка питания - пропорционально первой степени тока. Таким образом,
в реальных генераторах с момента подключения к ним источника пи­
тания вначале возникают колебания с малой амплитудой, которые
через 3 ... 1О периодов достигают своего номинального значения.
В жным является также вопрос о взаимосвязи коэффициента об­
Е:
ратнои связи и коэффициента усиления усилителя по напряжению.
Если в обеих обмотках ицеется равное число витков, то, как известно,
внесенное в контур сопротивление равно сопротивлению, включенно­
му в обмотку связи. Поскольку сопротивление эмиттерного перехода
транзистора невелико, потери в контуре будут очень большими,
- 128-
добротность контура резко снизится и поддерживать колебания неза­
тухающими станет сложно. Чтобы этого не происходило, число витков
в обмотке связи делают значительно меньше числа витков контурной
обмотки, чем снижают потери в контуре от подключенной к нему на­
грузки в п 2 раз, где п = w к /Wсв (обычно W св = 0,03 + 0,07 wк). Но при
этом в п раз уменьшается и сигнал в обмотке связи (здесь и выше пред­
полагалось, что при индуктивной связи двух обмоток потерь .не проис­
ходит). Чтобы этого сигнала хватило для раскачки" усилителя, коэф­
" , удовлетворять
фициент усиления по напряжению должен
условию
(1/n)k u � 1. При п = 0,03 + 0,07 коэффициент k u должен быть равен
30- 15, что вполне реально для транзисторного усилителя и тем бо­
лее ОУ.
И, наконец, яеобходимо найти наилучший способ снятия полезно­
го сигнала с генератора. Поскольку коллекторный ток транзистора
в этой схеме представляет собой однополярные импульсы, напом�наю­
щие по форме "срезанную" синусоиду, то и напряжение на коллекторе
помимо первой основной гармоники будет включать в себя постоя11ную составляющую и выс�ие гармоники. Поэтому для снятия сигнала
,с генератора чаще всего используют дополнительную выходную обмот­
ку, имеющую, как и обмотка связи, индуктивную связь с контуром.
· В.этом случае в ней будет индуктироваться синусоидальная ЭДС. Од­
нако следует помнить, что подключение к выходной обмотке нйзко­
омной нагрузки может резко изменить баланс мощностей в генераторе,
сильно уменьшить амплитуду колеба�ий и даже сорвать их совсем.
Рассмотренная выше схема генератора: с отдельной обмоткой связи
,. применяется сравнительно редко, так как не обладает необходимой
•·· стабильностью. Дело в том, что при изменении внешних условий, на­
·• пример температуры, меняются геометрические размеры катушек и их
·индуктивность. Поэтому мож:ет измениться не только частота, но и ам­
, плитуда колебаний. Во избежание этого чаще используют так называе·-.· мую схему трехточечно,rо генератора. В этой схеме контур подклю­
·•-· чается к остальным элементам _генератора тремя выводами (что обус­
•· nовило название генератора), а роль обмотки связи играет или часть
'· витков катуш ки контура, или делитель, выполненный из двух кон­
Щf/'�{ денсаторов (рис. 5.12, б).
КПД таких генераторов достигает 65 ... 70 %, относительная веста­
бильность час�оты (б�з принятия специал�ных мер по ее стабильн�ти)
:l�Ji �оставляет 1О 3 ••• 1 О 4• По,д относительнои нестабильностью понимают
/�!\ .• отношение Л///, где Л/- уход частоты; f - ее номинальное значение.
С целью повышения стабильности частоты (что в настоящее время
{�: ', ·,
{,\'., Требуется в большинстве схем) используют высокостабильные элемен­
, ,_;: '�, а конденсаторы и катушки индуктивности подбирают с таким рас­
.: , t�етом, чтобы их параметры при колебаниях температуры менялись на
,, /: одина вую величину, но с противоположным знаком. Тогда отно,ше­
. · ние 1/1LC сохраняется постоянным. Если же этих мер оказывается не./ достаточно, то используют кварцевые генераторы. Относительная не­
...�табильность частоты таких генераторов составляет 10-5 ... 10-1, а если
'ksapц поместить в термостат, то и 10-е .� .. 10-9,
Jl;/r
J;Р;
'9 Зак. № 139
- 129-
1
синусоидального
напряжения
Ге н е р а т о р ы
с R С- с в я з я м и включают в состав помимо усилителя, чаще всего
операционного, какую-либо фазосдвиrающую цепь - двойной Т-образ­
ный мост, мост Вина или трех-, четырехзвенную RС-цепь. Иногда ис­
пользуют генератор прямоугольного или треуголь·ного сигнала
с фильтром, настроенным на пропускание только первой гармоники.
Принцип работы простейшего генератора такого типа (рис. 5.13)
заключается в том, что на определенной частоте фазовый сдвиг трех
звеньев RС-цепи (иногда их четыре) составляет 3 х 60 = 180°. Если
такую цепь включить между выходом и инвертирующим входом ОУ
то общий фазовый сдвиг будет равен 360°, т. е. создается цепь ПОС. Та�
как така� трехзвенная цепочка ослабляет сигнал в 29 раз, для созда­
ния устоичивых колебаний необходимо, чтобы ОУ имел k и � 29' тогда
ku� � 1.
В этом случае генератор начинает работать и �рабатывает сигнал
по форме, близкий к синусоиде с частотой ы = 1/( у 6 · RC), а амплитуда
будет возрастать практически от нуля до максимально возможной
на �ыходе ОУ. Если k 11 � будет значительно больше единицы, то в кри­
вои выходного сигнала будут наблюдаться плоские вершины, вызван­
ные переходом ОУ в режим насыщения. При k 11 � � 1 искажения сигна­
ла будут незначительны. Расчет этой схемы сводится к выбору ОУ,
определению RC, причем Rl = R2 = RЗII R 0 = R и Roc /R0 � 29. Вместо
ОУ в качестве усилителя можно использовать транзистор в схеме с об­
щим эмиттером (чтобы обеспечить фазовый сдвиг на 180°), но для
увеличения входного сопротивления такого каскада желательно его
предварить эмиттерным повторителем.
Общим недостатком такой простейшей схемы является невысокая
. стабильность частоты (параметры R и С меняются во времени и при
влиянии температуры), возможность искажения формы сигнала и за­
метное влияние нагрузки, а также необходимость подбора шести
прецизионных элементов и сложности при перенастройке. Поэтому
более перспективным является построение схемы RС-генератора с ис­
пользованием моста Вина.
Как известно, мост Вина, состоит из двух последовательно вклю­
ченных R и С элементов, соединенных с такими же, включенными па­
раллельно. Если на вход такого моста подается напряжение перемен­
ного тока определенной частоты, то в диагонали этого моста появляет­
ся напряжение с нулевым фазовым сдвигом, ослабленное всего в 3 ра­
за. Схема генератора, использующая этот способ, приведена на
рис. 5.14. На схеме RlC 1 -R2C2 - мост Вина, через С2 он подключен на
выход ОУ, а средняя точка моста подключена к неинвертирующему
входу ОУ (общий фазовый сдвиг равен нулю, т. е. имеет место ПОС).
Если теперь обеспечить коэффициент усиления ОУ равным или немно­
го больше трех, то начнется процесс генерирования сигнала. Этот ре­
жим обеспечивается с помощью ООС на резисторах RЗ, R4 и частично
RS, при этом должно быть, как и для неинвертирующего усилителя,
выполнено соотношение (R4 + RЗ)/RЗ � 3. Для более точной подгонки
используется потенциометр RS. Он, кроме того, играет допоmnпельную
роль. Чтобы ограничить рост выходного сигнала и не доводить его до
величины насыщения ОУ, используется дополнительная цепь RS-R6VD1-VD2. По мере роста выходного напряжения уменьшается сопро­
тивление диодов, усишцзается роль ООС II тем самым ограничивается
рост выходного сигнала. В качестве диодов могут использоваться
светодиоды, одновременно сигнализирующие своим свечением о ра­
боте генератора.
Расчет схемы очень прост. Параметры моста Вина. подбираются из
расчета /вых = l/(2nRC), где R = Rl = R2 (десятки кОм); С= С1 = С2 ;
i'
, R4 = 2RЗ с учетом части RS; Rб ограничивает ток светодиода и нагрузки
собственно ОУ; выходной сигнал имеет ам_плитуду 5 ... 10 В, коэффи­
циент нелиflейных искажений не превышает 1 %.
Вместо светодиодов иноrда·используют другие нелинейные элемен­
ты- ПТ, стабилитроны и даже малогабаритные лампы накаливания.
· Стабильность частоты всех вышеописанных генераторов в основ­
:;..
·, . ном определяется качеством (стабильностью) RС-элементов в фазосдвиrающей цепи и характеристиками ОУ. Кстати, схема с мостом Вина
' имеет всегда четыре таких элемента. В ряде случаев относительный
уход частоты не превышает 10-4 ••• 10-5•
Но для построения в ы с о к о с т а б и л ь н ы х ( э т а л о�н ы х )
rе,,не р а т о р о в этого оказывается недостаточно, и в таких случаях
дnя стабилизации частоты применяют кварцы. Тонкая пластинка при­
родного кварца отличается тем, что собственная частота механических
· резонансных колебаний у нее очень стабильна и. мало зависит от темпе­
, . ратуры и других факторов. Пластинка с двух сторон металлизируется
и э.тими выводами включается в схему. Бла­
годаря пьезоэлектрическому эффекту воз­
буждаемые электрические сигналы на обкладках приводят к механическим колеба- н1
u,11,x
наводят
очередь,
свою
в
которые,
IIИЯм,
электрические заряды на обкладках. При ре. · зонансе кварцевая пластина имеет нулевой
фазовый сдвиг и, будучи вкточенной (рис. 5.15)
между выходом и инвертирующим входом Рис. 5.15. Кварцевый rене­
. ОУ, создает ПОС. Тем самым складываются ратор
- 130-
- 131 -
i--..--o Uвых
Roc
Uвых
Рис. 5.13. Генератор синусоидаль­
ного напряжения с RС-связью
Рис. 5.14. Генератор синусои­
дального напряжения с мос­
том Вина
:
условия для возникновения автоколебаний. Резисторы Rl и ,R2 создаю.т
ООС, т. е. обеспечивают требуемый режим работы ОУ по постоянному
току, конденсатор С фильтрует высшие гармоники и R2 обеспечивает
стекание зарядов с обкладки кварца, чтобы стат.ическим
электричест·
вом не вывести ОУ из строя.
,
Частота к·олебаний такого генератора полностью определяется
кварцем, амплитуда зависит от ООС, а форма кривой достаточно
близка к синусоиде. Уход частоты у таких генераторов без термоста­
билизации составляет 1о-6 ... 10- 7, а при таковой до 10-9• Эти генера­
торы практически незаменимы при построении сложных современных
электронных устройств повышенной точности.
Глава 6.
АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Актвввым фипьтром называется схема, в которой
компонуются пассивный, как правило, RС-фильтр и усилительная схе­
ма, в основном, на ОУ. Так как чисто пассивная схема фильтра обла­
дает рядом недостатков -- малой крутизной частотной характеристики
и чрезвычайно сильным влиянием нагрузки на пара�етры фильтра, то
подключение усилительного элемента позволяет не только устранить
эти качества, но придать схеме новые, в частности, позволяют резко
снизить массоrабаритные показатели устройства. Активные RС-фильт­
ры на базе ОУ наиболее целесообразно применять на относительно
низких и сверхнизких частотах, так как применение индуктивностей
. нецелесообразно из-за больших габаритов и малой добротности, а ОУ,
обладающие большими входным сопротивлением и коэффициентом
усиления, компенсируют потери в RС-цепях, исключают влияние на
них нагрузки и увеличивают (при необходимости) амплитуду выход­
ного сигнала.
Проектирование активного фильтра начинается с выбора требуе­
мой АЧХ. При этом основными критериями являются частота среза,
полоса пропускания, крутизна спада (подъема) АЧХ, коэффициент за­
тухания, допустимые неравномерности характеристики в полосе про­
пускания. Для реализации фильтров наиболее широко применяют
аппроксимации АЧХ с помощью функций Баттерворта, Чебышева
и Бесселя. При этом обязательно нужно задаваться числом полюсов
функций или порядком фильтра. Первый порядок обеспечивает кру­
тизну спада АЧХ- 20 дБ/дек., второй -40 и т. д., на каждый "полюс"
функции (порядок фильтра) в реальной схеме обычно приходится один
конденсатор. Фи л ь т р Баттерворта обеспечивает АЧХ с наиболее плос­
кой частью в полосе пропускания,· но с небольшой ее крутизной, ха­
рактеристика фильтра �ижних частот может быть представлена в виде
Иеых = Uвх / J 1 + U//8 )2 " ;
где п - порядок фильтра.
- 132:...
\:
Фи л ь т р Чебышева допускает АЧХ с определенной неравномер­
/�1 ·костью в по.лосе пропускания, но обеспечивает большую крутизну
\((спада (подъема) АЧХ, а ф и л ь т р Бесселя характеризуется линейной
,( характеристикой, что обеспечивает отсутствие выброса при обработке
;}.евrналов прямоугольной формы. В настоящее время теория активных
\:.фильтров разработана очень подробно [10], но для практического ис­
';/тольэования можно ограничиться сравнительно несложными сх�мами,
{. обеспечивающими вполне удовлетворительную форму А ЧХ� и очень
.
.
:простыми в расче�е.
.
хних (ФВЧ)
(ФНЧ),
вер
.·,,
Все фильтры разделяются на фильтры нижних
{,частот, полосовые и режекторные. Первые беспрепятственно пропус­
:;..;кают сигналы, частота которых лежит ниже какого-то значения (на­
::зываемоrо частотой среза), но ограничивают в той или иной степени
"сигналы более высоких частот, вторые
. (Ф ВЧ) - наоборот. Полосовые
опускают сигналы, лежащие в определенном · диапазоне частот
иногда достаточно широком), и ограничивают его за пределами этой
·· олосы, а режекторные (заградительные) запрещают прохождение
• нагрузку сигналов определенной частоТJ)I; их иногда называют
· · )!ЛЬтр-пробка. В зависимости от требований к крутизне спада или
. дъема АЧХ (один из важнейших параметров устройства) используют
илыры разного � от первого д_о_ пятого - порядка:
НЧ п е р в о г о ·п о р я д ка (рис. 6.1, а) представляет
' · Простейший Ф
ой интегрирующую цепочку R 1 С, подключенную ко входу повтори­
, ля на ОУ. Для этой схемы частота среза СА>ср = 1/(RlC), Rl = R2 (десят­
. кОм), спад АЧХ составляет - 20 дБ/дек.
Пассивная часть схемы ФНЧ в т о р о г о ,п о р я д к а (рис. 6.1, бив)
пючает такую же интегрирующую цепочку Rl R2C1 , а также цепь С�,,
оторая дополнительно ослабiiяет"сигнал еще на 20 дБ/дек., в реэуль­
ате общий спад АЧХ равен- 40 дБ/дек. Для этой схемы после выбора
ii
'/
8)
ku
�о
и, 7
5)
j\ -20А6/8ек.
-40
1 \
0,1
0,01
1
1
0, 1
1,0
10
f.lJcp
100
Рис. 6�1. Фильтр нижних частот пер­
ааrо (а) и второго (б) порядка и их
АЧХ (в)
- 133-
а)
R2
8)
'ku1
tй
и,7
fp
f
5)
Рис. 6.4. Резонансный фильтр на ОУ (а) и его АЧХ (б)
Рис. 6.2. Фильтр высших частот пер­
вого (а) и второго (б) порядка и их
АЧХ (в)
частоты среза СА>ср выбирают Rl = R2 = R(lO ... 100 кОм), RЗ =2R, С 1 =
= 0,707/(CA>cpR), С2 = 2С 1
Если требуются фильтры более высоких (третьего-пятого) порядков, то указанные схемы могут включаться последовательно, тогда
ФНЧ первого и второго порядков дадут спад АЧХ-- 60 дБ/дек., два
фильтра второго порядка -80 дБ/дек. и т. п. Можно ·также использо­
вать более сложные схемы, но последние потребуют ,более трудоемких,
громоздких расчетов.
ФВЧ строятся аналогично ФНЧ, только резисторы и конденсаторы
(кроме резистора ООС) меняются местами. ФВЧ п е р в о r о и в т о р о г о п о р я д к а могут иметь вид, показанный на рис. 6.2; там же
показаны их условные обозначения и характеристики. Для ФВЧ пер­
вого порядка параметры Rl, R2 и С находятся так же, как для ФНЧ.
Для ФВЧ второго порядка выбирается СА>с , затем С 1 = С2 = С, Rl =
= 1,41/(СА> срС), R2 = Rl/2, RЗ = Rl. Подъем АЧХ ,для этих схем составляет
соответственно 20 и 40 дБ/дек.
Эти схемы, как и схемы ФНЧ, можно включать последовательно
для увеличения крутизны АЧХ. Следует отметить, что все указанные
схемы имеют в полосе пропускания ka = 1.
5)
а)
U1
?G
'v
'v
?G
U2
ku
1,0
0,7
Рис. 6.3. Структурная схеыа (а) и
АЧХ (б) nonqcoвoro фильтра
--
П о л о с о в ы е ф и л ь т р ы , как указывалось выше, пр<?пускают ·
'<сигналы, лежащие в определенной полосе частот, и ограни•ивают. его
, за пределами этой полосы (рис. 6.3). Если полоса пропускаемых �астот
\ достаточно широка, то оптимальным путем построен�я такого фильтра
'будет последовательное включение ФВЧ с u>в и ФНЧ с СА>н. В этом
. случае полоса . пропускания располагается в диапазоне СА> в - ын ,
: а крутизна спада АЧХ зависит от порядка примененных фильтров.
Особенностью этой схемы является плоская вершина общей АЧХ, что
недостижимо для резонансных схем. Интересно, что последователь­
. ность включения ФВЧ и ФНЧ не имеет значения. Схема, в которой по­
·• noca пропусkания фильтра узкая и напоминает резонансную кривую,
; может быть синтезирована на базе одного ОУ (рис. 6.4). На графике
t'рис. 6.4, б показана полоса пропускания В= СА> 8 - СА>н (измеряется на
:} уровне О,707 kP ); если В< О,1 СА> р - фильтр узкополосный, если В> О, 1 СА> Р = СА> Р /В.
, ., широкополосный. Добротность фильтра Q
ой
Расчет схемы ведется по упрощенн методике, а именно: выби, раются СА> ер , В и k p = Uвых �е� fl!..Rx , ·затем определяются С 1 =2С 2 = С =
• kp/_CA>p и, наконец, R2= 2t(Bt-'}; Rl = R2/(2kp), RЗ = R2/(4Q - 2kp ).
. Как видно, не всегда можно спроектировать фильтры с требуемы·. ми параметрами.
Р е ж е к т о р н ы е ф и л ь т р ы , выполняющие обратную задачу,
могут точно так же быть получены с помощью двух фильтров- ФНЧ
' и ФВЧ, но включенных параллельно (рис. 6.5). При этом СА>ср 1 ФНЧ
должна быть ниже СА>ср 2 ФВЧ, а полоса частот между СА>ср 1 и СА>ср 2,
5) 'lr
u
а)
U1
,,
"'\..,
'"\.;
х
�. 1 � 1 g2
Wн
Wв
Рис. 6.5. Структурная схеыа (а) режекторноrо фильтра и его
- 134-
АЧХ(б)
- 135-
которая не пропускается таким
фильтром, может быть доволь­
но �µирокой. Е сли запретная
поло
са ча стот узкая, то такую
Uвых
схему можно по строить на oд(k-1J R1 ном ОУ с применением двойно­
го Т.:образного моста, моста ВиR1
на или RС-ц епочек. Например,
на ри�. 6.6 приведена схема ре­
жекторноrо фильтра с очень уз­
·Рис. 6.6. Cxewa реzекторноrо фильтра на
одном ОУ
к ой пол�ой режекции, для нее
/р = {3/(2nRc).
Таким образом, с помощью ОУ достаточно просто получить- фильт­
ры с заданными свойствами.
Более сложные, но и трудоемкие в расчете фильтры освещены
в работе [11].
,ff /2
>---
Глава 7.
'
ИМПУЛЬСНАЯ И ЦИФРОВАЯ ТЕХНИКА
7 .1. Особенности импупьсноi
и цифровой техники
IЬmy� устройства очень широко применяются
в современной электронике. На базе импульсной техники выполняют­
с я очень многие системы управле ния и регули
рования, устройства
измерения и отображения информации, на
ней основана цифровая вы­
числительная техни�а.
В отличие от аналоговой техники, в которой сигналы изменяются
во времени �епрерывно (напряжение, освещенность), в импуль
сной
сигналы представляют собой напряжение или
токи и мпульсной формы.
Необходимость так ого преобраз ования вызвана рядом причин. Во-пер­
вых, о.чень многие процессы в технике имеют импульсный характ р
е
например, ,,аппарат включен или выключен",
во- вторых, информация:
передаваемая импульсами (а не непрерывно), позволяет сущест
венно
уменьшить мощность, потребляемую от источника питания, при с
охра­
нении достаточной мощности (амплитуды) импульса, в- третьих, п
ри
этом значительно повышается пом ехоустойчивость каналов пер
едачи
информации, так к·ак всегда м9жно добиться, чтобы сигнал в импул
ьсе
был бы много б ольше любой помехи, дрейфа параметров уси
лителей
и т. д. И, након ец, в-четвертых, значите
льное количество электронных
эл,ементов имеют несколько (чаще всего два) устойчивы
х состояний
(например, ключ), которые и учтены при созда нии этой техн
ики. Одна­
ко передача информации в импульсной форме имеет и ряд
недостат­
ков, к ч,ислу которых относятся появление погрешности п
ри преобра- 136-
{эовани� аналогового сигнала .в цифровой
,;;_(или обратно) и временные задержки при
;;.этом, но об этом подробнее будет указано
<Р гл. 8.
\:
В импульсной технике применяются . им' :1i/пульсы различной формы - прямоугольной,
ilпилообразной,
экспоненциальной, одно­
{,и двухполярные, но чаще всего применяются O,f "'-1---+----+__...__..,
t
i;Ь
· ·· ервые (рис. 7.1).
t
i---"""'
,:.a._
__
Параметрами импульсов прямоугольной
формы являются следующие: амплитуда · Рис. 7.1. Параметры пря·.·.vmax
r,
,· длительность tи на уровне О , 5 Um или , .ыоуrольноrо иыпупьса
1
.(), Umax ; длительность переднего фронта
·.
::JI среза (заднего фронта), определяемые на уровне 0,1 Um ax и 0,9Umax ;
: ·спад вершины импульса
Параметрами последовательности импульснь1х сигналов являются
:nериод повторения, или частота, дл ительность паузы, коэффиц иент
·•аполнения (tи /Т) или скважность (Т/tи ).
Поск ольку разлож ение в спектр одиночного импульса прямоуголь­
. ой формы содержит колебания всех частот, кратных основной rармо­
аике, то для неискаженной передачи импульса необходима опреде­
ленная ширина полосы пропускания устройства. На практике считает· ·
достаточным Л/ = 2/tи .
··
Импульсный характер представления информации обладает б оль­
... ими возможностями, в частности, при преобразовании ее в сигнал
;�аибольшее примеJ1ени� получили время-импульсн� и число- им:�ульсный методы. В первом случае информационныи параметр - это
· nительность импульса, во втором - число импульсов в фиксирован­
JJЫЙ интервал времени. Амплитудная модуляция в силу своей-плохой
,йомехоустойчиво.сти распространения не получила.
;: ·• Цифровые устройства также получили большое распространение
/iJ импульсной технике для обработки и преобразования информации.
?Oilм базируются на том, что импульсный . сигнал имеет два четко
::,,�означенных уровня - 1 (есть сигнал) и О (нет сигнала). На этом осно1 u,ва двоичная система счисления, на к оторой работает практиче�ки
;.вtя вычислительная техника.
� \� :3:''., 1 ',
""'
Как указано выше, импульсные устроиства и импульсные режимы
· уработы используются в технике, в том числ е судовои, очень широко,
)IJO пра1'тически все они состоят из однотипных узлов (элементов),
. 1
·г;i!(,,k числу которых относятся: генераторы импульсных сигналов; форми­
�у��:}iрова-rели; усилители импульсов; преобраз ователи импульсных сигна- ·
�l�/;'}loв; устройства отображения информации; устройства передачи и
:�Nff.[,,'ttpиeмa импульсных сигналов.
Одна часть из них уже рассмотрена в предыдущих главах учебника
енераторы и усилители), а другая будет проанал изир ов на ниже.
-l¼/?(r,
а
.�:.:;i( :;. ·· Следует отметить следующее очень важное обстоятельство: в ряде
:�['((/�аев в данных системах находят применение так называемые дис­
':-:1:i>ttретные потенциальные эл емен ты, которые с равным у спехом могут
ли.
. :�)МУ>
.'
ti!/:t • ·; ·.
- 137-
работать как в импульсном, так и длительном,
режимах. Это, например, обычный транзисто в том числе линейном,
кие элементы будут рассматриваться в этом рный ключ. Поэтому та­
разд ле.
Современные импульсные системы (ИС) выпеолн
яются на базе раз­
личных, в основном полупроводниковых, п,р
иборов, недостатки кото­
рых, в частности разброс параметров и темп
существенно ослабляются при работе в режеиратурная нестабильность,
следнее время четко обозначились три осн ме переключения. В по­
тия ИС: увеличение быстродействия (освовных направления разви­
диапазон), укрупнение функциональных узлаивается наносекундный
ной степени интеграции) и связанные с этимов (на базе ИС повышен­
ритных показателей и повышение надежности , уменьшение массогаба­
работы.
е
р
в вмпульсm.�х и цифро­
инфо
представл
выхОсобенности
системах. Поско
льку в ния
указан
ныхмации
системах используются сигна­
лы, У которых фиксируются только два уро
элементы имеют только два устойчивых сос вня- 1 и О, а почти все
тываемая в них информация должна быт тояния, то вся перераба­
ь предварительно закодиро·
ва�а. Иными сло�ами, информацию, имеющ
необходимо перевести в цифровую.форму, ую аналоговый характер,
не в привычном для нас
десятичном коде, а в более удобном"·дляно
ИС. Для этоrо вкратце рас­
смотрим следующие системы"счисления.
Любое число в десяrичной системе может быть предста
влено в об­
щем виде так:
(О ... 9)· 10" +(О ... 9)· 10" - 1 +... +(О ... 9)· 10 °
.
Например,
В этой системе должно быть 1 О значащи
поэтому она �ожет быть выпо:�нена только х цифр в каждом разряде,
основе устройств, имею­
щих 10 устоичивых · состоянии (а таких в тна
ехнике н емного). Она не­
экономична, так для представления любого ч
исла в пределах 1 ООО требуется 30 значащих цифр (ООО ... 999).
Двоичная система характеризуется тем, что вес"
каждого следую­
"
щего разряда отличается от веса" предыд
ущ
его в 2 раза, т. е. требуют­
"
ся в:его две значащие цифры в каждом
устоичивыми состояниями. Эта система разряде и элементы с двумя
бол
представления любого числа в пределах ее экономична, так как для
щих �ифр- 10 разрядов по 2 цифры (О до 1024 нужно всего 20 знача­
в этои системе может быть представленоили 1) в каждом. Любое число
следующим образом:
(О ... 1)· 2 m +(О ... 1)· 2 m - 1 +... +(О ... 1) °
·2 .
То же число 741 имеет вид
9
8
7
6
+О· 2 4 +�· 2 3 +1· 2 2 +О· 2 1 +1· 2 °, и1· 2 +О· 2 +1· 2 + 1 • 2 +1 . 2 5 +
ность этои системы счисления не компели просто 1011100101. Экономич­
нсирует ее основного неудобства- 138-
затрат вре:мени на перевод из десятичной систе�ы в двоичную и обрат­
но и практическую трудность восприятия человеком. Поэтому боль­
. woe распространение получила так называемая двоично-десятична�
система, в которой разряд от разряда отличается, как в десятичнои
::,1 , системе, в 1О раз, а цифры в пределах О ••• 9 записываются в двоичном
' коде. Эта система по экономичности занимает промежуточное поло­
жение (для записи любого числа в пределах 1ООО требуется 24 ци�ры),
но удобна для чтения и приемлема для работы счетных устроиств.
Число 741 в этой системе будет записано так: 0111 + 0100 + 0001 или
011101000001.
В сист емах, применяемых для ЭВМ, и в микропроцессорнои техни­
, ке, используются также восьмеричная с основанием 8 и набором цифр
от О до 7 (тогда 741 = 1· 83 + 3· 82 +4· 81 + 5· 8° = 13458 ) и шестнадцати­
:. ричная системы с ·основанием 16 и набором цифр от О до 9 плюс А ... F
; (здесь 741 = 2· 162 + 14· 161 + 5· 166 = 2Е5 16 ).
·· Помимо указанных систем счисления с основаниями 2, 8, 1О и 16
в будущем возможно появление системы счисления с основанием 3,
что объясняется тем, что некоторые элементы электроник� могут
:иметь три устойчивых состояния. Это, например, электронныи клю�
•· работающий от двух источников питания (+1, О и -1), магнитныи
: элемент, который помимо нулевого состояния может намагничиваться
)в одну или другую сторону, и т. п. Предполагается, что такие системы
1!, будут наиболее экономичными, но пока их теория практически не
,: разработана.
...
...
(
Основным элементом любои ИС является устроиство, имеющее два
;·.устойчивых состояния: включено-выключено, 1 или О, т. е., попросту,
•·ключ.Ранее в гл. 1 и 4 уже были рассмотрены ключевые режимы рабо­
. ты обычного биполярного транзистора (п. 1.4), ПТ (п. 1.5), ОУ (п. 4.8),
··. поэтому можно сразу перейти к анализу основных узлов ИС.
В качестве генераторов импульсных сигналов используют, как
· правило, генераторы прямоугольных �мпульсов на транзисторах и ОУ
· (см. п. 5.2).
...
Формирователем импульсных сигналов наз�вают устроиство.!
предназначенное для преобраз�вания входного сигнала про,!{звольнои
формы в сигнал заданной формы, чаще всего прямоугольнои. В состав
�тих устройств входят ограничители, дифференцирующие и интегри­
рующие цепи и собственно формирователи, в том числе так называе­
мые триггеры IIIмидта (см. рис. 4.34). Необходимо отметить, что диф­
ференцирующие и интегрирующие цепи не являются элементами
;'·. дискретного действия.
Ограничители- это устройства, напряжение на выходе которых
, .· остается постоянным независимо от напряжения на входе, если толь­
ко последнее превысит некоторый пороговый уровень. Ограничите ли
бывают односторонними (по максимуму или по минимуму) и двусто­
ронними. Чаще всего они выполняются на диодах, кремниевых стаби. ni,l'l'poнax, реже - на электронных лампах,' транзисторах и других ППП.
Схемы и характеристики ограничителей импульсов нескольких
и
о
т п в приведены на рис. 7.2.
1\
- 139-
а)
6)
V.D
R Uв,,,х
.........-------t
и, .
п
1
1
"'t
¼f 11
1
1
�
t
и,_,
[j
.;..»
Рис. 7.3. Дифференцирующая цепь (а) и диаграмма ее работы
при различных постоянных времени t = RQ, укорачивающая
цепь (б) и разделительная цепь (в)
1д__
t
В)
·Uвх
и,.1
В)
Рис. 7.2. Схеыы ограничителей
ИЮ'Iульсов и диаrрамыы их ра­
боты: а - последовательный ди­
одный ограничитель по мини­
муму; б - то же, по максимуму;
в - параллельный ограничитель
положительного ИЮ1ульса свер­
ху на с:rабилитроне; ·г - двусто­
ронний последовательный огра­
ничитель на стабилитронах; д ограничитель на стабилитронах,
выделяющий среднюю часть им­
пульса
2)
Uв х
Uвь,х
· U
lJвx
u'IJJ
VJJI Y1J2
iJ)
(
Uв,,,х Uгх
вх
V:Df.
Uiь1x
Uex
Uv'JJ
Uв.,•.
V111
Если же t » tи , то конденсатор за время импульса своего заряда
существенно не изменит, и входной импульс практически без искаже­
';_.,ий будет передан на выход (рис. 7.З, в). Такая RС-цепь носит назва­
ре переходной (разделительной) и служит для связи каскадов усили­
. · пей и других схем.
Интегрирующая (удлиняющая) цепь показана на рис. 7.4. При пода­
. е на ее вход постоянного напряжения сигнал на выходе меняется
закону
UV1J1
Uвых
и6ых
t
t
,;:
.:rде t = RC.
t
Простейшая дифференцирующая цепь, состоящая из
резистора
и конденсатора, показана на рис. 7.З.
При подаче на ее вход постоянного напряжения с,:гнална выходе
меняется по закону
--�.
�)- · При отключении питания Uвых = U8 x ехр (-t/t), при этом считается,
':' � к моменту отключения питания конденсатор полностью зарядился,
· · t� е. tи » t (рис. 7.4, б).
а)
1
:,х R:
где t =R • С.
При выключении источника питания конденса
тор С будет разря­
жаться и на выходе создастся такой же импульс обратной
полярности.
Если время действия входного импульса t · значител
ьно больше по­
стоянной вр:мени t(tи > ЗRС), то такая цещ. носи
т название диффе­
ренцирующеq или укорачивающей. График пере
ходного процесса
показан на рис. 7.З, б.
- 140-
±
8)
llвx
t
:,.,х
о---......�о
1
t
1
U,ых-
1
t
t
Рис. 7.4. Интеrрир)'l)щая цеnь (а) и диаrрu.шы ее работы при
�>tООи при�<tоо
- 141-
Если же tи меньше ,: , то сигнал на выходе не успеет достигнуть
значения Иах и будет меняться, как указано на рис. 7.4, в. Здесь и вы­
. ше принято, что Rн = N.
Ждущий мультивибратор, или одновибратор, - это устройство,
которое при поступлении входного сигнала выдает на выходе один
импульс прямоугольной формы заданной продолжительности с круты­
ми передним и задним фронтами, причем форма и длительность вход­
ного сигнала могут мен_яться в широких пределах. Такая схема чаще
всего используется как формирователь импульсного сигнала� Одна из
распространенных схем одновибраторов на транзисторах показана на
рис. 7.5.
В исходном состоянии транзистор VTl закрыт положительным сме ..­
щением на базу через резистор Rсм , : на коллекторе транзистора- от­
рицательное напряжение Ик 1 � Ек , поэтому VT2 открыт базовым
током через Rб2 , конденсатор С1 заряжен, сигнала на выходе нет.
Состояние схемы устойчивое. Если подать входной сигнал (отрица­
тельный импульс- на базу VTl или положительный на базу VT2), то,
как только транзистор VTl начнет открываться, конденсатор С 1
окажется подключенным параллельно входу VT2. Транзистор VT2 за­
кроется, и на выходе появится сигнал Ик2 � Ек. Одновременно отри­
цательное напряжение с коллектора транзистора VT2 подается на базу
транзистора VT 1 и удерживает последний в открытом состоянии, даже
если выходнои сигнал уже исчез. ремя. пребывания схемы в этом
состоянии зависит от постоянной времени Rб 2 С1 • После перезаряда
конденсатора С1 через резистор Rб2 вновь появляется базовый ток
транзистора VT2; последни:й открыв�ется, сигнал на выходе исчезает,
транзистор VT1 запирается.
Ждущие мультивибраторы обычно применяются для формирова­
ния импульсных сигналов длительностью от нескольких микросекунд
до долей секунд.
Простейший ждущий мультивибратор на ОУ был показан в п. 5.2.
Более качественная схема формирователя импульса с применением ОУ
показана на рис. 7.6. В этой схеме ОУ выполняет функции компарато­
ра, источника напряжения для заряда конденсатора и ключа. В исходном
�
R1
t
I
. Uв
- - - /__. -Uвыхmах
Uoc ,,,,,,,..._Uc
Uвых
Свх _VJJZ
�1----4��-4
Uвх
t
llвых
t
Рис. 7.6. Формирователь им­
пульсного сигнала на ОУ (а)
и диаграмма его работы (б)
• остоянии (Ивх = О) на выходе ОУ имеет место отрицательное мак.си­
•
. альное выходное напряжение (-Ивых max ), конденсатор С1 разряжен,
,ак как шунтирован диодом VDl, состояние схемы устойчиво, так как
в /
а) ,---.......---.,.....--4.___--4:1 -Ен
R¾
5)
llвxt
Uвых
�--�v..----t
VT2
У Вход
ff) Ивх
Uсм
t
t
Рис. 7.5. Схема одновибратора на транзисторе (а) и диаграмма
его работы (б)
- 142-
При подаче входного сигнала положительной полярности он диф­
. еренцируется цепочкой С8 хRЗ, прох,одит через VD2 и, если его
· • ровень больше, чем сигнал ОС чер�з R2, то ОУ переключается
· противоположное состояние, чему способствует ПОС через R2 (после
· его входной сигнал уже не нужен). Конденсатор С 1 начинает заря­
Как
:. аться через Rl по экспоненте с постоянной времени t = Rl С1 •
ется
?tолько положительное напряжение на конденсаторе С 1 сравня
снова пере­
i положительным напряжением цепи ПОС (через R2), ОУочно
быстро
:)<nючается в исходное состояние, конденсатор С 1 достат
­
литель
.
.разрядится через VDl, и схема готова к следующему циклу Д
Jlость импульса зависит от постоянной времени Rl С1 и порога сраба, ывания компаратора:
tи: = Rl С1 ln (1 + R4/R2);
R2+2R4­
--ln
tп = Rl С1
R2 + R4
Усилители импульсных сигналов рассмотрены в гл. 4.
Прербразователи импульсных сигналов будут рассмотрены
(
�-. сnедующих параграфах этой главы и частично в гл. 8.
- 143-
Устройства отображения инфорлiации - см. п. 7.6.
Устройства передачи и приема импульсных сигналов, используе­
мые на судах, в большинстве случаев представляют собой кабельные
(проводные) линии, только в самое последнее время начинают приме­
няться световоды (волоконная оптика).
7 .2. Логические функции и эпементы
Блок логики является одной из важнейших частей
современных систем автоматического управления. В нем осуществляет­
ся выбор последовательности действий, анализируются сигналы, полу­
чаемые от датчиков, выбираются и передаются на исполнительные ор­
ганы управляющие сигналы. Используемые информационные сигналы
в таких системах имеют два фиксированных уровня напряжения: высокий (есть сигнал) и низкий (сигнала нет), соответственно 1 и О.
Для понимания законов построения логических систем управле­
ния необходимо познакомиться с основами так называемой алгебры
логики. С �той целью можно проанализировать работу простейшей
контактной схемы, изображенной на рис. 7.7, и сформулировать усло­
вия срабатывания реле. Реле F срабатывает, если включен контактор а
И НЕ включен контактор Ь, ИЛИ включен контактор с И НЕ включен
контактор d.
В этой фразе использованы сразу три основных логических функ­
ции - логическое слОtКение (ИЛИ) логическое умножение (И) и логи­
ческое отрицание (НЕ). Эти условия могут быть записаны в символах.
алгебры . лог1:1ки так:
F =ab+cd
или
F= а ЛЬ У с Лd.
а) логическое отрицание (инве_рсия) НЕ:
-
F= а
�{.(если а� 1, то F= О, и наоборот);
б) логическое сложение (дизъюнкция) ИЛИ:
�:,
У· ·
1 .:
F= а+ Ь, иначе F= а У Ь
/1(F = 1, если а или Ь либо а и Ь одновременно равны единице; F = О, если
1;.:tJ и Ь равны нулю);
\ · в) логическое умножение (конъюнкция) И:
1, o
;, t,
,1... .,
'J,',i
F = аЬ'. иначе F � а ЛЬ
'
(F = 1, если одновременно и а и Ь равны единице, в противном случае
= О).
Пользуясь этими основными логическими функциями и законами
· · лгебры логики, можно преобразовывать и упрощать логические вы•
"ажения без изменений взаимосвязи между входными и выходн�1ми
иrналами.
.
Ниже перечислены основные законы алгебры логики, из которых
и первых не требуют особых разъяснений, а два последующих яв­
. яются специфическими. Справедливость любоrо из них мо�ет быть
· роверена подстановкой вместо а и Ь их возможных_ значении - О и 1.
Переместительный закон имеет вид:
для сложения а + Ь = Ь + а;
для умножения аЬ = Ьа.
Сочетательный закон имеет вид:
для сложения (а+ Ь)+с= (а+с)+ Ь = (Ь+с)+а;
для умножения (аЬ)с = (Ьс)а= (ас)Ь.
Такая запись, которая, казалось бы, не дает никаких преимуществ,
кроме сокращения объема и времени, имеет очень важное значение.
Пользуясь законами преобразования логических функций, можно
в ряде случаев путем аналитических преобразований значительно
упростить исходное выраж.ение, ,,минимизировать" его и затем реали
·. зовать с помощью меньшего количества элементов. Для анализа и пре­
образования схем используются теоретические положения алгеб
ры
логики, заложенные в 1847 r. Джорданом Булем, отсюда и название
,,булева алгебра". Алгебра логики показывает, как оперировать логи­
ческими суждениями, записанными
+
в виде уравнений, переменные кото­
а
рых имеют только два значения: О и 1.
Основные
·л о г и ч е ски е
· ф у н к ц и и (ЛФ) - это уже упомя­
F
с
d
нутые логические отрицание, сложе­
ние и умножение. Рассмотрим их
Рис. 7.7. Контактная схема управле- подробнее, так как все остальные ЛФ
ния реле
являются производными от этих трех:
как ЬЬ = Ь ; а +с + 1 = 1.
Законы инверсии (правило Моргана- lIIеннона) можно записать
иде
а
:
для сложения а+ Ь
Ь;
Ь. _
+
а
=
аЬ
умножения
для
Закон двойной инверсии:
а.
, · . На основе рассмотренных законов логики получены способы пре­
азования логических функций - двойственные операции, склеива­
е и riQглощение, которые позволяют существенно упрощать сложные
· rические зависимости.
- 144 -
- 145-
ь
Распределительный закон можно представить в виде
для сложения (аЬ+ас)= а(Ь+с); ·
для умножения (а+Ь)(с + Ь) =ас+ Ь, или подробно
( а+Ь)(с+Ь)= ас+Ьс+.аЬ+ ЬЬ = ас+ Ь(а+с+ 1) = ас+ Ь;
=а·
а=
Двойственные операции позволяют логическое сложение заменить
логическим умножением, и наоборот:
( аЬ+ Ьс + ас) .:t (а+ Ь)(Ь + с)(а + с);
( аЬ+ cd) .=t ( а+ с)( а + d)( Ь+с )( Ь+ d).
Инверсия любой функции, записанной в ДНФ по правилу Моргана,
дает замену записи на КНФ, и наоборот; например
F = а + Ь с + аЬ с
может иметь вид
F = а(Ь + ё)(а + Ь + ё).
Логическая функц�я (ЛФ) может быть записана в виде раз­
личных сочетаний операций сложения, умножения и инверсии пере­
менных. Однако для более удобного представления ЛФ и последующе­
го синтеза логической схемы целесообразны формы записи, при кото­
рых функция выражается либо в виде суммы произведений перемен­
ных,. либо в виде произведения их сумм. Запись ЛФ в первом случае
назь.!_вают дизъюнктивной нормальной формой (дНФ), например а+Ьс +
+ аЬс, а запись в виде произведений сумм - конъюнктивной нормаль­
ной формой (КНФ), например а(а + Ь )(Ь + ё).
Если каждое слагаемое (произведение) включает все переменные
(с инверсиями или без них) и, нет одинаковых слагаемых (произведе­
ний), то такая форма записи называется совершенной (соответственно
СДНФ и СКИФ).
· Помимо трех основных логических функций И, ИЛИ, НЕ сущест- .
вует еще ряд других, необходимость в появлении которых объясняет­
ся следующим. При разработке какого-либо управляющего устройства
возможны следующие пути решения задачи:
1. Получив аналитическим путем минимизированную ЛФ, часто
достаточно сложную (как это делается, будет показана чуть ниже),
, конструируют для ее реализации соответствующее устройство. Этот
. путь невыгоден, так как затрачивается слишком много времени и на
проектирование и на настройку схемы.
2. Конструируют схему из различных логических элементов
(ЛЭ), каждый из которых выполняет одну простейшую операцию,
но в _этом случае требуется наличие полного набора ЛЭ, и она
• почти всегда будет не оптимальна по затрате материальных
средств.
· · . З. Собирают схему из ЛЭ одного типа (возможности этого будут
; показаны ниже), но в этом случае при сокращении номенклатуры из­
. делий значительно увеличивается их требуемое количество.
,
Наиболее перспективный путь - это оптимальное сочетание второго и третьего варианта при максимальном использовании производ­
. ных и комбинированных ЛЭ.
Прежде чем переходить к рассмотрению этих элементов, необходи­
мо
,
четко оговорить один аспект их применения. Ранее уже упомина­
,., лось о дискретных потенциальных элементах, у которых сигналом
. считается наличие на входе (выходе) потенциала (напряжения) опре­
. деленного уровня. Полярность такого сигнала определяется видом
1
применяемых основных ключевых устройств. Например, для логичес­
. ких элементов, где использованы транзисторы n-р-n-типа, имеющие
: питание коллекторной цепи от положительного полюса источника,
· сигнал - это положительное напряжение. В этом случае мы имеем дело
. с "положительной" логикой. Если в качестве ключевого элемента
· :: цспользуются транзисторы р-n-р-типа, то сигналом будет отрицатель·· :вое (по отношению к корпусу, общей шине) напряжение; значит при­
. ценяется "отрицательная" логика. Аналогично определяется тип
·• логики при использовании в качестве ключей ПТ. Как правило, в каж,, дой конкретной системе с применением ЛЭ используется один тип
· : логики: либо "положи11ельная" (в силу несколько лучших качеств
'••транзисторов n-р-n-типа), либо "отрицательная", но встречаются
системы, где одновременно используются оба типа. Такие системы
·� 1 llмеют по отношению к общей шине двуполярное питание, и
ЛЭ
- 146-
· - 147-
Склеивание функций по переменной а приводит к выражению
аЬ + аЬ = Ь(а+ а) = Ь.
Поглощение:
аЬ + а =· а( Ь + 1) = а.
(более сложное поглощается менее сложным).
Ниже приведены основные правила преобразования одних прос­
тых функций через другие, выведенные как следствие рассмотренных
выше законов:
2) а+О= а;
9) а(а + Ь) =а;
10) a-:-r;= а +·ь;
З) а+а = 1;
11) а+аЬ=а+Ь;
1) а+ 1 = 1;
4) а+ а = а;
12) а+аь=а+Ь;
5) а· 1 = а;
13) аЬ+ас = а(Ь + с);
б) а· О= а;
14) (а+Ь)(а +с)= а+Ьс;
7) а·а = О;
15) (а+Ь)(а + Ь) = аЬ + аЬ;
8) а.· а=а;
16) (а+ Ь)(а+ Ь) =
а7ь + аЬ._
Для многих случаев алгебраических преобразований могут
оказаться полезными следующие тождества, относящиеся· к двум
и трем переменным:
a ·b+tib = a·'
а(а + Ь} = аЬ;
а+аЬ = а·'
(а+Ь}(а +с)= а+Ьс.
функционируют с использованием сигналов О, +1 и -1, т. е. прибли­
жаются к уже упомянутым системам, работающим по схеме счисления
с основанием З (три). Встречаются они крайне редко, хоtя первый опыт
применения показал их перспективность.
Интересно, что один и тот же элемент в "положительной" и "отри­
цательной " логике выполняет разные функции, например, ЛЭ на тран­
зисторе р-n-р-типа с диодной сборкой на входе в "отрицательной"
логике выполняет функцию ИЛИ/НЕ, а в "положительной" - И/НЕ.
Все рассматриваемые здесь элементы логики - потенциального
типа, но они успешно работают и в чисто ИС, где наличие или отсут­
СТJЗие сигнала фиксируется только в заданные момеt1ты времени.
Для. проверки правильности работы того или иного элемента ис­
пользуются таблицы истинности. В них задаются все возможные ком­
бинации переменных, входящие в ЛФ (для двух переменных - четыре
комбинации, для трех - девять и т. д.), и определяются выходные
сиг»алы (табл. 7.1).
Для удобства рассмотрения основные ЛФ, _их формулы, условные
обозначения и простейшие методы· реализации · сведены в табл. 7.1;
ниже приводится только краткое их оrtисание.
Эле.мент НЕ. Если входного сигнала нет, то транзистор -закрыт,
к9ллекторного тока нет, нет падения напряжения на -Rк , следова­
тельно, на выходе сигнал близок к напряжению питания; если. подан
входной сигнал (напряжение питания), то транзистор открывается,
переходит в режим насыщения, сигнал на выходе равен нулю.
Эле.мент "Повтор", или двойная инверсия. Если два элемента НЕ
включить последовательно, то выходной сигнал будет повторять зна­
чения входного: F =
а' = F =а= а. Схему "повтора". или "усилите­
ля логической единицы" (по мощности) можно реализовать на эмит­
терном (истоковом) повторителе.
Эле.мент ИЛИ. Если входных сигналов нет, то нет базового тока
транзистора, а так как он включен по схеме эмиттерного повтори­
теля, то на выходе сигнала нет. Если будет подан хотя бы один
входной сигнал или оба, транзистор откроется и на выходе появится
сигнал.
Эле.мент И. Если входных сигналов нет, то база транзистора шун­
тирована диодами, ток от источника питания проходит через R 6, на­
пряжение на базе U6 = ЛUпр диода и недостаточно для отпирания тран­
зистора, последний закрыт, сигнала на 13ыходе нет. Если подан один
(любой) сигнал, картина не меня.ется, и только, когда поданы оба (все)
входных сигнала, на базу транзистора поступает практически полное
напряжение питания, на выходе появляется сигнал.
Элемент ИЛИ/НЕ. Если входных сигналов нет, транзистор закрыт на выходе сигнал есть. Если подан хотя бы один входной сигнал,
транзистор открывается, на вь1ходе сигнал исчезает. Схема составлена
из диодной схемы ИЛИ и инвертора НЕ на транзисторе.
Эле.мент И/НЕ. Если входных сигналов нет, транзистор закрыт,
на выходе есть сигнал. Если подан один входной сигнал, транзис­
тор остается закрытым (база зашунтирована диодом), и толькр есди
а',
а,
- 148-
Таблица 7.1. Таблица истинности логических функций и злеwен'1'0в
Таблица Схем
а �----------.-----...----1Форму11а ист нное- на релае
л
СНГ
Англи обозн
США ченш,
Ус оtJные
ти и
Ompuцa-
1
Jlfepcuя
НЕ, NOT
-{r =1)- -{>- i7 F = ii.
. ция
,, Дизью
Н/JИ н
, OR' к- :[]-
Cmpe ffa
ла
и
. -П
И//Ирс
/НЕ,
NOR
Штрих
' . И/Н(,
, NAN.0
ШeQJrpeJJ
Имп11и. хация
.
!1рuмер
F=a+'!J
1 . �
-L) :()- F=aVlJ
=\)-
1
--LГ
:0-�
tr � D �
-v
1
1
1
1
а lJ F
О О 1
1 О О
О 1 О
F=a·lJ
F=a/lJ
-
=n
;гi
fо g 1 ��Гrll
ь:Jtll
1
а
1 О
lJ F
1
О
1
О
1
1
О О 1
1
1
О
F=а·'Ь
F ... а-ь
f=a+lJ
F=а-'Ь
F=a(!)lJa
=аь+а!J
ffepa6нo- � �,
-m_ F= aeo =
,,: ачносrь -U V- }D- � =af+ab
- 149-
а ь
о о
1
0
1
·1
а
l1
1
О
О
1
i
1 '0 �
1 1 а
о о
0
1
!JJ,o
поданы оба (все) входных сигнала, на базу транзистора подается
сигнал, он открывается и на выходе сигнал исчезает.
Остальные ЛЭ, как видно из таблицы, являются сложными (состав­
ными), и их рассмотрение не представляет труда.
Необходимо только объяснить последний ЛЭ - ,,неравнознач­
ность", который иногда называется полусумматором или "сумма по
модулю 2", - эти объяснения будут даны в п. 7.5.
Преобразование логических фувкцвi. Как указывалось выше,
преобразование ЛФ выполняется либо для· тогq, чтобы реализовать
любую логическую функцию с помощью ЛЭ одного типа (для этого
подходят только два - И/НЕ и ИЛИ/НЕ), либо для упрощения (мини­
мизации) сложного логического выражения. Если для решения первой
задачи использовать элемент ИЛИ/НЕ, то все остальные основные
элементы могут быть выражены так (рис. 7.8):
Элемент НЕ. Включается элемент ИЛИ/НЕ, у которого использует­
· ся один вход (остальные или заземлены или объединены с первым).
Элемент ИЛИ. Включаются последовательно два элемента, первый
выполняет операцию ИЛИ/НЕ, второй инвертирует выходной сигнал
первого.
Элемент И. Для реализации этой функции необходимо применить
закон Моргана- lIIеннона: а+
аЬ, а затем инвертировать обе части:
=
аБ
=
аЬ.
Справа
получена
требуемая
функция, а левую можно
+
а 1)
собрать из трех элементов ИЛИ/НЕ.
Э,(lемент И/НЕ. Потребуется добавить к только что полученной
схеме еще один инвертор.
Аналогично можно реализовать любую ЛФ, пользуясь только·
элементами типа И/НЕ.
Минимизация сложной ЛФ проводится с целью сокращения (если
это возможно) количества ЛЭ, требуемых для ее реализации. Принци­
пиальная возможность этого видна хотя бы на примере любого из зако­
нов Моргана, где одна часть требует для реализации трех ЛЭ, а вто­
рая - только двух. Ми�имизация может быть выполнена разными пу­
тями. Наиболее простой - это преобразование исходной ЛФ с исполь­
зованием ранее рассмотренных аксиом, тождеств и законов алгебры
и логики. В качестве примера можно рассмотреть схему, представлен­
ную на рис. 7.9.
Схема включает в себя 19 контактов, принадлежащих шести раз­
личным аппаратам (реле) - а, Ь, с, d, g, /. Необходимо попытаться
____ а
--�
d
u
.
5)
а+Ь
6)
а
F
а1
ь
Рис. 7 .81 Реализация основных· ЛФ на базе
элемента ИЛИ/НЕ; а - элемент НЕ; б элемент ИЛИ; в - элемент И; г - элемент
И/НЕ
- 150-
2)
1
1J
1
г---'
�
F
а
�i'
1
·:
о=
а)
fj)
ь
.._________k:
+
..__.-_с......__. F
Рис. 7.9. Исходная (а) и итоговая (б)
схемы, выполняющие одинаковые
функции
минимизировать схему, т. е. уменьшить количество контактов, а
может ·быть и самих реле.
Сначала составляется уравнение срабатывания элемента F:
F = с(а + Ь) + Ь(а + d) + dg+а(/+ g) +(с+ d)(c+ d) + (/+g)(a + d).
Этот этап носит название анализа комбинационной цепи. Теперь
; необходимо раскрыть скоб�<;и, привести подобные члены и воспользо­
f ваться указанными законами и тождествами алгебры логики:
{\
F=ас+Ьс + аЬ+ bd + dg+а/+ag+cc + cd + cd + dd+ а/+ag+d/+dg.
Так как с · с = с, целесообразно сгруппировать члены уравнения,
содержащие с, и вынести с за скобку. Необходимо также постараться
·'оставить в �кобках выражения типа (а+а), так как они равны 1, а чле­
· ·ны типа d • d просто равны нулю.
Итак,
!
F=с(а + Ь+ 1 + d+ d) + d(g+i) + а(Ь+i+/+ g) + bd+ df+d
_ g=
=с+ d+а+d(b +/+g) =а+с+ d(l + Ь+/+g) =а+с+_d.
Итоговая схема приведена на рис. 7.9, б. Как видно, для реали­
.,
а
:,;э ции того же закона управления достаточно всего трех аппаратов
·_,с·одним контактом у каждого, остальные просто не нужны. В данном
:�ае схему удалось минимизировать достаточно убедительно, на
':l'lрактике так бывает не всегда.
Такой .достаточно элементарный метод минимизации ЛФ позво�
/Qет успешно решать аналогичные задачи с числом переменных не
i.CюJJee шести-семи и в случаях, когда каждый из членов подготовленного
тех
- 151 -
Как было показано, ЛЭ любого типа Jt,foryт быть вы­
полнены на самых разнообразных устройствах электроники: диодах,
транзисторах, электрQвакуумных и газоразрядных приборах, магJ1ит·
ных элементах, реле и т. д. В настоящее время сложилась практика
изготовления ПЭ в :виде интегральных схем �алой или средней степени
интеграции на базе биполярных и МДП-транзисторов. · Различные тре­
бования, предъявляемые к ЛЭ, функционирующим в разнообразных
устройствах автоматики, и прогресс в техно... 'Е.
логии их изготовления привели к появлению
нескольких разновидностей логических ин­
тегральных схем.
Т р а н з и с т о р н а я л о г и к а с. н еп о ­
с р е д с т в е н н ы м и с в я з я м и (НСТЛ). В ос­
нове интегральных логических элементов (ИЛЭ)
; этого типа - параллельно соединенные -обычные
,· транзисто,Рные ключи с общей коллекторной на·
"• грузкой (рис. 7.10);
а ь
"·
Когда оба транзистора VTl и VT2 заперты
1; (на их входах присутствует низкий логический Рис. 7.10. Логический
1:1, уровен!'), через резистQр Rк 1 течет ток, откры- элемент нстл
вающии транзистор VТЗ: В этот момент на коллекторах транзисторов VTl и VT2- высокий логический.уровень. Если
;\ на любом из входов (а или Ь) ИЛЭ будет характерен высокий логичес­
:i кий уровень, то соответствующий транзистор будет открыт и при до­
... · статочном токе базы насыщен. В этом случае на выходе ИЛЭ бу.цет низ­
{: кий уровень, равный остаточному напряжению.
i.
Главными недостатками структур НСТЛ являются слабая помехо­
,;: устойчивость (из·за низкого перепада логических уровней) и неравно·
/.t,iepнoe расrtределение базовых токов нагрузочных транзисторов (в за·
: висимости от числа включенных транзисторов).
i:
Структуры НСТЛ использованы в микросхемах отечественных
)
i серий К147, К172, К22З.
·
_�
Т р а н з и с т о р н а я л о г и к а с р еэи с т о р н о й с в я з ь ю (РТЛ).
:}сwуктура, приведенная на рис. 7.11, а, отличается от предыдущей тем,
( чtо в базовые цепи транзисторов включены резисторы с сопротивле­
;.;_вием ·в_ несколько сотен ом. Наличие резисторQв позволяет выровнять
· базовые токи транзисторов. При этом базовый ток оказывается мень­
i: ше, чем в структурах НСТЛ. Это снижает быстродействие схем, так как
· \с уменьшением базового тока возрастает длительность фронта в тран­
i\ эисторном ключе (по сравнению с НСТЛ). РТЛ испоз:�ьзована в микро·
1:� ,схемах отечественных серий KltЗ, Kl 14, К201, К205.
'�}
С целью увеличения быстродействия при сохранении преимуществ
'[J»ТП был разработан следующий тип логики.
;:,_ '
Транзисторная логика с
р е з и с т и в н о,·е м к о с т н о й
<�вязью (РЕТЛ) отличается от структур РТЛ наличием конденсато·
\f<)в небольшой емкости, шунтирующих резисторы в моменты переклю­
. ·- ений и повышающих тем самым базовые токи (рис. 7.11, б}.
.. _
Однако и этот тип логики имеет существенный недостаток. Здесь
_. _ 3 раза больше элементов, чем в аналогичных структурах НСТЛ; кро­
е того, наличие емкостей значительно усложняет технологию произ­
- дсi-ва рассмотренных структур. РЕТЛ использована в отечественных
росхемах серии К204.
Д и о д н о -т р а н з и сто р н а я л о г и к а (ДТЛ), где разнесены
ции логики и усиления сигнаnа, оказалась значительно более
е
ршенной
(рис. 7.12), чем вышерассмотренные. В данной структуре
·-: ,. ,
ды VD 1 и VD2 осуществляют. логьческую функцию (И), а траиэис·
VТl вьmолняет функцию инверсии. Таким образом, эдесь количество
- 152-
- 153-
к минимизации уравнения содер-·
жит не все переменные. Но имен­
4,
ь
с
F
но такими ЛФ описываются абсо­
лютное большинство технологи­
о
о
о
1
ческих процессов на судах (пуск
о
о
1
о
и
остановка главного двигателя,
о
1
о
1
о
1
управление компрессором, управ·
1
о
1
о
о
о
ление лифтом). При числе пере­
1
о
1
1
менных, также не превышающих
1
1
о
о
пяти-семи, но при условии, что
1
1
1
1
каждый член уравнения содержит
все или почти все nеременные,
более удобным способом минимизации является применение карт
Карно или диаграмм Вейча, однако и они не дают заметного облегчения [7).
Задача синтеза обратна задаче анализа. Она сводится к тому, что
по аналитическому виду уравнения после возможной минимизации
строят .логическую структуру. Например, пусть имеется функция, за­
данная в виде табл. 7.2, где а, Ь, с- состояние исходных переме нных
(входных сигналов), F � состояние выходного параметра.
При запись уравнения учитываются только те строки, где_ F = 1:
Таблица 7 .2� Табmща СИ'Н'1е3а ЛФ
1
F = а·Ь·ё+а·Ь •ё+а • Ь ·с+а · Ь ·с.
Далее уже известными методами функцию минимизирую:r�
F=
а· ё(Ь + Ь) + а · с(Ь + Ь) = ас + а · ё.
Видно, что функция не зависит от переменной Ь и вся она может
быть реализована одним элементом- ,,равнозначность".
· Если число строк в таблице, где F = 1, больше числа строк, где
F = О, можно использовать последние строки. Тогда для указанного
случая
F = аЬё + аЬс + аЬс + аЬё.
Аналогично может быть синтезирована любая более сложная ЛФ.
7 .3. Логические зяементы на ИМС
✓•
-а VJJ1
R1
+Е
А
Рис. 7.11. Логические элементы• . Рис. 7.12. Логический элемент
РТЛ (а) и РЕТЛ (б)
дТЛ
транзисторов не связано с числом логических входов {в отличие от
рассмотренных ранее структур).
Диоды VDЗ и VD4 не выполняют логических функций, а обеспечивают
функцшо смещения, на них создается постоянное падение напряжения
равное 2Л Uпр . При подаче на оба входа нулевых логических сигналов �
=Ь=О оба диода- VDI и VD2- открыты; через них протекает ток J0 • На­
пряжение в точке А. равно прямому напряжению на диоде: UA = Л Unp .
Потенциал базы транзистора VTl будет на величину 2Л и,пр меньше
'
чем в точке А.
,
Таким образом, переход транзистора смещен в обратном направ­
лении и__ транзистор __надежно заперт. В этом случае на выходе. схемывысокии логическии уровень.
Переключение схемы происходит только при подаче на оба входа
высокого логического уровня, т. е. элемент выполняет функцию И/НЕ.
В этом случае диоды VDJ и VD2 окажутся запертыми, а ток J проте­
0
кает через диоды смещения в базу транзистора, транзистор откры
вается, а на выходе схемы (при насыщении транзистора VTl) U � 1
Структуры дТЛ, которые отличают высокая помехозащи°;енн�сть ·
'
использованы в отечественных микросхемах серий К104, К121, к194
'
К202, К217.
-+-Е
Т р а н з истор н о - т р а н з и с R'+
т о р н а я ло г и к а (ТТЛ) (рис. 7.13).
Функ�ии входных логических дио­
дов выполняют эмиттеры транзисто­
ра VTJ. При наличии на всех трех
V:01
входах высокого логического уров­
ня транзистор VTl закрыт и через не­
го протекает обратный ток коллек­
тора, открывающий составной тран­
зистор VT2-VT4.
При насыщенном транзисторе
VT4
потенциал его коллектора
Рис. 7.13. Вазовый nогический эnеыентттл
Uвых � 0,1 В. Следовательно, между
о в
- 154-
точками А и В приложено напряжение около О, 7 В, недостаточное дJ1:я
. открывания двух последовательно включенных р-.n- переходов: пере­
;, хода база-эмиттер VТЗ и диода VD. Транзистор VТЗ (при открытом
··. транзисторе VT4) закрыт. При подаче на любой из входов низкого
· логического уровня (О) открывается переход эмиттер-к�ллектор тран, зистора VTJ, в этом случае к базе транзистора VT2 приложено напря­
t' жение 2Uост, = 0,2 В, которого явно недостаточно для открывания двух
· р-n-переходов транзисторов VT2 и VT4. В результате эти транзисторы
закрываются (причем рассасывание неосновных носителей происходит
по цепи коллектор-эмиттер, т. е. через малое сопротивление, в отли­
> чие от ДТЛ). Потенциал точки А становится равным Ек , транзистор VТЗ
·' открывается, что ускоряет заряд нагрузочной емкости, т. е; повышает
.нагрузочную способность структуры ТТЛ.
Структуры ТТЛ использованы в отечественных микросхемах серий
КlЗЗ, К134, KIS5, К158, К24З и др.
Разновидностями ТТЛ структур являются э л е м е н т ы с д и о д а ­
м и III о т т к и (TTЛIII). Диодом IIIоттки называют прибор, в котором
" р-n-переход создается между полупроводником типа р и металлом, он
: отличается меньшим, чем у обычного диода, прямым падением напря­
. жения и отсутствием эффекта рассас}>fвания неосновных носителей.
Если такой диод включить между базой и коллектором транзистора
(рис. 7.14), то получится транзистор IIIоттки (рис. 7.14, б), обладающий
. , значительно более высоким быстродействием. ЛЭ с применением тран­
:�зисторов и диодов IIlоттки будет дороже, но эффективнее по времени
,, переключения (KSЗI, К555).
Вторая разновидность ЛЭ ТТЛ имеет следующую особенность: бла­
·/ rодаря дополнительному входу в них, можно получить так называе­
мое третье состояние с высоким выходным сопротивлением (рис. 7.15).
.\ Действительно, если в точку А схемы подать нулевой потенциал, то
· транзистор VT2 будет иметь на коллекторе нулевой потенциал, при
.. этом ток в цепи R2-VT2-R4 отсутствует. Следовательно, транзисторы
,,, VT2 и VT4 заперты и _точка выхода будет отсечена от шин питания ; очень большими сопротивлениями. Такие элементы могут подключать­
)·. . ся к общей шине в больших количествах, не мешая друг другу. Вход Е
·. или Z обычно имеет входной усилитель- инвертор- и защитный
;,.циод.
В ряде случаев ЛЭ выполняют с так называемым открытым кол­
jлектором. В этом случае верхний транзистор обычной выходной пары
1(отсутствует, из корпуса выведен только коллектор
)tвжнеrо. Одним из основных назначений такой а)
б)
:схемы- быть переходным звеном от логической
�асти устройства к индикаторной. Вместо нагру, Щ>чного резистора к коллектору транзистора могут
\цодключаться светодиод, реле и т. п.
Элементы с открытым коллектором допускают
•
мо :9бъединение по выходу- так называемое " и Рис. 7_14_ Диод (а) и
tаное ИЛИ".
'транзистор (б) ШотЛ о г и ч е с к и е ИС н а МДП-т р а н з и с т о р а х . тки
- 155-
в
ис
настоящее время в логических
иc­
пользуются толькQ МДП-транзисторы с
RJ
окисным диэлектриком Si0 2 (которые
называют МОП·тR3нзисторами). Поэто­
му рассматриваемые ниже структуры
называют часто ИЛЭ на МОП-транзисVJ11
р х
F то а .
Различают два типа логических
vт4
структур на МДП (или МОП-транзисто­
рах): на однородных (р• или n-каналь­
Е
ных) МОП-транзисторах (пМОП и рМОП)
и на комплементарных (КМОП) транс­
Рис. 7 .1·5. ЛЭ ТТЛ с третьим созисторах.
стоянием
На рис. 7.16 представлены ЛЭ nМОП
на ключах одного типа проводимости с параллельными (а) и по­
следовательным · (б) включением логических транзисторQв.
Характерной особенностью МОП-структур явл�еТGЯ использование
в качестве нагрузочных резисторов открытых МОП-транзисторов (т. е.
динамической нагрузки для логических транзисторов). Благодаря
этому упрощается технология их изготовления, а главное - увеличи­
вается плотность размещения, так как МОП-транзистор занимает на
подложке меньшую п.аощадь, чем диффузионный резистор.
Входное сопротивление МОП-структур достигает 10 12 ••• 10 14 Ом,
поэтому нет необходимости использовать диоды и резисторы в цепях
связи между транзисторами.
Убедиться в том, что в структуре на рис. 7.16, а действительао вы­
полняется операция ИЛИ-НЕ, нетрудно. При подаче на любой из вхо­
дов высокого логического уровня соответствующий транзистор ( VTl
и VT2) откроется и на выходе будет низкий логический уровень, т. е.
нуль. Наоборот, в структуре на рис. 7.16, б только при открытии тран­
зисторов VTl и VT2 прризойдет снижение логического уровня на вы­
ходе, т. е. она будет выполнять логическую операцию И-НЕ.
Логические уровни в МОП-структурах соответствуют выходным
напряжениям открытого и закрытого ключа. В открытом состоянии
остаточное напряжение на ключе - в пределах 50 ... 100 мВ. Обычно
напряжение питания в таких структурах выбирается в З ... 4 раза боль­
ше порогового напряжения, и
5)
а}
логический
перепад будет
+Е
vт1 +Е 5 ... 10 В, т. е. выше, чем в рас·
VT1
смотренных ранее структурах.
F=a+b
последовательном
При
. F= а•Ь
включении
логических тран­
VT2
зисторов уровень логического
нуля на выходе элемента повы­
VTJ
шается пропорционально чис­
лу последовательно включен­
ных
логических транзисторов и
Рис. 7.16. Логические элементы на моп'1'ранэисторах: а - типа ИЛИ; б - тиriа и может достигать 0,2 ... 0,5 В.
+Е
- 1 5 6-
о­
Логические структуры на комплементарных (д
на
ны
)ро л н я ю щ и х ) МОП-т р а н з и с т о р а х (КМОП) представле
ов
'!;рис. 7.17. для них характерно параллельное соединение транзист9р
го
друго
ов
истор
;,одно
-го типа с последовательным соединением транз
'
:(!'ипа.
ис_
Выполняемая логическая функция определяется обычно транз
;
ы с кана­
':': орами "нижнего этажа". В схемах рис. 7.17, а это транзистор
жения, то
�ами
n-типа. Если изменить полярность питающего напря
1
" окажутся, транзисторы с р-каналом. Если на обоих
1• ·
"нижнем этаже
или
б
· ходах (а и Ь) ЛЭ, показанного на рис. 7.17, а, сигналов не удет
•'
< rr
овое напряжение), то в транзисторах VTl
uпор (Ипор - порог
вх
ты. В то же время
· VТЗ n-канал будет отсутствовать, и они будут запер
жение,
\J:(дЯ транзисторов с р-каналом ( VT2 и VT4) это входное напря
обрализкое к нулю, является отпирающим; в их структур,х каналы
Ее.;
�
Uвых
л
_:,уются. В результате на...выходе схемы появляется сигна
ии
Если по.чать на любои из входов или на оба вместе сигнал, близк
;;
истор
·' 0 величине к напряжению питания Ее, то один (или оба) транз
жнеrо яруса откроется, а один (или оба) верхнего яруса - закроет. , на выходе будет нуль (F =а+ Ь ). ·
Схема на рис. 7.17, б работает аналогично, только для появления
левого выходного сигнала необходимо подать оба входных, тогда
кроются транзисторы. VTL!!_VТЗ и закроются VT2 и VT4, т. е. бу�ет
...
полняться функция F = а • Ь.
...
логикии
высо
и
самы
ет
име
а
ктур
стру
. Очевидно, что данная
рабочими напряже­
� еский уровень' и может питаться малыми
и не потребляют то­
'" иями. Кроме того, структурь1 КМОП почт
место мизерные
'. а (только в . момент переключений имеют
х также выше, чем
/. ки). Быстродействие их на МОП-транзистора
_
�р-руктур, рассмотренных ранее (кроме TTЛIJl). _
л жит
•il· Э м и т т е р н о с в я з а н н а я л о г и к а (ЭСЛ). В ее основе �
:, �еключатель тока, отличающийся тем, что в одно из плеч (рис. 7.18)
. ключено параллельно несколько транзисторов.
,._ Структуры ЭСЛ являются сверхбыстродействующими. Все трана) ------+----о+Е.
VT2
VT4
F• а+Ь
VT2
а
ь
+Е
VT3
VT1
VT1 1
· Рис. 7.17. Логические элементы на КМОП стру
мент ИЛИ/НЕ; б - зnемент И/НЕ
-- 157 -
ктурах: а - эде•
зисторы здесь работают в активных режимах. Увеличение тока в лю­
бом из транзисторов VTl, VT2 или VТЗ при подаче одного из входных
сигналов ведет к переключению тока /0 из правого плеча схемы в ле-·
. вое. В этом случае потенциал базы транзистора VT9 становится более
отрицательным (так как падение напряжения на·я2 возрастает), тран­
зистор VT9 прикрывается, и на выходе F1 в �зникает сигнал, соответ­
ствующий логическому нулю, а на выходе F2 ,наоборот, сигнал,соот� ,, 1".
ветствующии
При отсутствии входных сигналов в запертых транзисторах VTl,
VT2 и VТЗ потенциал их коллектора будет близок к Ек , следователь­
но, на выходе логический перепад составляет О, 7 В, т. е. такой же, как
в структурах НСТЛ.
Схемы ЭСЛ не совместимы по своим параметрам с другими ЛЭ
на ИМС.
Таким образом, можно отметить, что структуры ЭСЛ имеют слабую
. помехозащищенность, но высокое быстродействие и практически
постоянную, достаточно большую, потребляемую мощность. Данный
тип логики целесообразно применять на частотах от 30 до 100 МГц. ЭСЛ
использована в отечественных микросхемах серии KI00, К137, К138,
К187, К223, К229, К500.
И н т е г р а л ь н а я и н ж е к ц и о н н а я л ог и к а (ИИЛ, или И2 Л)
по 'tуществу является развитием схем НСТЛ, но отличается очень
малой площадью, занимаемой на кристалле, незначительным потреб­
лением энергии и'отсутствием каких-либо дополнительных элементов.
Базовый элемент И2 Л состоит из двух транзисторов (рис. 7.19, а),
один р-n-р-типа (инжектор), второй n-р-n-типа (ЛЭ), но такая схема
может выполнять только функцию НЕ. Поэтому удобнее рассмотреть
более сложный элемент, изображенный на рис. 7.19, б. При отсутствии
входных сигналов (потенциалы входов а и Ь равны lfYЛIO) токи инжек­
торов VTl и VT2 будут ;протекать через коллекторные переходы тран­
зисторов - источников сигнала (показаны пунктиром), а логические
+Е
а
ь
Рпот ер= l/2 (Рgот + р�от ),
где ропот и р1пот - мощности, потребляемые ИЛЭ, соответственно в состоянии логического нуля и единицы.
й, не учи-�
Величина Рп от ер является статической характеристико
�
, тывающей потери энергии на переключение. По среднеи потребляемои
мощности (умножая ее на число используемых в схеме ИЛЭ) опреде­
l> ляют необходимую мощность источника питания. Иногда мощность
�•·• Рпот ер называют статической и обозначают Рет .
Полная потребляемая мощность
i.
'f/
=
Р Рпотер +Рдин ·
Здесь рдин - потребляемая мощность
vтв
vтg f'.t=a+b+C
1
' где Сн - емкость нагрузки; Un - перепад логических уровней; / - час-
тота переключений.
Иногда в справочниках приводят. м о щ н о с т ь р а с с е я н и я ,
·' характеризующую нагрузочную способность данной схемы.
Среднее время задержки распространения сиг ­
·
•· н а л а , характеризующее инерционность ИС, часто называют просто
; временем распространения. Этот параметр определяется как полу­
,f сумма длительности фронтов включения и выключения:
V1J7
Rб
с
Рис. 7.18. Логический зnемент типа ЭСЛ
- 158 -
+Е
VT{
а.
R7
RB
5)
а.)
fz::a+b+c
V1J6
VT4
в режиме переключения:
Рди н = Сн • U� • /,
":
R2
vт1 VT2 VT3
транзисторы будут заперты, их коллекторный ток равен нулю tдля на­
грузки), т. е. F= 1. Если хотя бы на один вход будет подано напряже­
ние сигнала через переход база- эмиттер соответствующего тран­
, зистора пот;чет . ток инжектора, транзистор откроется и на выходе
, будет нуль.
Для того чтобы правильно вь1брать требуемый тип ЛЭ, необходимо
кратко остановиться на их основных параметрах. Итак, с р е д н я я
потребляемая мощность
1 VT1
VT2
1 VT2
1
F
1
1
...:--
ъ -----+--
,- ..,
1
vтц
1
Рис. 7.19. Базовый элемент ЛЭ И 2Л (а) и ЛЭ ИЛИ/НЕ (б)
- 1 59 -
где t 1 - фронт включения; t 2 - фронт выключения.
С р е д н я я р а б о т а п е р е к л ю ч е н и я характеризует экономич­
ность и быстродействие ИЛЭ:
ис
А = рn от ер • t •
Совершенствование ИС ведется в направлении уменьшения рабо­
ты переключения.
С т а т и ч е с ·к а я п о м е х о у с т о й ч и в о с т ь Un . ст представляет
собой максимально допустимое напряжение статической по:мехи, при
котором еще ;не происходи'l изменения выходных уровней ИЛЭ. Иногда
помехоустойчивость оценивают по отношению к логическому перепа­
ду в :виде коэффициента помехоустойчивости k п . ст = Un. cт!Un •.
К о э ф ф и ц и е н т о бъе д и н е н и я п о в х оду k 06 определяет
число логических входов ИЛЭ. Увеличение k 06 ограничено не только
технологическими и конструктивными факторами, но и величиной
рассмотрею-1ых выше параметров.
Коэффициент разветвления по выходу определяет допустимое
число нагрузок, которые можно подключить к· выходу данного ИЛЭ.
Таблица 7 .3. Параuетры ЛЭ разпичноrо вида
Параметры
Тип логики
дтл
Средняя
10-30
потребляемая мощность, МВт
Мощность 5
рассеяния,
мВт
Среднее
25
время задержки, нс
Средняя
7-120
работа п ереключения, кДж
Статиче0,5
екая помехоустойчи-
вость
Коэффици- 2-10
ент объединенияпо
входу
Коэффици- 8
ент развет�
Сравнительные параметры основных современных логических
1: структур приведены в табл. 7.3.
.
В заключение необходимо отметить, что современные серии циф­
i( ровых интегральных схем перекрывают практически все используе­
;\. мые в аппаратуре диапазоны быстродействия и потребления, и что ос­
; новными элементными базисами современных цифровых ИС и боль\ ших
являются:
КМОП и пМОП - для микромощных структур;
ТТ Л - для ИС среднего быстродействия;
ЭСЛ - для сверхбыстродействующих структур;
МОП - для издели� минимальной стоимости.
.
Так как многие типы микросхем имеют разные входные и выходf! ные уровни сигналов и напряжения питания, обычно в одном элект1:. ровном устройстве применяют один тип логических ИМС. Но в край­
·: нем случае, когда необходимо использовать разные типы, для их со·
гласования применяют специальные схемы, сведения о которых можно
�айти в справочниках.
ттл
ттшn
эсл
и2 л
1-20
0,1-1
20-50
0,01-0,1 1-10
0,01-0,1
10
0,1
25
6. 10- 6- 10- 4
-7. 10-2
10- 4
моп
кмоп
-
5-20
0,1-1
0,7-3
10-100
20-200
50-100
50-100
10
20-50
0,2-2
50-200
0,5-5,0
0,8-1
0,5-1
0,2-0,3
0,02-0,05 2-3
1-2
2-5
2-5
100-200
100-200
'-
2-5
2-5
2-5
1
" ·
10
10
.
/
10-20
вления
- 160-
3-5
,i
7 .4. Последовательностные элементы
импульсных систем. Триггеры
Для построения таких устройств, как ЭВМ, электрон.
�;;:
1)1:1ые. элементы цифровой автоматики, анализаторы, дискриминаторы,
усчетчики и т. п., наряду с логическими микросхемами требуются эле­
\ менты памяти, т. е. элементы, способные сохранять информацию� те­
}\, чение определенного времени. Системы с их применением носят назва­
\;;�ие последовательностных, ип:и автоматов с памятью, в отличие от
(:рассмотренных выше чисто логических - комбинационных (без па!{ мяти).
�.;
Основным элементом для построения последовательностных сис.м является триггер. Триггером называют устройство, обладающее
есколькими, чаще всего двумя, состояниями устойчивого равнове­
, ия. В качестве элементов памяти обычно используют бистабильные
,1")иггеры. (Многостабильные применяют в пересчетных, распредели­
I�еnъных устройствах.)
t ·. Бистабильный триггер удобен для обработки информации в щзоич­
�,ом исчислении, так как его выходной сигнал может принимать толь­
_/"/(-0 два значения - логические О и 1, причем сигналы на основном
инверсном выходах всегда противоположны. Эти сигналы сохра­
.f,ются неопределенно долгое время (если не будет перерыва питания)
!• .могут быть изменены подачей на входы триггера соответствующей
'Qмбинации сигналов.
· Запись информации в триггер обычно производится через схему
:�авления СУ, которая совместно с собственно триггером Т обрает триггерную систему (рис. 7.20).
;. . . Входы любой триггерной системы (далее просто триггера) подраз1nяются на информационные, через которые в триггер записывается
�<•
! ,
!
.·· Зак. № 139
- 161 -
требуемая информация, устано­
вочные, служащие для предвари­
в. тельной (до начала работы) уста­
S'
новки триггера в то или иное ис­
т
СУ
ходное состояние, и тактовые R'
Последние
Q синхронизирующие.
имеются только у синхронных,
или тактируемых, триггеров, ко­
Рис. 7.20. Триггерная систе:ма.
торые переключаются в требуемое
состояние так называемым тактовым импульсом, или синхрои�пуль­
сом, при наличии на информационных входах соответствующеи ком­
бинации сигналов. Асинхронным, или нетактируемым, называется
такой триггер, который переключается сразу при появлении на ин­
формационных входах необходимых для этого сигналов.
Входные сигналы могут быть потенциальными или импульсными.
В первом случае триггер может переключаться при появлении
(рис. 7.21, а) или исчезновении (рис. 7.21, б) на соответствую�ем входе
потенциала (логической единицы). Если сигнал импульсныи, триггер
срабатывает либо от его переднего фронта (рис. 7.21, в), ли($о от зад­
него (рис. 7.21, г). В последнем случае чаще всего используются так
называемые двухступенчатые триггеры (типа MS.- master-slave п
· ,,хозяин- раб", ,,господин- слуга"), которые состоят из главного (у - ·
равляющего) и вспомогательного {исполнительного) триггеров.
Одновременно с поступлением переднего фронта тактового им­
пульса информация записывается в главн:ый триггер, а задним фрон­
том импульса она переписывается во вспомогательный, что приводит
к изменению сигналов на выходе триггерной системы. Это в значи­
тельной мере повышает помехоустойчивость триггера. Схемы· МS-триггеров будут приведены ниже.
.
мым статическим
называе
так
ся
к
относит
Все указанное �ыше
триггерам, у которых входные и выходные сигналы представлены
двумя уровнями напряжения - О и 1.
· ..
имеют на
или
е
которы
ства,
устрой
это
ры
Динамические тригге
выходе последовательность импульсных сигна­
а)
о)
лов заданных амплитуды, частоты и скважнос­
ти (состояние 1), или не генерируют никаких им­
пульсов (состояние О). Так как в устройствах ав­
томатики динамические триггеры не нашли ши­
рокого применения, в дальнейшем они не рас­
сматриваются.
г)
Как в дискретной, так и в интегральнои
электронике каждый триггер имеет схему уп­
равления, но если в первом случае ее можно
рассматривать отдельно от триггера, то в микро­
электронике такое разделение практически неРис. 7.21. Виды вход­
возможно и нецелесообразно, так как обе части
ных сигналов: а и б схемы изготовляются в едином технологичес­
потенциальные; в и
крм процессе. В зависимости от того, какие
г - ю.mуnьсиые
-[ -[
1
- 162 -
логические функции выполняет схема управления (при той же самой
схеме собственно триггера), различают следующие наиболее употреби­
тельные триггерные системы: RS, D, DV, Т, jK .и др.
Ti,иrr-epы в интегральном испоJD1евии. Прежде чем переходить
к рассмотрению всех разновидностей триггеров, необходи:цо более
подробно остановиться на элементарном триггере, который может быть
. построен из двух логических элементов (инверторов) с взаимно пере­
крестными связями, обеспечивающими положительную обратную
связь. Схема управления триггера. должна в принципе выполнять лю­
, бую требуемую логическую операцию. Поэтому целесообразно и соб. · .· ственно триггер, и схему его управления строить.на базе функциональ­
но полной системы логических элементов, в качестве которой можно
' рекомендовать или функцию IIIeффepa (И-НЕ), или функцию Пирса
(ИЛИ-НЕ).
На рис. 7.22, а, б показаны два варианта элементарных триггеров.
, В них при единичном сигнале на одном выходе обязательно будет нуль
·• на втором. Для схемы триггера на элементах ИЛИ-НЕ возможны ва­
рианты входных сигналов 00, О 1 и 1О и не должно быть варианта 11,
а для второй схемы допускаются 01, 10 и 11 и заnрещена комбинация 00.
_.
Для перевода первой схемы в состояние Q = 1, Q = О необходимо
- подать сигнал 1 на нижний no схеме вход (при нуле на верхнем); ниж­
ний вход получил обозначение S (set- устан(?вить). Для возвращения
в состояние Q = О, Q = 1 нужно ·сигнал 1 подать на верхний вход,
обозначенный R (reset- вернуть). В результате получим простейший
. нетактируемый RS-триггер. При S = R = О состояние триггера не изменяется.
·
Вторая схемf!_(на элементах И-НЕ) имеет инверсные входы - верх­
ний S и нижний R. ПеР.еклю�ние триггера в состояние 1 ( Q = 1) проис­
ходит при S= О, R= 1 (S= 1; R= О) и наоборот. На рис. 7.22, в приведено
условное обозначение триггера этого типа.
Т р и г г е р тип а R S. Асинхронный вариант такого трштера рассмот­
,
, рев выше. Он, как правило, не имеет специальной схемы управления,
1
,
о>
s
а)
R
а
8)
s т
R
Q
а
Q
R
Рис. 7.22. Элементарные триггеры: а - lia элементах
ИЛИ-НЕ; б - на элементах И-НЕ; в -условное обозиа­
ч�ние триггера И-НЕ
- 163-
сигналы подаются непосредственно к логическим элементам, составляю­
щим схему триггера. Таблица истинности такого триггера имеет вид:
Формула работы триггера
я
s
Qt
- Qt = (S+ QR)t -1·
о
о
Qt-i
о
о
1
) RSТактируемый синхронный
(
1
1
o
триггер (рис. 7.23, а) имеет схему
1
1
. Запрещено
управления, выполненную на той
же элементной базе, и дополнительным синхровход С. Следует отме­
тить, что т�ктируемые триггеры обычно имеют дополнительные асин­
хронные установочные входы, сигналы на которые подаются до на­
чала работы. Эти входы часто обозначаются Р (preset - предустановка)
(
- сброс, очистка). Работа схемы ясна из диаграммы
и Cl clean
(рис. 7.23, б). При S = R = О поступающие тактовые импульсы не ме­
няют состояния схемы. Если появляется сигнал S = 1, то очередным
тактовым импульсом триггер переводится в состояние Q = 1 е( сли до
этого было Q = О) или подтверждается это состояние. При появлении
R = 1 очередной тактовый импульс возвращает триггер в состояние О.
Могут быть созданы схемы тактируемых (по уровню) триггеров на
элементах ИЛИ-НЕ и И-ИЛИ-НЕ.
Т р и г г е р т и п а j К. Триггеры этого типа в отличие от RS-триг­
геров допускают подачу на оба входа сигналов, равных единице. Они
бывают асинхронными, тактlфуемыми и универсальными. Таблица
истинности и характеристическое уравнение имеют вид
к
i
Qt
( + KQ)t -1.
Qt = jQ
о
о
Триггер этого типа более уни­
о
1
версален, так как он полностью
1
о
заменяет
RS-триггер, а при j =К= 1
1
1
работает как счетный.
Асинхронный jК-триггер может быть получен из асинхронного
RS-триггера добавлением схемы управленияjрис. 7.24). Принцип ра­
боты такого триггера очень прост. Если Q = 1, Q_= O,j = 1 и К.:: О, состоя­
ние тpиrlJ:Pa подтверждается, так как а = 1 (Q = О), Q = 1 Q( = О), Ь = 1
(К= О) и Q = О (Ь = 1 и .Q = 1). Если j =К = О, то состояние схемь1 не из­
менится, а если j = О и К = 1, то триггер переключается.
s'
Q
с
R
R'
�ели i =К= 1, то триггер обязательно
переидет в противоположное состояние.
При этом длительность одновременно по·', ступающ их входных сигналов должна
быть меньше времени переключения триг­
гера. Если же их длительность будет больше, то триггер будет переключаться непре1(
рывно, пока один из сигналов и( ли оба) не
станет равным нулю. Это предъявляет
жесткие требования к входным сигналам
4• АсИНХронный iК­
поэто
му а��нх�онные jК-триггеры в это�
.,
режиме J( - К - 1) применяются редко.
Схема таких �штеров может быть выполнена на
элементах ИЛИ-НЕ.
Тактируемые }К-триггеры с( управлением по уро
вню) практически
не отличаются от рассмотренных выше, добавл
яется лишь по одном
входу у логических элементов входа (пунктир
на рис. 7.24). Благода �
этому информация, записанная на входах j и к,
пос
и Ь обственно триггера т лько во время действ тупает на входьi а
ия тактового импуль­
�
са. ��и э�ом, чтобы при J =К= 1 не происход
ило многократных пере­
ключении триггера, длительность тактового
импульса должна быть
меньше времени переключения триггера. Для
статка необходимо применять триггеры с упр устранения этого не 0_
авлением по фронту так�и­
рующего импу�ьса. Причем обычно использ
уют jК-:триггеры, работаю-­
щие от заднего фронта. Они строятся на баз
е двухступенчатых тригге·' ров М s р( ис. 7.25
).
Сл дует отметить, что иногда jК-триггеры и
меют по три входа j
К
.и ' о� ъединенные по схеме И (р
ис. 7.26).
Т р и г г е р ы т�п о в D и D V. Триггер типа
D d
( elay- заде жка)
пре
дставляет собои запоминающий элемент и
.
предназначен дзiя за­
;ержки сигнала, поступающего на информационный вход, на время до
о а тактирующег и
т;:: �- тактируемы � мпульса. В связи с этим, как правило, триггер
и. Его функция- передача
на выход сигнала
nоступающего на вход: Q = D
��Z/
f
1
t-1 .
'
5} с
s
тт
Q
t
R
Q
Q
Q
t
Рис. 7 .23. Синхронный. RS-тpиrrep (а) и диаграмма его работы (б)
- 164-
м
Рис. 7.26. УCJIOB�
иое
обозначе­
ние синхронно­
го iK-тpиrrepa
Рис. 7.25. Триггер типа MS
- 165-
1
Таблица истинности D-триггера им�ет вид:
Схема простейшего триггера типа D, уп---+-----равляемого уровнем, и диаграмма его работы
о
о
приведены на рис. 7.27.
1
1
Qt
Более распространены триггеры типа D,
. переключаемые фронтом так�ового сигнала. Они выполняются или на
двух триггерах с промежуточным инвертором (MS) (рис. 7.28), или на
трех триггерах. Схема на двух триггерах имеет две пары установочных
входов, первая - R0S0 � испоJIЬэуется, когда С= О, а вторая - при
С = 1 (но не в момент изменения С!).
DV·триггеры отличаются тем, что имеют дополнительный вход V
(пунктир на рис. 7.27, 7.28). Если на этот вход подан сигнал ( V = 1), то
триггер работает как обычный D·триггер, а если V = О, то триггер не
переключается:
r
1
1_
t
t
с
Рис. 7.27. D-тpиrrep .(а) и диаграмма ero работы (б)
Qt = (DV + VQ)t-i.
g
На рис. 7.29, а показан D·тригrер, построенный на базе jК-схемы. ·
Тр и г г·е р т и п а Т. Этот триггер, называемый счетным (turn),
характеризуется тем, что переключается iз противоположное состояние
каждым очере,nным сигналом, поданным на информационный вход Т
(если триггер асинхронный), или каждым тактовым импульсом (если
триггер тактируемый) при условии, что на входе Т сигнал равен единице. Иначе говоря,
Как уже упоминалось, в режиме счетного может работать триггер
типа JK, если объединить его входы (для асинхронного) или обеспечить j =К= 1 (для тактируемого).
В качестве Т-триггера может работать D-тригrер, включенный по
схеме, показанной на рис. 7.29, б, и RS-тpиrrep (рис. 7.29, в).
Тр и г г е р ы т и п ов Е, S и. R. Эти ·сравнительно редко ис­
пользуемые двухвходные триггеры имеют много общего с RS-тригге­
ром: при сочетания� входных сигналов 00, 10 и 01 выходные сигналы
у них меняются, как и у RS-триггера. Но при сочетании входных сигна­
лов 11 (запрещенном для RS·схемы) триггер типа S обязательно пере­
ключится в сосоояние 1, триггер типа R - в состояние О, а триггер ти­
па Е сохранит предшествующее состояние.
Уравнения триггеров .s, R, Е имеют соответственно вид:
Qt = (S+ RQ)t-1; Qt = [R(S+ Q)Jt-1; Qt = [RS+ Q(R+ S)]t-1 •
Существуют и более сложные триггерные . системы - RST, JKT
и друг_ие, но ввиду редкого их применения они здесь не рассматриваются.
Элементная база триггеров в интегральном исполнении описана
в п. 7.3. Следует отметить только, что для этой цели находят применение
t
5)
с
с
1)
а�
ь
.,,
р�
tJ
7r,
Q
==
;;:::;:::
==
-
t
t
�
t
t
t
t
t
t
t
t
t;
Рис. 7.28. Двухступенчатый D-триr�р (а) и ,аиаrр•,.п...-..
..._ ero ра-.
боты (б) .
- 167-
а)
:о
----�J т
с
---�с
к
- fi}
Q
т
а)
8)
]
а.
т
с с
Q
т
s•т
а
R
а
с
а
Рис. 7.29. Схемы D-тpиrrepa на базе jК-схемы (а); Т-триrrер а на базе
D-схемы (б); Т-триrrера на базе .RS-схемы (в)
почти все структуры - ТТЛ, ЭСЛ, МДП, но наиболее употребительны
, в устройствах автоматики триггеры на ТТЛ и МОП структурах.
Триrrеры на дискретных элементах. Несмотря на то, что триггеры
в интегральном исполнении нашли очень широкое применение в уст­
ройствах автоматики и выпускаются промышленностью в достаточном
количестве и ассортименте, иногда требуется построить триггерную
систему на дискретных компонентах. Это необходимо в случаях, когда
уровни сигналов, напряжений, мощности интегральных схем не удов­
летворяют разработчика.
Для построения триггера может быть использован любой полупро­
водниковый или электронный прибор с S· или N·образной БАХ (тун­
нельный диод, однопереходный транзистор и пр.}. Рассмотрим несколь­
ко таких схем.
Т р и г г е р н а т у н н е.nь н о м д и о д е (ТД). В схеме триггера на
одном ТД (рис. 7.30) при правильно выбранном положении нагрузочной
прямой возможны два устойчивых состояния схемы с высоким (А)
и низким (В) уровнями сигнала на выходе (логические 1 и О). Переклю­
чение схемы осуществляется короткими импульсными сигналами, по­
даваемыми через разделительный конденсатор.
Так как ТД переключается за очень короткий промежуток време­
ни, триггер может быть быстродействующим. Кроме того, напряжения
на выходе составляют 0,1 ... 0,4 В, т. е. схема - низкопотенциальная. Но
из-за отсутствия развязки между входом и выходом· (схема - двухпо­
люсник) к источнику сигнала предъявляют повышенные требования,
позтому применение такой cxeмы ограничено, а комбинация
a.J
о)
ТД - транзистор имеет значи1
тельно большую инерционность
и не нашла распространения.
Триггер на однопе­
транзисторе
реходном
(ОПТ). Более интересной пред­
ставляется схема триггера на
однопереходном транзисторе
и (рис. 7.31, а) (есть симметричные
Рис. 7.30. Триггер на туннельном диоде (а) схемы на двух ОПТ, 80 они
имеют много общего с транзиси диаrраыма его работы (б)
- 168-
б)
I
U'
'
Ucp
и
Рис. 7.31. Триггер на одиопереходном транзисторе (а) и диаг­
рамма его работы (б)
. торными и не представляют большого интереса). Для нормальной работы схемы необходимо выбрать параметры таким образом, чтобы на­
грузочная прямая пересекала БАХ в трех точках (рис. 7.31, б). Триггер
может управляться разнополярными импульсами либо по одному
входу (реже), либо по разным. Так, например, чтобы включить триггер
по входу Вх 1, необходимо подать на него положительный импульс
и:х 1 � иср -в1 .
При этом нагрузочная прямая смещается в положение а. Чтобы выкnю­
. чить триггер, на этот же вход, подается импульс отрицательной полярности
( Тогда нагрузочная прямая смещается в положение Ь. Tplfrrep можно
:�- выключить, подав отрицательный импульс на вход Вх 2.
Достоинствами триггеров �а одном ОПТ являются, помимо просто­
Ii,�.:i ты схемы, высокое быстродеиствие, стабильность ВАХ при колеба­
. \ · ниях температуры, недостатком - нео.бходимость малого внутреннего
,/ . �опротивления источника сигналов при запирании ОПТ.
�:'!;; АХТ Ри г г е р н а т и р и с т о р е . Так как тиристор (динистор) имеет на
участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением,
\ �
}
·?:-:. триггерная схема в принци_пе может быть создана на одном тиристоре.
. i:1) Однако трудность отключения тиристора, работаю­
l.'-�го в цепях постоянного тока, не позволя�т со­
+Е
;;��il·�давать простые и надежные схемы (недостатки
R'l.
·i�;/ полностью управляемых тиристоров привели к ог­
;�-:раниченному их прим�нению). Значительно чаще
: ('?Триrгерные структуры строятся с использованием
r
· ; двух т�ристоров (ри�. 7.32} по схеме, предусматри­
{; ющеи отключение одного из тиристоров посред­
;w::аа
�.,�ом включения второго.
Достоинство триггеров на тиристорах - воз·
:i:.::,J
....·ожност коммутировать значительные токи при
ь
- 169-
i?
V.D2
Рис. 7.32. Триггер
на двух тиристорах
высоких напряжениях (едиtiицы и
десятки ампер при 25 ... 1000 В) при
относительно маломощной схеме уп­
равления.
Триггеры на оптронах.
Оптико-электронные преобразовате­
ли- оптроны - значительно расши­
рили функциональные возможности
электронных схем, в том числе триг­
геров. В зависимости от вида свето­
чувствительного элемента оптроны
tc. 7.33. Триггер на оптронах
делятся на резисторные, диодные,
анзисторные и тиристорные; дл_я построения триггеров чаще исполь­
ются два первых вида. На рис. 7.33 приведена схема триггера на од1м транзисторе и оптроне. Работа схемы может быть проанализиро­
.на самостоятельно.
Основными достоинствами схем на оптронах являются их простота
гальваническая развязка сигналов.
Кроме указанных ·выше, возможно построение триггеров на так
1зываемых лямбда-диодах (ЛД) и лямбда-транзисторах (ЛТ). Эти
,иборы могут быть созданы на базе двух-трех последовательно вклю­
:нных полевых транзисторов с разными типами каналов. Свое назва1е они получили от своеобразной формы ВА�, напоминающей бук­
Распространения они пока не получили.
Практически полностью вышли из употребления многостабильные
►игrеры (имеющие 3,5 и более устойчивых состояний), их с успехом
LМенили иьтеrральные ИМС, рассматриваемые ниже.
4)
Т2
Тf
,
к
02
TJ
к
Рис. 7.34. Двоичный суымирующий
счетчик (а) и диаrрамш его ра оты (б)
f
аз
�
Вх
Q1
Oi
t
t
О3 ___________ t
Счеrчики импульсов. Подсчет числа импульсов яв­
яется одной из самых распространенных операций в устройствах циф­
овой обработки информации. Счетчики nозволяют резко повысить
:,чность обработки и отображения информации.
технике сейчас
рименяют несколько разновидностей счетчиков, поэтому следует
ривести их краткую классификацию.
По назначению все счетчики подразделяются на суммирующие, вы-.
итающие и реверсивные. По принципу счета они делятся на, двоичные
коэффициент пересчета k = 2") и с произвольным коэффициентом пе1есчета (k = 3, 7, 10, 12 и т. д.), к последним относятся и так называе1ые кольцевые счетчики, или распределители импульсов. И, наконец,
ice счетчики делятся на асинхронные и синхронные. Основными по­
�азателями счетчиков являются емкость, иnи коэффициент пересчета,
[ быстродействие.
Д в о и ч н ы й с у м м и р ующ ий с ч е т ч и к с п осл е д о в а т е л ь ­
� ы м п е р е н о с о м . Это одна из самых простых схем (рис. 7.34, а),
>На построена на триггерах типа Т или jK и работает в двоичном коде.-
/i На j- , и К-входы триггеров поданы единичные 'сигналы, поэтому они
:11 работают как счетные. Как видно из диаграммы работы счетчика
Ц (рис. 7.34, б), если исходное состояние всех триггеров - О, первым
�: входным импульсом, точнее его задним фронтом, первый триггер
: переключается в состояние 1, на входе второго триггера появляется 1,
но на этот сигнал он не реагирует и остается в состоянии О. Вторым
;·входным импульсом первый триггер переключается в О, на входе
·:; в торого создается перепад 1/0 и он тоже переключается в состояние 1,
l:1 третий триггер остается в исходном состоянии и т. д. Таким образом,
1' первый триггер переключается в противоположное состояние каждым
i :аходным сигн�лом, второй - каждым вторым, третий - каждым чет1,sертым и т. д. В результате счетчик будет заполнен, когда на вход
} будет подано семь сигналов, а восьмым он вернется в исходное со­
'': стояние - О. Из диаграммы видно, что "вес" сигнала с каждого тригrе­
}ра пропорционален· степени числа 2, поэтому счетчик называется
\'двоичным, а его максимальная емкость N= 2", где n -. число разрядов
:С(здесь n = З). При большем количестве триггеров емкость счетчика
( увеличивается.
,,
Недостатком этой схемы является то, что сигнал на последний
1::,rриггер приходит после срабатывания всех предыдущих, т. е. полное
:;время установления счетчика tn ;;i= ntу , где ty- время срабатывания
1V'/одного триггера.
.
Jf. Сч е т ч и к , р а б о т а ю щ и й н а в ы ч и т а н и е. Такой счетчик
· ;Получается, если переключить вход последующего триггера с прямого
')ra инверсный выход предыдущего (пунктир на рис. 7.34, а). Если пред­
t·tsарительно записsт�. в счетчик максимальное число (здесь 111), то, как
· :J· идно из диаграммы (рис. 7.35), :каждый
входной импульс будет умень\
�ать содержание счетчика на единицу и с приходом седьмого импуль:са
в счетчике останется нуль. Таким об.\
2
8
6
¾:разом, простым переключением входов Вх
: �Jcex триггеров, за исключением перво.,..___
t
{�, можно данную схему заставить ра- Q1
' · тать либо в режиме сложения, либо в
..._...___.___.___,.__.______..._ t
{ · �име вычитания. Однако произво- Q1
t
, ить эту операцию в процессе счета
ельзя, так как- почти всегда произой- �----------t
t,,т сбой; в момент переключения, ее- Рис: 7.35. Диаrрuоа рабо'l'Ы вы­
сигнал на последующий триггер читающего счетчика
- 170-
- 171-
' л..
7 .5. Счетчики, регистры
в.
""6-......_...____.....,....._
.
к+
а)
0,010..,----1
-1
1 о--___,;___,;__.______,.....______,..._____
.
J Т1
с
Вх
к
,с
5)
r-�.--,...-_-:_-:._-_-:,,.-:..-:..---- Вх i---"".........................
t
&, ,--........--..................1....-L_._........ t
L..U.�LL....IJL..JL.
к
с
к
L.
к
Рис. 7.38. Декадный счетчик и диаграмма его
работы
1
Рис. 7.36. Реверсивный счетчик
11зменится с 1 на О, этот триггер переключится при отсут�твии вход­
ного сигнала.
Р е в е р с и в н ы й с ч е т ч и к . Для постр,оения такого счетчика
следует применить схему синхронного счетчика, в которой переключение всех триггеров производится одновременно, а направление счета
определяется логическими элементами, установленными между триг­
герами.
Как видно из схемы (рис. 7.36), в режиме сложения осуществляется
передача сигналов на входы последующих триггеров с прямых выходов
предыдущих, а в режиме вычитания - с инверсных, т. е. так, как рас­
сматривалось раньше. Но изменение направления счета не приводит
к ложным переключениям триггеров, так как сигналы на сложение
и вычитание проходят по разным шинам.
Счетчики с произвольным коэффициентом пересчета применяются
в тех случаях, когда необходимо получить k-:/= 2", в частности 3, 7, 10,
12. Для этого следует устранить "лишние" состояния счетчика. Наибо­
лее простым способом, позволяющим получить -любой коэффициент
пересчета, является следующий. Все входы сброса в О (входы Cl или R)
объединяются и подключаются к логическому элементу И. Входы этого
элемента подключаются к тем выходам триггеров, на которых появ­
ляются логические единицы в тот момент, когда необходимо прекра­
тить подсчет импульсов (рис. 7.37). Например, если надо по�троить
счетчик с k = 13, то 13 10 = 11022 и на элемент И нужно подать сигналы
с прямых выходов первого, втоQ" рого и четвертого триггеров и
инверсного выхода третьего.
Тогда при nоступлении тринад­
цатого входного импульса счет­
чик на очень короткий момент
времени переключится в со­
стояние 1101 и затем перейдет
в 0000. Если этот момент (состояние 11О1) не опасен, то схе.
.
Рис. 7.37. Счетчик с произвольным коэф- ма удовлетворяет всем требо­
ваниям; если в такой момент
фициентом пересчета
- 172 -
02 r----
-..,__--L_......__ t
a'J ,....___.....___.a.,__t
Q"
-------L.---JL.
t
/r,
:;:возможно появление помехи на подключенных к счетчику элементах,
;�то нужно искать другие методы.
i . Так, в счетчике с k = 1О (декада) можно обеспечить такое соедине­
{Иие элементов, которое... не дает ложных комбинаций (рис. 7.38). Как
�_видно из схемы, первыи тригrер обеспечивает коэффициент пересче­
\ТВ k = �2, а три следующих - k = 5. Следует обратить внимание' что чет�.
·_ ертыи триггер требует двух j-входов. Работу схемы достаточно легко
· оследить, пользуясь диаграммой, кстати .счетчик до состояния
,; 001 (9) работает в режиме двоичного. По такой схеме, но с добавкой
едустановочных входов работает счетчик К155ИЕ2.
В счетчиках иногда следует предусмотреть коэффициенты пере­
чета k = 3 и 7 (рис. 7.39). Первая схема пояснений не требует. Вторая
, роме триггеров требует два логических элемецта. Корректность ра.·
ты схемы очевидна из таблицы состояний.
Пользуясь рассмотренными выше схемами с коэффициентами k = 2,
, .., 4, 5, 7, 8, можно строить счетчики с k = 10, 12, 24 и т. д. Это достигает­
следовательным включением простейших счетчиков, когда kI =
i!1�
.;,;'Oi ki. В частности, счетчик К155ИЕ4 с k = 12 вып�лнен с использова­
- ем схемы с k = 2 · 3 · 2. Причем, если Tl на входе, то счетчик рабо­
ет с кодом 1-2-4-6, а если Tl на выходе, то 1-2-3-6 (рис. 7.40).
<Следует отметить, что построение реверсивных схем счетчиков
2 довольно затруднительно, поэтому промышленность выпускает
•'!. лько реверсивные десятичные декадь1 (К155ИЕ6); они рассмотрены
пециальной литературе 3 .
[ ]
it
)
tt
'\:.
5)
k*
Вх
f
Счетчики с коэффи­
_.
,: ентами пересчета з. (а) и 7 (б)
- 173-
ъ
Qf
Т2
т;
с
п
.
J Т2
с
j
с
с
а)
а"
а�
а2
Т4-
U/
Q2
Q;,
J TJ
с
к
R
Вх
а,
Q2
t
t
t
Q;, .._____,L__---1.__ t
Рис. 7.42. Счетчик Джоисоиа (а) и диагра№dа его работы (б)
Регистры. Регистрами называют устройства, предназначенные для
Рис. 7.40. Счетчик К155ИЕ4.
асп редел ит ель им пу льКо л ь ц е в о й с ч е тчи к , и л и р
движения сиг нала по кольцу из
с о в . Предназначен для организации
происходи: пр� пода­
причем продвижение его
,
е
ров
г
риг
т
к
их
оль
неск
еишии счет­
ктового сигнала). Прост
че каждый раз управляющего (та
7.41. Если один (первый) триггер усtа­
к
чик та кого типа по азан на рис.
та к­
ные - в состояние нуль, то каждым
новить в состояние 1, а осталь
благодает продвигаться по кольцу
товым сигналом информация 1 буд
оль­
п ределители могут быть исп
рас
ие
Так
.
ров
е
г
риг
D-т
вам
т
йс
сво
. ря
обеспечивающими поочередное
зованы для управления ключами,
к �ент�
о периферийных �бъектов (датч�ков)
подключение как их-либ
ов. Недост атки этои простеишеи
раnьному бщ,ку обработки сигнал
выходов,
тановки, количество
схемы - необходимость узла предус
факт, что если случайно в цепочку
равное числу триггеров, а также тот
к и будве (или больше) единицы, то они та
т риггеров будут записаны
ить последний недостаток мож­
. дут циркулировать по кольцу. Устран
решать
ент, который будет раз
но, если использовать логический элем
а остальные находятся в нулезапись 1 в первый т риггер только, когд
вом состоянии.
жонсон!
Более совершенным является так называемьtй сче!чик Д
с однои перекрес тнои
(рис. 7 .42, а), который составлен из триггеров jK
одного триггера в 1, а 110·
связью. Эта схема не требует предуста новки
ению
едовательному заполн
дача тактовых импульсов приведет к посл
что показано на диаграмме
счетчика единицами, а потом нулями,
состояний возможно и здесь.
(рис. 7.42, б). Но появление "лишних"
I
а.)
Вх
":/ст.___......,__...,.___.
5)
Qц Вх
1--..u..-J.1.....LL-,.U....��- t
а, 1--...L,---.&.---'--- t
а21--...L,--'---__._�-t
Q3 L------L---_.- t
Q"
Рис. 7.41. Кольцевой счетчик (а) и днаст - установоч-(У
б)
(
оты
раб
го
е
rp&),048.
и
ый вход)
- 174-
t
приема, хранения, передачи информации, а также для преобразования
последовательного кода в параллельный. Регистр составляется из це­
. почки триггеров, и в зависимости от способа записи и выдачи инфор­
•\ мации различают параллельные, последователь ные и параллельно- по­
>: след�ватеnьные регистры. Все они могут быть рассмот рены на примере
·
.
;.. однои схемы (рис. 7.43).
. . Если на установочные входы триггеров одновременно подать тре­
{,
·; • буемые сигналы, то т риггеры примут соответствующие состояния и ин­
' : формация с их прямых (или инверсных) выходов может быт ь передана
;
:, ( no назначению. Получился регист р с параллельным входом и парал­
.-nеnьным выходом, достоинством которого является быстродействие
t;
ti.i·�.: (весь п роцесс занимает один т акт), а недос т атком - большое количест-­
;1;1во соединительных линий.
Если соединить все триггеры D-типа последовательно� то, подавая
:;;\·:И
·. & вход первого триггера одновременно с тактовыми информационные
· :сигналы (например, 1011), можно заполнить регистр этой информацией
�;
i�a четыре (в данном случае) та кта. Первой в Tl войдет последняя
J�
}!; единица, �торым тактом она перепишется во второй триггер, а в
k�ервый воидет предпоследняя �диница, третьим тактом информация
1 �одвинется еще дальше и, на конец, в регист ре будет записано число
1
Э
н
{'�011. ту и формацию можно снять с параллель ных выходов Q1 , Q2 ,
,
а
можно,
Q4
�одавая на синхровход �ще четыре тактовых импуль­
. � ,,пр толкнуть...., ее на последов�тельныи выход, причем в том же по·
�
}
,;;Рядке
первыи вошел - первыи вышел" (FIFO - first in - first out).
"
последн:м случае регистр имеет толь ко два входа {информационный
тактовыи) и один выход, но процесс записи (и вывода) длится доnь­
' чем в схеме с параллельными входом' и выходом, в п раз, где п . ело триггеров. Если требует· регистр, который может
игать информацию впра130 и
. nево, то используют реверные
схемы,·
например
{J�,
,J
JSSИP13 [З].
с
. ·. Иногда применяют регист­
� работающие по принципу
____.,.____.,.___.._ и,,
,: ервый вошел - последний
, ел (LIFO - last in - first out) Рис. 7.43. Регистр
,, '
� 175-
(как патроны в магазине автоматического оружия). В это м случае
запись информации ведут, продвигая ее вправо (или вниз), а выво д­
при продвижении влево (или вверх). Такие регистры, получившие
название стеков, широко использую тся в микропро цессорной технике.
5)
а)
Т1
7 .6. Сложные комбинационные схемы
Под сложной комбинационной схемой понимаю т
такое устройство, ко торое выполняет или несколько про стых ло гичес­
ких функций, или одну сложную и при этом собрано в о дном кор­
пусе ИМС.
Одна из таких_схем - К155ЛН1, в корпусе ко торой собрано шесть
инверторов, показана на рис. 7.44, а, более сло жная 2-2-2-ЗИ-4
ИЛИ-Н Е (К155ЛРЗ) - на рис. 7.44, б. Схема заменяет четыре элемента И
(три двухвхо довых, о дин с тремя входами), по дключенных к четырех­
входовому элементу ИЛИ, с инверсией на выхо де, и все собраны в од­
ном корпусе. Понятно, что применение таких элементо в может резко
сократить аппаратурные затраты при создании сложных комбинацион­
ных схем.
Сдедующей группой таких схем являются преобразователи ко­
дов - дешифраторы и шифраторы.
Дешифратор. Дешифраторами, или декодерами, называют устрой­
ства� служащие для преобразования двоичного (двоично-десятичного)
кода в унитарный. Они чаще всего применяю тся при преобразовании
сигнала, заnисанно го в двоичном счетчике, в сигнал, по даваемый на
один из индикаторов. Из всех п выходов дешифратора активный
уровень имеется только на одном, номер ко торого соответствует по­
данно му на вход двоичн�му числу (рис. 7.45).
Если дешифратор имеет п входом, m выходов и использует все
возм ожные.наборы вхо дных,переменных, то m = 2" и дешифратор на­
зываю т полным, в отличие от неполно го, испо.рьзую щеrо часть во змо ж­
ных вхо дных комбинаций. Так, дешифратор З-8 (три в восемь) - пол­
ный, а 4-1О (четыре в десять) --: неполный.
Иногда дешифратор имеет специальный разрешающий (стробирую­
щий) вхо д Е. Если Е = 1, то дешифратор работает в обычном режиме,
если Е = О, на всех его выходах - нуль.
5)
а)
Если используется дешифратор,
а,
8с 1
рассчитанный на число входов, мень­
шее требуемо го, возможно каскадное
включение схем. Промышленно сть вы­
F
пускает дешифраторы типа 3-8, 4-10,
4-16 (по следний в корпусе с 24 выво да­
ми - К155ИД3).
IIlифратор. Выполняет операцию,
обратную дешифрато ру. Классический
Рис. 7.44. Сложные комбина­
ционные схеыы 6 НЕ (а) и шифратор (ко дер) имеет m вхо дов и n
выходов и при подаче сигнала на один
2-2-2-3 И - 4 ИЛИ-НЕ (6)
- 176 -
Т2
TJ
----
1
1
1,
--,1
.Е
Е
,,
1
1
1
1
1
1
1
1
-,
I
1
1
1
--=
::::=:::1
..__
L
------- ----
s. Схеыа. (а) и условное обозначение (6). декодера
Рис. 7.4
. tоnько �дИн) вход на его вых
о де появляется дв о
ичный код, соответ­
·•· ующии номеру возбужденно го
входа (рис. 7.46). Число вхо до
в и вы. одов связано соотношением m
= 2" Е
к
оличе ство вхо дов
пре:.ышает возможно сти схемы' можно обе��:ить их кас
кадн
о
е
вкл
ючее IIIифраторы
о
ю
для преобразования унитарно г
:
о
:
���
или
���
' о�чно-десятичн
о д д ля управления
сем
иил
и девятиrм
м индикатором. Схема шифрат
ора К161ПР1 по казана
: с. ;�;�
на
. Е
:::м�а�он преобразования функции не описывается известными
ав
' имеет произвольную форму' т
;
о единственно й приемл
емой
С]}
Юо 1 2 J ч s 6 1
1 А
2 А
т-t1,.i,f--+
+--++-+
-1--1-11
а)
А1
J А
О
-----.tw... а
t�ъ
2---. �с
J­
lf-
7.46. Условное обозначение
(а) и
(6) кодера
,,')
�ак. No 139
,'1
·:;,
i.'1,
�/"
6)
ь
с
d
е
f
9
Рис. 7.47. Схема шифратор
а (а) дпя yri­
P&ВJJeиI01 семисеrwентным инд
ИI<ато­
ро:w (6)
- 177 -
блица 7.4. Табшща ИС'l'ИННОСТИ аеwн светофора
в
,
А
42
о
1
о
' 1
з
1
о
о
о
'
ж
к
о
о
1
о
о
Таблица 7.5. Табпица ходера
А
в
о
4
1
2
3
1
1
1
3
о
о
римечаиие. З-3елеиый; Ж-жеmый; К-красный
ормой задания преобразователя кода становит�я таблица, в которой
ается перебор всех вариантов. Например, необходимо построить
бычный свето фор, управляемый двухразрядным двоичным кодом.
тот закон может быть записан в виде табл. 7.4 и 7.5.
Анализ табл. 7.4 дает возможность для трех в�ходов системы В
истема
А- входнойкод)получить: З=а1а2 , Ж=а1а2 , К=а,а 2 +а1а2
:
., пользуясь этими уравнениями, построить схему (рис. 7.48, а J.
Схема достаточно простая, но решить эту задачу при большем ко1ИЧестве входов и выходов может оказаться весьма затруднительно.
1 этом случае лучше использовать пару декодер-кодер. Число входов
�екодера равно числу входов всего преобразователя, а число выходов
:одера - числу выходов преобразователя. Соединение декодера и ко­
tера выполняется по закону табл. 7.5, причем в нейА- порядковый
[ОМер входного сигнала (код а а2 в первой таблице), а В - двоичный
сод выходного сигнала (рис. 7.4k, б). Часть выходов декодера и входов
содера может не использоваться, а если нескольким входным комби1ациям соответствует одна и та же выходная, то соответствующие вы­
соды декодера объединяют на элементе ИЛИ, выход последнего по�ают на нужныйвход кодера.
.Программируемая логическая матрица (ПЛМ). Исключительная
1ростота синтеза произвольных кодовых преобразователей по прин­
l'(ипу декодер-кодер привела к появлению ИМС средней и большой
1
а.)а1----
к
а
о)
2
J
"
s
1
2
4
/(
ж
а1
а"'
111 1
f.c
Е
'1
111 1
У1
т.
У2
1
.Рис. 7.48. Схемы управления светоф.ороw на логических элеыен­
тu (а) и на базе преобразователя декодер-кодер (б)
- 178 -
о)
о CJl
J.
о---�-з
а,
а)
ж
...._____,.1
'Степени интеграции, специал
ьно предназначенных для ре
?:/,:·таких преобразователей_
ализации
ПЛМ.
,.
Условное обозначение ПЛМ
ее функ циональная схема по
на рис . 7.49. Матрица имеет· п :
казаны
вх дов ( .
)
эле
К
мент
И,
ов
;
lJn
•
•
подк
01
енны
�
л ю­
к
х
о всем входам и и инве иям,
:,�ч
вы
ход
ы
с
хем
И
с
оздаю
т К вер­
{t,икальных шин; m элементов Иft� ' вход
ы
кот
оры
х
подключены ко
�:·всем вертикальным шинам
'
э
к
ле
мент
ам
"
\�модулю 2 ' выполняющим :л:��оды
" сумматоры по
р
ля
емы
инве
рторов, последние
;,ае рез элементы И подают вJ'ходн�е �
�
и
нал
ы.
а
вт
ор
ые входы выход­
ы х инверторов подаются р
азрешающrие сигналы
лючены специальные перем
Е. В линии связи
ычки
ы
мож
но
выборочно разру­
". ать (выжига ть), оставляя лишь т: ;��J' :о
торые нужны потребите. ПЛМ. В ряде случаев он сам
имеет возможность сделать это
.
,
.. Таким об азом' с
уж
ные
связ
и
на
вход
ах
�::�:::
iх
:
э
лементов И
ИЛИ, а так е на
нтов
которые могут или переда­
ть сигнал без инверсий или и
М2,
нв ертироват.ь его, можно на ПЛ
чивать любое перекощ
М обесализовать систе. му лоrич�: �":е в:одн�го сигнала, в том числе
к
фу ции. руппа исполь�ован
ных
1 �ентов И образует неполн
ый дешифратор,Га группа з
аде
иствованэлементов ИЛИ - неполный
ши фратор. Если сложность р·
еализуеи" ф ункции превышает возм
ожности одной ПЛМ' можн
о использонесколько аналогичных струк
тур.
.
. Обычно ПЛМ имеет 8 ... 16
входов, 24 ··· 96 элементов И .
аnьных шин) 4 ... 12 выход
(вертиов. Например, 556РТ1 им
с
енно 16-48:_8.
К
еет оответ-
у.,.,
Е'
.
-.
Рис. 7.49. Условное обозначение (а) и Фуюtционалъиая,схеиа (б) ПЛМ
1
- 179 -
Если бы ПЛМ имела число элементов И равное 2 m (m - число вхо­
ов), то получилось бы постоянное запоминающее устройство (ПЗУ)
:м. п 7.7).
Мультиплексоры и демультиплексоры. Так5:1е элементы очень
1ироко применяются в эnектронных устройствах.
Мультиплексор (рис. 7.50, а, б) обеспечивает подключение одного
[Э нескольких входов к единственному выходу, причем номер под­
�лючаемоrо входа также подается на мультиплекtор в виде двоичного
�ода. Например, если в схеме (рис. 7.50, а) адресный сигнал, _записан
� форме А 1 = О, А 2 = 1, то к выходу будет подключен вход D2 ·и т ...д.
�улыиплексор может иметь разрешающий (стробирующий) сигнал.
Iри необходимости коммутировать много входов возможно каскадное
зключение простых схем. Мультиплексоры иногда называют селекто­
рами, или коммутаторами.
Демультиплексор (рис. 7.50, в) выполняет обратную задачу - под­
ключает один вход к одному выходу, выбранному из нескольких с по­
мощью адресного сигнала. В роли демультиплексора можно исполь­
зовать декодер, если к его разрешающему входу В подключить вход­
ной сигнал, а на адресные вх(.\)дЫ подавать коды адресов приемников.
Такой декодер с В-входом наэываЮ'l' декодером- демультиплексором.
Мажоритарный (кворум) элемеш. Используется в тех случаях,
когда необходимо обеспечить повышенную надежность работы какой­
либо системы введением аппаратурной избыточности, в частности
использованием , трех параллельно действующих блоков. Выходные
сигналы всех трех блоков поступают на кворум-элемент, который фор­
мирует из них выходной сигнал по принципу " два из трех". В этом
случае при отказе одного блока сигнал на выходе кворум-элемента
будет таким, какой имеют два оставшихся.
Простейший кворум-элемент может быть собран на базе трех
элементов И и одного ИЛИ (рис. 7.51). Для этой схемы М = аЬ +ас+ Ьс.
Анализируя таблицу истинности (табл. 7.6), можно убедиться , что М
всегда будет совпадать со значением, которое имеют все или, по кр·ай­
ней мере, два входных сигнала.
Рис. 7.50. Схема мультиплексора (а), ус­
ловное обозначение мультиплексора
(6) и демультипл�ксора (в)
о)
А,
А2
F
___
11J-+--+-1--+-+-�
[
Do
1J1
а
112
1/3
- 180 -
Таблица 7.6. Таблица ИС'l'ИННости
зпеыента
ь
а
с
1
1
ь
о
о
о
Рис. 7.51. Простейший
юзорум-злемент
, Таблица 7.7. Развер
m.nw..
Н}"tая raб·--.
Входы
ь
с
о / о
о
1
1
о
1
1
м
о
о
о
1
о
1
1
о
о
1
1
1
о
-
ИСТЮfности юзорума--злемен
та
Выходы
СР
о
о
о
1
1
1
Входы
МР
о
о
1
,1
квор ум
м
с
а
ь
1
1
1
1
о
о
1
1
Выходы
с
м
СР
о
1
о
1·
1
о
МР
1
о
�
�
�
�
',При_ы е ч а ние. МР и СР
-ыл
а
дш
ий
и старшии разряды двоичн
.',t(&aaвwero канала.
ого числа - адреса от.
;
1�,
---,��
======-----!
, Более сложным является квор
Ум-элемент, который не только обес : ечиваеt-. указанную выше - ФУнкци
ю, но и определяет отказавший
nем
ент
(ри
с.
7.5
2)
.
:-х: Синтезировав по данным
табл. 7. 7 логические функции для
; �одов, можно получить
всех
i'
М = аЬ + ас + Ьс; СР = ь е с;
МР = а е с.
СJмыатор. Это простейшее цифро
�вое
ус
троис
тво, предназначенное
слож
ения двух чисел, заданных в дво
я
аналогичны обычным арифметическ ичном коде. Правила сложеим опера:
а
+ 11 , +1011
, 1
м
1110
4
b
с
25 ' 11001
-
В)
MS
а
:\ Таким образом" в каждом ра
де (кроме са
,, ro младшего) складываются двазря
чи
сла А'- и В-' и
,, нал переноса pi -1.
--- . �днораэрядный сумматор состо
ит из двух комционных схем (рис. 7.53), одна сл
- ов
ания суммы s' вторая - для оп- ужит для фор
ределения pi .
- 181 -
-.......-+-f
а CJJ
о
-
СР
МР
Рис. 7.52. Кворум­
элемент с устрой­
ством поиска отка­
эавwеrо элемента
1
Pi
=:i====::;::�
· Е сли А> В, то в этой схеме Pi = l; развитие схемы получило назва­
ние компа рато р величины. Он дает возможность определять А = .В,
А > В и А < В и имеет три выхода. Схема компаратора величины а нало -·
гична схеме много разрядного сумматора, только на вход переноса
необходимо подать единицу (Р0 = 1). Тогда выход пе реноса - сигнал
pi - будет раве н нулю лишь в том случае, е сли А строго ме ньше В. Р а­
ве нство сигнал а S нулю буде т призна ком того, что А = В, а если S + О
и Pi = 1, то А> В (рис. 7.56).
а
Таблица 7 .8. Таблица сумматор
А;
В;
о
о
о
.о
1
1
о
о
о
о
1
1
1
е с емы оцн ораз�
Рис. 7.53• к. оыбинированны х
то а
ря· цноrо полного сумма �
1
1
1
Р;
о
1
о
1
о
1
о
1
I
о
1
1
о
1
о
о
1
\ Р; +
1
о
о
о
1
о
1
1
Сказанное можно проверить следующим примером:
1
бл. 7.8.
суммато р�представленаQта
Таблица состояний этого
у стройство, отлиом бин ационн е
азывае с
м
р
о
ммато
усу
�
� :мато ра отсутствием сигнала пе ре но­
По�
оrо
яд
р
аз
р
!
�
чающееся от одно
суммато ра.
ыи мл а ший разряд
сам
р
в
ь
п
э
то
�
m
n с�едовате льным переносом по каса , фактиче ски
о
с
р
ммато
су
Мноrо разрядныи
е суммируются
в каждом р азряд
мы
,
х
е
с
з
и
н
о
ид
к
а
К
.
дую­
в
зан на рис. 7.54
ний пе едается на вход р сле
п
ос
и
ся
S
т
p
ю
иру
м
р
тся
о
вае
ф
Р
;
i'
��ато а К155ИМ2. Он назы
А, В и ,
с
г
о
о
а
т
р
м
к
щеrо разряда. При е
�
�
как процесс сложе ния
ым е е но ом так
льн
ате
в
е
д
о
сл
с
п
о
м
Р канч�вается старшим, т. е.. чем
сумматоро
. начинается с младшего разряда и за
жения. Для ero
е идет проц есс сло
ль
д
о
ем
т
а
,
л
чис
в
� а раллельным и групповым перебольше разрядо
п
мматоры
су
т
ю
ня
ме
и
пр
я
ускорени
амки чебник а.
мот ре ние
с
с
а
р
де
их
о
н
,
м
с
о
но
e схеJы формируют на выхоух
Uифро:вые схемы срав
подаваемых на вход :п.в
е, при раве нстве
ниц
е
ди
й
ы
в
н
р
а
л,
F = 1 если А = В1 ' А 2 = В2
сигна
е
ел А и В
чис
ы
х
дн
зря
р
а
'
двоичных мноrо
х�му мн�rораз�дн оrо
о использ :в ть с
бн
о
уд
ли
е
ц
- S -й
то
э
я
д
и т. д. л
то А 1 + В1 --1
ю
рси
В,
ве
ин
и
А
л
а
ать сигн
сумматора. Если на него п-од
Аналогично во втором разряде А 2 + В2 =
О
.
р
а
с
о
н
е
р
е
1
п
= 1, а сигнал
поразрядном равенстве кодов
а ким об разом, при
Т
д.
.
о
т
и
=
р
_
=
1
_
- S2
' 2
ра S 1 _
- S2 = э
а выходе суммато
н
В
В
)
и
.
2'
з, �4И (F=l)
1'
А 1 , А�, Аз, А4
и выходом Pi= O (рис. 7.55
емои
сх
е
��я
у
ир
кс
фи
= S4 = 1, это
.
.
-А
в
�- �
s
в в
Ро =О
SM
А1
81
S
р
А2
SM
82
А"
в"
SM
s
р
51
1
Р1
SM
Р2
s
5;1
р
Р"
Рис. 7 .54. Миоrо­
разряДНЫЙ. сумы&­
тор
р
Рис. 7 .55. Uифро­
вая схеыа срQне-
ния
- 182-
Рис. 7.56. Коыnаратор вел•
чины
1
-А
в
_12
12
+1101
+0011
1
-А
в
+1011
+0011
_11
1
12
0.1111
1.0000
=
=
Р 1, S= О;
Р 1, S :f= О;
Р= О, S,# О.
Вычитание из числа А числа В заменено прибавлением к А обратного кода
числа В (его инверсии) и еще единицы младшего разряда.
Упрощенная схема компа ратора вел�tчины показана на рис. 7.57, ее
ан ализ не вызы вает затруднений.
К сложным комбинационным схемам относятся также цифровые
умножители, схемы контроля щ�редава емой информации по четности,
инкреме нторы, схемы контроля логических прео бразований и ряд дру­
гих, но они не входят в программу данно:rо курса.
Kpolyle сложных комбинационных схем в цифровых системах нахо�
· дят приме нение и сравнительно несложные устройства, но позволяю­
щие решать многие практиче ские за да чи.
Таймер. Аналого-цифровая многофункциональная интегра льная
. схема предназначена для выполнения самых разнообразных функций.
:\', Она, � частности, применяется для создания генераторов сигналов раз­
!',:: личной формы, фо рмировател ей импульсов, прео бразователей и т. п.
! Таймер является необходимой составной частью всех современных
, микропроцессорных сис тем и микроЭВМ.
Упрощенная принципиальная схема одного из самых распростра­
'i: ненных таймер ов К1006ВИ1 показана на рис. 7.58; его за рубе жные
11, аналоги - SESSS, NESSS.
,
.
'
В состав схемы входят два компа ратора Al и А2, RS-триrге р,
;,. входнои прецизионныи делитель напряжения, выходнои усилите ль
, мощности УМ, а также элеме нты блокировки и разрешения. РезистивНщй делитель Rl-RЗ задает пероговые значения для компа рато ров.
\Через вывод 5 их можно регулировать, н е ме няя напряжения питания
,t(в
ывод 8), которое , в принципе, может устанавливаться в довольно
1
· tuиро ких пре де лах (5 .•. 15 В). Так ка к в се с опр отивл е ния равны, то
,!п9роrовы напряжения для компараторов составляют соответстве нно
2
i,�/ з Un и 3 Un . Компарато ры предназначены для управления триrтером,
�k
i
82
_13
12
+1101
+0011
1.0001
3
::�;::J
А<В
А=В
А>В
'W
rf/1-�(u ' 1
,....
-
1
- 183-
R
А>В
А
1
А=В
А<В
8
Рис. 7.57. Упрощенная
схема цифрового ко:мпаратора
VT1
1
1
1
1
J
7
и;_
U7
с 8х
o-tr-----....1
Рис. 7 .58. Упрощенная принципиапьная схема таЙМера
1----t----L-.1-....JL.....L--L...L__t
___.......,__-::----t
Вх
',
Рис. 7.59. Работа т�ЙМера в режиме одно
вибратора: а -схема вклю_
чения; б - диагра
мма
Схема может обеспечить �ирокий диапаз
он длительности импуль­
сов: Лt = l , l RC, где R = 1,0 кОм ... 10 МОм, С=
100 пФ ... (,О мкФ.
Если подключить внешнее управляющее
напряжение и, на вход
у
5 ,ю
- Время нарастания выходного сигнала не
более 100 нс максимальныи выходнои ток 100 мА.
Для за- щиты от помех целесообразно к выв
оду 5 подключить шу�­
тирующии конденс-атор C емкостью порядк
а
w
0,01
мкФ.
·,
Для работы таимера в режиме мультивиб
ратора к нему надо подключить два внешних резистора и конден
сатор (см
работает . следующим образом. При подаче пита . рис. 7.60). Схема
ния конденсатор
ря�ается через R 1 + R!. Как только напряж
::
ение на входе б достиг�
т /3 U", триггер таимера переключится,
на выходе устройства
появится О; транзистор VT 1 откроетс
я,
напряжение на конденсаторе начнет сни
­
жаться, и как только оно достигнет 1/ и,
ll"
8
(на входе 2), схема. снова переключ:тс�
и т. д. Для этой схемы
7
Вых · /
R1 6
с,
1
Лt � 0,7(2RJ + R2) С.
/
- 184-
ч
6
__________ J
на входе которого формируются прямоугольные сигналы, подаваемые
на выходной усилитель мощности.
Транзистор VT2 служит для установки режима работы таймера;
если на вход 4 подано низкое напряжение (менее 0,4 В), то VT2 блоки­
рует вход усилителя мощности УМ и на выходе таймера будет напря­
жение, близкое нулю, вне зависимости от сигналов на остальных вхо­
дах (2, 5, 6). Это пассивный режим схемы. Если на вход 4 подано разре�
шающее напряжение (более +1 В), то таймер переходит в активныи
режим, а цепь блокировки уже не влияет на выходной сигнал. Запуск
схемы осуществляется подачей на вход 2 напряжения, меньшего, чем
снимаемое с делителя (1/3 Un ). Триггер при этом устанавливается
в состояние О, а на выходе инвертирующего усилителя мощности воз­
никает высокий потенциал (1), одновременно запирается транзистор
VTl. Сигнал на выходе таймера будет существовать до тех пор, пока
·или не будет подан сигнал "разряд" на вход 7 (коллектор транзисто­
ра VTl) и на выходе триггера появится 1, или на входе 6 не появится
напряжение, большее чем 2/3 U" .
Таким образом, дополняя схему таймера несколькими навесными
• элементами, можно получить различные схемы - одновибратора,
мультивибратора и т. д., причем временные интеJ)валы формируются
с высокой точностью, а возможность изменения пороговых значений
сигналов (путем подачи дополнительного сигнала на вход 5) и преры­
вания процесса сигналом на вход 4 делает схему весьма гибкой.
На рис. 7.59 приведена схема включения таймера в режим одно­
вибратора. Запуск схемы производится подачей на вход 2 отрицатель­
ного сигнала через цепь Свх , Rвх , VD, на йходе мгновенно появляется
положительный сигнал, начинает заряжаться конденсатор С через R
(ранее конденсатор был зашунтирован открытым транзистором VTl,
см. рис. 7 .58). Как только напряжение на конденсаторе достигнет по­
тенциала, равного 2 .з Un (или иного, заданного дополнительным сигна­
лом на вход 5), компаратор Al переключается, триггер устанавли­
вается в положение 1, на выходе ·схемы - О, через VTl мгновенно
разряжается конденсатор С и схема готова к новому циклу. Можно
прервать этот процесс, - подав на вход 4 (,,сброс") сигнаJ\ менее 0,4 В.
8
и"
о)
--.,._�2
:
Во�можны и другие схемы примене­
,. 1,1fия таимера: как формирователя импуль­
/ с ов, преобразователя R - Лt и т. п.
- 185-
Р111с. 7.60. Схема таймера, ра­
ботающего в режю,се ыупьти­
вибратора
1,,,1
7.7. Инди�аторные устройства
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
- 186-
е
е
Индикаторны устрой�тва (ИУ) являются необходи­
или изм р ния.
мым эл м нтом любой сист мы контроля, -управл ния
т м автоматики
Они пр дназнач ны для вывода информации от сис
ссов, использу ­
к оп ратору. В зависимости от вида физич ских проц
и т. п. вс индикатор­
мых для их работы, назнач ния, условий работы
п, подробны св д ния о которых
ны устройства д лятся на ряд груп
т указаны только
можно J:1айти в справочной лит ратур . Зд сь буду
распро­
наибол
принцип д йствия, назнач ни и основны свойства
ают,
азыв
н
их
стран нных в наш вр мя устройств индикации, или, как
ср дств отображ ния информации (СОИ).
дующи ИУ:
Виды ИУ. В совр м нных СОИ нашли прим н ни сл
накалива ­
ны
газоразрядны ; вакуумно-люминисц нтны ; вакуум
минисц нтны ;
мы ; полупроводниковы (тв рдот льны ); эл ктролю
ах.
жидкокристаллич ски ; на эл ктронно-луч вых трубк
льзу тся яв­
Г а з о р а з р я д н ы и н д и к а т о р ы . В этих ИУ испо
яд в газ . Как
л ни св ч ния, сопровождающ эл ктрич ский разр
о тока св тите�
было указано (см. гл. 2), при прот кании эл ктрич ског
автоэл ктроннои
прикатодная область, прич м использу тся явл ни
мого катода, но
(холодН()Й) эмиссии. Эти приборы н им ют накалива
вынужд ны работать при напряж ниях 60 ... 240 В.
ости циф­
Чащ вс го используются зна:кщзы индикаторы, в частн
ом баллон , за­
ровы , сц дующ й конструкции (рис. 7.61). В ст клянн
или их см си)
полн нном разр ж нным газом (н он, аргон , криптон
сколько (чащ
разм щаются один или два анода сетчатого вида и н
проволоки
вс го 1О) катодов, каждый из которых выгнут из тонкой
тоды распола­
в вид цифр, букв или математич ских символов. Ка
нии св рху)
гаются один за другим паралл льно торцу (при наблюде
в крайн м
или ст нк (при наблюд нии-сбоку), аноды (анод)- либо
"
свою группу
ряду, либо, сли их два, так, чтобы каждый "обслуживал
тором. П ри
н
катодов, при этом упроща тся сх ма управл ния и дика
а_нодом и одподач постоянного или импульсного напряж ния м жду
rо катода,
, ним из катодов н аблюдается св ч ни в форм работiiЮщ
бля мый ток газоразрядного
т. . требу мой буквы или цифры. Потр
да и со­
индикатора соотв тству т току нормального тл ющ го разря
мой
ажа
отобр
ставля т 2 ... 10 мА, срок службы около· 10 тыс. ч. Высота
в стацио­
цифры 9 ... 40 мм. Обычно такие индикаторы используются
знакосинт зирующи индикаторы
нарной аппаратур . Газоразрядны
ИТСlА прим няются р дко, но они бол экономичны.
нди�а­
В а к уум н о - л ю м и н и с ц н т н ы и н д и к а т о р ы . Эти и
прим н н и в стационарной и частично в п ­
т оры нашли наибольш
7.62).
р,': косной аппаратур . Выполн ны они сл дующим образом (рис.
н з� другим
В �т клянном эвакуированном баллон располагаются оди
анодов а, Ь ••• g, располо­
Ка rод К прямого канала, с тка С и от 7 до i О
зи­
женных в одной плоскости. Аноды выполнены в вид знакосинт й
ы
кажд
ом;
рующих металлич ских с гм нтов, покрытых люминофор
ся
с гмент им ет отд льный вывод, .. к которому прикладывает
е
f·доложит льно по отнош нию к катоду напряж ни . С тка
А
к
\; µр дназнач на для� управл ния током индикатора: при по­
·�_ложит льном напряж нии на н й происходит ускор ни
А
,\ эл ктронов, достигающих анода, при отрицат льном (нул 5
с·( вом) прибор запира тся. Св ч ни (люминисц нция) им т
,:( -м <:_то на площади того анода, до которого доходит электоон­
�� ныи поток. С гм нты индикатора показаны на рис. 7.62
(заштрихованы).
;! Вакуумно-ЛЮ)4инисц нтны индикаторы работают при Рис. 7.61.
.·напряж нии на анодах и с тк до 27 в·(что обл гча т их со­ Конструк:��пряж ни с полупроводниковыми сх мами управл ния), ция газо­
\>ток каждого с гм нта 1 ... 1,5 мА, напряж ни накала 0,8 ... разрядно­
фр ­
:? 3 В, ток накала, порядка 50 мА (у мноrоразрядных индикато- го ци о
вого / ­
: ров эти парам тры выш ). Срок службы 3 ... 5 tыс. ч. Иногда дикатоин
ра
:!,Р:-таки индикаторы используются в импульсном р жим .
{'
Вакуумны
накалива мы
индикаторы.
(Эти ИУ просты по конструкции (рис. 7.63)� В ст клянном ды; в _
.· баллон , откуда откачан воздух, разм ща тся к рамич с- баллон
?Кая или р ж ст клянная пластина, на которой монтируют­
;\·ся отрезки вольфрамовой проволоки, образующи с мис г-�::Ментную конфигурацию. К сегм нтам пода тся напряж ни порядка.
;З\ .. 6,3 В при ток прим рно 20 ... 40 мА. Вольфрамовая нить раскаля т(СЯ до0 т мп ратуры прим рно 1400 °С (лампы накаливания работают при
св ч ни хорошо просматрива тся ч р з ст нку баллона.
1;: 2500 С), и
:9'рок службы до 1О тыс. ч. К н достат кам таких ИУ сл ду т отн сти
i.. доста точно большую ин рцион�ость нити накаливания и сравнит ль но
"большую потр бля мую мощность.
·
П о л у п р о в о дяи к о в ы . ( т в р д о т л ь н ы ) и н д и к а т о р ы .
ованы
на использовании св тоизлучающих диодов (см. п. 1.3). Св .
, ени св тодиода происходмт за сч т р комбинации носит л й в зон
,-n-п р хода при прот кании ч р з н го прямого тока (рис. 7.64). ,Ч м
_ _ льш ширина запр щ нной зоны, т м больш эн ргия излуч ния,
1_��ем ближе к фиол товой �асти сп ктра
ща тся максимум излуч ния. В на-·
• �1
,...
;��ящ
вр мя для ИУ используются
-п
р
ходы, об сп чивающи крае­
·::,►,-n
,\�, ж лто и з л но св ч ни . С
:!:ув лич ни м прямого тока яркость
::•:евечения растет. При работ в н пр ­
i;Рыв ном р жим св тодиод тр бу т
6 В при ток 1 ... 15 мА, в импульс­
,:�ом-_ значит льно больш (ток до 1 А).
'!�Ветодиодны
индикаторы обычно
а Ь KcdeKC
ют малы габариты (высота знака
Рис. 7.63. КонРис. 7.62. Кон1
струкция ва.
�5 ... 5 мм, изр дка 25 мм), поэтому
струкция вa­
.�и нашли прим н ни в приборах
куумного па­
I<yywнo-JDONи,�ивидуального пользования (часы,
нисцентного
капиваеыого
индикатора
· ры, калькуляторы).
индикатора
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
\ 1
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
:-=.�с;:::
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
ее
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
!(' ...
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
l!w._ --е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
е
сtме
е
е
е
е
- 187-
е
е
е
е
L:ветодиодные индикаторы вы­
пускаются в виде как одноразрядных,
Тt,
так и мноrоразрядных структур с чис­
р
лом цифр д9 9 (АЛСЗ18), а также в ви­
де матричных устройств с числом свем
тящихся элементов 5 х 7 + 1 (ЗЛСЗ40А)
Рис. 7.64. Конструкция (а) и
и 8 х 8 (ЗЛЗ47А) и шкальных индика­
внеwний вид (б) светодиодного
индикатора (М - металлические
торов с неоцифрованной шкалой, соконт�ты)
стоящей из 100 элементов. ·
Э л е к т р о л ю м и н и с ц е н т н ы е и н д и к а т о р ы . В этих устрой­
ствах используется явление электролюминисценции в кристаллофос­
форах- кристаллических веществах, способных излучать в ультра­
фиолетовой и видимой части спектра под действием сильного электриqескоrо поля.
Электролюминисцентный индикатор (рис. 7.65) представляет собой конденсатор, одна из .обкладок которого- прозрачные электроды
различных формы и числа, вторая- металлическая подложка. Меж­
ду обкладками располагается люминофор, который начинает све­
титься при приложении к обкладкам, как правило, переменного
напряжения 220 В при частоте 400 и даже 1ООО Гц. Недостатком яв­
ляется довольно резкое снижение яркости свечения за первый период
работы (100- 200 ч), достоинствами- малое потребление энерг�
и возможность создания больших no площади информационнърс полеи
с равномерной освещенностью- мнемосхем, надписей, указателей.
Намечается nрименение электролюминисцентных индикаторов в теле­
визионной технике.
Жи дко к р и с т а л л и ч е с к и е и н д и к а т о р ы . Такие ИУ относятся к числу пассивных, т. е. они сами не светятся, а меняют свою про­
зрачность под· воздействием ряда факторов.
Изменение прозрачности жидкого кристалла (ЖК) (вещества,
имеющего в зоне нормальных температур удлиненную форму мо­
лекул) зависит от нескольких факторов [7]. Наибольшее применение
нашел так называемый твист-эффект (эффект
1
скручивания). Принцип действия его следую1
____
..,1
щий. При отсутствии электрического поля
2
1
>Г 3 (исходное состояние) в межэлектродном проl
4
межутке молекулы ЖК поворачивают nлос- - - - -�
5
кость поляризации видимого света. ПоэтоРис. 7.65. Конструкция
му, если поместить два поляризатора П, как
злектролюминисцентпоказано на рис. 7.66, Q, то свет от источника
ноrо индикатора
И свободно пройдет через ячейку. Еели подать
1 - стекло; 2 - токоnрово­
на обладки О наnряжение, то ЖК поворачи­
АJ1Щ&Я nленка; з - ·пюми­
нофор; 4 - аmоминиеаая
вает плоскость поляризации и свет через ячейку
пленка; 5 - изоляцион-'
не проходит (рис. 7.66,б). Таким образом, ячейка
ное покрытие
б)
CL)
l
§f
- 188-
а)
о
п
п
о
5)
о
п
0�
п
о
о---1
"'U
индикатора может или пропускать, или не пропускать свет, а если за
вторым поляризатором поставить отражатель, то она будет или свет­
лой (прозрачной), или темной. Особенностями работы индикатора
являются очень малое потр�бление энергии, вьJсокий контраст изобра­
жения и малый уровень питающих 11апряжений (1,5 ... 6 В), что делает
его очень удобным для работы совместно с МДП-ключами в системах
с ограниченным ресурсом .питания (наручные часы, микрокалькулято­
ры и т. п.). К недостаткам относятся (помимо работы от внешних источ­
ников света) невысокое быстродействие и ограниченный диапазон тем­
пературы окружающей среды.
И н д и к а т о р н ы е у с т р о й с т в а н а э л е к т р о н н о - л у ч е в ы х,
1. т р у б к а х . В последнее время такие ИУ находят все большее распро
­
странение. Это связано с тем, что в качестве систем, обеспечивающих
передачу оператору обобщенной. информации, все чаще начали приме­
няться дисплеи, сопряженные с микроЭВМ и другими средствами
вычислительной техники. Экран дисплея позволяет передать операто­
ру информацию в любой форме- в цифровом виде, в виде мнемосхе­
мы, в матричном и многошкальном изображении и т. д., т. е. имеет
очень большую информационную · возможность. Неудивительно, что
первые дисплеи такого назначения появились в кабинах летчиков
с�молетов, у операторов, следящих за сложными технологическими
процессами, например на АЭС, и т. д. Рассмотрение процессов отобра­
жения информации на экране электронно-лучевой трубки выходит
за рамки книги.
Схемы управления индикаторНЬJМИ устройствами. Вне зависимос­
ти от типа ИУ методы управления ими делятся на статические и дина­
мические. Статические методы opra+U a,
. низуются сравнительно просто, но
целесообразны только при малом
числе разрядов индикатора. Пример
статической схемы дан на рис. 7.67.
Напряжение питания индикатора
подводится к сетке вакуумно-люми­
нисцентного индикатора непосредственно, а к сегменту индикатора.::- с помощью ключа на транзисторах
VTJ и VT2. Первый имеет канал п-ти- Рис. 7.67. Статическая схема уnрав­
па, а второй - р-типа. При входном ления индикатором
Рис. 7.66. Принцип действия жидкокристаллическоro индикатора
- 189-
сигнале, соответствующем 1, транз истор VTl открыт, VT2 закрыт; VTJ
шунтирует участок сегмент- катод инд икатора, а так как закрыт VT2,
то напряжение на сегменте близко к нулю и свечения нет. Ток, по­
требляемый схемой, практически равен·нулю. Если на входе логичес­
кий О, то VTJ закрыт, VT2 открыт, к сегм енту приложено напряжение
Ua и �н светится; так как , VTJ закрыт, то ток через ключ тоже отсут­
ствует. Такой же принцип управления, только с разными вариантами
выходных ключей, применим и для других типов инд1Jкаторов.
Недостатком статического метода является то, что при числе раз­
рядов индикатора 8 ... 1О количество линий связи схемы управления
с индикаторами резко возрастает. Так, для рассмотренной конструк­
ции для п = 8 требуется 8 · 9+ 8 · 1+ 8 · 1 = 88 линий (сегменты, сетка,
катод). Поэтому для м ногораэрядных и ндикаторов более предпочти­
телен динамический метод управления. Он заключается в том, что при
использовании ; • например, не<;кольких газоразрядных и11дикаторов
(каждый с анодом и 10 катодам и) все одноименные катоды объед и­
няются и на них от постоянно действующего генератора со счетчиком
поочередно подаются импульсы отрицательной поnярности (рис. 7 .68).
Например, для индикации, цифры 301 ... 9 сигналы на аноды форми­
руются по следующему закону: на первый индикатор положительный
сигнал подается, когда на всех катода № З есть отрицательный сигнал,
на второй индикатор- при отрицательном сигнале на всех катодах
№ О, на десятый- при отрицательном сигнале на катодах № 9 . и т. д.
Нетрудно увидеть, что эаrорятся те индикаторы, на которых будут од­
новременно и плюс на аноде и минус на катоде. Чтобы не было мига­
"
ния", необходимо, чtобы частота следования пачек" импульсов на
"
катоды была бы больше 25 Гц. Так как скважность сигналов на каждом
индикаторе равна 1 О, то они работают в импульсно м режиме и могут
им е.ть несколь ко увеличенные токи.
А1
А2
At
о _.,-+-+--i�--+--+-�......+--+--......-+-+--1--+---.....__-__.
1 --+--i�--+--+-�--+---'т---+-+--1--+---------'
2--+-t----+---....+--+----�I---+------�
J_-__
_..,__-+-___......,_�___...._-+-------------'
=
9 -------------------------------�----__,__...____ t
--------------------t
--------------......---- t
J----------------t
---------------t
�.......________._______ t
�----�-----...__.,_______ t
i--�-----------_..._----t
�-------------t
к9 .........______......____�---t
- 190-
Рис. 7.68. · Динамическая схе­
ма управления индикатором
Аналогичные схемы управления могут быть созданы и для других
типов индикаторов, в частности, для семисеrментных индикаторов
, будет не 1 О, а всего 7 каналов управления. В этом случае экономия,
в соединительных линиях будет весьма заметной. Так, для рассмотрен­
ного примера вместо 88 линий потребуется 9 (сег менты)+ 8 (сетки)+
+ 1 (общий катод) = 18.
7.8. Микропроцессоры и микроЭВМ
,
1·
Как было указано в п. 1.9, современная технология
изготовления интегральных микросхем позволяет
создать на одном
кристалле (подложке) схему практически любой степени сложности.
Однако стоимость ее разработки и процесса изготовления достаточно
велика, поэтому приемлемую цену за такую БИС можно обеспечить
только при больших объемах проиэ�одства. Однако. таких устройств
относительно немного (карманные калькуляторы, электронные часы),
а остальные, как правило, изготовляются небольшими партиями.
Выходом из этой противоречивой ситуации явилось соэдание
устройств обработки инфQрмации с так называемой гибкой, или
програм мируемой, логикой. На одной или нескольких подложках
формируется устройство, которое может выполнять н� одну заранее
заданную операцию, а целый их ряд,в зависимости от набора команд,
записа
нных в программном устройстве или в памяти. Этот набор мо­
,.
жет быть постоянным или может изменяться по желанию пользователя.
Таким образом создается микропроцессорная система, которая по
· ряду показателен... может соперничать с крупными ЭВМ. Для более
четкого понимания принципа работы такой системы необходимо
привести несколько понятий.
Микропроцессор (МП)- это процессор (устройство, выполняющее
автоматическую обработку информации в соответствии с заданной
программой), изготовленный в виде одной или нескольких БИС· слово
'
,, микро " определяет его чрезвычайно малые габариты ввиду использования полупроводниковых схем высокой степени интеграции. Так
как МП - это универсальная БИС с программ
ируемой логикой, то он
способен заменить многие типы интегральных схем с жесткой" логи"
...
кои, а и зменением программы его работы
достигается возможность
решения с его помощью многообразных задач.
-МП бывают универсальные и специализированные последние
решают более 'узкий круг задач, но делают это или быстре�, или лучше
по другим параметрам.
Микропроцессорный комплект (МПК)- совокупность специально
разработанных отдельных ИС (включая МП), совместимых по конст­
руктивно-технологическим данным. На базе МПК создаются различ·
·
ные устройства. ·
1
Микропроцессорная система (МПС)- собранная в единое целое
совокупность БИС МПК, организованная для :выполнения определен­
ного круга задач.
- 191-
МикроЭВМ- конструктивно законченное вычислительное устрой­
ство на основе МПК в отдельном корпусе со встроенным блоком пита­
ния, позволяющим использовать его автономно со своим программным
обеспечением.
Микроконтроллер- часть микроЭВМ (без блока питания; пульта
управления), способная выполнить узкий круг задач, обычно управле­
ния каким-либо объектом.
К основным параметрам МП можно отнести: р�зрядность; емкость
адресуемой памяти, т. е. количество ячеек, к которой имеет доступ
программист; число внутренних регистров; маrистральность, наличие
микропрограммного управления; возможность и количество уровней
прерывания; наличие стека и др.
Так как МПС строится на базе ИМС, то характеристики последних
существенно влияют на параметры МПС. К ним относятся быстродей­
ствие, потребляемая мощность, масса и габариты, совместимость с ТТЛ
технологией, число уровней питания и т. д.
Количество вариантов создания МПС чрезвычайно велико, и они
не могут быть рассмотрены в данном учебнике. Здесь целесообразно
описать только структуру и очень кратко принцип работы МП МПС
самого простейшего вида.
Упрощенная структурная схема В-разрядного одно�ристалльноrо
МП КР580ИК80А приведена на рис. 7.69. Так как МП В-разрядный, то он
оперирует с данными и· командами, записанными в виде слов"
"
и имеющими размерность в восемь двоичных разрядов. Для повыше­
ния точности вычислений возможно использование слов" двойной
"
длины, т. е. 16-разрядных, но это снижает темп работы.
и
г= - - - -_-_-.....,....._..- - 1
1
Рис. 7.69. Структурная схе�
микропроцессора
-l
1
1
I
1
A
1 щ
1
1
1
1
16
1
1
Внуmрення,я ША
1
1
16
L___ --:-,
·1
ТаUчер
уу
11 _-_=______ !_
L
---
- 192-
6не�и
�У_ _J
Рассмотрим основные узлы этого МП21/арифметико-логическое устройство, управ­
ляющее устройство, блок внутренних реrцст­
ров и таймер.
I
у с тАр и ф м е т и к о - л о г и ч е с к о е
р о й с т в о (АЛУ} реализует основные функ­
ции МП. АЛУ выполняет арифметические или
логические операции
над n-разрядными
·,
входн:ыми кодами, которые и определяют
с ,,. 1167
_
разрядность МП. Существуют МП с n = 4, 8, 16
с
или 32. В данном случае п = 8, но ·для просто­
р 1[
ты на рис. 7.70 показана цоколевка 4-разряд, ного АЛУ К155ИПЗ. Входные сигналы подают­
ся соответственно на входы А0 ••• А3 и В0 ••• В3,
12
код выполняемой операции- на входы М,
i
S0 ••• S3 • Выходные сигналы снимаются с вы- Рис. 7.70. Uоколевка 4-раз­
водов: FO ••• F3 • С- вход приема сигнала пе- рядного АЛУ
реноса. С4 - сигнал пятого разряда арифметических операций (перенос); G и Р- сигналы образования и распрост­
ранения ускоренного переноса (для формирования мноrоразрядных
АЛУ). Данные А и В могут обрабатываться как в положительной, так
и в отрицательной логике, результаты арифметических операций вы­
даются в дополнительном коде. Если М = О, то АЛУ выполняет арифме­
тическ.ие операции, если М = 1 - логические над каждой парой вход­
ных сигналов. Например, при подаче кода на вход М = О и на входы
\ S0 ••• S3 1001 будет выполняться операция арифметического сложения
четырехразрядных двоичных чисел А и В, а при М = 1- логическая
операция А • В для каждой пары (А0 и В0 , А 1 и В 1 и т. д.). Таким обра­
, зом, АЛУ может выполнять 1 б арифм�тических и 1б логических опера­
�-: ций. АЛУ может использоваться и в качестве компаратора. Тогда сиг­
�.· нал, снимаемый ·с выхода 14 (А = В), формируется в положительной
. логике следующим образом:·
при А= В на выходе 14- О,
при А< В{С= 1) на выходе С4 - 1,
при А> В (С= 1} на выходе С4 - О.
Естественно, что В-разрядное АЛУ оперирует с данными удвоен(
f, ной длины.
;;.
У п р а в л я ю щ е е у с т р о й с т в о (УУ} ,,руководит" работой АЛУ
{ и внутренних регистров в процессе выполнения той или иной команды.
·:
Бл о к в н у т р е н н и х р е г и с т р о в (БВР)- внутренняя память
l: ЭВМ- служит для временного хранения данных и команд. БВР вклю{Чает: регистры - общего назначения, буферные данных и адреса,
: команд; счетчик команд; указатель стека.
.
Регистры общего назначения (РОИ) Jv и Z служат для кратковре­
(менноrо хранения данных во время выполнения операции, остальные
-:·.(В, С, D, Е, Н, L)- как ячейки внутренней памяти, в которых хранятся
\операнды (данные), пЬдлежащие обработке в АЛУ, результаты этой
;�работ�<и, некоторые команды управления. Попарное расположение
�· 1 '
')3 Зак. No 139
- 193-
регистров ВС, DE, HL дает 13озможность обработки двухбайтовых слов
(2х8), что увеличива�т точность обраб.отки. Количество РОИ в МП
может быть и большим.
Аккумулятор (А)- регистр для временного хранения операнда
или промежуточного результата арифметической или логической
операции; в некоторых МП бывает два и более аккумуляторов.
Буферный регистр данных (БРД) служит для временного хранения
выбранного из памяти слова перед выдачей его на внешнюю шину
данных (IIIД).
Буферный регистр адреса (БРА) предназначен для приема и· хране­
ния адресной части выполняемо�Й команды, т. е. содержит до выдачи
на шину адреса (IIIA) адрес слова, хранимого во внешней памяти или
в другом регистре. Если БРА 16-разрядный, то в не� помещается 2 16 =
= 65536 адресов ячеек памяти ( 64 К) (адресуемой памяти).
Счетчик команд (СК) содержит адрес ячейки памяти, в которой.
указаны данные выполняемой команды, точнее, следующей за выпол­
няемой. Если необходимо перейти к более дальней (не очередной)
команде, то действует УУ.
Регистр команд (РК) принимает и хранит код очередной команды,
адрес которой находится в СК.
Регистр признаков (РП) - набор регистров, именуемых флажками.
В зависимости от операций, вьmолняемых АЛУ, каждый триггер РП
устанавливается в О или 1, указывая признаки нулевого результата,
перевыполнение и т. п.
Указатель стека (УС) используется, если стек организован не на
внутренних регистрах, а во внешнем оперативном запоминающем
устройстве (ОЗУ). Стек- набор регистров, действующих по правилу
"первый вошел, nоследний вышел". Он предназначен для операции
прерывания. Если во время выполнения какой-либо операции прихо­
дит сигнал о необходимости выполнения более приоритетной, то пер­
воначальная "откладывается в сторону", ее команда направляется
в стек, выполняется более срочная операция, а после завершения по­
следней МП вновь возвращается к отложенной, при этом ее команда
извлекается из стека. От числа уровней прерывания зависит длина
(глубина) стека - число ячеек этого регистра.
Т а й м е р - генератор · высокой частоты (1 ... 100 МГц, в данном
МП - 2 МГц), задающий темп выполнения всех команд. Таймер не
всегда входит в состав МП, иногда это отдельная ИМС.
Рассмотрим МПС, в которую входят · МП, таймер Т, оператив­
ное и постоянное запоминающие устройства ОЗУ и ПЗУ, интерфей­
сы ввода и вывода Ивв и Ивыв , устройства ввода и вывода Увв
и Увыв (рис. 7.71). Узлы МПС соединяются шинами- группами линий
связи.
Различают шину данных (IIIД), адресную (IIIA) и управления (IIIY).
IIlины бывают одно- и двунаправленные, в последнем случае информа­
ция по шине может передаваться в обе стороны. Так как в каждый
момент времени шина может связывать только два функциональных
узла (напрЩdер, РОИ и ОЗУ), то передача данных идет последоватет.но.
- 194-
Увь,6
т
МП
ОЗУ
ПЗУ
ША
Рис. 7.71. Структура МПС
ШУ
Это снижает быстродействие всей МПС, но сокращает число линий
связи и, главное, площадь Кр\{сталлов ИМС.
Функциональные возможности любого вычислительного устройст­
. ва существенно зависят от объема и структуры ее з а п о м и н а ю щ и х
у с туо й с т в (ЗУ), т. е. от памяти. Основа любого ЗУ- (элементарная
ячеика, которая принимает, хранит и выдает при обращении к ней
один разряд двоичного слова- 1 бит информации, причем ивформация
не меняется, пока в ячейку не будет произведена очередная запись.
Для хранения информации, содержащейся в двоичном слове, состоя­
щем из нескольких разрядов, необходима матрица, в которой. разря­
ды расст!влены в 5оответствии со степенью числа 2. Разряд, соответ­
ствующии нулевои степени, называют младшим, максимальной сте­
пени - старшим. Для запоминания больших массивов информации
необходимы матрицы ЗУ, имеющие заданные разрядность (ширину)
и количество строк (длину). IIIирину матрицы задают в битах или бай­
тах (1 байт = 8 бит - восьмиразрядное слово). Так как коли�ество
строк однозначно определено максимальным адресом�· который также
выражается в двоичном коде, то количество строк в ЗУ принимается
равным 2" (n - разрядность адреса). Поэтому матрица памяти, имею­
щая 8 разрядов в ширину и 2 12 в длину, записывается так: 4096 слов
по 8 бит, или 4096 х 8, или 4К х 8, или· 4 К байт= 32 К бит. Выражение
4К х 8 показывает структуру ЗУ, а последняя запись- его общий
объем или информационную емкость. По ряду причин удовлетворить­
ся одной матрицей в ЭВМ или МП не удается, поэтому ЗУ подразде­
ляются на ряд групп.
Сверхоперативные ЗУ (СОЗУ) имеют быстродействие соответст­
вующее быстродействию центрального процессора (АЛУ), и' предназна­
чены для хранения текущей информации. В МПС роль СОЗУ выпол­
ня�т РОИ, количество и разрядность которых определяются структу­
рои МП.
Оперативные ЗУ {ОЗУ) имеют информативную емкость, достаточ­
ную для выполнения программ (или их частей), с которыми работает
13*
- 195-
МПС. Модуль ОЗУ имеет разрядность, равную разрядности процессора
и СОЗУ, а объем определяется назначением МПС или микроЭВМ. Со­
временные модули ОЗУ выполняютс_я на поду!Jроводниковых интеr-.
. ральных микросхемах с конфигурацией 25� х 1, 1024 х 1, 2048 х 1 и т. д.
Это объясняется ограниченным количеством выводов у корпуса ИС.
Так, для обращения к 1024 словам необходимо иметь 1О шин адреса,
которые в таком модуле соединяются _со всеми ИС памяти.
Буферные ЗУ (БЗУ) предназначены для промежуточного хранения
информации при ее обмене между устройствами, работающими с раз­
ной скоростью. БЗУ обычно строятся на базе регистровых схем или
ОЗУ малой емкости.
Как указано выше, СОЗУ и БЗУ чаще всего выполняются в виде
регистров, которые могут быть с параллельным или с последователь•
ным принципом записи - чтения (см. п. 7.4). Но для построения ОЗУ,
имеющих значительно большую емкость, такие схемы не очень при­
годны. Поэтому основным элементом ОЗУ является триггер (см. п. 7.4),
как правило, статический, т. е. схема, способная принимать два·равно.;.
вероятных устойчивых состояния и сохранять их сколь угодно дол­
гое время, пока есть _ питание. Последнее качество свидетельствует
'
о том, что такая память энергоза�исима, при исчезновении питания
информация теряется. Триггер может менять свое состояние, когда
подан управляющий сигнал (режим записи), хранить информацию и вы­
давать ее (режим чтения) без ее резрушения. Для организации записи
и чтения триггеры (элементы памяти - ЭП) собираются в матрицу,
к каждому ее элементу подводятся сигналы записи или чтения и адре­
са строки и столбца (рис. 7.72). При выборке нужного элемента ре­
гистры строк и столбца формируют 1 и тем самым разрешают провести
необходимую операцию (чтение или запись) только рдному ЭП, кото­
рый оказывается на их пересечении.
Память, позволяющая осуществлять и запись (перезапись), и чте­
ие
J{ с произвольной выборкой, именуется RАМ (random access memory).
Для сверхбыстродействующих ОЗУ иногда применяют динамические
триггеры, представляющие собой конденсаторы очень небольшой ем­
кости, подключенные ко входу МДП-транзистора. Если конденсатор
заряжен, то в ЭП записана 1, если нет - О. Так как конденсатор доволь­
но быстро разряжается, то каждые 1-••• 2 мс его необходимо подзаря­
жать.· Этот процесс называется регенерацией и в МПС выпол�яется
программно. Достоинством динамических триггеров является J>езкое
сокращение количества элементов, а следовательно, более плотная
,,упаковка" на кристалле ИС�
Постоянные запоминающие устройства {ПЗУ), или RO/1 (read only
memory\ предназначены только для хранения и выдачи информации.
Запись в процессе эксплуатации памяти, за исключением одного ва­
рианта, не предусмотрена. Ранее ПЗУ выполнялись на базе ферритовых
колец, но сейчас используются только полупроводниковые.
,ПЗУ делятся на программируемые маской на заводе-изготовителе,
прqграммируемые пользоват·елем на специальных· установках, пере­
программируемые (ППЗУ). Первые изготм,ливаются на заводе
и дальне�шей переделке не подлежат (рис. 7.73).
Как видно, при по­
очереднои подаче на адресные шины сигналов (в данн
ом случае- О) на
выходн�rх шинах III0 ... III2 формируется код, зави
сящий от распайки
диоднои матрицы. Наnр·имер, при подаче нулевого сигн
ала на вход А4
на выходе будет код 100. Такие ПЗУ удобны при
массовом изrотов­
ле�:!ии. Часто в�есто диодов устанавливаются МОИ
-транзисторы с од­
нои оборваннои связ�ю, а по заказу на заводе-изгото
вителе произво­
дится металлизация требуемых связей (так назы
ваемые полузаказные ИС).
ПЗУ, программируемые пользователем, выполнены
следующим
образом. Между строками и столбцами матрицы уста
новлены диоды
снабженные плавкими перемычками, которые поль
зователь по :необ�
.ходимости пережигает на спЕЩиально� установке
точно рассчитанным
импульсом тока. Естественно, ошибки при этом прив
одят к отбраковке всей ИМС.
ППЗУ позвоnяют многократно записывать и стирать
информацмю.
Они осно.ваны на применении полевых транзист
оров с плавающ�tм"
�атвоI!_ОМ (рис. 7.74). Это МОП-транзистор, затвор
"
которого
(металли­
ческии электрод) помещен в очень хороший
изолятор. При подаче
достаточно большого напряжения (десятки воль
т) к переходу истока и
или стока С происходит инжекция электро•
нов в затвор, после чего этот заряд может там
и
удерживаться годами (10-25 лет). Отрица­
тельный заряд на затворе притягивает дырки
и
создает в n·области проводящиЙ канал
.
между стокрм и истоком. Если же затвор не
п
заряжен, канала нет.
Информация стирается облучением кри­ Рис. 7.74. Полевой тран­
сталла ультрафиолетовым источником через эис-rор с "плавающим" за-·
1'80р0Ы
- 196-
- 197-
т
Усилите1ь
;Janucu.
R
А1
А,
А .,-
А+
Ai
А2
А,
А"
Рис. 7.72. Матрица ОЗУ
22
Ш2
2'
Шf
2°
ШО
_Рис. 7. 73. Структу­
ра диодного ПЗУ
1
,
I
Определяется код операции и адрес собственно команды. Затем в ПЗУ
отыскиваются адрес и код· объекта, температура которого подлежит
измерению. Сигнал по адресной шине поступает в интерфейс вывода
последнии через устроиство вывода подключает требуемый объект
(датчик), сигнал от датчика - через устройство ввода (которое может
включать, например, АЦП) поступает на интерфейс ввода и через него
по шине данных передается в один из регистров АЛУ, где временно
хранится. Затем_ точно таким же образом из ПЗУ запрашивается ин­
формация о допускаемой температуре объекта и записывается в дру­
rои регистр или аккумулятор. Затем в соответствии со следующей
командой (хранимой в ПЗУ) АЛУ производит сравнение кодов ранее
полученной информации, и, если температура объекта превышает
до�стимую, формируется команда на включение охлаждающего уст­
роиства.�Эта кома!да, адрес которой опяrь выбирается из ПЗУ, через
интерфеис и устроиство вывода поступает на включающее устройство.
Из описания видно, что МП выполняет достаточно много операций,
связанных с обращением к памяти, с обработкой информации в АЛУ
и т. д., но благодаря высокой скорости их выполнения этот процесс
занимает доли и сотые доли секунды. Это позволяет включать МПС
в устройства контроля и управления, работающие практически в реаль­
ном масштабе времени. В качестве одного _из примеров можно при­
вести систему управления тиристорным преобразователем частоты
в гребной электрической установке переменно-переменного тока атом­
ного ледокола Таймыр", где МПС успевает контролировать процесс
преобразования"энергии несколько десятков раз в секунду и тем са­
мы м позвоnяет осуществлять регулирование установки с высокой
точностью.
В настоящее время на многих судах морского флота МПС исполь­
зуются в системах регулирования энергетических установок, судовой
электростанции, вспомогательных механизмах и т. п. Не считая ра­
дионавигационной• аппаратуры количество МПС на судне
достигает
·
·
нескольких десятков (,,АкадеМJIК Вавилов" и др.).
Отечественная промышленность, как и промышленность зарубеж­
ных стран, выпускает большое количество МПС, основанных на раз­
личной технологии (рМОП, пМОП, КМОП, И2 Л, TTЛIII, ЭСЛ) и поэтому
имеющих различные свойства. Подробные данные о них можно найти
в специальной литературе.
прозрачную крышку �орпуса или, реже, электрическим путем- пода­
чей сигнала соответствующей полярности. Такие ППЗУ позволяют
производить многократное стирание и запись информации.
Внешние ЗУ (ВЗУ)- это накопители на магнитных лентах, гибких
магнитных дисках, перфолентах и т. д.
И н т е р ф е й с - устройство сопряжения. Представляет собой со­
вокупность электрических (электронн�1х), механических и �роrрам­
мных средств для сопряжения модулеи системы между собои и с пе­
риферийными устройствами. (датчиками, исполнитель�ыми механиз­
мами, дисплеями и т. п.). Обычно в МПС для интерфеиса применяют
специальные БИС. Более простые задачи решают порты ввода и выво­
да- схемы средней степени сложности, содержащие адресуемый мно­
горежимный буферный регистр входа-выхода с выходными трехста­
бильными схемами, логикой управления и разъемом.
Усложненный интерфейс называется периферийным программи­
руемым адаптором.
Выше указывалось, что МП отличl4ется от крупных ЭВМ тем, что
работает медленнее последних из-за того, что одновременно по однои
шине передается информация только -между двумя функциональными
узлами•. Это напоминает организацию телефонной связи через АТС
(если два абоне1;1та разговаривают - линия для остальных занята).
Второй причиной более медленной работы МПС является следую­
щая. АЛУ выполняет много операций, но только над двумя перемен­
ными; в его программе отсутствуют деление и умножение.: Для расши­
рения возможностей в МП реализуется последовательныи способ вы­
полнения операций. Например, сложение трех чисел производится так:
складываются первые два числа, результат записывается в РОИ, затем
этот результат складывается с третьим операндом тем самым в АЛУ
вычисляется окончательный результат. Умножение двух двоичных
чисел сводится к сложению и сдвигу, и эти операции АЛУ выполняет
последовательно. !!Р� �ычислении сложных логи�еских функций, на­
пример F = (АВ + А)(АС + ВС), сначала вычисляется. каждая скобка
(в два-три приема), затем результаты перемножаются.
Последовательное выполнение операции приводит к уменьшению
быс:rродействия устройства, однако его функциональные возможности
резко расширяются благодаря применению развитой системы команд,
хранящихся в памяти или формируемых пользователем.
Как видно из всего вышеизложенного, МП и МПС представляют
собой достаточно сложные системы, состоящие из уже хорошо извест­
ных из курса электроники узлов - логических элементов, триггеров,
счетчиков, регистров, устройств памяти, двунаправленных ключей
и некоторых других. Поэтому можно достаточно просто описать работу
МПС, не вдаваясь в вопросы кодирования, програм_мирования и т. п.,
которые не входят в данный курс.
Например, МПС должна выполнить следующую операцию, изме­
рить температуру какого-либо объекта, сравнить ее с заданной и, если
она больше последней, включить охлаждение. Этот процесс протекает
так. УУ формирует с помощью счетчика команд очередную команду.
Современные судовые устройства измерения, контро­
( ля, регулирования различных технологических процессов и управле­
;°· ния ими получают и обрабатывают сигналы самого разного характера.
fr Кроме того, над этими сигналами очень часто необходимо проводить
- 198-
, - 199-
-
и
Глава 8.
w
r'
.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ
1
'
различные математические операции - сложения, умножения, ин­
тегрирования и т. п. Часто такие операции выполняются так называе­
мыыи аналt)rовыми вычислительными схемами с применением (в боль­
шинстве случаев) операционных усилителей (ОУ). Вторая группа
операций связана с перемножением и делением .аналоговых сигналов.
Имеются различные варианты решения· таких задач с применением
многих электронных устройств. И, наконец, часто возникает необходи­
мость преобразования аналоговых сигналов в цифровые и обратно. Это
третья группа. операций, также выполняемая преобразова�елями сиг­
налов, рассматриваемыми в этом разделе.
8.1. Аналоговые nреобразоватеJ1м смгнuов
на операционных усм.nмте.nах
ОУ � это устройства, обладающие большим коэффи­
циентом усиления по напряжению ku , большим входным Rax и малым
выходным Rawx сопротивлениями и способные с помощью различных
элементов, включаемых во входные цепи и цепи обратной связи, вы­
полнять различные математические операции. Нае приве.nены примеры испрльзования ОУ.
Ивверuруищиi ycвJIJ1'l'eJIЬ. Умножение на постоянный коэффи­
циент ·с инвертированием производится с помощью схемы, показанной на 'рис. 8.1.
Примем ku = (\) и R8x = (\). Тогда в соответствии с законом Кирхго­
фа сумма токов на инвертирующем входе ОУ будет равна
Резистор RЗ устанавливается .для того, чтобы обеспечить равенство
сопротивлений в обеих входных цепях: RЗ•Rl lfя2, при R2 > RJ,·
RЗ•RI.
Если выбрать R2 = RI, то U2 = -U1 - получена схема, обеспечи- .
вающая инверсию входного сигнала, или просто июwртор.
Сумматор с ввверсвей. Если на инвертирующий вход ОУ подать не
один, а несколько сигналов (рис. 8.2), то по аналогии с вышеприведен­
ным можно записать:
·J1' + 1"1 + 1"'1 + 12 = О·'
U'
U"
U"'
U
RJ'
RJ"
Rl"'
R2
_!_ + __!_ + _.!_
. + � = О·'
R2
R2
RI'
Rl"
R2
и2 = - (- и·1 + - и"1 + -"' и"'1 )
Если приJIЯТЬ RI - Rl
I
.
RI
,
11
= Rl
III -
•
Rl, ТО
.
R2
U2 = - - (U'1 + U"1 + U"1' ),
Rl
1
и если R2 =RI, то
и2 = -(U'1 + U"1 + U'"1 ) •
..
но l8x = О, так как Rax = (\).
Если учес'l'Ь, что разность потенциалов на входах ОУ практически
равна нулю ( ku = (\)), и + = О, то и и- = О (виртуальный нуль). Тоrда то­
ки 11 и 12 могут бЬIТЬ определены так:
--
и + и
1
RI
2
R2
0
.
Входные и выходные сопротивления определяются аналогично.
НеввверrврJl)IЦВ ycвJIJ1'l'eJIЬ- · Схема (рис. 8.3) рассчитыва�тся
исходя из равенства и- = и+ . Так как R ах = (\), то и+ = U1 •
Напряжение на втором входе опредепяется так:
и- = U2R3/(R2 + RЗ).
Отсюда
. U2 = U1 (R2 + RЗ)/RЗ.
'
откуда
R1"'
и�"и/' o-r--:Ji-+---i=:J
и: o-[=:::J,-+Q
г-----.__
R2
U2 =..:. - U1
Rl
. Это и есть основное уравнение неинвертирующего усилителя.
В этом уравнении вепичнна. R2/RI представляет собой коэффициент
передачи, обратная �еличнна - коэффициент обратной связи. Так--как
и-� О, то Rax. сх • RI. Rаых. сх = Rawx� оу/(1 + �ku) (см� n. 4.2).
_;, 200-
Рис. 8.1. Инаертир'Р)UIИЙ усипитеnъ
Рис. 8.2. Cywwa'l'Op с ин- Рис. 8.З,. Неиннр.
тир'Р)DIИА усипи.
версмей
тепь
- 201-
Как видно, ·коэффициент передачи не может быт
ь меньше единицы.
Если принять RЗ/R4 = Rl/R2, то
Rвх . сх = Rl + Rвх . oy(l + � · ku), где:� = RЗ/(R2 + RЗ).
Выходное сопротивление схемы такое же как
у инве ти ю
усилителя.Резистор RI выбирается для выра�н
на входах.Если� Формуле �ля U принять R2 ивания соiроiи�л:;
= О, то резистор RЗ б дет
2
жить
вне
ш
еи
н
наг
руз
кои
.
Тог
да
схе
ма
при
�
и,,1!�!.�с. • 8 ,4 где U2 = U (повторитель): Rlобретает вид, пок:Зан= О·, Rвх = , R вы =·О
1
х
•
"',.111118Атор без инверсии э
t\)•
его
е
::�:Ы
ср�
��
;=�т::=�=
Р рую
щии усизнач
литель
резисторн:��:;;�
ую
принять все входные сопротивления одинак сборку на входе Если
рти­
рующего входа равным нулю (R - (\;)), овыми, а . ток неин"веи
то
лег
вх ко
получить 0 =
= (U.'L+ U"1 + U"1' )/n (п - число входов).
так как для усилителя
и2 =
R2+RЗ
RЗ
то, если n = (R2 + RЗ)/RЗ, получится
ма суммирования сигнала
а если это соотношение не выдерживаетссхе
я, то
U2 = k u
и ,+ U" + ... +и�
------=­
1
п
Rl/(n - 1)
и имеет место усилитель среднего значен
ия сигналов
Дифферевци,шь ..
хема
вычитания изображена на
. С
рис. 8.6.
Если приня:НU!�и11Ьуче
сть
,
что
входные токи ОУ равны
нулю, легко получить
Rl+R2
из = --R4
--Rl
Uвых
R2
Рис. 8.4. Повтори­
тепь на ОУ
Рис. 8.S. Усилитель
среднего значения си­
I'Н8JIОВ
. - 202-
!
Rl + Rl/(n - 1)
1
R4+RЗ
- а при Rl = R2 U3 = U2 - U1 •
Для этой схемы R;x = Rl, я: х = RЗ + R4, т.е.входные сопротивле­
ния относительно невелики, кроме того, регулировка �оэффициента
усиления может производиться только· одновременным изменением
' двух резисторов.Дл� повышения входных сопротивлений необходимо
применять схемы с двумя и даже тремя ОУ и использовать неинверти­
рующие варианты.
Схема с реrупировавием знака и коэффициента усиnения. В этой
схеме (рис. 87)
.изменением положения движка потенциометра R2 'МОЖ·
, но изменить и коэффициент передачи, и его знак в пределах ± п. Если
движок находится в крайнем правом положении ( q = О), то и + = О
и схема работает как инвертирующий усилитель с k u = -п. Резистор
Rl/(n - 1) роли не играет, так как оба его конца заземлены (не забы­
вать, что и- = u+ ).При крайнем левом положении движка ( q = 1) и + =
"
= U1 , при этом к резистору Rl/n с двух сторон подано U1 и он в работе
схемы не участвует.В этом случае усилитель работает как инверти­
, рующий с
=
Rl(n - 1) + RI
RI
=+п.
В промежуточных положениях R2 коэффициент k u определяется как
k u = n/(2q - 1), т.е.линейно зависит от q�- Величина n определяет об­
ласть возможных изменений k u , п ;i:: l; при п = l, схема упрощается,
так как сод«:,ржит только ОУ, потенциометр и два одинаковых ре­
зистора.
В некоторых случаях от схемы на ОУ требуются большое входное
сопротивление, легко изменяемый коэффициент передачи, большой
коэффициент ослабления синфазных сигналов.Такие усилители на­
зывают измерительными, так как их чаще всего подключают к раз­
личным датчикам.Схема такого усилителя на трех ОУ приведена на
рис. .
8 .
8 Первый каскад усиления - на AI и А2, второй - дифферен­
циальный на АЗ; А 1 и А2 обеспечивают высокое входное сопротивле­
ние, а также ослабляют синфазный сигнал, АЗ обеспечивает дополни­
тельное усиление сигнала.
Общий коэффициент усиления
)
Рис. 8.6. Диффе�
ренциапьный уси­
питепь'
2RI R4
ЛUвы·х
k u = --- = ( 1 + - - .
R2 RЗ
. .ЛUвх
Как видно, изменять erQ можно только регулировкой R2 без
нарушения симметрии схемы.
- 203-
R2.
R1/n
R1
Iвх
Рис. 8.7. Схема с �rу­
пироваиИ$N знака и
коэффициента усиnе­
ния
Рис. 8.8. Измерительный усиnи-
тепь
Рис. 8.9. Преобрuо­
u.тепъ тох-напря-
·жеиие
Преобразоватепь ток-вапряиенве {усвJJВТеJIЬ тока). Схема (рис. 8.9)
предназначена для усиления малых значений токов, например от фото­
диода. Для схемы справедливы следующие соотношения: 11 + la = О,
11 = lax, 12 = U2 /R, отсюда U2 = -Rlax, Rax - О, Rаых - О, т. е� дnя на­
грузки схема является идеальным источником напряжения.
_
Преобразователь ток-ТОJС. В этой схеме (рис. 8.10) входной ток lax,
поступающий на инвертирующий вход ОУ, компенсируется той частью
lаых , которая определяется соотношением R1/R2. Так как инвертирую­
щий вход ОУ потенциально заземлен, то
ТOJC"""l'OIC
U2 = -
� � � U, dt.
(R •
. . Дифференцирующий преобразователь. Схема приведена на рис. 8.14.
.
i: Если сопротивление Rl зашунтировано, то
dU1
U2 =-R2C-.
dt
,Ji,
отсюда
= -(1 + R2/R1)18x .
В этой схеме Rawx = �, т. е. она представляет собой идеальный
источник тока. При Rl = � Iаых = -18х •
Преобразователь вапра.енве-ток. Схема (рис. 8.11) элементарно
проста. Так как u+ = u-, а u+ =. Uon , то и- = const, сnедовательно, ток,
проходяп.udi через R, равен U/R = const, а поэтому ток нагрузки
· равен
току, проходящему через R = const и не зависит от Rн .
· ··.
Существуют_и аналогичные схемьt U/1, но с заземленной нагрузкой.
Более сложные преобразователи U/1 с дополнительным транзистором
и симметрированием приведены в (17).
Инrеrр�щd преобразователь {усвmrrел:ь). Схема показана на
. рис. 8.12. Для нее справед.циво: 11 + 12 = О; U1 = 11Rl; l✓C= -dU✓dt.
Отсюда
1
U2= - -­
RlC
I
Рис. 8.12. Интеrри-
. зоJЗатеnъ каnряsе- рJИ)ший усиnитепь
ние"""l'ОIС
н синусоидальный сигнал, схема будет'·
Если на вход будет пода
·.
°
, т. е.
обеспечивать его сдвиг на 90 . Есnи U1 = const, то U2 = -(U1/R1C)t
яжения.·
получается основной элемент гене�атора пиnообразвого напр
на
Один из вариантов схе�ы двоиного интегрирования показан
, рис. 8.13, дnя него
теJIЬ
lax + laыxR1/(Rl + R2) = О,
lаых
Рис. 8.11. Преобра-
Рис. 8.10. Преобразова
т:­
Однако такая схема практически неустойчива, так как П()Икбо
'},
,
180
ться
;/ шой частоте сигнала общий фазовый сдвиг будет прибnи�асхем
е вход­
У т. е. к порогу неустойчивости схемы. Поэтому в реаnьноит вид пропор­
i:ная цепь включает сопротивление Rl, тогда схема имее анное соот­
{ционально-дифференцliальноrо звена, дnя которого указ
е диффе­
i ношение справедливо при частоте/« 1/(2пR1С). Тем не мене
выход: ренц�фующая схема нашла ограниченное применение, так как
А':ной сигнал очень чувствителен к помехам на входе.
тся в тех cny- ·
преобразователь фазы (фазовращатель). Применяеаnа
;
по отноше­
:: чаях когда необходимо менять фазу выходного сиrн я показ
ана на
из простейших схем ·фазовращател
.iнию � входному· . Одна
·
1рис. 8.15.
,,
.
К/2
ff:i..ctz�
R
f
.
обычно· R2 • Rl; UO. - напряжение, которое имеет конденсатор перед
началом процесса интегрирования.
-- 204-
и"
1
U, dt+ и.'
о
���
U
;\(
.,,,- Рис. 8.13. Схема двой-
.Рис. 8.14. ДифФеренцирУ·
r:,
1)�
< иоrо ик-rеrриро�
r
npeoбpaэoll&'№IЬ
- 205-
Рис. 8.15. ФUО81)&Ш&-
t'eJDt
В этой схеме фаза U2 меняется по отношению к U1 в пределах от
- п до-2п в зависимости от частоты. Если поменять местами С и R, фа­
за будет меняться от О до тт. Регулировка схемы осуществляется· изме­
нением резистора R в пределах хе » R » хе
Поrарифмвру.Jщий и автилоrарифмв:рующий преобразователи.
Для построения схем с логарифмическими передаточными функциями
используются БАХ р-n-переходов (диодов или транзисторов). Для
высококачественных полупроводниковых приборов эта харак терис­
тика моделируется формулой Uд = Nlg (Iд /ls), где Uд, /д - напряжение
и ток диода; ls- обратный ток утечки р-n-перехода; N- постоянный
множитель.
Обычно напряжение на р-n�переходе является точной логарифми­
ческой функцией от изменения /д в пределах четырех-шести декад.
Если такой диод или, чаще, транзистор включить в цепь обратной свя­
зи инвертирующего усилителя (рис. 8.16, а), то получится логарифми­
рующий усилитель (ЛУ), для которого
U2 = -Nlg
U1
--) = -Nlg U 1 + Nlg (Rls).
(
Rls
\
· Это напряжение с большой точностью соответствует lg U1 , если
пренебречь вторым членом.
Обратное преобразование (ан тилогарифмирование) выполняется,
если диод включить на вход ОУ (рис. 8.16, б ):
U2 = -lдR =-lsl0(UJ( >я =-lsRlo(UJt >.
N
N
Однако чаще вместо диода применяют транзистор (см. рис. 8.16, а),
ч то позволяет расширить диапазон рабочих токов до семи-девяти
декад (первая схема 10- 12 ••• 10-э А, вторая- НГ9 ••• 10-э А). Для этих
структур
U2 = Во log lт/lkт � В0 log U 1 /Rlkт,
где Во = 2,ЗkT/q- постоянный множитель; Ikт- тепловой ток р-n-пе­
рехода.
Следует отметить, что входной сигнал в обоих случаях может
иметь только одну полярность. Для уменьшения погрешностей пре­
образования при изменении окружающей температуры (меняется 18
и Ikт) реальные схемы логарифмирующих и антилогарифмирующих
усилителей (АЛУ) выполняют с применением схем термокомпенсации.
Например, ОДИН ЛУ преобразовывает входной сигнал, второй ЛУ точно
такой же схемы- опорное напряженйе, и их выходные сигналы сум·
мируются дифференциальным усилителем.
. .
ЛУ и АЛУ нашли применение для преобразования шкал (вольты
в децибелы), в схемах перемножения и деления анало,;овых сигналов,
в компандерах сигналов звуковой.частоты и др.
- 206-
о)
Низковольтные ВЬJПРЯ­
а)
ен­
uители. Свойства ОУ особ
но ярко проявляются при
создании выпрямителей (де­
текторов) сигналов. Если
для этой цели используются
обычные диоды, то они мо­
гут внести большие погреш­
ности в процесс детектиро- Рис. 8.16. Логарифмирующий (а) ии антипоrа­
вания или оказаться вообще рифыирующий (б) преобразовател
'
·
неприемлемыми ввиду отнор-n-перехода (0,4 •·.: 0,7 В ) •
ния
а
сительно большого напряжения отпир
естно с ОУ, то указанныи порог ,
Если же использовать такой дио5 д совм
6 ).
может быть снижен в ku раз (10 ••• 10
я приведена
Простейшая схема однополупериодного выпрямителного сигнала
на рис. 8.17, а. При положительной полярности вход тся напряже­
открыт диод VDI и на выход выпрямителя через R2 подае атного тока
обр
ние с инвертирующего входа ОУ. Если не учитывать мож
но сч�тать,
запертого диода VD2 и напряжения смещения ОУ, то е напряжение_
что напряжение на инвертирующем входе ОУ и выходно ного сигнала
схемы равны нулю. При отрицательной полярности входвходит в пря­
открывается VD2 и U2 = -(R2/Rl)U1 • Так как .nиод VD2 на нем не
мую цепь замкнутого контура, то падение напряжения
сказывается на выходном напряжении.
жительном
Выходное сопротивление схемы равно R2 при полонуж
но учи­
что
и близко к нулю при отрицательном входном сигнале, име
ьтров.
фил
р
звеньев, напр
тывать при подключении посщ,дующих
на одном
Двухполупериодный вьmрямитель может быть построен
или двух ОУ. Схема на одном ОУ приведена на рис. 8.1:, б. умножен
В этой схеме при U1 > О открыт VDI и закрьп VD2, +U1 �
(ОУ в этом
ное на отношение R2/(RI + R2), через RЗ подается на выхода обратные
н
не участвует). При U 1 < О состояния диодоJЗ меняются амплитrды
и U2 = +U1 RЗ/Rl (ОУ работает как инвертирующий). Чтобы
соблюдаться
сигналов обеих полуволн были постоянными, должно е входное
условие RЗ/Rl =R2/(Rl + R2). Не�остаток схемы- разно
. сопротивление для сигналов разнои полярности.
а)
R2.
:�
�:�
о
Рис. 8.17. НиэковоnьТИЫ& выпрямитеnи: а - одноп лу­
риодный
перисдный; б - двухполупе
- 207-
Преобраэовате.пв сопротввnеввя. Эти схемы позволяют получить
определенную зависимость между входным сопротивлением и сопро­
тивлением нагрузки: Zax = ц, (z� ). Они могут ,µрименяться в различных
операционных преобразователях, автогенераторах, активных фильтрах.
Ко н в е р т о р п о л о ж и т е л ь н о г о с о п р о т и в л е н и я (КПС)
показан на рис. 8.18. Для него справедливо соотношение
1
Zax =zн
1 + (1 + R2/Rl)R4/RЗ
В частности, если в качестве zн включена емкость, то и входное
сопротивление также �удет емкостным, т. е., меняя резисторы схемы,
можно изменять эквивалентную емкость Сах , не меняя фактического
значения Си •
Конв е р т о р о т р и ц а т е л ь н о г о с о п р о т и в л е н и я (КОС) от­
личается тем, что коэффициент, связывающий Zвж. и zн , имеет отрица­
тельный знак. Для схемы на рис. 8.19
RI
. R2
Zвж. = - - Zн .
С помощью КОС можно получать отрицательные емкости, индук­
тивности, сопротивления. Отрицательное R можно использовать, на­
пример, для компенсации потерь в колебательном контуре.
Г ира т о р , или и н в е р т о р п оцо ж и т е n ь н о г о с о п р о1и в ­
л е н и я,, представляет собой цепь, обеспечивающую преобразование
Zax - klzн ' rде k = const.
Одна из схем гираторов приведена на рис. ·s.20. Для нее
RIRЗR4
Zаж.• ---ZнR2
По таким схемам строятся квадраторы и
более сложные зависимости Uвы х = ц, (Uвх >•
Схемы таких функциональных преобразо­
вателей (ФП) могут выполняться с приме-a. Zвх
.l
нением варисторов, у которых 1 = k u
подбора
и
(см. п. 1.3), однако трудност
элементов с требуемыми k и а., зависи­
мость а от температуры и сложности при
Конвертор положи­
расчете привели к относительно малому Рис. 8.18. сопротивл
ения
·тепьноrо
их распространению. В некоторых случаях
ФП, применяемые в схемах управления
мощными электроприводами, должны формировать характеристики
типа ограниче,11ие, зона нечувствительности и т. п. Такие характерис­
тики легко получить, используя схемы инвертирующего или неинвер­
тирующего ОУ со стабилитронами в цепи ОС, схемы прецизионных
выпрямителей с дополнительным смещением на входе (зона нечув·
ствительности) и т. д. Однако более успешно ФП выполняются в виде
схем, реализующих принцип кусоt1но-линейной аппроксимации, где
требуемая нелинейная зависимость Uвы х = ц,(U8х) заменяется отрезка­
ми прямых - ломаной. При числе участков ломаной более 1О погреш­
ность замены практически любой кривой не превышает долей процен­
та. На рис. 8.21, а показана упрощенная схема квадратора (всего че­
тыре участка).
Z вх
.t
Zsx
1...
Рис. 8.19. Конвертор отрицательноro сопротивпения
Рис. 8.20. Гиратор
5)
R2 "'
Гиратор чаще всего используется дnя поnучен�я индуктивности на
основе активной RС-цепи. Действительно, если на место zн - в схеме
поставить С, то
Vв х
R2"
RlRЗR4
Zаж.(JЫ) • JЫС --- ,
R2,
н2'.
т. е. Lзкв = kC.
где L,ка - эквивалент индуктивности.
�о� преобразователь. Представляет собой схему,
в которои выходнои сигнал меняется по отношению к входному по
определенной, чаще всего нелинейной функциональной зависимости.
- 208-
+Uon
dV1
I
Увх
;. 14 Зак. № 139
ЛU2.
d U;,
I
Рис. 8.21. Упрощенна.я схема (а) и график (б) квадратора
- 209-
Пока входной сигнал меньше падения напряжения ЛU1 на нижней
частий2, тока в цепи нет- мешает диод VDI. Когда входное напряже­
ние превысит ЛU 1 , по цепи пойдет ток 11 = (U вх- ЛU1 )/Rl '. Когда
входной сигнал превысит ЛU2 , пойдет вторая составляющая тока 12 =
= (U ах- ЛU2 )/RI" и т. д. Все токи суммируются в общей цепи, по­
строение кривой ясно из рис. 8.21, б. Для построения квадратичной
кривой с погрешностью менее 1 % достаточно пяти участков, тем более
что БАХ диодов сглаживают точки переключения.
Подключив к общей шине два аналогичных устройства, можно по­
лучить многоквадрантный преобр�зователь. Такие ФП широко исполь­
зуются при построении регуляторов (например, в ГЭУ) с нелинейными
звеньями. Подобные ФП хорошо работают при напряжениях 24 ..• 100 В,
при меньших напряжениях, чтобы исключить влияние ЛU, на прямой
характеристике диодов вместо последних желательно применять _ОУ
в режиме прецизионных выпрямителей.
С помощью таких схем удается реализовывать достаточно слож­
ные кривые с одной и даже двумя точками перегиба и с коэффициен­
том нелинейности для "гладких" кривых а = 4 .•. 5, однако для по­
строения тр�онометрических функций удобнее использовать спе­
циальные схемы с применением аналоговых перемножителей.
где k- масштабный коэффициент; х1 ... хэ- входные сиrналы.
При этом физические величины х и у могут быть разными: на­
пряжение,_ ток, давление и т. п.
Как и ко всякому техническому устройству, к МдУ предъявляют
вполне
определенные требования, часто противоречащие друг другу.
,,
Поэтому
при выборе МДУ для конкретного случая необходимо тща­
"'
тельно проанализировать положительные й ·отрицательные качества
наиболее подходящих устройств и выбрать действительно оптималь­
ное. ОсновНЬiе требования, предъявляемые к МдУ, применяемым· на
wорском транспорте:
точность преобразования, или допускаемая погрешность, состав­
ляет для с()вреыенных МдУ 0,01 ... 5 %;
быстродействие, наиболее оптимальны МдУ, работающие в реаль­
ном масштабе времени;
нелинейность преобразования- составляющая часть общей по­
грешности;
стабильность, определяется при воздействии дестабилизирующих факторов;
обеспечение заданнЬIХ полосы пропускания и скорости нарастания
' ·
выходного-сигнала, определяющих динамические свойства МдУ.
_Остальные параметры общетехнические- потребляемая мощ­
ность, амплитуды входных сигналов, конструктивные качества, на1
дежность, срок работы и т. п.
Кпассификаw,я МДУ может быть проведена по целому ряду приз­
,,
наков: по виду сигналов, по принципу действия, по схеме (виду) мно- жительноrо ядра, по быстродействию и т. п., но в первую очередь она
- должна быть. проведена no виду входных и выходных сигналов, кото­
рые моrут быть аиапоrовwыи и импульсными, в том числе цифровыми.
Вели входцые и выходиые сигналы МДУ аналоговые (напряжение
или ток), то такое МДУ будет аналоговым (иногда его называют анало­
говым перемножиrелем сигналов- АПС).
Вели один из входных еиrналов аналоговый, а другой- импульс­
ный, то выходной сиrнал (до фильтра) · также будет импульсным,
·, а МДУ- аналого-импульсным (иногда просто. импульсным).
Вели входные сиrнаnы представnяют собой импульсы произволь·
ной амплитуды, периода и скважности, то МдУ будет_ импульсным (вы­
ходной сигнал - то•е последовательность импульсов).
Если оба входных сигнала цифровые, то МДУ является цифровым,
например ЦВМ.
Применяя анапоrо-цвфровые и цифро-аиацоговые преобразователи
(АЦП и ЦАП), ыожко использовать аналоговые МДУ для работы с циф­
роlЗЬD,{И сиrналами, и наобоРQт. Однако это нецелесообразно, так как
каждое- преобt1аэованн сиn1ала сопровождается увеличением общей
погрешности, запаздывания, не говоря уже об усложнении схемы.
В зависимости от того, в каком количеств� квадрантов работает
МДУ, оно может &.m. одноквадрантным (о�а входных сигнала имеют
только одну nО1U1рность), двухквадрантным (один сигнал может быть
двуnолярНЫN, второй - однополярным) к четырехквадран.тным.
Квадрантность легко определяется в случае. аналого13ых сигналов.
Если сигнал импут.сныi, то в одноквадрантном МдУ используется его
изменение в пределах_ О ••• Т (где Т- период), а в двухквадрантном
- 210-
- 211-
8.2. Множитеяьно-деяитеяьные устройства
Множительно-делительные устройства (МДУ) являют­
ся в настоящее время неотъемлемой-Частью систем обраqоtки инфор­
мации, и применяются в самых разнообразных отраслях техники,
в том числе на транспорте. В качестве основных примеров их исполь­
зования можно · привести: вычисление электрической мощности
в функции тока и напряжения (и· cos·(f) - на переменном токе); .расчет
механической мощности· как произведения крутящего момента на
частоту вращения; определение-. удельного расхода топлива как ре­
зультата деления расхода топлива на мощность; вычисление массо­
вого расхода топлива как произведения объемного расхода на удель­
ный вес и т. п.
В более сложных вычислительных системах нередко требуется
выполнить и такие · функции, как возведение в степень, извлечение
квадратного корня, вычисление среднего квадратического значения,
векторные операции. Эти преорразования также могут быть выполне­
ны с помощью МдУ.
Обычно МДУ выполняет следующую операцию:
y = k -Хэ
варианте значение импульсного сигнала считается нулевым при его
скважности, равной двум, положительным- при t > 0,5 Т, отрицатель­
ным -- при t < O,ST. В цифровых МДУ полярность входных сигналов
определяется специальным разрядом кодовой комбинации.
В первую очередь целесробразно рассмотреть аналоговые электрон­
ные МДУ постоянного тока. Входными сигналами для них обычно
являются напряжения ± 1 О В.
Аналоговые МДУ, построенные на современной элементной базе,
имеют погрешность 0,1 ... 2,0 %, работают в реальном масштабе време­
ни, обладают большой (до 100 МГц) полосой пропускания и вполне
удовлетворяют требованиям стабильности и надежности.
Для построения аналоговых МДУ используется ряд методов, ос­
новные из них рассмотрены ниже.
МДУ на базе датчика Хоnла. Датчик Холла представляет собой
полупроводниковый прибор, выполненный, как правило, на базе анти­
монида индия в виде тонкой длинной пластины (см. рис. 3.6). Если эту
пласти�у поместить в магнитный поток, направленный перпендику­
лярно ее плоскости, а вдоль пластины пропустить ток, то на середине
боковых граней появится ЭДС Холла:
;
,.
сигнал не зависит от параметров датчиков Холла (необходима только
их идентичность), электромагнита и усилителя, т. е. сочетание отдель­
ных элементов невьrсокого класса при данной схеме позволяет создать
МДУ с хорошими параметрами.
Следует· отметить, что МДУ на базе датчиков Холла могут работать
в ограниченном диапазоне частот, их верхняя граница определяется
качествами электромагнита, и при относительно небольших В, превы· .
шение которых приводит к повышению погрешности элемента Холла.
МДУ на квадраторах. МДУ на квадраторах (частный случай функциональных преобразователей) получили достаточно широкое приме­
нение в устройствах, работающих при относительно больших сигналах
(Uвх � 10 ... 100 В), хотя вполне могут применяться и при более "низких.
К таким МДУ относятся также схемы, в которых произведения двух
переменных образуются одним из следующих способов:
ху =
2
1
ху= - [(х + у)2 - х 2 - у2].
E=kxIB.
2
Таким образом, элемент Холла может применяться для измерения
тока или магнитной индукции (при постоянном значении второго со­
множителя) либо для перемножения двух сигналов, причем во всех
четырех квадрантах. Для создания множительного устройства необхо­
димо один из входных сигнадов сформировать в виде тока, второй
преобразовать в магнитный поток с помощью электромагнита.
Так как удельная чувствительность элемента Холла невелика
(О,6 •.• 90 В/А· Тл), то для создания реальных МДУ необходимо датчик
дополнить схемой усиления (рис. 8.22). Такая схема использует два
идентичных датчика Холла ДХ, расположенные на одной подложке
и помещенные в магнитное поле соленоида ЭМ,.
питаемого от дифференциального усилителя ДУ.
J1
Для этой схемы
U2 = k 1 11 B; и.; = ki2B, причем k 1 � k2 ;
Иду = kз{Uвх- U�); lзм= Uду /Rзм.
Индукция в зазоре ЭМ В = k µ • I м•
з
Приведя все выражения к окончательному
виду, можно (при k3 » 1) получить
U вх
41 [(.i + у) - (х- у)2);
Первый вариант �редусматривает возведение в квадрат двух пере­
менных и поэтому предпочт,11телънее второго, где квадраторов- три.
',
Структурная схема 'МДУ с двумя квадраторами приведена на
рис. 8.23. Как видно из уравнения и схемы, операции сложения, вычи, тания, умножения на постоянный коэффициент ( 1/4) выполняются
обычными ОУ, а возведение в квадрат- специальными ФП, чаще всего
диодными, работающими в режиме кусочно-линейной аппроксимации
(см. рис. 8.21).
Примером МДУ на квадраторах, нашедшего широкое применение,
является ячейка УМ-ЗАИ из аппаратуры тиристорного управления
электроприводами УБСР.
МДУ nоrарифмическоrо типа. МДУ такого типа используют извест­
ную математическую операцию замены перемножения двух аргумен­
тов сложением их логарифмов с последующим антилогарифмирова­
нием их суммы. В соответствии со структурной схемой, приведенной
на рис. 8.24, можно записать:
ll1
tn
tn U1
11
ЗМ I
ам
Рис. 8.22. мдУ на элеwентах Холnа.
U2 = - Uвх•
12
Таким образом, выходной сигнал прямо про­
порционален произведению 11 на U8x и обратно
пропорционален 12 (деление). При этом выходной
- 212-
tn
---tnU2
Рис. 8.23. МДУ на квадраторах .
....___, ( Ux - U-y )
2
.Рис. 8.24. Структурная схеыа МДУ nо­
rарифмическоrо типа
- 213-
выходного наnряжения логарифмирующего усилителя АЗ из логариф­
мов напряжения U1 и U2 • Напряжения от Al и А2 подаются на эмиттер
VT4, а сигнал от АЗ - на его базу. Так как вычитание логарифмов
эквивалентно делению аргументов, то выходное напряжение А4 будет
обратно пропорциональнQ U3 •
К до:rоинствам МДУ такого типа' следует отнести -широкий дина­
мическии диапазон входных сигналов (60 ... 80 дБ), высокую точность
(погрешность 0,25 ... 0,5 % полной шкалы), малый температурный дрейф
(не более 0,05 % при применении согласованных пар транзисторов
и 0,01 % - в интегральном исполнении). Недостаток - зависимость
полосы рабочих частот от величины выходных сигналов усилителя.
Кроме того, такая схема может работать только при одной полярности
входных �игналов, т. е. она одноквадрантная. Для возможности рабо­
ты в 2 ... 4 квадрантах необходимо к входным сигналам добавить
постоянные составляющие, а затем с�ответствую
щие члены вычесть
'
.
.
из ВХОДНОГО сигнала: . .
U0 = k 1(ln U1 + ln U2) = k 2ln U1U2;.
Uвых = lc3 antiln U0 = k3 U1U2•
ить
В состав принципиальной схемы МДУ ·такого типа должны вход
сигна·
логарифмирующие, антилогарифмирующие схемы и сумматор
нацио
лов. Все эти схемы легко реализуются на базе стандартных опер
1:1ых усилителей, во входные цепи и цепи обратной связи которых·
о
включены :nибо диоды, либо, чаще, транзисторы. Одна нз схем таког
ест·
осущ
ния
МДУ приведена на рис. 8.25. �та схема помимо перемноже
вляет и функцию деления, т. е.
Uвых • k
U1U2
Из
В этой схеме операционные усилители _AI, А2, АЗ с транзисторами
VTI, VT2 и VТЗ в цепях отрицательной обратной связи выполняютх
функции -логарифмических усилителей, т. е. сигналы на их выхода
пропорциональны логарифмам входных. Так. как транзисторы VTl
и VT2 включены последовательно, то логарифмы U1 и U2 складывают·
ся. Выходы Al и А2 подключены к антилогарифмирующему усилителю
А4 (совместно с VT4 на входе). Следовательно на выходе А4 сигнал
будет пропорционален произведению U1 и U2 • Но схема предусматри·
вает и еще одну функцию. В коллекторе VT4 происходит вычитание
Uаых
VT1
\
R"
Rp
. R"
- 214-
1
1
1
= k(U1 + UA)(U2 + Uв) = kU 1 U2 + k(U 1 Uв + U2 UA + UAUв).
Схема, реализующая эту операцию, показана на рис. 8.26. Принцип
ее работы не требует объяснения, но она заметно сложнее одно­
квадрантного логарифмического МДУ, что предопределяет ее относи­
тельно малое распространение.
МДУ ва основе переuеввоrо сопротввлевия. Схемы таких МДУ
самые простые и для построения относительно дешевых МДУ средней
степени точности могут оказаться очень удобными. Принцип их рабо·
ты заключается в том, что одним из входных сигналов воздействуют
на сопротивление, находящееся в цепи второго сигнала. При соотве.т­
ствующем включении сопротивления в цепи усилительных элементов
можно получить эффект умножения �дного сигнала на друrой. В ка­
честве управляемых сопротивлений наибольшее применение нашли
фоторезисторы, маrниторезисторы и полевые транзисторы, но можно
применять и·некоторые другие полупроводн�овые приборы .
Увых
Uвых
Рис. 8.25. Прииципиапьная схема МДУ яоrарllфмичесхоrо
типа
' i
Рис. 8.26. ЧетыРехаадрантное поrарифwическое МдУ
- 215�
•
На рис. 8.27 показана схема МДУ на .фоторезисторах. Сигнал U2
подается на вход А2 через сопротивление фоторезистора R2 и на
выходе
В свою очередь сигнал U1 подается на ·вход Al, на его выходе
появляется напряжение, пропорциональное U1 , соответственно ме­
няется ток базы и коллектора VT и ток светоизлучающего диода VD.
Светодиод засвеч�вает фоторезистор R2, его сопротивление умень­
шается и выходнои сигнал растет. , Фоторезистор R 1 играет роль отри­
dательной обратной связи (чем больше ток VD, тем меньше Rl, тем
меньше сигнал на инвертирующем входе Al ), уменьшающей нелиней­
ность тракта А 1 - VT- VD - R2.
Необходимым условием работы схемы является достаточно большая кратность изменения R2 (не менее 100) • Так, если при u1 max и ,
соответственно, lvттах R2 будет равно R0c kл 2 = 1, то при U1 = О Ivт = О,
и R2 должно быть как минимум в 100 раз больше, чтобы ku А 2 = 0,01,
тогда погрешность МДУ не будет превышать 1 %.
Если вместо заземления на второй конец Rl подать U3 , то
т • е. схема приобретает свойство делителя. Точность такого МДУ зави­
сит от идентичности характеристик фоторезисторов, стабильности
светодиода и транзистора; частотный диапазон сигналов ограничен
параметрами фоторезисторов.
Кроме того, схема работает только в двух квадрантах, так как и2
может быть любого знака, U1 - только отрицательное, U3 - только
положительное, иначе обратная связь изменит знак.
Перемиожители на основе переменной крутизны. Перемножители
этого типа рабо�ают на принципе изменения общего эмиттерного тока
Iз транзисторнои пары транзисторов VTl и VT2, при этом меняется
и крутизна характери,стики S=�3/<рт (рис. 8.28). Из�енение коллекторного
тока Iк любого транзистора в зависимости от входного сигнала может
быть выражено так:
Лlк ::: /9U1 /(2q>т ),
где <Рт= mkT/q - температурный потенциал, <Р-т = 26 мВ, при 300 К.
ОУ преобразует дифференциальный выходной ток в напряжение:
ЛUв ых = Лlк Rl.
Изменяя ток /9 напряжением U2 в соответствии с равенством Iз =
= U2 /R2, МОЖНО получить
Uвых = Лlк Rl = 19U1 Rl/(2 q>т) = U1 U2 Rl/(2ч>тR2) = k'U1 U2 •
Таким образом, достигается эффект перемножения двух аналого­
вых сигналов. Однако на эту схему налагается целый ряд ограниче­
ний, наµример: U2 должно быть отрицательным; максимальные значе­
ния U1 и U2 не должны превышать 1 ... 1,5 В, а на базах VTl и VT240 мВ, несмотря на это нелинейность схемы доходит до 5 %.
Кроме того, по отношению к /9 схема линейна, а по отношению
к U1 - нелинейна, масштабный коэффициент сильно зависит от тем­
пературы.
Дальнейшее усовершенствование этого способа перемножения
пошло по пути усложнения. Сначала были созданы схемы на трех диф­
ференциальных усилителях, затем они были дополнены схемами гене­
раторов тока и преобразователями U/1. На ту же подложку был встроен
ОУ, и в результате были получены АПС типов 525ПС1, 2 и З. Интеграль­
ная схема второго из них, например, включает около 30 транзисторов
(не считая резисторов), способна производить математические операции
с сигналами постоянного тока ±1О В с погрешностью не более 1 %
(ПСЗ - 0,5 %). ИМС 525ПС2 (рис. 8.29) имеет всего пять навесных элемен­
тов, которые используются для балансировки схемы.
Более современным является АПС 525ПСЗ, который не требует
использования дополнительных внешних элементов. Он позволяет
осуществлять более пяти :математических операций [9].
+f5 22к
+Е
7
;
+ 15
2
х
IJвых
Uвых
S,f1<
Рис. 8.28. Переыножитепь на ос­
н9ве переменной кртrизны
Рис. 8.27. МДУ на фоторезисторах
- 216-
7,5к
Рис. 8.29.. Переыножитепь
S25ПС2 в режиые умножения
сигналов
- 217-
Применение МДУ для операций деnевия, воэведеввя в степень,
извnечевия корня. де л е н и е аналоговых сигналов легко осуществить
,
5)
включая перемножитель в цепь ОС ОУ (рис. 8.30, а ). Если учесть, что
потенциал инвертирующего входа ОУ близок к нулю и Iвх ОУ � О, то
U
Схема может работать только в двух квадрантах, так как U 1 и U2
должны иметь разную цолярность, чтобы сохранить ООС усилителя.
Более удобна схема делителя на МС 525ПС2 или ПСЗ, для нее доста·
точно только осуществить перекоммутацию в�rешних выводов. Для
них U1 ;i:: О, U2 =-10 ... +10 В (рис. 8.30, б).. Построение четырехквадрантных делителей сопряжено с необхо­
димостью иметь в составе МДУ детектор.
Схемы в о з в е д е н и я в с т е п е н ъ проще всего Qыполняются для
п = 2. Для этого, например в ИМС 525ПС2, достаточно запараллелить
входы х и у, и тогда Uвых = 0,1 и:х . Возведение в более высокие сте­
пени или'в степень, показатель котороii- нецелое число, требует при­
менения специальных схем или устройств [5, 9].
И з в л е ч е н и е к вад р а т н о г о к о р н я можно выполнить с по­
мощью устройства, структурная схема которого показана на рис. 8.31, а.
Как видно, кв�атор включается в цепь ООС ус.илителя. С учетом
Р_яда допущении: Uz < О; [Ux(Rl + R2)/(Uzku R1)] « 1; можно получить
Ux = Rl(�U,:}/(kR2).
На рис. 8.31, б дана аналогичная схема на ИМС 525ПСЗ.
Извлечение корней произвольных степеней, а также выполнение
тригонометрических операций, преобразование координат и т. д. также
можно осуществить на базе АПС, но этот м�териал выходит за рамки
учебника [5, 9).
Аваnоrо-импупьсвые МДУ. Как указывалось выше, аналоговые
мдУ обычно обеспечивают поrреmность не более 0,5 %, при необходимости
J
а)
U2
7
.,_...-0
.,...
VJJ
р енение
Рис. 8.31. Схема извлечения квадратного корня (а) и п ю,с
для зтой цепи имс 525ПСЗ (б)
U2
U2
1
......
6 2 11 12
R4
U1
R2
U1
-=-k-.
ивых -­
RI
_____.,..
10 К525ПСJ
Uz�O
n =0
1
-+,· u- n = ивых и2,·
R2
RI
U
Uвых ={ioiij.+llx
--
применять импульсполучить более высокую точность целесообразно
ные или цифровые МДУ.
типа приведена на
Схема простейшего МДУ аналого-импульсногонап
ряжение постоян­
рис. 8.32, а. Одним из входных сигналов являетсямом нта на каком-то
!
ного тока и (например, от датчика крутящего
и последователь­
собо
ет
вля
дста
пре
ой
втор
а
у),
вал
м
контролируJмо
частоты ·вращения.
ность импульсных сигналов, например от датчика
усилитель со ста­
Первый сигнал прохо_дит через повторитель Пает(или
на стрелочныи инди­
бильным коэффициентом усиления) и поступ
ента,: Прибор вклю­
катор PI, выполняющий роль интегрирующего элем
Второи сигнал посту­
чен в коллекторную цепь транзисторного ключа.ющи
и с каждым вход­
пает на ждущий мультивибратор G, вырабатыва тель
ности. Эти им­
ным сигналом импульс строго определенной дли
VT. Из диаграммы
пульсы подаются на вход транзисторного к�ча
амплитуда U1 и часто­
(рис. 8�32, б) нетрудно увидеть, что, чем больше ени
е тока, проходящета / входного сигнала, тем больше среднее знач
го .через стрелочный индикатор, т. е. Uаых • kU1f•
недостатком является
Схема исключительно проста. Основным. ее при
одной полярности
одноквадрантность, т. е. схема работает только ации о направлении
сигнала и1 , а второй сигнал не несет информ
вращения вала.
ффициента переПогрешности схемы зависят 9т стабильности коэ
а транзисторного
дачи повторителя П, стабильности генератора и качеств
w
а.)
5)
и
�
1,........,1........1.....L......&..----l-
7
К525ПС2
2
Uвых
Увых
Рис. 8.30. Схема аналогового де­
nиrепя (а) и приыенение для
зтой цепи ИМС 525ПС2 (б)
- 218-
Рис._8.32. Простейш&Я схема анапоrо-ИЫПJnьсноrо МДУ (а)
и диаrРаыы& его работы (б)
- 219-
I
ключа; при надлежащем их расчете общая погрешность может быть
менее 0,1 % (без учета класса стрелочного прибора).
К некоторым -ограничениям схемы следует отнести, во-первых,
предельную частоту / входного сигнала, при которой 'коэффициент
заnолнения импульсного сигнала не превышал бы значения 1, т. е.
Л t/ < 1, и, во-вторых, отсутствие заметных колебаний стрелки измери­
тельного прибора при малых значениях U и f, что во многом зависит от
инерционности подвижной системы прибора.
Несмотря на это, схема вполне пригодна для ряда не очень ответственных случаев.
Если второй входной сигнал имеет также аналоговый харак�ер, то
его преобразование в импульсную последовательность с обеспечением
пропорциональности fвых = kU2 может быть выполнено с помощью
любого преобразователя U//.
Путем незначительных доработок эту схему можно выполнить как
двухквадрантную (рис. 8.33); принцип работы ее ясен из диаграммы.
Если оба подлежащих перемножению сигнала импульсные, то
в большинстве случаев один из них преобразуется в аналоговый с по­
мощью цифро-аналогового преобразователя, в частности так называе­
мых интегральных умножающих ЦАП. Одна из таких схем на базе
ИМС К572ПА1 приведена на рис. 8.34. Эта ИМС представляет собой
умножаю�й ЦАП (на рисунк! показаны только три разряда), по­
строенныи на основе делителеи тока, управляемых кодом. В состав
кристалла ИМС входят прецизионная резисторная матрица РМ R - 2R
(10 пар), спаренные токовые ключи VTl - VTJO на МОП-транзисторах
и входные усилители-инверторы У для _управления ключами. К выхо­
ду ИМС подключается операционный усилитель, сигнал на выходе
которого пропорционален Uon , пода�аемому на РМ, и зависит от кода
входного сигнала, поданного на усилители. Так как Uon может ме­
няться в пределах ± 17 В, то перемножитель- двухквадрантный.
а)
-
5)
Uн
1 ..,_____
U>O
t
I
Рис. 8.33. Двухквадрантный
аналого-импульсный мдУ (а)
и диаrрамыа. его работы (б)
- 220-
15c>--...-t
(Uon
1
t
1 11
2R
lvТ1
1
1
1
Uвых
1 ,-.1..._.......++-__.._-I----�-+--+-��
+Е
14
t
_
1
L­
'LJ.
б ... 12
1J
1
\
__.
ель
Рис. 8.34. Двухквадрантный перемножит
на ЦАП К572ПА1
15 1'1-
i6 Н572ПА1 161
2
1J
J
ение перемножите­
На этом же рисунке показано условное обознач
я количеством разря­
ля. Так как точность задания кода определяетс
такого перемножителя
дов, а РМ я�зляется прецизионной, погрешность
составляет несколько
находится на уровне 0,1 %, а быстродействие
микросекунд.
емножения осущеПри необходимости четырехквадрантного пер
отно-импульсная моду­
ствляется одновременная амплитудная и шир
ие схемы описаны в спеляции в функции входных сигналов. Так
циальной литературе.
8.3. Цифро-аналоговые
и аналого-цифровые преобразователи
I
и-о t
f
г,-----------1
U<O
t
жат для
Цифро-аналоговые преобразователи. ЦАП слу
оговую.
анал
мы в
преобразования информации из цифровой фор
очень широка- в уст­
Область их применения в современной технике
изиррванных системах
ройствах обработки информации, в автомат
ными органами и т. п.
управления, согласовании ЭВМ с исполнитель
время в связи с применеОсобенно возросла роль ЦАП в последнее
нием микропроцессорной техники.
названия, является
Входным сигналом в ЦАП, как и следует, из их
ал (ток или напряжение).
цифровой код, выходным- аналоговый сигн
то ит в суммировании эталон­
Цифро-аналоговое преобразование сос щих
разр.ядам входного кода:
ных значений напряжения (тока), соответствую
,. -n ),
Uвых = kUon(D1 • 2-1 + 0 2 ,· 2-2 + ••• +Оп 2
- 221-
пкт
-----
где Uon - опорное (эталонное) напряже­
ние; а 1 , а 2 ••• � - коэффициенты двоич­
тк с СУ
ных разрядов ( О или 1); n - число разря­
дов; k - коэффициент nропорциональ­
ности.
rr с су
1
1
Основными параметрами ЦАП яв­
1
1
ляются: количество разрядов n, опреде­
РМ
1
1
лщощее разрешающую способность (ми­
L __ __ J
нимальное изменение выходного сигна­
nа); точность преобразования, или наи-.
большее откnонение сигнала от расчет­
ион
ного; нелинейность и время преобраРис. 8.35. Обоб=.нная С'фуктур� зования.
Обобщенная структурная схема
ная схеш. ЦАП
ЦАП.
приведена на рис. 8.35, она соот­
ПКТ - nреобрuоаатеnь код-ток;
тк с СУ - токовые кmочи со схемой ветствует большинству современных
уnр88J'lения; М' с СУ - rенера'l'Оры серийных устройств этого тип�. В нее
ТО1tа со схемой ynpUJ'leкия; РМ - ре­
входят: резистивная матрица, с по­
ЭИСТИ8Н&Я ма'l'рица; ИОН - источ­
мощью �торой формируются токи, со­
ник onopиoro иапр,аtения
ответствующие разрядам кода ЦАП, ге­
нераторы токов с устройствами управ:11ения, токовые ключи и неко­
торые вспомогательные цепи, в том числе преобразователь ток- напря­
жение на выходе и источник опорного напряжения.
Резистивная матрица может иметь различную структуру. Вариант
с так называеыыми весовыми резисторами показан на рис. 8.36, а. Каж­
дому разряду· (определяемому входным кодом) ·соответствует свой ток
11 , 12 ••• ln, эти токи определяются матрицей R - 2R - 4R ... 2n- 1 R,
а в выходной шине все токи суммируются. Недостатком схемы являет­
ся большое число точно подобранных резисторов в достаточно широ­
ком диапазоне их сопротивлений. Так для В-разрядного ЦАП резисто­
ры, соответствующие первому и. последнему разряду, различаются
в 2 5 6 раз.
Более совершенной является матрица, состоящая из резисторов
только двух номиналов - R и 2R, соединенных последовательно и па­
раллельно (рис. 8.36, б). В этом случае источник опорного напряжения
постоянно (в1tе зависимости от состояния ключей) нагружен на сопро­
тивление R, а _токи в параллельных цепях отличаются от разряда
!
а)
·Рис. 8.36. Резистивные wатрИLtЫ: а -с весовыыи резистораыи;
6 - с резисторами R-2R (ТК -токовые хnючи)
- 222 .,
к разряду в 2 раза. При включении той или
иной комбинации ключей токи суммируются
в выходной шине..
Токовые ключи, предназначенные для
коммутации элементов резистивной матри­
VT2
V:02
цы, должны иметь достаточное быстродей­
ствие и не вносить заметных погрешностей
ВыJ<од
VTJ
� разрядные .токи. Наибол�е целесообразно
. применять для этой цели ключи на биполярк РМ
ных транзисторах (рис. 8.37), особенно для
Рис.
8.37.
Токовый
хnюч
быстродействующих ЦАП. В указанной схеме
при. подаче на цифровой вход логического на биполярных транэисто­
нуля VTl и VT2 закрыты, диод VDl заперт рах
и выходная шина через диод VD2 и постоянно открытый VТЗ замкнута
на соответствующий резистор матрИ11Ы- · При nодаче на вход сигнала
транзисторы VTl, Vт.2 и диод VDl открываются, диод VD2 запирается
и отключает ·выходную шину от матрицы. Так как VТЗ постоянно
включен, ток, проходящий через· резистор матрицы, не меняется, что
способствует повышению быстродействия схемы. ·
Для схем среднего быстродействия целесообразнее применять·
МДП-траазисторы. Так, например, выполнен и 1 О-разрядный ЦАП
(см. рис. 8.34). Как видно из схемы, резисторная матрица R-2R комму­
тируется ключами на спаренных МДП-транзисторах, которые подклю­
чают ее 1( выходным шинам, соединенным с внешним ОУ. Кодовый
сигнал подается на схемы управления. Разрешающая способность тако­
го· ЦАП (1/1024)U0n , (U0n может меняться в пределах ±1 7 В), вре14я
преобразования 5 мкс, потребляемый ток 2 мА.
В настоящее время разработано мноr.о разновидностей ЦАП в ин­
тегральном исполнении с количеством разрядов от 8 до 18, причем раз­
решающая способность 18•разрядноrо ЦАП составляет (1/2 62144) Uon,
или З,8 · 10-6U0n . Эти ЦАП имеют различное быстродейС'l'Вие, совмести­
мы с логикой ПЛ, ЭСЛ и КМОП и рассчитаны на работу с разНЬIМИ
кодами.
В последнее время ЦАП широко применяются в так называемых
программируемых усилителях, генераторах и активных фильтрах.
Коэффициент усиления усилителя, частота выходного снrнала генера­
тора или частота среза АЧХ зависят от величины сопротивления. Если
это сопротивление сделать составным и управлять им, меняя дискрет­
, . но его значение с помощью ЦАП, то можно таким образом программно
(кодом) управлять одним из основных параметров устройства.
Авапоrо-цвфровые преобразователи. АЦП выполняют обратную по
сравнению с ЦАП задачу - аналоговую величину (чаще всего напряже­
�ие постоянного тока) преобразовывают в цифровой код. Они широко
. применяются при передаче аналоговых сигналов в цифровые измери­
тельные приборы, ЭВМ, в системы дискретной автоматики. К основным
параметрам АЦП относятся:
число разрядов выходноrо кода, которым (наряду с максималь­
ным диапазоном входного напряжения) определяется разрешающая
- 223-
способность прибора, т. е. минимальное значение ступеньки вход­
. ного сигнала;
погрешность преобразования, которая зависит от шага квантова­
ния и ошибо�, вносимых узлами АЦП;
время преобразования (период дискретизации).
В отличие от ЦАП, где используется практически один метод пре­
образования, в АЦП таких методов, различающихся по точности,
быстродействию и сложности аппаратуры, по крайней мере три.
В связи с тем, что терминология в этой области техники не устано­
вилась, каждый метод имеет несколько названий. Основные методы
преобразования: поразрядного кодирования, или весовой; последова­
тельного счета, или числовой; параллельного действия, или считывания.
,П р и н ц и п р а б о т ы А Ц П п ора з р я д н о г о к о д и р о в а н и я .
Такие АЦП несколько уступают двум другим видам по быстродейст­
вию, но обладают минимальной погрешностью.
Входной сигна![ U8 x сравнивается с внутренним эталоННl?!М напря­
жением максимальной величины Uзт 1: есл� Uвх < Uзт 1, то в соответ­
ствующем (высшем) разряде кодера устанавливается О, если Uвх >
> Uзт 1 - 1. При установке О Uвх сравнивается со следуюшим Uэт 2 =
= 1/2 Uзт 1 : если Uвх > Uэт 2 , то во втором разряде устанавливается 1,
· если Uвх < Uзт 2, то ,О и в следующем цикле очередной эталон Uэт з
сравнивается с разницей Uвх - Uзт i и т. д. В результате после выполне­
ния операций сравнения сигнала (или его разности с очередным этало­
ном) на выходе устройства формируется цифровой код, число разря­
дов которого зависит от схемы (обычно 8 ... 12), и, следовательно, по­
грешность определяется как половина величины последней самой
мелкой ступеньки. Например, в В-разрядном АЦП она менее 1/256 мак­
симального входного сигнала, т. е. не выше 0,25 %, в 12-разрядном 1/4000, или 0,025 %.
Однако для достижения этого результата требуется соответствую­
щее количество "шагов", т. е. быстродействие схемы обратно пропор­
ционально ее точности. Кроме того, необходимо иметь ряд эталонных
напряжений, для создания которых очень часто используется ЦАП.
Схема, иллюстрирующая работу такого АЦП, приведена на рис. 8.З8.
При подаче импульса запуска триггер старшего разряда Тn устанавли­
вается в 1, остальные - в О, одновре�енно 1 записываеrся в старший
разряд регистра сд:вига RG. В первом такте на компаратор К подаются
Uвх и эталонное напряжение �т , снимаемое с выхода ЦАП и соответ­
ствующее единице старшего разряда. Если Uвх > U�т � на выходе ком­
паратора сигнала не будет и в старшем разряде Тn сохранится едини­
ца. Если Uвх < U�т , то компаратор выдает сигнал, возвращающий Tn
в состояние О. Далее регистр RG сдвигает единицу в следующий раз­
ряд n - 1 и на компаратор с ЦАП подается следующий уровень эталон­
ного напряжения �; 1 и т. д. В результате преобразования Uвх уравно­
вешивает�я суммой эталонных напряжений, снимаемых с ЦАП:
1=n
Uвх = .I: · a;UJт ,
1=1
где а; - коэффициенты (О или 1) в разрядах выходного кода, снимаемых
- 224-
'
UЦA n
ЦАП
а. rz
а.п-1
}код
а1
Зan!JCH
с нс;, п
Рис. 8.38. АЦП поразрядного кодирования
-
етствую­
с триггеров тn ... т 1 ; u�т эталонное напряжение ЦАП, соотв
щее ;-му разряду.
ся
В этом АЦП время преобразования постоянно и определяет
При-.
числом разрядов и тактовой частотой встроенного ге�ератора G.
ствен
отече
мерно такая функциональная схема применена в сериином
, ном АЦП типа К572ПВ1.
е т а ....
Прин ц и п работы АЦ П последов атель ного сч
ои
сумм
чины
вели
Принцип основан на уравновешивании входной
нт урав­
одинаковых и минимальных по величине эталонов. Моме
чество
коли
новешивания определяется с помощью компаратора, а
итывается
эталонов, уравновешивающих входную величину, подсч
.счетчиком.
, характеОдной из разновидностей АЦП последовательного счета
,
с двух­
ризующейся повышенной точностью, является преобразователь
триг­
через
кратным интегрированием (рис. 8.З9, а). Импульс запуска
а Ин.
гер Tl открывает ключ Клl и Uвх подается на вход интегратор
ием Uо
Напряжение интегратора Uин вместе с постоянным напряжен
становится
подается на входы компаратора К. В момент t1, когда Uин
ер ТЗ
равным U0 (рис. 8.З9, б), с К подается сигнал на триггер ТЗ. Тригг
ое на
перебрасывается и открывает устройство совпадения,...через котор
/т • Ин­
счетчик СТ2 начинают· поступать импульсы тактовои частоты
олняется,
тегрирование ведется до момента t2, когда счетчик переп
еры Tl
сбрасывается в исходное состояние и выдает сигнал на тригг
ратои Т2. При этом Клl закрывается, а Кл2 открывается, на вход интеr
­
обрат
ь,
рност
поля
. ра подается опорное напряжение Uоп , имеющее
ть. В мо­
ную Uв х . Напряжение на выходе интегратора начинае� пада
сиг­
мент t3, когда Uин станет равным U0, с компаратора поступает
этом Uоп
нал, который приводит Т2 и ТЗ в исходное состояние. При
15 Зак. № 139
- 225-
а)
Кл{
5}
.Рис. 8.39. АЦП с двухкратным
интегрированием: а - схема·
б - диaI'P&N!.:fA работы (ИП _:
импульс переполнения счет­
чика)
l<л2
t
1
1
t
t
н ключае ся
т
от входа ин тегра тора
и работа счетчика прекращается
а нем будет записан код
от
1
где т - период тактовой частоты
; � - число ра�рядов в счетчике
�
. рассмотренном АЦП в результа т
е использования одних и ;ех же
узлов на обоих этапах интегрировани
я вх и оп исключаются погрешности •в формировании линейно
изменяющегося напряжения ошибки
в срабат!-1вании комп
ара тора, погрешнос ти в стабильно
сти и�точника
тактовои частоты. Пример такого
АЦП - микросхема КР572ПВ2.
�П р и н ц и п р а б о т ы п р е о б р а з о
в ате л е й п а р а л л е
льного
д е и с т в и я · nринцип основан на
однов ременном сравнен
ии
вхо дного сигнала с 2 n - 1 эталонами' с
оотве тс тв ующими n-разр
ядн
о.му двоичному коду, и кодировании резуль
та тов э тог о сравнения.
При
мер такого преобразователя показан
� на рис. 8· 40·
эт
о
м
преобразователе
2" - 1 опо ных напряжении
формируются с помощью резис т ив
л
k
ного
делите я. ажд�е из опорных нап
ряжений подается вместе с
на
со тв етствующии компаратор К.
�
Срабатывают лишь те . ко мпара�ры
: �тоi'ых lfax > Uon; • Результат сравнения через фиксирующ
ие триг:
ер iз
��:· n подается на .кодопрео бразователь, преобразу
ющий
его
к
�од��ные преобразователи являются наиболее быс т
родейс твую. щим .
. недостато к - большое количес
тво компараторов , к
отор ое
и
и
в
и
- 226-
. возрас тает с ростом числа разря­
дов (пример К1107ПВ2).
Если нужно повысить разряд­
ность, сохраняя высокое быс тро­
действ ие при приемлемой слож­
ности-, применяют параллельно-по­
следQвательные (комбинирован­
ные) АЦП. В них несколько мало-.
разрядных ·АЦП параллельного
действия соединяют последова­
тельно.
Vвх
Одним из основных направле­
ний дальнейшего совершенство- Рис. 8.40. АUП параллельного дейсrвия
вания ЦАП и АЦП является повышение быстродействия основных узлов, особенно компараторов , ис­
пользов ание АЦП ко мбинированного действия. В торое направление
связано с повышением точности преобразования, в частност и с увели­
чением разрядности до 16. Треть� направление касается удобства
· и гибкос ти применения преобразователей - функциональная закон. ченность, согласование с ИС различного типа логики. Особое место
в э том отношении занимает согласов ание с микропроцессорными ус т­
ройствами, создание интерфейса связи с ними. Четвертое направление
предусматривает снижение потребляемой мощности преобразователей,
выполненных как по КМДП, так и по бипо лярной технологии. Одно­
в ременная· реализация всех 'направ лений в о дном преобразов ателе
затруднена, поэ тому ЦАП и АЦП, вероя тно, будут развиваться по трем
группам: общего применения, быстр одействующие и прецизионные.
Помимо АЦП и ЦАП, в которых преобразуются напряжения, су­
ществуют схемы, реализующие следующие функции: напряжение частота ( U//), частота - напряжение (//U) и др. Перв ая может быть
построена на ·базе генератора пилообразного напряжения на ОУ
(см. п. 5.3), а вторая - на базе ждущего · мультивибратора, обеспечи­
вающего формирование импульса заданной длительнос ти и амnлиту­
ды с появлением каждого входного сигнала, и фильтра. Читатель
может построить схемы таких устройств самостоятельно.
Глава 9.
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
ЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
(
Назначением источников питания электронной аппа­
ратуры, или вторичных источников питания (ВИП), является обеспече­
ние питания различной электронной аппаратуры - усилителей, моду­
ляторов , логических устройств, средст в вычислительн ой техники и
т. п.. - напряжением п осто янного (реже переменн ого) тока требуемых
15 "'
- - 227-
• 1
• 1
величин и к�честв. Обычно для этой цели применяют напряжение
постоянного тока 5, 12, 15, 24, 48 В и переменное напряжение от 6,З
до 24 В с частотой от долей герца _до нескольких десятков герц. Эти
величины существенно отличаются от стандартных параметров судо­
вой сети 380 (220) В и 50 ( 60) Гц, и для их получения необходима слож­
ная аппаратура.
9.1. Структуры ВИП
Основные требования к современным ВИП опреде­
ляются напряжением, которое требуется получить на :выходе (постоян­
ное или переменное), и видом питающей сети. В зависимости от этого
все ВИП могут быть разделены на четыре группы:
выпрямители - неуправляемые и управляемые (рис. 9.1, а);
инверторы - автономные и ведомые сетью (рис. 9.1, б);
преобразователи частоты - со звеном постоянного тока и непосредственные (рис. 9.1, в);
импульсные преобразователи постоянного напряжения или тока
(рис. 9.1, z).
Выпрямители предназначены для преобразования переменного
тока в постоянный, причем величина последнего может быть неизмен­
ной или регулируемой. Входят основным звеном в так называемые
выпрямительные устройства или блоки.
Инверторы выполняют обратную задачу- преобразовывают
постоянный ток в переменный неизменной или регулируемой амплиту­
ды и частоты. Если нагрузка инвертора не имеет других источнико):!
питания, то он называется автономным, а если работает параллельно
· с сетью, то именуется ведомым сетью. Последние используются
преимущественно в мощных установках (см. гл. 10).
Преобразователи частоты (ПЧ) осуществляют преобразование пере­
менного тока одной частоты в переменный ток другой частоты. Если
ПЧ собрать из последовательно включенных выпрямителя и инвертора,
то получится ПЧ со звеном постоянного тока. Частота выходного на­
. пряжения такого ПЧ может быть как больше, так и меньше входной
с широким диапазоном ее изменения. Если же ПЧ выполняется по
схеме с однократным преобразованием энергии, то он носит название
непосредственного (НПЧ} и у него в(;еrда /2 < /1 • Такие НПЧ также
будут рассмотрены в гл. 10.
Импульсные преобразователи постоянного напряжения исполь­
зуются для прямого (без двукратного преобразования) получения
выходного напряжения постоянного тока из постоянного входнс5го,
причем выходное может быть меньше или больше входного.
Как Л:оказала практика, наибольшее распространение получили
выпрямители. Основные требовани�, предъявляемые к этим преобра­
зователям, - обеспечение на известной нагрузке постоянного напря­
жения заданного значения, заданной стабильности, , с допустимым
коэффициентом пульсации при минимальных массогабаритных
- 228-
0- -. -
показателях и высоких КПД и надеж- а)
о)
-®-=
ности. Кроме указанных могут
предъявляться и дополнительные
._
требования по сроку службы, ремонтопригодности, удобству эксплуата­
ции и т. п.
В настоящее время для обеспече­
ния всех этих показателей, наряду с
типовой структурой выпрямительно­
го ВИП, все более широко начинает Рис. 9.1. Структуры вторичных ис­
применяться более сложная, но точников питания
.
имеющая ряд достоинств.
Схема типового выпрямительного 'ВИП (рис. 9.2, а) включает:
стабилизатор Стl переменного напряжения; применяется только
при очень большом (более ±15 %) диапазоне изменения напряжения
питания, имеет значительный вес, создает дополнительные помехи
и в судовой электронной технике практически не применяется;
трансформатор Тр; предназначается для понижения напряжения
сети�до требуемого уровня и, что очень важно, для гальванического
разделения выходного напряжения от сетевого;
собственно выпрямитель В, обеспечивающий преобразование пе­
ременного напряжения в постоянное, пульсирующее;
фильтр Ф - устройство для сглаживания пульсации выпрямленно­
го напряжения до допустимой величины;
стабилизатор постоянного напряжения Ст2, необходимый для под­
держания на нагрузке стабильного уровня напряжения при колеба­
ниях напряжения сети и тока нагрузки.
Произведем ориентировочную оценку qсновных показателей ВИП,
приняв КПД Т1 для каждого элемента по сре_днестатистическим данным,
а)
Vc
Cmf
Ст2
8
, Тр
fJ
Б)
Uc
в1
lfJ1
С/12
ИнВ
Тр
СУ
оэп----------
82
и
Рис. 9.2. Структурные схемы выпрямительных устройств:. а - традицион­
ная; б - усовершенствованная
- 229-
"
массогаб аритные показатели m * - по относительному "вкладу
расчет не вклюкаждого элемента (стабил изатор переменного тока в
чается):
трансформатор составл яет примерно 70 % массы и габарита ВИП
и имеет КПД 0,94 ... 0,98;
КПД
выпрямитель- массой и габаритами можно пренебречь,
енны
в
сущест
ее
л
0,95 ... О,98 (чем меньше выходное напряжение, тем бо
потери в вентилях);
фильтр- масса и габариты примерно 15 %, КПД близок к _1,0;
стабилизатор - масса и габариты- 15 %, КПД составляет 50 ... 70 %
(в зависимости от глубины колебаний напряжения на входе).
В сумме относительные массогабаритные показатели равны 1,0.
КПД менее 53 %.
усовершенствованная схема ВИП (рис. 9.2, б) включает следующие
элементы:
входной выпрямитель Bl, часто трехфа зный;
создаваев ходной фильтр Фl, защищающий также и сеть от помех,
мых следующим элементом ВИП;
инвертор Инв (прерыватель), преобразующий посто�нное напряже­
ние и в переменное, прямоугольной формы; его частота определяется
схемой управления и составляет 5 ... 50 кГц;
трансформатор Тр;
второй выпрямитель В2 и второй фильтр Ф2.
Вместо стабилизатора постоянного напряжения используется об­
ратная связь с выхода ВИП на схему управления СУ через гальвани­
ческую развязку (оптрон ОЭП).
Как видно, в данной схеме осуществляется троекратное преобразование энергии, но показатели схемы оказываются лучше:
а
Входной выпрямитель ••••••••
Входной Филь.тр •••,. ••••••• ••
ИмnуЛЬСJiЫЙ преобразователь ••
Трансформатор1
Выпрямитель
Фильтр
. Схе ма управления и ,.развязка"
............
.............
....................
..
m*
о
0,05
0,05
0,05
о
0,15
0,05
11
0,98
1,0
0,96
0,95
0,96
1,0
0,99
J
Относительная величина массогабаритных ПО!(азател ей составляет
0,3 (в три раза меньше, чем в традиционной структуре) КПД 0,85
(на 30 % больше). Надежность схемы практически такая же (нет ста­
билизатора), но стоимость несколько вьпuе (на 20 ... 40 %). Таким обра­
зом, более сложная схема почти по всем показателям оказывается
боnее перспективной, что и предопредел�ло резкое расширение ее
применения.
9.2. О�нофаэные неуправп11·емые выпр11митепи
В настоящее время в качестве вентилей применяются
только полу�роводниковые, чаще всего кр�мниевые дио.пы, парамет­
ры которых были рассмотрены выше. При расчете схемы ВИП необхо­
димо опред�лить соотношение между средними значениями напряже­
ния и тока в нагрузке Ud и ld и параметрами вентилей и трансформато- ·
ра, цел есообразно также определить частоту и коэффициенты пуль­
сации после выпрямителя.
Для однофазного выпрямл ения переменного тока используются
три схемы.
Одвополупериодиый однофазный выпрямитель. Хотя эта схема
(рис. 9.3, а ) применяется довольно редко, рассмотрим ее подробнее
для уяснения общих принципов работы выпрямителей.
Цод· действием синусоидального напряжеl!ия U1 , приложенного
к обмотке W 1 rрансформатора, на вторичной обмоtке W2 имеет место
напряжение U2 • Ток через нагрузку Rн протекает только в положи­
тельный полупериод, когда вентиль открыт. При этом мгновенные
токи вентиля на обмотки W2 i 2 и нагрузки 'iн одинаковы:
Среднее значение тока нагрузки, определяемое как площадь,
ограниченная осью абсцисс и кривой i 2 , равно
ld = -
�
l
о
12 max sin u du = ---cos u
12 max
�
п
12 max
= ---
о
л
М8:ксимальное напряжение на вентиле U8 max равно максимально­
му напряжению на вторичной обмотке:
-т. е. вентиль должен выдерживать обратное напряжение, в л раз пре­
вышающее среднее значение -выпрямленного напряжения. Отсюда
среднее зJ1ачение выпрямл енного напряжения ра вно
2U2U.2 max - -- = 0,45U2 ' U2 = 2,22Ud .
d =
u
J
л
л
Действующее значение тока
образом:
сл едующим
1 Масса трансформатора уменьшается с повышением частоты в ,// // раз, в
2 1
данном случае в 10 ••• 15 раз.
- 2зо�
·1
п
..
1
2п
п
1 l�dU =
о
1
п
вторичной
- r ll
2зt
J,
о
обмотки определяется
max sin ti • du
-:- 231-
2
= !!..1d = 1,S7t .
2
, Действ ю ее значение тока первичной обмотки
а)
11 =
1
и
W1 W2
1 , 21
2л
1 = kU2 =
kл
[2 ud.
Расчетная мощность первичной обмотки
а;
1
2
2
·
k ·
k
,
о
Действующее значение напряжения первичной обмотки
VlJ
о)
2n
1
ffiZfл
- ) i 21 du = ..,_ Id ) - Ia= - ld .
1 .
1
�
1
1
VJJ1
.
llн
1, н
1
Расчетная мощность трансформатора
Р 1 +Р2
Ртр = --- = 3,09Pd .
2
Как видно из графика, частота пульсации первой гармоники равна
частоте сети. Коэффициент пульсации первой гармоники (отношение
амплитуды первой гармоники к среднему значению напряжения k � =
/Ud ) равен 1,57 (так как удвоенная амплитуда в n раз больше Ud ).
=
Коэффициенты пульсации второй' и следующих гармоник могут быть
определены по формуле
и:.,
8)
k i= --- '
m2- 1
п
Рис. 9.3. Однофазные не­
управпяеыые выпрямите­
ли: а - однополупериод­
ный; б - двухполупериод­
ный; в мостовой.
-
Расчетная мощность вторичной обмотки трансфор
матора может
быть выражена через мощность постоянного тока в
нагрузке Rи :
р2 = I2U2 = 1,57 Id . 2,22Ud = 3,49Pd .
Полагая трансформатор и вентиль идеальными
кривую тока i
трансформатора Тр можно найти из кривой i , вЫЧ-:
я постоянную сd­
2
составляющую Id , с учетом коэффициента транс
формации k:
rде m - произведение номера гармоники на чясло фаз выпрямителя.
Так , для второй гармоники k � = 0,667, для третьей k � = 0,25 и т. д.
Двухполупериодный вWiрямитель с выводом от средней точки
вторичной обмотки трансформатора. В 1901 г. В. Ф. Миткевичем была
предложена двухполупериодная однотактная_ схема выпрямления
однофазного тока (рис. 9.3, б). ТQк через нагрузку R н проходит в од­
ном направлении, замыкаясь поочередно: в один полупериод - через
вентиль VDl и полуобмотку W 1 трансформатора, а в другой - через
вентиль VD2 и полуобмотку W2.
Так как ток через нагрузку R н течет на протяжении обоих полу­
периодов, то ero значение в два раза больше, чем в схеме, nриведен­
ной на рис. 9.3, а:
Id
=
212 max
--- '
и соответственно среднее значение выпрямленного напряжения равно
- 232-
Vd=
2V2max
2
-{2
·
- --= -- U2 ,
n
л
где U? ...,,.у- амплитуда напряжения одной полуобмотки.
В А епроводящую часть периода к вентилю прикладывается напряжение U в max , равное напряжению меЖдУ точками а и (пренебрегаем
прямым падением напряжения на втором вентиле):
Uв max = 2U2 max = лиd .
Среднее значение тока вентиля· в два раза меньше среднего зна­
чения тока нагрузки.
Учит�ая, что
ь
.
2
· 2-П:
'Л
'Л
ud = - U2 max = -- U2 = о' 9U 2 '
действующее напряжение полуобмотки можно определить как
и2 =
'Л�
г;:2у2
= 1,11 ud . -
\
дейс�ующий ток одной полуобмотки равен действующему току
вю
и об мотки трансформатора однополупериодной схемы: 1 =
2
o
== (lff)'f
2 max • С учетом значения 12 max имеем:
12 = - = 0,785Jd.
4
'Лld
Мощность �торичной об мотки трансформатора
Р2 == 2U 2 12 = 1,14P d .
Действующие значения тока
н
·
е
..
lрЕя1:к :::::���g:�:�=
i::7f
ния и тока нагрузки:
:=�f�;о:Ж:�=Э:еи:
Учитывая последние соотношения получим формулу для о преде
ления мощности первичной обмотки: '
Р1 = U1l1 = 1,23Pd.
. Расчетная мощность трансформатора равна
Р1 + Р2
Ртр == --
-.- ,= l,48Pd.
2
пу
той схеме в два раза больше, чем в предыдущей�;;с , :Ь;:ИИфф:r,:
·;,·енты пульсации для -первых . трех гармоник
соответственно равны: 1cr; == о, 667, k"п = 0, 133 , k"'п == 0,057.
- 234:i...
с став схемы
Мостовой одвофазвый 9ЬП1рямитеnь (схема Греца}. В о
протекает
·.: (рис. 9.3, в) входят четыре вентиля. Ток через нагрузку
одной полярн ости
<! в одном направлении (через диоды VDJ и VDЗ при
амма
{ напряжения на обмотке и через VD2 и VD4 - при друго й), диагр
, такая же, как и в предыдущем схеме.
лю,
·'
В этой схеме максимальное напряжение, приложенное к венти
так как
равно максимальному напряжению вторичной обмотки, а
2 = 1,1 ud 'ТО
1 .
и
Ток вторичной обмотки трансформатора
1,11 ud
и2
--= l, llld .
=
12 =
Rн
Rн
.
Расчетная мощность трансформатора
Ртр = р1 = Р2 = 1,11 ud. 1,Н ld = 1,23Pd .
. Частота и коэффициенты пульсации такие же, :iiaк в предыдущей
схеме.
Анализируя процессы в схемах выпр.ямления однофазного тока
дать
и сравнивая их параметры, можно сделать следующие выводы и
рекомендации по использованию этих схем.
Наиболее простой (всего один вентиль) является однополупериод­
,, · ная схема. Однако применяется она весьма редко, так как выпрямлен-.
ный ток имеет большую амплитуду и нцзкую частоту пульсаций, что
о,
требует использования дорогих и громоздких фильтров. Кроме тог
о
тельн
значи
казываются
масса, габариты и стоимость трансформ атора о
большими, чем в других схемах, а вентиль должен выдерживать
напряжение, .в л раз превышающее U d . В связи с этим применение
ообразно лишь там, где
однополупериодной о днофазной схемы целес
он­
низкая степень использования трансформатора и усло жнение к
раз­
или
сти
струкции фильтра компенсируются уменьшением стоимо
вентилей. Сравнивая
меро в аппаратуры вследствие сокращения числа
сть
схему Миткевича с м остовой схемой, сл�дует отметить, что мощно
�
трансформатора и напряжение на вентиле в мостовой схеме значи
тельно меньше. Конструкция трансформатора в мостово й схеме проще,
вдвое больше, что пре­
о днако потери мощности в вентилях в ней
В)
пятствует использо ванию этой схем ы в низковольтных (5 ... 10
выпрямителях.
­
На работу схемы выпрямления, и в первую очередь на режим рабо
о
ты вентилей, существенно влияет характер нагру_зки, которая редк
бывает чисто активной. Многие потребители постоянно го тока обла­
дают заметной индуктивностью, некоторые содержат источник ЭДС,
кроме того, серьезное· влияние оказывают и элементы. сглаживающих
фильтров. Подробнее эти явления будут рассмотрены в п. 9. 7, а также
в гл. 10.
- 235-
t
'
9.3. Трехфазные выпр11митепи
•
Ранее трехфазные выпрямители применялись только
в устройствах средней и большой мощности, т. е. в системах силовой
преобразовательной техники. Однако вследствие ряда преимуществ,
которыми они обладают, их стали использо�ать в устройствах отно­
сительно небольшой мощности (от 0,5 кВт и выше). П оэтому их рас·
смотрение и анализ целесообразно выполнить в этом разделе. Трех­
фазные выпрямители для указанных целей бывают двух видов - од­
н отактные (схема Миткевича) и мостовые (сх�ма Ларионова), более
сложные схемы (6- и 12-фазные) будут рассмотрены в гл. 1 0.
, Однотактная (однополупериодвая) трехфазная схема выnряыnе­
ния. В схеме (рис. 9.4, а) используются три вентиля, каждый из кото­
рых включен в свою фазу вторичной обмотки трансформатора, вклю­
ченной в звезду; нагрузка подключена между нулевой то чкой обмот­
ки и общей то чкой (катоды) вентилей.
В каждый данный момент времени ток пропускает тот вентиль, на
анод которого подается наиболее высокое положительное напряжение.
Ток работающего вентиля проходит через сопротивление нагрузки
к нулевой то чке и далее по соответствующей фазной обмотке транс­
форматора. Остальные.вентили тока не пропускают, так как их катоды
имеют положительный потенциал по отношению к анодам. Когда наи­
большим становится напряжение следующей фазы, ранее работавший
вентиль перестает пропускать ток и открывается следующий вентиль.
Ток этого вентиля тоже проходит через нагрузку и т. д. Таким обра­
зом, все вентили пропускают ток поо чередно. В данной схеме каждый
вентиль пропускает ток 1/3 периода. Ток во вторичных обмотках про­
текает в одно м направлении, пока работает соответствующий вентиль.
Тем самым в каждом сердечнике с оздается постоянная составляющая
магнитного потока, подмагничивающая сердечник, что может при­
вести к появлению дополнительных искажений формы крйвой. тока.
Расчет схемы может быть проведен следующим образом.
о)
V
а)
занное пункти�ом.�._, то
ординат в поло жение, ука
сь
о
сти
ене
пер
и
Есл
J
"
за. 1/э периода . бУдет определяться
:�'среднее значение напряжения мм
ы (рис. 9 .4, б).
< заштрихованной областью диагра
1
з
+n/6
Ud = ---
(2п/З)
п
- =
U2m cos u du = - U2 m sin
З
.
2П
1
�
-n/6
2
= 0,955 · 0,865U2m = 0,827U2m = l, 17U
с учетом пропорциональности тока и напряжения
ld = 0,82712m , la = 1/э ld;
1a = 1 = ----- = l,221d = З, 661а.
m 2m
3/П sin П/3
ld
Максимальное обратное напряжение
Uam =
на вентиле.
Гз U2m =2, ud.
09
тора
ой обм отки трансформа
Действующее значение тока вт оричн
ия:
определяется из соотношен
]2 •
2
2П
211 = 1 2d - ;
з
12 =
тора
Мощность вторичной обмотки трансформа
яемая такж...е с учето м того.;
Мощность первичн ой обмотки, определ
постояНJIОИ составл;ющеи
что ток первичной обмотки не содержит
O м о то к
овых схемах включения
(как во вторичной) и при одинак
с
р 1 = 1,21Рd'
V])J
Рис. 9.4. Трехфазный неуправцяемый выпрямитель с выводом от сред­
ней точки вторичных обмоток трансформатора (а) и диаграмма его ра­
боты(б)
- 236-
Р 1 +Р2
Р тр = --- = l,35Pd.
· 2
·
·
ого напряжения
н
лен
рям
вып
и
ник
о
м
гар
й
о
в
Частота пульсаций пер
� 237 -
втрое ВЬIШе частоты сети(/�= 3/с ), а коэффициенты пульс�ции вычис­
ляются по ранее приведенной формуле и р�ны
Максимальное обратное напряжение на вентиле
/с;. = 0,25; k � = 0,057; k '� = 0,025.
�фазная мостовая схема выпрsвтевия. Схема показана на
рис. 9.5, а, а диаграмма ее работы - на рис. 9.5, б. Следует отметить, что
первичные и вторичные обмотки трансформатора могут соединяться
как в звезду, так и в треугольник. Вентили соединяются в две груп­
пы - катодную ( VDJ ... VDЗ), и анодную ( VD4 ... VD6) по способ
у
соединения соответствующих выводов.
Как в�но из схемы и диаграммы, в каждый момент времени
в катоднои группе _?РОпускает ток тот _вентиль, который подкл
ючен
к �бмотке, имеющеи в это время наибольшее напряжение, а в анод
­
нон - вентиль, подключенный к обмотке с самым низким напря
же­
нием: (наиболь:пим - но обратного знака). Таким образом, кажд
ый вен­
тиль работает /3 периода поочередно с двумя другими из другой
груп­
пы(не счит� периодов коммутации, о чем будет подробно излож
ено
в следующеи г
е), а каждая обмот а пропускает ток 1/3 периода
�
в одну сторону, 1/� - в другую, а еще �/3 отдыхает". В связи
с этим
"
повышается коэффициент использования обмот
ок и исключается под­
магничив!ние сердечников, не требуется дополнительный вывод
от
вторичнои обмотки трансформатора.
·
Так как работу схемы можно рассматривать как совместное действие двух однотактных, то выпрямляются оба периода, напря
жение
на нагрузке будет вдвое выше, чем у предыдущей схемы:
ud = 2 . 0, 827U2 m =:= l,65U2 m = 2,33,U2 ; U2 = 0,43U .
d
Среднее значение тока в нагрузке равно
ld
6
= -;- la max sin
п
6 = 0,955I m ; 1 = l,051� .
a
Мощность вт9ричной обмотки трансформатор�
Р2 = mu2 12 = 3 · 0,43 ud · о,в21d = 1,05Pd .
Такие же значения имеют Р1 и Ртр •
Частота пульсации первой гармоники/�= 6/с .
Коэффицие�ты пульсации: k� = 0,057; k� = 0,0142; k�'= 0,062.
Сравнивая данные трехфазных выпрямителей, видим, что мостовая схема имеет следующие достоинства:
коэффициент пульсаций имеет малую величину- 5,7·%, тогда как
в однотактной трехфазной схеме он достигает 25 %;
частота пульсаций в шесть раз выше частоты питающего напряже­
ния и в два раза выше частоты пульсаций в однотактной схеме;
расчетная мощность трансформатора всего в 1,05 раза больше :мощ­
ности в нагрузке, т. е. для схемы характерна :еысокая степень исполь­
зования трансформатора;
в схе�е отсутствует явление вынужденного подмагничивания
сердечника трансформатора постоянной составляющей тока;
трансформатор в схеме может отсутствовать, если напряжение
трехфазной сети имеет требуемое значение;
обратное напряжение на вентиле вдвое меньше, чем в трехфазной
· однотактной схеме при у�овии, что обе схемы дают одинаковое вы­
прямленное напряжение.
Схема невыгодна при малых напряжеJШЯх на нагрузке, так как
ток проходит через два вентиля последовательно.
am
а)
9.4. Принцип Аействи11 управ1111емого
BЫПpJIMИTMII
и
Рис. 9.5. Трехфазный мостовой вьmрямите.пь (а) и диаграмма
его работы (б)
Управляемым называется выпрямитель, позволяющий
изменять выходное напряжение постоянного (пульсирующего) тока
в предещ�х от нуля до некоторого максимального для данной схемы ·
значения. Для выполнения этого условия вентили должны быть управ­
ляемыми (транзистор или тиристор) и должны иметь специальную
схему управления. Прск.тейшая схема управляемого выпрямителя(УВ)
приведена на рис. 9.6, а, а диаграмма ее работы - на рис. 9.6, б.
Принцип работы УВ заключается в том, что меняется длитель- ·
ность прохождения тока через нагрузку за счет изменения момента
включения тиристора. Так, если тиристор включить в начале. положи­
тельного полупериода · приложенного напряжения, то и ток будет
протекать в течение всего этого полупериода, т. е. его среднее
- 238 -
- 239-
��;---f----11-if::hy�q
�h;;;:;;--+--1-1,,:1-JVJJ�
�h;;�----"--6i!::UIФ6
а)
5) I ,.,
/
/
/
VJJ1
I
Rн
'
"'и
t
iy
V.1J
УЭ
(1(.,
11(, 2
ос"
VJJ2
t
Рис. 9.7. Выпрямител� с удвоением
жения
Рис. 9.6. ПрЮU1ип действия управляемого выпрямителя
значение будет максимальным, для данной схемы оно составляет
la mах/п.
будет открывать· По мере сдвига управляющего сигнала тиристор
°
ся позднее; при угле регулирования а = 180 он вообще не откроется
, � ld = о.
°
Таким образом, параметры. УВ составляют: а = О ... 180 , la =
= la max ••• О.
В реальных схемах количество фаз (а следоваrельно, управляемых
вентилей) обычно бывает 2 ... 6, характер изменения тока меняется, но
принцип работы сохраняется.
Подробно такие УВ и схемы их управления рассмотрены в гл. 10.
-9_5_ Выnр11митеn11 с умножением наnр11жен1111
В некоторых случаях для питания нагрузки требуется
постоянный ток ·с напряжением, превышающим то, что может дать
имеющийся трансформатор (или сеть) с соответствующим выпрямите­
лем. Чтобы не прибегать к перемотке траJ1сформатора, можно использо­
вать схемы с удвоением или умножением напряжения..
Схема с удвоением напряжения приведена на рис. 9.7,, а. Работает
она следующим образом: В положительный полупериод напряжения на
вторичной обмотке трансформатора через диод VDl заряжается · кон­
денсатор С1 (обычно электролитический), а во время следующего полу­
периода заряжается конденсатор С2 через VD2.
Так как нагрузка подключена к этим двум конденсаторам, соеди­
ненным последовательно, то
Uн = 2Uc = 2U2 max •
С учетом разряда конденсаторов реальное з�ачение напряжения на
нагрузке будет меньше, но во всяком случае заметно выше, чем прос­
то амплитудное значение U2 m. Следует отметить, что в этой схеме
конденсаторы должны быть одинаковой емкости (С1 = С2 ) и рассчи­
таны на одинаковое напряжение.
Для получения более высокого напряжения применяется схема
с умножением напряжения (рис. 9.7, б). В течение положительного
- 240-
(а) и умножением (б) напря­
е
луп риода на вто��:Не:� о��о;: �;:::��::Ч�н:� :а::е���
л
' по
конденсатор С1 з�р
заряжается
е
VD2 конденсатор с
U m. в следующии полупериод �ерез+ Uc1, причем при С1 >> С2 U2 +
д5 �апряжения, равного сумме U2
заряжается Cl, а через VDЗ
+ ис1 = 2П2 m · в следующий полуперио3д под и т д в результате, напри+ UС2 _- и2 m . �з
СЗ заряжается до значения U2 юченн
c1 и сз с дается напряжение
ых
вкл
ьно
тел
ова
лед
пос
на
р,
ме
· порядка 4 U m ·
чтобы с1 >> с2 » Сз >> С
· для рае?оты этой схемы необходимо, ого
обратного напряжени:
устим
с соответствующим повышением доп
2 3 U2 m и т · д.
у диодов·. для VDl 2 U2 max , для VD
высоких сопротивлений наСхема применима только для очень х дозиметров и т. п.
сны
грузки, например для питания перено
9.6. Фазочувствительные выпр11мители
(ФЧВ) применяют­
Фазочувствительные выпрямителике у таких схем за­
на нагруз
я ля тех же целей что и ФЧУ. Сигнал
го сигнала, но и от разницы фаз
�и:Нт не только от а�iiлитуды входно
ения питания.
его и опорного напряжения или напряжна рис. 9.8. При отсутств � вх �-.
Простейшая схема ФЧВ приведена оды и сопротивления � и : '
ди
ного сигнала токи, проходящие через
VJJ1
будут одинаковыми и Ин =_О.
Если появляется входной сигнал, тоо
его составляющие U� и U� будут либиз
Rн
складываться с U0n либо вычитаться ны- ::--l
лич
раз
ут
буд
R"
и
R'
ез
чер
него, токи
ние, �
аче
зн
рое
ото
нек
ть
име
ет
буд
Ин
и
ми
не - равное нулю.
енении фазы входного сигнаПри изм
Uon
°
ла на 180 Ин меняет полярность. усиле­
Так как ФЧВ не обеспечивают
за­
ния сигнала и их работа существенно ти­
вен
висит от идентичности параметров время Рис. 9.8. Фазочувствительлей, применение их в _настоящее
ный выпрямитель
существенно сократилось.
ru:i
16 Зак. № 139
- 241-
9.7. Фильтры
Как указывалось выше ф
' ильтром называется устр
ство, предназначенное дл
ойя сгл
ван
ия
ульсаций выпр ямленн
напряжения или тока. Осно
::�
п
ог
о
вны
метрами, которыми хара
зуется любой фильтр, явл
;'ф
ктери­
яются коэ ициент crлаж
фициент полезного дsйств
ивания q и коэфия ТJ.
оэффициент-сглаживания - это �отноwение коэф
фициента пульса­
ции К
опр
еделенной ' чаще всего пер
во
и
га
рм
он
ик
и
на входе к таковому
на выходе: . .
Q
= t:i IЗХ Лс:t IЗЫХ ,
при этом kп вх определяет
ся схемой выпрямителя
, а kп вых зависит
от требований нагрузки
.
Киоэвффициент полезного ,дейс твия характеризует, как
. тер
по
фильтре:
обычно,
ТJ = Рн/(Рн + Рnот).
В большинстве современ
ных схем филь ров эти
потер
т
Работа фильтра основана
на п ч ред х процесс и невелики.
энергии при увели
ах накопления
чении напряжен�� � о ны
ле
в
пря
в нагрузку при сниж
мите
ы
ля и отдачи ее
�
ении
основным элементом лю указанного апряжения. Таким образом,
бого фильтра является
кость или индуктивност
электрическая ем­
ь либо х комбина
ции. Фильтры, основанные
на ограничении напряж
ения н: о
ен
м уровне (работающ ие
в режиме стабилизат
ора), из-за нiз:��� ;� д
распространения не
получили.
Схема емкостного фильт
диаграмма его ра
ра и
==анtН:тр.
а
р
ис.
9·9· По МеР,е роста напряж
на вторичной обмотке
ения
трансфо атора конденсат
ор С заряжается и на­
пряжение на его зажи
�:
мах раст
течение в емени О
пока не станет равн м
�
••• t 1 (рис. 9.9, б),
ы напряжени:
ичнои обмотки
В положительный полу
U2 :
период в=��:ль пропуска
заряжает конденсатор
ет
то
к 'а ' который
и одновременно питает
нагрузку. С момента
а)
о) и
ПростейШий
с
tf.
t2 tJ
Рис. 9.9. Емкостной Ф nьТР ( )
и · а и диаграмма, его работы (б)
- 242-
At
r-----=:..::....--i
t
времени t 1 напряжение U 2 , уменьшаясь, становится меньше напряже­
ния на конденсаторе, а потенциал' анода вентиля становится ниже по­
тенциала катода. Ток вентиля в промежутке времени t 1 ... t2 равен
нулю. В нагрузку поступает ток разряда конденсатора tн = tcp, и на­
правление тока в ней остается прежним. Напряжение на зажимах на­
грузки постепенно падает. Скорость уменьшения напряжения Uc. за­
висит от величины R н С (постоянной времени цепи). Чем больше ем­
кость и меньше ток разряда (т. е. чем больше R н ), тем медленнее сни­
жается ·напряжение.
· Разряд конденсатора продолжается до момента t2 , пока возрастаю­
щее напряжение U 2 не сравняется с Uc . С этого момента потенциал
анода вентиля становится выше потенциала катода, и конденсатор
вновь заряжается. Форма кривой тока в нагрузке повторяет форму
кривой напряжения на конденсаторе.
В отрицательный полупериод к · вентилю прикладывается напря­
жение вторичной обмотки трансформатора, включенное последова­
тельно с напряжением конденсатора, и поэтому обратное напряжение
в рассматриваемой схеме примерно в два раза больше, чем при актив­
ной нагрузке. Можно считать, что U обр = 2 U 2 m
На холостом ходу выпрямленное напряжение значительно воз­
растает. С увеличением тока нагрузки оно уменьшается, а пульсации
увеличиваются. Э1·0 объясняется тем, что в интервале времени t 1 ... t2
разрядка конденсатора протекает интенсивнее при меньшем сопротив­
лении нагрузки.
В схеме с емкостным фильтром ухудшаются условия работы транс­
форматора и вентиля. Это вызвано тем, что конденсатор облада�т
низким сопротивлением для высших гармоник. Ток высших гармоник
возрастает, в результате чего уменьшается коэффициент использова­
ния трансформатора и увеличивается нагрев вентиля.
Если выпрямитель двухполупериодный, то среднее значение на­
пряжения и тока в нагрузке увеличивается, а амплитуда пульсаций
уменьшается, т. е. чем выше частота пульсаций, тем эффективнее ра­
ботает фильтр. Следует отметить два очень важных момента, характе­
ризующие работу емкостного фильтра:
по мере уменьшения коэффициента пульсации растет среднее зна­
чение напряжения нагрузки, и при �=О Ud = U2 m ,, что должно учи­
тываться при расчете схемы;
по тем же причинам уменьшается время работы вентиля, следова­
тельно режим его работы приближается к импульсному, так как за все
более короткий промежуток времени через диод должна быть пере­
дана мощность, необходимая для питания нагрузки в течение соот­
ветствующей части периода.
О днако современные кремниевые вентили успешно выдерживают
эти режимы, даже в самом тяжелом случае - при включении сети в мо­
мент, когда U2 = U2 max, а емкость разряжена.
Расчет емкостного фильтра можно вьmолнить следующим образом.
. Если (рис. 9.9, б ) считать разряд конденсатора фильтра С на сопротив­
ление нагрузки R н , проходящим не по экспоненте, а по прямой линии,
16*
- 243-
что при большой постоянной времени
грешности, то, пренебрегая небольш Rн С не дает значительной подает некоторый запас), можно считат:�ч��Qмежутком времени дt2 (это
Л U/Л t
l,--
1 = -lн /С; lн = Uн/•1Rн,
:?fонн
где д U- �нижение напряжения на нагрузк
е за интеРвал дt1 , равное
удвоеннои амплитуде пульсации·, 1н - ток наг
рузк и.
отсюда, пренебрегая знаком, определим С:
Л t1
С= ИнЛt1 •
Лtl
=
=
RнЛ U
RнЛ U/Uн
2k n Rн
где Л t1 равно времени между сосе им
и амплитудами пульсирующего
напря
жения,б дt 1 = Т/т ' или дt ��
Т
аким о разом, емкость, мк Ф1 /пульс•
106
---C=
2mk n Rн f
где m- ,, пульсность" выпрямителя.
Данная формула удобнее чем р ко
емкостного фильтра, услож�енные � мендованные методы расчета
а также применима к любой схеме выпоисками различных графиков,
рямителя. Естественно, что U
в этом случае отличается от и, на
d
велич
Емкостный фильтр как 2m о из фо ину коэффициента пульсации
рмулы, эффективен при отно
сительно высокоомной' нагр,:Э��� кр
�
оме того, при f � 1000 Гц
он пракc
'
тически не имеет потерь.
р
п работы индукт вн
оrо фильт а
(рис. 9.10, а) основан нантрз·апПас:;;:и эле
р­
ктромаrнитнои!f энергии
:
в
иль
ин
дуктивно
Индуксти в перио
ф д арастани входного напряжения (нарастан
тока запаздыввый
ие
ает) и отдаче ее в пер
а
ания
напр
яжения
.
но режи тив
����: ф
П�щроб­
Здесь прм работы выпрямителя В с
ил
р
ом изложен в гл. 10.
ы
иводится только расчет фильтр
Коэффициент сглаживания для перва.
ой гармоники равен
IЗХ
= и� IЗХ /Ud �Х .
Q = k;,,
k;,, вых
Иm' вых /Ud вых
Если считать потери в фильтре
на индуктивн
ми, то
т кUd�� = U�;� :�да, разд�лив числитель иости незначительнызнаменатель на об;ч
щий о , жн
q=
б)
и� вх /1 и� /1 Zвых
ZIЗX
IЗЫХ
при Rн << Ы n L.
-
✓ R� + (ы L )2 :::::: Ы L
п
Rн
- 244-
n
Rн
б)
~И
В
Rн Рис. 9.10. Индуктивный (а),
. комбинированный (6) и ре­
зонансный (�) фильтры
Таким образом, данный фильтр тем эффективнее, чем меньше
сопротивление нагрузки, однако включение индуктивности резко
ухудшает массогаб�ритные показатели всего ВИП. Кроме того, прихо­
дится учитывать активные потери в обмотках дросселя.
Комбинированный LС-филътр. В некоторых случаях оказывается
целесообразным применять LС-фильтр (рис. 9.10, б). Его расчет анало­
гичен предыдущему, только Z13x и Zвых определяются несколько иначе:
Z8, =
j
: )2
; Z8 ых
R� 0 + Ып L - ы С
(
Тогда после подстановки и считая Rдр
--+
=
:
ы С
О можно получить:
q =ы�LС- 1 или LC= (q + 1)/ы�.
При довольно больших значениях LC (например, более 200 Гн ·мкФ)
становится ц�лесообразным применять многозвенные фильтры, для
l=n
а массогабаритные показатели просто складывакоторых q� = .П qi,
"' 1=1
ются. Тем самым можно получить значительно больший коэффициент
сглаживания при тех же габаритах или наоборот.
Для относительно малых токов в комбинированных фильтрах
вместо индуктивности иногда устанавливают активное сопротивление.
Тогда q � ыСR, точнее q =(RФ/Rн )(RФ + Rн )ыС, но потери резко увели­
чиваются.
Некоторое применение еще находят резонансные фильтры. Схема
такого фильтра показана на рис. 9.10, в, в ней цепь LlC1 настраивается
на запирание первой гармоники, а L2C2 - на пропускание более высо­
кой, · например третьей. Однако такие фильтры очень чувствительны
к изменению частоты питающей сети.
В качестве емкостного фильтра можно использовать аккумулятор­
ные батареи, подключенные параллельно нагрузке, они одновременно
выполняют функции резервного источника питания при отключении
сети. Однако 'высокая стоимость и трудности эксплуатации резко огра­
ничивают область их использования.
- 245-
В последнее время в качестве емкостных фильтров стали приме•
нять ионисторы, которые представляют собой объемно-пористые кон·
денсаторы очень большой емкост14 (до 10 Ф), но рассчитаю�ые на на-­
пряжение, не превышающее 0,6 В (дQпускаемо� 0,5 В). Однако батареи
после�оваrельно включенных ионисто-R ов вполне пригодны для
.:.
цварииного питания отечественных устроиств
при обесточивании сети
в течение десятков минут. Одновременно они выполняют и роль
фильтра. Примен�ние так называемых транзисторных фильтров, по
сути являющихся стабилизаторами, широкого распространения не
получило.
9.8. Стабилизаторы посто11нного тока
Стабилизатор - это последний элемент в функцио­
нальной схеме вторичного источника питания. Его основным назначе­
нием является поддержание (а иногда и программное регулирование)
стабильного напряжения на нагрузке при действии всех дестабилизи·
рующих факторов- изменении напряжения сети, сопротивления . на­
грузки, окружающей температуры и некоторых других. К основным
параметрам С-!I'абилизаторов относятся коэффициенты стабилизации по
напряжению, току и температуре:·
kU
ст
ЛU /U
ЛUвх/Uвх
ЛUн/Uн
= ----.
kl == ----. kt = ---'
ст
'
ст
н
ЛUн /Uн
н
Лlн /lн
Лt/tн
Дополнительный, но очень важный параметр- коэффициент по•
лезного действия, который в ряде случаев является определяющим
при выборе схемы.
Все стабилизаторы постоянного тока разделяются на четыре вида параметрические, параметрические с усилителем, компенсационцые
и импульсные.
Параме триqеский стабилизатор. Принцип рабоtы этого стабилиза­
тора (рис. 9.11, а) заключается в том, что при колебаниях входного
напряжения или тока нагрузки напряжение на нагрузке остается при­
близительно постоянным, равным Ист , ток через стабилитрон VD ме­
няется в достаточно широких пределах (от /s:т max до Iст min), при этом
меняется падение напряжения на балластном сопротивлении R 6 •
Расче� схемы можцо выполнить с помощью следующих двух
уравнении:
ранный
'
ках указаны пределы изменения тока через выб
ин - ист'· в скоб
в
результате
(из паспортных данных) и тока нагрузки.
. стабилитрон
питания Un и балла_ст­
могут быть найдены номинальное нацряжение
ут быть получены для
ное сопротивление. Приемлемые результаты мог
lн max +Jн min
==
--- Е:; lст max /2.
--ер
lн
. 2
на тем
После этого ·проводится проверка схемы
грешность:
пературную по·
л ткн ) "ли� доп,
ли�= ли,.- и.. ( + :о�
1
ри·
изменения температуры окружающей среды (нап
.1 где Лt - пределы
°
температурный коэффи�иент, %rc.,
мер, +20 ... +70 );
льтат, то необхо­
Если проверка дает неудовлетворительныи резу
трон на то же напряже:
димо уменьшить ТКИ, выбрав другой стабили
трона последовательно
• ние или вкцючив 1 ... З аналогичных стабили
такой эnемент умень­
� основным, но в прямом1 направлении. Каждый
едовnтельно включить
шает ТКИ в среднем на /3• Можно также посл
стабилитроны, имеющие разные знаки ТКИ.
енения напряжения
Последней проверкой является уточнение изм
на нагрузке за счет изменения тока стабилитрона:
тки -
лиJст = Rдиф ст(Jстmax -Iстmin) Е:; ли; ДОП.
В этих уравнениях коэффициенты k 1 и k 2 определяют возможные
пределы изменения напряжения питания (например, +10 ... -15 %),
устимой погреш·
Сумма Л U� доп + Ли; доп не должна превышать доп
ет заданную, необхо­
ности стабилизатора. Если погрешность превыша
м Rдиф ст, или искусст­
димо или использовать стабилитрон с меньши
.
венно ограничить максимарьный ток стабилитрона
ра примерно равно
Выходное сопротивление такого стабилизато
ии по напряжению составляет 20 ... 50,
RдиФ ст, коэффициент стабилизац
КПД редко превышает 25 ... 45 %.
м. Если -ток нагрузки
Параметрический стабилизатор с YCИJJll'l'eJ_!e ток
стабилитрона схе·
стабилизатора �начител ьно превышает среднии
ма становится . экономичес5)
ки невыгодна из·за больших
+
R6
значений Rб И Un , В этом а)
+о----t ,...,.___,
случае более эффективен
Un
параметрический стабилиза­
VJJ
Ян
Rн
Vll
тор с усилителем.
Схема (рис. 9.11, б) ·. со·
о
. стоит из уже рассмотренног
Рис. 9.11. Параметрические стабилизаторы
параметричес.кого стабилиза­ постоянного тока
тора (Rб, VD�)и эмиттерного
- 246-
- 247-
\ k, Uп: Ии+ Rб(I,т max + lк min};
l
k
2 Un - Ин+ RбUст min + lн max),
повторителя (ЭП) на тра
нзисторе VT с нагрузкои
� R . ЭП подд
на нагрузке напряжение
н
ержи ет
р
авное напр яже
нию на входе, т. е. сигнва
с параметрического стаб�
алу
больше, чем ток нагрузкилиз атора. Ток нагрузки может быть в В+ l раз
тельно расчет такой схем пар �метрического стабилиз атора. Следоваы свод тся к следующем
у:
-.. Ин = k2 Un +(2 ... З}В, где
k2 < 1 (см . выше);
Икэmах =k 1 Un - Ин ;
далее рассчитывается па
грузки, равный l l(B + раметрически�и стабилизатор на свой ток н
1).
ан
Все погрешности парам
етр
ического абилизатора
являются таковыми для
в
сей
сх
емы ' н0 ��д схемы мо автом атически
тельно выше (до 70 %).
жет быть значи-
ходиКмооыпенсациоlПIЬtй
С). КС применяются, если необполучить болеестабИJ1ИЗат
� коРэ (Кфиц
выс
оки
иент стабилизации по на
жению (100 ... 1000). Он
: � t
пря­
обл
ад а т
ень
ши
м выходным
нием по сравнению с п
сопр
оти
вле
на том, что изменение араметрическими. Его принцип работы основ а
н
ия а нагрузке (под дей
нения Un или l ) пер наапряжен
ств
а
:
ие
м
из
ме­
ед ется н сп циально
н
вводимый в схему регулирующий элемент, препят
�
ствующии изм
Реrул:нрующий элемент (т анзист енению напряжения Ин .
ор) м
параллельно нагрузке,
ть включен
Р ледователь ожет бы
либо
пос
� в з ависимо либо
но с неи.
этого р азличают два ти
сти
и последо�ательные р па КС �)�ряжения: параллельные (рис. 9.12 от
, а)
( ис.
Воздеиствие на регул 9.12,
заторов осуществляетс ирующий элемент РЭ � обоих типах стабил
усилитель у постоянно я управляющей схемои, в которую входяи­
С помощью ИОН произвго тока и и��очник опорного напряжения ИОНт
.
ным напряжением. Фу одят сР авн ие напряжения на нагрузке с
опо
сравниваемых напряжнкция У еилителя сводится к усилению разнос р
ен
стве но на регулирующ ий и п� �аче усиленного сигнала непос тиред
ий эле
;
схеме рис. 9.12, а стаби ме т
зация напряжения
гается, как и в параметричес листа
ком билизаторе, изм на нагрузке достиенением напряжения
а)
Rs
tf)
РЭ
+
llн
Рис. 9.12. Параллельны
й (а ) и последователь
- 248-
ный (б) КС
1
r'
/
'
на балластном резисторе R6 из менением тока регулирующего элемен­
та. Если принять входное напряжение стабилизатора неизменным, то
постоянству напряжения на нагрузке будет соответствовать постоян­
ство напряжения на балластном резисторе. Из менение тока нагрузки
от нуля до Iн max будет сопровождаться соответствующим изменением
тока регулирующего элемента от lн max до нуля.
В схеме рис. 9.12, б регулирующий элемент включен последова­
тельно с нагрузкой. Стабилиз ация напряжения нагрузки осуществляет­
ся изменением напряжения на регулирующем элементе. Ток регули­
рующего элемента здесь равен току нагрузки.
Принцип действия КС постоянного напря�ения основан на изме­
нении сопротивления регулирующего элемента. Наличие регулирую­
щего элемента обусловливает неизбежные потери энергии в ста били­
заторе.
Анализ этих двух схем показывают,· что КПД последовательных
стабилизаторов выше, чем параллельных, однако последние некритич­
ны к перегрузкам и даже коротким з амыканиям (КЗ).
Принципиальная схема последовательного КС включ ает (рис. 9.13):
источник опорного напряжения - параметрический стабилизатор на
R2-VD; делитель выходного напряжения RЗ-R4; транзистор VТЗ,
включенный эмиттерно-базовым переходо м в диагональ моста RЗ,
R4-R2, VD; регулирующий элемент� составной транзистор VT1-VT2;
элемент сравнения R1.
Р абота схемы заключается в следующем. Если напряжение на н а­
грузке по тем или иным причинам увеличивается, то растет потенциал
делителя RЗ-R4, потенциал эмиттера VТЗ остается неизменным, сле­
довательно во�растают базовый и коллекторный токи VТЗ, последний,
проходя по резистору R1, увеличивает на нем падение напряжения
(lкэ Rl ), благодаря чему уменьшается базовый ток, а значит, коллек­
торный ток составного транзистрра VT1-VT2 и напряжение на нагруз­
ке. Таким образом, в схеме действует отрицательная обратная связь,
которая компенсирует отклонение напряжения на нагрузке от задан­
ного. Коэффициент стабилизации по напряжению у этой схемы состав­
ляет не менее 100, выходное сопротивление - десятые и сотые доли
ома, регулирование выходного на пряжения можно выполнить с по­
мощью резистора R4.
Для увеличения тока нагрузки можно составной транзистор. сде­
лать трехступенчатым или вместо VTl поставить 2 ... 5 транзисторов
параллельно.
Вследствие очень небольшого выходного сопротивления схемы
необходима быстродействующая электронная защита от перегрузок
и КЗ, так как предохранители в аварийной ситуа ции сработать не
успеют и регулирующий транзистор сгорит. Для огра ничения тока в на­
грузке в схему КС вводят дополнительные элементы- датчик тока
(резистор сопротивлением 0,5 ... 5 Ом) и небольшую транзисторную схе­
му (рис. 9.14). Он а служит для изменения режима работы регулирую­
щего транзистора, ограничивая ток в цепи нагрузки, после того как па­
дение напряжения на резисторе превысит некоторое заданн� значение.
- 249-
•iJ.' .
.у)
а)
Рис. 9.13.
схеиа КС
принципиальная
В этои
� схем
тель ОУ, сигнал
.
oJ
и
Рис. 9.14. Стабилизат
� lогр
lcтmax
о с
т
oи
о
г
е
и
г
ре
иа
рузок
(а) д
п
рамма, его paloт�(r;;;r
е в качест ве У
ПТ использован
:::::�ь':���:/��ю;:��1�:::�:=я��=
т:�:�f
ключен к баз [а RЗ- VD1 как опорное наnря � и от параметричес­
ж
е г
схемы защи ты р улирующег о транзистора VT :ие.Выход ОУ подJ
резистор R2, вк�� �� еr�у зки и короткого зам�r :И.а;естве дат чика
ка
ч ныи п осл едо
использует
в R не превы
w ает заданной е вательно с нагрузкои� Rн .П к ся
о а ок
в ли
мен:ше О 6
В
анзистор VT2 за чины� паде::е напряжения на т
R2
с табил из;то � �
крыт и икак
л
Р
а
я
з
н
ыв
ия
а
на работу
ветственно пад: ::
�: и
ет.При увели ч
н
аг
напряжения на R2 ении ток
у
зк
е и, соот- .
р
.
открываетс н
(ЛUR2 приrlожено к ег
я
о базо вора
зисто� VT2
эмиттерном пер
д
тра н з ис то р а VTJ бу
ех
о у{и ;а
у
ет
зовыи ток
тока н а выхо е
д
уме н ьшаться.Так как л
л ное
н
н и
то мощность, Р:сс�:: и:: з::с:�;гр анич ен о вел ч
и
�=�:
а а
1
=
�
вых
' ::/ R2е'
. ' будет равн
а
Pv1 t = lвыiU - U. )
IЗЫХ
R
:t;;, f
и пр и КЗ на вы
ходе (U
·= О
м ж
.
ысить доп с
о
у аее
г
п я �п: :��:�=:�;н:: м
�е�
�::ХЭ::� � н!IрЬ:,�з
о
мк
о
у
же
м
т
е
быть ВЫIIолнен6 � �:::
.�
ньши ть базовый :: �тr �нь. то
ью цепочки VD2
п - и. вых находи
тс
R
6.
я
в
.
д
П
о
оп
ка
разность
чивается каза н �
устимых пределах' VD2 зап
н ои величи
у
ерт
и
т
о
к
н
о
оrраний.
жение п б
Если же
появитс�"д�:0�:�:е��о!.'\YD2, ТО по п:: Р:t���Т:-':f?Ыс'!т напряыи азовыи ток X2
nроидет ток,
V
УМеньша�ся базовый.(
и
со
о
тве
т
ств
к
енно будет
Эта же цепочка а� оллекторный) ток VTJ.
о
та
Р
ет при нормаль
значительном
ном то е н гр
в личении
зки, но при
на
новит ся больш� �
пряжения
. п итания, :оrдаа у
U.
ст дл я VD2
п - и. вых ста. арактеристик
·.
а
т
ак
о
г
о
ста билизатора
рис.9. 14, б. Как
с за тои� п
в
де може т упас �.цно, при срабатывании защ
ривед ена на
иты �=п яжен
ть рактиче
ие на
сеиваемая на TJ
V м ощносски до нуля при токе /огр� • При этомвыхо­
После снятия
ть не превосх од ит
расе
билизатор самп ;�:r;��ки или устранения к ��;���аемое значение.
ор
ос
замыкания стаьно в исх одн
ое состоя н
ие не возвра
щается'
то
,�·.
\\\;'
\
х
- 250-
�ля этого необходимо выключить и
'1. ова включить питание.
Такой режим
�J{азывается "защелкиванием".Это �е
.tзсегда удобно, но зато гарантирует со- +--­
..хранность транзистора VTl и. всей схе­
Rн
iмы при любых заданных перегрузках и U
n
/КЗ без применения быстродействуюz
�:�_щих пред�хранителей и других защит'{!НЫх устроиств.
Рис. 9.15. Схема включени ин\
Так как максимальный ток нагруз- тегрального стабилизатора я
.::ки данног о стабилизатора не превы/щает В1 /вых , где В1 - коэффициент усиления по току транзистора VT,
::1аых· - вых одн ой т ок ОУ, т о в схеме в качестве VTJ мо гут применяться.
{-составные транзисторы.
>: В последнее время все большее распространение в качестве управ·
. ·: ляющих усилителей постоянн ого тока (транзистор VТЗ на рис.9.13)
.: получили . операционные усилители, которые благ одаря большому
1 коэффициенту усиления обеспечивают очень высокое качество стаби( лизации выходного напряжения.Кроме того, появились так называе­
. мые интегральные стабилизаторы на�ряжения, в· которых большая
часть элементов схемы выполнена в виде монолитной интегральной
: схемы.Такие стабилизаторы (Kl 42ЕН1, 2, З, 5, 6) позволяют получить
{ напряже н ие н а нагрузке от 5 до 30 В при токе до З А (хотя большая
(. часть схем имеет lн � 0,2 А) при kст = 01 3 ••• 105• Для увеличения тока
\ нагрузки допускается подключение внешнеr.о транзистора, установ­
ленного на теплоотводе (рис.9.15).
.
Импульсные стабилизат оры напряжения, выполненные на базе
r: · импульсных преобразовател�й, рассмотрены в п.9.1 .
1
f
9.9. Автономные инверторы
малой мощности
Инвертором называет�я устройство дл я преобразова­
ния постоянного тока в переменный с постоянными или регулируемы­
. ми значениями выходного напряжения и частоты.Если инвертор ра­
ботает на нагру зку, не имеющую другого источника питания, он на­
зывается авт ономным (в отличие от ведомых сетью, которые рассмот­
рены в гл.10).Автономные инверторы (АИ) применяются для питания
потребителей переменным током от аккумулят орных батарей или
других источников постоянного тока, для электропривода с частотным
регулированием, в системах прямого преобразования энергии, напри­
мер от топливных элементов, МГД-rенераторов и т.п.
Основные требования к АИ: максимальный КПД преобразования,
•:: , минимальные массогабаритные показатели и стоимость, возможность
регулирования Ин и fвых в достаточно широких преде.nах, обеспече­
), ние заданной формы выходного напряжения, отсутствие cp:')JBOB
п..
{ работы при перегрузке и на холостом ходу и т.
:> ·
.):
- 251-
В качестве переключательн ых элементов в автономных инверто­
рах нашли применение транзисторы, обычные и двухоперационные
тирис торы. Первые использую тс я в устройствах относитель но неболь­
шой мощности, последние наиболее удобны в АИ напряжения и в ре­
гулируемых инверторах. Обычные тиристоры иногда приходится при­
менять в совокупности со схемами принудительной коммутац ии,
которые ра ссмотрены в п. 10.10.
Все АИ могут· быть подразде лены на ряд видов. По схеме преобра ­
зования АИ различаются по количеству фаз, сх еме питания и н екото­
рым другим параметрам, о которых будет упомянуто ниже. По способу
коммутации вентилей они могут быть с ледующими :
инверторы, полностью коммутируемые по управляющим цепям ( на
транзисторах и ДОТ�;
инв ерторы с коммутирующими конд енсаторами, подключенным и
паралель но -нагрузке;
последовательн ые инверторы;
АИ с двуступенчатой коммутацией, позволяющие осуществлять
регулирование выходного напряжения .
Однако наиболее существенно деление автономных инверторов на
два типа -- автономные инверторы напряжения (АИН) и АИ тока (АИТ)
в эаз исимости от характера источника питания и его связи с АИ (кро­
ме того, существуют и резонансные АИ, но применяются они редко).
Автономный инвертор напряжения. АИН формирует в нагрузке
переменное напр яжение путем периодического подключения ее к ис­
точн ику наnряжения за счет поочередного попарного включения вен­
тилей (рис. 9.16, а).
Источник п итания работает в режиме г енератора напр яжения
(аккумуляторные батарея или выпрямитель с емкостным фильтром), .
назначение конденсатора будет разъяснено дополнительно.
Вентили должны быть полностью управляемые (ДОТ) или каждый
тиристор снабжается схемой пр инуд ительной коммутации. При работе
схемы на нагрузке формируются прямоугольные импульсы напряже­
ния (рис. 9.16, б), а форма тока зависит от ее характ ера. Ес ли нагрузка
чисто активная, то форма тока совпадает с формой напряжения (пунк­
тир на рис. 9.16, б), если нагрузка активно-индуктивная, ток iн
5)
а)
+
VJJ5
Е
VJJ1
Vll2
U,t
Vllб
VJJ7
С
U = В.
бс
С
' .
lн max = 1о
l _ e-
T/2t
1 + e-T
/2-r
вание
Рис. 9.17. Регулиро
Н
н апряжения в АИ
- - .... -
и - - ...., -
а)
Uc p
t
.... .... .... .,_
Vll1
Y1l2
t
VJJB
D1
о)
t'
с
�
При запиени t -L /R н •
м
е
р
в
и
о
н
ян
пирании
оненте с посто напр
сп
и VD4 ) и от
к
т
н
-:�е :: �: ���ой пары вентилей (
���о� а ток н екоторое время
е
с
я
я
д
:)'t��рой пары напр:�:�;:�;:е;::. д�С: обеспече�ия пу�Jж ;;� ' ;����
...
;Дf сохраняет сво я так называемые обратные диоды
тс
·-•.·. ка использую через к0н
, a
я
::��llделяется схемой упvавлен:: :a r�r:
;��к замыкаетс
Частота тока в на��У Н - ж есткая, так к ак напря жен
АИ
·:
сти
a;.3очная характери и авно
при RL- н
тановится (
с
р
а
о
т
\ узк е практическ р
ер
нв
венн о и
я необ
выпр ямител
н ои ток со ст
од
т
о
х
в
ИН
к
а
А
к
Так
оработе
,\.,
н ным, то � при
, .
у т работать в широм
и АИН мог
ке) знакопереме боль ои
ш :����� �ода до значения, при котор
·f1:;д�м кон денсатор
агрузок от х�о
_,. ом иапазоне н ка вентиле
рактричн ом ха
мме
и
груз
с
��
и
пр
пере
tоз:Ожна
а нагрузки
ние т
льно е значе
ма
и
кс
а
М
,
я ра вно
напряжени
\•ер е выходного
·,:
V"JJJ
vпч
1
1
1
t
t
8)
t
+
Uвь,к
l!н 1
иz
t
Рис. 9.16. Автономный инвертор напряжения (а) и диаграмма его рабо­
ты (б)
/
- 252-
г --- "
И1
- 253- ·
\
1
111
\
Иno J
1
�
с.-,/
работаю щих на общу
ю
к им сложением вых нагрузку через трансформа тор с ге
омет ричес­
одных напр
яж ений
в схемах управлени
я (рис. 9.17, в). В пе путем регулирования Фазы
рвых двух случаях
ам плитуды высших
возрастают
гармоник, но в пер
вом вариа нте можн
выходное напряжен
о
ие, близкое по фор
получить
ме к
ВВВертор тока. АИТ (р синусоидальному.
ис. 9.18) получает п
источника питания ч
и
потребляемый инв ерез достаточно большую индуктивност тание от
ертором ток практ и
ь, поэто му
чески не меняется.
редном переключе
нии пар тиристоро
Пр
в
формируются прям
(не заnираемых) в и пооче­
оугольные им
нагрузке
пульсы тока, а ф
зависит от характер
орма напряж
а нагрузки, котор
ения
ая,, как правило, б
емкостная. По спо
ывает активно­
собу подключения
ко
АИТ получ или наз
вание паралл ельных нденсатора к нагрузке такие
.
Как видно из р ис. 9.1
8,
пр
и
о
чер
е
щ,
ом переключ
.Ров (например, рабо
енни пар тиристо•
тали VDJ и VD4, а в
ключаются схемой
VD2и VDЗ) через на
грузку ток меняет
управления
ся скачком, а за с.ч
конденсатора С в
ет перезаряда
течение некотор ог
о интервал а
тавшие тиристоры
времени ранее раб
оказываютс
о­
я
п
о
д
обратным на
венно, за пираются.
пряжением и, естес
Необходимо, чт
т­
обы этот и
времени выклю
нтервал бЬlл больш
чения тиристора.
е
Чем больше ПОСт
t � Rн С, тем медл
оянная. врем
еннее меняется на
ени
пряжение на нагру
изменения прибли
зке, закон его
жается к линейн
ому, а фор
Внешняя характер
ма - к. треугольно
истика , АИТ - мяг
й.
холо стого хода нев
кая (круто�даю
щая), режим
о зможен.
Относительное знач
ение напряжения н
характерист1ПQ1 м
а нагрузке и вид
огут быть пр
внешней
иближенно найдены
из формулы
ин = l,ll JJEn / 1 + 1/В2,
Амовомный
где JJ- КПД АИТ;
1
1
В=Iн Лс � --- = -
СА>Rн С · CA>t
Следует отмети
неработоспособен ть, что при активно-индуктивной
нагрузке АИТ
и такую н_агрузку
необходим0 шунт
сатором.
ировать конден­
Так как на пр
ке трудно обеспе
для АИН, р еальныеакти
ч
схемы имеют неко ить L = "' для АИТ или С= "'
то
рые промежу точны
Для питания отн
е качества.
пряжением, замет оеительно маломощной однофазно
й нагрузки с на­
но отличающимс
я от напряжения
питания, удобно
o)v. .
- .
- применять схему, в которои- одна пара тиристоров заменена полуобмот ками трансформатора, а сам он позволяет согласовать Un и ин
(рис 9 19).
llp� включении, например,
ток проходит от источника пита·
•
VD 1
иия через L, полуобмотк
сформато\iа Тр и VDJ. Во вторично�
l
обмотке индуцируется {д�� ит�:��::rявляется ток в нагрузке. Ко
рующий конденсатор С заряжает я ·почти до удвоенного напря�f:и�
е
сети (за счет ЭДС самоиндукции в обмотке W2). Когда схема уnравле­
ния СУ включит VD2, конденсатор оказывается включенным паралновенно запирается ( так как подано напряжение
=�=:���::ап1;влении и проц
о
)
«:
В нагрузке формируется напр :::; f �е;:�той, опр�еляемой
схемой управления . Форма напря?Кения зависит от Rн (при больших Rн
она ближе к треугольной' при меньших Rн _ к пря моугольной), вели· чина- от. В, коэффициента трансформации и значения Rн .
Напряжение н_а L равно азности между U.с (пересчитанным к по
ловине перв;ичнои обмотки и Е. В режимах, близких к холостому
.
ходу, конденсатор заряжает я не зменным током, причем Uc может
� Е
�
) значений, что 9пасно для ти­
ДОСТИгать больших (много ольш
.
ристоров.
В качестiзе схемы управления можно применять транзисторныи
. симметричный мультивибра о
эмиттерными повторителями� под·
�� �
ключенными к управл яющи . л ктродам тиристоров, питающии о
того же источника п. итания Схема приrодна для В= 12 .., 250 В,�н �
= 1 ... 50 А, / = 1О ... 2000 Гц.
Последовательные инверторы в некоторых случаях применяются
,
получения переменного тока повышенной частоты (/ = 2 ... 50 кГц).
� имеют реэонанс�ую цепочк ,
щью которой производится
l
коммутация вентилеи. Схема ра от
дующим образом (рис.
При подаче Управляющего сигнала открывается VDJ' ток идет через '
б) и
f
�;���
а)
--
г- ➔�-,
V"111
�
+
i
Е
1,1
-
,t
9.f]'
--,1
R ,..
с' ..l.1
1
t
8)
и
. t
-�
VlJ1
Е
t
- 254-
Рис. 9.18. Автоном­
ный инвертор тока
(а) и диаграм
ма
его работы (б)
СУ
Рис. 9. 19• Параллельный инвер­
тор на транзисторах
t
Рис. 9.20 . Последовательный инвертор (а) и
режимы его работы (6-г)
- 255-
Rн , С. В следующий полупериод включается VD2 и конденсатор С,
заряженный во время первого полупериода, разряжается через Rн , L2
и VD2. Схема может работать в нескольких режимах.
В режиме прерывистых токов (рис. 9.20, б) VDl выключается после
спадания тока заряда конденсатора С, т. е. до того момента, когда
схема управления включает VD2 (и наоборот). В результате имеет мес­
то интервал вр_емени, когда обавентиля ток не проводят и lн = О.
.
В режиме непрерывных токов (рис. 9.20, г) VDJ выключается в мо­
мент включения VD2, т. е. есть состояние, когда ток проводят оба
вентиля. Выключение VD 1 при этом осуществляется за счет того, что
при включении VD2 и прохождении тока разряда С через L2 в L 1 фор­
мируется противо-ЭДС, достаточная для снижения тока открытого VDl
до нуля. Для этого необходимо, чтобы включение VD2 происходило
тогда, когда ток через VDl уже·начал снижаться. В противном случае
неизбежен режим "сквозного" тока через VDl, Ll, L2 и VD2, т. е. ре­
жим КЗ.
Оптимальным является граничный режим (рис. 9.20, в), при кото­
ром форма тока в нагрузке близка к синусоиде. Такие инверторы це­
лесообразно применять при постоянных значениях всех параметров,
в том числе нагрузки, при этом обеспечивается достаточно жесткая
внешняя характеристика. Так как при малых нагрузках инвертор мо­
жет выnасть из режима, параллельно Rн включают С 0 и инвертор пре­
вращается в последовательно-параллельный.
Если подключи ть еще один конденсатор С 1 , то инвертор из одно­
тактного превращается в двухтактный, в то время, когда заряжается
С, разряжается С 1 и наоборот. Это повышает эффективность рабо­
ты схемы.
Последовательные инверторы мoryr быть и многофазными.
9.1 О. Преобразователи частоты
со звеном постоянного тока
Преобразователи частоты со звеном постоянного тока (ПЧ с ЗПТ) могут быть выполнены на базе последовательного со­
единения выпрямителя (управляемого или неуправляемого) и авто­
номного инвертора (рис. 9.21). Между ними иногда устанавливается
фильтр Ф.
Если используется неуправляемый выпрямитель, то выходное на­
пряжение ПЧ или сохраняется неизменным (пропорциональным вход­
ному), или регулируется инвертором. Если выпрямитель управляе­
мый, то функции регулирования выходного напряжения возлагаются
на него. На выходе ПЧ формируется напряжение переменного тока
с постоянной (наиболее простой случай) или регулируемой частотой,
причем Uвых и fвых могут изменяться по любому закону; в схеме могут
быть достигнуты соотношения Ивы·х � un и fJЗЫХ � fJЗХ,. Этим
с
выгодно отличаются от непосредственных преобразователей частоты,
у которых всегда fвых < fвх (см. гл. 10).
'
Рис. 9.21. Структурная схема
ПЧсЗПТ
УВ
БУВ
ф
АИ
6ЗР
6УИ
6ПЦ!/
- 256-
U2.
fz
.
энергии
преобразование
ое
тн
д
ПТ
З
- :�:J'� К
ебуют
Недостаток ПЧ со
. роме того, ПЧ с З ПТ тр
е
ы
нн
е
ыш
и
п
ов
м
являет­
и связанные с эт
ее время это не
я
то
ас
р
щ
,
ни
вл
более сложной схемы упра е : :; :;пользования. ПЧ с ЗПТ м0гут
ием дл
. ся серьезным препятств
офазными.
легко выполняться мног
еобразователи
6\ 9.11. Импульсные пр ия
ен
\J постоянного напряж
.
знао напряжения одного
но
оян
ост
п
е
ни
r
ова
з
·.
обра
Пре
ями Первый заключается
умя
дв
нить
п
ол
ы
в
но
мож
:J;ертора и выпрямителя, но
чения в другое
е
и
в последовательном включ;fс :nс;' :еет место двукратное преобра·
ками.
случае с
при этом, как и в
пособу н едостат
с
му
это
ми
и
у
прис
щ
эование энергии со всеми
льсных схем - ){мпульс­
мп
и
е
н
н
м
е
п
ри
ает
:а� яжlния (ИППН) (рис. 9.22, а).
Второй путь предпоЛ!-r
нног
тоя
п
о
и
е
л
е
с
;
Ра еля (ИП) источник постоянных преобразоват
зов
ра
о
п
р
е
о
�
С помощью импульсног
нагрузке (рис. 9.22, б),
подключа тся к
и
ск
че
ди
ио
п
ер
ного напряжения
'
пч зпт
БЗС - блок защиты систеыы;
БУВ - блок управления выnря·
мителем; БУИ - бnок управле­
ния инвертором; БЭР - блок за­
висимого регуnировани.я; БIШУ опок питания цепей управления
а)
� --к --__,Е
VlJ
iи.п
Рис. 9.22. Схема (а) и прин­
цип действия (б-г) ИППН
17 Зак. № 139
по □ r
• ) и, . Ь
8)
1
1
1
1
1
1
1
Uн�
1 I
,
2)
1
tкп·
\
1
I
1
1
1
1
1
1
•
1
1
t
1
1
1
1
1
1
1
1
1
'
...t
t
- 257-
·'
1'
в результате на выходе собственн
о ИП формируются импульсы нап
ря­
жения. Если ключ считать идеаль
ным, то КПД такого ИП прибли
жа
ет­
ся к 100 %.
Фор�ы напряжения на нагрузке
и входного тока показаны на
рис. 9.22, в, г.
Напряжение на нагрузке можно
регулировать изменением време
открытого состояния ключа за пер
ни
иод: чем больше относительная
про­
должительность включенного
состояния ключа, тем больше
среднее
значение напряжения на нагру
зке, и наоборот. В схемах ИП пр
именяют
два способа регулирования: ши
ротно-импульсное, при котором
период
работы ключа постоянен, а ме
няется длительность времени
включен­
ного состояния, и частотно-им
пу,пьсное, когда остается посто
янной
длительность включенного сос
тояния ключа, но меняется час
тот
а рабо­
ты схе�мы, а за счет этого и сре
днее значение напряжения на
нагрузке.
Второи способ проще в аппара
турном отношении, но при пер
вом легче
осуществлять фильтрацию пу
льсирующего напряжения на
нагрузке.
В качестве ключей наиболее цел
есо
обр
азн
о
пр
им
еня
ть полностью
управляемые устройства, т. е.
транзисторы и ДОТ. Обычные т
иристоры
должны быть снабжены схем
ой выключения, аналогичной
описанной
в п. 10.10.
Одна из простейших схем ИП
ПН показана на рис. 9.23. Он
а пред­
ставляет собой последовател
ьно включенные ключ (тири
стор) VD,
дроссель L, нагрузку Rн, шу
нтированную конденсатором С
и так назы­
ваемый обратный диод VD2.
При включении тиристора 'за
мыкается
цепь VDl L-Rн, при этом в
дрQсселе происходит накоплен
:
ие
маrнитнои энергии, поэтому
электро­
напряжение на нагрузке на
растает по
экспоненте. После вмключен
ия тиристора схемой управл
ения СУ ток
дроселя мгновенно измени
ться не может и замыкает
ся
L -Rн- VD2, поэто
по контуру
му спадание напряжения на
на
гр
уз
ке также замед_,
ляется. Конденсатор С, испо
льзуемый в качестве емкостн
ого фильтра,
-aJ
5)
СУ
Е
1 1
1 1
1 1
V DQ
способствует уменьшению пульсаций напряжения на нагрузке. Изме­
няя с помощью схемы управления длительность пребывания тиристора
во включенном состоянии, можно менять среднее значение напряжения на нагрузке (рис. 9.23, б).
ИППН находят все более широкое применение в технике, в том
числе судовом электрооборудовании, для регулир?вания и (или) ста­
билизации напряжения на наr.рузке (электроприв�де постоянного то­
ка питаемого от аккумуляторов, зарядных устроиствах аккумулято­
ра�, сист.емах гарантированного электропитания и т. п.) благодаря
ряду их преимуществ. К их числу относятся:
высокий КПД, так как потери м�щности на регулирующем элемен­
те ИП незначительн� по сравнению с системами непрерывного регу­
лирования;
�
'малая чувствительность к колебаниям окружающе� температуры,.
. высокое быстродействие, огран�ченное только своиствами ключе­
вого элемента;
.
высокая точность и большой диапазон регулирования напряжения
на нагрузке;
возможность получения на нагрузке напряжения, превышающего
напряжение питания, и даже обратного по знаку•
Несмотря на необходимость фильтрации напряжения на нагрузке,
что требует иногда установки достаточно сложных фильтров, ухуд­
шающих быстродействие ИП, и необходимость защиты источника пи­
тания от импульсных помех, достоинства ИППН обеспечивают им все
большее применение.
На рис. 9.24 приведены три упрощенные транзисторные схемы
ИППН состоящие из одних и тех же элементов.
. с;ема 9.24, а обеспечивает регулирование напряжения на нагруз­
ке Ин = О •••
Предельное значение Uн = В достигается, если ключ постоя
;����::J�хемь1 9.24, б может быть достигнуто значение Ин > В.
Схема работает следующим образом. При включенном VT ток проте­
кает только через индуктивность, в которой запасается электромагнит­
ная энергия. После выключения VT ток сохраняет свое значение и про­
текает через нагрузку, сопротивление которой намного больше сопр ­
тивления открытого транзистора. Во столько же раз Ин может прев �
сить В но нельзя забывать, что емкостной фильтр С заметно умень­
шает э�о соотношение. Обратный диод VD препятствует разряду кон­
денсатора через открытый транзистор.
в.
5)
8)
Е
Е
t
Рис. 9.23. Схема (а) и
·
диаграмма работы (б)
·
иппн при шир
пульсном регулиров
отно-имании
- 258-
Рис. 9.24. Схемы ИППН на транзисторах
1 7*
- 259-
U
Е
-
1 п п п п п о п п�
5)
G
.
VJJ
t
ННМН
иф�.
и.I � � �
Лt1
.dt�
t
Рис. 9.25. Импульсный стабилизатор пос,rоянного напряжения (а)
и диаграмма его работы (б)
Схема рис. 9.24, в, работая подобно предыдущей, позволяет полу­
чить на нагрузке напряжение, обратное по знаку входному.
В заключение рассмотрим схему импульсного стабилизатора
напряжения.
В простейщем случае эта схема (рис. 9.25, а) включает генератор
прямоугольных импульсов G, формирователь пилообразного напряже­
"
ния ФПН, компаратор К, СР.авнивающий напряжения "пмлы с напря­
жением на нагрузке Uн, и стабилизатор Ст для питания СУ. Если Uн по
каким-то причинам уменьшается, увеличивается длительность прово­
дящего состояния транзистора VT, в нагрузку поступает , больше
энергии и напряжение восстанавливается (рис. 9.25, б). Быстродей­
ствие сх�мы определяется частоtой генератора, а точность стабили­
зации - чувствительностью компаратора. На практике коэффициент
ст8:,билиэации та�ой схемы ЛU8х /ЛU8ых может достигать 1000, а быстро­
деиствие - 1 ... 10 мкс, мощность в нагрузке зависит от параметров
силового элемента - транзистора или тиристора.
Глава 10.
· СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
В предыдущей главе были рассмотрены полупровод­
никовые преобразователи - выпрямители, инверторы, импульсные
преобразователи, пр�дн,азначенные для использования в качестве ис­
точников питания электронной аппаратуры и устройств автоматики.
Главными их особенностям� являются относительно небольшая мощ­
ность (до нескольких киловатт) и емкостный характер нагрузки на
постояном токе. В на�то�щее время в промышленности и в судовой
энергетике начали широко применяться полупроводниковые преобра-
- 260-
типа
мощных потоков -энергии. Так, на атомных ледоколах
эователи "
в контурах
"Арктика использованы неуправляемые выпрямители
управляемые вы­
rлавного тока ГЭУ мощностью свыше 1О тыс. кВт и
генераторов
прямители для питания обмоток возбуждения ·главных
ледоколах типа
и гребных двигателе"й, в том числе реверсивные. На
ель в цепи
ямит
"Капитан Измайлов применен управляемый выпр
"
щены гребной
главного тока ГЭУ. Ледоколы типа "Таймыр осна
тока с тиристор­
электрической установкой переменно-переменного
12,5 тыс. кВт. Ме­
ным преобразователем частоты мощностью 3 х
троприsодах цо­
нее мощные преобразователи используются в элек
буксирных), где
стоянноrо тока для кранов, лебедок (в том числе
перативного тор· необходимо обеспечить режимы реверса и реку
можения.
ах. К сожа­
Такие системы могут выполняться только на тиристор
аточно мощ­
лению, отечественная промышленность не выпускает дост
я эдесь имеется
ные силовые транзисторы, хотя в последнее врем
ском мощных
некоторый прогресс. Совсем плохо обстоят дела с вьmу
Японии серийно
двухоперационных тиристоров, в то время как в
В. В связи с этим
выпускаются ДОТ на ток 580 А и напряжение 3300
ия тиристорными
возникают трудности в построении схем управлен
тв ТП позволяют
преобразователями (ТП). Тем не менее ряд достоинс
ями и электрQма­
им успешно конкурировать с магнитными усилител
ространенными на
шинными преобразователями, ранее широко расп
дка выше, чем
судах. Это высокое быстродействие (на один-два поря
ные показатели,
у конкурентов), значительно лучшие массогабарит
т быть установлен
более высокий КПД, простота компоновк� (ТП може
легкая "встраивае­
практически в любом месте и в любом положении),
мость" в системы управления и регулирования.
ть силовых
Некоторые недостатки ТП - невысокая надежнос
.
х при работе элементов и возникновение электрома�нитных. поме
енения тиристо­
в настоящее время успешно устраняются за счет :прим
рационального
ров, выбранных с запасом по току и напряжению,
соответствующем
выбора схем, а также применения фильтров при
м будущем сило­
принципе построения схем управления. В ближайше
чат еще боль­
вые полупроводниковые преобразователи на судах полу
троприводов
шее распространение, во-первых, для регулирования элек
и вентиляторов),
· с вентиляторной нагрузкой (центробежных насосов
при частичной нагрузке;
обеспечивающих заметное, повышение
их с изменяю­
во-вторых , в валогенераторных установках, работающ
вырабатываемого
щейся частотой вращения, но с постоянной частотой
ого тока с пе- .
напряжения; в-третьих, для питания нагрузки постоянн
торов, устрой­
ременными параметрами (системы зарядки аккумуля
нейшее разви­
ства эащиtы корпуса и винта судна от коррозии). Даль
малотоннажных
тие получат и ГЭУ различного типа, в том числе для
нец, в недалеком
аккумуляторных экологически чистых судов. И, нако
оянного тока, для
будущем ожидается появление МГД-установок пост
полупроводнико­
использований энергии которых также потребуются
вые силовые преобразователи.
кnд
- 261-
10.1. Силовые управл11емые выпр11мители
Однофазный УВ с выводом от средней точки вторич­
ной обмотки трансформатора. Схема (рис. 10.1) отличается от рассмот­
ренной в гл. 9 только тем, что вместо неуправляемых вентилей эдесь
используются управляемые (обычные тиристоры) с соответствующей
схемой управления.
Рассмотрим работу схемы на чисто активную нагрузку: S1 замкнут,
S2 разомкнут. Если на входе вьrпрямителя имеет место положитель­
ная полуволна напряжения сети (на рис. 10.1 полярности напряже­
ния без скобок), то в интервале О ... t1 (рис. 10.2, а) оба тиристора
VDl и VD2 закрыты, напряжение на нагрузке равно нулю. Тиристор
VDl находится под прямым напряжением,
а VD2 - под обратным
·
(рис. 10.2, д).
1
В момент времени t1 от схемы управления СУ на тиристор VDl
поступает управляющий импулье, тиристор скач1,<ом открывается,
напряжение на нем падает до нуля (прямым падением напряжения
на тиристоре в большинстве случаев можно пренебречь, ·.так как
Л Ud « U2) и все напряжение половины вторичной обмотки трансфор­
матора прикладывается к нагрузке. Естественно, ток в активной на­
грузке будет мен�ться до конца полупериода пропорционально на­
пряжению.
В момент времени t = п напряжение и ток вторичной обмотки
трансформатора падают до нуля и VDl закрывается. Так как никаки�
(специальных мер для запирания тиристора не принимается, такои
процесс называется естественной коммутацией.
В момент t2 подается отпирающий импульс на тиристор VD2. Он
включается, и в наrруэк·е формируется такой же сигнал, как и при
включении VDl. Таким образом, через нагрузку
будет протекать ток, форма которого показана на
рис. 10.2, г, а среднее значение напряжения опре­
деляется заштрихованными площадками. Оче­
видно, что чем раньше в полупериоде будет
подан управляющий сигнал, тем больше будет
среднее значение тока и напряжения в нагрузке, .
и наоборот.
· Если угол управления а = О, режим работы УВ
не отличается от работы неуправляемого выпря·.,
мителя и
СУ
Рис. 10.1. Однофаз­
ный управляемый
выпрямитель
°
Это максимальное значение Ud. При а= 180 ,
как видно из диаграммы (рис. 10.2), Ud = О.
Зависимость Ud = f (а) называется peryлировоч­
ной характеристикой управляемого выпрямителя.
- 262-
е)
а)
L VJJf
�f
t1
t
1, VJJ2
а)
t
UvDt
,
t
r"
y"'
Ut
/
r
\
\
с?)
V.11ft □
□
YJJ2
" t
/
,, / \
/
V U1. /
\"" 11.'t
1,
\
/
..... ..,/
'./
Так как
Ud
то,
=
:)
�, 1
\ ,1
/
//
\.,,,/
\
\\
'-J
/
/
t
1
2ин.;, 1
t
Рис. 10.2. Диаграмма работы однофазно­
го нулевого УВ на активную нагрузку
п
/2U2 sinU ·du,
а
1 + cos а
2
,,
где udo = 0,9U2 (для fX = О).
На рис. 10.3 приведена регулировочная характеристика однофаз­
ного УВ для L = О. Ток первичной обмотки трансформатора повторяет
по форме (с учетом коэффициента трансформации) ток во вторичной
обмотке и, если а :/= О, имеет паузы в интервалах а. Его первая гармо­
ника имеет фазовый сдвиг в сторону отставания относительно U 1 даже
при активной нагрузке.
Прямое напряжение на тиристоре изменяется по закону U2 до мо­
мента отпираниµиристора, и максимальное значение может достиг­
нуть U2 max = у 2 U2 • . Обратное напряжение запертого тиристора
(см. рис. 10.2, д) меняется по таком� же закону до момента отпирания
второго, а затем к первому прикладывается обратное напряжение
обеих половин вторичной обмотки, и максимальное значение может
достичь величины
Uобр max =
2_ -{iU2 ,
Итак, характерныУи качествами УВ, работающего на активную
°
нагрузку, являются ._предельный угол регулирования 1Xmax = 180
- 263-
и индуктивный характер первичного то-'
ка при а =I= О.
Индуктивная нагрузка УВ (на рис. 10.1
Sl и S2 разомкнуты) вносит существенные
отличия в его работу. Так, если принять
индуктивность достаточно большой (ыL >
> 5 Rd), то ток нагрузки можно (при дан­
ном а) считать посrоянным, практически
полностью сглаженным (рис. 10.4, в), а
ток, протекающий по вторичным обмот­
кам и через вентили, состоящим из пря­
моугольных отрезков (рис. 10.4, г), ампли­
J0 60 90 120 150 180
туда которых равна Jd.
ос ,гpail
Рис. 10.3. Р егулировочная ха­
Так как включение очередного тири­
рактеристика однофазного
стора, например VD2, происходит с запаз­
УВ при работе на активную и
дыванием на угол · а rio отношению к мо­
индуктивную нагр узку
. менту перех9да вторичного напряжения
через нуль, а ток через работающий
тиль должен протекать до тех пор, пока не включится VD2, то вен­
кают интервалы времени, когда ток (под действием электромвозни­
агни
ной энергии, запасенной в дросселе) протекает при отрицатель т­
напряжении на обмотке, т. е. в кривой напряжения U (рис. 10.4,ном
б) ·
d
появляются участки напряжения отрицательной полярност
и.
говоря, ср�днее значение напряжения Ud при данном а будет Иначе
меньше.
При а = 90 площади фигур, описываемые кривой U , положите
льной
d
и отрицательной полярности будут одинаковыми, т. е. Ud будет равно
нулю. Регулировочная характеристика , УВ будет описываться
выра­
жением
а)
и,
i,
е)
и,
Lvo2
t,
t
д)
б)
Uvo1
t
/
,, \
/
\
\
'1'
I
,.. '\\
\
1
1
t-
Рис. 10.4. диаграмма работьх однофазного нулевог УВ на индуктивн ю
у
нагрузку
;
,:- 264-
t
п+а
Ud = � ) Гz112 sinudu,
а
°
/ откуда Ud = Ud0 cos а , <Xmax = 90 (рис. 10.З).
Потребляемый от сети ток i 1 состоит из прямоугольных импульсов
. с амплитудой 1 1 m =Id!kтp (kтр - коэффициент трансформации), его
:· первая гармоника сдвинута в сторону отставания на угол q> = а отно1
сительно напряжения питания· (рис. 10.4, а).
Кривая напряжения на тиристоре состоит из участков напряжения,
равного 2U2 , т. е:·сумме напряжения на обеих обмотках. Так как один
т�ристор постоянно включен, максимальное обратное напря�ние (для
а � 90°), как и максJ1мальное прямое (для а ;э: 90°), равно 2 2 U2•
При работе УВ данного вида на активно-индуктиJSную нагрузку
при меньших значениях индуютивности (ыL < 5Rd) первичный.и вто­
ричный токи будут иметь вид отрезков, близких к синусоиде, но ток
будет достигать нулевого значения при угле, большем п, но меньшем
n + а (при определенных соотношениях ыL и Rd), т. е. ток id будет пре:;: рывистым, форма Ud - промежуточной между рассмотренными выше,
а регулировочная характеристика для такой нагрузки будет располагаться между характеристиками для L = О и L = N.
Как было уже упомянуто, первая гармоника входного тока будет
отставать от входного напряжения даже при активной нагрузке, а при
индуктивной Ц) :== а и больших углах регулирования cos Ц) становится
очень низким. Это приводит к потреблению от сети значительной
· реактивной мощности, увеличению потерь в обмотках сети, дополни­
тельной загрузке генератора и т. д. Несколько ослабить отрицательные
последствия этого явления можно, применив так называемый нулевой
диод VDO, для чего необходимо включить S2 (см. рис. 10.1). Следует
иметь в виду, что применение VDO имеет смысл только при индуктивной нагрузке.
Диаграмма работы такой схемы приведена на рис. 10.5. При поло­
жительном полупериоде вторичного напряжения ток через W 1 проте­
кает с момента включения VDJ, но как только напряжение U2 спадает
до нуля, тиристор "VD1 запирается, а контур тока замыкается через VDO
(L-VDO-Rн), т. е. вторичная обмотка не работает. Этот режим продол­
жается до момента включения VD2, затем ток с VDO переходит на VD2
и процесс повторяется. Кривые напряжения на тиристоре аналогичны
кривы� при работе данной схемы на чистQ активную нагрузку
(см. рис. 10.2). Так как в кривой тока вторичных обмоток появляются
па, узы (пока ток нагрузки протекает через нулевой диод), то точно
такую же форму с учетом коэффициента трансформации будет иметь
и ток i 1• Следовательно первая гармоника входного тока будет теперь
сдвинута по отношению к. U1 на угол а/2 (вместо а), т. е. cos q> схемы
будет теперь выше (q> = а/2).
1
v
и
- 265-
I,t
t
t
t
t
,.,
\
er.
u':J
1,2
J,lf
Рис. 10.5. Диаграмма работы одн офазного УВ с нулевы� диодом
Регулирово чная характеристика УВ с нулевым диодом совпадает
�
с характеристикой схемы для активнои нагрузки, т. е.
.
1 + cos а
--2 -
Таким образом, применение нулевого диода позволяет уменьшить
нагрузку на тиристор ы (в о со бенно сти при больших а) и по д нять cos Ц)
выпрямителя.
к я
емый
выпряывтель. Та а схема
авля
упр
й
во
.
мосто
офазный
включает четыре ти истора, вторич ная об мотка не и меет
10.6)
(рис.Одн
Р
о твода от средней точки ' схе ма у правления до лж на о бес печ ивать одно - .
нвременное о тк ы ти
j U
рИ ТОрОВ, расположе
rП� С
::l
:
Л
П
1
�
еч ах мост а. Ди а гр амма
НЫХ В р ОТИВО О О
r
ю нагрузку приведена на
работы схемы на а к
:
�
рис. 10.7, на актив:� дуктивную и индуктивн ую - на рис. 10.8.
Режим работы и per лир овоч ные характеристиri
кн мост ово го УВ с по
числом управляемых
:�
ич
1м
вентилей а нало г
ля УВ с ну�евым
ны т к
В: �
выводом. Н о есть од но отл ч ие. д ля нул � вои схемы кривая напряжения на
х
ofм1mуется
p
::;:;
В::
из участков синусоиды с а
дои v 2 U2, а
2' т. е. вентили мож но
для мостовой схемы шее обратное напря жение.
выбирать на вдвое ме
�
Правда, потери на п� б�� падение напря жения
ьше. все остальные ха­
У м6стово й схемы вдв е
ики
ра
к
т
е
р
и
ст
у
к
аза
нных
е
Рис.: 10.6. Однофаз� м и диаграмма работы
(
и
ныи мос то вой УВ
дентич ны с уч етом данн х, приведенных в гл. 9).
мма работы
Рис. 10.7. диагра
t
t
t
одн оф азн ого
узку
ктивную н агр
мостов ого У В на а
УВ с неение мостового
н
е
м
ри
п
но
ях возмож
ли в схеме
В некоторых случ а
напр имер, ес
,
й,
ле
и
н
т
е
в
х
правляемы
стор ы), а в ка·
_.; .полным ч ислом у
л яемы ми (тири
в
ра
уп
З
VD
и
I
ы
ь VD
диоды. Режим работ
'(см. рис. 10.6) оставит
еупр авл яемые
н
ть
ви
а
вым
ост
п
ле
УВ с ну
:С,честве VD2 и VD4
ежи му схе мы
мотренно му р
сс
р
а
ч
е
н
або­
и
ог
нал
ен, то схема р
],схемы будет а
еал ьно сгла ж
д
и
id
.
е
т.
,
.,
➔
сли L
рав ляющим
ержкой а у п
д
\-. вы водом и VDO. Е
за
С
.
.5)
10
и
с.
азом (с м. р
... а ток наrрузки
:.тает следующим обр
а интер вале -п
н
Dl,
V
стор
л яр­
тся тири
Zн· В мо мент п по
, сигнало м отпирае
ли VDl и VD2 и
ти
н
ве
у,
отк
м
VD2 за пирается, но,
од
{ протек ает через об
ди
,
ую
тн
а
р
об
а
н
я
меняетс
через тот
' ·н_ость напряжения 112
.,), то он протек ает
➔
(L
ет
ж
о
е
м
н
ься
р атит
акор оч ена,
е пь нагрузки з
•\ так как ток прек
ц
,
VD4
д
о
я
ди
откр ывшийс
орМ атор не р а­
/ же тиристор VDl и
вность, тр ансф
ти
к
ду
ин
тся
е
ния явля
VDЗ, тогда VDl
4 источником пита
р
ается тиристор
тпи
о
а
+
п
ни
ме
вре
братное . на пря­
с ботает. В момент
иклады вается о
п
р
му
не
к
я , так к ак
оцесс
L -VD4. Далее пр
· сразу же закрываетс
емы 'W-VDЗ-Rd
с
х
п
ь
е
я
ц
втора
. жение, и работает
повторяется .
8)
а)
Ud
"/!и
- 266-
-
1,2
\
\
Ud=Udo
t
t
t
I
зного
ма работы одн офа
Рис. 10.8. Диаграм
ю
ивно-индуктивнУ,
мостового УБ на акт
н агрузку
- 267-
Таким образом, на интервале, рав1_:1ом углу регулирования а, тока
через вторичную, а следовательно первичную обмртку, нет, угол
сдвцга первой гармоники входного тока q> = а/2,. в кривой Ud отсут­
ствуют участки напряжения U2 отрицательной полярности.
Возможно использование и несколько иной схемы: управляемые
вентили VDl и VD4, а неуправляемые - VD2 и VDЗ. Характер работы
схемы сохранится, только изменятся интервалы проводящих состоя­
ний веt1тилей.
Как указывалось выше, однофазные выпрямители в силовой тех­
нике практически не применяются, поэтому далее будут рассмотрены
трех- и шестифазные схемы, однако к однофазным придется еще неод­
нократно возвращаться для пояснения ряда эффектов, возникающих
· в управляемых выпрямителях.
ТрехфаЗВЬJ:1 уnравJIЯемыi выпрямитедЬ с выводом от средней
точки трансформатора. Рассмотрим такую схему с соединени-ем вторич­
ных обмоток трансформатора в звезду (рис. 10.9, а). При а= О она ра­
ботает как неуправляемый выпрямитель. Каждый вентиль ра�оrает
1/ периода, когда в обмотке, к которой он подключен, имеет место
3
наивысµжее напряжение (другие вентили в этот момент заперты, так
как находятся под обратным напряжением). Переход тока от вентиля
к вентилю осуществляется в момент пересечения кривых фазцых ца­
пряжений,' выqрямленный ток протекает через нагрузку постоянно
(пульсирующий).
При а :f: О работа схемы в большей степени зависит от характера
нагрузки. Диаграммы напряжений и токов при чисто активной нагруз­
ке для разных углов регулирования а приведены на рмс. 10.10. При
а� 30° процесс отпирания очередного тиристора (например, VDl,
включеноrо в фазу о) происходит до того момента, когда напряжение
в предыдущей фазе с еще не снизилось до нуля. В результате ранее
работавший тиристор VDЗ закроется, так как напряжение в фазе с
:меньше, чем в фазе о, ток нагрузки перей дет из фазы с в фазу а, но до
нулевого значения не упадет, т. е. останется непрерывным. Критическая точка - а = 30°.
При изменении а в этих
5)
пределах регулировочная
характеристика описывает­
ся уравнением
. где U do = 1,17U2ф°
При а > 30 сигнал на от­
"'-Рытие очередного тиристо­
ра подается после того, как
естественным образом закроется предыдущий, т. е.
УВ
Рис. 10.9. Трехфазный
с выводом от сред­
ней точки трансформатора (а) и с соедине­
в кривой выпрямленного
н�ем обмоток в зигзаг (б)
тока появляются паузы;
- 268-
0G = 60
°
Ut1..
.
t:1.=90 °
r
.
л в
:i
УВ на активную нагрузку
ехф азного н е ого
ы
о
р
грамм
.'.. р ис. 1о . 10. Диа
ы аб т отр
У
е лир вания
:, nри различных углах р гу
�
- 269-
,
,1
8)
где ld =О.Длительность прохождения тока через каждый вентиль ста­
новится меньше трети периода. В этом случае регулировочная характеристика будет описываться уравнением
.
Ua.
J-----+-+---,'---\-'-,h"+,'Y-,1\--+--+--- t'
CIC.=60 °
предельный угол регулирования на активную нагрузку составляет 150 .
При соединении в'tоричных обмоток звезду в каждой из них ток
протекает только :JЗ одном направлении. В сердечниках трансформато­
ра возникает явление подмагничивания постоянной составляющей
вторичного тока (потоки вынужденного подмагничивания). Это может
привести к насыщению магнитопровода, увеличению намагничивающе­
го тока и появлению дополнительных нелинейностей в кривой тока
нагрузки. Для устранения этого явления приходится либо увеличи­
вать сечение магнитопровода, либо включать первичную обмотку
в треугольник (при этом увеличивается ток в ней), либо использовать
соединение вторичной обмотки в зигзаг (рис. 10.9, б).
При таком включении токи по секциям каждой обмотки протекают
в разных направлениях, в результате среднее значение постоянной
составляющей тока в каждой обмотке будет равно нулю. Но вторичное
напряжение уменьшится, так как две полуобмотки будут включены не
°
последовательно, а под углом 120 :
в
,1
Для получен�� ранее запланированной мощности трансформатора
его габариты должны быть больше на 13 % или Рт = 1,46Pd.
При р�боте на индуктивную нагрузку (рис. f0.11) каждый вентиль
работает /3 периода, ток в нагрузке непрерывный. В кривой выпрям­
ленного напряжения Ud при а > 30° появляются участки отрицатель­
ного напряжения, поэтому среднее его значение уменьшается: Ud =
°
= Ud COS (Х И (Х
= 90 •
пред
.2..
•
Uбратное напряжение на вентиле может быть определено графи- ·
чески. Например, для вентиля VDJ (фаза а) оно определяется из
рис. 10.11 как разность между кривой Ud, формируемой участками
синусоид Uь и Uc, и �атным напряжением Ua . Его максимальное зна­
чение Uобр max "i;-V 6 U2Ф = 2,45U2Ф. Прямое напряжение на вен­
тиле Ип р max: = v_6 U2Ф sin а.
°
°
При !кщвнои �агрузке и для а � 30 формула та же, для а > 30
0
Uп pmax - 2 U 2Фsц1 (а+ 30 ).
Основные достоинства этой схемы - минимальное количество си­
ловых элементов (тиристоров) и самая простая структура СУ. СУ может
подключаться между управляющими электродами тиристоров и их
общим катодом и должна обеспечивать одиночные управляющие
v
- 270-
'
°
L=�
г)
UVJJ
Unpmax
Unpmax
Uo6pmax.
lJo6pmal(
1
и
о ы ре хфазного ну.
·,. Рис.10.11. Д агра мма раб т т
левого УВ на индуктивную нагрузку
ения силового трансфор­
сигналы. Несмqтря на необходимость примен
е трехфазные УВ получили
матора с определенными свойствами, таки
широкое распространение.
ямитель. Такие УВ наиТрехфазВЬIЙ мостовой управmrемый выпр
них и больших мощнос­
более широко распространены в области сред
ческими и эксплуатацион­
тей, что связано с их высокими энергети
(рис. 10.12) образуют две
ными характеристиками. Вентили схемы
, , группы: катодную (VDl, VDЗ, VDS) и анод�
нои
У ' ную, и нагрузка оказывается подключен
рсфо
к двум фазам вторичной обмотки тран
а
матора. Можно также считать, что нагрузк
получает питание от двух последоватеnьно
включенных нулевых трехфазных схем вы­
прямления (см. гл. 9).
Особенностью схемы управления таким
УВ является то, что она должна обеспечивать
подачу сигналов управления при включении
о­
1
схемы, причем в некоторых случаях- одн
временно на два тиристора из разных групп.
При а =О работа УВ на активную и индуктив­
ную нагрузку одинакова и полностью совпа­
дает с ре,жимом неуправляемого выпрямите­
ля; при а + О имеют место различия.
L-�_J
На рис. 10.13 показаны диаграммы работы
активную на­
трехфазного мостового УВ на
°
�
J;·· грузку при а = 30, 60° и 90 . Как видно из
2. Трехфазный
диаграмм, при а< 60 кривые Ud и id непре- Рис. 10.1
й УВ
с
рывны (угол а отсчитывается от точки мо тово
- 271-
-µ
......
(
�
-4..)
-- -
-
'tl ·
��
..� 1r.»
Ud = Ud 0 COS IX,
!":)
-::t-
)
....
)
�
�
� �
-,.:.
�:::::i
,С)
�
"'f.)
1
_.,
-�
t:I
сч
-�
1
�
: где ud o = 2,З4U2ф·
°
Угол а = 60 является критическим и при дальнейшем его увеличе­
:
:, нии в кривых Ud и id появляются паузы, т. е. наступает режим работы
:· УВ с прерывистым выпрямленным током (при активной нагрузке!).
,, Для обеспечения этого режима на управляющие электроды тиристоров
°
,, следует подавать либо сдвоенные и�пульсы с интервалом 60 , либо
°
°
удлиненные шириной не менее 60 (показано на диаграмме для а = 90 ).
.Например, для того чтобы открыть тиристор VDJ в момент t 1 и обеспе. чить цепь тока, необходимо подать такой же сигнал на VDб. После того
как разность мгновенных напряжений U2 a и. U2 ь станет равной нулю
(t2 ), оба тиристора закроются, а в момент времени t3 должен вступить
в работу VD2, который откроется только при наличи11 повторного уn­
°
равляющего сигнала на VD 1 или щ>и длительности его более 60 .
Для режима прерывистых токов
(С)
·/
/
t":).
-
:::::i
;:,·пересечения фазных напряжений). По мере увеличения а значения Ud
,\ �уменьшаются по закону
..:::t-
........
-:;gi
�
'-f.:.
�
�
При работе трех_фазного мостового УВ на индуктивную нагрузку
режим работы существенно изменяется (рис. 10.14). Так, ток в нагрузке
остается (при данном а) неизменным, каждый тиристор работает 1/ 3 пеi! риода, но переход тока с одного тиристора на другой происходит не
в момент равенства фазных напряжений, а со сдвигом на угол а. Токи
, во вторичных, а следовательно, и в первичных обмотках предс1авляют
собой прямоугольные импульсы длительностью 1/3 периода одного
и столько же другого направления. Сигналы управления подаются .
бl,
а)
(С)
Ud
t
Ч:)
�
1"':)
tl
Б)
с:-.,
"i
i2
(l
18 Зак. No 139
6
1
1
s
1d
t
-'-'---,г-�-,-__,_---.---'---t
Ч2
6
-,
J
1
1
I�
---,--..__.-------t
1 t
2)
t
t
t
t
UvJJt
t
1-+1_· --�+-----г-- t
1 �
и 1
1---J-.L____lJ
t
Рис. 10.14. Диаграмма работы трехфазного
мостового УВ на индуктивную нагрузку
- 272-
1
1
\
(
\ Uьса. /
а. /
\
\
Uv,max=
= f,Ol/5U,1.
- 273'/
на тиристоры в соотв
, етствии с графиком 10.14, б, но при запуске схемы
необходимо выполнить условие одновременной подачи сигнала, на оба
тиристора. С увеличением а уменьшаются средние значения U d и ld, но
при а < 60° переход Ud с кривой одного линейного напряжения на кри­
вую другого происходит в преде лах по ложительной по лярности участ­
ков этих линейных напряжений, поэтому кривые Ud и его' среднее
значение одинако�зы при активной и индуктивной нагрузках.
При а> 60° в кривой U d (рис. 10.15, показаны кривые линейных
напряжений, так как именно они формируют напряжение на нагрузке) ·
появляются участки с отрицате льным напряжением, происходит более
°
интенсивное снижение U d. При а= 90 эти п лощадки равны между
собой и Ud = О. Поэтому для индуктивной нагрузки U d = U d 0 cos а,
а регу лировочная характеристика трехфазной мостовой схемы имеет
вид, показанный на рис. 10.16 (кривая а).
На диаграмме (рис. 10.14, г) показан график изменения прямого
и обратного напряжения на одном из вентилей. Эти напряжения не мо�
гут превышать l,045 U d, т. е. опреде ляются линейным напряжением
вторичной обмотки трансформатора. Следует отметить, что в принципе
данная cxet4a может применяться без специального трансформатора,
получая питание непосредственно от сети.
°
При а > 90 работа схемы возможна, но уже в и,нверторном режиме, ·
когда происходит преобразование энергии источника постоянного
тока, включенного вместо нагрузки, в энергию переменного тока,
отдаваемую в питающую сеть (см. п. 10.6).
Остальные качества мостовой схемы вьmрямления рассмотрены в гл. 9.
В некоторых случаях целесообразно применение трехфазного мос­
тового УВ с неполным количеством управляемых вентилей, например,
если в схеме на рис. 10.12 VDJ, VDЗ, VDS- тиристоры, а VD2, VD4
и VDб- обычные диоды. Такая схема может рассматрив,аться как по­
следовате льное включение трехфазных нулевых управляемого и не­
управляемого выпрямите лей. При работе на активную нагрузку при
а � 60° имеет место режим непрерывного тока, при· а > 60°- прерывис­
того; регулировочная характеристика описывается уравнением
1 + cos а
U,1,
Кратность пульсации вь1прямленного Urto
напряжения равна 3, что требует или приог­
менения более мощных фильтров, или
л-·
раничения угла а; по сравнени� с по
воз­
ностью управляемым вып,рямите�ем
U
ка в кривои d·
0,5
· растает третья гармони
ля даннод
ке
руз
наг
ой
ивн
укт
инд
При
го а ld = const, регулировочная хар�кте:
90
ристика имеет тот же вид, но при fX
катодная группа вентилей переходит...в инверторный режим. В несимметричнои... схе
JO · 60
ме ухудшается коэффицJ{ент не линеиных
искажений k н . И' но несколько улучшает- Рис.10.16. Регулировочные ха­
ся cos Ц).
рактеристики трехфазного УВ
я
л
д
мы
схе
ой
так
Диаграммы° работы
а= 30, 60 и 90 · приведены на рис. 10.17. ватель· нои... технике такие
фазные схемы. судовой nреобразо
·· 111
, что по сравнению с мосто­
схемь:а не· применяются. Но в силу того
я на вентиля х у них вдвое
вой схемой прямое падение напря жени
больше, а также амплитуда
меньше а частота пульсаций в два раза
нулевой ,схемы, эти выпря­
их в д�а раза меньше, чем у трехфазной
получения хорошо сг лажен­
мители целесообразно использовать д ля
о напряжения (на уровне
ного постоящ1ого тока относительно низког
10 ... 24 В).
вните льным , реактором
Эти схемы выполняются как с ура
го реактора показана на
так и без него. Схема без уравнительно
. рис. 10.18. ·
олнена в виде шестифазВторичная обмотка трансформатора вып
ент времени открыт один
ной звезды с нулевым выводом. В любой мом
чем У других. Коммутация
вентиль потенциал анода которого выше
есечения кривых фазных
вентилей происходит при а = О в моменты пер
вая вы�рямле�ного на­
напряжений (или позднее на угол а+ О). Кри
напряжении: U d 0- l,ЗS U 2ФО
пряжения- огибающая синусоид фазных
в
и,
и
С)(,
ос. =JO O
ного мостового
Рис. l0.17. диаграмма работы тре�фаэ
чеством уп"авляемых вентилеи
Рис.10.15. Диагра ммы работы трехфазного мостового УВ при различных
углах регулирования
- 274-
18*
- 275-
УВ с неполным коли­
Если считать ' что в нагрузке среднее' значение
постоянного
тока
�
�
являеrся суммой токов, создаваемых каждои половинои схемы, то
переменные составляющие прикладываются к уравнительному реак­
тору. На диаграмме (рис. 10.19, б) показаны огибающие напряжения
иа, и�, ис левой и Uа, , Uь· , Uс, правой частей схемы; заштрихован·
ная область позволяет определить напряжение Uк на реакторе; кривая
напряжения на нагрузке (толстая линия) может быть получена как
разность Ud - 1/2 Uк .
Для этой схемы
а)
ь
а
(,
Рис. 10.18. Шестифазный управляемый выпрямитель без уравнительно го реа кто­
ра (а) и диаграмма его работы (б)
Максимальное обратное напряжение на вентилях может быть опреде·
лено графически (рис. 10.18, б} для VDl и а= О):
иобр max = [2и2ф = 2,84 U2ф;
lvD ер = ld/6; 12 = ld//6;_
РР =10,057Pd (а == О, индуктивная нагрузка).
Ртр = 1,5SPd; q = 0,057.
,
'
Первичная обмотка трансформатора должна быть соединена в тре­
угольник, иначе в его сердечниках возникают нескомпенсированные
МДС, пульсирующие с тройной частотой и вызывающие потоки вынуж­
денного намагничивания.
IIIестифазная схема с уравнительным реактором показана на
рис. 10.19. Она представляет собой два трехфазных нулевых УВ, рабо­
тающих на общую нагрузку через уравнительный реактор.
Питание схемы осуществляется от такого же трансформатора,
имеющего по две вторичных обмотки на каждом сердечнике. Если счи­
тать намагничивающий ток реактора равным нулю, то Ud = 1/2(Ud Ud ) )
практически такой режим имеет место начиная с lк = 1 ... 2 io lном .
р
i
а)
•
Рис.10.19. Шестифаэный'УВ с уравнительными реакто рами (а) и диаграмма его работы
{б )
{/1<.�Хк д112иА
- 276-:-
�М ,
V
у
t
При а-+ О U = Ud cos а, растет амплитуда напряжения на реакторе
(при а = 90°- в �,5 ра;а) и соответственно его габаритны� размеры.
10.2. Поспедоватепьное и параппепьное
включение выпр11мительных схем
Для мощных выпрямительных устройств {управляе­
мых и неуправляемых), рассчитанных на относительно высокие на­
пряжения и токи, в частности для гребных электрических установок,
применяют 12-пульсные схемы, которые состоят из двух мостовых
трехфазных выпрямителей, включенных последовательно или п!рал­
лельно. В первом случае напряжение на нагрузке является суммои вы­
ходных напряжений мостовых схем, во втором- суммируются токи.
Для уменьшеt1ия пульсаций выпрямленного напряжения питание этих
мостов производится или от вторичных обмоток одного трансформато­
ра, но включенных по разным схемам (рис. 10.20, а), или от двух обмо­
ток одного синхронного генератора СГ, сдвинутых в пространстве на
30° (рис. 10.20, б). ·
Первая схема, кроме различного вклю�ния обмоток, требует
соотношения числа их витков w 2 л/w 2 71. = v 3, что дает на выходе
мостов одинаковое напряжение и U н = Ud 1 + Ud 2• Ток нагрузки проте­
кает последовательно через оба моста, т. е. через четыре венtиля, что
вызывает дополнительные потери. Сложение двух выпрямленных на­
пряжений, каждое из которых имеет 6-кратную пульсацию, но сдви­
с нутую на 30°, дает в результате 12-кратную пульсацию со значительно уменьшенной амплитудой: q = 2/(т 2 - 1) = 0,014.
- 277-
1:
,1:
[
Jl
+
�,основные схемы (рис. 10.21) имеют одинаковую регулировочную харак­
{�·-теристику Ud = Ud COS (Х И ОДИНа�ОВЫЙ ПредеЛЬНЫЙ УГОЛ регулирова�
°
',ния 90 . Это позволяет получить общую для всех схем формулу для
(расчета амплитуд высших гармоник, отнесенных к Ud0, определенно.: J.fY для а = О: .
_
'�
Udvm
Udo
2
= --- cos а
v
2m 2- l
✓ 1 + v m tg a.
2
2
2
Для а = О формула упрощается:
Рис. 10.20. Последовательное (а) и параллельное (б) включение выпрямительных
схем
При использовании схемы с уравнительным реактором УР происхо­
дит сложение токов в нагрузке при равенстве выходных напряжений
°
мостов. За счет фазового сдвига на 30 мгновенные значения напряже­
ний Ud и Ud 2 не равны, и разница между ними прикладывается к реак­
тору. Качество напряжения (коэффициент и частота пульсаций) эдесь
такое же, как при последовательном включении мостов, а q даже не­
сколько меньше за счет реактора. Недостатком схемы является �ли­
чие реактора, который выполняет ту же функцию, что и в шестифазной
нулевой схеме, но так как напряжение на уравнитель�м реак,;щ,е
имеет частоту 6/с , то амплитуда напряжения на:нем UP =y'6U2 Ф[l-v'З/2]
и габаритная- мощность его невелика.
Такая схема имеет более высокий КПД, так как потери в вентилях
меньше, чем при последовательном включении мостов_. Если в мостах
установлены управляемые вентили, то их. работа аналогична работе
мостовой схемы при инд·уктивной нагрузке, но оба моста при парал­
лельном включении управляются одновременно, а при последователь- ном - по произвольному закону.
Udvm /Udo = 2/('\J_ 2 m 2 - 1).
,
Если в этой формуле принять v = 1, то получится ранее известное
,:значение коэффициента пульсации (см. гл. 9).
}. . . , В табл. 10.1 приведены данные по гармоническому составу вы­
(прямленного напряжения для некоторых схем при различных числе
}фаз и углах регулирования, на рис. 10.22 даны те же сведения для
(-многофазных выпрямителей.
'{f· Как видно из графика и таблицы, чем меньше число
гармоник и их
,
/номер и чем больше угол регулирования, тем больше амплитуды всех
:·: высших гармоник,
тем сложнее и . дороже будет фильтр для их
.
·,
Рис. 10.21. Диаграммы напряжения на нагруз­
ке для однофазной (а), трехфазной (б) и шеетифазной нулевой (в) схем выпрямления
и.,,,,
t
'W'
Uvm
-1ч
/
���
�ri. l�9�
O,J 1,2
1 О.Э. Высшие гармоники в крпоi
выпр11мленного напр11женм11 м вхо.-ного тока
управп11емых выпрямитепеi
Кривая выпрямленного напряжения любой схемы
выпрямителя всегда содержит две составляющие - постоя-иную,
равную среднему значению Ud , и переменную, определяемую суммой
высших гармоник (Ud C\)). Частота каждой гармоники может быть полу­
чена как /v = vm/c , где v - номер гармоники, v = 1; 2; З; m - число фаз
выпрямителя, m = 2; З; б; 12; fc - частота сети. Действующее значение
напряжения каждой гармоники зависит также и от угла регулиро- ,
вания а.
Рассмотрим наиболее часто встречающийся режим работьr управ­
ляемого выпрямителя - на индуктивную нагрузку. Известно, что все
- 278-
��
f,D
Um
�i<-a.Jla.)
0,2
0,1
и.,,,,,
20
h---+--'---�--f,r---;,..-+------ t
), /)с/ ,1
/ \ / \ / \ / , 1 \/
✓
, ..., ;;_ .._, Л
)\ 1\.._,, 1'
. .._,, ..._
80
· 80 tX.,гpoiJ
Рис. 10.22. Зависимость амплитуд высших гар­
моник от угла,Реrулирования
- 279-
Таблица 10.1. Гармонический состав выпряыленноrо напряжения
Номер rap- Частота
моникиV высших
гармоник
Относительное содержание высших rармонИК
(
при (Х
о
. 30
60°
90
1
2
3
100
200
300
0,472
0,094
0,041
0,625
0,203
0,142
0,851
0,334
0,234
0,968
0,392
0,266
Трехфазная нулевая, 1
m=3
2
3
150
300
450
0,176
0,041
0,017
0,31
0,14
. 0,08
0,47
0,21
0,14
0,53
0,25
0,16
1
2
300
600
900
0,041
0,011
0,004
0,14
0,06
0,04
0,21
0,11
0,07
Схема выпрямления
Однофазны е
нулевая и мостовая,
m=2
Трехфазная мостовая и шест1:1фазная
нулевая, m =6
з
°
,
.1
i(v) = -- ( sin v + - sin Зv + - sin Sv... ) .
Пkтр
3
5 .
1
- 280-
и,
L =O
Неупра!Jляемыtl
!Jыпрямитель
2�
i
iJ)
и,i
б)
и,
i \
L= сп
УВ с VD0
t
t
L= �
Неупрu!Jляемыи
Ььтдямитель
21t
0,25
0,12
' 0,08
сглаживания. Отсюда ясна ·целесообразность применения для УВ
многофазных схем.
Кривая тока первичной обмотки трансформатора (входного тока
УВ) также зависит от схемы выпрямителя, характера нагрузки и угла
регулирования. Входной ток синусоидальной формы возможен только
в однофазных двухполупериодных схемах при чисто активной нагруз­
ке (рис. 10.23, а), во всех остальных схемах он несинусоидален.
Если выпрямитель работает на индуктивную нагрузку, то ток Id
сглажен, следовательно и входной ток имеет вид прямоугольных им­
пульсов. В однофазных выпрямителях (с нулевым выводом и мосто­
вом) потребляемый ток состоит из импульсов величиной Id /kтр дли­
тельностью Т/2 (рис. 10.23, б-г)., причем в управляемом выпрямителе
входной ток и его первая гармоника отстают на угол q, = а по отноше­
нию к питающему нщ:1ряжению. В выпрямителе с нулевым диодом или
с неполным числом управляемых вентилей q> = а./2. Графики для трех­
фазных схем приведены на рис. 10.23, д, е.
Несинусоидальность входного тока вызыв�ет ухудшение работы
питающей сети (генераторов, трансформаторов, кабелей), искажение
формы питающего напряжения за счет падения напряжения на сопро­
тивлениях этих элементов. Особенно велики искажения питающего
напряжения при питании нагрузки выпрямителя от сети соизмеримой
мощности, что часто имеет место в судовых условиях.
Для определения гармонического состава входного тока однофаз­
ных выпрямителей �роизводится разложение в ряд Фурье:
и
г)
°
Пр и м е ч е н и е. В таблице приведены действующие значения гармоник, чтобы получить амплитуд­
ные значения, необходимо умножить коэффициенты на ),41.
4/ d
а)
и,
i
L, = t;,,?
Неупра1J11яемыи
Выпрямитель
t
е)
и,
�)
и,i
i
l,=сп
У/3
t
Рис. 10.23. Диагра ммы входных токов для различных схем УВ: а-г - одное а н
фазных нул евых и мостовых; д, е - тр хф з ых
Таким образом, в токе помимо первой гармоники присутствуют
и все нечетные, амплитуда любой из них может быть получена так:
4Id
1
11 kтр
V
Ivm = --
Отсюда получаем следующие соотношения:
V • • • • • • • . • . . • . . . • • • • •
Ivm ,0/o
.............. .
1
100
Э
ээ
5
20
7
14,Э
9
11,1
11
9,1
13
7,7
15
6.7
Для однофазной схемы УВ с нулевым диодом
VfX
4 /d
1
-c
os-,
Ivm =-k
\1
1( тр
2
а.:
О процентный состав
т. е. зависит от угла регулирования; при
нулевого диода.
гармоник такой же, как и для выпрямителеи без
- 281-
Для трехфазного мостовог
о выпрямителя
2
La =Ls2 +(Ls1+Lc)(w/w2) ,
а)
';',�ачение которой может быть ра�считано
_о формуле
VD2
в спе ктре нет гармони к, кратных трем (3, 9, 15); для 1
2-фазных выпря­
мителей в спе ктре появляются гармони ки толь ко начи
ная с одиннадцатой.
Следует отметить, что при wL < SR состав гарм
оник ухуд­
d
шается по сравнению с рассмотренным идеальны
м случаем, когда
L -+ (\).
Анализ кривых i и Ud проведен без учета к
оммутационных
процессов (они будут рассмотрены ниже), но влия
ние их на ампли­
туды высших гармоник не очень заметно, поэтому
ими можно пре­
небречь.
Для ис ключения влияния высших. гармоник на
питающую сеть
применяют так называемые сетевые, или вход
ные, фильтры (см.
рис. 10.29 и 1 О.73). Обычно сетевые- фильтры
настраиваются в резоmнс
на самую низкую из :Qысших гармони к, та� как
более высокие имею:r
всегда меньшую амплитуду. Эти фильтры обеспечи
вают в некоторой
степени и защиту всей схемы УВ от помех в сети,
создаваемых другими
потребителями, в частности другими выпрямителя
ми.
10.4. · Коммутационные процессы
в управл,1емых выпр11мител11х
При рассмотрении работы маломощных выпрямител
ей
обычно учитывают только активные сопротивлени
я обмото к трансфор­
матора и питающей сети, а индуктивными сопр
отивлениями в этих це­
пях пренебрегают. Это позволяет считать, что пере
ход выпрямленного
тока с вентиля на вентиль происходит мгно
венно. Однако в реальных
схемах, в особенности в мощных устройствах,
где активные сопротив­
ления относительно невелики, пренебрегать
индуктивностью, в пер­
вую очередь рассеяния обмоток трансформато
ра, невозможно, так как
перехqд тока с вентиля на вентиль (йвление к
оммутации) происходит
за конечный промежуток времени. При этом
заметно изменяются фор­
мы тока и напряжения, состав высших
гармоник, вид внешних
и регулировочных харак теристик. Вли
яние индуктивностей рас­
сеяния обмоток трансформатора L и L ,
индуктивности питающей
51
сети Lc �ычно характеризуется суммар 52
ной для каждой фазы индук ­
тивностью рассеяния L0 , приведенной ко вторичной бмотке транс­
сs
форматора:
- 282-
,:
де Uк - напряжение короткого замы· ан ия трансформатора, %о; U 1 ном' I1 ном , оминальные значения тока и напряже:
, ия первичной обмотки трансформат_9ра,
_ коэффициент трансформации.
;: тр В качестве первого, наиболее простого
ivo2
;(,_лучая ниже рассматрива�тся явления
lvD1
-.· . оммутации для однофазнои схемы _:"В с
(\)
улевым выводом при условии Lн:
. '
t
·
= О (рис. 10.24, а).
,: _ тр Как видно из схемы, влияние инду кi;тивностей Хтl И Хт2 заключается В ТОМ, ЧТО
,, о к через вентили измениться мгновенно
�\не может. Существует интервал времени,
t
1
�аазываемый углом � ,. в течение которого
1
1
:}через VD 1 ток еще протекает' а в VD2 уже
1
янии
состо
ем
одящ
пров
1
1Inоявился, т. е. - в
1
ьно,
вател
следо
а
ля,
венти
оба
тся
аходя
.:t,и
\
i
·: имеет место короткое замыкание поj
.
:::J---;tследовательно соединенных вторичных
ок времени от
i обмото к . В этот промежут
Рис. 10.24. Коммутационные
·•_:,:·-rрансформатора в нагрузку энергия не процессы в однофаз11ом УВ
i nоступает, при вычислении U d заштрихо;;ванные площ�ки (рис. l0-24, б) из Расчета выпадают. Т аким образом,
среднее значение
}при конечнои длительности этапа коммутации
;;выпрямленного напряжения U d будет меньше чем при а = О. Величину
� о
ом
(\ уменьшения U d �ожно рассчитать след!ющ м браз .
и
Токи вентилеи в период коммутации.
-,'
-'-
i vv1= 0+iк;
i у D2 =[ d - iк ' (*) ·
t;, тде i к - то
к коммутации.
- . ток , про�одящий через работаюДо и после периода коммутации
�:-� щий вент_иль, ра�ен ld·
� ствующей в контуре коммутации, и
',:, _
Ток I к определяется ЭДС , деи
\ индук тивностью последнего:
ек= е1 - е2 = 2
...fi U2Ф sin (v+ а).
- 283-
Так как этот ток переходный возник
� пр и вк__л�чении индуктиви
ной цеп:11 на синусоид- альное �апряже:июе�
� с фазои Ч\,, то
. _ /2и2Ф [cos ai - cos (а
lк -
Хт
+v)J. (**)
ч
ivп1 Если
=
� :�:,i что ток вентиля, вступающего в работу, равен iк
vv2 получается подстановкой уравнения (**)в ( то:
iк '
.
_
1vv2 -t -
fiu2Ф
-
*)
[cos а - cos (а + v)J.
Хт
Из формулы видно, что ток в вентилях
няется по косинусоидальном закону дли в период коммутации метельность прохождения тока
через вентили увеличиваетсiв даннои� схем
до · п + а·
п. одставив в уравнение (**) ;vD1 -_ iк =е1dс 'лчто
,
сп
авед
ливо
р
для
v = V' получим уравнение
fi
и2Ф
Id = - - [cos а - cos (а+ V)],
Хт
или
Эта зависимость между v и а приведена на рис. 10.25.
Полученное уравнение коммутации используется для вычисnения
тивноrо падения напряжения, вызванного интерваnами, в кото.
. ых мгновенное напряжение р.авно нулю:
а+'\1
..fiU2ф
· ldXт
1
)
-,
=
(а
=
cos
а
]
+v
х
[cos
--=
vdV
sin
Ф
ЛU
.fiU2
л
· тоrда
. л
l
л
а
'
1
ldXт
ud = Иё1 0 cos а - - .
л
_ Как видно из этого уравнения, Л Их не зависит от угла а, а только
тока и индуктивного сопротивления обмоток трансформатора, сле­
·' овательно внешние характеристики Ud = q>(Id) будут проходить для
азных а практически параллельно (рис. 10.26). На этом же рисунке
нктиром показаны кривые ДJJ:Я граничных условий, когда явлением
()ммутации можно пренебречь, т. е. L + (\:) (имеет место прерывистый
к, но нет интервалов, когда Ud = О).·
Однофазный мостовой УВ с учетом процесса коммутации работает
алогичным образом, только в интервале коммутации проводят все
: ·етыре вентиля (предполагается, что в прямом направлении вентили
· падаю т хоть и очень малым, но примерно одинаковым сопротивле­
ем, тогда коммутационный ток распределится поровну между дву­
параллельными ветвями). Так как каждый из двух коммутацион-1
х токов равен ld, то в формуле для Ud добавляется коэффициент 2:
·.
ldXт
1
Ud = Udo COS (Х - 2 - .
л
иначе называемое уравнением коммутац
ии.
Если при а= О считать V = V (коммутация
существует и в нерегулируемых выпрямителях), то о
Однако за счет значительно лучшей магнитной связи вторичной об­
!,;:ыотки трансформатора с первичной (уменыnение Хт), внешние· харак­
Jтеристики двух рассмотрен­
{ных схем практически оди0
0
Iнаковы.
=
�
Коммутация в трехфазных
1\ \
J50_
J'!·--...
С(
0,8
r, град
и после подстановки в предыдущее
cos а � cos (а+ V)
1 - cos V 0
уравнение
= 1·
'
t' �
0,б
1\ ,J
1\
';,о ..----т---.-----,----т---,
20
,,
10
о,ч- \\
\
2{)
V = arccos [ cos а- cos v O _ l].
- 284-
80 OG1 гpaiJ
Рис. 10.25. Зависимость '\1 = q>(a)
-
60 °
\
\
1
окончательно
5
\
1\ \
0,2
0°
'-
0,2
1
О,'-1-
1
О,б
0,8
�О
14 / /4 11
Рис. 10.26. Внешние характерис­
тики УВ
- 285-
1
!
УВ описывается теми же закономерностями. На рис. 10.27 приведена
диаграмма работы трехфазной нулевой схемы УВ. В момент перехода
тока с вентиля VDl на VD2 (или VD2 на VDЗ и т. -д.) создаются коротко­
замкнутые контуры, состоящие из двух фазных (вторичных) обмоток
и двух проводящих вентидей. Результирующие напряжения коммути­
руемых Фаз за период коммутации будут одинаковыми (они включены
параллельно), т. е. Ud = 1/2(U20 + U2 ь), кривая- синусоида. После окон­
чания коммутаций Ud скачком увеличится до фазного напряжения той
обмотки, к которой присоединен работающий вентиль. Следовательно
и в этом случае среднее значение выпрямленного напряжения будет
несколько меньше (на величину заштрихованной зоны, рис. 10.27}:
Хт. 3
ЛUx = ld -- ;
2п
сделать
Рассмотрение коммутационных процессов в УВ позволяет
�:
следующие выводы. При возникновении явления коммутаци
;
илем
увеличивается число одновременно работающих вент
угол V ;
увеличивается интервал проводимости каждого_ вентиля на
ональорци
происходит падение напряжения Ud на величину, проп
ную ld И Хт;
нного на­
имеет место существенное искажение формы выпрямле
пряжения и тока;
высших
происходит изменение формы питающей тока, порядок
действующие
гарм9ник остается прежним, нескqлько уменьшаются
значения токов в вентилях и обмотках трансформатора;
г Ц) �
первая гармоника входного тока приобретает фазовый сдви
, �а+ v/2.
10.5. Энергетические показатели
управл,1емых выпрямителей
Хтm
ud = ud 0 cos (Х - ld - .'
2п
. здесь m =3.
Естественно, что для неуправляемых выпрямителей а= О. В уп­
равляемых выпрямителях с ростом угла а угол коммутации v всегда
уменьшается, так как с ростом а увеличивается напряжение коммутации, что ускоряет процесс перехо­
U2c
Uz ь
Uza
да
тока с вентиля на вентиль.
и
Коuмуrация в трехфазном мос­
товом УВ ·имеет рЯд особенностей,
рассмотрение которых выходит за
рамки учебника. Отметим только
следующие основные ее свойства:
у
при V < п/3 проводят два (нор­
мальный режим) и три вентиля· (ре­
жим коммутации);
с ростом ld )' увеличивается и
может · достигнуть величины п/3;
при )' > п/3 попеременно рабо­
тают. три или четыре вентиля. При од­
y
новременнQй работе четырех венти­
лей интервалы коммутации анодной
и катодной групп начинают перекрыу
U
ваться,· т. е. возможен режим двой­
L
ного перекрытия; в этот момент
�
Ud = 0.
Дл'я этой схемы уравнение внеш­
ней
характеристики имеет вид:,
у
, 1 1 . � 111
111
Рис. 10.27. Комыута.ционные процес­
сы в трехфазном нулевом УВ
п
- 286-
При работе УВ от сети_ переменного тока, как прави.
причем
ло, необходимо знать характер потребляемой им мощности,
е только
наиболее благоприятным режимом можно считать потреблени
точ­
доста
ее активной' составляющей. Однако такой режим встречается
ых
но редко, особенно для УВ средней и большой мощности, у котор
ет
отста от
обычно входной ток несинусоидален и его первая tармоника
ями­
напряжения сети. Фазовый сдвиг свидетельствует о том, что выпр
ость.
, тель потребляет от сети помимо активной еще и реактивную мощн
ких
ничес
· Этот факт, а также наличие· в кривой тока высших гармо
и росту
приводит к увеличению действующего значения входного тока
нное
потерь при передаче энергии выпрямительной установки. Указа
еля
ямит
выпр
явление характеризуется коэффициентом_ мощности
емая выпрямителем,
= Р1 /S 1 , где Р1 - активная мощность, потребля
- полная мощность, s1 = Ul/1.
р1 = U1I1(1) cos q,; Si
·
С учетом гармоник входного тока
л.
/1
л.
= Jif(1) + If( э) + '... + If(n);
и1 11(1) cos (Х
= ----,====== = k cos q,,
U1 1f(1) + 'E.If<n >
✓
где· k ,... коэффициент искажения формы кривой входного тока; cos <Р �- . коэффициент сдвига первой гармоники тока.
ия а
Ранее было доказано, что угол q, зависит от yr ла управлен
V/2.
и угла коммутаций V и при индуктивной нагрузке УВ (()=а+
ком­
ссе
Уравнение справедливо при линейном законе токов в проце
V.
мутации, при· косинусоидальном законе изменения токов (() = а + 2/3
я­
выпр
Иными словами, для всех схем выпрямителей (кроме
х
мителя с нулевым диодом и схем с неполным количеством управляемы
,
- 287 - .
/
вентилей) коэффициент сдвига выражается следующим соотношением:
cos q, = cos (а + v/2).
Графическое изображение этой зависимости приведено на рис.10.28.
Как видно, cos q, уменьшается с увеличением углов а и
при а = О
устанавливается режим неуправляемого выпрямителя.
Коэффициент искажения формы входного тока k можно найти
следующим образом:
для однофазных выпрямителей (нулевого и мостового) k = 2/i!л =
= 0,9;
для трехфазных выпрямителей k = 3/л = 0,955.
С учетом этих коэффициентов кривые, приведенные на рис. 10.28,
можно использовать для расчета
умножая данные графика на коэф­
фициент k для конкретной схемы.
В связи с тем, что при регулировании выпрямителей с увеличе­
нием угла а происходит уменьшение напряжения на выходе, но одно­
временно и ,:нижается cos (1), в ряде случаев необходимо принимать
меры для неитрализации этого неблаrоприятноrо фактора.
Применение схем с нулевым диодом или несимметричных схем
позsоляет уменьшить угол q, практически вдвое ( q, = а/2) при прене­
брежении углом коммутации, однако последнее приводит или'
к уменьшен�ю частоты пульсации, или к ограничению некоторых
возможностеи схемы.
Можно подключить параллельно входу УВ батарею кон.nенсаторов,
образующую источник реактивной мощности. Однако в этом случае
повышаются массоrабаритные показатели системы. Кроме того, пол­
ная компенсация реактивной мощности имеет место только в одном
режиме работы УВ, во всех остальных будет или неполная компенсация, или генерация в сеть изСоs Ч'
::::--.---т------, быточной мощности.
1, о 1:::!!!=:::;::
Некоторое увеличение cos q,
дает использование входных се­
тевых фильтров, которые выби­
раются так, чтобы преобладала
емкостная составляющая потреб-
v,
л.,
{ляемоrо ими тока, но эффективность фиhыров с точки зрения повы­
> щения cos q, невелика.
'
Применяют филырокомпенсирующие устройства (рис. 10.29),
: .содержащие систему многофазных колебательных LС-контуров, каж­
Jдый из которых рассчитан на определенную гармонику. Недостатки
•'' этих устрQйств- сложность, большое количество элементов, высокая
стоимость.
Возможно использование регулируемых источников реактивной
, мощности с помощью конденсаторно-тиристорных схем, но ввиду
1 сложности они практически не получили распространения.
;
В многофазных схема:х выпрямления повысить коэффициент
1t: можно с помощью мноrомостовых несимметричных схем. На рис.10.30, а
( изображена схема двухмостовоrо выпрямителя, в котором мост I ·
i,собран на· тиристорах, мост II- на диодах. Тогда
л.
1 + cos q,
2
urдe Ed = Ed/2.
)
Потребляемый из сети ток i 1 представляет собой сумму двух то­
ков
i 11 + i 111• Ток i 11 управляемого моста, его первая гармоника сдви­
;i,
�;jНута по отношению к напряжению на угол q, 1 = а; ток i 1 11 неуправляе­
�. моrо моста, его первая гармоника синфазна напряжению U1 (длитель­
ность коммутации не учитывается). Результирующий ток, потребляемый
а)
5)
(J, i
Шс
а
ь
i,
�--..--..--.+-....--�
с �---t---1---i-1----........-1
О
20
40
rx, град
60
Рис. 10.28. Зависимость cos .,,
rn от углов
регулирования а и коммутации )1
Рис . 10 . 29.
устройство
- 288-
х
\" ,/
/� . /
\,.,,./
l11I
а . .,......----....------1
ь
/
\
Рис. 10.30. Двухмостовой выпрями­
тель (а) и диаграмма его работ ы (б)
Ф ильтрокомп енсирующее
19i
1
Зак. No 139
- 289-
11
всей схемой, показан на рис. 10.30, г. Здесь q> = rx/2, следовательно по
данному параметру схема эквивалентна схеме моста с неполным коли­
чеством регулируемых вентилей, но пределы регулирования напряже­
ния на нагрузке ограничены.
Возможно применение и четырехмостовых несимметричных вы­
прямителей.
В преобразователях с естественной коммутацией вентилей полная
синфазность входного тока напряжению сети и получение cos q, = 1 не­
достижимы. Принципиальная возможность этого режима может быть
обеспечена в схемах с полностью управляемыми вентилSJми (двух­
операционными тиристррами, силовыми транзисторами или с обычны­
ми тиристорами, снабженными схемами принудительной, или искус­
ственной, коммутации).
В схеме искусственной коммутации (рис. 10.31) длительность про­
текания тока через каждый вентиль определяется углом отпирания rx 1
и углом запирания rx2, причем для полной симметрии а 1 = rx 2• Тогда
кривые потребляемого тока и напряжения сети симметричны и cos q, = 1.
На интервалах времени, когда не включен ни один тиристор, ток на. грузки замыкается через нулевой диод VDO. Так как cos q, = 1, то коэф­
фициент мощности, определяемый лишь несинусоидальностью вход­
ного тока, достаточно высок. Входное напряжение схемы
Ed =
1
n/6-a
Udm cos vdv = Edo
sin (л/3- а)
=
2Edo
г;:;- sin (60 ° - а).
v3
)
2л/З
sin л/3
-п/б+а
Таким образом, выпрямители с искусственной коммутацией
позволяют доводить коэффициент мощности до 1'Ысоких значений за
. счет полного исключения потребления схемой реактивной мощности
на первой гармонике. Однако в них нельзя получить л = 1, так как си­
нусоидальным входной ток не бывает.
а)
{А
с
о)' и.!,
,,,.""'- Ua, r ......... иь �l/c
/
\. /
\ /
\ /
\ /
\ /
/\
t Q.
I
\
OCt
с
L
VJJO
'-./
VJJJ
VlJO
Рис. 10.31. Выпрямитель с искус­
ственной коммутацией (а) и диа­
грамма его работы (б)
- 290-
�
/
I \
\
�2
,.,1
t,h
/
х
t,c
Id.
Схемы с искусственной коммутацией не нашли широкого распро­
странения. Это связано, во-первых, с нехваткой двухоперационных
тиристоров большой мощности и, во-вторых, с тем, что такие схемы
ухудшают массоrабаритные и стоимостные показатели преобразовате­
лей и снижают их надежность. Но в будущем можно надеяться на их
более широкое внедрение.
Вторым параметром, характеризующим энергетические показатели УВ, является коэффициент полезного действия. Если считать вы­
прямленный ток сглаженным, то КПД преобразователя можно определить из формулы
где дрd - суммарная мощность потерь.
Активная составляющая мощности потерь складывается из потерь
в вентилях ЛР8, силовом трансформаторе ЛРт , сглаживающем дросселе
др , делителях напряжения и тока (если они есть), а также во вспомо­
га/е)Iьных устройствах (системах управления, сигнализации, охлаж­
дения). Общий расход мощности на вспомогательные устройства составляет 0,5 ... З %.
Потери в вентилях складываются из потерь от протекания прямого
тока и потерь при их переключении, но последними при частоте 50 ...
400 Гц можно пренебречь.
Тогда
ЛР8 = mЛUa 1vD,
где m - количест:ео вентилей в схеме выпрямителя; ЛUа и lvD - пря­
мое падение напряжения и средний ток вентиля.
Потери в силовом трансформаторе складываются из потерь в стали
и мед1:1. Последние определяются произведением квадрата тока на
активное сопротивление обмоток. Аналогично рассчитываются потери
в сглаживающем дросселе.
Так как относительные потери в вентилях уменьшаются с ростом
напряжения на выходе УВ, то наибольшие потери дают трансформато­
ры. В зависимости от мощности УВ и качества его разработки его пол­
ный КПД обычно лежит в пределах 0,85 ... 0,96.
/
/
х
/ ',
'
10.6. Инверторы, ведомые сетью
.,/
/
1
Как уже отмечалось, инвертированием называется
процесс преобразования энергии постоянного тока в энергию перемен­
ного тока. Если при этом приемная часть такого преобразователя (на­
грузка) не имеет других источников питания, то инвертор называется
автономным. Такие устройства были описаны в гл. 9. Если же иf{вертор
преобразует энергию постоянного тока и отдает ее в сеть, где есть дру­
гие источники, то он называется инвертором, ведомым сетью (ИВС),
или просто ведомым.
19*
- 291-
1
1
иве
выполняют практич�ски по таким же схемам, что и управляе­
мые выпрямители. На рис. 10.32, а показана простейшая схема одно­
фазного двухполупериодного ИВС. В качестве источника энергии ис­
пользуется обычная машина постоянного тока МПТ, которая может
работать в режиме как двигателя, так и генератора.
Выходным звеном инвертора, работающего на сеть переменного то­
ка, является трансформатор, параметры которог о (количество обмоток
и число витков) определяют значение и число фаз получаемого пере­
менного напряжения. Для получения такого напряжения необходимо
обеспечить периодический переход тока из одной обмотки в другую.
Это достигается путем прерывания постоянного тока и распределения
· его по фазам трансформатора с помощью управляемых вентилей.
Чтобы изменить направление потока энергии, следует изменить
знак мощности Рd = Idld , развиваемой выпрямителем. Так как направ­
ление тока изменить нельзя вследствие односторонней провод}1:мости
тиристоров, то изменить знак Pd можно только изменением знака
Ud,
чtо достигается в управляемом выпрямителе увеличением угла управ­
ления а > 90°.
При выпрямлении источником энергии является сеть, поэтому при
=
а О (L-+ (\;)) кривая тока i 1 , потребляемого от сети, совпадает по фазе
8)
tt)
Б)
и
и
мпт
· с напряжением питания U1 (рис. 10.32, б). Если Ха. 1 =ха.2 = О, то форма
тока; 1 близка к прямоугольной, тиристор VDl работает в первом полупериоде, VD2 - во втором и машин� работает в двигательном режиме
(рис. 10.32, в, полярно.сть на клеммах указана на рис. 10.32, а).
При работе схемы в качестве инвертора источником питания слу- ·
жит машина постоянного тока, причем полярность на ее клеммахобратная (на рис. 10.32, а в скобках). Изменение полярности источника
постоянного тока - одно из обязательных условий перехода схемы
в режим инвертирования. При этом фазовый сдвиг между i1 и U1 со­
°
ставит 180 (рис. 10.32, г ), а тиристоры будут работать в обратной по­
следовательности: в первом полупериоде- VD2, во втором- VD 1
., . (рис. 10.32, д ).
Таким образом� тиристоры находятся в открытом состоянии при
отрицательной полярности напряжений вторичных обмоток трансформатора, при этом осуществляются поочередное подключени� обмоток
трансформатора через дроссель к источнику постоянного тока и передача энергии в сеть.
Ранее проводивший тиристор запирается под действием обратного
напряжения сети со стороны вторичных обмоток, отсюда и название
инвертора - ведомый.
К ранее проводившему тиристору при отпирании очередно:о при­
кладывается обратное напряжение, равное сумме напряжении двух
вторичных обмоток только в том случае, если очередной тиристор
отпирается в момент, l(orдa на подключенной к нему обмотке имеет
место напряжение положительной полярности. Т. е. реальное значение
угла а должно быть меньше 11 на некоторый угол �' иначе , говоря
а = л - �' или а+� = л, или � = л- а (риС'. 10.33).
Если же очередной тиристор будет отпираться при а = л, то условие
запирания ранее проводившего тиристора не будет выполнено, он оста­
нется открытым, будет создана цепь крроткоrо замыкания источника
постоянного тока через вторичные обмотки трансформатора и
выйдет из строя.
Такое явление называется опрокидыва- иi
нием инвертора.
Таким образом, второе условие пере­
хода схемы в режим инвертирования\1
протекание тока через тиристоры при от­
рицательном напряжении на обмотках.
Еще один способ рассмотрен в п. 10.7.
и
Рассмотрим работу однофазного
подробнее (рис. 10.34). В схеме предпо­
лагается L = (\), поэтому входной ток ин­
вертора идеально сrла_ц<ен.
\1
На интервале (р ... а проводит тиристор
VD2, его анодный ток ia.2, равный id , проте­
кает под действием ЭДС Ed источника по­
стоянного тока (генератора) через вторич- Рис. 10.зз. Диаграмма работы
ную обмотку трансформатора навстречу тиристора в иве
иве
t,
27C
r-----+----l---=-=
��
д)
Рис.10.32. Однофазный ведомый ин­
вертор (а) и диаграммы его работы
(б-д)
- 292-
и
иве
- 293-
ct)
и
rr----____:;-;...,µ.�-----,--,,t:::;.f--::-------.:7"77'--:;-:::--,-�
Ut = Ed.
о)
Uyt
�
и,/1
-,J
Id.
Id
�
�
1-v.u
t У:02
1, V:01
1., V:12
8)
UVJJ,
\
\
\
1
1
\
\
\
_ _...,
1
Ха
\
1 11
1
1,,
'
\
111 \.. _ ..../
U1
U1
\
fiu2
Id = -- [cos (� - v)- cos �], (*)
\
2U,_
1 11 y
г)
(, V:11
/
1r-(fi-
1
напряжению U2 _2 • Полуволна напряжения U2 _2 отрицательной поляр­
ности определяет на этом интервале напряжение tJd инвертора. По
окончании интервала а, т. е. с опережением на угол � относительно
;; точки л, подачей управляющего сигнала отпирается тиристор VDJ.
. Ввиду наличия индуктивностей Xa i и ха2 в анодных целях тиристоров
наступает интервал коммутации )' - период перехода тока с VD2 на
· VDJ, в течен:и;е которого Ud = О. По окончании этого интервала VD2
заперт, VDJ открыт и iai = id · На интервале от л - 0 (0 = � - 1' - угол,
· . в течение которого к VD2 приложено обратное напряжение для вос­
стано1Эления его запирающих свойств) до угла 2л - � ток от генератора
протекает через другую половину вторичной обмотки трансформатора
, и VDJ. Участок надряжения U2 _1 (отрицательной полярности) опреде­
} ляет · Ud инвертора на этом интервале, и т. д.
Заштрихованные участки (рис. 10.34, а) определяют отрицательный
знак напряжения Ud , противоположный режиму выпрямления.
,
Кривая напряжения на тиристоре (рис. 10.34, в) определяется сум­
: �ой напряжений на вторичных обмотках трансформатсш.а: максималь­
< ное прямое напряжение равно 2 /fU2, обратное - 2 v 2 U2 sin 0. Дли­
тельность действия обратного напряжения на тиристоре должна обес­
печить надежное его запирание, т. е. t00 = 0/360° · fc � tвыкп · На
рис. 10.34, г приведены кривые напряжения сети U1 и отдаваемого
в сеть тока i 1 , амплитуда тока равна Id /kтр·
Так как коммутационные процессы в управляемом выпрямителе
и ведомом инверторе сходны, то ранее полученные соотношения для
периода коммутации в УВ можно использовать и в ИВС при условии
подстановки а = л - �. Тогда
1
1
1
\
т. е. Id = q,(U2 , �' v).
При неизменных угле опережения � и напряжении U2 для увеличе­
.� ни� инвертируемого тока Id необходимо уменьшить разность � - 1' = 8
за счет роста угла коммутации, т. е. увеличение инвертируемого тока
приводит к уменьшению времени действия запирающего напряжения
на выключаемом вентиле. Таким образом, критерием выбора угла �
является обеспечение при Id max необходимого угла 0min, требуемого
для надежного запирания тиристора с целью исключить опрокидыва­
�\, ния инвертора..
•. Тогда
;;i
;•
Рис.1O.34. Диаграмма работы однофазного ИВС
- 294-
или
. � = arccos [ cos 0min -
ld max Xa
fiu2
]
- 295-
отивление в цепи источника пи­
с пр
о
Если не учитывать акти вное
че
м послед нее имеет как видно
тани я, то его ЭД С будет равна Ud; при
�
е
а
онно епа дни е �а пр яж ени
ц
о
,
м
а
к
отрицательную по ляр нос ь
и
т
м у
т
д е
б у
п рибавл я т ь с як Ud.
т
Л Ud-p
нять )'
О, т о
Есл ипри
=
п2
= � 1-
Ud
п-�
юа
Отс д
2
U d =и л и Ud
Vd
fi,u, si n vdv
�
U 2 c so \J� ,
И 6
н
•
О и замене а на В ру авнение инверт ора
Иначе говоря, при )'
аналогично уравнен ию УВ.
б
б енна
хара ктеристика пр�образова­
На рис. 10.35 привед ена о о щ
я
ь
ой вид о
ч то в пределах угла регул ­
ор
н ,
и
теля, ведомого сет ю, из кот
ежиме
е
а
в
р
вания
О•··
л/
2
он
работа
р
м
е
и
пям т ля
т еж
у п вляе ого в ы р
ро
им е иве.
в
Bmiп) а при а= л/2 ... (л р
)
о
d'P
а
н но е пад е
ние напряж е ния
о
(за п лу·период
ут сци то
К м м
Л
чи ли ь ак
т :
мож но вы
·
-т-----т- -
_,_-
-.----
---т--
�
�б
0,8
1,0 Id,
/Эm ;n.
0 ,2
0,ч
д
. . .
Так как в инверторе
о
повышение Ed
Ed Ud, т
одит к увели чению Id,
а
е
т
верторо м
в сеть.
прив
ность, о да ва м я ин
мощ
я
етс
ива
лич
уве
е.
его
называетс
ld
а
ток
от
т.
е
ив ,
я
питаю щ
,
Ed
я
ени
яж
пр
на
е
ь
ост
Зависим
арак
равнени е
ристик и опр то
те
х
У
е
.
инв
·
ой
р ра
входной характеристик
й
*
(
и
)
(
* :
*
ется из ур авнени
д ел я
)
Рис
и ве
=
л
,0
о
­
Рис. 10.35. Обобшенна я характ
б е
г о пре ораристика тирис отрн о
е
оат ля
з в
= - - U 2 = 0,9U2
0
1
.
Ud co s , гд е
В
0
fi
2
=
u d,
�
/2
1(
U,i_
Еа, ( a
10 36 Вхо ные характеристики
=
U
'
ЛUdv
Так как
=
-
Ud/2[cos (�
'V) - co s�].
нв к и
т о после подс а
т о
Ud
=
- 2- [cos ( � -- V) - cos �].
Udo
-
Ed
= ud =
u
ld:X a
dp
c so � + -
рJ{СТИКОЙ иве ,И вне ­
а а
й
ш
х р кте
входно
ду
меж
а
ниц
раз
н ­
но,
вид
Как
ме
е угла а 11 а угол � и в з
н
а
за
в
с
ет
УВ заключа я
ней характеристикой
ени
я.
ого падения нап ряж
Из нег о
ке коммутационн
иве ден ы
на рис. 10.36.
и ИВС пр
­
Входные характеристик
е
в личеюt ем _Id р
в
и
ас
ро ани � с у е
ул
рег
а
угл
дог
каж
р
п ­
о
видно, что для
меньшен ие 0 (времен и
т
е
,
исходи у
про
м
это
и
пр
ем
ич
ано влен ия
тет Ed, пр
апирающих свойст
.
з
в
)
для восст
г ол
доставляемого тиристорам
чения
вится кри и­
но
ста
0
у
т
м некоторого зна
к
е
При достижении токой
и
ды
оки
ем
опр
т
оди
ваисх
про
а
то
и
ч
н
ве
и
л
ческим. При дальне ш
у
с
ние тиристора.
шает я, то
ень
ум
е
ив
ток
ый
аем
уск
доп
Та� как с уменьшен�ем �
к
м ю
чительную
ить та называе у ограни
р
пос
жно
мо
е
­
т о
на том же график
е
ельн ым значениям 0, при
ко
пр д
с
ет
твующую
отв
со
у,
ик
ист
ан ия
характер
ве то
ин р ра. Уравнение это й
окидыв
опр
т
оди
исх
про
не
е
ещ
ых
тор
едующи
у
м образо :м
быть по л чен о сл
и
о
к
ет
и
а
ж
и
м
хар кте р с т
m ax = .f i /x )[c os 0min - cos ,
�]
2 a
(
Id
U
296
л
.
-
297
-
отсюда
ld maxXa
cos j.JQ. = cos 0 m1. n - ---г;;-у2 U2
Подставив это выраж ение в уравнение входной характеристики
можно получи ть
иве,
иве
Коэффициент мощности
л. = k cos q>, где cos (f) = cos (� - 1' /2).
При B min и 1' max (критический режим)
� min = B min + 1'�ах' COS (() = COS (0 m in + 1'maxf2).
Трехфазные инверторы применяются значительно чаще чем одно­
фазные. Схема трехфазного ИВС подобна сх еме Ларионова, только
вме сто нагрузки последовательно с дросселем включается источник
постоянного тока, а выходной частью сх емы служ ит первичная обмот­
ка трансформатора, включенная на в едомую се ть. Характерист
ики
и параме тры трехфазного ИВС аналогичны рассмотренным.
10.7. Реверсивные управл,1емые выпр11мители
Во многих случаях в энергетических установках тре­
буется получать в нагрузке напряж ение постоянного тока различной
полярности при питании ее от сети переменного тока, а часто необхо­
димо обеспечить и возврат эн ергии в сеть. К таким установкам отно­
сятся в первую очередь электрические маш ины постоянного �ока,
работающие в системе электропривода грузоподъемных устройств
(кранов, лебедок), а такж е гребные электрические установки перемен­
но-постоянного тока с регулируемыми УВ. Для обеспечения указан­
ных режимов применяются так называемые реверсивные УВ (РУВ), б ез
каких-либо контактных п ереключателей.
Такие РУБ представляют собой два обычных, чаще всего трехфаз­
ных мостовых УВ, включаемых по одной из сх ем, привед енных на
рис. 10.37.
Сх ема а- перекрестная, требует раздельного питания мостов от
отдельных обмоток, поэтому используется реже. Сх ема б выполн ена
так, что оба УВ, включенные встречно параллельно, получают питан ие
от одной вторичной обмотки трансформатора или просто от сети.
Реакторы Ll-L4 могут быть независимыми, а могут быть выполнены
попарно на общих магн итопроводах.
Различают два режима управления тиристорными группами РУВ раздельное и совместное. При более простом, раздельном управлении
- 298-
w
б)
w
а)
:>иристорные мосты рабо·ают по очереди. Напри. ер, чтобы обеспечить
олярность напряж ения
:iia нагруз ке, указанную
.1}1а рис. 10.37, б, мост 1 ра­
::ботает в режиме выпря­
на
i: и теля, прич ем в ели: и
: апряжения и, следова­
'1тельно, частота вращения
<машины постоянного то­
-�ка (МПТ) определяются
;:yrлом peryлирования а 1
I(чри а 1 = о напряж ение
o,..fYV"\-0
)максимально). При необ.
10.37
си
.
С
е
ых
ем
Рис
х ы р вер вн УВ
\ходимости затормозить и
: остановить МПТ мост 1
9 ° происходит отдача
�
.·.переводится 'в инверторнь!и режим ( а � > 0 ) �
r
, в сеть, а когда МПТ
еи в Р еж име е ератор
ющ
ота
раб
Т,
МП
от
ии
рг
е
:· эн
си овать, включается в работу
останавливае тся и ее необходимо Реве� � выключения одного моста .
П сл
'.!° мост �l в выпр ями те льном р еж :�·
�
оторую паузу,
имо обеспе чить нек
перед вк лючением другого нео
�
шеrо моста не спаде т до нуля
пока ток через тиристоры ран ее ра от�
Эта пауза (5 ... 20 мс)
исто ов
за
жно
е
е
над
т
е
д
и
зой
про
е
н
и
п::�:::; lыстр�действия в переходн ых
приводит к некоторому уме
Т большой мощности это время
,f режимах электропривода, но для МП
токов в мостах до
: практически неощутимо. Для контр�ля спадания
ики тока, сигнал
·. нуля в схемах предусматривают�я � ециальн ые датч
жду мостами
л
ения. Р еакторы ме
а
м
сх
е
в
тся
и
вод
ых
з
к
отор
а
с
� � � ючения режимов прерыв истых то­
с л
в принципе не нужны, но дл
должна
ажается на МПТ в цепи ее якоря
ков что н еблагопр иятно отр
I" быт� достаточно большая индуктивн�с;:�
ектроды
1 на управляющ ие эл
иг
�! ' При совместном управлении с
е т в р е­
ин из которых работа
мо
и
обо
ы
стор
и
и
р
т
на
я
подаютс
е;�:�':инвертирования. Для предот­
�:
жиме выпрямления, второи в Р
одимо,
и те льных токов необх
вращения появления значительных �равн ямителя и инвертера были
пр
чтобы средние зна�е�ия ::�:;����::�
ходимо, чтобы
бы равны, т. е. U dз - dи,
иd COS ,.,, =- Ud о cos ,.,,
v..
0
1
v..
u
л
' и и
u
cos' а 1 + cos a = О,
all - а 1
0
а 1 + а II
О, т. е. а.1 + aII = 180 .
--=
_
_
_
cos
или 2 cos
2
2
"
ll
при а 1 + a <
0
а
В
У
ь
Р
ост
ощн
м
тся
е
у
льз
спо
и
8
> 1 0 недо
+
При
0
тельные токи. 'вели в режиме
< 180 возникают значительн ь1е уравниим
- ост 11,
l ' а в реж е инвертирования м
выпрямления работа етll мост
l
то � ll = л - all , или � = a .
aI
aII
- 299-
При изменении н аправления ток а через н агрузку и изменении
режимов работы мостов �1 = а11 •
Для пояснения процессов пуска, торможения и реверсирова ния
двигател я постоянного ток а, питающегося от РУБ, удобно рассмотреть
совмещенные внешние х арактеристики такого преобразователя
(рис. 10.38).
Если необходимо обеспечить пуск МПТ в сторону, определяемую
полярностью, ук азанной н а рис. 10.37, б, осуществляется подача упр ав­
°
ляющих сигн алов н а тиристоры мо ст а I с углом а, б лизким к 90 . Дви­
га тель начинает разгоняться до небольшой скорости, определяемой
Udal . Для дальнейшего у·величения ч астоты вращения МПТ н адо
увеличив ать Ud , что производится уменьшением уг ла а1 мое)· I соот­
·ветственно до значения а 2 ••• а·4 • При это м происходит переход р абочеiJ
точки с одной внешней х арактеристики н а другую по линиям, показан­
ным пунктиром, наклон которых за висит от темпа пуска МПТ и вели­
"\ИНЫ индуктивности в цепи якоря. Чтобы не допустить слишком боль­
ших токов (бол ьше Id max), необходимо ограничивать темп изменения
а. Если схем а управления будет настроена на поддержание Id � Id max,
то разгон двигателя будет идти �рактичес'ки по линии Ia max до дости­
жения внешней ха ра ктеристики УВ, соответствующе� зада нному углу
а (например, а 4 ), и далее двига тель будет работать в точке пересече­
ния этой внешней характеристики и -линии Мс = const, если в схеме уп­
равления не предусмотрена допол нительная обратная связь, обеспечи­
вающая n = const. В этом режиме работает мост I, мост II не используется.
а а
о а
:ii
л
о
ал
)t1а пример с аI4 до а э, о
включ ается второи мост,
:��; р абочая точка п:р�х�:Л: во II кв адрант�
чей энергии
т
ормо ение (с отд а
шее
ней
вы
пер
ртключ ается
т е до полной останов­
i:В сеть) проводится изменением угла �11э �о �11
а°й с��рости процесса тор­
м аксима ьн
а
kи двигателя. Для получения
ii; о жения тормозной ток следуе� ����::���J;�: :� ���:
�;;::;�:ан
а ь
уровне, близком к Id max· При д
МПТ в обратном направ- ·
о обеспечить пУск
жн
о
м
afI
а
ст
о
м
)lия второго
дении.
приведена на рис. 10.39.
д и аграмма н апряжений� н а мостах РУБ
управлел ь с совместным
л яемыи выпрямите
в
а
р
уп
ый
вн
рси
•J>еве
ачеств а
ть высокие динамические к
�:J{ием мостов позволяет обеспечи
11
1
(8)
tJ
Uy
о
о
о
ud, {n)
(Ин8)
1
1
1
1
\
о
га
л
го
1
1 1 •\
11 \
11 1
11 1
-1d.
{-М)
]/[
[У
{Ин8)
(В)
Ly
-ud. (n)
-- --111-
Рис. 10.38. Диаграмма работы РУБ на электропривод
- 300-
увеличив ают,
л а
и т рм жения дви те я у
пРи не бх димост
ентн д я м ст II х р ктер�стике
I чт эквив
ен�й на мостах РУБ
Рис. 10_39_ Диаграмма напряж
- 301-
электропривода постоянного тока, однако у него есть и два· больших
недостатка- повышенные требования к схемам управления мостов
для точного обеспечения равенства а.1 + а.11 = 180°, а также неизбеж­
ность появления уравнительных токов между мостами. Эти токи
возникают как следствие неравенства мгновенных значений напря­
жений U� и U!f , создаваемых мостами, работающими соответственно
в выпрямительном и инверторном режимах (при равенстве средних
значений). Если мост / работает как выпрямитель, а мост II - как ин­
вертор, то при а 1 = � 11 имеет место разность напряжений (рис. 10.39, б).
Уравнительный ток протекает по внутреннему контуру, образуемому
открытыми тиристорами (в данный момент) и обмотками трансформа­
тора. Так, на интервале Лt уравнительный ток протекает через тиристо­
ры 5 и 6 моста I и 4 и 5 моста II (расположение диодов в мо�qх пока­
зано на рис. 10.12). Так как сопротивления этих контуров очень не­
велики, для ограничения уравнительного тока необходимо применять
специальные меры, например включать в цепь реакторы.
Индуктивность реакторов рассчитывают из условия ограничения
уравнительных токов до уровня 0,1/d ном• Естественно, с применением
реактоJ?ОВ ухудшаются массогабаритные показатели РУБ, увеличи­
ваются потери в вентилях и обмотках трансформатора, требуются
дополнительные меры по охлаждению элементов схемы., Поэтому РУБ
с совмесtным управлением следует использовать при создании быстро, действующих, относительно малоинерционных приводов.
Необходимо иметь в виду, что уравнительные токи возникают
и в РУБ, выполненном по перекрестной схеме, но так как частота этих
токов в два раза больше, чем во встречно-параллельной схеме, то
габариты реакторов соответственно меньwе.
Для получения в нагрузке регулируемого напряжения постоян­
ного тока любой · полярности можно применять схему (рис. 10.40),
включающую один трехфазный УВ с одной схемой управления, кото­
рый может работать как в выпрямительном, так и в инверторном - ре­
жиме, и тиристорный переключатель полярности VD7, VDJO. При
включении. VD7 и VDJO ток по нагрузке протекает слева направо, при
включении VDB и VD9 -·в обратном направлении.
Так как в схему управления этими тиристорами можно не вклю­
чать устройства фазового управления, а предусмотреть только блокировку переключения
VJJ1 VЭJ VJJ5
nри Jd '4= О, то все устройVJJ9
VJJ7
ство получается дешев­
ле, проще и не требует
А
. защиты от уравнитель­
в
ных токов. Но, как и в
Rd
Ссхеме с раздельным уп­
VJJB
VЭ10
равлением тиристорных
VJJ4 VJJ6 V.1J2
мостов, в этой схеме
следует учесть бестоко­
Рис. 10.40. РУВ с тиристорным переключателем
вую,паузу.
полярности
- 302-
10.8. Преобразователи частоты
,,
Преобразователи частоты, как яс�о из названия2
и энергии однои
предназначены для преобразования электриJеско
ты /2, причем /2
частоты /1 в энергию переменного тока друr:_ои часто
заданных пределах.
может быть неизменной или регу лируемои в
ие переменного
Иногда решается и обратная задача- пр�образован
постояннои частоты,
тока изменяющейся частоты в переменныи ток
например в судовых валогенераторных установках.
частоты можно
Как указывалось раньше, все преобразователи
ом постоянного тока
разделить на две большие группы- ПЧ со звен
рассмотрен·а в гл. 9.
и непосредственные ПЧ (НПЧ). Первая группа была
ступенчатого
НПЧ - это устройства, предназначенные для одно
частоты в энергию
преобразования энергии переменного тока од!1ой
НПЧ кривая. выход­
переменного тока другой, обычно более низкои. В
ного н�пряжения
ного напряжения формируется из участков вход
тилеи (тиристо­
благодаря осуществлению с помощью управляемых ве�
нои сетью. Иногда
ров) непосредственной связи цепи нагрузки с вход
используется
НПЧ называют циклоконверторами. Как правило, в НПЧ
тся схемы с приестественная коммутация тиристоров, хотя встречаю
нудительной и комбинированной коммrтацией.
наряду с высоК достоинствам НПЧ с естественнои коммутациеи,
относятся:
ким
двухстороннюю
возможность бtз специальных мер осуществлять
ое торможение
передачу энергии, т. е. обеспечивать рекуперативн
электродвигателей, питающихся от НПЧ;
гармоники
плавное регулирование амплитуды и частоты основнои
выходного напряжения от нуля до номинала;
соидальнои
возможность получения выходного напряжения с сину
вании в качестве
формой огибающей, что особенно важно при использо
нагрузки двигателей большой и средней мощности.
,
Недостатки НПЧ:
емои из
относительно низкий коэффициент мощности, потребля
входного ток!;
питающей сети, и высокий уровень гармоник в кривой
величинои,
ограничение верхнего предела выходной частоты
1
обычно не превышающей /3 /1;
18 ... �б для
относительно большое число силовых элементовсиловои части
трехфазно-трехфазных схем, что ведет к удорожанию
и схемы управления.
условиях,
)Основным видом нагрузки НПЧ, в том числе в судовых
троприво­
обычно являются электродвигатели переменного тока в элек
ильном элект­
де гребного винта, валогенераторных установках, вент
роприводе и т. п.
в, но ос�
Все НПЧ №rут быть классифицированы по ряду признако
не питающеи
новными из них являются два- по числу фаз на сторо
раздельное).
сети и на выходе и по виду управления (совместное и
аналогична
Простейшая схема трехфазно-однофазного НПЧ
бразователя
схеме двухкомплектного тиристорного реверсивного прео
рис. 10.37, б).
с встречно-параллельно включенными мостами (см.
у
кпд,
у
у
у
- 303-
Нагрузка обычно имеет активно-индуктивный характер. Путем
управления тиристорами обеих групп в выnрямительном и инвертор­
ном режимах nри циклическом изменении угла уnравления на выходе
НПЧ может быть nолучено напряжение nеременноrо тока, амnлитуда
и частота основной гармоники которого опредедяются параметрами
сигнала управления. В результате кривая выходного наnряжения со­
ставляется из участков линейных наnряжений вторичных обмоток
трансформатора.
Если бы НПЧ работал на чисто активную нагрузку, то rpynnы (мос­
ты)/ и II работали бы no очереди только в режиме выпрямления.
При формировании nолуволны выходного наnряжения положи­
тельной полярности будет работать' группа тиристоров /, причем угол
°
должен изменяться за этот интервал времени от 90 до нуля и обратно,
а при формировании отрицательной полуволны выходного напряже­
°
°
ния в таком же режиме должен работать комплект 1/ (а11 = 90 - О - 90 ).
В любой момент нагрузка потребляет ток от источника (сети) поочеред­
но через оба моста.
Если уr:ол а изменять не до нуля (в каждый полупериод· выходно­
го напряжения), а до какого-то промежуточного значения, например
°
до 30 , то амплитуда выходного напряжения будет меньше амплитуды
входного, т. е. ·таким образом можно регулировать величину выходно­
го напряжения.
Так как каждая полуволна выходного напряжения формируется
из нескольких полупериодов входного, :ro выходная частота будет
меньше входной и может меняться дискретно. Однако nри большой
разности между /1 и /2 и при использовании многофазных силовых
схем эта дискретность будет незаметной, и можно считать, что {2 ме- няется плавно. При этом следует учитывать возможность появления
несимметрии nодожительных и отрицательных полуволн тока и напря­
жения на нагрузке, а при некратных частотах возможно возникнове- ·
ние низкочастотной модуляции.
Если нагрузка носит индуктивный характер, то при работе тири­
сторного преобразователя, как ранее уnоминалось, имеются интерва­
лы, когда напряжение и ток находятся в противофазе, т. е. имеет мес­
то инверторный режим. На рис. 10.41, а приведена кривая выходного
напряжения, а на рис. 10.41, б - характер изменения во времени_ уг­
лов а1 и а. 11 для НПЧ, формирующеrр синусоидальное выходное напря­
жение. Из диаграммы видно, что в интервале времени v 1 •.• л тиристор­
ная группа / работает в режиме выпрямления, а в интервале ·л ... v 2 в режиме инвертир ования. Мост II работает так: в интервале v 2 ••• 2л выпрямление, в интервале О ••• v 1 - инвертирование. Естественно, на
интервалах инвертирования энергия, накопленная в индуктивности
нагрузки, возвращается в питающую сеть через тот или другой мост. Из
диаграммы видно, что в данном случае отношение частот /1 //2 = 6.
Ранее указывалось, что реверсивные тиристорные преобра;зова­
тели
могут имет1:� раздельное или согласованное управление тиристор­
.
, ными группами (мостами). Для НПЧ большее распространение' полу­
чило раздельное управление.
- 304---
а)
и, i
.
-lг
1,f\/11, 1
,..х(>л(fл
l
l
11111/\/\l\;\ \l\;\ \/,1
л х к- � �- � __, \-
/ <....__, � ) 1..._, /\ ....... -л .....,,,. \ ..._,, ....,, �
'--'
..._,,
�) ос,граа
180�
150 �---+-....,,..::...---+-'
'-,,
:,..,:.....,
м
//
1-----��..;:_::::,--',ф�
____;.4�-+---..:�,---'-..... ;:-=t--''-;;т'/�--1
/
/+----1
--+----��ф:-,--_c_
�f-JOl--____:��
'\
"
')f
J/2'/r
2'lr
Рис.10.41. Диаграмма работы НПЧ
При раздельном управлении комплектами не нужны уравнитель­
ные реакторы (нет уравнительных токов), повышаются энергетичес­
кие показатели НПЧ (нет потерь в реакторах), но, как указывалось
о­
раньше, требуются токовые паузы между окончанием работы тирист
ров одного моста и началом работы другого. Для этой цели наиболее
­
целесообразно применение датчика тока или датчика состоян�я вен
тилей. Они позволяют оптимизировать длительность бестоковои паузы
..
и снизить требования к коэффициенту мощности преобразователя
На рис. 10.41 эти паузы не показаны, но они должны предусматривать­
ся после момента v 2 (отключается комплект 1) и после момента v 1 для гарантированного отключения комплекта /1; Однако с учетом того,
что время выключения современных тиристоров на частоте 50 Гц
составляет 1°, а на частоте /2 < /1 пренебрежимо мало, этим недостат­
ком можно пренебречь. Несколько ухудшается этот показатель при
как
частоте сети 400 или 1ООО Гц, а о таких параметрах можно говорить
о nерспективных.
о
Так как среднее значение выходного напряжения для любог
з­
тиристорного преобразователя, работающего на индуктивную нагру
ку, зависит от угла регулирования а: Ud = Ud 0 cos а, то беа учета
20 Зак. No 139
- 305-
.
'
пульсирующей составляющей для НПЧ среднее значение напряжения
на выходе, например моста 1, будет равно
АШW1=1
Ин= Инm о cos al(t),
где U� m 0 - мак�имальное выходное напряжение при а1 =О, для трех­
фазнои мостовои схемы Ин т о =2,34U2; a1 (t)- периодическая функция
изменения а1 от времени.
Чтобы получить синусоидальное выходное напряжение НПЧ, необ­
ходимо изменять а1 и а11 по арккосинусоидальному закону:
W2 = 1/Нтр
а 1 = arccos (µ sin v ); а 11 = arccos (-µ sin v ).
В выражени ях для а 1 и а 11 коэффициентµ = Ин m /Ин m определяет
глубину регулирования амплитудь1 выходного напряжен�я. Приµ=1,
что ;оответствует максимальному выходному напряжению, углы а1
°
и а1 следует менять по линейному закону (в пределах от О до 180 '
рис. 10.41, б).
В интервале О ..• п/2, когда формируется восходящая часть полу­
волны напряжения Ин положительной полярности, углы отпирания
°
°
тиристоров моста 1 изменяются от 90 до О, а моста 11- от 90 до 180 ;
мост 1 работает выпрямителем, мост 11 - инвертором до тех пор, пока
_
ток l н не .изменит знака. В интервале л/2 ... л режим работы комплек­
°
°
тов сохраняется, но здесь а 1 =О ... 90 , а а 11 =180 ... 90 . Полуволна на­
пряжения Uн отрицательной полярности формируется аналогично, но
режимы комплектов изменяются на противоположные.
Еслиµ< 1, то углы а1 и rx.11' меняются в,меньших nределах (не до°
. ходят соответственно до нуля и 180 ), а приµ=О И н= О.
Приµ< 1 закон изменения :во времени углов а1 и а11 отличается от
линеиноrо (рис. 10.41, б).
Рассмотренные режимы работы НПЧ не учитывали явление комму­
тации. С ее учетом необходимо иметь в виду, что для восстановления
запирающих свойств тиристора в НПЧ, как и в выпрямителях и инвер­
торах, минимальные значения углов а и � не должны быть меньше
суммы �глов коммутации 1' и угла 0 m in =2п/tв ыкn• Таким образом,
реальныи диапазон изменения углов а1 и а11 менее 180°, а предельное
значениеµ составляет 0,9 ... 0,95.
·
·
Арккосинусоидальный закон формирования углов а= <p(t} сложно
осуществить технически. Поэтому, когда к выходному напряжению
НПЧ не предъявляется требование строгой синусоидальности, его
можно сформировать в виде трапецеидального. Тогда и закон измене­
ния a(t) тоже будет иметь вид трапеции. Однако следует иметь в виду,
что структура схемы управления упростится незначительно.
Трехфазные НПЧ могут быть собраны на базе трех рассмотренных
выше схем, причем в каждую фазу можно включить либо нулевые·
трехфазные структуры, либо мостовые, имеющие более высокие· пока­
затели по гармоническому составу выпрямленного напряжения и вы­
ходного тока. При этом резко увеличивается количество силовых
-:- 306-
III
I
Рис. 10.42. Трехфаэно-трехфазный НПЧ
. В качестве примера на
элементов и усложняется схема управления
азного шестипульсного
рис. 10.42 приведена схема трехфазно-трехф
и группами и потенциаль­
преобразователя с мостовыми вентильным
Он включает 36 тиристоров. Стоит
ным разделением фаз нагрузки.
ого же типа имеет 72 силовых
отметить, что 12-пульсный НПЧ так
ллельно включенных,
вентиля без учета последовательно или пара
ния работы без перегрузки
если это необходимо по условиям обеспече
по току или напряжению.
ени11
10.9. Преобразователи переменного наnряж
'
еменньtм
В ряде случаев в нагрузке, питаемой пер
ить плавное или ступен­
током от первичной сети, требуется осуществ
частоты. Для этой цели
чатое изменение мощности без изменения
ели, основанные на
наиболее подходят тиристорные преобразоват
х встречно-параллельно
применении коммутатора, состоящего из дву
), симистора (рис.10.43, б )
включенных обычных тиристоров (рис.10.43,а
(рис. 10.43, в, г ). Естествен­
или схем, включающих тиристоры и диоды
е производится · только
но, что регулирование мощности в нагрузк
я.
в сторону уменьшения·от номинальной до нул
20•
- 307-
а}
-------
VJJ1
а)
и
5)
Rн
Rн
/
Рис. 10.43. Схема преобразователей переменного напряжения
Первая схема обеспечивает протекание тока в нагрузке в одну сто­
рону при отпирании одного тиристора, например VDl, а в другую - при
отпирании VD2. Во второй схеме роль двух тиристоров играет один
симистор, способный проводить ток в обе стороны, но имеющий не­
сколько более сложную схему управления, в третьей схеме могут ис­
пользоваться тиристоры, не 'рассчитанные на работу под обратным
напряжением, а в четвертой предусмотрен только один тиристор, но
•включаемый всегда последовательно с двумя диодами. Эта схема может работать только на активную нагрузку.
В зависимости от способа управления таким преобразователем
и от способа формирования управляющих импульсов для отпирания
тиристоров возможны различные способы регулирования: фазовый,
ступенчатый, комбинированный фазо-ступенчатый, широтно-импульс­
ный и некоторые другие.
Самым простым и создающим минимум помех является такой
метод регулирования, когда тиристоры пропускают ток в течение не­
скольких периодов питающего напряжения, затем несколько периодов
заперты и т. д. (рис. 10.44}. При этом средние значения тока и мощности
в нагрузке определяются относительной длительностью работы ти­
ристоров за некоторый промежуток времени, который может быть
установлен постоянным и равным нескольким (2 ... 1О) периодам
питающей сети. Тогда Рн = VРн max' где 'у = tвкл /tпер Uпер период). ·
Такая схема может играть роль простейшего преобразователя
частоты, но в этом случае необходимо сначала пропускать в нагрузку
несколько полуволн положительного напряжения, затем несколько
полуволн отрицательного. Если не регулировать работу тиристоров
в интервале проводимости (а = О), то в нагрузке будут формироваться
прямоугольные импульсы напряжения (по среднему значению). Если
изменять угол, то можно менять
и
или среднее значение напряжения
или даже его форму. На рис. 10.45
показаны три варианта работы
t схемы:
без регулирования {а= О); по­
лучается просто преобразователь
t пе
частоты/2 < /1, /2 зависит от числа
полупериодов,
в течение которых
Рис. 10.44. Диаграммы работы простей­
работают по очереди тиристоры
шего ·преобразователя переменного
напряжения - НПЧ
(рис. 10.45, а );
- 308-
б)
(
I
I
\
'_,
и
/
(
/
4---rт--r+---+---r.--....;_-��1--L---...
-1.<
ft--..LL..f--�:.......1�--+
"j)
tJ)
и
/
(
V
\_J
\
)
,\-
I
Рис. 10.45. Варианты работы схемы простейшегJ. преобразова�еля
частоты
с регулируемым а, но с постоянным его значением в течение ряда
периодов (амплитуда меняется) (рис. 10.45, б};
угол а меняется в течение периода формируемой частоты; если
закон изменения а = arccos (v sin u> 2 t}, то на нагрузке формируется
квазисинусоидальное напряжение с частотой u> 2 (рис. 10.45, в ).
В преобразователях переменного напряжения при использовании
фазового регулирования (ПРJ-1 этом меняется длительность открьпоrо
состояния каждого тиристора в течение соответствующего полупе­
риода питающего напряжения) можно получить процессы с отстающим
(рис.10.46, а}, опережающим (рис.10.46, б) и двухсторонним (рис.10.46, в)
углами регулирования.
Как видно из диаграмм, работа схемы напоминает работу управ­
ляемого выпрямителя, только здесь токи в нагрузке протекают в обе
стороны.
При регулировании преобразователя с отстающим углом а за­
пирание работающего тиристора происходит естественцым путем после
перехода кривой напряжения через нуль, а при опережающем или
двухсторо�нем регулировании угла а работающий тиристор необхо­
димо выключать принудительно, что требует использования или
коммутирующих устройств, или двухоперационных тиристоров.
- 309-
и
где
- действущщее значение переменного напряжения на входе
схемы, при а = О U н = U.
Для двухстороннего фазового регулирования
а)
и, i
л-а
Uн/U =
ос. 1
: ) ( ,./2 и2 ) 2 sin 2 v · dv =
-а
/
2а
sin 2 а
=
1 - -;- + ---- -
5)
л
ll,i
1
8)
U,i
,.
tн
\
,\ 7С
/t 2
'lC
I
Рис. 10.46. Диаграммы работы простейшего ППН с различ­
ными методами регулирования
образователя U = (l)(a) при
Регулировочная характеристика пре
регулирования с отста�щим или
активной нагрузке для фазового
получена из соотношении
опережающим углами а может быт ь
1t
и н=
: � ( fiи2 ) 2 • sin2 v • dv;
л-а
ин =
: �
.
( ,./2 и2)
2
•
sin 2 v · dv,
о
или в относительных единицах
Uн /U=
/
а
sin 2а
л
2л
1 � - +- -
- 310-
.
,1
Регулировочные характеристики для этих случаев приведены на
рис. 10.47: 1 - для первых двух случаев, 2 - для последнего.
Если нагрузка преобразователя активно-индуктивная, то форма
тока не повторяет форму напряжения, индуктивность нагрузки препятствует резким изменениям тока и затягивает длительность проте­
кания тока через тиристор. Временная диаграмма напряжений и токов
в преобразователе для случая а > <Х кр ( <Х кр = arctg ыLfRи) показана на
рис. 10.48, а, для а = <Х кр - на рис. 10.48, б.
Как видно из диаграммы, в момент v = а управляющий импульс
подается на тиристор VDl, он открывается, к нагрузке подается на­
пряжение, соответствующее этому моменту (уже не равное нулю, если
только а+ О), и начинает нарастать ток нагрузки. На интервале до
момента v :== n мощность из сети поступает в нагрузку, энергия частич­
но запасается в индуктивности. В момент v = л напряжение меняет
знак, но ток продолжает протекать в црежнем направлении, VD 1
остается открытым, следовательно, идет отдача запасенной индуктив­
ностью энергии в сеть (угол б ). В момент v = а + "А. этот процесс закан­
чивается и ток становится равным нулю, VDl запирается. До V/Vн
момента отпирани:я VD2 имеет
место бестоковая пауза, т. е. 1, о
режим прерывистого тока. В
момент v = л + а . отпирается
VD2 и процесс повторяется, 06.
только ток через нагрузку протекает в обратном направлении. При увеличении угла ре­
гулирования а интервал, в теО).
чение которого энергия по­
дается . к нагрузке, будет
JO
90
150 180 �-. град.
уменьшаться, и напряжение на
ней уменьшается.
Рис. 10.47. Регулировочные характеристи­
Так как бестоковый ин­ ки ППН д11я. разной нагрузки и разных ме­
тервал в кривой выходного тодов реrупирования
- 311 .....
При уменьшении угла регулирования а интервал проводимости
тиристоров возрастает, и при его критическом значении <Х кр = Ц) исче­
зает бестоковая пауза, т. е. ток iн• спадает до нуля к моменту" = 11 +а.
Иначе говоря, моменr запирания одного тиристора совпадает с момен­
том отпирания второго, длительность проводящего состояния каждого
°
из них становится равной 180 . Ток нагрузки становится непрерывным
и синусоидальным, сдвинутым по отношению к напряжению на угол а.
При этом
5)
ЫL н
Рис. 10.48. Диаграммы работы
ППН при активно-индуктивной
нагрузке
напряжения сокращаеtся до значения а - б, то
а+6
U) 2 sin2 vdv
Uн/U=
j
а- 6
sin 2а
sin 26
11
211
211
1- --- + ---
Ток в нагрузке на интервале проводимости каждого тиристора
определяется из следующей формулы:
fiи
iн = -- [sin (v - q> ) - sin (а - <р )e-<v -cx)/tg (1) ],
Zн
где (f) - угол сдвига то15а по отношению к напряжению, q> =arctgЫL /R .
н
н
При ч"сто активнои нагрузке (L н = О, <р = О, tg <р = О это соотношение
приобретает вид
/2и
iн = -- sin V,
Rн
т • е. кривая тока определяется синусоидой напряжения питания.
Если в фо�мулу для iн при RL-нагрузке подставить v = 11 + 6, соот­
ветствующее lн = О, получается уравнение
sin (6 - q>) + sin (а_ q>)е-<л+б -cx)/tg (1) = о.
из которого можно найти значение угла б.
- 312-
liu
Zн
(Х
или
а ток можно определить из выражения
i н = -- sin (v - q>).
� ) ( ,/2
Uн =
<Х кр = (f) = б = arctg -- ,
.
Rн
Для обеспечения указанного режима длительность сигнала управ­
ления на каждый тиристор должна быть достаточно большой (см.
рис. 10.48), · но не меньше (f), чтобы при малых а сохранить сигнал
управления на открывающемся тиристоре до момента перехода тока
через нуль. При дальнейшем изменении угла а от <Х кр до нуля характер
работы преобразователя не изменяется, т. е. он становится неуправляе­
мым, нагрузка постоянно связана с сетью.
Регулировочные характеристики преобразователя при различных
вариантах его нагрузки приведены на рис. 10.47: кривая 3- для RL-на­
грузки, кривая 4 - для чисто индуктивной нагрузки.
При работе преобразователя на чисто активную нагрузку кривые
тока, потребляемого от_ сети, и тока нагрузки iн совпадают по форме
с кривой напряжения Uн и при а - О отличаются по форме от сину­
соиды. р:оэтому для этих преобразователей, как и для выпрямителей,
важное значение имеет коэффициент мощности = k cos (f), где k коэффициент искажения формы кривой тока. При использовании спо­
соба реrулир9вания, указанного на рис. 10.46, а, первая гармоника
тока отстает от напряжения питания, при регулировании по схеме
10.,46, б - опережает.
Не вдаваясь в подробности опрер;еления cos q> и k, следует отме- ·
тить, что окончательный результат приводит к выводу: = Ин /U, т. е.
в одиночных преобразователях переменного напряжения независимо
от используемого метода фазового регулирования коэффициент ли­
нейно зависит от относительного напряжения на нагрузке (кривая 1,
рис. 10.49). Если же нагрузку питать от двух параллельно работающих
преобразователей, выполненных по схемам 10.46, а, б, тогда коэффи­
циент может быть существенно выше (кривая 2, рис. 10.49).
Схемы трехфазных преобразователей переменного напряжения
с фазовым регулированием выполняют по аналогии с однофазными.
л
л
л
- 313-
л
J
'
Наиболее распространенные
схемы
rаких преобразователей п
риведе­
ны на рис. 10.50, а их работу
чита­
тель может проан�изировать
само­
стоятельно. Отметим только
0,6
что
· схеме 10.50, а вывод нулев
о�о пр:.
вода может отсутств·овать и оди
0,Чн из
тиристоров в каждой паре
может
быть заменен диодом, что недо
пус­
тимо в о днофазной схеме.
Вместо
пары
тиристоров,
включенных
0,2
0,1.J. о,в �в 1,о ин /LJ вс.rречно-параллельно, с успехом мо гут использоваться симисторы.
На
Рис. 10.49. График коэффициента
рис. 10.50, г приведена реверси
вна
я
мощности ппн
схема
регулирования
асинхрон�
ного электродвигателя АД.
В совремЕ:,ннои технике иногда возник
ает необходимость пол ать
егулируемыи переменный ток отн
оси
тел
ьно высокого напряж� SJ
_g рим
енение высоковольтных тиристоров
с гальванически связанны:
с ними схемами управления (даже
с импульсными трансформатора J
:м:
не всегда целесообразно. В этих
случаях выгоднее использовать
90
1
1
1
1
1
Zв
__...___,_ - _J
8)
с
'
г)
Zc
1
Рис.10.50. Трехфазные
ППН
- 314-
2
;,1
схему, приведенную на рис. 10.51: пре­
Тр
образователь переменного напряжения
включен в це пь первичной обмотки
повышающего трансформатора, � т. е;
в сеть с относительно невысоким напряжением, а нагрузка- во вторичную
обмотку этого же трансформатора� При
этом может быть снижена стоимость
Рис. 10.51. ппн для ВЫСОКО·
вольтной нагрузки
силовых элементов и упрощены требо­
вания к схеме управления. Иногда
эта же схема применяется и при обратной ситуации- когда во вторич­
ную цепь приходится включать параллельно большое количество
вентилей на большой ток при низком напряжении.
Еще один вариант применения преобразователей переменного на­
пряжения показан на рис. 10.52. Как видно из схемы, вторичная обмот­
ка трансформатора имеет дополнительный отвод (их �ожет быть не­
сколько), а нагрузка питается от двух групп преобразователей VDlVD2, VDЗ-VD4, подключенных к выводам трансформатора. При
так называемом ступенчатом регулировании работает либо одна (VD1VD2), либо обе группы преобразователей, причем угол регулирования
а = О, Если работает VD1-VD2, то к нагрузке подводится переменное
напряжение U2 _1• Если сигналы у правления подаются и на VDЗ-:- VD4,
то на нагрузке напряже�ие увеличивается до U2 _2, а тиристоры VDl
и VD2 не работают, так как находятся .под обратным напряжением
(U2-2 > U2-1).
Недостаток схемы- ступенчатый характер регулирования, до­
стоинство- отсутствие искажений в кривой потребляемого тока и его
фазового сдвига при чисто активной нагрузке.
Недостаток дискретного характера регулирования можно устра­
нить (ценой ухудшения указанных выше качеств) фазовым регулиро­
ванием сначала низшей, а затем и высшей групп тиристоров. Если, на­
пример, не подавать управляющих сигналов на VDЗ и VD4, а регули­
ровать а для VDJ и VD2, то напряжение на нагрузке можно плавно
изменять от нуля до U2 _ 1 • Затем, сохраняя а = О
для этих· тиристоров, изменять а для VDЗ и VD4, ·
которые . будут, открываясь в нужные моменты,
шунтировать тиристор нижней группы и подавать
к нагрузке регулируемое от U2 ..:..1 до U2 _2 напряже­
ние в функции ,своего угла регулирования. Нали­
чие VDl и VD2 позволяет более плавно осущест­
влять регулирование в первом диапазоне, чем при
использовании только VDЗ и VD4. Схемы с боль- рис. 10.s2 . схема
шим количеством ступеней применения не нашли ступенчатого реrу­
лирования в ППН
ввиду их СЛОЖНОСТИ.
- 315-
3
10.1 О. Переключатели посто11нного тока
Переключатели постоянного тока на тиристорах ис­
пользуются как самостоятельно, например в импульсных преобразо­
вателях постоянного напряжения (см. гл. 9), так и в качестве узлов
принудительной (искусственной) коммутации тиристоров в автоном­
ных инверторах, переключател ях переменного тока и других преобра­
зователях. Если есть возможность применить двухоперационные
тиристоры, то задача решается очень просто: достаточно в схеме управ­
ления сформировать сигнал обратной по отношению к включающему
полярности, и тиристор будет выключен. Однако параметры и диапа­
зон мощностеи имеющихся в настоящее время ДОТ ограничивают их
применение. Поэтому чаще приходится использовать обычные ти­
ристоры.
Самый простой способ выключения такого тиристора - уменьше­
ние (тем или иным способом) тока, проходящего через него, до значе­
ния, меньшего тока выключеция (порядка 1 ... 2 % Iпр maJ, и сохране­
ние этого состояния в течение времени вык лючения (единицы и де­
сятки микросекунд). Если ритание схемы осуществляется перемен­
ным током, то это происходит естественным путем после изменения
полярности приложенного к тиристору напряжения и прекращения
протекающего через него тока. При питании схемы постоянным током'
что встр�чается довольно часто, для запирания тиристора необходимо
на какои-то период времени приложить к нему обратное напряжение,
или полученное от постоянного источника, или сформированное с по­
мощью специальной схемы от основного источника питания. Такая
схема обычно называется схемой искусственной коммутации (ИК)
и включает 4 ... 6 дополнительных элементов.
Схем ИК к настоящему времени разработано много. Иногда их
делят на параллельные и последовательные по. способу подключени я
основного узла схемы - конденсатора - к коммутируемому тиристо­
ру• Но основное их различие зак лючается в следующем. В некоторых
схемах время включенного состояния коммутируемого тиристора
определяется параметрами схемы ИК и может быть изменено только
изменением этих элементов. Но существуют схемы, в которых этот
интервал зависит от момента подачи выключающего сигнала и может
быть практически любым. Первая группа схем используется сравни­
тельно редко (из-з� трудности изменения емкости или индуктивности)
и только в устроиствах с частотно-импульсной модуляцией, когда
длительность интервала проводимости тиристора постоянна, а регу ли­
руется частота их следования.
В с�еме 10.53, а после включения тиристора VD возникает колеба­
л
те ьныи процесс в последовательном LС-контуре. После заряда кон­
денсатора ток в цепи спадает практически до нуля, тиристор закры­
вается, а конденсатор разряжается через сопротив ление R для подго­
товки к следующему циклу. В схеме необходимо обеспечить два усло­
ви я: ток, проходя щий через Rн, VD, L и R, должен быть меньше тока
отпускания тиристора, т. е" R достаточно велико, время включенного
у
- 316-
б)
. состояния тиристора опреде­
: ляется временем заряда кон­
L
.. денсатора С через Rн и L.
Е
l,
В схеме 10.53, б и�поль­
';'
Е
, зуется последовательный ко­
лебате льный контур, включен­
ный параллельно тиристору.
При запертом VD конденсатор Рис. 10.53. схемы выключения тиристора
заряжается до напряжения се- с помощью резонансных цепочек
ти через R н и L, а при включении VD происходит колебате льLС-контуполпериода собственных колебании
', ный перезаряд С. Через
ную, и в елел
яется на противопо ож
мен
ора
сат
ден
кон
сть
рно
ля
по
; · ра
, про­
ей ток перезаряда конденсатора
}. дующий по лупериод нарастающ
тура
ор, вы� лючает его (ес ли ток кон
текая навстречу току через тирист
зарядится до Еп·•
превышает iн), а затем снова С
гибкими в работе являются схемы
Более сложными, но зато более
тиривременем включени я основного
с произвольно регулируемым
ра (рис. 10.54).
м
' сто
коммутирующим конденсаторо
На рис. 10.54, а показана схема с
ого
рузке. При включении основн
подключенным параллельно наг
VDЗ и ин­
ие к нагрузке и через диод
тиристора VDl подается напряжен
я Ис > Е. Ч�рез
яжается до напряжени
дуктивность L конденсатор С зар
п
ки и тока заряда С, последнии о
' VDl протекает сумма тока нагруз
ыи
л
иды. Ес ли конденсатор С имеет ма
форме близок к половине синусо
ость
е и для прочих схем), то длительн
ток утечки (усnовие обязате льно
я необ­
ограничена. Для его выключени
включенного состояния VDJ не
ру
наг
тиристор VD2, тогда к
:;�
ходимо включить вспомогательный
истор
тир
то
Е,
>
Ис
как
так
а
С,
будет подк лючен конденсатор
ием. Пос ле разряда С
ым напряжен
атн
обр
под
сь
ши
зав
ока
�
,
я
тс
рое
зак
ну ля VD2 за
я тока в этои цепи до
через нагрузку и VD2 и спадани
ам
следующему цик лу. К недостатк
кроется, и схема будет готова к
­
л
ады
к
нагрузке кратковременно при
схемы можно отнести то, что к
льно,
ее Е, а это не всегда· желате
вается напряжение, превышающ
­
ьно малое сопротивление нагруз
тел
оси
отн
ез
чер
я
С
р
д
раз
й
тры
и быс
гда
откий промежуток времени (ко
ки, а следовательно, очень кор
Uc > Е) для отключения VDl.
у
•
с,
5)
Е 1/]2
с
Р ис
+
с
Е
VlJJ -
В)
+
Zн
s
Е
VlJJ
ощь
ч
. 10_54_ Сх�мы выклю ения тиристора с пом
- 317 -
ю вспомогательного тиристора
Более совершенной является схема на рис. 10.54, б. Перед началом
работы необходимо обеспечить заряд конденсатора С, что производит­
ся включением VD2. Ток проходит по цепи С- VD2-R н , и конденсатор
заряжается до напряжения сети. Второй, реже применяемый способ заряд С через R при помощи ключа S, который должен быть кратковре­
менно замкнут; этот способ используется иногда при первоначальном
пуске схемы. При включении основного тиристора VD1 ток поступает
к нагрузке, одновременно конденсатор перезаряжается по цепи VDJ­
L-,VDЗ. За счет индуктивност� напряжение на нем к концу колеба­
тельного процесса становится больше Е и обратной полярности. В та­
ком состоянии схема может находиться достаточно долго. Для выклю­
чения VDJ необходимо включить VD2, тогда заряженный конденса­
тор С подключается параллельно VDl с обратной для последнего по­
лярностью. VDl выключается, а конденсатор перезаряжается до ис­
ходного состояния (плюс на верхней обкладке) через Rн . В этой схеме
время нахождения VDJ под обратным напряжением определяется
временем спадания Uc до нуля', т. е. может быть использована мень1:11ая емкость. Напряжение на нагрузке несколько превышает Е, но за
время перезаряда конденсатора весь ток нагрузки проходит через
VD2, и тиристор должен быть достаточно мощным, чтобы выдерживать
этот ток. Схема имеет ряд достоинств, уже отмеченных ранее,
кроме того, параметры индуктив­
ности у нее не очень критичны.
В схеме на рис. 10.54, в при
подаче напряжения питания Е
конденсатор С заряжается до
этого напряжения через VDЗ, L
и Rн (ток заряда может быть до­
статочно малым). После включе­
ния основного тиристора ! VD1
и подачи питания к нагрузке кон­
денсатор остается в том же со­
стоянии. Для выключения VD 1
включается VD2, тогда конденса­
тор С перезаряжается по цепи
VD1-L-VD2, и за счет индуктив­
))
ности напряжение на нем (плюс на
нижней обкладке) становится
V
Iv:02
больше Е, VDl оказывается под
обратным напряжением и закры­
))
вается с некоторой задержкой от­
Uн
носительно момента отпирания
VD2, что является недостатком
схемы. Конденсатор С снова заря­
))
жается� Для быстрейшего восста­
новления исходного состояния
Рис. 10.55. диаграмма работы тиристор­
ного переключателя постоянного тока
схемы в нее может быть введен
/
- 318-
диод VD4, через который перезаряд конденсатора будет происходить
быстрее, при сохранении на VDl обр�тноrо напряжения, равного ЛИnр
на VD4.
Схемы выключения тиристора шунтированием ключом или тран­
зистором (непосредственным или с применением специального источ­
ника питания) имеют принципиальные недостатки, не дающие возмож­
ности использовать их на практике.
Для более полного понимания процессов коммутации в переклю­
чателе постоянного тока на рис. 10.55 показано изменение токов и на­
пряжений в основных контурах и точках схемы (см. рис. 10.54, б).
Предполагается, что нагрузка либо. активная, либо RL с обратным
диодом. К нагрузке кратковременно ,прикладывается напряжение·,
большее Е. При �ндуктивном характере нагрузки напряжение конден­
сатора восстэнавливается по линейному закону, если ток заряда равен
току нагрузки, который практически в этом случае неизменен. Су­
ществует и еще ряд схем, но принципы их работы аналогичны рас­
смотренным [7].
10.11. си·стемы управлени11
тиристорными преобразователями
Основное назначение системы управления (СУ) любо­
го ТП - обеспечить надежное включение данного тиристора в много­
фазной схеме в требуемый•момент времени. Для этого система управ­
ления должна сформировать импульсный сигнал, подаваемый на уп­
равляющий электрод тиристора, причем мощность и длительность
сигнала должны быть достаточными для надежного включения любого
стандартного тиристора выбранного типа, а крутизна его переднего
фронта должна обеспечивать четкость момента включения. Измене­
нием фазы управляющего импульса (момента его подачи) осуществляет. ся процесс регулирования ТП.
Таким образом, с учетом ряда особенностей работы ТП система его
управления должна выполнять следующие задачи:
1
создавать синхронизированную с напряжением питающей сети
m-фазную систему импульсов управления, каждый из которых спосо­
бен включйть любой тиристор, используемый в данном ТП;
обеспечивать регулируемый сдвиг по фазе импульсов управления
в заданных для данного ТП пределах;
преобразовывать управляющий сигнал или сигнал обратной связи
в соответствующий временной сдвиг управляющих импульсов:
обеспечивать устойчивую работу ТП во всех заданных режимах
при колеб иях напряжения и частоты питания, сопротивления на­
грузки, кл матических факторов;
гарант овать нормальную работу ТП при возможных помехах
в питающе сети и цепях управления;
1
Возмож_ ы и асинхронные СУ, они будут рассмотрены ниже.
- 319-
обеспечивать надежную работу реверсивных преобразователей
и НПЧ, предотвращать опрокидывания инвертqров, исключать режимы
короткого замыкания во всех видах ТП.
Синхронная СУ тиристорного преобразователя обычно включает
следующие элементы (рис. 10.56):
генератор опорного (развертывающего) напряжения ГОН; синхро­
низированный с питающей сетью;
нуль-орган НО, формирующий выходной сигнал в момент равен­
ства сигналов управления и опорного;
ГОН и НО вместе составляют так называемое фазосдвигающее
устройство ФСУ;
усилитель-формирователь УФ (выходной усилитель), необходимый
для формирования требуемого импульса на тиристор, как правило,
имеющий гальваническую развязку" от сети;
" ОС, используемый
элемент обратной связи
в регуляторах и стаби­
лизаторах.
В преобразователях с естественной коммутацией выключение
очередного тиристора происходит за счет изменения полярности при­
ложенного к нему напряжения и после уменьшения тока до нуля,
а в ТП с искусственной коммутацией СУ должны обеспечивать также
выключение тиристора в требуемый момент времени обычно подачей
сигнала на вспомогательный, коммутирующий тиристор (см. п. 10.10).
Для реализации СУ существует чрезвычайно большое число
устройств, основанных на применении полупроводниковых, магнит­
ных, оптико-электронных узлов. Однако все СУ могут быть классифи­
цированы по четырем основным критериям:
способ представления и обработки информации -, аналоговый,
цифровой, комбинированный;
способ формирования многофазной системы управляющих сигна­
лов - одно- и многоканальный;
способ реализации основных функций (будет рассмотрен на ряде
примеров);
наличие или отсутствие обратных связей - разомкнутые или замк­
нутые системы.
Классификация по первому признаку в комментариях не нуж­
дается. Ниже будут рассматриваться наиболее часто употребляемые
в настоящее время аналоговые СУ. Но уже сейчас намечается переход
к более перспективным цифровым системам, и один пример такой СУ
также будет показан.
Сущность многоканальной системы управления состоит в том, что
каждый вентиль· или группа вентилей, входящих в один блок, управ­
ляется отдельным 'Каналом (рис. 10.57). Каждый канал состоит из ФСУ,
на вход которого подаются напряжение синхронизации и,ли соответ­
ствующей фазы сети и сигнал управления, а также УФ, управляющего
,,своим" тиристором (группой тиристоров).
·;
Этот способ построения СУ получил большое распространение бла­
годаря простоте построения схемы, унификации ее узло�, примени­
мости для многих видов ТП, однако у него есть и серьезные недостатки.
- 320-
~U
Сеть
VJJ2
Рис. 10.56. Структурная схема управле­
ния тиристорным преобразователем
VlJ
п.
Так, любая несимметрия в работе
каналов управления приводит к
несимметрии управляющих ими&
пульсов, подаваемых на силовые Рис.10.57. Многоканальная СУ ТП
тиристоры. При этом возникают
дополнительные искажения формы выходного сигнала, могут появ­
ляться низкочастотные пульсации в 1\ривых выпрямленного напряже­
ния в УВ, возможны срывы работы инверторов. Главная причина эт1:1х
явлений - несинусоидальность напряжения питающей сети, на базе
которой формируется сигнал ГОН, а установка защитных входн�1х
фильтров требует чрезвычайных мер по corласованию их фазовых
характеристик.
Структура одноканальной СУ показана на рис. 10.58. В эту схему
помимо уже известных блоков включен распределитель импульсов РИ.
Работа схемы заключается в том, что общий для всех блок ФСУ выра­
батывает один и тот же угол управления для всех каналов управле­
ния, который подается к соответствующим УФ с помощью распредели:
теля импульсов. Последний в простейшем случае представляет собои
кольцевой счетчик. Благодаря единому ФСУ достигается очень хоро­
шая симметричность управляющих импульсов (расхождение не более
О,5°), намного упрощается настройка схемы, однако достаточно слож­
ная схема РИ, особенно для реверсивных ТП, сдерживает ее распространение.
В настоящее время практически для всех ТП применяется так называемый вертикальный способ управления, на базе которого и по­
строены современные системы импульсно-фазового управления
(СИФУ). Сущность вертикального метода будет раскрыта при рассмотрении блока НО.
Рассмотрим основные узлы СУ - входное устройство,
РИ
но
ГОН, нуль-орган и усили­
гон
тель-формирователь.
Входные устройст­
и�
в а С У , как правило, пред­
ставляют собой мноrообмоточные трансформаторы, в
задачу которых входит: Рис. 10.58. Одноканальная СУ ТП
О-----'
21 Зак. No 139
- 321-
согласование уровня напряже ния сети с напряжением схемы
управления;·
создание m-фазной системы для подачи синхронизирующего на­
пряжения к соответствующим каналам СУ;
формирование в некоторых случаях линейно изменяющегося
напряжения.
На рис. 10.59 изображены схемы таких трансформаторов. Схема
10.59, а имеет по две вторичные обмотки на каждом стержне и позво­
ляет при различных их соединениях (в звезду или зигзаг) получать
вторичное напряжение, сдвинутое по отношению к сети на О, 30, 90,
120°.
Для управления шестифазными схемами можно использовать
схему, показанную на рис. 10.59, б. Она позволяет получать вторичные
напряжения, сдвинутые по фазе на 60° . С учетом возможности приме­
нения первичной обмотки, с��диненной в звезду или треуголъник,1 при
помощи этих схем можно обеспечить практичеtки любые фазовые
сдвиги.
Ге н е р а т о р о п о р н о г о ( р а з в е р т ы в а ющего ) н а п р яж е н и я предназначается для формирования линейного (или близ­
кого к нему) изменяющегося напряжения, синхро�изированного
а)
о)
А
с сетью, причем длитеЛЬJiОСть этого сигнала должна соответствовать
:
·
требуемому диапазону изменения угла регулирования.
Одна из таких схем приведе на на рис. 10.60, а. В ней формирование
линейного нарастающего напряжения на конденсаторе С обеспечивает­
ся за счет его заряда от внешнего источника питания + В через большое
сопротивление R2, при этом используется близкий к линейному на­
чальный участок экспоненты с постоянн ой времени Т = R2 · С. Естест­
венно, заряд конденсатора происходит в период, когда заперт диод
VDЗ, за счет соответствующих напряжений на обмотках Wа и Jvc , что
видно из рис. 10.60, б. На интервале v 1 ••• v 3 запирание VDЗ осущест­
вляется напряжением на обмотке Wа, на интервале v 3 ••• v 5 - напряже­
нием на обмотке Wс. В моме нт времени v 5 напряжение на конденсато­
ре U0 становится равным напряжению на Wc , диод VDЗ открывается
и конденсатор разряжается через Wc · При изменении полярности на­
пряжения на этой обмотке открывается VD2, что не позволяет напря­
жению UO изменить знак..
Как видно, длительность "пилы" может быть больше л и доходит
22
до 0°.
Аналогичная схема приведена на рис. 10.61. Здесь в качестве
ключа используется транзистор, что позволяет резко уменьшить м<;>щ­
н ость, отбираемую от входного трансформатора, .но предельная дли­
тельность "пилы" не превышает 180°. В схеме изменением сигнала
управления Uу можно изменять момент равенства Игон и Uy и тем
самым с помощью следующего блока- нуль-органа менять угол а . .
Эти схемы широко применяются в СУ управляемых выпрямителей
и ведомых инверторов. Однако в ре�эерсивных УВ и НПЧ необходимо,
•
Uct
Vl11
4.
а.
и
{/�
СУТП
- 322-
VD2
"--.
U c/ - " x
/
/
устройства
Иа.
с
--
/
\ л .\ \, /
'- ..,1
+Е
V.DJ
/
\у
\
/
\
\ /\ \ / /
Uct
10.59. Трансформаторные вхоцные
R1
Б)
/
Иаf
Рис.
R2
а)
' _,
'- ...,. '- ./
Рис. 10.60. Генератор "пилы" на диодах
- 323-
Uo
но
чтобы угол регулирования достигал 165 ... 175°. Кроме того, при изме­
нении а от диапазона О ••• 90° к диапазону 90 ... 180° знак управляющего
сигнала также должен меняться. Иными словами, необходима такая
кривая ГОН, в которой при
Uy = О а = 90°.
R1
Такая схема ГОН (она
же- входное устройство) по­
казана на рис. 10.62. Прин­
цип ее работы основан на
но
сложении сигналов, снимае:
мых с вторичных обмоток
R2
трех однофазных трансфор­
маторов, включенных в пи­
тающу
ю сеть. Как видно из
и
диаграммы, резульrирую­
щая кривая симметрична от­
Ис
\
носительно горизонтальной
\
//
оси, закон изменения вы­
/
\
ходного напряжения близок
/
\
I
к линейному в интервале
i-----t----.r--.-----.\-�--+-------.:.-,,-.---/у
4
/Зл.
/
Напряжение управления
/
\
включается последоваtельно
/
\
/
со схемой ГОН и НО. Естест­
_,
венно, можно построить ге­
нераторы линейно меняюще­
гося
напряжения на опера­
Рис. 10.62. Генератор опорного напряжения
ционных усилителях.
на трансформаторах
· Третье звено СУ - н у л ь-о р r а н , или компз.ратор, который
служит для формирования сигнала управления тиристора в момент
равенства сигналов от ГОН и входного. Схемы НО могут быть выполне­
ны на транзисторах, операционных усилителях и других рассмотрен­
ных схемах, поэтому их работа здесь не анализируется.
Последним, но очень важным звеном цеп0чки СУ является
у с и л и т е л ь-ф о р м и р о в а т е ль . Его основные задачи:
усилить сигнал от НО до _ уровня, гарантирующего включение ти­
ристора при любом уровне напряжения в его силовой цепи;
обеспечить требуемую форму включающего сигнала;
обеспечить гальваническую развязку СУ от управJ:яющей цепи
тиристора, что особенно важно для высоковольтных преобразователей.
Так как сопротивление управляющего p-n -перехода тиристора
составляет 15 , .. 40 Ом, то напряжение в цепи управления обычно не
превышает 8 ... 12 В. Ток управления тиристора (ток управления
спрямления) не превышает нескольких ампер даже для мощных
тиристоров. Поэтому схемы УФ можно выполнять на сравнительно
маломощных полупроводниковых приборах (транзисторах, диодах
и даже на ИМС). Следует принимать меры против подачи на УЭ тиристора отрицательного напряжения более 0,5 ... 1,0 В, в противном слу­
чае тиристор может выйти из строя.
Для четкого отпираuия тиристора и надежной работы преобразо­
вателя во всех режимах управляющие импульсы должны иметь кру­
той передний фронт длительностью до 1 мкс и продолжительность
10 ... 15°, чтобы_ ток, идущий через тиристор, успел увеличиться до
_ значения тока удержания.
В мрогофазных
' ТП, например в УВ по схеме -Ларионова, -постоявно
�
включены два тиристора - по одному в аноднои
и катоднои группах.
Для включения такого ТП при работе его на активную нагрузку в ре­
жиме прерывистых токов и некоторых иных режимах на каждый ти­
ристор необходимо подавать или два управляющих сигнала со сдви­
гом 60°, или один длинный продолжительностью более 60°, или "пач­
ку" узких, коротких, которые могут быть получены путем передачи
через выходной трансформатор пакета двухполярных импульсов
необходимой длительности с последующим их выпрямлением.
Одна из простых схем УФ показана на рис. 10.63, а. После подачи от
НО сигнала на базу транзистора VT он открывается, через первичную
обмотку разделительного импульсного трансформатора ИТ про�одит
ток, на его вторичной обмотке формируется импульсный двуполярный
сигнал. Положительная его часть используется для включения тирис­
тора, а отрицательная не пропускается диодом VD2 и гасится в RС-кон­
туре. Диод VD 1 защищает транзистор от пробоя при заnирании, сопро­
тивление RЗ ограничивает предельный ток VT. Длительность управ­
ляющего сигнала на тиристор определяется как входным сигналом,
так и качествами ИТ. Если необходимо удлинить управляющий сиг­
нал, габариты ИТ увеличивают. При последовательном или парал­
лельном соединении нескольких тиристоров в одном плече ТП ИТ может
иметь несколько вторичных обмоток с соответствующими RС-цепями.
- 324-
- 325-
J
+Е
RJ
но
-
и
/
/
/
r--..
\-- И1
/
/
\
п\
+
u'::J
,,,,,/
1" ......
/
/
/
27r
-
+Е
\
Uy
\
\
r-----t'------t---1--=-.:...::_____jL_--\-- �
\
\ '--' I
/
/
/
Рис. 10.61. Г�нератор опорного напряжения на транзисторе
\
\
\
'-
1
.
,v
Эта схема удовлетворяет всем основным требованиям управления
тиристором, однако более рациональна схема (рис. 10.63, б), обеспечи­
вающая сигнал, форма которого показана на рис. 10.63, в. В самом нача­
ле формируется очень �рутой и. с большой амплитудой сигнал, форси­
рующий процесс включения тиристора, а затем амплитуда управляю­
щего сигнала снижается, что предотвращает перегрев соответствующе1 го перехода тиристора. Сигнал длится· в течение заданного времени,
при этом габариты импульсного трансформатора уменьшаются
в 2 .. : 3 раза.
Схема работает следующим орразом. При отсутствии сигнала уп­
равления транзистор VT закрыт, конденсатор С заряжен до напряже­
ния питания В через резистор R 1, тока через ИТ нет. При подаче вход­
ного сигнала (от НО через одновибратор, формирующий заданную дли­
тельность сигнала) транзистор отпирается, и через первичную обмотку
ИТ проходит ток разряда конденсатора, благодаря чему формируется
крутой фронт достаточно большой амплитуды. Затем ток, проходящий
через цервичную обмотку, ограничивается резистором R 1, поэтому
уменьшается сигнал и на управляющем электроде тиристора. После
прекращения входного сигнала транзистор запирается, конденсатор
вновь заряжается до величины В. Диод VD 1 защищает транзистор от
пробся, VD2 не пропускает сигнал отрицательной полярности
управляющего сигнала опрек тиристору. Необходимая длительность
"
деляет габариты ИТ.
,.
Подобные схемы широко применяются для управления тиристора­
ми в· значительном диапазоне мощностей. Но для управления тири­
сторами, рассчитанными на анодный ток свыше 1 ООО А, транзисторные
УФ непригодны, так как для этих целей требуются транзисторы, рас­
считанные на ·большие токи. Тогда используют УФ, выполненные
с применением вспомогательных тиристоров (рис. 10.64).
При работе ТП любого вида в процессе коммутации тиристорами
больших токов во всех цепях возникает высокий уровень помех.
Фильтры, защищающие нагрузку и питающую сеть от этих помех, были
рассмотрены в п. 10.3. Однако фильтры обеспечивают только снижение
уровня помех основных гармоник, но не полное их устранение, тем
более ими практически не подавляются высокочастотные помехи.
Последние распространяются как по соединительным проводам через
паразитные емкости схем, так и через эфир. При наличии в схеме ТП
большого количества тиристоров,. коммутация которых разнесена во
времени, включение одного из них может привести к включению
других. Следует отметить, что, чем больше входное сопротивление
различных элементов СУ, тем более вероятно их ложное срабатывание
' под действием помех.
Практичееки во всех СУ используются импульсные трансформато­
ры, одним из rлавных. назначений которых· является rал�ваническое
разделение силовой цепи (как правило, высоковольтнои) и низко­
вольтной цепи схем управления. Однако трансформаторы имеют
серьезный недостаток - паразитные емкостные и электромагнитные
связи между обмотками, которые снижают помехозащищенность узлов
СУ. Поэтому более перспективным представляется применение. оп­
тикоэлектронных приборов, при этом решается сразу несколько
серьезных проблем. Во-первых, обеспечивается (как и с применением
ИТ) гальваническая развязка между силовыми цепями и цепями уп­
рав»ения. Во-вторQIХ, снимается проблема формирования сигналов
управления тиристоров относительно большой длительности. В-третьих,
резко увеличивае�ся помехозащищенность СУ, так как в случае при­
менения оптических световодов можно
разнести в пространст�е СУ и силовые узVJJ2
V.JJ1
индуктивотсутствие
наконец,
И,
лы ТП.
"' Uз
ностей позволяет осуществить формирование крутых фронтов сигналов, благодаря
чему можно сократить разброс параметров
в цепях синхронизации и снизить уровень
помех и уравнительных токов.
Одна из простейших СУ с примене­
нием оптронного формирователя приведе­
на на рис. 10.65. При подаче управляющего
сигнала от предыдущего каскада на свето­
диод ед он излучает световой поток либо Рис. 10.64. УФ с вспомогатель­
непосредственно на фотодинистор ФТ ным тиристором
- 326-
- 327-
б)
,а)
-Е
V.1)1
+Е
1
1
1
1
1
Uв х
vт·
R1
VJJ2·
с
R1�
RJ
,v
RJ
Rн
Uвх
R2
Rн
vт
8)
U вх
t'
t
Рис. 10.63. Усилители-формиро­
ватели на транзисторах
60... 10Омнс
(размещенный в одном с ним корпусе), либо
Rн через световод. Фотодинистор включается,
ток проходит сначала через конденсатор С и
v.11 далее через RЗ и R2. На RЗ создается падение напряжения с положительным потенциалом,
приложенным к управляющему переходу си­
лового тиристора, и последний отпирается.
Рис. 10.65. УФ с оптроном По мере заряда конденсатора С ток в цепи
уменьшается, так как в нее включено допол­
нительное сопротивление R J. Если R 1 достаточно велико, то фотоди­
нистор может выключаться, и схема приходит в исходное состояние.
Цифровые схеыы управления. В настоящее время все большее
распространение получают цифровые схемы управления тиристорными
преобразователями (ЦСУ ТП). Это связано, во-первых, с широким при­
менением цифровых и логических устройств на ИМС для измерения,
контроля различных объектов и управления ими. Во-вторых, в цифро­
вых устройствах отсутствуют погрешности, вызванные дрейфом пара­
метров элементов. В-третьих, ЦСУ ТП легко могут быть сопряжены
с цифровыми ЭВМ (микропроцессорными системами), все чаще используемыми в технике.
ЦСУ ТП работают на тех же принципах, что и аналоговые, и вклю­
чают такие же по назначению узлы (ГОН, НО), но выполненные на дис­
кретных элементах.
На рис. 10.66 приведена структурная схема простейшей ЦСУ ТП,
работающей по "вертикальному" принципу. В этой схеме аналоговые
сигналы заменены кодами. Так, линейно изменяющийся сигнал ГОН
здесь заменен мультивибратором G и счетчиком СТ. При работе G
состояние счетчика с каждым входным сигналом уменьшается на еди­
ницу. Если счетчик четырехразрядный, то в исходном состоянии на его
выходе имеется код 1111, который последовательно меняется до 0000.
G,
-1 ст 1
...... 5
Сеть
цсс
2
4
в
сх
Ну
Над
----
,_
{
+1 GТZ 1
..... R
2
4
Рис. 10.66. Цифровая СУ ТП
- 328-
...
__--н� УФ
-
,---
1 ]С 1
2
н V
�
--
z-
4
6
Этот код подается поразрядно на цифровую схему сравнения ЦСС аналог нуль-органа. На другие входы ЦСС подается код управляюще­
го сигнала Ку .
В тот момент, когда оба кода сравниваются, ЦСС формирует на
своем выходе сигнал, который через усилитель-формирователь УФ
включает тиристор. Если исходное состояние счетчика устанавливает­
ся схемой синхронизации СХ в момент естественной коммутации
силового тиристора, а частота мультивибратора выбрана таким обра­
зом, что заполнение, точнее опорожнение, счетчика происходит за
половину периода, то момент равенства кодов отстоит от исходного
момента на интервал :зремени, равный углу регулирования а. Таким
образом, частота мультивибратора должна быть выбрана так, чтобы за
полпериода сетевого напряжения проходило 2n импульсов, где n число разрядов счетчика:
fмв = 2 . 2пJrс = 2п + 11с··
Иначе rов·оря, частота мультивибратора должна бытk в строго
определенное число раз больше частоты сети. Если последняя несколь­
ко меняется, что характерно для судовых условий, то используют либо
генератор переменной частоты с корректирующей обратной связью,
либо схемы умножения частоты.
Если на выходе ЦСС поставить кольцевой m-разрядный счетчик
с дополнительным входом от младших разрядов основного с�етчика,
то мож�о сразу получить сигналы на m-фазную систему управления
силовыми тиристорами.
Несмотря на большое сходство ПСУ с аналоговыми схемами, они
имеют и ряд существенных различий. Так в цифровых СУ угол регули­
рования а может принимать только 2 n значеuий, например при n = 4 он
может иметь только 16 значений, каждое и,з которых будет отличаться
от смежных на 11,25° (180°/16), т. е. дискретность составляет 6 %. Для
более плавного регулирования необходимо увеличивать n (при n = 8,
дискретность составит 4 %), но это ведет i<: росту аппаратурных зат,рат.
Возникают также дополнительные трудности при создании схемы
мультивибратора, стабильная частота которого во много раз больше
частоты сети.
Цифровые системы управления целесообразно применять там, где
имеют место заметные искажения формы кривой питающего напряже­
ния и неравномерная нагрузка фаз, так как синхронизирующий сигнал
получается только от одной фазы. Они также наиболее приемлемы для
одноканальных СУ.
АсинхроННЬlе системы управления ТП. В синхронных системах
управления угол управления силовым тиристором всегда отсчитывает­
ся от некоторой точки напряжения питающей сети. В однофазных схе­
мах - это момент перехода его через нуль, в многофазных - напри­
мер, точка пересечения кривых фазных напряжений и т. д. Момент
включения тиристора или е-овпадает с этой точкой (а = О), или на­
ступает несколько позднее (а =1= О), что зависит от схемы управления.
- 329-
В асинхронных СУ эта связь во времени момента включения тиристора
с указанными точками либо совсем отсутствует, либо играет вспомо-,
' гательную роль (ограничивает преде льные значения· угла а). Фазо­
сдвиrающее устройство в таких СУ не требуется, поэтому. упроща ется
и схема. Однако асинхронные СУ могут работать только при наличии
замкнутого контура регулирования, обеспечивая в простейшем случае
постоянство выходных параметров ТП (ток, напряж ение ) при измене­
нии режима его работы или появлении искажений. Требуемый угол
управления а тиристорами фqрмируется именно как результат сравне­
ния заданного значения какого-то параметра ТП и его фактической
ве личины.
Структурная схема асинхронной СУ ТП приведена на рис. 10.67.
Предполага ется, что силовая часть преобразователя имеет вид трех­
фазного мостового управляемого выпрямителя. Необходимые для
этой схемр1 шесть _выходных каналов управляющих импульсов с фазо­
°
вым сдвигом, равным 60 (между соседними каналами), получают
сигналы от распредел11теля импульсов РИ (кольцевого счетчика), за­
пускаемого от управляемого . ге нератора ВГ регулируемой частоты.
Изменение частоты генератора осуществляется преобразователем U/f,
последний получает сигнал от схемы сравнения, на которую подаются
сигнал управления (уставка) и сигнал о братной свЯЗJ:1 от датчика Д
регулируемого. параметра. Таким параметром может быть напряжение
или ток ТП� частота вращения электродвигателя, питающегося от ТП,
или иной сигнал.
Благодаря наличию отрицательной обратной связи в схеме автома­
тически создаются углы а, обеспечивающие в соответствии с устав­
кой требуемые значения регулируемого параметра ТП или его на­
грузки.
Асинхронные СУ тиристорными преобразователями целесообразно
применять при существенных искажениях напряжения питающей сети,
· • в частности при несимметрии трехфазных напряжений по величине
и фазе, т. е. там, где использование синхронных СУ невозможно из-за
недопустимой несимметрии в углах а по каналам управления тиристо­
рами. Асинхронные СУ могут найти широкое применение в судовых
энергетических установках при соизмеримых мощностях генераторов
и потребителей, например в гребных электрических установках.
Схема управления реверсивным тиристорным преобразователем
состоит из двух комплектов блоков для управления каждой полови­
ной силовой части ТП. Каждый блок включает ФСУ и УФ. Кроме них
в состав СУ входят дополнительные блоки, опред еля емые способом
управления ТП - раздельным или совместным.
В случае раздельного управления (см. п. 10.7} комплекты работают
по очереди, а перед включением одного из них другой должен быть
выключен. Эту опе рацию выполняют устройство разд ельного управле­
ния УРУ и блок логики (рис. 10.68). Сигнал управления подается одно­
в ременно на оба канала ФСУ,.но к УФ проходит тоm;ко один, имеющий
соответствующую полярность. Нацример, при положительном Uy рабо­
тает вентильный комплект BKI, обеспечивая одну полярность
- 330-
Рис. 10.68. СУ реверсивного ТП
rп
ОР
А В С
BKI
Uoc
i---- Uy
BHJ/
а
Рис. 10.67. Структурн я
СУ
го
но
он
схема асинхр
тп
тельном Uy работает BKII и н�
нап Р яжения на нагрузке, при отрица
ротивоположную. Для предотвра
наrру зке полярность ...меняется на пплек
ик
в пр едусматрива ется датч
то
ком
ты
б
о
а
р
и
нно
е
м
е
р
в
но
о
щения д
Уl и BKI, то ток гr�авной цепи
тока ДТ и блок логики. Е ели работают ФС
e
o д
имеет одно напр�вление и 'YPi ta�:::� e���: � ;;: н��g:�;::=�
сигналов на УФ 1 , на выходе P
инает работать ФСУ2, но УРУ...
реверса ФСУ 1 прекращает работу, нач на УФ2 пока ток в главнои
..
�":;:�;д:т"��ержана' треб}'емая :��э�0�:.
п
х качеств тирис торов ��б;;�:Х сигналов
восстановле ния управляющи
де ние упра
лекта. т�лько тогда разрешается пр�ож
).
на второи комплект (на выходе УРяУ раз ельная работа комплектов и
д
.
Таким образом, гарантируетс
го зако
рот
ко
ма
жи
е
р
я
возникновени
ть
нос
ож
озм
в
тся
е
а
ращ
в
пр едот
мык я
�:�;�с:::е°:ь�
вления комплект
п
ра
у
е
то
е
м
д
ом
стн
е
м
в
;��
�;= �о
омп ек
преобраэов�те ля всегда работают оба ) и о�а ����� ФСУ. Требования .
ном, другои в инверторном режиме ов реrулирования (al + aII = 1800)
угл
. к ФСУ с точки зрения симметрии усм
атриваются сrлажива...ющие дрос-...
значительно ужесточаются, пред ектами. Зато быстродеист
вие всеи
л
мп
ко
и
ым
льн
нти
ве
сели между
схемы увеличивается.
непос...редственныи... преобразо­
Системы управления НПЧ· Таквкак
вный тиристоре
б
яет
л
дста
п
р
е
и
е
ск
ктич
фа
оты
��
:�
:::
ватель част
много общего
е
его схема J��a
то
е
ль,
т
о
в
а
з
обра
е
п
р
ый
н
руется напряжение ре­
форми
е
о
ых
в
д
на
е
сли
о,
е СУ РУБ. Однак
тельно
ема уп авле ния значи
сх
о
ы,
т
у
лит
п
д
ам
и
ы
.
частот
мой
е
� использ ется ревергулиру
усложняется, особенно когда в... качест:� н��Р ��еинноrо ток� (асинхрон­
й р
сивный привод с электрическои маши
управлеенную структурную схему
бщ
обо
им
отр
см
Рас
.
ль)
е
т
ига
в
д
ный
1
ния НЧП (рис. 10.69).
аботе НЧП с синусоидальр
ри
п
В)
0
1
п
.
м.
(
с
не
ра
алось
в
казы
у
Как
�
� '
выходе напря жение
еобходи о создать на
н
ом
нал
сиг
м
ны
ход
вы
м
ны
отвечающий
ет пр едусмотреть блок
у
е
сл
д
СУ
в
.
е
т.
ы,
тот
заданной· час
�;��"il� ::::�::;::
- 331 -
Рис. 10.69. СУ непосредственно
го
БЗ
преобразователя частоты
'
"Af/Лt- ГУЧ f+ БРИ
J
\\
т.
,...
иf
....
КК �� 63
ЛU/Jt
U
d
'
.,_ __ _J
сеть
ф
в-
' '
U'
-
БФ
-
-
,___.
БУФ 1-о ► УФ
УФ
�
l
1
-....._
....._
...
J3
t:J r
1
тп
--
�
:
БРJ
........
.__.._ блок ....
53
УФ
'
- Блок
r-i
бЬl ... -
- БС
'
-- Y?f
,v
- ДН *
УОС
дт
'
АД
за этот параметр. Выходное напр
яж
руемого интервала по величине (ср ение меняется в )пределах формиблок формирования угла а: Дл седнему значению , т. е. необходим
ючения одновременной работы
(при раздельном управл.ени�) д=у� �ристор
ных групп любая из них
д�лжна включаться после прекр
а
рую, для чего требуется датчик ���:��рохождения тока через втоия тиристоров, или датчик
тока.
.
.
В СУ НЧП необходимо включи
�
ть
ус
тро
иства управления фазой
выходного напряжения (для ревер
са асин ронного двигат
еля АД, ис­
пользуемого в качестве нагр узки )
:
'
у
с троисrва защиты, блоки
и т. п.
ровки
Обычно управление такими НЧП
осуществляется от какого-либо
внешнего управляющего о га а,
В него при необходимости ; н например командо-контроллера КК.
ходе КК формируются два ::�:а_и;:;.я и сигнал обратной связи. На вы­
. U1, задающии выходную частоту,
и Ud , задающий выходное нап
я
ны программной зависимость� жение. Эти {игнаяы могут быть связа­
н независимыми, тогда КК име ' например U/f = const, а могут быть
ет две ручки управления
рассмотрим первую схем упр
а вления
- по частоте. Сигнал U1 поступает в блок задания инт{
вности
из
менения выходной частоты
БЗ Л//Лt, служащий для плав���
о изменения выходной частоты
. Этот
- 332-
блок легко реализуется на базе ОУ, выполняющего функции апериоди­
ческого звена 1-го порядка. Далее сигнал проходит в генератор управ­
ляемой частоты ГУЧ или преобразователь U/f, который определяет
выходную частоту ТП. Если входной сигнал Иj отсутствует, на выходе
устанавливаетсs� (в зависимости от задания) или нулевая частота, или
какая-то. минимальная (например, 3 Гц).
После ГУЧ сигнал поступает в блок распределителя импульсов
БРИ, который представляет собой кольцевой счетчик на шесть вы­
ходов, если НПЧ им�ет в каждом плече трехфазную мо�товую схему.
В связи с этим частота ГУЧ выбирается в 6 раз больше /тп. После БРИ
сигнал поступает в блок формирователей БФ, где осуществляется фор­
мирование управляющих импульсов.
Второй канал управления включает: блок задания интенсивности·
изменения выходного напряжения БЗ ЛU/Лt (если необходимо изме­
нять его постепенно); блок усилителей БУ, в который могут заводиться
сигнал обратной связи и сигнал от блока защиты; блоки регулируемой
задержки БРЗ для регулирования угла а: в выпрямительном режиме
ТП и угла � в инверторном. Э ти блоки представляют собой фазосме·
щающие устройства, рассмотренные выше. На эти блоки также посту­
пает сигнал от блока синхронизации БС. Для улучшения работы схемы
перед БС обычно устанавливается фильтр Ф.
Следующим очень важным устройством схемы управления НПЧ
является блок управления фазы БУФ. Назначение этого блока двоякое.
Во-первых, по команде от логического элемента Т он изменяет направ­
ление вращения двигателя переключением последовательности пода­
чи сигналов управления на тиристоры, формирующие выходную часто·
ту ТП (например, А-В-С или А-С-В). Элемент Т представляет собой
триггер, устанавливающийся в состояние 1, если командо-контролле­
ром задано вращение двигателя в одну сторону, и в состояние О при
обратном направлении. Второе назначение БУФ- сбор всех сигналов
от систем защиты, блокировки и т. п., при поступлении которых запре­
щается работа СУ.
Блок управления фазой представляет собой логический автомат,
как прав1::1ло, с жесткой программой, собираемый на стандартных ло­
гических элементах. От БУФ сигналы поступают на блоки выходных
каскадов, где они усиливаются, формируются и где осуществляется
гальваническая развязка СУ от силовой час ти ТП. З атем эти сигналы
подаются на управляющие электроды тиристоров.
Блок защиты БЗ получает информацию от датчиков тока ДТ, напря­
жения ДН, от устройства обратной связи УОС (если есть необходимость)
и обеспечивает отключение СУ при перегрузках ( lн > lн доп), сверхто­
ках, сигнализирует о снижении напряжения на нагрузке до минималь­
ного значения (если это предусмотрено). При перегрузке ТП обычно
отключаются сигналы управления на тиристоры, работающие в режиме
выпрямления, а те, которые работают в режиме инвертирования,
остаются функционировать.
В данной структурной схеме предусмотрено регулирование углов
а: и � только по сигн алу от КК, т. е. можно изменять напряжение на
- 333-
нагрузке командным.путем. В течение периода формирования положи­
тельно.й или отрицательной полуволны выходного напряжения углы а
и � не меняются, т. е. не осуществляется формирование синусоидаль­
нои фор�ы выходного напряжения. Чтобы выполнить требование си­
нусоидальной формы сигнала, в СУ должен быть включен блок форми­
рова�ия формы БФФ, который осуществляет изменение угла а (�) по
линеиному или более сложному закону в течение периода выходной
частоты (см. п. 10.6). Однако с учетом изменения и самой этой частоты
(/2 � var) схема блока сильно усложняется, и этот метод применяется
краине редко.
Следует отметить, что, хотя схемы управления НЧП состоят из
хорошо известных элементов (интеграторы, счетчики, усилители,
логические элементы, компараторы и т. д.), но из-за большого числа
силовых элементов (18 ... 36) объем СУ резко возрастает и требуется
точное согласование работы элементов во времени.
Рассмотренная выше схема является обобщенной, реальные СУ
могут включать и ряд дополнительных узлов.
Рассмотрим еще одну простую и не очень стабильную, но получив­
шую распространение схему тиристорного регулятора мощности, при­
меняемую, например, в устройствах управления освещенностью.
В схеме (рис. 10.70, а) использован не импульсно-фазовый, а ампли­
тудно-фаэовыи... метод управления. Она состоит из трансформатора Тр,
фазореrулятора RC, тиристора VDI и его .нщ-рузки Rн . Как известно,
изменяя величину сопротивления R, можно изменить фазу напряже­
ния на выходе RС-цепи теоретически в пределах О ... 180°, практически
несколько меньше (2Р ... 160°). Как видно из диаграммы (рис. 10.70, б),
при подаче на тиристор положительной полуволны напряжения пи­
тания а требуемое для включения тиристора напряжение управления
меняется по кривой Ь, следовательно включение произойдет в момент
пересечения кривой Ь с кривой а напряжения фазореrулятора. Изменяя
5) и'
,i
Рис. 10.70. СУ простейшего тиристорного регулятора
- 334-
фазу кривой а, можно. менять момент включения тиристора почти от
О ... 180°, т. е. среднее значение напряжения на нагрузке меняется от
О до 1/2 максимального значения (второй полупериод тиристор не ра­
боrает). Если зашунтировать тиристор диодом VD2, то напряжение на
нагрузке можно менять от 1/2 номинального до номинального. Сило­
вая часть схемы может питаться от сети, тогда габариты трансформато­
ра будут ми_нимальны. Недостатки схемы - ограниченный диапазон
регулирования и нестабильность работы из-за нестабильности характе­
ристики ь. Тем не менее в неответственных устройствах ее примене­
ние оправдано.
10.12. Защита тиристорных преобразователей
Защита ТП является чрезвычайно важной задачей, так
как многие из них работают в составе таких объектов , где отказ или
выход из строя преобразователя может привести к серьезным экономи­
ческим и социальным последствиям. Например, отказ ТП в электро­
м
приводе судового крана во вр�мя грузовых операций в зарубежноы­
порту грозит не только задержкой судна у причала,. но и значительн
ми штрафными санкциями, а отказ такого же устройства в электро­
приводе брашпиля может привести к аварийной ситуации. Нет смысла
говорить о надежности ТП в системе электродвижения крупного ледо­
кола, там его отказ может вызвать очень тяжелые последствия.
Системы ·защиты ТП выполняют две основные функции: первая это защитить наиболее уязвим:ь1е элементы преобразователей - вен­
тили, вторая·- локализовать аварию, если она уже произошла, опре­
деленными рамками, для чего ТП должен сохранить хотя бы частично
возможность функционирования.
Кремниевые силовые диоды и тиристоры как· в процессе нормаль-­
ной эксплуатации ТП, так особенно в аварийных режимах, могут под-:
для
вергаться перегр·узкам по току и по напряжению. Первые опасны тин­
вентилей тем, что постоянная времени нагрева кремниевой плас о­
ки силового вентиля составляет сотые доли секунды. Поэтому кратк
н
временные перегрузки по току, допусти�е для электрических маши
и трансформаторов, могут оказаться "смертельными" для вентилей.
у­
Опасны для них и перенапряжения, которые возникают при коммю­
тации цепей, содержащих индуктивности, при включении и отклия,
чении ненагруженных трансформаторов и т. п. Обратные напряженил_о,
превышающие допустимое значение в течение 1 ... 2 мкс, как прав ля
приводят к электрическому пробою р-n-перехода и выходу венти
из строя.
Защита силовых вентилей от токовых перегрузок. Основными
тилей
причинами, обусловливающими выход из строя силовых вен токо­
е
в электроустановке, являются короткое замыкание, длительны
и
вь1е перегрузки, опрокидывание инвертора и электрические пробо ­
вентилей. При протекании опасных для · полупроводниковых венти .
лей токов перегрузки или КЗ должна вступать в действие токовая защита
- 335-
Для правильного выбора_ устройств защиты силовых полупровод­
никовых приборов для каждого типа прибора в информационных
материалах приводятся следующие зависимости:
максимально допустимый ток рабочей перегрузки Ip . пер в интер­
вале времени от 1 О до 5 мин при токе предварительной нагрузки, со­
ставляющем О, 20, 40, 60 и 100 % предельного тока, с последующим при­
ложением напряжения, равного 80 % повторяющегося напряжения
Unовт; число таких повторяющихся перегрузок, обусловленных харак­
тером работы потребителя, за весь срок службы вентиля не ограничи­
вается, но температура - полупроводниковой структуры не должна
превышать максимально допустимого значения;
минимально допустимая амплитуда тока аварийной перегрузки
Iав. пер в интервале времени от 10 до 200 мс с последующим приложе­
нием обратного напряжения, равног·о 80 % Uповт; при таких перегруз­
ках предполагается превышение максимально допустимой темпера­
туры полупроводниковой структуры, но воздействие тока Iав. пер
возможно ограниченное число раз за ср01� службы прибора;
максимально допустимые значения амплитуды ударного тока дли­
тельностью 1 ... 1 О мс и защитный показатель (тепловой эквивалент)
вентиля Wв = /�. д t8 , характеризующий допустимую аварийную пере­
грузку при длительности импульса 1 О мс, без последующего приложе­
ния напряжения.
На ри.с. 10.71, а приведены перегрузочные характеристики одного
из серийных тиристоров Т9-200 с номинальным током 200 А при
t = 40 °С. Коэффициент k дает информацию о предварительной нагрузке
тиристора. При номинальном токе перегрузки недопустимы (k = 1). Если
тиристор находился в режиме холостого хода, то в течение О,1 с он вьщер­
.живает почти 10-кратный ток, а в течение 0,01 с- более чем 12-кратный.
а)
б)
Iпef!., нА
\�
1\
2,0 �.... � о
"о
,·�
� ��
�
1,2 � �<9
0,8
О/+
1.0
3,5
"'�'"� '"
'
о0,01 11 1О,1 1
-�
4-,О
2,4
1,б �
Iпер, кА
J,O
::-."�,.. . '
r--..""� f::::�
t--,::::"'""-
2,5
\,
. 10
�
�
...
1,5
100 �. с
10
• 10
--�
(
20
Рис. 10.71. Перегрузочные характеристики тиристора
- 336-
--......
--
2,0
1-.
1,0
'
50
:'<
r'x?'
100
t,мс
На рис. 10,71, б приведена зависимость тока аварийной перегрузки
времени
ее действия для различных температурных состояний
от
тиристора: кривая 1- для 25 °С, кривая 2- для 125 °С.
Аналогичные характеристики имеют и другие силовые приборы.
Как видно из графиков, для гарантированной защиты вентилей от
перегрузки по току необходимо, во-первых, иметь очень быстродей­
ствующие устройства, время срабатывания которых измеряется едини­
цами и десятками миллисекунд, а во-вторых, ограничивать тем или
иным способом максимальные токи в защищаемой цепи в аварийной
ситуации.
Для защиты силовых вентилей полупроводниковых преобразова­
телей средней и большой мощности при внешних и внутренних КЗ
широко применяются специальные быстродействующие предохрани­
тели (БП) серии ПНБ, ПБВ и ПП57, которые являются самыми простыми
защитными аппаратами. Такие предохранители состоят из контактных
ножей и плавкого элемента, помещенного в закрытый фарфоровый
патрон {ПП57, ПНБ) или герметичный керамический корпус (ПБВ), за­
полненный сухим кварцевым песком. Плавкая вставка изготовляется
из специальной ленты и имеет несколько участков с малым сечением.
Основными показателями предохранителя, характеризующими его
защитные
свойства, являются
номинальное напряжение UП НОМ' номи...
...
I
нальныи ток n ном плавкои вставки, тепловые эквиваленты плавления I� tпл и отключения/� tоткл·
Защита вентилей усложняе:rся, если в одном плече преобразовате­
ля устанавливается несколько параллельно включенных вентилей.
В этом случае для организации одновременного включения тиристоров
(не диодов) необходимы уравнительные дроссели (см. п. 1.7), которые
предотвращают возможность включения одного. из нескольких парал­
лельно включенных тиристоров и выхода его из строя до включения
остальных.
Защита от КЗ производится тремя группами плавких предохраните­
лей (рис. 1 О.72), которые могут быть установлены: последовательно
с каждым вентилем FUl для защиты от внутренних повреждений;
в фазных (подводящих) проводах FU2 для обеспечения отключения
при внешних повреждениях; на выходе постоянного тока FUЗ. В пер­
вом случае через предохранитель про
А В с
тека�т ток вентиля /в. д = 1,73/� ер· При
такои схеме включения БП неоuходимо
ru2
учитывать, что при перегорании одного
VJJ1.1
-V])ч..1
из предохр�нителей может появиться
перенапряжецие на остальных венти­
лях, включенных параллельно повреж
денному. Во втором случае плавкие
вставки предохранителей должны быть
рассчитаны на вторичный ток, дейст­
вующее значение которого для мосто­
FlfJ Ян
FUJ
вых схем выпрямления равно y2I
Время срабатывания БП составл8я:Gт Рис. 10.72. Защита тиристорного
преобразователя от КЗ
10...15 мс.
22 Зак. No 139
- 337 -
где kв . д = lв. д /1d - коэффициент использования вентиля по току.
· Все БП для защиты ТП имеют различные сигнальные устройства,
например визуальный указатель срабатывания или вспомогательный
контакт, который позволяет быстро обнаружить сгоревший предохра­
нитель и заменить его.
Следует иметь в виду, что предохранители, выбранные по указан­
ной выше методике, защищают вентили только при КЗ и внезапных
больших перегрузках, но не реагируют на эксплуатационные перегруз­
ки. Для этой цели применяют автоматические выключатели, главные
контакты которых снабжены механизмом расцепления. Автоматы
оснащены электромагйитными расцепителями, срабатывающими при
КЗ, и тепловыми, выключающими аппаратуру при 20 ... 30 %-ных пере­
грузках по току. Время срабатывания современных автоматов соизме­
римо с таковым для БП и составляет 12 ... 15 мкс, но из-за высокой
стоимости их устанавливают только на входе и выходе ТП.
Для уменьшения мощности защитных автоматов огр,ничивают ток
КЗ в первый полупериод после возникновения аварии: С этой целью
в преобразователях применяют трансформаторы с большим индуктив­
ным сопротивлением обмоток (обычно ·uк = 8 ... 10 %). Если значение и
трансформатора недостаточно для ограничения тока КЗ, то в фазы преоб­
разователя дополнительно включают токоограничивающие анодные
реакторы.
Защита силовых вентилей от перенапряжений. Импульсы обратно­
го напряжения, превышающие периодически прикладываемые до­
пустимые обратные напряжения, могут разрушить вентиль, поэтому
необходимо принимать специальные меры для защиты силовых вен­
тилей от перенапряжений. Причинами перенапряжений могут быть
отключение или включение · силqвого трансформатора на холостом
ходу, отключение в цепи постоянного тока, перегорание плавких
.вставок, а также коммутация тока с одного·вентиля на другой.
Коммутационные перенапряжения обусловлены тем, что при за­
крытии полупроводникового вентиля прямой анодный ток резко спа:­
дает до нуля и, когда напряжение становится обратным, накопив­
шиеся в р-n-переходе положительные. носители тока (,,дырки") со­
здают обратный ток, который ограничивается только сопротивлением
трансформатора. С окончанием рекомбинации "дырок" обратный ток
,;обрывается" .. Это вызывает в кривой ·обратного напряжения появле­
ние начального скачка, превышающего расчетное значение Иобр max,
что может привести к пробою вентиля.
Для защиты от внутренних _перенапряжений, возникающих в мо­
мент закрывания вентилей, применяют демпфирующие RС-цепочки из
последовательно соединенных конденсатора Ск и резистора Rк , вклю­
чаемых параллельно вентилям. В момент закрытия диода или тиристо­
ра обратный ток коммутируется из цепи вентиля в RС-цепочку. Заряд
емкости при этом носит колебательный характер, что способствует
более быстрому рассеиванию основных носителей зарядов р-n-перехо. дов. Поэтому ускоряется процесс запирания вентилей, что приводит
к уменьшению коммутационных перенапряжений и способствует вы­
равниванию времени закрывания- тиристоров. Этот факт играет су­
щественную роль в реверсивных ТП, работающих на якорь двигателя
постоянного тока, так как устраняется перегрузка тиристоров с боль­
шим временем выключения.
Особое внимание следует обращать на перенапряжения, вызван-·
ные включениями и отключениями первичной обмотки ненаrруженно­
го трансформатора преобразователя. Возникновение таких перенапря­
жений, называемых внешними, связано с напичием в цепях трансфор­
матора индуктивностей (намагничивания L 0 и рассеяния Ls) и емкос­
тей между секциями обмоток.
Для уменьшения внешних перенапряжений применяют защитные
RС-цепочки, . включаемые на стороне переменного или постоянного
тока преобразователя. При подключении Rl Сl-цепочек ко вторичным
обмоткам трансформатора (рис. 10.73, а) получаютс� большие потери
энергии, кот9рые вызывают дополнительный нагрев преобразователя.
Кроме того, габариты защитного устройства увеличиваются, так как
в качестве емкости С 1 приходится применять громоздкие металлобу­
ма)КНые конденсаторы, рассчитанные на Ираб ;;;i,; И2 п max, и резисторы
Rl с большой мощностью рассеяния.
Для уменьшения потерь в элементах защитны� RС-цепочек неуп­
равляемых преобразователей конденсатор Ср можно включить на
выходе постоянного тока. Это позволяет использовать в устройствах
- 338-
- 339-
При установке предохранителя последовательно с вентилем или на
вторичной стороне траtiсформатора (FUl и FU2 на рис. 10.72) необходимо, чтобы значение /� tотклI предохранителя было не больше допустимого значения теплового эквивалента /�. д � защищае�ого вентиля.
В тиристорных преобразователях, имеющих в одном плече не­
. сколько параллельных ветвей, предохранители выбираются из ус­
ловия
1
rде nв - число параллельно включенных в плече тиристоров; k - коэф­
фициент неравномерности загрузки тиристоров, обычно k = 1,05 ... 1,2;
J;_ д tв - допустимый тепловой эквивале�т тиристоров; /� tоткл max тепловой эквивалент отключения предохранителей.
Значения 1:. д tв силовых вентилей и /� tоткл max быстродействую­
щих предохранителей приводятся в информационных материалах за­
водов-изготовителей и в технических данных на приборы. По значению
I� tоткл или I� tоткл max выбирают предохранители, номинальный ток
плавкой вставки которых должен быть не меньше действующего зна­
чения максимального тока нагрузки через вентиль (с учетом допусти­
мых перегрузок преобразователя kд оп пер и коэффициента запаса по
току kзап не менее 1,2), т. е.
б)
Vll1
V114-
�
�
V.:П1
Vll4-
·'
�.
Zн
tw
Zн
Рис. 10.74. Структуры ТП при параллельном соединении вентилей
такова, что в каждом плече работает несколько параллельно включен­
ных вентилей, то в некоторых случаях предпочтительнее вместо этого
применять два или более параллельно включенных мостов. Тогда
аварийные ситуации чаще всего локализуются в пределах одного
моста, где легче определить место повреждения и вышедший из строя
вентиль. Кроме того, установив датчики тока ДТ на выходе каждого
моста и обраqотав сигналы этих датчиков, можно корректировать
режим управления ТП (уменьшить нагрузку) и тем самым избежать
развития аварийной ситуации (рис. 1 О. 74).
В заключение следует отметить, что применение тиристорных
преобразователей в судовой энергетике в ближайшем будущем зна­
чительно расширится. К наиболее перспективным направлениям
развития силовой преобразовательной техники•. на судах следует
отнести:
применение преобразователей частоты для регулирования син­
хронных электродвигателей с вентиляторной нагрузкой (насосы,
вентиляторы);
применение ПЧ для валогенераrорных установок;
применение ТП для систем ГЭУ;
применение АИН и АИТ с МГД-генераторами постоянного тока;
применение ИППТ для различных систем, включая ГЭУ, питающуюся от аккумуляторов.
+ Ur1 Рис. 10.73. Защита вентилей ТП от �нешних перенапряжений
защиты менее громоздкие электролитические (полярные) конденсато­
ры. В преобразова�елях на тиристорах защитный конденсатор ер вклю­
чают на стороне переменного тока (рис. 1 О.73, б) через вспомогатель­
ный выпрямитель на маломощных полупроводниковых диодах.
При возникновении перенапряжений их энергия будет поглощать­
ся конденсатором ер , преобразуясь в энергию • электрического поля,
которая затем рассеивается на резисторе RP . Резистор Rд ограничивает
ток через вентили диодного моста при включении трансформатора на
незаряженный конденсатор
р
араметры защитнои цепи определяются по наJ,Jболее опасному
режиму отключения трансформатора - на холостом ходу, когда пере­
напряжения могут во много раз превышать рабочее напряжение на
вентилях преобразователя.
Методы защиты от перенапряжений в цепочке из нескольких по­
следовательно включенных вентилей приведены в п. 1.3.
Выше были рассмотрены методы защиты отдельных тиристоров от
перегрузок по току и напряжению. Если в каждом плече ТП (например,
в трехфазной мостовой схеме) установлено по одному вентилю, то
выход из строя одного из них (имеется в виду обрыв цепи) приводит
к выходу из строя и всего моста, так как резко уменьшается :rок на
выходе ТП и возрастают искажения. Поэтому необходимо немедленно
устранить дефект - определить и заменить сгоревший тиристор. Если
тиристор закорочен, то в многофазных схемах неизбежно выходит из
строя по крайней мере еще один тиристор. Если же ·, мощность ТП
п
� е.
- 340-
\
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Бедрековский. М. А., Кручинин Н. С., Подолян В. А. Микропроцессоры. М.:
Радио и связь,.1981. 72 с. 2. Бирюков С. В. Цифровые устройства на МОП интегральных микросхемах.
М.: Радио и связь,1990. 128 с.
3. Вениаминов В. Н., Лебедев О. Н., Мирошниченко А. И. Микросхемы и их
применение: Справ. пособие. М.: Радио и связь,1989. 240 с.
4. Гивоне Д., Р,оссер Р. Микропроцессоры и микрокомпьютеры. М.: Мир,
1983. 464 с.
5. Горбачев Г. Н., Чаплыгин Е. Е. Про�,iышленная электроника. М.: Энерго­
атомиздат,1988. 320 с.
6. Гутников В. С. Интегральная электронiЩа в измерительных устройствах.
Л.: Энергоатомиздат. Ленинrр. отд-ние,1988. 304 с.
7. Заброоин Ю. С. Промышленная электроника. М.: Высшая школа, 1982.
496 с.
8. Источники питания радиоэлектронной аппаратуры/ Под ред. Г. С. Най­
вельта. М.: Радио и связь,1985. 576 с.
9. Коломбет Е. А. Микроэлектронные средства обработки аналоговых сигна­
лов. М.: Радио и связь,1991. 376 с.
10. Микроэлектроника в управдении судовой электроэнергетикой/ Л. 3. Ру­
. дерман и др. Л.: Судостроение,1987. 108 с.
11. Мошиц Г., Хорн П. Проектирование активных фильтров. М.: Мир, 1984.
320 с.
12. Основы преобразовательной техники/ В. С. Руденко и др. М.: Высшая
школа,1980. 422 с.
13. Основы промышленной электроники/ В. Г. Герасимов и др. М.: В�сшая
школа,1986,336 с.
14. Пасынков· В. В., Чиркин Л. К. Полупроводниковые приборы. М.: Высшая
школа, 1987. 479 с.
15. Потемкин И. С. Функциональные узлы цифровой автоматики. М.: Энер­
гоатомиздат,1988. 320 с.
16. Преображенский В. Н. Полупроводниковые выпрямители. М.: Энерго­
атомиздат,1986. 136 с.
17.Розанов Ю. К. Основы силовой преобразовательной техники. М.: Энергия,
1979. 391 с.
18. Стеnанен_ко И. П. Основы микроэлектроники. М.: Сов. Радио, 1980. 424 с.
19. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. М.: Мир, 1982. 512 с.
20. Тараторкин Б. С. Электронные устройства судовой автоматики. Л.: Судо­
строение, 1981. 248 с.
21. Фритu- В. Применение микропроцессоров в системах управления/ Пер.
с нем. М.: Мир, 198'4. 464 с.
22. Шило В. Й. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. М.: Рад�о
и связь,1987. 352 с.
23. Электронные промышленные устройства. М.: Высшая школа, 1988. 303 с.
24. Энергетическая электроника: Справ. пособие/ Пер. с нем. Под ред.
В. А. Лабунцова. М.: Энергоатомиздат, 1987. 464 с.
25. Якимов О. П. Газоразрядные матричные индикаторные панели. М.: Сов.
Радио,1980. 72 с.
Автогенератор 118
Алгебра логики 144
Арифметико-логическое устройство
193
Генератор пилообразного напряжения
124
- сигналов прямоуголь:iой формы 1191
Гибридная микросх�ма 48
База полупроводникового прибора
20,33
Барьер потенциальный 13
• Байт 195
Беспримесный полупроводник 12
Бит 195
Блокинr-генератор 122
дешифратор (декодер) 176
диаграмма Вейча 152
_ - энергетическая 11
Дизъюнкция 145
Динистор 36
Диод выпрямительный 15
- высокочастотный 16
- импульсный 16
- лавинный 16
- нулевой 265
- обращенный 18
- полупроводниковый 15
- светоизлучающий 18
- туннельный 17
- illоттки 155
Дифференцирующая цепь 140
диффузия носителей заряда 13
добротность 104
дрейф нуля усилителя 93,107
- температурный характеристик тран­
зистора 28
дырка,дырочный полупроводник
12,13
Варикап 18
Варистор 67
Вентиль 15
Время включения тиристора 41
- выключения 41
Вход усилителя дифференциальный
111
- - инвертирующий 111
- - неинвертирующий 111
Выпрямитель 228,231
- двенадцатипульсный 275
- двойной трехфазный 277
- однофазный мостовой 235,266
- - нулевой 233,262
- реверсивный 298
- с нулевым диодом 266
- с умножением напряжения 240
- трехфазный мостовой 271
- - нулевой 268
- управляемый 239,262-278
- фазочувствительный 241
Высшие гармоники в УВ 278
Вычитатель 183,202
Газоразрядная индикаторная панель
60
Газоразрядный прибор 59
Генератор гармонических колебаний
127
- 342-
Емкость р-n-п_ерехода 18
Законы де Моргана 145, 150
Затвор полевого транзистора 30
Зона энергетическая 11
- - валентная 11
- - запре�нная 11
- - проводимости 11
Импульсный сигнал 137
Инверсия логическая 145
Инвертор,ведомый сетью 291
- напряжения автономный 251, 252
- 343),,
Инвертор тока автономный 254
-последовательный 255
Индикатор вакуумно-люминесцент­
ный 186
-газоразрядный 60,186
-жидкокристаллический 188
-знаковый 186
-знакосинтезирующий 186
-полупроводниковый 187
Инжекция носителей заряда 158
Интегральная микросхема 47
Интегратор 141,204
Интерфейс 194, 198
Искажения в усилителе 74, 81
Исток полевого транзистора 30
Микропроцессор 191
Микросхема 47
Минимизация логических функций
150
Множительно-делительные устройства
210
:Мост Вина 130
-двойной !-образный 105
Мультивибратор 119
Мультиплексор 180
Напряжение прямое 15
-обратное 15
Носитель заряда 12
Нуль-орган 320
Обратная связь 75, 84
Одновибратор 142
Опрокидывание инвертора 293
Оптрон 47,327
- Канал в полевом транзисторе 30
-встроенный 31
-индуцированный 31
Карта Карно 152
Каскад усилительный 73, 92
Катод 50
Квадраrор 209
Кварцевая стабилизация 131
Кворум-элемент 180
Классы усиления 81
Ключевой режим транзистора 27,83
Коллектор транзистора 20
Комбинационная схема 151,,176
Коммутация в УВ 282
Компаратор 114
Комплементарная структура 157
Конвертор сопротивлений 208
Концентрация носителей заряда 12
Конъюнкция 145
Коррекция частотная 111
Коэффициент искажений 81
-мощности 287
-передачи тока транзистора .21
-полезного действия 74, 81, 98
-пульсации 233, 239
-сглаживания 242
-стабилизации 246
-усиления 73
Крутизна характеристики 51
Падение напряжения на диоде 15
Память ЭВМ 195
Пентод 54
Линия нагрузки (нагрузочная прямая)
79
Логическая функция 114
Логические элементы 114, 152-160
Переключатель постоянного тока 316
Переход электронно-дырочный 13
Повторитель 24, 202
Подвижность носителей 12
Позистор 68
Полоса пропускания 75
Полупроводник 11
Полупроводниковый прибор 14-47
Полусумматор 182
Потенциальный барьер 13 .
Преобразователь аналогоцифровой 221
-логарифмический 206
-переменного напряжения 307
-постоянного напряжения 257
-фазы 205
-функциональный 208
-цифроаналоrовый 221
-частоты 228
--непосредственный 303
--со звеном постоянного тока 256
Примесь акцепторная 13
-донорная 13
Пробой лавинный 15
-р-n-перехода 15
Программируемая логическая матрица
178
Магнитодиод 19,71
Магниторезистор 70
Маrнитотранзистор 71
МДП (МОП)-структура 31
Метод расчета усилителя 79
Разряд тлеющий 60
Распределители импульсов 174
Регистры 170, 175
Режим ключевой 26
-насыщения 27
- 344.,...
Реж�м непрерывного тока 256
-обеднения 31
-обогащения 31
-отсечки 27
-покоя 79
-прерывистого тока 256
Рекомбинация носителей заряда 12
Самовозбуждение 94,128
Светодиод 18
Сетка 52
Симистор 42
Системы счисления 138
-управления 319
Скважность импульсов 137
Стабилизатор 229,246
Стабилитрон 16
Стек 176, 194
Степень интеграции 48
Сумматор 181
Схема замещения 84
-сравнения 182
Счетчик импульсов 170
Таблица истинности 148
Таймер 183
Тензорезистор· 69
Термистор 67
Термоэлектрический преобразователь
72
Тетрод 53
Тиратрон 62
Тиристор 305
Ток диода обратный 15
--прямо� 15
...:. -теПЛО!ЭОЙ 15
Ток транзистора 21
--начальный 20,28
-уравнительный 299
Транзистор биполярный 19
-одноnереходный 33
-полевой 30
--МДП-типа 31
--с р-n-переходом 30
-составной 93
- Шоттки 155
Триггер 161-170
-Шмидта 115
Угол коммутации 272
-опережения 295
-управления 262
Управление реверсивным nреобразо­
ва телем раздельное 298
---согласованное 298
Усилитель балансный 108
-двухтактный 98
Усилитель дифференциальный 109,
202
-избирательный 104
-импульсный 106
-инвертирующий 200
-каскодный 106
-многокаскадный 92
_-мощности 96
-неин!Эертирующий 201
-операционный 110
-постоянного тока 106
-релейный 114
-фазочувствительный 103
Фазоинверсный каскад 87
Фазосдвигающее устройство 320
Фильтр активный 132
-полосовой 135
-режекторный 135
-сглаживающий 242
· Фоторезистор 68
Фототиристор 44
Фототранзистор 46
Характеристика амплитудная 74
-внешняя 285
-вольтамnерная 14
-входная 24
-выходная 25
-переходная 75
-регулировочная 262
-фазова.я 75
-частотная 75
Цепь сброса 172
Четырехполюсник 26
Шина 194
Шифратор 176
Элемент пороговый 114
-Холла 70
Электровакуумный прибор 50
Электронно-дырочный переход 13
Электронно-лучевая трубка 56
Электропроводность полуnроводнико1
11
Эмиссия 50
Эмиттерный повторитель 24
Эмиттер транзистора 20
Энергетические показатели УВ 287
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ................................-..-� ................
Список условных сокращений ..................· ...................
ВведенИе .............., ..............._ .........................
3
Глава 1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ .......................
1.1.Электропроводность полупроводников ..................
1.2. Электронно-дырочный переход .. � ......................
1.3. Полупроводниковые диоды ............................
1.4. Биполярные транзисторы..............................
1.5. Полевые транзисторы ...-..............................
1.6. Однопереходные транзисторы ..............·............
· 1.7.Тиристоры .... � ............................•........
1.8. Оптоэлектронные nриборы ............................
1.9. Интегральные микросхемы .. � .........................
11
11
13
14
19
30
33
35
45
47
Глава 2. ЭЛЕКТРОВАКУУМНЬiЕ И ГАЗОРАЗРЯДНЬIЕ ПРИБОРЫ .......
2.1. Электровакуумные приборы ......•....................
2.2. Газоразрядные приборы! ................"........ � .....
50
50
59
Глава 3. ПАССИВНЫЕ ЭЛЕЫЕНl'ЬI ЭЛЕКТРОНИКИ........... : ......
3.1. Постоянные и переменные резисторы .............•.....
3.2. Постоянные и переменные конденсаторы ..........•.....
3.3.Трансформаторы и дроссели ..................,..•.......
3.4.Полупроводниковые резисторы .........................
3.5.Полупроводниковые гальваномагнитные элементы ......•.
3.6. Полупроводниковые термоэлектрические преобразователи
62
63
64
65
67
69
72
Глава 5. ГЕНЕРАТОРЬI СИГНАЛОВ РАЗПИЧНОЙ ФОРМЬI.............
·
5.1. Общие понятия о генераторах ..... : ...........•.•......
5.2.Генераторы сигналов прямоугольной формы •.•...........
5.3. Генераторы сигналов nилообразной формы ........•......
5. 4.Генераторы гармоничеСI(Jа колебаний ...................
8
- 346-
118
118
119
124
127
132
··•
Глава 7. ИМПУЛЬСНАЯ И ЦИФРОВАЯ ТЕХНИКА ·,·····•••··• ·••
,.
...
,
....
.•
и
техник
7.1. Особенности импульсной и цифровой
•••
•••••
,••••
..
•
..
7.2. Логические функции и элементы .....
7.3.Логические элементы на ИМС .......•••••••••••••••·••
7.4. Последовательностные элементы импульсных систем. Триггеры ................... •.•••·••••••••····•····.. ·· ······
7.5.Счетчики, регистры ...........• • •••••••••• • •••·••····
7.6.Сложные комбинационные схемы ..........•...••.•••••
••
7.7. Индик аторные устройства ........•...••.•••••••:••••
•
•
7.8.Микропроцессоры и микроЭВМ .............•...••.. ••
136
136
144
152
··
Глава 8. -ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ..,·.,·,··•··•••·•······
ионных
операц
на
в
сигнало
ли
азовате
8.1. Аналоговые преобр
, ••••••••········
усилителях .................••••••••••.
..........•.
......
йства
· 8.2. Множительно-делитель11ые устрg
азователи ...
преобр
овые
8.3. Цифро-аналоговые и аналого-цифр
5
Глава 4. YCИJ'IИrE_JШ ........................................... 73
4.1. Общие сведения об усилителях..............'·.......... 73
4.2. Обратная связь в усилителях ........•..•............... 75
4.3. Усилители переменного тока ....•..................... 78
4-4.Усилительные каскады на полевых транзисторах .......... 88
4.5.Многокаскадные усилители. Виды связей :между каскадами
92
4.6.Усипитеnи мо�ости ................................\
96
4.7. Ус�ители специальных тИIIов ........................
_
. 103
4.8. Усилители постоянного тока .......,...•.•...•...•·•..... 10&
4.9. Релейные (порогов:ьrе) усилители.Компараторы ........... 114
Глава 6. АКТИВНЫЕ �ИJIЬТРЬI ......·,····•·•···················
,
!11
161
170
176
186
19 1
199
200
210
221
А1П1АРАТУРЬI.·····
Глава 9. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ ЭЛЕКТРОЮIОЙ
'
.
'
9.1.Структур.ы ВШ'I.• � •....•..•...•...••.••.••....•..•••.
9.2. Однофазные неуправляемые выпрямители ........•.•••••
9.3.Трехфазные выпрямители ............ : •...••••••••••••
9.4.Принцип действия управляемого выпрямителя .......... :
9.5. Выпрямители с умножением напряжения ......•..••••• ,. •
9.6. Фазочувствительные выпрямители .........,,•,••••••••
9.7.Фильтры .•••••.•.•.•••••••. ••••••••••• · •••• · ••• • •••
9.8. Стабилизаторы постоянного тока ..........•••••••••••••
•.••••••••
_
9.9. Автономные инверторы малой мощности ...•..
тока ..•,•,
ного
9.10. Преобразователи частоты со звеном постоян
9.11. Импульсные преобразователи постоянного напряжения ••.
227
228
231
236
239
240
241
242
246
251
256
257
··
Глава 10. СИЛОВЫЕ ПОJIУПРQВОДНИКОВЬIЕ ПРЕОВР АЗuВАТЕЛИ.,,
10.1. Силовые управляемые выпрямители .............,•••••
10.2. Последовательное и параллельное включение выпрями· .........,.•.•••••••••••········ •
тельных схем. ..........
10.3. ВнеUПiие гармоники в кривой выпрямленного напряжения
и входного тока управляемых выпрямителей .....,.•,••••••••
10.4. Комутационные процессы в управляемых выпрямителях ••�
10.5. Энергетические показатели управляемых выпрямителеи
10.6. Инверторы, ведомые сетью .......•,••,.••••••• •••····
10.7. Реверсивные управляемые выпрямители ........••••••••
( 10.8. Преобразователи �ц.стоты .......,.••••.•••••••··•·····
10.9. Преобразователи переменного напряжения ...,,•••••••••
10.10. ПереКJIIОчатели постоянного тока .........••• , ••••••••
10.11. Системы управления тиристорными преобразователями
10.12. Защита тиристорных преобразователей........,•••••••
260
262
277
278
282
287
291
298
303
307
316
319
335
••••• 342
Список литературы...............................•.•..• • •••
344
.
Предметн�й указатель ................ � ............... • • •
••••••
